WO2015055418A1 - System und verfahren zur datenübertragung mit empfängerseitiger nutzsignaldetektion - Google Patents

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WO2015055418A1
WO2015055418A1 PCT/EP2014/070866 EP2014070866W WO2015055418A1 WO 2015055418 A1 WO2015055418 A1 WO 2015055418A1 EP 2014070866 W EP2014070866 W EP 2014070866W WO 2015055418 A1 WO2015055418 A1 WO 2015055418A1
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receiver
frequency
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PCT/EP2014/070866
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Martin Opitz
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Continental Automotive Gmbh
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    • H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only

Definitions

  • the present invention relates to a system and a method for digital data transmission, in particular for the radio transmission of PSK and DSSS signals.
  • a radio receiver is not aware of whether or when a frame is being broadcast by a broadcaster. The de ⁇ decision as to whether or when a valid user signal is present, that is up to the receiver control.
  • the controller of the receiver may assume that the transmitter will send a frame. However, the exact time is unknown to the recipient. The receiver must therefore spend a certain amount of time in a search mode and wait for the beginning of the useful signal.
  • the receiver is activated at regular intervals to check whether a wanted signal is received. If a useful signal is detected, the receiver remains active for a period of time in order to be able to completely receive a frame.
  • a receiver should be able to successfully detect a useful signal and distinguish it from other signals (eg interference signals, noise, etc.).
  • An incorrect detection can lead to the desired signal is not detected and not receive the order ent ⁇ suspended message and is ignored in the result.
  • an erroneous detection of an interfering signal as a useful signal (“false alarm”) can cause the receiver to be activated, even though no message is sent.
  • a frame contains further parts which serve, for example, the signal acquisition. At least the bits are represented by a sequence of transmitted and receiver-side detected modulation symbols. Depending on the modulation type, voted one be ⁇ ⁇ Each Modulati onssymbol has information content. In the case of an unspread PSK modulation, one (binary PSK) or several bits (m-fold PSK) are transmitted per modulation symbol. In the case of Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) transmission, several modulation symbols represent one bit. A message can consist of several frames.
  • a digital receiver provides for determining one or more parameters relevant to demodulation prior to demodulating the received signal. For example, a frequency error of the carrier signal (in the case of coherent demodulation also the phase error) and / or the modulation symbol timing (phase angle of the modulation symbols) is determined. These parameters are determined with such accuracy that data can be received (ie the received signal can be demodulated).
  • a parameter control can be optionally used, the current values of relevant parameters (for example, symbol timing) readjust based on the current reception signal, the first may be ⁇ he knew parameter values used as initial values.
  • a long dwell time in this step may be necessary in order to reject any - possibly correct - useful signal reception. It may thus be important in the execution of the acquisition process to know whether the (estimation) results obtained by a particular algorithm have been obtained on the basis of a valid (actually received) useful signal.
  • An object of the invention is to provide a method and a system for digital data transmission in which a reliable detection of the useful signal contained in the received signal is to be ensured on the receiver side.
  • phase angle of the modulation symbols or spreading codes can also be varied on the transmitter side.
  • a method for digital data transmission comprises: receiving a modulated signal which may include both a useful signal and noise and interference signals; the repeated estimation of at least one relevant to the demodulation of the useful signal parameter of the received signal; and monitoring changes in the repeatedly estimated parameters.
  • a payload signal is detected using a criterion according to which a payload signal is detected when one or more changes of the repeatedly estimated parameters are at least one predetermined one "
  • the useful signal may have a sequence of modulation symbols or spreading codes, wherein the modulation symbols or
  • Spreading codes which can be assigned a period and a phase position, are modulated onto a carrier signal of a certain carrier frequency. At least one receiver-side frequency error of the carrier frequency or the phase position of the modulation symbols or spreading codes come into consideration as relevant parameters. Both parameters are estimated in the receiver and needed for the demodulation of the useful signal.
  • the repeated estimation of the at least one parameter can take place at least temporarily asynchronously with the period of the modulation symbols or spreading codes.
  • the repeated estimation of the at least one parameter having approximately the same period as the period of the modulation symbols or spreading codes is executed. In this case, in a series of estimates of the at least one parameter, a delay time is at least once awaited, which then corresponds to a change in the estimated phase position.
  • the receiver-side frequency error of the carrier frequency can be considered as a relevant parameter to be estimated.
  • a carrier signal of a predetermined carrier frequency and these shallfre acid sequence can be changed on the transmitter side, so that the change of the estimated frequency error of the receiver-side transmitter derruben change in carrier frequency.
  • the transmitter-side change of the carrier frequency by frequency modulation can be done with frequency modulation symbols of certain symbol duration.
  • the Fre ⁇ quenz Apart the carrier frequency receiver side regularly at certain
  • a useful signal is detected when a predeterminable number of differences (changes) between each two estimated values satisfy a specifiable criterion.
  • estimates are used whose Schhartzeit- points in time a symbol duration or an integer multiple ⁇ apart thereof.
  • two (immediately) consecutive estimation times differ in time by less than one symbol duration.
  • estimates based on frequency values in the (frequency-modulation-related) transition regions from one frequency value to another do not result in useful signal detection.
  • a correct estimate of the carrier frequency error can then be made in the receiver, and the estimated results can be used for signal acquisition and demodulation.
  • Figure 1 is a block diagram of a transmission system for transmitting (a) with binary PSK modulation
  • FIG. 2 illustrates the operation of an acquisition unit such as described e.g. is used in a receiver according to FIG lb;
  • FIG. 3 illustrates a synchronous to the modulation symbol phase
  • FIG. 4 shows the visualization of the estimated parameter vectors in a two-dimensional result field
  • Figure 5 illustrates a modulation symbol phase asyn ⁇ chrone parameter estimation
  • FIG. 6 illustrates a transmitter-side modulation of FIG
  • Carrier frequency for changing the parameters estimated in the receiver
  • FIG. 7 illustrates an example of a device according to the invention
  • FIG. 8 illustrates the parameter vectors obtained according to the example of FIG. 7 in a two-dimensional result field
  • FIG. 9 illustrates the estimated parameter vectors at the transmitter-side frequency shift keying
  • Figure 10 illustrates another example of an OF INVENTION ⁇ to the invention Nutzsignaldetetation transmitter-side frequency shift keying.
  • like reference characters designate like or similar components or signals of like or similar meaning.
  • FIG. 1 shows a block diagram of the model of a digital data transmission in the case of BPSK modulation (binary phase shift keying), which was chosen as an example for a linear modulation method (eg QAM, PSK).
  • BPSK modulation binary phase shift keying
  • QAM linear modulation method
  • a pulse g T x (t) is emitted, which is referred to as a symbol or modulation symbol.
  • the sequence of bits d ⁇ which can each take on the values +1 and -1, is periodically sampled with a period T BIT and a Dirac pulse 5 (tiT B iT) corresponding to the polarity of the Bits d ⁇ are supplied to the filter 10, which then outputs its impulse response g T x (t) with a polarity corresponding to the polarity of the symbol d ⁇ . That is, at each sampling instant from ⁇ i - BIT (k is an integer time index) are the filter 10 depends on the sampling value (+1 or -1), the impulse response g T x (ti -TBIT) or -g T x (ti ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ), which is also referred to as modulation symbol.
  • This signal s (t) is converted by means of the mixer 20 in the high frequency range (RF range), wherein the output signal of the mixer is referred to as a transmission signal s RF (t).
  • This transmission signal s RF (t) passes via the transmission channel (eg a radio link) to the receiver.
  • the oscillator signal m TX (t) (also called carrier signal) supplied to the mixer 20 has a frequency f TX and a phase 0
  • the (high-frequency) transmission signal s RF (t) transmitted via the channel CH is distorted by the transmission channel CH and superimposed on the way to the receiver with noise and noise.
  • the received signal corresponding to the transmission signal s RF (t) is designated by r RF (t).
  • the received signal r RF (t) is thus a superposition of the channel distorted transmission signal s RF (t) with interference signals j (t) and noise n (t).
  • the received signal r RF (t) is converted into the baseband by means of a complex multiplication 30 (with the aid of the receiver-side nominal oscillator frequency, ie carrier frequency, f RX ).
  • the mixer 30 is an example of a (arbitrarily imple ⁇ mented) frequency conversion of the received signal r RF (t) in the baseband. This frequency conversion can occur in one step (referred to as direct downconversion) or in several steps (with several consecutive (complex) multiplications). The occurring during frequency conversion spectral component of the useful signal at the magnitude entge ⁇ gennewen twice the frequency of the mixing frequency, by the receive filter 40, which usually has low-pass characteristics, can be suppressed.
  • the spectral position of the useful signal at the output of the frequency conversion (ie the signal r (t)) only has a frequency error f E.
  • This frequency error f E corresponds, for example, to the difference between the transmitter and receiver (carrier) frequency used for up or down conversion, ie
  • the nominal transmission frequency (carrier frequency) can be provided only with finite accuracy, the frequency standards used (eg quartz), from which the frequencies to Auf ⁇ or Down conversion are derived, so are flawed.
  • the spectral position of the useful signal at the output of the frequency ⁇ implementation may in addition to the frequency error f E also have other frequency error components, which may arise, for example, by the Doppler effect in the radio transmission over the channel CH.
  • a phase error ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ - cp RX must also be taken into account.
  • the mixer 30 therefore generally represents the (single or multi-stage) conversion of the received RF signal r RF (t) into the baseband.
  • this (previously estimated) frequency error f E is corrected. There then remains only the frequency error due to the possible only with limited accuracy frequency estimate.
  • the mixer 31 thus quite generally represents (irrespective of the specific implementation) the correction of the above-mentioned frequency error.
  • the phase error ⁇ ⁇ can also be corrected, for example, with the aid of the mixer 31.
  • the complex output signal r '(t) of the second mixer 31 (ie the corrected received signal in the baseband) (complex and no longer subject to the accuracy of the estimation) contains, in addition to the aforementioned distortions and interferences, the modulation symbol sequence , ie the temporally offset pulse responses g TX (ti -TBIT) and -g TX (ti - BIT) corresponding to the transmission signal s (t).
  • the signal r '(t) is fed to a receive filter 40 whose impulse response gRx (t) can be matched to the transmitted pulses gTx (t).
  • the receiver from FIG. 1 b furthermore comprises an acquisition unit 52 (detection unit) which is designed to determine parameters relevant for the correct demodulation, in particular the mentioned frequency error f E (also the phase error cp E in the case of coherent demodulation). appreciate. Furthermore, the acquisition unit 52 is designed to estimate the phase position c sYM of the modulation symbols (ie the modulation symbol timing), ie the emitted impulse responses gTx (t).
  • the tracking unit 51 is adapted to a time variation of the carrier frequencies f RX , f TX and the corresponding phases cp RX , ⁇ ⁇ , as well as a temporal change in the phase position of the modulation symbols, the ge ⁇ estimated frequency and phase errors f E , ⁇ ⁇ readjust.
  • a control loop is also referred to as a "carrier tracking loop.”
  • the tracking unit 51 is also included configured to readjust the estimated phase position of the received modulation ⁇ symbols.
  • Such a control loop is also referred to as “symbol tracking loop” or "clock tracking loop”.
  • the control loops (and thus the tracking unit) need not necessarily exist, for example if the values estimated by the acquisition unit for the transmission of a frame are sufficiently accurate.
  • the acquisition unit serves to (roughly) determine the carrier frequency and the phases of the carriers and the modulation symbol timing, but not regulation. Only in tracking usually a closed loop is used, in fact there are two control loops, namely the mentioned “Carrier Tracking Loop” and the “Symbol Tracking Loop”. This readjustment of the estimated phase and frequency error as well as the phase position of the modulation symbols is known per se and is therefore not explained in detail. The actual implementation also does not play a significant role in the present invention.
  • the blocks shown in the figures are not to be understood as a structural unit but purely as functional units. Depending on the application, they can be implemented in very different ways.
  • the mixers 5, 10, 30 and 31 represent a mathematical operation (possibly a complex multiplication). Acquisition and tracking unit thus generate signals of the form exp (j (2n ⁇ f ⁇ t + ⁇ )) for the respective mixer 31, which thus realizes a frequency conversion by a difference frequency Af and a phase rotation by ⁇ .
  • this complex multiplication is exemplary for a variety of implementation options (for example, with one or two multipliers / mixers in any order).
  • the detection unit 52 also serves to find out the correct (sampling) times (bit or symbol boundaries) to which a decision (decision maker 50) concerning the value of a transmitted data symbol is to be made. During tracking, these times are tracked by the tracking unit 51.
  • the mentioned frequency error f E (or also the carrier phase cp RX in the case of coherent demodulation) of the received signal is estimated by the detection unit 52 with such accuracy that the control loops in the tracking unit (PLL or FLL) can be started. Ov ⁇ SHORT-, as shown in Figure lb, the frequency error corrected by the matched filter 40 before filtering.
  • the parameters estimated by the acquisition unit 52 may be generally regarded as vector ⁇ [m], where m denotes a discrete time.
  • the acquisition unit 52 processes the baseband received signal r x (t) or the filtered ⁇ received signal (impulse response gRx (t)) and estimates it at discrete times a parameter vector ⁇ [m].
  • the vector ⁇ [m] contains the components ⁇ [m] and ⁇ [m], where, for example, ⁇ [m] stands for a frequency error f E and ⁇ [m] for a modulation symbol phase position c S YM at the time m can.
  • the estimated parameter vector 9 [m + n] may be different from the previously estimated vector ⁇ [m]. This situation is illustrated in the diagram in FIG. 2b.
  • the difference vector ⁇ [m + n] - ⁇ [m] is denoted by A9 [m + n].
  • Estimation algorithms with the aid of which the mentioned parameters or a parameter vector ⁇ [m] can be estimated are known per se and will not be explained in detail here.
  • DSSS spread-spectrum transmission method
  • DSSS direct-sequence spread-spectrum
  • a code phase of the spreading code is estimated.
  • the receiver shown in Fig. 1b can be used both for the reception of PSK signals and of
  • the receive filter (see filter 40) is a matched filter that can be tuned to the impulse response g T x (t) selected by the transmitter.
  • the reception filter may be designed to substantially correlate the reception signal with the spreading code. All of the methods and systems for detecting payloads described herein are useful for PSK receivers as well as for
  • a first parameter vector ⁇ [m] is estimated at a first time m
  • a second parameter vector 9 [m + n] is estimated at a second, later time m + n.
  • the estimation is performed on the basis of the received signal r (t) and always gives a result, irrespective of whether the received signal actually contains a useful signal or not.
  • a difference vector ⁇ ⁇ [m + n] - ⁇ [m] be ⁇ calculated. If the difference vector satisfies a certain relation, eg ⁇ (where a predefined smaller positive
  • a valid useful signal is detected in the received signal.
  • the transmit signal is manipulated on the transmitter side in such a way that a specific change of the estimated parameter vectors is detectable (and possibly quantifiable) on the receiver side. In this way, it can be reliably prevented that a useful signal is erroneously recognized in the receiver in the received signal, although no useful signal is present. The so-called false alarm rate (FAR) can thus be reduced.
  • FAR false alarm rate
  • the two components ⁇ and ⁇ of the parameter vector ⁇ to be estimated are, in particular, the mentioned carrier frequency error f E and the modulation symbol timing (symbol phase position (SYM)).
  • the educadimen ⁇ dimensional estimate vectors 2b Further, in a field as shown in Fig. are shown. be relevant parameters are the carrier phase error ⁇ ⁇ and the reception field strength.
  • DSSS signals spread spectrum signals
  • an estimation algorithm always yields a result, irrespective of whether a useful signal is contained in the received signal or not.
  • FIG. 4 illustrates different variants of the parameter estimation by the acquisition unit 52.
  • the diagrams in Figures 4a to 4d respectively show a two-dimensional array of ⁇ estimation results in which an estimated parameter vector ⁇ can be located.
  • the parameter ⁇ corresponds to the carrier frequency error f E and the parameter ⁇ corresponds to the modulation symbol phase c sYM or the code phase (in the case of DSSS signals).
  • a point in the result field marked with a " ⁇ " is defined by the coordinates ( ⁇ , ⁇ ) and corresponds to a certain combination of carrier frequency error and modulation symbol phase.
  • the estimation algorithms preferably determine a point on the vertical, dotted line, and thus incorrectly point to a useful signal, using some estimation algorithms (such as the algorithm) described in the publication WO 2012/069471 Al are preferred, the dots deposited edge areas of the He ⁇ gebnisfeldes. that is, in the absence of a useful signal an estimation result is more common in these edge areas than outside, which can also lead to an increased FAR.
  • the in Fig. 4a z example is no useful signal in
  • the acquisition unit 52 therefore detects a useful signal the two examples of Fig. 4a and 4b, a useful signal is detected when the Pa ⁇ rameter juice several times produces the same result. for the reasons discussed, the same results can also occur when no useful signal is present.
  • the mentioned transmitter-side carrier frequency change can be achieved in as play ⁇ by a frequency modulation, for example, FSK (frequency shift keying), and in particular GFSK (Gaussian Frequency Shift Keying).
  • FSK frequency shift keying
  • GFSK Gaussian Frequency Shift Keying
  • Estimates for the parameter vectors ⁇ [m] provides comparatively slow compared to the modulation symbol rate. That is, an estimation result is calculated based on one or more modulation symbols (repeated sweeps of the spreading code in DSSS signal transmission), and therefore, the change of the frequency is made slow compared to the symbol rate.
  • a periodic abrupt Fre ⁇ quenz is madeung to the value represented f, and a GFSK.
  • a parameter estimation performed - at first is in synchronism with the Modulati ⁇ onssymbolen or (with DSSS transmission to the repetitive passes of the spreading codes) - as shown in Fig. 3.
  • the result of each estimation is a parameter vector ⁇ .
  • the receiver side (still) no information regarding the symbol timing (symbol phases) available and it must be detected on the transmitter side impressed frequency change. In these cases, the decision on whether to receive a payload signal must be made based on this frequency change. In the two-dimensional result field, the detected points are then on a horizontal line as shown in FIG. 9.
  • the frequency (and thus the receiver-side carrier frequency error) changes by the amount ⁇ ⁇ .
  • the solid line represents the frequency response at a
  • the bit sequence "101" is transmitted, whereby a "1” is represented by a carrier signal section of the frequency ⁇ ⁇ + ⁇ / 2 and a "0" by a carrier signal section of the frequency of ⁇ ⁇ - ⁇ / 2
  • Each FSK symbol ie, said carrier signal portion
  • T FSK duration denoted by T FSK and which is generally substantially longer (eg, by a factor of 5 or more) than the duration of a modulation symbol (the PSK signal). Modulation) or one pass of a spreading code (in DSSS transmission).
  • T FSK duration denoted by T FSK and which is generally substantially longer (eg, by a factor of 5 or more) than the duration of a modulation symbol (the PSK signal). Modulation) or one pass of a spreading code (in DSSS transmission).
  • the carrier frequency transmitmitter side
  • the carrier frequency transmitmitter side
  • a useful signal is detected when the frequency errors estimated at the receiver end have a sufficiently large change, namely in the ideal case exactly by the amount ⁇ .
  • the estimated frequency error is compared to a threshold that is slightly smaller in magnitude than the ideal frequency swing ⁇ .
  • the ideal case does not exist, in particular, when the decision as to whether a useful signal is present or not,
  • T PER T FSK / 2.
  • G G FSK symbol duration
  • an estimated value eg, ⁇ [ ⁇ -5]
  • the subsequent estimated value eg, ⁇ [ ⁇ -4]
  • T FSK / 2 half FSK symbol duration
  • Estimated timing which is the time at which the estimation result is available (e.g., in the shift register 521 (see Fig. 10).
  • the FSK symbol duration T FSK of the transmitter-side frequency shift keying is twice as long as the period T PER of the periodically performed parameter estimation.
  • Transceiver constellations which performs a Nutzsignaldetetation exclusively on the basis of estimation results that are in said transition areas. That would, for example, result in loss of sensitivity.
  • transmitter-side mixer baseband in HF band
  • receiver-side mixer HF band to baseband

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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

Verfahren und System zur digitalen Datenübertragung bei dem ein moduliertes Signal(r(t)), welches zumindest ein Nutzsignal oder Rauschen oder Störsignale enthält, empfangen wird und mindestens ein für die Demodulation des Nutzsignals relevanten Parameters des empfangenen Signals (r(t)) wiederholt geschätzt wird. Veränderungen (Δξ, Δζ; Δθ) der wiederholt geschätzten Parameter werden überwacht und ein Nutzsignal unter Verwendung eines Kriteriums detektiert, gemäß dem ein Nutzsignal erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgegebene Bedingung erfüllen.

Description

Beschreibung
System und Verfahren zur Datenübertragung mit empfängerseitiger Nutzsignaldetektion
Die vorliegende Erfindung betrifft ein System und ein Verfahren zur digitalen Datenübertragung, insbesondere zur Funkübertragung von PSK- und DSSS-Signalen . Im Allgemeinen ist einem Funkempfänger nicht bekannt, ob bzw. wann ein Frame von einem Sender ausgesendet wird. Die Ent¬ scheidung darüber, ob bzw. wann ein gültiges Nutzsignal anliegt, obliegt also der Empfängersteuerung. Im sogenannten Frame-Empfangsmodus (Frame Reception Mode) kann die Steuerung des Empfängers zwar davon ausgehen, dass der Sender einen Frame senden wird. Der genaue Zeitpunkt ist dem Empfänger jedoch nicht bekannt. Der Empfänger muss also eine bestimmte Zeit in einem Suchmodus verweilen und auf den Beginn des Nutzsignals warten. In einem sogenannten Polling-Betrieb wird der Empfänger in regelmäßigen Abständen aktiviert, um zu überprüfen, ob ein Nutzsignal (Wanted Signal) empfangen wird. Wird ein Nutzsignal detektiert, bleibt der Empfänger für einen Zeitraum aktiv, um einen Frame vollständig empfangen zu können.
Unabhängig vom verwendeten Empfangsmodus soll ein Empfänger ein Nutzsignal erfolgreich detektieren und von anderen Signalen (z.B. Störsignalen, Rauschen, etc.) unterscheiden können. Eine unrichtige Detektion (Nichterkennen eines Nutzsignals) kann dazu führen, dass das Nutzsignal nicht erkannt und die damit ent¬ haltene Nachricht nicht empfangen und im Ergebnis ignoriert wird. Des Weiteren kann eine fehlerhafte Detektion eines Störsignals als Nutzsignal („False Alarm") dazu führen, dass der Empfänger aktiviert wird, obwohl keine Nachricht gesendet wird. ^
Ein Frame enthält neben der zu übermittelnden und die Information repräsentierenden Folge von Bitwerten weitere, z.B. der Sig- nalakquisition dienende Teile. Zumindest die Bits werden durch eine Folge von ausgesendeten und empfängerseitig zu detek- tierenden Modulationssymbolen repräsentiert. Jedes Modulati¬ onssymbol hat, je nach verwendeter Modulationsart, einen be¬ stimmten Informationsgehalt. Im Falle einer ungespreizten PSK Modulation werden ein (binäre PSK) oder mehrere Bits (m-fache PSK) pro Modulationssymbol übertragen. Im Falle einer DSSS (Direct-Sequence Spread-Spectrum) Übertragung repräsentieren mehrere Modulationssymbole ein Bit. Eine Nachricht kann aus mehreren Frames bestehen.
Viele Implementierungen eines digitalen Empfängers sehen vor der Demodulation des Empfangssignals eine Bestimmung eines oder mehrerer für die Demodulation relevanter Parameter vor. Beispielsweise wird ein Frequenzfehler des Trägersignals (bei kohärenter Demodulation auch der Phasenfehler) und/oder das Modulationssymbol-Timing (Phasenlage der Modulationssymbole) ermittelt. Diese Parameter werden mit einer solchen Genauigkeit bestimmt, dass Daten empfangen werden können (d.h. das Empfangssignal demoduliert werden kann) . Eine Parameterregelung kann optional dazu verwendet werden, die aktuellen Werte der relevanten Parameter (z.B. Symbol-Timing) basierend auf dem aktuellen Empfangssignal nachzuregeln, wobei die anfangs er¬ kannten Parameterwerte als Startwerte verwendet werden können.
Die erwähnte für eine erfolgreiche Demodulation des Emp¬ fangssignals notwendige Parameterdetektion ist Bestandteil des im Empfänger durchgeführten Akquisitionsverfahrens . Dieses umfasst meist mehrere aufeinanderfolgende und aufeinander aufbauende Schritte, wobei ein in einem Schritt erhaltenes Ergebnis nicht unmittelbar im nächsten Schritt verifiziert oder falsifiziert werden kann. Im Fall eines fehlerhaften Wechsels von ^
einem Akquisitionsschritt in den nächsten, kann eine lange Verweildauer in diesem Schritt notwendig sein, um keinen - möglicherweise korrekten - Nutzsignalempfang zu verwerfen. Es kann also bei der Durchführung des Akquisitionsverfahrens wichtig sein, zu wissen, ob die durch einen bestimmten Algorithmus erhaltenen (Schätz-) Ergebnisse aufgrund eines gültigen (tatsächlich empfangenen) Nutzsignals erhalten wurden.
Eine der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, ein Verfahren und ein System zur digitalen Datenübertragung zur Verfügung zu stellen, bei denen empfängerseitig eine zuverlässige Detektion des im Empfangssignal enthaltenen Nutzsignals gewährleistet werden soll.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 sowie durch einen Empfänger gemäß Anspruch 10 und ein Übertragungssystem gemäß Anspruch 11 gelöst. Unterschiedliche Aus¬ führungsbeispiele und Weiterentwicklungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche. Zusätzlich oder alternativ kann die Phasenlage der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes auch senderseitig variiert werden.
Es wird ein Verfahren zur digitalen Datenübertragung be- schrieben. Gemäß einem Beispiel der Erfindung weist das Verfahren folgendes auf: das Empfangen eines modulierten Signals, welches sowohl ein Nutzsignal als auch Rauschen und Störsignale enthalten kann; das wiederholte Schätzen mindestens eines für die De- modulation des Nutzsignals relevanten Parameters des empfangenen Signals; und das Überwachen von Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter. Ein Nutzsignals wird unter Verwendung eines Kriteriums detektier, gemäß dem ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgebbare „
Bedingung erfüllen. Eine derartige Detektion eines Nutzsignals ermöglicht die Reduktion der False-Alarm-Rate, also der feh¬ lerhaften Erkennung eines Nutzsignals. Das Nutzsignal kann eine Folge von Modulationssymbolen oder Spreizcodes aufweisen, wobei den Modulationssymbolen bzw.
Spreizcodes, denen eine Periode und eine Phasenlage zugeordnet werden kann, einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz aufmoduliert sind. Als relevante Parameter kommen zumindest ein empfängerseitiger Frequenzfehler der Trägerfrequenz oder die Phasenlage der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes in Betracht. Beide Parameter werden im Empfänger geschätzt und für die Demodulation des Nutzsignals benötigt.
Um eine Veränderung der Phasenlage der mit dem Nutzsignal empfangenen Modulationssymbole bzw. Spreizcodes herbeizuführen, kann die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters zumindest zeitweise asynchron zur Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes erfolgen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters mit annähernd der gleichen Periode ausgeführt wie die Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes. Dabei wird in einer Reihe von Schätzungen des mindestens einen Parameters mindestens einmal eine Verzögerungszeit abgewartet wird, die dann einer Veränderung der geschätzten Phasenlage entspricht.
Wie erwähnt kommt als zu schätzender relevanter Parameter der empfängerseitige Frequenzfehler der Trägerfrequenz in Betracht. Im Sender wird das das Nutzsignal einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz aufmoduliert, und diese Trägerfre¬ quenz kann senderseitig verändert werden, sodass die Veränderung des geschätzten, empfängerseitigen Frequenzfehlers der sen- derseitigen Veränderung der Trägerfrequenz entspricht. Die senderseitige Veränderung der Trägerfrequenz durch Frequenzmodulation kann mit Frequenzmodulations-Symbolen bestimmter Symboldauer erfolgt. Empfängerseitig wird der Fre¬ quenzfehler der Trägerfrequenz regelmäßig zu bestimmten
Schätzzeitpunkten geschätzt. Bei der Nutzsignaldetektion wird ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine vorgebbare Anzahl von Differenzen (Veränderungen) zwischen jeweils zwei Schätzwerten ein vorgebbares Kriterium erfüllen. Dabei werden für die Bildung der Differenzen Schätzwerte herangezogen, deren Schätzzeit- punkte zeitlich eine Symboldauer oder ein ganzzahliges Viel¬ faches davon auseinanderliegen. Zwei (unmittelbar) aufeinanderfolgende Schätzzeitpunkte liegen zeitlich jedoch um weniger als eine Symboldauer auseinander. Dadurch kann erreicht werden, dass Schätzwerte, die auf Frequenzwerten in den (frequenzmo- dulationsbedingten) Übergangsbereichen von einem Frequenzwert auf einen anderen beruhen, nicht zu einer Nutzsignalerkennung führen. Im nächsten Schätzzeitpunkt kann dann jedoch eine korrekte Schätzung des Trägerfrequenzfehlers im Empfänger erfolgen und die geschätzten Ergebnisse können für die Sig- nalakquisition und Demodulation verwendet werden.
Des Weiteren wird ein für das erwähnte Verfahren geeigneter Empfänger beschrieben sowie ein korrespondierendes Übertra¬ gungssystem.
Die Erfindung wird im Folgenden anhand der in den Abbildungen dargestellten Beispiele näher erläutert. Die dargestellten Beispiele sind nicht unbedingt als für die Erfindung ein¬ schränkend zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, die der Erfindung zu Grunde liegenden Prinzipien zu erläutern. Es zeigen : Figur 1 ein Blockschaltbild eines Übertragungssystems zum Senden (a) mit binärer PSK-Modulation
( Phasenumtastung) und Empfangen (b) der modulierten Signale ;
Figur 2 illustriert die Funktionsweise einer Akquisiti- ons-Einheit wie sie z.B. in einem Empfänger gemäß Fig. lb verwendet wird; Figur 3 illustriert eine zur Modulationssymbolphase synchrone
ParameterSchätzung;
Figur 4 zeigt die Visualisierung der geschätzten Parametervektoren in einem zweidimensionalen Ergebnisfeld;
Figur 5 illustriert eine zur Modulationssymbolphase asyn¬ chrone Parameterschätzung;
Figur 6 veranschaulicht eine senderseitige Modulation der
Trägerfrequenz zur Veränderung der im Empfänger geschätzten Parameter;
Figur 7 illustriert ein Beispiel einer erfindungsgemäßen
Nutzsignaldetektion;
Figur 8 veranschaulicht die gemäß dem Beispiel aus Fig. 7 erhaltenen Parametervektoren in einem zweidimensionalen Ergebnisfeld; Figur 9 veranschaulicht die geschätzten Parametervektoren bei senderseitiger Frequenzumtastung; und Figur 10 illustriert ein weiteres Beispiel einer erfin¬ dungsgemäßen Nutzsignaldetektion mit senderseitiger Frequenzumtastung . In den Abbildungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Komponenten oder Signale mit gleicher bzw. ähnlicher Bedeutung .
Figur 1 zeigt anhand eines Blockschaltbildes das Modell einer digitalen Datenübertragung für den Fall einer BPSK-Modulation (binäre Phasenumtastung, Binary Phase Shift Keying) , welche beispielhaft für ein lineares Modulationsverfahren (z.B. QAM, PSK) gewählt wurde. Für jedes Datensymbol (im vorliegenden Fall ein Bit) d± wird ein Impuls gTx(t) ausgesendet, der als Symbol oder Modulationssymbol bezeichnet wird. In dem in Fig. 1 gezeigten Modell wird die Folge von Bits d±, welche jeweils die Werte +1 und -1 annehmen können, periodisch mit einer Periodendauer TBIT abgetastet und ein Dirac-Impuls 5(t-i-TBiT) entsprechend der Polarität des Bits d± dem Filter 10 zugeführt, welches daraufhin seine Impulsantwort gTx(t) mit einer Polarität ausgibt, die der Polarität des Symbols d± entspricht. Das heißt, zu jedem Ab¬ tastzeitpunkt i - BIT (k ist ein ganzzahliger Zeitindex) gibt das Filter 10 abhängig vom Abtastwert ( +1 oder -1) die Impulsantwort gTx (t-i -TBIT) oder -gTx (t-i ·ΤΒιτ) aus, die auch als Modulati- onssymbol bezeichnet wird. Die Summe der zeitlich versetzten Impulsantworten (Modulationssymbole) ergeben das zu übertra¬ gende Signal s (t) . Dieses Signal s (t) wird mit Hilfe des Mischers 20 in den Hochfrequenzbereich (HF-Bereich) umgesetzt, wobei das Ausgangssignal des Mischers als Sendesignal sRF(t) bezeichnet ist. Dieses Sendesignal sRF(t) gelangt über den Übertragungskanal (z.B. eine Funkstrecke) zum Empfänger.
Das Oszillatorsignal mTX(t) (auch Trägersignal genannt), das dem Mischer 20 zugeführt ist, weist eine Frequenz fTX und eine Phase 0
o φΤχ auf (Trägerfrequenz bzw. Trägerphase) . Das bedeutet, dass das Spektrum des HF-Sendesignals sRF (t) im Vergleich zum Spektrum des Sendesignals s (t) im Basisband um den Betrag der Trägerfrequenz fTx spektral verschoben ist (das Signalspektrum liegt dann symmetrisch um die Trägerfrequenz fTX) . Das Blockschaltbild des beschriebenen Senders ist in Fig. la dargestellt, das kor¬ respondierende Blockschaltbild des Empfängers in Fig. Ib.
Das über den Kanal CH übertragene (Hochfrequenz-) Sendesignal sRF(t) wird durch den Übertragungskanal CH verzerrt und auf dem Weg zum Empfänger mit Störungen und Rauschen überlagert. Das dem Sendesignal sRF(t) entsprechende Empfangssignal ist mit rRF(t) bezeichnet. Das Empfangssignal rRF(t) ist also eine Überlagerung des vom Kanal verzerrten Sendesignals sRF(t) mit Störsignalen j (t) und Rauschen n(t) .
Empfängerseitig wird das Empfangssignal rRF(t) mit Hilfe einer komplexen Multiplikation 30 in das Basisband umgesetzt (mit Hilfe der empfängerseitigen nominellen Oszillatorfrequenz, d.h. Trägerfrequenz, fRX) . Das Ergebnis der komplexen Multiplikation 30 umfasst ein Inphasen-Signal ri (t) und ein entsprechendes Quadratur-Signal rQ(t), wobei beide zusammen als komplexes Signal r(t) = ri (t) + j -rQ(t) bezeichnet sind (j ist die imaginäre Einheit) .
Der Mischer 30 steht exemplarisch für eine (beliebig imple¬ mentierte) Frequenzumsetzung des Empfangssignals rRF(t) in das Basisband. Diese Frequenzumsetzung kann in einem Schritt (als Direct-Downconversion bezeichnet) oder in mehreren Schritten (mit mehreren aufeinander folgenden (komplexen) Multiplikationen) erfolgen. Der bei der Frequenzumsetzung auftretende spektrale Anteil des Nutzsignals bei der betragsmäßig entge¬ gengesetzten zweifachen Frequenz der Mischfrequenz kann durch das Empfangsfilter 40, welches üblicherweise Tiefpasseigen- schaften besitzt, unterdrückt werden.
Jedenfalls weist die spektrale Lage des Nutzsignals am Ausgang der Frequenzumsetzung (d.h. das Signal r(t)) lediglich einen Frequenzfehler fE auf. Dieser Frequenzfehler fE entspricht z.B. der Differenz der sender- und empfängerseitig verwendeten (Träger-) Frequenz zur Auf- bzw. Abwärtsumsetzung, d.h.
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Dieser kommt dadurch zustande, dass in der Praxis sowohl auf der Sender- als auch auf der Empfängerseite die nominale Übertragungsfrequenz (Trägerfrequenz) nur mit endlicher Genauigkeit bereit gestellt werden kann, die verwendeten Frequenznormale (z.B. Quarze), aus denen die Frequenzen zu Auf¬ bzw. Abwärtsumsetzung abgeleitet werden, also fehlerbehaftet sind.
Die spektrale Lage des Nutzsignals am Ausgang der Frequenz¬ umsetzung (d.h. das Signal r(t)) kann neben dem Frequenzfehler fE auch weitere Frequenzfehleranteile aufweisen, welche bspw. durch den Doppler-Effekt bei der Funkübertragung über den Kanal CH entstehen können. Bei einer kohärenten Demodulation muss auch ein Phasenfehler φΕ = φτχ - cpRX beachtet werden. Der Mischer 30 repräsentiert also ganz allgemein die (ein- oder mehrstufige) Umsetzung des empfangenen HF-Signals rRF(t) ins Basisband.
Mit einer zweiten komplexen Multiplikation (Mischer 31) wird dieser (zuvor geschätzte) Frequenzfehler fE korrigiert. Es verbleibt dann nur noch der Frequenzfehler aufgrund der nur mit begrenzter Genauigkeit möglichen Frequenzschätzung. Der Mischer 31 repräsentiert also ganz allgemein (unabhängig von der konkreten Implementierung) die Korrektur des oben erwähnten Frequenzfehlers. Bei Verwendung einer kohärenten Demodulation kann auch der Phasenfehler φΕ z.B. mit Hilfe des Mischers 31 korrigiert werden. Das (komplexe und im Rahmen der Schätzgenauigkeit nicht mehr frequenzfehlerbehaftete) Ausgangssignal r' (t) des zweiten Mischers 31 (also das korrigierte Empfangssignal im Basisband) enthält, neben den erwähnten Verzerrungen und Störungen, die Modulationssymbolfolge, d.h. die zeitlich versetzten Impuls¬ antworten gTX (t-i -TBIT) bzw. -gTX (t-i - BIT) entsprechend dem Sendesignal s (t) . Das Signal r' (t) ist einem Empfangsfilter 40 zugeführt, dessen Impulsantwort gRx(t) an die gesendeten Impulsen gTx(t) angepasst sein kann. In diesem Fall spricht man von einem „Matched-Filter-Empfang" . Der Datenempfang mit Hilfe von Matched-Filter ist an sich bekannt und wird daher nicht näher erläutert. Allerdings können abweichend von den bekannten theoretischen Zusammenhängen implementierungstechnische Ver- einfachungen, insbesondere auf der Empfängerseite, getroffen werden (beispielsweise Raised-Cosine-Filterimpulsantwort im Sender, aber Rectangular-Filterimpulsantwort im Empfänger) .
Der Empfänger aus Fig. lb umfasst des Weiteren eine Akquisi- tionseinheit 52 (Erfassungs-Einheit) , die dazu ausgebildet ist, für die korrekte Demodulation relevante Parameter zu ermitteln, insbesondere den erwähnten Frequenzfehler fE (bei kohärenter Demodulation auch den Phasenfehler cpE) zu schätzen. Des Weiteren ist die Akquisitionseinheit 52 dazu ausgebildet, die Phasenlage c sYM der Modulationssymbole (d.h. das Modulationssymbol-Timing) , d.h. der ausgesendeten Impulsantworten gTx(t) zu schätzen.
Die Tracking-Einheit 51 ist dazu ausgebildet, bei einer zeitlichen Veränderung der Trägerfrequenzen fRX, fTX sowie der korrespondierenden Phasen cpRX, φτχ, sowie bei einer zeitlichen Veränderung der Phasenlage der Modulations-Symbole, die ge¬ schätzten Frequenz- und Phasenfehler fE, φΕ nachzuregeln . Eine derartige Regelschleife wird auch als „Carrier Tracking Loop" bezeichnet. Des Weiteren ist die Tracking-Einheit 51 auch dazu ausgebildet, die geschätzte Phasenlage der empfangenen Modu¬ lations-Symbole nachzuregeln . Eine derartige Regelschleife wird auch als „Symbol Tracking Loop" bzw. „Clock Tracking Loop" bezeichnet. Die Regelschleifen (und damit die Tracking-Einheit ) müssen nicht zwangsläufig vorhanden sein, z.B. wenn die von der Akquisitionseinheit geschätzten Werte für die Übertragung eines Frames ausreichend genau ist.
Die Akquisitionseinheit dient zur (groben) Bestimmung der Trägerfrequenz und der Phasen der Träger und des Modulati- onssymbol-Timings , jedoch keine Regelung. Erst im Tracking kommt üblicherweise eine geschlossene Regelschleife zur Anwendung, genau genommen sind es zwei Regelschleifen, nämlich die erwähnte „Carrier Tracking Loop" und die „Symbol Tracking Loop". Dieses Nachregeln des geschätzten Phasen- und Frequenzfehlers sowie der Phasenlage der Modulations-Symbole ist an sich bekannt und wird daher nicht näher erläutert. Die tatsächliche Implementierung spielt für die vorliegende Erfindung auch keine wesentliche Rolle .
Die in den Figuren dargestellten Blöcke (Mischer, Filter, Akquisitionseinheit, Trackingeinheit , etc.) sind nicht als bauliche Einheit sondern rein als funktionale Einheiten zu verstehen. Die können - je nach Anwendung - auf sehr unter- schiedliche Weise implementiert werden. Die Mischer 5, 10, 30 und 31 repräsentieren eine mathematische Operation (ggf. eine komplexe Multiplikation) . Akquisitions- und Trackingeinheit erzeugen also Signale der Form exp ( j (2n · f · t+Δφ) ) für den jeweiligen Mischer 31, welcher damit eine Frequenzumsetzung um eine Differenzfrequenz Af sowie eine Phasendrehung um Δφ realisiert. Auch diese komplexe Multiplikation steht exemplarisch für verschiedenste Realisierungsmöglichkeiten (bspw. mit einem oder mit zwei Multiplizieren/Mischern in beliebiger Reihenfolge) . Die Erfassungs-Einheit 52 dient auch zum Herausfinden der korrekten (Abtast-) Zeitpunkte (Bit- bzw. Symbolgrenzen), zu denen eine Entscheidung (Entscheider 50) betreffend den Wert eines gesendeten Datensymbols getroffen werden soll. Während des Tracking werden diese Zeitpunkte durch die Trackingeinheit 51 nachgeführt. Der erwähnte Frequenzfehler fE (bzw. auch die Trägerphase cpRX bei einer kohärenten Demodulation) des Empfangssignals wird durch die Erfassungseinheit 52 mit einer solchen Genauigkeit geschätzt, dass die Regelschleifen in der Tracking-Einheit (PLL oder FLL) gestartet werden können. Üb¬ licherweise wird, wie in Figur lb gezeigt, der Frequenzfehler vor der Filterung durch den Matched-Filter 40 korrigiert. Die von der Akquisitionsseinheit 52 geschätzten Parameter können allgemein als Vektor Θ [m] angesehen werden, wobei m einen diskreten Zeitpunkt bezeichnet. Die Akquisitionsseinheit 52 verarbeitet das Basisband-Empfangssignal rx(t) oder das ge¬ filterte Empfangssignal (Impulsantwort gRx(t)) und schätzt daraus zu diskreten Zeitpunkten einen Parametervektor Θ [m] .
Dieser Zusammenhang ist in Fig. 2a dargestellt. Im vorliegenden Beispiel beinhaltet der Vektor Θ [m] die Komponenten ξ [m] und ζ [m] , wobei beispielsweise ζ [m] für einen Frequenzfehler fE und ξ [m] für eine Modulationssymbol-Phasenlage cSYM zum Zeitpunkt m stehen kann. Zu einem späteren Zeitpunkt m+n (n Intervalle später) kann der geschätzte Parametervektor 9[m+n] sich von dem zuvor geschätzten Vektor Θ [m] unterscheiden. Diese Situation ist in dem Diagramm in Fig. 2b dargestellt. Der Differenzvektor Θ [m+n] -Θ [m] ist mit A9[m+n] bezeichnet.
Schätzalgorithmen (Akquisitionsalgorithmen) , mit deren Hilfe die genannten Parameter bzw. ein Parametervektor Θ [m] geschätzt werden können sind an sich bekannt und werden hier nicht weiter im Detail erläutert. In der Publikation WO 2012/069471 AI ist beispielsweise ein Akquisitionsalgorithmus beschrieben, der für Spreizspektrumsignale geeignet ist (bei DSSS-Übertragungs- verfahren, DSSS = "direct-sequence spread-spectrum" ) . In diesem Fall wird statt der Modulationssymbol-Phase eine Codephase des Spreizcodes geschätzt. Der in Fig. lb gezeigte Empfänger kann sowohl für den Empfang von PSK-Signalen als auch von
DSSS-Signalen verwendet werden. Im Falle einer PSK ist der Empfangsfilter (siehe Filter 40) ein Matched-Filter, der auf die senderseitig gewählte Impulsantwort gTx(t) abgestimmt sein kann. Im Falle einer DSSS-Übertragung kann der Empfangsfilter so entworfen sein, dass er im Wesentlichen eine Korrelation des Empfangssignals mit dem Spreizcode durchführt. Sämtliche hier beschriebenen Verfahren und Systeme zur Detektion von Nutzsignalen sind sowohl für PSK-Empfänger als auch für
DSSS-Empfänger bzw. Übertragungssysteme anwendbar.
Gemäß einem Beispiel der Erfindung wird zu einem ersten Zeitpunkt m ein erster Parametervektor Θ [m] und zu einem zweiten, späteren Zeitpunkt m+n ein zweiter Parametervektor 9[m+n] geschätzt. Die Schätzung wird auf Basis des Empfangssignals r(t) durchgeführt und liefert immer ein Ergebnis, unabhängig davon, ob das Empfangssignal tatsächlich ein Nutzsignal enthält oder nicht. Anschließend wird ein Differenzvektor Δθ = Θ [m+n] -Θ [m] be¬ rechnet. Genügt der Differenzvektor einer bestimmten Relation, z.B. Δθ (wobei ein vordefinierter kleiner positiver
Zahlenwert ist) , dann wird in dem Empfangssignal ein gültiges Nutzsignal detektiert. Dazu wird senderseitig das Sendesignal so manipuliert, dass empfängerseitig eine bestimmte Änderung der geschätzten Parametervektoren detektierbar (und ggf. quanti- fizierbar) ist. Auf diese Weise kann zuverlässig verhindert werden, dass im Empfänger fälschlicherweise im Empfangssignal ein Nutzsignal erkannt wird, obwohl kein Nutzsignal vorhanden ist. Die sogenannte False-Alarm-Rate (FAR) kann somit reduziert werden . Beim Empfang linear modulierter Datensymbole, wie z.B. bei Verwendung von Phasenumtastung (PSK) oder Quadraturamplitudenmodulation (QAM) , sind die beiden Komponenten ξ und ζ des zu schätzenden Parametervektors Θ insbesondere der erwähnte Trägerfrequenzfehler fE und das Modulationssymbol-Timing (Symbolphasenlage (SYM) · In diesem Fall können die zweidimen¬ sionalen Schätzvektoren in einem Feld gemäß Fig. 2b dargestellt werden. Weitere möglicherweise relevante Parameter sind der Trägerphasenfehler φΕ und die Empfangsfeldstärke. Beim Empfang von Spreizspektrumsignalen (in der Folge als DSSS-Signale bezeichnet) wird wie erwähnt anstelle der Modulationssymbolphase die initiale Codephase des Spreizcodes geschätzt, also der Start Zeitpunkt eines Durchlaufs der Spreizsequenz.
Wie bereits erwähnt, liefert ein Schätzalgorithmus immer ein Ergebnis, unabhängig davon, ob im Empfangssignal ein Nutzsignal enthalten ist oder nicht. Für eine zuverlässige Nutzsignal- detektion müssen die Schätzergebnisse verifiziert werden. Dies kann unter anderem dadurch erreicht werden, dass der Schätzalgorithmus periodisch (Periodendauer TPER) neu gestartet wird, insbesondere mit einem ganzzahligen Vielfachen k der a-priori näherungsweise bekannten Modulationssymbolperiodendauer TSYM, d.h. TpER = k-TsYM, wobei (k e N) . Diese Situation ist in Fig. 3 dargestellt. Wenn der geschätzte Parametervektor immer (nä¬ herungsweise) gleich ist, wird ein Nutzsignal detektiert. Dies setzt die Annahme voraus, dass beim Fehlen eines Nutzsignals die Schätzergebnisse zufällig und insbesondere unkorreliert sind und damit keine (näherungsweise) gleichen Schätzergebnisse erzielt werden. Diese Annahme trifft ein der Praxis jedoch häufig nicht zu. Beispielsweise können aufgrund von Quantisierungs- und Sättigungseffekten manche Positionen (Ergebnisvektoren Θ) in dem in Fig. 2b dargestellten Feld wahrscheinlicher sein als andere. Das gleiche gilt bei Vorhandensein beispielsweise schmalbandiger Störsignale (Jammer-Signale) , was dazu führen kann, dass ein Nutzsignal detektiert wird, obwohl keines vorhanden ist (False Alarm) . Je ausgeprägter das Auftreten bevorzugter Schätzvektoren ist, desto höher ist die False-Alarm-Rate (FAR) .
In Figur 4 sind unterschiedliche Varianten der Parameterschätzung durch die Akquisitionseinheit 52 veranschaulicht. Die Diagramme in den Figuren 4a bis 4d zeigen jeweils ein zwei¬ dimensionales Feld von Schätzergebnissen, in das ein geschätzter Parametervektor Θ eingezeichnet werden kann. In den dargestellten Beispielen entspricht der Parameter ζ dem Trägerfrequenzfehler fE und der Parameter ξ der Modulationssymbolphase c sYM bzw. der Codephase (bei DSSS-Signalen) . Ein mit einem ,,χ" markierter Punkt in dem Ergebnisfeld wird durch die Koordinaten (ζ, ξ) definiert und entspricht einer bestimmten Kombination von Trägerfrequenzfehler und Modulationssymbolphase . Die gepunktete vertikale Linie in den Diagrammen markiert einen Frequenzfehler ζ, der einem bestimmten schmalbandigen Störer (Jammer) entspricht. Es hat sich gezeigt, dass auch bei Fehlen eines Nutzsignals im Empfangssignal, die Schätzalgorithmen bevorzugt einen Punkt auf der senkrechten, gepunkteten Linie ermitteln, und somit auf ein fälschlicherweise auf ein Nutzsignal hindeuten. Bei der Verwendung mancher Schätzalgorithmen (wie beispielsweise dem in der Publikation WO 2012/069471 AI beschriebenen Algorithmus) werden auch die gepunktet hinterlegten Randbereiche des Er¬ gebnisfeldes bevorzugt. Das heißt, bei Fehlen eines Nutzsignals liegt ein Schätzergebnis häufiger in diesen Randbereichen als außerhalb, was ebenfalls zu einer erhöhten FAR führen kann. In dem in Fig. 4a gezeigten Beispiel ist kein Nutzsignal im
Empfangssignal vorhanden, und die Akquisitionseinheit 52 erkennt - aufgrund eines schmalbandigen Störers - dennoch ein Nutzsignal an der mit ,,χ" markierten Stelle auf gepunkteten Linie, welche von der Frequenz des Störers bestimmt wird. In dem in Fig. 4b , ,
1 b gezeigten Beispiel ist ein Nutzsignal vorhanden und es wird wiederholt die gleiche, mit ,,χ" markierte Parameterkombination Θ [m] erkannt (m=l, 2, 3, ...)· Die Akquisitionseinheit 52 detektiert deshalb ein Nutzsignal. Bei den beiden Beispielen aus Fig. 4a und 4b wird ein Nutzsignal detektiert, wenn die Pa¬ rameterschätzung mehrfach das gleiche Ergebnis liefert. Aus den diskutierten Gründen, können gleiche Ergebnisse auch auftreten, wenn kein Nutzsignal vorliegt.
Um die False-Alarm-Rate (FAR) zu senken, kann - wie in den Fig. 4c und 4d dargestellt - statt nach einem (innerhalb eines gewissen Toleranzbereiches) gleich bleibenden Schätzergebnis Θ [m] zu suchen, nach bestimmten Änderungen Δθ ι , ΔΘ2 , etc. des Parame¬ tervektors gesucht werden. Um diese Änderungen Δθ ι , ΔΘ2 , etc. herbeizuführen kann entweder bei einem Übertragungssystem senderseitig der im Empfänger zu schätzende Parametervektor Θ nach einem vorgebbaren Muster manipuliert werden (beispielsweise die Trägerfrequenz oder die Modulationssymbolphase) oder der Schätzalgorithmus wird - anders als in dem in Fig. 3 gezeigten Beispiel, asynchron zur Modulationssymbolperiode T SYM gestartet.
In diesem Fall wäre der Faktor k = TPER/TSYM keine ganzzahlige Zahl . Diese Situation ist in Fig. 5 dargestellt.
Durch eine (in Bezug auf die Modulationssymbolperiode TSYM) asynchrone Ausführung des Schätzalgorithmus ergeben sich bei vorhandenem Nutzsignal definierte „Sprünge" Δθ ι , ΔΘ2 , etc. in den Schätzergebnissen θ[1], θ[2], etc. Bei einem Verhältnis von k = TPER/TSYM = 1,25 wird die Parameterschätzung innerhalb von fünf Symbolperioden (bzw. Spreizcodeperioden) vier Mal ausgeführt . Es wird, bei vorhandenem Nutzsignal, also nur bei jeder vierten Schätzung annähernd das gleiche Ergebnis geschätzt, d.h. Θ [m] = 9[m+4] für m = 1, 5, 9, etc. Die asynchrone Ausführung des Schätzalgorithmus verändert nur die Modulationssymbolphase ξ. Für eine Änderung des zu schätzenden Frequenzfehlers ζ kann zusätzlich die Trägerfrequenz senderseitig im Übertragungs¬ system verändert werden. Eine lediglich empfängerseitige Trägerfrequenzänderung würde die Störsignalkomponenten mit verschieben und wäre somit wirkungslos. In Fig. 4d ist eine Situation veranschaulicht, in der jeweils jeder vierte
Schätzwert annähernd gleich ist. Es treten also vier Vektoren von Parameterdifferenzen Δθι, ΔΘ2, ΔΘ3, ΔΘ4, (Δθ5= Δθι) abwechselnd auf .
Die erwähnte senderseitige Trägerfrequenzänderung kann bei¬ spielsweise durch eine Frequenzmodulation, beispielsweise FSK (frequency shift keying) und insbesondere GFSK (Gaussian frequency shift keying), erreicht werden. Ein Beispiel hierfür ist in Fig. 6 skizziert. Der Schätzalgorithmus, der die
Schätzwerte für die Parametervektoren Θ [m] liefert, arbeitet im Vergleich zur Modulationssymbolrate verhältnismäßig langsam. Das heißt, ein Schätzergebnis wird auf Basis eines oder mehrerer Modulationssymbole (wiederholte Durchläufe des Spreizcodes bei DSSS-Signalübertragung) berechnet, weshalb die Änderung der Frequenz im Vergleich zur Symbolrate langsam gewählt wird. In Fig. 6 ist einerseits eine periodische, sprungartige Fre¬ quenzänderung um den Wert f dargestellt, sowie eine GFSK.
Ein Beispiel einer Nut zsignaldetektion wird nun anhand der Fig. 7 und 8 erläutert. Zunächst wird synchron zu den Modulati¬ onssymbolen oder (bei DSSS-Übertragung zu den sich wiederholenden Durchläufen des Spreizcodes) - wie in Fig. 3 dargestellt - eine Parameterschätzung durchgeführt. Das Ergebnis jeder Schätzung ist ein Parametervektor Θ. Sobald zwei (annähernd) gleiche Schätzergebnisse vorliegen (in Fig. 7 ist z.B. θ[Μ-2]= θ[Μ-3], folglich | | Δθι | 1=0) wird vor der folgenden Parame¬ terschätzung eine Verzögerungszeit (entspricht einem Phasen¬ versatz Δξ) abgewartet. Bei Vorliegen eines Nutzsignales un¬ terscheidet sich der nächste Schätzwert Θ[Μ-1] vom vorherigen θ[Μ-2] um die eingefügte Verzögerungszeit bzw. den korres¬ pondierenden Phasenversatz, d.h. | | Δθ2 I 1= Δξ. Danach läuft die Parameterschätzung synchron weiter. Wird bei der nächsten Schätzung wieder der gleiche Parameterwert Θ[Μ]=Θ[Μ-1], d.h. I I ΔΘ3 I 1=0, ermittelt, dann wird ein Nutzsignal erkannt. In Figur 8 ist dieses Beispiel in dem zweidimensionalen Ergebnisfeld (ähnlich Fig. 4) dargestellt.
In manchen Situationen ist empfängerseitig (noch) keine In- formation betreffend das Symbol-Timing (Symbolphasen) verfügbar und es muss eine senderseitig eingeprägte Frequenzänderung detektiert werden. In diesen Fällen muss die Entscheidung darüber, ob ein Nutzsignal empfangen wird, auf Basis dieser Frequenzänderung getroffen werden. In dem zweidimensionalen Ergebnisfeld liegen die detektierten Punkte dann auf einer horizontalen Linie wie in Fig. 9 dargestellt.
Beispielsweise ändert sich in dem in Fig. 10 dargestellten Beispiel die Frequenz (und damit der empfängerseitige Trä- gerfrequenzfehler) um den Betrag ±Δζ. Dabei repräsentiert die durchgezogene Linie den Frequenzverlauf bei einer
Frequenzumtastung (FSK) und die gestichelte Linie den Fre¬ quenzverlauf bei Gauß' scher Frequenzumtastung (GFSK) . Diese senderseitig eingeprägte Frequenzänderung ergibt sich aufgrund wechselnder FSK-Symbole, die senderseitig der Trägerfrequenz aufmoduliert werden. Im vorliegenden Beispiel (siehe Fig. 10) wird die Bitfolge „101" übertragen, wobei eine „1" durch einen Trägersignalabschnitt der Frequenz ΐτχ+Δζ/2 und eine „0" durch einen Trägersignalabschnitt der Frequenz von ΐτχ-Δζ/2 codiert wird. Jedes FSK-Symbol (d.h. der genannte Trägersignalabschnitt) hat eine Dauer, die mit TFSK bezeichnet ist und welche im Allgemeinen wesentlich länger (z.B. um einen Faktor 5 oder mehr) ist als die Dauer eines Modulations-Symbols (der PSK-Modulation) oder eines Durchlaufs eines Spreizcodes (bei DSSS-Übertragung) . Im Fall einer reinen Frequenzumtastung (durchgezogenen Linie in Fig. 10) beträgt die Trägerfrequenz ( senderseitig) wie erläutert ΐΤχ±Δζ/2. Gemäß Fig. 9 wird ein Nutzsignal detektiert, wenn die empfängerseitig geschätzten Frequenzfehler eine ausreichend große Änderung aufweisen, nämlich im Idealfall genau um den Betrag Δζ. In einer praktischen Implementierung wird der geschätzte Frequenzfehler mit einem Schwellwert verglichen, der betragsmäßig geringfügig kleiner ist als der ideale Frequenzhub Δζ. Der Idealfall liegt insbesondere dann nicht vor, wenn für die Entscheidung, ob ein Nutzsignal vorliegt oder nicht,
Schätzwerte herangezogen werden, die in den Übergangsbereichen von der Trägerfrequenz ΐτχ-Δζ/2 auf die Trägerfrequenz ΐτχ+Δζ/2 (und umgekehrt) ermittelt wurden. Problematisch ist dies vor allem bei der Verwendung einer gefilterten FSK (z.B. GFSK) , bei der die genannten Übergangsbereiche relativ breit sind, d.h. die Zeit für einen Übergang verhältnismäßig lang ist. In dem Beispiel aus Fig. 10 beträgt - bei einer GFSK - die geschätzte Änderung der Trägerfrequenz zwischen den Zeitpunkten tM-s und tM-3 nur Δζ' was kleiner ist als die Frequenzänderung Δζ, die z.B. zwischen den Zeitpunkten tM-2 und tM auftritt.
Für eine zuverlässige Schätzung sind die Periode TPER, zu der Schätzergebnisse ausgewertet werden, und die FSK-Symboldauer der (FSK-) Frequenzmodulation TFSK (annähernd) aufeinander ange- passt. In dem in Figur 2 dargestellten Beispiel ist TPER=TFSK/2. Ein Nominalwert von der (G) FSK-Symboldauer TFSK ist empfän¬ gerseitig bekannt . Sofern ein Schätzwert (z.B. θ[Μ-5]) für einen Zeitpunkt (Schätzzeitpunkt) berechnet wird, der in einen Übergangsbereich fällt, basiert jedenfalls der darauf folgende Schätzwert (z.B. θ[Μ-4] eine halbe FSK-Symboldauer TFSK/2 später) nicht mehr auf Frequenzwerten aus dem Übergangsbereich (und die Schätzwerte θ[Μ-2], und θ [M] auch nicht) . In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass für die Parameterschätzung das Empfangssignal für einen gewissen Zeitraum betrachtet wird, der nicht infinitesimal klein ist. Dennoch kann von einem
Schätzzeitpunkt gesprochen werden, welcher jener Zeitpunkt ist, zu dem das Schätzergebnis zur Verfügung steht (z.B. in dem Schieberegister 521 (siehe Fig.10).
Beispielsweise ist in dem in Fig. 10 dargestellten Beispiel die FSK-Symboldauer TFSK der senderseitigen Frequenzumtastung doppelt so lang wie die Periode TPER der periodisch durchgeführten Parameterschätzung. Für die Berechnung der Parameterdifferenz ΔΘ2 wird aber nur jeder zweite Schätzwert herangezogen. Im vorliegenden Beispiel enthält ein Schieberegister R (Ziffer 521 in Fig. 10) die Ergebnisse der letzten fünf Frequenzschätzungen zu einem Zeitpunkt M, also R(l, 2, 3, 4, 5) = [ζ(Μ-4), ζ (M-3) , ζ(Μ-2), ζ(Μ-1), ζ (M) ] . Ein Nutzsignal wird erkannt, wenn die Differenzen an den Stellen 1, 3, und 5 folgenden Bedingungen genügen: R(5)-R(3) > +Δ ζ3ί und R(3)-R(l) < -Δζ^, wobei Δ ζ8Μ ein Schwellwert ist, der geringfügig niedriger sein kann, als der senderseitig eingeprägte Frequenzhub Δζ. Sind zum Zeitpunkt M diese Differenzen, wie in Fig. 10 dargestellt, zu klein (weil Δζ' < Δζ3ΐΛ) < Δζ) , um Nutzsignal zu detektieren, wird das Nutzsignal zum Zeitpunkt M+1 detektiert werden (also um eine Zeit TPER=TFSK/2 später) .
Schätzungen, die auf Frequenzen in den Übergangsbereichen basieren, führen nicht zu einer Nutzsignalerkennung, weil die Differenz Δζ'< Δζ3ΐΛ), d.h. betragsmäßig zu gering ist. Diese werden deswegen verworfen bzw. ignoriert. Wird ein Nutzsignal de¬ tektiert, so sind die Frequenzschätzungen nicht auf Basis von Eingangssignalen mit Frequenzen in den Übergangsbereichen gewonnen worden. Im Wesentlichen wird dadurch erreicht, dass die darauf folgenden Empfangsschritte (bspw. weitere Signalakqui- sitionsschritte und/oder Demodulation) diese Frequenzschätzergebnisse mit ausreichender Genauigkeit zur Korrektur des Frequenzfehlers nutzen können. Der Schwellwert Δζ3ΐΛ) kann so gewählt werden, dass Schätzergebnisse, die auf Frequenzen in den genannten Übergangsbereichen basieren, nicht zu einer Nutzsignalerkennung im Rahmen der Nutzsignaldetektion führen. Ganz allgemein muss lediglich sichergestellt werden, dass nur bei einer geeigneten Synchronisation der Schätzzeitpunkte tM-s, tM-4, tM-3, tM-2/ tM-i, tM (also der Zeitpunkte, zu denen ein Schätzvektor Θ ermittelt wird) mit der FSK-Symboldauer TFSK eine Nutzsig- naldetektion erfolgt, und nicht in den genannten Übergangs- bereichen. In dem in Fig. 10 gezeigten Beispiel wird das dadurch erreicht, dass bei der Berechnung der Parameterveränderung Δζ (vgl. Fig. 9) immer nur jeder zweite Schätzwert für eine Nutzsignalentscheidung (d.h. für die Berechnung der Differenz der geschätzten Frequenzfehler) betrachtet wird. Führen die berechneten Differenzen für den Zeitpunkt M nicht zu einer
Detektion eines Nutzsignals, weil die Schätzungen alle in die Übergangsbereiche fallen und zu kleine Werte liefern, wird dies für den Zeitpunkt M+l der Fall sein. Zum Zeitpunkt M+l liegen die berechneten Differenzen dann nicht mehr in den Übergangsbe- reichen. Dies ist deswegen so, weil die Schätzzeitpunkte tM-s, tM-4, tM-3, tM-2/ tM-i, tM jeweils eine halbe FSK-Symboldauer auseinander liegen und die Schätzzeitpunkte für Schätzwerte, die jeweils für die Berechnung einer Differenz herangezogen werden, hingegen eine ganze FSK-Symboldauer TFSK auseinander liegen.
Für die Berechnung der Differenz Δζ (bzw. ΔΘ) werden immer zwei Schätzwerte verwendet, deren Schätzzeitpunkte (annähernd) eine ganze FSK-Symboldauer auseinanderliegen. Die Schätzzeitpunkte liegen jedoch weniger als eine FSK-Symboldauer auseinander, im vorliegenden Beispiel jeweils eine halbe Symboldauer TFSK/2. In dem Beispiel in Fig. 10 wird das in einfacher Weise dadurch erreicht, dass jeweils die geradzahligen und die ungeradzahligen Schätzwerte für die Bildung der Differenzen Δζ (bzw. ΔΘ) verwendet werden; die dazugehörigen Schätzzeitpunkte liegen immer um 2TPER=TFSK auseinander. Im Gegensatz dazu ist der zeitliche Abstand zweier direkt aufeinander folgender
Schätzwerte deutlich geringer (z.B. TPER=TFSK/2 ) . Durch eine Wahl von TRER ^ TESK/2 wird außerdem erreicht, dass auf jeden Fall ein Versuch einer Nutzsignaldetektion existiert, welcher auf Basis von Parameterschätzungen gewonnen wurde, die vollständig innerhalb einer Symboldauer des jeweiligen
(G) FSK-Symbols liegen (wenn nicht zum Zeitpunkt M, dann zum Zeitpunkt M+l) . Würde TPER > TFSK/2 gewählt werden, gäbe es
Sende-Empfangs-Konstellationen, welche eine Nutzsignaldetektion ausschließlich auf Basis von Schätzergebnissen durchführt, die in den genannten Übergangsbereichen liegen. Das hätte bspw. Empfindlichkeitseinbußen zu Folge.
Eine Kombination der Beispiele aus Fig. 5 bis 10 ist möglich.
Die oben beschriebenen Verfahren und System eignen sich besonders für den Einsatz in Kraftfahrzeugen, insbesondere für schlüs- sellose (ferngesteuerte) Zugangs- und Startsysteme von
Kraftfahrzeugen .
Bezugs zeichenliste di Bitfolge
mTX(t) Oszillatorsignal ( senderseitig)
fTx Trägerfrequenz
gTx ( ) Impulsantwort (senderseitig)
s (t) Sendesignal (Basisband)
sRF(t) Sendesignal (HF-Band)
CH Übertragungskanal
rRF(t) Empfangssignal (HF-Band)
r(t) Empfangssignal (Basisband)
r' (t) korrigiertes Empfangssignal (Basisband)
10 senderseitiges Filter (Impulsantwort gTx(t))
20 senderseitiger Mischer (Basisband in HF-Band) 30 empfängerseitiger Mischer (HF-Band zu Basisband)
30 weiterer Mischer (empfängerseitig)
40 Matched-Filter
50 Entscheider
51 Trackingeinheit
52 Akquisitionseinheit
mRX(t) Oszillatorsignal (empfängerseitig)
fRX Trägerfrequenz (empfängerseitig)
fE Trägerfrequenzfehler (empfängerseitig)
c sYM Modulationssymbolphase
TPER Periode der Schätzungen
TFSK Periode der FSK-Symbole
Θ Vektor zu schätzender Parameter
ξ geschätzte Modulationssymbolphase
ζ geschätzter Trägerfrequenzfehler (empfängerseitig) Δθ, Δξ, Δζ Veränderungen von θ, ξ und ζ
ζ s Schwellwert

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur digitalen Datenübertragung, das folgendes aufweist :
Empfangen eines modulierten Signals (r(t)), welches zumindest ein Nutzsignal oder Rauschen oder Störsignale enthält;
Wiederholtes Schätzen mindestens eines für die De- modulation des Nutzsignals relevanten Parameters (ξ, ζ; Θ) des empfangenen Signals (r(t));
Überwachen von Veränderungen (Δξ, Δζ; ΔΘ) der wiederholt geschätzten Parameter; und
Detektieren eines Nutzsignals unter Verwendung eines Kriteriums, gemäß dem ein Nutzsignal erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen (Δξ, Δζ; ΔΘ) der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgegebene Bedingung erfüllen .
2. Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem das Nutzsignal eine Folge von Modulationssymbolen oder Spreizcodes einer bestimmten Periode (TSYM) und Phasenlage ((SYM; ξ) aufweist, die einem
Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz (fTx) aufmoduliert sind .
3. Verfahren gemäß Anspruch 2, bei dem als relevante Parameter (ξ, ζ; Θ) zumindest ein empfängerseitiger Frequenzfehler (fE; ζ) der Trägerfrequenz ( f ^ ) oder die Phasenlage ((SYM; ξ) der Mo¬ dulationssymbole bzw. Spreizcodes betrachtet werden.
4. Verfahren gemäß Anspruch 2 oder 3, bei dem die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters zumindest zeitweise asynchron zur Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes erfolgt .
5. Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters mit annähernd der gleichen Periode (TPER) ausgeführt wird wie die Periode der Modulati¬ onssymbole bzw. Spreizcodes, wobei in einer Reihe von Schätzungen des mindestens einen Parameters (ξ, ζ; Θ) mindestens einmal eine Verzögerungszeit abgewartet wird, die einer Veränderung der geschätzten Phasenlage (C SYM; ξ) entspricht.
6. Verfahren gemäß Anspruch 2 oder 3, bei dem senderseitig die Phasenlage (C SYM; ξ) der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes variiert werden.
7. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem
das Nutzsignal einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz aufmoduliert ist und die Trägerfrequenz ( f ^x ) senderseitig verändert wird, und
der mindestens eine relevante Parameter (ξ, ζ; θ) zumindest einen empfängerseitigen Frequenzfehler (fE; ζ) der Trägerfrequenz ( f ^x ) umfasst,
wobei die Veränderung des geschätzten, empfänger- seitigen Frequenzfehlers der senderseitigen Veränderung der Trägerfrequenz entspricht.
8. Verfahren gemäß Anspruch 7, bei dem
die senderseitige Veränderung der Trägerfrequenz (fTx) durch Frequenzmodulation mit Frequenzmodulations-Symbolen bestimmter Symboldauer (TFSK) erfolgt;
empfängerseitig der Frequenzfehler (fE; ζ) der Trägerfrequenz (fTx) regelmäßig zu bestimmten Schätzzeitpunkten geschätzt wird,
bei der Nutzsignaldetektion ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine vorgegebene Anzahl von Differenzen zwischen jeweils zwei Schätzwerten ein vorgegebene Kriterium erfüllen; und bei dem für die Bildung der Differenzen Schätzwerte herangezogen werden, deren Schätzzeitpunkte zeitlich eine Symboldauer (TFSK) oder ein ganzzahliges Vielfaches davon auseinanderliegen.
9. Verfahren gemäß Anspruch 8, bei dem zwei aufeinanderfolgende Schätzzeitpunkte um weniger als eine Symboldauer (TFSK) auseinanderliegen .
10. Empfänger zum Empfang eines modulierten Signals (r(t)), welches sowohl ein Nutzsignal als auch Rauschen und Störsignale enthalten kann, wobei der Empfänger eine Akquisitionseinheit aufweist, die dazu ausgebildet ist:
wiederholte Schätzungen mindestens eines für die Demodulation des Nutzsignals relevanten Parameters (ξ, ζ; Θ) des empfangenen Signals (r(t)) durchzuführen,
Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter zu überwachen und
ein Nutzsignal zu detektieren, wobei für die Detektion ein Kriterium verwendet wird, gemäß dem ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen (Δξ, Δζ; Δθ) der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine bestimmte, vorgegebene Bedingung erfüllen.
11. System zur digitalen Datenübertragung, das folgendes aufweist:
einen Sender, der dazu ausgebildet ist als Nutzsignal eine Folge von Modulationssymbolen oder Spreizcodes einer bestimmten Periode (TSYM) und Phasenlage ((SYM; ξ) , die einem Trägersignal einer bestimmten Trägerfrequenz (fTx) aufmoduliert sind, auszusenden;
einen Empfänger zum Empfang eines modulierten Signals (r(t)), welches sowohl ein Nutzsignal als auch Rauschen und Störsignale enthalten kann, wobei der Empfänger eine Akqui¬ sitionseinheit aufweist, die dazu ausgebildet ist: wiederholte Schätzungen mindestens eines für die Demodulation des Nutzsignals relevanten Parameters (ξ, ζ; Θ) des empfangenen Signals (r(t)) durchzuführen,
Veränderungen der wiederholt geschätzten Parameter zu überwachen und
ein Nutzsignal zu dektektieren, wobei für die De- tektion ein Kriterium verwendet wird, gemäß dem ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine oder mehrere Veränderungen (Δξ, Δζ; ΔΘ) der wiederholt geschätzten Parameter mindestens eine be- stimmte, vorgegebene Bedingung erfüllen.
12. System gemäß Anspruch 11, bei dem als relevante Parameter (ξ, ζ; Θ) zumindest ein empfängerseitiger Frequenzfehler (fE; ζ) der Trägerfrequenz ( f ^x ) oder die Phasenlage ((SYM; ξ) der Modula- tionssymbole bzw. Spreizcodes betrachtet werden.
13. System gemäß Anspruch 11 oder 12, bei dem der Sender dazu ausgebildet ist, die Trägerfrequenz ( f ^x ) zu verändern.
14. System gemäß Anspruch 13, bei dem der Sender dazu ausgebildet ist, eine FSK oder GFSK durchzuführen mit einer
(G) FSK-Symboldauer , die wesentlich länger ist als die Periode der Modulations-Symbole bzw. der Spreizcodes.
15. System gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, bei der die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters (ξ, ζ; θ) im Empfänger zumindest zeitweise asynchron zur Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes erfolgt.
16. System gemäß Anspruch 15, wobei die wiederholte Schätzung des mindestens einen Parameters im Empfänger (ξ, ζ; Θ) mit annähernd der gleichen Periode (TPER) ausgeführt wird wie die Periode der Modulationssymbole bzw. Spreizcodes, wobei in einer Reihe von Schätzungen des mindestens einen Parameters mindestens einmal eine Verzögerungszeit abgewartet wird, die einer Veränderung der geschätzten Phasenlage (C SYM; ξ) entspricht.
17. System gemäß Anspruch 13, bei dem
das Nutzsignal einem Trägersignal einer bestimmten
Trägerfrequenz ( f ^x ) aufmoduliert ist und die Trägerfrequenz (fTx) senderseitig verändert wird, und
der mindestens eine relevante Parameter (ξ, ζ; θ) zumindest einen empfängerseitigen Frequenzfehler (fE; ζ) der Trägerfrequenz ( f ^x ) umfasst,
wobei die Veränderung des geschätzten, empfänger- seitigen Frequenzfehlers der senderseitigen Veränderung der Trägerfrequenz entspricht.
18. Verfahren gemäß Anspruch 17, bei dem
die senderseitige Veränderung der Trägerfrequenz (fTx) durch Frequenzmodulation mit Frequenzmodulations-Symbolen bestimmter Symboldauer (TFSK) erfolgt;
empfängerseitig der Frequenzfehler (fE; ζ) der Trägerfrequenz (fTx) regelmäßig zu bestimmten Schätzzeitpunkten geschätzt wird,
bei der Nutzsignaldetektion ein Nutzsignal dann erkannt wird, wenn eine vorgegebene Anzahl von Differenzen zwischen jeweils zwei Schätzwerten ein vorgegebene Kriterium erfüllen; und bei dem
für die Bildung der Differenzen Schätzwerte herangezogen werden, deren Schätzzeitpunkte zeitlich eine Symboldauer (TFSK) oder ein ganzzahliges Vielfaches davon auseinanderliegen.
19. Verfahren gemäß Anspruch 18, bei dem zwei aufeinanderfolgende Schätzzeitpunkte um weniger als eine Symboldauer (TFSK) auseinanderliegen .
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