JP2000299673A - 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置Info
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- JP2000299673A JP2000299673A JP11104949A JP10494999A JP2000299673A JP 2000299673 A JP2000299673 A JP 2000299673A JP 11104949 A JP11104949 A JP 11104949A JP 10494999 A JP10494999 A JP 10494999A JP 2000299673 A JP2000299673 A JP 2000299673A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】新規なＯＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ復調方式
を提供すること。 【解決手段】Ｎ個の複素シンボルにより変調されたＮ本
のキャリアから成るＯＦＤＭ信号を得る際、２Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換器にＮ個の複素シンボルとＮ個の
ヌルシンボルとを入力し、２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器からの実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並
べることでＮ本のキャリアから成る中間周波数信号を得
る。また、Ｎ本のキャリアから成るＯＦＤＭ信号からＮ
個の複素シンボルを復調する際、２Ｎ個のディジタル信
号と、その２Ｎ個のディジタル信号をヒルベルト変換し
た２Ｎ個の変換ディジタル信号とを２Ｎポイント離散フ
ーリエ変換器の実部及び虚部にそれぞれ入力し、２Ｎポ
イント離散フーリエ変換器の出力の２Ｎ個の複素シンボ
ルからＮ個の複素シンボルを選択することでＮ本のキャ
リアから成るＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復
調する。
を提供すること。 【解決手段】Ｎ個の複素シンボルにより変調されたＮ本
のキャリアから成るＯＦＤＭ信号を得る際、２Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換器にＮ個の複素シンボルとＮ個の
ヌルシンボルとを入力し、２Ｎポイント離散フーリエ逆
変換器からの実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並
べることでＮ本のキャリアから成る中間周波数信号を得
る。また、Ｎ本のキャリアから成るＯＦＤＭ信号からＮ
個の複素シンボルを復調する際、２Ｎ個のディジタル信
号と、その２Ｎ個のディジタル信号をヒルベルト変換し
た２Ｎ個の変換ディジタル信号とを２Ｎポイント離散フ
ーリエ変換器の実部及び虚部にそれぞれ入力し、２Ｎポ
イント離散フーリエ変換器の出力の２Ｎ個の複素シンボ
ルからＮ個の複素シンボルを選択することでＮ本のキャ
リアから成るＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復
調する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、離散フーリエ逆変
換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直
交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）変調方式に関する。加えて本発明は、離散
フーリエ変換（Descrete Fourier Transform）を用いる
直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）復調方式に関する。
換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直
交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）変調方式に関する。加えて本発明は、離散
フーリエ変換（Descrete Fourier Transform）を用いる
直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、互いに直交する多数の搬送波（キ
ャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）
方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且
つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されてい
る。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特
に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、
映像信号の伝送手段として有望視されている。
ャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）
方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且
つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されてい
る。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特
に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、
映像信号の伝送手段として有望視されている。
【０００３】ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する数百或い
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。
【０００４】ＯＦＤＭ方式におけるキャリアは、送信す
る有効シンボル長（時間）をＴとしたとき、隣り合うキ
ャリアの周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本の
ＯＦＤＭ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。ま
た、受信側でのディジタルデータのサンプリング周波数
ｆsは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信側で離散
フーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際
は、送信側の離散フーリエ逆変換器、受信側の離散フー
リエ変換器のポイント数は原則的にどちらもＮポイント
である。
る有効シンボル長（時間）をＴとしたとき、隣り合うキ
ャリアの周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本の
ＯＦＤＭ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。ま
た、受信側でのディジタルデータのサンプリング周波数
ｆsは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信側で離散
フーリエ逆変換、受信側で離散フーリエ変換を行う際
は、送信側の離散フーリエ逆変換器、受信側の離散フー
リエ変換器のポイント数は原則的にどちらもＮポイント
である。
【０００５】ＯＦＤＭ方式の変調の概略を図６及び図８
に示す。図６は、アナログ直交変調部を用いたＯＦＤＭ
変調装置９０００のブロック図である。伝送すべきシリ
アル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列
信号とし、マッピング回路９０２によるマッピングの
後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は入力データを
Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単
位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn
＋ｊＱnの実部Ｉn、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚
数単位）として出力する。
に示す。図６は、アナログ直交変調部を用いたＯＦＤＭ
変調装置９０００のブロック図である。伝送すべきシリ
アル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列
信号とし、マッピング回路９０２によるマッピングの
後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に出力する。離
散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は入力データを
Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単
位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn
＋ｊＱnの実部Ｉn、虚部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚
数単位）として出力する。
【０００６】この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。
次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）が
ＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディ
ジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。次にディジ
タル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれディジタル／アナ
ログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑによりアナ
ログ信号ＩA及びＱAに変換し、低域濾波器（ＬＰＦ）９
０６Ｉ及び９０６Ｑにて低域濾波する。このように得ら
れた２つのアナログ信号を、各々位相のπ/２ずれた正
弦波と乗じ、加算することにより中間周波数信号を得
る。
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。
次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）が
ＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディ
ジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。次にディジ
タル直列信号列ＩD及びＱDをそれぞれディジタル／アナ
ログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑによりアナ
ログ信号ＩA及びＱAに変換し、低域濾波器（ＬＰＦ）９
０６Ｉ及び９０６Ｑにて低域濾波する。このように得ら
れた２つのアナログ信号を、各々位相のπ/２ずれた正
弦波と乗じ、加算することにより中間周波数信号を得
る。
【０００７】即ち発振器９０７で周波数ｆsの第１の正
弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出
力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数
ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力
する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナ
ログ信号ＩAで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦
波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器９０９
に出力する。加算器９０９はアナログ信号ＩAで変調さ
れた第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第２
の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。
こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変
換器により高調波に周波数変換され、帯域濾波器により
帯域濾波されて送信される。
弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出
力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数
ｆsの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力
する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナ
ログ信号ＩAで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦
波をアナログ信号ＱAで変調し、どちらも加算器９０９
に出力する。加算器９０９はアナログ信号ＩAで変調さ
れた第１の正弦波とアナログ信号ＱAで変調された第２
の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。
こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変
換器により高調波に周波数変換され、帯域濾波器により
帯域濾波されて送信される。
【０００８】図６のＯＦＤＭ変調装置９０００の各段の
出力の周波数スペクトルを図７に示す。図７の（ａ）
は、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入出力
を示している。即ち、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦ
Ｔ）９０３の出力並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−
１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑで
それぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとした時の周
波数スペクトルであり、また、各周波数に対応する離散
フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入力番号ｋを合
わせて表示したものである。Ｎ本のキャリアはいずれも
ヌルシンボルでなく、パワー（振幅）が均一であるとし
た。ディジタル直列信号列Ｉ及びＱDの周波数スペクト
ルも図７の（ａ）と同一である。
出力の周波数スペクトルを図７に示す。図７の（ａ）
は、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入出力
を示している。即ち、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦ
Ｔ）９０３の出力並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦Ｎ−
１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４Ｑで
それぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとした時の周
波数スペクトルであり、また、各周波数に対応する離散
フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の入力番号ｋを合
わせて表示したものである。Ｎ本のキャリアはいずれも
ヌルシンボルでなく、パワー（振幅）が均一であるとし
た。ディジタル直列信号列Ｉ及びＱDの周波数スペクト
ルも図７の（ａ）と同一である。
【０００９】図７の（ａ）の周波数スペクトルを持つデ
ィジタル直列信号ＩD及びＱDをディジタル／アナログ変
換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは図
７の（ｂ）のようである。これを周波数ｆsの正弦波で
直交変調した場合、図７の（ｃ）のように周波数ｆs/２
＋１/Ｔから３ｆs/２（＝３Ｎ/２Ｔ）までの、幅ｆ
s（＝Ｎ/Ｔ）にＮ本のキャリアを有するＯＦＤＭ信号が
得られる。
ィジタル直列信号ＩD及びＱDをディジタル／アナログ変
換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは図
７の（ｂ）のようである。これを周波数ｆsの正弦波で
直交変調した場合、図７の（ｃ）のように周波数ｆs/２
＋１/Ｔから３ｆs/２（＝３Ｎ/２Ｔ）までの、幅ｆ
s（＝Ｎ/Ｔ）にＮ本のキャリアを有するＯＦＤＭ信号が
得られる。
【００１０】上記直交変調をディジタル回路で行うもの
として、例えば図８の様なＯＦＤＭ変調装置９９００が
知られている。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換
器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング回
路９０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk
（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤ
ＦＴ）９０３に出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤ
ＦＴ）９０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋ｊＢ
k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱い、離散フー
リエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実部Ｉn、虚
部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力す
る。
として、例えば図８の様なＯＦＤＭ変調装置９９００が
知られている。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換
器（Ｓ／Ｐ）９０１により並列信号とし、マッピング回
路９０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡk、Ｂk
（０≦ｋ≦Ｎ−１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤ
ＦＴ）９０３に出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤ
ＦＴ）９０３は入力データをＮ個の複素数Ａk＋ｊＢ
k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱い、離散フー
リエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉn＋ｊＱnの実部Ｉn、虚
部Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力す
る。
【００１１】この２組の並列信号Ｉn及びＱn（０≦ｎ≦
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。
次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）が
ＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディ
ジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR及びＱRとする。
次に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）が
ＧＩ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディ
ジタル直列信号列ＩD及びＱDが生成される。
【００１２】次にディジタル直列信号列ＩD及びＱDをそ
れぞれ４ｆsサンプラ９２０Ｉ及び９２０Ｑで周波数４
ｆs、即ち時間間隔１/４Ｔのディジタル直列信号とす
る。ここで生成される信号は、ディジタル直列信号列Ｉ
D及びＱDの各信号を４分割して４個の同じ振幅の信号と
したものである。一方、数値制御発振器（ＮＣＯ）９３
１により、余弦波発生器（ｃｏｓ）９３２、正弦波発生
器（ｓｉｎ）９３３から周波数ｆsの余弦波及び正弦波
の、時間間隔１/４Ｔのディジタル信号を発生させ、そ
れぞれ乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑに出力する。余弦波
発生器（ｃｏｓ）９３２及び正弦波発生器（ｓｉｎ）９
３３のディジタル信号は例えば｛１、０、−１、０｝及
び｛０、−１、０、１｝である。乗算器９３０Ｉ及び９
３０Ｑで、これらの信号と、ディジタル直列信号列ＩD
及びＱDの各信号を４分割した信号との乗算をとること
で、位相のπ/２ずれた周波数ｆsの２つの正弦波とのデ
ィジタル直交変調がなされる。
れぞれ４ｆsサンプラ９２０Ｉ及び９２０Ｑで周波数４
ｆs、即ち時間間隔１/４Ｔのディジタル直列信号とす
る。ここで生成される信号は、ディジタル直列信号列Ｉ
D及びＱDの各信号を４分割して４個の同じ振幅の信号と
したものである。一方、数値制御発振器（ＮＣＯ）９３
１により、余弦波発生器（ｃｏｓ）９３２、正弦波発生
器（ｓｉｎ）９３３から周波数ｆsの余弦波及び正弦波
の、時間間隔１/４Ｔのディジタル信号を発生させ、そ
れぞれ乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑに出力する。余弦波
発生器（ｃｏｓ）９３２及び正弦波発生器（ｓｉｎ）９
３３のディジタル信号は例えば｛１、０、−１、０｝及
び｛０、−１、０、１｝である。乗算器９３０Ｉ及び９
３０Ｑで、これらの信号と、ディジタル直列信号列ＩD
及びＱDの各信号を４分割した信号との乗算をとること
で、位相のπ/２ずれた周波数ｆsの２つの正弦波とのデ
ィジタル直交変調がなされる。
【００１３】乗算器９３０Ｉ及び９３０Ｑの出力はディ
ジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９４０Ｉ及び９４０
Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換され、低域濾波
器（ＬＰＦ）９５０Ｉ及び９５０Ｑにて低域濾波され
る。このように得られた２つのアナログ信号を加算する
ことにより、中間周波数信号を得る。
ジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９４０Ｉ及び９４０
Ｑによりアナログ信号ＩA及びＱAに変換され、低域濾波
器（ＬＰＦ）９５０Ｉ及び９５０Ｑにて低域濾波され
る。このように得られた２つのアナログ信号を加算する
ことにより、中間周波数信号を得る。
【００１４】図８のＯＦＤＭ変調装置９９００の各段の
出力の周波数スペクトルは次の通りである。離散フーリ
エ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の出力並列信号Ｉn及び
Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０
４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR
及びＱRとした時の周波数スペクトルは、図６のＯＦＤ
Ｍ変調装置９０００と同様、図７の（ａ）である。ま
た、ディジタル直交変調ののち、ディジタル／アナログ
変換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは
図７の（ｃ）のようである。ここにおいてＯＦＤＭ変調
装置９９００における４ｆsサンプラ９２０Ｉ、９２０
Ｑの必要性が理解される。即ち、±３/２ｆsの帯域幅が
無ければ、上述のアナログ直交変調を用いたＯＦＤＭ変
調装置と同様の中間周波数信号が得られないということ
である。
出力の周波数スペクトルは次の通りである。離散フーリ
エ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３の出力並列信号Ｉn及び
Ｑn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０
４Ｉ及び９０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号列ＩR
及びＱRとした時の周波数スペクトルは、図６のＯＦＤ
Ｍ変調装置９０００と同様、図７の（ａ）である。ま
た、ディジタル直交変調ののち、ディジタル／アナログ
変換したアナログ信号ＩA及びＱAの周波数スペクトルは
図７の（ｃ）のようである。ここにおいてＯＦＤＭ変調
装置９９００における４ｆsサンプラ９２０Ｉ、９２０
Ｑの必要性が理解される。即ち、±３/２ｆsの帯域幅が
無ければ、上述のアナログ直交変調を用いたＯＦＤＭ変
調装置と同様の中間周波数信号が得られないということ
である。
【００１５】次に、従来のＯＦＤＭ復調装置について述
べる。ガードインターバル（ＧＩ）を有するＯＦＤＭ信
号の、ＯＦＤＭ方式の復調の概略を図９及び図１０に示
す。図９は、アナログ直交復調部を用いたＯＦＤＭ復調
装置９０５０のブロック図である。受信したＯＦＤＭ信
号（受信波）を搬送波から分離するため、搬送波（高調
波）を発振器９５１により発生させ、乗算器９５２にて
検波する。これを帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて
中間周波数信号とする。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の
出力を直交復調部で復調する。
べる。ガードインターバル（ＧＩ）を有するＯＦＤＭ信
号の、ＯＦＤＭ方式の復調の概略を図９及び図１０に示
す。図９は、アナログ直交復調部を用いたＯＦＤＭ復調
装置９０５０のブロック図である。受信したＯＦＤＭ信
号（受信波）を搬送波から分離するため、搬送波（高調
波）を発振器９５１により発生させ、乗算器９５２にて
検波する。これを帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて
中間周波数信号とする。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の
出力を直交復調部で復調する。
【００１６】直交復調部は中間周波数信号を各々位相の
π/２ずれた正弦波と乗ずる。即ち、発振器９５４にて
周波数ｆsの正弦波を発生させる。これを移相器９５５
で位相のπ/２ずれた正弦波を発生させる。こうして乗
算器９５６Ｉ、９５６Ｑにて、中間周波数信号がそれぞ
れ復調される。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰ
Ｆ）９５７Ｉ、９５７Ｑにて低域濾波し、アナログ／デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）９５８Ｉ、９５８Ｑにてディ
ジタル直列信号ＩD及びＱDとする。
π/２ずれた正弦波と乗ずる。即ち、発振器９５４にて
周波数ｆsの正弦波を発生させる。これを移相器９５５
で位相のπ/２ずれた正弦波を発生させる。こうして乗
算器９５６Ｉ、９５６Ｑにて、中間周波数信号がそれぞ
れ復調される。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰ
Ｆ）９５７Ｉ、９５７Ｑにて低域濾波し、アナログ／デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）９５８Ｉ、９５８Ｑにてディ
ジタル直列信号ＩD及びＱDとする。
【００１７】ディジタル直列信号ＩD及びＱDはガードイ
ンターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９
６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除
いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR
及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱ
Rは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号であ
る。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くた
め、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期
回路９５９が必要となる。同期回路９５９は、周波数ｆ
sの正弦波を発生させる発振器９５４の制御のためにも
使用される。
ンターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９
６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除
いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR
及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱ
Rは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号であ
る。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くた
め、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期
回路９５９が必要となる。同期回路９５９は、周波数ｆ
sの正弦波を発生させる発振器９５４の制御のためにも
使用される。
【００１８】各々Ｎ個のディジタル信号から成るディジ
タル直列信号ＩR及びＱRは、直並列変換器９６１Ｉ、９
６１Ｑにより並列信号｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、
Ｑ1、…、ＱN-1｝としてＮポイント離散フーリエ変換器
（ＤＦＴ）９６２に出力される。Ｎポイント離散フーリ
エ変換器（ＤＦＴ）９６２は、Ｎ対のデータＩn及びＱn
をＮ個の複素数Ｉn＋ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数
単位）として扱い、離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数
Ａk＋ｊＢkを示すものとしてＮ対のデータＡk及びＢ
k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を出力する。この
Ｎ対のデータＡ k及びＢkが、Ｎ個のキャリアにより送信
されたＮ個の複素シンボルである。Ｎ対のデータＡk及
びＢkからデマッピング回路９６３により信号が再生さ
れ、並直列変換器９６４によりディジタル直列信号とし
て複号される。
タル直列信号ＩR及びＱRは、直並列変換器９６１Ｉ、９
６１Ｑにより並列信号｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、
Ｑ1、…、ＱN-1｝としてＮポイント離散フーリエ変換器
（ＤＦＴ）９６２に出力される。Ｎポイント離散フーリ
エ変換器（ＤＦＴ）９６２は、Ｎ対のデータＩn及びＱn
をＮ個の複素数Ｉn＋ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数
単位）として扱い、離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数
Ａk＋ｊＢkを示すものとしてＮ対のデータＡk及びＢ
k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を出力する。この
Ｎ対のデータＡ k及びＢkが、Ｎ個のキャリアにより送信
されたＮ個の複素シンボルである。Ｎ対のデータＡk及
びＢkからデマッピング回路９６３により信号が再生さ
れ、並直列変換器９６４によりディジタル直列信号とし
て複号される。
【００１９】図９のＯＦＤＭ復調装置９０５０の各段の
出力の周波数スペクトルは、図６のＯＦＤＭ変調装置９
０００の各段の出力の周波数スペクトルに対応してい
る。これを図７により説明する。図７の（ｃ）は、帯域
濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力になる。アナログ直交変
調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０は、図７の（ｃ）の
ような、周波数帯域の中心がｆsで、ｆs/２＋１/Ｔから
３ｆs/２までの周波数帯域がｆsの、中間周波数信号か
ら複素シンボルを復調するものである。
出力の周波数スペクトルは、図６のＯＦＤＭ変調装置９
０００の各段の出力の周波数スペクトルに対応してい
る。これを図７により説明する。図７の（ｃ）は、帯域
濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力になる。アナログ直交変
調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０は、図７の（ｃ）の
ような、周波数帯域の中心がｆsで、ｆs/２＋１/Ｔから
３ｆs/２までの周波数帯域がｆsの、中間周波数信号か
ら複素シンボルを復調するものである。
【００２０】図７の（ｃ）のような中間周波数信号を直
交復調すると、アナログ領域では図７の（ｂ）のような
周波数スペクトルを持つアナログ信号が得られる。これ
をサンプリング周波数ｆsでアナログ／ディジタル変換
（Ａ／Ｄ）すれば、図７の（ａ）のような周波数スペク
トルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フー
リエ変換（ＤＦＴ）することにより、複素シンボルが復
調される。
交復調すると、アナログ領域では図７の（ｂ）のような
周波数スペクトルを持つアナログ信号が得られる。これ
をサンプリング周波数ｆsでアナログ／ディジタル変換
（Ａ／Ｄ）すれば、図７の（ａ）のような周波数スペク
トルを持つディジタル信号が得られる。これを離散フー
リエ変換（ＤＦＴ）することにより、複素シンボルが復
調される。
【００２１】上記直交復調をディジタル回路で行うもの
として、例えば図１０の様なＯＦＤＭ復調装置９９５０
が知られている。受信したＯＦＤＭ信号（受信波）を搬
送波から分離するため、搬送波（高調波）を発振器９５
１により発生させ、乗算器９５２にて検波する。これを
帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて中間周波数信号と
する。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を直交復調部
で復調する。
として、例えば図１０の様なＯＦＤＭ復調装置９９５０
が知られている。受信したＯＦＤＭ信号（受信波）を搬
送波から分離するため、搬送波（高調波）を発振器９５
１により発生させ、乗算器９５２にて検波する。これを
帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３にかけて中間周波数信号と
する。帯域濾波器（ＢＰＦ）９５３の出力を直交復調部
で復調する。
【００２２】直交復調部は中間周波数信号をアナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９７０で周波数４ｆsでサ
ンプリングする。この周波数４ｆsのディジタル信号を
各々位相のπ/２ずれたディジタル正弦波と乗ずる。即
ち、数値制御発振器（ＮＣＯ）９７１にて制御された余
弦波発生器（ｃｏｓ）９７２及び正弦波発生器（ｓｉ
ｎ）９７３で周波数ｆsの位相のπ/２ずれた２つのディ
ジタル正弦波を発生させる。この２つのディジタル正弦
波は、例えば｛１、０、−１、０｝と｛０、−１、０、
１｝である。こうして乗算器９７４Ｉ、９７４Ｑにて、
ディジタル化された中間周波数信号がそれぞれ復調され
る。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰＦ）９７５
Ｉ、９７５Ｑにて低域濾波し、ｆsダウンサンプラ９７
６Ｉ、９７６Ｑにて周波数４ｆsから周波数ｆsにダウン
サンプリングする。こうしてディジタル直列信号ＩD及
びＱDが得られる。
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９７０で周波数４ｆsでサ
ンプリングする。この周波数４ｆsのディジタル信号を
各々位相のπ/２ずれたディジタル正弦波と乗ずる。即
ち、数値制御発振器（ＮＣＯ）９７１にて制御された余
弦波発生器（ｃｏｓ）９７２及び正弦波発生器（ｓｉ
ｎ）９７３で周波数ｆsの位相のπ/２ずれた２つのディ
ジタル正弦波を発生させる。この２つのディジタル正弦
波は、例えば｛１、０、−１、０｝と｛０、−１、０、
１｝である。こうして乗算器９７４Ｉ、９７４Ｑにて、
ディジタル化された中間周波数信号がそれぞれ復調され
る。この２つの復調信号を低域濾波器（ＬＰＦ）９７５
Ｉ、９７５Ｑにて低域濾波し、ｆsダウンサンプラ９７
６Ｉ、９７６Ｑにて周波数４ｆsから周波数ｆsにダウン
サンプリングする。こうしてディジタル直列信号ＩD及
びＱDが得られる。
【００２３】ディジタル直列信号ＩD及びＱDはガードイ
ンターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９
６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除
いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR
及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱ
Rは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号であ
る。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くた
め、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期
回路９５９が必要となる。
ンターバル（ＧＩ）を含んでいるので、ＧＩ除去回路９
６０Ｉ、９６０Ｑにてガードインターバル（ＧＩ）を除
いた、有効シンボルを形成するディジタル直列信号ＩR
及びＱRを生成する。ディジタル直列信号ＩR及びＱ
Rは、各々Ｎ個のディジタル信号から成る直列信号であ
る。このとき、ガードインターバル（ＧＩ）を除くた
め、例えば遅延回路と相関演算回路から形成される同期
回路９５９が必要となる。
【００２４】以下は上述のアナログ直交復調によるＯＦ
ＤＭ復調装置９０５０と同様である。即ち、各々Ｎ個の
ディジタル信号から成るディジタル直列信号ＩR及びＱR
は、直並列変換器９６１Ｉ、９６１Ｑにより並列信号
｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1｝とし
てＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２に出
力される。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９
６２は、Ｎ対のデータＩ n及びＱnをＮ個の複素数Ｉn＋
ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、
離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢkを示すも
のとしてＮ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊ
は虚数単位）を出力する。このＮ対のデータＡk及びＢk
が、Ｎ個のキャリアにより送信されたＮ個の複素シンボ
ルである。Ｎ対のデータＡk及びＢkからデマッピング回
路９６３により信号が再生され、並直列変換器９６４に
よりディジタル直列信号として複号される。
ＤＭ復調装置９０５０と同様である。即ち、各々Ｎ個の
ディジタル信号から成るディジタル直列信号ＩR及びＱR
は、直並列変換器９６１Ｉ、９６１Ｑにより並列信号
｛Ｉ0、Ｉ1、…、ＩN-1｝｛Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1｝とし
てＮポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９６２に出
力される。Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）９
６２は、Ｎ対のデータＩ n及びＱnをＮ個の複素数Ｉn＋
ｊＱn（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として扱い、
離散フーリエ変換し、Ｎ個の複素数Ａk＋ｊＢkを示すも
のとしてＮ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊ
は虚数単位）を出力する。このＮ対のデータＡk及びＢk
が、Ｎ個のキャリアにより送信されたＮ個の複素シンボ
ルである。Ｎ対のデータＡk及びＢkからデマッピング回
路９６３により信号が再生され、並直列変換器９６４に
よりディジタル直列信号として複号される。
【００２５】図１０のＯＦＤＭ復調装置９９５０の各段
の出力の周波数スペクトルを図７で説明する。図７の
（ｃ）は、周波数４ｆsによるアナログ／ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）９７０の出力の、正周波数領域を示すも
のである。ここにおいてサンプリング周波数が４ｆsで
あることが理解される。即ち、中間周波数信号は、上述
のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０の
中間周波数信号をディジタル化した帯域（±３ｆs/２）
が必要だからである。
の出力の周波数スペクトルを図７で説明する。図７の
（ｃ）は、周波数４ｆsによるアナログ／ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）９７０の出力の、正周波数領域を示すも
のである。ここにおいてサンプリング周波数が４ｆsで
あることが理解される。即ち、中間周波数信号は、上述
のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調装置９０５０の
中間周波数信号をディジタル化した帯域（±３ｆs/２）
が必要だからである。
【００２６】図７の（ｃ）のようなディジタル中間周波
数信号をディジタル直交復調すると、図７の（ａ）のよ
うな周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られ
る。これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することによ
り、複素シンボルが復調される。
数信号をディジタル直交復調すると、図７の（ａ）のよ
うな周波数スペクトルを持つディジタル信号が得られ
る。これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することによ
り、複素シンボルが復調される。
【００２７】理論上はＯＦＤＭ方式におけるキャリア
は、周波数間隔は１/Ｔ、帯域幅はＮ/Ｔ一杯のＮ本の使
用が可能である。しかし、隣接のチャネルとのガードバ
ンド（ヌルシンボルキャリアの周波数帯）が無い場合、
干渉により帯域両端のキャリアのシンボルが影響されて
しまう。そこで例えば５１２ポイント離散フーリエ逆変
換器を使用する場合、ヌルシンボルでない「有効キャリ
ア」を例えば４４８本とし、両側の３２キャリアずつを
ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とすることが一
般的である。このガードバンド（ヌルシンボルキャリ
ア）は、図７の（ｃ）において、キャリア番号Ｎ/２及
びＮ/２＋１付近におかれる。
は、周波数間隔は１/Ｔ、帯域幅はＮ/Ｔ一杯のＮ本の使
用が可能である。しかし、隣接のチャネルとのガードバ
ンド（ヌルシンボルキャリアの周波数帯）が無い場合、
干渉により帯域両端のキャリアのシンボルが影響されて
しまう。そこで例えば５１２ポイント離散フーリエ逆変
換器を使用する場合、ヌルシンボルでない「有効キャリ
ア」を例えば４４８本とし、両側の３２キャリアずつを
ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とすることが一
般的である。このガードバンド（ヌルシンボルキャリ
ア）は、図７の（ｃ）において、キャリア番号Ｎ/２及
びＮ/２＋１付近におかれる。
【００２８】これに対し特開平７−２２６７２４号公報
では、次のような構成で、Ｎ本以下の「有効キャリア」
と、ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とからなる
合計２Ｎ本のキャリアを使用するＯＦＤＭ変調装置及び
ＯＦＤＭ復調装置が提案されている。
では、次のような構成で、Ｎ本以下の「有効キャリア」
と、ガードバンド（ヌルシンボルキャリア）とからなる
合計２Ｎ本のキャリアを使用するＯＦＤＭ変調装置及び
ＯＦＤＭ復調装置が提案されている。
【００２９】特開平７−２２６７２４号公報記載の第１
のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び虚部そ
れぞれＮ個以上のヌルシンボルとを２Ｎポイント高速フ
ーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプリング周
波数２ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）し、２Ｎ
個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り
出す。つづいてさらにその２倍のサンプリング周波数４
ｆsとしたのち低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、周波数ｆs
で直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換
し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び虚部そ
れぞれＮ個以上のヌルシンボルとを２Ｎポイント高速フ
ーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプリング周
波数２ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）し、２Ｎ
個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信号を取り
出す。つづいてさらにその２倍のサンプリング周波数４
ｆsとしたのち低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、周波数ｆs
で直交変調して中間周波数を得る。これを高調波に変換
し、帯域濾波器を通して伝送するものである。
【００３０】同じく特開平７−２２６７２４号公報記載
の第２のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び
虚部それぞれ３Ｎ個以上のヌルシンボルとを４Ｎポイン
ト高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプ
リング周波数４ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）
し、４Ｎ個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信
号を取り出す。つづいて低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、
周波数ｆsで直交変調して中間周波数を得る。これを高
調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものであ
る。
の第２のＯＦＤＭ変調装置は、情報データと、実部及び
虚部それぞれ３Ｎ個以上のヌルシンボルとを４Ｎポイン
ト高速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力し、サンプ
リング周波数４ｆsで高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）
し、４Ｎ個の時間軸上の複素データの実部信号と虚部信
号を取り出す。つづいて低域濾波器（ＬＰＦ）を通し、
周波数ｆsで直交変調して中間周波数を得る。これを高
調波に変換し、帯域濾波器を通して伝送するものであ
る。
【００３１】特開平７−２２６７２４号公報記載の第１
のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプリング
周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち２ｆsダ
ウンサンプラでダウンサンプリングして周波数２ｆsで
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、２Ｎ個の周波数軸上の
複素データからヌルシンボルでないＮ個の複素シンボル
を取り出すものである。
のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプリング
周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち２ｆsダ
ウンサンプラでダウンサンプリングして周波数２ｆsで
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、２Ｎ個の周波数軸上の
複素データからヌルシンボルでないＮ個の複素シンボル
を取り出すものである。
【００３２】同じく特開平７−２２６７２４号公報記載
の第２のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプ
リング周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち
周波数４ｆsで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、４Ｎ個
の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないＮ個
の複素シンボルを取り出すものである。これら第１、第
２のＯＦＤＭ復調装置は、前記第１、第２のＯＦＤＭ変
調装置に対応し、丁度逆の過程を順次行うものである。
の第２のＯＦＤＭ復調装置は、中間周波数信号をサンプ
リング周波数４ｆsでサンプリングし、直交復調ののち
周波数４ｆsで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、４Ｎ個
の周波数軸上の複素データからヌルシンボルでないＮ個
の複素シンボルを取り出すものである。これら第１、第
２のＯＦＤＭ復調装置は、前記第１、第２のＯＦＤＭ変
調装置に対応し、丁度逆の過程を順次行うものである。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、サンプリン
グ周波数の変換（アップサンプリング及びダウンサンプ
リング）は必ずしも簡易な回路ではない。また、ヌルシ
ンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）４Ｎポイント高
速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力すること、或い
は４Ｎポイント高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）を用いて
ヌルシンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）出力する
ことも決して効率的な手段ではない。
グ周波数の変換（アップサンプリング及びダウンサンプ
リング）は必ずしも簡易な回路ではない。また、ヌルシ
ンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）４Ｎポイント高
速フーリエ逆変換器（ＩＦＦＴ）に入力すること、或い
は４Ｎポイント高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）を用いて
ヌルシンボルを多数（３Ｎ個の複素数の扱い）出力する
ことも決して効率的な手段ではない。
【００３４】そこで本発明者らは、２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）の入出力
番号とそれらの係数を工夫することにより、図７の
（ｃ）に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号をい
わゆる直交変調部を使用しないまま容易に得ることに到
達し、キャリア数と離散フーリエ逆変換のポイント数の
一般化を経て、本発明を完成した。
ーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）の入出力
番号とそれらの係数を工夫することにより、図７の
（ｃ）に類似した周波数スペクトルを持つ離散信号をい
わゆる直交変調部を使用しないまま容易に得ることに到
達し、キャリア数と離散フーリエ逆変換のポイント数の
一般化を経て、本発明を完成した。
【００３５】また、周波数空間での係数設定により、デ
ィジタル／アナログ変換における周波数成分の高域劣化
を予め補償できることから、離散フーリエ逆変換におけ
る一定時間遅延を周波数空間での定数倍とすることとの
結合の着想に至った。
ィジタル／アナログ変換における周波数成分の高域劣化
を予め補償できることから、離散フーリエ逆変換におけ
る一定時間遅延を周波数空間での定数倍とすることとの
結合の着想に至った。
【００３６】更に本発明者らは、２Ｎポイント離散フー
リエ変換（ＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び２Ｎポ
イント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の入出力番号とそれ
らの係数を工夫することにより、図７の（ｃ）に類似し
た周波数スペクトルを持つ離散信号からいわゆる直交復
調部を使用しないまま復調することに到達し、やはりキ
ャリア数と離散フーリエ変換のポイント数の一般化を経
て、本発明を完成した。
リエ変換（ＤＦＴ）を使用し、キャリア番号及び２Ｎポ
イント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の入出力番号とそれ
らの係数を工夫することにより、図７の（ｃ）に類似し
た周波数スペクトルを持つ離散信号からいわゆる直交復
調部を使用しないまま復調することに到達し、やはりキ
ャリア数と離散フーリエ変換のポイント数の一般化を経
て、本発明を完成した。
【００３７】よって本発明は、上記課題に鑑み、新規な
ＯＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ変調装置、並びに新規な
ＯＦＤＭ復調方式及びＯＦＤＭ復調装置を提供すること
を目的とする。更に、高域劣化補償作用を持ち合わせ
た、新規なＯＦＤＭ変調方式あるいはＯＦＤＭ変調装置
を提供することを目的とする。
ＯＦＤＭ変調方式及びＯＦＤＭ変調装置、並びに新規な
ＯＦＤＭ復調方式及びＯＦＤＭ復調装置を提供すること
を目的とする。更に、高域劣化補償作用を持ち合わせ
た、新規なＯＦＤＭ変調方式あるいはＯＦＤＭ変調装置
を提供することを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】請求項１の手段によれ
ば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含
むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボ
ルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバンドを含む
Ｎ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'
個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段が
Ｍポイント（Ｍ≧２Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であ
り、前記Ｎ'個のヌルシンボル以外の複素シンボルを前
記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポ
イント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間
軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバ
ンド以外のキャリアはＮ'個）からなる中間周波数信号
を生成することを特徴とする。なお、Ｍポイント離散フ
ーリエ逆変換手段には、Ｎ'個のヌルシンボル以外の複
素シンボルの他、Ｍ−Ｎ'個のヌルシンボルを入力す
る。ここでヌルシンボルの入力とは、その位置のキャリ
アが存在しないようにするものであり、実部及び虚部両
方への０の入力を意味する。
ば、離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシンボルを含
むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボ
ルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバンドを含む
Ｎ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'
個）からなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調方式において、前記離散フーリエ逆変換手段が
Ｍポイント（Ｍ≧２Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であ
り、前記Ｎ'個のヌルシンボル以外の複素シンボルを前
記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポ
イント離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間
軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバ
ンド以外のキャリアはＮ'個）からなる中間周波数信号
を生成することを特徴とする。なお、Ｍポイント離散フ
ーリエ逆変換手段には、Ｎ'個のヌルシンボル以外の複
素シンボルの他、Ｍ−Ｎ'個のヌルシンボルを入力す
る。ここでヌルシンボルの入力とは、その位置のキャリ
アが存在しないようにするものであり、実部及び虚部両
方への０の入力を意味する。
【００３９】請求項２の手段によれば、請求項１に記載
の直交周波数分割多重変調方式において、Ｍポイント離
散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を
０として０からＭ−１であり、前記離散フーリエ逆変換
手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい
数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、ｘh＝πｈ/Ｍ）を乗じ
たのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。ここ
で、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入力
が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するもの
である。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相
当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換によ
る変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリア
番号であるという意味である。また、略等しいというの
はディジタルデータの演算において桁落ち（丸め誤差）
を考慮してのことである。
の直交周波数分割多重変調方式において、Ｍポイント離
散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、直流成分入力を
０として０からＭ−１であり、前記離散フーリエ逆変換
手段のヌルシンボルでない各入力に対しαhに略等しい
数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、ｘh＝πｈ/Ｍ）を乗じ
たのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする。ここ
で、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入力
が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するもの
である。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相
当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換によ
る変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリア
番号であるという意味である。また、略等しいというの
はディジタルデータの演算において桁落ち（丸め誤差）
を考慮してのことである。
【００４０】請求項３の手段によれば、離散フーリエ逆
変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段が２Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ個の複素シ
ンボルと、Ｎ個のヌルシンボルとを２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換手段に入力し、２Ｎポイント離散フーリエ
逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並
べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生
成することを特徴とする。ここでヌルシンボルの入力と
は、その位置のキャリアが存在しないようにするもので
あり、実部及び虚部両方への０の入力を意味する。
変換手段を用い、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割
多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段が２Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換手段であり、Ｎ個の複素シ
ンボルと、Ｎ個のヌルシンボルとを２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換手段に入力し、２Ｎポイント離散フーリエ
逆変換手段の実部出力の２Ｎ個の時間軸信号を直列に並
べることでＮ個のキャリアからなる中間周波数信号を生
成することを特徴とする。ここでヌルシンボルの入力と
は、その位置のキャリアが存在しないようにするもので
あり、実部及び虚部両方への０の入力を意味する。
【００４１】また、請求項４に記載の手段によれば、請
求項３に記載の直交周波数分割多重変調方式において、
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、Ｎ個の
キャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ
−１であり、Ｎ個のキャリアを変調するための２Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対
し、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャ
リア番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎのときｋ＝
ｈ−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、ｈが
それ以外の時ヌルシンボルであることを特徴とする。こ
こで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入
力が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するも
のである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分
相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換に
よる変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリ
ア番号であるという意味である。
求項３に記載の直交周波数分割多重変調方式において、
２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号ｈが、
直流成分入力を０として０から２Ｎ−１であり、Ｎ個の
キャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０からＮ
−１であり、Ｎ個のキャリアを変調するための２Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対
し、１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャ
リア番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎのときｋ＝
ｈ−Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、ｈが
それ以外の時ヌルシンボルであることを特徴とする。こ
こで、離散フーリエ逆変換手段の入力番号の直流成分入
力が０とは、離散フーリエ逆変換の一般式に対応するも
のである。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分
相当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ逆変換に
よる変調の場合の、直流成分入力番号０に当たるキャリ
ア番号であるという意味である。
【００４２】また、請求項５に記載の手段によれば、請
求項３又は請求項４に記載の直交周波数分割多重変調方
式において、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入
力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１で
あり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各
入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ）に対しαhに略
等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、ｘh＝πｈ/２
Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴と
する。ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算に
おいて桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。
求項３又は請求項４に記載の直交周波数分割多重変調方
式において、２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入
力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−１で
あり、離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各
入力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ）に対しαhに略
等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、ｘh＝πｈ/２
Ｎ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴と
する。ここで略等しいとは、ディジタルデータの演算に
おいて桁落ち（丸め誤差）を考慮してのことである。
【００４３】請求項６乃至請求項１０は、請求項１乃至
請求項５の直交周波数分割多重変調方式を適用して直交
周波数分割多重変調装置としたものである。即ち、請求
項６及び請求項８は、請求項１及び請求項３に記載の直
交周波数分割多重変調方式をそれぞれ適用して直交周波
数分割多重変調装置としたものである。請求項７は、請
求項２の直交周波数分割多重変調方式のＭポイント離散
フーリエ逆変換手段の入力番号ｈとキャリア番号ｋの関
係を適用した直交周波数分割多重変調装置としたもので
ある。請求項９は、請求項４の直交周波数分割多重変調
方式の２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号
ｈとキャリア番号ｋの関係を適用した直交周波数分割多
重変調装置としたものである。請求項１０は、請求項５
に記載の直交周波数分割多重変調方式における入力値へ
の係数設定を適用して直交周波数分割多重変調装置とし
たものである。
請求項５の直交周波数分割多重変調方式を適用して直交
周波数分割多重変調装置としたものである。即ち、請求
項６及び請求項８は、請求項１及び請求項３に記載の直
交周波数分割多重変調方式をそれぞれ適用して直交周波
数分割多重変調装置としたものである。請求項７は、請
求項２の直交周波数分割多重変調方式のＭポイント離散
フーリエ逆変換手段の入力番号ｈとキャリア番号ｋの関
係を適用した直交周波数分割多重変調装置としたもので
ある。請求項９は、請求項４の直交周波数分割多重変調
方式の２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の入力番号
ｈとキャリア番号ｋの関係を適用した直交周波数分割多
重変調装置としたものである。請求項１０は、請求項５
に記載の直交周波数分割多重変調方式における入力値へ
の係数設定を適用して直交周波数分割多重変調装置とし
たものである。
【００４４】次に、請求項１１の手段によれば、Ｎ個の
複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'
個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバ
ンド以外のキャリアはＮ'個）からなる、帯域幅ｆs（ガ
ードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分はＮ'
ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調
する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤ
Ｍ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号
に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間
周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ≧２
Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディ
ジタル変換手段と、前記アナログ／ディジタル変換手段
によりディジタル変換されたＯＦＤＭ信号のＭ個のディ
ジタル信号をヒルベルト変換するヒルベルト変換手段
と、Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｍ
個のディジタル信号と、前記Ｍ個のディジタル信号をヒ
ルベルト変換したＭ個の変換ディジタル信号とを、前記
Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれ
ぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力
のＭ個の複素シンボルからＮ'個の複素シンボルを選択
することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリ
アはＮ'個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シン
ボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個）を復
調することを特徴とする。
複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'
個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個のキャリア（ガードバ
ンド以外のキャリアはＮ'個）からなる、帯域幅ｆs（ガ
ードバンドを含む、ガードハンドを含まない部分はＮ'
ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調
する直交周波数分割多重復調方式において、前記ＯＦＤ
Ｍ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間周波数信号
に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、前記中間
周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ≧２
Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディ
ジタル変換手段と、前記アナログ／ディジタル変換手段
によりディジタル変換されたＯＦＤＭ信号のＭ個のディ
ジタル信号をヒルベルト変換するヒルベルト変換手段
と、Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、前記Ｍ
個のディジタル信号と、前記Ｍ個のディジタル信号をヒ
ルベルト変換したＭ個の変換ディジタル信号とを、前記
Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部にそれ
ぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換手段の出力
のＭ個の複素シンボルからＮ'個の複素シンボルを選択
することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリ
アはＮ'個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シン
ボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個）を復
調することを特徴とする。
【００４５】また、請求項１２の手段によれば、Ｎ個の
複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆ
sのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直
交周波数分割多重復調方式において、ＯＦＤＭ信号を最
高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する
検波及び周波数変換手段と、中間周波数信号をサンプリ
ング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナ
ログ／ディジタル変換手段と、アナログ／ディジタル変
換手段によりディジタル変換されたＯＦＤＭ信号の２Ｎ
個のディジタル信号をヒルベルト変換するヒルベルト変
換手段と、２Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有
し、２Ｎ個のディジタル信号と、２Ｎ個のディジタル信
号をヒルベルト変換した２Ｎ個の変換ディジタル信号と
を、２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部
にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変換手
段の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シンボ
ルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信
号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴とす
る。
複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる、帯域幅ｆ
sのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調する直
交周波数分割多重復調方式において、ＯＦＤＭ信号を最
高周波数がｆs以下の中間周波数信号に周波数変換する
検波及び周波数変換手段と、中間周波数信号をサンプリ
ング周波数２ｆsでアナログ／ディジタル変換するアナ
ログ／ディジタル変換手段と、アナログ／ディジタル変
換手段によりディジタル変換されたＯＦＤＭ信号の２Ｎ
個のディジタル信号をヒルベルト変換するヒルベルト変
換手段と、２Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有
し、２Ｎ個のディジタル信号と、２Ｎ個のディジタル信
号をヒルベルト変換した２Ｎ個の変換ディジタル信号と
を、２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚部
にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変換手
段の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シンボ
ルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤＭ信
号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴とす
る。
【００４６】また、請求項１３に記載の手段によれば、
請求項１２に記載の直交周波数分割多重復調方式におい
て、２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈ
が、直流成分出力を０として０から２Ｎ−１であり、Ｎ
個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０か
らＮ−１であり、Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号
ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる２
Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の
複素シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−
Ｎ/２となる２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力
番号ｈの出力の複素シンボルであることを特徴とする。
ここで、離散フーリエ変換手段の出力番号の直流成分出
力が０とは、離散フーリエ変換の一般式に対応するもの
である。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相
当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ変換による
復調の場合の、直流成分出力番号０に当たるキャリア番
号であるという意味である。
請求項１２に記載の直交周波数分割多重復調方式におい
て、２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈ
が、直流成分出力を０として０から２Ｎ−１であり、Ｎ
個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０として０か
らＮ−１であり、Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号
ｋに対し、０≦ｋ≦Ｎ/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる２
Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の
複素シンボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−
Ｎ/２となる２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力
番号ｈの出力の複素シンボルであることを特徴とする。
ここで、離散フーリエ変換手段の出力番号の直流成分出
力が０とは、離散フーリエ変換の一般式に対応するもの
である。また、Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相
当を０というのも、Ｎポイント離散フーリエ変換による
復調の場合の、直流成分出力番号０に当たるキャリア番
号であるという意味である。
【００４７】請求項１４乃至請求項１６は、請求項１１
乃至請求項１３の直交周波数分割多重復調方式を適用し
て直交周波数分割多重復調装置としたものである。即
ち、請求項１４及び請求項１５は、請求項１１及び請求
項１２に記載の直交周波数分割多重復調方式をそれぞれ
適用して直交周波数分割多重復調装置としたものであ
る。請求項１６は、請求項１３の直交周波数分割多重復
調方式の２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号
ｈとキャリア番号ｋの関係を適用した直交周波数分割多
重復調装置としたものである。
乃至請求項１３の直交周波数分割多重復調方式を適用し
て直交周波数分割多重復調装置としたものである。即
ち、請求項１４及び請求項１５は、請求項１１及び請求
項１２に記載の直交周波数分割多重復調方式をそれぞれ
適用して直交周波数分割多重復調装置としたものであ
る。請求項１６は、請求項１３の直交周波数分割多重復
調方式の２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号
ｈとキャリア番号ｋの関係を適用した直交周波数分割多
重復調装置としたものである。
【００４８】
【作用及び発明の効果】まず、本発明のＯＦＤＭ変調の
概念を図２を用いて説明する。簡単のため、ヌルシンボ
ルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによるもの
を説明する。
概念を図２を用いて説明する。簡単のため、ヌルシンボ
ルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによるもの
を説明する。
【００４９】Ｎポイント離散フーリエ逆変換により図２
の（ｂ）のような周波数スペクトルを持つ信号が得られ
たとする。尚、時間軸出力を周波数ｆs（時間間隔１/
Ｔ）で直列に並べたものとする。こののち、周波数ｆs/
２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調すれば図２の（ａ）のよう
な周波数スペクトルとなる。これは帯域として±ｆsあ
れば良く、これは周波数２ｆs（時間間隔１/２Ｔ）のデ
ィジタル回路で達成することができる。即ち、２Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換により、図２の（ａ）に示す通
り、本来のキャリア番号ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に対し、
ＩＤＦＴ入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を対応させれ
ば、従来のＮポイント離散フーリエ逆変換ののち周波数
ｆs/２で直交変調した信号が直接得られる。（請求項
３、８）
の（ｂ）のような周波数スペクトルを持つ信号が得られ
たとする。尚、時間軸出力を周波数ｆs（時間間隔１/
Ｔ）で直列に並べたものとする。こののち、周波数ｆs/
２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調すれば図２の（ａ）のよう
な周波数スペクトルとなる。これは帯域として±ｆsあ
れば良く、これは周波数２ｆs（時間間隔１/２Ｔ）のデ
ィジタル回路で達成することができる。即ち、２Ｎポイ
ント離散フーリエ逆変換により、図２の（ａ）に示す通
り、本来のキャリア番号ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に対し、
ＩＤＦＴ入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を対応させれ
ば、従来のＮポイント離散フーリエ逆変換ののち周波数
ｆs/２で直交変調した信号が直接得られる。（請求項
３、８）
【００５０】これを数式を用いて説明する。目標である
アナログ信号FA(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用
い、ｊを虚数単位として次のように示される。
アナログ信号FA(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用
い、ｊを虚数単位として次のように示される。
【数１】
【００５１】尚、Re、Imは複素数の実部、虚部を示し、
fkはキャリア番号ｋのキャリアの周波数、A(k)は、キャ
リア番号ｋのキャリアによって送信される複素シンボル
である。また、係数の煩雑さを避けるため、≡を用いて
「定数倍に比例」を表示するものとする。式（１）は、
各キャリアの周波数fkが整数比のとき、ＯＦＤＭ変調波
を示す式となる。
fkはキャリア番号ｋのキャリアの周波数、A(k)は、キャ
リア番号ｋのキャリアによって送信される複素シンボル
である。また、係数の煩雑さを避けるため、≡を用いて
「定数倍に比例」を表示するものとする。式（１）は、
各キャリアの周波数fkが整数比のとき、ＯＦＤＭ変調波
を示す式となる。
【００５２】ＯＦＤＭ変調波においては、キャリア番号
ｋ＝０を中心周波数として各キャリアの周波数fkを次の
ように示すことが一般的である。
ｋ＝０を中心周波数として各キャリアの周波数fkを次の
ように示すことが一般的である。
【数２】
【００５３】すると、式（１）は次のように変形でき
る。
る。
【数３】
【００５４】このアナログ信号は、ディジタル領域では
次の通り簡略化できる。即ち、キャリア数Ｎで有効シン
ボル長Ｔを分割し、周波数ｆs＝Ｎ/Ｔでサンプリングす
れば、t＝ｎＴ/Ｎと置き換えて、次の通りである。
次の通り簡略化できる。即ち、キャリア数Ｎで有効シン
ボル長Ｔを分割し、周波数ｆs＝Ｎ/Ｔでサンプリングす
れば、t＝ｎＴ/Ｎと置き換えて、次の通りである。
【数４】
【００５５】式（４）の２箇所のシグマが、次式の通
り、Ｎ個の複素シンボルA(k)（０≦ｋ≦Ｎ−１）の離散
フーリエ逆変換により得られるＮ個の複素数a(n)（０≦
ｎ≦Ｎ−１）に等しい。
り、Ｎ個の複素シンボルA(k)（０≦ｋ≦Ｎ−１）の離散
フーリエ逆変換により得られるＮ個の複素数a(n)（０≦
ｎ≦Ｎ−１）に等しい。
【数５】
【００５６】さて、図２の（ａ）の周波数スペクトルを
実現するため、次の通り２Ｎポイント離散フーリエ逆変
換することを考える。まず、２Ｎポイント離散フーリエ
逆変換の入力を、入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）に対
してP(h)、出力を出力番号ｍ（０≦ｍ≦２Ｎ−１）に対
してp(m)とおく。即ち、次の通りである。
実現するため、次の通り２Ｎポイント離散フーリエ逆変
換することを考える。まず、２Ｎポイント離散フーリエ
逆変換の入力を、入力番号ｈ（０≦ｈ≦２Ｎ−１）に対
してP(h)、出力を出力番号ｍ（０≦ｍ≦２Ｎ−１）に対
してp(m)とおく。即ち、次の通りである。
【数６】
【００５７】今、請求項４に示す様な、A(k)とP(h)の対
応をとる。即ち、次の通りである。
応をとる。即ち、次の通りである。
【数７】
【００５８】式（７）を式（６）に代入して変形する。
【数８】
【００５９】式（８）の第１項でｋ＝ｈ＋Ｎ/２、第２
項でｋ＝ｈ−Ｎ/２と置き、実部を取れば次の通りとな
る。
項でｋ＝ｈ−Ｎ/２と置き、実部を取れば次の通りとな
る。
【数９】
【００６０】一方、式（３）で、t＝mＴ/２Ｎでサンプ
リングし、ｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとすれば、得られるデ
ィジタル信号Ｆ2D(m)は次の通りである。
リングし、ｆc＝ｆs/２＝Ｎ/２Ｔとすれば、得られるデ
ィジタル信号Ｆ2D(m)は次の通りである。
【数１０】
【００６１】式（１０）と式（１１）は定数倍で一致す
る。即ち、次の通りである。
る。即ち、次の通りである。
【数１１】
【００６２】式（１１）より、本発明の実効性が証明さ
れた（請求項４、９）。
れた（請求項４、９）。
【００６３】以上の議論を再考すると、離散フーリエ逆
変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガード
バンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ/２とそれより小
さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそ
れより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリ
エ逆変換のポイント数の半分以下であれば良いことが容
易に理解できる。即ち、キャリア番号Ｎ/２とそれより
小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１と
それより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形
成するヌルシンボルキャリアを除いたＮ'本のキャリア
により、実質Ｎ'個の複素シンボルを送信するのであれ
ば、離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ≧２Ｎ'
であれば良い。このとき、Ｎ'本のキャリアの生成位置
は、離散フーリエ逆変換の出力番号ｈに対し、ｈ0＋１
≦ｈ≦ｈ0＋Ｎ'位置であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ/
２−Ｎ'である。即ち、上述までの議論は、Ｍ/２＝Ｎ'
＝Ｎであったため、ｈ0＝０と限定していたに過ぎな
い。今述べた一般化においては、ｈ0はキャリアの周波
数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ'と共にｈ0
を設定することができる。（請求項１、６）
変換のポイント数は、Ｎ個の複素シンボルのうちガード
バンドにあたる部分（キャリア番号Ｎ/２とそれより小
さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１とそ
れより大きなキャリア番号近傍）を除いて、離散フーリ
エ逆変換のポイント数の半分以下であれば良いことが容
易に理解できる。即ち、キャリア番号Ｎ/２とそれより
小さなキャリア番号近傍と、キャリア番号Ｎ/２＋１と
それより大きなキャリア番号近傍の、ガードバンドを形
成するヌルシンボルキャリアを除いたＮ'本のキャリア
により、実質Ｎ'個の複素シンボルを送信するのであれ
ば、離散フーリエ逆変換のポイント数Ｍは、Ｍ≧２Ｎ'
であれば良い。このとき、Ｎ'本のキャリアの生成位置
は、離散フーリエ逆変換の出力番号ｈに対し、ｈ0＋１
≦ｈ≦ｈ0＋Ｎ'位置であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ/
２−Ｎ'である。即ち、上述までの議論は、Ｍ/２＝Ｎ'
＝Ｎであったため、ｈ0＝０と限定していたに過ぎな
い。今述べた一般化においては、ｈ0はキャリアの周波
数シフトに相当し、設計により適切なＭ、Ｎ'と共にｈ0
を設定することができる。（請求項１、６）
【００６４】次に、本発明のＯＦＤＭ変調における第２
の概念を図４を用いて説明する。良く知られているよう
に、ディジタル／アナログ変換において、周波数ｆに対
応した劣化が起こる。ディジタル信号の時間間隔をτと
おくと、ｆ＝±ｎτ（ｎは自然数）で０となる図４のよ
うな関数をとる。よって、離散フーリエ逆変換手段の各
キャリアに対応する入力に適当な数値を乗ずることによ
り、ディジタル／アナログ変換時の高域劣化を予め補償
することができるので、上述のＭポイント、或いは２Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換と組み合わせることは有用
である。（請求項２、５、７、１０）
の概念を図４を用いて説明する。良く知られているよう
に、ディジタル／アナログ変換において、周波数ｆに対
応した劣化が起こる。ディジタル信号の時間間隔をτと
おくと、ｆ＝±ｎτ（ｎは自然数）で０となる図４のよ
うな関数をとる。よって、離散フーリエ逆変換手段の各
キャリアに対応する入力に適当な数値を乗ずることによ
り、ディジタル／アナログ変換時の高域劣化を予め補償
することができるので、上述のＭポイント、或いは２Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換と組み合わせることは有用
である。（請求項２、５、７、１０）
【００６５】次に、本発明のＯＦＤＭ復調の概念を図２
を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調と同様、まず、ヌルシ
ンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによる
ものを説明する。
を用いて説明する。ＯＦＤＭ変調と同様、まず、ヌルシ
ンボルキャリアを考えず、Ｎ個全て有効シンボルによる
ものを説明する。
【００６６】検波及び周波数変換手段、並びにサンプリ
ング周波数２ｆsのアナログ／ディジタル変換手段によ
り、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからな
る、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号は図２の（ａ）のような
周波数スペクトルを持つディジタル信号に変換される。
こののち、周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交復調すれ
ば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルとなる。即
ち、本発明の、ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の
中間周波数信号に周波数変換することは、図２の（ｂ）
のような周波数スペクトルをもつディジタル信号を周波
数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調したものと同等であ
ることが判る。よって、図２の（ａ）のような周波数ス
ペクトルのディジタル信号を２Ｎポイント離散フーリエ
変換したのち適当な手段を講ずれば、図２の（ｂ）のよ
うな周波数スペクトルのディジタル信号をＮポイント離
散フーリエ変換したものと同一の結果が得られるはずで
ある。以下、これを説明する。
ング周波数２ｆsのアナログ／ディジタル変換手段によ
り、Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリアからな
る、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号は図２の（ａ）のような
周波数スペクトルを持つディジタル信号に変換される。
こののち、周波数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交復調すれ
ば図２の（ｂ）のような周波数スペクトルとなる。即
ち、本発明の、ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の
中間周波数信号に周波数変換することは、図２の（ｂ）
のような周波数スペクトルをもつディジタル信号を周波
数ｆs/２（＝Ｎ/２Ｔ）で直交変調したものと同等であ
ることが判る。よって、図２の（ａ）のような周波数ス
ペクトルのディジタル信号を２Ｎポイント離散フーリエ
変換したのち適当な手段を講ずれば、図２の（ｂ）のよ
うな周波数スペクトルのディジタル信号をＮポイント離
散フーリエ変換したものと同一の結果が得られるはずで
ある。以下、これを説明する。
【００６７】検波及び周波数変換手段により最高周波数
がｆs以下となった中間周波数信号（アナログ信号）F
A(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用い、ｊを虚数単
位として次のように示される。
がｆs以下となった中間周波数信号（アナログ信号）F
A(t)は、キャリア番号ｋと、時間tを用い、ｊを虚数単
位として次のように示される。
【数１２】 これは式（１）と全く同様である。よって前述と全く同
様の議論により、中間周波数信号が式（３）でｆc＝ｆs
/２＝Ｎ/２Ｔとしたアナログ信号であり、t＝mＴ/２Ｎ
でサンプリングすることにより、関係式（７）で本来の
Ｎ個の複素シンボルA(k)と対応づけられる２Ｎ個のP(h)
を離散フーリエ逆変換した２Ｎ個のp(m)の実部と等しい
ことが判った。次に２Ｎ個のp(m)の虚部を検討する。関
数f(x)のヒルベルト変換g(y)は次式で表される。
様の議論により、中間周波数信号が式（３）でｆc＝ｆs
/２＝Ｎ/２Ｔとしたアナログ信号であり、t＝mＴ/２Ｎ
でサンプリングすることにより、関係式（７）で本来の
Ｎ個の複素シンボルA(k)と対応づけられる２Ｎ個のP(h)
を離散フーリエ逆変換した２Ｎ個のp(m)の実部と等しい
ことが判った。次に２Ｎ個のp(m)の虚部を検討する。関
数f(x)のヒルベルト変換g(y)は次式で表される。
【数１３】
【００６８】良く知られているように、sinax、cosaxの
ヒルベルト変換はcosax、−sinaxである。即ち、次式が
成り立つ。
ヒルベルト変換はcosax、−sinaxである。即ち、次式が
成り立つ。
【数１４】
【００６９】式（１２）においてヒルベルト変換を行う
と次の通りである。
と次の通りである。
【数１５】
【００７０】式（１２）と式（１５）を比較すると、式
（１２）がある複素関数の実部を表すのに対し、式（１
５）はその複素関数の虚部の符号を反転させたものを表
すことを意味していることが判る。よって、式（１０）
の２Ｎ個のディジタル信号についてヒルベルト変換し、
符号を反転させて、元の２Ｎ個のディジタル信号を２Ｎ
ポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の実部入力、ヒル
ベルト変換し、符号を反転させたディジタル信号を２Ｎ
ポイント２離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の虚部入力と
し、離散フーリエ変換ののち式（７）に従って対応をと
れば、求めるＮ個の複素シンボルが復調できる。これに
より、本発明の実効性が証明された。（請求項１２、１
３、１５、１６）
（１２）がある複素関数の実部を表すのに対し、式（１
５）はその複素関数の虚部の符号を反転させたものを表
すことを意味していることが判る。よって、式（１０）
の２Ｎ個のディジタル信号についてヒルベルト変換し、
符号を反転させて、元の２Ｎ個のディジタル信号を２Ｎ
ポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の実部入力、ヒル
ベルト変換し、符号を反転させたディジタル信号を２Ｎ
ポイント２離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の虚部入力と
し、離散フーリエ変換ののち式（７）に従って対応をと
れば、求めるＮ個の複素シンボルが復調できる。これに
より、本発明の実効性が証明された。（請求項１２、１
３、１５、１６）
【００７１】ここで上述の変調と同様、キャリア数と離
散フーリエ変換のポイント数の一般化を行う。キャリア
番号Ｎ/２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャ
リア番号Ｎ/２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍
の、ガードバンドを形成するヌルシンボルキャリアを除
いたＮ'本のキャリアにより、実質Ｎ'個の複素シンボル
を送信するのであれば、離散フーリエ変換のポイント数
Ｍは、Ｍ≧２Ｎ'であれば良いことが容易に理解でき
る。このとき、Ｎ'本のキャリアの、検波及び周波数変
換器による中間周波数信号の生成位置は、離散フーリエ
変換の入力番号ｈに対し、ｈ0＋１≦ｈ≦ｈ0＋Ｎ'位置
であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ/２−Ｎ'である。即
ち、上述までの議論は、Ｍ/２＝Ｎ'＝Ｎであったため、
ｈ0＝０と限定していたに過ぎない。今述べた一般化に
おいては、ｈ0はキャリアの周波数シフトに相当し、設
計により適切なＭ、Ｎ'と共にｈ0を設定することができ
る。（請求項１１、１４）
散フーリエ変換のポイント数の一般化を行う。キャリア
番号Ｎ/２とそれより小さなキャリア番号近傍と、キャ
リア番号Ｎ/２＋１とそれより大きなキャリア番号近傍
の、ガードバンドを形成するヌルシンボルキャリアを除
いたＮ'本のキャリアにより、実質Ｎ'個の複素シンボル
を送信するのであれば、離散フーリエ変換のポイント数
Ｍは、Ｍ≧２Ｎ'であれば良いことが容易に理解でき
る。このとき、Ｎ'本のキャリアの、検波及び周波数変
換器による中間周波数信号の生成位置は、離散フーリエ
変換の入力番号ｈに対し、ｈ0＋１≦ｈ≦ｈ0＋Ｎ'位置
であれば良い。ただし０≦ｈ0≦Ｍ/２−Ｎ'である。即
ち、上述までの議論は、Ｍ/２＝Ｎ'＝Ｎであったため、
ｈ0＝０と限定していたに過ぎない。今述べた一般化に
おいては、ｈ0はキャリアの周波数シフトに相当し、設
計により適切なＭ、Ｎ'と共にｈ0を設定することができ
る。（請求項１１、１４）
【００７２】以上の方式は、悉く、キャリア番号で一義
的に定義することができ、且つこのような変調方式又は
復調方式を用いたＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装
置は、従来のＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置に
比べ、装置全体としての構成を小さくすることができ
る。尚、上述の係数はディジタルデータであるため、本
来有るべきアナログ数値に略等しいディジタル数値であ
れば十分である。また、本発明の変調方式及び復調方式
は対で用いる必要はなく、適当な周波数条件等の設定さ
え満たせば任意のＯＦＤＭ復調方式或いはＯＦＤＭ変調
方式と組み合わせることができる。上述の一般化から当
然であるが、本発明の変調方式及び復調方式を対で用い
る場合でも、適当な周波数条件等の設定さえ満たせば各
々の離散フーリエ逆変換のポイント数と、離散フーリエ
変換のポイント数とを一致させることは、原理的には必
要ではない。
的に定義することができ、且つこのような変調方式又は
復調方式を用いたＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装
置は、従来のＯＦＤＭ変調装置又はＯＦＤＭ復調装置に
比べ、装置全体としての構成を小さくすることができ
る。尚、上述の係数はディジタルデータであるため、本
来有るべきアナログ数値に略等しいディジタル数値であ
れば十分である。また、本発明の変調方式及び復調方式
は対で用いる必要はなく、適当な周波数条件等の設定さ
え満たせば任意のＯＦＤＭ復調方式或いはＯＦＤＭ変調
方式と組み合わせることができる。上述の一般化から当
然であるが、本発明の変調方式及び復調方式を対で用い
る場合でも、適当な周波数条件等の設定さえ満たせば各
々の離散フーリエ逆変換のポイント数と、離散フーリエ
変換のポイント数とを一致させることは、原理的には必
要ではない。
【００７３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の具体的な実施例を
図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定
されるものではない。
図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定
されるものではない。
【００７４】〔第１実施例〕図１は本発明の具体的な第
１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部を示す
ブロック図である。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗
とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換
（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を
用いることが可能である。
１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部を示す
ブロック図である。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗
とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換
（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を
用いることが可能である。
【００７５】ＯＦＤＭ変調装置１００の構成は次の通り
である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ
／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング
回路１０２によるマッピングののち、Ｎ対のデータＡk
及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）がＩＤＦＴ入力／キャリア
対応変換回路１０３に出力される。ＩＤＦＴ入力／キャ
リア対応変換回路１０３は、Ｎ対のデータＡk及びＢ
k（０≦ｋ≦Ｎ−１）から、２Ｎ対のデータＲh及びＳh
（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、後述の対応により２Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４に出力す
る。２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１
０４は離散フーリエ逆変換演算を行い、その２Ｎ個の実
部出力がディジタル並列信号ｒm（０≦ｍ≦２Ｎ−１）
として並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５に出力される。並
直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５は並直列変換を行い、ディ
ジタル直列信号がＧＩ挿入回路１０６に出力される。Ｇ
Ｉ挿入回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）が挿入
されたのち、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１
０７でアナログ信号に変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）
１０８で周波数ｆs以下の成分のみ濾波され、中間周波
数信号が得られる。こうして得られた中間周波数信号は
図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換され
て送信される。
である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ
／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング
回路１０２によるマッピングののち、Ｎ対のデータＡk
及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）がＩＤＦＴ入力／キャリア
対応変換回路１０３に出力される。ＩＤＦＴ入力／キャ
リア対応変換回路１０３は、Ｎ対のデータＡk及びＢ
k（０≦ｋ≦Ｎ−１）から、２Ｎ対のデータＲh及びＳh
（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、後述の対応により２Ｎポイン
ト離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４に出力す
る。２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１
０４は離散フーリエ逆変換演算を行い、その２Ｎ個の実
部出力がディジタル並列信号ｒm（０≦ｍ≦２Ｎ−１）
として並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５に出力される。並
直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５は並直列変換を行い、ディ
ジタル直列信号がＧＩ挿入回路１０６に出力される。Ｇ
Ｉ挿入回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）が挿入
されたのち、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１
０７でアナログ信号に変換され、低域濾波器（ＬＰＦ）
１０８で周波数ｆs以下の成分のみ濾波され、中間周波
数信号が得られる。こうして得られた中間周波数信号は
図示しない周波数変換器により高調波に周波数変換され
て送信される。
【００７６】ＩＤＦＴ入力／キャリア対応変換回路１０
３における、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−
１）と、２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−
１）との対応は以下の通りである。 ｈ＝０のとき Ｒ0＝０，Ｓ0＝０ １≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき Ｒh＝Ａh+N/2，Ｓh＝Ｂh+N/2 Ｎ/２≦ｈ≦Ｎのとき Ｒh＝Ａh-N/2，Ｓh＝Ｂh-N/2 Ｎ−１≦ｈ≦２Ｎ−１のとき Ｒh＝０，Ｓh＝０
３における、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−
１）と、２Ｎ対のデータＲh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−
１）との対応は以下の通りである。 ｈ＝０のとき Ｒ0＝０，Ｓ0＝０ １≦ｈ≦Ｎ/２−１のとき Ｒh＝Ａh+N/2，Ｓh＝Ｂh+N/2 Ｎ/２≦ｈ≦Ｎのとき Ｒh＝Ａh-N/2，Ｓh＝Ｂh-N/2 Ｎ−１≦ｈ≦２Ｎ−１のとき Ｒh＝０，Ｓh＝０
【００７７】このように生成された２Ｎ対のデータＲh
及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は、２Ｎ個の複素数
Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）として
離散フーリエ逆変換する。これは図２の（ａ）に示すよ
うに、各入力番号ｈに、本来のキャリア番号をＮ/２だ
けシフトしたものである。よって上述の議論の通り、２
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４の
出力である２Ｎ個の複素数ｒh＋ｊｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−
１、ｊは虚数単位）のうち、実部のみを直列に並べたも
のは、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）をＮ
個の複素数Ａk＋ｊＢkをＮポイント離散フーリエ逆変換
したのち周波数ｆs/２で直交変調したものと同一であ
る。
及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を、２Ｎポイント離散フ
ーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４は、２Ｎ個の複素数
Ｒh＋ｊＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）として
離散フーリエ逆変換する。これは図２の（ａ）に示すよ
うに、各入力番号ｈに、本来のキャリア番号をＮ/２だ
けシフトしたものである。よって上述の議論の通り、２
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４の
出力である２Ｎ個の複素数ｒh＋ｊｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−
１、ｊは虚数単位）のうち、実部のみを直列に並べたも
のは、Ｎ対のデータＡk及びＢk（０≦ｋ≦Ｎ−１）をＮ
個の複素数Ａk＋ｊＢkをＮポイント離散フーリエ逆変換
したのち周波数ｆs/２で直交変調したものと同一であ
る。
【００７８】〔第２実施例〕図３は本発明の具体的な第
２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部を示す
ブロック図である。本実施例おいてもキャリア数Ｎを２
の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ
逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）
装置を用いることが可能である。
２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部を示す
ブロック図である。本実施例おいてもキャリア数Ｎを２
の階乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ
逆変換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）
装置を用いることが可能である。
【００７９】図３のＯＦＤＭ変調装置２００は、図１の
ＯＦＤＭ変調装置１００に、２Ｎ個の前補償器１１０−
１、１１０−２、…、１１０−Ｎ、１２０−１、１２０
−２、…、１２０−Ｎを加えたほかは、全く同一の構成
である。２Ｎ個の前補償器１１０−１、１１０−２、
…、１１０−Ｎ、１２０−１、１２０−２、…、１２０
−ＮはＩＤＦＴ入力／キャリア対応変換回路１０３と２
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４の
間に配置される。
ＯＦＤＭ変調装置１００に、２Ｎ個の前補償器１１０−
１、１１０−２、…、１１０−Ｎ、１２０−１、１２０
−２、…、１２０−Ｎを加えたほかは、全く同一の構成
である。２Ｎ個の前補償器１１０−１、１１０−２、
…、１１０−Ｎ、１２０−１、１２０−２、…、１２０
−ＮはＩＤＦＴ入力／キャリア対応変換回路１０３と２
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０４の
間に配置される。
【００８０】ＩＤＦＴ入力／キャリア対応変換回路１０
３からの出力のうち、Ｒh、Ｓh（１≦ｈ≦Ｎ）はそれぞ
れ前補償器１１０−ｈ、１２０−ｈに出力される。前補
償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ）におい
て、入力Ｒh及びＳhに対して乗ぜられる係数αhは以下
の通りである。 αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ)
３からの出力のうち、Ｒh、Ｓh（１≦ｈ≦Ｎ）はそれぞ
れ前補償器１１０−ｈ、１２０−ｈに出力される。前補
償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ）におい
て、入力Ｒh及びＳhに対して乗ぜられる係数αhは以下
の通りである。 αh＝(πｈ/２Ｎ)/sin(πｈ/２Ｎ)
【００８１】以下、ｘh＝πｈ/２Ｎとすれば、係数αh
は単に次のように表現できる。 αh＝ｘh/sinｘh
は単に次のように表現できる。 αh＝ｘh/sinｘh
【００８２】よって、前補償器１１０−ｈへの入力をＲ
h、前補償器１２０−ｈへの入力をＳhとすれば、前補償
器１１０−ｈ及び前補償器１２０−ｈの出力Ｒ'h及び
Ｓ'hはそれぞれ次の通りである。 Ｓ'h＝αhＲh＝Ｒhｘh/sinｘh Ｒ'h＝αhＳh＝Ｓhｘh/sinｘh
h、前補償器１２０−ｈへの入力をＳhとすれば、前補償
器１１０−ｈ及び前補償器１２０−ｈの出力Ｒ'h及び
Ｓ'hはそれぞれ次の通りである。 Ｓ'h＝αhＲh＝Ｒhｘh/sinｘh Ｒ'h＝αhＳh＝Ｓhｘh/sinｘh
【００８３】２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ
＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１
≦ｈ≦Ｎ、ｊは虚数単位）を離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０４で２Ｎポイント離散フーリエ逆変換し、
実部を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５でＰ／Ｓ変換すれ
ば、２Ｎ個のインパルスからなるディジタル信号列｛ｒ
m｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とできる。この２Ｎ個のイン
パルスを、複素データ（虚部が０の実数）としたときに
その２Ｎポイント離散フーリエ変換は、２Ｎ個の複素ベ
クトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−
１）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ≦Ｎ、ｊは虚数単位）で
ある。
＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１
≦ｈ≦Ｎ、ｊは虚数単位）を離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０４で２Ｎポイント離散フーリエ逆変換し、
実部を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０５でＰ／Ｓ変換すれ
ば、２Ｎ個のインパルスからなるディジタル信号列｛ｒ
m｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）とできる。この２Ｎ個のイン
パルスを、複素データ（虚部が０の実数）としたときに
その２Ｎポイント離散フーリエ変換は、２Ｎ個の複素ベ
クトルＲh＋ｊＳh＝０（ｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−
１）及びＲ'h＋ｊＳ'h（１≦ｈ≦Ｎ、ｊは虚数単位）で
ある。
【００８４】さて、２Ｎ個のインパルスからなるディジ
タル信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）を、ＧＩ挿入
回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）を挿入したの
ちディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でＤ／
Ａ変換すると、その出力の周波数成分は高域劣化を受け
る。インパルスの間隔τ＝Ｔ/２Ｎであるから、Ｄ／Ａ
変換における伝達関数は、上記αhを用いて１/αhとな
る。よって、Ｄ／Ａ変換後の出力は、２Ｎポイント離散
フーリエ変換すると２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳ
h（ただしｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１においてヌ
ル）となる出力となっていることが理解できる。
タル信号列｛ｒm｝（０≦ｍ≦２Ｎ−１）を、ＧＩ挿入
回路１０６でガードインターバル（ＧＩ）を挿入したの
ちディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０７でＤ／
Ａ変換すると、その出力の周波数成分は高域劣化を受け
る。インパルスの間隔τ＝Ｔ/２Ｎであるから、Ｄ／Ａ
変換における伝達関数は、上記αhを用いて１/αhとな
る。よって、Ｄ／Ａ変換後の出力は、２Ｎポイント離散
フーリエ変換すると２Ｎ個の複素ベクトルＲh＋ｊＳ
h（ただしｈ＝０又はＮ＋１≦ｈ≦２Ｎ−１においてヌ
ル）となる出力となっていることが理解できる。
【００８５】〔第３実施例〕図５は本発明の具体的な第
３の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置３００の要部を示す
ブロック図である。ここではガードインターバル（Ｇ
Ｉ）により同期を取るＯＦＤＭ送信方式での復調装置を
例に挙げた。本発明ではキャリア数Ｎを２の階く乗と
し、離散フーリエ変換器として高速フーリエ変換（Fast
Fourier Transform，ＦＦＴ）装置を用いることが可能
である。
３の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置３００の要部を示す
ブロック図である。ここではガードインターバル（Ｇ
Ｉ）により同期を取るＯＦＤＭ送信方式での復調装置を
例に挙げた。本発明ではキャリア数Ｎを２の階く乗と
し、離散フーリエ変換器として高速フーリエ変換（Fast
Fourier Transform，ＦＦＴ）装置を用いることが可能
である。
【００８６】ＯＦＤＭ復調装置３００の構成は次の通り
である。検波及び周波数変換器３０１により、受信され
たＯＦＤＭ信号（受信波）が最高周波数がｆs以下の中
間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器
（ＬＰＦ）３０２により低域濾波し、アナログ／ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ）３０３にて周波数２ｆsでサンプ
リングする。このディジタル信号を同期回路３０４によ
りガードインターバル（ＧＩ）除去のタイミングを取
り、ＧＩ除去回路３０６でガードインターバルを（Ｇ
Ｉ）除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号ｒ
mとする。同期回路３０４により、アナログ／ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ）３０３を制御する発振器３０５も制
御される。ｒmは２Ｎ個のディジタル信号から成り
｛ｒ0、ｒ1、…、ｒ2 N-1｝である。このディジタル直列
信号ｒmをメモリ３０７とヒルベルト変換器（ＨＴ）３
０８に出力する。
である。検波及び周波数変換器３０１により、受信され
たＯＦＤＭ信号（受信波）が最高周波数がｆs以下の中
間周波数信号に周波数変換される。これを低域濾波器
（ＬＰＦ）３０２により低域濾波し、アナログ／ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ）３０３にて周波数２ｆsでサンプ
リングする。このディジタル信号を同期回路３０４によ
りガードインターバル（ＧＩ）除去のタイミングを取
り、ＧＩ除去回路３０６でガードインターバルを（Ｇ
Ｉ）除去した、有効シンボル長のディジタル直列信号ｒ
mとする。同期回路３０４により、アナログ／ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ）３０３を制御する発振器３０５も制
御される。ｒmは２Ｎ個のディジタル信号から成り
｛ｒ0、ｒ1、…、ｒ2 N-1｝である。このディジタル直列
信号ｒmをメモリ３０７とヒルベルト変換器（ＨＴ）３
０８に出力する。
【００８７】ヒルベルト変換器（ＨＴ）３０８は、２Ｎ
個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ｒ
m（０≦ｍ≦２Ｎ−１）からヒルベルト変換を行い、符
号を反転させて２Ｎ個のディジタル信号から成るディジ
タル直列信号ｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１）を算出する。こ
うして、２Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直
列信号ｓmが直並列変換器３０９Ｓに出力される。これ
と同じタイミングでメモリ３０７から２Ｎ個のディジタ
ル信号から成るディジタル直列信号ｒmが直並列変換器
３０９Ｒに出力される。
個のディジタル信号から成るディジタル直列信号ｒ
m（０≦ｍ≦２Ｎ−１）からヒルベルト変換を行い、符
号を反転させて２Ｎ個のディジタル信号から成るディジ
タル直列信号ｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１）を算出する。こ
うして、２Ｎ個のディジタル信号から成るディジタル直
列信号ｓmが直並列変換器３０９Ｓに出力される。これ
と同じタイミングでメモリ３０７から２Ｎ個のディジタ
ル信号から成るディジタル直列信号ｒmが直並列変換器
３０９Ｒに出力される。
【００８８】直並列変換器３０９Ｒ及び直並列変換器３
０９Ｓの各々２Ｎ個の出力ｒm及びｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−
１）を、２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３
１０は２Ｎ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１、
ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を行い、
２Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を出力す
る。２Ｎ個の出力Ｒh及びＳhは２Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊ
Ｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すもので
ある。２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３１
０の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）は選択回路３
１１に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボルＡ
k及びＢkが出力される。 ０≦ｋ≦Ｎ/２のとき Ａk＝Ｒk+N/2，Ｂk＝Ｓk+N/2 Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき Ａk＝Ｒk-N/2，Ｂk＝Ｓk-N/2
０９Ｓの各々２Ｎ個の出力ｒm及びｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−
１）を、２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３
１０は２Ｎ個の複素数ｒm＋ｊｓm（０≦ｍ≦２Ｎ−１、
ｊは虚数単位）として扱い、離散フーリエ変換を行い、
２Ｎ個の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）を出力す
る。２Ｎ個の出力Ｒh及びＳhは２Ｎ個の複素数Ｒh＋ｊ
Ｓh（０≦ｈ≦２Ｎ−１、ｊは虚数単位）を示すもので
ある。２Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３１
０の出力Ｒh及びＳh（０≦ｈ≦２Ｎ−１）は選択回路３
１１に入力され、次の対応によりＮ個の複素シンボルＡ
k及びＢkが出力される。 ０≦ｋ≦Ｎ/２のとき Ａk＝Ｒk+N/2，Ｂk＝Ｓk+N/2 Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のとき Ａk＝Ｒk-N/2，Ｂk＝Ｓk-N/2
【００８９】このように本発明によれば、周波数２ｆs
のディジタル回路において２Ｎポイント離散フーリエ変
換器とヒルベルト変換器を用いることで、数値制御発振
器（ＮＣＯ）、４ｆsからｆsへの周波数変換器（ダウン
サンプラ）を用いることなく、即ち、ディジタル直交復
調部を有しないで、ＯＦＤＭ信号を直交復調することが
できる。このＯＦＤＭ復調装置は、従来のディジタル直
交復調部を有するＯＦＤＭ復調装置に比べて、全体とし
て小規模な回路構成とすることができる。
のディジタル回路において２Ｎポイント離散フーリエ変
換器とヒルベルト変換器を用いることで、数値制御発振
器（ＮＣＯ）、４ｆsからｆsへの周波数変換器（ダウン
サンプラ）を用いることなく、即ち、ディジタル直交復
調部を有しないで、ＯＦＤＭ信号を直交復調することが
できる。このＯＦＤＭ復調装置は、従来のディジタル直
交復調部を有するＯＦＤＭ復調装置に比べて、全体とし
て小規模な回路構成とすることができる。
【００９０】上記実施例では、離散フーリエ逆変換器、
或いは離散フーリエ変換器の入出力は８ビット程度あれ
ば有効に作動する。また、１≦αh≦π/２≦２であるの
で、前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ）
によるビット数の増加も１ビットのみである。キャリア
数２Ｎ即ち離散フーリエ逆変換のポイント数或いは離散
フーリエ変換のポイント数２Ｎは任意であるが、離散フ
ーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換器（Inverse
Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）を用いることがで
きる点或いは離散フーリエ変換器として高速フーリエ変
換器（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）を用いること
ができる点で、２Ｎは２５６、５１２、１０２４その他
の２の整数乗が望ましい。
或いは離散フーリエ変換器の入出力は８ビット程度あれ
ば有効に作動する。また、１≦αh≦π/２≦２であるの
で、前補償器１１０−ｈ及び１２０−ｈ（１≦ｈ≦Ｎ）
によるビット数の増加も１ビットのみである。キャリア
数２Ｎ即ち離散フーリエ逆変換のポイント数或いは離散
フーリエ変換のポイント数２Ｎは任意であるが、離散フ
ーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換器（Inverse
Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）を用いることがで
きる点或いは離散フーリエ変換器として高速フーリエ変
換器（Fast Fourier Transform，ＦＦＴ）を用いること
ができる点で、２Ｎは２５６、５１２、１０２４その他
の２の整数乗が望ましい。
【００９１】上記実施例ではガードインターバル挿入部
を有するものを示したが、ガードインターバル挿入部を
有しない、復調装置において他の同期方法によるＯＦＤ
Ｍ変調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明に
より得られるＯＦＤＭ信号の復調は、従来のＯＦＤＭ信
号と同様に行うことができる。上記実施例ではガードイ
ンターバル挿入部を有するものを示したが、ガードイン
ターバル挿入部を有しない、変調装置において他の同期
方法によるＯＦＤＭ復調装置にも全く同様に適用でき
る。また、本発明は、検波及び周波数変換器の調整によ
り従来のいかなるＯＦＤＭ信号の復調にも適用できる。
を有するものを示したが、ガードインターバル挿入部を
有しない、復調装置において他の同期方法によるＯＦＤ
Ｍ変調装置にも全く同様に適用できる。また、本発明に
より得られるＯＦＤＭ信号の復調は、従来のＯＦＤＭ信
号と同様に行うことができる。上記実施例ではガードイ
ンターバル挿入部を有するものを示したが、ガードイン
ターバル挿入部を有しない、変調装置において他の同期
方法によるＯＦＤＭ復調装置にも全く同様に適用でき
る。また、本発明は、検波及び周波数変換器の調整によ
り従来のいかなるＯＦＤＭ信号の復調にも適用できる。
【図１】 本発明の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤ
Ｍ変調装置１００の要部の構成を示したブロック図。
Ｍ変調装置１００の要部の構成を示したブロック図。
【図２】 本発明の概念を示したグラフ図。
【図３】 本発明の具体的な第２の実施例に係るＯＦＤ
Ｍ変調装置２００の要部の構成を示したブロック図。
Ｍ変調装置２００の要部の構成を示したブロック図。
【図４】 時間間隔Ｔ/２Ｎのインパルス列を方形波に
ディジタル／アナログ変換したときの周波数劣化を示す
ためのグラフ図。
ディジタル／アナログ変換したときの周波数劣化を示す
ためのグラフ図。
【図５】 本発明の具体的な第３の実施例に係るＯＦＤ
Ｍ復調装置３００の要部の構成を示したブロック図。
Ｍ復調装置３００の要部の構成を示したブロック図。
【図６】 従来のアナログ直交変調によるＯＦＤＭ変調
装置９０００の要部の構成を示したブロック図。
装置９０００の要部の構成を示したブロック図。
【図７】 従来のＯＦＤＭ変調装置９０００、９９００
の作用を示したグラフ図。
の作用を示したグラフ図。
【図８】 従来のディジタル直交変調によるＯＦＤＭ変
調装置９９００の要部の構成を示したブロック図。
調装置９９００の要部の構成を示したブロック図。
【図９】 従来のアナログ直交復調によるＯＦＤＭ復調
装置９０５０の要部の構成を示したブロック図。
装置９０５０の要部の構成を示したブロック図。
【図１０】 従来のディジタル直交復調によるＯＦＤＭ
復調装置９９５０の要部の構成を示したブロック図。
復調装置９９５０の要部の構成を示したブロック図。
１０１、３０９Ｒ及びＳ、９０１、９６１Ｉ及びＱ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ） １０２、９０２ マッピング回路 １０３ ＩＤＦＴ入力／キャリア対応変換回路 １０４、 ２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器
（ＩＤＦＴ） １０５、３１３、９０４Ｉ及びＱ、９６４ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ） １０６、９１０Ｉ及びＱ ＧＩ挿入回路 １０７、９０５Ｉ及びＱ ディジタル／アナログ変換器
（Ｄ／Ａ） １０８、３０２、９０６Ｉ及びＱ、９５７Ｉ及びＱ 低域濾波器（ＬＰＦ） １１０−ｈ、１２０−ｈ ＩＤＦＴ入力番号ｈに対する前補償器（１≦ｈ≦Ｎ） ３０１ 検波及び周波数変換回路 ３０３ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）2fs ３０４、９５９ 同期回路 ３０５、９０７、９５１、９５４発振器 ３０６、９６０Ｉ及びＱ ＧＩ除去回路 ３０７ メモリ ３０８ ヒルベルト変換器（ＨＴ） ３１０ ２Ｎポイント離散フーリエ変換器（Ｄ
ＦＴ） ３１１ 選択回路 ３１２、９６３ デマッピング回路 ９０３ Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ） ９０７１、９５５移相器 ９０８Ｉ及びＱ、９３０Ｉ及びＱ、９５２、９５６Ｉ及
びＱ、９７４Ｉ及びＱ乗算器 ９０９ 加算器 ９５８Ｉ及びＱ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）ｆs ９６２ Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦ
Ｔ） ９５３ 帯域濾波器（ＢＰＦ） ９５４ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）4fs ９７１ 数値制御発振器（ＮＣＯ） ９７６Ｉ及びＱ ４ｆs→ｆsダウンサンプラ Ａk、Ｂk 送信シンボルの実部、虚部（０≦ｋ≦
Ｎ−１） Ｒh、Ｓh ＩＤＦＴ入力又はＤＦＴ出力の実部、
虚部(0≦m≦2N-1) ｒm、ｓm ＩＤＦＴ出力又はＤＦＴ入力の実部、
虚部(0≦m≦2N-1)
（ＩＤＦＴ） １０５、３１３、９０４Ｉ及びＱ、９６４ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ） １０６、９１０Ｉ及びＱ ＧＩ挿入回路 １０７、９０５Ｉ及びＱ ディジタル／アナログ変換器
（Ｄ／Ａ） １０８、３０２、９０６Ｉ及びＱ、９５７Ｉ及びＱ 低域濾波器（ＬＰＦ） １１０−ｈ、１２０−ｈ ＩＤＦＴ入力番号ｈに対する前補償器（１≦ｈ≦Ｎ） ３０１ 検波及び周波数変換回路 ３０３ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）2fs ３０４、９５９ 同期回路 ３０５、９０７、９５１、９５４発振器 ３０６、９６０Ｉ及びＱ ＧＩ除去回路 ３０７ メモリ ３０８ ヒルベルト変換器（ＨＴ） ３１０ ２Ｎポイント離散フーリエ変換器（Ｄ
ＦＴ） ３１１ 選択回路 ３１２、９６３ デマッピング回路 ９０３ Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ） ９０７１、９５５移相器 ９０８Ｉ及びＱ、９３０Ｉ及びＱ、９５２、９５６Ｉ及
びＱ、９７４Ｉ及びＱ乗算器 ９０９ 加算器 ９５８Ｉ及びＱ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）ｆs ９６２ Ｎポイント離散フーリエ変換器（ＤＦ
Ｔ） ９５３ 帯域濾波器（ＢＰＦ） ９５４ アナログ／ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）4fs ９７１ 数値制御発振器（ＮＣＯ） ９７６Ｉ及びＱ ４ｆs→ｆsダウンサンプラ Ａk、Ｂk 送信シンボルの実部、虚部（０≦ｋ≦
Ｎ−１） Ｒh、Ｓh ＩＤＦＴ入力又はＤＦＴ出力の実部、
虚部(0≦m≦2N-1) ｒm、ｓm ＩＤＦＴ出力又はＤＦＴ入力の実部、
虚部(0≦m≦2N-1)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 秀昭 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD23 DD33
Claims (16)
- 【請求項１】 離散フーリエ逆変換手段を用い、ヌルシ
ンボルを含むＮ個の複素シンボル（ヌルシンボル以外の
複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるガードバ
ンドを含むＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキャリ
アはＮ'個）からなる中間周波数信号を生成する直交周
波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段がＭポイント（Ｍ≧２
Ｎ'）離散フーリエ逆変換手段であり、 前記Ｎ'個のヌルシンボル以外の複素シンボルを前記Ｍ
ポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該Ｍポイン
ト離散フーリエ逆変換手段の実部出力のＭ個の時間軸信
号を直列に並べることでＮ個のキャリア（ガードバンド
以外のキャリアはＮ'個）からなる中間周波数信号を生
成することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項２】 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換手段
の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１
であり、 前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入
力に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、
ｘh＝πｈ/Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換するこ
とを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重変
調方式。 - 【請求項３】 離散フーリエ逆変換手段を用い、Ｎ個の
複素シンボルによるＮ個のキャリアからなる中間周波数
信号を生成する直交周波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段が２Ｎポイント離散フーリ
エ逆変換手段であり、 前記Ｎ個の複素シンボルと、Ｎ個のヌルシンボルとを前
記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段に入力し、該２
Ｎポイント離散フーリエ逆変換手段の実部出力の２Ｎ個
の時間軸信号を直列に並べることでＮ個のキャリアから
なる中間周波数信号を生成することを特徴とする直交周
波数分割多重変調方式。 - 【請求項４】 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手
段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記２Ｎポイント
離散フーリエ逆変換手段の入力が、入力番号ｈに対し、
１≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャリア
番号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎのときｋ＝ｈ−
Ｎ/２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、ｈがそれ
以外の時ヌルシンボルであることを特徴とする請求項３
に記載の直交周波数分割多重変調方式。 - 【請求項５】 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換手
段の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記離散フーリエ逆変換手段のヌルシンボルでない各入
力（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ）に対しαhに略等
しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、ｘh＝πｈ/２Ｎ）
を乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする
請求項３又は請求項４に記載の直交周波数分割多重変調
方式。 - 【請求項６】 ヌルシンボルを含むＮ個の複素シンボル
（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'
≦Ｎ）によるガードバンドを含むＮ個のキャリア（ガー
ドバンド以外のキャリアはＮ'個）からなる中間周波数
信号を生成する直交周波数分割多重変調装置において、 Ｍポイント離散フーリエ逆変換器（Ｍ≧２Ｎ'）と、 該Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の
時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、 前記Ｎ'個の複素シンボルと、Ｍ−Ｎ'個のヌルシンボル
とを前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該
Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力のＭ個の時
間軸信号を前記並直列変換器により直列に並べることで
ガードバンド以外のＮ'個のキャリアからなる中間周波
数信号を生成することを特徴とする直交周波数分割多重
変調装置。 - 【請求項７】 前記Ｍポイント離散フーリエ逆変換器の
入力番号ｈが、直流成分入力を０として０からＭ−１で
あり、 前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力
に対しαhに略等しい数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、ｘ
h＝πｈ/Ｍ）を乗じたのち離散フーリエ逆変換すること
を特徴とする請求項６に記載の直交周波数分割多重変調
装置。 - 【請求項８】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャリ
アからなる中間周波数信号を生成する直交周波数分割多
重変調装置において、 ２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器と、 該２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の２Ｎ
個の時間軸信号を直列に並べる並直列変換器とを有し、 前記Ｎ個の複素シンボルと、Ｎ個のヌルシンボルとを前
記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器に入力し、該２Ｎ
ポイント離散フーリエ逆変換器の実部出力の２Ｎ個の時
間軸信号を前記並直列変換器により直列に並べることで
Ｎ個のキャリアからなる中間周波数信号を生成すること
を特徴とする直交周波数分割多重変調装置。 - 【請求項９】 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換器
の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ−
１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個のキャリアを変調するための前記２Ｎポイント
離散フーリエ逆変換器の入力が、入力番号ｈに対し、１
≦ｈ≦Ｎ/２−１のときｋ＝ｈ＋Ｎ/２となるキャリア番
号ｋの複素シンボル、Ｎ/２≦ｈ≦Ｎのときｋ＝ｈ−Ｎ/
２となるキャリア番号ｋの複素シンボル、ｈがそれ以外
の時ヌルシンボルであることを特徴とする請求項８に記
載の直交周波数分割多重変調装置。 - 【請求項１０】 前記２Ｎポイント離散フーリエ逆変換
器の入力番号ｈが、直流成分入力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記離散フーリエ逆変換器のヌルシンボルでない各入力
（入力番号をｈとして１≦ｈ≦Ｎ）に対しαhに略等し
い数値（ただしαh＝ｘh/sinｘh、ｘh＝πｈ/２Ｎ）を
乗じたのち離散フーリエ逆変換することを特徴とする請
求項８又は請求項９に記載の直交周波数分割多重変調装
置。 - 【請求項１１】 Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以
外の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハン
ドを含まない部分はＮ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ
個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方
式において、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間
周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段
と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ
≧２Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／
ディジタル変換手段と、 前記アナログ／ディジタル変換手段によりディジタル変
換されたＯＦＤＭ信号のＭ個のディジタル信号をヒルベ
ルト変換するヒルベルト変換手段と、 Ｍポイント離散フーリエ変換手段とを有し、 前記Ｍ個のディジタル信号と、前記Ｍ個のディジタル信
号をヒルベルト変換したＭ個の変換ディジタル信号と
を、前記Ｍポイント離散フーリエ変換手段の実部及び虚
部にそれぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換手
段の出力のＭ個の複素シンボルからＮ'個の複素シンボ
ルを選択することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外
のキャリアはＮ'個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の
複素シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'
個）を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復
調方式。 - 【請求項１２】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる、帯域幅ｆsのＯＦＤＭ信号からＮ個の複
素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調方式にお
いて、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数
信号に周波数変換する検波及び周波数変換手段と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手
段と、 前記アナログ／ディジタル変換手段によりディジタル変
換されたＯＦＤＭ信号の２Ｎ個のディジタル信号をヒル
ベルト変換するヒルベルト変換手段と、 ２Ｎポイント離散フーリエ変換手段とを有し、 前記２Ｎ個のディジタル信号と、前記２Ｎ個のディジタ
ル信号をヒルベルト変換した２Ｎ個の変換ディジタル信
号とを、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の実部
及び虚部にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリ
エ変換手段の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複
素シンボルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯ
ＦＤＭ信号からＮ個の複素シンボルを復調することを特
徴とする直交周波数分割多重復調方式。 - 【請求項１３】 前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手
段の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ
−１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号ｋに対し、０
≦ｋ≦Ｎ/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる前記２Ｎポイン
ト離散フーリエ変換手段の出力番号ｈの出力の複素シン
ボル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２とな
る前記２Ｎポイント離散フーリエ変換手段の出力番号ｈ
の出力の複素シンボルであることを特徴とする請求項１
２に記載の直交周波数分割多重復調方式。 - 【請求項１４】 Ｎ個の複素シンボル（ヌルシンボル以
外の複素シンボルはＮ'個、ただしＮ'≦Ｎ）によるＮ個
のキャリア（ガードバンド以外のキャリアはＮ'個）か
らなる、帯域幅ｆs（ガードバンドを含む、ガードハン
ドを含まない部分はＮ'ｆs/Ｎ）のＯＦＤＭ信号からＮ
個の複素シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装
置において、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がＮ'ｆs/Ｎ以下の中間
周波数信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数Ｍｆs/Ｎ（Ｍ
≧２Ｎ'）でアナログ／ディジタル変換するアナログ／
ディジタル変換器と、 前記アナログ／ディジタル変換手段によりディジタル変
換されたＯＦＤＭ信号のＭ個のディジタル信号をヒルベ
ルト変換するヒルベルト変換器と、 Ｍポイント離散フーリエ変換器とを有し、 前記Ｍ個のディジタル信号と、前記Ｍ個のディジタル信
号をヒルベルト変換したＭ個の変換ディジタル信号と
を、前記Ｍポイント離散フーリエ変換器の実部及び虚部
にそれぞれ入力し、該Ｍポイント離散フーリエ変換器の
出力のＭ個の複素シンボルからＮ'個の複素シンボルを
選択することでＮ個のキャリア（ガードバンド以外のキ
ャリアはＮ'個）からなるＯＦＤＭ信号からＮ個の複素
シンボル（ヌルシンボル以外の複素シンボルはＮ'個）
を復調することを特徴とする直交周波数分割多重復調装
置。 - 【請求項１５】 Ｎ個の複素シンボルによるＮ個のキャ
リアからなる帯域幅ｆ sのＯＦＤＭ信号からＮ個の複素
シンボルを復調する直交周波数分割多重復調装置におい
て、 前記ＯＦＤＭ信号を最高周波数がｆs以下の中間周波数
信号に周波数変換する検波及び周波数変換器と、 前記中間周波数信号をサンプリング周波数２ｆsでアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換器
と、 前記アナログ／ディジタル変換器によりディジタル変換
されたＯＦＤＭ信号の２Ｎ個のディジタル信号をヒルベ
ルト変換するヒルベルト変換器と、 ２Ｎポイント離散フーリエ変換器とを有し、 前記２Ｎ個のディジタル信号と、前記２Ｎ個のディジタ
ル信号をヒルベルト変換したＮ個の変換ディジタル信号
とを、前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器の実部及び
虚部にそれぞれ入力し、該２Ｎポイント離散フーリエ変
換器の出力の２Ｎ個の複素シンボルからＮ個の複素シン
ボルを選択することでＮ個のキャリアからなるＯＦＤＭ
信号からＮ個の複素シンボルを復調することを特徴とす
る直交周波数分割多重復調装置。 - 【請求項１６】 前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器
の出力番号ｈが、直流成分出力を０として０から２Ｎ−
１であり、 前記Ｎ個のキャリア番号ｋが本来の直流分相当を０とし
て０からＮ−１であり、 前記Ｎ個の複素シンボルが、キャリア番号ｋに対し、０
≦ｋ≦Ｎ/２のときｈ＝ｋ＋Ｎ/２となる前記２Ｎポイン
ト離散フーリエ変換器の出力番号ｈの出力の複素シンボ
ル、Ｎ/２＋１≦ｋ≦Ｎ−１のときｈ＝ｋ−Ｎ/２となる
前記２Ｎポイント離散フーリエ変換器の出力番号ｈの出
力の複素シンボルであることを特徴とする請求項１５に
記載の直交周波数分割多重復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11104949A JP2000299673A (ja) | 1999-04-13 | 1999-04-13 | 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11104949A JP2000299673A (ja) | 1999-04-13 | 1999-04-13 | 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000299673A true JP2000299673A (ja) | 2000-10-24 |
Family
ID=14394360
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11104949A Pending JP2000299673A (ja) | 1999-04-13 | 1999-04-13 | 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000299673A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004079958A1 (ja) * | 2003-03-05 | 2004-09-16 | Fujitsu Limited | マルチキャリア信号の受信処理方法及びこれを適用するマルチキャリア受信装置 |
| JP2009089135A (ja) * | 2007-10-01 | 2009-04-23 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信機 |
-
1999
- 1999-04-13 JP JP11104949A patent/JP2000299673A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004079958A1 (ja) * | 2003-03-05 | 2004-09-16 | Fujitsu Limited | マルチキャリア信号の受信処理方法及びこれを適用するマルチキャリア受信装置 |
| JP2009089135A (ja) * | 2007-10-01 | 2009-04-23 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信機 |
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