JP3485117B2 - Ｏｆｄｍ方式の基準信号の伝送方法 - Google Patents

Ｏｆｄｍ方式の基準信号の伝送方法

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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、変調周波数の多重度を用いるフレームのデ
ィジタル信号伝送の方法と、対応する上記信号の評価方
法と、対応する復号化の装置とに関する。
先行技術 OFDM（直交周波数分割多重）、QPSK（直交位相シフト
キーイング）変調及びQAM（直交振幅変調）のようなデ
ィジタル放送信号の地上伝送の種々の方法が知られてい
る。かかる方式に関係する主な問題の一つは、受信機が
スイッチオン又は別のチャンネルに同調されたときの同
期である。
完全なゼロと、所謂TFPC（時間周波数位相制御）シン
ボルが連続的に伝送され、受信機における特定の方法で
評価されるDAB（ディジタルオーディオ放送）のための
上記タイプの同期方法は周知である。伝送されるべき有
効な情報の信号電流と同一の方法で、TFPCシンボルは、
OFDM多重搬送波方式の個々の搬送波又は周波数に割り当
てられる。評価の目的のため、サンプルは周波数表現に
変換され、その形式で評価され、結果は元の時間域に変
換される。このタイプのCOFDM（符号化直交周波数分割
多重）変調はドイツ国特許出願第4128713号明細書に記
載されている。
本発明 本発明は、同期のため一つのシンボルしか必要とされ
ず、かつ、通常の受信機の発振器の周波数の顕著な偏移
又は所定の周波数パターンからの送信機の周波数の偏移
の検出と、発振器の周波数の補正とを実現可能な方法を
明細に記すという目的に基づいている。上記目的は請求
項１、３、14及び29に記載された方法によって達成され
る。
本発明は、更に、上記本発明に従って伝送された信号
の評価方法を明細に記すという目的に基づいている。か
かる目的は請求項23及び33に記載された方法によって達
成される。
本発明は、更に、上記本発明による方法を実施する装
置を明細に記すという目的に基づいている。かかる目的
は請求項９及び28に記載された装置によって達成され
る。
伝送された信号は、多重の変調搬送波（例えば、ワイ
ンスタイン（Weinstein,S.B.）他による“離散フーリエ
変換を用いる周波数分割多重化によるデータ伝送（Data
transmission by frequency division multiplexing u
sing the discrete Fourier transform）”、IEEE通信
技術学会誌、COM−第19巻、第15号、1971年10月、及
び、ヒロサキ（Hirosaki,B.）による“離散フーリエ変
換を用いる直交多重QAM方式（An Orthogonally multipl
exed QAM system using the discrete Fourier transfo
rm）”、IEEE通信技術学会誌、COM−第29巻、第７号、1
981年７月に記載されているOFDM変調）を含む。QPSK及
び／又はQAM変調は、例えば、３個の搬送波に使用する
ことができる。全チャンネル容量の中の特定の量は、同
期とチャンネルの評価／補正のデータのため確保され
る。
本発明による解決法の場合、信号の電力は、同期シン
ボル区間の一部の間でゼロ又は実質的にゼロである。更
なる時間区分の間、残りの部分で使用されるOFDM方法と
は異なる変調方法を適用することが可能である。上記部
分の変調は、例えば、Ｍ系列（シーケンス）、即ち、最
大長のPRN（擬似ランダム雑音）シーケンス、又は、特
定の数の所謂CAZACシーケンス（一定振幅ゼロ自己相
関）のような最適自己相関特性を有する少なくとも一つ
のシーケンスを含む。上記タイプのCAZACシーケンスは
欧州特許出願第0529421号明細書に記載されている。
時間的順序で定義され、かつ、中心に置かれた搬送波
上に変調されたかかるビットシーケンスは、周波数、OF
DMシンボルを（オーバー）サンプリングする際に使用さ
れた時間間隔又は上記多数の時間間隔に対応する一つ又
は複数のシーケンスのビットの間の間隔に割り当てられ
た情報シーケンスの代わりに伝送することが可能であ
り、或いは、すべてのそれ以外の搬送波だけが有効シン
ボル長の半分の間使用される。
ゼロ電力の部分の長さは、（OFDM）シンボル区間の略
半分に対応し、その結果として、一つのシーケンスは上
記シンボルの略４分の１の長さを有する。例えば、テレ
ビジョン伝送方法の場合、2048個の可能な搬送波（FFT/
高速フーリエ変換の長さ）の中の1900個が効率的に利用
されるならば、同期シンボルの信号部分に950個の使用
可能な搬送波が生じる。その結果として、512−１の長
さを有するＭシーケンスを、約1.85回伝送することがで
きる。シーケンスの各値（例えば、０又は１）には、搬
送波の位相角、例えば、QPSKの場合、０゜と180゜が割
り当てられる。別の搬送波の位相の割当は、便宜上、２
番目のシーケンスの1.85−１＝0.85即ち85％の成分のた
め選択される。より高レベルのQAM、例えば、テレビジ
ョン伝送の場合の64QAMの場合、QPSK方式に対応する基
本的な値だけが同期信号の信号成分、即ち、90゜ずつ異
なり一定振幅を有する４個の位相角に使用される。
QPSK変調の場合、シーケンスは一方のサブチャンネル
（Ｉ又はＱ）だけで伝送され、他のサブチャンネルのデ
ータシーケンスは一定である。別の解決法の場合、シー
ケンスは両方のチャンネル（Ｉ及びＱ）で伝送される
が、別のサインが用いられる（０及び１）。より高いレ
ベルのQAM又は所謂マルチ分解能のQAMの場合、同期信号
の変調は、最低のレベル、即ち、QPSKの基底で行なわれ
る。
提案された同期信号の分割には、同期シンボルのゼロ
成分及び実際の信号成分が、各々、シンボル区間の略半
分を占める多重路受信の場合、有効シーケンスの区間ま
で、即ち、信号成分の長さ、従って、シンボル区間の半
分までの遅延時間差を識別することが依然として可能で
あるという利点がある。この間隔は、使用される保護間
隔の長さよりも一般的に長いので、極めて、又は、僅か
でも改良された多重路伝播からの保護が得られる。ゼロ
成分の間、全部で非常に小さい電力しかないので、これ
によって受信機のゼロ成分の検出が著しく影響を受ける
送信機の識別のため、減少した数の搬送波を更に伝送す
ることが可能である。フレーム長と、１フレーム当たり
有効なシンボルの数と、サンプリングシーケンスの間の
関係の最適な選択のため、OFDMシンボルの区間とは僅か
に異なるよう同期シンボルの長さを選択することが可能
であり、ゼロ成分は上記同期シンボル内で幾分短縮又は
拡張される。
受信機において計算の複雑さを低減させるため、か
つ、受信機において特定の形式の評価を可能にするた
め、非常に短いシーケンスを選択し、対応した頻度で送
信することができる。
シーケンスのビットの間の間隔は、OFDMシンボルのオ
ーバーサンプリングの間に使用される時間間隔の値のｎ
倍に対応し、以下ではこの間隔をｎスペーシング（spac
ing）と呼ぶ。
950個の使用可能な搬送波の場合に59.4重の繰り返し
を意味する16の長さを有するCAZACシーケンスを使用す
ることが好ましい。正確に一致した配置の繰り返しによ
って相関の評価の間に曖昧さを生じるので、以降のシー
ケンスは、別の変調角度への割当の選択と、一定の角度
変化の加算とによって修正される。新しく得られた各シ
ーケンスは、相関の曖昧さのため２回送信されるので、
上記選択された例の場合、全体で29個の対と、単一のシ
ーケンスとが生成される。変調を搬送波シーケンスによ
って直接的に行なうのではなく、別々に行なうことが可
能である。より詳細な説明は、ドイツ国特許出願第4128
713号明細書に記載されている。
上記方法のための受信機において、例えば、同期パル
スは、ベースバンドに変換された受信信号の整流とフィ
ルタリングとによって得られ、フレーム開始又はシンボ
ルウィンドウを定めるため使用されるので、粗い同期が
ゼロ電力を有する部分的なシンボルに基づいて行なわれ
る。次いで、受信同期信号の信号成分の評価が粗い同期
に基づいて行なわれ、その後、一つ又は複数のシンボル
によって占有された時間のより精密な判定が行なわれ
る。
上記目的のため、有効な情報の信号成分の場合と同様
に、時間的なシーケンス中にサンプリングされた信号
は、FFTによって周波数域の表現に変換され、−受信機
に記憶された−対応する所望のシーケンスによって上記
形式で（実数部分に対応する）複素共役倍され、その結
果は実質的に元の時間表現に変換される。かかる結果は
チャンネルのインパルス応答を表わし、このチャンネル
のインパルス応答に従って１シンボル当たりサンプルさ
れるべき時間間隔（シンボルウィンドウ）は、できるだ
け多数のインパルス応答が含まれるような形で定められ
る。この目的のため、フレームと同期して動作するカウ
ンタは、対応して増加又は減少させられる。
同期シンボルと、受信機に記憶された所望のシーケン
スの周波数表現に変換された信号部分と、引き続く計算
上の評価との相関は、別の周波数（例えば、ベースバン
ド）に変換された受信信号の周波数偏移に関する情報を
提供し、かかる周波数偏移は、ディジタル−アナログ変
換とフィルタリングの後、局部発振器の周波数制御に使
用される。より短い長さのシーケンスの繰り返し的な伝
送の場合、FFTによって得られた結果は区分単位でシー
ケンスの基本形式に変換され、区分単位で平均化され、
より短い長さを使用する相関だけが実行される。
ｎスペーシングの場合、受信されたシーケンスの記憶
された所望のシーケンスとの相関は、評価の目的で行な
われる。相関の結果はチャンネルのインパルス応答を表
わし、このチャンネルのインパルス応答に従って１シン
ボル当たりサンプルされるべき時間間隔（シンボルウィ
ンドウ）は、できるだけ多数のインパルス応答が含まれ
るような形で定められる。
より短いシーケンスの拡張された伝送の場合、好まし
くは、相関の間に、変化のないシーケンスを用いて実行
されたサンプリングのｎ番目毎の値だけが使用される。
或いは、ｎ番目に得られた値だけが使用される場合、ｎ
回の相関が１乃至ｎ個のサンプリング間隔だけオフセッ
トさせられたシーケンスを用いて受信機内で実行され
る。上記例の場合、最大のピーク値を有する結果だけが
使用されるか、或いは、ｎ個の相関の結果が平均化され
る。原理的に、夫々のｎ個のサンプルの平均化を行な
い、次いで、その結果を用いて相関を実行することが可
能である。
上記例の場合、一つ又は複数の相関は、受信されたシ
ーケンスの周波数表現への変換と、対応する所望のシー
ケンスによる複素共役乗算と、逆変換とによっても実現
される。上記例の場合、同期シンボルのゼロ成分と実際
の信号成分が各々シンボル間隔の約半分を占めるなら
ば、有利な設計が得られる。多重路受信の場合、許容可
能な遅延時間は有効シーケンス長の区間の長さであり、
即ち、２重伝送の場合、信号成分の長さの半分、従っ
て、同期信号区間の４分の１までの長さであり、この区
間は慣例的に使用される保護間隔に略対応している。
送信された信号は、特定の数のCAZACシーケンス（一
定振幅ゼロ自己相関）によって変調された時間周波数位
相基準シンボルを含む場合がある。少なくとも上記CAZA
Cシーケンスのどれよりも長い擬似ランダムシーケンス
によって変調された更なる基準シンボルは、各フレーム
で付加的に送信される。
本発明の他の一実施例によれば、最初に説明した時間
周波数位相基準シンボルのCAZACシーケンスの中には、
上記CAZACシーケンスの何れよりも長い幅を有する少な
くとも一つの擬似ランダムシーケンスによって置換され
ているものがあり、かかるより長いシーケンスは、好ま
しくは、外側の搬送波、即ち、最低及び最高の周波数に
配置されている。
上記擬似ランダムシーケンスは差分モードで符号化す
ることが可能である。符号語はQPSKを用いて搬送波上に
変調されることに利点がある。
擬似ランダムシーケンスによって、例えば、2n-1の最
大長さを使用することにより最適な自己相関特性（例え
ば、Ｍシーケンス）を得ることが可能である。
復号化器において、上記付加的なシーケンスは、復調
（FFTを含む）と差分的な再変換の後、相関によって評
価される。CAZACシーケンスは、欧州特許出願第0529421
号明細書に記載された方法で評価される。
これにより得られた情報は： −受信機における周波数変換； −又は、例えば、乗算器のような同様の配置において； −又は、例えば、PLL−制御発振器における基準発振器
の補正に使用される少なくとも一つの発振器の周波数を
補正するため使用することが可能である。
付加的な擬似ランダムシーケンスは、拡張された領域
情報として役立ち、判定、補正されるべき、或いは、送
信器の周波数が所定のパターン（オフセット）から偏移
がある場合に判定、補正されるべき通常の受信機の発振
器の周波数の著しい偏移を許容する。
送信された擬似ランダムシーケンスは、必要とされる
発振器又は周波数変換の精度が得られた後に更に評価さ
れる。しかし、上記結果は、定められた偏移の範囲を超
えない限り、影響を与えない。
更なる特長として、CAZACシーケンスと付加的な擬似
ランダムシーケンスによって変調された複数のシンボル
をフレーム内で使用することが可能である。
基準シンボルは、時間周波数位相シンボルとして役立
つ利点が得られる。
両方のタイプの上記基準シンボルは、チャンネルの状
態の判定と、次のチャンネルの補正のため、搬送波と時
間ウィンドウ又は時間シンボルとによって定められ、即
ち、特定の時間間隔に搬送波の一部だけを占める更なる
特別なシンボル、或いは、パイロットセルと共に使用す
ることが可能である。
原理的に、本発明の方法は、多重変調搬送波と、ゼロ
シンボルと、時間周波数位相基準シンボルとを用いるフ
レームでCAZACシーケンスによって変調されたディジタ
ル信号を伝送する適当な方法であって、 上記CAZACシーケンスのどれよりも長い幅を有する少
なくとも一つの擬似ランダムシーケンスによって変調さ
れた少なくとも一つの更なる基準シンボルはフレームで
送信され、又は、上記時間周波数位相シンボルは、本質
的に外側の搬送波、即ち、最低及び最高の搬送周波数に
配置されたより長い幅を有する上記CAZACシーケンスの
どれよりも長い幅を有する少なくとも一つの擬似ランダ
ムシーケンスによって変調される。
本発明による方法の有利な展開は、関連する従属項に
記載されている。
原理的に、本発明による方法によって送信されたディ
ジタル信号を復号化する発明の装置は： − 受信信号を復調する復調手段と； − ゼロシンボルを検出する下流ゼロ信号成分検出手段
と； − 上記復調された受信信号のためのOFDM復号化手段
と； − 上記ゼロ信号成分検出手段の出力信号によって制御
され、上記OFDM復号化手段を制御し、CAZACシーケンス
のどれよりも長い幅を有する少なくも一つの擬似ランダ
ムシーケンスによって変調された更なる基準シンボル、
又は、本質的に外側の搬送波、即ち、最低及び最高の搬
送波周波数に配置されたより長い幅を有するCAZACシー
ケンスのどれよりも長い幅を有する少なくとも一つの擬
似ランダムシーケンスによって変調された時間周波数位
相基準信号の何れか一方を更に評価する上記復調された
受信信号用のディジタル同期評価手段とからなる。
本発明による装置の有利な展開は関連する従属項に記
載されている。
図面 以下、添付図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。図面中： 図１は信号の構造を示す図であり； 図２は送信機端のブロック図であり； 図３は受信機端のブロック図であり； 図４はｎスペーシングの場合の受信機の同期のブロッ
ク図であり； 図５は受信機の同期の他のブロック図であり； 図６は、第１のモードの同期及び基準信号と、パイロ
ットセルの配置を示す図であり； 図７は、第２のモードの同期及び基準信号と、パイロ
ットセルの配置を示す図であり； 図８は本発明による受信機の他のブロック図であり； 図９は図８のディジタル同期用の詳細なブロック図で
あり； 図10は基本CAZACシーケンスを示す図である。
実施例 図１に示されたフレーム全体Ｒは、最初に０又は略０
の電力を有するハッチングされた成分１を含み、次に有
効な信号とは異なる変調のある同期信号の信号成分２を
含み、上記成分１＋２は全同期信号を構成する。その後
に、有効なデータのためのOFDMシンボルを有する区分３
がある。
図２のOFDM信号発生器５において、OFDMベースバンド
信号は、有効なデータストリームＤ（例えば、テレビジ
ョンビデオデータ）を用いて生成される。同期段８にお
いて、ゼロ成分と信号成分（シーケンス）とからなる同
期シンボルは、クロック信号Ｃからベースバンドで生成
される。クロックと段８で発生するウィンドウ信号は段
５において信号のタイミングを制御するので、段５と段
８の信号間の同期が設定される。発生させられた二つの
ベースバンド信号成分は、加算段６で組み合わされる。
OFDM信号と同期シンボルを含む加算段６の出力信号は、
D/A変換器９を介して変調器10に供給される。上記変調
器は端子11に変調されたRF（無線周波）信号を供給す
る。変調されるべき搬送波信号は、搬送波発振器TOによ
って変調器10に供給される。
図３の復調器段13において、受信されたRF信号は、発
振器TOから入る信号を用いてベースバンドにダウンコン
バートされる。段13の出力信号は、一方で、A/D変換器1
4に供給され、他方で、ゼロ成分を評価する回路15に供
給され、その評価の結果はディジタル同期段16における
同期信号の信号成分の評価の制御に使用される。上記目
的のためディジタル同期段16は、A/D変換器14の出力信
号を受け、上記出力信号はOFDM信号処理回路17に付加的
に供給されている。段16のフレーム開始とシンボルウィ
ンドウ出力は回路17を制御する。その上、出力信号の同
期成分はクロック発生器18を制御し、次いで、クロック
発生器18は回路17のための必要とされる制御信号を発生
する。データ信号Ｄは端子19で再び利用可能になり、再
現回路のタイミングのためのクロック信号Ｃは端子20で
利用可能である。
図４には、受信機の同期のブロック図が示されてい
る。ベースバンド信号BSは、端子12からI2＋Q2段22の入
力へ供給され、その出力はフィルタ23と比較器24を介し
てタイミング用回路25の入力に接続されている。この例
の場合、信号成分ＩとＱの平方が加算され、フィルタリ
ングされ、比較器24において閾値と比較される。これに
よる結果は、ゼロ成分に対応する同期パルスであり、こ
の同期パルスに対し、フレーム開始とシンボルウィンド
ウの時間的な仮のポイントが回路25で判定される。回路
25の出力信号は、同期モニタリングのための回路26の第
１の入力に供給され、回路26の出力はシンボル／フレー
ムカウンタ27の入力に接続されている。ディジタル同期
シンボルDSは、端子30から相関器31の入力に供給され、
ウィンドウ信号35によってタイミングを与えられた相関
器31において、受信データシーケンスと記憶された所望
のシーケンスが相関させられる。その結果は、チャンネ
ルのインパルス応答を表わすデータの値の時間的なシー
ケンスである。上記信号を使用して、フレーム開始とシ
ンボルウィンドウの精密なタイミングは、積分及び位置
決め回路32で発生する。信号が予備的なフレームに時間
的に先行するか、又は、遅れるかに依存して、対応する
位置決め情報が段33で形成され、同期モニタリング回路
26を介してフレームに転送される。
回路27の出力端子28は、フレーム開始とシンボルウィ
ンドウの信号を供給し、ライン29を介して回路26の更な
る入力に付加的にフィードバックされる。回路27の第２
の出力は、ライン34を介して、相関器31のウィンドウ信
号35を供給する。クロック発生器からのクロック信号Ｃ
は回路27の制御入力36に供給される。
図５において、ベースバンド信号BSは、端子21からI2
＋Q2段22の入力に供給され、I2＋Q2段22の出力は、フィ
ルタ23と比較器24を介してタイミング用回路25の入力に
接続されている。上記例の場合、信号成分ＩとＱの平方
は加算され、フィルタリングされ、比較器24において閾
値と比較される。これにより得られた結果は、ゼロ成分
に対応する同期パルスであり、この同期パルスに対し、
フレーム開始とシンボルウィンドウの時間的な仮のポイ
ントが回路25で判定される。回路25の出力信号は同期モ
ニタリングのための回路26の第１の入力に供給され、回
路26の出力はシンボル／フレームカウンタ27の入力に接
続されている。
端子30からのディジタル同期シンボルDSは、FFT回路4
1によって周波数域の表現に変換され、次いで、受信機
内に記憶された対応する所望のシーケンスによって段42
において複素共役倍される。段42の結果は、再びFFT-1
段43において実質的に元の時間表現に変換される。段43
の出力からの信号は、積分とタイミング供給とを行なう
段32に供給される。段32の出力からの信号は、補正判定
用段30に供給され、次いで、段26の第２の入力に供給さ
れる。
段41の出力からの信号は、差分復調器44と、周波数又
は搬送波シーケンスに亘って行なわれた差分復調に続く
相関器45とに付加的に供給される。相関器45の出力信号
は、D/A変換器／フィルタ46において、端子40で得られ
るAFC信号に変換され、局部発振器の周波数制御のため
使用される。
シンボル／フレームカウンタ27は、クロック発生器47
からクロック信号を受ける。シンボル／フレームカウン
タ27の一方の出力は、ライン34を介して、FFT段41に同
期シンボルウィンドウパルス35を供給する。フレーム開
始及びシンボルウィンドウのための制御信号は、カウン
タ27のもう一方の出力によって得られる。
基準シンボルと基準セルの分布及び復調に関する以下
の説明の部分では、ゼロシンボル（又はゼロ成分を有す
るシンボル）は、番号“0"に関係付けられ、フレームの
基準シンボルは、Ａ＝１、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ及びＧの
番号が付けられている。
第１モード： 図６において水平方向にフレーム内のシンボル、垂直
方向に搬送波の番号1...26...が示されている。左側の
エッジには、同期の目的のためのゼロシンボルNSが配置
されている。シンボルＡ、Ｃ＋１及びＥ＋１は基準シン
ボルとしての機能を行なう。パイロットセルPCは２次元
平面上に均等のスペーシングで配置され、即ち、パイロ
ットセルのシーケンスはPC3とPCNの間で対応して継続し
ている。略2000個の搬送波が使用される。
各基準シンボルは、255の長さを有する二つのＭシー
ケンス（最大長のシーケンス）と、16（の２倍）の長さ
を有する44個の２重のCAZACシーケンスの組の組み合わ
せを用いてQPSK変調されている。Ｍシーケンスは、発生
器の多項式 717オクト（oct.）及び747オクトが差分的
に符号化され、搬送波位置の“外側”部分（最低及び最
高の周波数）に配置されていることを特徴とする。上記
CAZACシーケンスは、ｎ＊π/2による回転、差分符号化
（周波数上）、２重化（同一周波数を順番に２回）、π
/2のｎ倍の位相シフトの加算とによって基本又はソース
CAZACシーケンスから得られる。上記シーケンスの中の2
2個は信号の中心周波数よりも下に配置され、それ以外
の22個のシーケンスは信号の中心周波数よりも上に配置
されている。
図10には、cvの実部及び虚部が定められた16の長さを
有する基本／ソースCAZACシーケンスが示されている。
対の配置によって、（別個の）隣接するシーケンスか
らの妨害を受けることなく受信機で行なわれるべき相関
が得られる。上記例の場合、２重シーケンスの中の中央
部分だけが使用される。
その目的は、時間間隔内にできる限り明瞭かつ明確な
単位パルス応答を得ることである。
各基準シンボル内のシーケンスの完全な組は、搬送波
のスペーシングの半分のオフセットのような臨界条件を
考慮した場合、±20のシフト又は±20個の搬送波の範囲
内の略最適な自己相関特性によって識別される。
ｉはシンボルの番号、ｋは搬送波の番号を表わすと
き、パイロットセルＳi,kの位置ｉ及びｋは、以下の
式： 第１の組： ｉ＝（ｎ）mod（Ｌ−１）＋Ｌ＊ｍ＋2; ｋ＝２＊ｎ＋１ 第２の組： ｉ＝（ｎ＋（Ｌ−１）/2）mod（Ｌ−１）＋Ｌ＊ｍ＋2; ｋ＝２＊ｎ＋２ によって定義され、式中、ｎ＝0,1,2...,M/2−1;n＝0,
1,2である。ＬはＣに一致し、Ｍは搬送波の全数より幾
らか小さい数である。ｉ＝Ｇ＋１の場合のセルは、ｉ＝
Ｇに従って同一搬送波の位置にシフトされ、ｋ＞ｍの場
合の結果は省かれる。
パイロットセルは、例えば、QPSK変調によって固定の
位相と振幅を用いて変調される。
上記変調は基準シンボルの変調と一致するよう選択し
てもよく、このことは、搬送波ｋの位置にある各セルが
基準シンボルの搬送波ｋの位置にあるセルと同一の変調
を有することを意味する。
定義されたセルの総数は、例えば、（Ｇ＋１）/L個の
完全なシンボルの容量を有する。これにより、ゼロシン
ボルが上記数に含まれるならば、対応して２重の基準信
号のシンボル数と、付加的なシンボルの総計が得られ
る。
第２のモード： 図７では水平方向にフレーム内のシンボル、垂直方向
に搬送波の番号1...26...が示されている。左側のエッ
ジには、第１のシンボルNS＋Ｒが配置されている。パイ
ロットセルPCは２次元平面上に規則的なスペーシングで
分配され、即ち、パイロットセルのシーケンスはPC3とP
CNの間に対応して継続している。例えば、略8000個の搬
送波が使用される。
第１のシンボルNS＋Ｒ（番号０）は、０電力（ゼロ信
号成分）の部分と、OFDMデータシンボルの半分の長さを
有するOFDM変調“基準”信号を含む動作的な部分の二つ
の時間間隔に分割される。搬送波スペーシングは、従っ
て２倍にされ、これにより、略4000個の搬送波が得られ
る。シンボル０の動作的な部分と、シンボルＢ、Ｃ、
Ｄ、Ｅ、Ｆの中の一部は、基準シンボルとして使用され
る。例えば、上記シンボル内で１から8000までの番号を
付けられた搬送波は： − シンボル０の動作的な部分：全ての搬送波（スペー
シングは２倍にされている）；位置は別のシンボルの奇
数番の搬送波の位置に一致； − シンボルＢ及びF:偶数番の搬送波； − シンボルＣ及びE:奇数番の搬送波； − シンボルD:全ての搬送波 のように使用される。
残りのタイムスロット又は基準シンボルのセルは、信
号データ（ユーザデータ）の伝送に使用される。これ
は、１フレーム当たり（Ｇ＋１）/L個の（完全な）シン
ボルの容量の使用に対応し、 − シンボル０から得られた信号部分はカウントに入れ
られないか、或いは、ゼロシンボルとして計算に含まれ
る。上記の方法によれば、基準シンボルのオーバーヘッ
ドは、上記第１のモードの場合と同一である。
シンボル０とＤの動作的な部分は、511の長さを有す
るＭシーケンス（最大長のシーケンス）と、16の長さを
有するCAZACシーケンスの組の組み合わせを用いてQPSK
で変調されている。二つのＭシーケンスと、88個の２重
のCAZACシーケンスは、シンボル０のため使用され；シ
ンボルＤの場合の対応する値は４個のＭシーケンスと、
176個の２重のCAZACシーケンスである。残りの基準シン
ボルＢ、Ｃ、Ｅ及びＦは、例えば、QPSK変調によって固
定の位相及び振幅で変調される。
Ｍシーケンスは、（周波数上で）差分的に符号化さ
れ、搬送波位置の“外側”部分（最低及び最高の周波
数）に配置されている発生器の多項式 1725オクト、12
57オクト、1423オクト及び1443オクトを使用し得る。上
記CAZACシーケンスは、第１のモードに関連して説明し
た方法で得られる。上記配列は信号の中心周波数の下側
と上側に対称的に配置されている。第１の基準信号内の
シーケンスの完全な組は、搬送波のスペーシングの半分
のオフセットのような臨界条件を考慮した場合、1kHzの
スペーシングを有する±80個の搬送波に対応する少なく
とも±40のシフトの範囲内にある略最適な自己相関特性
によって表わされる。同様の条件は、番号Ｄの基準シン
ボルの場合にも当てはまる。使用された基本シーケンス
と、ソースシーケンスは、上記第１のモードの場合と同
一である。シンボル内の配置は異なる場合がある。
図８において、受信又は先に受信され、かつ、記憶さ
れた入力信号INPは、復調回路DEMにおいて復調される。
受信機の時間的な同期は、下流ゼロ信号成分検出器NSD
におけるゼロシンボルの検出によって始まり、下流ゼロ
信号成分検出器NSDは、エンベロープの計算と、整合フ
ィルタリングと、中心の計算とを行なう。これは、アナ
ログ／ディジタル又は純粋にディジタル処理の何れかに
よって行なうことが可能である。ADCにおけるA/D変換に
続いて、復調器DEMの出力信号は、ベースバンド信号BBS
として、最終的な出力信号OPを供給するOFDM復号化器OF
DMと、OFDMを制御し、クロック発生器CLGに制御データ
を供給するディジタル同期評価器DSEとに供給される。C
LGは、OFDMと、出力の時間的信号TIMとにタイミングを
供給する。
図９によれば、時間同期と、周波数同期がDSEにおい
て周波数域で並列に行なわれる。回路FFTのFFT処理（高
速フーリエ変換）は、検出されたゼロシンボル又はゼロ
信号成分に基づいてウィンドウから始められる。時間同
期用の区分中に、FFTからの信号Xkは複素共役シーケン
ス乗算器CCSMと逆FFT回路FFT-1とを介して第１の評価回
路EV1に供給される。フレームの第１の基準シンボル
は、時間基準として上記回路内で評価される。上記動作
は、時間域における相関に等価であると見なしてもよ
く、チャンネルのインパルス応答を供給する。第１又は
主インパルスTIMCの先のFFTウィンドウ又はフレーム開
始に対する位置は、FFTウィンドウとクロック発生器CLG
の微妙な調整FFTWに使用される。
EV1において、チャンネルのインパルス応答から得ら
れたインパルスによって制御されるフレーム同期カウン
タは、フレーム開始及び他の時間情報TIMCと、シンボル
開始と、FFTウィンドウと、例えば、フレーム開始ポイ
ントの間の時間間隔を分割することにより得られたサン
プリングレートとを供給する。
周波数同期は、A/D変換され、FFT変換されたベースバ
ンド信号BBSの周波数オフセットの粗い評価より始めら
れる。（変換された）信号Xkは、差分復調器DDEMにおい
て差分符号化され、基準シンボルのＭシーケンス成分の
−例えば、CORに−記憶された基準シーケンスとの相関
は、期待される中心ポイントから少なくとも±20個の搬
送波のシフトに亘ってCORで行なわれる。別個のシーケ
ンスから得られた結果は、下流の第２の評価回路EV2で
平均化され、等価的なアナログ値AFCを形成するためフ
ィルタリングされ、次いで、例えば、復調器DEMの上流
のRF区分内の１台又は複数台のミキシング発振器の補正
のため使用される。上記方法の段階は、±５個未満の搬
送波の偏移に達するまで繰り返される。
基準シンボルのCAZACシーケンス成分で±７個の搬送
波のシフトに亘って行なわれる周波数域における同様の
差分復調器DDEMと相関処理CORは、第１の近似的な周波
数オフセット値を供給する。更に厳密に言うと、別個の
領域−各々同一シーケンスを２度有する−は、元のシー
ケンスに逆変換され、平均化される（EV2において）。
最後に、上記結果で相関が行なわれる。
周波数偏移の厳密な値は、修正された差分復調器の動
作と、微笑な相関／計算とによって得られる。上記例の
場合、正確な信号点の近傍で相関段階が２回だけ行なわ
れ、上記２個の結果は周波数偏移を計算するため使用さ
れる。第１の近似的な評価と微妙な相関の両方からの情
報は、−粗い評価からの情報と組み合わされて−D/A変
換を施され、フィルタリングされ、１台又は複数台のミ
キシング発振器の周波数基準の補正のため使用される。
第１のモードを一例として上記方法の段階と対応する
数学的な説明を以下に示す。搬送波の位置は、この例の
場合、０乃至2047のFFTの範囲に従って番号が付けられ
ていることに注意が必要である。
周波数の評価と補正は、粗く近似的な評価と補正の二
つの段階で行なわれ、後者を連続的な周波数制御（AF
C）と見なすことが可能である。受信された基準シンボ
ルUkの差分復調は、最初に全長に亘って： Vk＝Uk+1U＊ k;65ｋ1982 に従って行なわれる。
次いで、以下の計算（又は、方法の段階）が粗い評価
に対し行なわれる： −25≦Ｉ≦25の範囲内の|WW,I｜の最大値は、ＩW,max
の値を定める。
以下の計算（又は、方法の段階）は、近似的評価に対
し行なわれる： − 差分的に復調された値V320...V1727を、32の長さを
有する44個（中心の下側の22個と上側の22個）の領域に
分割し； − 上記変調スキームに従って44個の領域を以下の位相
シフト： − A...D:0 − E...H:π/2 − I...M:π − N...Q:−π/2 を使用するため必要なソースCAZACシーケンスに再変換
し； − 全ての領域の対応する値を平均化し；その結果とし
て32の値の幅が得られ； − を評価し； − ＩN,maxにあり、Δｆ＝ＩN,max FSを計算するため
その結果を用いることが可能であるＷN,max＝max|WN,I
｜を探索し； − ＩN,maxを使用する補正による理論的な中心ポイン
トから得られた新しい中央値の下側22個と上側22個から
なり、32の長さを有する44個の領域を受信基準シンボル
の値Ukから選択し；新しく平均化された値をU'kとして
定義する。次に、Ｃ＊ ｍとＣ＊ (m+1)mod16に対し図５の
文脈を用いる以下の評価を行なう： 最終的な結果Δｆは、44個の結果を平均化することに
より計算され；全ての基準シンボルの最終的なΔｆの値
は、上記の方法で、D/A変換とフィルタリングに続い
て、RF区分にある１台又は複数台の基準発振器を制御す
るため使用される。
図２に示したフレーム構造に従って、Ｍシーケンス評
価区分（M1...M4及び対応する相関範囲）のパラメータ
を適合させるため必要な対応する基本式が第２のモード
に使用される。
受信機のコヒーレントなOFDM変調は、受信され、ダウ
ンコンバートされた全ての搬送波信号の位相補正を必要
とする。上記補正は、チャンネル状態の評価に基づいて
いる。以下の評価動作は、基準シンボルと、パイロット
セルの評価に基づいている。
ノイズの影響を低減するため、受信された基準シンボ
ルの値を時間と周波数の二つのドメイン又は次元で平均
化／フィルタリングすることが可能である。最終的な選
択は、伝播時間変動範囲とパラメータの変化レートとに
よって表わされるチャンネルの挙動に依存している。
第１のモードにおいて、適切なフィルタリングを時間
域（20Hzまでの遮断周波数）で行なうことが可能であ
る。例えば、基準シンボル間の内部間隔の４倍の長さ、
又は、関連する中心ポイントから±２の内部間隔を有す
るフィルタを使用することができる。
時間域のフィルタリングの次に、データのシンボル／
値の全部に対し必要とされる基準の値を得るため、上記
値は（４個の基準ポイントを用いる）３次の補間法を利
用して補間される。最後に、受信データの値は、受信さ
れた基準の値の所定の値からの偏移に従って補正され
る。
第１のモードにおいて、以下の方法の段階が行なわれ
る： ａ）基準シンボルとパイロットセルの受信された振幅の
偏移ａref,kと、記憶された値ａref,kとφref,kの位相
φｒref,kは、以下の式： によって各搬送波毎に別々に計算することが必要であ
る。
偏移のフィルタリングによって、新しい偏移の値： が生じる。
ｒref,kの代わりに値Δφk,refを用いることにより、
同一の式がΔ’φk,refの計算に使用される。
上記フィルタリングは、≒（略）20Hzまで直線性があ
り、その結果として、１台又は複数台のミキシング発振
器、或いは、上記の値への切り換えのチャンネルレート
の低周波妨害成分が含まれている。
上記フィルタリング動作は、特定の量、即ち、提案さ
れたフィルタの場合、フレームの2/3の受信データが受
信機に記憶されることを必要とする。
ｂ）ｉが基準ポイント“k,ref＋d"と“k,ref"の間の位
置を定義するとき、３次の補間はデータシンボルの関連
する補正の値ｒk,iとφk,iの計算のため使用される。こ
の式は以下の如く表わされる（C0...C3は、中間結果で
ある）： r'ref,kの代わりに位相の値Δ’φk,refを用いること
により、同一の式がΔφk,iの計算に使用される。
基準シンボル法のパイロットセル法の両方の方法によ
り得られた同一の添字を有する結果は平均化され、最終
的な補正値rresk,iとΔφresk,iとが得られる。
補間の精度は、フィルタリング法を用いて処理するこ
とが可能な最高周波数の場合よりも１％優れている。
補間に必要とされる計算の数は非常に大きい。計算の
必要量を削減するため、対応して計算された補間曲線の
組を受信機に記憶させることが可能である。この例の場
合、記憶された曲線をアドレス指定するデータの計算だ
けが必要である。必要な記憶容量は50キロバイトを超え
るべきではない。
ｃ）受信データの値は以下の式： を用いて補正することができる。
第２のモードの場合、関連する方法の段階は、対応す
る方法で行なわれる。
本発明は、伝送、特に、例えば、ディジタルテレビジ
ョン、ディジタルオーディオ又は他のデータ信号のよう
な地上伝送に使用することが可能である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ９４１０４１５６．８ (32)優先日 平成６年３月17日(1994．3．17) (33)優先権主張国 欧州特許機構（ＥＰ） (72)発明者 ラーブス，ユルゲン ドイツ連邦共和国，デー―30982 パテ ンゼン，ツェーレンドルファー・シュト ラーセ 60番 (56)参考文献 特表 昭61−501063（ＪＰ，Ａ) 米国特許5274629（ＵＳ，Ａ) 米国特許5450456（ＵＳ，Ａ) 米国特許5572548（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (36)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数の変調搬送波（1...26...）と、ゼロ
    シンボル（NS）と、CAZACシーケンスによって変調され
    た時間周波数位相基準シンボルとを用いるフレームでデ
    ィジタル信号を伝送する方法であって、 少なくとも一つの更なる基準シンボルがフレーム内で付
    加的に送信され、 該更なる基準シンボルは、何れのCAZACシーケンスより
    も長い少なくとも一つの擬似ランダムシーケンスによっ
    て変調され、 上記少なくとも一つの擬似ランダムシーケンスは、受信
    機においてゼロシンボルを用いて行われる粗い同期処理
    の後、発振器周波数又は送信機周波数の偏移が大きい場
    合に、補正処理を改善させることができる、 方法。
  2. 【請求項２】上記更なる基準シンボルは更なる時間周波
    数位相基準シンボルとして使用される、請求項１記載の
    方法。
  3. 【請求項３】時間周波数位相基準シンボルは、最低搬送
    波周波数及び最高搬送波周波数に対応した実質的に最も
    外側の搬送波に配置されている少なくとも一つの擬似ラ
    ンダムシーケンス（A,B,C,D,E,F）によって変調され
    る、請求項１記載の方法。
  4. 【請求項４】ゼロシンボル（NS＋Ｒ）は、ゼロ電力を有
    する一方の部分と、基準シンボルとして役立つもう一方
    の部分とに分割される、請求項１乃至３のうちいずれか
    一項記載の方法。
  5. 【請求項５】シンボルはQPSK又はQAM搬送波（1...2
    6...）を用いて変調される、請求項１乃至４のうちいず
    れか一項記載の方法。
  6. 【請求項６】擬似ランダムシーケンスは、変調処理の前
    に差分符号化される、請求項１乃至５のうちいずれか一
    項記載の方法。
  7. 【請求項７】擬似ランダムシーケンスは、QPSK変調の前
    に差分符号化される、請求項１乃至５のうちいずれか一
    項記載の方法。
  8. 【請求項８】最大長は、Ｍシーケンスである擬似ランダ
    ムシーケンスに対し選択される、請求項１乃至７のうち
    いずれか一項記載の方法。
  9. 【請求項９】基準シンボルは、更なる特別シンボル又は
    パイロットセル（PC）と共に、チャンネル状態を判定
    し、引き続きチャンネル補正処理を行うため受信機で使
    用され、 該更なる特別シンボルは、搬送波及び時間シンボルのタ
    イムスロットによって定められ、特定の時間間隔で搬送
    波の一部だけを占める、 請求項１乃至８のうちいずれか一項記載の方法。
  10. 【請求項１０】擬似ランダムシーケンスは、高速フーリ
    エ変換（FFT）と、差分復調（DDEM）と、相関（COR）と
    を用いて受信機で評価される、請求項１乃至９のうちい
    ずれか一項記載の方法。
  11. 【請求項１１】受信機における評価の結果及びCAZACシ
    ーケンスの評価の結果は、受信機で周波数変換のため使
    用される少なくとも一つの発振器の周波数を補正するた
    め役立ち、及び／又は、PLL制御された発振器と一緒に
    機能する受信機の基準発振器を補正するため役立つ、請
    求項10記載の方法。
  12. 【請求項１２】擬似ランダムシーケンスが、受信機の周
    波数オフセットにおける周波数ラスタに対する受信機の
    発振器の通常の周波数の偏移を判定し、補正するため評
    価されるか、又は、送信機の周波数オフセットにおける
    周波数ラスタに対する送信周波数の偏移を補正するため
    評価される場合、擬似ランダムシーケンスは、発振器又
    は周波数変換に関して要求された精度が達成された後に
    更に評価される、請求項10又は11記載の方法。
  13. 【請求項１３】受信信号（INP）を復調する復調手段（D
    EM）と、 ゼロシンボル（NS,NS＋Ｒ）を検出する下流側のゼロ信
    号成分検出手段（NSD）と、 復調された受信信号を復号化し、出力信号を供給するOF
    DM復号化手段（OFDM）と、 を有し、 複数の変調搬送波（1...26...）と、ゼロシンボル（N
    S）と、CAZACシーケンスによって変調された時間周波数
    位相基準シンボルとを用いるフレームでディジタル信号
    を伝送する装置であって、 復調された受信信号が供給され、周波数域で同期を行
    い、ゼロ信号成分検出手段（NSD）からの出力信号によ
    って制御され、OFDM復号化手段を制御するディジタル同
    期評価手段（DSE）を更に有し、 復調手段は、ゼロ信号成分検出手段（NSD）においてゼ
    ロシンボルを用いて行われる粗い同期処理の後に、発振
    器周波数又は送信機周波数の大きい周波数の偏移に対す
    る補正処理が、少なくとも一つの別の同時に送信され、
    何れのCAZACシーケンスよりも長い擬似ランダムシーケ
    ンスを評価することにより行われるように、構成されて
    いる、 装置。
  14. 【請求項１４】擬似ランダムシーケンスは、高速フーリ
    エ変換（FFT）と、差分復調（DDEM）と、相関（COR）と
    を用いて評価される、請求項13記載の装置。
  15. 【請求項１５】伝送されるべきディジタル信号の帯域幅
    に亘って拡散した同期信号が組み込まれ、複数の変調搬
    送波を用いるフレームで、電力が同期シンボルを形成す
    るシンボルの区間のゼロ部分（１）の間でゼロ又は実質
    的にゼロであるディジタル信号を伝送する方法であっ
    て、 変調は、フレームの残りの部分（３）で使用されるOFDM
    変調処理とは異なる同期シンボルの信号部分（２）の間
    にフレーム内で使用され、 最適な自己相関特性を有する少なくとも一つのビットシ
    ーケンスは、同期シンボルの信号部分で送信され、 受信機においてゼロ部分を用いて行われる粗い同期処理
    の後で、かつ、ビットシーケンスを伴う同期シンボルの
    受信信号部分の評価の後に、シンボルの時間範囲のより
    精密な判定が行われる、 方法。
  16. 【請求項１６】有効シンボル長さが半分にされた場合
    に、一つおきの搬送波だけが使用され、 ビットシーケンスの情報列は、最低周波数から最高周波
    数まで変化し、又は、逆に最高周波数から最低周波数ま
    で変化するシーケンスで搬送波と関連付けられる、 請求項15記載の方法。
  17. 【請求項１７】ゼロ部分（１）の長さはOFDMシンボル区
    間の略半分に対応する、請求項16の記載の方法。
  18. 【請求項１８】とり得る最大の長さよりも短いシーケン
    スが選択され、繰り返し送信される、請求項16又は17記
    載の方法。
  19. 【請求項１９】多重伝送の場合に、同一の基本タイプか
    らの変形が使用され、各変形は少なくとも２回ずつ送信
    される、請求項16乃至18のうちいずれか一項記載の方
    法。
  20. 【請求項２０】QPSK変調の場合に、シーケンスは一方の
    サブチャンネル（Ｉ又はＱ）だけで送信され、もう一方
    のサブチャネル内のデータ列は一定である、請求項16乃
    至19のうちいずれか一項記載の方法。
  21. 【請求項２１】QPSK変調の場合に、シーケンスは両方の
    サブチャンネル（Ｉ及びＱ）で異なる識別サイン（０又
    は１）と共に送信される、請求項16乃至19のうちいずれ
    か一項記載の方法。
  22. 【請求項２２】QAM又はマルチ分解能QAMの場合に、同期
    信号の変調は最低のレベルであるベースQPSKで行われ
    る、請求項16乃至21のうちいずれか一項記載の方法。
  23. 【請求項２３】送信機の識別のため数が減少した搬送波
    は、受信機におけるゼロ部分の検出が実質的に影響され
    ないように小さい全電力で、ゼロ部分（１）の間に伝送
    される、請求項16乃至22のうちいずれか一項記載の方
    法。
  24. 【請求項２４】OFDMシンボルと区間から逸れる完全な同
    期シンボルの長さは、ゼロ部分（１）の長さが該同期シ
    ンボル中で変化し、フレーム長と、１フレーム当たりの
    有効シンボル数と、サンプリング順序との間の関係に関
    して最適な選び方になるように選択される、請求項16乃
    至23のうちいずれか一項記載の方法。
  25. 【請求項２５】同期シンボルの信号成分は、受信機内で
    周波数域に変換され（41）、記憶された基準シーケンス
    によって複素共役の形で乗算され（42）、元の時間領域
    に変換され（43）、 得られたチャンネルインパルス応答は、シンボルの時間
    域を精密に定めるため（32,30）使用される、 請求項16乃至24のうちいずれか一項記載の方法。
  26. 【請求項２６】相関処理（45）は周波数域に変換された
    信号及び記憶された基準信号を用いて行われ、 相関処理の結果は、受信機内で、ベースバンドのような
    別の周波数域へ変換された信号の周波数偏移に関する情
    報の項目を表現し、周波数変換器（AFC）の発振器を制
    御するため使用される、 請求項25記載の方法。
  27. 【請求項２７】周波数域に変換された信号は、送信され
    たシーケンスの順序に対応した区分に細分され、 個々の区分の部分的な結果は、基本シーケンスの形式へ
    変換され、平均化され、 相関処理は、基本シーケンスの形式用の記憶された基準
    シーケンスを用いて行われ、 これにより、相関処理の結果は、受信機内で変換された
    周波数偏移に関する情報の項目を表現し、受信機内の周
    波数変換器の発振器を制御（AFC）するため使用され
    る、 請求項25又は26記載の方法。
  28. 【請求項２８】差分変調／復調処理の場合に個別の搬送
    波に対し定められた同期信号の位相値は、搬送波で変調
    された後続の有効情報のための基準値として使用され、
    又は、コヒーレント変調／復調処理の場合に、同期シン
    ボルの所定の基準位相角からの偏移は有効情報に関して
    続いて判定される位相角を補正するため使用される、請
    求項25乃至27のうちいずれか一項記載の方法。
  29. 【請求項２９】同期シンボルに含まれない搬送波に対す
    る基準値又は補正値は、隣接する搬送波の基準値又は補
    正値から補間によって得られる、請求項25乃至28のうち
    いずれか一項記載の方法。
  30. 【請求項３０】ビットシーケンスは、同期シーケンスに
    定義されたビット情報の項目に収容され、中心に配置さ
    れた搬送波で変調され、 ビットシーケンスのビット間隔は、OFDMシンボルをサン
    プリング、又は、オーバーサンプリングする時間間隔又
    は時間間隔の倍数と一致する、 請求項15記載の方法。
  31. 【請求項３１】シーケンスは、OFDMシンボルの長さの約
    ４分の１に対応する、請求項30記載の方法。
  32. 【請求項３２】シーケンスは２回ずつ送信され、シーケ
    ンスの長さは511ビットである、請求項30又は31記載の
    方法。
  33. 【請求項３３】シーケンス中のビットの間隔は、OFDMシ
    ンボルをオーバーサンプリングする際に使用される時間
    間隔の値のｎ倍に対応するか、又は、シーケンスの値
    は、サンプリング順序が定められている場合に、連続し
    てｎ回ずつ送信される、請求項30乃至32のうちいずれか
    一項記載の方法。
  34. 【請求項３４】同期シンボル信号成分は、受信機で記憶
    された基準シーケンスとの相関（31）が求められ、 相関処理によって得られた結果は、受信機でベースバン
    ドのような別の周波数域へ変換された信号の周波数偏移
    に関する情報の項目を表現し、周波数変換器内の発振器
    を制御（AFC）するため使用され、 変化の無いシーケンスを使用して実行されたサンプリン
    グ処理の値は、ｎ個の値のうちの１個の値が相関処理の
    ため使用され、又は、１乃至ｎ個のサンプリング間隔だ
    け離れたシーケンスを用いてｎ回の相関が行われ、 これにより獲得されたｎ個の値のなかで１個の値だけが
    使用され、最高のピーク値を有する結果だけが使用され
    続ける、 請求項30乃至33のうちいずれか一項記載の方法。
  35. 【請求項３５】相関処理は、１乃至ｎ個のサンプリング
    間隔だけ離れたシーケンスで実行され、 獲得された値の中でｎ個のうち１個の値だけが使用さ
    れ、ｎ回の相関処理の結果は平均化（32）される、 請求項34記載の方法。
  36. 【請求項３６】受信信号（RF）を復調する復調手段（1
    3,TO）と、 ゼロ部分（１）を検出する下流側のゼロ信号成分検出手
    段（15）と、 復調された受信信号を復号化し、出力信号を供給するOF
    DM復号化手段（OFDM）と、 を有し、 ディジタル信号の帯域幅に亘って拡散した同期シンボル
    と共に複数の変調搬送波（1...26...）を用いるフレー
    ムで伝送され、電力が同期シンボルを形成するシンボル
    の区間のゼロ部分（１）の間でゼロ又は実質的にゼロで
    あるディジタル信号を復号化する装置であって、 復調された受信信号が供給され、周波数域で同期を行
    い、ゼロ信号成分検出手段（15）からの出力信号によっ
    て制御され、OFDM復号化手段（17）を制御するディジタ
    ル同期評価手段（16）を更に有し、 同期シンボル信号成分は、同期評価手段（16）内の高速
    フーリエ変換回路（41）において周波数域へ変換され、
    更なる回路段（42）で記憶されている基準シーケンスと
    複素共役的な形式で乗算され、高速フーリエ逆変換段
    （43）で元の時間域へ変換され、 得られたチャンネルインパルス応答がシンボルの時間間
    隔を精密に定める（32,30）ため使用される、 装置。
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