DE10350700A1

DE10350700A1 - Verbesserungen beim Unterdrücken von Störungen für drahtlosen Empfang und Verbesserungen bei der Verarbeitung eines Frequenzumtastungssignals

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Publication number: DE10350700A1
Application number: DE10350700A
Authority: DE
Inventors: Luc Haumonte; Michel Gaeta; Philippe Loiseau
Original assignee: IMRA Europe SAS
Current assignee: IMRA Europe SAS
Priority date: 2002-10-31
Filing date: 2003-10-30
Publication date: 2004-05-19
Also published as: US20100119015A1; US20070201588A1; US7623604B2; JP4374985B2; US7957496B2; JP2004153837A

Abstract

Ein Informationsübertragungsempfänger kann (60) eine adaptive Filtereinheit (22) zum Entfernen kohärenter Störanteile aus einem empfangenen Signal umfassen. In Abwesenheit eines interessierenden Signals kann eine dynamische Anpassung des Filters erfolgen, um gegenwärtige Störanteile zu beseitigen. Wird ein interessierendes Signal erfaßt, so kann das Filter geeignet gesteuert werden, um dessen Anpassung zu beenden (oder zumindest zu vermindern), um eine Entfernung des interessierenden Signals zu verhindern. Das empfangene Signal kann durch eine Aufbereitungsschaltungsanordnung (52) in ein komplexes Basisband hinabtransformiert werden. Ein Detektor (102) kann das interessierende Signal erfassen und das Filter steuern. Die Autokorrelation kann verwendet werden, um ein Kennmerkmal des interessierenden Signals in dem komplexen Basisband zu bestimmen. Der Detektor kann eine Verzögerung umfassen, um schnell auf den Beginn eines interessierenden Signals und langsamer auf ein Ende des interessierenden Signals zu reagieren. Das interessierende Signal kann ein Frequenzumtastungssignal (FSK-Signal) sein. Ein Demodulationsglied (100) kann FSK-Anteile auf Basis des Autokorrelationsergebnisses demodulieren. Das Kennmerkmal des interessierenden Signals, welches zur Erfassung und/oder Demodulation verwendet wird, kann eine Richtungscharakteristik eines Vektors sein, welcher das komplexe Basisbandsignal im komplexen Raum darstellt.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Techniken zur Verwendung beim Verarbeiten eines empfangenen Informationsübertragungssignals. Die Erfindung kann insbesondere zum Verarbeiten eines drahtlos empfangenen Signals (beispielsweise eines Fernsteuerungssignals zum Verriegeln/Entriegeln eines Fahrzeugs oder zum Sperren/Aktivieren eines Fahrzeugalarms) geeignet sein, doch ist die Erfindung nicht auf eine drahtlose Umgebung begrenzt. Ein Aspekt der Erfindung kann das Unterdrücken der Wirkungen von Störungen bei einem empfangenen Signal betreffen. Ein weiterer Aspekt der Erfindung kann eine Technik zum Verarbeiten und Demodulieren eines durch Frequenzumtastungsmodulation (FSK-Modulation; für engl.: freqency shift keying modulation) kodierten Signals betreffen.
Hintergrund der Erfindung
Bei einer FSK-Modulation werden Bits bzw. Bitfolgen durch Signale mit mindestens zwei verschiedenen Frequenzen dargestellt. Aufgrund technischer Beschränkungen sind die Modulationseigenschaften nicht immer zeitlich stabil. Beispielsweise können die Modulationseigenschaften durch Temperaturänderungen, Energieversorgungsänderungen, Abweichungen der Bauelemente und Relativbewegungen zwischen dem Sender und dem Empfänger beeinträchtigt werden. Insbesondere in dem Fall beispielsweise eines Fahrzeugsicherheitssystems ist der Sender typischerweise in einem kleinen Schlüsselanhänger oder Schlüsselgriff angebracht, und dieser ist eine Miniaturschaltung zu niedrigen Kosten (mit großer Abweichung), welche durch eine Miniaturbatterie versorgt wird. Bei einem derartigen Sender ist es schwierig, die Frequenzen genau zu steuern, welche durch den Sender erzeugt werden. Ferner können sich die Frequenzen während einer einzigen Übertragung verändern. Ferner können die Zeitpunkte, zu welchen die FSK-Signale übertragen werden, bei dem Empfänger unbekannt sein.
Es sind nichtkohärente Techniken zum Demodulieren derartiger unvorhersagbarer FSK-Signale bekannt. Herkömmliche nichtkohärente Techniken weisen jedoch sowohl einen großen Berechnungsaufwand als auch eine große Anfälligkeit für die Wirkungen von Störungen auf, welche von anderen Signalen in dem gleichen Frequenzbereich wie die interessierenden FSK-Signale herrühren. Nichtkohärente Techniken können insbesondere durch kohärente Störungen in Form einer oder mehrerer relativ stabiler Störfrequenzen gestört werden. Derartige kohärente Störungen werden häufig durch elektrische Beleuchtung oder durch elektronisches Gerät erzeugt. In einer Fahrzeugumgebung gibt es viele unabhängige Schaltungen, welche eine Störung bei naher Frequenz bewirken können.
Es sind Techniken zum Unterdrücken der Wirkungen von Rauschen und Störungen bekannt. Die wirksameren dieser Techniken beruhen jedoch auf einer Referenzquelle des zu unterdrückenden Rauschens bzw, der Störung. Beispielsweise kann die Referenzquelle ein zweiter Empfänger an einem anderen Ort als der erste Empfänger sein, um ein ortsverschiedenes empfangenes Signal zu erhalten. Ein derartiger zweiter Empfänger verursacht jedoch erhebliche Mehrkosten und ist häufig sehr schwierig einzurichten. Die Referenzquelle kann alternativ in Form eines vorprogrammierten Signalgenerators oder eines mathematischen Modells vorliegen. Die Verwendung eines vorprogrammierten Referenzrauschens setzt eine vorherige Kenntnis der Störung voraus. Ferner kann ein vorprogrammierbares Referenzrauschen nicht an veränderliche Bedingungen und nicht einmal an einen Bereich verschiedener Bedingungen angepaßt werden.
Zusammenfassend verbleiben erhebliche Probleme beim Schaffen einer Technik, welche in der Lage ist, mit herkömmlichen Sendern mit großer Abweichung zu arbeiten, und welche eine wirksame, kostengünstige und doch robuste Verarbeitung und Demodulation von FSK-Signalen erreichen kann und ferner eine relativ starke Immunität gegen Störungen bei naher Frequenz erreichen kann.
Zusammenfassung
Ein erster Aspekt der Erfindung kann das Unterdrücken von Störungen in einem empfangenen Informationsübertragungssignal betreffen. Der erste Aspekt kann generell ein Filtern des empfangenen Signals unter Verwendung eines adaptiven Filters umfassen. Die Adaptivität des Filters kann in Übereinstimmung damit gesteuert werden, ob ein interessierendes Signal erfaßt wird.
Beispielsweise kann, wenn kein interessierendes Signal erfaßt wird, das Filter in einem adaptiven (bzw. sehr adaptiven) Modus betrieben werden, um Anteile aus dem empfangenen Signal adaptiv zu entfernen. Wenn ein interessierendes Signal erfaßt wird, kann das Filter in einem nichtadaptiven (oder zumindest weniger adaptiven) Modus betrieben werden, so daß die Filterkennlinie „eingefroren" wird (oder dem zumindest nahekommt), wie diese vorlag, unmittelbar bevor das interessierende Signal erfaßt wurde.
Eine derartige Technik kann eine sehr wirksame und adaptive Beseitigung jeglicher Störung erreichen, welche Kohärenz von längerer Dauer als das interessierende Signal aufweist. Bevor ein interessierendes Signal erfaßt wird, kann das Filter adaptiv beliebige Anteile des empfangenen Signals entfernen. Wenn ein interessierendes Signal erfaßt wird, wird die Filterkennlinie gehalten, so daß diese weiterhin die vorangehenden Signalanteile entfernen kann (unter der Voraussetzung, daß diese vorangehenden Signalanteile weiterhin vorhanden sind), sich das Filter jedoch nicht derart anpaßt, daß das interessierende Signal entfernt wird.
Das interessierende Signal kann vor oder nach dem adaptiven Filter erfaßt werden. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein Detektor nach der Filterung eingerichtet. Der Detektor weist eine schnellere Reaktion als die Adaptionsreaktion des Filters auf. Daher ist der Detektor in der Lage, das Vorliegen eines interessierenden Signals zu erfassen und den Filtermodus zu ändern, bevor das Filter in der Lage ist, adaptiv derart zu reagieren, daß das interessierende Signal aus dem empfangenen Signal entfernt wird.
Das Filter kann ein Subtraktionsfilter zum Entfernen eines oder mehrerer Anteile, welche von einem Referenzsignal abgeleitet werden, aus dem empfangenen Signal sein. Das Referenzsignal kann von dem empfangen Signal abgeleitet werden. Das Referenzsignal kann ein zeitverzögertes Signal sein, welches von dem empfangenen Signal abgeleitet wird. Das Filter kann vom Weiner'schen Typ sein.
Der oben erwähnte erste Aspekt der Erfindung kann insbesondere zur Verwendung bei einem FSK-modulierten Signal geeignet sein, ist jedoch nicht darauf beschränkt. Der erste Aspekt kann jedoch bei jedem Modulations- bzw. Informationskodierungstyp verwendet werden, um Störungen zu beseitigen, welche vorhanden sind, bevor das interessierende Signal erfaßt wird.
Ein zweiter Aspekt der Erfindung kann eine Technik zum Verarbeiten und/oder zum nichtkohärenten Demodulieren und/oder Erfassen eines FSK-Signals sein. Der zweite Aspekt kann generell umfassen, daß die Frequenz des Signals in ein komplexes Basisband mit Zentrum bei Frequenzwert null oder zumindest nahe daran hinabtransformiert wird und zwischen einem ersten Frequenzanteil und einem zweiten Frequenzanteil in dem komplexen Basisband unterschieden wird. Die Unterscheidung kann auf einer Richtungscharakteristik eines Vektors basieren, welcher ein Signal im komplexen Raum darstellt. Bei den FSK-Frequenzen kann eine erste, höhere Frequenz eine erste Richtungscharakteristik im komplexen Raum aufweisen, und eine zweite, niedrigere Frequenz kann eine zweite Richtungscharakteristik aufweisen, welche von der ersten Richtungscharakteristik verschieden ist. Die Richtungscharakteristik kann in der vorliegenden Schrift als Polarisation bezeichnet werden.
Die Richtungscharakteristik kann ein quantisierter Winkel des Vektors sein. Die Quantisierung kann eine Einheit von 360 Grad dividiert durch N sein, wobei N eine ganze Zahl ist, welche größer als 1 ist. Beispielsweise kann die Quantisierung eine Einheit von 180 Grad sein. Die Quantisierung kann einem Vorzeichen des Imaginärteils des komplexen Signals entsprechen. Die Quantisierung kann als Vorzeichen des Imaginärteils berechnet werden. Bei einem anderen Beispiel kann die Quantisierung eine Einheit von 90 Grad sein, um eine verbesserte Demodulationsrobustheit zu erreichen. Die Quantisierung kann den Vorzeichen des Real- und Imaginärteils des komplexen Signals entsprechen. Die Quantisierung kann als Vorzeichen des Real- und Imaginärteils berechnet werden. Bei einem weiteren Beispiel kann N 8 oder 12 sein, so daß der trigonometrische Kreis in eine Anzahl schmalerer Indexbereiche bzw. Bänder geteilt wird, um eine noch größere Verfeinerung der Demodulation und eine verbesserte Robustheit gegen Frequenzverschiebungen zu erreichen.
Die oben erwähnte Technik kann einen trigonometrischen Kreis in eine Anzahl von N Indexbereichen bzw. Bändern teilen, um zwischen verschiedenen FSK-Frequenzen zu unterscheiden. Eine Erfassung eines Sprungs des komplexen Signals von einem Indexbereich zu einem anderen entspricht der Erfassung eines Sprungs zwischen FSK-Frequenzen in dem empfangenen Signal.
Die Polarisation in dem komplexen Basisband kann auf der Basis eines Bestimmungswerts unter Verwendung einer Autokorrelationsfunktion bestimmt werden. Bei Vorliegen eines der stabilen FSK-Töne sollte die Polarisation übereinstimmend zu einem stabilen Wert tendieren und durch Korrelation erfaßbar sein. Die Autokorrelation der Autokorrelation (das bedeutet, eine Autokorrelation zweiten Grades) kann gleichfalls verwendet werden, um Kohärenz in der Autokorrelation zu erfassen, um Anfangs- und Endpunkt der FSK-Nachricht zu bestimmen. FSK-Regeln, wie etwa ein maximales Intervall zwischen Tonsprüngen, können gleichfalls angewandt werden, um zu bestimmen, ob ein erfaßtes Signal einer echten FSK entspricht oder nicht.
Bei einer Form wird ein Erfassungssignal in Reaktion auf ein interessierendes Signal erzeugt. Das Erfassungssignal wird mit Verzögerung erzeugt; um eine schnelle Reaktion zum Erfassen des Beginns eines interessierenden Signals und eine langsamere Reaktion zum Erfassen des Endes des interessierenden Signals zu erhalten. Das Erfassungssignal kann durch Verknüpfen zweier Erfassungssignale erzeugt werden, wobei das erste die schnelle Reaktion vermittelt (zumindest für den Beginn des interessierenden Signals) und das zweite eine langsamere Reaktion vermittelt. Eine derartige Verzögerung kann es ermöglichen, den Beginn des interessierenden Signals schnell zu erfassen (beispielsweise, um sicher zu sein, daß das erste Bit der FSK-Nachricht erfaßt wird), ohne Erfassungsfehler zu riskieren, welche von einer Unstetigkeit bei jedem Springen der FSK-Töne herrühren. Derartige Unstetigkeiten können andernfalls zu einer falschen Erfassung eines Endes des interessierenden Signals führen.
Vorzugsweise wird das empfangene Signal auf Basis der Polarisation des Signals weiter verarbeitet, um Störsignale zu beseitigen, welche die Verarbeitung in dem komplexen Basisband stören können.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung kann generell eine leistungsfähige Struktur zum Verarbeiten eines empfangenen modulierten Informationsübertragungssignals betreffen. Die Struktur kann generell ein System bzw. Verfahren ermöglichen, um:

(a) das empfangene Informationsübertragungssignal in ein komplexes Basisbandsignal umzuwandeln;
(b) das komplexe Basisbandsignal adaptiv zu filtern, um kohärente Störungen daraus zu entfernen; und
(c) das gefilterte komplexe Basisbandsignal zu verarbeiten, um ein interessierendes Signal zu erkennen und durch Demodulation eine Nachricht daraus zu gewinnen.

Die Verarbeitung kann das Steuern einer Kennlinie für die adaptive Filterung umfassen, wie beispielsweise bei dem ersten Aspekt der Erfindung erörtert. Die Verarbeitung kann eine Autokorrelationsfunktion verwenden, um ein Kennmerkmal des komplexen Basisbandsignals zu bestimmen. Das Kennmerkmal kann eine Richtungscharakteristik (Polarisation) eines Vektors sein, welcher das komplexe Basisbandsignal im komplexen Raum darstellt. Die Verarbeitung kann ferner ein Demodulieren des Signals auf Basis des bestimmten Kennmerkmals umfassen. Die Verarbeitung kann ferner ein Erfassen des Vorliegens eines interessierenden Signals in dem komplexen Basisbandsignal auf Basis des bestimmten Kennmerkmals umfassen.
Weitere Merkmale, Aspekte und Vorteile der Erfindung sind aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele ersichtlich.
Ein bevorzugtes und nicht begrenzendes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden lediglich beispielhaft unter Verweis auf die beigefügte Zeichnung beschrieben, wobei:
1 ein schematisches Diagramm ist, welches das Prinzip eines optionalen Entstörungsglieds darstellt; die 2(a)-(e) schematische Frequenzspektraldiagramme sind, welche Beispiele der Wirkungsweise des Entstörungsglieds von 1 darstellen;
3 ein schematisches Diagramm ist, welches das Prinzip eines optionalen FSK-Prozessors darstellt;
4 ein schematisches Blockschaltbild ist, welches einen Signalprozessor eines Informationsübertragungsempfängers darstellt; die 5(a)-(c) schematische Frequenzspektraldiagramme sind, welche ein Beispiel eines Signals bei verschiedenen Verarbeitungsstufen des Signalprozessors von 4 darstellen;
6 ein schematisches Blockschaltbild ist, welches Informationsverarbeitungsstufen in einem ersten Aufbereitungsabschnitt des Signalprozessors von 4 darstellt;
7 ein schematisches Blockdiagramm ist, welches Informationsverarbeitungsstufen in einem Detektor des Signalprozessors von 4 darstellt;
8 ein schematisches Diagramm ist, welches Beispiele eines Signals in dem Detektor und dem Steuersignalgenerator des Signalprozessors von 4 darstellt;
9 ein schematisches Blockschaltbild ist, welches Informationsverarbeitungsstufen in einem Steuersignalgenerator des Signalprozessors von 1 darstellt;
10 ein schematisches Blockschaltbild ist, welches das Prinzip eines Wiener'schen Filters darstellt;
11 ein schematisches Blockschaltbild ist, welches die Anordnung einer in Reihe und parallel geschalteten Filteranordnung unter Verwendung von Filtern mit begrenzter Impulsreaktion darstellt;
12 eine schematische Tabelle ist, welche die mathematischen Stufen des Störungsbeseitungsfilters auflistet; die 13A und 13B schematische Diagramme eines komplexen trigonometrischen Kreises sind, welche FSK-Frequenzen darstellen, welche als Vektoren, welche verschiedene Richtungscharakteristiken (Polarisationen) aufweisen, für zwei verschiedene Fälle einer Trägerfrequenz dargestellt sind (13A stellt einen Fall eines kleinen (bzw. nullwertigen) Trägerfrequenzfehlers dar, und 13B stellt einen Fall eines größeren Trägerfrequenzfehlers dar); die 14A, B und C schematische Diagramme eines komplexen trigonometrischen Kreises sind, welche die Quantisierung von FSK-Frequenzen bei dem dritten Ausführungsbeispiel darstellen; und
15 ein schematisches Diagramm ist, welches die Übergänge einer Zustandsbestimmungsmaschine darstellt, welche zum Erkennen eines Sprungs zwischen einer ersten und einer zweiten stabilen Frequenz verwendet wird, welcher eine Änderung von FSK-Tönen darstellt.
Genaue Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele
Bevor die gesamten bevorzugten Ausführungsbeispiele genau beschrieben werden, wird das Prinzip eines optionalen Entstörungsglieds 20 zunächst unter Verweis auf die 1 und 2 kurz beschrieben. Das Entstörungsglied 20 umfaßt generell ein adaptives Filter 22, welches ein Eingangssignal 24 und ein Steuersignal 26 empfängt und ein Ausgangssignal 28 erzeugt. Das Eingangssignal kann ein empfangenes Signal bzw. ein Frequenzumtastungssignal sein. Beispielsweise kann das adaptive Filter 22 ein Subtraktionstyp sein, beispielsweise ein Wiener'sches Filter. Das Filter 22 kann digital aufgebaut sein und kann in einer Abtastungsumgebung arbeiten, um eine Folge digitaliserter Signalabtastungen zu verarbeiten. Das Filter 22 kann einen ersten Signalpfad 30, einen zweiten Signalpfad 32 mit einer Verzögerung und einen Subtraktor 34 zum subtraktiven Verknüpfen von Anteilen der Signale von dem ersten und dem zweiten Signalpfad 30, 32 gemäß den Filterkoeffizienten umfassen. Der zweite (verzögerte) Signalpfad 32 kann ein Referenzsignal liefern, welches für kohärente Signale eine bestimmte Phasenbeziehung im Hinblick auf den ersten Signalpfad 30 aufweist. Das Filter 22 kann ferner ein Koeffizientenbestimmungsglied 36 umfassen, welches auf das Ausgangssignal 28 reagiert, um die Filterkoeffizienten dynamisch derart zu aktualisieren, daß eine Neigung zum Beseitigen sämtlicher kohärenter Anteile des Signals an dem Ausgang 28 bewirkt wird. Ein genaues Beispiel des Wiener'schen Filters wird später beschrieben, obgleich darauf hingewiesen sei, daß das folgende Prinzip auf jedes adaptive Filter angewandt werden kann.
Das Steuerungseingangssignal 26 steuert, ob sich das Filter 22 in einem adaptiven Modus befindet, in welchem das Bestimmungsglied 36 dazu verwendet wird, die Koeffizienten zu aktualisieren, oder ob sich das Filter 22 in einem nichtadaptiven Modus befindet, in welchem das Bestimmungsglied 36 inaktiv ist und/oder die Filterkoeffizienten bei deren zuletzt aktualisierten Werten „eingefroren" sind. Abhängig von der jeweiligen Ausführung kann das Steuersignal ein Binärsignal sein, und ein Zustand (aufgeschaltet oder rückgeschaltet) kann den adaptiven Modus anzeigen, und der andere Zustand (rückgeschaltet bzw. aufgeschaltet) kann den nichtadaptiven bzw. eingefrorenen Modus anzeigen. Das Steuersignal 26 wird durch einen Detektor 38 zum Erfassen des Vorliegens eines interessierenden Signals in dem Eingangssignal erzeugt. Bevor ein interessierendes Signal erfaßt wird, arbeitet das adaptive Filter 22 in dessen adaptivem Modus, so daß sämtliche kohärenten Anteile des Eingangssignals 24 aktiv gelöscht werden. Das Bestimmungsglied 36 aktualisiert die Filterkoeffizienten kontinuierlich, um jegliche Änderung, jegliche Erzeugung oder jegliches Verschwinden kohärenter Anteile auszugleichen. Wird ein interessierendes Signal erfaßt, so schaltet der Detektor 38 das Steuersignal 26 geeignet, um die Filterkoeffizienten einzufrieren. Das Filter wirkt daher derart, weiterhin sämtliche der vorangegangenen Anteile zu subtrahieren, wird jedoch daran gehindert, das neue interessierende Signal adaptiv zu entfernen. Wird das interessierende Signal nicht mehr erfaßt, so kann der Detektor das Steuersignal 26 wieder geeignet schalten, um das Filter 22 zurück in dessen adaptiven Modus zu schalten.
Der Detektor 38 kann nach dem adaptiven Filter 22 (wie bei diesem bevorzugten Beispiel dargestellt) oder vor dem adaptiven Filter 22 (wie in Strichlinie bei 38' dargestellt) angeordnet werden. Der Detektor 38 kann eine schnellere Reaktion als die Adaptionsreaktion des Filters 22 aufweisen, vorzugsweise, um zu gewährleisten, daß der Detektor 38 in der Lage ist, das Filter 22 in dessen nichtadaptiven Modus zu schalten, bevor eine Anpassung des Filters 22 erfolgt, um Anteile, welche den neuen interessierenden Signalen entsprechen, im wesentlichen aus dem Eingangssignal 24 zu löschen. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Detektor 38 nach dem adaptiven Filter 22 angeordnet, um die Entstörung zu nutzen, welche durch das adaptive Filter 22 erreicht wird.
Das Entstörungsglied 20 kann kontinuierlich arbeiten oder kann in periodischen Intervallen arbeiten, beispielsweise, wenn die Schaltungsanordnung, welche das Entstörungsglied 20 enthält, in einem Zustand niedriger Leistung, welcher periodisch aktiviert wird, arbeitet. Beispielsweise kann ein Zustand niedriger Leistung, welcher periodisch aktiviert wird, für Fahrzeuganwendungen verwendet werden, wobei die Schaltung von einer Batterie mit Energie versorgt wird. In einem derartigen Zustand ist es bevorzugt, daß das Filter 22 eine Adaptionsreaktionszeit aufweist, welche kürzer als die Zeitspanne ist, in welcher die Schaltungsanordnung bei jedem Aktivierungszyklus aktiviert ist. Eine derartige Reaktionszeit kann es ermöglichen, daß das Filter 22 neue Störungen, welche bei dem Beginn eines Aktivierzungszyklus erfaßt werden, adaptiv beseitigt. Beispielsweise kann das Filter eine Adaptionsreaktionszeit aufweisen, welche kürzer als etwa ein Zehntel der Zeitspanne ist, in welcher die Schaltungsanordnung aktiviert ist.
Abhängig von der Art des Filters 22 kann es, selbst wenn keine Störsignale in dem Eingangssignal 24 vorliegen, wünschenswert sein, mindestens ein künstliches Störsignal (schematisch dargestellt bei 40) hinzuzufügen, um zu gewährleisten, daß mindestens ein Störsignal existiert, an welches das Filter 22 stets angepaßt wird. Dies kann gewährleisten, daß das Filter 22 keinen vollständig zufälligen Koeffizientensatz aufweist, was vorkommen könnte, wenn keine Signale vorliegen, an welche das Filter angepaßt wird. Ein mögliches Risiko bei Zufallskoeffizienten ist, daß die Koeffizienten zufällig mit der Frequenz des interessierenden Signals zusammenfallen können, so daß das interessierende Signal sofort bzw. sehr schnell durch das Filter 22 entfernt wird. Wenn die Koeffizienten zufällig mit dem interessierenden Signal zusammenfallen, so kann selbst ein Schalten des Filters 22 in dessen nichtadaptiven Modus nicht verhindern, daß das interessierende Signal entfernt wird, da die Koeffizienten dann in Übereinstimmung mit dem interessierenden Signal eingefroren würden.
2 stellt die Wirkung des Entstörungsglieds 20 dar. 2(a) stellt das Frequenzspektrum des Eingangssignals 24 dar. Das Spektrum kann einen Störanteil 42 umfassen, welcher eine äußere Störung oder der künstliche Störanteil 40 sein kann. In dem Fall, daß nicht erkannt wird, daß das Signal 24 ein interessierendes Signal enthielte, wird das Filter 22 in dessen adaptiven Modus versetzt. Die 2(b) und (c) stellen das Ausgangssignal 28 dar, wenn eine Anpassung des Filters 22 erfolgt, um den Störanteil 42 innerhalb einer bestimmten Adaptionsreaktionszeit aktiv zu löschen. 2(d) stellt das Frequenzspektrum des Eingangssignals dar, welches den Störanteil 42 und ein interessierendes Signal 44 enthält. (In 2(d) ist das interessierende Signal 44 in Form zweier FSK-Frequenzen dargestellt, obgleich darauf hingewiesen sei, daß zu jedem momentanen Zeitpunkt lediglich eine FSK-Frequenz vorliegt.) Wird das interessierende Signal 44 durch den Detektor 38 erfaßt, so wird das Filter 22 in dessen nichtadaptiven Zustand geschaltet. Die Filterkoeffizienten werden eingefroren, so daß das Filter 22 weiterhin den vorher existierenden Störanteil 42 entfernt. Es erfolgt jedoch keine Anpassung des Filters 22 zum Entfernen des interessierenden Signals 44, und das Ausgangssignal 28 besteht vollständig bzw. zumindest hauptsächlich aus dem interessierenden Signal 44.
Das obige Prinzip ermöglicht eine sehr wirksame Technik zum Unterdrücken einer Störung, welche eine längere Kohärenz als ein interessierendes Signal aufweist. Die Technik kann eine Unterdrückung einer Störung ermöglichen, welche eine Frequenz in der Nähe des interessierenden Signals aufweist (wie in den 2(d) und (e) dargestellt), und kann ferner eine Unterdrückung nicht streng sinusförmiger Störsignale ermöglichen.
Ferner wird vor dem genauen Beschreiben der gesamten bevorzugten Ausführungsbeispiele das Prinzip einer optionalen FSK-Verarbeitungs- und Demodulationstechnik unter Verweis auf 3 beschrieben. Die FSK-Töne bzw. -Frequenzen eines FSK-Eingangssignals 50 können generell als F_c +/- F_t definiert werden, wobei F_c eine mittlere Frequenz bzw. Trägerfrequenz ist und 2F_t die Frequenzdifferenz zwischen den Tönen ist. Das FSK-Signal 50 kann durch einen Frequenzwandler 52 verarbeitet werden, um das FSK-Signal 50 in ein komplexes Basisbandsignal 54 umzuwandeln, so daß die Frequenz F_c den Frequenzwert null annimmt. Der Frequenzwandler kann eine Umwandlungsstufe oder mehrere Umwandlungsstufen hintereinander umfassen.
Sowohl in 3 als auch in 13A kann ein Verarbeitungsabschnitt 56 das komplexe Basisbandsignal 54 gemäß der Polarisation des komplexen Basisbandsignals 54 verarbeiten, um Information aus dem interessierenden Signal zu extrahieren. Bei diesem Beispiel kann vorausgesetzt werden, daß die Trägerfrequenz F_c gleich der theoretischen Frequenz ist, welche bei dem Empfänger erwartet wird. Das komplexe Basisbandsignal 54 ist bei einem Frequenzwert von null zentriert, so daß der obere FSK-Ton (ursprünglich F_h = F_c + F_t) gleich F_t wird und der untere FSK-Ton (ursprünglich F₁ = F_c – F_t) gleich -F_t wird. In dem komplexen Basisband weist die positive Frequenz F_t eine erste (beispielsweise positive) Polarisation auf. Die negative Frequenz -F_t entspricht einem Signal, welches eine unterschiedliche zweite (beispielsweise negative) Polarisation aufweist. Die Polarisationen sind in 13A dargestellt. Die zwei Frequenzen werden durch Vektoren dargestellt, welche zwei verschiedene Richtungs- bzw. Polarisationscharakteristiken aufweisen, beispielsweise den Phasenwinkel. Die zwei Frequenzen können durch Unterscheiden zwischen den zwei Polarisationscharakteristiken unterschieden werden. Ein Springen zwischen den Frequenzen kann durch Erfassen eines Sprungs in der Richtungscharakteristik erkannt werden.
Die Polarisation kann unter Verwendung einer Autokorrelationsfunktion bestimmt bzw. abgeleitet werden. Das erste bevorzugte Ausführungsbeispiel kann zwischen den zwei Frequenzen unter Verwendung des Vorzeichens des Imaginärteils des komplexen Signals unterscheiden (entsprechend einer Unterscheidung auf Basis einer Quantisierungseinheit des trigonometrischen Kreises von 180 Grad). Das zweite bevorzugte Ausführungsbeispiel kann zwischen den zwei Frequenzen unter Verwendung der Vorzeichen des Real- und/oder Imaginärteils der komplexen Signale unterscheiden (entsprechend einer Unterscheidung auf Basis einer Quantisierungseinheit des trigonometrischen Kreises von 90 Grad), um eine verbesserte Robustheit für Signale mit großer Abweichung zu erreichen. Das dritte bevorzugte Ausführungsbeispiel kann zwischen den zwei Frequenzen gemäß schmaleren Einheiten einer Winkelquantisierung unterscheiden, um eine noch größere Robustheit für Signale mit großer Abweichung zu erreichen.
Die Polarisation kann verwendet werden, um den Anfangs- und/oder Endpunkt einer FSK-Nachricht zu bestimmen. In Abwesenheit eines FSK-Signals (bzw. eines beliebigen kohärenten Signals) ändert sich die Polarisation zufällig mit dem Rauschen. Bei Vorliegen eines FSK-Signals (bzw. eines kohärenten Signals) stabilisiert sich die Polarisation demgemäß, ob die Signalfrequenz in dem komplexen Basisband positiv oder negativ ist. Ein FSK-Signal kann dadurch erkannt werden, daß die Polarisierung in einem vorbestimmten Intervall umgeschaltet wird. Ein oder mehrere Steuersignale 57 können erzeugt werden, um eine Erfassung eines FSK-Signals zum Steuern anderer Schritte anzuzeigen.
Ein oder mehrere Filter 58 können vor dem Verarbeitungsabschnitt 56 und/oder dem Frequenzwandler 52 und/oder in dem Frequenzwandler 52 verwendet werden. Das Filter bzw. die Filter 58 können dazu dienen, Störungen zu unterdrücken, welche die FSK-Erfassung und/oder -Demodulation stören können. Das Filter bzw. die Filter 58 können ein Filter zum Unterdrücken einer kohärenten Störung umfassen, wie etwa das oben unter Verweis auf die 1 und 2 beschriebene Entstörungsglied 20. In dem Fall eines Entstörungsglieds 20, wie zuvor erwähnt, kann eines der Steuersignale 57 verwendet werden, um das Entstörungsglied 20 zwischen dessen adaptivem und dessen nichtadaptivem Modus umzuschalten. Ein derartiges Filter 58 (20) kann die Leistung dadurch verbessern, daß vorher existierende kohärente Störanteile entfernt werden, welche andernfalls die effektive Polarisation des komplexen Basisbandsignals 54 stören könnten.
Nachdem das Prinzip bestimmter optionaler Merkmale, welche bei der vorliegenden Erfindung verwendbar sind, beschrieben wurde, werden die bevorzugten Ausführungsbeispiele nun genau beschrieben. Es werden die gleichen Bezugsziffern wie die oben erwähnten verwendet, wo dies zweckmäßig ist.
Erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
In 4 ist ein Signalprozessor 60 zum Verarbeiten eines empfangenen FSK-Informationsübertragungssignals 62 in einem Empfänger 64 dargestellt. Der Empfänger 64 kann ein drahtloser Empfänger sein, beispielsweise ein Funk-, Mikrowellen- oder Infrarotempfänger. Eine Anwendung des vorliegenden Ausführungsbeispiels liegt auf dem Gebiet der Fernsteuerung von Sicherheitssystemen, beispielsweise für Fahrzeugsicherheitssysteme (beispielsweise Alarm, Fahrsperre und/oder Türverriegelungen) oder Gebäudesicherheitssysteme (beispielsweise Alarm und/oder Türverriegelungen). Der Signalprozessor 60 kann als Hardware oder als Software, welche auf einem Prozessor ausgeführt wird, oder einer Mischung aus Hardware und Software verwirklicht werden. Der Signalprozessor 60 kann eine Mischung aus analogen und digitalen Verarbeitungsschaltungen umfassen.
Der Signalprozessor 60 kann generell einen ersten Aufbereitungsabschnitt 52 zur Bandfilterung des empfangenen Signals 62 und zum Umwandeln der Frequenz des empfangenen Signals in ein komplexes Basisband, einen zweiten Abschnitt 22 zum Beseitigen kohärenter Störsignale in dem Basisband und einen dritten Abschnitt 66 zum Verarbeiten des resultierenden Signals, um Informationen über ein interessierendes FSK-Signal zu erhalten, umfassen. Der erste Abschnitt kann die oben beschriebene Frequenzumwandlungsstufe 52 umfassen. Der dritte Abschnitt 66 kann den Detektor 38 und den FSK-Bearbeitungsabschnitt 56, welche oben beschrieben wurden, verbinden.
Wie oben erwähnt, können die FSK-Anteile 44 (auch 44a und 44b) als mittlere Frequenz bzw. Trägerfrequenz F_c plus oder minus einer FSK-Verschiebung F_t dargestellt werden. Beispielsweise kann F_c 314 MHz für Japan oder 433 MHz für Europa betragen. F_t kann etwa 30 kHz betragen, so daß die Differenz zwischen den zwei FSK-Frequenzen 44 etwa 60 kHz beträgt.
In 6 in dem ersten Abschnitt 52 kann zunächst eine Bandfilterung des Signals 62 durch ein erstes analoges Bandfilter 70 erfolgen. Typischerweise beträgt die Breite des Durchlaßbereichs des Filters 70 etwa 10% der Trägerfrequenz F_c. Nach der Bandfilterung wird das Signal in einen Frequenzmischer 72 eingespeist, um zu einer Zwischenfrequenz hinabtransformiert zu werden, um weiter durch ein zweites analoges Bandfilter 74 gefiltert zu werden. Die Zwischenfrequenz kann typischerweise 10,7 MHz betragen, da ein weites Feld von Filterschaltanordnungen 74 gegenwärtig bereits auf Basis der Zwischenfrequenznorm von 10,7 MHz verfügbar ist. Das resultierende bandgefilterte Signal kann typischerweise eine Bandbreite von etwa 600 kHZ aufweisen. Es kann schwierig sein, einen schmaleren Durchlaßbereich unter Verwendung weiterer analoger Filter zu erreichen. Daher wird das Signal bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel durch eine Digitalisierungsstufe 78 zur weiteren digitalen Verarbeitung digitalisiert. Beispielsweise kann das Signal mit einer Abtastfrequenz von beispielsweise etwa 1,3 MHz abgetastet werden (etwa das Zweifache der Signalbandbreite). 5(a) stellt das digitale Signal 76, welches bei einer Frequenz von etwa 320 oder 330 kHZ zentriert ist, als Resultat der Abtastung (Verfälschungswirkung) dar. Das Signal umfaßt die FSK-Frequenzen 44 und potentiell einen oder mehrere Störanteile 42, welche sich relativ nahe bei den FSK-Frequenzen 44 befinden (das bedeutet, innerhalb der Bandbreite von 600 kHz).
Das digitalisierte Signal wird sodann durch Stufe 79 in das Basisband hinabtransformiert und durch eine digitale Filterstufe 80 gefiltert, welche die Bandbreite weiter verengen kann, beispielsweise auf etwa 120 – 130 kHz. Zuletzt wird das Signal durch eine Abtastungsreduktionsstufe 84 um beispielsweise einen Faktor von etwa 5 reduziert.
5(b) stellt das resultierende reduzierte Signal 82 in dem Basisband dar. Wie in 5(b) zu sehen, liegen die verschiedenen FSK-Töne 44a und 44b infolge des Frequenzumtasters (Stufe 79) über bzw, unter dem Frequenzwert null in dem Basisband. Wie oben erläutert, kann dies ermöglichen, daß die verschiedenen FSK-Töne 44a und 44b auf Basis der Polarisation des Signals in dem komplexen Basisband erfaßt und demoduliert werden. Ferner werden die Anteile des Signals 82 außerhalb des Bands von 120-130 kHz (zentriert bei Frequenzwert null) infolge des digitalen Filters (Stufe 80) zumindest teilweise gedämpft. Eine derartige schmale Bandbreite ermöglicht eine starke Rauschunterdrückung, so daß die folgenden Entstörungstechniken äußerst wirksam verwendet werden können, um Störungen bei naher Frequenz (das bedeutet, nahe bei den Frequenzen des interessierenden FSK-Signals) zu unterdrücken, und relativ direkte Techniken zur FSK-Erfassung, Klassifizierung und Demodulation der FSK-Töne 44a und 44b verwendet werden können. Abschließend ist die folgende Verarbeitungskostensenkung ein Vorteil der Signalreduktion. Generell sind die Kosten und die Komplexität einer digitalen Verarbeitungsschaltungsanordnung von der verwendeten Abtastfrequenz abhängig. Das Verwenden eines Basisbandsignals ermöglicht erhebliche Vorteile beim Vermindern der Kosten und der Komplexität des Signalprozessors 60.
Es sei darauf hingewiesen, daß das vorangehende Ausführungsbeispiel einer Signalaufbereitung lediglich ein Beispiel darstellt und daß viele weitere Aufbereitungsund/oder Bandbreitenfilterungs- und/oder Frequenzumwandlungstechniken verwendet werden können.
In den 4 und 5(c) verarbeitet der zweite Abschnitt 20 das Signal 82 in dem komplexen Basisband, um kohärente Störanteile 42 zu entfernen, welche nicht als interessierendes Signal erkannt werden. Der zweite Abschnitt 20 basiert auf einem Wiener'schen Filter, welches einen Signaleingang 90 und einen Referenzeingang 92, welcher durch eine Verzögerung 94 verwirklicht wird, aufweist. Das Filter kann dem gleichen, welches unter Verweis auf 1 bereits beschrieben wurde und unter Verweis auf die 10 – 12 weiter beschrieben wird. Der zweite Abschnitt 20 empfängt ein Steuersignal 26 von dem dritten Abschnitt 66. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das Steuersignal aufgeschaltet (hoch), um das Entstörungsglied 20 in dessen adaptiven Modus zu versetzen, und rückgeschaltet (tief), um das Entstörungsglied 20 in dessen nichtadaptiven bzw. eingefrorenen Modus zu versetzen. In dem adaptiven Modus erfolgt eine aktive Anpassung des Entstörungsglieds 20, um die vorher existierenden Störanteile 42 zu löschen. Wenn ein interessierendes Signal durch den dritten Abschnitt 66 erfaßt wird und das Entstörungsglied 20 in dessen nichtadaptiven Modus geschaltet wird, löscht das Entstörungsglied 20 weiterhin die vorher existierenden Störanteile 42, jedoch nicht die neuen Anteile des interessierenden Signals (FSK-Anteile 44a und 44b in 5(c)).
Der dritte Abschnitt 66 kann einen Demodulationsabschnitt 100, einen Erfassungsabschnitt 102 und einen Steuersignalgenerator 104 umfassen.
Bei dem Demodulationsabschnitt 100 basiert die Demodulation auf der Tatsache, daß jeder FSK-Ton in dem komplexen Basisband ein unterschiedliches Polarisationsvorzeichen (positiv oder negativ) aufweist. Die Autokorrelation (Q) des Signals (S) wird verwendet, um die Polarisation in einer robusten Weise zu bestimmen, während die Wirkungen eines Hintergrundrauschens (N) in dem Signal vermindert werden. Generell erfolgt ein Rauschen lediglich in der begrenzten Bandbreite von +/- 65 kHz (erreicht durch das digitale Filter 80), und das Rauschen ist ein weißes Rauschen (da kohärentes Rauschen durch das Entstörungsglied 20 beseitigt wird). Die Rauschkorrelationsfunktion ist beinahe eine Dirac'sche Funktion.
Genauer kann das Signalmodell dargestellt werden durch S(t) = A exp(2πift) + Rauschen(t).
In den folgenden mathematischen Ausdrücken sind die Variablen der Frequenz (f) und der Zeit (t) jeweils im Hinblick auf die Abtastfrequenz (F_SD) und die Abtastperiode (ΔT_S) normalisiert.
Berechnen des ersten Korrelationsfunktionspunkts:
da die Rauschkorrelation mikroskopisch ist und nicht mit dem FSK-Signal korreliert ist. Daher hängt der Korrelationsfunktionspunkt lediglich von dem Signal der FSK-Frequenz f ab. Folglich werden die folgenden Bedingungen erhalten:
Wenn f > 0, dann sgn(Im{A² exp(2πif)}) > 0
Wenn f < 0, dann sgn(Im{A² exp(2πif)}) < 0
Es kann ein Erwartungswert K(t) , welcher die erwartete Frequenz bzw. Polarisation darstellt, in dem Bereich +1 oder – 1 definiert werden. Der Erwartungswert K(t) kann unter Verwendung eines stochastischen Mittelwerts bestimmt werden:
K(t) = K(t-1) + μφ(sgn(Im(S(t)S*(t-1))) – K(t-1)wobei μ_φ den Adaptionsparameter der Mittelungsfunktion darstellt. Das demodulierte Ausgangssignal kann daher durch das Vorzeichen von K(t) dargestellt werden.
Zusammenfassend ist
Ton(t) = sgn(K(t) )
wobei
K(t) = K(t-1) + μ( sgn(Im(Q(S,t))) – K(t-1)
wobei μ ein Adaptionsfaktor ist und
Q (S, t) = S (t) S* (t-1)
Der Adaptionsparameter μ wird vorzugsweise derart festgelegt, daß das Gedächtnis in der Funktion lediglich einen Bruchteil der Länge einer Standardperiode bzw. eines Standardzyklus (bezeichnet als Tchip) des FSK-Signals darstellt. Ein typischer Wert ist
Der Wert F_SD*Tchip kann der Anzahl von Abtastungspunkten entsprechen, welche während einer Tchip-Periode beobachtet werden. Der Adaptionsparameter kann auch als „Vergeßlichkeitsfaktor" bezeichnet werden. Ein großer Wert ist äquivalent zu einer schnellen Anpassung; die Vergangenheit wird rasch vergessen. Ein kleiner Wert bewirkt ein längeres Gedächtnis. In dem Fall von μ_φ ist die Aufgabe, ein Gedächtnis zu erhalten, welches kürzer als die Dauer von Tchip ist. Der Grund ist, eine unveränderliche Situation während jeder Tchip-Empfangsperiode zu erhalten.
Der Erfassungsabschnitt 102 dient zum Erfassen des Auftretens eines interessierenden Signals in dem Signal. Es ist bevorzugt, daß der Erfassungsabschnitt 102 geeignet ist, ein interessierendes Signal schnell zu entdecken, so daß das Entstörungsglied 20 schnell in dessen nichtadaptiven Zustand geschaltet werden kann. Es kann ferner bevorzugt sein, daß der Erfassungsabschnitt eine gewisse Verzögerung umfaßt, um zu gewährleisten, daß das Frequenzspringen in dem FSK-Signal nicht irrtümlich als falsches Ende der Nachricht erfaßt wird. Anders ausgedrückt, kann der Erfassungsabschnitt 102 eine schnelle Reaktion auf ein Erfassen des Beginns eines interessierenden Signals und eine langsamere Reaktion auf ein Erfassen des Endes eines interessierenden Signals aufweisen.
Um eine robuste Erfassungsbestimmung zu erhalten, kann der Erfassungsalgorithmus die gleiche Information verwenden, welche für die FSK-Tonbestimmung in dem Demodulationsabschnitt 100 verwendet wird. Der zuvor erwähnte Erwartungswert K(t) weist ein stabiles Vorzeichen auf, wenn ein (kohärentes) interessierendes Signal vorliegt. Wenn keine reinen Töne vorliegen, verhält sich diese Größe wie ein Rauschen mit einer maximalen Amplitude, welche gleich 1 ist (Wert gleich + oder – 1). In Anbetracht der Weise, in welcher der Erwartungswert K(t) abgeleitet wird, erreicht K(t) diesen Betrag nur, wenn ein stabiler Ton eine gewisse Zeit andauert.
Um eine klare Erfassung zu erhalten, ob ein kohärentes Signal vorliegt oder nicht, wird wieder die Autokorrelation verwendet. Im Hinblick auf die 7 und 8 werden zwei gemittelte Erfassungsvariablen definiert:
erfass_hoch = erfass_hoch+μRED_hoch(K(t)K(t-1)-erfass_hoch) erfass_tief = erfass_tief + μRED_tief(K(t)K(t-1)-erfass_tief)
Diese zwei Variablen unterscheiden sich lediglich in den Werten der Adaptionsparameter: μ_{RED_hoch} und μ_{RED_tief}
Die zwei Adaptionsparameter werden jeweils auf einen Bruchteil der Tchip-Länge festgelegt.
Der erste Parameter μ_{RED_hoch} bewirkt für die Variable erfass_hoch ein Änderungsverhalten hoher Geschwindigkeit, und der zweite Parameter μRED_tief bewirkt für die Variable erfass_tief ein Änderungsverhalten niedriger Geschwindigkeit, beides in 8 dargestellt. In dieser Figur stellt die Linie 110 den Erwartungswert K(t) des Eingangssignals in den Erfassungsabschnitt 102 dar. Das Beispielssignal umfaßt einen ersten Abschnitt 110a ohne interessierendes Signal, einen zweiten Abschnitt 110b, welcher ein FSK-Signal umfaßt (dargestellt durch den zwischen + und –1 wechselnden Wert von K(t)), und einen dritten Abschnitt 110c, welcher auf das interessierende Signal folgt. Die Linie 112 stellt die Erfassungsvariable erfass_hoch dar, welche aus K(t) berechnet wird und einen Mittelwert der Autokorrelation von K(t) über eine relativ kurze Zeit darstellt. Die Linie 112 stellt daher den Kohärenzgrad in K(t) in einer kurzen Zeit dar und ist besonders geeignet, um den Beginn des interessierenden Signals (110b) zu erfassen. Ein erstes Erfassungssignal Erfassung 1 (angezeigt durch die Linie 114) wird durch ein Schwellenwertsverfahren hinsichtlich der Erfassungsvariablen erfass_hoch bei einem ersten Schwellenwert (Schwellenwert 1) 116 erhalten, wobei die folgende Funktion verwendet wird:
Wenn erfass_hoch > Schwellenwert_1, dann Erfassung_1 = 1, sonst Erfassung_1 = 0
Wie in 8 zu sehen, liefert das erste Erfassungssignal 114 eine schnelle Anzeige eines Erfassens des Beginns des interessierenden Signals (110b). Das erste Erfassungssignal 114 kann jedoch anfällig für eine fehlerhafte Erfassung des Endes des interessierenden Signals sein, da die schnelle Anpassung von erfass_hoch (Linie 112) bewirken kann, daß erfass_hoch bei jeder FSK-Tonänderung unter den ersten Schwellenwert 116 abfällt. Daher wird die Variable erfass_tief, welche langsam angepaßt wird, verwendet, um ein zweites Erfassungssignal Erfassung 2 zu erzeugen, welches eine gewisse Verzögerung in der Erfassung ermöglicht. In 8 stellt die Linie 118 die Erfassungsvariable erfass_tief dar, welche aus K(t) berechnet wird und ein Mittelwert der Autokorrelation K(t) über eine längere Zeit ist. Wie in 8 zu sehen ist, reagiert die Linie 118 langsamer auf Änderungen in K(t) und wird weniger durch das Frequenzspringen in dem FSK-Ton beeinflußt. Ein zweites Erfassungssignal Erfassung 2 (angezeigt durch die Linie 120) wird durch ein Schwellenwertsverfahren hinsichtlich der Erfassungsvariablen erfass_tief bei einem zweiten Schwellenwert (Schwellenwert 2) 122 erhalten, wobei die folgende Funktion verwendet wird:
Wenn erfass_tief > Schwellenwert_2, dann Erfassung_2 = 1, sonst Erfassung_2 = 0
Wie in 8 zu sehen, bleibt das zweite Erfassungssignal 120 während der gesamten Dauer des interessierenden Signals (110b) aktiv.
Das Erfassungsendsignal 124 kann durch Verknüpfen des ersten und zweiten Erfassungssignals 114 und 120 beispielsweise durch eine logische ODER-Verknüpfung erzeugt werden. Erfassung = Erfassung_1 oder Erfassung_2
Daher kann das Erfassungsendsignal 124 die Eigenschaften: einer schnellen Reaktion auf den Beginn eines interessierenden Signals (vermittelt durch das erste Erfassungssignal 114); und einer kontinuierlichen Erfassung während der gesamten Dauer des interessierenden Signals (vermittelt durch das zweite Erfassungssignal 120) aufweisen.
Der erste und der zweite Schwellenwert können experimentell bestimmt werden. Beispielswerte sind:
Schwellenwert_1 = 0,2;
Schwellenwert_2 = 0,1;
Die obige Erfassungstechnik basiert auf einem Erfassen lediglich der Kohärenz eines interessierenden Signals, ungeachtet der Stärke eines derartigen Signals. Um die Erfassungsrobustheit gegen ein kohärentes Rauschen zu verbessern, welches in dem digitalen Signalprozessor selbst entstehen kann, kann es eine weitere Verfeinerung sein, eine Signalstärkenbegrenzung aufzunehmen, welche ein kohärentes Rauschen geringer Stärke durch ein Schwellenwertsverfahren „ausräumen" kann. Beispielsweise kann die Signalstärke (Realteil) des Signals S(t) bestimmt und mit einem Schwellenwert Schwellenwert min verglichen werden. Befindet sich die Signalstärke unter diesem Schwellenwert, so kann das Erfassungssignal 124 zwangsweise auf null gebracht werden, beispielsweise durch Multiplizieren oder eine logische UND-Verknüpfung des Erfassungssignals 124 mit einem Steuerungsfaktor Erfassung min 126. Dieses Verfahren kann durch die drei Schritte dargestellt werden: Stärke(t+1) = Stärke(t) + μRED_hoch(Re(S(t+1))2 – Stärke(t))
Wenn Stärke(t+1) > Schwellenwert_min, dann Erfassung_min = 1, sonst Erfassung = Erfassung*Erfassung min
Wie oben erwähnt, stellt das Erfassungssignal 124 das Auftreten eines interessierenden Signals dar, gleichgültig, ob das Signal ein echtes FSK-Signal oder lediglich ein neues kohärentes Störsignal ist, welches noch nicht durch das Entstörungsglied 20 entfernt wurde. Der Steuersignalgenerator 104 reagiert auf das Erfassungssignal 124 und auf K(t), um das Steuersignal 26 daraus zu erzeugen. Der Steuersignalgenerator 104 schaltet das Steuersignal 26 lediglich zurück (nichtadaptiver Modus), wenn während eines aktiven Erfassungssignals 124 ein oder mehrere Merkmale von K(t) erfaßt werden, welche ein FSK-Signal kennzeichnen.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erfaßt der Steuersignalgenerator 104 periodische Änderungen in K(t). Eine Eigenschaft eines typischen FSK-Signals ist, daß das FSK-Signal stets innerhalb eines bestimmten maximalen Intervalls zwischen den zwei Tönen springt. In den 8 und 9 wird eine Ableitung von K(t) berechnet (Linie 130), und diese enthält Spitzen oder „Zustandsänderungskennzeichnungen" 132 bei jeder Änderung des FSK-Signals (110b). Eine Zerfallsfunktion wird auf das Ableitungssignal 130 angewandt, um ein abfallendes Ableitungssignal (Linie 134) für die Kennzeichnungen zu erzeugen, welche während des aktiven Erfassungssignals 124 erfaßt werden. Ein dritter Schwellenwert (Schwellenwert 3) 136 wird auf das Zerfallsfunktionssignal 134 angewandt, um das Steuersignal 26 zu erzeugen. Das Steuersignal 26 wird aufgeschaltet, (adaptiver Modus), wenn sich die Zerfallsfunktion 134 unter dem dritten Schwellenwert 136 befindet, und wird rückgeschaltet (nichtadaptiver Modus), wenn sich die Zerfallsfunktion 134 über dem dritten Schwellenwert 136 befindet. In 9 ist eine invertierte Ausgabe der Schwellenwertsfunktion 136 dargestellt, um darzustellen, daß der Zustand generell entgegengesetzt zu dem ist, welcher für die erste und zweite Schwellenwertsfunktion 116 und 122 erörtert wurde.
Bei Verwendung wird, wenn das interessierende Signal 110b ein FSK-Signal ist, das Erfassungssignal 124 bei dem Beginn der Erfassung des interessierenden Signals aktiv, und das Frequenzspringen in dem FSK-Signal führt zu ausreichend „häufigen Zustandsänderungskennzeichnungen" 132, welche erzeugt werden, um die Zerfallsfunktion 134 über dem dritten Schwellenwert zu halten und dadurch das Steuersignal 26 rückgeschaltet zu halten. Daher erfolgt keine Anpassung des Entstörungsglieds 20, um die FSK-Anteile aktiv zu entfernen, und die vollständige FSK-Nachricht kann durch den Demodulationsabschnitt 100 demoduliert werden. Bei dem Ende der FSK-Nachricht wird das Erfassungssignal 124 deaktiviert (nach der kurzen Verzögerung, welche durch das zweite Erfassungssignal 120 vermittelt wird), wobei dies verhindert, daß jegliche weitere „Spitzen" 132 zu der Zerfallsfunktion 134 addiert werden. Nach einer weiteren kurzen Periode fällt die Zerfallsfunktion 134 unter den dritten Schwellenwert 136, und das Steuersignal 26 wird wieder aufgeschaltet, um das Entstörungsglied 20 in dessen adaptiven Modus zu schalten.
Falls das interessierende Signal 110b ein neuer kohärenter Störanteil (kein FSK-Signal) ist, wird das Erfassungssignal 124 weiterhin bei dem Beginn des interessierenden Signals aktiviert, und eine erste Zustandsänderungskennzeichnung 132a wird erzeugt, wobei dies durch den Beginn des interessierenden Signals bewirkt wird. Demgemäß wird, wie bei dem FSK-Beispiel, das Steuersignal 26 als schnelle Reaktion auf das interessierende Signal rückgeschaltet, um das Entstörungsglied in dessen nichtadaptiven Modus zu schalten. Die Frequenz der neuen kohärenten Störung springt jedoch nicht (wie dies bei einem FSK-Signal der Fall wäre), und es werden keine weiteren Zustandsänderungskennzeichnungen 132 erzeugt. In Abwesenheit weiterer Zustandsänderungskennzeichnungen 132 fällt die Zerfallsfunktion 134 bald unter den dritten Schwellenwert 136 ab, wobei dies bewirkt, daß das Steuersignal 26 wieder aufgeschaltet wird, um das Entstörungsglied 20 zurück in dessen adaptiven Modus zu schalten. In dem adaptiven Modus erfolgt eine Anpassung des Entstörungsglieds 20, um den neuen Anteil in dem Signal aktiv zu löschen. Daher wird das Signal 110 gegen null reduziert, und das Erfassungssignal 124 wird deaktiviert (nach der kurzen Verzögerung, welche durch das zweite Erfassungssignal 120 vermittelt wird).
Aus dem obigen ist zu ersehen, daß, wenn ein interessierendes Signal erfaßt wird, das Steuersignal 26 stets in schneller Reaktion auf das neue interessierende Signal rückgeschaltet wird. Wenn das interessierende Signal jedoch nicht weiterhin den Zustand innerhalb vorbestimmter Intervalle ändert, welche ein FSK-Signal anzeigen, so wird das Steuersignal 26 bald wieder aufgeschaltet, um das Entstörungsglied 20 zurück in dessen adaptiven Modus zu schalten, um das interessierende Signal aktiv zu löschen. Anders ausgedrückt, wird das interessierende Signal als nicht interessierend neu klassifiziert, und diese Neuklassifizierung schaltet das Entstörungsglied 20 zurück in dessen adaptiven Modus. Das Steuersignal 26 kann daher den tatsächlichen Zustand im Hinblick darauf darstellen, ob ein Signal gegenwärtig als „interessierend" eingeschätzt wird.
Das gleiche Prinzip kann angewandt werden, wenn während eines FSK-Empfangs das Empfangssignal durch einen neuen kohärenten Störanteil gestört wird. Ist der neue Störanteil ausreichend stark ist, um das FSK-Signal zu überdecken, so wird der Erwartungswert K(t) durch die kohärente Störung überdeckt und ändert den Zustand nicht mehr zwischen + und –1. Daher werden keine weiteren Zustandsänderungskennzeichnungen 132 erzeugt, und die Zerfallsfunktion 134 fällt bald unter den dritten Schwellenwert 136 ab. Sobald dies geschieht, wird das Steuersignal 26 wieder aufgeschaltet, um das Entstörungsglied in dessen adaptiven Modus zu schalten. In dem adaptiven Modus erfolgt eine Anpassung des Entstörungsglieds 20, um sowohl den FSK- als auch den neuen Störanteil, welcher das FSK-Signal überdeckt, aktiv zu löschen. Daher wird die FSK-Erfassung beendet.
Das Erfassungssignal 124 und das Steuersignal 26 können ferner verwendet werden, um zwischen echten und falschen FSK- Signalen zu unterscheiden. Bei Beginn eines interessierenden Signals wird das Erfassungssignal 124 aktiviert, und das Steuersignal 26 wird rückgeschaltet. Wird das Steuersignal 26 wieder aufgeschaltet, während das Erfassungssignal 124 noch aktiv ist, so zeigt dies ein falsches interessierendes Signal an. Entweder ist das interessierende Signal kein FSK-Signal, oder ein FSK-Signal wird durch einen neuen Störanteil überdeckt, welcher während der FSK-Nachricht beginnt. Wird das Erfassungssignal 124 vor einer erneuten Aufschaltung des Steuersignals 26 deaktiviert, so zeigt dies eine echte FSK-Nachricht an. Ein zweites Steuersignal 138, welches eine echte FSK-Nachricht anzeigt, kann durch eine geeignete logische Verknüpfung (140 in 9) des Erfassungssignals 124 und des Steuersignals 26 erzeugt werden. Das zweite Steuersignal 138 kann sehr vorteilhaft beim Vermeiden einer fehlerhaften Interpretation eines falschen FSK-Signals sein, welches durch den Demodulationsabschnitt 100 demoduliert wird.
Der Signalprozessor 60 kann in einem energiesparenden, unterbrochen aktivierten Modus arbeiten. Beispielsweise kann der Signalprozessor 60 etwa alle 200 ms für eine Periode von etwa 10 ms aktiviert werden. Die schnelle Reaktion der Erfassungsstufe 102 und der Steuersignalgeneratorstufe 104 ermöglicht es, das Entstörungsglied 20 schnell in dessen nichtadaptiven Modus zu schalten, wenn ein interessierendes Signal erfaßt wird. Wird das interessierende Signal erfaßt, so wird der Signalprozessor 60 in einen kontinuierlich arbeitenden Modus geschaltet, um die FSK-Nachricht zu empfangen und zu demodulieren. Wenn das interessierende Signal endet, kann der Signalprozessor 60 zurück in dessen unterbrochen arbeitendem Energiesparmodus geschaltet werden.
10 stellt das Prinzip dar, ein Wiener'sches Filter zu verwenden, um eine kohärente Störung in dem empfangenen Signal 24 auf Basis eines kohärenten Referenzrauschens 150 zu löschen. Das Referenzrauschen 150 kann von dem empfangenen Signal 24, welches um eine geeignete Verzögerung verzögert wird, abgeleitet sein, wie nachfolgend weiter erörtert. Das Wiener'sche Prinzip ist, ein lineares Filter 152 zu bestimmen, welches eine Erzeugung eines Signals ermöglicht, welches von dem empfangenen Signal 24 durch das Subtraktionsglied 154 subtrahiert werden kann. Nach einer Subtraktion verbleiben lediglich die Signalanteile, welche nicht mit dem Referenzrauschen 150 verknüpft sind.
Filter mit begrenzter Impulsreaktion (FIR-Filter) oder Filter mit unbegrenzter Impulsreaktion (IIR) können für das lineare Filter verwendet werden. FIR-Filter weisen einen Stabilitätsvorteil auf. Einige Begrenzungen von FIR-Filtern können jedoch zu zusätzlicher Verarbeitungskomplexität und zusätzlichen Kosten führen. Um in der Lage zu sein, die Wirkung einer Störung in der Nähe eines interessierenden Signals zu beseitigen, sollte die Anzahl von FIR-Abzweigungen erhöht werden, um dem Filter den geeigneten Freiheitsspielraum zu verleihen. Beispielsweise beträgt die minimale Anzahl theoretischer Filterabzweigungen, um in der Lage zu sein, bis zu 5 Störanteile zu beseitigen, 10. In der Praxis sollte diese Anzahl wegen einer Bestimmung des Rauschens erhöht werden, typischerweise auf etwa 30. Die Anzahl von Abzweigungen kann direkt mit der Verarbeitungskomplexität und den Kosten verknüpft sein und sollte vorzugsweise möglichst klein sein, um den Rechenaufwand zu vermindern.
Generell ermöglicht ein IIR-Filter eine leistungsfähigere Verwirklichung mit größerer Flexibilität. Um Stabilitätsprobleme zu vermeiden, kann es bevorzugt werden, das IIR-Filter in einer in Reihe und parallel geschalteten Weise zu verwirklichen, wie in 11 dargestellt. Die mathematischen Verarbeitungsstufen sind in der Tabelle von 12 aufgelistet.
Die Zeitverzögerung Z^–Δ kann auf einen Wert in der gleichen Größenordnung wie die Zeiten der Filter festgelegt werden. Es kann bevorzugt werden, die Verzögerung Z^–Δ möglichst weit zu verkleinern, um eine relativ schnelle Anpassung des Filters zum Beseitigen von Signalanteilen zu ermöglichen. Die minimale Verzögerung kann um eins größer als die Anzahl von Abzweigungen pro Filter sein. Beispielsweise ist, wenn jeder Filter 15 Abzweigungen umfaßt, die Verzögerung äquivalent zu 16.
Wie oben erwähnt und zu Darstellungszwecken kann die Anzahl von Abzweigungen jedes Filters etwa 15 betragen (was eine Gesamtzahl von 30 effektiven Abzweigungen für die in Reihe und parallel geschaltete Anordnung ergibt). Wenn die Abtastfrequenz 260 kHz beträgt (Reduktion um einen Faktor 5), so ist die Verzögerung Z^–Δ äquivalent zu etwa (1+15)/(260000) = 0,06 ms.
Wird die Filteranordnung in einem unterbrochen betriebenen Energiesparmodus verwendet, so werden die Koeffizienten aus dem vorangehenden Aktivierungszyklus als Aufzeichnung der Störanteile festgehalten und als Anfangskoeffizienten für den nächsten Aktivierungszyklus verwendet.
Der Algorithmus zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten in dem adaptiven Modus kann ein Algorithmustyp der kleinsten Quadrate (LMS-Typ) sein. Der Algorithmus versucht, die Korrelation zwischen der Signalausgabe und dem Referenzrauschen (zeitverzögerte Version des Eingangssignals) zu minimieren, um die Filterabzweigungen für jeden Empfangspunkt zu aktualisieren. Diese „innovative Größe" wird mit einem Koeffizienten α multipliziert und wird zu dem Wert der vorangehenden Abzweigung addiert. Der Betrag der innovativen Größe hängt von der Amplitude des Signals vor der Konvergenz des Algorithmus ab. Bei Konvergenz strebt diese Korrelation gegen null. Die Konvergenzgeschwindigkeit ist daher eine Funktion des Koeffizienten α und der Signalamplitude. Es gibt gewisse Beschränkungen für α, um die Stabilität des Algorithmus zu gewährleisten. Um einen robusten Algorithmus mit einer konstanten Konvergenzgeschwindigkeit zu erhalten, kann ein normalisierter LMS-Algorithmus verwendet werden. Ein normalisierter Algorithmus kann insbesondere vorteilhaft sein, wenn keine automatische Verstärkungssteuerung in dem Empfänger 64 verwendet wird. Bei einem normalisierten Algorithmus wird die innovative Größe mit einem Faktor α/Stärke(t) multipliziert, wobei Stärke(t) die Signalstärke darstellt. Der Ausdruck Stärke(t) kann unter Verwendung eines stochastischen Ausdrucks bestimmt werden Stärke(t+I) = Stärke(t) + μStärke(SCF(t+1)SCF(t+1) – Stärke(t) )wobei μ_Stärke einen Vergeßlichkeitsfaktor darstellt. Der Vergeßlichkeitsfaktor kann geeignet festgelegt werden, um die mittlere Stärke für eine bestimmte Zeitdauer darzustellen.
Es können andere Algorithmen zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten verwendet werden, beispielsweise rekursive Verfahren der kleinsten Quadrate. Ein rekursiver Algorithmus der kleinsten Quadrate kann eine schnellere Konvergenzgeschwindigkeit ergeben, jedoch um den Preis zusätzlichen Rechenaufwands. Das normalisierte LMS-Verfahren ermöglicht rechnerische Effizienz um den Preis einer langsameren Konvergenz. Eine langsamere Konvergenzgeschwindigkeit kann jedoch immer noch äußerst befriedigend sein.
Wie zuvor erwähnt, kann es wünschenswert sein, einen künstlichen Störanteil 40 zu dem empfangenen Signal zu addieren, so daß die Filterkoeffizienten niemals vollständig unvorhersagbar sind. In Abwesenheit jeglichen Störanteils kann ein Risiko bestehen, daß die Koeffizienten unvorhersagbar sind und sich zufällig in einem Zustand befinden, welcher zum Löschen eines interessierenden Signals führt. In einem derartigen Zustand ist es möglich, daß nicht genügend Zeit für den Detektor 102 zur Verfügung steht, um das interessierende Signal zu erfassen und das Filter in dessen nichtadaptiven Zustand zu schalten, bevor das Filter derart wirkt, daß das interessierende Signal gelöscht wird. Es kann ein Unterschied in der Reaktionsgeschwindigkeit des Filters zwischen einer Situation, in welcher das Filter einen vorhandenen Störanteil nicht aktiv löscht (relativ schnelle Filterreaktionsgeschwindigkeit, wenn ein neues Signal eintrifft, da das Filter vollen Freiheitsspielraum aufweist), und einer Situation, in welcher das Filter bereits aktiv einen vorhandenen Störanteil löscht (relativ langsamere Filterreaktionsgeschwindigkeit, da das Filter einen kleineren Freiheitsspielraum zur Anpassung an mehrere Signalanteile aufweist), bestehen. Ein bequemer Weg, um den künstlichen Störanteil zu addieren, ist es, einen konstanten Wert (Frequenz = 0) in dem komplexen Basisband zu dem Realteil oder dem Imaginärteil des Signals zu addieren. Es kann bevorzugt werden, den künstlichen konstanten Wert zu dem Imaginärteil zu addieren, um einen Konflikt mit den oben erwähnten Stärkemessungen auf Basis des Realteils des Signals zu vermeiden.
Zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel
Das zweite bevorzugte Ausführungsbeispiel ist dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel sehr ähnlich. Der Hauptunterschied liegt in der Weise, in welcher die erste und die zweite FSK-Frequenz in dem komplexen Basisband unterschieden werden. Das zweite Ausführungsbeispiel verwendet die gleiche Schaltungsanordnung und die gleichen Techniken wie das erste Ausführungsbeispiel, außer den folgenden Unterschieden.
Wie oben erwähnt, basiert die Demodulation auf der Tatsache, daß jede FSK-Modulationsfrequenz eine unterschiedliche Polarisation (Richtungscharakteristik) in dem komplexen Basisband aufweist. Für einen gegebenen FSK-Bereich ΔF ist es möglich, eine bestimmte Abtastfrequenz zu bestimmen, bei welcher das Vorzeichen des Real- und/oder des Imaginärteils des autokorrelierten Signals zur Demodulation der FSK-Nachricht verwendet werden kann. Bei einer optimalen Abtastfrequenz beträgt die Phase zwischen den zwei Frequenzen in dem komplexen Basisband mindestens 90 Grad. Infolgedessen entsprechen die zwei Frequenzen verschiedenen Real-Imaginärwertsachsen-Quadranten des trigonometrischen Kreises. In dem Fall, daß die Trägerfrequenz des FSK-Signals lediglich um einen kleinen Betrag von der erwarteten (bzw. beabsichtigten) Trägerfrequenz abweicht, führt dies zu einer positiven oder negativen Polarisation, welche in dem Imaginärteil des Signals erfaßt wird (das Prinzip, welches bei dem ersten Ausführungsbeispiel zur Demodulation verwendet wird), wie in 13A dargestellt. Weicht die Trägerfrequenz jedoch erheblich von der erwarteten Frequenz ab (was wegen großer Abweichung der Sender in der Praxis gut möglich ist), so ist es das Vorzeichen des Realteils des komplexen Signals, welches sich anstelle des Imaginärteils ändern kann, wie in 13B dargestellt.
In der folgenden Erläuterung wird die Differenz zwischen einem FSK-Ton (einer Demodulationsfrequenz) und der Trägerfrequenz als Δf bezeichnet (zuvor als F_t bezeichnet). Die Trennung zwischen den zwei Demodulationsfrequenzen beträgt 2Δf. Diese Trennung muß größer als ein Viertel der Abtastfrequenz F_S sein, um zu gewährleisten, daß ein Unterschied der Quadranten zwischen den zwei Demodulationsfrequenzen vorliegt. Ferner sollte die Trennung drei Quadranten nicht überschreiten, andernfalls würde dies eine Unterscheidung zwischen den zwei Frequenzen stören. Dies führt zu den folgenden Formeln:
2Δf > F_S/4 und 2Δf < 3F_S/4
Daher ist
F_S < 8Δf
F_S > 8Δf/3
In der Praxis kann Δf in einem Bereich variieren, welcher durch eine untere und eine obere Abweichungsgrenze Δf_min bzw. Δf_max definiert ist, welche der Empfänger bewältigen kann, oder durch einen unvorhersagbaren Frequenzbereich bei dem Sender bedingt ist. Daher muß gelten 8Δfmax/3 < FS < 8Δfmin
Wenn beispielsweise Δf_min = 20 kHz und Δf_max = 45 kHz, dann 120 < F_S < 160 kHz.
Vorausgesetzt, daß sich die Abtastfrequenz F_S in dem oben genannten Bereich befindet, ist es möglich, zwischen den zwei Demodulationsfrequenzen gemäß dem Quadranten, in welchem das komplexe Signal dargestellt wird, zu unterscheiden. Eine Unterscheidung des Signals gemäß dem Quadranten kann einer Quantisierung des Signals durch Quantisierungseinheiten von 90 Grad in dem komplexen trigonometrischen Kreis entsprechen.
Wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel wird die Autokorrelation (Q) des Signals (S) verwendet, um die Polarisation in einer robusten Weise zu bestimmen, während die Wirkungen eines Hintergrundrauschens (N) in dem Signal vermindert werden. Generell erfolgt ein Rauschen lediglich in der begrenzten Bandbreite von +/- 65 kHz (erreicht durch das digitale Filter 80), und das Rauschen ist ein weißes Rauschen (da kohärentes Rauschen durch das Entstörungsglied 20 beseitigt wird). Die Rauschkorrelationsfunktion ist annähernd eine Dirac'sche Funktion.
Genauer kann das Signalmodell durch S(t) = Aexp(2πjft) + Rauschen (t) dargestellt werden. In den folgenden mathematischen Ausdrücken sind die Variablen der Frequenz (f) und der Zeit (t) jeweils im Hinblick auf die Abtastfrequenz (F_S) und die Abtastperiode (ΔT_S) normalisiert:
Das Eingangssignal zur Demodulation wird dargestellt durch:
Es ist beabsichtigt, sämtliche der kohärenten Störsignale durch das Entstörungsglied 20 zu beseitigen. Das Basisbandsignal kann durch eine komplexe Demodulation für die theoretische Trägerfrequenz f_cTh erhalten werden:
Dabei ist Δf_c = f_cTh – f_c. Wie oben erläutert, kann die Trägerfrequenz von der theoretischen erwarteten Trägerfrequenz um einen Trägerfrequenzfehlerbetrag abweichen, welcher Δf_c ist.
Das Signal in dem Basisband stellt eine Modulationsfunktion der FSK-Frequenzverschiebung und des Trägerfrequenzfehlers Δf_c dar.
Die Korrelationsfunktion kann berechnet werden:
Wie oben erwähnt, gibt es zwei Fälle, welche berücksichtigt werden sollen: eine kleine Abweichung der Trägerfrequenz (kleiner Trägerfrequenzfehler) und eine größere Abweichung der Trägerfrequenz (großer Trägerfrequenzfehler).
Fall 1:
Wenn Δf_c klein (oder null) ist, kann die Nachricht durch das Vorzeichen des Imaginärteils des komplexen Signals gemäß dem Ausdruck erhalten werden:
Wenn Δf_c größer ist, ist der Korrelationskoeffizient für eine Demodulation gleich:
Dieser Korrelationskoeffizient ist äquivalent zu dem von Fall 1, jedoch mit einer Phasendrehung von Δf_c, wobei diese Größe unbekannt ist. Der Korrelationskoeffizient kann als komplexes Signal aufgefaßt werden. Dessen Zustand ist während jeder Periode T_chip, der Standardsymbollänge oder des Zyklus des FSK-Signals konstant. Die mittlere Frequenz ist Δf_c mit einer Verschiebung von ±Δf entsprechend der Nachricht. Die oben erwähnten Bedingungen, welche die Auswahl der Abtastfrequenz betreffen, gewährleisten, daß die Analysen der Vorzeichenänderungen des Real- und/oder Imaginärteils dieses Korrelationskoeffizienten die Bestimmung von Änderungen der FSK-Töne ermöglichen. Die absolute Phase stellt möglicherweise keine absolute Information dar. Die Nachricht kann durch Erfassen von Quadrantenänderungen in dem trigonometrischen Kreis, welche einem Springen zwischen den Tönen der FSK-Nachricht entsprechen, rückgewonnen werden.
Der Erfassungsabschnitt 102 kann die Ergebnisse der Autokorrelation wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel verwenden, um die Anfangs- und Endpunkte einer FSK-Nachricht zu erfassen.
Aus den oben erwähnten Gründen ermöglicht das zweite Ausführungsbeispiel eine größere Robustheit der FSK-Demodulation, insbesondere dann, wenn sich die Trägerfrequenz von der erwarteten Trägerfrequenz entfernen kann.
Drittes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
Das dritte bevorzugte Ausführungsbeispiel ist dem ersten und dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel sehr ähnlich. Der Hauptunterschied liegt wiederum in der Weise, in welcher die erste und die zweite FSK-Frequenz in dem komplexen Basisband unterschieden werden. Das dritte Ausführungsbeispiel verwendet die gleiche Schaltungsanordnung und die gleichen Techniken wie das erste und zweite Ausführungsbeispiel, außer den folgenden Unterschieden.
Im folgenden wird der höhere FSK-Ton als F_h bezeichnet, und der tiefere FSK-Ton wird als F₁ bezeichnet. Die Trennung von der Trägerfrequenz beträgt Δf, und die Trennung zwischen den FSK-Tönen beträgt 2Δf. Die Demodulation basiert wiederum auf der Tatsache, daß jede FSK-Modulationsfrequenz eine unterschiedliche Polarisation (Richtungscharakteristik) in dem komplexen Basisband aufweist.
Die Autokorrelation des Signals wird verwendet, um die Polarisation zu bestimmen. Eine Autokorrelationseinrichtung 160 ist vor dem Eingang des Demodulationsabschnitts vorgesehen, um eine Autokorrelationsfunktion auf das Signal anzuwenden, welches von dem Entstörungsglied 20 ausgegeben wird. Die Autokorrelationsfunktion kann dargestellt werden durch:
wobei t die Zeit, F_S die Abtastfrequenz, S_bb das komplexe Signal in dem komplexen Basisband und S*_bb den konjugierten Wert von S_bb darstellt.
Eine Normalisierungseinrichtung kann verwendet werden, um die Autokorrelation zu normalisieren, beispielsweise derart, daß die Demodulation einen symmetrischen (50%-50%) Arbeitszyklus aufweist. Der Algorithmus, welcher für eine derartige Normalisierung verwendet wird, kann beispielsweise daraus bestehen, Γ durch dessen gemittelte oder momentane Norm zu dividieren. Alternativ kann die Normalisierung daraus bestehen, die Vorzeichen des Real- und des Imaginärteils von Γ zu berechnen.
Die Autokorrelationseinrichtung kann ein (nicht dargestelltes) Filter zum Filtern des Autokorrelationssignals umfassen, um das Rauschen zu beseitigen. Vorteilhafterweise kann ein exponentiell gewichtetes Filter mit beweglichem Mittelwert verwendet werden. Ein beispielhafter Algorithmus für ein derartiges Filter kann sein: yk+1 = (1-μ)·yk + μ·xk wobei μ ein Vergeßlichkeitsfaktor zwischen 0 und 1 ist, y_k das Ausgangssignal zum Zeitpunkt k ist und x_k das Eingangssignal zum Zeitpunkt k ist. Ein derartiges Filter weist den Vorteil auf, daß die Berechnung relativ einfach ist, da diese lediglich das vorangegangene Ausgangssignal und das gegenwärtige Eingangssignal erfordert. Bei Vorliegen eines FSK-Tons ist das Autokorrelationssignal unter idealen Bedingungen proportional zu Exp (j·2π(ΔFc±Δf )/FS) ,wobei „Exp" eine Exponentialfunktion bezeichnet, j die imaginäre Zahl bezeichnet und ΔF_c die Abweichung der Trägerfrequenz von einer Sollfrequenz darstellt.
Wenn ein interessierendes Signal in dem Signal, welches von dem Entstörungsglied ausgegeben wird, vorliegt, so ist das Autokorrelationssignal ein komplexes Signal, welches einen von zwei bestimmten Werten annimmt, welche den zwei Tönen F_h und F₁ entsprechen und um 2Δf getrennt sind. Diese zwei Werte sind während des Vorliegens jedes der zwei Töne stabil. Bei einer praktischen Anwendung beträgt der Wert Δf zwischen 20 kHz und 45 kHz, und der Wert von F_S kann zwischen 120 und 160 kHz betragen, entsprechend einer technischen Anwendung, für welche das Ausführungsbeispiel vorgesehen sein kann.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel verwendet eine Quantisierung auf Basis einer festen Gruppe von Bezugspunkten. In 14 sind N Referenzpunkte (Indexpunkte) um den Umfang des trigonometrischen Kreises definiert, welche von 0 bis N-1 numeriert sind. Jede Abtastung des Autokorrelationssignals wird quantisiert bzw. mit dem nächsten der N Referenzpunkte verknüpft. Sodann wird eine Verarbeitung angewandt, um Änderungen zwischen stabilen Tönen zu erfassen, welche den Änderungen zwischen F_h und F₁ entsprechen, wie nachfolgend beschrieben. Die Anzahl N der Referenzpunkte kann von den technischen Vorgaben abhängen, für welche der Empfänger vorgesehen ist. Insbesondere kann diese von den maximalen und minimalen Werten von ΔF_c und Δf abhängen. Der Detektor muß in der Lage sein, Frequenzänderungen zwischen F_h und F₁ zu erfassen. Der Abstand 2Δf zwischen diesen Frequenzen entspricht einem Winkel von 2π·2Δf/F_S (bzw. 360°·2Δf/F_S) in dem trigonometrischen Kreis. Je größer die Anzahl N der Referenzpunkte ist, desto einfacher ist die Erkennung des Winkels. Die Komplexität wird jedoch bei einer Verminderung der Anzahl N der Referenzpunkte vermindert. Die Anzahl N der Referenzpunkte kann geeignet gewählt werden, um einen optimalen Kompromiß für eine spezielle Anwendung zu ermöglichen. Weist die Abtastfrequenz F_S eine Größenordnung von 130 kHz auf, so entspricht jeder Quadrant des trigonometrischen Kreises einem Frequenzband von F_S/4 = 32,5 kHz.
Bei dem vorliegenden Beispiel beträgt Δf zwischen 20 und 45 kHz. Daher beträgt der Winkel, welcher 2Δf entspricht, von 110° bis 250° in dem trigonometrischen Kreis. Wenn ein Rauschen bewirken kann, daß die Frequenz eines FSK-Tons zwischen zwei nächsten Referenzpunkten oszilliert, so oszilliert die Autokorrelation zwischen zwei Indexwerten (Quantisierungswerten), welche diesen zwei Referenzpunkten entsprechen. Um eine echte Änderung eines FSK-Tons zu erfassen, sollte eine Trennung von 2Δf einem Abstand von mehr als zwei Indexwerten entsprechen.
Aus technischen Gründen, welche mit dem System des bevorzugten Ausführungsbeispiels verbunden sind, kann es bevorzugt werden, daß die Anzahl N ein Vielfaches von 4 ist. Ein Wert von N = 8 ermöglicht es, die minimale Trennung im Prinzip zu erfassen, doch ist dieser Wert von N möglicherweise nicht genügend robust, um ein Rauschen in einer verrauschten elektrischen Umgebung und/oder einer verrauschten Signalumgebung auszufiltern. Ein Wert von N = 12 ermöglicht es, die Wirkungen eines höheren Rauschens zu überwinden, während ein relativ einfaches System weiterhin erhalten wird. Daher wird bei dem bevorzugten Beispiel der Wert N = 12 verwendet (obgleich darauf hingewiesen sei, daß andere Ausführungsbeispiele andere Werte von N verwenden können).
Die Quantisierung des Autokorrelationssignals durch einen Indexwert weist den Vorteil auf, daß der Indexwert dimensionslos ist. Demgemäß kann ein System zum Verarbeiten der Indexwerte relativ einfach sein. 14a stellt ein Beispiel des trigonometrischen Kreises mit 12 Indizes dar und stellt zwei FSK-Ton-Autokorrelationssignale dar, welchen der nächste Index zuzuordnen ist (das bedeutet, Quantisierung).
Die Suche nach dem Index, welcher dem Wert der Autokorrelation am nächsten ist, kann auf Basis einer klassischen Berechnung durchgeführt werden, welche eine der folgenden Metriken minimiert:
wobei s das komplexe Autokorrelationssignal ist, ref_k* der konjugiert komplexe Wert des Referenzpunkts k ist, Θ_k der Winkel des Referenzpunkts k (= arctan(ref_k)) ist. Im folgenden bezeichnen Re(s) bzw. Im(s) den Real- und den Imaginärteil von s.
Die Suche nach dem nächsten Index kann durch Betrachten des Verfahrens in zwei Schritten vereinfacht werden. Zuerst wird der komplexe Wert des Autokorrelationssignals in den Quadranten des trigonometrischen Kreises transformiert, in welchem der Real- und der Imaginärteil positiv sind, nämlich in den Quadranten A in 14b. Dies kann dadurch erreicht werden, daß gemäß den Vorzeichen des Real- und des Imaginärteils von s bestimmt wird, in welchem Quadranten A, B, C oder D sich der komplexe Wert s befindet. Für den Quadranten A sind Re (s) und Im(s) beide positiv. Für den Quadranten B ist ^Re (s) negativ, und Im(s) ist positiv. Für den Quadranten C sind Re(s) und Im(S) beide negativ. Für den Quadranten D ist ^Re(S) positiv, und Im(S) ist negativ. Wenn dies notwendig ist, wird eine Drehung von 90°, 180° oder 270° angewandt, um den Wert s in den Quadranten A zu bringen. Die Drehung von 180° kann einfach durch Ändern der Vorzeichen von Re(s) und Im(s) bewirkt werden. Die Drehungen von 90° und 270° können durch Umschalten von Re(s) und Im(s) mit einer Vorzeichenänderung erfolgen. Eine Information, welche den ursprünglichen Quadranten anzeigt (vor jeglicher Drehung), wird zur Verwendung beim Bestimmen des nächsten Index gespeichert. Beispielsweise kann, wenn sich der Signalwert s zu Beginn in dem Quadranten D befindet, der Indexwert 9 zu Beginn gespeichert werden, um diesen Quadranten anzuzeigen, da der Indexwert in diesem Quadranten mindestens 9 beträgt (siehe 14b).
Der zweite Schritt besteht darin, den nächsten Referenzpunkt in dem Quadranten A für den transformierten Wert, nun als s' bezeichnet, zu bestimmen. Der Quadrant A ist in drei fast gleiche Teile entsprechend den Indizes geteilt, wie in 14c dargestellt. Zwei Linien, welche y = 2x und 2y = x entsprechen, werden in diesem Beispiel zum Begrenzen dieser Bereiche verwendet (wobei x Re(s') darstellt und y Im (s') darstellt). Die Bestimmung des nächsten Index in dem Quadranten A ist sehr direkt, da diese lediglich daraus besteht, 2·Re(s') mit Im (s') und 2·Im(s') mit Re(s') zu vergleichen.
Der letzte Index ist der Wert des in dem Quadranten A befindlichen, addiert zu dem zu Beginn gespeicherten Wert. Bei dem dargestellten Beispiel ist der Index, welcher sich in dem Quadranten A befindet, 1, der vorher gespeicherte Wert ist 9, und somit ist der Endwert des nächsten Index 10. Somit:
wobei ind() den Index darstellt, welcher einem Referenzpunkt entspricht, welcher dem komplexen Signal am nächsten ist.
Um zu erfassen, ob das Signal einem interessierenden Signal entspricht, ist es notwendig, zu erfassen, ob eine Änderung zwischen den FSK-Tönen erfolgt, das bedeutet, ob sich der nächste Indexpunkt (um mehr als zwei Indexwerte) ändert.
Die Entfernung zwischen zwei Indizes (i, j), als Kreisentfernung bezeichnet, kann als Anzahl der Indexpositionen zwischen i und j berechnet werden. Diese Trennung kann durch die folgende Formel bestimmt werden: dist(i,j) = N/2 – |(i-j)modulo N – N/2|
Die Verwendung der Kreisentfernung zum Bestimmen von Änderungen eines FSK-Tons ermöglicht es, daß die FSK-Demodulation und/oder -Erfassung in der gleichen Weise durchgeführt wird, ungeachtet der absoluten Positionen der Vektoren, welche dem komplexen Signal entsprechen, in dem trigonometrischen Kreis. Daher ermöglicht dieses Verfahren eine FSK-Demodulation und/oder -Erfassung, welche von den Werten von ΔF_c und Δf unabhängig ist, anders ausgedrückt, welche von der tatsächlichen Bestimmung der Frequenzen unabhängig ist. Tatsächlich wäre die einzige Begrenzung, welche bestehen könnte, diejenige, welche den Wert 2Δf betrifft, welcher genügend groß sein sollte, um eine Erfassung einer FSK-Tonänderung zu ermöglichen.
Das oben beschriebene Demodulationsprinzip basiert auf dem Erfassen bedeutender Änderungen zwischen einem ersten und einem zweiten stabilen Indexwert (Quantisierungen), ungeachtet der absoluten Werte der Indexwerte. Eine Bestimmung, ob ein Indexwert stabil ist, kann durch Vergleichen eines gegenwärtigen Werts mit einem vorangehenden Wert erreicht werden. Wenn in einer bestimmten Zeitperiode die Kreisentfernung zwischen dem gegenwärtigen Index und einem Referenzindex durchgehend größer als ein vorbestimmter Schwellenwert (welcher gemäß der Einschätzung als bedeutende Änderung festgelegt ist) ist, so kann der neue Index als neuer stabiler Wert behandelt werden, und somit wird eine FSK-Tonänderung erfaßt. Durch Erfassen jeder bedeutenden Änderung zwischen stabilen Werten (das bedeutet, verschiedenen FSK-Tönen) wird das FSK-Signal demoduliert.
Die Zeitperiode, während welcher die Kreisentfernung größer als der Schwellenwert sein sollte, kann derart gewählt werden, daß diese ausreichend lang ist, so daß lediglich echte FSK-Tonänderungen zwischen stabilen Tönen erfaßt werden und nicht stabile Änderungen infolge von Rauschen ausgefiltert werden können. Beispielsweise kann die Zeitperiode ein Bruchteil der Periode T_chip (Symbollänge bzw. Modulationsperiode der FSK) sein. Beispielsweise kann, wenn T_chip 780 μs sei und die Abtastfrequenz 130 kHz sei, die Zeitperiode zum Bestimmen einer Änderung 30 Abtastungen entsprechen. Die Erfassung eines stabilen Indexwerts und einer Änderung zwischen stabilen Indexwerten kann bequem durch eine Zustandsbestimmungsmaschine erfolgen.
Das Prinzip einer Zustandsbestimmungsmaschine ist Fachkundigen gut bekannt, und daher beschränkt sich die vorliegende Beschreibung lediglich auf eine Beschreibung der Zustände, wie in 15 dargestellt. Die Maschine weist zwei Zustände 0 und 1 auf:
Zustand 0 stellt einen ruhenden Zustand dar, in welchem kein bedeutender Sprung zwischen Indexwerten erfaßt wurde. Die Maschine verbleibt in Zustand 0, bis ein bedeutender Sprung erfaßt wird, woraufhin die Maschine in Zustand 1 übergeht.
Zustand 1 stellt einen Zustand dar, in welchem die Dauer des bedeutenden Sprungs überwacht wird, um festzustellen, ob der Sprung zu einem stabilen Wert erfolgt oder ob lediglich ein unbeständiger, nicht stabiler Sprung vorliegt. Zustand 1 zählt die Anzahl aufeinanderfolgender Abtastungen, für welche der Sprung erhalten bleibt. Wenn die Zählung die Dauer erreicht, welche 30 Abtastungen entspricht, so wird der Sprung als Sprung zu einem neuen stabilen Indexwert behandelt. Die Maschine geht über einen „Sprung"-Pfad 162 zurück in Zustand 0, wobei ein Springen des Ausgangssignals veranlaßt wird, um die Erfassung einer FSK-Tonänderung anzuzeigen, und der Referenzindex aktualisiert wird, um als neuer stabiler Wert zu dienen. Sodann verbleibt die Maschine in Zustand 0, um den nächsten bedeutenden Sprung zu erfassen. Wenn jedoch während des Befindens in Zustand 1 der bedeutende Sprung nicht erhalten bleibt (das bedeutet, bevor die Zählung 30 Abtastungen erreicht), so geht die Maschine über einen Beendigungspfad 164 zurück in Zustand 0, wobei der bedeutende Sprung ignoriert wird (das bedeutet, daß dieser ausgefiltert wird, da dieser nicht über eine ausreichend lange Zeit erhalten blieb).
Die Zustandsmaschine wirkt daher geeignet, um Übergänge zu erfassen, welche einem Springen zwischen stabilen FSK-Tönen entsprechen.
Zusammenfassend wird ein Signal mit einer ersten Polarisation zu einer ersten Zeit t(n) mit einer Gruppe fester Indizes verglichen, um das Signal gemäß den Indexwerten zu quantisieren. Ein Signal mit einer zweiten Polarisation zu einer zweiten Zeit t(n+i) wird ähnlich quantisiert, wobei i eine ganze Zahl ist, welche eine Zeitperiode zwischen t(n) und t(n+i) darstellt. Die Trennung bzw. Kreisentfernung zwischen dem ersten und zweiten Index wird berechnet. Die Kreisentfernung wird mit einem ersten Schwellenwert verglichen, um zu erfassen, ob eine Kreisentfernung einer Frequenzänderung zwischen zwei stabilen FSK-Tönen entspricht.
Ein zweiter Zeitschwellenwert kann gleichfalls angewandt werden, um bedeutende Sprünge auszufiltern, welche nicht zwischen stabilen Indexwerten erfolgen.
Wie bei sämtlichen bevorzugten Ausführungsbeispielen dargestellt, ermöglicht die Erfindung Techniken zur einfachen, jedoch hochwirksamen Unterdrückung kohärenter Störungen in einem empfangenen Signal durch Umschalten zwischen adaptiven und nichtadaptiven Filtermoden in Abhängigkeit vom Vorliegen eines interessierenden Signals. Die Erfindung ermöglicht ferner Techniken zum wirksamen Verarbeiten eines FSK-Signals in einem komplexen Basisband und zur nichtkohärenten Erfassung, Klassifizierung und Demodulation eines FSK-Signals, ohne einen großen Rechenaufwand zu erfordern. Bei gemeinsamer Verwendung umfassen synergistische Vorteile die Fähigkeit, eine robuste FSK-Verarbeitung, welche gegen Störanteile immun ist, selbst gegen kohärente Störanteile nahe bei den FSK-Frequenzen, sowie eine gute Erfassung von FSK-Signalen zu ermöglichen, welche ihrerseits eine große Abweichung aufweisen und bedeutende Frequenzabweichungen gegenüber einem optimalen Signal aufweisen können.

Claims

Vorrichtung zum Unterdrücken von Störungen in einem empfangenen elektronischen Informationsübertragungssignal, umfassend: ein adaptives Filter (22) zum Entfernen von Anteilen aus dem empfangenen Informationsübertragungssignal, wobei das adaptive Filter (22) in einem ersten adaptiven Modus zur Anpassung an Änderungen des empfangenen Informationsübertragungssignals und in einem zweiten Modus, welcher eine zumindest verminderte Anpassungsfähigkeit aufweist, verglichen mit dem ersten Modus, betrieben werden kann; und eine Steuereinrichtung (38; 102; 104) zum Steuern des Modus des adaptiven Filters (22) in Abhängigkeit davon, ob das empfangene Informationsübertragungssignal ein interessierendes Signal enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der zweite Modus des adaptiven Filters (22) ein nichtadaptiver Modus ist, wobei keine Anpassung der Filterabzweigungen an Änderungen des empfangenen Informationsübertragungssignals erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuereinrichtung (38; 102; 104) in der Lage ist, den Betriebsmodus des Filters auf den zweiten Modus zu stellen, wenn das empfangene Informationsübertragungssignal ein interessierendes Signal enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei die Steuereinrichtung (38; 102; 104) in der Lage ist, den Betriebsmodus des Filters in Abwesenheit eines interessierenden Signals in dem empfangenen Informationsübertragungssignal auf den ersten adaptiven Modus zu stellen.
Vorrichtung nach einem beliebigen vorangehenden Anspruch, wobei das adaptive Filter (22) ein Wiener'sches Filter (34) umfaßt.
Vorrichtung nach einem beliebigen vorangehenden Anspruch, wobei das adaptive Filter (22) das Informationsübertragungssignal als erstes Eingangssignal und ein verzögertes Informationsübertragungssignal als zweites Eingangssignal empfängt.
Vorrichtung nach einem beliebigen vorangehenden Anspruch, wobei das adaptive Filter mindestens ein Filter mit begrenzter Impulsreaktion umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das adaptive Filter (22) ein erstes und ein zweites Filter mit begrenzter Impulsreaktion umfaßt, welche in einer in Reihe und parallel geschalteten Anordnung gekoppelt sind.
Vorrichtung nach einem beliebigen vorangehenden Anspruch, wobei die Steuereinrichtung einen Detektor (38; 102; 104) zum Erfassen des Vorliegens eines interessierenden Signals in dem empfangenen Informationsübertragungssignal umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der Detektor (38; 102; 104) eine Reaktionszeit aufweist, welche kürzer als die Adaptionszeit des adaptiven Filters ist, wenn sich dieses in dem ersten adaptiven Modus befindet.
Vorrichtung nach Anspruch 9 oder 10, wobei sich der Detektor (38; 102; 104) hinter dem adaptiven Filter (22) befindet und geeignet eingerichtet ist, um das Vorliegen eines interessierenden Signals in dem empfangenen Informationsübertragungssignal nach dem Filtern durch das adaptive Filter (22) zu erfassen.
Vorrichtung nach Anspruch 9 oder einem beliebigen davon abhängigen Anspruch, wobei der Detektor (102; 104) umfaßt: einen ersten Erfassungsabschnitt (102) zum Erfassen des Vorliegens eines kohärenten Anteils in dem interessierenden Signal; und einen zweiten Klassifizierungsabschnitt (104) zum Klassifizieren, ob der erfaßte kohärente Anteil ein interessierendes Signal ist.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Steuereinrichtung (102; 104) bei Erfassung eines kohärenten Anteils durch den ersten Erfassungsabschnitt in der Lage ist: (i) ein Steuersignal (26) zu erzeugen, um das adaptive Filter (22) in den zweiten Modus zu versetzen; (ii) ein Steuersignal (26) zu erzeugen, um das adaptive Filter (22) in dem zweiten Modus zu halten, wenn der kohärente Anteil als interessierendes Signal klassifiziert wird; (iii) ein Steuersignal (26) zu erzeugen, um das adaptive Filter (22) in den ersten adaptiven Modus zu versetzen, wenn der kohärente Anteil nicht als interessierendes Signal klassifiziert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 12 oder 13, wobei der zweite Klassifizierungsabschnitt (104) in der Lage ist, das Vorliegen mindestens eines Kennmerkmals zu erfassen, welches eine Frequenzumtastung anzeigt.
Vorrichtung nach einem beliebigen vorangehenden Anspruch, ferner umfassend eine Frequenzumwandlungseinrichtung (52; 70-84) zum Transformieren des empfangenen elektronischen Informationsübertragungssignals in ein komplexes Basisbandsignal, wobei ein erster FSK-Anteil als erstes komplexes Signal dargestellt wird und ein zweiter FSK-Anteil als zweites komplexes Signal dargestellt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei sich die Frequenzumwandlungseinrichtung vor dem adaptiven Filter befindet.
Vorrichtung nach Anspruch 15 oder 16, ferner umfassend eine Unterscheidungseinrichtung zum Unterscheiden zwischen dem ersten und zweiten komplexen Signal und zum Erzeugen eines Signals zum Erkennen einer Änderung eines FSK-Frequenzanteils.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei sich die Unterscheidungseinrichtung hinter dem adaptiven Filter befindet.
Vorrichtung nach Anspruch 17 oder 18, ferner umfassend eine Autokorrelationseinrichtung zum Bestimmen eines Kennmerkmals des komplexen Signals in dem komplexen Basisband.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei die Autokorrelationseinrichtung eine Einrichtung zum Anwenden eines gewichteten Mittels auf das Ergebnis der Autokorrelation und eine Einrichtung zum Normalisieren der Autokorrelation umfaßt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 20, wobei die Unterscheidungseinrichtung eine Einrichtung umfaßt, welche auf eine Richtungscharakteristik eines Vektors reagiert, welcher das komplexe Signal im komplexen Raum darstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei die Richtungscharakteristik ein quantisierter Winkel des Vektors ist.
Vorrichtung nach Anspruch 22, wobei die Quantisierung auf einer Quantisierungseinheit von 360 Grad dividiert durch N basiert, wobei N eine ganze Zahl ist, welche größer als 1 ist.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Quantisierungseinheit 180 Grad ist.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Quantisierungseinheit dem Vorzeichen des Imaginärteils des Vektors entspricht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 25, wobei die Unterscheidung unter Verwendung des Vorzeichens des Imaginärteils des komplexen Signals erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Quantisierungseinheit 90 Grad ist.
Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei die Quantisierungseinheit den Vorzeichen des Real- und des Imaginärteils des Vektors entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 22 oder 23, wobei die Quantisierungseinheit kleiner als 90 Grad ist.
Vorrichtung nach Anspruch 29, wobei die Unterscheidungseinrichtung eine Einrichtung zum Zuordnen eines Werts aus einer Vielzahl von N vorbestimmten Indexwerten zu der Richtungscharakteristik des komplexen Signals umfaßt, um die Richtungscharakteristik des Signals zu quantisieren.
Vorrichtung nach Anspruch 30, wobei die Indexwert-Zuordnungseinrichtung in der Lage ist: (a) zu bestimmen, ob der Real- und der Imaginärteil des komplexen Signals beide positiv sind und, wenn nicht, eine Transformation des komplexen Signals in einen Quadranten des komplexen Raums anzuwenden, in welchem der Real- und der Imaginärteil beide positiv sind; und (b) einen Indexwert im Hinblick auf den positiven Real- und Imaginärteil des komplexen Signals zuzuordnen.
Vorrichtung nach Anspruch 30 oder 31, wobei die Unterscheidungseinrichtung eine Einrichtung zum Erfassen des Auftretens einer Änderung des Indexwerts, welche größer als ein vorbestimmter Schwellenwertsdifferenzbetrag ist.
Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei die Unterscheidungseinrichtung eine Einrichtung zum Erkennen einer Änderung des Indexwerts zwischen einem ersten stabilen Wert und einem zweiten stabilen Wert umfaßt.
Vorrichtung nach einem beliebigen vorangehenden Anspruch, wobei diese als digitale Schaltung zum Verarbeiten von Abtastungen des empfangenen Informationsübertragungssignals verwirklicht ist.
Informationsübertragungssignalempfänger (64), umfassend eine Vorrichtung gemäß Definition in einem beliebigen vorangehenden Anspruch.
Empfänger (64) für ein Fernsteuerungssystem, wobei der Empfänger eine Vorrichtung gemäß Definition in einem der Ansprüche 1 bis 34 umfaßt.
Verfahren zum Unterdrücken von Störungen in einem empfangenen Informationsübertragungssignal, wobei das Verfahren umfaßt: Filtern des empfangenen Informationsübertragungssignals, um Anteile daraus zu entfernen, unter Verwendung eines adaptiven Filters, welches in einen ersten adaptiven Modus, in welchem eine Anpassung der adaptiven Filterabzweigungen an Änderungen des empfangenen Informationsübertragungssignals erfolgt, und einen zweiten Modus, welcher zumindest eine verminderte Anpassungsfähigkeit aufweist, verglichen mit dem ersten Modus, gesteuert werden kann; und Steuern des Modus des adaptiven Filters in Abhängigkeit davon, ob das empfangene Informationsübertragungssignal ein interessierendes Signal enthält.
Verfahren nach Anspruch 37, wobei der zweite Modus des Filters ein nichtadaptiver Modus ist, in welchem keine Anpassung der Filterabzweigungen an Änderungen des Eingangssignals erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 37 oder 38, wobei der Schritt des Steuerns umfaßt, den ersten Modus auszuwählen, wenn kein interessierendes Signal in dem empfangenen Informationsübertragungssignal erfaßt wird.
Verfahren nach Anspruch 37, 38 oder 39, wobei der Schritt des Steuerns umfaßt, den zweiten Modus auszuwählen, wenn ein interessierendes Signal in dem empfangenen Informationsübertragungssignal erfaßt wird.
Verfahren nach Anspruch 37, 38, 39 oder 40, wobei der Schritt des Steuerns umfaßt, das Vorliegen eines interessierenden Signals in dem empfangenen Informationsübertragungssignal nach dem Schritt des Filterns zu erfassen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 37 bis 41, ferner umfassend das Addieren eines künstlichen Störanteils zu dem empfangenen Informationsübertragungssignal, um die Filterkoeffizienten des adaptiven Filters in Abwesenheit äußerer Störungen zu beeinflussen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 37 bis 42, wobei das interessierende Signal ein Frequenzumtastungssignal ist.
Verfahren nach Anspruch 43, ferner umfassend einen Schritt des Transformierens des empfangenen Informationsübertragungssignals in ein komplexes Basisband, wobei eine erste FSK-Anteilsfrequenz als erstes komplexes Signal dargestellt wird und eine zweite FSK-Anteilsfrequenz als zweites komplexes Signal dargestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 44, ferner umfassend einen Schritt des Unterscheidens zwischen dem ersten FSK-Anteil und dem zweiten FSK-Anteil unter Verwendung einer Richtungscharakteristik eines Vektors; welcher das komplexe Signal im komplexen Raum darstellt.
Verfahren nach Anspruch 45, wobei die Richtungscharakteristik ein quantisierter Winkel des Vektors ist.
Verfahren nach Anspruch 46, wobei die Quantisierung auf einer Quantisierungseinheit von 360 Grad dividiert durch N basiert, wobei N eine ganze Zahl ist, welche größer als 1 ist.
Verfahren nach Anspruch 47, wobei der Schritt der Unterscheidung umfaßt, eine Änderung des quantisierten Winkels des Vektors zu erfassen.
Verfahren nach Anspruch 48, wobei die Änderung mit einem Schwellenwert verglichen wird, welcher größer als 2 ist, um zu bestimmen, ob es möglich ist oder nicht, daß die Änderung eine Änderung einer FSK-Anteilsfrequenz darstellt.
Verfahren zum Steuern eines adaptiven Filters zum Unterdrücken von Störungen in einem empfangenen Informationsübertragungssignal, wobei das Verfahren umfaßt: Erfassen, ob ein interessierendes Signal in dem empfangenen Informationsübertragungssignal vorliegt oder, nicht; geeignetes Steuern des Filters, so daß sich dieses in einem ersten adaptiven Modus zum adaptiven Filtern von Anteilen aus dem empfangenen Informationsübertragungssignal befindet, wenn kein interessierendes Signal erfaßt wird; und geeignetes Steuern des Filters, so daß sich dieses in einem zweiten Modus befindet, welcher zumindest eine verminderte Anpassungsfähigkeit aufweist, verglichen mit dem ersten Modus, wenn kein interessierendes Signal erfaßt wird.
Verfahren nach Anspruch 50, wobei der zweite Modus ein nicht adaptiver Modus ist, in welchem keine Anpassung der Filterabzweigungen an Änderungen des empfangenen Informationsübertragungssignals erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 50 oder 51, ferner umfassend das Addieren eines künstlichen Störanteils zu dem empfangenen Informationsübertragungssignal, um die Filterkoeffizienten des adaptiven Filters in Abwesenheit äußerer Störungen zu beeinflussen.
Vorrichtung zum Verarbeiten eines empfangenen modulierten Informationsübertragungssignals, umfassend: eine Frequenzumwandlungseinrichtung zum Transformieren des empfangenen Informationsübertragungssignals in ein komplexes Basisbandsignal; eine adaptive Filtereinrichtung zum adaptiven Entfernen kohärenter Störungen aus dem komplexen Basisbandsignal; und eine Verarbeitungseinrichtung zum Verarbeiten des gefilterten komplexen Basisbandsignals, um ein interessierendes Signal zu erkennen und durch Demodulation eine Nachricht daraus zu gewinnen.
Vorrichtung nach Anspruch 53, wobei die Verarbeitungseinrichtung auf ein interessierendes Signal reagiert, um eine Kennlinie des adaptiven Filters zu steuern.
Vorrichtung nach Anspruch 53 oder 54, wobei die Verarbeitungseinrichtung eine Autokorrelationseinrichtung zum Bestimmen eines Kennmerkmals des komplexen Basisbandsignals umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 55, wobei das Kennmerkmal eine Richtungscharakteristik eines Vektors ist, welcher das komplexe Basisbandsignal im komplexen Raum darstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 55 oder 56, wobei die Verarbeitungseinrichtung eine Demodulationseinrichtung zum Demodulieren des komplexen Basisbandsignals auf Basis des bestimmten Kennmerkmals umfaßt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 53 bis 57, wobei die Verarbeitungseinrichtung einen Detektor zum Erfassen des Vorliegens eines interessierenden Signals in dem komplexen Basisbandsignal auf Basis des bestimmten Kennmerkmals umfaßt.
Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen modulierten Informationsübertragungssignals, umfassend: Transformieren des empfangenen Informationsübertragungssignals in ein komplexes Basisbandsignal; adaptives Filtern des komplexen Basisbandsignals, um kohärente Störungen daraus zu entfernen; und Verarbeiten des gefilterten komplexen Basisbandsignals, um ein interessierendes Signal zu erkennen und durch Demodulation eine Nachricht daraus zu gewinnen.
Verfahren nach Anspruch 59, wobei die Verarbeitung das Steuern einer Kennlinie des adaptiven Filters in Reaktion auf eine Erfassung eines interessierenden Signals in dem komplexen Basisbandsignal umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 59 oder 60, wobei die Verarbeitung die Verwendung der Autokorrelation umfaßt, um ein Kennmerkmal des komplexen Basisbandsignals zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 61, wobei das Kennmerkmal eine Richtungscharakteristik eines Vektors ist, welcher das komplexe Basisbandsignal im komplexen Raum darstellt.
Verfahren nach Anspruch 61 oder 62, wobei die Verarbeitung umfaßt, das komplexe Basisbandsignal auf Basis des bestimmten Kennmerkmals zu demodulieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 59 bis 63, wobei die Verarbeitung umfaßt, das Vorliegen eines interessierenden Signals in dem komplexen Basisbandsignal auf Basis des bestimmten Kennmerkmals zu erfassen.
Vorrichtung zum Verarbeiten von Frequenzumtastungsanteilen (FSK-Anteilen) eines empfangenen Informationsübertragungssignals, wobei die Vorrichtung umfaßt: eine Frequenzumwandlungseinrichtung (52; 70-84) zum Transformieren des empfangenen elektronischen Informationsübertragungssignals in ein komplexes Basisbandsignal, wobei ein erster FSK-Anteil als erstes komplexes Signal dargestellt wird und ein zweiter FSK-Anteil als zweites komplexes Signal dargestellt wird; und eine Unterscheidungseinrichtung zum Unterscheiden zwischen dem ersten und dem zweiten komplexen Signal und zum Erzeugen eines Signals zum Erkennen einer Änderung eines FSK-Frequenzanteils.
Vorrichtung nach Anspruch 65, wobei die Unterscheidungseinrichtung eine Einrichtung umfaßt, welche auf eine Richtungscharakteristik eines Vektors reagiert, welcher das komplexe Signal im komplexen Raum darstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 66, wobei die Richtungscharakteristik ein quantisierter Winkel des Vektors ist.
Vorrichtung nach Anspruch 67, wobei die Quantisierung auf einer Quantisierungseinheit von 360 Grad dividiert durch N basiert, wobei N eine ganze Zahl ist, welche größer als 1 ist.
Vorrichtung nach Anspruch 68, wobei die Quantisierungseinheit 180 Grad ist.
Vorrichtung nach Anspruch 69, wobei die Quantisierungseinheit dem Vorzeichen des Imaginärteils des Vektors entspricht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 65 bis 70, wobei die Unterscheidung unter Verwendung des Vorzeichens des Imaginärteils des komplexen Signals erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 68, wobei die Quantisierungseinheit 90 Grad ist.
Vorrichtung nach Anspruch 72, wobei die Quantisierungseinheit den Vorzeichen des Real- und des Imaginärteils des Vektors entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 67 oder 68, wobei die Quantisierungseinheit kleiner als 90 Grad ist.
Vorrichtung nach Anspruch 68 oder einem beliebigen davon abhängigen Anspruch, wobei die Unterscheidungseinrichtung eine Einrichtung zum Zuordnen eines Werts aus einer Vielzahl von N vorbestimmten Indexwerten zu der Richtungscharakteristik des komplexen Signals umfaßt, um die Richtungscharakteristik des Signals zu quantisieren.
Vorrichtung nach Anspruch 65 oder einem beliebigen davon abhängigen Anspruch, wobei die Unterscheidungseinrichtung eine Autokorrelationseinrichtung zum Bestimmen der Richtungscharakteristik des Vektors umfaßt, welcher das komplexe Signal darstellt.
Verfahren zum Verarbeiten von Frequenzumtastungsanteilen (FSK-Anteilen) eines empfangenen Informationsübertragungssignals, wobei das Verfahren umfaßt: Transformieren des empfangenen elektronischen Informationsübertragungssignals in ein komplexes Basisbandsignal, wobei ein erster FSK-Anteil als erstes komplexes Signal dargestellt wird und ein zweiter FSK-Anteil als zweites komplexes Signal dargestellt wird; und Unterscheiden zwischen dem ersten und dem zweiten komplexen Signal und Erzeugen eines Signals zum Erkennen einer Änderung eines FSK-Frequenzanteils.
Verfahren nach Anspruch 77, wobei der Schritt des Unterscheidens eine Verarbeitung einer Richtungscharakteristik eines Vektors umfaßt, welcher das komplexe Signal im komplexen Raum darstellt.
Verfahren nach Anspruch 78, wobei die Richtungscharakteristik ein quantisierter Winkel des Vektors ist.
Verfahren nach Anspruch 79, wobei die Quantisierung auf einer Quantisierungseinheit von 360 Grad dividiert durch N basiert, wobei N eine ganze Zahl ist, welche größer als 1 ist.