JP2000115115A - 直交マルチキャリア信号の生成方法及び復号方法 - Google Patents
直交マルチキャリア信号の生成方法及び復号方法Info
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- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
Abstract
(57)【要約】
【課題】 間欠型の直交マルチキャリア信号を生成する
ためのｎ×ｍポイントのＩＤＦＴ変換を実現するための
回路やプロセッサはポイント数が多いので演算量が多
く、また回路規模が大きく高コストな構成となってしま
う。 【解決手段】 ８本おきで全部で１２８本の搬送波で情
報を伝送する間欠型の直交マルチキャリア信号を生成す
る場合は、１２８ポイントＩＤＦＴ変換を行い、間欠型
でないマルチキャリア信号を発生させる。これにより
（Ａ）に周波数スペクトラムを示す間欠型でないマルチ
キャリア信号を生成し、これを８回繰り返して合成した
後所定のシンボル期間で転送する。これにより、（Ｂ）
に周波数スペクトラムを示すように、８本おきの搬送波
からなる間欠型マルチキャリア信号を生成できる。従っ
て、従来よりポイント数の少ない１２８ポイントＩＤＦ
Ｔ変換を行う演算回路で、所望の間欠型の直交マルチキ
ャリア信号を生成できる。
ためのｎ×ｍポイントのＩＤＦＴ変換を実現するための
回路やプロセッサはポイント数が多いので演算量が多
く、また回路規模が大きく高コストな構成となってしま
う。 【解決手段】 ８本おきで全部で１２８本の搬送波で情
報を伝送する間欠型の直交マルチキャリア信号を生成す
る場合は、１２８ポイントＩＤＦＴ変換を行い、間欠型
でないマルチキャリア信号を発生させる。これにより
（Ａ）に周波数スペクトラムを示す間欠型でないマルチ
キャリア信号を生成し、これを８回繰り返して合成した
後所定のシンボル期間で転送する。これにより、（Ｂ）
に周波数スペクトラムを示すように、８本おきの搬送波
からなる間欠型マルチキャリア信号を生成できる。従っ
て、従来よりポイント数の少ない１２８ポイントＩＤＦ
Ｔ変換を行う演算回路で、所望の間欠型の直交マルチキ
ャリア信号を生成できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交マルチキャリア
信号の生成方法及び復号方法に係り、特に伝送すべき情
報を所定の帯域で伝送するためのディジタル変調方式に
間欠的にキャリアを使用する直交マルチキャリア信号の
生成方法及び復号方法に関する。
信号の生成方法及び復号方法に係り、特に伝送すべき情
報を所定の帯域で伝送するためのディジタル変調方式に
間欠的にキャリアを使用する直交マルチキャリア信号の
生成方法及び復号方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル情報を伝送する場合、単一周
波数の搬送波（キャリア）をディジタル情報に基づいて
位相変調（ＰＳＫ）、あるいは直交振幅変調（ＱＡＭ）
するなどしてから伝送する方法が広く知られている。位
相変調（ＰＳＫ）方式は、伝送すべきディジタル情報を
搬送波の位相成分に対応させて情報を伝送する方式であ
り、直交振幅変調（ＱＡＭ）方式は、搬送波の位相と振
幅の両方を変化させる方式である。従来は、これらの変
調方式のいずれを採用した伝送システムでも、単一周波
数の搬送波が所定の伝送帯域幅に納まるように変調して
伝送している。
波数の搬送波（キャリア）をディジタル情報に基づいて
位相変調（ＰＳＫ）、あるいは直交振幅変調（ＱＡＭ）
するなどしてから伝送する方法が広く知られている。位
相変調（ＰＳＫ）方式は、伝送すべきディジタル情報を
搬送波の位相成分に対応させて情報を伝送する方式であ
り、直交振幅変調（ＱＡＭ）方式は、搬送波の位相と振
幅の両方を変化させる方式である。従来は、これらの変
調方式のいずれを採用した伝送システムでも、単一周波
数の搬送波が所定の伝送帯域幅に納まるように変調して
伝送している。
【０００３】一方、最近では新たな伝送方式として、直
交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式と呼ばれるマルチキ
ャリア伝送方式も提案されている。このＯＦＤＭ方式
は、伝送帯域幅内に複数の直交する搬送波を発生させ、
それぞれの搬送波を位相変調や直交振幅変調する方式で
ある。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する
搬送波のスペクトラムが、当該搬送波の周波数位置で零
になることを意味する。
交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式と呼ばれるマルチキ
ャリア伝送方式も提案されている。このＯＦＤＭ方式
は、伝送帯域幅内に複数の直交する搬送波を発生させ、
それぞれの搬送波を位相変調や直交振幅変調する方式で
ある。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する
搬送波のスペクトラムが、当該搬送波の周波数位置で零
になることを意味する。
【０００４】このＯＦＤＭ方式は、各搬送波当たりの占
有帯域幅が狭くなり変調速度が遅くなる一方、複数の搬
送波に情報を分割して伝送するため、総合的な情報の伝
送速度は低下しないという特長がある。また、変調速度
（シンボルレート）が遅くなるため、マルチパスによる
遅延波の干渉領域にガードインターバルなる緩衝時間を
設けても、相対的な効率の低下が少なくて済む。従っ
て、このＯＦＤＭ方式は、マルチパス環境下での特性に
優れ、地上波ディジタル放送の伝送方式として注目され
ている。
有帯域幅が狭くなり変調速度が遅くなる一方、複数の搬
送波に情報を分割して伝送するため、総合的な情報の伝
送速度は低下しないという特長がある。また、変調速度
（シンボルレート）が遅くなるため、マルチパスによる
遅延波の干渉領域にガードインターバルなる緩衝時間を
設けても、相対的な効率の低下が少なくて済む。従っ
て、このＯＦＤＭ方式は、マルチパス環境下での特性に
優れ、地上波ディジタル放送の伝送方式として注目され
ている。
【０００５】ここで、ＯＦＤＭ方式の送信側において
は、ＯＦＤＭ信号、すなわち直交マルチキャリア信号の
発生にＩＤＦＴ変換（逆離散フーリエ変換）が用いられ
る。伝送すべき情報を各搬送波の位相あるいは振幅成分
とみなし、周波数領域からＩＤＦＴ変換を施して時間領
域の信号に変換する。ＯＦＤＭ方式の受信側では、ＤＦ
Ｔ変換（離散フーリエ変換）により時間領域の信号を周
波数領域に戻す処理を行う。近年の半導体技術の進展に
よりこれらの信号処理が比較的高速で実現できるように
なったことも、このＯＦＤＭ方式が注目されている理由
の一つである。
は、ＯＦＤＭ信号、すなわち直交マルチキャリア信号の
発生にＩＤＦＴ変換（逆離散フーリエ変換）が用いられ
る。伝送すべき情報を各搬送波の位相あるいは振幅成分
とみなし、周波数領域からＩＤＦＴ変換を施して時間領
域の信号に変換する。ＯＦＤＭ方式の受信側では、ＤＦ
Ｔ変換（離散フーリエ変換）により時間領域の信号を周
波数領域に戻す処理を行う。近年の半導体技術の進展に
よりこれらの信号処理が比較的高速で実現できるように
なったことも、このＯＦＤＭ方式が注目されている理由
の一つである。
【０００６】かかるＯＦＤＭ信号、すなわち直交マルチ
キャリア信号の伝送においては、直交関係にある隣接す
る搬送波周波数をすべて使用するのではなく、間欠的に
例えば、１本おきに搬送波を使用するようにした場合
は、送受信系の回路誤差等による干渉を低減できるた
め、装置全体の低コスト化に貢献する。また、所定の周
波数間隔おきの搬送波を使用することにより、送信電力
が広い帯域に分散され、送信電力が制限されている、例
えば微弱無線局のようなシステムに適合することができ
る。また、上記の場合は広い伝送帯域を使用するので、
局所的に伝送路が悪化しても、正常な他の伝送路で情報
を伝送することができる。従って、直交マルチキャリア
信号の伝送においては、搬送波周波数を間欠的に使用し
て伝送することが望ましい。
キャリア信号の伝送においては、直交関係にある隣接す
る搬送波周波数をすべて使用するのではなく、間欠的に
例えば、１本おきに搬送波を使用するようにした場合
は、送受信系の回路誤差等による干渉を低減できるた
め、装置全体の低コスト化に貢献する。また、所定の周
波数間隔おきの搬送波を使用することにより、送信電力
が広い帯域に分散され、送信電力が制限されている、例
えば微弱無線局のようなシステムに適合することができ
る。また、上記の場合は広い伝送帯域を使用するので、
局所的に伝送路が悪化しても、正常な他の伝送路で情報
を伝送することができる。従って、直交マルチキャリア
信号の伝送においては、搬送波周波数を間欠的に使用し
て伝送することが望ましい。
【０００７】また、例えば所定の間隔でパイロット信号
を挿入するシステムにおいて、所定間隔のパイロット信
号を、伝送すべき情報と分けて生成するようにした場合
は、伝送すべき情報の信号生成の負担を軽減することが
できる。復号においても同様の効果が期待できるととも
に、パイロット信号のみを別に復号できるため、伝送帯
域全体の特性を直ちに把握できるようになる。従って、
直交マルチキャリア信号の伝送においては、所定間隔の
パイロット信号を、伝送すべき情報と分けて生成するこ
とが望ましい。
を挿入するシステムにおいて、所定間隔のパイロット信
号を、伝送すべき情報と分けて生成するようにした場合
は、伝送すべき情報の信号生成の負担を軽減することが
できる。復号においても同様の効果が期待できるととも
に、パイロット信号のみを別に復号できるため、伝送帯
域全体の特性を直ちに把握できるようになる。従って、
直交マルチキャリア信号の伝送においては、所定間隔の
パイロット信号を、伝送すべき情報と分けて生成するこ
とが望ましい。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記のＯＦＤＭ方式に
よる従来の直交マルチキャリア信号の生成方法では、間
欠的に搬送波を使用する場合、例えばｎ本おきに搬送波
を使用し、全部でｍ本の搬送波を使用する場合は、ｎ×
ｍ本の直交関係にある搬送波を生成するｎ×ｍポイント
のＩＤＦＴ変換を利用し、Ｎ本以下の複数の搬送波毎に
そのうちの１本の搬送波のみ情報データで変調させ、残
りの（ｎ−１）本の搬送波は零データで変調させて搬送
波を発生させないようにしている。これは所定間隔のパ
イロット信号を、伝送すべき情報と分けて生成する場合
も同様である。
よる従来の直交マルチキャリア信号の生成方法では、間
欠的に搬送波を使用する場合、例えばｎ本おきに搬送波
を使用し、全部でｍ本の搬送波を使用する場合は、ｎ×
ｍ本の直交関係にある搬送波を生成するｎ×ｍポイント
のＩＤＦＴ変換を利用し、Ｎ本以下の複数の搬送波毎に
そのうちの１本の搬送波のみ情報データで変調させ、残
りの（ｎ−１）本の搬送波は零データで変調させて搬送
波を発生させないようにしている。これは所定間隔のパ
イロット信号を、伝送すべき情報と分けて生成する場合
も同様である。
【０００９】しかし、既述したＩＤＦＴ変換等は、大規
模半導体集積回路（ＬＳＩ）化された大規模なディジタ
ルＩＣ回路で実現され、あるいは高速ディジタル信号処
理プロセッサ（ＤＳＰ）などで演算されるため、上記の
ｎ×ｍポイントのＩＤＦＴ変換を実現するための回路や
プロセッサはポイント数が多いので演算量が多く、また
回路規模が大きく高コストな構成となってしまうという
問題がある。
模半導体集積回路（ＬＳＩ）化された大規模なディジタ
ルＩＣ回路で実現され、あるいは高速ディジタル信号処
理プロセッサ（ＤＳＰ）などで演算されるため、上記の
ｎ×ｍポイントのＩＤＦＴ変換を実現するための回路や
プロセッサはポイント数が多いので演算量が多く、また
回路規模が大きく高コストな構成となってしまうという
問題がある。
【００１０】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
安価な構成で間欠的な直交マルチキャリア信号を生成し
得る直交マルチキャリア信号の生成方法及びその直交マ
ルチキャリア信号を復号し得る復号方法を提供すること
を目的とする。
安価な構成で間欠的な直交マルチキャリア信号を生成し
得る直交マルチキャリア信号の生成方法及びその直交マ
ルチキャリア信号を復号し得る復号方法を提供すること
を目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の直交マルチキャリア信号の生成方法では、
Ｎポイント（Ｎは２以上の整数）の逆離散フーリエ変換
でＮ本以下の複数の搬送波からなる直交マルチキャリア
信号列を生成した後、この信号列をＭ回（Ｍは２以上の
整数）繰り返し並べて新たな信号列を生成する第１のス
テップと、第１のステップで生成した信号列を、直交マ
ルチキャリア信号のシンボル期間に相当する期間で送出
する第２のステップとを含み、第２のステップによりＮ
本以下の複数の搬送波のうちＭ本おきの搬送波からなる
間欠型の直交マルチキャリア信号を生成することを特徴
とする。
め、本発明の直交マルチキャリア信号の生成方法では、
Ｎポイント（Ｎは２以上の整数）の逆離散フーリエ変換
でＮ本以下の複数の搬送波からなる直交マルチキャリア
信号列を生成した後、この信号列をＭ回（Ｍは２以上の
整数）繰り返し並べて新たな信号列を生成する第１のス
テップと、第１のステップで生成した信号列を、直交マ
ルチキャリア信号のシンボル期間に相当する期間で送出
する第２のステップとを含み、第２のステップによりＮ
本以下の複数の搬送波のうちＭ本おきの搬送波からなる
間欠型の直交マルチキャリア信号を生成することを特徴
とする。
【００１２】この発明では、Ｎ本以下の複数の搬送波の
うちＭ本おきの搬送波からなる間欠型の直交マルチキャ
リア信号を、Ｍ×Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を行
う演算回路を用いる従来方法に比べてポイント数の少な
いＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う演算回路によ
り生成することができる。従って、例えば、８本（Ｍ＝
８）おきで全部で１２８本（Ｎ＝１２８）の搬送波で情
報を伝送する間欠型の直交マルチキャリア信号を生成す
る場合は、従来の１０２４（＝８×１２８）ポイントの
１／８倍の１２８ポイントの逆離散フーリエ変換を行う
演算回路を用いることができる。
うちＭ本おきの搬送波からなる間欠型の直交マルチキャ
リア信号を、Ｍ×Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を行
う演算回路を用いる従来方法に比べてポイント数の少な
いＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う演算回路によ
り生成することができる。従って、例えば、８本（Ｍ＝
８）おきで全部で１２８本（Ｎ＝１２８）の搬送波で情
報を伝送する間欠型の直交マルチキャリア信号を生成す
る場合は、従来の１０２４（＝８×１２８）ポイントの
１／８倍の１２８ポイントの逆離散フーリエ変換を行う
演算回路を用いることができる。
【００１３】また、上記の目的を達成するため、本発明
の直交マルチキャリア信号の生成方法では、上記の発明
で生成された間欠型の直交マルチキャリア信号を第１の
直交マルチキャリア信号としたとき、その第１の直交マ
ルチキャリア信号のＮ本以下の複数の搬送波を少なくと
も含む全部でＬ本（ＬはＭ×Ｎ−１以下でＮ以上の整
数）の搬送波をキャリアホールに設定すると共に、Ｍ×
Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を実行してキャリアホ
ールを除いたＭ×Ｎ−Ｌ本の搬送波からなる第２の直交
マルチキャリア信号を生成する第３のステップと、第１
の直交マルチキャリア信号と第２の直交マルチキャリア
信号とをそれぞれ加算した信号を第３の直交マルチキャ
リア信号として生成し出力する第４のステップとを更に
含む構成としたものである。
の直交マルチキャリア信号の生成方法では、上記の発明
で生成された間欠型の直交マルチキャリア信号を第１の
直交マルチキャリア信号としたとき、その第１の直交マ
ルチキャリア信号のＮ本以下の複数の搬送波を少なくと
も含む全部でＬ本（ＬはＭ×Ｎ−１以下でＮ以上の整
数）の搬送波をキャリアホールに設定すると共に、Ｍ×
Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を実行してキャリアホ
ールを除いたＭ×Ｎ−Ｌ本の搬送波からなる第２の直交
マルチキャリア信号を生成する第３のステップと、第１
の直交マルチキャリア信号と第２の直交マルチキャリア
信号とをそれぞれ加算した信号を第３の直交マルチキャ
リア信号として生成し出力する第４のステップとを更に
含む構成としたものである。
【００１４】この発明では、第１の直交マルチキャリア
信号に加えて、Ｍ×Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を
行う演算回路により、キャリアホールを除いたＭ×Ｎ−
Ｌ本の搬送波からなる第２の直交マルチキャリア信号を
生成するものであり、この第２の直交マルチキャリア信
号をパイロット信号に使用することができる。
信号に加えて、Ｍ×Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を
行う演算回路により、キャリアホールを除いたＭ×Ｎ−
Ｌ本の搬送波からなる第２の直交マルチキャリア信号を
生成するものであり、この第２の直交マルチキャリア信
号をパイロット信号に使用することができる。
【００１５】また、上記の目的を達成するため、本発明
の直交マルチキャリア信号の復号方法は、直交するＮ本
（Ｎは２以上の整数）の搬送波のうちＭ本（ＭはＮより
小なる２以上の整数）おきの搬送波からなる間欠型の直
交マルチキャリア信号、あるいは上記の発明の第３の直
交マルチキャリア信号を１シンボル期間当たりＭ×Ｎの
データ数でサンプリングする第１のステップと、１シン
ボル期間当たりＭ×Ｎのデータ数のデータをＭ分割する
第２のステップと、第２のステップでＭ分割された１シ
ンボル期間当たりＮ個のデータを、それぞれ加算する第
３のステップと、第３のステップで加算された信号をＮ
ポイントの離散フーリエ変換を行ってデータを復号する
第４のステップとを含むことを特徴とする。
の直交マルチキャリア信号の復号方法は、直交するＮ本
（Ｎは２以上の整数）の搬送波のうちＭ本（ＭはＮより
小なる２以上の整数）おきの搬送波からなる間欠型の直
交マルチキャリア信号、あるいは上記の発明の第３の直
交マルチキャリア信号を１シンボル期間当たりＭ×Ｎの
データ数でサンプリングする第１のステップと、１シン
ボル期間当たりＭ×Ｎのデータ数のデータをＭ分割する
第２のステップと、第２のステップでＭ分割された１シ
ンボル期間当たりＮ個のデータを、それぞれ加算する第
３のステップと、第３のステップで加算された信号をＮ
ポイントの離散フーリエ変換を行ってデータを復号する
第４のステップとを含むことを特徴とする。
【００１６】この発明では、Ｍ×Ｎポイントの離散フー
リエ変換を行う演算回路を用いる従来方法に比べてポイ
ント数の少ないＮポイントの離散フーリエ変換を行う演
算回路により復号することができる。従って、例えば、
８本（Ｍ＝８）おきで全部で１２８本（Ｎ＝１２８）の
搬送波で情報を伝送する間欠型の直交マルチキャリア信
号を復号する場合は、従来の１０２４（＝８×１２８）
ポイントの１／８倍の１２８ポイントの離散フーリエ変
換を行う演算回路を用いることができる。
リエ変換を行う演算回路を用いる従来方法に比べてポイ
ント数の少ないＮポイントの離散フーリエ変換を行う演
算回路により復号することができる。従って、例えば、
８本（Ｍ＝８）おきで全部で１２８本（Ｎ＝１２８）の
搬送波で情報を伝送する間欠型の直交マルチキャリア信
号を復号する場合は、従来の１０２４（＝８×１２８）
ポイントの１／８倍の１２８ポイントの離散フーリエ変
換を行う演算回路を用いることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て、図面と共に説明する。本発明の一実施の形態では、
図１（Ａ）に示す周波数スペクトルの通常のＯＦＤＭ信
号を構成する多数の搬送波のうち、同図（Ｂ）に示すよ
うに、例えば８本おきの搬送波のみを使用する間欠型の
直交マルチキャリア信号を発生する。ここでは一例とし
て、シンボル期間が２０μｓ（５０ｋＨｚ）であり、ま
た８本おきで全部で１２８本の搬送波で情報を送るもの
としている。
て、図面と共に説明する。本発明の一実施の形態では、
図１（Ａ）に示す周波数スペクトルの通常のＯＦＤＭ信
号を構成する多数の搬送波のうち、同図（Ｂ）に示すよ
うに、例えば８本おきの搬送波のみを使用する間欠型の
直交マルチキャリア信号を発生する。ここでは一例とし
て、シンボル期間が２０μｓ（５０ｋＨｚ）であり、ま
た８本おきで全部で１２８本の搬送波で情報を送るもの
としている。
【００１８】従来方法では、前述したように、１０２４
（＝１２８×８）ポイントＩＤＦＴ変換を使用して、８
本の搬送波につき７本の搬送波位置には零の値を挿入す
ることで、図１（Ｂ）に示すような間欠型の直交マルチ
キャリア信号を発生していた。これに対し、本実施の形
態では、まず、１２８ポイントＩＤＦＴ変換を行い、間
欠型でないマルチキャリア信号を発生させる（ここでは
オーバーサンプリングをしない場合を想定する）。これ
により、図２（Ａ）に示すような１２８ポイントの時系
列の基本周波数成分のデータ列が生成される。
（＝１２８×８）ポイントＩＤＦＴ変換を使用して、８
本の搬送波につき７本の搬送波位置には零の値を挿入す
ることで、図１（Ｂ）に示すような間欠型の直交マルチ
キャリア信号を発生していた。これに対し、本実施の形
態では、まず、１２８ポイントＩＤＦＴ変換を行い、間
欠型でないマルチキャリア信号を発生させる（ここでは
オーバーサンプリングをしない場合を想定する）。これ
により、図２（Ａ）に示すような１２８ポイントの時系
列の基本周波数成分のデータ列が生成される。
【００１９】次に、この生成された１２８ポイントの時
系列のデータ列を８回繰り返して、図２（Ｂ）に示すよ
うな１０２４ポイントのデータ列にした後、シンボル期
間２０μｓでＤ／Ａ変換器へ転送する。このＤ／Ａ変換
器のサンプル周波数は、５１．２ＭＨｚ（＝５０ｋＨｚ
×１０２４）である。
系列のデータ列を８回繰り返して、図２（Ｂ）に示すよ
うな１０２４ポイントのデータ列にした後、シンボル期
間２０μｓでＤ／Ａ変換器へ転送する。このＤ／Ａ変換
器のサンプル周波数は、５１．２ＭＨｚ（＝５０ｋＨｚ
×１０２４）である。
【００２０】８回データ列を繰り返すことの意味は、そ
れぞれ８倍の周期となり、直流成分は、そのまま直流成
分であり、基本周波数成分（１周期）は、８周期分とな
り、第２周波数成分（２周期）は、１６周期分となり、
第３周波数成分（３周期）は、２４周期分となり、第４
周波数成分（４周期）は、３２周期分となり、第５周波
数成分（５周期）は、４０周期分となり、というよう
に、それぞれの周波数において、８倍の周期となり、所
定のシンボル期間においては、それぞれ周波数を８倍に
することにある。
れぞれ８倍の周期となり、直流成分は、そのまま直流成
分であり、基本周波数成分（１周期）は、８周期分とな
り、第２周波数成分（２周期）は、１６周期分となり、
第３周波数成分（３周期）は、２４周期分となり、第４
周波数成分（４周期）は、３２周期分となり、第５周波
数成分（５周期）は、４０周期分となり、というよう
に、それぞれの周波数において、８倍の周期となり、所
定のシンボル期間においては、それぞれ周波数を８倍に
することにある。
【００２１】よって、１２８ポイントＩＤＦＴ変換を行
い、図３（Ａ）に周波数スペクトラムを示す間欠型でな
いマルチキャリア信号を生成し、これを８回繰り返して
合成した後所定のシンボル期間で転送することにより、
図３（Ｂ）に周波数スペクトラムを示すように、８本お
きの搬送波からなる間欠型マルチキャリア信号が生成で
きることになる。
い、図３（Ａ）に周波数スペクトラムを示す間欠型でな
いマルチキャリア信号を生成し、これを８回繰り返して
合成した後所定のシンボル期間で転送することにより、
図３（Ｂ）に周波数スペクトラムを示すように、８本お
きの搬送波からなる間欠型マルチキャリア信号が生成で
きることになる。
【００２２】図４はこの本発明の直交マルチキャリア信
号生成方法の一実施の形態が適用されるマルチキャリア
信号送信装置の一例のブロック図を示す。このマルチキ
ャリア信号送信装置では、演算部４が信号発生器３から
の同期信号等に基づいて上記の実施の形態のＩＤＦＴ演
算を実行する。
号生成方法の一実施の形態が適用されるマルチキャリア
信号送信装置の一例のブロック図を示す。このマルチキ
ャリア信号送信装置では、演算部４が信号発生器３から
の同期信号等に基づいて上記の実施の形態のＩＤＦＴ演
算を実行する。
【００２３】図４において、入力端子１には伝送すべき
ディジタルデータが入力される。このディジタルデータ
（例えば、カラー動画像符号化表示方式であるＭＰＥＧ
方式などの符号化方式で圧縮された符号化画像データや
符号化音声データなど）は、入力回路２に供給されて必
要に応じて誤り訂正符号の付与が信号発生器３よりのク
ロック信号に基づいて行われる。
ディジタルデータが入力される。このディジタルデータ
（例えば、カラー動画像符号化表示方式であるＭＰＥＧ
方式などの符号化方式で圧縮された符号化画像データや
符号化音声データなど）は、入力回路２に供給されて必
要に応じて誤り訂正符号の付与が信号発生器３よりのク
ロック信号に基づいて行われる。
【００２４】誤り訂正符号が付加されたディジタルデー
タは、所定の時間間隔（シンボル時間）で所定ビット単
位で分割して並列に入力回路２から演算部４に供給され
る。この演算部４は、信号発生器３よりの同期信号に基
づいて入力ディジタルデータをＩＤＦＴ演算すると共
に、ガードインターバル期間を付加して同相信号（Ｉ信
号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成する。演算部４は一
例として８本おきの全部で１２８本の搬送波で情報を送
る場合、図１乃至図３と共に説明した方法で１２８ポイ
ントＩＤＦＴ演算で生成したデータ列を８回繰り返して
並べ、８本おきの全部で１２８本の搬送波で伝送される
信号（Ｉ信号とＱ信号）を生成する。従って、この演算
部４の構成は、１２８ポイントＩＤＦＴ演算を行えばよ
いので、１０２４ポイントＩＤＦＴ演算を行う従来の回
路構成に比べて簡単で安価な回路構成とすることができ
る。
タは、所定の時間間隔（シンボル時間）で所定ビット単
位で分割して並列に入力回路２から演算部４に供給され
る。この演算部４は、信号発生器３よりの同期信号に基
づいて入力ディジタルデータをＩＤＦＴ演算すると共
に、ガードインターバル期間を付加して同相信号（Ｉ信
号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成する。演算部４は一
例として８本おきの全部で１２８本の搬送波で情報を送
る場合、図１乃至図３と共に説明した方法で１２８ポイ
ントＩＤＦＴ演算で生成したデータ列を８回繰り返して
並べ、８本おきの全部で１２８本の搬送波で伝送される
信号（Ｉ信号とＱ信号）を生成する。従って、この演算
部４の構成は、１２８ポイントＩＤＦＴ演算を行えばよ
いので、１０２４ポイントＩＤＦＴ演算を行う従来の回
路構成に比べて簡単で安価な回路構成とすることができ
る。
【００２５】これらのＩ信号とＱ信号は、出力バッファ
５へ供給され、ここで一時記憶された後、信号発生器３
からのクロック信号に同期して出力される。出力バッフ
ァ５は、演算部４からの出力Ｉ信号及びＱ信号が不連続
で一定速度で無いときに必要である。演算部４からＩ信
号とＱ信号が連続的に一定速度で出力される場合は、必
ずしも出力バッファ５は必要としない。回路の簡略化の
ため、出力速度を任意にする場合は、出力バッファ５を
備える必要が生じるが、本発明の要旨ではないので、ど
ちらの構成でも差し支えない。
５へ供給され、ここで一時記憶された後、信号発生器３
からのクロック信号に同期して出力される。出力バッフ
ァ５は、演算部４からの出力Ｉ信号及びＱ信号が不連続
で一定速度で無いときに必要である。演算部４からＩ信
号とＱ信号が連続的に一定速度で出力される場合は、必
ずしも出力バッファ５は必要としない。回路の簡略化の
ため、出力速度を任意にする場合は、出力バッファ５を
備える必要が生じるが、本発明の要旨ではないので、ど
ちらの構成でも差し支えない。
【００２６】信号発生器３からのクロック信号に基づい
て、出力バッファ５より連続的に読み出されたＩ信号と
Ｑ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）６に
供給され、ここで信号発生器３からの同期信号に基づい
てサンプリングされてアナログ信号に変換された後、Ｌ
ＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号と
が通過されて直交変調器７へそれぞれ供給される。
て、出力バッファ５より連続的に読み出されたＩ信号と
Ｑ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）６に
供給され、ここで信号発生器３からの同期信号に基づい
てサンプリングされてアナログ信号に変換された後、Ｌ
ＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号と
が通過されて直交変調器７へそれぞれ供給される。
【００２７】直交変調器７は信号発生器６よりの中間周
波数を第１の搬送波とし、かつ、この中間周波数の位相
を９０°シフタ８により９０°シフトした中間周波数を
第２の搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ６
より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直
交振幅変調（ＱＡＭ）して、ここでは８波おき毎の（４
００ｋＨｚ間隔の）搬送波が全部で１２８波からなるＯ
ＦＤＭ信号（間欠型の直交マルチキャリア信号）を生成
する。直交変調器７より出力されたＯＦＤＭ信号は、周
波数変換器１０により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に
周波数変換され、送信部１０で電力増幅等の送信処理を
受けた後送信部１０から取り出され、図示しない画像デ
ータ等の送信用アンテナより空中へ電波として放射され
る。
波数を第１の搬送波とし、かつ、この中間周波数の位相
を９０°シフタ８により９０°シフトした中間周波数を
第２の搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ６
より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直
交振幅変調（ＱＡＭ）して、ここでは８波おき毎の（４
００ｋＨｚ間隔の）搬送波が全部で１２８波からなるＯ
ＦＤＭ信号（間欠型の直交マルチキャリア信号）を生成
する。直交変調器７より出力されたＯＦＤＭ信号は、周
波数変換器１０により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に
周波数変換され、送信部１０で電力増幅等の送信処理を
受けた後送信部１０から取り出され、図示しない画像デ
ータ等の送信用アンテナより空中へ電波として放射され
る。
【００２８】次に、本発明の復号方法の実施の形態につ
いて説明する。復号側では、上記の８本おきの搬送波を
使用する間欠型の直交マルチキャリア信号を１シンボル
期間当たり８×１２８のデータ数でサンプリング受信
し、当該シンボル期間を８分割した後、それぞれ加算し
て生成した受信信号を１２８ポイントＤＦＴ演算する。
これにより、データを復号できる。従って、この実施の
形態では、１０２４ポイントＤＦＴ演算をする演算回路
を、１２８ポイントＤＦＴ演算する演算回路とすること
ができるので、復号回路を小規模で安価な構成とするこ
とができる。
いて説明する。復号側では、上記の８本おきの搬送波を
使用する間欠型の直交マルチキャリア信号を１シンボル
期間当たり８×１２８のデータ数でサンプリング受信
し、当該シンボル期間を８分割した後、それぞれ加算し
て生成した受信信号を１２８ポイントＤＦＴ演算する。
これにより、データを復号できる。従って、この実施の
形態では、１０２４ポイントＤＦＴ演算をする演算回路
を、１２８ポイントＤＦＴ演算する演算回路とすること
ができるので、復号回路を小規模で安価な構成とするこ
とができる。
【００２９】図５はこの本発明の直交マルチキャリア信
号復号方法の一実施の形態が適用されるマルチキャリア
信号受信装置の一例のブロック図を示す。このマルチキ
ャリア信号受信装置において、同期信号発生回路２５、
Ａ／Ｄ変換器２９、ガードインターバル期間処理回路３
０及びＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の回路部が本発明復
号方法を実行するブロックである。
号復号方法の一実施の形態が適用されるマルチキャリア
信号受信装置の一例のブロック図を示す。このマルチキ
ャリア信号受信装置において、同期信号発生回路２５、
Ａ／Ｄ変換器２９、ガードインターバル期間処理回路３
０及びＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の回路部が本発明復
号方法を実行するブロックである。
【００３０】図５において、空間伝送路を介して入力さ
れた間欠型の直交マルチキャリア信号は、画像データ等
受信用アンテナを介して受信部２１により受信されて高
周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数
に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅され
た後、直交復調器２４に供給される。一方、同期信号発
生回路２５から取り出された中間周波数は、直交復調器
２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により
位相が９０°シフトされてから直交復調器２４に供給さ
れる。
れた間欠型の直交マルチキャリア信号は、画像データ等
受信用アンテナを介して受信部２１により受信されて高
周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数
に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅され
た後、直交復調器２４に供給される。一方、同期信号発
生回路２５から取り出された中間周波数は、直交復調器
２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により
位相が９０°シフトされてから直交復調器２４に供給さ
れる。
【００３１】これにより、直交復調器２４からは送信装
置の直交変調器７に入力されたアナログ信号と同等のア
ナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出
され、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号
情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過さ
れてＡ／Ｄ変換器２９に供給され、同期信号発生回路２
５よりのサンプルクロックに基づいて、前述した例で
は、１シンボル期間当たり８×１２８のデータ数でサン
プリングされたディジタル信号に変換される。
置の直交変調器７に入力されたアナログ信号と同等のア
ナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出
され、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号
情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過さ
れてＡ／Ｄ変換器２９に供給され、同期信号発生回路２
５よりのサンプルクロックに基づいて、前述した例で
は、１シンボル期間当たり８×１２８のデータ数でサン
プリングされたディジタル信号に変換される。
【００３２】更に、同期信号発生回路２５は、サンプル
同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、シ
ンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシン
ボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及
びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去の
ための区間信号などのシステムクロックを発生するシス
テムクロック発生回路部を有している。
同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、シ
ンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシン
ボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及
びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去の
ための区間信号などのシステムクロックを発生するシス
テムクロック発生回路部を有している。
【００３３】Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号発生回路２５よりのサンプルク
ロックとシンボル同期信号に基づいて、１シンボルを構
成するディジタルデータ列のうちガードインターバル期
間を除くＤＦＴウィンドウの所定量のディジタルデータ
列（ここでは１０２４個のデータ列）がＤＦＴ，ＱＡＭ
復号回路３１に出力される。
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号発生回路２５よりのサンプルク
ロックとシンボル同期信号に基づいて、１シンボルを構
成するディジタルデータ列のうちガードインターバル期
間を除くＤＦＴウィンドウの所定量のディジタルデータ
列（ここでは１０２４個のデータ列）がＤＦＴ，ＱＡＭ
復号回路３１に出力される。
【００３４】ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は、同期信号
発生回路２５よりのサンプルクロックに基づいて、入力
ディジタルデータ列を取り込み、それをシンボル期間当
たり８分割した後、それぞれ加算して生成した受信信号
を１２８ポイントＤＦＴ変換演算して復調ディジタル情
報信号（各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベル）
を算出する。この復号ディジタル情報信号は、出力回路
３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端
子３３へ出力される。
発生回路２５よりのサンプルクロックに基づいて、入力
ディジタルデータ列を取り込み、それをシンボル期間当
たり８分割した後、それぞれ加算して生成した受信信号
を１２８ポイントＤＦＴ変換演算して復調ディジタル情
報信号（各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベル）
を算出する。この復号ディジタル情報信号は、出力回路
３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端
子３３へ出力される。
【００３５】なお、上記の実施の形態では、わかり易く
説明するために、Ｎポイント逆離散フーリエ変換でＮ本
の搬送波を生成する場合について説明したが、本発明は
Ｎポイント（１２８ポイント）逆離散フーリエ変換でＮ
本の搬送波を生成する場合に限定されるものではなく、
他の実施の形態として例えば２倍オーバーサンプリング
では、Ｎポイント離散フーリエ変換でＮ／２本の搬送波
を生成してもよい。すなわち、Ｎ本以下の複数の搬送波
を生成することに応用可能であることは言うまでもま
い。
説明するために、Ｎポイント逆離散フーリエ変換でＮ本
の搬送波を生成する場合について説明したが、本発明は
Ｎポイント（１２８ポイント）逆離散フーリエ変換でＮ
本の搬送波を生成する場合に限定されるものではなく、
他の実施の形態として例えば２倍オーバーサンプリング
では、Ｎポイント離散フーリエ変換でＮ／２本の搬送波
を生成してもよい。すなわち、Ｎ本以下の複数の搬送波
を生成することに応用可能であることは言うまでもま
い。
【００３６】また、復号に際し、８分割してすべて加算
した場合を述べたが、伝送路の状態が良好な場合などは
８分割した１つを（加算せず）もって離散フーリエ変換
してもよい。このように受信信号の品質（Ｃ／Ｎ）が良
ければ、加算回路を省くことができるので低コストで装
置を構成できる。
した場合を述べたが、伝送路の状態が良好な場合などは
８分割した１つを（加算せず）もって離散フーリエ変換
してもよい。このように受信信号の品質（Ｃ／Ｎ）が良
ければ、加算回路を省くことができるので低コストで装
置を構成できる。
【００３７】次に、本発明の更に他の実施の形態につい
て説明する。まず、本発明の直交マルチキャリア信号の
生成方法の他の実施の形態について説明するに、上記の
実施の形態では、Ｎポイント（Ｎは２以上の整数）のＩ
ＤＦＴ変換でＮ本の搬送波からなる直交マルチキャリア
信号列を生成した後、この信号列をＭ回（Ｍは２以上の
整数）繰り返し並べて新たな信号列を生成し、その信号
列を直交マルチキャリア信号のシンボル期間に相当する
期間で送出することにより、Ｍ本おきの搬送波の全部で
Ｎ本以下の複数の搬送波からなる間欠型の直交マルチキ
ャリア信号を生成しているが（図３はＭ＝８、Ｎ＝１２
８の例）、この実施の形態では、このＮ本以下の複数の
搬送波を少なくとも含む全部でＬ本（ＬはＭ×Ｎ−１以
下でＮ以上の整数）の搬送波をキャリアホールに設定
し、更にＭ×ＮポイントのＩＤＦＴ変換でキャリアホー
ルを除いたＭ×Ｎ−Ｌ本の搬送波からなる第２の直交マ
ルチキャリア信号を生成し、これを上記の間欠型の直交
マルチキャリア信号に加算した信号を新たな第３の直交
マルチキャリア信号として生成するようにしたものであ
る。
て説明する。まず、本発明の直交マルチキャリア信号の
生成方法の他の実施の形態について説明するに、上記の
実施の形態では、Ｎポイント（Ｎは２以上の整数）のＩ
ＤＦＴ変換でＮ本の搬送波からなる直交マルチキャリア
信号列を生成した後、この信号列をＭ回（Ｍは２以上の
整数）繰り返し並べて新たな信号列を生成し、その信号
列を直交マルチキャリア信号のシンボル期間に相当する
期間で送出することにより、Ｍ本おきの搬送波の全部で
Ｎ本以下の複数の搬送波からなる間欠型の直交マルチキ
ャリア信号を生成しているが（図３はＭ＝８、Ｎ＝１２
８の例）、この実施の形態では、このＮ本以下の複数の
搬送波を少なくとも含む全部でＬ本（ＬはＭ×Ｎ−１以
下でＮ以上の整数）の搬送波をキャリアホールに設定
し、更にＭ×ＮポイントのＩＤＦＴ変換でキャリアホー
ルを除いたＭ×Ｎ−Ｌ本の搬送波からなる第２の直交マ
ルチキャリア信号を生成し、これを上記の間欠型の直交
マルチキャリア信号に加算した信号を新たな第３の直交
マルチキャリア信号として生成するようにしたものであ
る。
【００３８】上記の第２の直交マルチキャリア信号を生
成するために、Ｍ×ＮポイントのＩＤＦＴ変換を行う演
算部は、キャリアホールに相当する搬送波を発生する入
力部は零データが入力され、情報を伝送するＭ×Ｎ−Ｌ
本の搬送波を発生する入力部のみにデータが入力され
る。
成するために、Ｍ×ＮポイントのＩＤＦＴ変換を行う演
算部は、キャリアホールに相当する搬送波を発生する入
力部は零データが入力され、情報を伝送するＭ×Ｎ−Ｌ
本の搬送波を発生する入力部のみにデータが入力され
る。
【００３９】ここで、上記の第２の直交マルチキャリア
信号を例えば、送信側のシンボル同期信号やサンプル同
期信号に受信側のシンボル同期信号やサンプル同期信号
と同期させる目的や、伝送路情報を得るためなどのパイ
ロット信号に割り当てた場合、通常１本〜数本程度であ
るので、上記の第２の直交マルチキャリア信号を生成す
るためのＩＤＦＴ演算のための演算部は、Ｍ×Ｎポイン
トのＩＤＦＴ変換を行うが、簡単な演算で済む構成にで
きる。つまり、上記の実施の形態に比べると、第２の直
交マルチキャリア信号を生成するためのＩＤＦＴ演算の
ための演算部が増えるが、その回路増加分はそれほど規
模を大きくしないで済む。
信号を例えば、送信側のシンボル同期信号やサンプル同
期信号に受信側のシンボル同期信号やサンプル同期信号
と同期させる目的や、伝送路情報を得るためなどのパイ
ロット信号に割り当てた場合、通常１本〜数本程度であ
るので、上記の第２の直交マルチキャリア信号を生成す
るためのＩＤＦＴ演算のための演算部は、Ｍ×Ｎポイン
トのＩＤＦＴ変換を行うが、簡単な演算で済む構成にで
きる。つまり、上記の実施の形態に比べると、第２の直
交マルチキャリア信号を生成するためのＩＤＦＴ演算の
ための演算部が増えるが、その回路増加分はそれほど規
模を大きくしないで済む。
【００４０】次に、本発明の直交マルチキャリア信号の
復号方法の他の実施の形態について説明する。この他の
実施の形態の復号方法は、上記の直交マルチキャリア信
号の生成方法の他の実施の形態により生成された第３の
直交マルチキャリア信号を復号する方法であり、上記の
実施の形態と同様に、１シンボル期間当たりＭ×Ｎのデ
ータ数でサンプリング受信し、当該シンボル期間をＭ分
割した後、それぞれ加算して生成した受信信号をＮポイ
ントＤＦＴ演算する。
復号方法の他の実施の形態について説明する。この他の
実施の形態の復号方法は、上記の直交マルチキャリア信
号の生成方法の他の実施の形態により生成された第３の
直交マルチキャリア信号を復号する方法であり、上記の
実施の形態と同様に、１シンボル期間当たりＭ×Ｎのデ
ータ数でサンプリング受信し、当該シンボル期間をＭ分
割した後、それぞれ加算して生成した受信信号をＮポイ
ントＤＦＴ演算する。
【００４１】なお、パイロット信号のみを個別に復号す
ることにより、マルチパス環境等の伝送路状態を把握す
ることが容易となる。また、以上の実施の形態において
送信側のＩＤＦＴ変換はＩＦＦＴ変換でもよく、また受
信側のＤＦＴ変換はＦＦＴ変換でもよい。
ることにより、マルチパス環境等の伝送路状態を把握す
ることが容易となる。また、以上の実施の形態において
送信側のＩＤＦＴ変換はＩＦＦＴ変換でもよく、また受
信側のＤＦＴ変換はＦＦＴ変換でもよい。
【００４２】
【発明の効果】以上の説明したように、本発明によれ
ば、Ｎ本以下の複数の搬送波のうちＭ本おきの搬送波か
らなる間欠型の直交マルチキャリア信号を、Ｍ×Ｎポイ
ントの逆離散フーリエ変換を行う演算回路を用いる従来
方法に比べてポイント数の少ないＮポイントの逆離散フ
ーリエ変換を行う演算回路により生成することができる
ため、従来に比べて回路規模の少ないディジタルＩＣ回
路で、安価な構成により間欠型の直交マルチキャリア信
号を生成できる。また、プロセッサなどでも安価な機能
で実現できる。更に、従来と同じ演算精度で従来に比べ
てビット幅の少ない演算回路を使用できる。
ば、Ｎ本以下の複数の搬送波のうちＭ本おきの搬送波か
らなる間欠型の直交マルチキャリア信号を、Ｍ×Ｎポイ
ントの逆離散フーリエ変換を行う演算回路を用いる従来
方法に比べてポイント数の少ないＮポイントの逆離散フ
ーリエ変換を行う演算回路により生成することができる
ため、従来に比べて回路規模の少ないディジタルＩＣ回
路で、安価な構成により間欠型の直交マルチキャリア信
号を生成できる。また、プロセッサなどでも安価な機能
で実現できる。更に、従来と同じ演算精度で従来に比べ
てビット幅の少ない演算回路を使用できる。
【００４３】また、本発明によれば、第１の直交マルチ
キャリア信号に加えて、Ｍ×Ｎポイントの逆離散フーリ
エ変換を行う演算回路により、キャリアホールを除いた
Ｍ×Ｎ−Ｌ本の搬送波からなる第２の直交マルチキャリ
ア信号を更に生成して、これをパイロット信号に使用す
ることができるようにしたため、信号生成機能の分担化
が可能となり、復号に関しても、復号機能の分担化が可
能となるとともに、パイロット信号のみの高速な復号が
できる。
キャリア信号に加えて、Ｍ×Ｎポイントの逆離散フーリ
エ変換を行う演算回路により、キャリアホールを除いた
Ｍ×Ｎ−Ｌ本の搬送波からなる第２の直交マルチキャリ
ア信号を更に生成して、これをパイロット信号に使用す
ることができるようにしたため、信号生成機能の分担化
が可能となり、復号に関しても、復号機能の分担化が可
能となるとともに、パイロット信号のみの高速な復号が
できる。
【００４４】また、本発明によれば、Ｍ×Ｎポイントの
離散フーリエ変換を行う演算回路を用いる従来方法に比
べてポイント数の少ないＮポイントの離散フーリエ変換
を行う演算回路により復号することができるため、従来
に比べて回路規模の少ないディジタルＩＣ回路や安価の
機能のプロセッサで、安価な構成により間欠型の直交マ
ルチキャリア信号を復号できる。
離散フーリエ変換を行う演算回路を用いる従来方法に比
べてポイント数の少ないＮポイントの離散フーリエ変換
を行う演算回路により復号することができるため、従来
に比べて回路規模の少ないディジタルＩＣ回路や安価の
機能のプロセッサで、安価な構成により間欠型の直交マ
ルチキャリア信号を復号できる。
【図１】本発明により生成、復号される直交マルチキャ
リア信号の一例を説明する周波数スペクトラム図であ
る。
リア信号の一例を説明する周波数スペクトラム図であ
る。
【図２】本発明方法の一実施の形態の原理説明用信号波
形図である。
形図である。
【図３】本発明方法の一実施の形態の原理説明用周波数
スペクトラム図である。
スペクトラム図である。
【図４】本発明生成方法を適用したマルチキャリア信号
送信装置の一例のブロック図である。
送信装置の一例のブロック図である。
【図５】本発明復号方法を適用したマルチキャリア信号
受信装置の一例のブロック図である。
受信装置の一例のブロック図である。
１ 入力端子 ２ 入力回路 ３ 信号発生器 ４ 演算部 ７ 直交変調器 ２４ 直交復調器 ２５ 同期信号発生回路 ２９ Ａ／Ｄ変換器 ３０ ガードインターバル期間処理回路 ３１ ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松井 一成 神奈川県横浜市神奈川区守屋町３丁目12番 地 日本ビクター株式会社内 (72)発明者 佐伯 隆昭 神奈川県横浜市神奈川区守屋町３丁目12番 地 日本ビクター株式会社内 Ｆターム(参考） 5K004 AA01 BA02 BC01 5K022 DD13 DD19 DD23
Claims (5)
- 【請求項１】 Ｎポイント（Ｎは２以上の整数）の逆離
散フーリエ変換でＮ本以下の複数の搬送波からなる直交
マルチキャリア信号列を生成した後、この信号列をＭ回
（Ｍは２以上の整数）繰り返し並べて新たな信号列を生
成する第１のステップと、 前記第１のステップで生成した信号列を、前記直交マル
チキャリア信号のシンボル期間に相当する期間で送出す
る第２のステップとを含み、前記第２のステップにより
前記Ｎ本以下の複数の搬送波のうちＭ本おきの搬送波か
らなる間欠型の直交マルチキャリア信号を生成すること
を特徴とする直交マルチキャリア信号の生成方法。 - 【請求項２】 直交するＮ本（Ｎは２以上の整数）の搬
送波のうちＭ本（ＭはＮより小なる２以上の整数）おき
の搬送波からなる間欠型の直交マルチキャリア信号を、
１シンボル期間当たりＭ×Ｎのデータ数でサンプリング
する第１のステップと、 前記１シンボル期間当たりＭ×Ｎのデータ数のデータを
Ｍ分割する第２のステップと、 前記第２のステップでＭ分割された１シンボル期間当た
りＮ個のデータを、それぞれ加算する第３のステップ
と、 前記第３のステップで加算された信号をＮポイントの離
散フーリエ変換を行ってデータを復号する第４のステッ
プとを含むことを特徴とする直交マルチキャリア信号の
復号方法。 - 【請求項３】 Ｎポイント（Ｎは２以上の整数）の逆離
散フーリエ変換でＮ本以下の複数の搬送波からなる直交
マルチキャリア信号列を生成した後、この信号列をＭ回
（Ｍは２以上の整数）繰り返し並べて新たな信号列を生
成する第１のステップと、 前記第１のステップで生成した信号列を、前記直交マル
チキャリア信号のシンボル期間に相当する期間で送出す
ることにより、Ｍ本おきの搬送波の全部でＮ本以下の複
数の搬送波からなる間欠型の第１の直交マルチキャリア
信号を生成する第２のステップと、 前記Ｎ本以下の複数の搬送波を少なくとも含む全部でＬ
本（ＬはＮ以上の整数）の搬送波をキャリアホールに設
定すると共に、Ｍ×Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を
実行して前記キャリアホールを除いたＭ×Ｎ−Ｌ本の搬
送波からなる第２の直交マルチキャリア信号を生成する
第３のステップと、 前記第１の直交マルチキャリア信号と前記第２の直交マ
ルチキャリア信号とをそれぞれ加算した信号を第３の直
交マルチキャリア信号として生成し出力する第４のステ
ップとを含むことを特徴とする直交マルチキャリア信号
の生成方法。 - 【請求項４】 請求項３記載の第３の直交マルチキャリ
ア信号を、１シンボル期間当たりＭ×Ｎのデータ数でサ
ンプリングする第１のステップと、 前記１シンボル期間当たりＭ×Ｎのデータ数のデータを
Ｍ分割する第２のステップと、 前記第２のステップでＭ分割された１シンボル期間当た
りＮ個のデータを、それぞれ加算する第３のステップ
と、 前記第３のステップで加算された信号をＮポイントの離
散フーリエ変換を行ってデータを復号する第４のステッ
プとを含むことを特徴とする直交マルチキャリア信号の
復号方法。 - 【請求項５】 前記第２の直交マルチキャリア信号は、
パイロット信号で変調されていることを特徴とする請求
項３記載の直交マルチキャリア信号の生成方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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