JP4748241B2 - 直交周波数多重分割装置および直交周波数多重分割方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交する２つのデジタル情報信号を１つのキャリアで変調する直交デジタル変調方式に係り、特に変調される２つのデジタル情報信号間での干渉、クロストーク等の歪を生じさせる直交変調信号における位相誤差を補償する方法、及びその位相誤差を補償する手段を有する直交周波数多重分割装置および直交周波数多重分割方法に関するものである。

近年、デジタル信号処理技術の進歩に伴い、高能率圧縮符号化されたデジタル映像、音声を伝送するための高能率にデジタル情報を伝送するための高能率デジタル変調方式の実現が望まれている。高能率なデジタル変調方式は、定められた周波数帯域の中で出来るだけ大きな情報量のデジタル信号を、小さな誤り率で伝送できる変調、復調方式である。

その１つとして、１つのキャリア信号を２種類の情報信号で変調する２相変調方式があるが、その変調方式は現行ＮＴＳＣ方式のアナログテレビジョン方式で２つの色差信号を伝送するために使用されており、１つのサブキャリアで２種類の色信号を伝送している。

この２種類の色信号を２種類のデジタル信号とみなし、１つのサブキャリア信号を振幅変調方向と、位相変調方向とでそれぞれに変調して伝送する方法がＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）として知られている。

ここで、多数のサブキャリアのそれぞれを、多数の２種類のデジタル信号でＱＡＭ変調を行い伝送する方式は、直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ）と呼ばれ、ここでなされるデジタル変調信号の周波数はサブキャリア数の多い分だけ低くすることができるため、ガードインターバル期間を設けても伝送効率の低下を少なく保つことができ、マルチパス歪の影響を受けない無線伝送路を確保することができる。

このＯＦＤＭ方式はデジタル変調信号の周波数を低く出来るため、伝送周波数スペクトラムを矩形に出来るなど、隣接チャンネルとの干渉を小さく出来るため、帯域利用率のよい、高能率なデジタル変調方式を実現することができる。

このような特徴を有する変調方式を、小さな回路規模で実現することは、これらの変調方式を用いる移動体通信応用面で重要であり、従来から行われていたアナログ直交変調回路をデジタル直交変調回路により実現できれば、デジタル化された変調回路のＬＳＩ化が可能となり、変調回路の小型化、省電力化が可能となる。

本出願人は平成１１年８月「直交周波数分割多重変調方法及び直交周波数分割多重変調装置」としてデジタル直交変調技術の出願を行っている（特願Ｈ１１−２３８０９８）が、このデジタル変調器の内部で行われる正弦波と余弦波の乗算は、１、０、−１の値を用いて行えることから回路構成が簡単にできるという特徴を持つものである。

特開平８−１０２７６６号公報

ところで、このようにして小形、省電力化のなされるＬＳＩを用いるデジタル直交変調器は、扱う信号の周波数が小さいほどＬＳＩの小型、省電力化に適しており、可能な限り動作周波数を低くした回路の実現が試みられているが、そのような低い周波数による直交デジタル変調回路では動作周波数を低く設定したことによる誤差が生じ、変調回路の特性を悪化させる。
その変調特性が悪化する原因について述べる。
ＯＦＤＭ伝送方式に代表されるマルチキャリア伝送方式において、変調信号は逆フーリエ変換によってサブキャリアに対して同相である信号と直交している信号とが時系列信号として生成され、これらの生成された時系列で示される信号は、デジタル直交変調回路に供給される。

ここで生成された同相信号と直交信号は、同時刻におけるサンプリングデータとして得られており、これらの信号をデジタル直交変調器において、変調周波数に該当する信号と９０度の位相差をもった信号とでそれぞれ乗算するため、変調周波数を表現している信号の１サンプル分に相当するタイミング位相差が生じている。
このタイミング位相差については特開平８−１０２７６６、デジタル処理直交変調器にも記されており、高能率なデジタル変調器を実現するためデジタルフィルタを用い、このタイミング位相差の課題を解決しようとしている。
しかしながら、このようにして生じた前記タイミング位相差を補償するデジタルフィルタは高精度な演算を必要とし、装置の複雑化、高価格化をきたしてしまう。また例えば、直交信号側のみにデジタルフィルタを挿入した場合、タイミング位相差は吸収できるものの、フィルタの振幅周波数特性を平坦にすることが難しく、その振幅特性の乱れのためデジタル変調特性を劣化させてしまうなど有効に活用されるには至ってなかった。

上記課題を解決するため、本発明の直交周波数多重分割装置は、デジタル直交変調により生じる実数部の信号であるＩ信号と、デジタル直交変調により生じる虚数部の信号であるＱ信号との間の位相誤差により生じる時間誤差と、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号との振幅誤差とを補正するための補正データが予め格納されたマッピングテーブルと、デジタルデータを入力して所定のデジタル変調を行ってi信号とｑ信号とを生成すると共に、前記マッピングテーブルに格納された前記補正データに基づいて、前記i信号と前記ｑ信号との間の時間誤差および振幅誤差を補正したi信号とｑ信号とを出力するデータマッピング手段と、前記データマッピング手段から補正して出力された前記i信号とｑ信号とを高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してＩ信号とＱ信号とを出力するＩＦＦＴ演算手段と、前記ＩＦＦＴ演算手段から出力された前記Ｉ信号とＱ信号とを入力して、中間周波発振器が発振する周波数を中心とする新たな周波数帯域の信号にデジタル直交変調して、新たな周波数帯域の信号を出力するデジタル直交変調手段と、前記デジタル直交変調手段から出力された前記新たな周波数帯域の信号をＤＡ変換して出力するＤＡ変換手段と、を有する直交周波数多重分割装置である。
ここで、前記データマッピング手段は、デジタルデータを入力して所定のＱＰＳＫ変調や、多値ＰＳＫ変調、あるいは多値ＱＡＭ変調を行ってi信号とｑ信号とを生成する、直交周波数多重分割装置でも良い。
また、本発明の直交周波数多重分割方法は、デジタルデータを入力して所定のデジタル変調を行ってi信号とｑ信号とを生成すると共に、前記マッピングテーブルに格納された前記補正データに基づいて、デジタル直交変調により生じる実数部の信号であるＩ信号と、デジタル直交変調により生じる虚数部の信号であるＱ信号との間の位相誤差により生じる時間誤差と、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号との振幅誤差とを補正するための補正データが予め格納されたマッピングテーブルに格納された前記補正データに基づいて、前記i信号と前記ｑ信号との間の時間誤差および振幅誤差を補正したi信号とｑ信号とを出力するステップと、前記i信号とｑ信号とを高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してＩ信号とＱ信号とを出力するステップと、前記Ｉ信号とＱ信号とを入力して、中間周波発振器が発振する周波数を中心とする新たな周波数帯域の信号にデジタル直交変調して、新たな周波数帯域の信号を出力するステップと、前記新たな周波数帯域の信号をＤＡ変換するステップと、を有する直交周波数多重分割方法である。
ここで、前記データマッピングは、デジタルデータを入力して所定のＱＰＳＫ変調や、多値ＰＳＫ変調、あるいは多値ＱＡＭ変調を行ってi信号とｑ信号とを生成する、直交周波数多重分割方法でも良い。

本発明の実施例に係る直交周波数分割多重変調装置の概略ブロック図である。 アナログ直交変調器の構成を示す図である。 デジタル回路で構成される直交変調器の構成を示す図である。 デジタル直交変調器の動作タイミングをチャートで示す図である。 サンプル期間の短いデジタル直交変調器の動作タイミングをチャートで示す図である。 αの位相角を有し、角速度＋ω_nで回転する振幅がＡであるサブキャリアの状態を、虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。 信号ベクトルを示す式（６）〜（９）を示したものである。 式（６）の項６１と６３のベクトルを虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。 式（６）の項６２と６４のベクトルを虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。 式（７）の項７２と７４のベクトルを虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。 式（７）の項７１と７３のベクトルを虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。 デジタル直交変調器より補償された角周波数ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す図である。 デジタル直交変調器より補償された角周波数−ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す図である。 正および負の同一周波数のサブキャリアのそれぞれがＱＰＳＫ方式で変調され、それぞれのキャリアが４信号点を指定されるときの補償されたマッピング点を得るための表である。

本発明の実施の形態は、上記課題を解決するために以下の１）〜５）の手段より成るものである。
すなわち、

１） 実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点として定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変調を行うことにより高周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成方法において、
前記信号点の位置に割り付けられた信号点情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変調を行って得られた変調信号点を、前記信号点の位置に対して点対象となる位置に補償信号点として定める第１のステップ（１２）と、
前記伝送すべきデジタル情報信号を前記第１のステップで定められた前記補償信号点に割り付ける第２のステップ（１１）と、
その第２のステップで割り付けた前記補償信号点における信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変調して高周波信号を生成する第３のステップ（１３、１５）とを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の生成方法。

２） 前記第１のステップにおける前記補償信号点の位置は、前記デジタル変調及びデジタル直交変調により生成される同相信号と直交信号の位相差、振幅差、或いは前記デジタル直交変調器の直交性差により生じる誤差を補償した信号点の位置であることを特徴とする伝送信号の生成方法。

３） 前記第１のステップにおける前記補償信号点の位置は、前記デジタル直交変調により信号処理される同相信号と直交信号のタイミングの差により生じる誤差を補償した信号点の位置であることを特徴とする伝送信号の生成方法。

４） 実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点として定めるとともに、伝送すべき第１系統のデジタル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けた各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる第１の信号点情報を、第１のキャリア周波数により第１の変調信号として生成し、かつ伝送すべき第２系統のデジタル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けた各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる第２の信号点情報を、前記第１のキャリア周波数と周波数が同一で極性の異なる第２のキャリア周波数により第２の変調信号として生成するデジタル変調手段を用い、
前記デジタル変調手段により生成された前記第１及び第２の変調信号をデジタル直交変調して、高周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成方法において、
前記伝送すべき第１及び第２系統のデジタル情報信号に係る前記各信号点の位置に割り付けられた信号点情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変調を行って得られた第１及び第２の変調信号点を、前記各信号点の位置に対して点対象となる位置に第１及び第２の補償信号点として定める第１のステップ（１２）と、
前記伝送すべき第１及び第２系統のデジタル情報信号を前記第１のステップで定められた前記第１及び第２の補償信号点に割り付ける第２のステップ（１１）と、
その第２のステップで割り付けた前記第１及び第２の補償信号点における各信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変調して前記高周波信号を生成する第３のステップ（１３、１５）とを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の生成方法。

５） 実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点として定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変調を行うことにより高周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成装置において、
前記信号点の位置に割り付けられた信号点情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変調を行って得られた変調信号点を、前記信号点の位置に対して点対象となる位置に補償信号点として定める補償信号点設定手段（１２）と、
前記伝送すべきデジタル情報信号を前記補償信号点設定手段で設定された前記補償信号点に割り付けるマッピング手段（１１）と、
そのマッピング手段で割り付けられた前記補償信号点における信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変調して高周波信号を生成する高周波信号生成手段（１３、１５）とを有することを特徴とする伝送信号の生成装置。

以下、本発明の伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置の実施の形態につき、好ましい実施例により説明する。
図１は、その実施例に関わる直交周波数分割多重変調装置の概略構成であり、その構成と動作について概説する。

この直交周波数分割多重変調装置はデータマッピング回路１１、マッピングテーブル１２、ＩＦＦＴ演算回路１３、デジタル直交変調回路１５、中間周波発振器１６、及びＤＡ変換器１７より構成される。

この様に構成される直交周波数分割多重変調装置の動作について述べるに、変調されるべきデジタルデータはデータマッピング回路１１に供給され、ここではそのデータは直交周波数分割多重信号を構成するそれぞれの搬送波のうちのどの搬送波に割り付けられて伝送されるかを定め、各々の搬送波に対して変調するデジタルデータの数値に応じてＱＡＭ変調される搬送波の信号点の位置が定められ、それらの信号点の位置に対応する振幅方向、及び角度方向の位置に対応する信号ｉ、ｑが生成され、ＩＦＦＴ演算回路１３に供給される。

ここでは、供給された信号ｉ、ｑに従って直交周波数分割多重を構成する各々の搬送波が与えられた信号点の位置で直交周波数変調され、各々の搬送波が実数部信号Ｒと虚数部信号Ｉとして合成されたベースバンド信号出力が得られ、これらのベースバンド信号出力はデジタル直交変調器１５に供給される。
ここでは、そのベースバンド信号出力である実数部信号Ｒと虚数部信号Ｉは、中間周波発振器１６が発振する周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換され、新しい周波数帯域の信号に変換されたデジタル直交変調信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信号に変換されて出力される。

ここで、データマッピング回路１１に接続されるマッピングテーブル１２は、後述するデジタル直交変調器により生じる特性誤差を予め補正するためのデータが格納されているテーブルであり、そのテーブルはデータマッピング回路１１によりマッピングされた信号に対して、所定の法則による補正を行うことによりデジタル直交変調器の特性誤差を補正し、特性のよいデジタル変調装置を実現するものである。

このようにして生成された伝送信号は受信装置に供給され、その供給された前記高周波信号を復調して伝送された前記信号点情報を得るとともに、その得られた信号点情報より伝送されたデジタル情報信号を復号して得るように構成される。

ここで、デジタル直交変調回路によりもたらされる特性の変化について従来から用いられていたアナログ直交変調器との比較により説明する。
まず、従来から用いられているアナログ直交変調器の場合であるが、アナログ直交変調器にはデジタル信号の形でＩＦＦＴ演算器１３より出力される信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信号に変換された信号が供給され、その供給された信号を中間周波発振器より供給される中間周波発振周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換を行っていた。

図２にアナログ直交変調器の回路を示す。
同図において、例えばＩＦＦＴ演算器１３より供給されたベースバンド信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信号に変換され、変換された実数部信号Ｒは中間周波発振器１６より供給される角周波数がωｔである余弦信号は９０度移相器により角周波数がωｔである正弦波の信号と乗算されるとともに、アナログ信号に変換された虚数部信号（Ｉ）は中間周波発振器１６より供給される角周波数がωｔである余弦波信号と乗算され、この２つの乗算器より得られる演算出力は加算器により加算されて直交変調出力信号として出力される。

ここで中間周波発振器より供給される余弦波出力信号に対する正弦波出力信号は９０度移相器を用いて生成されるが、その９０度移相器の特性はそれらを構成するアナログ回路の回路定数の変動により特性が変動し易いため、またアナログ乗算器も高周波特性が変動し易く長期間にわたって安定した直交変調出力信号を得ることが難しく、その特性を改善するため回路素子の変動の影響を受け難いデジタル化された直交変調回路の実現が望まれていた。

図３にデジタル回路で構成される直交変調器の構成を示す。
同図においてＩはＩＦＦＴ１３より供給される実数部の信号であり、Ｑは虚数部の信号であり、それぞれのＩ、Ｑ信号は増幅度が１として示される増幅器と、増幅度が−１として示される反転型増幅器に供給され、これらの増幅器よりそれぞれＩ、−Ｑ、−Ｉ、Ｑの４信号が得られる。

これらの４信号はデータセレクタに供給され、データセレクタは中間周波発振器から供給される発振周波数の周期に応じて、この４つの信号を順次切り換えながら出力する。すなわち、最初は信号Ｉを、次に−Ｑを、その次は−Ｉを、そして最後にＱを出力するような動作を繰り返し行う。

図４に、このようにして動作するデジタル直交変調器のタイミングチャートを示す。
同図において、サンプル期間と記される時間間隔は直交周波数分割多重信号のサンプリング周波数に相当する期間であり、その期間はｎポイントＩＦＦＴ回路を動作させるための窓区間の１／ｎに相当する。

この図において、信号丸１はＩＦＦＴ演算器１３からの実数部出力信号をＩとして、サンプル期間を単位とする演算区間をｎ−１、ｎ、ｎ＋１とする添え字により示しており、信号丸２は同様にしてＩＦＦＴ演算器１３からの虚数部出力信号Ｑに同様のｎ−１、ｎ、ｎ＋１の添え字を付して示してある。

信号丸３は、信号Ｉが増幅器により増幅された信号Ｉと、反転増幅された信号−Ｉがデータセレクタにより、サンプル期間内で複数回切り換えられているときの信号を示しており、その信号はＩ_n、0、−Ｉ_n、0、Ｉ_n、、0、−Ｉ_n、・・・・のように繰り返されており、この信号はＩ_nに余弦関数の９０度おきの値、１、０、−１、０、・・・・を乗じた値となっている。

同様にして信号丸４は0、−Ｑn、0、Ｑn、0、−Ｑn、0、・・・・となっている。
このようにして得られた信号丸３と信号丸４を加算したのが信号丸５であり、その信号丸５はＩ_n、−Ｑ_n、−Ｉ_n、Ｑ_n、Ｉ_n、−Ｑ_n、−Ｉ_n、・・・・となっており、これがこの直交変調器の出力信号となる。

ここで、この例に示すように１つのサンプル期間の中で多数回信号が繰り返し切り換えられるときは、この信号の切り換え順によるIとQ信号に与えれらる変調特性差は少ないが、サンプル期間が小さな時間の場合で、その間に信号の切り換え繰り返し回数を多数回行えないような場合はそのデジタル直交変調回路より得られる変調信号に特性の差が生じ、その差の特性を補正するための信号処理が必要となる。

本実施例はその様な特性の差を補正した特性のよいデジタル直交変調器を実現するものであり、その特性の補正は前述の図４においてサンプル期間の開始点で出現する信号は、最初に実数部のＩ_nの信号であり、次に虚数部のＱ_nの信号が出現するように、常に実数部の信号が虚数部の信号より先に出現することによる時間誤差に係る信号位相のずれによる特性の差を補償してなるものである。

このような時間差により生じるデジタル変調信号出力における特性のずれを、データマッピング回路１１で規定し、ＩＦＦＴに供給するｉ信号とｑ信号の関係を補正し、その補正された信号によりＩＦＦＴ変換を行い、デジタル直交変調された変調信号が、正規の変調信号となるように補償するものである。

すなわち、このときのデジタル直交変調器で生じるＩ信号とＱ信号の時間差により生じる特性の差は、そのデジタル直交変調部の正弦波のタイミング誤差であり、その結果直交変調された信号に対するＩ、Ｑ信号ベクトルの直交性に対する誤差でもある。この直交性の誤差は、中間周波発振器の周波数に対して正及び負に同一周波数離れて存在する被変調信号の側帯波同士で、正の周波数の側帯波に対し、負の周波数の側帯波の信号がクロストーク成分として漏洩し、被変調波信号の周波数スペクトラム成分が変化することになり、この漏洩する信号レベルを打ち消すようにもする。

また、このクロストーク成分は負の周波数の側帯波から正の周波数の側帯波に対しても同様に存在する。
従って、これらのクロストークを予め補正するデータマッピング特性は、中心キャリアに対して同一周波数の差を有し、その周波数差の極性がお互いに異なる相対応するサブキャリアに対しても、データマッピングの特性補償を行う必要がある。

この、正負対になる周波数の変調信号を生成するためのデータマッピングにおける信号点配置を行う方法として、例えば信号点配置を複素平面の座標で表現するとき、実数部信号と、虚数部信号が相等しく（１、１）として割当てを行うべき信号に対して、（１＋ｘ、１＋ｙ）のように実数部信号をｘ、虚数部信号をｙ異ならしめた座標を与えるようにして行う。

このようにして、相対応する正、及び負の周波数を有するサブキャリアに対するそれぞれの実数部と虚数部の信号を次のように表現する。
（正の周波数の実数、正の周波数の虚数、負の周波数の実数、負の周波数の虚数）＝（ｄ１＋ｘ、ｄ２＋ｙ、ｄ３＋ｘ’、ｄ４＋ｙ’）

ここで、ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は正規の信号点配置を与えるための値であり、例えばＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）によるデジタル変調方式であるときはこれらのｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は＋１か−１のいずれかの値を取る。
そして、これらのｘ、ｘ’、ｙ、ｙ’で示される補償信号の値について、詳述する。

また、前述の図４に示したように、直交変調器の出力信号丸５は、サンプル期間の開始位置に対するＩ信号とＱ信号が出現する位置は、デジタル直交変調器の動作を制御するハードウエアの構成により、ないしはデジタル変調器の動作を制御する制御プログラムソフトの構成により一義的に定まり、一般的にはその順序が一定になるようにされている。

例えば、その出現順序をランダムにする方法はあるが、その場合は前述のような特性の違いが変調信号に対する雑音となって得られてしまうため更に好ましくない。
また、Ｉ信号とＱ信号の出現順序を反対にする方法はあるが、その場合は逆極性の誤差信号が生じることとなり、いずれの場合でも変調信号の補償が必要となる。

以上のように、お互いに同じ時刻のデータであるＩ信号とＱ信号とが異なる時刻のデータとしてデジタル直交変調器で処理されるため、Ｒ信号とＩ信号の直交性が変調周波数の1サンプル時間分だけ異なることになり、その時間差の補償が必要となる。

このときの時間差の補償は、サンプル期間が小さく、デジタル変調回路はその期間内におけるＩ、Ｑ信号の切り換え繰り返し回数を多く取れないときはサンプル期間に対するＩ、Ｑ信号の出現時間差の割合が大きくなり、変調誤差の補償信号レベルも大きくなる

図５に、その具体的な動作例を示す。
同図において、サンプル期間は１９．５ｎｓｅｃ、すなわちサンプル周波数は５１．２ＭＨｚであり、ＩＦＦＴ演算回路は１９．５ｎｓｅｃごとに演算結果である実数部信号丸１と、虚数部信号である信号丸２を出力する。

このＩＦＦＴ演算回路のサンプル期間毎に得られる、Ｉ_n、Ｉ_n+1、Ｉ_n+2、Ｉ_n+3、・・・・、及びＱ_n、Ｑ_n+1、Ｑ_n+2、Ｑ_n+3、・・・・を変調信号のサンプリングデータとみなし、すなわち、そのサンプリングデータは直流から最高１６ＭＨｚまでの信号成分を含むベースバンド信号であるとし、この信号成分を中間周波発振器の発振周波数である２５．６ＭＨｚを中心とする周波数帯の信号に変換する。

このときの周波数変換された信号の帯域は、２５．６±１６ＭＨｚであり、変換されたデータ列のサンプリング周波数は１０２．４ＭＨｚであり、このときに生じる直交性の誤差は、約９．８ｎｓ（１／１０２．４ＭＨｚ）である。

従ってこの直交性の誤差は、中心周波数２５．６ＭＨｚよりも１２．８ＭＨｚ高い３８．４ＭＨｚの周波数のサブキャリアに対しては、π／４ラジアンの位相遅れとなっており、反対に中心周波数より１２．８ＭＨｚ低い周波数のサブキャリアに対しては、π／４ラジアンの位相進みとなり、デジタル直交変調回路にはこのようにして生じた位相差を補正するための補償機能の搭載が必要となる。

ここで、その必要な補償量について述べる。
まず、その補償量を実数軸、虚数軸よりなる２次元平面で表現する。
図６は、αの位相角を有し、角速度＋ω_nで回転しており振幅がＡであるサブキャリアの状態を、虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。
すなわち、そのサブキャリア信号は、式（１）のように示される。
A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×A×sin(＋ω_nt ＋α) （１）

ここで、そのサブキャリアがＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）されている場合では、Ａは１．４１（２の平方根）で、αはπ/4、3π/4、5π/4、7π/4のいずれかの値をとる。

同様にして、角速度が−ω_nで回転しており振幅がＢで、βの位相角を有しているサブキャリア信号は式（２）ように表される。
B×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×B×sin(−ω_nt ＋β) （２）

ここで、実数部信号に対して虚数部信号の振幅と位相に誤差がある場合のサブキャリアについて述べる。すなわち、虚数部信号の振幅変化がλ倍であり、位相角のずれがγラジアンである場合である。
このときの角速度が＋ω_nであるサブキャリアを式（３）で、角速度が−ω_nであるサブキャリアを式（４）で示す。

A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×λ×A× sin(＋ω_nt ＋α−γ) （３）
B×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×λ×B× sin(−ω_nt ＋β＋γ) （４）
ここで、γは前述のサンプリング期間（約９．８ｎｓ）に基づいて生じる演算誤差であり、この誤差を補償する必要がある。

次に、これらのサブキャリア信号を指数関数で表し、更に述べる。
まず、式（１）を指数関数で表すと式（５）のようになる。
（ａ＋ｊｂ）×ｅ^jω^nt （５）
ここで ａ＝Ａ×cos α、ｂ＝Ａ×sin α である。

つぎに、式（３）の三角関数を展開し、指数関数で表すと図７に示す、式（６）のようになる。同様に式（４）を展開し同図に示す式（７）が得られる。
これらの式はそれぞれ項６１、６２、６３、６４、及び項７１、７２、７３、７４の４項づつで構成されている。

式（６）において、項６１と６３は角速度ωｔで回転するベクトルであり、そのベクトルを図８に示す。
同図において、ベクトル６１は、振幅（ベクトル長）はＡ／２であり、実数軸からの角度がαとして示されており、同様にしてベクトル６３は振幅がλ×Ａ／２で、実数軸からの角度はα−γとなっている。

図９に示す太線６２と６４は角速度−ωｔで回転するベクトルであり、その実数軸からの角度はベクトル６２は−αであり、ベクトル６４は−（α−γ）の角度の負のベクトルであり、第２象現のベクトルとされている。

また、前述の図１０のベクトル７２と図１１のベクトル７１で実数部信号を表し、また前述の図１１のベクトル７３と図１０のベクトル７４で虚数部信号を表している。
同様に、式（７）において、項７１と７３は角速度−ωｔで回転するベクトルであり、そのベクトルを図１１に示す。

また、式（７）における項７２と７４は角速度ωｔで回転するベクトルであり、そのベクトルを図１０に示す。
そして、前述の図８のベクトル６１と図９のベクトル６２で前述の式１の実数部信号を表し、また前述の図８のベクトル６３と図９のベクトル６４で虚数部信号を表している。

このようにして、デジタル直交変調器の実数部信号と虚数部信号の間で演算時間が同一でないことにより生じる変調信号の誤差を、式６における項６３、６４で、λが１以外の数、γが０以外の数をとるとして述べた。
デジタル直交変調器の動作タイミングに基づく変調信号の誤差を補償することは、デジタル直交変調器で生じるこのような誤差を打ち消す手段を設けることであり、つぎにその方法について述べる。

具体的には、項６３に対して、振幅が１／λ倍で位相がγ進んでいる信号を与えれば、デジタル直交変調器により振幅がλ倍され、位相がγ遅れるため、項６３に対してλとγが消去された信号が得られる。
そのような、λとγを補償するための信号を与えるのが、前述の図７に示す式（６）に対する式（８）であり、式(７)に対しては式（９）である。

それは、前述の式(３)、（４）による特性に対して、振幅λと位相角γの打ち消された特性の信号であり、前述の式（１）、（２）によりデジタル直交変調が与えられたような変調信号が得られることを意味し、デジタル直交変調器で実数部と虚数部が異なる時間で信号処理されることにより生じる誤差信号成分が等価的に打ち消されることになるからである。

図１２に、デジタル直交変調器より補償された角周波数ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す。
同図において、８１、８３、９２、９４のベクトルを合成して設定すべきベクトル１０１を求めているが、ベクトル８１と８３は、式（８）におけるｅ^jω^tを含む項であり、ベクトル９２と９４は式（９）においてｅ^jω^tを含む項であるように、ベクトル１０１は角速度＋ωｔで回転するベクトルを合成したものである。

すなわち、ベクトル１０１は、ベクトル８１とベクトル９２を合成したベクトルと、ベクトル８３とベクトル９４を合成したベクトルとの両者を合成してベクトル１０１を求めており、この求められたベクトル１０１が角速度ωｔで回転するサブキャリアに対して与えるべき信号点の補正位置である。

図１３に、デジタル直交変調器より補償された角周波数−ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す。
同図において、設定すべき信号点１０２は式（８）、（９）におけるｅ^-jω^tを含む項に対応するベクトル８２、８４、９１、９３を合成して求めたものであり、角周波数−ωｔで回転するサブキャリアに対して変調を行うための補正された信号点を与えるものである。

このようにして、角周波数がω_nであるサブキャリア
A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×A× sin(＋ω_nt ＋α)
及び角周波数が−ω_nであるサブキャリア
Ｂ×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×Ｂ× sin(−ω_nt ＋β)
を得るために、角周波数がω_nであるサブキャリアを
A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×(1/λ)×A× sin(＋ω_nt ＋α＋γ)
また、角周波数が−ω_nであるサブキャリアを
Ｂ×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×(1/λ)×Ｂ× sin(−ω_nt ＋β−γ)
のようにＱ信号の振幅と位相を補正された値とすればよいことになる。

次に、前述の式（８）、式（９）において、各周波数＋ω_nに関わるサブキャリア信号成分について選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信号を求めると次のようになる。
(A/2)× e^jα＋(B/2)× e^-jβ＋(1/λ)× (A/2)× e^j(α⁺γ⁾
−(1/λ)× (B/2)× e^-j(β^-γ⁾
＝(A/2)×(cosα＋jsinα)＋(B/2)×(cosβ−jsinβ)
＋(1/λ)× (A/2)×(cos(α＋γ)＋jsin(α＋γ))
−(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)−jsin(β−γ) )
＝(A/2)×cosα＋(B/2)×cosβ＋(1/λ)×(A/2)×cos(α＋γ)
−(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ) ・・・・式（１０）
＋j×((A/2)×sinα−(B/2)×sinβ＋(1/λ)× (A/2)×sin(α＋γ)
＋(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ) ) ・・・・式（１１）

同様にして式（８）、式（９）における、各周波数−ω_nに関わるサブキャリア信号成分について選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信号を求めると次のようになる。
(B/2)× e^jβ＋(A/2)× e^-jα＋(1/λ)× (B/2)× e^j(β^-γ⁾
−(1/λ)× (A/2)× e^-j(α⁺γ⁾
＝(B/2)×(cosβ＋jsinβ)＋(A/2)×(cosα−jsinα)
＋(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)＋jsin(β−γ))
−(1/λ)× (A/2)×(cos(α＋γ)−jsin(α＋γ) )
＝ (B/2)×cosβ＋(A/2)×cosα＋(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ)
−(1/λ)×(A/2)×cos(α＋γ) ・・・・（１２）
＋j×((B/2)×sinβ−(A/2)×sinα＋(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ)
＋(1/λ)×(A/2)×sin(α＋γ) ) ・・・・（１３）
となる。

ここで、
式（１０）が、＋ω_nサブキャリア成分の実数部に割当てる数値であり、
式（１１）が、＋ω_nサブキャリア成分の虚数部に割当てる数値であり、
式（１２）が、−ω_nサブキャリア成分の実数部に割当てる数値であり、
式（１３）が、−ω_nサブキャリア成分の虚数部に割当てる数値である。

このようにして、角周波数が＋ω_nと−ω_nであるサブキャリアの実数部成分と虚数部成分の信号レベルが求められた。
しかるに、前述の図３に示したデジタル直交変調器の誤差成分は、虚数部信号の演算時間に関するものであるので、振幅に関する誤差は生じていないこととなる。そこで、λ＝１とし、γが０以外の所定の値を持つこととなる。

そして、この例で示すデジタル直交変調器がＱＰＳＫであるときはＡとＢは等しい値を取るのでＡ＝Ｂとすると、式（１０）〜（１３）はそれぞれ式（１４）〜（１７）のようになる。

(A/2)×(cosα＋cosβ＋cos(α＋γ)−cos(β−γ)) ・・・・・・（１４）
＋j×(A/2)×(sinα−sinβ＋sin(α＋γ)＋sin(β−γ) ) ・・・・（１５）
(A/2)×(cosβ＋cosα＋cos(β−γ)−cos(α＋γ)) ・・・・・・（１６）
＋j×(A/2)×(sinβ−sinα＋sin(β−γ)＋sin(α＋γ) ) ・・・・（１７）

さらに、ＱＰＳＫ変調方式のときに与えられる変調角度はπ/4、3π/4、5π/4、7π/4の４つのうちのいずれかであり、角度α、βはこの４×４の組合わせで選ばれることとなる。

図１４に示す表は、このような正および負のサブキャリアの周波数が、それぞれがＱＰＳＫ方式で変調されるときに、それぞれのキャリアが４つの信号点を指定され、１６種類の場合分けができるが、その１６種類のそれぞれの場合について示したものである。

すなわち、同表において、それぞれの枠内の４つの数式は、上から式（１４）、（１５）、（１６）、（１７）に対応する値を示しており、またγはそれぞれのサブキャリアの周波数により異なった値がとられる。

なお、本実施例では説明を理解しやすくするため、ＱＰＳＫ変調に応用した例で述べたが、変調方式はこれに限らず、ＢＰＳＫ変調や、多値ＱＡＭ変調等にも応用できることは言うまでもない。

またこのような動作タイミングの差による特性差の補償は、マルチキャリアを対象とした技術に限定されるものでなく、中心キャリアに対して正である周波数と、負である周波数を設定して、それぞれのサブキャリア周波数について信号点配置を定めて情報を伝送する変調方式に対しても応用ができる。

また、本実施例は、振幅誤差がないときの例として、λ＝１と限定して前述の図１４に表を示したが、振幅誤差がある場合でも同様にしてその補正を行うための設定すべき信号点を求め、位相の補償と同時に振幅差の補償も行えるものである。

以上のように本実施例の装置によれば、例えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合においても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差により生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うため、誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理による安定した精度の高いデジタル直交分割多重信号を得ることができる。

さらに、前記デジタル変調及びデジタル直交変調により生成される同相信号と直交信号の位相差、振幅差、或いは前記デジタル変調及びデジタル直交変調による直交性差により生じる位置誤差についても補償することができる。

さらにまた、変調した信号の送信時に使用する中心キャリアに対して、正方向と負方向に同じ周波数間隔はなれて設定される２つのサブキャリア間の干渉により生じる位置誤差に関しても、前述の図１４に示した表により、相対するサブキャリアに与えられる変調信号に応じて設定されるマッピングテーブル値を用いてデジタル変調を行うことにより、両キャリアが干渉して生じる位置誤差を補償したデジタル直交変調信号を生成することができる。

なお、上記実施例におけるデジタル直交変調器はＩ信号に続いてＱ信号のデータを用いてデジタル変調を行う構成のもので説明したが、デジタル直交変調器の信号処理シーケンスはＱ信号の演算処理を最初に行い、次にＩ信号のデータを用いる演算処理する構成にしても同様の効果を奏する。

本発明の一態様によれば、例えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合においても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差により生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うことにより、誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理による安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を提供できる効果がある。

また、本発明の別態様によれば、特に、デジタル直交変調により生成される同相信号と直交信号の位相差、振幅差、或いは前記デジタル直交変調による直交性差により生じる位置誤差により生じる信号点配置の位置誤差を補償しているので、上記の効果に加え、実際のデジタル直交変調器の有する回路の動作誤差に伴って生じる信号点位置の誤差を補償して動作する安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を提供できる効果がある。

そして、本発明の別態様によれば、特にデジタル直交変調器が固有に有する回路動作の誤差を補償しているので、上記の効果に加え、デジタル直交変調器が有する演算処理動作に伴って生じる信号点位置の誤差を補償して動作する安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を提供できる効果がある。

そしてまた、本発明の別態様によれば、特に中心搬送波周波数に対して同じ周波数だけ正の方向、及び負の方向に配置される２つのサブキャリアに対しても位置誤差補償を行うので、上記の効果に加え、正及び負に同一周波数で配置される２つのサブキャリアが干渉して生じる信号点位置の誤差を補償して動作する安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を提供できる効果がある。

また、本発明の別態様によれば、特に例えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合においても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差により生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うので、誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理による安定した精度の高いデジタル直交変調信号を生成する伝送信号生成装置を構成できる効果がある。

１１ データマッピング回路
１２ マッピングテーブル
１３ ＩＦＦＴ演算回路
１５ デジタル直交変調回路
１６ 中間周波発振器
１７ ＤＡ変換器

Claims (5)

1. デジタル直交変調により生じる実数部の信号であるＩ信号と、デジタル直交変調により生じる虚数部の信号であるＱ信号との間の位相誤差により生じる時間誤差と、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号との振幅誤差とを補正するための補正データが予め格納されたマッピングテーブルと、
   デジタルデータを入力して所定のデジタル変調を行ってi信号とｑ信号とを生成すると共に、前記マッピングテーブルに格納された前記補正データに基づいて、前記i信号と前記ｑ信号との間の時間誤差および振幅誤差を補正したi信号とｑ信号とを出力するデータマッピング手段と、
   前記データマッピング手段から補正して出力された前記i信号とｑ信号とを高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してＩ信号とＱ信号とを出力するＩＦＦＴ演算手段と、
   前記ＩＦＦＴ演算手段から出力された前記Ｉ信号とＱ信号とを入力して、中間周波発振器が発振する周波数を中心とする新たな周波数帯域の信号にデジタル直交変調して、新たな周波数帯域の信号を出力するデジタル直交変調手段と、
   前記デジタル直交変調手段から出力された前記新たな周波数帯域の信号をＤＡ変換して出力するＤＡ変換手段と、
   を有する直交周波数多重分割装置。
2. 請求項１記載の直交周波数多重分割装置において、
   前記データマッピング手段は、
   デジタルデータを入力して所定のＱＰＳＫ変調を行ってi信号とｑ信号とを生成する、直交周波数多重分割装置。
3. 請求項１記載の直交周波数多重分割装置において、
   前記データマッピング手段は、
   デジタルデータを入力して所定の多値ＰＳＫ変調を行ってi信号とｑ信号とを生成する、直交周波数多重分割装置。
4. 請求項１記載の直交周波数多重分割装置において、
   前記データマッピング手段は、
   デジタルデータを入力して所定の多値ＱＡＭ変調を行ってi信号とｑ信号とを生成する、直交周波数多重分割装置。
5. デジタルデータを入力して所定のデジタル変調を行ってi信号とｑ信号とを生成すると共に、前記マッピングテーブルに格納された前記補正データに基づいて、デジタル直交変調により生じる実数部の信号であるＩ信号と、デジタル直交変調により生じる虚数部の信号であるＱ信号との間の位相誤差により生じる時間誤差と、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号との振幅誤差とを補正するための補正データが予め格納されたマッピングテーブルに格納された前記補正データに基づいて、前記i信号と前記ｑ信号との間の時間誤差および振幅誤差を補正したi信号とｑ信号とを出力するステップと、
   前記i信号とｑ信号とを高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してＩ信号とＱ信号とを出力するステップと、
   前記Ｉ信号とＱ信号とを入力して、中間周波発振器が発振する周波数を中心とする新たな周波数帯域の信号にデジタル直交変調して、新たな周波数帯域の信号を出力するステップと、
   前記新たな周波数帯域の信号をＤＡ変換するステップと、
   を有する直交周波数多重分割方法。

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