JPH06311134A - 直交周波数分割多重信号発生器 - Google Patents
直交周波数分割多重信号発生器Info
- Publication number
- JPH06311134A JPH06311134A JP5101298A JP10129893A JPH06311134A JP H06311134 A JPH06311134 A JP H06311134A JP 5101298 A JP5101298 A JP 5101298A JP 10129893 A JP10129893 A JP 10129893A JP H06311134 A JPH06311134 A JP H06311134A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signals
- signal generator
- lpf
- frequency division
- Prior art date
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- Granted
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直交周波数分割多重信号発生器のＬＰＦ回路
における歪みを改善する。 【構成】 ＦＦＴ回路５１の前段に補償用データ処理回
路１を設け、ＬＰＦ回路５８，５９による伝送特性を補
償する。
における歪みを改善する。 【構成】 ＦＦＴ回路５１の前段に補償用データ処理回
路１を設け、ＬＰＦ回路５８，５９による伝送特性を補
償する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル変調データを
受け高速フーリエ変換を利用して直交周波数分割多重信
号を発生する直交周波数分割多重信号発生器の改良に関
するものである。
受け高速フーリエ変換を利用して直交周波数分割多重信
号を発生する直交周波数分割多重信号発生器の改良に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の直交周波数分割多重（以
下ＯＦＤＭという）信号発生器のブロック図である。従
来のＯＦＤＭ信号発生器は、デジタル変調データ５０を
受け、逆フーリエ変換を実行して時間波形サンプル系列
としてその実数部５２および虚数部５３を出力する、高
速フーリエ変換（以下ＦＦＴという）回路５１と、その
実数部５２および虚数部５３の時間波形サンプル系列
を、それぞれアナログの出力信号５６，５７に変換する
デジタル／アナログ（以下Ｄ／Ａという）変換回路５
４，５５と、前記アナログの出力信号５６，５７に含ま
れる折返し信号を除去するためのそれぞれのローパスフ
ィルタ（以下ＬＰＦという）回路５８，５９と、９０゜
の位相差を持つ局部発振器６０からの信号を前記ＬＰＦ
５８，５９の出力のアナログ信号にそれぞれ乗算して合
成する直交変調回路６１とから構成され、ＯＦＤＭ信号
６２を出力する。
下ＯＦＤＭという）信号発生器のブロック図である。従
来のＯＦＤＭ信号発生器は、デジタル変調データ５０を
受け、逆フーリエ変換を実行して時間波形サンプル系列
としてその実数部５２および虚数部５３を出力する、高
速フーリエ変換（以下ＦＦＴという）回路５１と、その
実数部５２および虚数部５３の時間波形サンプル系列
を、それぞれアナログの出力信号５６，５７に変換する
デジタル／アナログ（以下Ｄ／Ａという）変換回路５
４，５５と、前記アナログの出力信号５６，５７に含ま
れる折返し信号を除去するためのそれぞれのローパスフ
ィルタ（以下ＬＰＦという）回路５８，５９と、９０゜
の位相差を持つ局部発振器６０からの信号を前記ＬＰＦ
５８，５９の出力のアナログ信号にそれぞれ乗算して合
成する直交変調回路６１とから構成され、ＯＦＤＭ信号
６２を出力する。
【０００３】図４は、このＯＦＤＭ信号発生器のＤ／Ａ
変換器５４，５５の出力信号５６，５７のスペクトルを
示す。スペクトルを構成する狭帯域の各変調波８０は、
デジタル変調データに応じて多値位相変調あるいは多値
振幅位相変調されたものである。デジタルデータにより
フーリエ変換を行なう場合は、離散フーリエ変換によっ
て処理されるが、実際にはその処理速度を向上したＦＦ
Ｔにより実行される。
変換器５４，５５の出力信号５６，５７のスペクトルを
示す。スペクトルを構成する狭帯域の各変調波８０は、
デジタル変調データに応じて多値位相変調あるいは多値
振幅位相変調されたものである。デジタルデータにより
フーリエ変換を行なう場合は、離散フーリエ変換によっ
て処理されるが、実際にはその処理速度を向上したＦＦ
Ｔにより実行される。
【０００４】デジタルデータのサンプリング周波数ｆs
に対して、各狭帯域変調波の中心周波数ｆn （ｆ0 ｆ3
…）は、ＦＦＴのポイント数をＮとすると、ｆn ＝ｎ・
ｆs／Ｎの関係にある。ただし、ｎは０〜（Ｎ−１）の
整数である。
に対して、各狭帯域変調波の中心周波数ｆn （ｆ0 ｆ3
…）は、ＦＦＴのポイント数をＮとすると、ｆn ＝ｎ・
ｆs／Ｎの関係にある。ただし、ｎは０〜（Ｎ−１）の
整数である。
【０００５】図４に示したＤ／Ａ変換回路５４，５５の
出力信号５６，５７は、同図の点線で示したような周波
数特性８２を持つ後段のＬＰＦ回路５８，５９により、
周波数ｆs ／２以上の信号が除去される。
出力信号５６，５７は、同図の点線で示したような周波
数特性８２を持つ後段のＬＰＦ回路５８，５９により、
周波数ｆs ／２以上の信号が除去される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】発生する狭帯域変調波
の数に対してＦＦＴのポイント数を十分に大きくできる
場合、ＬＰＦ回路を通過する信号と除去される信号の周
波数間隔は十分にあり、除去されるべき信号に対して十
分な減衰量を与えるような特性を持つＬＰＦ回路によっ
て通過する信号が歪みを受けることはほとんどない。
の数に対してＦＦＴのポイント数を十分に大きくできる
場合、ＬＰＦ回路を通過する信号と除去される信号の周
波数間隔は十分にあり、除去されるべき信号に対して十
分な減衰量を与えるような特性を持つＬＰＦ回路によっ
て通過する信号が歪みを受けることはほとんどない。
【０００７】しかし、ＦＦＴのポイント数を大きくする
ことは、ＦＦＴ回路の計算量を増大させるために計算速
度の向上が必要となり、これによってＦＦＴ回路のコス
トが上がる、あるいは、回路構成が難しくなる等の問題
がある。したがって、ＦＦＴのポイント数を十分に大き
くすることは困難な場合が多く、除去する信号に対して
十分な減衰量を与えるような特性を持つＬＰＦ回路を使
用した場合、図４に示されるように、通過する信号の中
でｆs ／２に近いＬＰＦのカットオフ周波数付近の狭帯
域変調波８１は、歪みを受けるという問題があった。図
２は、ＬＰＦ回路５８または５９の特性の一例のグラフ
であって、曲線２０は減衰特性を示し、曲線２１は群遅
延特性を示す。
ことは、ＦＦＴ回路の計算量を増大させるために計算速
度の向上が必要となり、これによってＦＦＴ回路のコス
トが上がる、あるいは、回路構成が難しくなる等の問題
がある。したがって、ＦＦＴのポイント数を十分に大き
くすることは困難な場合が多く、除去する信号に対して
十分な減衰量を与えるような特性を持つＬＰＦ回路を使
用した場合、図４に示されるように、通過する信号の中
でｆs ／２に近いＬＰＦのカットオフ周波数付近の狭帯
域変調波８１は、歪みを受けるという問題があった。図
２は、ＬＰＦ回路５８または５９の特性の一例のグラフ
であって、曲線２０は減衰特性を示し、曲線２１は群遅
延特性を示す。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明のＯＦＤＭ信号発生器は、デジタル変調デー
タを受け逆フーリエ変換を実行して時間波形サンプル系
列としてその実数部および虚数部を出力する高速フーリ
エ変換回路と、前記実数部および虚数部の時間波形サン
プル系列をそれぞれアナログ信号に変換するデジタル／
アナログ変換回路と、前記アナログ信号に含まれる折返
し信号を除去するためのそれぞれのローパスフィルタ回
路と、９０゜の位相差を持つ局部発振器からの信号を前
記ＬＰＦ出力のアナログ信号にそれぞれ乗算して合成す
る直交変調回路とからなる、互いに直交関係にある複数
の変調信号を周波数分割多重して送信する直交周波数分
割多重信号発生器において、ＦＦＴ回路の前段に、前記
ＬＰＦの伝送特性の減衰量および遅延量に応じてデジタ
ル変調データを処理する補償用データ処理回路を設け
て、前記ＬＰＦの伝送特性を補償する。
め、本発明のＯＦＤＭ信号発生器は、デジタル変調デー
タを受け逆フーリエ変換を実行して時間波形サンプル系
列としてその実数部および虚数部を出力する高速フーリ
エ変換回路と、前記実数部および虚数部の時間波形サン
プル系列をそれぞれアナログ信号に変換するデジタル／
アナログ変換回路と、前記アナログ信号に含まれる折返
し信号を除去するためのそれぞれのローパスフィルタ回
路と、９０゜の位相差を持つ局部発振器からの信号を前
記ＬＰＦ出力のアナログ信号にそれぞれ乗算して合成す
る直交変調回路とからなる、互いに直交関係にある複数
の変調信号を周波数分割多重して送信する直交周波数分
割多重信号発生器において、ＦＦＴ回路の前段に、前記
ＬＰＦの伝送特性の減衰量および遅延量に応じてデジタ
ル変調データを処理する補償用データ処理回路を設け
て、前記ＬＰＦの伝送特性を補償する。
【０００９】
【作用】補償用データ処理回路により、ＦＦＴ回路の入
力において前記ＬＰＦ回路の伝送特性を打消すように、
伝送特性の減衰量および遅延量に基づき、予めデジタル
変調データを処理して波形を歪ませ、結果的に前記ＬＰ
Ｆ出力における波形歪みを低減することにより、前記Ｌ
ＰＦの伝送特性を補償する。これにより、ＦＦＴ回路の
負担を増すことなく、歪みの少ないＯＦＤＭ信号を発生
できる。
力において前記ＬＰＦ回路の伝送特性を打消すように、
伝送特性の減衰量および遅延量に基づき、予めデジタル
変調データを処理して波形を歪ませ、結果的に前記ＬＰ
Ｆ出力における波形歪みを低減することにより、前記Ｌ
ＰＦの伝送特性を補償する。これにより、ＦＦＴ回路の
負担を増すことなく、歪みの少ないＯＦＤＭ信号を発生
できる。
【００１０】
【実施例】図１は、本発明の実施例によるＯＦＤＭ信号
発生器のブロック図である。同図において、図３と同一
の構成要素または相当部分は同一の符号を付してある。
図３と異なるところは、ＦＦＴ回路５１の前段に補償用
データ処理回路１を設けたことである。
発生器のブロック図である。同図において、図３と同一
の構成要素または相当部分は同一の符号を付してある。
図３と異なるところは、ＦＦＴ回路５１の前段に補償用
データ処理回路１を設けたことである。
【００１１】本発明では、まず、図２に示すような予め
測定されたＬＰＦ回路の減衰特性２０および群遅延特性
２１において、ＯＦＤＭ信号を構成する各狭帯域変調波
の中心周波数ｆn における直流での減衰量との比ｒn 、
および直流での遅延時間との相対遅延時間Δｔn を求め
る。各狭帯域変調波は、ＬＰＦ回路を通過するときに、
近似的に上記の値に従ってそれぞれ周波数的に平坦な減
衰および遅延を受けると仮定する。以下に各狭帯域変調
波がＱＰＳＫ変調されている場合について説明するが、
これ以外の場合にも容易に適用できることは明らかであ
る。まず、理想的な伝送特性を有するＬＰＦ回路を通過
した各狭帯域変調波は、複素数表示では次のようにな
る。
測定されたＬＰＦ回路の減衰特性２０および群遅延特性
２１において、ＯＦＤＭ信号を構成する各狭帯域変調波
の中心周波数ｆn における直流での減衰量との比ｒn 、
および直流での遅延時間との相対遅延時間Δｔn を求め
る。各狭帯域変調波は、ＬＰＦ回路を通過するときに、
近似的に上記の値に従ってそれぞれ周波数的に平坦な減
衰および遅延を受けると仮定する。以下に各狭帯域変調
波がＱＰＳＫ変調されている場合について説明するが、
これ以外の場合にも容易に適用できることは明らかであ
る。まず、理想的な伝送特性を有するＬＰＦ回路を通過
した各狭帯域変調波は、複素数表示では次のようにな
る。
【００１２】
【数１】
【００１３】ただし、ａn ，ｂn は、それぞれｎ番目の
狭帯域変調波のＩおよびＱチャンネル変調データとす
る。実際のＬＰＦ回路を通過した各狭帯域変調波は、直
流成分における減衰量および遅延量を基準とすると、上
記の近似においては次のようになる。
狭帯域変調波のＩおよびＱチャンネル変調データとす
る。実際のＬＰＦ回路を通過した各狭帯域変調波は、直
流成分における減衰量および遅延量を基準とすると、上
記の近似においては次のようになる。
【００１４】
【数２】
【００１５】ここで、変調データとして、ａn ＋ｊ・ｂ
n の代わりに、図１の補償用データ処理回路１により、
n の代わりに、図１の補償用データ処理回路１により、
【００１６】
【数３】
【００１７】を計算して用いれば、ＬＰＦ回路の歪みを
近似的に取除くことが可能である。つまり、ＦＦＴ回路
の実数部および虚数部の入力データａn ′およびｂn ′
として、
近似的に取除くことが可能である。つまり、ＦＦＴ回路
の実数部および虚数部の入力データａn ′およびｂn ′
として、
【００１８】
【数４】
【００１９】を用いることにより、ＬＰＦ回路の歪みを
低減することができる。
低減することができる。
【００２０】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、ＬＰＦ
回路の伝送特性に応じてデジタル変調データを処理する
ことにより、送信されるＯＦＤＭ信号の歪みが低減され
る。これは、ＦＦＴ回路の性能上の負担を増すことなし
に、歪みを低減することができるため、設計の簡易さお
よび低コスト化を実現できる。
回路の伝送特性に応じてデジタル変調データを処理する
ことにより、送信されるＯＦＤＭ信号の歪みが低減され
る。これは、ＦＦＴ回路の性能上の負担を増すことなし
に、歪みを低減することができるため、設計の簡易さお
よび低コスト化を実現できる。
【図１】本発明の実施例のブロック図である。
【図２】ＬＰＦ回路の特性のグラフである。
【図３】従来のＯＦＤＭ信号発生器のブロック図であ
る。
る。
【図４】Ｄ／Ａ変換回路の出力信号のスペクトルを示す
グラフである。
グラフである。
１ 補償用データ処理回路 ５０ デジタル変調データ ５１ ＦＦＴ回路 ５４，５５ Ｄ／Ａ変換回路 ５８，５９ ＬＰＦ回路 ６０ 局部発振器 ６１ 直交変調回路 ６２ ＯＦＤＭ信号
Claims (1)
- 【請求項１】 デジタル変調データを受け逆フーリエ変
換を実行して時間波形サンプル系列としてその実数部お
よび虚数部を出力する高速フーリエ変換回路と、前記実
数部および虚数部のそれぞれの時間波形サンプル系列を
アナログ信号に変換するそれぞれのデジタル／アナログ
変換回路と、前記のそれぞれのアナログ信号に含まれる
折返し信号を除去するためのそれぞれのローパスフィル
タ回路と、９０゜の位相差を持つ局部発振器からの信号
を前記ローパスフィルタの出力のアナログ信号にそれぞ
れ乗算して合成する直交変調回路とからなる、互いに直
交関係にある複数の変調信号を周波数分割多重して送信
する直交周波数分割多重信号発生器において、 高速フーリエ変換回路の前段に、前記ローパスフィルタ
の伝送特性の減衰量および遅延量に応じてデジタル変調
データを処理し補償する補償用データ処理回路を設けた
ことを特徴とする直交周波数分割多重信号発生器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5101298A JP2781946B2 (ja) | 1993-04-27 | 1993-04-27 | 直交周波数分割多重信号発生器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5101298A JP2781946B2 (ja) | 1993-04-27 | 1993-04-27 | 直交周波数分割多重信号発生器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06311134A true JPH06311134A (ja) | 1994-11-04 |
| JP2781946B2 JP2781946B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=14296921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5101298A Expired - Fee Related JP2781946B2 (ja) | 1993-04-27 | 1993-04-27 | 直交周波数分割多重信号発生器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2781946B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0825743A2 (en) * | 1996-08-23 | 1998-02-25 | Sony Corporation | Predistortion for a multicarrier transmitter |
| US6009073A (en) * | 1995-09-25 | 1999-12-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Method for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal, apparatus for transmitting the signal and apparatus for receiving the signal |
| JP2009261034A (ja) * | 1998-12-15 | 2009-11-05 | Siemens Ag | マルチキャリア方式を用いて情報を伝送するための方法および通信装置 |
| WO2011096427A1 (ja) * | 2010-02-02 | 2011-08-11 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0961448B1 (en) | 1998-05-26 | 2009-01-07 | Panasonic Corporation | Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission |
-
1993
- 1993-04-27 JP JP5101298A patent/JP2781946B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6009073A (en) * | 1995-09-25 | 1999-12-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Method for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal, apparatus for transmitting the signal and apparatus for receiving the signal |
| EP0825743A2 (en) * | 1996-08-23 | 1998-02-25 | Sony Corporation | Predistortion for a multicarrier transmitter |
| EP0825743A3 (en) * | 1996-08-23 | 2001-02-07 | Sony Corporation | Predistortion for a multicarrier transmitter |
| JP2009261034A (ja) * | 1998-12-15 | 2009-11-05 | Siemens Ag | マルチキャリア方式を用いて情報を伝送するための方法および通信装置 |
| WO2011096427A1 (ja) * | 2010-02-02 | 2011-08-11 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置 |
| JP5456068B2 (ja) * | 2010-02-02 | 2014-03-26 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置 |
| US8798179B2 (en) | 2010-02-02 | 2014-08-05 | Kyocera Corporation | Radio communication device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2781946B2 (ja) | 1998-07-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19980407 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |