CN1130966A - 在ofdm系统中传输参考信号的方法 - Google Patents

Abstract

诸如OFDM、QPSK和QAM调制的各种方法用于数字射频信号的全球传输。这种系统的一个主要问题之一是当接收机打开或切换到另一频道时的同步。本发明要求信号功率在同步符号部分长度上保持为零或几乎为零。在另一部分时间内，可用一不同于在信号的其余部分所用调制的调制，其包括至少一个具有最优自相关特性的序列，例如一些CAZAC序列或一调制在一在中心定位的载波上的位序列，在该序列或这些序列中的位之间的间隔等于在扫描OFDM符号时所用的时间间隔或这些时间间隔的倍数，或仅与所有其它载波一起使用该符号有效长度的一半。结果，为实现同步只需单个符号。在接收机中，在零功率处用部分符号实现粗同步，接着处理所收到的同步符号的信号分量，随后是振荡器的控制。

Description

在OFDM系统中传输参考信号的方法

本发明涉及利用多重调制载波以帧方式传输数字信号的方法，相应的估价该信号的方法和相应的解码设备。

像OFDM(正交频分多路复用)、QPSK(四相相移键控)和QAM(正交调幅)调制这样的数字广播信号全球传输的各种方法已为世人公知。与这些系统相联系的一个主要问题是当一接收机打开或转换到另一通道时的同步问题。

DAB(数字音频广播)的这类同步方法已经公知，其中把一全零符号和一所谓的TFPC(时频相控制)符号相继传输，并在接收机中以特定的方式估价。以和要被传输的有用信息的信号电流同样的方式，TFPC符号分配给OFDM多载波方法的单独载波或频率。为估价的目的，样本被转变为频率表示并以该形式估价，而其结果又变回到时域。这一类型的COFDM(编码正交频分多路复用)调制方法在DE-A-4128713中说明。

本发明的目的是提出一种方法，该方法仅需要单一符号用于同步，并且允许检测从正常的接收机振荡器频率的明显偏离或检测发送机频率从给定的频率模式的偏离，以及修正振荡器频率。该目的通过在权利要求1、3、14和29中说明的方法而达到。

本发明的另一目的是提出一种按照本发明传输的信号的估价方法。该目的通过在权利要求23和33中说明的方法而达到。

本发明的再一目的是提出一种应用按照本发明的方法的设备。该目的通过在权利要求9和28中说明的设备而达到。

被发送的信号包括多重调制载波(OFDM调制，例如其在维斯坦，S.B，等人在1971年10月IEEE通信技术学报COM-19卷第15期“使用离散富立叶变换频分多路复用的数据传输”一文和西拉萨奇，B.在1981年7月IEEE通信技术学报COM-29卷第7期“使用离散富立叶变换的正交多路复用的QAM系统”一文中个叙述)。例如，可以对这些载波使用QPSK和/或QAM调制。为同步和通道估价/修正数据预留整个通道的一特定量。

在按照本发明的解决方法的情形下，信号功率对于同步符号的部分持续时间为零或实际上为零。在另外的时间段内，有可能应用与在剩余部分所用的OFDM方法不同的调制方法。这一部分的调制包括至少一个具有最优自相关性质的序列，例如一M序列，亦即具有最大长度的PRN序列，或一特定数目的所谓的CAZAC(恒定振幅零自相关)序列。这类CAZAC序列在EP-A-0529421中叙述。

这一以时间顺序定义的且调制到一中心定位的载波上的位序列可以代替分配给频率的信息序列而传输，该序列或这些序列的位之间的间隔相应于在(过)采样OFDM符号时用的时间区间，或相应于这些时间区间的倍数，或仅所有其它的载波用于该有效符号长度的一半。

零功率部分的长度对应于大约(OFDM)符号持续时间的一半，作为其结果，一序列具有该符号大约四分之一的长度。例如，如果在TV传输方法的情形下，2048个可能载波(FFT/快速富氏变换的长度)中的1900个被有效地应用，于是这将对同步符号的信号部分产生950个可用的载波。结果，具有长度512-1的M序列可以被传输大约1.85次。该序列的每一值(例如0或1)分配一载波相角，例如在QPSK的情形中0°和180°。对第二序列的1.85－1＝0.85或85％的分量可方便地选取其它载波相位分配。对高级QAM，例如在TV传输的情形下的64QAM中，仅相应于QPSK系统的基本值被用于同步符号的信号分量，亦即四个相差90°且具有恒定振幅的相角。

在QPSK调制的情形下，该序列可仅在一个子通道(I或Q)中传输而在其它子通道中的数据序列为恒定。在一不同的解决方案中，该序列在两个子通道(I和Q)中传输，但以不同的符号(0或1)。在高级QAM或所谓的多分辨率QAM的情形下，同步信号的调制则发生在最低的电平，亦即在QPSK的基部。

所建议的同步符号的划分具有这样的优点，即同步符号的零分量和有效信号分量各占据大约符号持续时间的一半。在多路径接收的场合，还可能识别达到有效序列持续时间，也就是说达到信号分量的长度，因此也即达到符号持续时间的一半的滞后时间差。这个持续时间通常要比所用的保护间隔长，因此获得可比较的或者甚至稍微改善了的防止多路径传播的效果。在零分量期间，另外还可能以在总体上很低的功率传输用于发射机识别的减少数目的载波，以致在接收器中对零分量的检测不受其明显影响。为了帧长度、每帧有用符号的数量和采样序列之间关系的最优选择，同步符号的长度可以选择为稍微从OFDM符号持续时间偏离，而在所述同步符号内稍微缩短或延长零分量。

为在接收机中减少计算的复杂性和为了允许接收机中特定的估价形式，可以选择一相当短的序列并相当频繁地进行传输。

序列中位之间的间隔在这里可以对应于在对OFDM符号过采样时所用的时间区间数值的n倍，下面表示为n间隔。

最好使用具有长度16的CAZAC序列，其意味着在950个可用载波的情形下59.4重的重复。由于精确等同排列的重复会导致相关估价期间的不确定性，所以通过对调制角分配的不同选择和增加恒定的角变量而修正跟随的序列。由于相关的无歧义性每一新获得的序列传输两次，因此在所选择的例子的情形下产生总共29对和一单个的序列。调制也可以通过载波序列差分实现而非直接实现。更为详细的说明包含在DE-A-4128713中。

在这种方法的接收器中，粗同步发生在具有零功率的部分符号的基础上，例如同步脉冲是通过检波并滤除转变为基带的接收到的信号而导出的，并用于定义帧的开始或符号窗。这之后，接收到的同步符号的信号分量的估价发生在粗同步的基础上，以后更为精确地确定由该符号或多个符号占用的时间。

为此目的，如同有用信息的信号分量的情形，以时间序列采样的信号通过FFT变换为频域的表示，并以该种形式由相应的所希望序列-存储在接收器中-复共轭倍乘(对应于一实部)而其结果接着又变回到时域表示。这种结果表示通道脉冲响应，每一符号被采样的时间区间(符号窗)按照它以包括尽可能多的脉冲响应分量的方式定义。为此目的，与帧同步运行的计数器相应地增量或减量。

同步符号的和存储在接收机中的所希望序列转变为频域表示的信号部分的相关以及随后的计算估价提供有关转变为不同频率(例如基带)的接收到的信号的频偏的信息，该频偏在数/模转换和滤波后用作本地振荡器的频率控制。在重复传输较短长度序列的情形下，FFT的结果以段转变为该序列的基本形式并以段平均，然后仅进行使用较短长度的相关。

在n间隔的情形下，为估定的目的而进行接收到的序列与存储的希望序列的相关。相关的结果表示通道脉冲响应，每一符号被采样的时间区间(符号窗)按照它以包括尽可能多的通道脉冲响应的分量的方式定义。

在较短序列扩展传输的情形下，相关时，在接收器中最好仅使用以不变的序列进行采样的每一第n个值。作为可供选择的另一方在序列偏移从1到n个采样区间的接收机中进行n次相关，在这种情案，况下，仅使用得到的每一第n值。在这种情况下，要么仅继续使用带最高峰值的结果，或者将n次相关的结果平均。原则上说来，甚至也可以进行相应的n个采样的平均，然后与其结果进行相关运算。

在这种情形下也可以通过把接收到的序列变换为频率表示，由一相应的所希望序列复共轭倍乘和逆变换而实现该相关或多个相关。一有利的设计也在这种情形下产生，如果同步符号的零分量和有效信号分量各取符号持续时间的一半，因为对于多路径接收，允许的滞后时间为那些达到有效序列长度的持续时间，也就是说，对于双波发送，达到信号分量长度的一半，从而为同步符号持续时间的四分之一，且这一持续时间大约相应于通常使用的保护时间间隔。

被传输的信号可以包括一时频相参考符号，其由一特定数目的CAZAC序列(恒定振幅零自相关)加以调制。然后在每一帧中附加传输至少由一具有比任一所述的CAZAC序列更大长度的伪随机序列调制的另外的参考符号。

在本发明的另外的实施例中，一些所提到的时频相参考符号的CAZAC序列首先由至少具有比任一所述的CAZAC序列更大长度的一个伪随机序列置换，这种较大的序列最好配置在外层载波中，也就是说在最低和最高频率处。

该伪随机序列可以以差分方式编码。该码字被有利地调制在使用QPSK的载波上。

该伪随机序列可以例如通过使用2n－1的最大长度而具有最优的自相关特性(例如M序列)。

在解码器中，在解调(包括FFT)和差分复原后，借助相关而估价这样的附加序列。CAZAC序列的估价以在EP-A-0529421中叙述的方式进行。

结果信息可以用于修正下述各项：

-在接收机中用于频率变换的至少一个振荡器的频率；

-或在一相似的配置中，例如一倍增器；

-或，在PLL控制的振荡器的情形下，参考振荡器的修正。

附加的伪随机序列用作扩展区信息并使普通接收机振荡器频率的明显偏离能够被确定和修正或如果发送机频率从一预定的模式偏离(偏移)能够确定和修正振荡器频率。

甚至在需要的振荡器或频率变换精度达到后还要进一步估价传输的伪随机序列。然而只要不超过一确定的偏离范围这一结果也可以无效。

作为进一步的特征，在一帧内，有可能使用许多由CAZCA序列调制的符号和附加的伪随机序列。

参考符号可以有利地用作时频相符号。

上面叙述的两种类型的参考符号都可以与由一载波和一时间窗或一时间符号定义的另外的特定符号或引导元一道使用，也就是说其在特定的时间区间仅占用一些载波，以便决定通道状态和用于相继的通道修正。

原则上说来，按照本发明的方法适宜于以帧方式使用多重调制载波、零符号和用CAZAC序列调制的时频相参考符号的数字信号传输，要么由至少具有比任一所述CAZAC序列更大长度的伪随机序列调制的至少一另外的参考符号在一帧内被传输，或所述时频相参考符号也被至少一个具有比任一所述的CAZAC序列更大长度的伪随机序列调制，这些具有更大长度的序列基本上安排在外层载波内，也就是说在最低和最高载波频率处。

按照本发明的有利的发展可从有关的独立权利要求中看出。

原则上说来，用于对按照本发明的方法传输的数字信号解码的本发明设备包括：

-解调接收到的信号的解调装置；

-用于检测零符号的下游零信号分量检测器装置；

-用于解调的所收到信号的OFDM解码器装置；

-用于解调的所收到信号的数字同步估价装置，其由零信号分量检测器装置的输出信号控制且其控制OFDM解码装置并附带评定要么由至少一个具有比任一CAZAC序列更大长度的伪随机序列调制的另外的参考符号，要么也由至少一个具有比任一CAZAC序列更大长度的伪随机序列调制的时频相参考符号，这些具有更大长度的序列，基本上安排在外层载波内，也就是说在最低和最高载波频率处。

按照本发明的设备的有利的发展从有关的独立权利要求中可以看出。

本发明示范的实施例参考附图说明，其中：

图1表示信号结构；

图2表示发送机端的框图；

图3表示接收机端的框图；

图4表示在n间隔的情形下的接收机同步的框图；

图5表示接收机同步的另一框图；

图6表示在第一方式中同步和参考符号以及引导元的排列；

图7表示在第二方式中同步和参考符号以及引导元的排列；

图8表示按照本发明的接收机的另一框图；

图9表示图8中的数字同步的详细框图；

图10表示一基本的CAZAC序列。

在图1中，整个帧R首先包括具有0或接近0功率的划影线的分量1，然后是带不同于有用信号的调制的同步符号的信号分量1，1＋2组成整个同步符号。然后跟随着带OFDM符号的有用数据的段3。

在图2中的OFDM信号发生器5中，一OFDM基带信号借助于有用数据流D产生(例如电视视频数据)。在同步级8，由零分量和信号分量(序列)组成的同步符号由时钟信号C在基带中产生。级5和8中的信号之间的同步在下面的意义上建立，在级8产生的时钟和窗信号控制级5的信号定时。产生的这两个基带信号分量在加法器级6结合。包括OFDM信号和同步符号的加法器级6的输出信号通过D/A转换器9馈送给调制器10。所述调制器在端子11上提供调制的RF(射频)信号。被调制的载波信号由载波振荡器TO馈送到调制器10。

在图3的解调器级13，接收到的RF信号借助于从振荡器TO到达的信号向下变换到基带。级13的输出信号一方面传送到A/D转换器14和，另一方面传送到电路15用来估定零分量，其结果用于控制在数字同步级16中同步符号的信号分量的估定。为此目的后者接收A/D转换器14的输出信号，该输出信号另外也送到OFDM信号处理电路17。级16的帧开始和符号窗输出控制电路17。另外，输出信号的同步分量控制时钟发生器18，其反过来又产生电路17所需要的控制信号。在端子19可再次得到数据信号D，在端子20上可得到对重放电路定时的时钟信号C。

图4表示接收机同步的框图。基带信号BS通过端子21到I²＋Q²级22的输入端，其输出端通过滤波器23和比较器24连接到计时电路(ZP)25的输入端。在这种场合，将信号分量I和Q的平方相加、滤波并与比较器24中的阈值比较。所得结果是一同步脉冲，它对应于零分量并在电路25中为其确定帧开始和符号窗的时间临时点。电路25的输出信号输送到同步监视电路26的第一输入端，其输出连接到符号/帧计数器(SRZ)27的输入端。数字同步符号DS从端30输送到相关器31的输入端，其中由窗口信号35计时，并进行接收到的数据序列和存储的所希望序列的相关。所得结果是一描述通道脉冲响应的数据值的时间序列。使用这个信号。帧开始和符号窗的精确计时在积分和定位电路(IZP)32中发生。取决于该信号是暂时领先或滞后于预备帧，在级33形成相应的定位信息并通过同步监视电路26向前送到帧计数器。

电路27的输出端28为帧开始和符号窗供给信号并附带地通过线路29反馈到电路26的另一输入端。电路27的第二输出端通过线路34供给相关器31窗信号35。从时钟发生器来的时钟信号C加在电路27的控制输入端36上。

在图5中，基带信号BS通过端21输送到I²＋Q²级22的输入端，其输出端通过滤波器23和比较器24连接到计时电路(ZP)25的输入端。在这种场合，将信号分量I和Q的平方相加、滤波并与比较器24中的阈值比较。所得结果是一同步脉冲，它对应于零分量并在电路25中为其确定用于帧开始和符号窗的时间临时点。电路25的输出信号输送到同步监视电路26的第一输入端，其输出连接到符号/帧计数器(SRZ)27的输入端。

从端30来的数字化同步信号DS由FFT电路41变换为频域的表示，然后在级42由存储在接收机中的相应的所希望序列复共轭倍乘，其相应于一实部。级42的结果接着又在FFT^-1的级43中再一次变回时域表示。从级43输出的信号送到实现积分和计时的级32。从级32输出的信号送到级(KE)30进行修正确定然后馈送到级26的第二输入端。

级41的输出信号还送到差分解调器44，接着在关于频率或载波序列进行差分解调后送到相关器45。相关器45的输出信号在D/A转换器/滤波器46中转变为出现在端40上的一AFC信号并用于本地振荡器的频率控制。

符号/帧计数器(SRZ)27接收从时钟发生器47来的时钟信号。符号/帧计数器的一个输出通过线34供应同步符号窗脉冲35给FFT级41。帧开始和符号窗的控制信号通过计数器27的另一输出端引出。

在下面有关参考符号和参考码元的分布和调制的说明部分中，零符号(或带有零分量的符号)含有数字“0”，而一帧的数据和参考符号用A＝1、B、C、D、E、F和G编号。

第一方式：

图6表示在水平方向上一帧内的符号和在垂直方向上的载波编号1...26...。排列在左边缘的是用作同步目的的零符号NS。符号A、C＋1和E＋1用作参考符号。引导元PC在二维平面上以均匀的间隔排列，也就是说引导元序列相应地在PC3和PCN之间连续。大约使用2000个载波。

每一参考符号以两个具有长度255的M序列(具有最大长度的序列)和具有长度(2倍)16的一组44双倍CAZAC序列的组合进行QPSK调制。M序列的特征在于，生成多项式八进制717和八进制747被差分编码并排列在载波位置的“外层”部分(在最低和最高频率处)。CAZAC序列由基本或源CAZAC序列通过转动n*π/2，并通过差分编码(在频率上)，通过倍增(一个接一个地将相同频率两倍)和通过加上n倍π/2的相移而导出。22个这样的序列设置在信号的中心频率的以下，其它22个序列设置在信号的中心频率以上。

图10表示具有长度为16的基本/源CAZAC序列，用它定义了Cv的实部和虚部。

按对的排列允许在接收机中进行相关而不受任何(不同的)相邻序列干扰。在这种场合下仅利用倍增序列的中部。

目标是在时间周期之内获得一尽可能清楚而确定的单位脉冲响应。

每一参考符号的整个序列组由近似最优自相关特性在±20移位或±20个载波范围内识别，还应该注意像偏移半个载波间隔一类的临界条件。

引导元S_i，k的位置i和k，其中i是符号编号而k是载波编号，由下面的等式决定：

第一组：

i＝(n)mod(L－1)＋L*m＋2；    k＝2*n＋1

第二组：

i＝(n＋(L－1)/2)mod(L－1)＋L*m＋2；k＝2*n＋2其中n＝0，1，2…M/2-1；m＝0，1，2。L可能等于C而M是略小于载波总数的某一数。i＝G＋1的码元移位到按照i＝G的相同载波位置，而k＞m的结果忽略。

引导元用固定相位和振幅调制，例如使用QPSK调制。

该调制可以选择为等同于参考符号的调制，这意味着在载波k的位置的每一码元具有和在参考符号下位于载波k位置的码元同样的调制。

已定义的码元的总数具有例如为(G＋1)/L个全部符号的容量。这产生总数为参考信号的相应加倍数目的符号和一附加符号，如果零符号已与该数合并的话。

第二方式：

图7表示在水平方向上一帧内的符号和在垂直方向上的载波编号1...26...。排列在左边缘的是第一符号NS＋R。引导元PC在二维平面上以固定间隔分布，也就是说引导元序列对应地在PC3和PCN之间一致连续。例如大约运用8000个载波。

第一符号NS＋R(编号0)分成两个时间期间，一0功率部分(零信号分量)和一有效部分，其包括OFDM调制的具有OFDM数据符号一半长度的“参考”信号。载波间隔作相应加倍，其产生大约4000个载波。符号0的有效部分和一些符号B、C、D、E、F用作参考符号。编号为1到8000的这些载波的使用，例如在这些符号内，如下：

-符号0的有效部分：所有载波(间隔加倍的)；位置等同于其它符号中的奇载波的那些位置；

-符号B和F：偶载波；

-符号C和E：奇载波；

-符号D：所有载波。

剩余的时隙或参考符号的码元用于传输信号数据(用户数据)。这对应于使用每帧(G＋1)/L(全部)符号的容量-从符号0导出的信号部分没有计算在或没有包含在作为零符号的计算中。以这种方式，参考符号的总开销和在上面第一方式中叙述的一样。

符号0的有效部分和符号D通过QPSK以具有长度为511的M序列(最大长度序列)和一组具有长度为16的CAZAC序列的组合调制。两个M序列和88双倍CAZAC序列用于符号0；符号D的对应值是四个M序列和176双倍的CAZAC序列。其它的参考符号B、C、E和F以固定的相位和振幅调制，例如使用QPSK调制。

M序列可以使用生成多项式八进制1725、八进制1257、八进制1423和八进制1443，其由差分编码(在频率上)并设置在载波位置的外层部分(最低和最高的频率处)。该CAZAC序列以在第一方式中说明的方式导出。这些序列对称地配置在信号中心频率的以下和以上。在第一参考符号下的整个序列组的特征在于，在对应于±80个具有1kHz间隔的载波的至少±40个移位的范围内的近似最优自相关特性，还应该注意像以半个载波间隔的偏移一类的临界条件。带编号D的参考符号满足类似条件。所用基本序列和源序列和第一方式所用的一样。符号内部的排列可变化。

在图8中，接收到的或先前接收到而存储起来的输入信号INP在解调器电路DEM中解调。接收机中的时间同步以检测在下游零信号分量检测器NSD中的零信号而开始，其执行一包络计算、匹配滤波和一中心计算。这一点既可以借助于模拟/数字变换实现也可以通过纯数字处理。在ADC中进行A/D变换后，解调器DEM的输出信号作为基带信号BBS传输到提供最后的输出信号OP的OFDM解码器OFDM并传输到一数字同步估价器DES，其控制OFDM并为时钟发生器CLG提供控制数据。CLG给OFDM计时并输出时间信号TIM。

按照图9，在DSE中时间同步和频率同步在频域中并行进行。在电路FFT中FFT(快速富氏变换)处理以一基于检测到的零符号或零信号分量的窗开始。在时间同步的段内，从FFT来的信号X_k通过一复共轭序列乘法器CCSM和一逆FFT电路FFT^-1传输到第一估价电路EV1。该帧的第一参考符号在这些电路中作为时间基准被估定。该操作可以被视为等同于在时域的相关并提供通道脉冲响应。与先前的FFT窗或帧开始有关的第一或主脉冲TIMC的位置用于FFT窗和时钟发生器CLG的微调FFTW。

在EV1中，由从通道脉冲响应导出的脉冲控制的祯同步计数器提供帧开始和其它时间信息TIMC、符号开始、FFT窗和例如通过划分帧开始点之间的时间区间导出的采样率。

频率同步以对A/D转换和FFT变换的基带信号BBS的频率偏移的粗估价开始。(变换的)信号X_k在差分解调器DDEM中差分解码，而参考符号的M序列分量与存储的参考序列-例如在COR中-的相关在COR中在离期望的中心点至少±20个载波移位的范围进行。从不同序列得到的结果在下游第二估价电路EV2中取平均。所得到的离期望的中心点的最大偏移在D/A转换器DACF中变换并滤波，形成一等价的模拟数值AFC，然后用于修正例如在解调器DEM上游的RF部分中混合振荡器或多个混合振荡器的偏移。重复这些方法步骤，直到偏移小于±5个载波。

一相似的差分解调DDEM和频域内的相关过程COR，但是现在具有参考符号的CAZAC序列分量并是在±7个载波位移上执行的，提供一第一近似频偏值。为更精确起见，不同区域—各具有同样的序列两次-被变换回原来的序列并取平均(在EV2中)。最后，与该结果进行相关。

通过修改的差分解调操作和精确的修正/计算可以获得频偏的精确值。在这种场合，仅在邻近精确群集(constellation))处执行两个相关步骤，而这两个结果用于计算频偏。从第一近似估价和精确相关两者来的信息-与从粗略估价来的信息结合-经过D/A转换和滤波，用来修正混合振荡器或多个混合振荡器的频率参考。

该方法的步骤和相应的数学说明作为第一方式的一例引证在下面。必须注意，在这种场合下的载波位置是按照0到2047的FFT范围编号的。

频率估价和修正发生在两个步骤中，粗略和近似估价和修正，可将后者视为连续频率控制(AFC)。接收到的参考符号UK的差分解调首先在整个长度上发生：

V_k＝U_k＋1U^* _k；65≤k≤1982之后，对粗略估价执行下面的计算(或方法步骤)： $W_{M\mathrm{1,1}}=\underset{m=0}{\overset{254}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{M1,m+65}{Y^{\′}}_{\text{M1,}(m-1)\mathrm{mod}255};$ -25≤1≤25 $W_{M\mathrm{2,1}}=\underset{m=0}{\overset{254}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{M2,m+1728}{Y^{\′}}_{M2,(m-1+63)\mathrm{mod}255};$ -25≤1≤25

|W_w，1|在范围-25≤l≤25的最大值决定了l_w，max的值。下面的计算(或方法步骤)用于近似估价：-把差分调制值V₃₂₀...V₁₇₂₇分成44个具有长度为32的区(22个在中心以下，22个在以上)；-按照上面叙述的调制方案把44个区恢复为源CAZAC序列，必须使用下面的相移：-A...D：0-E...H：π/2-I...M：π-N...Q：-π/2-把所有区的对应值取平均；结果是32个值宽；-估价： $W_{N,1}=\underset{m=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{V}_m{C^{*}}_{(m-1)\mathrm{mod}16};$ -7≤1≤7

-求出W_N，max＝max |W_N，I|，其位于l_N，max处；有可能使用该结果来计算△f＝l_N，maxFs；

-从接收到的参考符号值UK中选择44个具有长度为32的区；

22个在新中点以下，22个在以上，该新中点由理论中心点通过使用l_N，max的修正而导出；新的平均值定义为U′_ko此后使用图5的说明对c^* _m和C^* _(m＋1)mod16进行估值：

V′₁＝U′_1＋1U′^* _1＋2＋U′_1＋2U′^* _l；    0≤1＜16 $B=\underset{m=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{V^{\′}}_m{C^{*}}_m$ $C=\underset{m=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{V^{\′}}_m{C^{*}}_{(m+1)\mathrm{mod}16}$ D＝2W_N，1N，max-BE＝2W_N，1N，max-C $\mathrm{\Δf}=F_s\[l_{N,\max }+\frac{{\mathrm{EC}}^{*}-{\mathrm{DB}}^{*}}{{\mathrm{EE}}^{*}+{\mathrm{DD}}^{*}}\]$

通过平均44个结果值算出最后的结果△f：所有参考符号的最终△f值在D/A转换和滤波后用来以上述方式在RF部分中控制参考振荡器或多个参考振荡器。

对应的基本公式用于第二方式，必须按照图1中说明的帧结构采用M序列估价部分(M1...M4和对应的相关范围)的参量。

接收机中的相干OFDM解调需要对所有接收到的和向下变换的载波信号进行相位修正。此种修正基于该通道状态的估价。下面的估价操作是基于参考符号和引导元的估价。

为减小噪声效应，收到的参考符号值可以在两个域或两维：时间和频率上平均/滤波。最后的选择取决于通道的行为，其由传播时间变化范围和参量变化率而表征。

在第一方式中，适当的滤波可以就在时域实现(将频率削减到20Hz)。例如有可能使用具有四倍于参考符号之间间隙长度的滤波器或具有自相关中心点的±2间隙的滤波器。

在时域滤波之后，将这些数值进行内插以便获得所有数据符号/数值的需要参考值，使用具有(四参考点)的三阶内插方法。最后，按照所接收到的参考值从定义值的偏离来修正接收到的数据值。

在第一方式下，执行下面的方法步骤：

a)参考符号和引导元的收到的振幅的偏离ar_ref，k和存储值a_ref，k和φ_ref，k的相位φ_ref，k必须对每一载波分别计算： $r_{k,\mathrm{ref}}=\frac{{\mathrm{ar}}_{k,\mathrm{ref}}}{a_{k,\mathrm{ref}}};$ △φ_k，ref＝φ_rk，ref－φ_k，ref

对偏移的滤波产生新偏移值：

    r′_k，ref＝1/2.5(-0.25r_k，ref－2d＋r_k，ref－d+r_k，ref＋r_k，ref＋d－0.25r_k，ref＋2d)

用数值△φ_k，ref代替r_k，ref，使用同样的公式计算△′φ_k，ref。

达到大约20Hz该滤波是线性的，作为其结果，该混合振荡器或多个混合振荡器的低频干扰分量或变到该值的通道变化率完全包含在内。

滤波操作需要特定量的所收到的数据存储在接收机中，亦即对建议的滤波器来说为一帧的2/3。

b)用三阶内插计算数据符号的有关修正值r_k，i和φ_k，i，i定义参考点“k，ref＋d”和“k，ref”之间的位置。公式在下面给出(C0...C3是中间结果)：

C0_k，ref＝r′_k，ref

C1_k，ref＝1/6d(-r′_k，ref＋2d＋6r′_k，ref＋d－3r′_k，ref－2r′_k，ref－d)

C2_k，ref＝1/2d²(r′_k，ref＋d－2r′_k，ref+r′_k，ref－d)

C3_k，ref＝1/2d³(r′_k，ref＋2d－3r′_k，ref＋d+3r′_k，ref－r′_k，ref－d)

r_k，i＝C0_k，ref＋C1_k，ref*(i－ref)＋C2_k，ref*(i－ref)²＋C3_k，ref*(i－ref)³

d＝25；ref＜i＜ref＋d

现在用相位值△′φ_k，ref代替r′_k，ref，使用同样的公式计算△φ_k，ref。

参考符号方法和引导元方法两者带同样下标的结果都取平均，产生最后的修正值为rres_k，i和△φres_k，i。

内插法的精确度对可以使用滤波方法处理的最高频率而言比1％更好。

内插法所需要的计算数目相当大。为减少计算需要，可以在接收机中存储一组相应计算的内插曲线。在这种场合下，仅需要计算这些存储曲线的寻址数据。所需存储容量不应超过50千字节。

c)收到数据的值可以利用下列公式修正： $a_{k,j}=\frac{{\mathrm{ar}}_{k,i}}{{\mathrm{rres}}_{k,i}};$ φ_k，i＝φr_k，i－△φres_k，i

在第二方式下，有关的方法步骤以相应的方式进行。

本发明可以应用于例如数字电视、数字音频或其它数据信号的传输，特别是全球传输。

Claims (34)

1.用于利用多重调制载波(1...26...)、零符号(NS)和一由CAZAC序列调制的时频相参考符号以帧方式传输数字信号的方法，其特征在于，在一帧内传输至少一个另外的参考符号(A、C＋1、E＋1)，其由至少一个具有比任何CAZAC序列更大长度的伪随机序列调制。

2.按照权利要求1的方法，其特征在于，另外的参考符号也相似地用作时频相参考符号。

3.用于使用多重调制载波(1...26...)、零符号(NS＋R)和一由CAZAC序列调制的时频相参考符号以帧方式传输数字信号的方法，其特征在于，该时频相参考符号也至少由一个具有比任何CAZAC序列更大长度的伪随机序列(A、B、C、D、E、 F)调制，这些具有更大长度的序列，基本排列在外层载波中，也就是说在最低和最高载波频率处。

4.按照权利要求1到3中一个或多个权利要求的方法，其特征在于，零符号(NS＋R)被分为具有零功率的部分和用作参考符号的部分。

5.按照权利要求1到4中一个或多个权利要求的方法，其特征在于，这些符号用QPSK或QAM载波(1...26...)进行调制。

6.按照权利要求1到5中一个或多个权利要求的方法，其特征在于，伪随机序列在调制、最好是QPSK调制之前进行差分编码。

7.按照权利要求1到6中一个或多个权利要求的方法，其特征在于，为伪随机序列选择一最大长度，其可以是M序列。

8.按照权利要求1到7中一个或多个权利要求的方法，其特征在于，对通道状态的确定和对相继通道的修正，利用参考符号连同另外的特殊符号或引导元(PC)-其由载波和时隙或时间符号确定，也就是说其在特定的时间区间仅占用某些载波。

9.用于对按照权利要求1到8的一个或多个权项传输或存储的数字信号进行解码的设备，包括：

-用于解调接收到的信号(INP)的解调装置(DEM)；

-用于检测零符号(NS、NS＋R)的下游零信号分量检测器装置(NSD)；

-用于解调的所收到信号的OFDM解码器装置(OFDM)；

-用于解调的所收到信号的数字同步估价装置(DSE)，其由零信号分量检测器装置(NSD)的输出信号控制，该装置控制OFDM解码装置(OFDM)并附带地要么估价由至少一个具有比任一CAZAC序列更大长度的伪随机序列调制的另外的参考符号(A、C＋1、E＋1)，或者估价也由至少一个具有比任一CAZAC序列更大长度的伪随机序列(A、B、C、D、E、F)调制的时频相参考信号，这些具有更大长度的序列基本上排列在外层载波中，也就是说在最低和最高载波频率处。

10.按照权利要求9的设备，其特征在于，使用FFT装置(FFT)、差分解调装置(DDEM)和相关装置(COR)估价该伪随机序列。

11.按照权利要求10的设备，其特征在于，该估价结果和CAZAC序列的估价结果用于至少一个在该设备中用于频率变换的振荡器的频率修正，和/或用于与PLL控制的振荡器协同作用的一参考振荡器的修正。

12.按照权利要求9到11中一个或多个权利要求的设备，其特征在于，对附加传输的伪随机序列进行估价以便确定和修正在该设备中的一振荡器的正常频率的偏移，或以便相对于接收端频率模式或发送器频率漂移修正发送器频率的偏移。

13.按照权利要求12的设备，其特征在于，一旦达到需要的振荡器或频率变换精度，该伪随机序列继续被估价，但只要不超过定义的偏移，就不再有任何效果。

14.利用多重调制载波并具有一同步符号以帧方式传输数字信号的方法，该同步符号分布在信号带宽上，它的持续时间的零部分(1)的信号功率为零或实际为零，该方法的特征在于，在一另外的时间段(2)，通过仅利用一半有效符号长度的所有其它载波，使用不同于用在剩余信号部分(3)中的调制-特别是OFDM调制-的调制，该方法的特征还在于，至少一个具有最优自相关特性的位序列在同步符号的信号部分传输，位序列的信息序列以从最低到最高频率或从最高到最低频率的顺序分配到载波上，因而在接收器中在零功率的部分符号的基础上可产生粗同步，此后，对同步符号的接收到的信号分量的测定可以在粗同步的基础上进行，而在这之后，可以更精确确定一个或多个符号的时间区间。

15.按照权利要求14的方法，其特征在于，零部分(1)的长度近似对应于OFDM符号持续时间的一半。

16.按照权利要求14或15的方法，其特征在于，选择具有小于最大可能长度的长度的序列并重复传输。

17.按照权利要求14到16的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，在多次传输的场合，使用相同基本类型的变体并且每一变体至少传输两次。

18.按照权利要求14到17的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，在QPSK调制的场合，序列仅在一个子通道(I或Q)内传输且数据序列在其它子通道内保持恒定。

19.按照权利要求14到17的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，在QPSK调制的场合，序列在两个子通道(I和Q)内都传输，但带有不同的符号(0或1)。

20.按照权利要求14到19的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，在QAM或多分辨率QAM的场合，同步信号的调制发生在最低的电平，也就是说在QPSK的基部。

21.按照权利要求14到20的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，在零部分(1)期间，以如此低的总功率传输减少数目的载波-用于发送器识别-，以致在接收器内零分量的检测不受明显影响。

22.按照权利要求14到21的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，为对帧长度、每帧有用符号的数量和采样序列之间关系作出最佳选择，为(整个)同步符号选择稍微不同于OFDM符号持续时间的长度，其中将零分量(1)稍微缩短或加长。

23.对已按照权利要求14到22的一个或多个权利要求传输或存储的信号进行估价的方法，其特征在于，同步符号信号分量被变换(41)到频域，然后由一存储的所需序列复共轭倍乘(42)，然后再变换(43)回时域，所得到的通道脉冲响应用于精确确定(32、30)这些符号的时间区间。

24.按照权利要求23的方法，其特征在于，对变换为频域的信号和存储的所需序列进行相关(45)，而其结果表示关于在接收机中变换的信号对另一频率例如基带的频偏的信息，并用于控制(AFC)频率转换器的振荡器。

25.按照权利要求23或24的方法，其特征在于，变换为频域的信号被细分为对应于被传输的序列的排列的段，同时单个段的部分结果被转变为基本序列的形式且取平均，并进行该序列的基本形式与存储的所需序列的相关，其结果表示关于在接收器中变换的信号的频偏的信息，并用于控制(AFC)在接收端的频率转换器的振荡器。

26.按照权利要求23到25的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，对每一单个载波确定的同步符号的相位值用在差分调制/解调(44)中，作为对调制在载波上的(跟随的)有用信息的参考值，或在相干调制/解调的场合，用从同步符号预定所需相角的偏移来修正相继确定的有用信息的相角。

27.按照权利要求23到26的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，不包含在同步符号中的载波的参考和修正值用已知数学方法借助于内插由相邻载波的参考和修正值而获得。

28.对已按照权利要求14到22的一个或多个权利要求传输或存储的数字信号解码的设备，包括：

-解调接收到的信号(RF)的解调装置(13、TO)；

-检测零部分(1)的下游零信号分量检测器装置(15)；

-用于解调的接收到信号的OFDM解码器装置(OFDM)；

-用于解调的接收到信号的数字同步估价装置(16)，其由零信号分量检测器装置(15)的输出信号控制和其控制(18)OFDM解码器装置(17)，同步符号信号分量在同步估价装置(16)中被变换(41)到频域，然后由一存储在该设备中的所需序列复共轭倍乘(42)和变换(43)回时域，所得通道脉冲响应用于精确确定诸符号的时间区间。

29.利用多重调制载波并具有分布在信号带宽上的同步符号以帧方式传输数字信号的方法，该信号的功率在同步符号的符号持续期间的零部分(1)为零或实际为零，该方法的特征在于，在另外的时间段(2)，通过传输具有一定义的时间序列且被调制在一中心定位的载波上并包括至少一个具有最优自相关特性的序列的位信息，使用不同于用在剩余信号部分(3)的调制-特别是OFDM调制-的调制，该方法的特征还在于该序列的位之间的间隔对应于在对OFDM符号采样或过采样中所用的时间区间，或对应于这些时间区间的倍数。

30.按照权利要求29的方法，其特征在于，一个序列C-F响应大约OFDM符号长度的四分之一。

31.按照权利要求29或30的方法，其特征在于，该序列被传输两次且最好有512-1的长度。

32.按照权利要求29到31的一个或多个权利要求的方法，其特征在于，该序列的位之间的间隔对应于在对OFDM符号过采样中所用的时间区间值的n倍，或该序列的数值在所有场合下以一确定的采样序列的n倍相继传输。

33.对已按照29到32的一个或多个权利要求传输或存储的信号进行估价方法，其特征在于，同步符号信号分量与存储的所需序列相关(31)，所得结果表示关于在接收机中的变换的信号对另一频率例如基带频率的频偏的信息，并用于控制(AFC)接收机的频率变换器的振荡器，仅将以不变的序列采样的每一第n个值用在相关中，或以一个到n个采样区间的序列偏移进行n次相关，在这种场合下仅使用所获得的每一第n个值，并且仅进一步应用具有最高峰值的结果。

34.按照权利要求33的方法，其特征在于，以一个到n个采样区间的序列偏移进行相关，在这种场合下仅使用所获得的每一第n个值，并且n次相关的结果取平均(32)。

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