JP2001136140A - マルチキャリア伝送送受信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 複数の送信システムと１台以上の受信システ
ムとで構成されるマルチキャリア伝送システムであっ
て、帯域当りの電力を小さく保持しつつ必要とする大き
な伝送レートを得る。 【解決手段】 周波数系列上に印加された信号を直交す
る時系列の信号に変換するＮポイントのＩＦＦＴ手段１
１と、Ｎポイントの時系列信号であるシンボル信号列を
直交変調する手段１２と、デジタル信号の時系列信号を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段１３と、アナロ
グ時系列信号を、伝送帯域周波数へ変換する周波数変換
手段１４とを備え、ＩＦＦＴ手段への情報信号の割り当
てには、周波数系列上Ｍポイント一定間隔で間欠的に信
号を印加するものであり、情報信号を1つのチャンネル
とし、空いた帯域に同様にＭポイント一定間隔で間欠的
に印加する信号を他のチャンネルとしてＭチャンネルの
送信を可能とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、複数の送信システムと
１台以上の受信システムとで構成されるマルチキャリア
伝送システムに係り、複数の送信システムが所定の帯域
を有して、複数の直交するキャリアを用いて情報を伝送
する方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】マルチキャリア伝送方式として、ＯＦＤ
Ｍ方式が注目を集めている。ＯＦＤＭ方式は、直交する
複数のキャリアを用いてデジタル情報を伝送する、周波
数分割多重のデジタル変調方式であり、マルチパスに強
く、他の伝送系に妨害を与えにくく、妨害を受けにく
い、周波数利用効率が比較的高いなどの特徴を有してお
り、近年、移動体デジタル音声放送やデジタルテレビ放
送に適した変調方式として実用化が進められている。複
数のキャリアは送信側において逆フーリエ変換を行うＩ
ＦＦＴ回路を用いて生成することが出来、受信において
はフーリエ変換を行うＦＦＴ回路により搬送波を分離す
ることが出来る。このＦＦＴ回路の実装化技術の進歩に
よりＯＦＤＭ伝送方式が現実のものになりつつある。

【０００３】複数の送信システムと１台以上の受信シス
テムとで構成されるＯＦＤＭ伝送方式を用いたマルチキ
ャリア伝送システムの従来例を図１０に示す。図１０で
は３チャンネル構成を例に挙げる。送信システムでは各
チャンネルの信号を、ＩＦＦＴ回路１１，３１，４１に
周波数割り当てを行い、逆フーリエ変換を行う。逆フー
リエ変換されて出力された時系列の信号について直交変
調回路１２、３２，４２において、直交変調を行い、Ｏ
ＦＤＭ信号を生成する。

【０００４】そのＯＦＤＭ信号を周波数変換回路１４
Ａ，３４，４４によって周波数変換を行い、所望の帯域
へアップコンバートし伝送する。このとき、各チャンネ
ルは所定の伝送帯域５１，５２，５３を有し、周波数変
換回路１４Ａ，３４，４４によって行われる周波数変換
の際の周波数はｆ１、ｆ２、ｆ３となっており、いずれ
のチャンネルも重なることなく伝送帯域に変換される。

【０００５】図１０の受信システムでは、受信された信
号を周波数変換回路５４，５５，５６によって、周波数
ｆ１、ｆ２、ｆ３を用いて中間周波数にダウンコンバー
トを行う。そして、スイッチ５７によって所望するチャ
ンネルを選択し、直交復調回路２２により直交変換を行
い、復調後の信号をＦＦＴ回路２４へ時系列割り当てを
行った後、フーリエ変換を行い、周波数系列の情報信号
を得る。

【０００６】図１３にＯＦＤＭ伝送を用いた、マルチキ
ャリア伝送送受信システムの従来例を示す。図１３に示
したマルチキャリア送信システムにおいて、情報信号を
ＩＦＦＴ回路１１に周波数割り当てを行い、逆フーリエ
変換を行う。逆フーリエ変換されて出力された時系列の
信号について直交変調回路１２において、直交変調を行
い、ＯＦＤＭ信号を生成する。

【０００７】そのＯＦＤＭ信号を周波数変換回路１４Ａ
によって中心周波数ｆ１の周波数変換を行い、所望の帯
域へアップコンバートして伝送する。周波数変換により
伝送帯域にアップコンバートされた情報信号は伝送帯域
（中心周波数ｆ１）５１のような矩形のスペクトラムを
有して伝送される。

【０００８】図１３に示したマルチキャリア受信システ
ムでは、受信された信号を周波数変換回路５４によっ
て、周波数ｆ１を用いて中間周波数にダウンコンバート
を行う。そして、直交復調回路２２により直交変換を行
い、復調後の信号をＦＦＴ回路２４へ供給して時系列割
り当てを行った後、フーリエ変換を行い、周波数系列の
情報信号を得る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】送信システムが複数存
在するマルチキャリア伝送システムを想定した場合、各
送信システムは、チャンネルとして割り当てられた所定
の帯域を対象として変調を行い、所望の伝送帯域に信号
をのせ伝送を行う。その為、一般に複数の帯域の信号を
伝送するためには、帯域毎の個別の変調回路を用いて行
うことになり、コスト的に不利になる。また、所定の帯
域をチャンネル毎に割り当てるが、伝送帯域中におい
て、特定周波数へ妨害が生じた場合、ある特定チャンネ
ルへダメージが大きくなるということも起こり得る。

【００１０】無線技術や無線機器の発達に伴い、使用出
来る周波数帯域も制限され、極度の周波数不足を招くと
同時に、無線機器が他の機器に与える影響も問題となっ
てきている。よって、周波数の使いまわしが可能な、比
較的ローカルなエリアでの伝送システム、つまり、他の
機器へ与える干渉が小さく出来るような微弱電波を用い
た伝送システムは有意である。

【００１１】しかし、微弱無線伝送を想定した場合、伝
送帯域内において、伝送するキャリアをチャンネル毎に
まとめて配置した場合、各チャンネルについて所定帯域
内の送信電力が集中してしまい、微弱無線電波の規定を
満足するために送信電力を抑える必要があり、所望する
伝送距離を満たすことが出来なくなる。そこで、本発明
では、伝送信号を広帯域に分散して伝送する方式を提案
する。しかし、その場合には、ＯＦＤＭ伝送における信
号処理に対する負担がかなり大きくなってしまう。つま
り、ＦＦＴのポイント数が非常に大きくなり、なんらか
の処理軽減が必要となる。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために、マルチキャリア伝送送信システムにお
いて、周波数系列上に印加された信号を直交する時系列
の信号に変換するためのＮポイントのＩＦＦＴ手段と、
ＩＦＦＴ手段により得られるＮポイントの時系列信号で
あるシンボル信号列を直交変調する直交変調手段と、直
交変調手段により出力されるデジタル信号の時系列信号
をアナログに変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換手
段からのアナログ時系列信号を、伝送帯域周波数へ変換
する周波数変換手段とを備えるものであって、ＩＦＦＴ
手段への情報信号の割り当てには、周波数系列上Ｍポイ
ント一定間隔で間欠的に信号を印加するものてあり、そ
の情報信号を1つのチャンネルとし、間欠的に印加され
空いた帯域に同様にＭポイント一定間隔で間欠的に印加
する信号を他のチャンネルとしてＭチャンネル構成を可
能とすることを特徴とするマルチキャリア伝送送信シス
テムを提供する。

【００１３】上記のチャンネル構成をとる、マルチキャ
リア伝送送信システムを用いて各チャンネルの送信を行
うものとし、そのとき、マルチキャリア伝送送信システ
ムに対するマルチキャリア伝送受信システムにおいて、
時系列の直交するマルチキャリア信号を伝送帯域から中
間周波数にダウンコンバートを行う、周波数変換手段
と、周波数変換手段で用いる周波数を、シンボル時間相
当のシンボル周波数fsymの単位で、制御出来るＰＬＬ手
段と、周波数変換手段により得られるアナログ時系列の
信号をデジタルに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変
換手段より得られるデジタルの時系列信号を直交復調す
る直交復調手段と、直交復調手段より出力される前記Ｎ
ポイントのシンボル信号列をＭ分割して加算を行う分割
加算手段と、分割加算手段より得られるＮ／Ｍポイント
の時系列信号を、周波数系列に変換するためのＮ／Ｍポ
イントのＦＦＴ手段を備え、マルチキャリア伝送送信シ
ステムから間欠的に配置され送信される直交マルチキャ
リア信号であるチャンネル信号を復調することを特徴と
する、マルチキャリア伝送受信システムを提供する。

【００１４】さらに、上記のマルチキャリア伝送送信シ
ステムを複数で構成するものであって、それぞれのマル
チキャリア伝送送信システムから、所定のチャンネルを
使用して情報を送信するものとし、そのとき、それぞれ
のマルチキャリア伝送送信システムの、シンボル信号列
を、送出するタイミングを合わせて送信するシンボル同
期手段を備え、上記のマルチキャリア伝送受信システム
を１台もしくはそれ以上で構成し、所望のチャンネルを
復調することを特徴とするマルチキャリア伝送システム
を提供する。

【００１５】（ 作 用 ）送信システムのＩＦＦＴ手
段において情報信号を間欠的に印加する為、生成された
直交マルチキャリア信号は間欠的に配置される。その信
号を一つのチャンネルとする。他の送信システムにおい
ては、空いた帯域に同様に間欠的に配置する信号を他の
チャンネルとして、複数のチャンネルを構成する。よっ
て複数の送信機においてＩＦＦＴ手段への割り当てを除
く回路を共通に出来る。つまりコスト的に優れる。受信
システムにおいて、Ｎポイントのシンボル信号列をＭ分
割して加算する分割加算処理を行うことで、Ｍポイント
おきのキャリアを抽出して、Ｎ／Ｍポイントのシンボル
信号列を生成出来る。これによりＦＦＴの処理を軽減出
来る。伝送帯域内において、間欠的にチャンネルの信号
を配置するため、特定の帯域に周波数妨害があっても、
特定のチャンネルのみ致命的な劣化を起こすことがな
く、複数のチャンネルに劣化が分散され緩和される。

【００１６】複数の送信システムと１台の受信システム
でシステムを構成した場合、シンボル同期手段により複
数の送信システムからのシンボル信号列送信のタイミン
グを合わせるが、送信システムの設置場所によっては受
信システムに到達するまでの距離が異なり、シンボル間
干渉を引き起こすが、ガードインターバルを設けること
で、その等価的なマルチパスを吸収することが出来る。
所定帯域内における帯域幅内送信電力を所定値に押さ
え、微弱無線電波のように制限される既定値を守りつ
つ、希望する伝送レートの信号を所定の距離伝送するこ
とが出来る。

【００１７】

【発明の実施の形態】（請求項１に相当）本発明のマル
チキャリア伝送送信システムの一実施例について図１を
用いて以下に説明する。図１０の従来例の送信システム
と同一構成要素には同一番号を付してある。図１０の従
来例に対し、図１の実施例では、構成するチャンネルの
信号帯域を所定の帯域に区切って伝送するのではなく、
間欠的に信号を配置し、伝送帯域内に各チャンネルの信
号を分散させて、変調を行う。

【００１８】図1の送信システムにおいて、入力される
情報信号をＩＦＦＴ回路１１に、周波数割り当てを行い
Ｎポイントの逆フーリエ変換を行う。このとき、Ｎポイ
ントにおいて、基底周波数、0,M,2M,3M…pM(ただし、M
はチャンネル数 、pはN/M未満の整数)に一定間隔で間欠
的に情報信号の割り当てを行う。このように割り当てた
信号をチャンネル1とする。このチャンネル１に対し逆
フーリエ変換を行った信号は図3に示すように直交するN
/M波のキャリアがＭポイント間隔で配置された状態とな
る。

【００１９】また、周波数割当てにおいて、基底周波
数、1,M+1,2M+1,3M+1…pM+1(ただしpはN/M未満の整数)
に一定間隔で間欠的に情報信号を割り当てた状態をチャ
ンネル２とし、同様に、基底周波数、2,M+2,2M+2,3M+2
…pM+2(ただしpはN/Mの整数)に一定間隔で間欠的に情報
信号を割り当てた状態をチャンネル３とする。

【００２０】このように、各チャンネルの情報信号を一
定間隔で間欠的に、しかも、他のチャンネルと重なるこ
となく、ＩＦＦＴへの割り当てを行う。このとき、Ｍポ
イント間隔で割り当てることで、Ｍチャンネルのチャン
ネル構成を実現出来る。ＩＦＦＴ回路１１により変換さ
れ出力される時系列のシンボル信号列を、分周回路１７
Ａから与えられるサンプリングクロックfsbの一定速度
で連続して、直交変調回路１２に送る。

【００２１】ＩＦＦＴ回路１１により出力されたＮポイ
ントのシンボル信号列を、直交変調回路１２により、直
交変調を行う。直交変調回路１２では、分周回路１７か
ら与えられるサンプリングクロックfscの速度で直交変
調を行い、変調信号列を出力する。直交変調は、位相が
９０°異なるcos波とsin波を、ＩＦＦＴ回路１１より出
力される直交する２つのシンボル信号列にそれぞれ乗算
して、その２系列を加算することにより行われる。

【００２２】例としては、cos波、sin波の代表的な４点
のサンプリング点（1,0,-1,0）を、１サンプル点に対し
て乗算して、４Ｎポイントのシンボル信号列を生成す
る。そのため、サンプリングクロックfscは、サンプリ
ングクロックfsbの４倍の速度となる。この直交変調に
より、伝送信号は、fsc/4を中心周波数とする中間周波
数にアップコンバートされる。もちろん、このデジタル
直交変調における直交波のサンプリング点、乗算する周
期はシステム設計上適したパラメータとしてよい。

【００２３】直交変調回路１２より出力された変調信号
列を、Ｄ／Ａ変換回路１３により、デジタル信号からア
ナログ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換回路１３に入力され
るサンプリングクロックfsdは、通常、直交変調回路１
２に入力されるサンプリングクロックfscと同一のクロ
ックが入力される。

【００２４】Ｄ／Ａ変換回路１３により、アナログ信号
に変換された時系列信号を、周波数変換回路１４Ａによ
り、周波数変換を行い、伝送周波数帯域にアップコンバ
ートを行う。周波数変換に用いられる周波数faは、ＰＬ
Ｌ回路１８によって与えられるものであり、ＰＬＬ回路
１８では、分周回路１７Ａにより与えられるクロックfs
eを基準に、周波数変換に用いられる周波数faを生成す
る。

【００２５】周波数変換回路１４Ａにより、周波数faで
周波数変換された信号は、中間周波数がfsc/4であった
ならば、中心周波数をfa+fsc/4とする伝送周波数帯域に
アップコンバートされる。アップコンバートされた信号
は、ＢＰＦ１５Ａにより帯域制限を行い、送信される。
それぞれの回路に供給されるサンプリングクロックfsb,
fsc,fsd,fseは、分周回路１７Ａに与えられる、マスタ
ークロック発生器１６Ａのマスタークロックfckを分周
して生成する。

【００２６】ＩＦＦＴ回路１１においてＭポイント間隔
で間欠的に信号を配置することでＭチャンネルの構成が
可能であり、このときＭ台の送信システムを用いて各チ
ャンネル信号の伝送を考える。各チャンネルの信号につ
いてＩＦＦＴ回路１１に印加する基底周波数をずらした
ことにより、周波数変換回路１４Ａに使用する周波数fa
を共通に出来、その周波数を用いて各チャンネルの信号
を伝送帯域にアップコンバートすることが出来る。この
とき伝送帯域上、各チャンネルの信号は、間欠的に、か
つ重なることなく入れ子状に配置された状態となる。

【００２７】この周波数配置の様子を図４に示す。図４
においてはM=8としたときの例をあげている。図４(a)
は、８台の送信システムにより送信される各チャンネル
の伝送信号を示している。共通の周波数faを用いて周波
数変換を行うことで、中間周波数がfsc/4であるとき、
中心周波数をfa+fsc/4として、各チャンネルの信号は1
キャリア分ずれた周波数に配置される。

【００２８】そして、伝送帯域においては、これら８台
の送信システムのチャンネル信号は、図４(b)に示され
るように、中心周波数をfa+fsc/4として、直交するキャ
リアが隙間なく配置された状態で伝送されることにな
る。

【００２９】(請求項２に相当)図１のマルチキャリア伝
送送信システムに対するマルチキャリア伝送受信システ
ムについて、図２を用いて以下に説明する。図１０の従
来例の受信システムと同一構成要素には同一番号を付し
てある。図１０の従来例に対し、図２の実施例では、構
成するチャンネルの信号帯域を所定の帯域に区切って伝
送するのではなく、伝送帯域内に間欠的に配置された各
チャンネルの信号の復調を行う。

【００３０】受信システムにおいて、アンテナを介して
受信された信号を、ＢＰＦ１５Ｂによって、帯域制限を
行い、周波数変換回路１４Ｂへ出力する。この周波数変
換回路１４Ｂでは、周波数変換を行い、送信システムと
同一の中間周波数帯へダウンコンバートを行う。

【００３１】周波数変換に用いられる周波数fcは、ＰＬ
Ｌ回路２５によって与えられるものであり、ＰＬＬ回路
２５では、分周回路１７Ｂにより与えられるクロックfs
eを基に、fcを生成するものである。このとき、ＰＬＬ
回路２５は、送信システムにおけるシンボル信号列の出
力時間であるシンボル時間相当のシンボル周波数fsymの
単位で、制御出来るものである。シンボル周波数fsym
は、ＩＦＦＴ回路１１により、出力される1シンボル期
間の逆数であり、次式で表される。

【００３２】 fsym ＝ fsb/N (1)

【００３３】よって、周波数変換に用いるfcは、送信シ
ステムの周波数変換回路１４Ａにおける周波数faを用い
て、次式で表される。ただし、ｒは0〜M-1までの整数と
する。

【００３４】 fc ＝ fa＋r×fsym (2)

【００３５】周波数変換回路１４Ｂにより、周波数fcで
周波数変換された信号は、中心周波数をfsc/4とする中
間周波数帯域にダウンコンバートされる。

【００３６】このとき、送信システムでは、図４に示す
ように中間周波数fsc/4に対してチャンネル毎に、1キャ
リアずつシフトした状態であるが、ｒの値を選択するこ
とで、所望するチャンネル信号を、図５に示すように、
中間周波数fsc/4に合わせることが出来る。例えば、ｒ
＝２として、（２）式で表せる周波数を用いて周波数変
換を行うことで、チャンネル３の信号を、図５のように
ダウンコンバートすることが出来る。

【００３７】周波数変換された時系列のアナログ信号
を、Ａ／Ｄ変換回路２１において、デジタル信号へ変換
を行う。このときのサンプリングクロックは、送信シス
テムに対するものとし、中間周波数がfsc/4であるなら
ば、fscでサンプリングを行い、1シンボル期間あたり4*
Nポイントのデジタル信号列を出力する。

【００３８】デジタル信号に変換されたシンボル信号
を、サンプリングクロックfscで直交復調回路２２に入
力し、直交復調を行う。直交復調回路２２においても、
送信システムに対応させて、周波数fsc/4のcos波とsin
波をそれぞれ乗算することにより、直交する2系列の時
系列信号であるベースバンド信号が得られる。

【００３９】実際の処理では、シンボル信号列の各ポイ
ントに、cos波,sin波の代表的なサンプリングポイント
(1,0,-1,0)を順次乗算した後、積分を行い、1シンボル
期間にＮポイントのシンボル信号列を出力する。直交復
調回路２２により出力されたＮポイントのシンボル信号
列を、サンプリングクロックfscの1/4の速度fsbで分割
加算回路２３に取りこみ、分割加算処理を行う。

【００４０】図６に示すように、この分割加算処理は、
入力されたシンボル信号列をM分割して、和を取るもの
である。図６ではM=8の時を示す。この処理によりシン
ボル信号列はN/Mポイントの信号列に変換され出力され
る。

【００４１】分割加算回路２３により出力されるＮ／Ｍ
ポイントの信号列を、サンプリングクロックfsaでＦＦ
Ｔ回路２４に入力を行い、Ｎ／Ｍポイントのフーリエ変
換を行う。ＦＦＴ回路２４によりフーリエ変換されたＮ
／Ｍポイントの周波数系列の情報信号が出力される。

【００４２】分割加算回路２３によるシンボル信号のス
ペクトルの様子を図７に示す。図７(a)は分割加算回路
２３に入力されるシンボル信号列のスペクトルを示して
おり、ベースバンド上にＭキャリア間隔で間欠的に配置
されたチャンネル信号が存在する。この信号列を分割加
算回路２３によりＭ分割して和をとると、基底周波数0,
M,2M,3M…pm(ただしpはN/M未満の整数)の成分は、1/8倍
の周期0,1,2,3…pに変換され、図７(b)のように、本来
間欠に配置されたＮ／Ｍ波のキャリアが隙間なく連続し
て配置される。

【００４３】図８を用いて分散加算処理によるキャリア
の様子を具体的に説明する。この図はM=8の時を示す。
分割加算回路２３に入力されるシンボル信号列はＮポイ
ントで、クロックfsbでサンプリングされる。このシン
ボル信号列をスペクトルで見ると、図８（a）のように
表され、キャリアの占有帯域をfcw1、キャリア間隔をfc
s1とすると、それぞれ次式で表される。

【００４４】 fcw1 ＝ 2fsb/N (3) fcs1 ＝ Mfsb/N (4)

【００４５】つぎに、分割加算回路２３により、分割加
算処理を行い、Ｎ／Ｍポイントの信号列に変換し、これ
をＦＦＴ回路２４において、クロックfsaでサンプリン
グを行う。このときのシンボル信号列をスペクトルで見
ると、図８(ｂ)のように表され、キャリアの占有帯域を
fcw2、キャリア間隔をfcs2とすると、それぞれ次式で表
される。

【００４６】 fcw2 ＝ 2Mfsa/N (5) fcs2 ＝ Mfsa/N (6)

【００４７】ここで、分割加算回路２３のサンプリング
クロックfsbと、 ＦＦＴ回路３４のサンプリングクロッ
クfsaが次式の関係を有するとき(請求項３に相当)

【００４８】 fsa×M ＝ fsb (7)

【００４９】つまり、この式は分割加算回路２３がＮポ
イントのシンボル信号列を入力するシンボル時間とＦＦ
Ｔ回路２４がＮ／Ｍポイントのシンボル信号列を入力す
る時間が等しいことを示すものであり、この（７）式を
（３）式に代入すると、下記の（８）が成立し、また、
（７）式を（４）式に代入すると、下記の（９）が成立
する。

【００５０】 fcw1 ＝ fcw2 (8) fcs1 ＝ M×fcs2 (9)

【００５１】すなわち、これは、分割加算回路２３及び
ＦＦＴ回路２４に入力されるシンボル信号列において、
キャリアの占有帯域が等しく、分割加算回路２３によ
り、キャリアの間隔が１／Ｍに収縮する。

【００５２】このとき、分割加算回路２３により、基底
周波数0,M,2M,3M…pm(ただしpはN/M未満の整数)を抽出
することが出来るが、図７（ａ）で示される点線に相当
するチャンネル以外の信号については、この分割加算処
理により相殺され、信号成分はなくなるので問題はな
い。

【００５３】また、サンプリングクロックが（７）式の
関係にあるとき、分割加算回路２３、ＦＦＴ回路２４の
信号列の流れは、一定速度で連続的であるが、（７）式
の関係を満たさず、不連続で一定速度でないときや、出
力速度を任意にする場合には、分割加算回路２３の前段
もしくは後段にバッファを備えて構成すればよい（図示
せず）。

【００５４】（請求項６，７，８に相当）前記したよう
に、受信システムにおいて複数のチャンネルを受信する
には、各送信システムにおいて、伝送信号の送信の際
に、つぎの条件を満たす必要がある。第１に、各送信シ
ステムから単位時間当たりに送出されるシンボル信号列
それぞれの長さは、等しくなければならない。

【００５５】つまり、シンボルレートを一定に保持する
必要があり、各送信システムのシンボル周波数fsymは同
じでなければならない。シンボル周波数fsymが同じでな
いと、受信システムにおいて、各チャンネルのＦＦＴウ
インドウの長さが異なるために正しくフーリエ変換を行
うことが出来なくなる。

【００５６】第２に、それぞれのマルチキャリア送信伝
送システムのＩＦＦＴ回路１１におけるＮポイントのシ
ンボル信号列を送出するタイミングを合わせて送信する
必要がある。

【００５７】各送信システムから送信されるシンボル信
号列のタイミングが一致していないと、それらの受信シ
ステムにおいて、ＦＦＴを行うためのウインドウを切り
出した際に、シンボル信号列のつなぎ目が、そのウイン
ドウ内に存在することになり、シンボル間干渉を引き起
こし、劣化を招くことになる。

【００５８】そのために、本願発明はシンボル同期手段
を備えるようにした。複数送信システム間のシンボル同
期を取る方法については、例えば、マルチキャリア伝送
受信システムから、シンボル同期用信号を、全てのマル
チキャリア伝送送信システムに向けて送信し、マルチキ
ャリア伝送送信システムでは、シンボル同期用信号を基
に、送出するタイミングを合わせてシンボル信号列を送
信する方法や、マルチキャリア伝送送信システムの特定
の一台から、シンボル同期用信号を他のマルチキャリア
伝送送信システムに向けて送信し、マルチキャリア伝送
送信システムにおいて、シンボル同期用信号を基に、送
出するタイミングを合わせてシンボル信号列を送信する
方法が考えられる。

【００５９】図９に後者の方法による実施例を示す。チ
ャンネル１の信号を送信するマルチキャリア伝送送信シ
ステム１０内にシンボル同期信号発生装置２０を備え、
その発生装置２０から送信システム間のシンボル信号列
の送信タイミングを合わせる信号を、他のマルチキャリ
ア伝送送信システム３０，４０に向けて送信すると共
に、ＩＦＦＴ回路１１にもその信号を送る。

【００６０】マルチキャリア伝送送信システム３０，４
０ではそのシンボル同期用信号を受け取り、それぞれの
ＩＦＦＴ回路３１，４１に送る。全てのマルチキャリア
伝送送信システム１０,３０，４０において、そのシン
ボル同期信号を基にタイミングを合わせ、ＩＦＦＴ回路
１１，３１，４１によりシンボル信号列を生成すること
でシンボル信号列送信のタイミングを合わせることが出
来る。

【００６１】なお、シンボル同期信号をＩＦＦＴ回路１
１，３１，４１に送り生成のタイミングを合わせるので
はなく、ＩＦＦＴよりも後段にバッフアを設け、そのバ
ッファからのシンボル信号列の出力のタイミングを合わ
せてもよい。シンボル同期信号発生装置から送信するシ
ンボル同期信号は、無線、有線どちらでもよい。

【００６２】シンボル同期については、送信システム間
だけでなく、実際は受信システムにおいても必要とな
る。これは、受信システムのＦＦＴ回路２４においてＦ
ＦＴウインドウを切り出すポイントを決定する時に必要
となる。従って、シンボル同期信号発生装置２０からの
シンボル同期信号を受信システムで受け取りシンボル同
期を行ってもよい。

【００６３】また、シンボル同期手段により複数の送信
システムからのシンボル信号列のタイミングを合わせる
が、送信システムの設置個所によっては受信システムに
到達するまでの距離が異なり、シンボル信号列の到着時
間に差が生ずる。

【００６４】しかし、本来ＯＦＤＭ伝送方式はシンボル
信号に加えてガードインターバルと呼ばれる期間を設け
ることでマルチパスに対処出来る方式であるので、本発
明においても、複数の送信システムから受信システム距
離の差も考慮したガードインターバルを設けることで、
その等価的なマルチパスを吸収することが出来る。

【００６５】各チャンネルに対して、伝送帯域内におい
て一定期間で間欠的に信号を配置することで、送信電波
のエネルギー集中をなくすことが出来る。つまり、これ
は微弱電波に適したチャンネル構成となっている。これ
は、本発明の信号を微弱電波として伝送することを想定
した場合、微弱電波としての法規定等を守りつつ、広帯
域な伝送帯域を用いて大きな情報量の信号を伝送するこ
とが出来る。

【００６６】本発明のマルチキャリア伝送送信システム
の他の実施例（請求項９に相当）について、以下に図１
と共に説明する。図１３の従来例の送信システムと同一
構成要素には同一番号を付してある。図１３の従来例の
所定の伝送帯域内に連続的に信号を配置して伝送を行う
ものであるのに対し、図１の実施例のものでは、所定の
伝送帯域内に間欠的に信号を配置して、伝送を行うもの
である。

【００６７】図１に示される本発明のマルチキャリア送
信システムの実施例は、ＩＦＦＴ回路１１、直交変調回
路１２、Ｄ／Ａ変換回路１３、周波数変換回路１４Ａ、
ＢＰＦ１５Ａ、マスタークロック発生回路１６Ａ、分周
回路１７Ａ、及びＰＬＬ回路１８Ａより構成されてい
る。

【００６８】図１のマルチキャリア送信システムにおい
て、入力される情報信号をＩＦＦＴ回路１１に、周波数
割り当てを行いＮポイントの逆フーリエ変換をサンプリ
ングクロックfsbで行う。ＩＦＦＴ手段１１への情報信
号の割り当ては、周波数系列上Ｍポイント一定間隔で間
欠的に信号を印加する。よって、Ｎポイントにおいて、
基底周波数、0,Ｍ,2Ｍ,3Ｍ…pＭ( ただしpはＮ／Ｍ未満
の整数)に一定間隔で間欠的に情報信号の割当てを行
う。このように割り当てられた情報信号に対しＩＦＦＴ
回路１１によって逆フーリエ変換を行った信号は、直交
するＮ／Ｍ波のキャリアが間欠的に配置された状態とな
る。

【００６９】ＩＦＦＴ回路１１により変換され出力され
る時系列のシンボル信号列を、分周回路１７Ａから与え
られるサンプリングクロックfsbの一定速度で連続し
て、直交変調回路１２に送る。ＩＦＦＴ回路１１により
出力されたＮポイントのシンボル信号列を、直交変調回
路１２により、直交変調を行う。

【００７０】直交変調回路１２では、分周回路１７Ａか
ら与えられるサンプリングクロックfscの速度で直交変
調を行い、変調信号列を出力する。直交変調は、位相が
９０°異なるcos波とsiｎ波を、ＩＦＦＴ回路１１より
出力される直交する２つのシンボル信号列にそれぞれ乗
算して、その２系列を加算することにより行われる。

【００７１】例としては、cos波、sin波の代表的な４点
のサンプリング点（1,0,-1,0）を、１サンプル点に対し
て乗算して、４×Ｎポイントのシンボル信号列を生成す
る。そのため、サンプリングクロックfscは、サンプリ
ングクロックfsbの4倍の速度となる。

【００７２】この直交変調により、伝送信号は、fsc／
４を中心周波数とする中間周波数にアップコンバートさ
れる。もちろん、このデジタル直交変調における直交波
のサンプリング点、乗算する周期はシステム設計上適し
たパラメータでよい。

【００７３】直交変調回路１２より出力された変調信号
列を、Ｄ／Ａ変換回路１３により、デジタル信号からア
ナログ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換回路１３に入力され
るサンプリングクロックfsdは、通常、直交変調回路１
２に入力されるサンプリングクロックfscと同一のクロ
ックが入力される。

【００７４】Ｄ／Ａ変換回路１３により、アナログ信号
に変換された時系列信号を、周波数変換回路１４Ａによ
り、周波数変換を行い、伝送周波数帯域にアップコンバ
ートを行う。周波数変換に用いられる周波数fcは、ＰＬ
Ｌ回路１８Ａによって与えられるものであり、ＰＬＬ回
路１８Ａでは、分周回路１７Ａにより与えられるクロッ
クfseを基に、周波数fcを生成する。

【００７５】周波数変換回路１４Ａにより、周波数fcで
周波数変換された信号は、中間周波数がfsc／４であっ
たならば、中心周波数をfc＋fsc／４とする伝送周波数
帯域にアップコンバートされる。アップコンバートされ
た信号は、ＢＰＦ１５Ａにより帯域制限を行い、アンテ
ナを介して送信される。

【００７６】それぞれの送信各回路に供給されるサンプ
リングクロックfsb,fsc,fsd,fseは、分周回路１７Ａに
与えられるマスタークロック発生回路１６Ａのマスター
クロックfckを分周してそれぞれ生成するものである。

【００７７】つぎに、上記で説明した図1のマルチキャ
リア伝送送信システム（請求項９に相当）に対する、マ
ルチキャリア伝送受信システム（請求項１０に相当）に
ついて、以下に図１１と共に説明する。図１３の従来例
の受信システムと同一構成要素には同一番号を付してあ
る。

【００７８】図１３の従来例の連続して配置され伝送さ
れた信号の復調に対し、図１１の実施例は、所定の伝送
帯域内に間欠的に配置され伝送された信号の復調を行う
ものである。

【００７９】図１１に示される本発明のマルチキャリア
受信システムの実施例は、ＢＰＦ１５Ｂ、周波数変換回
路１４Ｂ、マスタークロック発生回路１６Ｂ、分周回路
１７Ｂ、ＰＬＬ回路１８Ｂ、Ａ／Ｄ変換回路２１、直交
復調回路２２、信号抽出回路２３Ｃ、及びＦＦＴ回路２
４より構成されている。

【００８０】マルチキャリア受信システムにおいて、ア
ンテナを介して受信された信号を、ＢＰＦ１５Ｂによっ
て、帯域制限を行い、周波数変換回路１４Ｂへと出力す
る。周波数変換回路１４Ｂでは、周波数変換を行い、送
信システムと同一の中間周波数帯へとダウンコンバート
を行う。周波数変換に用いられる周波数fcは、ＰＬＬ回
路１８Ｂによって与えられるものであり、ＰＬＬ回路１
８Ｂでは、分周回路１７Ｂにより与えられるクロックfs
eを基に、fcを生成するものである。

【００８１】周波数変換回路１４Ｂにより、周波数fcで
周波数変換された信号は、中心周波数をfsc／４とする
中間周波数帯域にダウンコンバートされる。周波数変換
された時系列のアナログ信号を、Ａ／Ｄ変換回路２１に
おいて、デジタル信号へ変換を行う。このときのサンプ
リングクロックfsdは、送信システムに対するものと
し、中間周波数がfsc／４であるならば、fscでサンプリ
ングを行い、1シンボル期間あたり４×Ｎポイントのデ
ジタル信号列を出力する。

【００８２】デジタル信号に変換されたシンボル信号
を、サンプリングクロックfscで直交復調回路２２に入
力し、直交復調を行う。直交復調回路２２においても、
送信システムに対応させて、周波数fsc／４のcos波とsi
ｎ波をそれぞれ乗算することにより、直交する２系列の
時系列信号であるベースバンド信号が得られる。実際の
処理では、シンボル信号列の各ポイントに、cos波、si
ｎ波の代表的なサンプリングポイント（１，０，−１，
０）を順次乗算した後、積分を行い、１シンボル期間に
Ｎポイントのシンボル信号列を出力する。

【００８３】直交復調回路２２により出力されたＮポイ
ントのシンボル信号列を、サンプリングクロックfscの
１／４の速度のサンプリングクロックfsbで信号抽出回
路２３に取り込み、信号抽出処理を行う。

【００８４】この信号抽出処理は、図１２に示されるよ
うに、入力されたＮポイントのシンボル信号列におい
て、任意の位置からＮ／Ｍポイントの信号列を抽出する
ものである。信号抽出回路２３により出力されるＮ／Ｍ
ポイントの信号列を、サンプリングクロックfsaでＦＦ
Ｔ回路２４に入力を行い、Ｎ／Ｍポイントのフーリエ変
換を行う。

【００８５】ＦＦＴ回路２４によりフーリエ変換された
Ｎ／Ｍポイントの周波数系列の情報信号が出力される。
信号抽出回路２３によるシンボル信号のスペクトルの様
子を図７に示す。図７(a)は信号抽出回路２３に入力さ
れるシンボル信号列のスペクトルを示しており、図中、
太線で示されるように、ベースバンド上にＭキャリア間
隔で間欠的に配置された情報信号が存在する。

【００８６】この信号列を信号抽出回路２３Ｃにより、
Ｎポイントシンボル信号列の任意の位置からＮ／Ｍポイ
ントを抽出すると、基底周波数0,Ｍ,2Ｍ,3Ｍ…pＭ(ただ
しpはＮ／Ｍ未満の整数)の成分は、１／８倍の周期0,1,
2,3…pに変換され、図７(b)に示されるように、本来間
欠に配置されたＮ／Ｍ波のキャリアが、隙間なく連続し
て配置される。

【００８７】図８を用いて以下に具体的に説明する。こ
の図はＭ=８の場合を示す。信号抽出回路２３に入力さ
れるシンボル信号列はＮポイントで、クロックfsbでサ
ンプリングされる。このシンボル信号列をスペクトルで
見ると、図８（a）のように表され、キャリアの占有帯
域をfcw1、キャリア間隔をfcs1とすると、それぞれ次式
(１１)、(１２)で表される。

【００８８】 fcw1 ＝ ２×fsb／Ｎ (１１) fcs1 ＝ Ｍ×fsb／Ｎ (１２)

【００８９】つぎに、信号抽出回路２３により、信号抽
出処理を行い、Ｎ／Ｍポイントの信号列を抽出し、これ
をつぎのＦＦＴ回路２４において、クロックfsaでサン
プリングを行う。このときのシンボル信号列をスペクト
ルで見ると、図８(ｂ)のように表され、キャリアの占有
帯域をfcw2、キャリア間隔をfcs2とすると、それぞれ次
式(１３)、 (１４)で表される。

【００９０】 fcw2 ＝ 2Ｍ×fsa／Ｎ (１３) fcs2 ＝ Ｍ×fsa／Ｎ (１４)

【００９１】ここで、信号抽出回路２３のサンプリング
クロックfsbと、ＦＦＴ回路２４のサンプリングクロッ
クfsaが次式(１５)の関係を有するとき

【００９２】 fsa×Ｍ ＝ fsb (１５)

【００９３】つまり、この式は信号抽出回路２３がＮポ
イントのシンボル信号列を入力するシンボル時間とＦＦ
Ｔ回路２４がＮ／Ｍポイントのシンボル信号列を入力す
る時間が等しいことを示すものであり、この（１５）式
を（１１）式に代入すると、

【００９４】 fcw1 ＝ fcw2 (１６)

【００９５】が成立し、また、（１５）式を（１２）式
に代入すると、次式(１７)が成立する。

【００９６】 fcs1 ＝ Ｍ×fcs2 (１７)

【００９７】これは、信号抽出回路２３及びＦＦＴ回路
２４に入力されるシンボル信号列において、キャリアの
占有帯域が等しく、信号抽出回路２３により、キャリア
の間隔が１／Ｍに収縮することを意味する。

【００９８】このことは、つまり、信号抽出回路２３に
より、送信側において基底周波数0,Ｍ,2Ｍ,3Ｍ…pＭに
割り当てられた信号のみを抽出することが可能であるこ
とを意味する。また、サンプリングクロックが（１５）
式の関係にあるとき、信号抽出回路２３、ＦＦＴ回路２
４の信号列の流れは、一定速度で連続的であるが、（１
５）式の関係を満たさず、不連続で一定速度でないとき
や、出力速度を任意にする場合には、信号抽出回路２３
の前段もしくは後段にバッファ（図示せず）を備えて構
成してもよい。

【００９９】信号抽出回路２３において、Ｎポイントの
信号列のうち、Ｎ／Ｍポイントの信号列の抽出は、任意
の位置から実施して構わない。このことにより、本来Ｏ
ＦＤＭ伝送においては、シンボル同期は高い精度を要求
するものであるが、本発明ではシンボル信号列の任意の
位置から一部分を抽出して用いるため、ある程度、抽出
位置にマージンを取ることで、シンボル同期に対する要
求精度を低く設定出来る。

【０１００】また、ＯＦＤＭ伝送では、ガードインター
バルという冗長な信号列を、シンボル信号列毎に付加す
ることにより、マルチパス波によるシンボル間干渉を避
けることが出来る。これについても、Ｎ／Ｍポイント抽
出においてシンボル信号列の先頭から十分なマージンを
取ることで、ガードインターバルそのものを付加しなく
てもシンボル間干渉を回避することが出来る。

【０１０１】情報信号を、伝送帯域内において一定間隔
で間欠的に信号を配置することで、送信電波のエネルギ
ー集中をなくすことが出来る。つまり、これは微弱電波
に適したチャンネル構成となっている。これにより、本
発明の信号を微弱電波として伝送することを想定した場
合、微弱電波としての規定を守りつつ、広帯域な伝送帯
域を用いて大きな情報量の信号を伝送することが出来
る。

【０１０２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、本発明
は、受信システムにおいて、中間周波数へダウンコンバ
ートする際の周波数変換において、シンボル周波数間隔
で異なる周波数を用いて変換を行い、また、直交復調後
のＮポイントのシンボル信号列をＭ分割して加算して、
Ｎ／Ｍポイントの信号列を生成することにより、任意の
位置のＭポイント間隔のキャリアのみを抽出することが
出来、所望のチャンネル信号のみを抽出することが出来
る。

【０１０３】従来はＮポイントのＦＦＴを行う必要があ
ったが、分割加算手段により出力されるシンボル信号列
はＮ／Ｍポイントであるため、Ｎ／ＭポイントのＦＦＴ
を行えばよく、ＦＦＴ部の演算量を軽減することが出
来、コスト削減につながる。

【０１０４】複数のチャンネルに劣化が分散され、特定
のチャンネルのみ復号不可能となる致命的劣化を生ずる
可能性が減少する。所定帯域内での電力エネルギーを小
さく設定出来るため、他の機器に与える干渉を小さく出
来、微弱電波として適した構成となっている。

【０１０５】帯域当たりの電力を小さく保持しつつ、必
要とする大きな伝送レートのディジタル信号を伝送する
ことが可能となる。

【０１０６】また、請求項９乃至１１に記載の発明は、
信号抽出手段において、抽出されるＮ／Ｍポイントの信
号列は、Ｎポイントのシンボル信号列の任意の位置で構
わないので、受信でのシンボル同期に対する要求精度を
低く出来、回路規模縮小に繋がる。

【０１０７】また、一般のＯＦＤＭ伝送においては、シ
ンボル信号列毎にガードインターバルという冗長な信号
列を付加することで、マルチパス耐性を高くしている
が、本発明は、シンボル信号列の先頭から、十分なマー
ジンを見込んだ位置よりＮ／Ｍポイントの信号列を抽出
することで、このガードインターバルを付加しなくても
マルチパスによるシンボル間干渉を回避することが出来
るため、情報伝送レートを高くすることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のマルチキャリア伝送送信システムの一
実施例を示した図である。

【図２】本発明のマルチキャリア伝送受信システムの一
実施例を示した図である。

【図３】本発明のＩＦＦＴにおける情報信号の割り当て
を示した図である。

【図４】本発明の送信システムを複数使用して伝送を行
う時のスペクトルを示した図である。

【図５】所望チャンネルの周波数変換後のスペクトルを
示した図である。

【図６】本発明の分割加算処理を示した図である。

【図７】本発明の分割加算処理及び信号抽出処理による
キャリアの集中を示した図である。

【図８】本発明の分散加算処理及び信号抽出処理による
キャリアの様子を具体的に説明した図である。

【図９】本発明の送信システムを複数用いて伝送を行う
時のシンボル同期信号発生装置を示した図である。

【図１０】従来の複数の送信システムによるチャンネル
構成を取る伝送システムを示した図である。

【図１１】本発明のマルチキャリア伝送受信システムの
他の実施例のブロック構成を示した図である。

【図１２】本発明の信号抽出処理法を示した図である。

【図１３】従来のＯＦＤＭ送信システムによるチャンネ
ル構成を取る伝送システムを示した図である。

【符号の説明】

１０,３０，４０ マルチキャリア伝送送信システム １１,３１，４１ ＩＦＦＴ回路 １２,３２，４２ 直交変調回路 １３,３３，４３ Ｄ／Ａ変換回路 １４Ａ，１４Ｂ，３４，４４，５４，５５，５６ 周波
数変換回路 １５Ａ，１５Ｂ，３５，４５ ＢＰＦ １６Ａ，１６Ｂ マスタークロック発生器 １７Ａ，１７Ｂ 分周回路 １８，１８Ｂ，２５ ＰＬＬ回路 ２０ シンボル同期信号発生装置 ２１ Ａ／Ｄ変換回路 ２２ 直交復調回路 ２３ 分周加算回路 ２３Ｃ 信号抽出回路 ２４ ＦＦＴ回路 ５１ チャンネル１のスペクトル ５２ チャンネル２のスペクトル ５３ チャンネル３のスペクトル ５７ スイッチ Ｍ キャリア間隔 Ｎ シンボル信号列数、ポイント数 fc 周波数変換に用いられる周波数 fck マスタークロック fcs1，fcs2 キャリア間隔 fcw1，fcw2 1キャリアの占有帯域 fsa，fsb，fsc，fsd，fse サンプリングクロック

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】Ｍチャンネルの情報信号の伝送を可能とす
   るマルチキャリア伝送送信システムにおいて、 周波数系列上に印加された信号を直交する時系列の信号
   に変換するＮポイントのＩＦＦＴ手段と、 前記ＩＦＦＴ手段により得られるＮポイントの時系列信
   号であるシンボル信号列を直交変調する直交変調手段
   と、 前記直交変調手段より出力されるデジタル信号の時系列
   信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、 前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ時系列信号を、伝送
   帯域周波数へ変換する周波数変換手段とを備え、 前記ＩＦＦＴ手段への情報信号の割り当てには、周波数
   系列上Ｍポイント一定間隔で間欠的に信号を印加するも
   のであり、前記情報信号を1つのチャンネルとし、間欠
   的に印加され空いた帯域に同様にＭポイント一定間隔で
   間欠的に印加する信号を他のチャンネルとしてＭチャン
   ネルの送信を可能とすることを特徴とするマルチキャリ
   ア伝送送信システム。
2. 【請求項２】請求項１に記載されたマルチキャリア伝送
   送信システムからの送信信号を受信するマルチキャリア
   伝送受信システムにおいて、 時系列の直交するマルチキャリア信号を伝送帯域から中
   間周波数にダウンコンバートを行う周波数変換手段と、 前記周波数変換手段で用いる周波数を、シンボル時間相
   当のシンボル周波数fsymの単位で、制御可能なＰＬＬ手
   段と、 前記周波数変換手段より得られるアナログ時系列の信号
   をデジタルに変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段より得られるデジタルの時系列信号
   を直交復調する直交復調手段と、 前記直交復調手段より出力される前記Ｎポイントのシン
   ボル信号列をＭ分割して加算を行う分割加算手段と、 前記分割加算手段より得られるＮ／Ｍポイントの時系列
   信号を、周波数系列に変換するためのＮ／Ｍポイントの
   ＦＦＴ手段とを備え、 前記マルチキャリア伝送送信システムから間欠的に配置
   され送信される直交マルチキャリア信号であるチャンネ
   ル信号を復調することを特徴とするマルチキャリア伝送
   受信システム。
3. 【請求項３】請求項２または請求項１０に記載されたマ
   ルチキャリア伝送受信システムにおいて、 前記分割加算手段または前記信号抽出手段に供給される
   サンプリングクロックfsbと前記ＦＦＴ手段に供給され
   るサンプリングクロックfsaは、fsb＝M×fsaの関係を有
   するものであって、 前記分割加算手段または前記信号抽出手段が前記Ｎポイ
   ントのシンボル信号列を入力する前記シンボル時間と、
   前記ＦＦＴ手段が前記Ｎ／Ｍポイントの時系列信号を入
   力する時間が等しいことを特徴とするマルチキャリア伝
   送受信システム。
4. 【請求項４】請求項２に記載されたマルチキャリア伝送
   受信システムにおいて、 前記周波数変換手段で使用する周波数について、 前記周波数変換手段で用いられる基準キャリアをfaとし
   たとき、 fa＋r×fsym（rは0 〜 M-1までの整数）で表せる、異な
   る周波数を用いて周波数変換を行うことで、所望チャン
   ネルの信号を常に所定の周波数にダウンコンバートする
   こと特徴とするマルチキャリア伝送受信システム。
5. 【請求項５】請求項２に記載されたマルチキャリア伝送
   受信システムにおいて、 前記周波数変換手段で使用する周波数について、前記周
   波数変換手段で用いられる基準キャリアをfaとしたと
   き、fa＋r×fsym（rは0 〜 M-1までの整数）で表せる、
   異なる周波数を用いて周波数変換を行うことで、所望チ
   ャンネルの信号を常に所定の周波数にダウンコンバート
   するようにし、 前記分割加算手段に供給されるサンプリングクロックfs
   bと前記ＦＦＴ手段に供給されるサンプリングクロックf
   saは、fsb＝M×fsaの関係を有し、前記分割加算手段が
   前記Ｎポイントのシンボル信号列を入力する前記シンボ
   ル時間と、前記ＦＦＴ手段が前記Ｎ／Ｍポイントの時系
   列信号を入力する時間が等しいようにしたことを特徴と
   するマルチキャリア伝送受信システム。
6. 【請求項６】請求項１に記載されたマルチキャリア伝送
   送信システムを複数で構成し、 前記マルチキャリア伝送送信システム夫々から、所定の
   チャンネルを使用して情報を送信するものとし、そのと
   き、夫々の前記マルチキャリア伝送送信システムの、前
   記Ｎポイントのシンボル信号列を、送出するタイミング
   を合わせて送信するシンボル同期手段を備え、 請求項2に記載のマルチキャリア伝送受信システムを１
   台もしくはそれ以上で構成し、所望のチャンネルを復調
   することを特徴とするマルチキャリア伝送システム。
7. 【請求項７】請求項６に記載されたマルチキャリア伝送
   システムにおいて、 前記シンボル同期手段について、前記マルチキャリア伝
   送受信システムから、シンボル同期用信号を、前記マル
   チキャリア伝送送信システム全てに向けて送信し、前記
   マルチキャリア伝送送信システムでは、前記シンボル同
   期用信号を基に、送出するタイミングを合わせて前記シ
   ンボル信号列を送信することを特徴とするマルチキャリ
   ア伝送システム。
8. 【請求項８】請求項６に記載されたマルチキャリア伝送
   システムにおいて、 前記シンボル同期手段は、シンボル同期用信号を、前記
   マルチキャリア伝送送信システムの特定の１台から、他
   の前記マルチキャリア伝送送信システムに向けて送信
   し、 前記シンボル同期用信号を基に、送出するタイミングを
   合わせて前記シンボル信号列を送信することを特徴とす
   るマルチキャリア伝送システム。
9. 【請求項９】マルチキャリア伝送送信システムにおい
   て、 周波数系列上に印加された信号を直交する時系列の信号
   に変換するＮポイントのＩＦＦＴ手段と、 前記ＩＦＦＴ手段への情報信号の割当ては、周波数系列
   上Ｍポイント一定間隔で間欠的に信号を印加するもので
   あり、前記ＩＦＦＴ手段により得られるＮポイントの時
   系列信号であるシンボル信号列を直交変調する直交変調
   手段と、 前記直交変調手段により出力されるデジタル信号の時系
   列信号をアナログに変換するＤ／Ａ変換手段と、 前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ時系列信号を、伝送
   帯域周波数へ変換する周波数変換手段とを備えることを
   特徴とするマルチキャリア伝送送信システム。
10. 【請求項１０】請求項９に記載されたマルチキャリア伝
    送送信システムより伝送される信号を受信するマルチキ
    ャリア伝送受信システムであって、 時系列の直交するマルチキャリア信号を伝送帯域から中
    間周波数にダウンコンバートを行う周波数変換手段と、 前記周波数変換手段により得られるアナログ時系列の信
    号をデジタルに変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段より得られるデジタルの時系列信号
    を直交復調する直交復調手段と、 前記直交復調手段より出力される前記Ｎポイントのシン
    ボル信号列のうち、任意の位置より、Ｎ／Ｍポイントの
    信号列を抽出する信号抽出手段と、 前記信号抽出手段より得られるＮ／Ｍポイントの時系列
    信号を、周波数系列に変換するＮ／ＭポイントのＦＦＴ
    手段とを備え、 前記マルチキャリア伝送送信システムから間欠的に配置
    され送信される直交マルチキャリア信号を復調すること
    を特徴とするマルチキャリア伝送受信システム。
11. 【請求項１１】請求項９に記載のマルチキャリア伝送送
    信システムと請求項３に記載のマルチキャリア伝送受信
    システムとで構成されることを特徴とするマルチキャリ
    ア伝送システム。