DE1800522A1

DE1800522A1 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur empfangsseitigen Phasenkorrektur bei der Demodulation frequenzmodulierter Traegersignale

Info

Publication number: DE1800522A1
Application number: DE19681800522
Authority: DE
Inventors: Monrolin Jean Louis
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1967-10-06
Filing date: 1968-10-02
Publication date: 1969-06-19
Also published as: DE1800522B2; US3571717A; NL166593C; CH483155A; NL166593B; SE338071B; BE720452A; NL6814297A; GB1230190A

Description

Verfahren und Schaltungsanordnungen zur empfangeseitigen Phasenkorrektur bei der Demodulation frequenzmodulierter Träger signale

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungsanordnungen zur empfangsseitigen Phasenkorrektur bei der Demodulation frequenzmodulierter Trägersignale, wobei die vom übertragungskanal verursachten frequenzabhängigen Phasenverschiebungen laufend ermittelt und dem Demodulator aus den empfangenen Trager Signalen abgeleitete Taktsignale zugeführt werden.

Liegt bei der Übertragung frequenzmodulierter Träger signale die Frequenz des Trägers nur wenig neben der zu übertragenden Signalfrequenz, darf die vom Übertragungskanal verursachte Phasenverzerrung nicht vernachlässigt werden. Insbesondere bei der Einseitenbandübertragung mit empfangeseitiger Wiedereinführung des Trägers spielt dieses Problem eine wichtige Rolle. Wenn eine frequenzabhängige Phasenverzerrung eintritt, muß dafür gesorgt werden, daß die relative Phasenbeziehung zwischen den übertragenen Signalen und dem Träger, wie sie ursprünglich bestanden hat, erhalten bleibt.
Nur in diesem Fall läßt sich das Nutzsignal mit ausreichender Genauigkeit wiedergewinnen.

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Es ist bereits ein Verfahren zur Lösung des aufgeworfenen Frequenzverzerrung sproblems (durch die noch nicht bekanntgemachte Patentanmeldung P 14 66 142. 8) genannt worden. Dabei wird die auftretende Phasenabweichung der einzelnen Frequenzkomponenten voneinander mittels einer Rückkopplung s schleife in einstellbaren Verzögerungsgliedern kompensiert und das so gewonnene Signal dem Demodulator zugeführt. Der dazu erforderliche apparative Aufwand ist nicht unerheblich.

Demgegenüber löst die vorliegende Erfindung das Problem der relativen Phasenkorrektur bei der Demodulation auf eine fortschrittliche, weniger aufwendige Weise. Die Lösung dieser Aufgabe ist dadurch gekennzeichnet,daß die aus den empfangenen T rager Signalen für die Demodulation abgeleiteten, in ihrer Phasenlage mit schwankenden Taktsignale vor der Eingabe in den Demodulator durch eine Verknüpfungsschaltung geleitet werden, welche inAbhängigkeit von der jeweiligen Phasenabweichung der einzelnen modulierten Frequenzen untereinander die Weitergabe der Taktsignale zeitlich korrigiert.

Im folgenden werden zwei Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnungen näher erklärt. Es zeigen:

Fig. la die Spektralverteilung der zu sendenden Signale;

Fig. Ib die durch den Übertragungskanal bedingten Verzögerungen

■ als Funktion der Frequenz;

Fig. Ic die Verzögerungen, die durch zusätzliche Phasenverschiebungen der übertragenen Frequenzen eingeführt werden; Fig. Id das übertragene Spektrum;

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Fig. 2 das Blockschaltbild eines Ausführungsbcispiels;

Fig. 3 das Zeitdiagramm für ein zu übertragendes

Signal} .

Fig, 4 Einzelheiten des in Fig, 2 gezeigten Auafüh-

rungsbeispiels;

Fig. 5a bis c die entsprechenden Zeitdiagramme;

Fig. 6 eine Variante der in Fig. 4 gezeigten Einzel-

hciten des Ausführungsbeispiels gemäss Fig.

und

Fig. 7a und b die entsprechenden Zeitdiagramme.

Fig. la zeigt ein zu übertragendes Signal Γ mit den Bezugsfrequenzen

f. und f , die in diesem Beispiel so gewählt wurden, dass f_ = 3f ist. 12. L· 1

Fig. Id zeigt das übertragene Signal mit dem Träger, wobei das Signal Γ , gleich dem durch die Modulation verschobenen Signal P ist.

Im Sendesignal finden sich die beiden Komponenten: a. sin u> t und a sin (u> t + k). Durch Modulation des Trägers A. sin Ht.mit diesen Komponenten erhält man auf der Sendeseite:

(Xi₀- W₁) t = A A

cos

-ω

Jt-k

(ft,t-fc>.

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Auf der Empfängerseite ergeben eich folgende Anteile:

cos

cos (ft₂t - k

Α_οβίη(Λ t +φ) als Träger,

Nach der Demodulation erhält man:

^A0^A! 2	sin	l	sin

^A0^A2
2

A₀A

t-

- ip.

A.A 0

sin (W₂t - k

Die durch die Uebertragung bedingte Phasenverschiebung beträgt:

Dl s

ω.

ι entsprechend Fig.

D2

ω.

Di =

ω.

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Unter Berücksichtigung einer zusätzlichen Phasenverschiebung des Trägers vor der Demodulation ergibt sich:

^Ao^Ai .

-γ- sin

^A0^A2 .

—-—— sin u>„

t + Dl +

*♦£,♦«♦

Der Ausdruck

U).

ist in Fig. Ip für verschiedene Werte von tp aufgetragen.

Die in Fig. Ib dargestellte Phasenverschiebung D. (ω ) lässt sich im Bereich zwischen f, und f durch die Gerade D.D approximieren.

LU X Ct

Auf ähnliche Weise lässt sich der in Fig. Ic dargestellte Verlauf der zusätzlich vorgenommenen Phasenverschiebung d. (u>) durch die Gerade d d annähern. Da beide Geraden entgegengesetztes Steigungsverhalten zeigen, ist es möglich, die Resultierende beider Phasenverschiebungen im Bereich zwischen f und f näherungsweise zum Verschwinden zu bringen.

Im vorliegenden Beispiel ist f = 3f , mit £ - 600 Hz gewählt. Wie bereits erwähnt, wird für die Phasenverschiebung eine Korrektur

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orsflor Ordnung durch Aondorung der auf den Demodulator gegebenen Trägerphase vorgenommen, wodurch die relative Verzögerung der Signale f und f , die nach der Demodulation wiedergewonnen werden, wesentlich reduziert wird.

Die in Fig. 2 dargestellte Schaltungsa- nordnung gestattet die Feststellung der relativen Phasenlage zwischen f und f und gestattet eine schrittweise Verschiebung der auf den Demodulator gegebenen Trägerphase (im Bei-spiel'Xim + ~ oder + -g- ). Das am Eingang empfangene Signal wird über einen Demodulator Dem geleitet und passiert dann ein Tiefpassfilter TP. In einem parallelen Zweig wird das Eingangssignal auf ein weiteres Filter gegeben, das bei voller Ueber-

BP

tragung der Trägersignale aus einem Bandpass/für die Trägerfrequenz j besteht. Dem Filter ist eine Baugruppe Osz nachgeschaltet, die z.B. : aus einem phasenstarr gekoppelten Oszillator besteht, der Bezugs-J und Taktsignale für den Empfänger liefert.

\ Der in Fig. 2 mit Σ bezeichnete Block enthält die Phasenkorrektur-Schaltung, die zwei Bandpässe Fi₁ und Fi aufweist, welche die Frequenzen f. und L· (im Beispiel 600 und 1800 Hz) trennen. Diese Filter müssen phasentreu arbeiten. Jedem Filter ist eine Quadrierschaltung Q bzw. Q nachgeordnet, deren Ausgänge mit einer

Verknüpfungsschaltung Lg verbunden sind. ,Die Schaltung Lg kann

auf verschiedene Arten aufgebaut sein. Im folgenden werden zwei < Ausführungsbeispiele beschrieben.

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Fig. 3 zeigt ein Sendesignal S , das theoretisch empfangene Signal SrT und das tatsächlich empfangene Signal SrE. Die beiden Hauptkomponenten dieser Signale sind f und f . In den meisten Fällen wird vor einer Nachricht ein Synchronisiersignal gesendet. Ein Signal vom Typ S- gemäß Fig. 3 weist für diesen Zweck ausreichende

Eigenschaften auf und kann gleichzeitig zur Synchronisation und zur Phasenwiederherstellung des Trägers benutzt werden.

Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Verknüpfungs-Schaltung Lg gemäß Fig. 2. Fig. 5a zeigt das Zeitdiagramm für den Fall, dass f (1800 Hz im Beispiel) vor f. (600 Hz im Beispiel) liegt, während Fig. 5b das Zeitdiagramm für den Fall angibt, in welchem f gegen-

ta

über f. nacheilt. Der Oszillator Osz gemäß Fig. 2 habe im Beispiel eine Frequenz von 16 F., wobei F_Q die Trägerfrequenz von 2800 Hz bedeutet. Diese Frequenz wird Triggern Ta und Tb gemäß Fig. 4

zugeführt, die an ihren Ausgängen si bzw. s2 Signale mit 8 F. und ™

8F_ft+-*T abgeben.

Die von den nachgeschalteten UND-Schaltungen Al und A3 abgegebenen Impulse sind in den Fig. 5a und 5b ebenfalls mit Al und A3 bezeichnet. Am Ausgang einer Triggerreihe Cl, C2 und C3 erscheint die in der Phase wiederhergestellte Frequenz F_n _ , die auf den Demodulator Dem

U XV.6C

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t ■> ■»

gegeben wird. Die hohe Frequenz von 1800 Hz schaltet eine mono· stabile Kippschaltung SSl und eine ihr nachgeschaltcte zweite monostabile Kippschaltung SS2 entgegengesetzt. Diese beiden Schaltungen bestimmen drei "Fenster" SSl, SS2 und SST SS2 " (β, Fig. 5a und 5b), Wenn der ansteigende Teil der 600 Hz-Frequenz im Fenster SS2 erscheint, läuft das Gerät richtig in Phase. Wenn dieser Teil im Fenster SSl auftritt, eilt die 1800 Hz-Frequenz der 600 Hz*Frequenz nach, gemäss der Darstellung in Fig. 5b. Wenn der ansteigende Teil dieser 600 Hz-Frequenz im^! Fenster SSl SSt auftritt, eilt die 1800 Hz-Frequenz der 600 Hz-Frequenz voraus, wie es in Fig. 5a gezeigt ist. Beim normalen Betrieb wird der Trigger Cl Über eine ODER-Schaltung Ol durch Impulse der JJND-Schaltung A3 gesteuert, die über eine weitere UND-Schaltung A4 j laufen. Wie in Fig. 5a zu sehen ist, wird durch das Ansteigen der 600 Hz-Frequenz ein Trigger TII eingeschaltet. Der folgende Impuls ^f A3 «ehaltet eine Sperr schaltung T'II ein, welche eine ODER-Schaltung L20 und eine UND-Schaltung L21 umfasst. Die Sperrschaltung bleibt in dieser Stellung bis zur Rückstellung von TII, die durch den Abfall des unmittelbar folgenden Impulses Al gesteuert wird. Durch die eingeschaltete UND-Schaltung L21 wird die UND-Schaltung A2 geöffnet, wodurch der nächste Impuls Al den Trigger Cl umechalten lässt (Zeile Ol in Fig. 5a).· Diese zusätzliche Schaltmöglichkeit des Triggers Cl führt zu einer Verechiebung der Signale innerhalb der .Trigger ' C2 und C3^ was im Beispiel zu einer Vorverechiebung des

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iiit;'^ ι. ■

an C3 auftretenden Trägcrsignals um -~- führt. Dadurch werden auch die 600 Hz und 1800 Hz-Frequenzen um + -—■- verechoben, wodurch im Zeitbereich die 600 Hz-Frequenz mit dor 1800 Hz-Frequenz gleichläuft, Das reicht im vorliegenden Fall aus, um beide Frequenzen in den festgelegten Genauigkeitsgrenzen wieder in Phase zu bringen, Der nachfolgende Anstieg der 600 Hz-Frequenz erfolgt im Fenster SS2« Wenn die Wiederherstellung der Phase ungenügend war, findet der gleiche Prozess ein zweites Mal statt. Es ist zu beachten, dass der Träger innerhalb von - 1Y wieder in Phase gebracht wird. Wenn angenommen wird, dass der Träger um

TT ausser Phase liegt, sind die 600 und die 1800 Hz-Frequenz beide 'um TT ausser Phase (s. Fig. 5c). Die 1800 Hz-Frequenz erscheint noch vor der 600 Hz-Frequenz, und der Anstieg der letzteren erfolgt im Fenster SSl SS2·· Die Wirkungsweise des Gerätes zur Wiederherstellung der ursprünglichen Phasenlage ist dieselbe, Die Ent- j scheidung wird allerdings nicht im selben Moment getroffen. Die ' Vieldeutigkeit von Tf für die Trägerphase lässt sich leicht durch Verwendung einer Synchronisiersignalfolge aufheben, wie sie in Fig. 3 gezeigt ist, Es reicht aus, eine solche Folge durch drei aufeinanderfolgende und identische Werte vorzugeben und das Ende dieser Folge zu kennen. Dann lässt sich entscheiden, ob der Träger richtig in Phase liegt, wenn diese drei Werte wiedergewonnen werden,, oder dass er um TT phasenverschoben ist, wenn ä der Kehrwert dieser. Werte wiedergewonnen wird. Im letzten Fall kann einfach ein Inverter in den Datenausgang gelegt werden.

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j Fig. 5b zeigt den Fall, dass die 1800 Hz-Frequenz bezüglich der 600 Hz-Frequenz nacheilt. Die Wirkungsweise ist ähnlich, jedoch wird jetzt der Trigger TI und die Sperrschaltung T¹I, bestehend aus einer UND-Schaltung LIl und einer ODER-Schaltung LlO benützt. Der Anstieg der 600 Hz-Frequenz erfolgt im Fenster SSl, wodurch Tl eingeschaltet wird. Der unmittelbar folgende Impuls Al schaltet T¹I ein, der gemeinsam mit TI am Ende des unmittelbar folgenden Impulses A3 wieder zurückgestellt wird. Wenn LIl eingeschaltet ist, wird die UND-Schaltung A4 gesperrt, wodurch der erwähnte Impuls A3 nicht durchgelassen wird. Dadurch wird die Umschaltung von Cl und infolgedessen von C2 und C3 verzögert. Das führt zu einer Verzögerung des Trägers F_ft „ um -——." und infolgedessen zu einer Verschiebung der Frequenzen von 600 und 1800 Hz um den gleichen Betrag. Im Zeitbereich holt somit die 1800 Hz-Frequenz den Nachlauf auf, den sie bezüglich der 600 Hz-Frequenz hatte. Das reicht im vorliegenden Beispiel aus, um eine Phasenkorrektur innerhalb der gewünschten Genauigkeitsgrenzen zu erreichen. Um sicherzustellen, dass eine Phasenverschiebung auch an der Grenze des Fensters SSl oder SSl. SS2 festgestellt werden kann, sind UND-Schaltungen A5, A6 und ODER-Schaltungen O2 und 03 vorgesehen.

Fig. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbcispiel,,der Verknüpfungsschaltung Lg. Fig. 7a zeigt das Zeitdiagramm für den Fall des Voreilens der 1800 Hz-Frequenz gegenüber der 6,00 Hz-Frequenz,

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während Fig. 7b den Fall des Nacheilens der 1800 Hz-Frequenz gegenüber der 600 Hz-Frequenz zeigt.

Von einer vom Oszillator Öse abgegebenen Frequenz 16 F lassen

Tf

sich ähnlich wie in Fig, 4 gezeigt, 8 F_Q und 8 F_Q - -y- ableiten. Die UND-Schaltungen 1 und 2 liefern die Impulse A bzw. C. Eine Reihe von Triggerschaltungen TO, Tl₁ T2 und T3 liefert am Ausgang von T3 die in der Phase wiederhergestellte Trägerfrequenz F. _

0 tvec

Durch das Abfallen der 1800 Hz-Frequenz wird eine monostabile Kippschaltung SS'l eingeschaltet, wenn der Anstieg der 600 Hz-

Frequenz im Fenster SS'l erfolgt, Die 1800 Hz-Frequenz eilt jedoch der 600 Hz-Frequenz innerhalb der zulässigen Grenze voraus, Wenn · der Anstieg der 600 Hz-Frequenz nach dem Abfall von SS'l erfolgt, ist die Phasenverschiebung zu gross, Durch das Abfallen der 600 Hz-Frequenz wird eine monostabile Kippschaltung SS'2 eingeschaltet. Wenn der Anstieg der 1800 Hz-Frequenz im Fenster SS'2 erfolgt, bleibt die Phasenverschiebung der 1800 Hz-Frequenz gegenüber der 600 Hz-Frequenz in den zulässigen Grenzen. Wenn der Anstieg der 1800 Hz-Frequenz nach Abfallen von SS'2 erfolgt, ist die Phasenverschiebung zu gross4

In Fig, 7a steigt die. 600 Hz-Frequenz an, während Z den hohen Pegel aufweist, der dadurch entsteht, dass das 1800 Hz-Signal den unteren Pegel aufweist und SS¹I abgefallen ist« Dieser Anstieg der 600 Hz-

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Frequenz führt zu einem Anstieg des Signals am Ausgang der Triggerschaltung TA, Der nächste Impuls A verursacht dann ein Ansteigen des TriggersTE, während der Abfall dieses Impulses A zum Abfällen des Signals am Trigger TA führt. Das noch den oberen Pegel aufweisende Signal am Trigger TE verursacht durch den Abfall des Impulses A die

Umschaltung von TB. Dieser Trigger wechselt in diesem Fall sein Ausgangspotential. TB bleibt in der neuen Stellung, da TE abfiel, nachdem der nächste Impuls C vorüber war. Vor der Umschaltung von TB wurde Tl über eine Reihe von Schaltgliedern'durch TO gesteuert. Vom Moment der Umschaltung von TB an wird Tl über andere Schaltglieder durch TO gesteuert, Die Umschaltung von Tl läuft somit voraus und natürlich auch die von T2 und T3, so dass die Phase des Trägers um "jjp" vorverschoben wurde. Es kann also auch in diesem Fall der Vorlauf der 1800 Hz-Frequenz gegenüber der 600 Hz-Frequenz kompensiert werden. In dem dargestellten Ausführurigsbeispiel reicht das aus, um die ursprüngliche Phasenlage innerhalb der geforderten Genauigkeitsgrenzen wiederherzustellen.

In dem in Fig. 7b gezeigten Fall ist das 1800 Hz-Signal auf dem unteren Pegel, wenn SS'2 abfällt. Dadurch steigt das Potential am Ausgang des Triggers- Tr an, so dass die Hinterflanke des unmittelbar folgenden Impulses A das Potential an Ts ansteigen und an Tr abfallen lässt. Das Potential an Ts fällt mit der Hinterflanke des nächsten Impulses C ab; Der Trigger TO wird durch das Ansteigen der beiden

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Impulse A und C gesteuert. Es überträgt sich der Anstieg des Impulses C über den Trigger Ts auf die ODER-Schaltung 3. Durch eine Reihe von Impulsen wird der Trigger TO so gesteuert, dass sich einmal sein Zustand nicht ändert. Entsprechend der jeweiligen Stellung von TB steuert jeder Wechsel am Ausgang des Triggers TO eine Zustandsänderung von Tl. TB jedoch bleibt in diesem Fall immer in demselben Zustand. Infolgedessen laufen TO und Tl synchron. Da TO einmal seine Stellung nicht änderte, während Ts eingeschaltet war, wird die Schaltfolge von Tl und ebenso von T2 und T3 verzögert und der Träger um -~— verzögert. Eine Verzögerung der 1800 Hz-

Frequenz gegenüber der 600 Hz-Frequenz wird also innerhalb der vorgegebenen Genauigkeitsgrenzen kompensiert.

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Claims

ft Patentansprüche

1. Verfahren.zur empfangeseitigen Phasenkorrektur bei der Demodulation frequenzmodulierter Trägersignale, wobei die vom tjbertragungskarial verursachten frequenzabhängigen Phasenverschiebungen laufend ermittelt und dem Demodulator aus den empfangenen Trägersignalen abgeleitete Taktsignale zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß diese in ihrer Phasenlage mitschwankenden Taktsignale vor der Eingabe in den Demodulator (Dem) durch eine Verknüpfungsschaltung (Lg.) geleitet werden, welche in Abhängigkeit von der jeweiligen Phasen abweichung der einzelnen'modulierten Frequenzen untereinander die Weitergabe der Taktsignale zeitlich korrigiert.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die relative Phasenabweichung zwischen zwei der empfangenen Frequenzen (f , f ) als Kriterium für die Phasenkorrektur dient.

3. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Übertragung von mehr als zwei Frequenzen deren höchste und niedrigste als Kriterium dienen,

4. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase der Taktsignale um diskrete Werte gegenüber der Phasenlage der empfangenen Träger signale verschoben wird.

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5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als diskrete Werte _+ 17/4 oder _+ Ii/8 gewählt werden.

6. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprüche, wobei der Ausgang des Übertragungskanals mit einem Demodulator und mit einem Taktsignalgeber für die Demodulation verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Taktsignalgebers mit dem Takteingang einer Verknüpfungsschaltung (Lg) zur zeitlichen Korrektur der Weitergabe der Taktsignale verbunden

ist, daß ein Steuereingang/mehrere Steuereingänge der Verknüpfungs- W

Schaltung (Lg) vom Ausgang des Demodulators gespeist wird/werden und daß die phasenkorrigierten Taktsignale vom Ausgang der Verknüpfungsschaltung (Lg) zu einem Hilfseingang des Demodulators (Dem) geführt werden.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktsignalgeber einen auf alle für die Übertragung verwendeten Frequenzen abgestimmten Bandpaß (BP) und einen phasenstarr gekop- ä pelten Oszillator (Osz) enthält.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß für mindestens zwei der verwendeten Frequenzen (f , f ) je ein Steuereingang der Verknüpfungsschaltung (Lg) vorgesehen ist und daß jedem Steuer eingang ein auf die jeweilige Frequenz (i , f ) abge stimm -

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Ab

tes Durchlaßfilter (Fi₁. Fi ) und je eine Quadrier schaltung (Q , Q)

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vorgeschaltet sind.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß dem Demodulator (Dem) ein auf die demodulierten Signalfrequenzen abgestimmtes Tiefpaßfilter (TP) nachgeschaltet ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungsschaltung (Lg) aus binären Schaltgliedern besteht.

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