JPH10209998A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JPH10209998A JPH10209998A JP795697A JP795697A JPH10209998A JP H10209998 A JPH10209998 A JP H10209998A JP 795697 A JP795697 A JP 795697A JP 795697 A JP795697 A JP 795697A JP H10209998 A JPH10209998 A JP H10209998A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2666—Acquisition of further OFDM parameters, e.g. bandwidth, subcarrier spacing, or guard interval length
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/2681—Details of algorithms characterised by constraints
- H04L27/2685—Speed of convergence
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
- H04L27/2678—Blind, i.e. without using known symbols using cyclostationarities, e.g. cyclic prefix or postfix
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 同期信号を生成する時間が短くて済み、しか
も同期信号生成のための電力消費が少なくて済み、且
つ、メモリの容量が少なくて済む復調装置を得る。 【解決手段】 被変調信号は１変調時間からなるデータ
本体区間及びデータ本体区間に付随するガード区間から
構成され、データ本体区間中の、被変調信号から１変調
時間だけ離れた１変調時間離れた箇所にガード区間と相
関のある区間が含まれる被変調信号の時間波形を周波数
分析してデータを復調する復調手段３５と、被変調信号
のガード区間と、データ本体区間中のガード区間と相関
のある区間との間の相関を検出する相関手段４６、４７
と、その相関手段を含み、その相関手段の検出出力に基
づいて、同期信号を生成する同期生成手段３８とを有
し、ガード区間及びそのガード区間と相関のある区間の
それぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最短
区間以上の所定期間内で相関の検出を行う。
も同期信号生成のための電力消費が少なくて済み、且
つ、メモリの容量が少なくて済む復調装置を得る。 【解決手段】 被変調信号は１変調時間からなるデータ
本体区間及びデータ本体区間に付随するガード区間から
構成され、データ本体区間中の、被変調信号から１変調
時間だけ離れた１変調時間離れた箇所にガード区間と相
関のある区間が含まれる被変調信号の時間波形を周波数
分析してデータを復調する復調手段３５と、被変調信号
のガード区間と、データ本体区間中のガード区間と相関
のある区間との間の相関を検出する相関手段４６、４７
と、その相関手段を含み、その相関手段の検出出力に基
づいて、同期信号を生成する同期生成手段３８とを有
し、ガード区間及びそのガード区間と相関のある区間の
それぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最短
区間以上の所定期間内で相関の検出を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数が異なる複
数のキャリアをデータで変調して得た被変調信号を復調
する復調装置に関する。
数のキャリアをデータで変調して得た被変調信号を復調
する復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】それぞれ周波数が異なる複数のキャリア
を用いてデータを変調した被変調信号を復調する復調装
置として、ヨーロッパで行われているＤＡＢ（Digital
AudioBroadcasting: デジタル音声放送）等で採用され
ているＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multi
plex：直交周波数分割多重) 被変調信号（以下単に、Ｏ
ＦＤＭ被変調信号と言う）の復調装置が提案されてい
る。
を用いてデータを変調した被変調信号を復調する復調装
置として、ヨーロッパで行われているＤＡＢ（Digital
AudioBroadcasting: デジタル音声放送）等で採用され
ているＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multi
plex：直交周波数分割多重) 被変調信号（以下単に、Ｏ
ＦＤＭ被変調信号と言う）の復調装置が提案されてい
る。
【０００３】このＯＦＤＭ変調は、周波数成分が互いに
直交関係にある多数のキャリアを用いる被変調信号で、
音声データ等のデータを符号化し、その符号化されたデ
ータを各キャリアに割り当てることによって、各キャリ
アを変調し、各被変調キャリアからなる周波数領域のデ
ジタル信号を、逆高速フーリエ変換することによって、
時間領域のデジタル信号に変換し、その時間領域のデジ
タル信号をＤ／Ａ変換するようにしている。復調側で
は、かかるＯＦＤＭ被変調信号をＡ／Ｄ変換し、そのＡ
／Ｄ変換された信号を高速フーリエ変換すれば、各キャ
リアに割り当てられた符号化されたデータが得られる。
直交関係にある多数のキャリアを用いる被変調信号で、
音声データ等のデータを符号化し、その符号化されたデ
ータを各キャリアに割り当てることによって、各キャリ
アを変調し、各被変調キャリアからなる周波数領域のデ
ジタル信号を、逆高速フーリエ変換することによって、
時間領域のデジタル信号に変換し、その時間領域のデジ
タル信号をＤ／Ａ変換するようにしている。復調側で
は、かかるＯＦＤＭ被変調信号をＡ／Ｄ変換し、そのＡ
／Ｄ変換された信号を高速フーリエ変換すれば、各キャ
リアに割り当てられた符号化されたデータが得られる。
【０００４】ＤＡＢにおけるＯＦＤＭ変調では、２ビッ
トデータに１つのキャリアを割り当てることによって、
各キャリアはＱＰＳＫ（Qaudrature Phase Sift Keyin
g: 直角位相偏移変調）変調されるので、この変調をＯ
ＦＤＭ−ＱＰＳＫと呼んでいる。
トデータに１つのキャリアを割り当てることによって、
各キャリアはＱＰＳＫ（Qaudrature Phase Sift Keyin
g: 直角位相偏移変調）変調されるので、この変調をＯ
ＦＤＭ−ＱＰＳＫと呼んでいる。
【０００５】ＯＦＤＭ変調では、高速フーリエ変換のポ
イント数はキャリアの数に対応し、ＤＡＢ規格ではモー
ドによって数が異なり、モード１では１５３６、モード
２では３８４、モード３では１９２、モード４では７６
８である。従って、例えば、モード１の場合、ＯＦＤＭ
変調によって、２（ビット）×１５３６＝３０７２（ビ
ット）のデータの伝送が可能となる。この伝送単位をシ
ンボルと呼んでいる。又、モード１、２、４の場合は、
このシンボルが７６個集まったものがフレームと呼ば
れ、モード３の場合は、このシンボルが１５３個集まっ
たものがフレームと呼ばれる。尚、１フレーム内のシン
ボルの個数には、ヌルシンボルは入っていない。
イント数はキャリアの数に対応し、ＤＡＢ規格ではモー
ドによって数が異なり、モード１では１５３６、モード
２では３８４、モード３では１９２、モード４では７６
８である。従って、例えば、モード１の場合、ＯＦＤＭ
変調によって、２（ビット）×１５３６＝３０７２（ビ
ット）のデータの伝送が可能となる。この伝送単位をシ
ンボルと呼んでいる。又、モード１、２、４の場合は、
このシンボルが７６個集まったものがフレームと呼ば
れ、モード３の場合は、このシンボルが１５３個集まっ
たものがフレームと呼ばれる。尚、１フレーム内のシン
ボルの個数には、ヌルシンボルは入っていない。
【０００６】同期調整は、通常、同期調整用のデータか
らなる同期シンボル数個を１フレームの先頭に付加する
ことによって行われる。ＤＡＢ規格では、７７又は１５
４シンボル（ヌルシンボルを含む）程度を同期シンボル
として使用している。そして、復調側（受信側）では、
高速フーリエ変換された同期データの実数部及び虚数部
の振幅と予め保持されている正規の同期データの振幅
（実際に送信側においてセットされた同期データの振
幅）を比較し、高速フーリエ変換の際の同期位相差を算
出し、その同期位相差に応じて高速フーリエ変換のタイ
ミングを調整することによって同期をとるようにしてい
る。この方法では１フレームに一度しか同期をとること
ができないので、同期をとるのに時間が掛かると言う欠
点がある。
らなる同期シンボル数個を１フレームの先頭に付加する
ことによって行われる。ＤＡＢ規格では、７７又は１５
４シンボル（ヌルシンボルを含む）程度を同期シンボル
として使用している。そして、復調側（受信側）では、
高速フーリエ変換された同期データの実数部及び虚数部
の振幅と予め保持されている正規の同期データの振幅
（実際に送信側においてセットされた同期データの振
幅）を比較し、高速フーリエ変換の際の同期位相差を算
出し、その同期位相差に応じて高速フーリエ変換のタイ
ミングを調整することによって同期をとるようにしてい
る。この方法では１フレームに一度しか同期をとること
ができないので、同期をとるのに時間が掛かると言う欠
点がある。
【０００７】復調側（受信側）での、ＯＦＤＭ被変調信
号をＡ／Ｄ変換して得た信号を基にして、同期信号を生
成する同期生成について説明する。先ず、図４を参照し
て、上述のシンボルを説明する。シンボルは前半のガー
ドインターバルと、後半の有効シンボルとから構成され
る。有効シンボルの後半には、ガードインターバルと相
関のある区間、即ち、同じ継続時間の同じ信号部分が含
まれている。
号をＡ／Ｄ変換して得た信号を基にして、同期信号を生
成する同期生成について説明する。先ず、図４を参照し
て、上述のシンボルを説明する。シンボルは前半のガー
ドインターバルと、後半の有効シンボルとから構成され
る。有効シンボルの後半には、ガードインターバルと相
関のある区間、即ち、同じ継続時間の同じ信号部分が含
まれている。
【０００８】そこで、原信号（例えば、モード１のシン
ボルとする）（図５Ａ）を、シンボル中の有効シンボル
の期間に相当する時間だけ遅延させ、原信号（図５Ａ）
の後半のガードインターバル（シンボルの期間の約１／
５の期間）に相当する期間の信号と、その遅延した信号
（図５Ｂ）のガードインターバルの信号とをそれぞれメ
モリに記憶させ、メモリに記憶された両信号をＤＳＰ
（デジタルシグナルプロセッサ）等を使用して掛け算
し、その積をローパスフィルタによって積分することに
よって、相関を検出する。かくすると、原信号のシンボ
ルの有効シンボル中の後半の、ガードインターバルと同
じ継続時間の同じ信号部分と、遅延信号のシンボルのガ
ードインターバルの信号とが同じ、即ち、相関を有する
ので、矩形波状の相関信号（図５Ｃ）が得られる。
ボルとする）（図５Ａ）を、シンボル中の有効シンボル
の期間に相当する時間だけ遅延させ、原信号（図５Ａ）
の後半のガードインターバル（シンボルの期間の約１／
５の期間）に相当する期間の信号と、その遅延した信号
（図５Ｂ）のガードインターバルの信号とをそれぞれメ
モリに記憶させ、メモリに記憶された両信号をＤＳＰ
（デジタルシグナルプロセッサ）等を使用して掛け算
し、その積をローパスフィルタによって積分することに
よって、相関を検出する。かくすると、原信号のシンボ
ルの有効シンボル中の後半の、ガードインターバルと同
じ継続時間の同じ信号部分と、遅延信号のシンボルのガ
ードインターバルの信号とが同じ、即ち、相関を有する
ので、矩形波状の相関信号（図５Ｃ）が得られる。
【０００９】この相関信号をシンボル中のガードインタ
ーバルに相当する時間の幅で区間積分（移動平均）を行
うと、図５Ｄに示す如く、相関ありの矩形波状の相関信
号の立ち上がりで上り傾斜を開始し、相関信号の立ち下
がりで下り傾斜を開始する線対称の三角波形状の信号
（図５Ｄ）が得られる。この相関信号の区分積分信号
は、図５Ｄに示す如く、実際に得られる三角波信号の振
幅レベルより僅か低いスレッシュホールドレベルＴＨと
比較することによって、ノイズを除去し、正規の相関信
号の区間積分信号のみを得るようにしている。この区間
積分信号のピーク位置を判別することによって、そのピ
ーク位置に同期した時間同期信号を生成する。
ーバルに相当する時間の幅で区間積分（移動平均）を行
うと、図５Ｄに示す如く、相関ありの矩形波状の相関信
号の立ち上がりで上り傾斜を開始し、相関信号の立ち下
がりで下り傾斜を開始する線対称の三角波形状の信号
（図５Ｄ）が得られる。この相関信号の区分積分信号
は、図５Ｄに示す如く、実際に得られる三角波信号の振
幅レベルより僅か低いスレッシュホールドレベルＴＨと
比較することによって、ノイズを除去し、正規の相関信
号の区間積分信号のみを得るようにしている。この区間
積分信号のピーク位置を判別することによって、そのピ
ーク位置に同期した時間同期信号を生成する。
【００１０】この時間同期信号に基づいて、ガードイン
ターバル除去信号を生成し、このガードインターバル除
去信号によって、ＯＦＤＭ被変調信号のＡ／Ｄ変換され
た信号中のガードインターバルを除去した後、この時間
同期信号によって高速フーリエ変換のタイミングを制御
する。又、この時間同期信号は高速フーリエ変換された
信号のデータ復号にも使用される。
ターバル除去信号を生成し、このガードインターバル除
去信号によって、ＯＦＤＭ被変調信号のＡ／Ｄ変換され
た信号中のガードインターバルを除去した後、この時間
同期信号によって高速フーリエ変換のタイミングを制御
する。又、この時間同期信号は高速フーリエ変換された
信号のデータ復号にも使用される。
【００１１】又、時間同期信号を位相判別し、その判別
結果に基づいて、周波数同期信号を生成し、その時間同
期信号をＤ／Ａ変換し、このＤ／Ａ変換された信号、即
ち、ＡＦＣ制御信号（周波数制御信号）によって、周波
数変換のための局部発振器の発振周波数を制御するよう
にする。尚、高周波受信信号をかかる周波数変換によっ
て中間周波数に変換してから、上述のＡ／Ｄ変換を行
う。
結果に基づいて、周波数同期信号を生成し、その時間同
期信号をＤ／Ａ変換し、このＤ／Ａ変換された信号、即
ち、ＡＦＣ制御信号（周波数制御信号）によって、周波
数変換のための局部発振器の発振周波数を制御するよう
にする。尚、高周波受信信号をかかる周波数変換によっ
て中間周波数に変換してから、上述のＡ／Ｄ変換を行
う。
【００１２】ＤＡＢ信号は、現在のところ、モード１、
２、３、４の信号が知られている。ＤＡＢ信号では、基
本周期として、Ｔ（＝１／２０４８ＭＨｚ＝０．４８８
２８sec ）が定められている。ここでは、モード１のＤ
ＡＢ信号を代表して図６に示す。図６では、この基本周
期Ｔと、時間とが併記されている。モード１のＤＡＢ信
号の１フレームは、１９６６０８Ｔ（＝９６ｍsec ）
で、継続時間が２６５６Ｔ（＝１．２９７ｍsec ）の１
個のヌルシンボル（シンボル番号ｌ＝０）と、それに続
く継続時間が共に２５５２Ｔ（＝１．２４６ｍsec ）の
７６個のシンボル（シンボル番号ｌ＝１〜７６）から構
成されている。
２、３、４の信号が知られている。ＤＡＢ信号では、基
本周期として、Ｔ（＝１／２０４８ＭＨｚ＝０．４８８
２８sec ）が定められている。ここでは、モード１のＤ
ＡＢ信号を代表して図６に示す。図６では、この基本周
期Ｔと、時間とが併記されている。モード１のＤＡＢ信
号の１フレームは、１９６６０８Ｔ（＝９６ｍsec ）
で、継続時間が２６５６Ｔ（＝１．２９７ｍsec ）の１
個のヌルシンボル（シンボル番号ｌ＝０）と、それに続
く継続時間が共に２５５２Ｔ（＝１．２４６ｍsec ）の
７６個のシンボル（シンボル番号ｌ＝１〜７６）から構
成されている。
【００１３】シンボル番号ｌ＝１〜７６のシンボルは、
それぞれその始めの部分の継続時間が５０４Ｔ（＝２４
６μsec ）のガードインターバルと、それに続く継続時
間が２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）の有効シンボルから構成
されている。シンボル番号ｌ＝１〜７６の各シンボルの
有効シンボルには、ｋ＝１５３６個の互いに周波数を異
にするマルチキャリアが含まれている。０で示されるキ
ャリアが中心周波数のキャリア（そのキャリアの周期が
Ｔである）、１５３６／２（＝７６６）で示されるキャ
リアが最高周波数のキャリア、−１５３６／２（＝−７
６６）で示されるキャリアが最低周波数のキャリアであ
る。１シンボルのデータ量は、１５３６波あり、そのデ
ータ量は１５３６×２ｂｉｔｓ、４８ＣＵ（キャパシテ
ィユニット）×６４ｂｉｔｓある。
それぞれその始めの部分の継続時間が５０４Ｔ（＝２４
６μsec ）のガードインターバルと、それに続く継続時
間が２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）の有効シンボルから構成
されている。シンボル番号ｌ＝１〜７６の各シンボルの
有効シンボルには、ｋ＝１５３６個の互いに周波数を異
にするマルチキャリアが含まれている。０で示されるキ
ャリアが中心周波数のキャリア（そのキャリアの周期が
Ｔである）、１５３６／２（＝７６６）で示されるキャ
リアが最高周波数のキャリア、−１５３６／２（＝−７
６６）で示されるキャリアが最低周波数のキャリアであ
る。１シンボルのデータ量は、１５３６波あり、そのデ
ータ量は１５３６×２ｂｉｔｓ、４８ＣＵ（キャパシテ
ィユニット）×６４ｂｉｔｓある。
【００１４】シンボル番号ｌ＝１〜７６のシンボルの全
体がＯＦＤＭ（オーソゴナルフリケンシディビジョンマ
ルチプレクス：直交周波数分割多重）シンボルと称され
ている。
体がＯＦＤＭ（オーソゴナルフリケンシディビジョンマ
ルチプレクス：直交周波数分割多重）シンボルと称され
ている。
【００１５】例えば、モード１の場合を例にとれば、シ
ンボル番号ｌ＝０のヌルシンボル、Ｉ＝１のシンボルは
ＴＦＰＲシンボル（時間周波数位相基準シンボル）とそ
れぞれ呼ばれ、これた２つのシンボルは、シンクロナイ
ゼイションチャンネル（同期チャンネル）と呼ばれてい
る。シンボル番号ｌ＝２〜４はＦＩＣ｛ファスト（高
速）インフォメーションチャンネル｝と呼ばれ、ＦＩＣ
全体は１２個のＦＩＢ（ファストインフォメーションブ
ロック）に分割される。残りのシンボル番号ｌ＝５〜７
６は４つのＣＩＦ（コモンインターリーブドフレーム）
と呼ばれるものに分割される。
ンボル番号ｌ＝０のヌルシンボル、Ｉ＝１のシンボルは
ＴＦＰＲシンボル（時間周波数位相基準シンボル）とそ
れぞれ呼ばれ、これた２つのシンボルは、シンクロナイ
ゼイションチャンネル（同期チャンネル）と呼ばれてい
る。シンボル番号ｌ＝２〜４はＦＩＣ｛ファスト（高
速）インフォメーションチャンネル｝と呼ばれ、ＦＩＣ
全体は１２個のＦＩＢ（ファストインフォメーションブ
ロック）に分割される。残りのシンボル番号ｌ＝５〜７
６は４つのＣＩＦ（コモンインターリーブドフレーム）
と呼ばれるものに分割される。
【００１６】ところで、ＤＡＢ信号の各シンボルの継続
時間はモードによって異なり、モード２の各シンボルの
継続時間はモード１の各シンボルの継続時間の１／４、
モード３の各シンボルの継続時間はモード１の各シンボ
ルの継続時間の１／８、モード４の各シンボルの継続時
間はモード１の各シンボルの継続時間の１／２である。
時間はモードによって異なり、モード２の各シンボルの
継続時間はモード１の各シンボルの継続時間の１／４、
モード３の各シンボルの継続時間はモード１の各シンボ
ルの継続時間の１／８、モード４の各シンボルの継続時
間はモード１の各シンボルの継続時間の１／２である。
【００１７】即ち、ヌルシンボルを除くシンボルの継続
時間は、モード１では上述したように、２５５２Ｔ（＝
１．２４６ｍsec ）であるが、モード２では６３８Ｔ
（＝２５５２Ｔ／４）｛＝３１２μsec （＝１．２４６
ｍsec ／４）｝、モード３では３１９Ｔ（＝２５５２Ｔ
／８）｛＝１５６μsec （＝１．２４６ｍsec ／
８）｝、モード４では１２７６Ｔ（＝２５５２Ｔ／２）
｛＝６２３μsec （＝１．２４６ｍsec ／２）｝であ
る。
時間は、モード１では上述したように、２５５２Ｔ（＝
１．２４６ｍsec ）であるが、モード２では６３８Ｔ
（＝２５５２Ｔ／４）｛＝３１２μsec （＝１．２４６
ｍsec ／４）｝、モード３では３１９Ｔ（＝２５５２Ｔ
／８）｛＝１５６μsec （＝１．２４６ｍsec ／
８）｝、モード４では１２７６Ｔ（＝２５５２Ｔ／２）
｛＝６２３μsec （＝１．２４６ｍsec ／２）｝であ
る。
【００１８】又、ヌルシンボルを除くシンボル内の有効
シンボルの継続時間τ／ｎは、モード１では上述したよ
うに２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）、モード２では５１２Ｔ
（＝２０４８Ｔ／４）｛＝２５Ｏμsec （＝１ｍsec ／
４）｝、モード３では２５６Ｔ（＝２０４８Ｔ／８）
｛＝１２５μsec （＝１ｍsec ／８）｝、モード４では
１０２４Ｔ（＝２０４８／２）｛＝５００μsec （１ｍ
sec ／２）｝である。
シンボルの継続時間τ／ｎは、モード１では上述したよ
うに２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）、モード２では５１２Ｔ
（＝２０４８Ｔ／４）｛＝２５Ｏμsec （＝１ｍsec ／
４）｝、モード３では２５６Ｔ（＝２０４８Ｔ／８）
｛＝１２５μsec （＝１ｍsec ／８）｝、モード４では
１０２４Ｔ（＝２０４８／２）｛＝５００μsec （１ｍ
sec ／２）｝である。
【００１９】更に、ヌルシンボルを除くシンボル内のガ
ードインターバルの時間は、モード１では５０４Ｔ（＝
２４６μsec ）、モード２では１２６Ｔ（＝５０４Ｔ／
４）｛＝６１．５μsec （＝２４６μsec ／４）｝、モ
ード３では６３Ｔ（＝５０４Ｔ／８）｛＝３０．７５μ
sec （＝２４６μsec ／８）｝、モード４では２５２Ｔ
（＝５０４Ｔ／２）｛＝１２３μsec （＝２４６μsec
／２）｝である。
ードインターバルの時間は、モード１では５０４Ｔ（＝
２４６μsec ）、モード２では１２６Ｔ（＝５０４Ｔ／
４）｛＝６１．５μsec （＝２４６μsec ／４）｝、モ
ード３では６３Ｔ（＝５０４Ｔ／８）｛＝３０．７５μ
sec （＝２４６μsec ／８）｝、モード４では２５２Ｔ
（＝５０４Ｔ／２）｛＝１２３μsec （＝２４６μsec
／２）｝である。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＯＦＤ
Ｍ被変調信号の復調装置では、同期信号を生成すると
き、ＯＦＤＭ被変調信号である原信号をシンボルの有効
シンボルの期間に相当する時間遅延し、原信号と遅延し
た信号とのガードインターバルに相当する時間の信号を
それぞれメモリに記憶させ、その記憶された両信号の間
で、掛け算及びその積のローパスフィルタによる積分に
よって、相関を検出する。相関が検出された場合に得ら
れた矩形波状の相関信号を区分積分して、三角波形状の
信号を得、そのピークを判別することによって、同期信
号を生成しているため、各フレームのＴＦＰＲシンボル
（２番目のシンボル）を解析することで、周波数及び時
間同期を確立する方式に比べて、同期をとる時間が短い
という利点がある。
Ｍ被変調信号の復調装置では、同期信号を生成すると
き、ＯＦＤＭ被変調信号である原信号をシンボルの有効
シンボルの期間に相当する時間遅延し、原信号と遅延し
た信号とのガードインターバルに相当する時間の信号を
それぞれメモリに記憶させ、その記憶された両信号の間
で、掛け算及びその積のローパスフィルタによる積分に
よって、相関を検出する。相関が検出された場合に得ら
れた矩形波状の相関信号を区分積分して、三角波形状の
信号を得、そのピークを判別することによって、同期信
号を生成しているため、各フレームのＴＦＰＲシンボル
（２番目のシンボル）を解析することで、周波数及び時
間同期を確立する方式に比べて、同期をとる時間が短い
という利点がある。
【００２１】ところが、ガードインターバルの時間が長
ければ長い程、相関を検出するための掛け算の回数が増
え、このため、同期信号の生成のために、多くの時間を
要し、しかも消費電力大きくなってしまう。又、大容量
のメモリを必要とする。
ければ長い程、相関を検出するための掛け算の回数が増
え、このため、同期信号の生成のために、多くの時間を
要し、しかも消費電力大きくなってしまう。又、大容量
のメモリを必要とする。
【００２２】かかる点に鑑み、本発明は、周波数が異な
る複数のキャリアがデータで変調され、１変調時間から
なるデータ本体区間及びそのデータ本体区間に付随する
ガード区間から構成され、データ本体区間中の、被変調
信号から１変調時間離れた箇所にガード区間と相関のあ
る区間が含まれる被変調信号の時間波形を周波数分析す
ることによってデータを復調する復調装置において、同
期信号を生成する時間が短くて済み、しかも同期信号生
成のための消費電力が少なくて済み、且つ、メモリの容
量が少なくて済むものを提案しようとするものである。
る複数のキャリアがデータで変調され、１変調時間から
なるデータ本体区間及びそのデータ本体区間に付随する
ガード区間から構成され、データ本体区間中の、被変調
信号から１変調時間離れた箇所にガード区間と相関のあ
る区間が含まれる被変調信号の時間波形を周波数分析す
ることによってデータを復調する復調装置において、同
期信号を生成する時間が短くて済み、しかも同期信号生
成のための消費電力が少なくて済み、且つ、メモリの容
量が少なくて済むものを提案しようとするものである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明は、周波数が異な
る複数のキャリアをデータで変調して得た被変調信号を
復調する復調装置において、被変調信号は１変調時間か
らなるデータ本体区間及びそのデータ本体区間に付随す
るガード区間から構成され、データ本体区間中の、被変
調信号から１変調時間離れた箇所にガード区間と相関の
ある区間が含まれる被変調信号の時間波形を周波数分析
することによってデータを復調する復調手段と、被変調
信号のガード区間と、データ本体区間中の、被変調信号
から１変調時間離れた箇所のガード区間と相関のある区
間との間の相関を検出する相関手段と、その相関手段を
含み、その相関手段の検出出力に基づいて、同期信号を
生成する同期生成手段とを有し、ガード区間及びそのガ
ード区間と相関のある区間のそれぞれ１／２以下で、実
質的に相関を検出できる最短区間以上の所定期間内で相
関の検出を行うようにしたものである。
る複数のキャリアをデータで変調して得た被変調信号を
復調する復調装置において、被変調信号は１変調時間か
らなるデータ本体区間及びそのデータ本体区間に付随す
るガード区間から構成され、データ本体区間中の、被変
調信号から１変調時間離れた箇所にガード区間と相関の
ある区間が含まれる被変調信号の時間波形を周波数分析
することによってデータを復調する復調手段と、被変調
信号のガード区間と、データ本体区間中の、被変調信号
から１変調時間離れた箇所のガード区間と相関のある区
間との間の相関を検出する相関手段と、その相関手段を
含み、その相関手段の検出出力に基づいて、同期信号を
生成する同期生成手段とを有し、ガード区間及びそのガ
ード区間と相関のある区間のそれぞれ１／２以下で、実
質的に相関を検出できる最短区間以上の所定期間内で相
関の検出を行うようにしたものである。
【００２４】かかる本発明によれば、相関を検出する期
間が、ガード区間及びそのガード区間と相関のある区間
のそれぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最
短区間以上の所定期間内となるので、同期信号を生成す
る時間が短くて済み、しかも同期信号生成のための消費
電力が少なくて済み、且つ、メモリの容量が少なくて済
む。
間が、ガード区間及びそのガード区間と相関のある区間
のそれぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最
短区間以上の所定期間内となるので、同期信号を生成す
る時間が短くて済み、しかも同期信号生成のための消費
電力が少なくて済み、且つ、メモリの容量が少なくて済
む。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下に、図３を参照して、実施例
の送信装置を説明する。入力端子３、４からの音声デー
タ及びその他のデータ（例えば、音楽のタイトル、アー
ティスト名、歌詞等の音楽に関するデータ、ニュース、
交通情報、静止画等のデータ等である）をデータ生成回
路（符号化回路）１に供給して符号化し、得られた符号
化データを、ＯＦＤＭ変調器２に供給して、直交周波数
分割多重化し、得られたＯＦＤＭ被変調信号を周波数変
換回路２２に供給して、周波数変換して高周波信号を
得、この高周波信号を送信回路２３に供給して増幅等を
行って、アンテナ２４から空中に送信する。
の送信装置を説明する。入力端子３、４からの音声デー
タ及びその他のデータ（例えば、音楽のタイトル、アー
ティスト名、歌詞等の音楽に関するデータ、ニュース、
交通情報、静止画等のデータ等である）をデータ生成回
路（符号化回路）１に供給して符号化し、得られた符号
化データを、ＯＦＤＭ変調器２に供給して、直交周波数
分割多重化し、得られたＯＦＤＭ被変調信号を周波数変
換回路２２に供給して、周波数変換して高周波信号を
得、この高周波信号を送信回路２３に供給して増幅等を
行って、アンテナ２４から空中に送信する。
【００２６】次に、データ生成回路１の構成を説明す
る。入力端子３よりの音楽データ（音声データ）は、Ｍ
ＰＥＧ｛Moving Picture (Coding) Experts Group:動画
（符号化）専門家グループ｝符号化器５に供給されて圧
縮符号化される。符号化器５からの圧縮符号化された音
楽データは、伝送路符号化器／エラー訂正符号化器６に
供給されて、１シンボル分のデータを、隣り合う２ビッ
トずつの組に分け、その各組に周波数の異なるキャリア
を割り当て、その符号化データにエラー訂正符号を付加
する。符号化器／符号付加器６よりの符号化データは時
間インターリーブ回路７に供給されてインターリーブさ
れ、その時間インターリーブ回路７からのインターリー
ブされた音楽データが多重化回路１０に供給される。
る。入力端子３よりの音楽データ（音声データ）は、Ｍ
ＰＥＧ｛Moving Picture (Coding) Experts Group:動画
（符号化）専門家グループ｝符号化器５に供給されて圧
縮符号化される。符号化器５からの圧縮符号化された音
楽データは、伝送路符号化器／エラー訂正符号化器６に
供給されて、１シンボル分のデータを、隣り合う２ビッ
トずつの組に分け、その各組に周波数の異なるキャリア
を割り当て、その符号化データにエラー訂正符号を付加
する。符号化器／符号付加器６よりの符号化データは時
間インターリーブ回路７に供給されてインターリーブさ
れ、その時間インターリーブ回路７からのインターリー
ブされた音楽データが多重化回路１０に供給される。
【００２７】他方、入力端子４よりのその他のデータ
（例えば、音楽のタイトル、アーティスト名、歌詞等の
音楽に関するデータ、ニュース、交通情報、静止画等の
データ等である）は、伝送路符号化器／エラー訂正符号
付加器８に供給されて、１シンボル分のデータを、隣り
合う２ビットずつの組に分け、その各組に周波数の異な
るキャリアを割り当て、その符号化データにエラー訂正
符号を付加する。符号化器／符号付加器８よりの符号化
データは時間インターリーブ回路９に供給されてインタ
ーリーブされ、その時間インターリーブ回路７からのイ
ンターリーブされたその他のデータが多重化回路１０に
供給されて、インターリーブされた音楽データと多重化
される。
（例えば、音楽のタイトル、アーティスト名、歌詞等の
音楽に関するデータ、ニュース、交通情報、静止画等の
データ等である）は、伝送路符号化器／エラー訂正符号
付加器８に供給されて、１シンボル分のデータを、隣り
合う２ビットずつの組に分け、その各組に周波数の異な
るキャリアを割り当て、その符号化データにエラー訂正
符号を付加する。符号化器／符号付加器８よりの符号化
データは時間インターリーブ回路９に供給されてインタ
ーリーブされ、その時間インターリーブ回路７からのイ
ンターリーブされたその他のデータが多重化回路１０に
供給されて、インターリーブされた音楽データと多重化
される。
【００２８】多重化回路１０は、多重化制御回路１２に
よって、その回路を設定したモードのフレーム構成に従
うように、周波数ドメインのデータの順番が調整され
る。又、このＦＩＣ（ファストインフォメーションチャ
ンネル）生成回路１３は、多重化制御回路１２によっ
て、その回路を設定したモードのフレーム構成に従うよ
うに、周波数ドメインのデータの順番が調整される。多
重化回路１０の多重化出力及びＦＩＣ生成回路１３から
のＦＩＣ信号が周波数インターリーブ回路１１に供給さ
れて周波数インターリーブされる。周波数インターリー
ブ回路１１からの周波数インターリーブされたデータ
は、同期信号生成回路１４に供給されて、生成されたＴ
ＦＰＲシンボル（時間周波数位相基準シンボル）同期信
号が付加される。
よって、その回路を設定したモードのフレーム構成に従
うように、周波数ドメインのデータの順番が調整され
る。又、このＦＩＣ（ファストインフォメーションチャ
ンネル）生成回路１３は、多重化制御回路１２によっ
て、その回路を設定したモードのフレーム構成に従うよ
うに、周波数ドメインのデータの順番が調整される。多
重化回路１０の多重化出力及びＦＩＣ生成回路１３から
のＦＩＣ信号が周波数インターリーブ回路１１に供給さ
れて周波数インターリーブされる。周波数インターリー
ブ回路１１からの周波数インターリーブされたデータ
は、同期信号生成回路１４に供給されて、生成されたＴ
ＦＰＲシンボル（時間周波数位相基準シンボル）同期信
号が付加される。
【００２９】次に、ＯＦＤＭ変調器２の構成を説明す
る。データ生成回路１の同期信号生成回路１４からのＴ
ＦＰＲシンボル同期信号の付加された周波数インターリ
ーブ出力が、直列／並列変換器１５に供給されて、並列
データに変換される。この並列データは逆高速フーリエ
変換回路１６に供給されて、逆高速フーリエ変換され、
即ち、並列データに応じて、各キャリアからなる出力系
列の実数部信号及び虚数部信号をセットし、周波数系列
の実数部信号及び虚数部信号に変換される。この逆高速
フーリエ変換回路１６よりの、その時系列の実数部信号
及び虚数部信号は、ガードインターバル付加回路１７に
供給されて、ガードインターバル（ガード期間）が付加
される。ガードインターバル付加回路１７からのガード
インターバルの付加された並列データは、Ｄ／Ａ変換器
１９に供給されて、アナログ信号に変換されると共に、
補間処理される。
る。データ生成回路１の同期信号生成回路１４からのＴ
ＦＰＲシンボル同期信号の付加された周波数インターリ
ーブ出力が、直列／並列変換器１５に供給されて、並列
データに変換される。この並列データは逆高速フーリエ
変換回路１６に供給されて、逆高速フーリエ変換され、
即ち、並列データに応じて、各キャリアからなる出力系
列の実数部信号及び虚数部信号をセットし、周波数系列
の実数部信号及び虚数部信号に変換される。この逆高速
フーリエ変換回路１６よりの、その時系列の実数部信号
及び虚数部信号は、ガードインターバル付加回路１７に
供給されて、ガードインターバル（ガード期間）が付加
される。ガードインターバル付加回路１７からのガード
インターバルの付加された並列データは、Ｄ／Ａ変換器
１９に供給されて、アナログ信号に変換されると共に、
補間処理される。
【００３０】Ｄ／Ａ変換器１９からの実数部信号及び虚
数部信号は、ローパスフィルタ２０を通じてＩＱ変調回
路２１に供給されて、直交変調される。このＩＱ変調回
路２１には、０°／９０°キャリア発生回路２２からの
位相が０°及び９０°のキャリアが供給される。クロッ
ク発生回路１８からのクロック信号は、逆高速フーリエ
変換回路１６、ガードインターバル付加回路１７及びＤ
／Ａ変換回路１９に供給される。
数部信号は、ローパスフィルタ２０を通じてＩＱ変調回
路２１に供給されて、直交変調される。このＩＱ変調回
路２１には、０°／９０°キャリア発生回路２２からの
位相が０°及び９０°のキャリアが供給される。クロッ
ク発生回路１８からのクロック信号は、逆高速フーリエ
変換回路１６、ガードインターバル付加回路１７及びＤ
／Ａ変換回路１９に供給される。
【００３１】ＩＱ変調回路２１からのＯＦＤＭ被変調信
号は、周波数変換回路２３に供給されて、高周波信号に
変換され、その高周波信号が送信回路２４に供給されて
高周波増幅等が行われ後、送信アンテナ２５に供給され
て送信される。
号は、周波数変換回路２３に供給されて、高周波信号に
変換され、その高周波信号が送信回路２４に供給されて
高周波増幅等が行われ後、送信アンテナ２５に供給され
て送信される。
【００３２】次に、図１を参照して、本発明の実施例の
受信装置について説明する。受信アンテナ３１よりの受
信信号は、ＲＦ（高周波）増幅器／周波数変換器／ＩＦ
（中間周波）増幅器３２に供給されて、それぞれ高周波
増幅され、周波数変換され、中間周波増幅されて、ベー
スバンドのＯＦＤＭ被変調信号が得られ、このＯＦＤＭ
被変調信号がＡ／Ｄ変換器３３に供給されてデジタルデ
ータに変換され、そのデジタルデータがデジタルＩ／Ｑ
復調器３２に供給されて復調されて、実数部データ及び
虚数部データが得られる。
受信装置について説明する。受信アンテナ３１よりの受
信信号は、ＲＦ（高周波）増幅器／周波数変換器／ＩＦ
（中間周波）増幅器３２に供給されて、それぞれ高周波
増幅され、周波数変換され、中間周波増幅されて、ベー
スバンドのＯＦＤＭ被変調信号が得られ、このＯＦＤＭ
被変調信号がＡ／Ｄ変換器３３に供給されてデジタルデ
ータに変換され、そのデジタルデータがデジタルＩ／Ｑ
復調器３２に供給されて復調されて、実数部データ及び
虚数部データが得られる。
【００３３】デジタルＩ／Ｑ復調器３２よりの時系列の
実数部データ及び虚数部データは、高速フーリエ変換回
路３５に供給されて、先ず、ガードインターバル除去回
路５０によって、ガードインターバルが除去された後、
周波数系列の実数部データ及び虚数部データに変換され
る。高速フーリエ変換回路３５よりの周波数系列の実数
部データ及び虚数部データは、データ復号器３６に供給
されて復号され、出力端子３７に復号されたデータが出
力される。このデータ復号器３６は、順次縦続接続され
た周波数デインターリーブ回路、時間デインターリーブ
回路、エラー訂正回路から構成される。
実数部データ及び虚数部データは、高速フーリエ変換回
路３５に供給されて、先ず、ガードインターバル除去回
路５０によって、ガードインターバルが除去された後、
周波数系列の実数部データ及び虚数部データに変換され
る。高速フーリエ変換回路３５よりの周波数系列の実数
部データ及び虚数部データは、データ復号器３６に供給
されて復号され、出力端子３７に復号されたデータが出
力される。このデータ復号器３６は、順次縦続接続され
た周波数デインターリーブ回路、時間デインターリーブ
回路、エラー訂正回路から構成される。
【００３４】次に、この受信装置の同期生成回路３８の
構成について説明する。デジタルＩ／Ｑ復調器３４より
の実数部データ及び虚数部データは、それぞれ直接メモ
リ４２、４４に供給されると共に、遅延回路３９、４０
を通じて、メモリ４１、４３に供給される。図２におい
て、Ａは実数部又は虚数部データからなる原信号を示
し、Ｔａはシンボル期間、Ｔｂは有効シンボル（１変調
時間のデータ本体区間）の期間、Ｔｃはガードインター
バル（ガード区間）をそれぞれ示す。又、有効シンボル
の期間の最後のＴｃの期間は、ガードインターバルＴｃ
と相関のある期間である。図２Ｂに、遅延回路３９、４
０によって、有効シンボルの期間Ｔｂだけ遅延された実
数部又は虚数部データを示す。
構成について説明する。デジタルＩ／Ｑ復調器３４より
の実数部データ及び虚数部データは、それぞれ直接メモ
リ４２、４４に供給されると共に、遅延回路３９、４０
を通じて、メモリ４１、４３に供給される。図２におい
て、Ａは実数部又は虚数部データからなる原信号を示
し、Ｔａはシンボル期間、Ｔｂは有効シンボル（１変調
時間のデータ本体区間）の期間、Ｔｃはガードインター
バル（ガード区間）をそれぞれ示す。又、有効シンボル
の期間の最後のＴｃの期間は、ガードインターバルＴｃ
と相関のある期間である。図２Ｂに、遅延回路３９、４
０によって、有効シンボルの期間Ｔｂだけ遅延された実
数部又は虚数部データを示す。
【００３５】メモリ制御回路４５の制御によって、原信
号のＴｃの相関期間及びガードインターバルＴｃのデー
タの中心から両側にＴｃ／４以下、即ち、Ｔｃ／２以下
で、実質的に相関を検出できる最短区間以上の期間のデ
ータ（図２Ｃ、Ｄ）のみを、メモリ４２、４４及び４
１、４３に書き込む。そして、相関器４６によって、Ｉ
データの原信号及びＩデータの遅延した信号の間の相関
を検出すると共に、相関器４７によって、Ｑデータの原
信号及びＱデータの遅延した信号の間の相関を検出す
る。これら相関器４６、４７による相関検出は、ＤＳＰ
等による両信号の掛け算によって行う。尚、この場合、
相関器４６によって、Ｉデータの原信号及びＱデータの
遅延信号の間の相関を検出すると共に、相関器４７によ
って、Ｑデータの原信号及びＩデータの遅延信号の間の
相関を検出するようにしても良い。又、相関器４６によ
って、Ｑデータの原信号及びＩデータの遅延信号の間の
相関を検出すると共に、相関器４７によって、Ｉデータ
の原信号及びＱデータの遅延信号の間の相関を検出する
ようにしても良い。
号のＴｃの相関期間及びガードインターバルＴｃのデー
タの中心から両側にＴｃ／４以下、即ち、Ｔｃ／２以下
で、実質的に相関を検出できる最短区間以上の期間のデ
ータ（図２Ｃ、Ｄ）のみを、メモリ４２、４４及び４
１、４３に書き込む。そして、相関器４６によって、Ｉ
データの原信号及びＩデータの遅延した信号の間の相関
を検出すると共に、相関器４７によって、Ｑデータの原
信号及びＱデータの遅延した信号の間の相関を検出す
る。これら相関器４６、４７による相関検出は、ＤＳＰ
等による両信号の掛け算によって行う。尚、この場合、
相関器４６によって、Ｉデータの原信号及びＱデータの
遅延信号の間の相関を検出すると共に、相関器４７によ
って、Ｑデータの原信号及びＩデータの遅延信号の間の
相関を検出するようにしても良い。又、相関器４６によ
って、Ｑデータの原信号及びＩデータの遅延信号の間の
相関を検出すると共に、相関器４７によって、Ｉデータ
の原信号及びＱデータの遅延信号の間の相関を検出する
ようにしても良い。
【００３６】相関器４６、４７よりの矩形波状の相関信
号（図２Ｅ）は区分積分／ピーク判別回路、即ち、時間
同期生成回路４８に供給されて、相関信号の区分積分信
号（図２Ｆ）（相関信号の期間において上り傾斜を有
し、相関信号の終了後において下り傾斜を有する線対称
の三角波形状の信号）が得られる。この時間同期生成回
路４８には、ＲＦ増幅器／周波数変換器／ＩＦ増幅器３
２よりのラフシンクが供給される。この区分積分信号は
ノイズ除去のために、レベル比較回路に供給されて、三
角波信号の振幅レベルより僅か低いスレッシュホールド
レベルＴＨと比較することによって、ノイズを除去し、
正規の相関信号の区間積分信号を得る。この区間積分信
号のピーク位置を判別することによって、そのピーク位
置に同期した時間同期信号を生成する。
号（図２Ｅ）は区分積分／ピーク判別回路、即ち、時間
同期生成回路４８に供給されて、相関信号の区分積分信
号（図２Ｆ）（相関信号の期間において上り傾斜を有
し、相関信号の終了後において下り傾斜を有する線対称
の三角波形状の信号）が得られる。この時間同期生成回
路４８には、ＲＦ増幅器／周波数変換器／ＩＦ増幅器３
２よりのラフシンクが供給される。この区分積分信号は
ノイズ除去のために、レベル比較回路に供給されて、三
角波信号の振幅レベルより僅か低いスレッシュホールド
レベルＴＨと比較することによって、ノイズを除去し、
正規の相関信号の区間積分信号を得る。この区間積分信
号のピーク位置を判別することによって、そのピーク位
置に同期した時間同期信号を生成する。
【００３７】さて、上述の図６のモード１のＤＡＢ信号
の説明に明らかな如く、ヌルシンボルを除く連続する７
６個（又はそれより少ない、例えば、５５個、３５個、
１５個等も可能である）のシンボルからなるフレームが
連続的に送信されて来る。このフレームを構成するシン
ボルは、前から順に、ヌルシンボル、同期シンボル（Ｔ
ＦＰＲシンボル）の同期シンボルが続いた後、実際のデ
ータが含まれるシンボルが続く。
の説明に明らかな如く、ヌルシンボルを除く連続する７
６個（又はそれより少ない、例えば、５５個、３５個、
１５個等も可能である）のシンボルからなるフレームが
連続的に送信されて来る。このフレームを構成するシン
ボルは、前から順に、ヌルシンボル、同期シンボル（Ｔ
ＦＰＲシンボル）の同期シンボルが続いた後、実際のデ
ータが含まれるシンボルが続く。
【００３８】そこで、平均化回路４９では、各シンボル
毎の時間同期信号のタイミングを、７６個（又はそれよ
り少ない、例えば、５５個、３５個、１５個等も可能で
ある）のシンボルで平均化し、その平均化された時間同
期信号を高速フーリエ変換回路３５に供給して、高速フ
ーリエ変換のタイミングを制御すると共に、データ復号
器３６における各回路に対し同期制御を行うと共に、こ
の時間同期信号をガードインターバル除去回路５０に供
給して、ガードインターバル除去信号を生成するように
している。
毎の時間同期信号のタイミングを、７６個（又はそれよ
り少ない、例えば、５５個、３５個、１５個等も可能で
ある）のシンボルで平均化し、その平均化された時間同
期信号を高速フーリエ変換回路３５に供給して、高速フ
ーリエ変換のタイミングを制御すると共に、データ復号
器３６における各回路に対し同期制御を行うと共に、こ
の時間同期信号をガードインターバル除去回路５０に供
給して、ガードインターバル除去信号を生成するように
している。
【００３９】時間同期生成回路４８よりの時間同期信号
を位相判別／周波数同期生成回路５１に供給して、位相
判別して周波数同期信号を生成し、この周波数同期信号
を平均化回路５２に供給して、その周波数同期信号を７
６個のシンボルで平均化し、その平均化された周波数同
期信号をＤ／Ａ変換器５３に供給して、アナログシンボ
ルに変換して、ＡＦＣ制御信号（自動周波数制御信号）
を得、そのＡＦＣ制御信号を、ＲＦ増幅器／周波数変換
器／ＩＦ増幅器３２の周波数変換器の局部発振器に供給
して、その発振周波数を制御するようにする。
を位相判別／周波数同期生成回路５１に供給して、位相
判別して周波数同期信号を生成し、この周波数同期信号
を平均化回路５２に供給して、その周波数同期信号を７
６個のシンボルで平均化し、その平均化された周波数同
期信号をＤ／Ａ変換器５３に供給して、アナログシンボ
ルに変換して、ＡＦＣ制御信号（自動周波数制御信号）
を得、そのＡＦＣ制御信号を、ＲＦ増幅器／周波数変換
器／ＩＦ増幅器３２の周波数変換器の局部発振器に供給
して、その発振周波数を制御するようにする。
【００４０】尚、周波数偏移が１０Ｈｚの場合、メモリ
４２、４４及び４１、４３に書き込む期間を、例えば、
Ｔｃ／１６程度に短くしても、精度の高い同期信号を得
ることができた。
４２、４４及び４１、４３に書き込む期間を、例えば、
Ｔｃ／１６程度に短くしても、精度の高い同期信号を得
ることができた。
【００４１】
【発明の効果】第１の本発明によれば、周波数が異なる
複数のキャリアをデータで変調して得た被変調信号を復
調する復調装置において、被変調信号は１変調時間から
なるデータ本体区間及びそのデータ本体区間に付随する
ガード区間から構成され、データ本体区間中の、被変調
信号から１変調時間離れた箇所にガード区間と相関のあ
る区間が含まれる被変調信号の時間波形を周波数分析す
ることによってデータを復調する復調手段と、被変調信
号のガード区間と、データ本体区間中の、被変調信号か
ら１変調時間離れた箇所のガード区間と相関のある区間
との間の相関を検出する相関手段と、その相関手段を含
み、その相関手段の検出出力に基づいて、同期信号を生
成する同期生成手段とを有し、ガード区間及びそのガー
ド区間と相関のある区間のそれぞれ１／２以下で、実質
的に相関を検出できる最短区間以上の所定期間内で相関
の検出を行うようにしたので、相関を検出する期間が、
ガード区間及びそのガード区間と相関のある区間のそれ
ぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最短区間
以上の所定期間内となるので、同期信号を生成する時間
が短くて済み、しかも同期信号生成のための消費電力が
少なくて済み、且つ、メモリの容量が少なくて済む復調
装置を得ることができる。
複数のキャリアをデータで変調して得た被変調信号を復
調する復調装置において、被変調信号は１変調時間から
なるデータ本体区間及びそのデータ本体区間に付随する
ガード区間から構成され、データ本体区間中の、被変調
信号から１変調時間離れた箇所にガード区間と相関のあ
る区間が含まれる被変調信号の時間波形を周波数分析す
ることによってデータを復調する復調手段と、被変調信
号のガード区間と、データ本体区間中の、被変調信号か
ら１変調時間離れた箇所のガード区間と相関のある区間
との間の相関を検出する相関手段と、その相関手段を含
み、その相関手段の検出出力に基づいて、同期信号を生
成する同期生成手段とを有し、ガード区間及びそのガー
ド区間と相関のある区間のそれぞれ１／２以下で、実質
的に相関を検出できる最短区間以上の所定期間内で相関
の検出を行うようにしたので、相関を検出する期間が、
ガード区間及びそのガード区間と相関のある区間のそれ
ぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最短区間
以上の所定期間内となるので、同期信号を生成する時間
が短くて済み、しかも同期信号生成のための消費電力が
少なくて済み、且つ、メモリの容量が少なくて済む復調
装置を得ることができる。
【００４２】第２の本発明によれば、第１の本発明の復
調装置において、同期生成手段は、相関手段の検出出力
を区分積分し、その区分積分波形のピークを判別し、そ
のピークに同期した時間同期信号を生成する時間同期生
成手段を備え、その時間同期生成手段よりの時間同期信
号によって、被変調信号の時間波形の周波数分析のタイ
ミングを制御するようにしたので、相関を検出する期間
が、ガード区間及びそのガード区間と相関のある区間の
それぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最短
区間以上の所定期間内となるので、被変調信号の時間波
形の周波数分析のタイミングを制御する時間同期信号を
生成する時間が短くて済み、且つ、メモリの容量が少な
くて済み、しかも時間同期信号生成のための消費電力が
少なくて済む復調装置を得ることができる。
調装置において、同期生成手段は、相関手段の検出出力
を区分積分し、その区分積分波形のピークを判別し、そ
のピークに同期した時間同期信号を生成する時間同期生
成手段を備え、その時間同期生成手段よりの時間同期信
号によって、被変調信号の時間波形の周波数分析のタイ
ミングを制御するようにしたので、相関を検出する期間
が、ガード区間及びそのガード区間と相関のある区間の
それぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最短
区間以上の所定期間内となるので、被変調信号の時間波
形の周波数分析のタイミングを制御する時間同期信号を
生成する時間が短くて済み、且つ、メモリの容量が少な
くて済み、しかも時間同期信号生成のための消費電力が
少なくて済む復調装置を得ることができる。
【００４３】第３の本発明によれば、第２の本発明の復
調装置において、被変調信号のデータは符号化データで
あり、復調手段は、周波数分析出力を復号する復号手段
を含み、時間同期生成手段よりの時間同期信号によっ
て、復号手段を制御するようにしたので、被変調信号の
時間波形の周波数分析のタイミング及び復号手段のタイ
ミングを制御する時間同期信号を生成する時間が短くて
済み、且つ、メモリの容量が少なくて済み、しかも時間
同期信号生成のための消費電力が少なくて済む復調装置
を得ることができる。
調装置において、被変調信号のデータは符号化データで
あり、復調手段は、周波数分析出力を復号する復号手段
を含み、時間同期生成手段よりの時間同期信号によっ
て、復号手段を制御するようにしたので、被変調信号の
時間波形の周波数分析のタイミング及び復号手段のタイ
ミングを制御する時間同期信号を生成する時間が短くて
済み、且つ、メモリの容量が少なくて済み、しかも時間
同期信号生成のための消費電力が少なくて済む復調装置
を得ることができる。
【００４４】第４の本発明によれば、第２の本発明の復
調装置において、受信信号を周波数変換して、ベースバ
ンドの被変調信号を得る周波数変換手段を有し、同期生
成手段は、時間同期生成手段よりの時間同期信号を位相
判別して、周波数同期信号を生成する周波数同期生成手
段を備え、その周波数同期生成手段よりの周波数同期信
号によって、周波数変換手段の局部発振手段の発振周波
数を制御するようにしたので、被変調信号の時間波形の
周波数分析のタイミングを制御する時間同期信号及び周
波数変換手段の局部発振手段の発振周波数を制御する周
波数同期信号を生成する時間が短くて済み、しかも時間
同期信号生成のための消費電力が少なくて済み、且つ、
メモリの容量が少なくて済む復調装置を得ることができ
る。
調装置において、受信信号を周波数変換して、ベースバ
ンドの被変調信号を得る周波数変換手段を有し、同期生
成手段は、時間同期生成手段よりの時間同期信号を位相
判別して、周波数同期信号を生成する周波数同期生成手
段を備え、その周波数同期生成手段よりの周波数同期信
号によって、周波数変換手段の局部発振手段の発振周波
数を制御するようにしたので、被変調信号の時間波形の
周波数分析のタイミングを制御する時間同期信号及び周
波数変換手段の局部発振手段の発振周波数を制御する周
波数同期信号を生成する時間が短くて済み、しかも時間
同期信号生成のための消費電力が少なくて済み、且つ、
メモリの容量が少なくて済む復調装置を得ることができ
る。
【図１】本発明の実施例の受信装置（復調装置）を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図２】図１の受信装置（復調装置）の動作説明に供す
るタイミングチャートである。
るタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施例の送信装置（変調装置）を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図４】シンボルを示す線図である。
【図５】従来例の動作説明に供するタイミングチャート
である。
である。
【図６】モード１のフレームの構成を示す線図である。
３１ 受信アンテナ、３２ ＲＦ増幅器／周波数変換器
／ＩＦ増幅器、３３Ａ／Ｄ変換器、３４ デジタルＩ／
Ｑ復調器、３５ 高速ＦＦＴ回路、３６ データ復号
器、３７ 出力端子、３８ 同期生成回路、３９、４０
遅延回路、４１〜４４ メモリ、４５ メモリ制御回
路、４６、４７ 相関器、４８ 区分積分／ピーク判別
回路（時間同期生成回路）、４９ 平均化回路、５０
ガードインターバル除去回路、５１ 位相判別／周波数
同期生成回路。
／ＩＦ増幅器、３３Ａ／Ｄ変換器、３４ デジタルＩ／
Ｑ復調器、３５ 高速ＦＦＴ回路、３６ データ復号
器、３７ 出力端子、３８ 同期生成回路、３９、４０
遅延回路、４１〜４４ メモリ、４５ メモリ制御回
路、４６、４７ 相関器、４８ 区分積分／ピーク判別
回路（時間同期生成回路）、４９ 平均化回路、５０
ガードインターバル除去回路、５１ 位相判別／周波数
同期生成回路。
Claims (4)
- 【請求項１】 周波数が異なる複数のキャリアをデータ
で変調して得た被変調信号を復調する復調装置におい
て、 上記被変調信号は１変調時間からなるデータ本体区間及
び該データ本体区間に付随するガード区間から構成さ
れ、上記データ本体区間中の、上記被変調信号から上記
１変調時間離れた箇所に上記ガード区間と相関のある区
間が含まれる上記被変調信号の時間波形を周波数分析す
ることによってデータを復調する復調手段と、 上記被変調信号の上記ガード区間と、上記データ本体区
間中の、上記被変調信号から上記１変調時間離れた箇所
の上記ガード区間と相関のある区間との間の相関を検出
する相関手段と、 該相関手段を含み、該相関手段の検出出力に基づいて、
同期信号を生成する同期生成手段とを有し、 上記ガード区間及び該ガード区間と相関のある区間のそ
れぞれ１／２以下で、実質的に相関を検出できる最短区
間以上の所定期間内で上記相関の検出を行うことを特徴
とする復調装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の復調装置において、 上記同期生成手段は、上記相関手段の検出出力を区分積
分し、該区分積分波形のピークを判別し、該ピークに同
期した時間同期信号を生成する時間同期生成手段を備
え、 該時間同期生成手段よりの時間同期信号によって、上記
被変調信号の時間波形の周波数分析のタイミングを制御
するようにしたことを特徴とする復調装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載の復調装置において、 上記被変調信号のデータは符号化データであり、 上記復調手段は、上記周波数分析出力を復号する復号手
段を含み、 上記時間同期生成手段よりの時間同期信号によって、上
記復号手段を制御するようにしたことを特徴とする復調
装置。 - 【請求項４】 請求項２に記載の復調装置において、 受信信号を周波数変換して、ベースバンドの上記被変調
信号を得る周波数変換手段を有し、 上記同期生成手段は、上記時間同期生成手段よりの時間
同期信号を位相判別して、周波数同期信号を生成する周
波数同期生成手段を備え、 該周波数同期生成手段よりの周波数同期信号によって、
上記周波数変換手段の局部発振手段の発振周波数を制御
するようにしたことを特徴とする復調装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP795697A JPH10209998A (ja) | 1997-01-20 | 1997-01-20 | 復調装置 |
| US09/007,699 US6108353A (en) | 1997-01-20 | 1998-01-15 | Demodulating apparatus |
| CA 2227102 CA2227102A1 (en) | 1997-01-20 | 1998-01-16 | Demodulating apparatus |
| EP19980300333 EP0854620A3 (en) | 1997-01-20 | 1998-01-19 | Demodulating apparatus for OFDM signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP795697A JPH10209998A (ja) | 1997-01-20 | 1997-01-20 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10209998A true JPH10209998A (ja) | 1998-08-07 |
Family
ID=11679952
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP795697A Pending JPH10209998A (ja) | 1997-01-20 | 1997-01-20 | 復調装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6108353A (ja) |
| EP (1) | EP0854620A3 (ja) |
| JP (1) | JPH10209998A (ja) |
| CA (1) | CA2227102A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6993083B1 (en) | 1999-06-22 | 2006-01-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus and method of OFDM demodulation |
| JP2009509470A (ja) * | 2005-09-20 | 2009-03-05 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｏｆｄｍ伝送に関するタイミング捕捉及びモードとガード検出 |
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| JPH10233746A (ja) * | 1997-02-19 | 1998-09-02 | Saitama Nippon Denki Kk | Ｔｄｍａ無線機の受信回路 |
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| JP3606761B2 (ja) * | 1998-11-26 | 2005-01-05 | 松下電器産業株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP4164609B2 (ja) * | 1999-04-30 | 2008-10-15 | ソニー株式会社 | ヌルシンボル位置検出方法、ヌルシンボル位置検出装置および受信機 |
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| JP2004214961A (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-29 | Sony Corp | Ｏｆｄｍ復調装置 |
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| TWI235560B (en) | 2003-10-31 | 2005-07-01 | Ind Tech Res Inst | Apparatus and method for synchronization of OFDM systems |
| EP1542421B1 (en) * | 2003-12-08 | 2010-10-27 | Panasonic Corporation | Demodulation apparatus and method, and integrated circuit of demodulation apparatus |
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1997
- 1997-01-20 JP JP795697A patent/JPH10209998A/ja active Pending
-
1998
- 1998-01-15 US US09/007,699 patent/US6108353A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-01-16 CA CA 2227102 patent/CA2227102A1/en not_active Abandoned
- 1998-01-19 EP EP19980300333 patent/EP0854620A3/en not_active Withdrawn
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2227102A1 (en) | 1998-07-20 |
| EP0854620A3 (en) | 2001-06-27 |
| US6108353A (en) | 2000-08-22 |
| EP0854620A2 (en) | 1998-07-22 |
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