JP3852950B2 - マルチキャリヤ変調 - Google Patents

Description

この出願は複数キャリヤ（マルチキャリヤ）変調技術、すなわち一般にサブチャンネルとして知られている、多数のキャリヤ上で情報を変調することによって通信チャンネル上で情報を移送することに仕える技術に関する。
とくに関心のあることは離散的なシステムであり、そこではキャリヤを連続可変の情報信号で変調するのではなく、キャリヤの継続している時間期間（“シンボル”）の各々が情報の１つの片（ピース）を送るのに仕えており、言い換えると、情報はシンボルの過程中は変化しないシステムである。
最も実用上関心のあることは送るべき信号がディジタル形式であって、したがって、各シンボルが多数のビットを運ぶように仕えている場合であるが、これが原理的に必要とされるのではなく、サンプルしたアナログ信号も送ることができ、言い換えれば、情報信号は時間で量子化されているが、振幅は量子化されていてもいなくてもよい。
直交変調（クオダラチャモジュレーション）を望むならば使用してよく、この場合にはキャリヤの位相と振幅の両方が変るか、（これは帰するところ同じことになるのだが）同じ周波数ではあるが位相が直交する２つのキャリヤがそれぞれ独立して変調されることになる。“複数キャリヤシンボル（マルチキャリヤシンボル）”はしたがって、その間に（例えば）２５６キャリヤが異なる周波数で、それに加えること２５６キャリヤが同じ周波数の組でしかし直交位相で送られるような時間期間で構成される。ディジタル伝送に対しては最大５１２群のビットがこれらのキャリヤ上で変調される。通常はこのキャリヤは高調波が関連しており、シンボルレートの整数倍となっている。この形式の変調は貧弱な品質の伝送経路上で使用する上でとくに魅力があり、その理由として各キャリヤに割当てられるビットの数が経路の特性に合わせられることがあり、実際にキャリヤは品質が特に貧弱である周波数スペクトラムの部分で除外してもよい。
各サブチャンネル上で送られたビットの数は、もし望めば、各サブチャンネル内の信号と雑音のレベルに依存して適応するように変えてもよい。これはクロストークや無線周波数干渉を蒙っている伝送経路にとってはとくに利点とすることができるものであり、このシステムが自動的に適応してデータ伝送に不適当な周波数スペクトラム領域を避けることができることによる。
マルチキャリヤ変調は、離散的マルチトーン（ＤＭＴ）変調として知られる形式で銅対リンク上で使用するために標準化されている。これは技術文献（例えば“Multicarrier Modulation for Data Transmission:an idea whose Time has come”, J.A.C.Bingham,IEEE Comms.Magazine,May 1990,pp.5-14を見よ）や非対称ディジタル加入者ループ技術用のＡＮＳＩ規格案（T1E1.4/94-007）に記載されている。もっと短い経路を介して使用するためにこの規格で特定されているよりも高いレートで使用することもまた関心事である。
上で述べたシステムは図１Ａに示したように継続するシンボルを連続して一線状に単純に出力することでよい。出力の周波数スペクトラム上の変調の効果は矩形の窓のそれであり、（sinc関数に従って）サブチャンネルエネルギーの隣接のサブチャンネルにより占拠されている領域への拡散を生じさせる。しかしながら、もしキャリヤが受信機の窓継続期間と逆な高調波についての関係にあるとすると、sinc関数の零クロスが隣接のキャリヤ周波数にあり、サブチャンネル間のクロストークが避けられる。
撚り線対の銅であるようなケーブル上で、この種の変調による伝送についての関心事は狭帯域干渉がもたらすインパクトで、とくに使用全帯域幅が広い（例えば最大１０ＭＨｚ）ときにはそれが言える。例えば、家庭施設に至るケーブル終端は近くにあるアマチャー無線局からの干渉を集めることがある（連合王国では１−１０ＭＨｚの範囲内に３つのアマチャー無線帯がある）。同じ関心事としてマルチキャリヤ伝送による干渉の放射がある。
先に述べたように、この種の問題が発生するか、発生することが予想される帯域内にあることが知られている周波数でのサブチャンネルを使わないことによってこういった問題が緩和できる。しかしながら、得られる改良は限界があり、その理由として、その帯域外にあるサブチャンネルからのその帯域への何がしかの放射が、上述の拡散が原因で、依然存在することになり、また同じようにこれら隣接チャンネルをデコードする受信機がこのエネルギーを拾い上げて、これにより関心のある帯域からの何がしかの干渉を拾い上げることになることが挙げられる。sinc関数はそのキャリヤから離れるにつれて振幅のロールオフが周波数オフセットの逆数に比例することを意味している。
この発明の１つの目的は、少くとも１つの特定の実施例については、この問題を解決することである。
この発明の特色は請求の範囲に記載されている。
この発明の若干の実施態様を、例を挙げて、添付図面を参照して記述して行く。（図１Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれシンボル、シンボルレートパルス、窓関数の例を示す。）
図２は既知の送信機の構成図である。
図３はこの発明の１実施例による送信機の構成図である。
図４は図３の装置で使用される若干の窓用波形を図式的に示す。
図５は図３の送信機と共に使用するための受信機の構成図である。
図６はFourier変換技術を用いる既知の送信機を例示する。
図７はこの発明の第２の実施例による送信機の構成図である。
マルチキャリヤ変調システムは（送信機における）変調器もしくは（受信機での）復調器の並列バンクを用いて実現できる。代って、（そして好ましいのは）最新のディジタル信号処理技術が使用でき、逆高速Fourier変換を用いることにより、送信すべきデータを周波数領域から時間領域に変換することが使える。しかし、先ず並列方法を記述する。
図２は従来形のシステムで４サブチャンネルを有するもの（実際にはもっと多いサブチャンネルが使われている）の送信機を示す。クロック生成器１はシンボルレートパルスφ_s（図１Ｂ）を周波数ｆ（周期Ｔ＝１／ｆ）で、また基準シヌソイド出力をこの周波数で（すなわちsin２πｆｔ）で作り、他方、４つのキャリヤ発信器２−５は基準シヌソイドに対して（例えば）４ｆ，５ｆ，６ｆ，７ｆでロックされた同相及び直交位相キャリヤ、すなわち下記、を作る。
sin 8πft cos 8πft
sin 10πft cos 10πft
sin 12πft cos 12πft
sin 14πft cos 14πft
これら全部で９つの信号は同期しており、実際には１の周波数シンセサイザにより生成されるが、明りょうにするために（５の）別個な発振器が示されている。送られることになるディジタルデータは入力６で受信されて、シンボルレートパルスφ_sの制御下でレジスタ７に加えられるので、一群のビットは１マルチキャリヤシンボルの期間に対して入手可能となる。各発振器２，３，４，５の２つの出力は１対の変調器２１，２２，３１，３２等に接続されている。各変調器はレジスタ７から割当てられた数のビットを受取るとしており、したがて、その出力の振幅はこれらビットによって表わされたディジタル値に比例している。しかし前述のように、サンプルしたアナログ出力で供給を受けることも同じようにできる。
８つの変調器の出力は加算器８で一緒に加えられて、マルチキャリヤシンボルを形成し、次に出力１０へ送られる。
窓をはっきりと適用しているとはしていないが、データがＴの時間間隔で変るという事実は、暗黙のうちに、この信号が継続しているシンボル周期に矩形の窓によって分割されていることを意味している。この矩形の窓が原因の周波数スペクトラムは、
sin（πΔｆτ）／πΔｆ
ただしτは窓の継続期間であり、Δｆは正規キャリヤ周波数からの周波数偏位であるとする、となる。
図３はこの発明の第１の実施例による送信機を示す。ここでもクロック生成器１はシンボルパルスφ_sを作り、４つの発振器２−５と、８つの変調器２１，２２，３１，３２などと、レジスタ７と出力１０とがある。
図２との第１の違いは異なる窓関数を使っていることである。
これは半分のコサイン、すなわち時間原点を中心として、図１Ｃに示すように
＝cos（πｔ／Ｔ） ｜ｔ｜＜Ｔ／２
＝０ ｜ｔ｜＜Ｔ／２
である。無論、窓作用関数は繰返して生成され、次のように表現してよい。
Ｗ＝｜sin（πｆｔ）｜（窓の始まりから時間を測定する）
これがキャリヤと同相である必要はないことに注意のこと。しかし、“sin”キャリヤはすべてが窓の始まりでは同相（もしくは反対位相）であり、また、“cos”キャリヤも同様にその点で互に同相である必要がある。
窓関数のこの形状は下記の周波数スペクトラムを有している。

この窓関数はシヌソイドから絶対値をとることによって、例えば全波整流器１００を用いてはっきりと生成される。
これには広幅の中央ピークがあるが、キャリヤ中心周波数から離れて行くに従って急峻なロールオフがある。
不運にも、この窓は信号のスペクトル特性を改善するけれども、シンボル内部の個々のサブチャンネル間で、例えば、sin８πｆｔとsin１０πｆｔで変調したキャリヤ間でクロストークを生ずる。
このクロストークは交番するサインキャリヤに対して適用する窓作用波形を時間Ｔ／２だけシフトすることによって解消できることを我々は発見した。
同じ手段が無論コサインキャリヤに対しても動作するが、（例えば）sin８πｆｔとsin１０πｆｔサブチャンネル間のクロストークを避けるために次のようなことを進める。
（ａ）基本周波数ｆの偶数倍の周波数にあるキャリヤに対しては、シフトした窓がコサインキャリヤにだけに適用される；
（ｂ）基本周波数ｆの奇数倍の周波数にあるキャリヤに対しては、シフトした窓がサインキャリヤにだけに適用される；
この記述はまた上記単語“奇数”と“偶数”を入れかえても真である。
したがって、図３では、変調器２１，３２，４１，５２の出力は第１の加算器８１に供給され、変調器２２，３１，４２，５１の出力が第２の加算器８２へ導かれる。
加算器８１の出力は変調器９１内で窓関数Ｗで乗算され、また加算器８２の出力は変調器９２内で窓関数Ｗによって乗算される。変調器９２に対する窓関数はＴ／２だけ遅延されることを要する。図３の構成では、関連するデータもまた時間シフトされることを要し、シフトした窓と整列をとる。またキャリヤは必要とされる位相関係を保存するためにシフトされなければならない。したがって、変調器９２の出力は遅延線１０１内でＴ／２（＝１／２ｆ）だけ遅延され、それによって３つの量全部が効率よく遅延される。変調器９１と遅延線１０１の出力は加算器１０２内で加算されて、和が出力１０に加えられる。
このプロセスの結果、得られる出力は図４に示すような８つの成分の和であり、図では８つの窓関数各々がそれらにより変調されたキャリヤ成分の周波数と位相とでしるしをつけてある。sinとcosとはこの図では関連する窓の１つの始まりを基準とした時間を採っていることに留意のこと。無線周波数システムで、正と負の周波数がはっきりしている場合には、すべてのキャリヤは任意の位相シフトが与えられる。ただしこれが各キャリヤに対して同じ位相角であることを条件とする。
生成された信号の内容は数学的に表現され、キャリヤの一般化された数に対しては次のようになる。

ここで、
a(n_i)=d₁.｜sin(πft)｜.sin(2πn_ift+Ψ)+ d₄.｜cos(πft)｜.cos2π(n_ift+Ψ)
b(m_j)=d₃.｜cos(πft)｜.sin(2πm_jft+Ψ)+ d₂.｜sin(πft)｜.cos(2πm_jft+Ψ)
n_i(i＝1,..I)は互に異なる正の奇数の組；
m_j(j＝1,..J)は互に異なる正の偶数で１より大きいものの組；
ｆは基本周波数；
Ψは一定位相値；
ｔは時間；
Ｉは基本周波数ｆの奇数倍である周波数をもつキャリヤ周波数の数；
Ｊは基本周波数ｆの偶数倍である周波数をもつキャリヤ周波数の数；
ｄ₁，ｄ₂，ｄ₃及びｄ₄は送るべき値、ここでこれらのデータ値は異なるキャリヤ周波数と異なるシンボルとに対して違っていてよく、ある１つのシンボルはｄ₁とｄ₂とに対してはsin（πｆｔ）の続く零値間の期間であり、またｄ₃とｄ₄に対してはcos（πｆｔ）の続く零値間の期間である。
しかしながら、これらの成分の何がしかは省略されてもよいものであり、例えば全部のコサイン項が省略できる。
望むのであれば、使用される周波数はｆの整数倍である代りに周波数オフセットを受けていてもよい。したがって、ｎ_iとｍ_jの上の関係は（ｎ_i＋φ）と（ｍ_j＋φ）、ただしφは一定シフト値である、によって置換されてもよい。無線周波数システムであって、正と負の周波数がはっきりとしているものでは、φはどんな値をとってもよいが、ベースバンドシステムにあってはφ＝０又はφ＝１／２でないと直交性が保存されなくなる。
上のｍ_jは１よりも大きくなければならないとした；しかし、φ＝０の場合には、直流項ｄ₅｜sinπｆｔ｜もしくはｄ₅｜cosπｆｔ｜（しかし無論両方ではない）はまた加算されてもよい。ただしｄ₅は異なるシンボルに対しては違っていてもよいデータ値とする（あるシンボルはそれぞれsinπｆｔ又はcosπｆｔの続いている零値間の期間である）。φ＝０のときは、Ψは値が０，π／２，π又は３π／２であってよい。
φ＝１／２のときはｍ_jの組には零が含まれてよい。φは値π／４，３π／４，５π／４又は７π／４をとってよい。
図３でこのオフセットを得るためには、発振器が適当な周波数−例えば4 1/2f，5 1/2f、6 1/2f，7 1/2fを生成することだけが必要とされる。
図５は図３の送信機とともに使用するのに適した受信機である。入力２１０で受けた信号は２つの経路に分けられ、その１つは遅延線２１１でＴ／２だけ遅延され；遅延したのと、しないのとの信号が送信機の窓関数と同じ窓関数Ｗによって、それぞれ乗算器２８１，２８２によって乗算される。同期復調器が乗算器２２１，２２２，２３１などにより形成されており、送信機における発振器２−５と同一の信号を作る発振器２０２−２０５によって駆動される。乗算器２８１，２８２からの接続は送信機における対応する接続と類推され、すなわち乗算器２８１は同期変調器２２１，２３２，２４１，２５２へ供給し、乗算器２８２は同期復調器２２２，２３１，２４２，２５１へ供給する。復調された出力はレジスタ２０７に加えられ、その後出力２０６で入手可能となる。ユニット２００，２０１，２１１は送信機のユニット１００，１，１０１と同じ機能を実行する；クロック生成器２０１と発振器２０２−２０５とは従来形式の同期構成（図示せず）によって到来信号にロックされている。
図６は従来形のマルチキャリヤ送信機を高速Fourier変換（ＦＦＴ）技術を用いて実現したものを示す。入力３００でのデータビットは（間隔Ｔで新しいビットの組と一緒にレジスタ３０１に現れ、そこではビットＩ４の第１の群が同位相すなわち周波数４ｆでのキャリヤの実成分を表し、またビットの第２の群が直交すなわち虚成分Ｑ４を表わすと考えられている。さらにこのような群がＩ５，Ｑ６，Ｉ６，Ｑ６，Ｉ７，Ｑ７とラベルをつけられてキャリヤ５ｆ，６ｆ，７ｆでの実と虚の成分を示すものとされる。上述のように普通はこれよりも多くのキャリヤがあることになる。これらのビットは所望の信号の周波数領域表現として眺められて、処理ユニット３０２内で処理され、そこでは逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）が適用されて、時間領域での所望の出力波形を表わすディジタル信号サンプルで成る出力を作り、それが次にはディジタル対アナログ変換器３０３でアナログ形式に変換されて、出力３０４へ供給される。
図７はこの発明の第２の実施例によるＦＦＴ機構を示し、ここではデータ入力は３００で２つのレジスタ３０１１，３０１２に分けられる。レジスタ３０１１は偶数キャリヤの実成分と、奇数キャリヤの直交成分に対するデータビットだけ−すなわちＩ４，Ｑ５，Ｉ６，Ｑ７だけを取る。他のレジスタフィールドＱ４，Ｉ５，Ｑ５，Ｉ７は常に零に保たれる。これらのフィールドが第１のＩＦＦＴプロセッサ３０２１に供給され、その並列信号出力で１つのシンボルに対するものが乗算器３０７１内でメモリ３０５１からの係数（前に定義した窓関数Ｗの値である）によって乗算されて、これらのサンプルが並列入力直列出力レジスタ（ＰＩＳＯ）３０６１内で直列形式に変換される。
第２のレジスタ３０１２とＩＦＦＴユニット３０２２はメモリ３０５２，ＰＩＳＯ３０６２，及び乗算器３０７２と一緒に用意されて、同じように動作するが、違いは、これらの入力フィールドＱ４，Ｉ５，Ｑ６，Ｉ７で零に保たれていたものが今度はデータビットを受取り、他方のＩ４，Ｑ５，Ｉ６，Ｑ７が今度は零に保たれる。２つのＰＩＳＯレジスタ３０６１，３０６２の出力は、図示のように１つ３０６１が遅延線３０９内でＴ／２だけ遅延された後に加算器３０８内で一緒に加算される。
上述したところは、ディスクリート形式とＦＦＴ形式との両方を次の仮定の下で記述したものである。すなわち、各変調値は（正と負の両方の値であると仮定してもよいと言える）はビット群により表わされる−実際は連続関数であると仮定して記述したが、しかし各々に対して１ビットだけを使用することが可能である。この場合、システムはＭＳＫ（最小シフトキーイング）送信機のバンクとして実現できる。ただし、基本周波数の奇数倍の周波数で運行している送信機は偶数のものとは位相が９０°ずれたキャリヤで運行されることを条件とする。
また図３に戻ると、遅延１０１の効果はデータ、キャリヤ及び窓関数についての別な遅延によって実現してもよいことに気づく。このことは入力レジスタ７にデータの半分が後に到着することを許すという利点を備えることになる。同様のことが図５の受信機についても言える。
図７の送信機では、周波数オフセットφ（図３に関係して述べた）がＩＦＦＴユニット３０２１，３０２２の出力で周波数変化器を用意することにより作り出すことができ、例えばＩＦＦＴユニットからの複素出力（図７には実出力だけを示した）を受ける乗算器手段と（cos２πｆｔ＋ｉ sin２πφｆｔ）による乗算でできる。

Claims (9)

1. 次式に示すマルチキャリヤ出力信号を生成することを含む信号値を送る方法、すなわち、
   

   

   ここで、
   a(n_i)=d₁.｜sin(πft)｜.sin(2π(n_i+φ)ft+Ψ)+d₄.｜cos(πft)｜.cos(2π(n_i+φ)ft+Ψ);
   b(m_j)=d₃.｜cos(πft)｜.sin(2π(m_j+ψ)ft+Ψ)+d₂.｜sin(πft)｜.cos(2π(m_j+ψ)ft+Ψ);
   n_i(i=1,..I)は互に異なる正の奇数の組；
   m_j(j=1,..J)は互に異なる偶数の組；
   ｆは基本周波数；
   ψは周波数オフセットを表わす定数；
   Ψは一定位相値；
   ｔは時間；
   Ｉは周波数（ｎ_i＋ψ）ｆを有するキャリヤ周波数の数；
   Ｊは周波数（ｍ_i＋ψ）ｆを有するキャリヤ周波数の数；
   ｄ₁，ｄ₂，ｄ₃，ｄ₄は送るべき値、ただしこれらのデータ値は異なるキャリヤ周波数と異なるシンボルに対して違っていてよく、ある１つのシンボルはｄ₁とｄ₂とに対してはsin（πｆｔ）の続く零値間の期間であり、またｄ₃とｄ₄とに対してはcos（πｆｔ）の続く零値間の期間であるとする。
2. 周波数オフセット（ψ）が零である請求項１記載の方法。
3. 前記ｍ_jは零ではなく、また前記信号は加えでｄ₅｜sinπｆｔ｜もしくはｄ₅｜cosπｆｔ｜の項を含み、ここでｄ₅は送られるべき別の値であって異なるシンボルに対しては異なっていてよく、シンボルはそれぞれsinπｆｔもしくはcosπｆｔの続く零値間の期間であるような請求項２記載の方法。
4. Ψが０,π／２,π,３π／２の値の１つである請求項２又は３記載の方法。
5. 周波数オフセット（ψ）が１／２である請求項１記載の方法。
6. ｍ_jの組にｍ_j＝０を含む請求項５記載の方法。
7. Ψはπ／４，３π／４，５π／４，７π／４の値の１つである請求項５又は６記載の方法。
8. 次式に示すマルチキャリヤ出力信号を生成することを含む信号値を送る方法、すなわち、
   

   

   ここで、
   a(n_i)=d(N_a(I+J)+i).｜sin(πft)｜.sin(2πn_ift+Ψ)
   b(m_j)=d(N_b(I+J)+1+j).｜cos(πft｜.cos(2πm_ift+Ψ)
   n_i(i=1,..I)は１よりも大きい請求項の奇数の組；
   m_j(j=1,..J)は１よりも大きい請求項の偶数の組；
   ｆは基本周波数：
   ｔは時間；
   Ｉは基本周波数ｆの奇数倍の周波数を有するキャリヤの数；
   Ｊは基本周波数ｆの偶数倍の周波数を有するキャリヤの数；
   ｄ（ｋ）は送るべき値の；
   Ｎ_aとＮ_bはそれぞれsin（πｆｔ）又はcos（πｆｔ）の各零値で増分されるシンボル数であるとする。
9. 信号値を送るための装置であって、その構成が次の（ａ）ないし（ｅ）を含む装置：
   （ａ）信号値の１つで変調された、第１周波数成分及び第２周波数成分を有する信号を生成するための手段；ただしここで
   （ｉ）第１の周波数成分は基本周波数の偶数倍だけ互に他とは違っており；
   （ii）第１の周波数成分は第１の位相を有し；
   （iii）第２の周波数成分は基本周波数の遇数倍だけ互に他とは違っており；
   （iv）第２の周波数成分は基本周波数の奇数倍だけ第１の成分と違っており；
   （ｖ)第２の周波数成分は第１の周波数成分に対して直交位相にあるものとし，
   （ｂ）信号値の１つで変調された、第３周波数成分及び第４周波数成分を有する信号を生成するための手段；ただしここで
   （ｉ）第３の周波数成分は基本周波数の偶数倍だけ互に他とは違っており；
   （ii）第３の周波数成分は基本周波数成分の奇数倍だけ第１の成分とは違っており；
   （iii）第３の周波数成分は第１の位相を有し；
   （iv)第４の周波数成分は基本周波数成分の偶数倍だけ互に他とは違っており；
   （ｖ）第４の周波数成分は零もしくは基本周波数の偶数倍だけ第１の成分と違っており；
   （vi)第４の周波数成分は第１の周波数成分に対して直交位相にあるものとし，
   （ｃ）第１と第２の周波数成分を有する信号を、基本周波数の逆数に等しい周期をもち、かつシヌソイドの半分の形状をもつ第１の周期的窓関数によって乗算するための手段；
   （ｄ）第３と第４の周波数成分を有する信号を、基本周波数の逆数に等しい周期をもち、かつ第１の窓関数に対して前記周期の半分に等しい遅延だけ時間シフトされている第１の窓関数と同じ形状をもつ第２の周期的窓関数によって乗算するための手段；
   （ｅ）この乗算するための手段の出力を加算するための手段。

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