DE1800522C - Verfahren und Schaltungsanordnungen zur empfangsseitigen Phasenkorrektur bei der Demodulation frequenzmodulierter Signale - Google Patents

Description

Die Erlindung betrifft Verfahren und Schaltungs· korrektur bei der Demodulation auf eine fortsehritt- V ' anordnungen zur empfangsseitigen Phasenkorrektur liehe, weniger aufwendige Weise, die außer e nigon

. - bei der .Demodulation frequenzmodulierter Signale, Üblichen Filtern einfache, in der Digitaltechnik be-

wobei die vom Ubertragungakanal verursachten fre- kannte Schaltelemente aufweist.

\ r quenzabhängigeh Phasenverschiebungen zwischen den s Die Lösung dieser Aufgabe ist dadurch gekenn-

, empfangenen .Signalen und den von der mitüber- zeichnet, daß die von einem in phasenstarrer Ab-

··/' ttagenen Trägerfrequenz abgeleiteten Demodulations- hSngigkeit zu den empfangenen Signalen stehenden

Taktsignalen des Empfängers laufend ermittelt und Demodulatlons-Taktsignalgeber erzeugten Takt-

dem Demodulator entsprechend der ermittelten Pha- ■ signale vor ihrer Verwendung im Demodulator über

eenabweichung phasenkorrigierte Taktsignal züge- ίο eine Korrekturschaltung geführt werden, welche tür

führt werden. selektierte, als Bestimmungskriterien dienende Emp-

Liegt bei der Übertragung frequenzmodulierter fangssignalkomponenten vorgegebener Frequenz die Signale die Frequenz des Trägers am Rande des zu jeweiligen Phasenabweichungen durch einen Zeitübertragenden Signalnpektrums, so darf die vom lagevergleich mit den Taktsignalen vom Taktsignalübertragungskannl verursachte Phasenverierrung 15 geber feststellt und im Falle des Nachlaufens der nicht vernachlässigt werden. Wenn eine frequenz- Taktsignalfolge gegenüber der Phasenlage der Siabhängige Phasenverzerrung eintritt, muß dafür gnale gerade empfangener Frequenz zur Erzielung gesorgt werden, daß die relative Phasenbeziehung einer intermittierend angehobenen Taktfolgefrequenz zwischen den übertragenen Signalen und dem Demo- und damit verbundenen korrigierenden Verschiedulationstakt im Empfänger erhalten bleibt. Nur dann 20 bung der Phasenlage einzelne dem Demodulator lassen sich die übertragenen Nachrichtensignale mit zugeführte Taktimpulse verkürzt, beim Voreilen der ausreichender Genauigkeit wiedergewinnen. Taktsignalfolge dagegen zum intermittierten Absen-

Zur Lösung des genannten Problems sind bereits ken der Taktfolgefrequcnz einzelne Taktimpulse korri-

mannigfaltige Verfahren bekanntgeworden, insbeson- gierend verlängert.

dere auch solche, die speziell Tür die Demodulation 25 Im feigenden werden zwei Ausführungsbeispiele

von Signalen geeignet sind, bei denen nur ein Rest- an Hand der Zeichnungen näher erklärt. Es zeigt

seitenband ohne den Träger übermittelt wird. F i g. 1 a die Spektral verteilung der zu senden-

Der Stand der Technik umfaßt hierzu Verfahren den Signale,

und Systeme, die zum Teil bereits auf der Sendeseite Fig. Ib die durch den übertragungskana! bedie Modulation zweier um 90° verschobener Träger 30 dingten Verzögerungen als Funktion der Frequenz, vorsehen oder aber auf der Empfangsseitc einen Fig. Ic die Verzögerungen, die durch zusätzerheblichen Aufwand an analog arbeitenden, auf- liehe Phasenverschiebungen der übertragenen Frewendigen Baugruppen erfordern, der über den Rah- quenzen eingeführt werden,
men der Aufgaben und des Aufwandes der vorliegen- Fig. Id das übertragene Spektrum,
den Erfindung wesentlich hinausgeht. Es sei dazu auf 35 Fig. 2 das Blockschaltbild eines Ausfiihrungsdie folgenden Veröffentlichungen hingewiesen: deut- beispiels,

sehe Auslegeschriften 1 041 547, 1 213 016 und F i g. 3 das Zeitdiagr^rnrn für ein zu übertragen-

1 204 282, USA.-Patent 3 175 155 sowie die Arbeit des Signal,

von Short in »Wireless World«, Mai 1961, die Γ \ A Einzelheiten des in Fig. 2 gezeigten

sich mit der Demodulation bei Doppelseitenband- λο Ausfiihrungsbeispiels,

Übertragung mit unterdrücktem Träger befaßt F i g. 5a bis 5c die eni-pr: henden Zeitdiagrarnnic,

Der Vollständigkent halber sei die Arbeit von Fig. 6 eine Varirntf ert >r, Fie 4 gezeigten

Kahn und Tho.r^·' <· ·>_^ι~ ...abactions Einzelheiten des Ausfuhrungsbcispiels gemaü

0.1 ^uiiiiuuiiibuuoii 1 cciiiiOiogy«, April 1966, S. 113 Γ · t- 2 und

bis 117, genannt, die sich mit den Bandbreiteneigen- 45 F i g. 7a und 7 b die entsprechenden Zeitdia-

schaften urtd einer optimalen Demodulation bei der gramme.

Einseitenbandübertragung frequenzmodulierter Si- F i g. 1 a zeigt ein zu übertragendes Signal /' mit gnale befaßt. Darin werden die Grundi.üge dieser den Bezugsfrequenzen /, und /₂, die in diesem BeiTechnik allgemein erörtert, welche allerdings in spiel so gewählt wurden, daß f₂ = 3/, ist.
einem sehr komplizierten, nicht realisierbaren und 50 Fig. Id zeigt das übertragene Signal mit dem unwirtschaftlichen optimalen Demodulator gipfeln. Träger, wobei das Signal Γ gleich dem durch die

Am nächsten kommt dem vorliegenden Gegen- Modulation verschobenen Signal /' ist.

stand ein bereits vorgeschlagenes Verfahren zur Im Sendesignal finden sich die beiden Kompo-

übertragung trägermodjlierter Signale von einem nenten: α, sin w,r und α, sin {u^t + k). Durch Modu-

Sender an einem Empfänger, dadurch gekennzeichnet, 55 lation des Trägers A₀ sin ü_ot mit diesen Komponen-

daß auf der Empfängerseite aus dem empfangenen ten erhält man auf der Sendeseite:

Signal der vom Ubertragungskanal verursachte nicht- _{A rn}-_ln \_t _ _{Λ ηη}* η _t

ι. r ti·.· nt 1 i· , ι · Λι COS IUn — fiJt IΓ — /ti COS Ht I.

lineare frequenzabhangige Phasen verlauf durch eine ' " ' '/<-,„ jv

definierte lineare Abhängigkeit ersetzt wird, daß die ^ ^cos U^L° ~ "^ ~ ^fcJ ~ ^A* ^{cos (ü}*^s ~ ^k)-

auftretende Phasenabweichung der Trägerfrequenz 6°

von dem so definierten linearen Verlauf in einer Auf der Empfängerseite ergeben sich folgende

Rückkopplungsschleife in schrittweise oder konti- Anteile:

nuierlich einstellbaren Verzögerungsgliedern korn- ^ _cos ^ t + _?J))

pensiert wird und daiß die so kompensierte Träger- ^ _cos ,^ J

welle einem Demodulator zur Demodulation des ⁶5 ² . ²

Empfangssignals zugeführt wird. A₀ s\n (U_ot + q>)

Allen diesen Vorschlägen gegenüber löst die vor-

lieuende Erfindung das Problem der relativen Phasen- als Träger

Nach der Demodulation erhHlt mun

ein XiO. mm. tj \ t L μ τ no/li j * . »

OHI I.IMQ " W|J I 'Γ I/o — f-.jj es ■ .j--^- gin (fij|t + f/Q — ([[)

sin [UJ₀ - /Jj) t - k 4- </Ί - τ?;,] w —S~J- »in {₍„-t - fc + r/₀ -

Die durch die übertragung bedingte Phasenver- weiteren Filter zügoflihrt, das bei MitUbertragung Schiebung betrügt: ₁₀ der Trägerfrequenz »ils einem fUr die Trägerfrequenz

durchlässigen Bandpaß BP besteht. Dem Bandpaß

Dl » .HUtL· BP ist ein Taktsignalgeber nachgeschaltet, der z, B.

«j, ' aus einem phasenstanr gekoppelten Oszillator On

besteht, der Bezugs· und Takteignale für den Empentsprcchend Fig. Ib; 15 fänger liefert.

Der in F i g. 2 mil Σ bezeichnete Block enthält

D2 as JtsJZJtL die Phaiienkorrekturatiordnung, die zwei Bandpässe

<·>₂ F/l und Fit aufweist, welche die Frequenzen /i

und S₂ (im Beispiel (500 und 1800Hz) herausselek-

Di = .fi~J('L w> tieren Diese Filter müssen ohne Phasendrehung

<", ' arbeiten Jedem Filter ist eine Quadrierschaltung

Ql bzw Ql nachgcoidnet, deren Ausgänge mit der

Unter Berücksichtigung einer zusätzlichen Phasen- eigentlichen Korrekturschaltung Lg verbunden sind, verschiebung _¥ des Trägers vor der Demodulation Diese kann auf verschiedene Arten aufgebaut sein, ergibt sich: . _J5 i_m folgenden werden zwei Ausführungsbeispiele

beschrieben.

J^pAl Si_n ,„ f+ £)i + —Ι Fig. 3 zeigt ein Sendesignal S₀, das theoretisch

2 '' W₁ empfangene Signal JiVT und das tatsächlich empfangene Signal SrE Die beiden Hauptkomponenten λ λ \ k 1 ⁱ⁰ dieser Signale sind /, und Si- In den meisten Fällen

■'-y— sin m₂ M hD2+ ■·'-. wird vor einer Nachricht ein Synchronisiersignal

² L '"^; '"2J gesendet. Ein Signal vom Typ S₀ gemäß Fig. 3

weist für diesen Zweck ausreichende Eigenschaften

Der Ausdruck auf und kann gleichzeitig zur Synchronisation und

35 zur Phasen wiederherstellung des Trägers benutzt

, ?L _ _ Jf werden.

' ~ '.\ - ·>. ~ ι», Fig. < zeigt ein Ausführungsbeispiel der Kor

rekturschaltung hg IJC".^ ^c'ig "* Fi j ^a zeigt

ist in Fig. Ic für verschiedene Werte von « auf- da* 7eitdiHg«-am;n fiii den FaIi, a*u J₂ (ili'b Hi getragen. 40 im Beispiel^ voi /, joOi"' ,*■-; . ,«1 B-iKpie'i hegt, wäi -

D>i: ir Fi? Ib dargestellte Phasenverschiebung rend Fig. 5b da-. 2<€Λό ,-gran^ tut V*n FaIi an- ü, (i^j »aßt sich im Bereich zwischen /, und f- durch gib«, in welchen t, geaoniber f, :;echt.·;!>.. IV, die Cifi'ade D₁-^ : "proximieren. A.uf ähnliche V/eiae O, "'Vitor 0:^· gemäO Fig. 2 h?K· ί"^Λ Β«?τ>'>* ^^:·^η^ läßi !.As,li dc; υ; F i g. I c dargestellte Verlau' d·-. i i.^^.it von 56 F₀, wobei /\, tlic üagemequenz zusätzlich vorgenommenen Phasenverschiebung d₍ (ω) 45 von 2800 Hz bedeutet. Diese Frequenz 16F₀ wird durch die Gerade ^d_x annähern. Da beide Geraden Triggern Ta und Th gemäß F i g. 4 zugeführt, die entgegengesetztes Steigungsverhalten zeigen, ist es an ihren Ausgängen si- bzw. s2-Sigrale mit 8 F₀ möglich, die Resultierende beider Phasenverschie- . _fi _ .i . .

bungen im Bereich zwischen /, und Si näherungs- ^{una 8} ' ° ⁺ 1 ^aD8^eoen·

weise zum Verschwinden zu »ringen. 50 Die von den nachgeschalteten UND-Schaitungen

Im vorliegenden Beispiel ist /₂ = 3/,, mit Ai und A3 abgegebenen Impulse sind in den Si - 600Hz gewählt. Wie bereits erwähnt, wird Fig. 5a und 5b ebenfalls mit .41 und A3 bezeichfür die Phasenverschiebung eine Korrektur erster net. Am Ausgang einer Triggerreihe Cl, C2 und C3 Näherung durch Änderung der auf den Demodulator erscheint die in der Phase korrigierte Taktfrequenz gegebenen Taktphase vorgenommen, wodurch die 55 F_{0 Rec}, die auf den Demodulator Dem gegeben wird, relative Verschiebung der Signale /, und /₂, die Die hohe Frequenz von 1800 Hz schaltet eine monodurch die Demodulation wiedergewonnen werden, stabile Kippschaltung SS1 und eine ihr nachgeschalwesentlich reduziert wird. tete zweite monosmibile Kippschaltung SS2 ent-

Die in F i g. 2 dargestellte Schaltungsanordnung gegengesetzt. Diese beiden Schaltungen bestimmen gestattet die Feststellung der relativen Taktphasen- 60 drei Intervalle SSl, SS2 und SSlSJi (s. Fig. 5a lage zu /1 und /₂ und gestattet eine schrittweise und 5b). Wenn der ansteigende Teil der 600-Hz-Verschiebung der auf den Demodulator gegebenen Frequenz im Intervall SS2 erscheint, läuft das Gerät TaktDhase im Rekniel um + - nrler + -- ni_P ^richti8 ^{in Phase}· ^{Welln dieSeI}" ^{Teil im intervalt SSl} laktphase, im Beispiel um ± ₄ oder ± _g . Die ^^ _{eiU die} ,_8Oü._Hz._Frequenz der 600-Hz-Fre-

über den Eingang ElNG empfangenen Signale wer- 65 quenz nach, gemäß der Erstellung in F i g. 5 b.

den über einen Demodulator Dem geleitet und pas· Wenn der ansteigende Teil dieser 600-Hz-Frequenz

siercn dann ein Tiefpaßfilter TP. Ir. einem par- im Intervall 531332 auftritt, eilt die 1800-Hz-Fre-

allefen Zweig werden die Eingangssignale einem quenz der 600-Ηκ-Frequenz voraus, wie es in

Fig. 5a gezeigt ist. Beim normalen Betrieb wird der Trigger Cl über eine ODER-Schaltung Ol durch Impulse der UND-Schaltung A3 gesteuert, die über eine weitere UND-Schaltung A4 laufen. Wie in Fig. 5a zu sehen ist, wird durch das Ansteigen der 600-Hz-Frequenz ein Trigger TII eingeschaltet. Der folgende Impuls A3 schaltet eine Sperrschaltung T'II ein, welche eine ODER-Schaltung L20 und eine UND-Schaltung L21 umfaßt. Die Sperrschaltung bleibt in dieser Stellung bis zur Rückstellung von TII, die durch den Abfall des unmittelbar folgenden Impulses Ai gesteuert wird. Durch die eingeschaltete UND-Schaltung LlX wird die UND-Schaltung /42 geöffnet, wodurch der nächste Impuls A1 den Trigger CX umschalten läßt (Zeile Ol in Fig. 5a). Diese zusätzliche Schaltmöglichkeit des Triggers CX führt zu einer Verschiebung der Signale innerhalb der Trigger Cl und C3, was im Beispiel zu einer Vorverschiebung des an C3 auftretenden Taktsignals um ^ führt. Dadurch werden relativ auch die 600-Hz- und 1800-Hz-Frequenzen um + ^r verschoben, wodurch zeitlich die 600-Hz-Frequenz mit der 1800-Hz-Frequenz gleichläuft. Das reicht im vorliegenden Fall aus, um beide Frequenzen in den festgelegten Genauigkeitsgrenzen wieder in Phase zu bringen. Der nachfolgende Anstieg der 600-Hz-Frequenz erfolgt im Intervall SSl. Wenn die Korrektur der Phase noch ungenügend war, findet *der gleiche Prozeß ein zweites Mal statt. Es ist zu beachten, daß der Takt innerhalb von ± .τ wieder in Phase gebracht wird. Wenn angenommen wird, daß der Takt um .τ außer Phase liegt, sind die 600- und die 1800-Hz-Frequenz beide um π außer Phase (s. Fig. 5c). Die 1800-Hz-Frequenz erscheint noch vor der 600-Hz-Frequenz, und der Anstieg der letzteren erfolgt im Intervall SSl SSl. Die Wirkungsweise des Gerätes zur Wiederherstellung der korrekten Phasenlage ist dieselbe. Die Entscheidung wird allerdings nicht im selben Moment getroffen. Die Vieldeutigkeit von .τ für die Taktphase läßt sich leicht durch Verwendung einer Synchronisiersignalfolge aufheben, wie sie in F i g. 3 gezeigt ist. Es reicht aus, eine solche Folge durch drei aufeinanderfolgende und identische Werte vorzugeben und das Ende dieser Folge zu kennen. Dann läßt sich entscheiden, ob der Takt richtig in Phase liegt, wenn diese drei Werte wiedergewonnen werden, oder daß er um .τ phasenverschoben ist, wenn der Kehrwert dieser Werte wiedergewonnen wird. Im letzten Fall kann einfach ein Inverter in den Dutenausgang gelegt werden.

Fig. 5b zeigt den Fall, daß die 1800-Hz-Frequenz bezüglich der 600-Hz-Frequenz nacheilt. Die 5$ Wirkungsweise ist ähnlich, jedoch wird jetzt der Trigger TI und die Sperrschaltung Tl, bestehend aus einer UND-Schaltung LIl und einer ODER-Schaltung LlO, benutzt. Der Anstieg der 6OO-H7-Frequenz erfolgt im Intervall SSl, wodurch Tl ein- geschaltet wird. Der unmittelbar folgende Impuls AI gehaltet T'I ein, der gemeinsam mit TI am Ende des unmittelbar folgenden Impulses Λ 3 wieder zurückgestellt wird. Wenn LIl eingeschaltet ist, wird die UND-Schaltung A4 gesperrt, wodurch der erwähnte <>$ Impuls λ3 nicht durchgelassen wird. Dadurch wird die Umschaltung von Cl und infolgedessen von Cl und C3 verzögert. Das führ! zu einer Verzögerung des Taktes F_{0 Rsc} um 4- und infolgedessen zu einer

relativen Verschiebung der Frequenzen von 600 und 1800Hz um den gleichen Betrag. Zeitlich gesehen holt somit die 1800-Hz-Frequenz den Nachlauf auf, den sie bezüglich der 600-Hz-Frequenz hatte. Das reicht im vorliegenden Beispiel aus, um eine Phasenkorrektur innerhalb der gewünschten Genauigkeitsjgrenzen zu erreichen. Um sicherzustellen, daß eine

ίο Phasenverschiebung auch an der Grenze des Intervalls SSl oder SSl SJl festgestellt werden kann, sind UND-Schaltungen AS, A6 und ODER-Schaltungen 02 und 03 vorgesehen. F i g. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Korrekturschaltung Lg. Fig. 7a zeigt das Zeitdiagramm für den Fall des Voreilens der 1800-Hz-Frequenz gegenüber der 600-Hz-Frequenz, während Fig. 7b den Fall des Nacheilens der 1800-Hz-Frequenz gegenüber der 600-Hz-Frequenz

20 zeigt.

Von einer vom Oszillator Osz abgegebenen Frequenz 16 F₀ lassen sich ähnlich wie in F i g. 4

ge7eigt, 8 F₀ und 8 F₀ - -~ ableiten. Die UND-Schaltungen 1 und 2 liefern die Impulse A bzw. C. Eine Reihe von Triggerschaltungen TO, Tl, T2 und T 3 liefert am Ausgang von T 3 die in der Phase korrigierte Taktfrequenz F_{0 Rec}. Durch das Abfallen der 1800-Hz-Frequenz wird eine monostabile Kippschaltung SS'l eingeschaltet. Wenn der Anstieg der 600-Hz-Frequenz im Intervall SS'l erfolgt, eilt die 1800-Hz-Frequenz der 600-Hz-Frequenz innerhalb der zulässigen Grenzen voraus. Wenn der Anstieg der 600-Hz-Frequenz nach dem Abfall von SS'l erfolgt, ist die Phasenverschiebung zu groß. Durch das Abfallen der 600-Hz-Frequenz wird eine monostabile Kippschaltung SS'2 eingeschaltet. Wenn der Anstieg der 1800-Hz-Frequenz im Intervall SS'2 erfolgt, bleibt die Phasenverschiebung der 1800-Hz-Frequenz gegenüber der 600-Hz-Frequenz in den zulässigen Grenzen. Wenn der Anstieg der 1800-Hz-Frequenz nach Abfallen von SS'2 erfolgt, ist die Phasenverschiebung zu groß.

In Fig. 7a steigt die 600-Hz-Frequenz an, während der Punkt Z den hohen Pegel aufweist, der dadurch entsteht, daß das 1800-Hz-Signal den unteren Pegel aufweist und SS'l abgefallen ist. Dieser Anstieg der 600-Hz-Frequenz führt zu einem Anstieg des.Signals am Ausgang der Triggerschaltung TA. Der nächste Impuls A verursacht dann ein Ansteigen des Triggers TE, während der Abfall dieses Impulses A zum Abfallen des Signals am Trigger TA führt. Das noch den oberen Pegel aufweisende Signal am Trigger TE verursacht durch den Abfall des Impulses A die UmschaUung von TB. Dieser Trigger wechselt in diesem Fall sein Ausgangspotential. TB bleibt in der neuen Stellung, da TE abfiel, nachdem der nächste Impuls C vorüber war. Vor der Umschaltung von TB wurde Tl über eine Reihe von Schaltgliedern durch TO gesteuert. Vom Moment der I .schaltung von TB an wird Tl über andere Schaltglieder durch TO gesteuert Die Umschaltung von Tl lauf) somit voraus und natürlich auch die von Tl und T3. so

daß die Phase des Taktes um J vorverschoben wurde.

F.S kann also auch in diesem Fall der Vorlauf der l8OO-H7-Frcquenz gegenüber der 600-Hz Frequenz kompensiert werden. In dem dargestellten Ausfüh-

rungsbeispiel reicht das aus, um die korrekte Phasenlage innerhalb der geforderten Genauigkeitsgrenzen herzustellen.

In dem in Fig. 7b gezeigten Fall ist das 1800-Hz-Signal auf dem unteren Pegel, wenn SS'2 abfällt. Dadurch steigt das Potential am Ausgang des Triggers Tr an, so daß die Hinterflanke des unmittelbar folgenden Impulses A das Potential an Ts ansteigen und an Tr abfallen läßt. Das Potential an Ts fällt mit der Hinterflanke des nächsten Impulses C ab. Der Trigger TO wird durch das Ansteigen der beiden Impulse A und C gesteuert. Es überträgt sich der Anstieg des Impulses C über den Trigger Ts auf die ODER-Schaltung 3. Durch eine Reihe von Impulsen wird der Trigger TO so gesteuert, daß sich einmal sein Zustand nicht ändert. Entsprechend der jeweiligen Stellung von TB steuert jeder Wechsel am Ausgang des Triggers TO eine Zustandsänderung von Tl. TB jedoch bleibt in diesem Fall immer in demselben Zustand. Infolgedessen laufen TO und Tl synchron. Da TO einmal seine Stellung nicht änderte, während Ts eingeschaltet war, wird die Schaltfolge von Tl und ebenso von TI

und T3 verzögert und der Takt um 'jj- verzögert.

Eine Verzögerung der 1800-Hz-Frequenz gegenüber der 600-Hz-Frequenz wird also innerhalb der vorgegebenen Genauigkeitsgrenzen kompensiert.

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur empfangsseitigen Phasenkorrektur bei der Demodulation frequenzmodulierter Signale, wobei die vom Ubertragungskanal verursachten frequenzabhängigen Phasenverschiebungen zwischen den empfangenen Signalen und den von der mitübertragenen Trägerfrequenz abgeleiteten Demodulations-Taktsignalen des Empfängers laufend ermittelt und dem Demodulator entsprechend der ermittelten Phasenabweichung phasenkorrigierte Taktsignale zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die von einem in phasenstarrer Abhängigkeit zu den empfangenen Signalen stehenden Demodulations-Taktsignalgeber (Oszillator Osz) erzeugten Taktsignale vor ihrer Verwendung im Demodulator (Dem) über eine Korrekturschaltung (Lg) geführt werden, welche für selektierte, als Bestimmungskriterien dienende Empfangssignalkomponenten vorgegebener Frequenz (/,, /₂) die jeweiligen Phasenabweichungen durch einen Zeitlagevergleich mit den Taktsignalen vom Taktsignalgebcr (Oszillator Osz) festgestellt und im Fülle des Nachlaufens der Taktsignalfolge gegenüber der ss Phasenlage der Signale gerade empfangener Frequenz zur Erzielung einer intermittierend angehobenen Taktfolgefrequenz und damit verbundenen korrigierenden Verschiebung der Phasenlage einzelne dem Demodulator (Dem) zugeführte Taktimpulse verkürzt, beim Voreilen der Taktsignalfolge dagegen zum intermittierten Absenken der Taktfolgefrequenz einzelne Taktimpulse korrigierend verlängert.

2. Verfahren nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß bei der übertragung von mehr als zwei Frequenzen deren höchste und niedrigste als Kriterium dienen.

3. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase der Taktsignale um diskrete Werte gegenüber der Phasenlage der empfangenen Trägersignale verschoben wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als diskrete Werte ± ^ oder ± ~ gewählt werden.

5. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprüche, wobei der Ausgang des übertragungskanals mit einem Demodulator und mit einem Taktsignalgeber für die Demodulation verbunden ' ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Taktsignalgebers mit dem Takteingang einer Verknüpfungsschaltung (Lg) zur zeitlichen Korrektur der Weitergabe der Taktsignale verbunden ist, daß ein Sleuereingang/mehrere Steuereingänge der Verknüpfungsschaltung (Lg) vom Ausgang des Demodulators gespeist wird/werden und daß die phasenkorrigierten Taktsignale vom Ausgang der Verknüpfungsschaltung (Lg) zu einem Hilfseingang des Demodulators (Dem) geführt werden.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktsignalgeber einen auf alle für die übertragung verwendeten Frequenzen abgestimmten Bandpaß (BP) und einen phasenstarr gekoppelten Oszillator (Osz) enthält.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß für mindestens zwei der verwendeten Frequenzen (/,, f₂) je ein Steuereingang der Verknüpfungsschaltung (Lg) vorgesehen ist und daß jedem Steuereingang ein auf die jeweilige Frequenz (/,,/^abgestimmtes Durchlaßfilter (Fit, FiI) und je eine Quadrierschaltung (Ql, Ql) vorgeschaltet sind.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß dem Demodulator (Dem) ein auf die demodulierten Signalfrequenzen abgestimmtes Tiefpaßfilter (7'P) nuchgcschaltet ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8. dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungsschaltung (Lg) aus binären Schalt· gliedern besteht.

Jlicr/u 4 Blatt Zeichnungen