JPH114208A - Ｏｆｄｍ伝送方法及びｏｆｄｍ伝送装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ伝送方法及びｏｆｄｍ伝送装置Info
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- JPH114208A JPH114208A JP9171187A JP17118797A JPH114208A JP H114208 A JPH114208 A JP H114208A JP 9171187 A JP9171187 A JP 9171187A JP 17118797 A JP17118797 A JP 17118797A JP H114208 A JPH114208 A JP H114208A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信装置のフィルタや伝送路の周波数特性の
影響を受けずに直交性を保つことができるＯＦＤＭ伝送
装置を提供する。 【解決手段】 送信データを符号化する符号化手段１
と、符号化されたシンボルを並列化する直並列変換手段
２と、並列化された各シンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分
をそれぞれ複素数の実数部及び虚数部と見て逆高速フー
リエ変換を行なう逆高速フーリエ変換手段３とを具備す
るＯＦＤＭ伝送装置において、逆高速フーリエ変換手段
に入力する前の各シンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分の各
々に対して重み係数を乗算する乗算手段16、17を設け
る。この重み係数の乗算によって、各サブキャリアの周
波数の違いによるサブキャリアごとの振幅や位相のずれ
を補償することができる。
影響を受けずに直交性を保つことができるＯＦＤＭ伝送
装置を提供する。 【解決手段】 送信データを符号化する符号化手段１
と、符号化されたシンボルを並列化する直並列変換手段
２と、並列化された各シンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分
をそれぞれ複素数の実数部及び虚数部と見て逆高速フー
リエ変換を行なう逆高速フーリエ変換手段３とを具備す
るＯＦＤＭ伝送装置において、逆高速フーリエ変換手段
に入力する前の各シンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分の各
々に対して重み係数を乗算する乗算手段16、17を設け
る。この重み係数の乗算によって、各サブキャリアの周
波数の違いによるサブキャリアごとの振幅や位相のずれ
を補償することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多数の搬送波（サ
ブキャリア）にデータを分散してディジタル伝送するＯ
ＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式の伝送方法と、その
送信を実施する伝送装置に関し、特に、フィルタや伝送
路などの周波数特性に影響されずに直交性を保つことが
できるようにしたものである。
ブキャリア）にデータを分散してディジタル伝送するＯ
ＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式の伝送方法と、その
送信を実施する伝送装置に関し、特に、フィルタや伝送
路などの周波数特性に影響されずに直交性を保つことが
できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】マルチキャリア変調方式の一種であるＯ
ＦＤＭでは、データを互いに直交する多数のサブキャリ
アに分散して伝送する。伝送されるデータは、まず、位
相変調（ＰＳＫ）や直交振幅変調（ＱＡＭ）などの方式
のシンボルに変換され、このシンボル１個ずつに対して
異なる周波数のサブキャリアが周波数軸上で割り当てら
れる。各サブキャリアの変復調処理は、シンボルのＩ軸
成分を複素数の実数部、また、Ｑ軸成分を複素数の虚数
部と見なして、離散フーリエ変換を用いて全サブキャリ
アについて一括して行なわれる。変調側では、周波数軸
上の各サブキャリアに割り当てた複素数データを時間軸
上へ逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）することにより、
時間軸上の送信信号波形を生成する。
ＦＤＭでは、データを互いに直交する多数のサブキャリ
アに分散して伝送する。伝送されるデータは、まず、位
相変調（ＰＳＫ）や直交振幅変調（ＱＡＭ）などの方式
のシンボルに変換され、このシンボル１個ずつに対して
異なる周波数のサブキャリアが周波数軸上で割り当てら
れる。各サブキャリアの変復調処理は、シンボルのＩ軸
成分を複素数の実数部、また、Ｑ軸成分を複素数の虚数
部と見なして、離散フーリエ変換を用いて全サブキャリ
アについて一括して行なわれる。変調側では、周波数軸
上の各サブキャリアに割り当てた複素数データを時間軸
上へ逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）することにより、
時間軸上の送信信号波形を生成する。
【０００３】このＯＦＤＭ伝送を行なう伝送装置とし
て、特開平７―７９４１５号に記載されたものが知られ
ている。
て、特開平７―７９４１５号に記載されたものが知られ
ている。
【０００４】この装置は、図４に示すように、送信デー
タをＰＳＫやＱＡＭのシンボルに変換するシンボル符号
化器１と、シンボルデータを直並列変換する直並列変換
器２と、各サブキャリアで送信するシンボルを複素数と
見て逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）、つまり、高速で
のＩＤＦＴを行なうＩＦＦＴ演算器３と、ＩＦＦＴ演算
器３の出力を直列に変換する並列直列変換器４と、ディ
ジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器５、
６と、Ｄ／Ａ変換器５、６の出力の帯域を制限する低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）７、８と、ＬＰＦ７、８の出力
を直交変調する直交変調器９と、直交変調器９の出力の
帯域を制限する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）14と、全体
の回路の同期をとるためのタイミング信号生成器15とを
備えている。
タをＰＳＫやＱＡＭのシンボルに変換するシンボル符号
化器１と、シンボルデータを直並列変換する直並列変換
器２と、各サブキャリアで送信するシンボルを複素数と
見て逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）、つまり、高速で
のＩＤＦＴを行なうＩＦＦＴ演算器３と、ＩＦＦＴ演算
器３の出力を直列に変換する並列直列変換器４と、ディ
ジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器５、
６と、Ｄ／Ａ変換器５、６の出力の帯域を制限する低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）７、８と、ＬＰＦ７、８の出力
を直交変調する直交変調器９と、直交変調器９の出力の
帯域を制限する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）14と、全体
の回路の同期をとるためのタイミング信号生成器15とを
備えている。
【０００５】また、直交変調器９は、９０°位相の異な
る局部発振信号を発振する局部発振器10と、ＬＰＦ７、
８の出力と局部発振信号とを乗算する乗算器11、12と、
乗算器11、12の出力を加算する加算器13とを具備してい
る。
る局部発振信号を発振する局部発振器10と、ＬＰＦ７、
８の出力と局部発振信号とを乗算する乗算器11、12と、
乗算器11、12の出力を加算する加算器13とを具備してい
る。
【０００６】この装置では、クロック信号がタイミング
信号生成器15に入力し、タイミング生成器15によって生
成されたタイミング信号が各回路に供給される。
信号生成器15に入力し、タイミング生成器15によって生
成されたタイミング信号が各回路に供給される。
【０００７】送信されるデータは、シンボル符号化器１
によってＰＳＫ、ＱＡＭ等の符号点に変換され、Ｉ軸、
Ｑ軸双方のシンボルデータが生成される。
によってＰＳＫ、ＱＡＭ等の符号点に変換され、Ｉ軸、
Ｑ軸双方のシンボルデータが生成される。
【０００８】このシンボルデータは、直並列変換器２に
より並列シンボルデータに変換される。ここでは、ＯＦ
ＤＭのサブキャリア数をＮとし、ｎ番目（１≦ｎ≦Ｎ）
のサブキャリアで送信されるシンボルデータのＩ軸成分
をａｎ、Ｑ軸成分をｂｎとしている。
より並列シンボルデータに変換される。ここでは、ＯＦ
ＤＭのサブキャリア数をＮとし、ｎ番目（１≦ｎ≦Ｎ）
のサブキャリアで送信されるシンボルデータのＩ軸成分
をａｎ、Ｑ軸成分をｂｎとしている。
【０００９】ＩＦＦＴ演算器３は、このシンボルデータ
のＩ軸成分を複素数の実数部、Ｑ軸成分を複素数の虚数
部と見なして、Ｎ個の複素数データのＩＦＦＴを行な
い、Ｎ個のサブキャリアの変調波を生成する。ＩＦＦＴ
演算器３の出力はＮ個のサブキャリアの変調波を多重し
たものとなる。
のＩ軸成分を複素数の実数部、Ｑ軸成分を複素数の虚数
部と見なして、Ｎ個の複素数データのＩＦＦＴを行な
い、Ｎ個のサブキャリアの変調波を生成する。ＩＦＦＴ
演算器３の出力はＮ個のサブキャリアの変調波を多重し
たものとなる。
【００１０】ＩＦＦＴ演算器３の出力は、並列直列変換
器４で直列に変換され、Ｉ軸成分、Ｑ軸成分の出力は各
々、Ｄ／Ａ変換器５、６でＤ／Ａ変換され、ＬＰＦ７、
８で出力の帯域が制限される。ＬＰＦの出力は直交変調
器９に送られる。
器４で直列に変換され、Ｉ軸成分、Ｑ軸成分の出力は各
々、Ｄ／Ａ変換器５、６でＤ／Ａ変換され、ＬＰＦ７、
８で出力の帯域が制限される。ＬＰＦの出力は直交変調
器９に送られる。
【００１１】直交変調器９では、Ｉ軸成分が局部発振器
10の位相０°の局部発振信号と、Ｑ軸成分が位相９０°
の局部発振信号とそれぞれ乗算器11、12で乗算され、乗
算結果が加算器13で加算されて、直交変調される。
10の位相０°の局部発振信号と、Ｑ軸成分が位相９０°
の局部発振信号とそれぞれ乗算器11、12で乗算され、乗
算結果が加算器13で加算されて、直交変調される。
【００１２】直交変調器９の出力はＢＰＦ14で帯域が制
限され送信信号となる。
限され送信信号となる。
【００１３】このように、ＯＦＤＭ伝送では、送信デー
タをＮ個のサブキャリアに分散して送ることにより、伝
送シンボル１個の継続送信時間が単一キャリア方式の約
Ｎ倍に増える。そのため、マルチパス（ゴースト）が加
わっても伝送特性の劣化が少ないという利点を有してい
る。
タをＮ個のサブキャリアに分散して送ることにより、伝
送シンボル１個の継続送信時間が単一キャリア方式の約
Ｎ倍に増える。そのため、マルチパス（ゴースト）が加
わっても伝送特性の劣化が少ないという利点を有してい
る。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のＯＦＤ
Ｍ伝送装置では、直交変調後のＯＦＤＭ出力を帯域制限
するＢＰＦ14に対して、理想的な周波数特性、つまり、
帯域内では特性が一定であり、帯域から外れるとその特
性が急峻に変化するような周波数特性が求められるが、
実際には、そのような理想的な周波数特性を持つＢＰＦ
を実現することは困難であり、あるいは、それを目指し
た場合に、回路規模が極めて大きくなってしまうという
問題点がある。
Ｍ伝送装置では、直交変調後のＯＦＤＭ出力を帯域制限
するＢＰＦ14に対して、理想的な周波数特性、つまり、
帯域内では特性が一定であり、帯域から外れるとその特
性が急峻に変化するような周波数特性が求められるが、
実際には、そのような理想的な周波数特性を持つＢＰＦ
を実現することは困難であり、あるいは、それを目指し
た場合に、回路規模が極めて大きくなってしまうという
問題点がある。
【００１５】その結果、実現可能なＢＰＦを設置した場
合に、サブキャリアの周波数によって信号の振幅や位相
に変化が生じ、直交性が損なわれることになる。
合に、サブキャリアの周波数によって信号の振幅や位相
に変化が生じ、直交性が損なわれることになる。
【００１６】また、同様に、送信信号の伝送路の周波数
特性によっても、直交性が損なわれる。
特性によっても、直交性が損なわれる。
【００１７】また、Ｉ軸成分、Ｑ軸成分のＤ／Ａ変換後
の出力を帯域制限するＬＰＦ７、８は、帯域内のすべて
のＩ軸成分、Ｑ軸成分に対して等しい振幅特性を持つ必
要があるが、実際にそれを実現することは困難である。
これも直交性を損なう原因の１つとなっている。
の出力を帯域制限するＬＰＦ７、８は、帯域内のすべて
のＩ軸成分、Ｑ軸成分に対して等しい振幅特性を持つ必
要があるが、実際にそれを実現することは困難である。
これも直交性を損なう原因の１つとなっている。
【００１８】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、送信装置のＢＰＦやＬＰＦ、あるいは伝
送路の周波数特性の影響を受けずに直交性を保つことが
できるＯＦＤＭ伝送方法を提供し、また、その方法を実
施するＯＦＤＭ伝送装置を提供することを目的としてい
る。
るものであり、送信装置のＢＰＦやＬＰＦ、あるいは伝
送路の周波数特性の影響を受けずに直交性を保つことが
できるＯＦＤＭ伝送方法を提供し、また、その方法を実
施するＯＦＤＭ伝送装置を提供することを目的としてい
る。
【００１９】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明のＯＦＤ
Ｍ伝送方法では、ＩＦＦＴが行なわれる前のシンボルの
Ｉ軸成分及びＱ軸成分に対して、対応するサブキャリア
の周波数に応じた重み付けを行なっている。
Ｍ伝送方法では、ＩＦＦＴが行なわれる前のシンボルの
Ｉ軸成分及びＱ軸成分に対して、対応するサブキャリア
の周波数に応じた重み付けを行なっている。
【００２０】この重み付けにより、シンボルの振幅また
は位相がサブキャリアの周波数に応じて可変され、伝送
装置のフィルタや伝送路の周波数特性に起因するサブキ
ャリアごとの振幅や位相のずれが補償される。
は位相がサブキャリアの周波数に応じて可変され、伝送
装置のフィルタや伝送路の周波数特性に起因するサブキ
ャリアごとの振幅や位相のずれが補償される。
【００２１】また、本発明のＯＦＤＭ伝送装置では、Ｉ
ＦＦＴ手段に入力される前の各シンボルのＩ軸成分及び
Ｑ軸成分の各々に対して重み係数を乗算する乗算手段を
設けている。
ＦＦＴ手段に入力される前の各シンボルのＩ軸成分及び
Ｑ軸成分の各々に対して重み係数を乗算する乗算手段を
設けている。
【００２２】この重み係数の乗算により、ＢＰＦやＬＰ
Ｆの周波数特性、あるいは伝送路の周波数特性の影響で
現れる、各サブキャリアの周波数の違いによる振幅や位
相のずれを補償することができる。
Ｆの周波数特性、あるいは伝送路の周波数特性の影響で
現れる、各サブキャリアの周波数の違いによる振幅や位
相のずれを補償することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、符号化したシンボルのそれぞれを異なる周波数のサ
ブキャリアで送信するとともに、シンボルのＩ軸成分及
びＱ軸成分をそれぞれ複素数の実数部及び虚数部と見
て、ＩＦＦＴにより一括して各サブキャリアの変調処理
を行なうＯＦＤＭ伝送方法において、ＩＦＦＴが行なわ
れる前のシンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分に対して、対
応するサブキャリアの周波数に応じた重み付けを行な
い、シンボルの振幅または位相をサブキャリアの周波数
に応じて可変するようにしたものであり、この重み付け
によって、各サブキャリアの周波数の違いによるサブキ
ャリアごとの振幅や位相のずれを補償することが可能に
なる。
は、符号化したシンボルのそれぞれを異なる周波数のサ
ブキャリアで送信するとともに、シンボルのＩ軸成分及
びＱ軸成分をそれぞれ複素数の実数部及び虚数部と見
て、ＩＦＦＴにより一括して各サブキャリアの変調処理
を行なうＯＦＤＭ伝送方法において、ＩＦＦＴが行なわ
れる前のシンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分に対して、対
応するサブキャリアの周波数に応じた重み付けを行な
い、シンボルの振幅または位相をサブキャリアの周波数
に応じて可変するようにしたものであり、この重み付け
によって、各サブキャリアの周波数の違いによるサブキ
ャリアごとの振幅や位相のずれを補償することが可能に
なる。
【００２４】請求項２に記載の発明は、シンボルのＩ軸
成分及びＱ軸成分に対する重み付けを、伝送回路を構成
するフィルタまたは伝送路の周波数特性を相殺するよう
に行なうものであり、送信装置のＢＰＦやＬＰＦ、ある
いは伝送路の周波数特性の影響を除くことができる。
成分及びＱ軸成分に対する重み付けを、伝送回路を構成
するフィルタまたは伝送路の周波数特性を相殺するよう
に行なうものであり、送信装置のＢＰＦやＬＰＦ、ある
いは伝送路の周波数特性の影響を除くことができる。
【００２５】請求項３に記載の発明は、送信データを符
号化する符号化手段と、符号化されたシンボルを並列化
する直並列変換手段と、並列化された各シンボルのＩ軸
成分及びＱ軸成分をそれぞれ複素数の実数部及び虚数部
と見てＩＦＦＴを行なうＩＦＦＴ手段とを具備し、ＩＦ
ＦＴされた信号をＩ軸成分及びＱ軸成分ごとに直列化
し、ディジタル信号に変換した後、直交変調して出力す
るＯＦＤＭ伝送装置において、ＩＦＦＴ手段に入力され
る前の各シンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分の各々に対し
て重み係数を乗算する乗算手段を設けたものであり、こ
の重み係数の乗算によって、各サブキャリアの周波数の
違いによるサブキャリアごとの振幅や位相のずれを補償
することができる。
号化する符号化手段と、符号化されたシンボルを並列化
する直並列変換手段と、並列化された各シンボルのＩ軸
成分及びＱ軸成分をそれぞれ複素数の実数部及び虚数部
と見てＩＦＦＴを行なうＩＦＦＴ手段とを具備し、ＩＦ
ＦＴされた信号をＩ軸成分及びＱ軸成分ごとに直列化
し、ディジタル信号に変換した後、直交変調して出力す
るＯＦＤＭ伝送装置において、ＩＦＦＴ手段に入力され
る前の各シンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分の各々に対し
て重み係数を乗算する乗算手段を設けたものであり、こ
の重み係数の乗算によって、各サブキャリアの周波数の
違いによるサブキャリアごとの振幅や位相のずれを補償
することができる。
【００２６】請求項４に記載の発明は、この重み係数
を、直交変調された出力の帯域を制限するＢＰＦの周波
数特性、ディジタル信号に変換された信号の帯域を制限
するＬＰＦの周波数特性、または伝送路の周波数特性の
少なくとも一つを相殺するように設定したものであり、
ＯＦＤＭ出力に及ぼすＢＰＦやＬＰＦ、あるいは伝送路
の周波数特性の影響を除くことができる。
を、直交変調された出力の帯域を制限するＢＰＦの周波
数特性、ディジタル信号に変換された信号の帯域を制限
するＬＰＦの周波数特性、または伝送路の周波数特性の
少なくとも一つを相殺するように設定したものであり、
ＯＦＤＭ出力に及ぼすＢＰＦやＬＰＦ、あるいは伝送路
の周波数特性の影響を除くことができる。
【００２７】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図３を用いて説明する。
から図３を用いて説明する。
【００２８】実施形態のＯＦＤＭ伝送方法を実施する装
置は、図１に示すように、送信データをＰＳＫやＱＡＭ
のシンボルに変換するシンボル符号化器１と、シンボル
データを直並列変換する直並列変換器２と、直並列変換
器２から出力された各シンボルのＩ軸成分に重みＣnIを
乗算し、Ｑ軸成分に重みＣnQを乗算する乗算器16、17
と、重み付けされたシンボルを複素数と見てＩＦＦＴを
行なうＩＦＦＴ演算器３と、ＩＦＦＴ演算器３の出力を
直列に変換する並列直列変換器４と、ディジタル信号を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器５、６と、Ｄ／Ａ
変換器５、６の出力の帯域を制限するＬＰＦ７、８と、
ＬＰＦ７、８の出力を直交変調する直交変調器９と、直
交変調器９の出力の帯域を制限するＢＰＦ14と、全体の
回路の同期をとるためのタイミング信号生成器15とを備
えている。
置は、図１に示すように、送信データをＰＳＫやＱＡＭ
のシンボルに変換するシンボル符号化器１と、シンボル
データを直並列変換する直並列変換器２と、直並列変換
器２から出力された各シンボルのＩ軸成分に重みＣnIを
乗算し、Ｑ軸成分に重みＣnQを乗算する乗算器16、17
と、重み付けされたシンボルを複素数と見てＩＦＦＴを
行なうＩＦＦＴ演算器３と、ＩＦＦＴ演算器３の出力を
直列に変換する並列直列変換器４と、ディジタル信号を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器５、６と、Ｄ／Ａ
変換器５、６の出力の帯域を制限するＬＰＦ７、８と、
ＬＰＦ７、８の出力を直交変調する直交変調器９と、直
交変調器９の出力の帯域を制限するＢＰＦ14と、全体の
回路の同期をとるためのタイミング信号生成器15とを備
えている。
【００２９】直交変調器９は、従来の装置と同様、局部
発振器10と、乗算器11、12と、加算器13とから成る。
発振器10と、乗算器11、12と、加算器13とから成る。
【００３０】この装置では、シンボル符号化器１が送信
データをＰＳＫ、ＱＡＭ等の符号点に変換してＩ軸、Ｑ
軸双方のシンボルデータを生成し、直並列変換器２が、
このシンボルデータを並列のシンボルデータに変換す
る。ここまでの動作は従来の装置と同じである。このＯ
ＦＤＭのサブキャリア数をＮとし、ｎ番目（１≦ｎ≦
Ｎ）のサブキャリアで送信されるシンボルデータのＩ軸
成分をａｎ、Ｑ軸成分をｂｎとし、このサブキャリアの
周波数をｆｎとする。
データをＰＳＫ、ＱＡＭ等の符号点に変換してＩ軸、Ｑ
軸双方のシンボルデータを生成し、直並列変換器２が、
このシンボルデータを並列のシンボルデータに変換す
る。ここまでの動作は従来の装置と同じである。このＯ
ＦＤＭのサブキャリア数をＮとし、ｎ番目（１≦ｎ≦
Ｎ）のサブキャリアで送信されるシンボルデータのＩ軸
成分をａｎ、Ｑ軸成分をｂｎとし、このサブキャリアの
周波数をｆｎとする。
【００３１】次に、並列出力された各サブキャリアのＩ
軸成分ａｎには、乗算器16により重みＣnIが乗算され、
各サブキャリアのＱ軸成分ｂｎには、乗算器17により重
みＣnQが乗算される。ここでは、このＣnI及びＣnQを、
ＢＰＦ14の周波数ｆｎにおける位相、振幅特性の逆特性
となるように設定している。
軸成分ａｎには、乗算器16により重みＣnIが乗算され、
各サブキャリアのＱ軸成分ｂｎには、乗算器17により重
みＣnQが乗算される。ここでは、このＣnI及びＣnQを、
ＢＰＦ14の周波数ｆｎにおける位相、振幅特性の逆特性
となるように設定している。
【００３２】１≦ｎ≦Ｎの全てのシンボルデータに対し
て、同様の重み付けが行なわれると、ＩＦＦＴ演算器３
は、この重みを付けたシンボルデータのＩ軸成分ａ'nを
複素数の実数部、Ｑ軸成分ｂ'nを複素数の虚数部と見做
して、Ｎ個の複素数データのＩＦＦＴを行ない、Ｎ個の
サブキャリアの変調波を出力する。
て、同様の重み付けが行なわれると、ＩＦＦＴ演算器３
は、この重みを付けたシンボルデータのＩ軸成分ａ'nを
複素数の実数部、Ｑ軸成分ｂ'nを複素数の虚数部と見做
して、Ｎ個の複素数データのＩＦＦＴを行ない、Ｎ個の
サブキャリアの変調波を出力する。
【００３３】ＩＦＦＴ演算器３の出力は、並列直列変換
器４で直列に変換され、Ｉ軸成分、Ｑ軸成分の出力は各
々、Ｄ／Ａ変換器５、６でＤ／Ａ変換され、ＬＰＦ７、
８で出力の帯域が制限される。ＬＰＦ５、６の出力は直
交変調器９に送られて直交変調され、直交変調器９の出
力はＢＰＦ14で帯域が制限され送信信号となる。
器４で直列に変換され、Ｉ軸成分、Ｑ軸成分の出力は各
々、Ｄ／Ａ変換器５、６でＤ／Ａ変換され、ＬＰＦ７、
８で出力の帯域が制限される。ＬＰＦ５、６の出力は直
交変調器９に送られて直交変調され、直交変調器９の出
力はＢＰＦ14で帯域が制限され送信信号となる。
【００３４】このとき、ＢＰＦ10の周波数特性を相殺す
るようにＩＦＦＴ演算器３の入力信号が変更されている
ため、ＢＰＦ10の出力は、振幅、位相双方とも規格化さ
れたものとなる。
るようにＩＦＦＴ演算器３の入力信号が変更されている
ため、ＢＰＦ10の出力は、振幅、位相双方とも規格化さ
れたものとなる。
【００３５】図２は、ＢＰＦ14の特性の１例を示し、図
３は、シンボルデータに対する具体的な乗算値ＣnI及び
ＣnQの算出方法を示している。
３は、シンボルデータに対する具体的な乗算値ＣnI及び
ＣnQの算出方法を示している。
【００３６】図２（ａ）は周波数に対する位相特性を示
しており、周波数に依らずに一定の位相を保つ理想特性
（点線）に対して、ＢＰＦ14の実特性は、実線で示すよ
うに、周波数の増加に伴って、位相の遅れが徐々に増大
している。また、図２（ｂ）は周波数に対する利得特性
を示しており、理想特性（点線）は、帯域内で一定の利
得を保ち、帯域を外れると利得が急峻に低下するが、し
かし、ＢＰＦ14の実特性では、実線で示すように、帯域
内でも利得の低下が徐々に生じており、また、帯域を外
れた周波数での利得の減少の仕方も理想特性の急峻さに
比べて緩やかである。
しており、周波数に依らずに一定の位相を保つ理想特性
（点線）に対して、ＢＰＦ14の実特性は、実線で示すよ
うに、周波数の増加に伴って、位相の遅れが徐々に増大
している。また、図２（ｂ）は周波数に対する利得特性
を示しており、理想特性（点線）は、帯域内で一定の利
得を保ち、帯域を外れると利得が急峻に低下するが、し
かし、ＢＰＦ14の実特性では、実線で示すように、帯域
内でも利得の低下が徐々に生じており、また、帯域を外
れた周波数での利得の減少の仕方も理想特性の急峻さに
比べて緩やかである。
【００３７】ＢＰＦ14が図２（ａ）（ｂ）の実特性を持
つとき、ＢＰＦ14の出力における周波数ｆｎの振幅は、
理想特性よりｇｎｄＢだけ減衰し、また、その位相はθ
ｎｒａｄだけ遅延することになる。そこで、周波数ｆｎ
のサブキャリアで変調される複素数データに対して、こ
の振幅の減衰を相殺するように振幅を高め、この位相の
遅延を相殺するように位相を進める重みＣnI及びＣnQが
乗算され、ＩＦＦＴ演算部３に入力する複素数データが
変更される。
つとき、ＢＰＦ14の出力における周波数ｆｎの振幅は、
理想特性よりｇｎｄＢだけ減衰し、また、その位相はθ
ｎｒａｄだけ遅延することになる。そこで、周波数ｆｎ
のサブキャリアで変調される複素数データに対して、こ
の振幅の減衰を相殺するように振幅を高め、この位相の
遅延を相殺するように位相を進める重みＣnI及びＣnQが
乗算され、ＩＦＦＴ演算部３に入力する複素数データが
変更される。
【００３８】この周波数ｆｎに対応する変更前のシンボ
ルの位置が、図３のＩ−Ｑ平面上で18の位置にあるとす
る。このシンボル18のＩ軸成分はａｎであり、Ｑ軸成分
はｂｎであり、その振幅はｒｎである。この変更前シン
ボル18の位相をθｎｒａｄ進め、また、振幅をｇｎｄＢ
分だけ大きくして周波数ｆｎにおける変更後のシンボル
19の位置を求める。この変更後のシンボル19の振幅をｒ
ｎ’、Ｉ軸成分をａｎ’、Ｑ軸成分をｂｎ’とすると、
乗算値ＣnI及びＣnQは次のようになる。
ルの位置が、図３のＩ−Ｑ平面上で18の位置にあるとす
る。このシンボル18のＩ軸成分はａｎであり、Ｑ軸成分
はｂｎであり、その振幅はｒｎである。この変更前シン
ボル18の位相をθｎｒａｄ進め、また、振幅をｇｎｄＢ
分だけ大きくして周波数ｆｎにおける変更後のシンボル
19の位置を求める。この変更後のシンボル19の振幅をｒ
ｎ’、Ｉ軸成分をａｎ’、Ｑ軸成分をｂｎ’とすると、
乗算値ＣnI及びＣnQは次のようになる。
【００３９】ＣnI ＝ａn'／ａn ＣnQ ＝ｂn'／ｂn 但し、(ｒn')2 ＝(ａn')2＋(ｂn')2、(ｒn )2 ＝(ａn)2
＋(ｂn)2 この乗算値ＣnI及びＣnQを、乗算器16及び乗算器17を用
いて、直列並列変換器２から出力されるシンボルの成分
ａn、ｂnに乗算することにより、周波数ｆｎに対応する
ＢＰＦ14の出力は、ＢＰＦ14の周波数特性に関わらず、
理想状態に近づくことになる。
＋(ｂn)2 この乗算値ＣnI及びＣnQを、乗算器16及び乗算器17を用
いて、直列並列変換器２から出力されるシンボルの成分
ａn、ｂnに乗算することにより、周波数ｆｎに対応する
ＢＰＦ14の出力は、ＢＰＦ14の周波数特性に関わらず、
理想状態に近づくことになる。
【００４０】また、伝送路の周波数特性が図２に示すよ
うな実特性である場合にも、前述した方法と同一の方法
で乗算値を算出し、その乗算値を直列並列変換器２の出
力に重みとして乗算することにより、伝送路の周波数特
性の影響を相殺することができる。
うな実特性である場合にも、前述した方法と同一の方法
で乗算値を算出し、その乗算値を直列並列変換器２の出
力に重みとして乗算することにより、伝送路の周波数特
性の影響を相殺することができる。
【００４１】また、ＩＦＦＴ演算器３から出力されたＮ
個のサブキャリアの変調波のＩ軸成分（実数部）はＤ／
Ａ変換器５でＤ／Ａ変換された後、ＬＰＦ７で帯域が制
限され、また、Ｑ軸成分（虚数部）はＤ／Ａ変換器６で
Ｄ／Ａ変換された後、ＬＰＦ８で帯域が制限されるが、
このＬＰＦ７、８における振幅特性も、帯域内での振幅
を一定に保つ理想の振幅特性からは解離しているのが一
般的である。
個のサブキャリアの変調波のＩ軸成分（実数部）はＤ／
Ａ変換器５でＤ／Ａ変換された後、ＬＰＦ７で帯域が制
限され、また、Ｑ軸成分（虚数部）はＤ／Ａ変換器６で
Ｄ／Ａ変換された後、ＬＰＦ８で帯域が制限されるが、
このＬＰＦ７、８における振幅特性も、帯域内での振幅
を一定に保つ理想の振幅特性からは解離しているのが一
般的である。
【００４２】このＬＰＦ７の振幅特性と理想の振幅特性
との周波数ｆｎにおける差を△ａｄＢ、ＬＰＦ８の振幅
特性と理想の振幅特性との周波数ｆｎにおける差を△ｂ
ｄＢとするとき、ＣnIを、△ａｄＢの変化分を補正する
ように、また、ＣnQを、△ｂｄＢの変化分を補正するよ
うに設定し、このＣnI及びＣnQの値を、乗算器16及び乗
算器17を用いて、直列並列変換器２から出力されるシン
ボルの成分ａn、ｂnに乗算することにより、ＬＰＦ７、
８の振幅特性が理想的な振幅特性で無くても、理想的な
振幅特性を持つ同一の２つのフィルタで帯域制限された
ものと等しい伝送信号を得ることができる。
との周波数ｆｎにおける差を△ａｄＢ、ＬＰＦ８の振幅
特性と理想の振幅特性との周波数ｆｎにおける差を△ｂ
ｄＢとするとき、ＣnIを、△ａｄＢの変化分を補正する
ように、また、ＣnQを、△ｂｄＢの変化分を補正するよ
うに設定し、このＣnI及びＣnQの値を、乗算器16及び乗
算器17を用いて、直列並列変換器２から出力されるシン
ボルの成分ａn、ｂnに乗算することにより、ＬＰＦ７、
８の振幅特性が理想的な振幅特性で無くても、理想的な
振幅特性を持つ同一の２つのフィルタで帯域制限された
ものと等しい伝送信号を得ることができる。
【００４３】また、これらのすべてを考慮して乗算値Ｃ
nI、ＣnQを算出した場合には、ＢＰＦ14及び伝送路にお
ける振幅及び位相に関する周波数特性、並びにＬＰＦ
７、８における振幅に関する周波数特性のすべての影響
を相殺した伝送信号を生成することができる。
nI、ＣnQを算出した場合には、ＢＰＦ14及び伝送路にお
ける振幅及び位相に関する周波数特性、並びにＬＰＦ
７、８における振幅に関する周波数特性のすべての影響
を相殺した伝送信号を生成することができる。
【００４４】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のＯＦＤＭ伝送方法では、伝送装置を構成するフィルタ
や伝送路における周波数特性に影響されない、優れた品
質のＯＦＤＭ伝送が可能である。
のＯＦＤＭ伝送方法では、伝送装置を構成するフィルタ
や伝送路における周波数特性に影響されない、優れた品
質のＯＦＤＭ伝送が可能である。
【００４５】また、本発明のＯＦＤＭ伝送装置は、構成
部品のフィルタや伝送路の周波数特性に影響を受けない
伝送信号を生成することができる。
部品のフィルタや伝送路の周波数特性に影響を受けない
伝送信号を生成することができる。
【図１】本発明の実施形態におけるＯＦＤＭ伝送装置の
構成を示すブロック図、
構成を示すブロック図、
【図２】実施形態のＯＦＤＭ伝送装置の動作を説明する
ためのＢＰＦ周波数特性図、
ためのＢＰＦ周波数特性図、
【図３】実施形態のＯＦＤＭ伝送方法におけるシンボル
可変方法を示す説明図、
可変方法を示す説明図、
【図４】従来のＯＦＤＭ伝送装置の構成を示すブロック
図である。
図である。
１ シンボル符号化器 ２ 直列並列変換器 ３ ＩＦＦＴ演算器 ４ 並列直列変換器 ５、６ Ｄ／Ａ変換器 ７、８ ＬＰＦ ９ 直交変調器 10 局部発振器 11、12、16、17 乗算器 13 加算器 14 ＢＰＦ 15 タイミング生成器 18 変更前シンボル 19 変更後シンボル
Claims (4)
- 【請求項１】 符号化したシンボルのそれぞれを異なる
周波数の搬送波で送信するとともに、前記シンボルのＩ
軸成分及びＱ軸成分をそれぞれ複素数の実数部及び虚数
部と見て、逆高速フーリエ変換により一括して各搬送波
の変調処理を行なうＯＦＤＭ伝送方法において、 逆高速フーリエ変換が行なわれる前の前記シンボルのＩ
軸成分及びＱ軸成分に対して、対応する搬送波の周波数
に応じた重み付けを行ない、前記シンボルの振幅または
位相を前記搬送波の周波数に応じて可変することを特徴
とするＯＦＤＭ伝送方法。 - 【請求項２】 前記シンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分に
対する重み付けが、伝送回路を構成するフィルタまたは
伝送路の周波数特性を相殺するように行なわれることを
特性とする請求項１に記載のＯＦＤＭ伝送方法。 - 【請求項３】 送信データを符号化する符号化手段と、
符号化されたシンボルを並列化する直並列変換手段と、
並列化された各シンボルのＩ軸成分及びＱ軸成分をそれ
ぞれ複素数の実数部及び虚数部と見て逆高速フーリエ変
換を行なう逆高速フーリエ変換手段とを具備し、逆高速
フーリエ変換された信号をＩ軸成分及びＱ軸成分ごとに
直列化し、ディジタル信号に変換した後、直交変調して
出力するＯＦＤＭ伝送装置において、 前記逆高速フーリエ変換手段に入力される前の各シンボ
ルのＩ軸成分及びＱ軸成分の各々に対して重み係数を乗
算する乗算手段を備えることを特徴とするＯＦＤＭ伝送
装置。 - 【請求項４】 前記重み係数が、前記直交変調された出
力の帯域を制限する帯域通過フィルタの周波数特性、前
記ディジタル信号に変換された信号の帯域を制限する低
域通過フィルタの周波数特性、または伝送路の周波数特
性の少なくとも一つを相殺するように設定されることを
特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ伝送装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9171187A JPH114208A (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | Ｏｆｄｍ伝送方法及びｏｆｄｍ伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9171187A JPH114208A (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | Ｏｆｄｍ伝送方法及びｏｆｄｍ伝送装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH114208A true JPH114208A (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=15918624
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9171187A Pending JPH114208A (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | Ｏｆｄｍ伝送方法及びｏｆｄｍ伝送装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH114208A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100383004B1 (ko) * | 1999-03-16 | 2003-05-09 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 직교 주파수 분할 다중 통신 장치 |
| JP2005341458A (ja) * | 2004-05-31 | 2005-12-08 | Fujitsu Ltd | Ｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ変調方法 |
| KR100795559B1 (ko) | 2005-12-09 | 2008-01-21 | 한국전자통신연구원 | 직교 주파수 분할 다중화 방식의 무선 시스템에서 고주파왜곡 현상의 보상 장치 및 방법 |
| JP2008104091A (ja) * | 2006-10-20 | 2008-05-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ送信方法 |
| JP2009261034A (ja) * | 1998-12-15 | 2009-11-05 | Siemens Ag | マルチキャリア方式を用いて情報を伝送するための方法および通信装置 |
| JP2011142436A (ja) * | 2010-01-06 | 2011-07-21 | Kyocera Corp | 無線送信装置及び無線受信装置 |
-
1997
- 1997-06-13 JP JP9171187A patent/JPH114208A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009261034A (ja) * | 1998-12-15 | 2009-11-05 | Siemens Ag | マルチキャリア方式を用いて情報を伝送するための方法および通信装置 |
| KR100383004B1 (ko) * | 1999-03-16 | 2003-05-09 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 직교 주파수 분할 다중 통신 장치 |
| JP2005341458A (ja) * | 2004-05-31 | 2005-12-08 | Fujitsu Ltd | Ｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ変調方法 |
| KR100795559B1 (ko) | 2005-12-09 | 2008-01-21 | 한국전자통신연구원 | 직교 주파수 분할 다중화 방식의 무선 시스템에서 고주파왜곡 현상의 보상 장치 및 방법 |
| US7929639B2 (en) | 2005-12-09 | 2011-04-19 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Device for compensating radio frequency distortion in orthogonal frequency division multiplexing transmission system and method thereof |
| JP2008104091A (ja) * | 2006-10-20 | 2008-05-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ送信方法 |
| JP2011142436A (ja) * | 2010-01-06 | 2011-07-21 | Kyocera Corp | 無線送信装置及び無線受信装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040611 |
|
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|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060214 |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060704 |