DE1462500C - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Frequenz- und Phasensteuerung eines ersten Signales durch ein zweites Signal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung der Frequenz und Phase eines von einem Generator veränderlicher Frequenz abgegebenen ersten Signals durch ein zweites Signal mitttels einer Steuerschleife, in welcher während jeder Periode des ersten Signals ein charakteristischer Zeitpunkt dieses Signals mit einem charakteristischen Zeitpunkt des zweiten Signals verglichen wird, wobei der Vergleich ein Fehlersignal ergibt, dessen Polarität eine Funktion der Richtung des die charakteristischen Zeitpunkte trennenden Zeitabstandes ist und das integrierte Fehlersignal an einem die Frequenz des Generators steuernden Organ anliegt. Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens und geht dabei von einer Schaltungsanordnung mit einer Steuerschleife aus, die einen das erste Signal erzeugenden. Generator veränderlicher Frequenz mit einem Frequenzsteuereingang aufweist, sowie eine erste Vergleichsschaltung mit einem oder mehreren ersten Eingängen und einem oder mehreren zweiten Eingängen, von denen mindestens einer der ersten Eingänge mit einem der Ausgänge des Generators und mindestens einer der zweiten Eingänge mit einer das zweite Signal liefernden Klemme verbunden ist und deren Ausgang den Frequenzsteuereingang des Generators speist, wobei diese erste Vergleichsschaltung folgende Baugruppen umfaßt:

einen das Fehlersignal liefernden ersten Vergleicher, dessen Eingänge die Eingänge der ersten Vergleichsschaltung bilden,

eine vom ersten Vergleicher gespeiste Integrierschaltung, deren das integrierte Fehlersignal liefernder Ausgang den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung bildet.

Bei derartigen Verfahren und den entsprechenden Schaltungen wird üblicherweise ein Fehlersignal erzeugt, das die Frequenz- oder Phasenabweichung der Signale anzeigt und die Frequenz und/oder Phase des ersten Signals in Abhängigkeit von der Größe des Fehlersignals in Richtung auf eine Verringerung der Abweichung ändert.

Eine solche Aufgabe stellt sich beispielsweise bei den bekannten Frequenzsyntesisern, bei denen ein frei schwingender Oszillator über eine Frequenzregelschaltung auf ein Frequenznormal, ζ. Β. auf das Oberwellenspektrum eines Quarzoszillators synchronisiert wird. Ein ähnliches Problem ergibt sich bei Satellitennachrichtenverbindungen. Bei bestimmten derartigen Systemen erzeugt die Bodenstation impulsförmige Abfragesignale mit einer ganz bestimmten Impulsfolgefrequenz. Der verfolgte Satellit besitzt eine Antworteinricntung, die durch den Empfang der Abfragesignale ausgelöst wird und Signale genau gleicher Frequenz sendet, die mit Entfernungsmeßinformationen od. dgl. moduliert werden.

In den für die Synchronisierung verwendeten Schaltungen wird vielfach die Phase der beiden miteinander zu synchronisierenden Signale verglichen, das sich ergebende Phasenfehlersignal wird integriert, und das integrierte Fehlersignal wird dem Frequenzregeleingang eines Oszillators zugeleitet, dessen Ausgangssignal das erste, nunmehr auf das zweite Signal synchronisierte Signal darstellt.

Die praktische Durchführung dieses theoretisch einfachen Verfahrens stößt jedoch auf ernsthafte Schwierigkeiten, wenn an die Leistungsfähigkeit der

35 entsprechenden Schaltung überdurchschnittliche Anforderungen gestellt werden.

Wenn nämlich die Schaltung zu arbeiten beginnt, kann die Frequenz des ersten Signals beträchtlich von der des zweiten Signals verschieden sein. Um die Frequenz des ersten Signals zunächst einmal der Frequenz des zweiten Signals anzupassen, ist ein entsprechend großer Fangbereich der Schaltung erforderlich. In der sich^an die Frequenzangleichung anschließenden Phasehsynchronisierung muß die Phase des ersten Signals in genauer und konstanter Übereinstimmung mit der Phase des zweiten Signals gehalten werden. Die Forderung an eine derartige Schaltung lautet also, daß einerseits anfänglich in ihrer Frequenz stark voneinander abweichende Si- "'■ gnale so schnell wie möglich zuverlässig in Synchronismus gebracht werden müssen und andererseits der einmal hergestellte Zustand des Phasensynchronismus mit hoher Genauigkeit und Stabilität auch bei starkem Phasenrauschen oder anderen, das zweite oder Eingangssignal beeinträchtigenden Störungen aufrechterhalten soll. Die Phasennachführung muß hierzu mit großer Empfindlichkeit erfolgen.

Aus der deutschen Patentschrift 1 020 067 ist ein Verfahren zur Synchronisierung zweier von räumlich getrennten Stationen ausgestrahlten, Hochfrequenzträgern aufmodulierten Impulsfolgen bekannt, bei dem in der Tochterstation ein Hochfrequenzoszillator vorgesehen ist, dessen Frequenz wenigstens angei nähert mit der Hochfrequenz der Mutterstation übereinstimmt und bei dem die von dem Oszillator der Tochterstation abgeleitete Impulsfolge zur Tastung dieses Hochfrequenzoszillators dient, derart, daß der Hochfrequenzoszillator mit Eintreffen eines jeden Impulses jeweils neu anschwingt. Hierdurch werden zwar die Schwierigkeiten vermieden, die sich bei großen Frequenzabweichungen ergeben. Nachteilig ist daran aber, daß der Synchronismus der Impulsfolge bzw. des ersten und des zweiten Signals nicht direkt, sondern nur über den Umweg eines zusätzlichen Hochfrequenzoszillators hergestellt werden kann.

Weiterhin ist aus der deutschen Auslegeschrift 1183 537 ein Frequenzdiskriminator zum Vergleich zweier Signale zwecks Herbeiführung einer sehr geringen Frequenzabweichung derselben bekannt, bei dem das Fehlersignal zur Steuerung der Frequenz des einen oder des anderen Signals durch deren Überlagerung in zwei Mischstufen und darauffolgende nochmalige Überlagerung der beiden Mischprodukte gewonnen wird. Dieses aufwendige Verfahren setzt nicht nur sinusförmige Signale voraus, sondern ist darüber hinaus nicht zur Phasensynchronisierung verwendbar.

Eine Frequenzregelschaltung zur Synchronisierung der Frequenz eines zu stabilisierenden veränderbaren Oszillators auf die Frequenz eines anderen Oszillators ist aus der deutschen Auslegeschrift 1140 969 bekannt. Zur Erhöhung des Fangbereiches enthält diese Schaltung außer dem üblichen Diskriminator zur Erzeugung der Frequenzregelspannung einen Wobbelgenerator, dessen Ausgangsspannung dem Frequenzsteuereingang des zu synchronisierenden Oszillators auf einem vom Regelweg unabhängigen Weg zugeführt wird. Hat sich die vom Wobbelgenerator geführte Frequenz des regelbaren Oszillators der Frequenz des anderen Oszillators so weit angenähert, daß die normale Regelschleife zu arbeiten be-

ginnt, dann wird der Wobbelgenerator über die Fehlerspannung, die nun an Stelle der Wobbelgeneratorausgangsspannung den regelbaren Oszillator nachführt, stillgesetzt. Auch diese Schaltung ist jedoch nicht für impulsförmige Signale geeignet.

Dagegen ist aus der Fernsehempfängertechnik eine Schaltung zur Phasensynchronisierung impulsförmiger Signale, nämlich der aus dem Horizontalkippgenerator des Empfängers kommenden Impulse mit den vom Sender kommenden Horizontalimpulsen be- ίο kannt (Funkschau, 1957, Heft 16, S. 447). Hierzu werden die differenzierten Impulse des ersten Signals in einem Phasendiskriminator mit den durch Integration in eine Sägezahnspannung umgewandelten Impulsen des zweiten Signals verglichen und die so gewonnene Fehlerspannung als Regelspannung für den die zweiten Impulse erzeugenden Horizontalkippgenerator verwendet. In dieser Schaltung machen sich die i?C-Glieder, insbesondere jene zur Integration der Fehlerspannung, nachteilig bemerkbar. Dies äußert sich darin, daß der Fangbereich der Synchronisierungsschaltung erheblich kleiner als der Haltebereich ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, unter Vermeidung der den bisher bekannten Verfahren anhaftenden. Mangel ein Verfahren der eingangs genannten Art und eine Schaltungsanordnung zu seiner Durchführung zu schaffen, das insbesondere auch bei hohen anfänglichen Frequenzunterschieden zwischen den beiden Signalen sehr schnell den Zustand des Frequenz- und Phasensynchronismus herstellt und diesen Synchronismus auch bei schwachen und gestörten Eingangssignalen exakt einhält.

Diese Aufgabe ist bei dem hier vorgeschlagenen Verfahren erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zur Vermeidung eines Polaritätswechsels des Fehlersignals während des Suchbetriebes und der daraus folgenden Unwirksamkeit der Steuerschleife die Phase des ersten Signals zu Beginn jeden Steuervorganges derart eingestellt wird, daß beim ersten Erscheinen des zweiten Signals und anschließend in vorbestimmten Zeitintervallen die charakteristischen Zeitpunkte des ersten Signals mit denen des zweiten Signals zusammenfallen und so Phasengleichheit zwischen dem ersten Signal und dem zweiten zwangläufig gebildet wird, und daß diese zwangläufige Phaseneinstellung unterdrückt wird, wenn der Frequenzunterschied der beiden Signale genügend klein geworden ist, um durch Nachführung des Generators veränderlicher Frequenz ein Zusammenfallen der beiden Signale zu erzielen.

Der Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens liegt in der Umgehung der Schwierigkeit, die sich aus der Wirkung der auf Grund der Überlagerung der unterschiedlichen Signalfrequenzen entstehenden Schwebung ergibt. Diese Schwebung, die gleich der Differenz der beiden Frequenzen ist, begrenzt nämlich infolge der daraus resultierenden periodischen Umkehr des Vorzeichens des Fehlersignals bei den bekannten Synchronisierschaltungen die maximal zulässige Phasenabweichung, d. h. den Fangbereich, innerhalb dessen diese Schaltungen noch wirksam werden.

Die erfindurigsgemäße Schaltungsanordnung der einleitend angegebenen Gattung zur Durchführung des Verfahrens' zeichnet sich dadurch aus, daß der Generator einen Setzeingang für die Phase des ersten Signals aufweist und daß die Schaltungsanordnung weiterhin eine zur Erzielung der zwaiigläufigen Phasengleichheit des ersten Signals mit dem zweiten Signal dienende Steuerschaltung aufweist, deren Eingang an der das zweite Signal liefernden Klemme liegt und deren mit dem Setzeingang verbundener Ausgang eine Impulsreihe liefert, wobei der erste Impuls dem ersten Erscheinen des zweiten Signals entspricht und die weiteren Impulse durch eine vorbestimmte Anzahl von Perioden desselben voneinander getrennt sind, und schließlich daß die Schaltungsanordnung noch eine Steuerschaltung zur Unterdrükkung der zwangläufigen Phasengleichheit aufweist, welche aus folgenden Gruppen aufgebaut ist:

aus einer zweiten Vergleichsschaltung, deren erster Eingang mit dem Ausgang des das erste Signal liefernden Generators verbunden ist und deren zweiter Eingang mit der das zweite Signal liefernden Klemme verbunden ist,

aus einer zweiten Int.egrierschaltung, die von der zweiten Vergleichsschaltung gespeist wird, und aus einer zwischen den Ausgang der Phasensteuerschaltung und den Phasensetzeingang des Generators geschalteten ersten Torschaltung, deren Steuereingang von der zweiten Integrierschaltung gespeist wird, wobei die Torschaltung geöffnet bleibt, solange der Pegel des an ihrem Steuereingang liegenden Signals niedriger als ein vorbestimmter Schwellwert ist und gesperrt wird, wenn dieser Schwellwert infolge eines an.-; nähernden Zusammenfallens der. zwei Signale überschritten wird.

Mit dieser Schaltung wird somit bei anfänglichen großen Frequenzunterschieden der beiden Signale zunächst eine zwangläufige Phasengleichheit zwischen diesen hergestellt und damit eine Vorzeichenumkehr des Fehlersignals zufolge der Schwebungsfrequenz, die ein Erreichen des Synchronismus unmöglich machen würde, vermieden; bei auf diese Weise erzielter hinreichender Annäherung der Frequenzen beider Signale wird der Schaltungsteil für die Herstellung der zwangläufigen Phasengleichheit außer Betrieb gesetzt und der Oszillator bis zum Erreichen des endgültigen Phasensynchronismus nachgezogen. Eine vorteilhafte Ausführungsform dieser Schaltungsanordnung, in welcher der Generator aus einem frequenzveränderlichen Oszillator und einem diesem nachgeschalteten, als Frequenzteiler wirkenden Zähler besteht, wobei der Oszillator einen Frequenzsteuereingang und der Zähler einen Phasensetzeingang aufweisen, zeichnet sich dadurch aus, daß der erste Vergleicher aus einem zweiten und einem dritten UND-Tor gebildet ist, deren jedes zwei Eingänge aufweist, wobei die ersten Eingänge mit dem Zähler verbunden sind und die zweiten, an der das zweite Signal liefernden Klemme liegen, wobei die das impulsförmige Fehlersignal liefernden Ausgänge der Torschaltungen mit den Eingängen der ersten Integrierschaltung verbunden sind, deren Ausgang den Frequenzsteuereingang des Oszillators speist, daß weiterhin die Phasensteuerschaltung einen umschaltbaren Schalter aufweist, dessen erster Triggereingang, der die Umschaltung von seinem ersten in seinen zweiten Zustand auszulösen erlaubt, an der das zweite Signal liefernden Klemme liegt, wobei der Schalter nach einem Zeitintervall bestimmter Länge in seinen ersten Zustand zurückkehrt und wobei der Ausgang des Schalters am Signaleingäng des Tores

liegt, dessen Ausgang den Phasensetzeingang des Zählers speist, und daß schließlich die zweite Vergleichsschaltung aus einem vierten UND-Tor gebildet ist. dessen Ausgang über die zweite Integrierschaltung den Stcuereingang der ersten Torschaltung speist. Eine Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß das integrierte Felilersignal. das dem Organ zur Frequenzsteuerung des das erste Signal liefernden Generators zugeführt wird, einen ersten relativ großen Wert besitzt, wenn der Frequenz- und Phasenabstand zwischen dem ersten und dem zweiten Signal größer als ein vorbestimmter Wert ist, und daß es einen zweiten, relativ kleinen Wert besitzt, wenn der Frequenz- und Pliasenabstand kleiner als der vorbestimmte Wert ist. der gleich oder etwas größer als der ist, bei dem die zwangläufige Phasensteuerung abgeschaltet wird.

Die Schaltungsanordnung zur Ausführung des weitergebildeten Verfahrens weist eine Steuerschleife auf. die einem Generator veränderlicher Frequenz und eine erste Vergleichsschaltun» enthält, wobei der Generator veränderlicher Frequenz einen ersten Frequenzsteuereingang besitzt und das erste Signal liefert und die erste Vergleichsschaltung zwei Gruppen von Eingängen aufweist, wovon die erste mit dem Ausgang des Generators und die zweite mit einer das zweite Signal liefernden Klemme verbunden ist und der Ausgang der ersten Vergleichsschaltung den Frequenzsteuereingang des Generators speist. Sie ist dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vergleichsschaltung einen ersten und einen zweiten Vergleicher enthält, deren Eingänge die Eingänge der ersten Vergleichsschaltung bilden, und daß die Ausgänge der Vergleichcr eine erste Integrierschaltung speisen, deren Ausgang den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung bildet.

In der Zeichnung ist das erfindungsgemäße Verfahren an Hand beispielsweise gewählter Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und ihrer Teile sowie unter Zuhilfenahme erläuternder Diagramme veranschaulicht.

Fig. 1 zeigt eine graphische Darstellung der periodischen Vorzeichenumkehrung der Phasenabweichung zweier Signale mit verschiedener Frequenz in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

F i g. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

Fig. 3 A, 3B und 3C zeigen jeweils Signalformen in einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung bzw. im Fall einer nichtlinearen Steuerung und zwei verschiedenen Formen proportionaler Steuerung;

F i g. 4 zeigt eine graphische Darstellung einer mit Schwcbungsfrequenz erfolgenden Fehlersignalumkehrung in einem üblichen Synchronisationssystem;

F i g. 5 zeigt eine gleichartige graphische Darstellung des Fehlersignals, bei dem die Umkehrung durch die erfindungsgemäße Phaseneinstellung verhindert ist;

Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

F i g. 7 zeigt einen doppeltwirkenden Vergleicher und Integrator, der bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 6. verwendbar ist.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung liegen an einer Eingangsklemme 14 periodische Signale, die ihr von jeder beliebigen geeigneten Quelle zugeleitet werden können. Die Quelle der Eingangssignale kann ein fernliegender Sender sein, von dem die Signale über eine Radio- oder andere Verbindung erhalten werden. Die Quelle kann auch ein Steueroszillator sein. Die Eingangssignale können sinusförmig, rechteckig oder von anderer Gestalt sein, wobei hier angenommen wird, daß sie rechteckig sind. Die Frequenz des Eingangssignals wird als F₂ bezeichnet.

ίο Das System umfaßt weiterhin eine Schaltung zur Erzeugung des Ausgangssignals mit einem spannungsgesteuerten Oszillator 1, dem ein als Zähler ausgebildeter Frequenzteiler 2 nachgeschaltet ist. Der Oszillator 1 kann von jeder beliebigen geeigneten und üblichen Art sein, die eine Sinuswelle oder andere Wellenform erzeugt, deren Frequenz in einem bestimmten Bereich um einen Nominalwert / im Ansprechen auf eine Abstimmspannung abgestimmt werden kann, die dem Frequenzsteuereingang 20 des Oszillators zugeführt wird. Der Oszillatorausgang wird an den Eingang des Frequenzteilers 2 gelegt, der zwei komplementäre Ausgänge 16 und 17 hat. Wenn der Zähler 2 Eingangsimpulse mit der Ausgangsfrequenz / des Oszillators 1 empfängt, liefert sein Ausgang 16 rechteckige Impulse mit einer Wiederholungsfrequenz F₁, die gleich der Oszillatorfrequenz / geteilt durch die Zählkapazität des Zählers 2 ist. Der Ausgang 17 liefert gleichzeitig Rechteckimpulse mit der gleichen Wiederholungsfrequenz wie die der vom Ausgang 16 gelieferten Impulse, aber mit umgekehrter Phase oder Polarität wie durch die beiden oberen Diagramme (mit 16 und 17 bezeichnet) der Fig. 3A oder 3B gezeigt. Die Ausgangswellenformen, die an den Klemmen 16 und 17 erscheinen, werden als die Frequenzen +F₁ und -F₁ bezeichnet. Das +F,-Signal in diesem Beispiel stellt das »erste« oder Ausgangssignal, des Systems dar.

Das Eingangssignal der Frequenz F₂ wird durch ein übliches Differenzierglied mit Gleichrichter 3 geleitet, um an der Klemme 15 Spitzenimpulse einer Polarität, z. B. negativer zu erzeugen, wie durch die Linie 15 der Fig. 3A und 3B gezeigt.

Die Spitzenimpulse, die zeitlich mit den Vorderflanken der rechtwinkligen Eingangsimpulse zusammenfallen, werden Eingängen eines Paares von UND-Toren 4 und 5 zugeleitet, die zusammen mit dem nachstehend erwähnten Integrierglied 6 einen Phasenvergleicher bilden. Die UND-Tore 4 und 5 haben weitere Eingänge, die so verbunden sind, daß sie die -F₁- und +Fj-Signale von den Klemmen 17 und 16 empfangen.

Mit dem Diagramm in Fig. 3A ist ersichtlich, daß mit den angegebenen Polaritäten eine negative Spannungsspitze an der Endklemme 15 durch das UND-Tor 4 zur Endklemme 18 nur dann geleitet wird, wenn diese negative Spannungsspitze während eines negativen Zeitraumes der — Fj-Wellen auftritt; d. h. wenn das Fj-Signal gegenüber dem F₂-Signaj. voraus läuft. Sie wird durch das UND-Tor 5 zur Endklemme 19 nur geleitet, wenn die negative Spannungsspitze während eines negativen Zeitraumes der + Fj-Wellenform auftritt, d.h., wenn das F₁-Signal in der Phase gegenüber dem F₂-Signal nachläuft. In Fig. 3A ist die zweite F₂-Spitze auf Linie 15 gegen-

über dem Fj-Signal vorauslaufend gezeigt. Die dritte F₂-SpItZC ist gegenüber dem Fj-Signal nachlaufend, während die erste F,-Spitze im wesentlichen synchron zur Vorderflankc des Fj-Signals liegt.

Die Impulse an den Klemmen 18 und 19 werden dem Eingang des Integrators 6 parallel zugeführt. Dabei werden die Impulse an einer Endklemme, z. B. 19, zuerst umgekehrt, indem sie durch eine hier nicht gezeigte Umkehrschaltung geleitet werden. Der Integrator 6 kann von jeder beliebigen geeigneten Form sein, wovon eine bevorzugte später im einzelnen noch beschrieben wird. Zur Vereinfachung genügt es, den Integrator 6 als Kapazität anzusehen, die in einer

richtiges Vorzeichen aufweist, wie in dem nicht schraffierten Bereich nach Fig. 1, kehrt sich die Phasenfehlerspannung um, bevor die Synchronisation erreicht worden ist. Derartige Umkehrungen wieder-5 holen sich dann unendlich oft. Das heißt, das System sucht um einen fehlerhaften Frequenzwert des Ausgangssignals herum.

Dies ist klarer aus F i g. 4 zu verstehen. Die oberste Linie stellt das Rechteck-Ausgangssignal der Fre-

Ladeschaltung vorhanden ist, um eine Ladungser- io quenz F₁ dar, das an der Endklemme 16 des Frehöhung einer Polarität, in diesem Falle negativ, zu quenzteilers 2 erscheint. Die zweite Linie der Tabelle empfangen, wenn ein Impuls von der Klemme 18 an- stellt die Eingangssignalspitzen bei der Frequenz F₂ gelegt wird. Bei Anlegen eines ausgeblendeten um- dar, die bei der Endklemme 15 auftreten. Die Ausgekehrten Impulses von der Klemme 19 empfängt der gangsfrequenz F₁ wird als etwas höher angenommen Integrator eine Ladungserhöhung umgekehrter, in 15 als die Hingangsfrequenz F₂. Der Phasenfehler, der diesem Falle positiver Polarität. durch die Zeitverschiebung zwischen einer F₂-Spitze

Das Ausgangssignal des Integrators 6 ist eine und der nächsten Vorderflanke eines Fj-Impulses Gleichspannung, die zu jedem beliebigen Zeitpunkt dargestellt wird, ändert periodisch sein Vorzeichen, dem Pegel der Gesamtladung der Integrationskapa- So sind positive Phasenverschiebungen in einer Richzität entspricht. Diese Gesamtladung stellt ihrerseits 20 tung und negative Phasenverschiebungen in der das Zeitintegral aller angelegten Ladungserhöhungen anderen Richtung schraffiert gezeigt. Die Periode dar. Solange die Fj-Ausgangs- und F₂-Eingangssi- der Umkehrung im Vorzeichen des Phasenwinkels gnale synchron sind, behält die Integratorausgangs- ist gleich der Schwebungsperiode und umgekehrt spannung einen konstanten Pegel bei, da dann die proportional dem Zeitunterschied zwischen den positiven und negativen Ladungszuführungen einan- 25 Zyklusperioden der Eingangs- und Ausgangssignale, der aufheben. Sollte das Signal in der einen oder Wenn T₁ die Periode des Ausgangssignals anderen Richtung nicht mehr synchron sein, wobei
das Fj-Signal gegenüber dem F₂-Signal voraus- oder
nachläuft, nimmt die integrierte Ausgangsspannung
vom Integrator 6 einen positiven oder negativen Wert 30
an. Die Ausgangsspannung des Integrators 6 liegt an
dem Frequenzsteuereingang 20 des Oszillators 1 an.
Demgemäß behält die Oszillatorfrequenz / einen konstanten Wert, wenn die Eingangs- und Ausgangssignale synchron sind. Im Falle einer Phasenverschie- 35
bung zwischen den beiden Signalen erzeugt die Ver-

(T₁ = 1/F₁) und T₂ die Periode des Eingangssignals (T₂ = 1/F₂)

ist, dann ergibt sich die Schwebungsperiode Tß durch das bekannte Verhältnis:

_ T₁*

änderung der Integratorausgangsspannung, eine entsprechende Änderung der Oszillatorfrequenz, wobei die Richtung der Änderung von der Richtung der Phasenverschiebung abhängt.

Die im vorhergehenden beschriebene Phasensperrschaltung ist in der Lage, einen Phasensynchronismus zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen einwandfrei aufrechtzuerhalten und einen Frequenz-

AT

(1)

worin AT = T₂-T₁ ist. Daher sind die Schwe-40 bungsperiode und die Periode der Vorzeichenumkehr der Phasenverschiebung länger, wenn die Ausgangs- und Eingangssignalfrequenzen näher aneinanderliegen. In der dritten Linie der F i g. 4 ist der größte Teil eines vollen Zyklus T_B der Schwebung

Synchronismus zu erreichen unter der Voraussetzung, 45 als Sinuskurve gestrichelt dargestellt. Die Fehlerdaß der Unterschied in der Frequenz zwischen den spannungen, die dem Integrator 6 zugeführt werden, beiden Signalen nicht zu groß ist. Sollte jedoch der sind als Impulse mit konstanter Amplitude gezeigt, Frequenzunterschied über eine gewisse Größe hin- die in Übereinstimmung mit dem Eingangsimpuls ausgehen, die z. B. etwa 2% der Eingangssignalfre- auftreten, wobei das Vorzeichen der Fehlerspanquenz betragen kann, ergibt sich eine ernsthafte 50 nungsimpulse abwechselnd positiv und negativ in Schwierigkeit. Diese ist im wesentlichen auf die peri- aufeinanderfolgenden Halbperioden der Schwebung odische Zeichenumkehrung (s. Fig. 1) der Phasen- ist.

verschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssi- Die Wirkung eines Synchronisationssystems beim

gnal zurückzuführen. Verändern der Frequenz des Ausgangssignals, bis sie

In F i g. 1 stellt die lineare Sägezahnkurve die Ver- 55 gleich der Frequenz des Eingangssignals ist, erfordert änderungen des Phasenwinkels zwischen den Ein- eine Zeitspanne, die grob proportional dem anfänggangs- und Ausgangssignalen über der Zeit dar. Der
Phasenwinkel ändert sich zyklisch mit einer Periode,
die gleich der Schwebungsperiode T_B der beiden Frequenzen F₁ und F₂ ist. Da sich der Phasenwinkel 60 quenz des Oszillators 1 und der Phasenlage des periodisch im Vorzeichen ändert, wirkt das Fehler- F₁-Ausgangssignals. Es_bedarf daher einer wesentsignal in den Zeiträumen, in denen der Phasenwinkel
ein Vorzeichen, z. B. negatives, aufweist, derart, daß
es die Phasenverschiebung zwischen den Ausgangsund Eingangssignalen erhöht, anstatt sie zu verrin- 65 ändern, der genügt, um die gewünschte Synchronigern. Wenn das System nicht in der Lage ist, eine sation zu erreichen.

Synchronisation innerhalb eines halben Zyklus der Wenn die Zeitspanne, die das System benötigt,

Schwebung zu erreichen, bei dem der Phasenwinkel um die Synchronisation zu erreichen, länger sein

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liehen Frequenzunterschied ist. Insbesondere bewirkt jede Änderung der Ausgangsspannung des Integrators 6 nur eine entsprechende Änderung der Fre-

lichen Anzahl solcher Fehlerspannungen und daher einer entsprechenden Anzahl von F₂-Eingangsimpulsen, um die Ausgangsfrequenz um einen Wert zu

sollte als die Hälfte der Schwingungsperiode, d. h. langer als

V« T_B =

so daß sich das Vorzeichen der Fehlerspannung ändert, bevor die Synchronisation erreicht ist, kehrt sich die Richtung der Änderung der Oszillatorausgangsfrequenz ebenfalls um. Derartige Umkehrungen finden bei jeder Halbperiode der Schwebung statt und ergeben den erwähnten Sucheffekt, wobei das System unfähig ist, jemals die Synchronisation zu erreichen.

Zur Vermeidung dieses Sucheffektes ist es notwendig, den absoluten Wert jeder Fehlerspannung zu erhöhen, um die zur Synchronisation erforderliche Zeitspanne derart zu verringern, daß sie kleiner als eine Halbperiode der Schwebung ist. Dies ist jedoch nicht allgemein durchführbar, weil eine Erhöhung der Fehlergröße die Genauigkeit und Stabilität des Systems, insbesondere bei Rauschen, verringern. Daher ist das bisher beschriebene System während des anfänglichen Aufnahmestadiums fehlerhaft, wenn es erforderlich sein kann, große Anfangsabweichungen zwischen den Signalfrequenzen zu korrigieren.

Es sei noch darauf hingewiesen, daß die Vergleicher-UND-Tore und der Integrator als nichtlinear, digital arbeitend angenommen wurden. Die Ausgangsspannungen des Integrators 6 sind dann konstant, dem zu korrigierenden Phasenwinkel proportional. Bei einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann der Vergleicher proportionale Fehlerspannungssignale zumindest innerhalb eines Bereiches von Phasenwinkeln erzeugen, der nicht über eine gewisse Grenze im Absolutwert hinausgeht. Die Eingangsimpulse können der Klemme 15 als Rechteckimpulse geeichter Breite mit der Frequenz F₂ (wie bezüglich F i g. 6 beschrieben) anstatt als differenzierte Spitze zugeführt werden. In Fig. 3B sind die Eingangsimpulse auf Linie 15 negative Viereckimpulse mit geeichter Breite. Der erste der drei gezeigten Eingangsimpulse fällt mit seiner Mitte m mit entsprechenden Vorder- und Rückflanken der ± F₁-ImPuISe zusammen. In diesem Fall sind die Impulse, die an den Endklemmen 18 und 19 auftreten, mit gleicher Breite dargestellt. Die Mitte des zweiten Eingangsimpulses ist dabei gegenüber den genannten Flanken vorauslaufend. In diesem Falle ist der Impuls an der Klemme 18 breiter und an der Klemme 19 entsprechend schmaler. Die umgekehrten Bedingungen treffen für den dritten gezeigten Eingangsimpuls zu. Bei dieser Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist das Fehlersignal des Vergleichers im wesentlichen proportional der Phasenverschiebung, unter der Voraussetzung, daß die Phasenverschiebung nicht über die Hälfte der Breite r des Eingangsimpulses hinausgeht. Wenn jedoch die Phasenverschiebung über + τ 12 hinausgeht, bleibt einer der Impulse bei 18,19 gleich Null, während der andere einen konstanten Höchstwert unabhängig von weiteren Erhöhungen der Phasenver-Schiebung beibehält. Das heißt die Fehlerspannungen sind dann mengenmäßig bestimmt. Die Arbeitsweise des Systems wird dann nichtlinear und vollständig gleich dem an Hand von Fig. 3A beschriebenen Betrieb. ■■■...

In F i g. 3 C ist eine weitere Art der proportionalen Steuerung, wie sie bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung verwendbar ist, dargestellt. Hier ist die ansteigende Flanke eines der beiden komplementären rechteckigen Ausgangssignale, beispielsweise -F₁, um r verzögert dargestellt. Dafür kann jede geeignete Verzögerungsschaltung verwendet werden. Die so abgewandelte Wellenform ist in F i g. 3 C mit -F₁' bezeichnet. Die Eingangssignale, die am Anschluß 15 auftreten, sind rechteckige Impulse mit der geeichten Breite r. Sie besitzen hier positive Polarität. Im Falle eines phasengenauen Eingangsimpulses F₂, wie bei 1 in F i g. 3 C, ergibt keines der Tore 4 und 5 ein Ausgangssignal an den entsprechenden Klemmen 18 und 19. Im Falle eines Eingangsimpulses F₂ mit vorlaufender Phase, wie bei 2 in F i g. 3 C, tritt ein Impuls an der Klemme 19 auf. Im Falle eines Eingangsimpulses mit nachlaufender, wie bei 3 in F i g. 3 C, erscheint ein Impuls an der Klemme 18. Die Impulse, die an den Klemmen 18 und 19 erscheinen, entsprechen in der Breite der Phasenverschiebung des Eingangsimpulses, solange diese nicht über ±τ hinausgeht.

Während bei all den beschriebenen Ausführungsformen komplementäre rechteckige Wellenformen vom Ausgangssignal bei der Frequenz F₁ abgeleitet und mit den Eingangssignalen F₂ in Impulsen zeitlich verglichen werden; so betrifft doch die Erfindung auch die umgekehrten Anordnungen, bei denen komplementäre rechteckige Wellenformen von den Eingangssignalen F₂ abgeleitet und mit Impulsen verglichen werden, die von den Ausgangssignalen F₁ abgeleitet sind. „.

An Hand von F i g. 2 wird eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung beschrieben, bei denen der Suchvorgang vollständig ausgeschaltet wird. Wie gezeigt, werden die differenzierten Eingangsimpulse der Frequenz F₂ an der Endklemme 15 dem Eingang einer bistabilen Kippstufe 11 zugeleitet, deren eingestellter Ausgang über ein Differenzierglied 12 mit einem Eingang eines UND-Tores 13 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Tores 13 ist mit dem Rücksetzeingang 21 des Zählers 2 verbunden, der das Ausgangssignal F₁ erzeugt. Die bistabile Kippstufe 11 ist mit ihrem anderen Eingang mit dem Ausgang eines binären Zählers 10 verbunden, dessen Eingang mit dem Ausgang des Differenziergliedes 3 verbunden ist. Die vorstehend beschriebene Schaltung arbeitet wie folgt:

Ein anfänglicher Eingangsimpuls, der an der Eingangsklemme 14 auftritt, wird im Differenzierglied 3 differenziert. Die sich durch seine Vorderflanke ergebende Spitze schaltet die Kippstufe 11 ein. Das Einschalten der Kippstufe 11 erzeugt eine z. B. negative Spannung an ihrem Ausgang. Dieser Spannungssprung wird in dem Differenzierglied 12 differenziert, um eine negativ verlaufende Spitze zu erzeugen, die einem Eingang des UND-Tores 13 zugeleitet wird. Das Tor 13 ist, wie später beschrieben, zu diesem Zeitpunkt geöffnet. Das Tor 13 liefert daher einen Ausgangsimpuls, der dem Rücksetzeingang 21 des Zählers 2 zugeführt wird. Der Zähler wird dadurch auf Null zurückgestellt und beginnt wieder zu zählen, wobei er mit dem nächsten Impuls beginnt, den er vom Oszillator 1 empfängt. Daher wird die Phase des Ausgangssignals F₁, das am Anschluß 16 auftritt, auf den Zeitpunkt eingestellt, an dem der anfängliche Eingangsimpuls F₂ auftritt, so daß in diesem anfänglichen Zeitpunkt das Ausgangssignal in seiner Phase mit der Phase des Eingangssignals übereinstimmt, mit der Ausnahme der kleinen konstanten

Verzögerung, die durch die unvermeidliche Stromlaufverzögcrung verursacht wird.

Gleichzeitig mit der Einstellung der Kippstufe 11 wird die durch die Vorderflanke des anfänglichen Eingangsimpulses erzeugte Spitze dem Zähler 10 zugeführt, um eine Zählung der Eingängsimpulse einzuleiten. Bei Erreichung und Überschreitung der Zählerkapazität liefert der Zähler 10 ein Ausgangssignal, das die Kippstufe 11 zurückstellt. Die Rückstellung der Kippstufe nimmt keinen Einfluß auf andere Schaltungsgruppen. Die Kippstufe kann jetzt wieder von dem nächsten Impuls F₂ in die andere Lage gebracht werden. Bei dieser weiteren Einstellung wird der Zähler 2 neu eingestellt und die Ausgangssignale F₁ wieder in Phase zu den Eingangssignalen gebracht. Der Zähler 10 beginnt wieder das Zählen der Eingangsimpulse.
. Die Zählkapazität des Zählers 10 ist vorher so festgelegt, daß der Zählzeitraum etwas kürzer ist als die Hälfte des Wertes, der durch die Schwebungsperiode T_B für die erfaßte Maximalabweichung zwischen den Eingangs- und Ausgangsfrequenzen F₁ und F₂ angenommen wird. Die tatsächliche Zählkapazität des Zählers 10 kann am besten verstellbar gemacht werden, wie schematisch durch einen Pfeil 26 angedeutet.

Die Betriebsweise der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung wird nun an Hand von F i g. 5 erläutert. Die drei Diagramme haben gleiche Bedeutungen wie die entsprechenden Diagramme in Fig. 4. Wie gezeigt, ist die Vorderfianke 28 des ersten Ausgangsimpulses F₁ im wesentlichen synchron mit einem Impuls 29 der Impulse F.,. Es kann angenommen werden, daß diese anfängliche Synchronisierungswirkung auf die Vorlaufwirkung durch die differenzierte Vorderflanke des ersten hereinkommenden Impulses der Kippstufe 11 zurückzuführen ist, wie durch einen Pfeil 33 gezeigt. Danach sind die drei Diagramme der Fig. 5 identisch mit den entsprechenden Diagrammen der F i g. 4 innerhalb einer ersten positiven Halbwelle 30 der Schwebungsfrequenz. Das heißt, die Vorderflanken der Ausgangsimpulse F₁ laufen mit ständig größer werdenden Phasenwinkeln gegenüber den folgenden Eingangsimpulsen F, infolge der angenommenen Frequenzab- weichung vor. Demgemäß, und wie in F i g. 4 gezeigt, sind die Fehlerspannungen, wie 31, die von dem Vergleicher-UND-Toren geliefert werden, alle positiv. Eine kurze Zeit vor Beendigung der positiven Halbwelle 30 der Schwebung werden die Bedingungen geändert. Der Zähler hat seine Zählung der Eingangsimpulse F„ (im dargestellten Beispiel 4 Stück) beendet und einen Impuls über das Differenzierglied 12 und das Tor 13 zum Rücksetzeingang des Zählers 2 gesendet. Der Zeitpunkt des Auftretens dieses Rücksetzimpulses ist durch einen Pfeil 35 angezeigt. Als Folge werden die Ausgangsimpulse F₁, beginnend mit dem bei 32 gezeigten Impuls, wieder in Phasenübereinstimmung mit den hereinkommenden Impulsen F₂ zeitlich neu eingestellt. Die Phasenverschiebungen zwischen den Impulsen F₁ und F₂ gehen, anstatt die Richtung zu ändern wie in Fig. 4, in der gleichen Richtung wie vorher weiter. Die Fehlerspannungen ihrerseits bleiben, anstatt ihr Vorzeichen zu ändern, positiv, wie in der unteren Zeile der F i g. 5 gezeigt. Es muß darauf hingewiesen werden, daß durch diese Phaseneinstellung die Schwebung gleichgerichtet wird. In jedem Falle unterdrückt die Ausschaltung der Vorzeichenumkehrung die Suchwirkung bei großen anfänglichen Frequenzabweichungen zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalcn und gestattet die Verwendung kleiner Fehlerspannungen, die mit der hohen Präzision und Stabilität der Rückkopplungsschleife vereinbar sind.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 umfaßt weitere Mittel, durch die die vorstehend beschriebene Schaltung nur während des anfänglichen oder Aufnahmearbeitsganges arbeitet und abgeschaltet wird, nachdem eine wesentliche Synchronisation zwischen den Ausgangs- und Eingangssignalen erreicht worden ist und nachdem die darauffolgende Phasennachführung eingeleitet ist. Zu diesem Zwecke ist das UND-Tor 13, das bereits vorher erwähnt wurde, mit seinem zweiten Eingang mit dem Ausgang eines Kurzzeitintegriergliedes 9 verbunden, dessen Eingang mit dem Ausgang eines UND-Tores 8 verbunden ist. Pas UND-Tor 8 ist mit einem Eingang mit dem Ausgang des erwähnten Differenziergliedes 3 verbunden. Sein zweiter Eingang ist mit dem Ausgang eines Differenziergliedes 7 verbunden, das an seinem Eingang das Ausgangssignal von der Klemme 16 empfängt. Die Anordnung wirkt so, daß der zweite (obere) Eingang des UND-Tores 13 unter Strom gesetzt wird, solange das Integrierglied 9 keine merkliche Ausgangsspannung erzeugt, und stromlos gemacht wird, wenn das Integrierglied eine Ausgangsspannung zuführt, die über einen vorher bestimmten Pegel hinausgeht. Für diesen Zweck wird eine übffche Wandlerschaltung und ein Schmitt-Trigger (hier nicht gezeigt) in Serie zwischen dem Integrierglied 9 und dem oberen Eingang des UND-Tores 13 eingeschaltet.

Mit dieser Anordnung liegt in dem nichtsynchronen Zustand des Systems, wenn die Ausgangsund Eingangsfrequenzen F₁ und F., wesentlich voneinander abweichen, an dem UND-Tor 8 keine Koinzidenz oder bestenfalls nur eine gelegentliche isolierte Koinzidenz zwischen den Vorderflanken der Ausgangs- und Eingangssignale vor. Unter diesen Umständen erzeugt das Integrierglied 9 keine Ausgangsspannung oder eine nur sehr niedrige Ausgangsspannung, die ungenügend ist, um den oberen Eingang des UND-Tores 13 stromlos zu machen. Der obere Eingang des UND-Tores 13 bleibt ständig unter Strom. Der periodische Rücksetzimpuls wird zum Rücksetzeingang 21 des Zählers 2 geleitet, um periodisch die Ausgangsimpulse bezüglich der Eingangsimpulse wie vorstehend beschrieben wieder in Phase zu bringen. Wenn sich die Schaltungsanordnung dem synchronen Zustand nähert, in dem die Frequenzen und Phasen der Ausgangssignale nur wenig voneinander abweichen, fallen die Vorderflanken der beiden Signalreihen näher zusammen und an dem UND-Tor 8 beginnen längere Reihen aufeinanderfolgender Koinzidenzen zwischen diesen Vorderflanken vorzuliegen. Die sich ergebenden Ausgangssignale des Tores 8 werden im Integrierglied 9 integriert, um eine im wesentlichen integrierte Ausgangsspannung zu erzeugen. Der obere Eingang des UND-Tores 13 wird dann stromlos gemacht und der Phaseneinstellvorgang unterbrochen. Daher ist während der darauffolgenden Phasenverfolgung oder Nachführungsarbeit nur die obere Rückkopplungsschleife einschließlich der Vergleichsschaltung 23 wirksam. Der Betrieb setzt sich dann in der bereits beschriebenen Art fort.

1 H: U Δ OUU

In den meisten praktischen Fällen kann der Zähler 10 so gewählt werden, daß er eine Zählkapazität von Zwei mit zufriedenstellenden Ergebnissen hat. Das sich ergebende System ist dann in der Lage, erfolgreich anfängliche Frequenzabweichungen bis zu einer Oktave zu beseitigen. Eine derartige Frequenzabweichung ist viel größer, als sie bei üblichen Systemen vergleichbarer Art zulässig war.

Die folgende kurze Analyse zeigt jedoch, wie die Zählwirkung des Zählers 10 vorher bestimmt werden kann, um die gewünschte Wirkung des Phasenabgleichs in optimaler Art und Weise zu erreichen. Wenn der maximal zulässige Wert der relativen Frequenzabweichung, die während der Aufnahmephase des Betriebes eintreten kann, mit δ bezeichnet wird, dann ergibt sich:

δ = 1 -

(2)

oder mit J₂IF₁ = T₁ IT₂ und T₂ = T₁ + AT ergibt sich:

.4 ^T

Wenn N die Zählkapazität des Zählers 10 ist, dann ist die Zählzeit T_c des Zählers 10

(3)

Wie bereits früher erklärt, sollte die Zählzeit T_c etwas kleiner als eine halbe Schwingungsperiode zwischen den Ausgangs- und Eingangssignalen sein, "d. Ti.'

T_c<t/,T_B. (4)

Wenn die Gleichungen (2'), (3), (4) mit der Gleichung (1) verglichen werden, dann ergibt sich:

Ν<(1-δ)²/ιδ (5)

Wenn das System beispielsweise erfolgreich mit anfänglichen relativen Frequenzabweichungen von nur 5% (d. h. <5=O,O5) arbeiten soll, dann zeigt die Gleichung (6), daß N=8 ein geeigneter Wert für die Zählkapazität des Zählers 10 ist.

In der in Fig. 6 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist die bistabile Kippstufe 11 und der Zähler 10 durch eine monostabile Kippstufe ersetzt. Die Zeitkonstante der monostabilen Kippstufe, d. h. die Zeit, die erforderlich ist, damit sie wieder in ihren stabilen Zustand zurückfällt, kann in der beschriebenen Art vorherbestimmt werden, um die Zählperiode des Zählers 10 in Fi g. 2 festzulegen. Diese Änderung ist besonders geeignet für Fälle, bei denen die Eingangssignale in der Form kurzer intermittierender Signalgruppen mit Wiederholungsgeschwindigkeiten F₂ vorliegen, die durch verhältnismäßig lange Schweigeperioden voneinander getrennt sind, wie das häufig in Satelliten-Fernmeldesystemcn der Fall ist. Die Zeitkonstante der monostabilen Kippstufe kann dann so bestimmt werden, daß sichergestellt wird, daß sie vor Empfang des anfänglichen Impulses in jedem intermittierenden Impulszug wieder rückgestellt ist.

Es wurde so gezeigt, daß die Schaltungsanordnung nach F i g. 2 einschließlich der Schaltung zur Phaseneinstellung, die während des Betriebsbeginns arbeitet, in der Lage ist, in zuverlässiger Art und Weise eine Synchronisierung der Ausgangsfrequenz mit der Eingangfrequenz zu erreichen und danach eine Synchronisation während des Verfolgungs- oder Nachführungsbetriebes aufrechtzuerhalten. In einigen Fällen kann das System jedoch eine unangemessen

ίο lange Zeit brauchen, um die Frequenzsynchronisation zu erreichen. Um die Dauer der Synchronisation unter Einschaltung hoher Genauigkeit und Stabilität zu verringern, sind weitere erfindungsgemäße Maßnahmen vorgesehen.

Diese Verringerung der Dauer wird im wesentlichen erreicht durch Verwendung eines verhältnismäßig hohen Wertes der Fehlerspannung des Vergleichers während zumindest ein Teil des Synchronisationsvorganges und automatische Umschaltung auf eine niedrigere Fehlerspannung, wenn oder vorzugsweise kurz bevor die Synchronisation erreicht ist. Beispielsweise wird zunächst eine hohe Fehlerspannung verwendet, bis die Ausgangsfrequenz mit 1% Genauigkeit auf ihren richtigen Wert gebracht wurde.

Die Fehlerspannung wird dann auf einen niedrigeren Wert geschaltet, die Synchronisation fortgeführt, bis die Ausgangsfrequenz und Phase adf 0,1% Genauigkeit korrigiert wurden. Das System kann dann auf Verfolgungsbetrieb geschaltet werden, bei dem die niedrige Fehlerspannung ^vie in der vorangegangenen Betriebsstufe weiterhin verwendet wird, um die Phase des Ausgangssignals mit einer Genauigkeit von ungefähr ±10~⁷ synchron mit der des Eingangssignals zu halten. Eine Ausführungsform der erfin- dungsgemäßen Schaltungsanordnung mit dem beschriebenen dreistufigen Betrieb wird nun unter Hinweis auf Fig. 6 beschrieben.

Die in F i g. 6 gezeigte Schaltungsanordnung umfaßt einen spannungsgeregelten Oszillator 101, dessen Ausgang vorzugsweise durch einen Verstärker 121 mit dem Eingang eines Frequenzteilungszählers 102 verbunden ist. Der Zähler 102 liefert an einem Ausgang 116 eine Viereckspannung mit der Frequenz F₁ und an seinem anderen Ausgang 117 eine komplementäre Viereckwellenausgangsspannung mit der gleichen Frequenz aber mit umgekehrter Phase, die mit -F₁ bezeichnet wird. Eingangssignale mit der Frequenz F₂ werden der Eingangsklemme 115, z. B. in Form von Impulsen geeichter Breite T zugeleitet.

Die Ausgangsfrequenz +F₁ und -F₁ von den Ausgängen 116 und 117 werden entsprechenden Eingängen einer doppeltwirkenden Rückkopplungsschaltung 123 zugeleitet. Das Eingangssignal F₂ wird ebenso der Rückkopplungsschaltung 123 zugeführt zum Vergleich der Phasen der Eingangs^ und Ausgangssignale. Die Rückkopplungsschaltung 123 gibt eine Fehlerspannung auf die Leitung 120, die dem Frequenzsteuerungseingang des Oszillators 101 zugeführt wird.

Die Rückkopplungsschaltung 123 weist zwei Paare von Vergleicher-UND-Toren 104 bis 105 und 104', 105' und ein Integrierglied 106 mit zwei Eingängen auf. Das Integrierglied hat einen ersten Eingang 125 für niedrige Verstärkung, an dem die Ausgänge des ersten Paares der UND-Tore 104 und 105 parallel liegen, und einen zweiten Eingang 125' für hohe Verstärkungsfaktoren, an dem die Ausgänge des anderen Paares der UND-Tore 104' und 105' parallelliegen.

Die Ausgänge der Tore 105 und 105' sind mit den Eingängen des Integriergliedes 106 über Umkehrer oder Komplementärstromkreise 124 und 124' verbunden. Die Tore 104 und 104', haben erste Eingänge, die so geschaltet sind, daß sie das —Fj-Signal 5 von der Klemme 117 erhalten. Die ersten Eingänge der Tore 105 und 105' sind so geschaltet, daß sie das +Fj-Signal von der . Klemme 116 empfangen. Die Tore 104 und 104' haben zweite Eingänge, die so geschaltet 'sind, daß sie das F₂-Signal von der Eingangsklemme 114 empfangen. Die Tore 105 und 105' haben zweite Eingänge, die parallel geschaltet sind, um das Ausgangssignal eines weiteren Tores 140 zu empfangen, dessen einer Eingang so geschaltet ist, daß er das F₂-Signal von der Klemme 114 empfängt.

Das +Fj-Signal von der Klemme 116 und das Fg-Signal von der Eingangsklemme 114 werden durch entsprechende Differenzierglieder 107 und 103 geleitet. Der Ausgang des Differenziergliedes 103 ist mit dem Eingang einer monostabilen Kippstufe 111 ver-r bunden, deren Ausgang über ein Differenzierglied

112 mit einem Eingang eines UND-Tores 113 verbunden ist. Die Difterenzierglieder 107 und 103 sind weiterhin mit ihren Ausgängen mit den Eingängen eines UND-Tores 108 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Kurzzeitintegrators 109 verbunden ist. Der Integratorausgang ist parallel mit den Eingängen von zwei Schmitt-Triggern 142 und 144 verbunden, wobei der Schmitt-Trigger 142 einen niedrigeren Schwellenwert als der Schmitt-Trigger 144 hat. Der Schmitt-Trigger 142 ist mit seinem Ausgang über eine Umkehrschaltung 146 mit dem zweiten Eingang des UND-Tores 140 verbunden, während der Trigger 144 mit seinem Ausgang über eine Umkehrschaltung 148 mit dem anderen Eingang des UND-Tores 113 verbunden ist. Das UND-Tor

113 ist mit seinem Ausgang mit dem Rücksetzeingang 121 des Teilungszählers 102 verbunden.

Im Betrieb des Integriergliedes 106 veranlaßt ein Spannungsimpuls gegebener Größe, der dem Eingang 125 für niedrige Verstärkung zugeführt wird, die Abgabe einer Fehlerspannung am Ausgang 120, während ein Spannungsimpuls der gleichen Größe, der dem Eingang 125' für hohe Verstärkung zugeführt wird, die Abgabe einer Fehlerspannung größeren Wertes am Ausgang 120 veranlaßt.

Wenn bei Beginn des Betriebes die Ausgangsfrequenz F₁ wesentlich von der Eingangsfrequenz F₂ abweicht (z. B. mit einer relativen Frequenzabweichung von 10% oder mehr), tritt am UND-Tor 108 nur gelegentlich eine Koinzidenz zwischen den Vorflanken der Signale auf. Daher erzeugt der Integrator 109 keine Ausgangsspannung. Die Schmitt-Trigger 142 und 144 werden daher nicht betätigt. Dadurch, daß am Ausgang der Trigger 144 keine Spannung liegt, wird in der .Umkehrschaltung 148 eine , Spannung erzeugt, die an dem oberen Eingang des UND-Tores 113 anliegt. Unter dieser Bedingung arbeitet daher das UND-Tor 113, um Impulse zum Rücksetzeingang 121 des Zählers 102 in regelmäßigen Abständen zu senden, die von der Zeitkonstante der monostabilen Kippstufe 111 bestimmt werden. Die monostabile Kippstufe 111 nach Fig. 7, kann durch eine Kombination ersetzt werden, die eine bistabile Kippstufe 11 und einen Zähler 10, wie in Fig. 2 gezeigt, umfaßt.

Weiterhin liegt zu diesem Zeitpunkt durch das Fehlen einer Spannung am Ausgang des Schmitt-Triggers 142 durch die Umkehrschaltung 146 am Eingang des UND-Tores 140 Spannung. Die Eingangsimpulse F₂ werden daher durch dieses Tor zu den beiden UND-Toren 104' und 105' zu deren Phasenvergleich mit den Ausgangsimpulsen +F₁ geleitet. Die sich ergebenden Phasenfehlerspannungsimpulse werden dem Eingang 125' für hohe Verstärkung des Integriergliedes 106 zugeleitet. Im Ansprechen auf jeden Phasenfehlerimpuls wird die Fehlerspannung am Ausgang 120 des Integriergliedes 106 durch einen großen Wert in der einen oder anderen Richtung verändert. Als ein Ergebnis wird die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 1 mit einer verhältnismäßig hohen Geschwindigkeit verändert. Die Frequenz der Ausgangsimpulse +¹F₁ wird bei einer entsprechend schnellen Geschwindigkeit in ungefährem Synchronismus mit der Eingangsfrequenz F₂ eingestellt.

Nachdem diese schnelle Einstellung genügend fortgeschritten ist, um die Ausgangsfrequenz F₁ auf einen Wert zu bringen, der um weniger als etwa 1% von der Eingangsfrequenz F₂ abweicht, beginnt das UND-Tor 108 wiederholt Koinzidenzen zwischen den Vorderflanken der Ausgangs- und Eingangsimpulse festzustellen. Der Integrator 109 beginnt, eine entsprechende Ausgangsspannung zu erzeugen und den Schmitt-Trigger 142 auszulösen. Der Trigger 142 gibt jetzt eine Spannung ab, die von der Umkehrschaltung 146 in einen Nichtspannungszustand umgewandelt wird, wodurch das UND-Tor 140 stromlos gemacht wird. Die UND-Tore 104'-105' werden daher ausgeschaltet, und die Phasenvergleichswirkung zwischen den Ausgangs- und Eingangssignalen wird nunmehr lediglich von den UND-Toren 104-105 bewirkt, so daß die Phasenfehlerimpulse nur an dem Eingang 125 für niedrige Verstärkung des Integriergliedes 106 liegen. Der Ausgang des Integriergliedcs 120 liefert jetzt Fehlerspannungen niedrigen Wertes und bewirkt eine feine Frequenzverstellung des Oszillators 101, bis die Ausgangssignalfrequenz F₁ mit der Eingangsfrequenz /₂ bis auf eine Genauigkeit von 10~³ synchron ist.

Zu diesem Zeitpunkt liegen an dem UND-Tor 108 lange Serien wiederholter Koinzidenzen zwischen den Vorderflanken der Ausgangs- und Eingangsimpulse. Der Kurzzeitintegrator 109 liefert dann eine entsprechend hohe Ausgangsspannung, die genügt, um Schmitt-Trigger 144 mit höherer Schwelle auszulösen. Ausgangsspannung des Triggers 144 macht über die Umkehrschaltung 148 das Tor 113stromlos und unterbricht die Wirkung des Phasengliedes. Damit ist das System vom Aufnahmebetrieb auf den Verfolgungsbctrieb umgeschaltet. Darin wird ein genauer Frequenz- und Phasensynchronismus zwischen den Ausgangsimpulsen F₂ und den Eingangsimpulsen F₂ mit einer Genauigkeit von 10~° oder besser aufrechterhalten.

Eine beispielhafte Ausführungsform der doppeltwirkenden Rückkopplungsschaltung 123 wird jetzt unter Hinweis auf F i g. 7 beschrieben. Das UND-Tor 104 umfaßt zwei npn-Transistoren 202 und 204, deren Basen miteinander verbunden und positiv über einen Widerstand vorgespannt sind. Die Emitter der Transistoren 202 und 204 sind so geschaltet, daß sie die -F₁ und /^-Frequenzen empfangen. Die Kollektoren beider Transistoren sind gemeinsam mit der Basis eines Transistors 208 verbunden, dessen Emitter geerdet ist, während sein Kollektor positiv durch

109 646/65

einen Widerstand 209 vorgespannt und durch eine negativ gepolte Gleichrichterdiode 210 und einen Serienladungswiderstand 212 mit dem Eingang 125 mit niedrige Verstärkung des Integriergliedes 106 verbunden ist.

Beim Betrieb dieses Tores sind die Transistoren 202 und 204 normal leitend, und der Transistor 208 ist normal gesperrt vorgespannt. Beim gleichzeitigen Auftreten von positiven Flanken in den -F₁ und .^-Signalen, wie sie den Emittern der Transistoren 202 und 204 zugeführt werden, ist die kombinierte sich ergebende Spannung, die von beiden Transistoren zur Basis des Transistors 208 geleitet wird, genügend, um letzteren leitend zu machen, woraufhin die positive Spannung vom Widerstand 209 über den Transistor 208 nach Masse abgeleitet wird und einen negativen Impuls erzeugt, der durch die Diode 210 und den Widerstand 121 zum Eingang 125 des Integriergliedes 106 geleitet wird.

Das UND-Tor 105 ist in ähnlicher Art und Weise gebaut. Sein normalerweise gesperrter Ausgangstransistor (entsprechend 208) ist mit seinem Kollektor über einen Widerstand 214 mit der Basis eines pnp-Transistors 216 verbunden, der die Umkehrschaltung 124 darstellt. Der Transistor 216 ist mit seinem Kollektor positiv vorgespannt. Sein Emitter liegt über einem Widerstand 218 an Masse und ist über die in Durchlaßrichtung gepolte Diode 220 und den Eingangswiderstand 222 mit dem Eingang 125 des Integriergliedes 106 verbunden. Der Transistor 216 ist normalerweise gesperrt. Beim gleichzeitigen Auftreten positiver Flanken in den +F₁ und /^-Signalen, die den Emittern der Eingangstransistoren des Tores 105 zugeführt werden, erscheint ein negativer Impuls am Kollektor des Ausgangstransistors dieses Tores, wie das für das Tor 104 beschrieben wurde. Dieser negative Impuls wird der Basis des Transistors 216 zugeführt, wodurch dieser leitend gemacht wird (da sein Kollektor normalerweise gegenüber seinem Emitter negativ ist). Ein positiver Spannungsimpuls wird daher durch den Transistor 216 geleitet und erscheint am Kollektorwiderstand 218, von wo er durch die positiv gcpolte Diode 220 und den Widerstand 222 zum Eingang 125 des Integriergliedes 106 geleitet wird.

Tore 104' und 105' und die Umkehrschaltung 124' sind ähnlich den beschriebenen Toren 104 und 105 und der Umkehrschaltung 124.

Das Integrierglied 106 weist zwei parallele kapazitive Schenkel auf, wovon einer einen Kondensator 230 mit verhältnismäßig kleiner Kapazität und der andere einen Kondensator 232 mit viel größerer Kapazität enthält, der in Serie mit einem Widerstand 234 geschaltet ist. Der dem Kondensator 230 und dem Widerstand 234 gemeinsame Schaltungsknoten ist mit dem Eingang 125 für niedrige Verstärkung des Integriergliedes 106 verbunden. Der gemeinsame Schaltungsknoten der Kondensatoren 230 und 232 ist vorzugsweise über eine Zener-Diode 236 geerdet, deren Kathode über den Widerstand 237 positiv vorgespannt ist. Das Integrierglied umfaßt ferner einen dreistufigen Transistorgleichstroniverstärker mit den in Kaskade geschalteten npn-Transistoren 238,240, 242, deren Kollektoren positiv vorgespannt sind, während die Emitter der Transistoren 240 und 242 über Lastwiderstände geerdet sind. Die Basis des Transistors 238 der ersten Stufe, (sogenannte Darlington-Stufe) ist mit dem Eingang 125 des Integrier gliedes 106 verbunden. Der Emitter des Transistors 242 der dritten Stufe, die einen Emitterfolger darstellt, ist mit dem Ausgang 120 des Integriergliedes 106 verbunden. Die Zener-Diode 236 dient dazu, eine nichtlineare Kompensation für die Ausgangsverstärkerschwelle zu schaffen.

Im Betrieb dieses Integriergliedes kann aus einer Untersuchung der Übertragungsfunktion gezeigt werden, daß, wenn Ladeimpulse direkt zur Verbindungsstelle eines Widerstandes 234 und eines großen Kondensators 232 von dem Eingang 125' für hohe Verstärkung geführt werden, wie das während der Aufnahmepause des Systems der Fall ist, die Ausgangsleitung 120 integrierte Impulsspannungen verhältnismäßig hoher und im wesentlichen konstanter Größe liefert. Wenn andererseits die Eingangsimpulse über den Eingang 125 für niedrige Verstärkung zugeführt werden, wie während der Phasennachführung, sind die Impulse, die durch die Leitung 120 geliefert werden, wesentlich kleiner. Diese Impulse sind dann außerdem ungefähr proportional dem Phasenfehler zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen, der durch die Breite der veränderlichen Impulse dargestellt ist, die von den UND-Toren 104 und 105 geliefert werden (s. Fig. 3B).

Das gerade beschriebene Integrierglied kann vorteilhafterweise auch als Einzeleingangsintegrierglied 6 in der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 verwendet werden, wobei es lediglich zu diesem Zweck notwendig ist, den Eingang 125' für hohe Verstärkung und die dazugehörigen Tore 104', 105' wegzulassen. Während das vorstehend beschriebene Integrierglied bei bevorzugten Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verwendet wird, sind jedoch auch andere Arten von Integrierschaltungen, wie übliche RC-GWeder, Transfiuxor-Integrierschaltungen od. dgl. verwendbar. Phasensperrschaltungen der vorstehend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung wurden betrieben, um Eingangssignale in Form intermittierender Impulsserien oder Impulszüge zu synchronisieren, die nur 5% der gesamten Sendezeit ausmachen. Die Anfangsfrequenzabweichung konnte relative Werte von 10 bis 12% bis zu einer Oktave erreichen, während dennoch eine zuverlässige Synchronisation möglich ist. Der erforderliche Aufnahmezeitraum beträgt ungefähr 1000 Eingangsimpulse im intermittierenden Betrieb und bis zu nur 50 Impulsen, in Fällen, wo die Eingangsimpulse kontinuierlich anstatt intermittierend auftraten. Nachdem die Frequenzsynchronisation erreicht worden ist, wurde am Ende der Aufnahmestufe ein Phasensynchronismus in stabiler Art mit einer Genauigkeit bis 10~⁷ in der darauffolgenden . Phasennachführungsstufe erreicht. Diese Ergebnisse wurden in zuverlässiger Art selbst bei geringem Rauschabstand erreicht.

Es ist eine große Anzahl von verschiedenen Abwandlungen der beschriebenen Ausführungsformen möglich. Statt die Phaseneinstellung zu festen Zeitabständen durchzuführen, wie durch die Kapazität des Zählers 10 (Fig. 2) oder die Zeitkonstante der monostabilen Kippstufe 111 (Fig.6) bestimmt, kann das Intervall zwischen den Phaseneinstellungen so verändert werden, daß die Länge der Intervalle erhöht wird, wenn die Schaltungsanordnung näher am Synchronismus arbeitet. Dies kann beispielsweise durchgeführt werden, indem der Ausgang des Kurzzeitgenerators 9 durch geeignete Schmitt-Trigger mit

einer Dioden-Wahlschaltung verbunden wird, die mit dem Zähler 10 (F i g. 2) verbunden ist, um die tatsächliche Kapazität des Zählers zu verändern.

Verschiedene andere Abänderungen und Verbesserungen können in den dargestellten logischen Schaltungen durchgeführt werden. So können die Eingangssignale, die an der Klemme 14 (oder 114) auftreten, durch eine bistabile Kippstufe geleitet werden, um ihnen eine rechteckige Form zu verleihen. Weiterhin können die Eingangs- und Ausgangssignale durch eine Differenzierschaltung vor Anlegen an den Vergleicher geleitet werden. Die Schaltung zum Vergleichen der Phasenzustände der Eingangs- und Ausgangssignale, die Phasenfehleranzeigeimpulse zum Integrierglied führt, kann von der dargestellten Tor-Schaltung abweichen.

Die Schaltung zur Erzeugung von Fehlersignalen verschiedener relativer Größe in Abhängigkeit vom Wert der Frequenz- und Phasenabweichung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen kann von den hier dargestellten Schaltungen abweichen. Statt der beiden Paare von Koinzidenztoren 104-105 und 104'- 105', wie in F i g. 6 und 7 gezeigt, kann nur ein einziges Paar Tore verwendet werden, deren Ausgänge wahlweise zwischen den Eingängen für hohe und niedrige Verstärkung des Integriergliedes eingeschaltet sind. Weiterhin ist es möglich, die Dauer der Impulse zu ändern, die von den Koinzidenztoren zum Integrierglied geführt werden. In einem solchen Falle können die Impulse auf einen gemeinsamen Eingang des Integriergliedes gelegt werden.

Claims (18)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Steuerung der Frequenz und Phase eines von einem Generator veränderlicher Frequenz abgegebenen ersten Signals durch ein zweites Signal mittels einer Steuerschleife, in welcher während jeder Periode des ersten Signals ein charakteristischer Zeitpunkt dieses Signals mit einem charakteristischen Zeitpunkt des zweiten Signals verglichen wird, wobei der Vergleich ein Fehlersignal ergibt, dessen Polarität eine Funktion der Richtung des die charakteristischen Zeitpunkte trennenden Zeitabständes ist und das integrierte Fehlersignal an einem die Frequenz des Generators steuernden Organ anliegt, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung eines Polaritätswechsels des Fehlersignals während des Suchbetriebes und der daraus folgenden Unwirksamkeit der Steuerschleife die Phase des ersten Signals (F₁) zu Beginn jeden Steuervorganges derart eingestellt wird, daß beim ersten Erscheinen des zweiten Signals (F,) und anschließend in vorbestimmten Zeitintervallen die charakteristischen Zeitpunkte des ersten Signals (F₁) mit denen des zweiten Signals (F₂) zusammenfallen und so Phasengleichheit zwischen dem ersten Signal und dem zweiten zwangläufig gebildet wird, und daß diese zwangläufige Phaseneinstellung unterdrückt wird, wenn der Frequenzunterschied der beiden Signale genügend klein geworden ist, um durch Nachführung des Generators veränderlicher Frequenz ein Zusammenfallen der beiden Signale zu erzielen.

2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einer Steuerschleife, die einen das erste Signal (F₁) erzeugen den Generator (1, 2) veränderlicher Frequenz mit einem Frequenzsteuereingang (20) aufweist, sowie eine erste Vergleichsschaltung (23), von der mindestens einer der ersten Eingänge mit einem der Ausgänge des Generators und mindestens einer der zweiten Eingänge mit einer das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (14) verbunden ist und deren Ausgang den Frequenzsteuereingang (20) des Generators (1, 2) speist, wobei diese erste Vergleichsschaltung (23) folgende Baugruppen umfaßt:

einen das Fehlersignal liefernden ersten Vergleicher (4, 5), dessen Eingänge die Eingänge der ersten Vergleichsschaltung (23) bilden,

eine vom ersten Vergleicher (4, 5) gespeiste Integrierschaltung (6), deren das integrierte Fehlersignal liefernder Ausgang den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung (23) bildet,

dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (1, 2) einen Setzeingang (21) für die Phase des ersten Signals (F₁) aufweist und daß die Schaltungsanordnung weiterhin eine zur Erzielung der zwangläufigen Phasengleichheit des ersten Signals (F₁) mit dem zweiten Signal dienende Steuerschaltung (10, 11, 12) aufweist, deren Eingang an der das zweite Signal liefernden Klemme (14) liegt und deren mit dem Setzeingang (21) verbundener Ausgang eine Impulsreihe liefert, wobei der erste Impuls dem ersten Erscheinen des zweiten Signals entspricht und die weiteren Impulse durch eine vorbestimmte Anzahl von Perioden desselben voneinander getrennt sind, und schließlich das die Schaltungsanordnung noch eine Steuerschaltung zur Unterdrückung der zwangläufigen Phasengleichheit aufweist, welche aus folgenden Gruppen aufgebaut ist:

aus einer zweiten Vergleichsschaltung (8), deren erster Eingang mit dem Ausgang des das erste Signal (F₁) liefernden Generators (1, 2) verbunden ist und deren zweiter Eingang mit der das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (14) verbunden ist,
aus einer zweiten Integrierschaltung (9), die von der zweiten Vergleichsschaltung (8) gespeist wird, und

aus einer zwischen den Ausgang der Phasensteuerschaltung (10, 11,12) und den Phasensetzeingang (21) des Generators (1,2) geschalteten ersten Torschaltung (13), deren Steuereingang von der zweiten Integrierschaltung (9) gespeist wird, wobei die Torschaltung (13) geöffnet bleibt, solange der Pegel des an ihrem Steuereingang liegenden Signals niedriger als ein vorbestimmter Schwellwert ist und gesperrt wird, wenn dieser Schwellwert infolge eines annähernden Zusammenfaliens der zwei Signale (F₁, F₂) überschritten wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, in welcher der Generator (1, 2) aus einem frequenzveränderlichen Oszillator (1) und einem diesen nachgeschalteten, als Frequenzteiler wirkenden Zähler (2) besteht, wobei der Oszillator (1) einen Frequenzsteuereingang (20) und der Zähler (2) einen Phasensetzeingang (21) aufweisen, dadurch

gekennzeichnet, daß der erste Vergleicher aus einem zweiten und einem dritten UND-Tor (4,5) gebildet ist, deren jedes zwei Eingänge aufweist, wobei die ersten Eingänge mit dem Zähler (2) verbunden sind und die zweiten an der das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (14) liegen, wobei die das impulsförmige Fehlersignal liefernden Ausgänge der Torschaltungen (4, 5) mit den Eingängen (18, 19) der ersten Integrierschaltung (6) verbunden sind, deren Ausgang den Frequenz-. steuereingang (20) des Oszillators (1) speist, daß weiterhin die Phasensteuerschaltung (10, 11, 12) einen umschaltbaren Schalter (10, 11) aufweist, dessen erster Triggereingang, der die Umschaltung von seinem ersten in seinen zweiten Zustand auszulösen erlaubt, an der das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (14) liegt, wobei der Schalter (10, 11) nach einem Zeitintervall bestimmter ' Länge in seinen ersten Zustand zurückkehrt und wobei der Ausgang des Schalters (10, 11), am Signaleingang des Tores (13) liegt, dessen Ausgang den Phasensetzeingang (21) des Zählers (2) speist, und daß schließlich die zweite Vergleichsschaltung (8) aus einem vierten UND-Tor (8) gebildet ist, dessen Ausgang über die zweite Integrierschaltung (9) den Steuereingang der ersten Torschaltung (13) speist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,¹ daß der Schalter aus einer ersten monostabilen Kippschaltung, deren Ausgang über ein Differenzierglied am Signaleingang der ersten Torschaltung (13) liegt, besteht.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (11, 12) eine bistabile Kippschaltung (11) mit einem ersten an Klemme (14) liegenden Triggereingang umfaßt, sowie einen Impulsgenerator (10), der nach einer vorbestimmten Anzahl von an seinem ebenfalls mit Klemme (14) verbundenen Steuereingang anliegenden Impulsen einen Ausgangsimpuls liefert, wobei dieser Ausgang mit dem.zweiten Triggereingang der Kippschaltung (11) verbunden ist. der ihre Rückstellung in ihren ersten Zustand erlaubt und der Ausgang der Kippschaltung (11) über ein DifTerenzierglied (12) am Eingang des ersten Tores (13) liegt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (10) aus einer monostabilen Kippschaltung besteht, deren Ausgang mit dem zweiten Triggereingang der bistabilen Kippschaltung (11) verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (10) aus einem Ringzähler (10) besteht, dessen Ausgang mit dem zweiten Triggereingang der bistabilen Kippschaltung (11) verbunden ist und Ausgangsimpulse liefert, deren jeder einer vorbestimmten Anzahl von an seinem Eingang anliegenden Impulsen entspricht.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der als Frequenzteiler wirkende Zähler (2) zwei komplementäre Ausgänge (16,17) besitzt, die zwei Rechtecksignale mit entgegengesetzter Polarität ( + F₁, -F₁) abgeben, wobei diese Ausgänge (16, 17) mit den entsprechenden ersten Eingängen des dritten (5) und des zweiten (4) UND-Tores verbunden sind, deren zweite Eingänge von der Klemme (14) und das zweite Signal (F₂) erhalten.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge des zweiten und des dritten UND-Tores (4, 5) mit den entsprechenden beiden Eingängen (18, 19) der ersten Integrierschaltung (6) verbunden sind, die einen Kondensator enthält, dessen einer Belag auf einem festen Potential liegt und dessen anderer über zwei Widerstände mit den Eingängen (18, 19) der ersten Integrierschaltung

(6) verbunden ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Integrierschaltung (6) aus einer Parallelschaltung besteht, deren einen Zweig ein erster Kondensator bildet und deren zweiten Zweig ein erster Widerstand in Serie mit einem zweiten Kondensator bildet, wobei der gemeinsame Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Kondensators mit einem Punkt festen Potentials verbunden ist, der gemeinsame Verbindungspunkt des ersten Kondensators und des ersten Widerstandes über einen dritten bzw. einen vierten Widerstand mit den zwei Eingängen (18, 19) der ersten Integrierschaltung verbunden ist und der Kapazitäts-

. wert des zweiten Kondensators größer als der des ersten Kondensators ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite "Integrierschaltung (9), die den Ausgang der zweiten Vergleichsschaltung (8) mit dem Eingang der ersten Torschaltung (13) verbindet, aus einer /?C-SchaI-tung mit kleiner Zeitkonstante besteht.

12. Schaltungsanordnung nach einem der Anspürche 3 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die das zweite Signal liefernde Klemme (14) mit den zweiten Eingängen des zweiten, dritten und vierten UND-Tores und mit dem ersten Triggereingang des Schalters (11, 12) über eine erste Differenzierstufe (3) verbunden ist und daß der Ausgang (16) des als Frequenzteiler wirkenden Zählers (2) mit dem ersten Eingang des vierten UND-Tores (8) über eine zweite Differenzierstufe

(7) verbunden ist.

13. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das integrierte Fehlersignal, das dem Organ zur Frequenzsteuerung des das erste Signal liefernden Generators dient, zugeführt wird, einen relativ großen Wert besitzt, wenn der Frequenz- und Phasenabstand zwischen dem ersten (F₁) und dem zweiten (F₂) Signal größer als ein vorbestimmter Wert ist, und daß es einen zweiten relativ kleinen Wert besitzt, wenn der Frequenz- und Phasenabstand kleiner als der vorbestimmte Wert ist, der gleich oder etwas größer als der ist, bei dem die zwangläufige Phasensteuerung abgeschaltet wird.

14. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 13, mit einer Steuerschieife, die einen Generator veränderlicher Frequenz (101, 122, 102) und eine erste Vergleichsschaltung (123) enthält, wobei der Generator veränderlicher Frequenz einen ersten Frequenzsteuereingang (120) besitzt und das erste Signal (F₁) liefert und die erste Vergleichsschaltung zwei Gruppen von Eingängen aufweist, wovon die erste mit dem Ausgang des Generators (101, 122, 102)

und die zweite mit einer das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (115) verbunden ist und der Ausgang der ersten Vergleichsschaltung (123) den Frequenzsteuereingang (120) des Generators (101, 122,102) speist, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vergleichsschaltung (123) einen ersten (104, 105) und einen zweiten (104') 105') Vergleicher enthält, deren Eingänge die Eingänge der ersten Vergleichsschaltung (123) bilden und daß die Ausgänge der Vergleicher eine erste Integrierschaltung (106) speisen, deren Ausgang den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung (123) bildet (Fig. 6).

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrierschaltung (106) einen ersten Kondensator (230) aufweist, deren erster Anschluß mit einer ersten Gruppe von Eingängen über Widerstände (212, 222) verbunden ist, sowie einen zweiten Kondensator (232), dessen erster Anschluß mit einer zweiten Gruppe von Eingängen über zweite Widerstände verbunden ist, wobei die ersten Anschlüsse des ersten (230) und des zweiten (232) Kondensators miteinander über einen dritten Widerstand (234) verbunden sind und die zweiten Anschlüsse des ersten (230) und des zweiten (232) Kondensators zusammengeführt sind und auf einen Punkt festen Potentials liegen, und daß die ersten und zweiten Gruppen von Eingängen von den ersten (104, 105) und zweiten (104', 105') Vergleichern gespeist sind, wobei der erste Anschluß des ersten Kondensators (230) mit dem Ausgang der ersten Integrierschaltung (106) verbunden ist (F i g. 7).

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Vergleicher (104, 105) direkt von der das zweite Signal (F₂) führenden Klemme (115) gespeist ist und daß der zweite Vergleicher (104', 105') von der Klemme (115) über eine zweite elektronische Torschaltung (140) gespeist ist, die bei Abwesenheit eines Signals an ihrem Steuereingang geöffnet ist, und daß die Schaltungsanordnung außerdem folgende Baugruppen enthält:

eine zweite Vergleichsschaltung (108), deren beide Eingänge mit dem Ausgang des Generators (101, 122, 102) bzw. mit der Klemme (115) verbunden sind,

eine zweite Integrierschaltung (109), deren Eingang von einer zweiten Vergleichsschaltung (108) gespeist ist und deren Ausgang mit dem Steuereingang der zweiten Torschaltung (140) verbunden ist (F i g. 6).

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (101, 122, 102) einen zweiten Steuereingang, den sogenannten Setzeingang (121) aufweist und über den die zwangsweise Phasensteuerung des ersten Signals (F₁) geschieht und daß die Schaltungsanordnung eine Anordnung zur zwangsweisen Phasensteuerung enthält, bei der ein Impulsgenerator (111, 112) an seinem Ausgang einen einzigen Impuls abgibt, wenn über seinen Eingang eine vorbestimmte Anzahl von Impulsen eingelaufen sind, wobei dieser Eingang mit der das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (115) verbunden ist und sein Ausgang über eine erste elektronische Torschaltung (113), die Teil der Einrichtung zur Unterdrückung der zwangsweisen Phasensteuerung ist, mit dem Setzeingang (121) des Generators (101, 122, 102) verbunden ist, während der Steuereingang der Torschaltung (113) mit dem Ausgang der zweiten Integrierschaltung (109) verbunden ist (F i g. 6).

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster (142) und ein zweiter (144) Schmitt-Trigger zwischen dem Ausgang der zweiten Integrierschaltung (109) und den jeweiligen Steuereingängen der zweiten (140) und der dritten (113) Torschaltung liegen, wobei die Schaltschwellen der Schmitt-Trigger (142,144) verschieden hoch liegen (F ig. 6).

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen 009 550/329