DE1462500B2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Frequenz- und Phasensteuerung eines ersten Sienales durch ein zweites Signal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung der Frequenz und Phase eines von einem Generator veränderlicher Frequenz abgegebenen ersten Signals durch ein zweites Signal mitttels einer Steuerschleife, in welcher während jeder Periode des ersten Signals ein charakteristischer Zeitpunkt dieses Signals mit einem charakteristischen Zeitpunkt des zweiten Signals verglichen wird, wobei der Vergleich ein Fehlersignal ergibt, dessen Polarität eine Funktion der Richtung des die charakteristischen Zeitpunkte trennenden Zeitabstandes ist und das integrierte Fehlersignal an einem die Frequenz des Generators steuernden Organ anliegt. Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens und geht dabei von einer Schaltungsanordnung mit einer Steuerschleife aus, die einen das erste Signal erzeugenden. Generator veränderlicher Frequenz mit einem Frequenzsteuereingang aufweist, sowie eine erste Vergleichsschaltung mit einem oder mehreren ersten Eingängen und einem oder mehreren zweiten Eingängen, von denen mindestens einer der ersten Eingänge mit einem der Ausgänge des Generators und mindestens einer der zweiten Eingänge mit einer das zweite Signal liefernden Klemme verbunden ist und deren Ausgang den Frequenzsteuereingang des Generators speist, wobei diese erste Vergleichsschaltung folgende Baugruppen umfaßt:

einen das Fehlersignal liefernden ersten Vergleicher, dessen Eingänge die Eingänge der ersten Vergleichsschaltung bilden,

eine vom ersten Vergleicher gespeiste Integrierschaltung, deren das integrierte Fehlersignal liefernder Ausgang den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung bildet.

Bei derartigen Verfahren und den entsprechenden Schaltungen wird üblicherweise ein Fehlersignal erzeugt, das die Frequenz- oder Phasenabweichung der Signale anzeigt und die Frequenz und/oder Phase des ersten Signals in Abhängigkeit von der Größe des Fehlersignals in Richtung auf eine Verringerung der Abweichung ändert.

Eine solche Aufgabe stellt sich beispielsweise bei den bekannten Frequenzsyntesisern, bei denen ein frei schwingender Oszillator über eine Frequenzregelschaltung auf ein Frequenznormal, ζ. Β. auf das Oberwellenspektrum eines Quarzoszillators synchronisiert wird. Ein ähnliches Problem ergibt sich bei Satellitennachrichtenverbindungen. Bei bestimmten derartigen Systemen erzeugt die Bodenstation impulsförmige Abfragesignale mit einer ganz bestimmten Impulsfolgefrequenz. Der verfolgte Satellit besitzt eine Antworteinrichtung, die durch den Empfang der Abfragesignale ausgelöst wird und Signale genau gleicher Frequenz sendet, die mit Entfernungsmeßinformationen od. dgl. moduliert werden.

In den für die Synchronisierung verwendeten Schaltungen wird vielfach die Phase der beiden miteinander zu synchronisierenden Signale verglichen, das sich ergebende Phasenfehlersignal wird integriert, und das integrierte Fehlersignal wird dem Frequenzregeleingang eines Oszillators zugeleitet, dessen Ausgangssignal das erste, nunmehr auf das zweite Signal synchronisierte Signal darstellt.

Die praktische Durchführung dieses theoretisch einfachen Verfahrens stößt jedoch auf ernsthafte Schwierigkeiten, wenn an die Leistungsfähigkeit der

35 entsprechenden Schaltung überdurchschnittliche Anforderungen gestellt werden.

Wenn nämlich die Schaltung zu arbeiten beginnt, kann die Frequenz des ersten Signals beträchtlich von der des zweiten Signals verschieden sein. Um die Frequenz des ersten Signals zunächst einmal der Frequenz des zweiten Signals anzupassen, ist ein entsprechend großer Fangbereich der Schaltung erforderlich. In der sich an die_;Frequenzangleichung anschließenden Phasensynchronisierung muß die Phase des ersten Signals in genauer und konstanter Übereinstimmung mit der Phase des zweiten Signals ge4> halten werden. Die Forderung an eine derartige Schaltung lautet also, daß einerseits anfänglich in ihrer Frequenz stark voneinander abweichende Signale so schnell wie möglich zuverlässig in Synchronismus gebracht werden müssen und andererseits der einmal hergestellte Zustand des Phasensynchronismus mit hoher Genauigkeit- und Stabilität auch bei starkem Phasenrauschen oder anderen, das zweite oder Eingangssignal beeinträchtigenden Störungen aufrechterhalten soll. Die Phasennachführung muß hierzu mit großer Empfindlichkeit erfolgen.

Aus der deutschen Patentschrift 1020 067 ist ein Verfahren zur Synchronisierung zweier von räumlich getrennten Stationen ausgestrahlten, Hochfrequenzträgern aufmodulierten Impulsfolgen bekannt, bei dem in der Tochterstation ein Hochfrequenzoszillator vorgesehen ist, dessen Frequenz wenigstens angei· nähert mit der Hochfrequenz der Mutterstation übereinstimmt und bei dem die von dem Oszillator der Tochterstation abgeleitete Impulsfolge zur Tastung dieses Hochfrequenzoszillators dient, derart, daß der Hochfrequenzoszillator mit Eintreffen eines jeden Impulses jeweils neu anschwingt. Hierdurch werden zwar die Schwierigkeiten vermieden, die sich bei großen Frequenzabweichungen ergeben. Nachteilig ist daran aber, daß der Synchronismus der Impulsfolge bzw. des ersten und des zweiten Signals nicht direkt, sondern nur über den Umweg eines zusätzlichen Hochfrequenzoszillators hergestellt werden kann.

Weiterhin ist aus der deutschen Auslegeschrift 1183 537 ein Frequenzdiskriminator zum Vergleich zweier Signale zwecks Herbeiführung einer sehr geringen Frequenzabweichung derselben bekannt, bei dem das Fehlersignal zur Steuerung der Frequenz des einen oder des anderen Signals durch deren Überlagerung in zwei Mischstufen und darauffolgende nochmalige Überlagerung der beiden Mischprodukte gewonnen wird. Dieses aufwendige Verfahren setzt nicht nur sinusförmige Signale voraus, sondern ist darüber hinaus nicht zur Phasensynchronisierung verwendbar.

Eine Frequenzregelschaltung zur Synchronisierung der Frequenz eines zu stabilisierenden veränderbaren Oszillators auf die Frequenz eines anderen Oszillators ist aus der deutschen Auslegeschrift 1140 969 bekannt. Zur Erhöhung des Fangbereiches enthält diese Schaltung außer dem üblichen Diskriminator zur Erzeugung der Frequenzregelspannung einen Wobbelgenerator, dessen Ausgangsspannung dem Frequenzsteuereingang des zu synchronisierenden Oszillators auf einem vom Regelweg unabhängigen Weg zugeführt wird. Hat sich die vom Wobbelgenerator geführte Frequenz des regelbaren Oszillators der Frequenz des anderen Oszillators so weit angenähert, daß die normale Regelschleife zu arbeiten be-

ginnt, dann wird der Wobbelgenerator über die Fehlerspannung, die nun an Stelle der Wobbelgeneratorausgangsspannung den legelbaren Oszillator nachführt, stillgesetzt. Auch diese Schaltung ist jedoch nicht für impulsförmige Signale geeignet.

Dagegen ist aus der Fernseherapfängertechnik eine Schaltung zur Phasensynchronisierung impulsförmiger Signale, nämlich der aus dem Horizontalkippgenerator des Empfängers kommenden Impulse mit den vom Sender kommenden Horizontalimpulsen be- ίο kannt (Funkschau, 1957, Heft 16, S. 447). Hierzu werden die differenzierten Impulse des ersten Signals in einem Phasendiskriminator mit den durch Integration in eine Sägezahnspannung umgewandelten Impulsen des zweiten Signals verglichen und die so gewonnene Fehlerspannung als Regelspannung für den die zweiten Impulse erzeugenden Horizontalkippgenerator verwendet. In dieser Schaltung machen sich die i?C-Glieder, insbesondere jene zur Integration der Fehlerspannung, nachteilig bemerkbar. Dies äußert sich darin, daß der Fangbereich der Synchronisierungsschaltung erheblich kleiner als der Haltebereich ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, unter Vermeidung der den bisher bekannten Verfahren anhaftenden Mangel ein Verfahren der eingangs genannten Art und eine Schaltungsanordnung zu seiner Durchführung zu schaffen, das insbesondere auch bei hohen anfänglichen Frequenzunterschieden zwischen den beiden Signalen sehr schnell den Zustand des Frequenz- und Phasensynchronismus herstellt und diesen Synchronismus auch bei schwachen und gestörten Eingangssignalen exakt einhält.

Diese Aufgabe ist bei dem hier vorgeschlagenen Verfahren erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zur Vermeidung eines Polaritätswechsels des Fehlersignals während des Suchbetriebes und der daraus folgenden Unwirksamkeit der Steuerschleife die Phase des ersten Signals zu Beginn jeden Steuervorganges derart eingestellt wird, daß beim ersten Erscheinen des zweiten Signals und anschließend in vorbestimmten Zeitintervallen die charakteristischen Zeitpunkte des ersten Signals mit denen des zweiten Signals zusammenfallen und so Phasengleichheit zwischen dem ersten Signal und dem zweiten zwangläufig gebildet wird, und daß diese zwangläufige Phaseneinstellung unterdrückt wird, wenn der Frequenzunterschied der beiden Signale genügend klein geworden ist, um durch Nachführung des Generators veränderlicher Frequenz ein Zusammenfallen der beiden Signale zu erzielen.

Der Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens liegt in der Umgehung der Schwierigkeit, die sich aus der Wirkung der auf Grund der Überlagerung der unterschiedlichen Signalfrequenzen entstehenden Schwebung ergibt. Diese Schwebung, die gleich der Differenz der beiden Frequenzen ist, begrenzt nämlich infolge der daraus resultierenden periodischen Umkehr des Vorzeichens des Fehlersignals bei den bekannten Synchronisierschaltungen die maximal zulässige Phasenabweichung, d. h. den Fangbereich, innerhalb dessen diese Schaltungen noch wirksam werden. ■

Die erfindurigsgemäße Schaltungsanordnung der einleitend angegebenen Gattung zur Durchführung des Verfahrens^; zeichriet sich dadurch aus, daß der Generator einen Setzeingang für die Phase des ersten Signals aufweist und daß die Schaltungsanordnung weiterhin eine zur Erzielung der zwanglüufigen Phasengleichheit des ersten Signals mit dem zweiten Signal dienende Steuerschaltung aufweist, deren Eingang an der das zweite Signal liefernden Klemme liegt und deren mit dem Setzeingang verbundener Ausgang eine Impulsreihe liefert, wobei der erste Impuls dem ersten Erscheinen des zweiten Signals entspricht und die weiteren Impulse durch eine vorbestimmte Anzahl von Perioden desselben voneinander getrennt sind, und schließlich daß die Schaltungsanordnung noch eine Steuerschaltung zur Unterdrükkung der zwangläufigen Phasengleichheit aufweist, welche aus folgenden Gruppen aufgebaut ist:

aus einer zweiten Vergleichsschaltung, deren erster Eingang mit dem Ausgang des das erste Signal liefernden Generators verbunden ist und deren zweiter Eingang mit der das zweite Signal liefernden Klemme verbunden ist,

aus einer zweiten Integrierschaltung, die von der zweiten Vergleichsschaltung gespeist wird, und aus einer zwischen den Ausgang der Phasensteuerschaltung und den Phasensetzeingang des Generators geschalteten ersten Torschaltung, deren Steuereingang von der zweiten Integrierschaltung gespeist wird, wobei die Torschaltung geöffnet bleibt, solange der Pegel des an ihrem Steuereingang liegenden Signals niedriger als ein vorbestimmter Schwellwert ist und gesperrt wird, wenn dieser Schwellwert infolge eines an-₅ nähernden Zusammenfallen der zwei Signale überschritten wird.

Mit dieser Schaltung wird somit bei anfänglichen großen Frequenzunterschieden der beiden Signale zunächst eine zwangläufige Phasengleichheit zwischen diesen hergestellt und damit eine Vorzeichenumkehr des Fehlersignals zufolge der Schwebungsfrequenz, die ein Erreichen des Synchronismus unmöglich machen würde, vermieden; bei auf diese Weise erzielter hinreichender Annäherung der Frequenzen beider Signale wird der Schaltungsteil für die Herstellung der zwangläufigen Phasengleichheit außer Betrieb gesetzt und der Oszillator bis zum Erreichen des endgültigen Phasensynchronismus nachgezogen. Eine vorteilhafte Ausführungsform dieser Schaltungsanordnung, in welcher der Generator aus einem frequenzveränderlichen Oszillator und einem diesem nachgeschalteten, als Frequenzteiler wirkenden Zähler besteht, wobei der Oszillator einen Frequenzsteuereingang und der Zähler einen Phasensetzeingang aufweisen, zeichnet sich dadurch aus, daß der erste Vergleicher aus einem zweiten und einem dritten UND-Tor gebildet ist, deren jedes zwei Eingänge aufweist, wobei die ersten Eingänge mit dem Zähler verbunden sind und die zweiten, an der das zweite Signal liefernden Klemme liegen, wobei die das impulsförmige Fehlersignal liefernden Ausgänge der Torschaltungen mit den Eingängen der ersten Integrierschaltung verbunden sind, deren Ausgang den Frequenzsteuereingang des Oszillators speist, daß weiterhin die Phasensteuerschaltung einen umschaltbaren Schalter aufweist, dessen erster Triggereingang, der die Umschaltung von seinem ersten in seinen zweiten Zustand auszulösen erlaubt, an der das zweite Signal liefernden Klemme liegt, wobei der Schalter nach einem Zeitintervall bestimmter Länge in seinen ersten Zustand zurückkehrt und wobei der Ausgang des Schalters am Signaleingähg des Tores

liegt, dessen Ausgang den Phasensetzeingang des Zählers speist, und daß schließlich die zweite Vergleichsschaltung aus einem vierten UND-Tor gebildet ist, dessen Ausgang über die zweite Integrierschaltung den Stcuereingang der ersten Torschaltung speist. Eine Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß das integrierte Fchlersignal. das dem Organ zur Frequenzsteuerung des das erste Signal liefernden Generators zugeführt wird, einen ersten relativ großen Wert besitzt, wenn der Frequenz- und Phasenabstand zwischen dem ersten und dem zweiten Signal größer als ein vorbestimmter Wert ist, und daß es einen zweiten, relativ kleinen Wert besitzt, wenn der Frequenz- und Phasenabstand kleiner als der vorbestimmte Wert ist. der gleich oder etwas größer als der ist, bei dem die zwangläufige Phasensteuerung abgeschaltet wird.

Die Schaltungsanordnung zur Ausführung des weitergebildeten Verfahrens weist eine Steuerschleife auf. die einem Generator veränderlicher Frequenz und eine erste Vergleichsschaltung enthält, λvobei der Generator veränderlicher Frequenz einen ersten Frequenzsteuereingang besitzt und das erste Signal liefert und die erste Vergleichsschaltung zwei Gruppen von Eingängen aufweist, wovon die erste mit dem Ausgang des Generators und die zweite mit einer das zweite Signal liefernden Klemme verbunden ist und der Ausgang der ersten Vergleichsschaltung den Frequenzsteuereingang des Generators speist. Sie ist dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vergleichsschaltung einen ersten und einen zweiten Vergleicher enthält, deren Eingänge die Eingänge der ersten Vergleichsschaltung bilden, und daß die Ausgänge der Vergleicher eine erste Integrierschaltung speisen, deren Ausgang den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung bildet.

Iii der Zeichnung ist das erfindungsgemäße Verfahren an Hand beispielsweise gewählter Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und ihrer Teile sowie unter Zuhilfenahme erläuternder Diagramme veranschaulicht.

Fig. 1 zeigt eine graphische Darstellung der periodischen Vorzeichenumkehrung der Phasenabweichung zweier Signale mit verschiedener Frequenz in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

F i g. 3 A, 3 B und 3 C zeigen jeweils Signalformen in einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung bzw. im Fall einer nichtlinearen Steuerung und zwei verschiedenen Formen proportionaler Steuerung;

F i g. 4 zeigt eine graphische Darstellung einer mit Schwcbungsfrequenz erfolgenden Fehlersignalumkchrung in einem üblichen Synchronisationssystem;

F i g. 5 zeigt eine gleichartige graphische Darstellung des Fehlersignals, bei dem die Umkehrung durch die erfindungsgemäße Phaseneinstellung verhindert ist;

Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

F i g. 7 zeigt einen doppeltwirkenden Vergleicher und Integrator, der bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 6. verwendbar ist.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung liegen an einer Eingangsklemme 14 periodische Signale, die ihr von jeder beliebigen geeigneten Quelle zugeleitet werden können. Die Quelle der Eingangssignale kann ein fernliegender Sender sein, von dem die Signale über eine Radio- oder andere Verbindung erhalten werden. Die Quelle kann auch ein Steueroszillator sein. Die Eingangssignale können sinusförmig, rechteckig oder von anderer Gestalt sein, wobei hier angenommen wird, daß sie rechteckig sind. Die Frequenz des Eingangssignals wird als F₂ bezeichnet.

ίο Das System umfaßt weiterhin eine Schaltung zur Erzeugung des Ausgangssignals mit einem spannungsgesteuerten Oszillator 1, dem ein als Zähler ausgebildeter Frequenzteiler 2 nachgeschaltet ist. Der Oszillator 1 kann von jeder beliebigen geeigneten und üblichen Art sein, die eine Sinuswelle oder andere Wellenform erzeugt, deren Frequenz in einem bestimmten Bereich um einen Nominalwert / im Ansprechen auf eine Abstimmspannung abgestimmt werden kann, die dem Frequenzsteuereingang 20 des Oszillators zugeführt wird. Der Oszillatorausgang wird an den Eingang des Frequenzteilers 2 gelegt, der zwei komplementäre Ausgänge 16 und 17 hat. Wenn der Zähler 2 Eingangsimpulse mit der Ausgangsfrequenz / des Oszillators 1 empfängt, liefert sein Ausgang 16 rechteckige Impulse mit einer Wiederholungsfrequenz F₁, die gleich der Oszillatorfrequenz / geteilt durch die Zählkapazität des Zählers 2 ist. Der Ausgang 17 liefert gleichzeitig Rechteckimpulse mit der gleichen Wiederholungsfrequenz wie die der vom Ausgang 16 gelieferten Impulse, aber mit umgekehrter Phase oder Polarität wie durch die beiden oberen Diagramme (mit 16 und 17 bezeichnet) der F i g. 3 A oder 3 B gezeigt. Die Ausgangswellenformen, die an den Klemmen 16 und 17 erscheinen, werden als die Frequenzen +F₁ und -F₁ bezeichnet. Das -t-Fj-Signal in diesem Beispiel stellt das »erste« oder Ausgangssignal, des Systems dar.

Das Eingangssignal der Frequenz F₂ wird durch ein übliches Differenzierglied mit Gleichrichter 3 geleitet, um an der Klemme 15 Spitzenimpulse einer Polarität, z. B. negativer zu erzeugen, wie durch die Linie 15 der Fig. 3A und 3B gezeigt.

Die Spitzenimpulse, die zeitlich mit den Vorderflanken der rechtwinkligen Eingangsimpulse zusammenfallen. werden Eingängen eines Paares von UND-Toren 4 und 5 zugeleitet, die zusammen mit dem nachstehend erwähnten Integrierglied 6 einen Phasenvergleicher bilden. Die UND-Tore 4 und 5 haben weitere Eingänge, die so verbunden sind, daß sie die -F₁- und +Fj-Signale von den Klemmen 17 und 16 empfangen.

Mit dem Diagramm in Fig. 3A ist ersichtlich, daß mit den angegebenen Polaritäten eine negative Spannungsspitze an der Endklemme 15 durch das UND-Tor 4 zur Endklemme 18 nur dann geleitet wird, wenn diese negative Spannungsspitze während eines negativen Zeitraumes der — Fj-Wellen auftritt; d. h. wenn das F₁-Signal gegenüber dem F₂-Signal voraus läuft. Sie wird durch das UND-Tor 5 zur Endklemme 19 nur geleitet, wenn die negative Spannungsspitze während eines negativen Zeitraumes der + Fj-Wellenform auftritt, d.h., wenn das F₁-Signal in der Phase gegenüber dem F₂-Signal nachläuft. In Fig. 3A ist die zweite F₂-Spitzc auf Linie 15 gegen-

über dem Fj-Signal vorauslaufend gezeigt. Die dritte F₂-SpItZC ist gegenüber dem Fj-Signal nachlaufend, während die erste F_t-Spitze im wesentlichen synchron zur Vorderflanke des Fj-Signals liegt.

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Die Impulse an den Klemmen 18 und 19 werden richtiges Vorzeichen aufweist, wie in dem nicht dem Eingang des Integrators 6 parallel zugeführt. schraffierten Bereich nach Fig. 1, kehrt sich die Dabei werden die Impulse an einer Endklemme, z. B. Phasenfehlerspannung um, bevor die Synchronisation 19, zuerst umgekehrt, indem sie durch eine hier nicht erreicht worden ist. Derartige Umkehrungen wiedergezeigte Umkehrschaltung geleitet werden. Der Inte- 5 holen sich dann unendlich oft. Das heißt, das System grator 6 kann von jeder beliebigen geeigneten Form sucht um einen fehlerhaften Frequenzwert des Aussein, wovon eine bevorzugte später im einzelnen noch gangssignals herum.

beschrieben wird. Zur Vereinfachung genügt es, Dies ist klarer aus F i g. 4 zu verstehen. Die oberste

den Integrator 6 als Kapazität anzusehen, die in einer Linie stellt das Rechteck-Ausgangssignal der Fre-Ladeschaltung vorhanden ist, um eine Ladungser- io quenz F₁ dar, das an der Endklemme 16 des Frehöhung einer Polarität, in diesem Falle negativ, zu quenzteilers 2 erscheint. Die zweite Linie der Tabelle empfangen, wenn ein Impuls von der Klemme 18 an- stellt die Eingangssignalspitzen bei der Frequenz F₂ gelegt wird. Bei Anlegen eines ausgeblendeten um- dar, die bei der Endklemme 15 auftreten. Die Ausgekehrten Impulses von der Klemme 19 empfängt der gangsfrequenz F₁ wird als etwas höher angenommen Integrator eine Ladungserhöhung umgekehrter, in 15 als die Eingangsfrequenz F₂. Der Phasenfehler, der diesem Falle positiver Polarität. durch die Zeitverschiebung zwischen einer F₂-Spitze

Das Ausgangssignal des Integrators 6 ist eine und der nächsten Vorderflanke eines F₁-ImPuISeS Gleichspannung, die zu jedem beliebigen Zeitpunkt dargestellt wird, ändert periodisch sein Vorzeichen, dem Pegel der Gesamtladung der Integrationskapa- So sind positive Phasenverschiebungen in einer Richzität entspricht. Diese Gesamtladung stellt ihrerseits 20 tung und negative Phasenverschiebungen in der das Zeitintegral aller angelegten Ladungserhöhungen anderen Richtung schraffiert gezeigt. Die Periode dar. Solange die Fj-Ausgangs- und F₂-Eingangssi- der Umkehrung im Vorzeichen des Phasenwinkels gnale synchron sind, behält die Integratorausgangs- ist gleich der Schwebungsperiode und umgekehrt spannung einen konstanten Pegel bei, da dann die proportional dem Zeitunterschied zwischen den positiven und negativen Ladungszuführungen einan- 25 Zyklusperioden der Eingangs- und Ausgangssignale, der aufheben. Sollte das Signal in der einen oder Wenn T₁ die Periode des Ausgangssignals anderen Richtung nicht mehr synchron sein, wobei . _

das Fj-Signal gegenüber dem F₂-Signal voraus- oder ^i ~~ ^ll ν

nachläuft, nimmt die integrierte Ausgangsspannung und T₂ die Periode des Eingangssignals ^

vom Integrator 6 einen positiven oder negativen Wert 30 , _ .

an. Die Ausgangsspannung des Integrators 6 liegt an V 2 ~ *' 2/

dem Frequenzsteuereingang 20 des Oszillators 1 an. ist, dann ergibt sich die Schwebungsperiode T_B durch Demgemäß behält die Oszillatorfrequenz / einen kon- das bekannte Verhältnis: stanten Wert, wenn die Eingangs- und Ausgangssignale synchron sind. Im Falle einer Phasenverschie- 35 ^₂ bung zwischen den beiden Signalen erzeugt die Ver- T_B — ——, (1) änderung der Integratorausgangsspannung, eine ent- ^ T sprechende Änderung der Oszillatorfrequenz, wobei

die Richtung der Änderung von der Richtung der worin AT= T₂-T₁ ist. Daher sind die Schwe-Phasenverschiebung abhängt. 40 bungsperiode und die Periode der Vorzeichenum-

Die im vorhergehenden beschriebene Phasensperr- kehr der Phasenverschiebung länger, wenn die Ausschaltung ist in der Lage, einen Phasensynchronis- gangs- und Eingangssignalfrequenzen näher aneinmus zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen anderliegen. In der dritten Linie der F i g. 4 ist der einwandfrei aufrechtzuerhalten und einen Frequenz- größte Teil eines vollen Zyklus T_B der Schwebung Synchronismus zu erreichen unter der Voraussetzung, 45 als Sinuskurve gestrichelt dargestellt. Die Fehlerdaß der Unterschied in der Frequenz zwischen den spannungen, die dem Integrator 6 zugeführt werden, beiden Signalen nicht zu groß ist. Sollte jedoch der sind als Impulse mit konstanter Amplitude gezeigt, Frequenzunterschied über eine gewisse Größe hin- die in Übereinstimmung mit dem Eingangsimpuls ausgehen, die z. B. etwa 2% der Eingangssignalfre- auftreten, wobei das Vorzeichen der Fehlerspanquenz betragen kann, ergibt sich eine ernsthafte 50 nungsimpulse abwechselnd positiv und negativ in Schwierigkeit. Diese ist im wesentlichen auf die peri- aufeinanderfolgenden Halbperioden der Schwebung odische Zeichenumkehrung (s. Fig. 1) der Phasen- ist.

Verschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssi- Die Wirkung eines Synchronisationssystems beim

gnal zurückzuführen. Verändern der Frequenz des Ausgangssignals, bis sie

In F i g. 1 stellt die lineare Sägezahnkurve die Ver- 55 gleich der Frequenz des Eingangssignals ist, erfordert änderungen des Phasenwinkels zwischen den Ein- eine Zeitspanne, die grob proportional dem anfänggangs- und Ausgangssignalen über der Zeit dar. Der liehen Frequenzunterschied ist. Insbesondere bewirkt Phasenwinkel ändert sich zyklisch mit einer Periode, jede Änderung der Ausgangsspannung des Integradie gleich der Schwebungsperiode T_B der beiden Fre- . tors 6 nur eine entsprechende Änderung der Frequenzen F₁ und F₂ ist. Da sich der Phasenwinkel 60 quenz des Oszillators 1 und der Phasenlage des periodisch im Vorzeichen ändert, wirkt das Fehler- F_t-Ausgangssignals. Es bedarf daher einer wesentsignal in den Zeiträumen, in denen der Phasenwinkel liehen Anzahl solcher Fehlerspannungen und daher ein Vorzeichen, z. B. negatives, aufweist, derart, daß einer entsprechenden Anzahl von F₂-Eingangsimes die Phasenverschiebung zwischen den Ausgangs- pulsen, um die Ausgangsfrequenz um einen Wert zu und Eingangssignalen erhöht, anstatt sie zu verrin- 65 ändern, der genügt, um die gewünschte Synchronigern. Wenn das System nicht in der Lage ist, eine sation zu erreichen.

Synchronisation innerhalb eines halben Zyklus der Wenn die Zeitspanne, die das System benötigt,

Schwebung zu erreichen, bei dem der Phasenwinkel um die Synchronisation zu erreichen, länger sein

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sollte als die Hälfte der Schwingungsperiode, d. h. langer als

so daß sich das Vorzeichen der Fehlerspannung ändert, bevor die Synchronisation erreicht ist, kehrt sich die Richtung der Änderung der Oszillatorausgangsfrequenz ebenfalls um. Derartige Umkehrungen finden bei jeder Halbperiode der Schwebung statt und ergeben den erwähnten Sucheffekt, wobei das System unfähig ist, jemals die Synchronisation zu erreichen.

Zur Vermeidung dieses Sucheffektes ist es notwendig, den absoluten Wert jeder Fehlerspannung zu erhöhen, um die zur Synchronisation erforderliche Zeitspanne derart zu verringern, daß sie kleiner als eine Halbperiode der Schwebung ist. Dies ist jedoch nicht allgemein durchführbar, weil eine Erhöhung der Fehlergröße die Genauigkeit und Stabilität des Systems, insbesondere bei Rauschen, verringern. Daher ist das bisher beschriebene System während des anfänglichen Aufnahmestadiums fehlerhaft, wenn es erforderlich sein kann, große Anfangsabweichungen zwischen den Signalfrequenzen zu korrigieren.

Es sei noch darauf hingewiesen, daß die Vergleicher-UND-Tore und der Integrator als nichtlinear, digital arbeitend angenommen wurden. Die Ausgangsspannungen des Integrators 6 sind dann konstant, dem zu korrigierenden Phasenwinkel proportional. Bei einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann der Vergleicher proportionale Fehlerspannungssignale zumindest innerhalb eines Bereiches von Phasenwinkeln erzeugen, der nicht über eine gewisse Grenze im Absolutwert hinausgeht. Die Eingangsimpulse können der Klemme 15 als Rechteckimpulse geeichter Breite mit der Frequenz F₂ (wie bezüglich F i g. 6 beschrieben) anstatt als differenzierte Spitze zugeführt werden. In Fig. 3B sind die Eingangsimpulse auf Linie 15 negative Viereckimpulse mit geeichter Breite. Der erste der drei gezeigten Eingangsimpulse fällt mit seiner Mitte m mit entsprechenden Vorder- und Rückflanken der + Fj-Impulse zusammen. In diesem Fall sind die Impulse, die an den Endklemmen 18 und 19 auftreten, mit gleicher Breite dargestellt. Die Mitte des zweiten Eingangsimpulses ist dabei gegenüber den genannten Flanken vorauslaufend. In diesem Falle ist der Impuls an der Klemme 18 breiter und an der Klemme 19 entsprechend schmaler. Die umgekehrten Bedingungen treffen für den dritten gezeigten Eingangsimpuls zu. Bei dieser Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist das Fehlersignal des Vergleichers im wesentlichen proportional der Phasenverschiebung, unter der Voraussetzung, daß die Phasenverschiebung nicht über die Hälfte der Breite t des Eingangsimpulses hinausgeht. Wenn jedoch die Phasenverschiebung über + r / 2 hinausgeht, bleibt einer der Impulse bei 18,19 gleich Null, während der andere einen konstanten Höchstwert unabhängig von weiteren Erhöhungen der Phasenver-Schiebung beibehält. Das heißt die Fehlerspannungen sind dann mengenmäßig bestimmt. Die Arbeitsweise des Systems wird dann nichtlinear und vollständig gleich dem an Hand von Fig. 3A beschriebenen Betrieb. ;,

In F i g. 3 C ist eine weitere Art der proportionalen Steuerung, wie sie bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung verwendbar ist, dargestellt. Hier ist die ansteigende Flanke eines der beiden komplementären rechteckigen Ausgangssignale, beispielsweise -F₁, um r verzögert dargestellt. Dafür kann jede geeignete Verzögerungsschaltung verwendet werden. Die so abgewandelte Wellenform ist in Fig. 3C mit -F₁' bezeichnet. Die Eingangssignale, die am Anschluß 15 auftreten, sind rechteckige Impulse mit der geeichten Breite τ. Sie besitzen hier positive Polarität. Im Falle eines phasengenauen Eingangsimpulses F₂, wie bei 1 in F i g. 3 C, ergibt keines der Tore 4 und 5 ein Ausgangssignal an den entsprechenden Klemmen 18 und 19. Im Falle eines Eingangsimpulses F₂ mit vorlaufender Phase, wie bei 2 in F i g. 3 C, tritt ein Impuls an der Klemme 19 auf. Im Falle eines Eingangsimpulses mit nachlaufender, wie bei 3 in F i g. 3 C, erscheint ein Impuls an der Klemme 18. Die Impulse, die an den Klemmen 18 und 19 erscheinen, entsprechen in der Breite der Phasenverschiebung des Eingangsimpulses, solange diese nicht über ±t hinausgeht.

Während bei all den beschriebenen Ausführungsformen komplementäre rechteckige Wellenformen vom Ausgangssignal bei der Frequenz F₁ abgeleitet und mit den Eingangssignalen F₂ in Impulsen zeitlich verglichen werden; so betrifft doch die Erfindung auch die umgekehrten Anordnungen, bei denen komplementäre rechteckige Wellenformen von den Eingangssignalen F₂ abgeleitet und mit Impulsen verglichen werden, die von den Ausgangssignalen F₁ abgeleitet sind. ^

An Hand von F i g. 2 wird eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung beschrieben, bei denen der Suchvorgang vollständig ausgeschaltet wird. Wie gezeigt, werden die differenzierten Eingangsimpulse der Frequenz F₂ an der Endklemme 15 dem Eingang einer bistabilen Kippstufe 11 zugeleitet, deren eingestellter Ausgang über ein Differenzierglied 12 mit einem Eingang eines UND-Tores 13 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Tores 13 ist mit dem Rücksetzeingang 21 des Zählers 2 verbunden, der das Ausgangssignal F₁ erzeugt. Die bistabile Kippstufe 11 ist mit ihrem anderen Eingang mit dem Ausgang eines binären Zählers 10 verbunden, dessen Eingang mit dem Ausgang des Differenziergliedes 3 verbunden ist. Die vorstehend beschriebene Schaltung arbeitet wie folgt:

Ein anfänglicher Eingangsimpuls, der an der Eingangsklemme 14 auftritt, wird im Differenzierglied 3 differenziert. Die sich durch seine Vorderflanke ergebende Spitze schaltet die Kippstufe 11 ein. Das Einschalten der Kippstufe 11 erzeugt eine z. B. negative Spannung an ihrem Ausgang. Dieser Spannungssprung wird in dem Differenzierglied 12 differenziert, um eine negativ verlaufende Spitze zu erzeugen, die einem Eingang des UND-Tores 13 zugeleitet wird. Das Tor 13 ist, wie später beschrieben, zu diesem Zeitpunkt geöffnet. Das Tor 13 liefert daher einen Ausgangsimpuls, der dem Rücksetzeingang 21 des Zählers 2 zugeführt wird. Der Zähler wird dadurch auf Null zurückgestellt und beginnt wieder zu zählen, wobei er mit dem nächsten Impuls beginnt, den er vom Oszillator 1 empfängt. Daher wird die Phase des Ausgangssignals F₁, das am Anschluß 16 auftritt, auf den Zeitpunkt eingestellt, an dem der anfängliche Eingangsimpuls F₂ auftritt, so daß in diesem anfänglichen Zeitpunkt das Ausgangssignal in seiner Phase mit der Phase des Eingangssignals übereinstimmt, mit der Ausnahme der kleinen konstanten

Verzögerung, die durch die unvermeidliche Stromlaufverzögerung verursacht wird.

Gleichzeitig mit der Einstellung der Kippstufe 11 wird die durch die Vorderflanke des anfänglichen Eingangsimpulses erzeugte Spitze dem Zähler 10 zugeführt, um eine Zählung der Eingangsimpulse einzuleiten. Bei Erreichung und Überschreitung der Zählerkapazität liefert der Zähler 10 ein Ausgangssignal, das die Kippstufe 11 zurückstellt. Die Rückstellung der Kippstufe nimmt keinen Einfluß auf andere Schaltungsgruppen. Die Kippstufe kann jetzt wieder von dem nächsten Impuls F₂ in die andere Lage gebracht werden. Bei dieser weiteren Einstellung wird der Zähler 2 neu eingestellt und die Ausgangssignale F₁ wieder in Phase zu den Eingangssignalen gebracht. Der Zähler 10 beginnt wieder das Zählen der Eingangsimpulse.

. Die Zählkapazität des Zählers 10 ist vorher so festgelegt, daß der Zählzeitraum etwas kurzer ist als die Hälfte des Wertes, der durch die Schwebungsperiode T_B für die erfaßte Maximalabweichung zwi-. sehen den Eingangs- und Ausgangsfrequenzen F₁ und F₂ angenommen wird. Die tatsächliche Zählkapazität des Zählers 10 kann am besten verstellbar gemacht werden, wie schematisch durch einen Pfeil 26 angedeutet.

Die Betriebsweise der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung wird nun an Hand von F i g. 5 erläutert. Die drei Diagramme haben gleiche Bedeutungen wie die entsprechenden Diagramme in Fig. 4. Wie gezeigt, ist die Vorderflanke 28 des eisten Ausgangsimpulses F₁ im wesentlichen synchron mit einem Impuls 29 der Impulse F.,. Es kann angenommen werden, daß diese anfängliche Synchronisierungswirkung auf die Vorlauf wirkung durch die differenzierte Vorderflanke des ersten hereinkommenden Impulses der Kippstufe 11 zurückzuführen ist, wie durch einen Pfeil 33 gezeigt. Danach sind die drei Diagramme der Fig. 5 identisch mit den entsprechenden Diagrammen der F i g. 4 innerhalb einer ersten positiven Halbwelle 30 der Schwebungsfrequenz. Das heißt, die Vorderflanken der Ausgangsimpulse F₁ laufen mit ständig größer werdenden Phasenwinkeln gegenüber den folgenden Eingangsimpulsen F» infolge der angenommenen Frequenzab- weichung vor. Demgemäß, und wie in F i g. 4 gezeigt, sind die Fehlerspannungen, wie 31, die von dem Vergleicher-UND-Toren geliefert werden, alle positiv. Eine kurze Zeit vor Beendigung der positiven Halbwelle 30 der Schwebung werden die Bedingungen geändert. Der Zähler hat seine Zählung der Eingangsimpulse F* (im dargestellten Beispiel 4 Stück) beendet und einen Impuls über das Differenzierglied 12 und das Tor 13 zum Rücksetzeingang des Zählers 2 gesendet. Der Zeitpunkt des Auftretens dieses Rücksetzimpulses ist durch einen Pfeil 35 angezeigt. Als Folge werden die Ausgangsimpulse F₁, beginnend mit dem bei 32 gezeigten Impuls, wieder in Phasenübereinstimmung mit den hereinkommenden Impulsen F₂ zeitlich neu eingestellt. Die Phasenverschiebungen zwischen den Impulsen F₁ und F₂ gehen, anstatt die Richtung zu ändern wie in Fig. 4, in der gleichen Richtung wie vorher weiter. Die Fehlerspannungen ihrerseits bleiben, anstatt ihr Vorzeichen zu ändern, positiv, wie in der unteren Zeile der F i g. 5 gezeigt. Es muß darauf hingewiesen werden, daß durch diese Phaseneinstellung die Schwebung gleichgerichtet wird. In jedem Falle unterdrückt die Ausschaltung der Vorzeichenumkehrung die Suchwirkung bei großen anfänglichen Frequenzabweichungen zwischen, den Eingangs- und Ausgangssignalen und gestattet die Verwendung kleiner Fehlerspannungen, die mit der hohen Präzision und Stabilität der Rückkopplungsschleife vereinbar sind.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 2 umfaßt weitere Mittel, durch die die vorstehend beschriebene Schaltung nur während des anfänglichen oder Aufnahmearbeitsganges arbeitet und abgeschaltet wird, nachdem eine wesentliche Synchronisation zwischen den Ausgangs- und Eingangssignalen erreicht worden ist und nachdem die darauffolgende Phasennachführung eingeleitet ist. Zu diesem Zwecke ist das UND-Tor 13, das bereits vorher erwähnt wurde, mit seinem zweiten Eingang mit dem Ausgang eines Kurzzeitintegriergliedes 9 verbunden, dessen Eingang mit dem Ausgang eines UND-Tores 8 verbunden ist. Das UND-Tor 8 ist mit einem Eingang mit dem Ausgang des erwähnten Differenziergliedes 3 verbunden. Sein zweiter Eingang ist mit dem Ausgang eines Differenziergliedes 7 verbunden, das an seinem Eingang das Ausgangssignal von der Klemme 16 empfängt. Die Anordnung wirkt so, daß der zweite (obere) Eingang des UND-Tores 13 unter Strom gesetzt wird, solange das Integrierglied 9 keine merkliche Ausgangsspannung erzeugt, und stromlos gemacht wird, wenn das Integrierglied eine Ausgangsspannung zuführt, die über einen vorher bestimmten Pegel hinausgeht. Für diesen Zweck wird eine übliche Wandlerschaltung und ein Schmitt-Trigger (hier nicht gezeigt) in Serie zwischen dem Integrierglied 9 und dem oberen Eingang des UND-Tores 13 eingeschaltet.

Mit dieser Anordnung liegt in dem nichtsynchronen Zustand des Systems, wenn die Ausgangsund Eingangsfrequenzen F₁ und F₂ wesentlich voneinander abweichen, an dem UND-Tor 8 keine Koinzidenz oder bestenfalls nur eine gelegentliche isolierte Koinzidenz zwischen den Vorderflanken der Ausgangs- und Eingangssignale vor. Unter diesen Umständen erzeugt das Integrierglied 9 keine Ausgangsspannung oder eine nur sehr niedrige Ausgangsspannung, die ungenügend ist, um den oberen Eingang des UND-Tores 13 stromlos zu machen. Der obere Eingang des UND-Tores 13 bleibt ständig unter Strom. Der periodische Rücksetzimpuls wird zum Rücksetzeingang 21 des Zahlers 2 geleitet, um periodisch die Ausgangsimpulse bezüglich der Eingangsimpulse wie vorstehend beschrieben wieder in Phase zu bringen. Wenn sich die Schaltungsanordnung dem synchronen Zustand nähert, in dem die Frequenzen und Phasen der Ausgangssignale nur wenig voneinander abweichen, fallen die Vorderflanken der beiden Signalreihen näher zusammen und an dem UND-Tor 8 beginnen längere Reihen aufeinanderfolgender Koinzidenzen zwischen diesen Vorderflanken vorzuliegen. Die sich ergebenden Ausgangssignale des Tores 8 werden im Intcgrierglied 9 integriert, um eine im wesentlichen integrierte Ausgangsspannung zu erzeugen. Der obere Eingang des UND-Tores 13 wird dann stromlos gemacht und der Phaseneinstellvorgang unterbrochen. Daher ist während der darauffolgenden Phasenverfolgung oder Nachführungsarbeit nur die obere Rückkopplungsschleife einschließlich der Vergleichsschaltung 23 wirksam. Der Betrieb setzt sich dann in der bereits beschriebenen Art fort.

In den meisten praktischen Fällen kann der Zähler 10 so gewählt werden, daß er eine Zählkapazität von Zwei mit zufriedenstellenden Ergebnissen hat. Das sich ergebende System ist dann in der Lage, erfolgreich anfängliche Frequenzabweichungen bis zu einer Oktave zu beseitigen. Eine derartige Frequenzabweichung ist viel größer, als sie bei üblichen Systemen vergleichbarer Art zulässig war.

Die folgende kurze Analyse zeigt jedoch, wie die Zählwirkung des Zählers 10 vorher bestimmt werden kann, um die gewünschte Wirkung des Phasenabgleichs in optimaler Art und Weise zu erreichen. Wenn der maximal zulässige Wert der relativen Frequenzabweichung, die während der Aufnahmephase des Betriebes eintreten kann, mit ό bezeichnet wird, dann ergibt sich:

Λ = 1 -

F₁

(2)

oder mit /,/F₁ = T₁IT₂ und T₂ = T₁-J- AT ergibt sich:

A= ^l . (2')

1+ ^Tl
AT

Wenn N die Zählkapazität des Zählers 10 ist, dann ist die Zählzeit T_c des Zählers 10

T₀ = N- T₂ ^N(T₁ + Λ T). (3)

Wie bereits früher erklärt, sollte die Zählzeit T_c etwas kleiner als eine halbe Schwingungsperiode zwischen den Ausgangs- und Eingangssignalen sein, d. t.

T_c<^hT_B. (4)

Wenn die Gleichungen (2'), (3), (4) mit der Gleichung (1) verglichen werden, dann ergibt sich:

N< (1 -O)ViO (5)

(6)

Wenn das System beispielsweise erfolgreich mit anfänglichen relativen Frequenzabweichungen von nur 5% (d. h. <5=O,O5) arbeiten soll, dann zeigt die Gleichung (6), daß N=8 ein geeigneter Wert für die Zählkapazität des Zählers 10 ist.

In der in Fig. 6 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist die bistabile Kippstufe 11 und der Zähler 10 durch eine monostabile Kippstufe ersetzt. Die Zeitkonstante der monostabilen Kippstufe, d. h. die Zeit, die erforderlich ist, damit sie wieder in ihren stabilen Zustand zurückfällt, kann in der beschriebenen Art vorherbestimmt werden, um die Zählperiode des Zählers 10 in Fi g. 2 festzulegen. Diese Änderung ist besonders geeignet für Fälle, bei denen die Eingangssignale in der Form kurzer intermittierender Signalgruppen mit Wiederholungsgeschwindigkeiten F₂ vorliegen, die durch verhältnismäßig lange Schweigeperioden voneinander getrennt sind, wie das häufig in Satelliten-Fernmeldesystemcn der Fall ist. Die Zeitkonstante der monostabilen Kippstufe kann dann so bestimmt werden, daß sichergestellt wird, daß sie vor Empfang des anfänglichen Impulses in jedem intermittierenden Impulszug wieder rückgestellt ist.

Es wurde so gezeigt, daß die Schaltungsanordnung nach Fi g. 2 einschließlich der Schaltung zur Phaseneinstellung, die während des Betriebsbeginns arbeitet, in der Lage ist, in zuverlässiger Art und Weise eine Synchronisierung der Ausgangsfrequenz mit der Eingangfrequenz zu erreichen und danach eine Synchronisation während des Verfolgungs- oder Nachführungsbetriebes aufrechtzuerhalten. In einigen Fällen kann das System jedoch eine unangemessen

ίο lange Zeit brauchen, um die Frequenzsynchronisation zu erreichen. Um die Dauer der Synchronisation unter Einschaltung hoher Genauigkeit und Stabilität zu verringern, sind weitere erfindungsgemäße Maßnahmen vorgesehen.

Diese Verringerung der Dauer wird im wesentlichen erreicht durch Verwendung eines verhältnismäßig hohen Wertes der Fehlerspannung des Vergleichers während zumindest ein Teil des Synchronisationsvorganges und automatische Umschaltung auf eine niedrigere Fehlerspanhung, wenn oder vorzugsweise kurz bevor die Synchronisation erreicht ist. Beispielsweise wird zunächst eine hohe Fehlerspannung verwendet, bis die Ausgangsfrequenz mit 1% Genauigkeit auf ihren richtigen Wert gebracht wurde, Die Fehlerspannung wird dann auf einen niedrigeren Wert geschaltet, die Synchronisation fortgeführt, bis die Ausgangsfrequenz und Phase auf 0,1% Genauigkeit korrigiert wurden. Das System kann dann auf Verfolgungsbetrieb geschaltet werden, bei dem die niedrige Fehlerspannung wie in der vorangegangenen Betriebsstufe weiterhin verwendet wird, um die Phase des Ausgangssignals mit einer Genauigkeit von ungefähr +10~⁷ synchron mit der des Eingangssignals zu halten. Eine Ausführungsform der erfin- dungsgemäßen Schaltungsanordnung mit dem beschriebenen dreistufigen Betrieb wird nun unter Hinweis auf F i g. 6 beschrieben.

Die in F i g. 6 gezeigte Schaltungsanordnung umfaßt einen spannungsgeregelten Oszillator 101, dessen Ausgang vorzugsweise durch einen Verstärker 121 mit dem Eingang eines Frequenzteilungszählers 102 verbunden ist. Der Zähler 102 liefert an einem Ausgang 116 eine Viereckspannung mit der Frequenz F₁ und an seinem anderen Ausgang 117 eine komplementäre Viereckwellenausgangsspannung mit der gleichen Frequenz aber mit umgekehrter Phase, die mit -F₁ bezeichnet wird. Eingangssignale mit der Frequenz F₂ werden der Eingangsklemme 115, z. B. in Form von Impulsen geeichter Breite T zugeleitet.

Die Ausgangsfrequenz +F₁ und -F₁ von den Ausgängen 116 und 117 werden entsprechenden Eingängen einer doppeltwirkenden Rückkopplungsschaltung 123 zugeleitet. Das Eingangssignal F₂ wird ebenso der Rückkopplungsschaltung 123 zugeführt zum Vergleich der Phasen der Eingangs^- und Ausgangssignale. Die Rückkopplungsschaltung 123 gibt eine Fehlerspannung auf die Leitung 120, die dem Frequenzsteuerungseingang des Oszillators 101 zugeführt wird.

Die Rückkopplungsschaltung 123 weist zwei Paare von Vergleicher-UND-Toren 104 bis 105 und 104', 105' und ein Integrierglied 106 mit zwei Eingängen auf. Das Integrierglied hat einen ersten Eingang 125 für niedrige Verstärkung, an dem die Ausgänge des ersten Paares der UND-Tore 104 und 105 parallel liegen, und einen zweiten Eingang 125' für hohe Verstärkungsfaktoren, an dem die Ausgänge des anderen Paares der UND-Tore 104' und 105' parallelliegen.

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Die Ausgänge der Tore 105 und 105' sind mit den Triggers 142 durch die Umkehrschaltung 146 am Eingängen des Integriergliedes 106 über Umkehrer Eingang des UND-Tores 140 Spannung. Die Ein- oder Komplementärstromkreise 124 und 124' ver- gangsimpulse F₂ werden daher durch dieses Tor zu bunden. Die Tore 104 und 104', haben erste Ein- den beiden UND-Toren. 104' und 105' zu deren gänge, die so geschaltet sind, daß sie das —F^-Signal 5 Phasenvergleich mit den Ausgangsimpulsen +F₁ gevon der Klemme 117 erhalten. Die ersten Eingänge leitet. Die sich ergebenden Phasenfehlerspannungsder Tore 105 und 105' sind so geschaltet, daß sie das impulse werden dem Eingang 125' für hohe Ver- +Fj-Signal von der Klemme 116 empfangen. Die Stärkung des Integriergliedes 106 zugeleitet. Im AnTore 104 und 104' haben zweite Eingänge, die so sprechen auf jeden Phasenfehlerimpuls wird die geschaltet 'sind, daß sie das F₂-Signal von der Ein- 10 Fehlerspannung am Ausgang 120 des Integriergliedes gangsklemme 114 empfangen. Die Tore 105 und 105' 106 durch einen großen Wert in der einen oder haben zweite Eingänge, die parallel geschaltet sind, anderen Richtung verändert. Als ein Ergebnis wird um das Ausgangssignal eines weiteren Tores 140 zu die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 1 empfangen, dessen einer Eingang so geschaltet ist, mit einer verhältnismäßig hohen Geschwindigkeit daß er das F₂-Signal von der Klemme 114 empfängt. 15 verändert. Die Frequenz der Ausgangsimpulse +F₁ Das +Fj-Signal von der Klemme 116 und das wird bei einer entsprechend schnellen Geschwindig-F₂-Signal von der Eingangsklemme 114 werden durch keil in ungefährem Synchronismus mit der Eingangsentsprechende Differenzierglieder 107 und 103 ge- frequenz F₂ eingestellt.

leitet. Der Ausgang des Differenziergliedes 103 ist mit Nachdem diese schnelle Einstellung genügend fort-

dem Eingang einer monostabilen Kippstufe 111 ver- 20 geschritten ist, um die Ausgangsfrequenz F₁ auf einen

bunden, deren Ausgang über ein Differenzierglied Wert zu bringen, der um weniger als etwa 1% von

112 mit einem Eingang eines UND-Tores 113 ver- der Eingangsfrequenz F₂ abweicht, beginnt das bunden ist. Die Differenzierglieder 107 und 103 sind UND-Tor 108 wiederholt Koinzidenzen zwischen den weiterhin mit ihren Ausgängen mit den Eingängen Vorderflanken der Ausgangs- und Eingangsimpulse eines UND-Tores 108 verbunden, dessen Ausgang as festzustellen. Der Integrator 109 beginnt, eine entmit dem Eingang eines Kurzzeitintegrators 109 ver- sprechende Ausgangsspannung zu erzeugen und den bunden ist. Der Integratorausgang ist parallel mit den Schmitt-Trigger 142 auszulösen. Der Trigger 142 Eingängen von zwei Schmitt-Triggern 142 und 144 gibt jetzt eine Spannung ab, die von der Umkehrverbunden, wobei der Schmitt-Trigger 142 einen schaltung 146 in einen Nichtspannungszustand umgeniedrigeren Schwellenwert als der Schmitt-Trigger 30 wandelt wird, wodurch das UND-Tor 140 stromlos 144 hat. Der Schmitt-Trigger 142 ist mit seinem Aus- gemacht wird. Die UND-Tore 104'-105' werden ciagang über eine Umkehrschaltung 146 mit dem her ausgeschaltet, und die Phasenvergleichswirkung zweiten Eingang des UND-Tores 140 verbunden, zwischen den Ausgangs- und Eingangssignalen wird während der Trigger 144 mit seinem Ausgang über nunmehr lediglich von den UND-Toren 104-105 beeine Umkehrschaltung 148 mit dem anderen Eingang 35 wirkt, so daß die Phasenfehlerimpulse nur an dem des UND-Tores 113 verbunden ist. Das UND-Tor Eingang 125 für niedrige Verstärkung des Integrier-

113 ist mit seinem Ausgang mit dem Rücksetzein- gliedes 106 liegen. Der Ausgang des Integriergliedes gang 121 des Teilungszählers 102 verbunden. 120 liefert jetzt Fehlerspannungen niedrigen Wertes

Im Betrieb des Integriergliedes 106 veranlaßt ein und bewirkt eine feine Frequenzverstellung des Oszil-Spannungsimpuls gegebener Größe, der dem Eingang 40 lators 101, bis die Ausgangssignalfrequenz F₁ mit der 125 für niedrige Verstärkung zugeführt wird, die Eingangsfrequenz /₂ bis auf eine Genauigkeit von Abgabe einer Fehlerspannung am Ausgang 120, 10~³ synchron ist.

während ein Spannungsimpuls der gleichen Größe, Zu diesem Zeitpunkt liegen an dem UND-Tor 108

der dem Eingang 125' für hohe Verstärkung züge- lange Serien wiederholter Koinzidenzen zwischen den führt wird, die Abgabe einer Fehlerspannung 45 Vorderflanken der Ausgangs- und Eingangsimpulse, größeren Wertes am Ausgang 120 veranlaßt. . Der Kurzzeitintegrator 109 liefert dann eine entWenn bei Beginn des Betriebes die Ausgangsfre- sprechend hohe Ausgangsspannung, die genügt, um quenzFj wesentlich von der Eingangsfrequenz F₂ Schmitt-Trigger 144 mit höherer Schwelle auszuabweicht (z. B. mit einer relativen Frequenzabwei- lösen. Ausgangsspannung des Triggers 144 macht chung von 10% oder mehr), tritt am UND-Tor 108 50 über die Umkehrschaltung 148 das Torll3stromlos nur gelegentlich eine Koinzidenz zwischen den und unterbricht die Wirkung des Phasengliedes. Da-Vorflanken der Signale auf. Daher erzeugt der Inte- mit ist das System vom Aufnahmebetrieb auf den grator 109 keine Ausgangsspannung. Die Schmitt- Verfolgungsbctrieb umgeschaltet. Darin wird ein Trigger 142 und 144 werden daher nicht betätigt. Da- genauer Frequenz- und Phasensynchronismus zwidurch, daß am Ausgang der Trigger 144 keine Span- 55 sehen den Ausgangsimpulsen F₂ und den Eingangsnung liegt, wird in der ,Umkehrschaltung 148 eine , impulsen F₂ mit einer Genauigkeit von 10~° oder Spannung erzeugt, die an dem oberen Eingang des besser aufrechterhalten.

UND-Tores 113 anliegt. Unter dieser Bedingung Eine beispielhafte Ausführungsform der doppeltarbeitet daher das UND-Tor 113, um Impulse zum wirkenden Rückkopplungsschaltung 123 wird jetzt Rücksetzeingang 121 des Zählers 102 in regelmäßi- 60 unter Hinweis auf F i g. 7 beschrieben. Das UND-Tor gen Abständen zu senden, die von der Zeitkonstante 104 umfaßt zwei npn-Transistoren 202 und 204, der monostabilen Kippstufe 111 bestimmt werden. deren Basen miteinander verbunden und positiv über Die monostabile Kippstufe 111 nach Fig. 7, kann einen Widerstand vorgespannt sind. Die Emitter der durch eine Kombination ersetzt werden, die eine bi- Transistoren 202 und 204 sind so geschaltet, daß sie stabile Kippstufe 11 und einen Zähler 10, wie in 65 die -F₁ und/·.,-Frequenzen empfangen. Die Kollek-Fig. 2 gezeigt, umfaßt. . torcn beider Transistoren sind gemeinsam mit der

Weiterhin liegt zu diesem Zeitpunkt durch d.ts Basis eines Transistors 208 verbunden, dessen Emit-Fehlen einer Spannung am Ausgang des Schmitt- ler geerdet ist, während sein Kollektor positiv durch

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einen Widerstand 209 vorgespannt und durch eine gliedes 106 verbunden. Der Emitter des Transistors

negativ gepolte Gleichrichterdiode 210 und einen 242 der dritten Stufe, die einen Emitterfolger dar-

Serienladungswiderstand 212 mit dem Eingang 125 stellt, ist mit dem Ausgang 120 des Integriergliedes

mit niedrige Verstärkung des Integriergliedes 106 ver- 106 verbunden. Die Zener-Diode 236 dient dazu,

bunden ist. 5 eine nichtlineare Kompensation für die Ausgangs-

Beim Betrieb dieses Tores sind die Transistoren verstärkerschwelle zu schaffen.

202 und 204 normal leitend, und der Transistor 208 Im Betrieb dieses Integriergliedes kann aus einer ist normal gesperrt vorgespannt. Beim gleichzeitigen Untersuchung der Übertragungsfunktion gezeigt wer-Auftreten von positiven Flanken in den -F₁ und den, daß, wenn Ladeimpulse direkt zur Verbindungs-F₂-Signalen, wie sie den Emittern der Transistoren io stelle eines Widerstandes 234 und eines großen Kon-202 und 204 zugeführt werden, ist die kombinierte densators 232 von dem Eingang 125' für hohe Versich ergebende Spannung, die von beiden Transi- Stärkung geführt werden, wie das während der Aufstören zur Basis des Transistors 208 geleitet wird, nahmepause des Systems der Fall ist, die Ausgangsgenügend, um letzteren leitend zu machen, worauf- leitung 120 integrierte Impulsspannungen verhältnishin die positive Spannung vom Widerstand 209 über 15 mäßig hoher und im wesentlichen konstanter Größe den Transistor 208 nach Masse abgeleitet wird und liefert. Wenn andererseits die Eingangsimpulse über einen negativen Impuls erzeugt, der durch die Diode den Eingang 125 für niedrige Verstärkung zugeführt 210 und den Widerstand 121 zum Eingang 125 des werden, wie während der Phasennachführung, sind Integriergliedes 106 geleitet wird. die Impulse, die durch die Leitung 120 geliefert wer-

Das UND-Tor 105 ist in ähnlicher Art und Weise 20 den, wesentlich kleiner. Diese Impulse sind dann

gebaut. Sein normalerweise gesperrter Ausgangstran- außerdem ungefähr proportional dem Phasenfehler

sistor (entsprechend 208) ist mit seinem Kollektor zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen, der

über einen Widerstand 214 mit der Basis eines pnp- durch die Breite der veränderlichen Impulse darge-

Transistors 216 verbunden, der die Umkehrschaltung stellt ist, die von den UND-Toren 104 und 105 ge-

124 darstellt. Der Transistor 216 ist mit seinem KoI- 25 liefert werden (s. Fig. 3B).

lektor positiv vorgespannt. Sein Emitter liegt über Das gerade beschriebene Integrierglied kann voreinem Widerstand 218 an Masse und ist über die in teilhafterweise auch als Einzeleingangsintegrierglied 6 Durchlaßrichtung gepolte Diode 220 und den Ein- in der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 verwendet gangswiderstand 222 mit dem Eingang 125 des Inte- werden, wobei es lediglich zu diesem Zweck notgriergliedes 106 verbunden. Der Transistor 216 ist 30 wendig ist, den Eingang 125' für hohe Verstärkung normalerweise gesperrt. Beim gleichzeitigen Auf- und die dazugehörigen Tore 104', 105' wegzulassen, treten positiver Flanken in den +F₁ und F₂-Signalen, Während das vorstehend beschriebene Integrierdie den Emittern der Eingangstransistoren des Tores glied bei bevorzugten Ausführungsformen der erfin-105 zugeführt werden, erscheint ein negativer Impuls dungsgemäßen Schaltungsanordnung verwendet wird, am Kollektor des Ausgangstransistors dieses Tores, 35 sind jedoch auch andere Arten von Integrierschalwie das für das Tor 104 beschrieben wurde. Dieser tungen, wie übliche i?C-Glieder, Transfluxor-Intcnegative Impuls wird der Basis des Transistors 216 grierschaltungen od. dgl. verwendbar. Phasensperrzugeführt, wodurch dieser leitend gemacht wird (da schaltungen der vorstehend beschriebenen Ausfühsein Kollektor normalerweise gegenüber seinem rungsform der Erfindung wurden betrieben, um EinEmitter negativ ist). Ein positiver Spannungsimpuls 40 gangssignale in Form intermittierender Impulsserien wird daher durch den Transistor 216 geleitet und er- oder Impulszüge zu synchronisieren, die nur 5% der scheint am Kollektorwiderstand 218, von wo er durch gesamten Sendezeit ausmachen. Die Anfangsf redie positiv gepolte Diode 220 und den Widerstand quenzabweichung konnte relative Werte von 10 bis 222 zum Eingang 125 des Integriergliedes 106 ge- 12% bis zu einer Oktave erreichen, während dennoch leitet wird. 45 eine zuverlässige Synchronisation möglich ist. Der

Tore 104' und 105' und die Umkehrschaltung 124' erforderliche Aufnahmezeitraum beträgt ungefähr

sind ähnlich den beschriebenen Toren 104 und 105 1000 Eingangsimpulse im intermittierenden Betrieb

und der Umkehrschaltung 124. und bis zu nur 50 Impulsen, in Fällen, wo die Ein-

Das Integrierglied 106 weist zwei parallele kapazi- gangsimpulse kontinuierlich anstatt intermittierend tive Schenkel auf, wovon einer einen Kondensator 50 auftraten. Nachdem die Frequenzsynchronisation er-230 mit verhältnismäßig kleiner Kapazität und der reicht worden ist, wurde am Ende der Aufnahmeandere einen Kondensator 232 mit viel größerer stufe ein Phasensynchronismus in stabiler Art mit Kapazität enthält, der in Serie mit einem Widerstand einer Genauigkeit bis 10~⁷ in der darauffolgenden 234 geschaltet ist. Der dem Kondensator 230 und . Phasennachführungsstufe erreicht. Diese Ergebnisse dem Widerstand 234 gemeinsame Schaltungsknoten 55 wurden in zuverlässiger Art selbst bei geringem ist mit dem Eingang 125 für niedrige Verstärkung ' Rauschabstand erreicht.

des Integriergliedes 106 verbunden. Der gemeinsame Es ist eine große Anzahl von verschiedenen Ab-Schaltungsknoten der Kondensatoren 230 und 232 Wandlungen der beschriebenen Ausführungsformen ist vorzugsweise über eine Zener-Diode 236 geerdet, möglich. Statt die Phaseneinstellung zu festen Zeitderen Kathode über den Widerstand 237 positiv vor- 60 abständen durchzuführen, wie durch die Kapazität gespannt ist. Das Integrierglied umfaßt ferner einen des Zählers 10 (Fig. 2) oder die Zeitkonstante der dreistufigen Transistorgleichstromverstärker mit den monostabilen Kippstufe 111 (Fig.6) bestimmt, kann in Kaskade geschalteten npn-Transistoren 238,240, das Intervall zwischen den Phaseneinstellungen so 242, deren Kollektoren positiv vorgespannt sind, verändert werden, daß die Länge der Intervalle erwährend die Emitter der Transistoren 240 und 242 65 höht wird, wenn die Schaltungsanordnung näher am über Lastwiderstände geerdet sind. Die Basis des Synchronismus arbeitet. Dies kann beispielsweise Transistors 238 der ersten Stufe, (sogenannte Dar- durchgeführt werden, indem der Ausgang des Kurzlington-Stufe) ist mit dem Eingang 125 des Integrier- zeitgenerators 9 durch geeignete Schmitt-Trigger mit

gekennzeichnet, daß der erste Vergleicher aus einem zweiten und einem dritten UND-Tor (4,5) gebildet ist, deren jedes zwei Eingänge aufweist, wobei die ersten Eingänge mit dem Zähler (2) verbunden sind und die zweiten an der das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (14) liegen, wobei die das impulsförmige Fehlersignal liefernden Ausgänge der Torschaltungen (4, 5) mit den Eingängen (18, 19) der ersten Integrierschaltung (6) verbunden sind, deren Ausgang den Frequenzsteuereingang (20) des Oszillators (1) speist, daß weiterhin die Phasensteuerschaltung (10, 11, 12) einen umschaltbaren Schalter (10, 11) aufweist, dessen erster Triggereingang, der die Umschaltung von seinem ersten in seinen zweiten Zustand auszulösen erlaubt, an der das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (14) liegt, wobei der Schalter (10, 11) nach einem Zeitintervall bestimmter ' Länge in seinen ersten Zustand zurückkehrt und wobei der Ausgang des Schalters (10, 11), am Signaleingang des Tores (13) liegt, dessen Ausgang den Phasensetzeingang (21) des Zählers (2) speist, und daß schließlich die zweite Vergleichsschaltung (8) aus einem vierten UND-Tor (8) gebildet ist, dessen Ausgang über die zweite Integrierschaltung (9) den Steuereingang der ersten Torschaltung (13) speist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,' daß der Schalter aus einer ersten monostabilen Kippschaltung, deren Ausgang über ein Differenzierglied am Signaleingang der ersten Torschaltung (13) liegt, besteht.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (11, 12) eine bistabile Kippschaltung (11) mit einem ersten an Klemme (14) liegenden Triggereingang umfaßt, sowie einen Impulsgenerator (10), der nach einer vorbestimmten Anzahl von an seinem ebenfalls mit Klemme (14) verbundenen Steuereingang anliegenden Impulsen einen Ausgangsimpuls liefert, wobei dieser Ausgang mit dem.zweiten Triggereingang der Kippschaltung (11) verbunden ist. der ihre Rückstellung in ihren ersten Zustand erlaubt und der Ausgang der Kippschaltung (11) über ein Differenzierglied (12) am Eingang des ersten Tores (13) liegt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (10) aus einer monostabilen Kippschaltung besteht, deren Ausgang mit dem zweiten Triggereingang der bistabilen Kippschaltung (11) verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (10) aus einem Ringzähler (10) besteht, dessen Ausgang mit dem zweiten Triggereingang der bistabilen Kippschaltung (11) verbunden ist und Ausgangsimpulse liefert, deren jeder einer vorbestimmten Anzahl von an seinem Eingang anliegenden Impulsen entspricht.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der als Frequenzteiler wirkende Zähler (2) zwei komplementäre Ausgänge (16,17) besitzt, die zwei Rechtecksignale mit entgegengesetzter Polarität ( + F₁, -F₁) abgeben, wobei diese Ausgänge (16, 17) mit den entsprechenden ersten Eingängen des dritten (5) und des zweiten (4) UND-Tores verbunden sind, deren zweite Eingänge von der Klemme (14) und das zweite Signal (F₂) erhalten.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge des zweiten und des dritten UND-Tores (4, 5) mit den entsprechenden beiden Eingängen (18, 19) der ersten Integrierschaltung (6) verbunden sind, die einen Kondensator enthält, dessen einer Belag auf einem festen Potential liegt und dessen anderer über zwei Widerstände mit den Eingängen (18, 19) der ersten Integrierschaltung

(6) verbunden ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Integrierschaltung (6) aus einer Parallelschaltung besteht, deren einen Zweig ein erster Kondensator bildet und deren zweiten Zweig ein erster Widerstand in Serie mit einem zweiten Kondensator bildet, wobei der gemeinsame Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Kondensators mit einem Punkt festen Potentials verbunden ist, der gemeinsame Verbindungspunkt des ersten Kondensators und des ersten Widerstandes über einen dritten bzw. einen vierten Widerstand mit den zwei Eingängen (18, 19) der ersten Integrierschaltung verbunden ist und der Kapazitäts-

. wert des zweiten Kondensators größer als der des ersten Kondensators ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite-Integrierschaltung (9), die den Ausgang der zweiten Vergleichsschaltung (8) mit dem Eingang der ersten Torschaltung (13) verbindet, aus einer i?C-Schaltung mit kleiner Zeitkonstante besteht.

12. Schaltungsanordnung nach einem der Anspürche 3 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die das zweite Signal liefernde Klemme (14) mit den zweiten Eingängen des zweiten, dritten und vierten UND-Tores und mit dem ersten Triggereingang des Schalters (11, 12) über eine erste Differenzierstufe (3) verbunden ist und daß der Ausgang (16) des als Frequenzteiler wirkenden Zählers (2) mit dem ersten Eingang des vierten UND-Tores (8) über eine zweite Differenzierstufe

(7) verbunden ist.

13. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das integrierte Fehlersignal, das dem Organ zur Frequenzsteuerung des das erste Signal liefernden Generators dient, zugeführt wird, einen relativ großen Wert besitzt, wenn der Frequenz- und Phasenabstand zwischen dem ersten (F₁) und dem zweiten (F₂) Signal größer als ein vorbestimmter Wert ist, und daß es einen zweiten relativ kleinen Wert besitzt, wenn der Frequenz- und Phasenabstand kleiner als der vorbestimmte Wert ist, der gleich oder etwas größer als der ist, bei dem die zwangläufige Phasensteuerung abgeschaltet wird.

14. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 13, mit einer Steuerschleife, die einen Generator veränderlicher Frequenz (101, 122, 102) und eine erste Vergleichsschaltung (123) enthält, wobei der Generator veränderlicher Frequenz einen ersten Frequenzsteuereingang (120) besitzt und das erste Signal (F₁) liefert und die erste Vergleichsschaltung zwei Gruppen von Eingängen aufweist, wovon die erste mit dem Ausgang des Generators (101, 122, 102)

einer Dioden-Wahlschaltung verbunden wird, die mit dem Zähler 10 (F i g. 2) verbunden ist, um die tatsächliche Kapazität des Zählers zu verändern.

Verschiedene andere Abänderungen und Verbesserungen können in den dargestellten logischen Schaltungen durchgeführt werden. So können die Eingangssignale, die an der Klemme 14 (oder 114) auftreten, durch eine bistabile Kippstufe geleitet werden, um ihnen eine rechteckige Form zu verleihen. Weiterhin können die Eingangs- und Ausgangssignale durch eine Differenzierschaltung vor Anlegen an den Vergleicher geleitet werden. Die Schaltung zum Vergleichen der Phasenzustände der Eingangs- und Ausgangssignale, die Phasenfehleranzeigeimpulse zum Integrierglied führt, kann von der dargestellten Tor-Schaltung abweichen.

Die Schaltung zur Erzeugung von Fehlersignalen verschiedener relativer Größe in Abhängigkeit vom Wert der Frequenz- und Phasenabweichung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen kann von den hier dargestellten Schaltungen abweichen. Statt der beiden Paare von Koinzidenztoren 104-105 und 104'-105', wie in F i g. 6 und 7 gezeigt, kann nur ein einziges Paar Tore verwendet werden, deren Ausgänge wahlweise zwischen den Eingängen für hohe und niedrige Verstärkung des Integriergliedes eingeschaltet sind. Weiterhin ist es möglich, die Dauer der Impulse zu ändern, die von den Koinzidenztoren zum Integrierglied geführt werden. In einem solchen Falle können die Impulse auf einen gemeinsamen Eingang des Integriergliedes gelegt werden.

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1. Verfahren zur Steuerung der Frequenz und Phase eines von einem Generator veränderlicher Frequenz abgegebenen ersten Signals durch ein zweites Signal mittels einer Steuerschleife, in welcher während jeder Periode des ersten Signals ein charakteristischer Zeitpunkt dieses Signals mit einem charakteristischen Zeitpunkt des zweiten Signals verglichen wird, wobei der Vergleich ein Fehlersignal ergibt, dessen Polarität eine Funktion der Richtung des die charakteristischen Zeitpunkte trennenden Zeitabstandes ist und das integrierte Fehlersignal an einem die Frequenz des Generators steuernden Organ anliegt, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung eines Polaritätswechsels des Fehlersignals während des Suchbetriebes und der daraus folgenden Unwirksamkeit der Steuerschleife die Phase des ersten Signals (F₁) zu Beginn jeden Steuervorganges derart eingestellt wird, daß beim ersten Erscheinen des zweiten Signals (F₂) und anschließend in vorbestimmten Zeitintervallen die charakteristischen Zeitpunkte des ersten Signals (F₁) mit denen des zweiten Signals (F₂) zusammenfallen und so Phasengleichheit zwischen dem ersten Signal und dem zweiten zwangläufig gebildet wird, und daß diese zwangläufige Phaseneinstellung unterdrückt wird, wenn der Frequenzunterschied der beiden Signale genügend klein geworden ist, um durch Nachführung des Generators veränderlicher Frequenz ein Zusammenfallen der beiden Signale zu erzielen.

   2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einer Steuerschleife, die einen das erste Signal (F₁) erzeugenden Generator (1, 2) veränderlicher Frequenz mit einem Frequenzsteuereingang (20) aufweist, sowie eine erste Vergleichsschaltung (23), von der mindestens einer der ersten Eingänge mit einem der Ausgänge des Generators und mindestens einer der zweiten Eingänge mit einer das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (14) verbunden ist und deren Ausgang den Frequenzsteuereingang (20) des Generators (1, 2) speist, wobei diese erste Vergleichsschaltung (23) folgende Baugruppen umfaßt: \

   einen das Fehlersignal liefernden ersten Vergleicher (4, 5), dessen Eingänge die Eingänge der ersten Vergleichsschaltung (23) bilden,

   eine vom ersten Vergleicher (4, 5) gespeiste Integrierschaltung (6), deren das integrierte Fehlersignal liefernder Ausgang den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung (23) bildet,

   dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (1, 2) einen Setzeingang (21) für die Phase des ersten Signals (F₁) aufweist und daß die Schaltungsanordnung weiterhin eine zur Erzielung der zwangläufigen Phasengleichheit des ersten Signals (F₁) mit dem zweiten Signal dienende Steuerschaltung (10, 11, 12) aufweist, deren Eingang an der das zweite Signal liefernden Klemme (14) liegt und deren mit dem Setzeingang (21) verbundener Ausgang eine Impulsreihe liefert, wobei der erste Impuls dem ersten Erscheinen des zweiten Signals entspricht und die weiteren Impulse durch eine vorbestimmte Anzahl von Perioden desselben voneinander getrennt sind, und schließlich das die Schaltungsanordnung noch eine Steuerschaltung zur Unterdrückung der zwangläufigen Phasengleichheit aufweist, welche aus folgenden Gruppen aufgebaut ist:

   aus einer zweiten Vergleichsschaltung (8), deren erster Eingang mit dem Ausgang des das erste Signal (F₁) liefernden Generators (1, 2) verbunden ist und deren zweiter Eingang mit der das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (14) verbunden ist,
   aus einer zweiten Integrierschaltung (9), die von der zweiten Vergleichsschaltung (8) gespeist wird, und

   aus einer zwischen den Ausgang der Phasensteuerschaltung (10, 11,12) und den Phasensetzeingang (21) des. Generators (1,2) geschalteten ersten Torschaltung (13), deren Steuereingang von der zweiten Integrierschaltung (9) gespeist wird, wobei die Torschaltung (13) geöffnet bleibt, solange der Pegel des an ihrem Steuereingang liegenden Signals niedriger als ein vorbestimmter Schwellwert ist und gesperrt wird, wenn dieser Schwellwert infolge eines annähernden Zusammenfallens der zwei Signale (F₁, F₂) überschritten wird.

   3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, in welcher der Generator (1, 2) aus einem frequenzveränderlichen Oszillator (1) und einem diesen nachgeschalteten, als Frequenzteiler wirkenden Zähler (2) besteht, wobei der Oszillator (1) einen Frequenzsteuereingang (20) und der Zähler (2) einen Phasensetzeingang (21) aufweisen, dadurch

   und die zweite mit einer das zweite Signal (F₂) liefernden Klemme (115) verbunden ist und der Ausgang der ersten Vergleichsschaltung (123) den Frequenzsteuereingang (120) des Generators (101, 122,102) speist, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vergleichsschaltung (123) einen ersten (104, 105) und einen zweiten (104') 105') Vergleicher enthält, deren Eingänge die Eingänge der ersten Vergleichsschaltung (123) bilden und daß die Ausgänge der Vergleicher eine erste Integrierschaltung (106) speisen, deren Ausgang den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung (123) bildet (Fig. 6).

   15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrierschaltung (106) einen ersten Kondensator (230) aufweist, deren erster Anschluß mit einer ersten Gruppe von Eingängen über Widerstände (212, 222) verbunden ist, sowie einen zweiten Kondensator (232), dessen erster Anschluß mit einer zweiten Gruppe von Eingängen über zweite Widerstände verbunden ist, wobei die ersten Anschlüsse des ersten (230) und des zweiten (232) Kondensators miteinander über einen dritten Widerstand (234) verbunden sind und die zweiten Anschlüsse des ersten (230) und des zweiten (232) Kondensators zusammengeführt sind und auf einen Punkt festen Potentials liegen, und daß die ersten und zweiten Gruppen von Eingängen von den ersten (104, 105) und zweiten (104', 105') Vergleichern gespeist sind, wobei der erste Anschluß des ersten Kondensators (230) mit dem Ausgang der ersten Integrierschaltung (106) verbunden ist (F i g. 7).

   16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Vergleicher (104, 105) direkt von der das zweite Signal (F₂) führenden Klemme (115) gespeist ist und daß der zweite Vergleicher (104', 105') von der Klemme (115) über eine zweite elektronische Torschaltung (140) gespeist ist, die bei Abwesenheit eines Signals an ihrem Steuereingang geöffnet ist, und daß die Schaltungsanordnung außerdem folgende Baugruppen enthält:

   eine zweite Vergleichsschaltung (108), deren beide Eingänge mit dem Ausgang des Generators (101, 122, 102) bzw. mit der Klemme (115) verbunden sind,

   eine zweite Integrierschaltung (109), deren Eingang von einer zweiten Vergleichsschaltung (108) gespeist ist und deren Ausgang mit dem Steuereingang der zweiten Torschaltung (140) verbunden ist (F i g. 6).

   17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (101, 122, 102) einen zweiten Steuereingang, den sogenannten Setzeingang (121) aufweist und über den die zwangsweise Phasensteuerung des ersten Signals (F₁) geschieht und daß die Schaltungsanordnung eine Anordnung zur zwangsweisen Phasensteuerung enthält, bei der ein Impulsgenerator (111, 112) an seinem Ausgang einen einzigen Impuls abgibt, wenn über seinen Eingang eine vorbestimmte Anzahl von Impulsen eingelaufen sind, wobei dieser Eingang mit der das zweite Signal (F,) liefernden Klemme (115) verbunden ist und sein Ausgang über eine erste elektronische Torschaltung (113), die Teil der Einrichtung zur Unterdrückung der zwangsweisen Phasensteuerung ist, mit dem Setzeingang (121) des Generators (101, 122, 102) verbunden ist, während der Steuereingang der Torschaltung (113) mit dem Ausgang der zweiten Integrierschaltung (109) verbunden ist (F i g. 6).

   18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster (142) und ein zweiter (144) Schmitt-Trigger zwischen dem Ausgang der zweiten Integrierschaltung (109) und den jeweiligen Steuereingängen der zweiten (140) und der dritten (113) Torschaltung liegen, wobei die Schaltschwellen der Schmitt-Trigger (142,144) verschieden hoch liegen (F i g. 6).

   Hierzu 3 Blatt Zeichnungen 009 550/329