JPH11512907A - マルチキャリヤ変調 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 複数のキャリヤが生成され、図示のような発振器（２−５）と変調器（２１，２２，３１，３２等）により、（あるいはフーリエ変換技術を用いて）、送るべきデータによって変調される。その後、２つの経路をとる。１つの経路は加算器（８１）を経るもので窓作用周波数（ｆ）の整数倍で１組のキャリヤをとり、ここでは奇数キャリヤは何がしかの基準位相をもち、また偶数キャリヤは直交位相であるとする。他の経路は加算器（８２）を経るもので、第２の組のキャリヤをとり、ここでもまた窓作用周波数の整数倍であり、ここでは偶数キャリヤが基準位相をもち、また奇数キャリヤが直交位相である。第１の経路では、信号は（９１）において窓作用関数でその周期が窓作用周波数の逆数と等しいものにより乗算され、他方第２の経路では、信号は（９２）において同じような関数で前記周期の半分だけ（遅延２１１により）時間シフトしているものにより乗算される。

Description

【発明の詳細な説明】 マルチキャリヤ変調 この出願は複数キャリヤ（マルチキャリヤ）変調技術、すなわち一般にサブチ ャンネルとして知られている、多数のキャリヤ上で情報を変調することによって 通信チャンネル上で情報を移送することに仕える技術に関する。 とくに関心のあることは離散的なシステムであり、そこではキャリヤを連続可 変の情報信号で変調するのではなく、キャリヤの継続している時間期間（“シン ボル”）の各々が情報の１つの片（ピース）を送るのに仕えており、言い換える と、情報はシンボルの過程中は変化しないシステムである。 最も実用上関心のあることは送るべき信号がディジタル形式であって、したが って、各シンボルが多数のビットを運ぶように仕えている場合であるが、これが 原理的に必要とされるのではなく、サンプルしたアナログ信号も送ることができ 、言い換えれば、情報信号は時間で量子化されているが、振幅は量子化されてい てもいなくてもよい。 直交変調（クオダラチャモジュレーション）を望むならば使用してよく、この 場合にはキャリヤの位相と振幅の両方が変るか、（これは帰するところ同じこと になるのだが）同じ周波数ではあるが位相が直交する２つのキャリヤがそれぞれ 独立して変調されることになる。“複数キャリヤシンボル（マルチキャリヤシン ボル）”はしたがって、その間に（例えば）２５６キャリヤが異なる周波数で、 それに加えること２５６キャリヤが同じ周波数の組でしかし直交位相で送られる ような時間期間で構成される。ディジタル伝送に対しては最大５１２群のビット がこれらのキャリヤ上で変調される。通常はこのキャリヤは高調波が関連してお り、シンボルレートの整数倍となっている。この形式の変調は貧弱な品質の伝送 経路上で使用する上でとくに魅力があり、その理由として各キャリヤに割当てら れるビットの数が経路の特性に合わせられることがあり、実際にキャリヤは品質 が特に貧弱である周波数スペクトラムの部分で除外してもよい。 各サブチャンネル上で送られたビットの数は、もし望めば、各サブチャンネル 内の信号と雑音のレベルに依存して適応するように変えてもよい。これはクロス トークや無線周波数干渉を蒙っている伝送経路にとってはとくに利点とすること ができるものであり、このシステムが自動的に適応してデータ伝送に不適当な周 波数スペクトラム領域を避けることができることによる。 マルチキャリヤ変調は、離散的マルチトーン（ＤＭＴ）変調として知られる形 式で銅対リンク上で使用するために標準化されている。これは技術文献（例えば “Multicarrier Modulation for Data Transmission:an idea whose Time has c ome”，J.A.C.Bingham,IEEE Comms.Magazine,May 1990,pp.5-14を見よ）や非対 称ディジタル加入者ループ技術用のＡＮＳＩ規格案（T1E1.4/94-007）に記載さ れている。もっと短い経路を介して使用するためにこの規格で特定されているよ りも高いレートで使用することもまた関心事である。 上で述べたシステムは図１Ａに示したように継続するシンボルを連続して一線 状に単純に出力することでよい。出力の周波数スペクトラム上の変調の効果は矩 形の窓のそれであり、（sinc関数に従って）サブチャンネルエネルギーの隣接の サブチャンネルにより占拠されている領域への拡散を生じさせる。しかしながら 、もしキャリヤが受信機の窓継続期間と逆な高調波についての関係にあるとする と、sinc関数の零クロスが隣接のキャリヤ周波数にあり、サブチャンネル間のク ロストークが避けられる。 撚り線対の銅であるようなケーブル上で、この種の変調による伝送についての 関心事は狭帯域干渉がもたらすインパクトで、とくに使用全帯域幅が広い（例え ば最大１０ＭＨｚ）ときにはそれが言える。例えば、家庭施設に至るケーブル終 端は近くにあるアマチャー無線局からの干渉を集めることがある（連合王国では １−１０ＭＨｚの範囲内に３つのアマチャー無線帯がある）。同じ関心事として マルチキャリヤ伝送による干渉の放射がある。 先に述べたように、この種の問題が発生するか、発生することが予想される帯 域内にあることが知られている周波数でのサブチャンネルを使わないことによっ てこういった問題が緩和できる。しかしながら、得られる改良は限界があり、そ の理由として、その帯域外にあるサブチャンネルからのその帯域への何がしかの 放射が、上述の拡散が原因で、依然存在することになり、また同じようにこれら 隣接チャンネルをデコードする受信機がこのエネルギーを拾い上げて、これによ り関心のある帯域からの何がしかの干渉を拾い上げることになることが挙げられ る。sinc関数はそのキャリヤから離れるにつれて振幅のロールオフが周波数オフ セットの逆数に比例することを意味している。 この発明の１つの目的は、少くとも１つの特定の実施例については、この問題 を解決することである。 この発明の特色は請求の範囲に記載されている。 この発明の若干の実施態様を、例を挙げて、添付図面を参照して記述して行く 。（図１Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれシンボル、シンボルレートパルス、窓関数の例を 示す。） 図２は既知の送信機の構成図である。 図３はこの発明の１実施例による送信機の構成図である。 図４は図３の装置で使用される若干の窓用波形を図式的に示す。 図５は図３の送信機と共に使用するための受信機の構成図である。 図６はFourier変換技術を用いる既知の送信機を例示する。 図７はこの発明の第２の実施例による送信機の構成図である。 マルチキャリヤ変調システムは（送信機における）変調器もしくは（受信機で の）復調器の並列バンクを用いて実現できる。代って、（そして好ましいのは） 最新のディジタル信号処理技術が使用でき、逆高速Fourier変換を用いることに より、送信すべきデータを周波数領域から時間領域に変換することが使える。し かし、先ず並列方法を記述する。 図２は従来形のシステムで４サブチャンネルを有するもの（実際にはもっと多 いサブチャンネルが使われている）の送信機を示す。クロック生成器１はシンボ ルレートパルスφ_s（図１Ｂ）を周波数ｆ（周期Ｔ＝１／ｆ）で、また基準シヌ ソイド出力をこの周波数で（すなわちsin ２πｆｔ）で作り、他方、４つのキャ リヤ発振器２−５は基準シヌソイドに対して（例えば）４ｆ，５ｆ，６ｆ，７ｆ でロックされた同相及び直交位相キャリヤ、すなわち下記、を作る。 sin 8πft cos 8πft sin 10πft cos 10πft sin 12πft cos 12πft sin 14πft cos 14πft これら全部で９つの信号は同期しており、実際には１の周波数シンセサイザに より生成されるが、明りょうにするために（５の）別個な発振器が示されている 。送られることになるディジタルデータは入力６で受信されて、シンボルレート パルスφ_sの制御下でレジスタ７に加えられるので、一群のビットは１マルチキ ャリヤシンボルの期間に対して入手可能となる。各発振器２，３，４，５の２つ の出力は１対の変調器２１，２２，３１，３２等に接続されている。各変調器は レジスタ７から割当てられた数のビットを受取るとしており、したがって、その 出力の振幅はこれらビットによって表わされたディジタル値に比例している。し かし前述のように、サンプルしたアナログ出力で供給を受けることも同じように できる。 ８つの変調器の出力は加算器８で一緒に加えられて、マルチキャリヤシンボル を形成し、次に出力１０へ送られる。 窓をはっきりと適用しているとはしていないが、データがＴの時間間隔で変る という事実は、暗黙のうちに、この信号が継続しているシンボル周期に矩形の窓 によって分割されていることを意味している。この矩形の窓が原因の周波数スペ クトラムは、 sin（πΔｆτ）／πΔｆ ただしτは窓の継続期間であり、Δｆは正規キャリヤ周波数からの周波数偏位で あるとする、となる。 図３はこの発明の第１の実施例による送信機を示す。ここでもクロック生成器 １はシンボルパルスφ_sを作り、４つの発振器２−５と、８つの変調器２１，２ ２，３１，３２などと、レジスタ７と出力１０とがある。 図２との第１の違いは異なる窓関数を使っていることである。 これは半分のコサイン、すなわち時間原点を中心として、図１Ｃに示すように ＝ cos（πｔ／Ｔ） ｜ｔ｜＜Ｔ／２ ＝０ ｜ｔ｜＞Ｔ／２ である。無論、窓作用関数は繰返して生成され、次のように表現してよい。 Ｗ＝｜ sin（πｆｔ）｜（窓の始まりから時間を測定する） これがキャリヤと同相である必要はないことに注意のこと。しかし、“sin” キャリヤはすべてが窓の始まりでは同相（もしくは反対位相）であり、また、“ cos”キャリヤも同様にその点で互に同相である必要がある。 窓関数のこの形状は下記の周波数スペクトラムを有している。 この窓関数はシヌソイドから絶対値をとることによって、例えば全波整流器１ ００を用いてはっきりと生成される。 これには広幅の中央ピークがあるが、キャリヤ中心周波数から離れて行くに従 って急峻なロールオフがある。 不運にも、この窓は信号のスペクトル特性を改善するけれども、シンボル内部 の個々のサブチャンネル間で、例えば、sin ８πｆｔとsin １０πｆｔで変調し たキャリヤ間でクロストークを生ずる。 このクロストークは交番するサインキャリヤに対して適用する窓作用波形を時 間Ｔ／２だけシフトすることによって解消できることを我々は発見した。 同じ手段が無論コサインキャリヤに対しても動作するが、（例えば）sin ８π ｆｔとsin １０πｆｔサブチャンネル間のクロストークを避けるために次のよう なことを進める。 （ａ）基本周波数ｆの偶数倍の周波数にあるキャリヤに対しては、シフトした 窓がコサインキャリヤにだけに適用される； （ｂ）基本周波数ｆの奇数倍の周波数にあるキャリヤに対しては、シフトした 窓がサインキャリヤにだけに適用される； この記述はまた上記単語“奇数”と“偶数”を入れかえても真である。 したがって、図３では、変調器２１，３２，４１，４２の出力は第１の加算器 ８１に供給され、変調器２２，３１，４２，５１の出力が第２の加算器８２へ導 かれる。 加算器８１の出力は変調器９１内で窓関数Ｗで乗算され、また加算器８２の出 力は変調器９２内で窓関数Ｗによって乗算される。変調器９２に対する窓関数は Ｔ／２だけ遅延されることを要する。図３の構成では、関連するデータもまた時 間シフトされることを要し、シフトした窓と整列をとる。またキャリヤは必要と される位相関係を保存するためにシフトされなければならない。したがって、変 調器９２の出力は遅延線１０１内でＴ／２（＝１／２ｆ）だけ遅延され、それに よって３つの量全部が効率よく遅延される。変調器９１と遅延線１０１の出力は 加算器１０２内で加算されて、和が出力１０に加えられる。 このプロセスの結果、得られる出力は図４に示すような８つの成分の和であり 、図では８つの窓関数各々がそれらにより変調されたキャリヤ成分の周波数と位 相とでしるしをつけてある。sinとcosとはこの図では関連する窓の１つの始まり を基準とした時間を採っていることに留意のこと。無線周波数システムで、正と 負の周波数がはっきりしている場合には、すべてのキャリヤは任意の位相シフト が与えられる、ただしこれが各キャリヤに対して同じ位相角であることを条件と する。 生成された信号の内容は数学的に表現され、キャリヤの一般化された数に対し ては次のようになる。 ここで、 a(n_i)=d₁.|sin(πft)|.sin(2πn_ift+Ψ)+d₄.|cos(πft)|.cos(2πn_ift+Ψ) b(m_j)=d₃.|cos(πft)|.sin(2πm_jft+Ψ)+d₂.|sin(πft)|.cos(2πm_jft+Ψ) n_i(i=1,..I)は互に異なる正の奇数の組； m_j(j=1,..J)は互に異なる正の偶数で１より大きいものの組； ｆは基本周波数； Ψは一定位相値； ｔは時間； Ｉは基本周波数ｆの奇数倍である周波数をもつキャリヤ周波数の数； Ｊは基本周波数ｆの偶数倍である周波数をもつキャリヤ周波数の数； ｄ₁，ｄ₂，ｄ₃及びｄ₄は送るべき値、ここでこれらのデータ値は異なるキ ャリヤ周波数と異なるシンボルとに対して違っていてよく、ある１つのシンボル はｄ₁とｄ₂とに対してはsin（πｆｔ）の続く零値間の期間であり、またｄ₃とｄ₄ とに対してはcos（πｆｔ）の続く零値間の期間である。 しかしながら、これらの成分の何がしかは省略されてもよいものであり、例え ば全部のコサイン項が省略できる。 望むのであれば、使用される周波数はｆの整数倍である代りに周波数オフセッ トを受けていてもよい。したがって、ｎ_iとｍ_jの上の関係は（ｎ_i＋φ）と（ｍ_j ＋φ）、ただしφは一定シフト値である、によって置換されてもよい。無線周波 数システムであって、正と負の周波数がはっきりとしているものでは、φはどん な値をとってもよいが、ベースバンドシステムにあってはφ＝０又はφ＝１／２ でないと直交性が保存されなくなる。 上のｍ_jは１よりも大きくなければならないとした；しかし、φ＝０の場合に は、直流項ｄ₅｜sin πｆｔ｜もしくはｄ₅｜cos πｆｔ｜（しかし無論両方では ない）はまた加算されてもよい。ただしｄ₅は異なるシンボルに対しては違って いてもよいデータ値とする（あるシンボルはそれぞれsin πｆｔ又はcos πｆｔ の続いている零値間の期間である）。φ＝０のときは、Ψは値が０，π／２，π 又は３π／２であってよい。 φ＝１／２のときはｍ_jの組には零が含まれてよい。φは値π／４，３π／４ ，５π／４又は７π／４をとってよい。 図３でこのオフセットを得るためには、発振器が適当な周波数−例えば４ 1/2 f，５ 1/2 f，６ 1/2 f，７ 1/2 fを生成することだけが必要とされる。 図５は図３の送信機とともに使用するのに適した受信機である。入力２１０で 受けた信号は２つの経路に分けられ、その１つは遅延線２１１でＴ／２だけ遅延 され；遅延したのと、しないのとの信号が送信機の窓関数と同じ窓関数Ｗによっ て、それぞれ乗算器２８１，２８２によって乗算される。同期復調器が乗算器２ ２１，２２２，２３１などにより形成されており、送信機における発振器２−５ と同一の信号を作る発振器２０２−２０５によって駆動される。乗算器２８１， ２８２からの接続は送信機における対応する接続と類推され、すなわち乗算器２ ８１は同期変調器２２１，２３２，２４１，２５２へ供給し、乗算器２８２は同 期復調器２２２，２３１，２４２，２５１へ供給する。復調された出力はレジス タ２０７に加えられ、その後出力２０６で入手可能となる。ユニット２００，２ ０１，２１１は送信機のユニット１００，１，１０１と同じ機能を実行する；ク ロック生成器２０１と発振器２０２−２０５とは従来形式の同期構成（図示せず ）によって到来信号にロックされている。 図６は従来形のマルチキャリヤ送信機を高速Fourier変換（ＦＦＴ）技術を用 いて実現したものを示す。入力３００でのデータビットは（間隔Ｔで新しいビッ トの組と一緒にレジスタ３０１に現れ、そこではビット１４の第１の群が同位相 すなわち周波数４ｆでのキャリヤの実成分を表し、またビットの第２の群が直交 すなわち虚成分Ｑ４を表わすと考えられている。さらにこのような群がＩ５，Ｑ ５，Ｉ６，Ｑ６，Ｉ７，Ｑ７とラベルをつけられてキャリヤ５ｆ，６ｆ，７ｆで の実と虚の成分を示すものとされる。上述のように普通はこれよりも多くのキャ リヤがあることになる。これらのビットは所望の信号の周波数領域表現として眺 められて、処理ユニット３０２内で処理され、そこでは逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）が 適用されて、時間領域での所望の出力波形を表わすディジタル信号サンプルで成 る出力を作り、それが次にはディジタル対アナログ変換器３０３でアナログ形式 に変換されて、出力３０４へ供給される。 図７はこの発明の第２の実施例によるＦＦＴ機構を示し、ここではデータ入力 は３００で２つのレジスタ３０１１，３０１２に分けられる。レジスタ３０１は 偶数キャリヤの実成分と、奇数キャリヤの直交成分に対するデータビットだけ− すなわちＩ４，Ｑ５，Ｉ６，Ｑ７だけを取る。他のレジスタフィールドＱ４，Ｉ ５，Ｑ６，Ｉ７は常に零に保たれる。これらのフィールドが第１のＩＦＦＴプロ セッサ３０２１に供給され、その並列信号出力で１つのシンボルに対するものが 乗算器３０７１内でメモリ３０５１からの係数（前に定義した窓関数Ｗの値であ る）によって乗算されて、これらのサンプルが並列入力直列出力レジスタ（ＰＩ ＳＯ）３０６１内で直列形式に変換される。 第２のレジスタ３０１２とＩＦＦＴユニット３０２２はメモリ３０５２，ＰＩ ＳＯ３０６２，及び乗算器３０７２と一緒に用意されて、同じように動作するが 、違いは、これらの入力フィールドＱ４，Ｉ５，Ｑ６，Ｉ７で零に保たれていた も のが今度はデータビットを受取り、他方のＩ４，Ｑ５，Ｉ６，Ｑ７が今度は零に 保たれる。２つのＰＩＳＯレジスタ３０６１，３０６２の出力は、図示のように １つ３０６１が遅延線３０９内でＴ／２だけ遅延された後に加算器３０８内で一 緒に加算される。 上述したところは、ディスクリート形式とＦＦＴ形式との両方を次の仮定の下 で記述したものである。すなわち、各変調値は（正と負の両方の値であると仮定 してもよいと言える）はビット群により表わされる−実際は連続関数であると仮 定して記述したが、しかし各々に対して１ビットだけを使用することが可能であ る。この場合、システムはＭＳＫ（最小シフトキーイング）送信機のバンクとし て実現できる。ただし、基本周波数の奇数倍の周波数で運行している送信機は偶 数のものとは位相が９０°ずれたキャリヤで運行されることを条件とする。 また図３に戻ると、遅延１０１の効果はデータ、キャリヤ及び窓関数について の別な遅延によって実現してもよいことに気づく。このことは入力レジスタ７に データの半分が後に到着することを許すという利点を備えることになる。同様の ことが図５の受信機についても言える。 図７の送信機では、周波数オフセットφ（図３に関係して述べた）がＩＦＦＴ ユニット３０２１，３０２２の出力で周波数変化器を用意することにより作り出 すことができ、例えばＩＦＦＴユニットからの複素出力（図７には実出力だけを 示した）を受ける乗算器手段と（cos ２πｆｔ＋ｉ sin２πφｆｔ）による乗算 でできる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＡＵ，ＣＡ，ＪＰ，Ｕ Ｓ (72)発明者 キルクビー、ロバート・ハワード イギリス国、アイピー13・７キューエフ、 サフォーク、ウッドブリッジ、ホー、アイ ビー・ロッジ・コテイジ（番地なし)

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．次の（ａ）（ｂ）２つの和である出力信号を生成することを含む信号値を 送る方法であって、 （ａ）第１の周期的窓関数と第１及び第２のキャリヤの和との積； ただし、第１のキャリヤは互に異なる周波数であり、これら周波数は窓関数周 期の逆数である窓関数周波数の偶数倍だけ他とは違っておりかつ第１の位相を有 しており、また第２のキャリヤは互に異なる周波数であり、これらの周波数は窓 関数周波数の偶数倍だけ他とは違っておりかつ該第１のキャリヤとは窓関数周波 数の奇数倍だけ違っておりまた第１のキャリヤとは直交位相にあるものとし、 （ｂ）第２の周期的窓関数と第３及び第４のキャリヤの和との積； ただし、第３のキャリヤは互に異なる周波数であり、これら周波数は窓関数周 波数の偶数倍だけ他とは違っておりかつ第１のキャリヤとは窓関数周波数の奇数 倍だけ他とは異っていてしかも前記第１の位相を有しており、また第４のキャリ ヤは互に異なる周波数であり、これらの周波数は窓関数周波数の偶数倍だけ他と は違っておりかつ第１のキャリヤとは零だけもしくは窓関数周波数の偶数倍だけ 違っておりまた第１のキャリヤとは直交位相にあるものとし、 ここで該第２の窓関数は該第１の窓関数と同じ周波数をもつが時間的には窓期間 の半分だけシフトしており、また各キャリヤは、それぞれの窓期間の間で、該信 号値の関係する１つのもので決まる振幅を有するような信号値を送る方法。 ２．次の（ａ）（ｂ）２つの和である出力信号を生成することを含む信号値を 送る方法、すなわち、 （ａ）第１の周期的窓関数と第１のキャリヤの和との積； ただし、第１のキャリヤは互に異なる周波数であり、これらの周波数は窓関数 周波数の偶数倍であってしかも第１の位相を有しているものとし、 （ｂ）第２の周期的窓関数と第３のキャリヤの和との積； ただし、第３のキャリヤは互に異なる周波数であり、これらの周波数は窓関数 周波数の奇数倍であってしかも該第１の位相を有しており、また第２の窓関数は 第１の窓関数と同じ周波数をもつが時間的には窓期間の半分だけシフトしており 、また各キャリヤは、それぞれの窓期間の間で、該信号値の関係する１つのもの で 決まる振幅を有するものとする。 ３．次式に示すマルチキャリヤ出力信号を生成することを含む信号値を送る方 法、すなわち、 ここで、 a(n_i)=d₁.|sin(πft)|.sin(2π(n_i+φ)ft+Ψ)+d₄.|cos(πft)|.cos(2π(n_i+φ )ft+Ψ); b(m_j)=d₃.|cos(πft)|.sin(2π(m_j+φ)ft+Ψ)+d₂.|sin(πft)|.cos(2π(m_j+φ )ft+Ψ); n_i(i=1,..I)は互に異なる正の奇数の組； m_j(j=1,..J)は互に異なる偶数の組； ｆは基本周波数； φは周波数オフセットを表わす定数； Ψは一定位相値； ｔは時間； Ｉは周波数（ｎ_i＋φ）ｆを有するキャリヤ周波数の数； Ｊは周波数（ｍ_i＋φ）ｆを有するキャリヤ周波数の数； ｄ₁，ｄ₂，ｄ₃，ｄ₄は送るべき値、ただしこれらのデータ値は異なるキャリヤ 周波数と異なるシンボルに対して違っていてよく、ある１つのシンボルはｄ₁と ｄ₂とに対しては sin（πｆｔ）の続く零値間の期間であり、またｄ₃とｄ₄とに 対しては cos（πｆｔ）の続く零値間の期間であるとする。 ４．周波数オフセット（φ）が零である請求項３記載の方法。 ５．前記ｍ_jは零ではなく、また前記信号は加えでｄ₅｜sin πｆｔ｜もしくは ｄ₅｜cos πｆｔ｜の項を含み、ここでｄ₅は送られるべき別の値であって異なる シンボルに対しては異なっていてよく、シンボルはそれぞれsin πｆｔもしくは cos πｆｔの続く零値間の期間であるような請求項４記載の方法。 ６．Ψが０，π／２，π，３π／２の値の１つである請求項４又は５記載の方 法。 ７．周波数オフセット（φ）が１／２である請求項３記載の方法。 ８．ｍ_jの組にｍ_j＝０を含む請求項７記載の方法。 ９．Ψはπ／４，３π／４，５π／４，７π／４の値の１つである請求項７又 は８記載の方法。 10．次式に示すマルチキャリヤ出力信号を生成することを含む信号値を送る方 法、すなわち、 ここで、 a(n_i)=d(N_a(I+J)+i).|sin(πft)|.sin(2πn_ift+Ψ) b(m_j)=d(N_b(I+J)+1＋j).|cos(πft|.cos(2πm_ift+Ψ) n_i(i=1,..I)は１よりも大きい請求項の奇数の組； m_j(j=1,..J)は１よりも大きい請求項の偶数の組； ｆは基本周波数； ｔは時間； Ｉは基本周波数ｆの奇数倍の周波数を有するキャリヤの数； Ｊは基本周波数ｆの偶数倍の周波数を有するキャリヤの数； ｄ（ｋ）は送るべき値の； Ｎ_aとＮ_bはそれぞれsin（πｆｔ）又はcos（πｆｔ）の各零値で増分されるシ ンボル数であるとする。 11．信号値を送るための装置であって、その構成が次の（ａ）ないし（ｅ）す なわち； （ａ）該信号値の１つで変調された、第１周波数成分及び第２周波数成分を有 する信号を生成するための手段と；ただしここで （ｉ）第１の周波数成分は基本周波数の偶数倍だけ互に他とは違っており； （ii）第１の周波数成分は第１の位相を有し； (iii）第２の周波数成分は基本周波数の偶数倍だけ互に他とは違っており； （iv）第２の周波数成分は基本周波数の奇数倍だけ第１の成分と違っており； （ｖ）第２の周波数成分は第１の周波数成分に対して直交位相にあるものとし ， （ｂ）該信号値の１つで変調された、第３周波数成分及び第４周波数成分を有 する信号を生成するための手段と；ただしここで （ｉ）第３の周波数成分は基本周波数の偶数倍だけ互に他とは違っており； （ii）第３の周波数成分は基本周波数成分の奇数倍だけ第１の成分とは違って おり； (iii）第３の周波数成分は第１の位相を有し； （iv）第４の周波数成分は基本周波数成分の偶数倍だけ互に他とは違っており ； （ｖ）第４の周波数成分は零もしくは基本周波数の偶数倍だけ第１の成分と違 っており； （vi）第４の周波数成分は第１の周波数成分に対して直交位相にあるものとし ， （ｃ）第１と第２の周波数成分を有する信号を、基本周波数の逆数に等しい周 期をもつ第１の周期的窓関数によって乗算するための手段と； （ｄ）第３と第４の周波数成分を有する信号を、基本周波数の逆数に等しい周 期をもち、かつ第１の窓関数に対して前記周期の半分に等しい遅延だけ時間シフ トされている第１の周期的窓関数によって乗算するための手段と； （ｅ）この乗算するための手段の出力を加算するための手段と； で成る装置。