DE2445256B2

DE2445256B2 - Empfaenger zum empfang mit hilfe von frequenzumtastmodulation uebertragener impulssignale

Info

Publication number: DE2445256B2
Application number: DE19742445256
Authority: DE
Inventors: Michel Antony Marie Joseph Brüssel Bousmar
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1973-09-28
Filing date: 1974-09-21
Publication date: 1978-02-02
Also published as: DE2445256A1; GB1482693A; US3925614A; SE394065B; CA1032612A; JPS5413308B2; BE820399A; DK504774A; IT1022312B; AU7361774A; NL7313361A; FR2247037A1; FR2247037B1; AR202945A1; CH585488A5; SE7412024L; BR7407943D0; JPS5062352A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger zum Empfang mit Hilfe von Frequenzumtastmodulation übertragener Impulssignale, in dem die empfangenen modulierten Impulssignale einem Frequenzdiskriminator zugeführt werden, wobei der Frequenzdiskriminator einen Generator fester Frequenz höher als die höchste Frequenz der empfangenen modulierten Impulssignale und einen Nulldurchgangsdetektor zum Erzeugen von Stellimpulsen in Abhängigkeit der Nulldurchgänge in den emptangenen modulierten Impulssignalen enthält.

Ein derartiger Empfänger ist aus der DT-OS 20 08 514 und der DT-AS 20 45 363 bekannt und kann bei synchroner sowie bei asynchroner Übertragung von Impulssignalen benutzt werden, insbesondere in Trägertelegraphiesystemen, die eine Anzahl Telegraphiesigna-Ie in Frequenzmultiplex innerhalb des Frequenzbandes eines Gesprächskanals übertragen.

Die bekannten Empfänger enthalten Frequenzdiskriminatoren für Frequenzumtastsignale vom Zählertyp und beruhen darauf, daß die Dauer einer Halbperiode oder einer ganzen Periode eines Frequenzumtastsignals mittels eines Binärzählers, dem Zählimpulse hoher Frequenz zugeführt werden, gemessen wird und die den Kennfrequenzen entsprechenden Ausgangssignale aus dem Zählerstand abgeleitet werden, und zwar entweder durch unmittelbare Dekodierung des Zählerstandes oder mittels einer Digital-Analog-Umwandlung und einer analogen Schwellwertentscheidung, um kleine zufällige Verschiebungen der Nulldurchgänge noch mit zu erfassen. Diese bekannten Empfänger haben jedoch keine wesentlich größere Genauigkeit und Sicherheit der Demodulation als mit rein analogen Mitteln arbeitende Empfänger, und sie sind auch empfindlich gegen Rauschen und Störsignale.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Empfänger des erwähnten Typs zu schaffen, der eine sehr genaue Demodulation der empfangenen modulierten Impulssignale mit einer geringen Empfindlichkeit gegen Geräusch und Störungen durch Signale in benachbarten Frequenzbändern verbindet, der aber dennoch einen einfachen Aufbau hat und keine besonderen Anforderungen an die Toleranzen der unterschiedlichen Bauelemente stellt und der außerdem durchaus zum Gebrauch von digitalen Bauelementen und folglich für eine Integration in einem Halbleiterkörper geeignet ist.

Diese Aufgabe löst die Erfindung dadurch, daß der Frequenzdiskriminator eine Anzahl paralleler Kanäle enthält, die je einen Frequenzteiler mit einem

Phaseneinsteilkreis enthalten, wobei die Phaseneinstellkreise der einzelnen Frequenzteiler zyklisch die Stellimpulse des Nulldurchgangsdetektors erhalten, und deren Eingänge gemeinsam mit dem Ausgang des Generators verbunden sind und deren Ausgänge Ausgangssignale mit einer für alle Kanäle gleichen Frequenz höher als die höchste Frequenz der empfangenen modulierten Impulssignale erzeugen, die einem Phasenkomparator zugeführt werden, der immer die Phase der Ausgangssignale von zwei Kanälen vergleicht und dessen Ausgang an ein Tiefpaßfilter angeschlossen ist, dem die demodulierten Impulssignale entnommen werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 einen Empfänger nach der Erfindung,

Fig.2 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Empfängers nach Fig. 1,

F i g. 3 eine Anzahl Zeitdiagramme und

Fig.4 ein Vektordiagramm zur Erläuterung des Einflusses des Geräusches auf den Empfänger nach Fig. I,

Fig.5 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung des Einflusses von Störungen in benachbarten Frequenzbändern auf den Empfänger nach Fig. 1,

Fig.6 eine Abwandlung des im Empfänger nach Fig. 1 verwendeten Frequenzdiskriminators,

Fig. 7 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Frequenzdiskriminators nach jo Fig. 6.

Der in Fig. 1 dargestellte Empfänger ist als Kanalempfänger in einem Trägertelegraphiesystem, in dem Telegraphiesignale mit einer Geschwindigkeit von beispielse 50 Baud mit Hilfe von Frequenzumtastmodu- is lation übertragen werden. Pro Kanal ist eine Bandbreite von 120 Hz verfügbar, und die Frequenzumtastung zwischen Arbeits- und Ruhefrequenz beträgt 2 χ 30 Hz. Beim Empfänger nach F i g. 1 ist die zentrale Frequenz des Kanals beispielsweise 3180 Hz und die Arbeits- und Ruhefrequenzen betragen 3150 Hz bzw. 3210 Hz.

Die einer Übertragungsstrecke 1 entnommenen Signale, die entsprechend den Signalelementen des Telegraphiesignals in Frequenz variieren, werden über ein Kanalfilter 2 mit einem Durchlaßband von 3120—3240 Hz einem Frequenzdiskriminator 3 zugeführt, der eine hohe oder niedrige Gleichspannung abgibt, je nachdem die Arbeits- oder die Ruhefrequenz empfangen wird. Das auf diese Weise demodulierte Telegraphiesignal wird über einen Gleichspannungswiederhersteller 4, der eine Eliminierung der Verschiebungen im Gleichspannungspegel bewerkstelligt, einem Impulsregenerator 5 zugeführt, dessen Ausgangssignal zur Weiterverarbeitung einem Benutzer 6 zugeführt wird. Der Aufbau und die Wirkungsweise des Gleich-Spannungswiederherstellers 4 und des Impulsregenerators 5 sind allgemein bekannt und für die vorliegende Erfindung von untergeordneter Bedeutung; typische Beispiele der Ausbildung sind in den US-Patentschriften 30 08 007 und 29 79 567 beschrieben worden.

Zur genauen Rückgewinnung des Telegraphiesignals enthält der Frequenzdiskriminator 3 im Empfänger nach der Erfindung eine Anzahl paralleler Kanäle Q, C₂, deren Eingänge an einen gemeinsamen Generator 7 mit fester Frequenz und deren Ausgänge an einen Phasenkomparator 8 angeschlossen sind, welche Kanäle Ci, C₂ je einen mit einem Phaseneinsteilkreis R], R₂ versehenen Frequenzteiler Di, D₂ enthalten, und zwar zum Erzeugen von Ausgangssignalen mit einer für alle Kanäle Q, C₂ gleichen Frequenz, die höher ist als die höchste Frequenz des empfangenen Frequenzumtasttelegraphiesignals; weiter enthält der Frequenzdiskriminator 3 einen Nulldurchgangsdetektor 9 zum Erzeugen von Stellimpulsen in Abhängigkeit der Nulldurchgänge im empfangenen Frequenzumtasttelegraphiesignal, welche Stellimpulse den Phaseneinstellkreisen Ru R₂ der jeweiligen Frequenzteiler Di, Di zyklisch zugeführt werden, wobei im Phasenkomparator 8 immer die Ausgangssignale von zwei Kanälen in ihrer Phase verglichen und das zurückgewonnene Telegraphiesignal eines an den Ausgang des Phasenkomparators 8 angeschlossenen Tiefpaßfilters 10 entnommen wird.

Im Ausführungsbeispiel werden die Frequenzteiler Di, D₂ durch binäre Zähler gebildet, deren Eingänge an den als Impulsgenerator ausgebildeten Generator 7 angeschlossen sind, und die Phaseneinsteilkreise R\, R₂ werden durch an alle Stufen der Binärzähler angeschlossene Rückstellkreise gebildet, die bei Zufuhr eines Stellimpulses den betreffenden binären Zähler in die Ausgangsstellung zurückbringen. Weiter wird der Nulldurchgangsdetektor 9 beispielsweise durch einen doppelseitigen Begrenzer gebildet, dessen Begrenzungspegel auf beiden Seiten des Nullpegels eingestellt sind, wobei dem Begrenzer 11 eine als Frequenzhalbierer ausgebildete bistabile Triggerschaltung 12 und ein daran angeschlossenes differenzierendes Netzwerk 13 folgen, dessen positive bzw. negative Ausgangsimpulse über entgegengesetzt gepolte Einweggleichrichter 14, 15 als Stellimpulse den Rückstellkreisen Rt bzw. R₂ zugeführt werden. Der Phasenkomparator 8 ist ein logisches Koinzidenztor, das beispielsweise als NAND-Tor ausgebildet ist, während das Tiefpaßfilter 10 als Glättungsfilter für das Ausgangssignal des Phasenkomparators 8 ausgebildet ist.

An Hand der Zeitdiagramme in F i g. 2 wird untenstehend die Rückgewinnung des Telegraphiesignals im erfindungsgemäßen Empfänger näher betrachtet.

Aus dem am Ausgang des Kanalfilter 2 auftretenden Frequenztasttelegraphiesignal wird durch doppelseitige Begrenzung im Begrenzer 11 beispielsweise das nahezu rechteckige Signal erhalten, das bei a in Fig.2 dargestellt ist. Zufuhr dieses Signals a zur Kaskadenschaltung aus dem Frequenzhalbierer 12, dem differenzierenden Netzwerk 13 und den Gleichrichtern 14, 15 läßt am Ausgang des Gleichrichters 14 die Impulsreihe b und am Ausgang des Gleichrichters 15 die Impulsreihe c entstehen. Die Impulse in diesen Impulsreihen b und c fallen mit Nulldurchgängen in positivem Sinne des Signals a zusammen, wobei ein Impuls in der Impulsreihe c immer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen in der Impulsreihe b auftritt und umgekehrt. Diese Impulsreihen b und c werden als Stellimpulse dem Rückstellkreis R₁ bzw. R₂ der Binärzähler Di und D₂ zugeführt.

Durch Teilung der festen Frequenz des gemeinsamen Generators 7 in den beiden binären Zählern Di, D₂ werden die Rechteckausgangssignale der Kanäle Q und C₂ erhalten, die bei d bzw. e dargestellt sind. Die Frequenzen dieser Signale d und e sind identisch und sind um einen Faktor m höher als die höchste Frequenz im Frequenzumtasttelegraphiesignal am Ausgang des Kanalfilters 2. Da diese Signale d und e mit Hilfe von Frequenzteilern erhalten worden sind, können ihre Phasen jedoch verschieden sein. Wenn die beiden binären Zähler Di, Di eine Frequenzteilung mit einem

Teilungsfaktor ρ bewerkstelligen, können ihre Ausgangssignale ja in ρ verschiedenen Phasen auftreten, und folglich kann der Phasenunterschied zwischen diesen Signalen ρ verschiedene diskrete Werte annehmen. Der Wert dieses Phasenunterschiedes hängt von den Zeitpunkten ab, in denen die Stellimpulse in den Impulsreihen b und cauftreten, da diese Stellimpulse die beiden binären Zähler D\ und D₂ wechselweise in ihre Ausgangsstellung zurückbringen.

Abgesehen von der Quantifizierung der Phasen der Signale d und e in ρ diskrete Werte gilt nämlich, daß im Zeitpunkt, in dem beispielsweise der binäre Zähler D₂ durch einen Stellimpuls C\ in die Ausgangsstellung zurückgebracht wird, das Ausgangssignal c/des binären Zählers D\ eine Phase Φ hat, die unmittelbar mit dem Zeitintervall zwischen diesem Stellimpuls C\ und dem vorhergehenden Stellimpuls b\ zusammenhängt, der den binären Zähler D\ in seine Ausgangsstellung zurückgebracht hat. Dieser Phasenunterschied Φ zwischen den Signalen dund <: liegt vor bis zum Zeitpunkt, in dem der nächste Stellimpuls 62 den binären Zähler D\ in seine Ausgangslage zurückbringt, da die Frequenzen der Signale d und e identisch sind. Bei jedem folgenden Stellimpuls in den Impulsreihen b und c wird wechselweise vom einen oder vom anderen binären Zähler ein Phasenunterschied zwischen den Signalen d und e verursacht, und folglich gibt es einen unmittelbaren Zusammenhang zwischen dem Absolutwert dieses Phasenunterschiedes und dem Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen in positivem Sinne des Signals a und folglich der Periode des Frequenzumtasttelegraphiesignals.

Wenn nun die Ausgangssignale d und e der beiden Kanäle Ci, C₇ im Phasenkomparator 8 in Phase verglichen werden, entsteht am Ausgang des Phasenkomparators 8 das bei /dargestellte Signal, woraus mit Hilfe des Tiefpaßfilters 10 ein Signal erhalten wird, dessen Wert der Frequenz des empfangenen Frequenzumtasttelegraphiesignals direkt proportional ist.

Auf diese Weise wird ein Frequenzdiskriminator erhalten mit einer linearen Frequenzkennlinie, welcher Frequenzdiskriminator eine große Empfindlichkeit aufweist sogar für Signale, in denen die höchste und niedrigste Frequenz verhältnismäßig nur geringe Frequenzunterschiede aufweisen. Dadurch, daß das Ausgangssignal dieses Frequenzdiskriminators 3 über den Gleichspannungswiederhersteller 4 dem Impulsregenerator 5 zugeführt wird, dessen Entscheidungspegel auf einen geeignet gewählten Wert eingestellt ist, wird das ursprüngliche Telegraphiesignal genau zurückgewonnen.

Die Frequenzkennlinie des Frequenzdiskriminators 3 kann auf einfache Weise aus den Zeitdiagrammen nach F i g. 2 hergeleitet werden. Bei dieser Herleitung wird wieder die Quantifizierung der Phasen der Signale c/und einpdiskrcte Werte außer Betracht gelassen.

Aus Fig. 2 geht hervor, daß wenn der Absolutwert des Phasenunterschiedes Φ zwischen den Signalen dund £ zwischen 0° und 180° liegt, für den Zeitunterschied At, der dem Wert Φ entspricht, gilt: w>

0 < .1f < f/2 ,

(D

wobei t die Periode der Signale d und e in den Kanälen Ci und C₂ darstellt. Wird nun eine Frequenz F empfangen, so gilt für die Periode T= I/Fdes Signals a\ b^r>

T = mt + At, (2)

da die Frequenz der Signale dund cum einen Faktor m höher ist als die höchste Frequenz im empfangener Frequenzumtasttelegraphiesignal.

Für den Mittelwert V des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 10 folgt dann aus F i g. 2:

V = [m (f/2+ /If) + Af]VJT, (3)

wobei Vo den Unterschied zwischen den hohen und der niedrigen Werten des Ausgangssignals des NAND-To res 8 darstellt. Mit Hilfe von (2) folgt dann:

V= [m + 1 - m(m + 1/2) i/T] V₀ . (4)

Wenn F₇ und Fi die höchste bzw. niedrigste empfangene Frequenz darstellen, d. h. diejeniger Frequenzen, die Φ = 0° und Φ =180° entsprechen, se gilt:

(1/F₂) = mt<(l/F) = T<(l/F,) = (m + Y/2)t

mit desen Hilfe (4) wie folgt geschrieben werden kann:
F= [1 - (F - F,)/2(F₂ - F₁)] V₀ - (6)

Aus dieser Formel (6) geht hervor, daß der Frequenzdiskriminator 3 eine lineare Frequenzkennli nie hat zwischen den Frequenzen Fi und f->, die durch die Ungleichheit (5) gegeben sind. Dieser Frequenzdiskriminator 3 enthält auch für Signale, in denen die extremen Frequenzen Fi und F2 dicht beieinanderliegen eine große Empfindlichkeit. Zum Erhalten der maximalen Variation von Vin der Formel (6) reicht es nämlich für m einen derartigen Wert zu wählen, daß der Absolutwert von Φ von 0° bis 180° variiert für die zwe extremen Frequenzen F₇ und F\. Aus der Ungleichheil (5) läßt sich dann herleiten, daß folgendes gelten muß:

:F₂ = m f:(m+l/2)t,

woraus folgt, daß /n der nachfolgenden Bedingung entsprechen muß:

BKf₁^(F₂-F₁). (8)

wobei in (8) das Gleichheitszeichen den Wert von m füi eine maximale Empfindlichkeit ergibt.

Bei der bisherigen Betrachtung ist von der Quantifi zierung des Phasenunterschiedes Φ in ρ diskrete Wertt abgesehen. Der Einfluß der durch die Quantifizierung herbeigeführten Fehler auf das Ausgangssignal de: Frequenzdiskriminators 3 ist jedoch verhältnismäßig gering, und zwar dadurch, daß im Tiefpaßfilter 10 eine Mittelung der Quantifizierungsfehler über eine Anzah Perioden Tdes Frequenzumtasttelegraphiesignals stattfindet. Dieser bereits geringe Einfluß läßt sich noch weiter verringern, da die Größe des maximaler Quantifizierungsfehlers um einen beliebigen Faktoi dadurch verringert werden kann, daß der Teilungsfaktoi ρ der beiden binären Zahler Di, D₂ um einer entsprechenden Faktor vergrößert wird. In der Praxis stellt es sich heraus, daß ein Teilungsfaktor p=l( bereits ausreicht um akzeptierbare Werte für das Quantifizierungsgeräusch am Ausgang des Frequenz diskriminators 3 zu erhalten. Die Abweichungen des Ausgangssignals des Frequenzdiskriminators 3 vorr Wert V, gegeben durch die Formel (6), sind danr praktisch vernachlässigbar.

Auf diese Weise wird ein Frequenzdiskriminator mil einer linearen Frequenzkennlinie erhalten, welchei Frequenzdiskriminator auch für Frequenzverschiebungen, die gegenüber der zentralen Frequenz des Kanal: gering sind, eine große Empfindlichkeit mit einer sehi genauen Demodulation der empfangenen modulierter

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Impulssignale verbindet. In diesem Diskriminator bestimmt der Faktor m, der die Frequenz der Ausgangssignale in den Kanälen Ci, C₂ höher ist als die höchste empfangene Frequenz F₂, die Empfindlichkeit, und der Teilungsfaktor ρ der Frequenzteiler D\, D₂ in den Kanälen Ci, C2 ist für die Genauigkeit bestimmend. Die beiden Faktoren ρ und in bestimmen zusammen die Frequenz F₁- des gemeinsamen Generators 7, für die ja

^gllt: F_c = pmF₂. (9)

Im Kanalempfänger nach F i g. 1 für ein Telegraphiesignal mit einer Arbeits- und Ruhefrequenz von 3150 Hz bzw. 3210Hz muß der Diskriminator eine lineare Frequenzkennlinie a'ufweisen, und zwar zwischen der niedrigsten empfangenen Frequenz Fi =3120 Hz und der höchsten empfangenen Frequenz Fj = 3240 Hz. Für eine maximale Empfindlichkeit folgt dann aus der Formel (8) für den Faktor m der Wert

m=F,/2(F₂-F,) = 3120/2x 120=13,

während für die in der Praxis erforderliche Genauigkeit, wie erwähnt, der Teilungsfaktor ρ den Wert 16 aufweisen muß, so daß aus der Formel (9) für du. Frequenz F_cdes Generators 7 folgt:

F_c=p m F₂ = 16 χ 13 χ 3240 = 673,920 kHz.

Für eine gleiche Genauigkeit beim Bestimmen der kennzeichnenden Zeitpunkte, in denen die Momentanfrequenz des empfangenen modulierten Impulssignals der Zentralfrequenz des Kanals enspricht, wäre in bekannten völlig digital aufgebauten Frequenzdiskriminatoren vom Zählertyp ein Taktimpulsgenerator mit einer Taktfrequenz notwendig, die mindestens um einen Faktor 32 höher ist als der obenstehend erwähnte Wert für die Frequenz F,des Generators 7.

Bei einer gegebenen Genauigkeit hat der betreffende Frequenzdiskriminator außerdem eine viel geringere Empfindlichkeit gegen Geräusch und Störungen durch Signale in benachbarten Frequenzbändern als diese bekannten digitalen Frequenzdiskriminatoren.

Der Einfluß des Geräusches auf das empfangene Impulssignal und das demodulierte Impulssignal wird an Hand der Zeitdiagramme in F i g. 3 und des Vektordiagramms in Fig.4 näher erläutert. In Fig. 3 ist bei a dargestellt wie die Momentanfrequenz des empfangenen modulierten Impulssignals für einen Kanal mit einer Zentralfrequenz von 3180 Hz und ein Signal-Geräuschverhältnis von 40 dB verlaufen kann. Die gestrichelten Kurven zeigen die Grenzen, in denen die Momentanfrequenz variiert. Diese Grenzen können mit Hilfe des Vektordiagramms in Fig.4 abgeleitet werden. Das empfangene Impulssignal selbst mit einer Frequenz F wird durch den Vektor 5 dargestellt und der Effektivwert des Geräusches durch den Vektor N. Aus dem Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden 5^r> Durchgängen des Summenvektors S+N durch die Phase Null wird die Momentanfrequenz gefunden. Die durch das Geräusch verursachten maximalen Abweichungen der Frequenz Ftreten auf, wenn zwischen zwei Nulldurchgängen des Summenvektors S+ N der Ge- mi räuschvektor N aus der Stellung N\ in Fig. 4 um 180° in die Stellung N₂ in Fig.4 dreht oder umgekehrt. Das Zeitintervall zwischen zwei Nulldurchgängcn variiert dann zwischen (2n-2cc)/2jiF und (2n + 2oi)/2nF mit Oc=Sm-^(NZS); die Maximalabweichung von Fbeträgt b^r> dann ZlF= ±oiF/jr. Im vorliegenden Beispiel mit A//5=-40dB ist « = 0,6° und für F= 3180 Hz folgt dann, daß AF= ±10,6 Hz ist.

Wenn das bei a in Fig.3 dargestellte Signal bekannten digitalen Frequenzdiskriminatoren mit hoher Genauigkeit zugeführt wird, entsteht ein demoduliertes Impulssignal der bei b in F i g. 3 dargestellten Form. Die darin auftretenden Schwankungen (»jitter«) um die gewünschten kennzeichnenden Zeitpunkte sind in der Praxis durchaus unzulässig. Wird dagegen der vorliegende Frequenzdiskriminator verwendet, so sind diese Schwankungen praktisch vernachlässigbar, da im Tiefpaßfilter 10 eine Mittlung der vom Geräusch verursachten Abweichungen AF über eine Anzahl Perioden T= 1/Fdes empfangenen modulierten Impulssignals stattfindet. Das demodulierte Impulssignal weicht dann auch praktisch nicht von der in F i g. 3 bei c dargestellten Idealform ab.

Der Einfluß von Störungen durch Signale in benachbarten Frequenzbändern wird an Hand der Zeitdiagramme in Fig. 5 erläutert. Fig. 5 zeigt bei a, wie die Momentanfrequenz des empfangenen modulierten Impulssignals verläuft, wenn in einem benachbarten Kanal ausschließlich die Zentralfrequenz übertragen wird und das Eingangsfilter 2 des Kanalempfängers in F i g. 1 diese Frequenz in einem Abstand von 120 Hz voii der Mittelfrequenz um 20 dB abschwächt. Es sei bemerkt, daß der in F i g. 5 bei a dargestellte Verlauf mathematisch berechnet werden kann. Bei Verwendung von bekannten digitalen Frequenzdiskriminatoren mit hoher Genauigkeit hat das demodulierte Impulssignal die in Fig.5 bei b dargestellte Form. Daraus geht hervor, daß auch in diesem Fall das demodulierte Impulssignal unzulässige Verformungen aufweist, die nur dadurch verringert werden können, daß das Eingangsfilter 2 eine viel größere Dämpfung für Frequenzen in benachbarten Kanälen ergibt. Dagegen hat bei Verwendung des betreffenden Frequenzdiskriminators das demodulierte Impulssignal in der Praxis fast die in F i g. 5 bei c dargestellte Idealform, und zwar durch die Mittlung die im Tiefpaßfilter 10 stattfindet. Es kann nämlich mathematisch dargelegt werden, daß der mittlere Wert der durch die Störfrequenz verursachten Abweichungen von der gewünschten Momentanfrequenz des empfangenen Impulssignals bereits dem Wert Null entspricht, wenn diese Abweichungen über nur eine Periode der Differenzfrequenz zwischen der Störfrequenz und der gewünschten Momentanfrequenz gemittelt werden (in diesem Fall also über eine Periode einer Frequenz, die zwischen 120 + 30=150 Hz und 120-30 = 90 Hz liegt).

Das im beschriebenen Frequenzdiskriminator verwendete Tiefpaßfilter 10 bietet also einen sehr zweckdienlichen Schutz gegen Geräusch sowie gegen Störungen durch Signale in benachbarten Frequenzbändern, wodurch die Anforderungen an das Eingangsfilter 2 des Kanalempfängers wesentlich erleichtert werden können.

Alie obenstehend erwähnten Vorteile werden außerdem erhalten mit einem Phascndiskriminator, der einen sehr einfachen Aufbau hat und keine besonderen Anforderungen an die Toleranzen der unterschiedlichen Bauelemente stellt. Weiter kann dieser Frequenzdiskriminator zum größten Teil aus digitalen Bauelementen zusammengestellt werden und folglich ziemlich einfach mit in einem Halbleiterkörper integrierten Schaltungen ausgebildet werden.

Fig.6 zeigt eine Abwandlung des Frequenzdiskriminators 3 in F i g. 1, der sich insbesondere für weitgehende Integration (»large scale integration«) unter Anwendung von MOST-Technologien eignet. Entsprechende

Elemente sind in Fig. 1 und Fig.6 mit denselben Bezugszeichen angegeben. Der Frequenzdiskriminator nach Fig. 6 weicht im wesentlichen von dem nach F i g. 1 ab was die Ausbildung der Frequenzteiler und des Nulldurchgangsdeteklors zum Erzeugen der Stel- ^r> !impulse für die Phaseneinstellung der Frequenzteiler anbelangt.

Um die Frequenzteilung mit einem Faktor ρ zu bewerkstelligen, wird in Fig.6 ein Schieberegister mit p/2 Stufen und ein zwischen dem Ausgang und dem Eingang dieses Schieberegisters angeordnetes logisches Tor verwendet. Bei Anwendung von MOST-Technologien zur Integration erfordert ein derartiger Frequenzteiler nämlich wesentlich weniger Bauelemente als der in Fig. 1 verwendete binäre Zähler, und zwar wegen r> der in der Praxis verhältnismäßig niedrigen Werte des Teilungsfaktors p. Wenn in diesem Fall ebenfalls zwei Kanäle angewandt werden würden, kann die Phaseneinstellung der Frequenzteiler nur dadurch bewerkstelligt werden, daß alle Stufen des Schieberegisters gleichzeitig in die Ausgangsstellung rückgestellt werden. Pro Schieberegisterstufe sind dann jedoch mehr Bauelemente notwendig, wodurch die erhaltene Einsparung der Anzahl Bauelemente wieder teilweise verlorengeht. Um diese Schwierigkeit zu vermeiden, ist in F i g. 6 die Anzahl Kanäle auf drei erweitert, wodurch die erforderliche Phaseneinstellung der Frequenzteiler auf einfache Weise bewerkstelligt werden kann. Der Aufbau des Nulldurchgangsdetektors in Fig.6 ist an diese Erweiterung der Anzahl Kanäle und an die jo geänderte Methode der Phaseneinstellung angepaßt.

Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 enthält jeder der drei Kanäle G, C₂, C₃ ein Schieberegister SR_x, SR₂. SR₃ mit p/2 Stufen, wobei der Ausgang der letzten Stufe über ein logisches Selektrionstor Gi, G₂, G) in Form J5 eines NAND-Tores mit dem Eingang der ersten Stufe verbunden ist. Weiter sind die Takteingänge der Schieberegister SR\, SR₂, SR3 an den gemeinsamen Impulsgenerator 7 angeschlossen, während die Ausgänge der NAN D-Tore Ci, G₂, G₃ an den Phasenkompara- w tor 8 angeschlossen sind, der nun durch ein NAND-Tor mit 3 Eingängen gebildet wird.

Der Nulldurchgangsdetektor 9 in F i g. 6 enthält einen doppelseitigen Begrenzer 11, dem ein Dreiteiler 16 folgt. Dieser Dreiteiler 16 ist beispielsweise als Schicberegister mit zwei Stufen 17, 18 ausgebildet, deren Takteingänge an den Begrenzer U angeschlossen sind, während die Ausgänge der beiden Stufen 17,18 über ein NAND-Tor 19 mit dem Eingang der ersten Stufe 17 verbunden sind. Die Ausgangssignale der Dreitciler 16 ^r.o treten am Eingang der Stufe 17, am Ausgang der Stufe 17 und am Ausgang der Stufe 18 auf. Die Ausgangssignale werden in der genannten Reihenfolge als Stellimpulsc für die Phaseneinstellung der Frequenzteiler in den Kanälen G, C₂, Ci dem NAND-Tor d, Gj bzw. C) zugeführt.

Die Wirkungsweise des Frequenzdiskriminalors in Fig.6 wird nun an Hand der Zcitdiagrammc in Fig. 7 näher erläutert. Bei Zufuhr des empfangenen modulierten Impulssignals zum Begrenzer Il entsteht an dessen e>o Ausgang das in Fig. 7 bei a dargestellte Signal. Die durch den Dreitciler 16 aus diesem Signal a gebildeten Reihen von Siellimpulscn für die NAND-Tore Ci, Cj, Ci sind in F i g. 7 bei b, cbzw. (/dargestellt. Die Vorclcr-Lind Rückflanken der Stellimpülsc in diesen Impulsrci- b^r> hen b, ctind dfallen immer mit den Nulldurchgängen in negaTivem Sinne des Signals a zusammen, wobei in jeder der Impulsrcihun pro drei liiifeinaiulL'ifolgende PeHoden des Signals a der Stellimpuls während nur einer Periode einen niedrigen Wert (logischer Wert »0«) und während der zwei übrigen Perioden einen hohen Wert (logischer Wert »1«) aufweist. Der zyklische Charakticr der Stellimpulse für die unterschiedlichen Kanäle G, C₂, Cj dürfte aus F i g. 7 hervorgehen.

Für das in F i g. 7 betrachtete Intervall von 3 Perioden des Signals a hat beispielsweise der Stellinipuls aus der Impulsreihe c während der ersten Periode Yl einen logischen Wert »0«, wodurch das NAND-Tor C₂ gesperrt wird und am Eingang des Schieberegisters SR₂ immer ein logischer Wert »1« auftritt. Während der ganzen ersten Periode 71 schieben die Impulse des Impulsgenerators 7 diesen logischen Wert »1« durch das Schieberegister SR₂, und das Ausgangssignal des Kanals C₂ hat ebenfalls den logischen Wert »1«. Am Anfang der zweiten Periode T₂ befindet sich dieses Schieberegister SR₂ denn auch in der Ausgangslage, in der alle Stufen denselben Inhalt, und zwar den logischen Wert »1« aufweisen. In diesem Zeitpunkt nimmt der Stellimpuls aus der Impulsreihe c den logischen Wert »1« an, wodurch das NAND-Tor Cj geöffnet wird und das Schieberegister SR₂ als Frequenzteiler wirksam werden kann. Die Frequenz des Ausgangssignals des Kanals C₂ ist dann um einen Faktor ρ niedriger als das des Impulsgenerators 7, während die Phase dieses Signals vom Zeitpunkt abhängt, in dem der Übergang vom logischen Wert »0« auf den logischen Wert »1« für den Stellimpuls aus der Impulsreihe c stattfindet, welcher Übergang mit dem Nulldurchgang in negativem Sinne des Signals a beim Anfang der zweiten Periode T₂ zusammenfällt. Für den Kanal Cj wird auf diese Weise die erste Periode T_x zur Vorbereitung der Phaseneinstellung am Anfang der zweiten Periode T₂ benutzt, während in der zweiten und dritten Periode T₂ bzw. T₃ eine Frequenzteilung mit einem Teüungsfaktor ρ bewerkstelligt wird, wobei die Phase des frequenzgeteilten Signals durch den Zeitpunkt bestimmt wird, in dem die zweite Periode T₂ anfängt. Entsprechend gelten für die beiden anderen Kanäle Ci und Cj dieselben Betrachtungen, wobei die Phase des frequenzgeteilten Signals im Kanal C\ durch den Anfangszeitpunkt der ersten Periode 71 und im Kanal Cj durch den Anfangszeitpunkt der dritten Periode Tj bestimmt wird.

Im Phasenkomparator 8 werden nun in jeder Periode des Signals a in F i g. 7 die Ausgangssignale von zwei der drei Kanäle G, G. Cj in Phase verglichen, wobsi der dritte Kanal, in dem dann die Phaseneinstellung vorbereitet wird, den Phasenvergleich nicht beeinflußt. So werden beispielsweise während der ersten Periode 71 die Phasen der Ausgangssignale in den Kanälen G und C) miteinander verglichen, während das dann konstante Ausgangssignal des Kanals C2 keinen Einfluß auf diesen Phasenvergleich hat, da der dann in diesem Kanal C₂ auftretende logische Wert »1« den als NAND-Tor ausgebildeten Phasenkomparator 8 nur für die Ausgangssignale der Kanäle G und Cj geöffnet hält. Auf gleiche Weise findet während der zweiten Periode Tj ein Phasenvergleich zwischen den Ausgangssignalen der Kanäle G und C₂ und während der dritten Periode 7") zwischen den Ausgangssignalen der Kanäle C₂ und Ci statt.

Da der Zusammenhang zwischen dem Phasenuntcrschied der Ausgangssignale der Kanäle, die am Phasenvergleich beteiligt sind und die Periode des modulierten Impulssignals für die Frcqucnzdiskriminatoren nach F i g. 6 und F i g. 1 dieselbe ist, sind auch ihre Frequenzkennlinien dieselben, und der Frcquenzdiskri-

minator nach F i g. 6 weist alle bei der Beschreibung der Fig. 1 bereits erwähnten vorteilhaften Eigenschaften auf.

In den beschriebenen Beispielen nach Fig. 1 und Fig.6 findet die Phaseneinstellung der Frequenzteiler immer bei einem bestimmten Typ vom Nulldurchgang des empfangenen modulierten Impulssignals statt, und zwar ausschließlich bei einem Nulldurchgang in positivem Sinne (Fig. 1) oder ausschließlich bei einem Nuüdurchgang in negativem Sinne (Fig. 6). Die Erfindung beschränkt sich jedoch nicht auf diese Beispiele, und so ist es beispielsweise auch möglich, die Phaseneinstellung der Frequenzteiler bei jedem Nulldurchgang de: empfangenen modulierten Impulssignals zu bewerkstelligen. Im Kanalempfänger nach Fig. 1 kann dazu beispielsweise die als Frequenzhalbierer ausgebildete stabile Triggerschaltung 12 im Nulldurchgangsdetektor fortgelassen werden. In diesem Fall tritt am Ausgang des Gleichrichters 14 eine Reihe von Stellimpulsen auf, die mit den Nulldurchgängen in positivem Sinne zusammenfallen und am Ausgang des Gleichrichters 15 eine Reihe von Stellimpulsen, die mit den Nulldurchgängen in negativem Sinne zusammenfallen. Auf die Wirkung und die Eigenschaften des Frequenzdiskriminators 3 in F i g. 3 hat diese Änderung keinen wesentlichen Einfluß. Die Frequenzkennlinie kann auf dieselbe Weise wie bei F i g. 1 abgeleitet werden, wobei für den Mittelwert V des Ausgangssi-

gnals des Tiefpaßfilters 10 ebenfalls die bereits erwähnte Formel (6) gefunden wird. Der einzige Unterschied ist, daß nun für die höchste und die niedrigste empfangene Frequenz F2 bzw. F\ statt der Ungleichheit (5) die untenstehende Ungleichheit

(1/F₂) = mf<(l/f) =

= (m + \)t
(10)

gefunden wird, aus der für m in diesem Fall die Bedingung

HKF₁HF₂-F₁) (11)

folgt, in der das Gleichheitszeichen wieder den Wert m

ij für eine maximale Empfindlichkeit gibt.

Diese Phaseneinstellung der Frequenzteiler bei jedem Nulldurchgang des empfangenen modulierten Impulssignals kann ebenfalls im Frequenzdiskriminatur nach Fig. 6 bewerkstelligt werden. Dazu wird beispielsweise im Nulldurchgangsdetektor 9 zwischen dem Ausgang des Begrenzers 11 und dem Takteingang des Schieberegisters in den Dreiteiler 16 ein differenzierendes Netzwerk mit einem nachgeschalteten Zweiweggleichrichter aufgenommen. Der Einfluß dieser Änderung auf das Verhalten des Frequenzdiskriminators in Fig. 6 ist derselbe wie der der entsprechenden Änderung in bezug auf das Verhalten des Frequenzdiskriminators 3 im Kanalempfänger nach Fig. 1.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Empfänger zum Empfang mit Hilfe von Frequenzumtastmodulation übertragener Impulssignale, in dem die empfangenen modulierten Impulssignale einem Frequenzdiskriminator zugeführt werden, dem die demodulierten Impulssignale entnommen werden, wobei der Frequenzdiskriminator einen Generator fester Frequenz höher als die höchste Frequenz der empfangenen modulierten Impulssignale und einen Nulldurchgangsdetektor zum Erzeugen von Stellimpulsen in Abhängigkeit der Nulldurchgänge in den empfangenen modulierten Impulssignalen enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdiskriminator (3) eine Anzahl paralleler Kanäle (Q, C₂; C₃) enthält, die je einen Frequenzteiler (D₁, D₂; SR\, SR₂, SRj] mit einem Phaseneinsteilkreis (R₁, R₂; Gi, G₂, G₃) enthalten, wobei die Phaseneinstellkreise der einzelnen Frequenzteiler zyklisch die Stellimpulse des Nulldurchgangsdetektors (9) erhalten, und deren Eingänge gemeinsam mit dem Ausgang des Generators (7) verbunden sind und deren Ausgänge Ausgangssignale mit einer für alle Kanäle gleichen Frequenz höher als die höchste Frequenz der empfangenen modulierten Impulssignale erzeugen, die einem Phasenkomparator (8) zugeführt werden, der immer die Phase der Ausgangssignale von zwei Kanälen vergleicht und dessen Ausgang an ein Tiefpaßfilter (10) angeschlossen ist, dem die demodulierten Impulssignale entnommen werden.

2. Empfänger nach Anspruch Γ, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdiskriminator (3) zwei parallele Kanäle (Ci, C₂) enthält, die mit je einem J5 Frequenzteiler (Di, D₂) mit einer Anzahl Stufen versehen sind und der Phaseneinstellkreis (R\, R₂) durch einen an alle Stufen des Frequenzteilers angeschlossenen Rückstellkreis gebildet wird, der bei Zufuhr eines Stellimpulses des Nulldurchgangsdetektors (9) alle Stufen des Frequenzteilers gleichzeitig in die Ausgangsstellung zurückbringt.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Nulldurchgangsdetektor (9) einen doppelseitigen Begrenzer (11) enthält, dessen Ausgang mit den Rückstellkreisen über ein differenzierendes Netzwerk (13) und einen für die zwei Rückstellkreise entgegengesetzt gepolten Einweggleichrichter (14, 15) mit den Rückstellkreisen gekoppelt ist.

4. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den koppelseitigen Begrenzer (U) und das differenzierende Netzwerk (13) ein Frequenzhalbierer(12) aufgenommen ist.

5. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdiskriminator (3) drei parallele Kanäle (Ci... 3) enthält, die mit je einem Frequenzteiler (SR\... 3) in Form eines Schieberegisters versehen sind, dessen Takteingang an den gemeinsamen Generator (7) angeschlossen ist und dessen Ausgang mit dem Eingang über ein logisches Selektionstor(Gi ...3) verbunden ist, dessen Ausgang an den Phasenkomparator (8) angeschlossen ist, welches logische Selektionstor zugleich den Phaseneinstellkreis des Frequenzteilers bildet, wobei die Stellimpulse des Nulldurchgangsdetektors (9) in zyklischer Reihenfolge immer eines der drei logischen Selektionstore(Gi...3)zur Erhaltungeines konstanten Ausgangssignals des betreffenden Kanals und zur Rückstellung des betreffenden Schieberegisters in die Ausgangsstellung sperren.

6. Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Nulldurchgangsdetektor (9) einen doppelseitigen Begrenzer (11) enthält, dessen Ausgang mit einem Dreiteiler gekoppelt ist, der drei Ausgänge aufweist, denen die Stellimpulse für die drei logischen Selektionstore (Gi... 3) entnommen werden.

7. Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den doppelseitigen Begrenzer (11) und den Dreiteiler ein differenzierendes Netzwerk mit nachgeschaltetem Zweiweggleichrichter aufgenommen ist.