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Die
Erfindung geht aus von einem Verfahren nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Es wird bei J. Hagenauer, P. Höher: "A Viterbi Algorithm
with Soft-Decision Outputs and its Applications", Proc. GLOBECOM, Dallas, S. 47, 1989," ein Viterbi-Algorithmus
mit "soft output" ausgeführt, der
zur effizienten Realisierung eines Maximum-Likelihood-Detektors
eingesetzt werden kann. Der Maximum-Likelihood-Detektor ist ein
gedächtnisbehafteter
Entscheider, der das inhärente
Gedächtnis
des anhand eines Impulsformers z.B. mit einer Gaußcharakteristik
bewerteten Quellsignals ausnutzt.
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Weiterhin
wird von K. H. Müller,
M. Müller: "Timing Recovery in
Digital Synchronous Data Receivers", IEEE Trans. on Comm., COM-24, S. 516–531, 1976,
eine entscheidungsrückgekoppelte
Taktableitung im Fall eines gedächtnislosen
Entscheiders beschrieben, wobei eine zur Fehlabtastung proportionale
Regelgröße F(i) durch
Verknüpfung
der entschiedenen Daten d(i) und des empfangenen Signals v(i) gewonnen
wird.
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Vorteile der
Erfindung
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den
Vorteil, daß sowohl
die entschiedenen Daten d(i) als auch die entsprechenden Zuverlässigkeitsinformationen
Ld(i), die vom Soft-Output-Viterbi-Detektor
ermittelt wurden, dem Phasendetektor zugeführt werden und der Phasendetektor
aus den entschiedenen Daten d(i) und den Zuverlässigkeitsinformationen Ld(i) den konkreten Abtastzeitpunkt ermittelt.
Dies hat den Vorteil, daß die
Taktableitung dadurch präziser und
schneller ermittelt wird.
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Durch
die in den Unteransprüchen
aufgeführten
Maßnahmen
sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im Hauptanspruch
angegebenen Verfahrens möglich.
Besonders vorteilhaft ist es, das im Anspruch 2 angegebene Funktional
E [F(i)] zur Ermittlung der Taktableitung zu verwenden. Dadurch
wird eine schnelle und einfache Ermittlung des Taktes bewerkstelligt.
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Eine
besonders einfache Ermittlung der Taktableitung wird dadurch erreicht,
daß die
proportionale Größe einem
Komparator zugeführt
wird und, daß der
Komparator im Vergleich mit einer dreistufigen Schwelle eine Grundfrequenz
ermittelt, aus der durch Teilung die Abtastfrequenz und der Symboltakt
abgeleitet wird.
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Zeichnung
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden
Beschreibung näher
erläutert.
Es zeigt 1 eine Anordnung zur entscheidungsrückgekoppelten
Taktableitung und 2 einen Phasendetektor.
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Beschreibung
des Ausführungsbeispiels
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1 zeigt
einen Demodulator 1, dem zeitabhängige modulierte Signale zugeführt werden.
Der Demodulator 1 demoduliert die modulierten Signale und
gibt diese an einen Analog-Digital-Wandler 2 weiter. Der Analog-Digital-Wandler 2 tastet
das demodulierte Signal mit einer Frequenz fA ab,
quantisiert das abgetastete Signal und gibt das abgetastete, quantisierte
Signal in Form von einem digitalen Signal, d.h. in Form einer Folge
von zeit- und amplitudendiskreten Signalen, an einen Matched-Filter 3 weiter.
Der Matched-Filter 3 integriert und mittelt die Folge über eine
Symboldauer, so daß ein
enthaltener Rauschpegel reduziert wird. Die nun rauschreduzierte
Folge wird von einem Abtaster 20 im Symboltakt mit der
Schrittfrequenz fT abgetastet und von dem
Soft-Viterbi-Detektor 4 nach dem Soft-Output-Viterbi-Algorithmus
als entschiedene Datenfolge d(i – D) und den entsprechenden
Zuverlässigkeitsinformationen
Ld(i – D)
detektiert.
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Der
Soft-Output-Viterbi-Detektor 4 gibt die entschiedene Datenfolge
d(i-D) und die Zuverlässigkeitsinformationen
Ld(i – D)
an einen Multiplizierer 21 und zur weiteren Verarbeitung
aus. Der Multiplizierer 21 bildet das Produkt aus der entschiedenen
Datenfolge und den Zuverlässigkeitsinformationen
(d(i – D)·Ld(i – D)]
und führt
dieses einem Phasendetektor 5 zu. Dem Phasendetektor 5 wird
außerdem
vom Abtaster 20 die rauschreduzierte Folge v(i) zugeführt.
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Der
Phasendetektor 5 ermittelt anhand eines geeigneten Kriteriums
eine zum aktuellen Abtastzeitpunkt proportionale Größe (G).
Die ermittelte Größe (G) wird
vom Phasendetektor 5 einem Komparator 6 zugeführt. Der
Komparator 6 vergleicht die zugeführte proportionale Größe (G) mit
einer dreistufigen Schwelle (S) und gibt das Ergebnis des Vergleiches
an einen programmierbaren Baustein 7 weiter. Der programmierbare
Baustein 7, der eine Grundfrequenz f0 erzeugt, ändert in
Abhängigkeit
von der vom Komparator 6 zugeführten Entscheidung die auszugebende
Taktfrequenz, indem eine Anzahl n von Impulsen des Referenztaktes
der Frequenz f0 aus- bzw. eingeblendet werden.
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Ist
die proportionale Größe (G) größer als
der Betrag der Schwelle (S), so gibt der Komparator 6 die Entscheidung
an den programmierbaren Baustein 7, daß die auszugebende Frequenz
durch Einblenden von n Impulsen erhöht werden muß. Ist der
Betrag der proportionalen Größe (G) kleiner
als der Betrag der Schwelle (S), so gibt der Komparator 6 die
Entscheidung an den programmierbaren Baustein 7, daß die auszugebende Frequenz
konstant zu halten ist. Ist der Wert der proportionalen Größe (G) kleiner
als der negative Wert der Schwelle (S), so gibt der Komparator 6 die
Entscheidung an den programmierbaren Baustein 7, daß die auszugebende
Frequenz durch Ausblenden von n Impulsen des Referenztaktes der
Grundfrequenz f0 erniedrigt werden muß. Die von
dem programmierbaren Baustein 7 ausgegebene Frequenz wird
einem Frequenzteiler 8 zugeführt, der durch geeignete Teilung
den Abtasttakt (fA) und den Symboltakt (fT) ermittelt.
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Der
Abtasttakt wird dem Analog/Digital-Wandler 2 und der Symboltakt
(fT) wird dem Abtaster 20 zugeführt.
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2 zeigt
eine Realisierung des Phasendetektors 5. Dabei wird die
Folge v(i) einem ersten Register 9 zugeführt und
einer Verzögerung
einer festgelegten Anzahl (D) von Zeittakten unterworfen. Weiterhin
wird die zeitverschobene Folge v(i – D) einem zweiten Register 10 zugeführt, das
die Folge v(i – D)
um einen Zeittakt verzögert.
Die sich somit ergebende digitale Folge v(i – D – 1) wird an einen ersten Multiplikator 12 gegeben.
Der erste Multiplikator 12 multipliziert die Folge v(i – D – 1) mit
dem Produkt der entschiedenen Daten und den Zuverlässigkeitsinformationen
[Ld(i – D)·d(i – D)] und
gibt das Ergebnis mit einem negativen Vorzeichen an einen Addierer 14 weiter.
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Das
Produkt der entschiedenen Daten und der Zuverlässigkeitsinformationen [d(i – D)·Ld(i – D)]
wird einem dritten Register 11 zugeführt, das das Produkt der Folgen
um einen Zeittakt verzögert
und an einen zweiten Multiplikator 13 weitergibt. Der zweite
Multiplikator 13 multipliziert das zeitverschobene Produkt
aus den entschiedenen Daten und den Zuverlässigkeitsinformationen mit
der vom ersten Register 9 um die festgelegte Anzahl von
Zeittakten (D) verschobenen Folge v(i – D) und gibt das Ergebnis
an den Addierer 14 weiter. Der Addierer 14 addiert
die vom ersten und zweiten Multiplikator 12, 13 zugeführten Ergebnisse.
Das Ergebnis der Summation wird vom Addierer 14 als proportionale
Größe (G) an
den Komparator 6 weitergegeben.
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Ein
Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen Verfahrens
wird anhand der 1 und 2 näher erläutert. Als
konkretes Anwendungsbeispiel dient ein System zur digitalen Bild-
und Sprachübertragung
im nichtöffentlichen
Landmobilfunknetz, das von R: Mann Pelz und D. Biere in "Bild- und Sprachübertragung
in Mobilfunkkanälen", Nachrichtentechnik
Elektronik, Nr. 1, S. 7 bis 13, 1992, vorgestellt wurde.
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In
diesem gewählten
Ausführungsbeispiel
wird die Struktur des in Bild 1 dargestellten Empfängers als ein
Gauß-Minimum-Shift-Keying-Empfänger eines
analogen Funkgerätes
zur Demodulation von schmalbandigen frequenzmodulierten Signalen
ausgeführt.
Der Empfänger
wird z.B. zur Rückgewinnung
gesendeter Quellinformation (Bild, Sprache) verwendet.
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Das
modulierte Signal, in diesem Fall vorzugsweise ein frequenzmoduliertes
Signal, das die zu übertragende
Quellinformation beinhaltet, wird von dem Frequenzdemodulator 1,
der ein kohärenter
oder inkohärenter
Demodulator sein kann, demoduliert. Das demodulierte Signal wird
von einem Analog/Digital-Wandler 2 mit einer Abtastfrequenz
fA abgetastet und mit einer festgelegten
Anzahl (w) an Bits quantisiert. Dabei beträgt die Abtastfrequenz ein ganzzahliges
Vielfaches der Schrittfrequenz fT. Zur Maximierung
des Rausch/Signal-Verhältnisses
wird anschließend
das digitalisierte Signal einem Matched-Filter 3 zugeführt. Der
Matched-Filter 3 integriert das Signal über eine Symboldauer und mittelt
es anschließend über die
Symboldauer, so daß der
im Signal enthaltene Rauschpegel reduziert wird. Die rauschreduzierte
Folge wird im Symboltakt der Schrittfrequenz fT vom
Abtaster 20 abgetastet und dem Soft-Viterbi-Output-Detektor 4 und
dem Phasendetektor 5 zugeführt. Die Maximum-Likelihood-Detektion
erfolgt mittels des Soft-Output-Viterbi-Algorithmus. Hierbei handelt
es sich um einen gedächtnisbehafteten
Entscheider, der das inhärente
Gedächtnis
des anhand eines Impulsformers mit einer Gauß-Charakteristik bewerteten
Quellsignals ausnutzt. In diesem gewählten Beispiel wurde das zu übertragende
Signal nach dem Gauß-Minimum-Shift-Keying-Prinzip
(GMSK-Prinzip) moduliert. Der Soft-Output-Viterbi-Detektor 4 entscheidet
die Folge v(i) in eine entschiedene Datenfolge d(i – D) und
in die entsprechende Zuverlässigkeitsinformationsfolge
Ld(i – D).
Die entschiedene Datenfolge d(i – D) und die Zuverlässigkeitsinformationsfolge
Ld(i – D)
werden anschließend
an den Multiplizierer 21 gegeben, der das Produkt aus beiden
Folgen bildet: [d(i – D)·Ld(i – D)].
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Das
Produkt aus der entschiedenen Datenfolge mit der Zuverlässigkeitsinformationsfolge
[d(i – D)·Ld(i – D)]
wird, wie in 1 dargestellt, dem Phasendetektor 5 zugeführt. Der
Phasendetektor 5 ist in diesem gewählten Ausführungsbeispiel, wie in 2 angegeben,
ausgebildet. Der Phasendetektor 5 ermittelt anhand eines
geeigneten Kriteriums, eine zum aktuellen Abtastzeitpunkt des Symboltaktes
der Schrittfrequenz (fT) proportionale Größe (G).
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Als
Korrekturkriterium zur entscheidungsrückgekoppelten Taktableitung
wird das bei K. H. Müller,
M. Müller, "Timing Recovery in
Digital Synchronous Data Receivers", IEEE Trans. on Comm., COM-24, S. 516
bis 531, 1976 vorgeschlagene Verfahren betrachtet, wobei die Synchronisation
auf die Abtastwerte mit gleicher Amplitude vor und nach dem Hauptmaximum
der Impulsantwort des zugrundeliegenden zeitdiskreten Kanals erfolgt.
Hierzu wird das am Entscheidereingang zu den Zeitpunkten iT + p
abgetastete Signal durch
beschrieben,
d. h. als Uberlagerung von gegeneinander verschobenen und mit den
Datensymbolen d(i) bewerteten Impulsantworten g(t) des zugrundeliegenden
zeitdiskreten Kanals. Hierbei stellt n(i) eine zufällige Rauschgröße und p
die Fehlabtastung vom korrekten Abtastzeitpunkt dar. Das vorliegende
Optimierungsproblem kann durch Minimierung eines geeigneten Fehlerkriteriums
bzw. durch Lösung
des Funktionals
E
[F(i)] = E [(v(i)·d(i – 1)) – (v(i – 1)·d(i))]
= 0, (2a) = 2·s2d ·[g(p + T) – g(p – T)] (2b) = 2·s2d ·[g(T) – g( – T)]·p; für p/T<<1 (2c)im Fall
eines gedächtnislosen
Entscheiders gelöst
werden. Dabei stellt E[F(i)] den Erwartungswert des Funktionals
F(i) dar, der z.B. durch eine zeitliche Mittelung von F(i) über mehrere
Symbolintervalle approximiert wird, und g(±T) die zeitliche Ableitung
der Impulsantwort g(t) an der Stelle ±T. Die Beziehungen (2b) und
(2c) erhält man
aus (1) und (2a) unter Annahme von unkorrelierten Daten mit der
Varianz s 2 / d und einer Korrelationsfreiheit zwischen Rauschsignal und
Daten und einer Linearisierung der Impulsantwort g(t) im Fall einer
geringfügigen Taktverschiebung.
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Das
Funktional (2a) kann auch zur Taktableitung im Fall einer Maximum-Likelihood-Detektion
unter Verwendung des Soft-Output-Viterbi-Algorithmus, d. h. im Falle
eines gedächtnisbehafteten
Entscheiders, verwendet werden. Hierzu lautet das entsprechende
Kriterium E [F(i)] = E [(v(i – D)·d(i – D)) – (v(i – D – 1)·d(i – D))] = 0,wobei D die
Entscheidungsverzögerung
darstellt, die als ganzzahliges Vielfaches der Einflußlänge (LT)
des zugrundeliegenden Impulsformers bzw. des linearen Ersatzsystems
gewählt
wird.
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Vorzugsweise
wird D > 5 LT gewählt. Für den Fall
der Verwendung des Soft-Output-Viterbi-Algorithmus als Maximum-Likelihood-Detektor
wird das modifizierte Funktional E [F(i)] = E
[(Ld(i – D – 1)·v(i – D)·d(i – D – 1)) –
– (Ld(i – D)·v(i – D – 1)·d(i – D))]vorgeschlagen.
Hierbei stellt [Ld(i – D)·d(i – D)] das Produkt aus den entschiedenen
Symbolen (–1,
1) und eine mit w-Bit-quantisierte Zuverlässigkeitsinformation bezüglich der
getroffenen Entscheidung dar.
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Die
praktische Ausführung
des Kriteriums bzw. die Realisierung des Phasendetektors 5 erfolgt
anhand des in 2 dargestellten Systems. Dazu
werden die Folgen v(i), d(i – D)
und Ld(i – D) am Eingang und Ausgang
des Soft-Output-Viterbi-Detektors 4 herangezogen. Die rauschreduzierte
Folge v(i) wird wie in 2 dargestellt mit Hilfe eines
ersten Registers 9 um die festgelegte Anzahl (D) an Symboltakten
zeitlich verzögert. Die
Folge v(i – D)
wird anschließend
sowohl einem zweiten Register 10 als auch einem zweiten
Multiplikator 13 zugeführt.
Das zweite Register 10 verzögert die Folge v(i – D) um
einen weiteren Symboltakt.
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Die
sich ergebende Folge v(i – D – 1) wird
einem ersten Multiplikator 12 zugeführt. Der erste Multiplikator 12 multipliziert
die zugeführte
Folge v(i – D – 1) mit
dem Produkt aus der entschiedenen Datenfolge d(i – D) und
der Zuverlässigkeitsinformationsfolge
Ld(i – D)
und gibt das Ergebnis an einen Addierer 14 weiter. Außerdem wird
das Produkt [Ld(i – D)·d(i – D)] der Zuverlässigkeitsinformationsfolge
und der entschiedenen Datenfolge mittels eines dritten Registers 11 um
einen Symboltakt verzögert
und mit der vom ersten Register 9 zurückverschobenen Datenfolge v(i – D) mittels
eines zweiten Multiplikators 13 multipliziert. Der Multiplikator 13 gibt
das Ergebnis an den Addierer 14 weiter. Der Addierer 14 bildet
aus den zugeführten
Folgen die Summe, die dem Funktional (F(i)) entspricht. Vorzugsweise
kann die Summe über
mehrere Symbolintervalle zeitlich gemittelt werden, so daß der Erwartungswert
E [F(i)] des Funktionals (F(i))erhalten wird.
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Im
Fall der angesprochenen GMSK-Modulation kann gezeigt werden, daß das betrachtete
Funktional die geforderten Eigenschaften aufweist, nämlich einen
ungeraden Verlauf um p/T = 0 und eine Null-Stelle an der Stelle
p = 0.
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Die
vom Addierer 14 ermittelte Summe, die vorzugsweise über mehrere
Symbolintervalle gemittelt wird, stellt die proportionale Größe (G) dar
und wird an den Komparator 6 weitergegeben.
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Der
Komparator 6 vergleicht die proportionale Größe (G) mit
einer festgelegten Schwelle (S). Ist die Summe größer als
die Schwelle (S), so wird ein Signal (+1) an dem programmierbaren
Baustein 7 gegeben. Zeigt der Vergleich, daß der Betrag
der proportionalen Größe (G) kleiner
als der Betrag der Schwelle (S) ist, so wird das Signal (0) an den
programmierbaren Baustein 7 gegeben. Zeigt jedoch der Vergleich
der proportionalen Größe (G),
daß die
proportionale Größe (G) kleiner
als der negative Wert der Schwelle (S) ist, so wird das Signal (–1) an den
programmierbaren Baustein 7 gegeben.
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Der
programmierbare Baustein 7 enthält einen Frequenzgenerator
mit einem hochfrequenten Referenztakt der Frequenz f0.
Erhält
der programmierbare Baustein 7 das Signal (+1) vom Komparator 6,
so werden von dem hochfrequenten Referenztakt der Frequenz f0 eine festgelegte Anzahl (n) von Impulsen
eingeblendet. Gibt der Komparator 6 das Signal (0) an den
programmierbaren Baustein 7, so wird die vom programmierbaren Baustein 7 ausgegebene
Frequenz beibehalten.
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Erhält der programmierbare
Baustein 7 das Signal (–1) vom Komparator 6,
so wird eine festgelegte Anzahl (n) von Impulsen des hochfrequenten
Referenztaktes der Frequenz f0 ausgeblendet.
Die sich ergebende Frequenz wird vom programmierbaren Baustein 7 dem
Frequenzteiler 8 zugeführt.
Der Frequenzteiler 8 gewinnt durch geeignete Teilung des
zugeführten
Frequenztaktes den Abtasttakt der Abtastfrequenz (fA)
und den Symboltakt der Schrittfrequenz (fT).
Der Abtasttakt (fA) wird dem Analog/Digital-Wandler 2 und
der Symboltakt (fT) wird dem Abtaster 20 zugeführt. Auf
diese Weise wird eine entscheidungsrückgekoppelte Taktableitung
unter Verwendung der mit Hilfe des Soft-Output-Viterbi-Detektors 4 nach
dem Soft-Output-Viterbi-Algorithmus detektierten entschiedenen Daten
und den Zuverlässigkeitsinformationen
ausgeführt.
