Die vorliegende Erfindung betrifft die OFDM-Modulation. Sie betrifft insbe
sondere die Erzeugung eines Synchronisationsimpulses an der Grenze eines OFDM-
Symbols, zum Beispiel bei einer Fouriertransformationsdemodulation.
OFDM-Systeme sind allgemein bekannt. Zur Synchronisation von OFDM-
Empfängern werden verschiedene Techniken angewendet. Einige dieser Techniken erfor
dern die Übertragung eines speziellen Synchronisationssignals. Andere Techniken beruhen
allein auf dem OFDM-Standardsignal, bei dem ein komplettes Symbol einen "Nutzteil"
und einen "Schutzzwischenraum" umfaßt. Der Schutzzwischenraum wird manchmal auch
als Schutzintervall, zyklische Erweiterung oder zyklischer Vorsatz bezeichnet.
Der Schutzzwischenraum liegt vor dem Nutzteil des Symbols und enthält eine
Wiederholung der Daten am Ende des Nutzteils. (Dies ist einem Schutzzwischenraum nach
dem Nutzteil, der Daten enthält, die denen am Anfang des Nutzteils entsprechen, gleich
wertig.)
Bei den Synchronisationstechniken, die auf den duplizierten Daten im Schutz
zwischenraum beruhen, wird im allgemeinen eine Kreuzkorrelation zwischen komplexen
Momentanwerten ausgeführt, die um die Länge des Nutzteiles des Symbols beabstandet
sind. Es wird dabei ein Zeitgeberimpuls erzeugt, der bei der Fouriertransformation des
erhaltenen Signals verwendet wird. Die Zeitgabe der Impulse ist derart, daß das Fourier
transformationsfenster nur Daten aus einem einzigen Symbol enthält.
Wenn die Zeitgebung nicht korrekt ist, tritt eine Intersymbolinterferenz (ISI)
auf. Die Verwendung des Schutzzwischenraums erlaubt jedoch eine gewisse Schwan
kungsbreite bei der Zeitgabe der Impulse, ohne daß gleich eine ISI in Erscheinung tritt. Der
Schutzzwischenraum sollte dafür länger sein als die größte erwartete Streubreite an Verzö
gerungen bei Signalen, die über verschiedene Wege erhalten werden. Der Schutzzwischen
raum ist im Vergleich zum Nutzteil des Signals relativ klein. Typischerweise enthält der
Schutzzwischenraum Nu/32, Nu/16, Nu/8 oder Nu/4 Momentanwerte, wobei Nu die An
zahl der Momentanwerte im Nutzteil des Symbols ist.
Zur Ableitung der Synchronisationsimpulse aus der Kreuzkorrelation gibt es
verschiedene Techniken. Diese arbeiten zwar unter üblichen Empfangsbedingungen ad
äquat, es gibt jedoch Fälle, in denen der Zeitgeberimpuls zu einem unerwünschten Zeit
punkt erzeugt wird, was zu einer Intersymbolinterferenz (ISI) führt.
Der Kreuzkorrelator erzeugt in Abwesenheit von Rauschen oder einer Mehr
wegeinterferenz ein Ausgangssignal, das im Mittel zu Null wird, mit Ausnahme der Zeit, in
der die Momentanwerte des Schutzzwischenraums mit Momentanwerten im Nutzteil des
Symbols kreuzkorreliert sind, die den gleichen Wert haben. Während dieser Periode er
zeugt der Kreuzkorrelator ein Ausgangssignal auf hohem Pegel. Dieses Ausgangssignal auf
hohem Pegel endet am Ende eines Symbols und dem Beginn des nächsten Symbols. Bei
meiner bekannten Anordnung wird das Ausgangssignal des Kreuzkorrelators integriert und
dann der Spitzenwert des sich ergebenden Signals erfaßt, um am Ende jedes Symbols einen
Zeitgeberimpuls zu erzeugen.
Im Falle einer Mehrwegeinterferenz, bei der das gleiche Signal mit verschiede
nen Verzögerungen erhalten wird, sollte, um eine Intersymbolinterferenz (ISI) zu vermei
den, der Synchronisationsimpuls innerhalb eines Fensters erzeugt werden, dessen Breite
gleich dem Überlapp zwischen den Schutzzwischenräumen der beiden erhaltenen Signale
ist. Der Kreuzkorrelator erzeugt jedoch innerhalb der ganzen Periode, in der die Mo
mentanwerte von entweder einem oder von beiden der Schutzzwischenraum-Momentan
werte vom Kreuzkorrelator bearbeitet werden, ein signifikantes Ausgangssignal. In man
chen Fällen ergibt dies einen Zeitgeberimpuls außerhalb des optimalen Fensters, mit der
Folge einer ISI.
Die EP-A-0 772 332 beschreibt andere Techniken zum Erzeugen eines Syn
chronisationsimpulses. Eine der beschriebenen Techniken beruht auf dem Zuführen des
Ausgangssignals des Kreuzkorrelators zu einem Phasenregelkreis (PLL). Dies kann jedoch
auch dazu führen, daß im Falle eines starken Rauschens oder einer Mehrwegeinterferenz
ein Synchronisationsimpuls außerhalb des optimalen Fensters erzeugt wird. Außerdem
benötigt ein Phasenregelkreis zum Einrasten eine erhebliche Anzahl von Symbolperioden,
was zu einer erheblichen Erfassungszeit führt.
Ein anderes Problem der bekannten Anordnungen ergibt sich aus der Tatsache,
daß, wenn der Synchronisationsimpuls als Folge von zum Beispiel sich ändernden Si
gnalbedingungen nachgeregelt wird, die komplexen Werte in den Frequenzklassen am
Ausgang der schnellen Fouriertransformation (FFT) einer Phasenrotation in einem verän
derlichen Ausmaß unterliegen. Auch wenn eine nachfolgende Kanalbestimmungs- und
Korrekturschaltung solche Änderungen berücksichtigen kann, erhöht sich dadurch die
Erfassungszeit weiter, und es wird eine erhebliche Menge an Prozessorleistung dafür be
nötigt.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Technik zum Erzeugen von Synchro
nisationsimpulsen zu schaffen, bei der diese Probleme nicht mehr oder zumindest nur mehr
in einem geringerem Umfang auftreten.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die in den Patentansprüchen beschriebenen
Verfahren und Vorrichtungen.
Nach einem erfindungsgemäßen Aspekt wird ein Synchronisationsimpuls da
durch erzeugt, daß ein Signal produziert wird, das den Grad der Korrelation zwischen den
Momentanwerten eines erhaltenen Signals angibt, die durch eine Periode getrennt sind, die
dem Nutzteil des Symbols entspricht, so daß das Signal zu einem Ausgangssignal führt,
das ein Intervall darstellt, während der eine signifikante Korrelation festgestellt wird, wo
bei das Verfahren den Schritt des Bestimmens eines Subintervalls umfaßt, in dem ein
maximaler Grad an Korrelation auftritt, wobei der Synchronisationsimpuls dann innerhalb
dieses Subintervalls erzeugt wird.
Im Falle einer Mehrwegeinterferenz ist der Grad der Korrelation innerhalb ei
ner Periode maximal, deren Länge dem Überlapp der Schutzzwischenräume entspricht.
Dies ist eine optimale Periode zur Erzeugung des Synchronisationsimpulses, da dadurch
sichergestellt wird, daß jedes Fouriertransformationsfenster Momentanwerte nur aus einem
Symbol enthält, auch wenn das gleiche Symbol mit verschiedenen Verzögerungen erhalten
wird. Mit der erfindungsgemäßen Technik wird das Ausgangssignal des Kreuzkorrelators
überprüft, um festzustellen, wann diese optimale Periode auftritt.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird das Ausgangssignal des
Kreuzkorrelators mit einem Schwellenwert verglichen, und das optimale Subintervall, das
die Periode festlegt, in der der Synchronisationsimpuls zu erzeugen ist, wird durch die
Periode dargestellt, in der das Ausgangssignal des Kreuzkorrelators diesen Schwellenwert
übersteigt. Vorzugsweise wird der Schwellenwert in Abhängigkeit vom Ausgangssignal
des Kreuzkorrelators variiert, wobei vorteilhaft der Schwellenwert auf der Basis des Ma
ximalpegels des Kreuzkorrelator-Ausgangssignals bestimmt wird.
Die Verwendung eines Schwellenwertes wird als unabhängiger erfinderischer
Aspekt der vorliegenden Erfindung betrachtet. Gemäß diesem zusätzlichen Aspekt wird
das Ausgangssignal eines Korrelators, das den Grad der Korrelation zwischen den Mo
mentanwerten eines erhaltenen Signals angibt, die um eine vorgegebene Anzahl von Mo
mentanwertintervallen getrennt sind, zu einem Pegeldetektor geführt, und nur jene Teile
des Signals, die über einem vorgegebenen (vorzugsweise variablen) Pegel liegen, werden
bei der Bestimmung des Zeitpunktes der Erzeugung eines Synchronisationsimpulses be
rücksichtigt.
Falls gewünscht, können die Zeitgeberimpulse zu jedem Zeitpunkt in dem
Fenster erzeugt werden, das die maximale Korrelation angibt, zum Beispiel in der Mitte
dieses Fensters. Bei einer Veränderung der Signalbedingungen kann sich dieser Punkt
verschieben, wobei sich dann der Synchronisationsimpuls entsprechend verändert. Bei der
bevorzugten Ausführungsform ändert sich jedoch die Zeitgabe für den Synchronisations
impuls nur dann, wenn bestimmte Bedingungen erfüllt sind. Zum Beispiel kann sich die
Zeitgabe nur dann ändern, wenn festgestellt wird, daß die laufende Zeitgebung über eine
vorgegebene Anzahl von Zeitpunkten falsch war und/oder der gegenwärtige Fehler über
einem bestimmten Wert liegt. Diese Vorgehensweise, die ebenfalls als unabhängiger erfin
derischer Aspekt betrachtet wird, vermeidet, daß bei der Zeitgebung für die Fouriertrans
formation eine übermäßige Anzahl von Änderungen erfolgt, von denen jede eine Phasenro
tation jedes der Träger und des Ausgangssignals der schnellen Fouriertransformation (FFT)
um einen anderen Winkel bewirkt, was zu einer erheblichen Belastung der herkömmlich
vorgesehenen Kanalbestimmungsschaltung führen würde.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird am Ausgang der FFT eine
Einrichtung vorgesehen, die dem jeweiligen Momentanwerten des FFT-Ausgangssignals
verschiedene Phasendrehungen verleiht, wobei diese Einrichtung zur Bestimmung des
Ausmaßes der angelegten Phasendrehung auf ein Signal anspricht, das das Ausmaß der
Verschiebung angibt, die ein Synchronisationsimpuls durch einen Impulsgenerator erfährt.
Dies ermöglicht eine sehr schnelle und praktisch sofortige Kompensation von Änderungen
in der Zeitgabe für die Synchronisationsimpulse. Die Phasendrehung kann durch eine
Schaltung bewirkt werden, die zwischen der FFT und der Kanalbestimmungs- und Korrek
turschaltung angeordnet ist, alternativ kann auch die Kanalbestimmungs- und Korrektur
schaltung die Phasendrehung ausführen. Vorzugsweise werden die Änderungen in der
Zeitgabe für die Synchronisationsimpulse so vorgesehen, daß sie relativ selten (gemäß dem
oben erwähnten Aspekt der Erfindung) und vorzugsweise nur oder für gewöhnlich in ei
nem vorgegebenen Ausmaß auftreten. Dadurch wird die Bestimmung der geeigneten Pha
sendrehung erleichtert, die an den FFT-Ausgangssignalen zu bewirken sind. Diese Phasen
drehungen können in Abhängigkeit von einem Signal berechnet werden, das das tatsächli
che oder erwartete Ausmaß der Verschiebung bei der Zeitgabe für den Synchronisations
impuls angibt, oder sie können alternativ aus einer Nachschlagetabelle abgeleitet werden,
auf die entsprechend einem solchen Signal zugegriffen wird.
Bei dem genannten Stand der Technik wird das Ausgangssignal des Korrelators
gefiltert, zum Beispiel durch eine Gleitfenstermittelung, bei der die letzten Ng Momentan
werte aus dem Kreuzkorrelator aufsummiert werden. Diese Filtertechnik verändert jedoch
die Form des Kreuzkorrelator-Ausgangssignals, und entsprechend wird bei der bevorzug
ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das Kreuzkorrelator-Ausgangssignal
durch Aufsummieren der letzten L1 Momentanwerte gefiltert, wobei L1 wesentlich kleiner
ist als Ng.
Es ist bekannt, das Ausgangssignal der Gleitfenstermittlung zu einem Signal
für eine Feinfrequenzkorrektur zu verarbeiten. Diese Technik wird vorzugsweise auch bei
den erfindungsgemäßen Anordnungen angewendet. Um eine bessere Qualität der Feinfre
quenzbestimmung zu erhalten, wird jedoch bei der bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung das Ausgangssignal des ersten Filters zu einem zweiten Filter
geführt und damit ein Ausgangssignal erzeugt, das eine Mittelung über eine Anzahl von
Momentanwerten darstellt, die wesentlich größer ist als L1. Zum Beispiel kann das Aus
gangssignal dem entsprechen, was erhalten würde, wenn bei einem einzigen Filter über die
letzten Ng Momentanwerte summiert wird.
Eine erfindungsgemäße Anordnung wird nun beispielhaft anhand der beilie
genden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform eines
OFDM-Empfängers;
Fig. 2 schematisch ein OFDM-Signal;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer bekannten Anordnung zum Erzeugen eines
Synchronisationsimpulses;
Fig. 4 schematisch die Auswirkungen einer Mehrwegeinterferenz auf das
Kreuzkorrelations-Ausgangssignal;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform einer
Synchronisationsschaltung;
Fig. 6 ein Bockschaltbild einer Zeitrückgewinnungsschaltung, die Teil der
Synchronisationsschaltung der Fig. 5 ist; und
Fig. 7 einen Teil einer typischen Wellenform, die vom Korrelationsausgangs
signal abgeleitet wird, wobei dieser Teil in einem Subintervall liegt, in dem ein Synchroni
sationsimpuls optimal erzeugt werden kann.
Die Fig. 1 zeigt einen OFDM-Empfänger 2 mit einer Antenne 4, die ein Signal
aufnimmt und es zu einem Abwärtskonverter oder Empfangsumsetzer 6 liefert, der das HF-
Signal in ein Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) umwandelt. Dieses wird dann durch
einen ZF-Basisbandumwandler 8 in ein Basisbandsignal umgewandelt. Dadurch entstehen
am Ausgang des ZF-Basisbandumwandlers 8 für jedes übertragene OFDM-Symbol komplexe
Momentanwerte. Diese komplexen Momentanwerte werden in einem Analog-Digi
tal-Wandler (A/D-Konverter) 10 digitalisiert und über eine Frequenzfeineinstellschaltung
12 zu einer schnellen Fouriertransformationsschaltung (FFT-Schaltung) 14 gegeben. Die
FFT-Schaltung 14 wandelt die Momentanwerte aus dem Zeitbereich in Momentanwerte im
Frequenzbereich um, und die Symboldaten am Ausgang der FFT-Schaltung 14 werden zu
einem Phasendreher 15, einer Kanalbestimmungs- und Korrekturschaltung 16 und einem
Dekoder 17 geführt.
Die Vorgehensweise bei der vorliegenden Erfindung ermöglicht die Verwen
dung eines Vorwärtsregelsystems, so daß keine Rückkopplungen und keine Phasenregel
kreise (PLLs) zum Einstellen der Frequenzen des Überlagerungsoszillators erforderlich
sind. Es jedoch auch möglich, gegebenenfalls bei alternativen Anordnungen solche Rück
kopplungen vorzusehen, so daß der Synchronisationsschaltung 18 dann zum Beispiel die
komplexen Momentanwerte vom A/D-Konverter 10 und/oder ein Signal von der Kanal
bestimmungs- und Korrekturschaltung 16 zugeführt werden.
Die komplexen Momentanwerte werden zu einer Symbolsynchronisations
schaltung 20 geführt, die für die Frequenzfeineinstellschaltung 12 ein Frequenzoffsetsignal
und für die FFT-Schaltung 14 einen Synchronisationsimpuls erzeugt. Die FFT-Schaltung
14 benötigt den Synchronisationsimpuls, damit jede Transformationsoperation auf den
Beginn des jeweiligen OFDM-Symbols ausgerichtet werden kann.
Die insoweit beschriebene Schaltung ist mit Ausnahme des Phasendrehers 15
im Stand der Technik bekannt. Die vorliegende Erfindung ist daher unter anderem auf eine
neue und erfinderische Technik für die Symbolsynchronisationsschaltung 20 gerichtet.
In der Fig. 2(a) wird angenommen, daß ein OFDM-Symbol aus Nu + Ng Mo
mentanwerten besteht, wobei die Nu Momentanwerte im Nutzteil U des Signals liegen, vor
denen die Ng Momentanwerte im Schutzzwischenraum G angeordnet sind. Die Ng Mo
mentanwerte im Schutzzwischenraum G enthalten die gleichen Daten wie die letzten Ng
Momentanwerte des Nutzteiles U des Symbols (wie beim Symbol i durch Schraffieren
angedeutet ist).
Gemäß Fig. 3 werden bei der bekannten Synchronisationsschaltung die kom
plexen Momentanwerte vom ZF-Basisband-Konverter 8 aufeinanderfolgend zu einem
FIFO-Register 30 (FIFO: First-In-First-Out) eines Kreuzkorrelators 28 geführt. Das FIFO-
Register 30 enthält Nu Stufen, so daß es eine entsprechende Verzögerung um Nu Mo
mentanwerte erzeugt. Das Ausgangssignal des Registers 30 wird zu einer Komplex-
Konjugator-Schaltung 32 des Korrelators 28 geführt, die jeden Momentanwert in seinen
komplex konjugierten Wert überführt. Dann wird an einem Multiplikator 34 des Korrelators
28 jeder komplex konjugierte Wert mit einem unverzögerten Momentanwert vom
A/D-Konverter 10 multipliziert. (Alternativ kann die Komplex-Konjugator-Schaltung 32
auch in einen anderen Weg zum Multiplikator 34 eingesetzt werden.)
Wenn immer ein komplex konjugierter Wert der verzögerten Momentanwerte
im Schutzzwischenraum G mit einem Momentanwert gleicher Größe vom Ende des fol
genden Nutzteils U des Symbols multipliziert wird, ist das Korrelator-Ausgangssignal auf
einem hohen Pegel. Zu den anderen Zeiten nimmt das Korrelator-Ausgangssignal einen
zufälligen Wert an. Die Fig. 2(b) zeigt das Ausgangssignal des Korrelators. Zur besseren
Darstellung zeigt die Fig. 2(b) ein ideales Ausgangssignal nach einer Mittelung über eine
Anzahl von Symbolen, auch wenn in der Praxis das Mitteln in einer späteren Stufe erfolgen
kann.
Das Ausgangssignal des Korrelators 28 wird zu einem anderen FIFO-Register
36 geführt, dieses Register 36 enthält Ng Stellen. Ein Integrator 38 nimmt das Ausgangs
signal des FIFO-Registers 36 sowie direkt auch das Ausgangssignal des Korrelators 28 auf.
Der Integrator 38 dient dazu, jeden neuen Wert zu dem laufenden Integrator-Ausgangs
signal hinzuzuaddieren und den Momentanwert zu subtrahieren, der Ng Momentanwerte
vorher erhalten wurde. Das Ausgangssignal stellt daher die Summe der letzten Ng Mo
mentanwerte dar. Das Ausgangssignal ist in der Fig. 2(c) gezeigt. Dieses Ausgangssignal
nimmt zum Ende jedes Symbols hin allmählich zu und beginnt dann sofort abzufallen. Ein
Spitzenwertdetektor (nicht gezeigt) erzeugt immer dann ein Zeitgebersignal, wenn das
Integrator-Ausgangssignal den Spitzenwert erreicht (wie in der Fig. 2 zum Beispiel beim
Zeitpunkt t gezeigt). Dieses Signal wird als Synchronisationsimpuls für die FFT-Schaltung
14 verwendet, und es ist anzumerken, daß es am Ende jedes Symbols erscheint, d. h. exakt
dann, wenn die letzten Nu Momentanwerte, die in das FIFO-Register 36 aufgenommen
wurden, die richtigen Werte für die Verwendung durch die FFT-Schaltung 14 sind.
Die FFT-Schaltung 14 verarbeitet die Nu Momentanwerte des Nutzteiles U des
Signals. Aus der Fig. 2 ist ersichtlich, daß das Synchronisationssignal t zu jedem Zeitpunkt
innerhalb der letzten Ng Momentanwerte eines Symbols (d. h. immer dann, wenn die Wel
lenform der Fig. 2(b) auf einem hohen Pegel ist) erzeugt werden kann und doch eine Inter
symbolinterferenz (ISI) vermieden wird, da durch das Vorsehen des Schutzzwischenraums
G die vorhergehenden Nu Momentanwerte immer aus dem gleichen Signal sind.
Die Fig. 4 zeigt eine mögliche Auswirkung einer Mehrwegeinterferenz. Die
Fig. 4(a) und 4(b) zeigen das gleiche Signal, das zu verschiedenen Zeiten erhalten wird,
wobei die Fig. 4(a) das schwächere Signal darstellt, das in diesem Fall zuerst erhalten wird.
Die Fig. 4(c) zeigt das Ausgangssignal, das der Korrelator 28 der Fig. 3 bei
Abwesenheit des Signals der Fig. 4(b) abgibt, und die Fig. 4(d) das Ausgangssignal, das
der Korrelator 28 bei Abwesenheit des Signals der Fig. 4(a) abgibt. Wenn beide Signale
vorhanden sind, erzeugt der Korrelator 28 das Ausgangssignal, das in der Fig. 4(e) gezeigt
ist. (Die Fig. 4(c) bis 4(e) zeigen wieder Korrelator-Ausgangssignale, die über eine Anzahl
von Symbolen gemittelt sind.)
Die Wellenform der Fig. 4(e) weist drei Abschnitte auf, die Abschnitte 1, 2 und
3. Diese Abschnitte stellen zusammen ein Intervall dar, während dessen das Korrelator-
Ausgangssignal aufgrund einer signifikanten Korrelation zwischen den durch Nu Mo
mentanwerte getrennten Werten in einem oder beiden der Signale auf einem hohen Pegel
ist. Die höchste Korrelation im Subintervall 2 tritt dann auf, wenn sich aus beiden Signalen
positive Korrelationen ergeben. Es ist anzumerken, daß der Abschnitt 2 der einzige Teil der
Wellenform ist, in der die letzten Ng Momentanwerte eines Symbols im Signal 4(a) gleich
zeitig wie die letzten (ersten) Ng Momentanwerte eines Symbols im Signal 4(b) auftreten.
Entsprechend ist das Subintervall 2 die einzige Periode, in der ein Zeitgebersignal erzeugt
werden kann, mit dem eine Intersymbolinterferenz ISI vermieden werden kann.
Wenn dieses Korrelator-Ausgangssignal wie bei der bekannten Schaltung der
Fig. 3 integriert wird, entsteht das in der Fig. 4(f) gezeigte Ausgangssignal. Der Spitzen
wert dieses Ausgangssignals tritt am Ende des Abschnitts 3 auf, was heißt, daß er zu spät
erscheint. Insbesondere heißt das, daß, obwohl die FFT-Schaltung 14 nur Momentanwerte
aus dem Symbol i des Signals der Fig. 4(b) verarbeiten sollte, sie außerdem Momentanwer
te aus dem Symbol i + 1 des Signals der Fig. 4(a) verarbeitet.
Wie in der Fig. 5 gezeigt, umfaßt die Synchronisationsschaltung 20 einer Aus
führungsform der vorliegenden Erfindung einen Korrelator 28, der wie die bekannte An
ordnung der Fig. 3 ein Schieberegister 30, eine Komplex-Konjugator-Schaltung 32 und
einen Multiplikator 34 aufweist. Das Ausgangssignal des Korrelators 28 wird zu einer
Mittelwertbildungsschaltung 46 geführt, die wie bei der bekannten Anordnung der Fig. 3
ein FIFO-Register sein kann, wobei in diesem Fall die Anzahl an Stufen gleich L1 ist,
wobei L1 wesentlich kleiner ist als Ng. Das Ausgangssignal des FIFO-Registers oder der
Schaltung 46 wird zu einer Symbol-Mittelwertbildungsschaltung 48 geführt, die jeden
Momentanwert aus der Schaltung 46 mit den entsprechenden Momentanwerten aus den
vorhergehenden Ns Symbolen aufaddiert. Entsprechend ist das Ausgangssignal der Sym
bol-Mittelwertbildungsschaltung 48 gleich dem über L1 Momentanwerte und Ns Symbole
gemittelten Korrelator-Ausgangssignal. Im Falle einer Mehrwegeinterferenz wie in der Fig.
4 ist damit dann das Ausgangssignal ähnlich wie die Wellenform der Fig. 4(e) mit einer
leichten Glättung aufgrund der L1-Mittelung.
Dieses Ausgangssignal wird dann zu einer Zeitrückgewinnungsschaltung 50
gegeben. Diese Schaltung 50 erzeugt das Synchronisationssignal für die FFT-Schaltung 14.
Die von der Zeitrückgewinnungsschaltung 50 ausgeführten Funktionen werden
schematisch durch die Blöcke der Fig. 6 dargestellt. Die Ausgangs-Momentanwerte aus der
Symbol-Mittelwertbildungsschaltung 48 werden zu einer Absolutwertschaltung 52 gege
ben. Diese berechnet für jeden Momentanwert den Absolutwert, d. h. √(x2 + y2), wobei x
und y die gleichphasige bzw. quadratische Komponente des Momentanwertes sind. Diese
werden in einem Spitzenwertdetektor 54 geprüft, der die Größe des Momentanwertes mit
dem größten Wert feststellt. Eine Fenstererzeugungsschaltung 56 nimmt die Momentan
werte von der Absolutwertschaltung 52 und den vom Spitzenwertdetektor 54 erfaßten
Spitzenwert auf, um auf jeder Seite des Spitzenwertes den nächsten Momentanwert zu
bestimmen, der unter einem Schwellenwert liegt, der gleich dem 0,75-fachen des Spitzen
wertes ist. Die Fenstererzeugungsschaltung 56 erfaßt somit einen Bereich an Momentan
werten von nmin bis nmax, in dem der größte Grad an Korrelation im Signal vom Korrelator
vorliegt. Die Fig. 7 zeigt eine typische Wellenform für die Momentanwerte von der Sym
bol-Mittelwertschaltung 48 in dieser Periode. In der Periode von nmin bis nmax erzeugte
Zeitgebersignale sind normalerweise zur Vermeidung einer ISI geeignet.
Ein Synchronisationssignalgenerator 58 erzeugt nach einer Initialisierungsope
ration, die im folgenden beschrieben wird, einmal je Symbol einen Synchronisationsim
puls.
Ein Komparator 60 vergleicht den Zeitpunkt, an dem das Zeitgebersignal er
zeugt wird, mit den Bereich von Momentanwerten nmin bis nmax, der von der Fenstererzeu
gungsschaltung 56 festgelegt wurde. Wenn sich ein erheblicher Unterschied ergibt, wird
einer der in einer Zählschaltung 62 gespeicherten Werte geändert. Wenn einer von mehre
ren in der Zählschaltung 62 gespeicherten Werten eine vorgegebene Schwelle erreicht,
wird ein Signal zu dem Signalgenerator 58 gesendet, um die Zeitgabe für das Synchronisa
tionssignal um einen Wert zu verschieben, der vom Bereich nmin bis nmax abhängt, der von
der Fenstererzeugungsschaltung 56 berechnet wurde. Die Anordnung ist so, daß das Zeit
gebersignal etwa in der Mitte zwischen den Werten nmin und nmax erzeugt wird, wobei eine
Nachstellung jedoch nur dann erfolgt, wenn das laufende Zeitgebersignal einen ständigen
und/oder erheblichen Fehler aufweist.
Bei dieser Ausführungsform teilt der Komparator 60 den Bereich von nmin bis
nmax in vier Viertel q1, q2, q3 und q4, um die Anzahl Momentanwerte zu erhöhen, wie es
in der Fig. 7 gezeigt ist. Wenn der Komparator 60 feststellt, daß die laufende Zeitgebung
des Synchronisationsimpulses in q1 liegt, wird ein erstes Register "früh" in der Zählschal
tung 62 um Eins hochgesetzt. Wenn das Zeitgebersignal in q4 liegt, wird ein zweites Re
gister "spät" in der Zählschaltung 62 um Eins hochgesetzt. Wenn der Zeitpunkt in q2 oder
q3 liegt, werden beide Register um Eins heruntergesetzt, wobei sie jedoch nicht unter Null
gehen können. Wenn zu irgendeinem Zeitpunkt einer der Zähler (Register) den Wert 4
erreicht, veranlaßt die Zählschaltung 62, daß der vom Signalgenerator 58 erzeugte Zeitge
berimpuls für das nächste Symbol (oder für ein bestimmtes späteres Symbol, zum Beispiel
das zweite oder dritte folgende Symbol, damit mehr Zeit für die im folgenden beschriebene
weitere Verarbeitung zur Verfügung steht) um eine Zeitspanne verschoben wird, die für die
nächsten vier Momentanwerte gerundet (nmax - nmin)/4 entspricht. Der Zeitgeberimpuls wird
in Abhängigkeit davon, ob es das Register "früh" oder das Register "spät" ist, das den Wert
4 erreicht hat, nach vorne oder nach hinten verschoben.
Ein weiteres Register der Zählschaltung 62 wird in Abhängigkeit davon, ob die
Zeitgebung außerhalb des Bereichs von nmin bis nmax liegt, hoch- oder heruntergezählt.
Wenn dies für vier aufeinanderfolgende Perioden der Fall ist, löst die Zählschaltung 62
eine Initialisierungsoperation aus.
Diese Initialisierungsoperation, die dann erfolgt, wenn eine neue Station ange
wählt wurde oder wenn der Empfänger eingeschaltet wurde, hat zur Folge, daß der Signal
generator 58 das Zeitgebersignal an einer Stelle in der Mitte zwischen nmin und nmax er
zeugt. Die Initialisierungsoperation bewirkt auch Änderungen an Filtereinstellungen, wie
es im folgenden beschrieben wird.
Wenn immer der Signalgenerator 58 veranlaßt wird, den Zeitpunkt für den
Synchronisationsimpuls zu verschieben, hat dies eine differentielle Phasendrehung der
Träger am Ausgang der FFT-Schaltung 14 zur Folge. Um die Behandlung dieses Umstan
des zu erleichtern, gibt die Zählschaltung 62 der Zeitrückgewinnungsschaltung 50 ein
Signal aus, das die Größe der Änderung bzw. Verschiebung des Synchronisationsimpulses
anzeigt, und dieses Signal wird vom Phasendreher 15 aufgenommen. Der Phasendreher 15
enthält eine Nachschlagetabelle, in der für die möglichen Werte des Signals von der Zeit
rückgewinnungsschaltung 50 vorab berechnete Phasendrehungen gespeichert sind. Ent
sprechend werden bei Erhalt eines solchen Signals die geeigneten Werte aus der Nach
schlagetabelle entnommen und die jeweiligen komplexen Momentanwerte im Ausgangs
signal der FFT-Schaltung 14 entsprechend korrigiert. Alternativ kann der Phasendreher 15
eine Einrichtung zum Berechnen der Phasendrehungen in Abhängigkeit vom Signal von
der Zeitrückgewinnungsschaltung 50 enthalten. Die Phaseneinstellung wird somit erleich
tert, da
- a) die Zeitrückgewinnungsschaltung 50 ein Signal erzeugt, das die Größe der
Änderung am Synchronisationsimpuls anzeigt;
- b) die Zeitrückgewinnungsschaltung 50 wie beschrieben so aufgebaut ist, daß
diese Einstellungen relativ selten erfolgen;
- c) die Größe der Nachstellung des Synchronisationsimpulses gerundet ist, wo
durch sich die Anzahl von verschiedenen möglichen Einstellungen für den Zeitpunkt des
Synchronisationsimpulses verringert;
- d) die Zeitrückgewinnungsschaltung 50 bereits vorab das erste Symbol ange
ben kann, das von einer Änderung in der Zeitgabe des Synchronisationsimpulses betroffen
sein wird;
- e) da die Zeiteinstellung nur erfolgt, nachdem die Zeitrückgewinnungsschal
tung 50 eine Folge von Zeitfehlern ähnlicher Art festgestellt hat, ist es gegebenenfalls
möglich, daß die Bestimmung der geeigneten Phasendrehung bereits vorab erfolgt, zum
Beispiel wenn nur ein oder zwei Symbole mit Zeitfehlern festgestellt wurden, damit mehr
Zeit für die Operation zur Verfügung steht; und da
- f) die erforderlichen Änderungen vorher berechnet und in der Nachschlageta
belle gespeichert werden können.
Wie in der Fig. 5 gezeigt, wird das Ausgangssignal des FIFO-Registers 46 auch
zu einem weiteren FIFO-Register 64 gegeben, das als Gleitfenster-Mittelwertbildungs
schaltung dient, die aufeinanderfolgende Gruppen von L2 Momentanwerten addiert. Die
Abtastrate wird durch L1 geteilt, und die letzten L2 Momentanwerte werden addiert. Vor
zugsweise ist L1 × L2 im wesentlichen gleich Ng. Die Kombination der beiden Mittelwert
schaltungen aus den Registern 46 und 64 ist funktionell der herkömmlichen Mittelwert
schaltung 36 in der bekannten Anordnung der Fig. 3 gleichwertig. Das Ausgangssignal der
Mittelwertschaltung bzw. des Registers 64 wird zu einer Spitzenwertbestimmungsschal
tung 66 geführt, das den Momentanwert mit dem größten Wert herausfindet und den Win
kel dieses Momentanwertes ableitet, was eine Abschätzung für die Frequenzfeinabwei
chung ergibt. Ein Signal für diesen Frequenzoffset wird zu der Frequenzkorrekturschaltung
12 geführt, die die Frequenz durch eine Phasendrehung der erhaltenen Momentanwerte
korrigiert.
Bei dieser Ausführungsform mittelt die L2-Mittelwertbildungsschaltung 66
über aufeinanderfolgende Werte innerhalb eines Symbols; alternativ kann die Mittelung
aber auch über entsprechende Werte in aufeinanderfolgenden Symbolen erfolgen (auch
wenn dies das Entstehen einer genauen Feinfrequenzabschätzung verzögert).
Beim Einschalten des Empfängers oder beim Übergehen auf eine neue Station
sollte die Synchronisation oder Ankopplung an ein neues Signal so schnell wie möglich
erfolgen. Dieser Prozeß beginnt vorzugsweise mit dem ersten erhaltenen Symbol. In die
sem Fall beginnt der Wert Ns, d. h. die Anzahl von Symbolen, die von der Symbol-Mittel
wertbildungsschaltung 48 berücksichtigt wird, bei 1 und erhöht sich dann für jedes neu
erhaltene Symbol, wenn auch vorzugsweise die Anzahl nicht über eine relativ kleine Zahl
(z. B. 8) ansteigt, damit die Periode nicht zu lang wird, in der sich das Signal ändern kann.
Da Ns mit einem sehr kleinen Wert beginnt und dann ansteigt, sollten sich die
Werte L1 und L2 in dieser anfänglichen Stufe ändern. L1 beginnt vorzugsweise mit einem
relativ hohen Wert (vorzugsweise aber immer noch wesentlich kleiner als Ng), da anderen
falls mit kleinen Werten von Ns das Ausgangssignal der L1-Mittelwertbildungsschaltung
übermäßig unregelmäßig wird. Eine Einstellung von L1 auf zum Beispiel 64, während Ns
gleich Eins ist, ergibt eine gute erstmalige Abschätzung für das Synchronisationssignal aus
dem ersten Symbol. Wenn L1 zu Anfang relativ hoch gesetzt wird, wird vorzugsweise zur
Kompensation L2 relativ niedrig gewählt.
Die folgende Tabelle stellt ein Beispiel für die Variation dieser Werte dar:
Die Werte für das neunte und die folgenden Symbole bleiben gleich den Wer
ten für das achte Symbol.
Die vorliegende Erfindung ist nicht nur bei einer einfachen Mehrwegeinterfe
renz vorteilhaft, wie sie in Verbindung mit der Fig. 4 beschrieben wurde, sondern auch bei
anderen Situationen, bei denen Signale über mehr als zwei Wege erhalten werden. In sol
chen Fällen ist die Wellenform der Fig. 4(e) eine kompliziertere stufenförmige Wellenform.
Solange jedoch die Verteilung an Verzögerungen eine Periode ergibt, in der sich alle
Schutzzwischenräume überlappen, kann die erfindungsgemäße Technik dazu verwendet
werden, ein entsprechendes Fenster zu bestimmen, in dem die Synchronisationssignale zu
erzeugen sind.
Es ist anzumerken, daß, auch wenn die obige Beschreibung mit Bezug zu einer
Periode erfolgte, in der sich Schutzzwischenräume überlappen, die zu Beginn der Symbole
vorgesehen sind, dies nicht notwendigerweise die richtige Zeit zum Erzeugen des Syn
chronisationssignals ist; bei der obigen Ausführungsform gibt eine entsprechende Periode
im Überlapp der duplizierten Daten an, wenn das Signal ausgegeben werden sollte. Die
Wahl des geeigneten Intervalls hängt von einer Anzahl von Faktoren ab, etwa davon, ob
sich der Schutzzwischenraum zu Beginn oder am Ende des Signals befindet, und ob (wie
bei der obigen Ausführungsform) das Zeitgebersignal dazu verwendet wird, das Ende einer
Symbolperiode anzugeben und nicht dessen Anfang. Es ist des weiteren anzumerken, daß
die obige Beschreibung die Verzögerungen nicht berücksichtigt, die zum Beispiel in der
FIFO-Mittelwertbildungsschaltung 46 auftreten. Bei der obigen Ausführungsform ist es in
der Praxis günstig, zur Berücksichtigung dieser Verzögerung eine -(L1)/2 Momentanwerte
entsprechende Korrektur durchzuführen.
Bei der obigen Ausführungsform werden durch Multiplizieren eines Mo
mentanwertes mit dem komplex konjugierten Wert eines anderen Momentanwertes Mo
mentanwerte korreliert, die um Nu Abtastperioden beabstandet sind. Es sind auch andere
Anordnungen möglich. Zum Beispiel kann der Korrelator die Differenz zwischen den
Absolutwerten von durch Nu Abtastperioden getrennten Momentanwerten bilden, wie es in
unserer parallelen UK-Patentanmeldung beschrieben ist.
Die Erfindung wurde im Zusammenhang mit einem OFDM-Empfänger be
schrieben, bei dem der Synchronisationsimpuls dazu verwendet wird, das Fenster an Mo
mentanwerten festzulegen, an denen eine schnelle Fouriertransformation ausgeführt wird.
Die Erfindung kann jedoch auch in anderen Fällen angewendet werden, in denen es Syn
chronisationsimpulse gibt, die Symbolgrenzen angeben; zum Beispiel ist ein solcher Im
puls bei einem Repeater von Nutzen, bei dem keine vollständige FFT-Demodulation er
folgt.
Wie beschrieben wird somit bei einem OFDM-Empfänger der Synchronisati
onsimpuls zur Festlegung der Werte für eine schnelle Fouriertransformation dadurch er
zeugt, daß im Ausgangssignal des Korrelators 28 nach einem Subintervall (Abschnitt 2 in
Fig. 4(e)) gesucht wird, in dem zwischen Momentanwerten des Symbols, die über die
Länge des Nutzteils des Symbols voneinander getrennt sind, eine maximale Korrelation
auftritt. Der Synchronisationsimpuls wird dann während dieses Subintervalls erzeugt. Eine
Nachstellung der Zeitgebung für den Synchronisationsimpuls erfolgt nur, wenn der Fehler
signifikant und dauerhaft ist. Ein Signal, das das Ausmaß der Nachstellung angibt, wird
dazu verwendet, die Phasendrehungen zu bestimmen, die auf das Ausgangssignal der FFT-
Schaltung angelegt werden.
Die hier beschriebenen funktionellen Elemente können entweder in einer ent
sprechenden Hardware oder als Software ausgeführt werden.