JP2001308815A

JP2001308815A - 伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置

Info

Publication number: JP2001308815A
Application number: JP2000116364A
Authority: JP
Inventors: Keiichi Kaneko; 敬一金子; Kazunari Matsui; 一成松井; Katsumi Takaoka; 勝美高岡
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 2000-04-18
Filing date: 2000-04-18
Publication date: 2001-11-02

Abstract

(57)【要約】【課題】デジタル直交変調器の同相信号と直交信
号の演算時間の差により生じる変調特性の劣化を補償す
ることにある。【解決手段】デジタル直交変調器のサンプリングクロ
ックが２倍のクロック周波数で動作するＩＦＦＴ（１
３）を用いて伝送すべきデジタル情報信号をデジタル変
調し、得られた離散直交周波数信号を出力バッファ（１
４）に一時記憶しつつ１つおきにデジタル直交変調器
（１５）に供給し、ＩＦＦＴより供給される同相信号と
直交信号のデジタル直交変調器における演算時のタイミ
ング差により生じる変調信号の位相誤差の発生を抑え
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交する２つのデ
ジタル情報信号を１つのキャリアで変調する直交デジタ
ル変調方式に係り、特に変調される２つのデジタル情報
信号間での干渉、クロストーク等の歪を生じさせる直交
変調信号における位相誤差を補償する方法、及びその位
相誤差を補償する手段を有する伝送信号の生成方法、及
び伝送信号の生成装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、デジタル信号処理技術の進歩に伴
い、高能率圧縮符号化されたデジタル映像、音声を伝送
するための高能率にデジタル情報を伝送するための高能
率デジタル変調方式の実現が望まれている。高能率なデ
ジタル変調方式は、定められた周波数帯域の中で出来る
だけ大きな情報量のデジタル信号を、小さな誤り率で伝
送できる変調、復調方式である。

【０００３】その１つとして、１つのキャリア信号を２
種類の情報信号で変調する２相変調方式があるが、その
変調方式は現行ＮＴＳＣ方式のアナログテレビジョン方
式で２つの色差信号を伝送するために使用されており、
１つのサブキャリアで２種類の色信号を伝送している。

【０００４】この２種類の色信号を２種類のデジタル信
号とみなし、１つのサブキャリア信号を振幅変調方向
（同相信号）と、位相変調方向（直交信号）とでそれぞ
れに変調して伝送する方法がＱＡＭ（quadrature ampli
tude modulation）として知られている。

【０００５】ここで、多数のサブキャリアのそれぞれ
を、多数の２種類のデジタル信号でＱＡＭ変調を行い伝
送する方式は、直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤ
Ｍ）と呼ばれ、ここでなされるデジタル変調信号の周波
数はサブキャリア数の多い分だけ低くすることができる
ため、ガードインターバル期間を設けても伝送効率の低
下を少なくでき、マルチパス歪の影響を受けない無線伝
送路を確保することができる。

【０００６】このＯＦＤＭ方式はデジタル変調信号の周
波数を低く出来るため、伝送周波数スペクトラムを矩形
に出来るなど、隣接チャンネルとの干渉を小さく出来る
ため、帯域利用率のよい、高能率なデジタル変調方式を
実現することができる。

【０００７】このような特徴を有する変調方式を、小さ
な回路規模で実現することは、これらの変調方式を用い
る移動体通信応用面で重要であり、従来から行われてい
たアナログ直交変調回路をデジタル直交変調回路により
実現できれば、デジタル化された変調回路のＬＳＩ化が
可能となり、変調回路の小型化、省電力化が可能とな
る。

【０００８】本出願人は平成１１年８月「直交周波数分
割多重変調方法及び直交周波数分割多重変調装置」とし
てデジタル直交変調技術の出願を行っている（特願Ｈ１
１−２３８０９８）が、このデジタル変調器の内部で行
われる正弦波と余弦波の乗算は、１、０、−１の値を用
いて行えることから回路構成が簡単にできる特徴を持つ
ものである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このように
して小形、省電力化のなされるＬＳＩを用いるデジタル
直交変調器は、扱う信号の周波数が小さいほどＬＳＩの
小型、省電力化に適しており、可能な限り動作周波数を
低くした回路の実現が試みられているが、そのような低
い周波数による直交デジタル変調回路では動作周波数を
低く設定したことによる誤差が生じ、変調回路の特性を
悪化させる。

【００１０】その変調特性が悪化する原因について述べ
る。ＯＦＤＭ伝送方式に代表されるマルチキャリア伝送
方式において、変調信号は逆フーリエ変換によってサブ
キャリアに対して同相である信号と直交している信号と
が時系列信号として生成され、これらの生成された時系
列で示される信号は、デジタル直交変調回路に供給され
る。

【００１１】ここで生成された同相信号と直交信号は、
同時刻におけるサンプリングデータとして得られてお
り、これらの信号をデジタル直交変調器において、変調
周波数に該当する信号と９０度の位相差をもった信号と
でそれぞれ乗算するため、変調周波数を表現している信
号の１サンプル分に相当するタイミング位相差が生じて
いる。

【００１２】このタイミング位相差については特開平８
−１０２７６６、デジタル処理直交変調器にも記されて
おり、高能率なデジタル変調器を実現するためデジタル
フィルタを用い、補間した信号を生成することにより、
このタイミング位相差の課題を解決しようとしている。

【００１３】しかしながら、このようにして生じた前記
タイミング位相差を補償するデジタルフィルタは高精度
な演算を必要とし、装置の複雑化、高価格化をきたして
しまう。また例えば、直交信号側のみにデジタルフィル
タを挿入した場合、タイミング位相差は吸収できるもの
の、フィルタの振幅周波数特性を平坦にすることが難し
く、その振幅特性の乱れのためデジタル変調特性を劣化
させてしまうなど有効に活用されるには至ってなかっ
た。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために以下の１）〜４）の手段より成るものであ
る。すなわち、

【００１５】１）実数部信号と虚数部信号とを軸とす
る２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべき第１系統乃至第
ｍ（ｍは２以上の整数）系統のデジタル情報信号のうち
少なくとも前記第１系統のデジタル情報信号をその内容
に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号点に順
次割り付け、その順次割り付けた各信号点における実数
部信号と虚数部信号とよりなる第１の信号点情報を、第
１のキャリア周波数による変調信号として、逆フーリエ
変換手段に供給してデジタル変調信号を生成するととも
に、前記逆フーリエ変換手段により生成された前記第１
のデジタル変調信号をデジタル直交変調して、高周波信
号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成方法に
おいて、前記伝送すべき前記系統のデジタル情報信号に
係る前記各信号点の位置に割り付けられたそれぞれの信
号点情報を得る第１のステップ（１１）と、その第１の
ステップで得られた前記系統の各信号点情報を、ｍの２
倍より大きな数ｎを次数として逆フーリエ変換を行なう
ことにより、ｎ個の離散同相時系列信号及びｎ個の離散
直交時系列信号を得る第２のステップ（１３）と、その
第２のステップで得られた前記ｎ個の離散直交時系列信
号の偶数又は奇数番目をデジタル直交変調器に供給する
第３のステップ（１４）と、その第３のステップで供給
された前記偶数又は奇数番目の離散直交時系列信号をデ
ジタル直交変調して前記高周波信号を生成する第４のス
テップ（１５）とを少なくとも有することを特徴とする
伝送信号の生成方法。

【００１６】２）前記第３のステップは、偶数又は奇
数番目の離散同相時系列信号、及び奇数又は偶数番目の
離散直交時系列信号を前記デジタル直交変調に供給する
ステップであることを特徴とする１)項に記載の伝送信
号の生成方法。

【００１７】３）実数部信号と虚数部信号とを軸とす
る２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべき第１系統乃至第
ｍ（ｍは２以上の整数）系統のデジタル情報信号のうち
少なくとも前記第１系統のデジタル情報信号をその内容
に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号点に順
次割り付け、その順次割り付けた各信号点における実数
部信号と虚数部信号とよりなる第１の信号点情報を、第
１のキャリア周波数による変調信号として、逆フーリエ
変換手段に供給してデジタル変調信号を生成するととも
に、前記逆フーリエ変換手段により生成された前記第１
のデジタル変調信号をデジタル直交変調して、高周波信
号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成装置に
おいて、前記伝送すべき前記系統のデジタル情報信号に
係る前記各信号点の位置に割り付けられたそれぞれの信
号点情報を得るデータマッピング手段（１１）と、その
データマッピング手段により得られた前記系統の各信号
点情報を、ｍの２倍より大きな数ｎを次数として逆フー
リエ変換を行なうことにより、ｎ個の離散同相時系列信
号及びｎ個の離散直交時系列信号を得る逆離散フーリエ
変換手段（１３）と、その逆離散フーリエ変換手段で得
られた前記ｎ個の離散直交時系列信号の偶数又は奇数番
目をデジタル直交変調器に供給する信号供給手段（１
４）と、その信号供給手段より供給された前記偶数又は
奇数番目の離散直交時系列信号をデジタル直交変調して
前記高周波信号を生成するデジタル直交変調手段（１
５）とを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の
生成装置。

【００１８】４）前記信号供給手段は、偶数又は奇数
番目の離散同相時系列信号、及び奇数又は偶数番目の離
散直交時系列信号を前記デジタル直交変調に供給するこ
とを特徴とする３）項に記載の伝送信号の生成装置。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明は、２ｎポイント逆フーリ
エ変換により２ｎ個の時系列データから構成されるデジ
タル同相信号とデジタル直交信号を生成し、偶数番目の
ｎ個の前記デジタル同相信号と奇数番目のｎ個の前記デ
ジタル直交信号、或いは、奇数番目のｎ個の前記デジタ
ル同相信号と偶数番目のｎ個の前記デジタル直交信号、
をもってデジタル直交変調するデジタル情報送信装置に
おける位相補償方法に係るものであり、以下、本発明の
伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置の実施の
形態につき、好ましい実施例により説明する。

【００２０】図１は、その実施例に関わる直交周波数分
割多重変調装置の概略構成であり、その構成と動作につ
いて概説する。この直交周波数分割多重変調装置はデー
タマッピング回路１１、ＩＦＦＴ演算回路１３、間欠信
号生成回路１４、デジタル直交変調回路１５、中間周波
発振器１６、及びＤＡ変換器１７より構成される。

【００２１】この様に構成される直交周波数分割多重変
調装置の動作について述べるに、変調されるべきデジタ
ルデータはデータマッピング回路１１に供給され、ここ
ではそのデータは直交周波数分割多重信号を構成するそ
れぞれの搬送波のうちのどの搬送波に割り付けられて伝
送されるかを定め、各々の搬送波に対して変調するデジ
タルデータの数値に応じてＱＡＭ変調される搬送波の信
号点の位置が定められ、それらの信号点の位置に対応す
る振幅方向、及び角度方向の位置に対応する信号ｉ、ｑ
が生成され、ＩＦＦＴ演算回路１３に供給される。

【００２２】ここでは、供給された信号ｉ、ｑに従って
直交周波数分割多重を構成する各々の搬送波が与えられ
た信号点の位置で直交周波数変調され、各々の搬送波が
実数部信号Ｒ（同相信号）と虚数部信号Ｉ（直交信号）
として合成されたベースバンド信号出力が得られ、これ
らのベースバンド信号出力はデジタル直交変調器１５に
供給される。

【００２３】ここでは、そのベースバンド信号出力であ
る実数部信号Ｒと虚数部信号Ｉは、中間周波発振器１６
が発振する周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換
され、新しい周波数帯域の信号に変換されたデジタル直
交変調信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信号に変換
されて出力される。

【００２４】ここで、ＩＦＦＴ演算回路１３は、後述す
るデジタル直交変調器により生じる特性誤差の発生を予
め防止するため、通常用いられるＩＦＦＴに比して２倍
のサンプリングポイントを有するＩＦＦＴ回路が使用さ
れとともに、後述の方法によりＩＦＦＴ演算された信号
をデジタル直交変調器１５に供給するようになされてい
る。

【００２５】このようにして生成された伝送信号は図示
しない空間伝送路を介して受信装置に供給され、その供
給された前記高周波信号を復調して伝送された前記信号
点情報を得、その得られた信号点情報より伝送されたデ
ジタル情報信号を復号して出力するように構成される。

【００２６】ここで、デジタル直交変調回路によりもた
らされる特性の変化について、アナログ直交変調器との
対比により説明する。まず、従来から用いられているア
ナログ直交変調器の場合であるが、アナログ直交変調器
にはデジタル信号の形でＩＦＦＴ演算器１３より出力さ
れる信号はＤＡ変換器によりアナログ信号に変換された
信号が供給され、その供給された信号を中間周波発振器
より供給される中間周波発振周波数を中心とする周波数
帯域の信号に変換を行っていた。

【００２７】図２にアナログ直交変調器の回路を示す。
同図において、例えばＩＦＦＴ演算器１３より供給され
たベースバンド信号はＤＡ変換器によりアナログ信号に
変換され、変換された実数部信号Ｒは中間周波発振器１
６より供給される角周波数がωｔである余弦信号は９０
度移相器により角周波数がωｔである正弦波の信号と乗
算されるとともに、アナログ信号に変換された虚数部信
号（Ｉ）は中間周波発振器１６より供給される角周波数
がωｔである余弦波信号と乗算され、この２つの乗算器
より得られる演算出力は加算器により加算されて直交変
調出力信号として出力される。

【００２８】ここで中間周波発振器より供給される余弦
波出力信号に対する正弦波出力信号は９０度移相器を用
いて生成されるが、その９０度移相器の特性はそれらを
構成するアナログ回路の回路定数の変動により特性が変
動し易いため、またアナログ乗算器も高周波特性が変動
し易く長期間にわたって安定した直交変調出力信号を得
ることが難しく、その特性を改善するため回路素子の変
動の影響を受け難いデジタル化された直交変調回路の実
現が望まれていた。

【００２９】図３にデジタル回路で構成されるデジタル
直交変調器の構成を示す。同図においてＩはＩＦＦＴ１
３より供給される実数部の信号であり、Ｑは虚数部の信
号であり、それぞれのＩ、Ｑ信号は増幅度が１として示
される増幅器と、増幅度が−１として示される反転型増
幅器に供給され、これらの増幅器よりそれぞれＩ、−
Ｑ、−Ｉ、Ｑの４信号が得られる。

【００３０】これらの４信号はデータセレクタに供給さ
れ、データセレクタは中間周波発振器から供給される発
振周波数の周期に応じて、この４つの信号を順次切り換
えながら出力する。すなわち、最初は信号Ｉを、次に−
Ｑを、その次は−Ｉを、そして最後にＱを出力するよう
な動作を繰り返し行う。

【００３１】図４に、このようにして動作するデジタル
直交変調器のタイミングチャートを示す。同図におい
て、サンプル期間と記される時間間隔は直交周波数分割
多重信号のサンプリング周波数に相当する期間であり、
その期間はｎポイントＩＦＦＴ回路を動作させるための
窓区間の１／ｎに相当する。

【００３２】この図において、信号はＩＦＦＴ演算器
１３からの実数部出力信号をＩとして、サンプル期間を
単位とする演算区間をｎ−１、ｎ、ｎ＋１とする添え字
により示しており、信号は同様にしてＩＦＦＴ演算器
１３からの虚数部出力信号Ｑに同様のｎ−１、ｎ、ｎ＋
１の添え字を付して示してある。

【００３３】信号は、信号Ｉが増幅器により増幅され
た信号Ｉと、反転増幅された信号−Ｉがデータセレクタ
により、サンプル期間内で複数回切り換えられていると
きの信号を示しており、その信号はＩ_n、0、−Ｉ_n、0、
Ｉ_n、、0、−Ｉ_n、・・・・のように繰り返されており、
この信号はＩ_nに余弦関数の９０度おきの値、１、０、
−１、０、・・・・を乗じた値となっている。

【００３４】同様にして信号は0、−Ｑn、0、Ｑn、
0、−Ｑn、0、・・・・となっている。このようにして
得られた信号と信号を加算したのが信号であり、
その信号はＩ_n、−Ｑ_n、−Ｉ_n、Ｑ_n、Ｉ_n、−Ｑ_n、−
Ｉ_n、・・・・となっており、これがこの直交変調器の
出力信号となる。

【００３５】ここで、この例に示すように１つのサンプ
ル期間の中で多数回信号が繰り返し切り換えられるとき
は、この信号の切り換え順によるIとQ信号に与えれらる
変調特性差は少ないが、サンプル期間が小さく、その間
に信号の切り換え繰り返し回数を多数回行えないような
場合はそのデジタル直交変調回路より得られる変調信号
に特性の差が生じるため、その差の特性を補正するため
の信号処理が必要となる。

【００３６】本実施例はその様な特性の差を補正した特
性のよいデジタル直交変調器を実現するものであり、そ
の特性の補正は前述の図４においてサンプル期間の開始
点で出現する信号は、最初に実数部のＩ_nの信号であ
り、次に虚数部のＱ_nの信号が出現するように、常に実
数部の信号が虚数部の信号より先に出現することによる
時間誤差に係る信号位相のずれによる特性の差が生じな
いように構成するものである。

【００３７】すなわち、この信号位相のずれは、お互い
に同じ時刻のデータであるＩ信号とＱ信号とが異なる時
刻のデータとしてデジタル直交変調器で処理されるため
に、Ｒ信号とＩ信号の直交性が変調周波数の1サンプル
時間分だけ異なることになり、その時間差により特性の
差が生じる。

【００３８】このときの時間差は、サンプル期間が小さ
く、デジタル変調回路はその期間内におけるＩ、Ｑ信号
の切り換え繰り返し回数を多く取れないときはサンプル
期間に対するＩ、Ｑ信号の出現時間差の割合が大きくな
り、変調誤差の信号レベルも大きくなる

【００３９】図５に、その具体的な動作例を示す。同図
において、サンプル期間は１９．５ｎｓｅｃ、すなわち
サンプル周波数は５１．２ＭＨｚであり、ＩＦＦＴ演算
回路は１９．５ｎｓｅｃごとに演算結果である実数部信
号と、虚数部信号である信号を出力する。

【００４０】このＩＦＦＴ演算回路のサンプル期間毎に
得られる、Ｉ_n、Ｉ_n+1、Ｉ_n+2、Ｉ_n ₊₃、・・・・、及び
Ｑ_n、Ｑ_n+1、Ｑ_n+2、Ｑ_n+3、・・・・を変調信号のサン
プリングデータとみなし、すなわち、そのサンプリング
データは直流から最高１６ＭＨｚまでの信号成分を含む
ベースバンド信号であるとし、この信号成分を中間周波
発振器の発振周波数である２５．６ＭＨｚを中心周波数
とする周波数帯の信号に変換する。

【００４１】このときの周波数変換された信号の帯域
は、２５．６±１６ＭＨｚであり、変換されたデータ列
のサンプリング周波数は１０２．４ＭＨｚであり、この
ときに生じる直交性の誤差は、約９．８ｎｓ（１／１０
２．４ＭＨｚ）である。

【００４２】従ってこの直交性の誤差は、中心周波数２
５．６ＭＨｚよりも１２．８ＭＨｚ高い３８．４ＭＨｚ
の周波数のサブキャリアに対しては、π／４ラジアンの
位相遅れとなっており、反対に中心周波数より１２．８
ＭＨｚ低い周波数のサブキャリアに対しては、π／４ラ
ジアンの位相進みとなり、このように構成されるデジタ
ル直交変調回路からは、このようにして生じる位相差に
基づいたデジタル変調器の出力信号が得られる。

【００４３】図６に、そのような位相誤差を生じさせな
い構成のデジタル直交変調器において成される信号の演
算過程について示す。すなわち、ここで用いられるＩＦ
ＦＴ演算回路は従来のＩＦＦＴ演算回路に比して２倍の
次数のＩＦＦＴ回路を用い、演算を行なうクロック周波
数を２倍とすることにより、前述のようなＩ信号とＱ信
号のタイミングの誤差による生じる直交デジタル変調信
号の位相誤差の発生を防いでいるものである。

【００４４】すなわち、同図には、デジタル直交変調器
の２倍のクロック周波数で動作するＩＦＦＴ演算回路よ
り出力される信号と、その信号を基にしてデジタル直交
変調器に供給される信号との関係をタイミングチャート
で示す。ここで、２倍のクロック信号で動作するＩＦＦ
Ｔのサンプリング周波数は１０２．４ＭＨｚ、すなわち
サンプル期間は９．７７ｎｓｅｃであり、ＩＦＦＴ演算
回路は９．７７ｎｓｅｃごとに演算結果である実数部の
信号と、虚数部の信号を出力する。

【００４５】このようにして、ＩＦＦＴ演算回路より供
給される信号を前述の図３に示したデジタル直交変調器
に供給して演算を行なうと、Ｉ信号としては図６の信号
を、Ｑ信号としては同図の信号が得られ、これらの
信号を加算して信号が得られる。

【００４６】このようにして得られるＩＦＦＴ演算回路
のサンプル期間毎のデータである、Ｉ_n、Ｉ_n+1、
Ｉ_n+2、Ｉ_n+3、・・・・、及びＱ_n、Ｑ_n+1、Ｑ_n+2、Ｑ
_n+3、・・・・を変調信号のサンプリングデータとみな
し、この信号成分を中間周波発振器の発振周波数である
２５．６ＭＨｚを中心周波数とする周波数帯の信号に変
換する。

【００４７】このようにして得られた本実施例における
２倍の次数を有するＩＦＦＴ回路と、デジタル直交変調
回路との組み合わせにより得られるデジタル直交変調信
号である信号は、Q_n-1、I_n、−Q_n+1、−I_n+2、Q_n+3、
I_n+4、−Q_n+5、−I_n+6、Q_n+7、I_n+8、−Q_n+9、のように
Ｉ信号と、Ｑ信号のサンプルの順番はそれぞれのサンプ
ルごとに１ずつ更新されている。

【００４８】前述の図５に示した例では、Ｉ_n、−Ｑ_n、
−Ｉ_n+1、Ｑ_n+1、Ｉ_n+2、−Ｑ_n+2、−Ｉ_n+3、Ｑ_n+3、Ｉ
_n+4、−Ｑ_n+4、のように、Ｉ信号と、Ｑ信号のサンプル
の順番は２つづつ同じ番号が異なるタイミングで出現し
ているが、図６で生成される信号については、サンプ
ルごとに時間が更新されており、そのサンプル値は正規
の時間に出現すべき値であり、このデジタル直交変調器
より位相差誤差を含まない出力が得られていることが分
かる。

【００４９】従って、図６に示す信号は同図の信号
に比して時間遅れを発生していなく、このようにして生
成されるデジタル直交変調器の出力信号は直交性を保っ
ていることとなる。

【００５０】つぎに、このような動作を行なうためのデ
ジタル変調器（ＩＦＦＴ）とデジタル直交変調器の動作
について、前述の図１に示した直交周波数分割多重変調
装置と共に述べる。

【００５１】すなわち、ここに示す直交周波数分割多重
信号変調装置が直交する３２の周波数のサブキャリアを
生成するとき、ＩＦＦＴ演算器１３は３２対の振幅方
向、及び角度方向の位置に対応する信号ｉ、ｑがデータ
マッピング回路１１より供給され、ＩＦＦＴ演算器１３
では３２対の振幅方向、及び角度方向の位置に対応して
ＱＡＭ変調される３２本のサブキャリア信号が生成さ
れ、デジタル直交変調器１５に供給される。

【００５２】そのデジタル直交変調器１５は供給される
３２本のサブキャリアを、中間周波発振器より供給され
る中間周波数を中心キャリアとし、その中心キャリアに
対して周波数の高い方に１６本のサブキャリアを、そし
て中心キャリアに対して周波数の低い方に１６本のサブ
キャリアを配置する様に周波数の変換を行なう。

【００５３】しかるに、このときにデジタル直交変調器
１５より出力される信号は離散的な信号であり、中心キ
ャリア周波数の奇数倍の周波数帯にも高調波信号として
の出力信号が生成される。この高調波信号成分は不要で
あり、この信号をＤＡ変換してアナログ信号とした後に
そのバンドパスフィルターにより不要周波数成分の除去
を行なう。

【００５４】この図示しないバンドパスフィルターは、
伝送すべき直交周波数分割信号の帯域において平坦な振
幅特性、位相特性を有し、帯域外の周波数成分に対して
は十分な減衰特性を得る必要があり、その様な特性を有
するバンドパスフィルターの実現は一般に困難である。

【００５５】そこで、ＩＦＦＴ演算回路１３をオーバー
サンプリングとすることにより逆ＦＦＴ演算の次数を大
きくし、デジタル直交変調器１５に供給する中間周波発
振器の周波数を大きくすることにより、直交周波数分割
信号の帯域と不要周波数信号帯域との周波数間隔を大き
くし、バンドパスフィルターによる不要周波数信号帯域
の除去を容易にする手法が用いられる。

【００５６】このように、ＩＦＦＴ演算回路１３を２
倍、あるいはそれ以上の倍数のオーバーサンプリングの
構成により行なうことは、後段のフィルタを安価にする
効果もあるので、前述の３２本のサブキャリアを生成す
るためのＩＦＦＴの次数を３２の２倍である６４を用い
て演算する場合について述べる。

【００５７】図７に、目的とする逆フーリエ変換を行な
うための周波数配置を示す。同図において、横軸が周波
数で、縦軸はＩＦＦＴ演算回路が生成する周波数スペク
トラムの範囲を示し、網点で示す範囲にに３２本のサブ
キャリア信号が存在する。

【００５８】実際には、Ａ部として示す０〜１２．８Ｍ
Ｈｚの周波数帯域には１６本の正の周波数であるサブキ
ャリアを、そしてＢ部として示す３８．４〜５１．２Ｍ
Ｈｚの帯域には、−１２．８〜０ＭＨｚに存在する１６
本の負の周波数のサブキャリアを折り返して示してあ
る。

【００５９】図８に、前述の図７に示したＡ部の拡大図
を示す。同図において、０〜１２．８ＭＨｚの周波数間
隔に１６本のキャリアが８００ｋＨｚ間隔で並べられて
いる。すなわち、この２倍オーバーサンプリングを用い
るＩＦＦＴ演算回路は、ＩＦＦＴの次数は３２本のキャ
リア数に対して２倍である６４の次数を用いる。そし
て、この２倍オーバーサンプリングＩＦＦＴの基本周波
数、すなわち第１サブキャリアの周波数は、２５．６Ｍ
Ｈｚを２倍して得られる５１．２ＭＨｚを次数６４で除
した０．８ＭＨｚであり、これは２５．６ＭＨｚを３２
で除した値と同一である。

【００６０】図９に、第１サブキャリアの状態を、中心
キャリアに対する同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信
号）の関係について示し、説明する。すなわち、第１サ
ブキャリアは、Ｉ信号とＱ信号よりなる２次元平面上を
１回転する信号として表現できる。そして、その一周を
６４等分し、それらの６４等分した円周上の点のＩ軸、
Ｑ軸に投影して得られる信号がＩＦＦＴ演算を行なって
得られる第１サブキャリアに対する時系列信号である。

【００６１】図１０に、前述の図９で示したＣ部を拡大
して示す。同図において、Ｄ₀で示す点をＩ信号軸に投
影して得られる信号レベルＩ₀、およびＱ信号軸に投影
して得られる信号レベルＱ₀がＩＦＦＴ演算を行なって
得られる第１サブキャリアに対する時系列信号の第１番
目の値であり、以下Ｉ₁とＱ₁、Ｉ₂とＱ₂、・・・・・
・、Ｉ₆₃とＱ₆₃のように１回転する離散的な信号として
得られる。

【００６２】同様にして第２サブキャリアは、Ｉ信号と
Ｑ信号を軸とする２次元平面内を２回転する信号であ
り、その信号は円周上を３２等分した点のＩ信号軸、Ｑ
信号軸への投影した電圧値で示され、同様に第３サブキ
ャリア信号は３回転する信号として与えられる。

【００６３】このようにして、この実施例で示すＩＦＦ
Ｔ演算回路からは、正方向に１〜１６回転する１６本の
サブキャリアと負方向に１〜１６回転する１６本のサブ
キャリアの合計３２本のサブキャリアにより構成される
ＯＦＤＭ信号を用いて情報信号の伝送を行なう。

【００６４】つぎに、４倍のオーバーサンプリングを用
いるＩＦＦＴ演算、すなわち１２８ポイントのＩＦＦＴ
演算回路を用いてＯＦＤＭ信号を生成する例について述
べる。図１１に、４倍のオーバーサンプリングを用いて
逆フーリエ変換するための周波数配置を示す。同図に示
すＤ部では正方向に回転する１６本のサブキャリア信号
が、Ｅ部には負の方向に回転する１６本のサブキャリア
が存在する。

【００６５】図１２に、そのＤ部における１６本のサブ
キャリアの状態を示す。同図からも分かる様に、ここに
おける１６本のサブキャリアは前述の図８に示したサブ
キャリアの配置と同一であり、４倍のオーバーサンプリ
ングＩＦＦＴにより得られるベースバンド信号と２倍の
オーバーサンプリングにより得られるサブキャリア信号
は同一であり、それは基本周波数、すなわち第１サブキ
ャリア周波数は、１０２．４MHzを１２８で除して得ら
れる０．８ＭＨｚであり、２倍のオーバーサンプリング
周波数のＩＦＦＴで生成された第１サブキャリア周波数
と同一であることからも分かる。

【００６６】図１３に、その第１サブキャリアの状態
を、中心キャリアに対する同相成分（Ｉ信号）と直交成
分（Ｑ信号）の関係を拡大した図で示す。同図におい
て、第１キャリアでは一周分を１２８で割り、それぞれ
円周上の点のＩ軸、Ｑ軸への投影が時系列信号であり、
Ｇ₀で示す点をＩ信号軸に投影して得られる信号レベル
Ｉ₀、およびＱ信号軸に投影して得られる信号レベルＱ₀
がＩＦＦＴ演算を行なって得られる第１サブキャリアに
対する時系列信号の第１番目の値であり、以下Ｉ₁と
Ｑ₁、Ｉ₂とＱ₂、・・・・・・、Ｉ₁₂₇とＱ₁₂₇のように
１回転する信号として得られる。

【００６７】この図１３に示すＧ₀〜Ｇ_i〜Ｇ₁₂₆の点は
前述のＤ₀〜Ｄ_j〜Ｄ₆₃に対応しており、添字がｊ＝２×
ｉの関係にあるＤとＧは同じ値とである。従って、Ｄ_n
＝Ｇ_2n、Ｄ_n+1＝Ｇ_2n+2であり、Ｇ_2n+1はＤ_nとＤ_n+1の
中間の値となる。すなわち、同図において丸印で示した
点が前述のD点に対応しており、四角で示した点はそれ
らの点の中間の値となっている。

【００６８】このようにして、デジタル信号処理による
４倍のオーバーサンプリングによるＩＦＦＴは、２倍の
オーバーサンプリングＩＦＦＴで得られる離散的な演算
結果に対して、時間的に隣り合うサンプリングデータの
中間に位置する離散サンプリングデータを得ることがで
きるため、その中間に位置する離散サンプリングデータ
を用いて同相信号成分（Ｉ信号）と直交信号成分（Ｑ信
号）の間に位相誤差が生じないデジタル直交変調器を構
成することができる。

【００６９】前述の図６に示したタイミングチャートは
Ｉ信号とＱ信号の間に位相誤差がないデジタル直交変調
器のサンプルデータの流れを示したものであり、Ｉ信号
は、Ｉ₀、Ｉ₂、Ｉ₄、Ｉ₆、…、Ｉ₁₂₆を使用し、
Ｑ信号は、Ｑ₁、Ｑ₃、Ｑ₅、Ｑ₇、…、Ｑ₁₂₇を使用
して実現できる。

【００７０】このようにして、このデジタル直交変調器
は、I₀、−Q₁、−I₂、Q₃、I₄、−Q₅、−I₆、Q₇、・・・
・・・、−I₁₂₆、Q₁₂₇、のような変調出力信号を生成す
る。

【００７１】図１４に、この位相誤差を生じないデジタ
ル直交変調器を搭載する情報信号伝送装置のブロック構
成を示し、説明する。同図において、例えばＭＰＥＧ−
２符号化方式などで符号化され、本送信装置により伝送
される情報信号は端子４１に供給され、その供給された
情報信号をエラー訂正処理などを行なうための入力回路
に供給して誤り訂正信号等を付加し、誤り訂正信号の付
加された信号は３２本のサブキャリアに与える例えばＱ
ＰＳＫ変調を行なうための信号とされて演算部５１に供
給される。

【００７２】この演算部５１では、供給された３２本の
サブキャリアに与えるべき変調信号に従って、前述の４
倍のオーバーサンプリングで動作するＩＦＦＴを用いて
３２本の例えばＱＰＳＫ変調された被変調波は同相信号
成分（Ｉ信号）と直交信号成分（Ｑ信号）として出力バ
ッファ５３に供給され、これらの信号成分はバッファ回
路に一時記憶される。

【００７３】このようにして出力バッファ回路５３には
Ｉ信号及びＱ信号はそれぞれが１２８個の時系列データ
よりなっており、それらのデータの内Ｉ信号は偶数番目
の６４個のデータが、そしてＱ信号は奇数番目にある６
４個のデータが出力バッファより読み出され、これらの
読み出されたデータはデジタル直交変調器５４に供給さ
れて前述のような方法で直交デジタル信号が生成され、
生成されたデジタル直交変調信号はＤ／Ａ変換器５５に
供給される。

【００７４】Ｄ／Ａ変換器５５に供給されたデジタル直
交変調信号はアナログ信号に変換され、周波数変換器５
８に供給され、ここでは空間伝送路に放射すべき周波数
の信号に変換され、周波数変換された信号は送信部５９
により、所定の電力に増幅され、図示しない空中線より
空間伝送路に放射される。

【００７５】空間伝送路に放射された信号は図示しない
受信空中線により受信され、図示しない受信装置により
ここに示した送信装置と相補的に動作する受信回路によ
り復調、復号され、送信装置より送信された情報信号を
受信装置より出力する。

【００７６】このようにして、送信装置の演算部５１に
おいて１２８ポイントの逆フーリエ変換がなされ、得ら
れたＩ信号とＱ信号がデジタル直交変調器６４に供給さ
れるが、そのＩ信号とＱ信号は得られた１２８個のデー
タの内、それぞれは６４個づつしか使用しないので、こ
の１２８ポイント逆フーリエ変換器は簡略化した構成と
することができる。

【００７７】具体的には、４倍オーバーサンプリングＩ
ＦＦＴの最終ステージを省略することが可能であるた
め、４倍オーバーサンプリングの処理でありながら、２
倍オーバーサンプリング処理に相当する演算回路で実現
することができるなど、演算処理の短縮化も可能であ
る。

【００７８】以上のように本実施例の装置によれば、例
えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数
部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のま
ま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調され
た信号に変換するとき、そのデジタル直交変調器がＩＦ
ＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に
演算してデジタル直交変調信号を生成する場合において
も、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差
により生じる誤差信号を、予め離散データを補間するデ
ータをオーバーサンプリング型ＩＦＦＴにより生成する
ことができるため、誤差信号を含まない、デジタル直交
変調信号生成処理による安定した精度の高いデジタル直
交分割多重信号を得ることができる。

【００７９】なお、上記実施例におけるデジタル直交変
調器は電波として空間伝送路に放射する例により示した
が、この方法を用い、またこの手段により生成された変
調信号はｘＤＳＬなどの有線による伝送、ないしは光ケ
ーブルなど他の伝送媒体を用いて行なう伝送システムに
用いて同様の効果を有するものである。

【００８０】また、デジタル変調方式はＱＰＳＫ方式を
中心として説明したが、このように位相誤差を伴わない
デジタル直交変調信号は、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭな
どの多値ＱＡＭ変調方式、その他の高能率デジタル変調
方式とともに用い、より誤り率の少ない送信、受信方
法、及び送信、受信装置を実現することが出来る。

【００８１】

【発明の効果】以上述べた伝送信号の生成方法、及び伝
送信号の生成装置によれば、デジタル直交変調器に供給
されるデジタル変調された同相信号及び直交信号の演算
タイミング誤差がある場合であっても、そのタイミング
に合わせた同相信号及び直交信号をデジタル変調器によ
り生成して供給することができるため、デジタル直交変
調信号に位相誤差成分を含まないデジタル直交変調信号
を生成する方法、およびデジタル直交変調を行なう信号
生成装置を実現することができる。

【００８２】この様に構成する逆離散フーリエ変換演算
にデジタル変調、およびその同相信号及び直交信号をデ
ジタル直交変調する信号生成装置を、デジタル直交変調
器の演算タイミングを補償するためのデジタル補間フィ
ルタなどが不要であり、簡単な構成で、しかも高性能な
信号生成装置を低コストで実現することができる。

【００８３】そして、その補間フィルタなどを用いる位
相差補償方法に比して、広帯域化された位相差誤差を含
まない高性能な変調信号を容易に生成することができる
など、信号生成装置の高速化を図ることも容易である。

【００８４】請求項１記載の発明によれば、例えばＩＦ
ＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及び
虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間周
波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号に
変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ演
算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算し
てデジタル直交変調信号を生成する場合においても、そ
の実数部信号に対する虚数部信号の演算タイミングが遅
れていることにより生じる誤差信号を、所定次数の２倍
の次数を有するＩＦＦＴで虚数部の信号（直交信号）を
生成し、タイミング補償のされた離散直交信号をデジタ
ル直交変調器に供給して演算を行なうため、同相信号と
演算タイミングが合わせられた位相誤差を含まない、安
定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を提
供できる効果がある。

【００８５】また、請求項２記載の発明によれば、２倍
の次数で動作する逆離散フーリエ変換器より、とくにデ
ジタル直交変調器を動作させるサンプルクロック信号の
半分の期間精度で同相信号と直交信号の位相合わせがな
されてデジタル直交変調器に供給されるので、請求項１
の効果に加え、更に安定した精度の高いデジタル直交変
調信号を得る方法を提供できる効果がある。

【００８６】そして、請求項３記載の発明によれば、例
えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数
部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のま
ま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調され
た信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩ
ＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互
に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合におい
ても、その実数部信号に対する虚数部信号の演算タイミ
ングが遅れていることにより生じる誤差信号を、所定次
数の２倍の次数を有するＩＦＦＴで虚数部の信号を生成
し、タイミング補償のされた離散直交信号をデジタル直
交変調器に供給して演算を行なうため、同相信号と演算
タイミングが合わせられた位相誤差を含まない、安定し
た精度の高いデジタル直交変調信号を生成する伝送信号
生成装置を構成できる効果がある。

【００８７】さらに、請求項４記載の発明によれば、２
倍の次数で動作する逆離散フーリエ変換器より、特にデ
ジタル直交変調器を動作させるサンプルクロック信号の
半分の期間精度で同相信号と直交信号の位相合わせがな
されてデジタル直交変調器に供給されるので、請求項３
の効果に加え、更に安定した精度の高いデジタル直交変
調信号を生成する伝送信号生成装置を構成できる効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重変調
装置の概略ブロック図である。

【図２】アナログ直交変調器の構成を示す図である。

【図３】デジタル回路で構成される直交変調器の構成を
示す図である。

【図４】デジタル直交変調器の動作タイミングをチャー
トで示す図である。

【図５】サンプル期間の短いデジタル直交変調器の動作
タイミングをチャートで示す図である。

【図６】本発明のデジタル直交変調器に２倍の逆ＦＦＴ
変換を組み合わせた構成の動作タイミングを説明する図
である。

【図７】本実施例のＩＦＦＴで生成する信号の周波数配
置を示す図である。

【図８】図７に示したＡ部の周波数配置を拡大して示し
た図である。

【図９】ＩＦＦＴにより生成される第１サブキャリアの
状態を、中心キャリアに対する同相成分（Ｉ信号）と直
交成分（Ｑ信号）について示した図である。

【図１０】図９に示したＢ部を拡大して示した図であ
る。

【図１１】本実施例のオーバーサンプリングＩＦＦＴで
生成した信号の周波数配置を示す図である。

【図１２】図１１に示したＤ部の周波数配置を拡大して
示した図である。

【図１３】本実施例のオーバーサンプリングＩＦＦＴで
生成した第１サブキャリアの状態を、中心キャリアに対
する同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）の関係を
拡大して示した図である。

【図１４】位相誤差を生じないデジタル直交変調器を搭
載する情報信号伝送装置のブロック構成を示した図であ
る。

【符号の説明】

１１データマッピング回路１３ＩＦＦＴ演算回路１４出力バッファ回路１５デジタル直交変調回路１６中間周波発振器１７ＤＡ変換器４２入力回路５１演算部５３出力バッファ５４デジタル直交変調器５５Ｄ／Ａ変換器５６信号発生器５８周波数変換器５９送信部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次
元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
して定めるとともに、伝送すべき第１系統乃至第ｍ（ｍ
は２以上の整数）系統のデジタル情報信号のうち少なく
とも前記第１系統のデジタル情報信号をその内容に応じ
て、複数の前記信号点のうちの特定の信号点に順次割り
付け、その順次割り付けた各信号点における実数部信号
と虚数部信号とよりなる第１の信号点情報を、第１のキ
ャリア周波数による変調信号として、逆フーリエ変換手
段に供給してデジタル変調信号を生成するとともに、前記逆フーリエ変換手段により生成された前記第１のデ
ジタル変調信号をデジタル直交変調して、高周波信号に
変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成方法におい
て、前記伝送すべき前記系統のデジタル情報信号に係る前記
各信号点の位置に割り付けられたそれぞれの信号点情報
を得る第１のステップと、その第１のステップで得られた前記系統の各信号点情報
を、ｍの２倍より大きな数ｎを次数として逆フーリエ変
換を行なうことにより、ｎ個の離散同相時系列信号及び
ｎ個の離散直交時系列信号を得る第２のステップと、その第２のステップで得られた前記ｎ個の離散直交時系
列信号の偶数又は奇数番目をデジタル直交変調器に供給
する第３のステップと、その第３のステップで供給された前記偶数又は奇数番目
の離散直交時系列信号をデジタル直交変調して前記高周
波信号を生成する第４のステップとを少なくとも有する
ことを特徴とする伝送信号の生成方法。
【請求項２】前記第３のステップは、偶数又は奇数番目の離散同相時系列信号、及び奇数又は
偶数番目の離散直交時系列信号を前記デジタル直交変調
に供給するステップであることを特徴とする請求項１に
記載の伝送信号の生成方法。
【請求項３】実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次
元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
して定めるとともに、伝送すべき第１系統乃至第ｍ（ｍ
は２以上の整数）系統のデジタル情報信号のうち少なく
とも前記第１系統のデジタル情報信号をその内容に応じ
て、複数の前記信号点のうちの特定の信号点に順次割り
付け、その順次割り付けた各信号点における実数部信号
と虚数部信号とよりなる第１の信号点情報を、第１のキ
ャリア周波数による変調信号として、逆フーリエ変換手
段に供給してデジタル変調信号を生成するとともに、前記逆フーリエ変換手段により生成された前記第１のデ
ジタル変調信号をデジタル直交変調して、高周波信号に
変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成装置におい
て、前記伝送すべき前記系統のデジタル情報信号に係る前記
各信号点の位置に割り付けられたそれぞれの信号点情報
を得るデータマッピング手段と、そのデータマッピング手段により得られた前記系統の各
信号点情報を、ｍの２倍より大きな数ｎを次数として逆
フーリエ変換を行なうことにより、ｎ個の離散同相時系
列信号及びｎ個の離散直交時系列信号を得る逆離散フー
リエ変換手段と、その逆離散フーリエ変換手段で得られた前記ｎ個の離散
直交時系列信号の偶数又は奇数番目をデジタル直交変調
器に供給する信号供給手段と、その信号供給手段より供給された前記偶数又は奇数番目
の離散直交時系列信号をデジタル直交変調して前記高周
波信号を生成するデジタル直交変調手段とを少なくとも
有することを特徴とする伝送信号の生成装置。
【請求項４】前記信号供給手段は、偶数又は奇数番目の離散同相時系列信号、及び奇数又は
偶数番目の離散直交時系列信号を前記デジタル直交変調
に供給することを特徴とする請求項３に記載の伝送信号
の生成装置。