DE3131185C2

DE3131185C2 - Empfänger für pseudozufällig phasenmodulierte Signale

Info

Publication number: DE3131185C2
Application number: DE19813131185
Authority: DE
Inventors: Gerhard Dr.-Ing. 8000 München Grünberger; Winfried Dipl.-Ing. 8011 Forstinning Selig; Anton Dipl.-Ing. 8156 Otterfing Sunkler; Reinhard Dipl.-Ing. 8029 Sauerlach Walther
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1981-08-06
Filing date: 1981-08-06
Publication date: 1984-04-12
Also published as: DE3131185A1

Abstract

Die Regelmechanismen für die Codegeneration der Pseudozufallsfolge und für die Trägerphase sind im Empfänger für pseudozufällig phasenmodulierte Signale vereingt, wobei im stationären Zustand, d.h. nach Abschluß der Akquisitionsphase, durch die Regelung der Trägerphase auch der empfangene Pseudozufallsfolgencode detailgenau im Empfänger rekonstruiert wird. Die Erfindung ist zur Anwendung bei störfesten Nachrichtenempfängern geeignet.

Description

schaltet wird und im Phasenrücktaster eine Multiplikation mit einer Pseudozufallsfolge vorgenommen wird, die zeitlich in der Mitte zwischen den beiden um Fo versetzten, beim Kommutationsbetrieb <;ingeschalteten Pseudozufallsfolgen liegt. Nach der Erfindung werden der Regelmechanismus für die Cöoeregeneration und der Regelmechanismus für die Trägerrekonstruktion vereint, wobei im stationären Zustand, d. h. nach Abschluß der sogenannten Akquisitionsphase, durch die Regelung der Trägerphase auch der Pseudozufallsfoigen-Code detailgetreu rekonstruierbar ist.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines mit Hilfe von sechs Figuren dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines gesamten Empfängers,

F i g. 2 eine Schaltung zur Erzeugung der Regeikriterien in diesem Empfänger,

F i g. 3 die prinzipielle Anordnung eines sogenannten Costas-Kreises,

Fig.4 die Schaltung eines als Regler eingesetzten Schleifenfilters,

F i g. 5 den Mittelwertverlauf der Diskriminatorspannung für die Coderegelung,

F i g. 6 den Verlauf der Diskriminatorspannung für die Trägerphasenregelung.

Bei der Übertragungsstrecke wird das bereits erwähnte PN-PSK-Bandspreizungsverfahren als Basis zur störresistenten Nachrichtenübertragung benutzt. Hierbei wird die erweiterte Frequenzbandbreite auf der Senderseite durch die direkte Phasenumtastung des konventionell oder analog modulierten Trägers im Rhythmus einer Pseudozufallsfolge erzeugt. Die pseudozufällige Phasenumtastung des Hochfrequenz-Trägers muß im Empfänger durch einen Pseudozufallsgenerator, der dem im Sender gleicht und zu diesem synchron läuft, rückgängig gemacht werden.

Dann ist das ursprüngliche Signal mit der Informalionsbandbreite zurückgewonnen.

Ein solcher Empfänger wird im folgenden anhand des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes beschrieben. Die Demodulation des von einer Antenne 1 aufgenommenen Empfangssignals beginnt in einer Hochfrequenz-Eingangsstufe 2. Dieser Stufe ist zweckmäßig ein nicht eigens dargestellter Begrenzer vorgeschaltet, der einen Vorverstärker gegen externe Pulsstörer und vor ungewollter Übersteuerung schützt, wenn der Sender und der Empfänger räumlich dicht beieinander liegen. Die Umsetzung des Übertragungsfrequenzbandes auf eine Zwischenfrequenzebene geschieht ebenfalls in der Hochfrequenz-Eingangsstufe 2 mit einem Abwärtsmischer mit einem integriertem Zwischenfrequenz-Verstärker. Die Zwischenfrequenzebene wählt man zweckmäßig so, daß am Ausgang der Hochfrequenzstufe 2 das Breitbandspektrum des Empfangssignals als Mittenfrequenz die Frequenz des Grundtaktes erhält. Um dies zu erreichen, sorgt man dafür, daß der Hochfrequenzoszillator, welcher als Lokaloszillator die in der Stufe 2 enthaltene Mischstufe treibt, die die (N- l)fache Grundtaktfrequenz eines Taktoszillators 3 über eine einen (N- ^-Vervielfacher 4 enthaltende schnelle Phasenregelschleife abbildet.

Die Demodulation setzt sich mit dem Rücktasten der im Sender erzeugten 0'7180^r-Phasensprunge in einem Phasenrücktastc 5 fort. Das ist die Bandkompression für das Nut/.signal und die Bandspreizung für einen Störer, dessen spektrale Beschaffenheit danach rauschähnlichen Charakter annimmt und dessen Leistung über

ein breites Frequenzband gestreut wird. Man blendet nun einen Großteil der Störleistung mit einem Bandfilter, das im Phasenrücktaster 5 enthalten ist (siehe dazu F i g. 2) aus und läßt das schmalbandige Nutzsignal ungehindert passieren. Auf diese Weise schafft man günstige Dynamikverhältnisse für alle nachfolgenden Stufen. Das Phasenrücktasten, das ein Korrelationsprozeß zwischen der nutzmoduüerten Pseudozufallsfolge des Empfangssignals und der im Empfänger nachgebildeten Pseudozufallsfolge gleichen Codes ist, verläuft dann optimal, wenn beide Foigen synchron zueinander laufen und der Synchronismus mit einer Regeleinrichtung aufrechterhalten bleibt.

Die Konstanz des Nutzpegels gewährleistet eine Schaltung 6 zur automatischen Verstärkungsregelung (AGC). Ihr Dynamikbereich ist der Reichweite angepaßt und berücksichtigt die Ausbreitungsverluste in der Atmosphäre mit einer angemessenen Reserve. Entscheidend für die Genauigkeit der Pegelregelung sind die Schätzwerte oder die Regelkriterien für den Empfangspegel. Diese werden störbefreit aus den Basisbandsignalen abgeleitet.

Die Umsetzung des schmalbandigen Zwischenfrequenz-Signals ins Basisband vollzieht sich in einem Basisbandmischer 7 durch Zusetzen eines im Taktoszillator 3 erzeugten Grundtaktes in einer Zweikanalmischstufe. Es entstehen, was in F i g. 2 erkennbar ist, zwei bedeutende Basisbandsignale, nämlich eine cosinuskorrelierte Größe a!s In-Phase-Signal und eine sinus-korrelierte Größe als sogenanntes Quadratursignal. Beide Signale werden in einem Matched-Filter 8 einem Filterungsprozeß unterworfen. Diese Funktionseinheit beinhaltet getaktete Integrationselemente mit umschaltbaren Integrationsintervallen, abhängig vom aktuellen Synchronisationszustand des Empfängers. Während der sogenannten Code-Akquisitionsphase wird die Integrationszeit an den Rahmentakt der Pseudozufallsfolge gehalten. Nachdem der Akquisitions-Suchiauf zum Abschluß gekommen ist, setzt die Trägerphasenregelung ein und man orientiert die Länge der Integrationszeit der Filter 8 am Bittakt. Bei synchronen Takten erzielt man mit dieser Anordnung, die am Basisbandsigna! operiert und daher schaltungstechnisch einfach zu realisieren ist, für das Nachrichtensignal den günstigen Störabstand. Sie ist in der Lage, das Verhältnis der Signalenergie zu der Rauschleistungsdichte zu optimieren. Man bezeichnet dieses Filter dann als angepaßt (»Matched«).

Danach teilt sich der Signalweg auf. Die bereits detektierten Daten fließen zu einem Nutzsignal-Detektor 9, der mit dem Nutzsignal-Encoder des Senders verwandt ist. Die Integrationsergebnisse aus dem In-Phase-Signal und dem Quadraturkanal des Matched-Filters 8 werden außer auf nicht dargestellte Funktionseinheiten auf einen sogenannten Tau/Phi-Diskriminator 10 gegeben. Der Signalweg für die zu übertragenden Informationen endet schließlich in einem Auswerter 11, in dem die Nachricht, vorbehaltlich einer abgeschlossenen Synchronisation des Empfängers, vom Benutzer abgerufen werden kann.

Um die Kontinuität der Empfangssignaldemodulation zu wahren, bedarf es der Aiifrechterhaltung eines su'ionären synchronen Zustandes der Empfangseinrichtung, welcher erst nach einer Akquisitionsphasc erreichbar ist. Für die Herbeiführung und die Aufrechterhaltung dieser Synchrondemodulation für PN-PSK-Signale sind zwei Regelabweichungen von fundamentaler Bedeutung, nämlich zum einen die Diskrimirnuorspan-

nung als Maß für den relativen Zeilversatz der beiden zu korrelicrenden Pseudozufallsfolgen und zum anderen der dynamische Phasenfehler für die Trägerphasenregelung. Beide Kennlinien entstehen nach der Erfindung im Tau/Phi-Diskriminator 10 als Ergebnis von Multiplizier-. Quadrier- oder Addiervorgängen, ausgeführt an den vom Matched-Fiher 8 stammenden In-Phase-Signalen und Quadratursignalen.

Mit einem Suchlauf für den Pseudoztifallsfolgen-Code beginnt die Akquisitionsphase. Ein in diesem Zusammenhang nicht näher zu beschreibender Detektor erkennt mit einer hohen Entdeckungswahrscheinlichkeit die Beinahe-Übereinstimmung der Codes, und der Suchlauf wird unterbrochen. Um diese Codes nun völlig in Übereinstimmung zu bringen, muß, wie bereits is angedeutet, eine Diskriminatorspannung für den Code erzeugt werden. Im Zeitmultiplexbetrieb schaltet ein Kommutator 12 mit einer bekannten Schaltfrequenz wechselweise eine gegen eine Referenzlage voreilende bzw. nacheilende, in einem Codegenerator 13 erzeugte Pseudozufallsfolge auf den Phaseniücktaster 5. Das Splitten der aus dem Codegenerator 13 ausgelesenen Pseudozufallsfolge in einen Referenzkanal und in die vor- bzw. nacheilenden Kanäle vollzieh! sich im Kommutator 12. Eine Rückführung des Kommutatortaktes ermöglicht den Demultiplexvorgang im Tau/Phi-Diskriminator 10. Diese Regelabweichung verschwindet im geschlossenen Regelkreis durch das proportional integrierende Verhalten eines auf den Steuereingang des Taktoszillators 3 wirkenden Reglers 14 nach einer Einschwingzeit. In dieser Phase der Codeakquisition stellt der Regelkreis eine bekannte Form, den Dithering-Loop dar, der eine Modifikation des klassischen Delay-Locked-Loop ist. Dieser Regelkreis bietet den Vorteil eines geringen Schaltungsaufwandes. Graduelle Verluste im Vergleich zum Delay-Locked-Loop sind nicht von Bedeutung, weil nach Beendigung der Codeakquisition die Regelschleife auf das Phasenkriterium Φ reagiert.

Um die Trägerphasenregelung einsetzen zu lassen, sind mehrere Steuerungsvorgänge erforderlich, nämlich die Beendigung der Kommutation. das Aufschalten des Pseudozufallsfolgen-Referenz- oder Mittenkanals an den Phasenrücktaster 5, eine Adaption des Reglers 14 und eine Steuerung der AGC-Schaltung 6 mit einem störbefreiten Regelkriterium. Die Trägerphasenregelung stellt eine feste Phasenbez'.ehung zwischen dem gesendeten und dem im Empfänger rekonstruierten Hochfrequenz-Träger her. Die Regelabweichung oder der dynamische Phasenfehler ergibt sich als das Produkt der bereiis erwähnten in-Phase-Signale und Qiiadratursignale. Die Störfestigkeit dieser Trägerphasenregelung prägt das Verhalten des Empfängers im stationären synchronen Zustand.

Die durch die Erfindung erreichte Systemvereinfachung besteht in der kombinierten Code- und Trägerphasenregelung. Verbunden mit der vorgesehenen Schaltungsanordnung zur Signalverarbeitung im Basisband, übernimmt die kombinierte Code- und Trägerphasenregelung diejenige Aufgabe, die in herkömmlichen Spread-Spectrum-Systemen zwei unabhängige Regelkreise mit verdoppeltem Schaltungsaufwand erfüllen. Der kombinierten Code- und Trägerphasenregelung liegt der Gedanke zugrunde, daß es einen festen Zusammenhang zwischen der Taktfrequenz der Pseudozufallsfolge und der Trägerfrequenz auf der Empfängerseite gibt, und es deswegen prinzipiell gleichgültig ist, ob man sich dort kohärent auf die Taktfrequenz der Pseudozufallsfolge oder auf die Trägerfrequenz synchronisiert.

Aus Gründen, die später noch deutlicher werden, ist der Synchronisationsablauf im Empfangssysiem in zwei Schritte gegliedert, nämlich in eine Codenachregelung und anschließend eine Phasennachregelung. In beiden Betriebszusländen liefert der Tau/Phi-Diskriminator 10 die Regelkriterien.

Nach der Inbetriebnahme des Systems sind die im Empfangssignal enthaltene und die im Empfänger zur Frequenzbandkompression erzeugte Pseudozufallsfolgen weder hinsichtlich Frequenz noch Phase kohärent. Durch eine aktive Akquisitionsphase muß daher zunächst eine Beinahe-Übereinstimmung der Codes bis auf einen zeitlichen Versatz |r| < Γ_ο/2, wobei 7o die Taktperiode der Pseudozufallsfolge ist, herbeigeführt werden. Danach greift die Feinsynchronisation ein, die im Idealfall den Restfehler gleich Null macht. Das Regelkriterium dafür liefert der Tau/Phi-Diskriminator 10. Die Basisschaltung für die Coderegelung ist — wie bereits erwähnt — der Dithering-Loop. Beim Dithering-Loop wird das Empfangssignal im Phasenrücktaster 5 abwechselnd im Rhythmus des Kommutatortaktes mit zwei zeitlich um T₀ versetzten Pseudozufallsfolge multipliziert.

Die Schaltungsanordnung in der hier benutzten Basisbandversion zeigt Fig.2. Im auf den Phasenriicktaster 5 folgenden Bf sisbandmischer 7 wird das Signal in einem In-Phase-Kanal i(t) und einem Quadraturkanal q(t) in die Basisbandlage umgesetzt. Diese spezielle Manipulation hat vor allem zwei Gründe. Die Basisbandlage erleichtert nämlich die optimale Signalverarbeitung mit einfachen und kostengünstigen Bauelementen. Die Realisierung der beiden Matched-Fiiter 8 ist problemlos. Außerdem ist die so geschaffene Struktur die Grundstruktur für den sogenannten Costas-Kreis. Das ist ein Regelkreis zur Trägerrückgewinnung, der später noch beschrieben werden wird. Das ln-Phase-Signal und das Quadratursignal werden in den beiden Matched-Filtern 8 optimal gefiltert. Die Signalausgängc l(nT) und Q(n.T) sind die Grundlage aller weiteren Signalverarbeitungsprozeduren. Insbesondere werden aus ihnen auch im Tau/Phi-Diskriminator 10 die Regelspannungen für die Code- und Phasenregelung erzeugt. Zur Bildung der Tau-Diskriminatorspannung werden die beiden Signale l(nT) und Q(nT) in Quadrierern 15 und 16 jeweils quadriert und in einem Summierer 17 addiert. Aus diesem Summensignal entsteht im letzten Schritt die Diskriminatorspannung durch die Rückkommutation, die man sich als Multiplikation in einem Multiplizierer 18 mit dem nullsymmetrischen Kommutatortakt realisiert denken kann. Der Mittelwert dieses Signals ist die gewünschte Diskriminatorspannung Dr. Dieser Mittelwert ist normiert in F i g. 5 als Funktion von τ/ T₀ als Kurve dargestellt Für < |t| > 3/2 ■ T₀ ist die Diskriminatorspannung Null. In diesem Zustand bleibt der gesamte Codenachführkreis _t' indifferent, so daß aus diesem Grunde die Akquisitions- J· phase notwendig ist. Erst für |τ| < 3/2 · T₀ bildet sich eine von Null verschiedene Diskriminatorspannung Dr. Der Regelkreis synchronisiert nun selbsttätig, bis der », Punkt τ = 0 gefunden ist, und hält diesen Zustand ■ aufrecht. Ist das Regelziel τ = 0 erreicht dann wird die I" Kommutation blockiert, und statt dessen wird nur noch der Mittenkanal f(t — r), d. h. die zeitlich nicht versetzte Pseudozufallsfolge an den Phasenrücktaster 5 geführt. · Jetzt beginnt die Träger-Phasenregelung. Dazu wird die Phi-Diskriminatorkurve an den Regler 14 für den ■

Taktoszillator 3 geschaltet. Die Aufbereitung der Phi-Diskriniinatorspannung ist vergleichsweise einfach. Das In-Phase-Signal und das Quadratursignal werden in einem Mischer 19 miteinander multipliziert. Eine grafische Darstellung der normierten Phi-Diskriminatorspannung D.;. über r/T, zeigt Fig. 6. Als Argument von D,\, erscheint hierbei nicht die Phasenverschiebung 0. sondern das Zeitverhältnis r/7o. Man kann aber beides ineinander überführen, da folgende Gleichung gilt ίο

Φ = 2rrN ■ rlT₁

T₀ ist die Taktperiode der Pseudozufallsfolge, N der Vervielfachungsfaktor und r die zeitliche Verschiebung der beiden Pseudozufallsfolgen. In F i g. 6 ist als Beispiel /V = 5 gewählt. Die Kurve besitzt eine mit /V wachsende Zahl stabiler Nulldurchgänge, was der Grund dafür ist, weshalb in einer vorhergehenden Codenachführphase der Bereich r = 0 voreingestellt werden muß, bevor die Phi-Diskriminatorspannung zur Regelung herangezogen werden kann. Daß andererseits überhaupt auf die Phasenregelung umgeschaltet wird, liegt an der vorgenannten Beziehung zwischen Φ und τ/Τ₀. Grundsätzlich wird mit r = 0 auch Φ = 0. Unvermeidliche Regelschwingungen führen aber zu einem Jitter Δτ, der, wegen des großen Vervielfachungsfaktors N zu einem Phasenjitter führt, der ein mehrfaches von π sein kann und dann die Demodulation unbrauchbar macht. Durch den Übergang auf die Phasenregelung wird umgekehrt der Jitter Δτ wesentlich reduziert.

Die nachfolgenden Betrachtungen gelten einer speziellen, bei der Erfindung angewandten Demodulatorschaltung zur Rekonstruktion des Trägers aus einem zweiphasenmodulierten, trägerunterdrückten Empfangssignal mit dem Ziel, den Störabstand der Regelschleife zu optimieren. Dem Nutzsignal sind oftmals externe Störgeräusche überlagert. Dadurch ist die Rekonstruktion des für die Umsetzung des Nutzsignals ins Basisband benötigten kohärenten Trägers nur mit Einschränkung durchführbar, weil die «o Phase des zurückgewonnenen Trägers wegen des Rauschens im Nachrichtenkanal statistischen Schwankungen unterliegt. Der jitterfreie Fall ist deswegen wünschenswert, weil dann das zu detektierende Basisbandsignal, bestehend aus einer Impulsfolge mit zufälligen binären positiven und negativen Spannungsamplituden keine weitere Degradation erleidet. Zu einer solchen Trägerrückgewinnung ist der bei der Erfindung angewandte Costas-Kreis bekannt, der in Fig. 3 als Blockschaltbild dargestellt ist. Dieser Costas-Kreis ist bekannt aus dem Aufsatz J. P. Costas: »Synchronous CorriiTiüriicäiiuns«, aus »Proc. ΰί ine iRE«, Vol.44, i956, Heft 12, Seiten 1713 bis 1718.

Das zu demodulierende Eingangssignal x(t), welches bei der Zwischenfrequenzaufbereitung bandbegrenzt wurde, besteht ius der Signalgröße s(t) und einem additiven Rauschanteil n(t).

ι+η, (0.

Die Signalgröße genügt der Gleichung ⁷Sm(I) sin ((P₁(O)

U)

(2)

mit der Signalleistung S, und mit m(i) als zufällige Größe mit den diskreten Werten +1 oder -1, synchron zu den Nachrichtensymbolen. Das Argument

der Sinusgröße enthält die Kreisfrequenz <y₀ des Trägers und eine zeitabhängige, sich langsam ändernde Phase

ΘΛ0-Der Rauschterm

60

sin

wird in der Umgebung des Signaiträgers entwickelt und entstammt einem gängigen Rauschmodell. Die Zufallsprozesse Nc(t) und N_s{t) sind voneinander unabhängig und besitzen den statistischen Mittelwert Null. Über den betrachteten Frequenzbereich herrscht eine konstante Verteilungsdichte mit einer Intensität von jeweils N_nl2. Nach der Aufteilung des Eingangssignals im Verhältnis 1 : 1 erfolgt der erste Mischprozeß in den beiden aktiven Basisbandmischern 20 und 21 mit den Verstärkungsfaktoren K_n, ι beziehungsweise λ,,,₂ durch Zusetzen der Oszillatorsignale

rAt) =V2K[-sin (Φ₀(ί)),

mit einer 90°-Phasenbeziehung untereinander. Die Ruhekreisfrequenz liegt bei <a₀, desgleichen weist dieser ein Phasenspiel auf. Diese natürliche Instabilität wird in diesem Fall vernachlässigt. Zusätzlich kann man über den Abstimmeingang des Oszillators VCO eine zeitliche Änderung der Phase O₀(O erzwingen. Es gelten die Beziehungen:

_d_

dt

K) stellt eine Proportionalitätskonstante dar und heißt Oszillatorsteilheit. Sie wird in der Einheit rad/s/V angegeben und kann einen Teilungs- oder Vervielfachungsfaktor enthalten. Die Klammer beinhaltet die Abstimmspannung z(t), welche aus dem Phasenfehler c(;) resultiert und für den geschlossenen Regelkreis von Bedeutung ist, sowie eine über die Additionsstelle eingeschleuste Spannung e(t). Diese kann wahlweise an oder abgeschaltet werden und wird in der Regel während eines aktiven Suchlaufs benötigt für den Fall, daß eine große Frequenzverstimmung zwischen den Eingangssignal und VCO festzustellen ist Im vorliegen den Fall ist die Verstimmung hinreichend klein und φ) gleich Null.

Unter Berücksichtigung trigonometrischer Beziehungen erhält man als Ausgangssignale der Mischer 20 und 21:

λγ(0 · r_c(0 = VK₁ ■ K_n,₂\ JC(O · T₁(O = VK₁ ■ K_n ,

m{t) -N_s(t)} · sin (Φ(0) +AT,(I) · cos (#(1))];
m(t) -NM) · cos (<P(0) -NM · sin (*«)].

ίο

Sie sind durch Produktbildung entstanden; für die Phasendifferenz wurde die Abkürzung

0(0 = <P_s(t) -

= θAO -

(11)

eingeführt. Die Summenfrequenzanteilp, welche bei der Kreisfrequenz 2 ω₀ liegen, kann man außer acht lassen; für die Demodulation sind lediglich die Basisbandterme in der Umgebung Φ gleich Null von Interesse.

Man erkennt, daß r, U) neben den Rauschgrößen eine cos(i>)-proportionale Signalgröße

10 Nachrichtenfluß m(t). Dieser Signalzweig bildet den Eingang des Bitdetektors und wird als In-Phase-Kanal bezeichnet, während der Signalzweig r₍.(0 mit der korrespondierenden Sinusgröße als Quadratur-Kanal bekannt ist. Das Auftreten von Phasenfehlern (|i>| größer Null) führt unweigerlich zu einer Nutzsignaldegradation im In-Phase-Kanal; das Nutzsignal kann sogar verschwinden, wenn Φ den Winkel ,τ/2 passiert.

Die Signalzweige werden nun gefiltert. Beide Filter 22 und 23 sind identisch als RC-Tiefpässe erster Ordnung aufgebaut. Ihre Übertragungsfunktion lautet mit /,. als 3 dB-Grenzfrequenz:

a(t) = VKl ■ K_m , · -/S ■ m(t) · cos (Φ(ί)) (12)

enthält. Im synchronen Zustand des Demodulators (Φ = 0) entspricht a(t) den gesendeten Nachrichtensymbolen mit der Spannungsamplitude VK_x ■ K_m\ ■ VS und einem zufälligen Vorzeichen, induziert durch den G (JIn f) =

(13)

Am Ausgang der Filter 22 und 23 stellen sich die mit G(p) bewerteten Eingangsgrößen wie folgt dar:

y_c(t) = VK₁ ■ K_m2 ■ ([Vs- G(p) ■ m(t)-G(p) ■ /V₁(O] · sin (Φ(0) + G(p) ■ N₁(D · cos (Φ(O)): (14)

y_i(D = Vk~_] ■ K_m2 ■ [[Vs- G(p)- m(t)-G(p) /V₁(O] · cos (Φ(0> - G(p) ■ N_c (t) ■ sin (Φ(0)}. (15)

Die Gleichungen (14) und (15) beinhalten ein allgemeines Faltungsintegral

G(p)- K(D = N₁ ¹U),
G(p)- N_s (D = Ν', U),

(17)
(18)

v(0

₌ Γ

J(I

g(i-A) ■ χ(λ) ■ dX,

mit g(t) als Impulsantwort der Filter. Eine Lösung erübrigt sich an dieser Stelle, die Notation soll daher mit den Abkürzungen

G(p)

m'U).

(16)

fortgeführt werden.

Die gefilterten Basisbandsignale v,(0 und y,(O werden in einer zweiten Mischstufe 24 miteinander multipliziert, man gewinnt daraus den dynamischen Phasenfehler ε U), wodurch die meßbare Regelabweichung zwischen dem VCO und dem Träger des Empfangssignals beschrieben ist:

r(/) = K₁ · K_m , · K_n,, · K_m j · ~ (IVS · n,-(D -N! (D]² ~ K Ht)) ■ sin (2 + K,-K_m, ■ K,„₂ ■ K,„, ■ [Vs ■ m'(D -NI(D) ■ KU) ■ cos(2Φ(D).

(19)

Um die Eigenschaften der Regelabweichung c(t) zu beurteilen, setze man die Rauschgrößen Λ" und N' vorübergehend gleich Null; dann ergibt sich die Gleichung

c(t) =

- K_n,, ■ A„, ■ ~ ■ S ■ m"²(D ■ sin (2 Φ(0)· (20)

Es fällt die Proportionalitat zu sin (2 Φ) auf. Diese Nichtlinearität verleiht dem dynamischen Phasenfehler periodischen Charakter. Für Φ gleich Null und ganzzahlige Vielfache von \Φ\ gleich π/2 treten stabile Rastpunkte auf, in deren Umgebung der Regelkreis ein stationäres Gleichgewicht findet. Ein Verstärkungsfehler in den Zweigen ruft keine Abweichung vom Sollwert hervor, so daß man die Faktoren K_mi zu einer Konstanten K2 gleich K_m\ ■ K_m2 ■ K_n,3 zusammenfassen kann.

Wegen des quadratischen Elements m'²(t) reagiert die Regelabweichung nicht mehr auf die Vorzeichenwechsel der nullsymmetrischen Impulsfolge der Modulation. Dieser positiven Tatsache steht eine 180°-Phasenzweideutigkeit gegenüber, da der Demodulator nicht unterscheiden kann, ob die wahre oder invers liegende Nachricht demoduliert wird. Diese Unbestimmtheit muß man durch differentielle Codierung des Nachrichtensignal oder durch Ausnutzung von natürlicher Redundanz (Synchronwort) im Nachrichtenstrom umgehen. Es sind aber auch Trägerrekonstruktionen möglich, welche diesen Effekt eliminieren.

Die Regelabweichung ε^ gelangt an den Eingang

eines Reglers 25, der mit seiner Übertragungsfunktion F(p) die Stellgröße z(t), auch statischer Phasenfehler genannt, für den VCO bildet. Es handelt sich um ein löschbares proportionales-integrierendes Filter, dessen Schaltung nach Fig.4 ausgelegt ist. Es besteht aus einem Widerstand R, mit einem Verstärker V in Serie dazu. Parallel zum Verstärker Vliegen eine Serienschaltung aus einem Widerstand R₂ und einem Kondensator Cund außerdem ein Schalter S.

Diis Öffnen und Schließen des Schalters 5 zu idäqiiaten Zeiten obliegt der Akquisitionsstrategie. Im quasisvnchronen Fall und wahrend des Nachregelns

selbst ist der Schalter S geöffnet. Dieser PI-Regler ha die Übertragungsfunktion

F(P) =

P ■ r, - R₁C; I₂ = R₂C.

Der Regelkreis ist träge dimensioniert (i₂< i]).
Es ergibt sich, daß die in der beschriebenen Weise durchgeführte Regelung der Oszillatorphase einem (21)

mathematischen Modell des ungestörten Regelkreises entspricht.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Für ein Informationsübertragungssystem, bei dem sendeseitig mittels einer Phasenumtastungen eines Nutzsignals erzeugenden Pseudozufallsfolge eine Bandspreizung des Nutzsignals verursacht wird, vorgesehener Empfänger, der zur Rückgängigmachung der Bandspreizung einen eine identische Pseudozufallsfolge erzeugenden und damit einen Phasenrücktaster steuernden Codegenerator aufweist und in dem zur Nutzsignaldemodulation ein kohärenter, von einem Taktoszillator abgeleiteter Träger zugesetzt wird, wobei nach Abschluß einer sogenannten Codeaquisitionsphase zur Herbeiführung einer völligen zeitlichen Übereinstimmung des im Codegenerator erzeugten, ebenfalls vom Taktoszillator abgeleiteten Codes mit dem empfangenen Code und zur Aufrechterhaltung des erreichten synchronen Zustandes dieser beiden Codes Regelungen im Rahmen der Trägerrekonstruktion und im Rahmen der Coderegeneration mittels eines sogenannten Dithering-Loop vorgesehen sind, bei dem das empfangene Signal im Phasenrücktaster abwechselnd im Rhythmus eines Kommutatortaktes mit zwei zeitlich um eine Zeit T₀ versetzten Pseudozufallsfolgen multipliziert wird, wobei To die Taktperiode dieser Folgen ist, und durch welchen im Anschluß an den Phasenrücktaster das empfangene Signal in ein In-Phase-Kana!signal und in ein Quadraturkanalsignal umgesetzt wird, die dann optimal gefiltert, quadriert und zu einem Summensignal addiert werden, aus dem nach einer Rückkommutation zur Nachstellung des Taktoszillators eine Coderegenerations-Regclspannung abgeleitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß das In-Phase-Kanalsignal (I) und das Quadratur-Kanalsignal (Q) jeweils vor ihrer Quadrierung außerdem noch einer Mischstufe 09) zugeführt werden, aus deren Ausgangssignal (D+) eine Trägerrekonstruktion-Regelspannung abgeleitet wird, die dann zur Nachstellung an den Taktoszillator (3) geschaltet wird, wenn die Coderegencrations-Regelspannung den Wert Null annimmt, und daß bei Einschaltung der Trägerrekonstruktions-Rcgelspannung zugleich die Kommuiation abgeschaltet wird und im Phasenrücktaster (5) eine Multiplikation mit einer Pseudozufallsfolge vorgenommen wird, die zeitlich in der Mitte zwischen den beiden um T, versetzten, beim Kommutationsbetrieb eingeschalteten Pseudozufallsfolgen liegt.

2. Empfänger nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß dem Taktoszillator (3) ein als Regler (14) wirkendes Regelschleifenfilter vorgeschaltet ist.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Regclschleifenfilter ein löschbares proportional-integrierendes Filter ist.

4. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter einen Widerstand (Rt) und in Reihe dazu einen Verstärker (V) aufweist, zu dem eine aus einem Widerstand (R:) und einem Kondensator (C) besiehende Reihenschaltung parallel geschaltet ist, und dal.< aui.lcn.lcin dem Verstärker (V) ein Schalter (S) parallel geschaltet ist, der im quasi-synchronen und synchronen Zustand geöffnet ist.

Die Erfindung bezieht sich auf einen für ein Informationsübertragungssystem, bei dem sendeseitig mittels einer Phasenumtastungen eines Nutzsignals erzeugenden Pseudozufallsfolge eine Bandspreizung des Nutzsignals verursacht wird, vorgesehenen Empfänger, der zur Rückgängigmachung der Bandspreizung einen eine identische Pseudozufallsfolge erzeugenden und damit einen Phasenrücktaster steuernden Codegeneiator aufweist und in dem zur Nutzsignaldemodula- tion ein kohärenter, von einem Taktoszillator abgeleiteter Träger zugesetzt wird, wobei nach Abschluß einer sogenannten Codeakquisitionsphase zur Herbeiführung einer völligen zeitlichen Übereinstimmung des im Codegenerator erzeugten, ebenfalls vom Taktoszillator abgeleiteten Codes mit dem empfangenen Code und zur Aufrechterhaltung des erreichten synchronen Zustandes dieser beides Codes Regelungen im Rahmen der Trägerrekonstruktion und im Rahmen der Coderegeneration mittels eines sogenannten Dithering-Loop

2(i vorgesehen sind, bei dem das empfangene Signal im Phasenrücktaster abwechselnd im Rhythmus eines Kommutatortaktes mit zwei zeitlich um eine Zeit T₀ versetzten Pseudozufallsfolgen multipliziert wird, wobei 7o die Taktperiode dieser Folge ist, und durch welchen

_>·-, im Anschluß an den Phasenrücktaster das empfangene Signal in ein In-Phase-Kanalsignal und in ein Quadraturkanalsigncl umgesetzt wird, die dann optimal gefiltert, quadriert und zu einem Summensignal addiert werden, aus dem nach einer Rückkommutation zur Nachstellung

jo des Taktoszillators eine Coderegenerations-Regelspannung abgeleitet wird.

Herkömmliche PN-PSK-(Pseudonoise-Phase Shift Keying)-Übertragungssysteme, d.h. Systeme die mit pseudozufälliger Phasenumtastung arbeiten, benutzen

i". bei der Demodulation im Empfänger zwei getrennte autonome Regelkreise und Oszillatoren zur Coderegeneration und zur Trägerrekonstruklion. Die Coderegeneration dient zur Eliminierung von Redundanz im Nachrichtenstrom. Die dadurch ausgelöste Bandkom-

Ki pression für das Nutzsignal ist ein Maß für die Störresistenz der Übertragungsstrecke. Als Schaltungstypen sind der Delay-Locked-Loop bzw. als Variante davon der Dithering-Loop als Regelmechanismus zur Coderegeneration geeignet. Die Phasenrücktastung.

■ti d. h.die Bandkompression, vollzieht sich im allgemeinen in der Zwischenfrequenzlage. Die Demodulation des schmalbandigen, bei Kommunikation mit bewegten Objekten dopplerbehafteten Nutzsignals erfolgt dann durch Zusetzen eines kohärenten Trägers. Die Rekon-

Vi struktion dieser Referenz wird bei den bekannten Empfängern mit einer eigenen Phasenregelschleife erreicht (DE-PS 26 31 460, US 38 38 350).

Aufgabe der Erfindung ist es. einen Empfänger für pseudozufällig phasenmodulierte Signale zu realisieren.

;-> der demgegenüber mit einem geringeren apparativen Aufwand auskommt und trotzdem eine hohe Störfestigkeit aufweist.

Gemäß der Erfindung, die sich auf einen Empfänger der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe

w) dadurch gelöst, daß das In-Phase-Kanalsignal und das Quadraturkanalsignal jeweils vor ihrer Quadrierung außerdem noch einer Mischstufe /ugefülm werden, .ιιλ deren Ausgangssignal eine TragerrekonMruk:!i>ns-Regelspannung abgeleitet wird, die dann zur \,n hstdl'.iiii:

·■"> an den Taktoszillator geschähe! wird, -ac:/: die Codcrcgeneralions-Regelspannung den Wer: \iill annimmt, und daß bei Einschaltung der I niL>errek> >:^!n:ktion-Rcgelspannung zugleich die Komniuuitioi. abire-