JP4925462B2 - 受信機 - Google Patents

Description

本発明は、受信信号を直交検波する受信機に係り、特に、直交検波された受信信号に生ずる位相偏差や振幅偏差を、この直交検波された受信信号をデジタル信号処理する際に、補正するようにした直接検波受信機に関する。

実信号であるＲＦ(Radio Frequency：無線周波）帯の広帯域直交変調信号を受信し、これをゼロＩＦ方式(ＲＦ帯の受信信号を直接ベースバンドの信号に直交復調（直交検波）する方式)や低ＩＦ方式(ＲＦ帯の受信信号を直接ベースバンド付近の信号に直交復調する方式)といった直接検波方式を用いて直接ベースバンド付近の信号に直交復調する受信機が知られている（例えば、特許文献１参照）。

図７は直交変調された同相信号Ｉと直交信号ＱのＲＦ受信信号をゼロＩＦ方式又は低ＩＦ方式（以後、ゼロＩＦ方式等という）で直交復調する受信機の一般的な構成を示すブロック図であって、１はＢＰＦ（帯域通過フィルタ）、２はＬＮＡ（低雑音増幅器）、３，４は周波数変換回路（ミキサ，乗算器）、５は局部発振器、６は９０゜移相器、７，８はＬＰＦ（低域通過フィルタ）、９，１０はＡＤ（アナログ・デジタル）変換回路、１１はベースバンド復調部である。

同図において、ＢＰＦ１では、所要の周波数帯域を通過帯域として、この所要の周波数帯域外において減衰量が設定されており、これにより、所要周波数帯域（ＲＦ帯）の同相信号Ｉと直交信号Ｑが直交変調されてなる受信信号が抽出される。この受信信号は、ＬＮＡ２で所要の増幅度で低雑音増幅処理がなされた後、周波数変換回路３，４に供給される。

周波数変換回路３では、このＲＦ帯の受信信号が局部発振器５の出力信号で周波数変換（乗算）処理され、この周波数変換回路３の出力信号がＬＰＦ７に供給されることにより、ＲＦ受信信号のキャリア周波数と局部発振器５の出力信号の周波数との和の周波数成分が減衰され、これら周波数の差の周波数成分である同相信号Ｉが得られる。ここで、局部発振器５の出力信号の周波数はＲＦ受信信号のキャリア周波数と等しくなる（低ＩＦ方式の場合は所定のオフセットを有する）ように設定されている。またＬＰＦ７は、０Ｈｚ付近において１キャリアの帯域幅相当の通過帯域幅を有しており、周波数変換回路３の出力信号から局部発振器５の出力信号の周波数の２倍の周波数成分等が減衰され、ベースバンドの同相信号ＩがＬＰＦ７から出力される。

また、局部発振器５の出力信号が９０゜移相器６で９０゜移相される。周波数変換回路４では、ＬＮＡ２からのＲＦ帯の受信信号がこの９０゜移相器６の出力信号で周波数変換（乗算）処理され、この周波数変換回路４の出力信号がＬＰＦ８に供給されることにより、ＲＦ受信信号のキャリア周波数と９０゜移相器６の出力信号の周波数との和の周波数成分が減衰され、これら周波数の差の周波数成分である直交信号Ｑが得られる。ここで、９０゜移相器６の出力信号の周波数もＲＦ受信信号のキャリア周波数と等しいので、ＬＰＦ８では、周波数変換回路４の出力信号から９０゜移相器６の出力信号の周波数の２倍の周波数成分等が減衰され、ベースバンドの直交信号ＱがＬＰＦ８から出力される。

このように、ＲＦ帯の受信信号が周波数変換回路３，４で、局部発振器５と９０゜移相器６との出力信号を用いた直接検波方式により、直交復調され、ＬＰＦ７，８から夫々ベースバンドの同相信号Ｉと直交信号Ｑとが得られる。

ＬＰＦ７，８から出力されるベースバンドの同相信号Ｉと直交信号Ｑはいずれもアナログ信号であり、これらは、ＡＤ変換回路９，１０でデジタル信号に変換された後、ベースバンド復調部１１に供給され、デジタル信号処理によって復調処理されて復調出力が得られる。

ところで、広帯域の受信信号を、上記のように、直接検波方式で復調する場合、復調信号に位相偏差や振幅偏差が生ずるという問題がある。

特に、直交周波数分割多重（OFDM）方式による受信信号（以下、ＯＦＤＭ信号という）の場合、直接検波方式を用いると、かかる問題が大きい。即ち、ＯＦＤＭ信号は、特定の離散フーリエ変換のウィンドウにおいて、互いに直交関係にある一定の周波数間隔に配置された多数のサブキャリアを、夫々対応する同相信号Ｉと直交信号Ｑに基づいてＲＦ変調した形態をなすものである。このため、かかるＯＦＤＭ信号の個々のサブキャリアは、周波数軸上で、中心のサブキャリア（ＤＣサブキャリア）を中心に、サブキャリアが左右対象に配列されたものとなっている。

即ち、かかるＲＦ信号において、ｎ番目の（但し、ｎ＝…，−２，−１，０、１，２，…）の周波数成分のサブキャリアの角周波数ω_nは、直流成分のサブキャリアの角周波数をω₀とし、隣接するサブキャリアの角周波数差をΔωとすると、
ω_n＝ω₀＋ｎ・Δω
但し、Δωはサブキャリア間隔に相当する各周波数である。

かかるＲＦ信号を上記のゼロＩＦ方式等を用いてベースバンド信号に検波すると、角周波数（ω₀＋ｎ・Δω）のサブキャリアの周波数成分は正の角周波数（ｎ・Δω）のサブキャリアの周波数成分に検波される、角周波数（ω₀−ｎ・Δω）のサブキャリアの周波数成分は負の角周波数（−ｎ・Δω）のサブキャリアの周波数成分に検波される。しかし、直交復調する際に同相信号Ｉと直交信号Ｑとの間の利得のばらつき（振幅偏差）や、同相信号Ｉと直交信号Ｑとの間の直行性の誤差（位相偏差）が存在すると、角周波数が反転した成分が生じる。その結果、正の角周波数（ｎ・Δω）のサブキャリアが負の角周波数（−ｎ・Δω）に漏れ、負の角周波数（−ｎ・Δω）のサブキャリアが正の角周波数（ｎ・Δω）に漏れて、これら周波数成分が互いに干渉することになる。

このような位相偏差や振幅偏差を補正する方法としては、大きく分けで、かかる偏差の検出やその補正を全てアナログ処理で行なう方法（１）と、かかる偏差をデジタル信号処理で検出し、アナログ回路を用いて補正を行なう方法（２）と、かかる偏差の検出やその補正を全てデジタル信号処理で行なう方法（３）とが考えられる。

全てアナログ処理で行なう方法（１）としては、図７において、ＡＤ変換回路７，８に入力される直前の同相信号Ｉ，直交信号Ｑについて、位相偏差と振幅偏差の検出と補正を行なうものである（例えば、特許文献２の図１を参照）。

また、偏差をデジタル信号処理で検出し、アナログ回路を用いて（即ち、アナログ信号処理による）補正を行なう方法（２）としては、図７において、ＡＤ変換回路７，８から出力される同相信号Ｉ，直交信号Ｑとを用いて位相偏差や振幅偏差を検出し、ＡＤ変換回路７，８に入力される直前の同相信号Ｉ，直交信号Ｑについて、フィードバック制御等を用いてこれら偏差の補正を行なうものである（例えば、特許文献１の図３を参照）。

さらに、偏差の検出やその補正を全てデジタル信号処理で行なう方法（３）としては、図７において、ＡＤ変換回路７，８から出力されるデジタルの同相信号Ｉ，直交信号Ｑとを用いて位相偏差や振幅偏差を検出し、その検出結果をもとに、ＡＤ変換回路７，８から出力されるデジタルの同相信号Ｉ，直交信号Ｑについて、これら偏差の補正を行なうものである（例えば、特許文献３参照）。

図８はその方法（３）の構成を概略的に示すブロック図であって、１２は位相及び振幅偏差補正処理部であり、図７に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

同図において、ＡＤ変換回路７，８から出力されるデジタルの同相信号Ｉと直交信号Ｑとは位相及び振幅偏差補正処理部１２に供給される。この位相及び振幅偏差補正処理部１２では、供給された同相信号Ｉと直交信号Ｑとから位相偏差と振幅偏差とが検出され、この検出結果に基づいて、これら供給された同相信号Ｉと直交信号Ｑの位相偏差と振幅偏差との補正処理が行なわれる。かかる補正処理がなされた同相信号Ｉと直交信号Ｑとはベースバンド復調部１１に供給され、デジタル信号処理によって復調処理される。
特開平９ー２４７２２８号公報 特開２００５ー２１７９３４号公報 特開２０００ー２１６８３９号公報 特開２００４ー２７８７５０号公報

従来の、全てアナログ処理で行なう方法（１）は、位相偏差と振幅偏差の検出と補正を行なう対象がアナログ信号であるため、検出のための回路、特に、位相偏差を正確に検出するデバイスが実用的な範囲で存在しないということや、位相偏差を正確に検出することができるものと仮定しても、補正手段については、アナログ回路の処理では、正確に補正できるような手段を実用的に入手するのは非常に困難である。また、アナログ回路の部品などの誤差により、検出や補正を正確に行なうことができないし、部品の誤差により、調整誤差に限界があるという問題もある。

偏差をデジタル信号処理で検出し、アナログ回路を用いて補正を行なう方法（２）は、位相偏差や振幅偏差の検出は精度良く行なうことができるが、アナログ信号処理による偏差の補正は、上述の方法（１）と同様、精度良く行なうことは困難である。

図８に示す偏差の検出やその補正を全てデジタル信号処理で行なう方法（３）は、部品の誤差などの影響がなく、位相偏差や振幅偏差が検出できるものであれば、上記３つの方法のうちでもっとも有効な方法である。

しかしながら、受信されてＡＤ変換回路７，８から得られる同相信号Ｉ，直交信号Ｑは、一般に、既知の信号ではなく、このような既知でない同相信号Ｉ，直交信号Ｑから位相偏差や振幅偏差を精度良く検出することは困難である。一方でサブキャリアの変調方式に６４ＱＡＭなどの多値変調を用いる場合、例として位相偏差、振幅偏差がそれそれ0.1度以下、0.1dB以下であることが望まれる。

本発明は、かかる問題を解消し、直接検波方式によって直交検波された受信信号の位相偏差及び振幅偏差を通常の受信を行いながらデジタル信号処理によって精度良く検出し、更にこの受信信号の位相偏差及び振幅偏差の精度良く補正することができるようにした位相及び振幅偏差補正回路を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、同相信号と直交信号とが直交変調されてなる受信信号を直接検波方式で直交検波する周波数変換手段と、該周波数変換手段の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、該ＡＤ変換手段から出力されるデジタルの該同相信号と直交信号とをデジタル信号処理して復調する復調手段とを備えた受信機の位相及び振幅偏差補正処理方式であって、パイロットレプリカ信号を生成する位相及び振幅偏差補正処理処理手段と、該パイロットレプリカ信号を、該周波数変換手段の局部発振器や９０゜移相器の出力信号を用いて、直交変調する直交変調手段と、該直交変調手段の出力信号を該受信信号と合成して該周波数変換手段に供給する合成手段とを設けて、直交変調された該パイロットレプリカ信号を、該受信信号とともに、該周波数変換手段で直交検波し、ＡＤ変換して該位相及び振幅偏差補正処理処理手段に供給し、該位相及び振幅偏差補正処理手段は、生成する該パイロットレプリカ信号と該周波数変換手段で周波数変換されてＡＤ変換された該パイロットレプリカ信号との演算処理により、周波数変換されてＡＤ変換された該受信信号の同相信号と直交信号とでの該周波数変換手段などのアナログ手段で生じた位相及び振幅偏差を補正するための補正値を求め、該補正値を用いて周波数変換されてＡＤ変換された該受信信号の同相信号と直交信号とをデジタル信号処理し、該同相信号と該直交信号とでの位相及び振幅偏差を補正して、該復調手段に供給することを特徴とするものである。

また、本発明の他の実現手段として、所定の時間毎に所定の時間長のパイロット信号を含む同相信号と直交信号とが直交変調されてなる受信信号を直接検波方式で直交検波する周波数変換手段と、該周波数変換手段の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、該ＡＤ変換手段から出力されるデジタルの該同相信号と直交信号とを、チャンネル推定処理手段で該パイロット信号を用いてチャンネル推定処理を行なった後、デジタル信号処理して復調する復調手段とを備えた受信機の位相及び振幅偏差補正処理方式であって、該ＡＤ変換手段から出力されるデジタルの該同相信号と直交信号と、該チャンネル推定処理に用いられる該受信信号に含まれる該パイロット信号とが供給される位相及び振幅偏差補正処理処理手段が設けられ、該振幅偏差補正処理処理手段は、該周波数変換手段で直交検波された該受信信号に含まれる該パイロット信号と同じ角周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成手段を備え、生成された該パイロット信号と該チャンネル推定処理手段からの該パイロット信号との演算処理により、周波数変換されてＡＤ変換された該受信信号の同相信号と直交信号とでの該周波数変換手段などのアナログ手段で生じた位相及び振幅偏差を補正するための補正値を求め、該補正値を用いて周波数変換されてＡＤ変換された該受信信号の同相信号と直交信号とをデジタル信号処理し、該同相信号と該直交信号とでの位相及び振幅偏差を補正し、位相及び振幅偏差が補正された該同相信号と該直交信号に対し、該チャンネル推定処理手段でチャンネル推定処理を行なうことを特徴とするものである。

また、本発明は、請求項１又は２に記載の直接検波受信機において、前記受信信号は直交周波数分割多重方式の信号であって、前記直交検波されてＡＤ変換された該受信信号を、シンボル単位で時間領域から周波数領域に変換するＦＦＴ処理手段と、前記ＦＦＴ処理手段の出力から伝搬路推定処理用のパイロット信号を検出して位相及び振幅の両者又は一方の偏差を算出し、積分を含むフィードバック制御ループを介して補正を施してから前記復調手段に出力する位相又は振幅補正手段と、を備え、位相又は振幅補正手段は、サブキャリアの周波数に応じて異なる補正を施すことを特徴とする直接検波受信機。

本発明によると、受信信号を直交検波する際の周波数変換手段などのアナログ回路によって生ずる位相及び振幅偏差をデジタル信号処理によって検出し、補正することができるので、その検出にアナログ回路の影響がなく、精度の高い検出が可能となるし、従って、高い精度で補正することが可能となる。

本発明は、基本的には、図８で示すように、位相偏差及び振幅偏差の検出やその補正を全てデジタル信号処理で行なう方法（３）を用いるものであるが、送信側で予め含ませるかもしくは受信側で注入したパイロット信号を用いて、これら偏差を高精度で検出できるようにしたものである。

まず、本発明の位相及び振幅偏差補正処理部１２での位相偏差や振幅偏差の検出及び補正の原理について、図８を参照して説明する。

いま、周波数変換回路３，４に供給されるＲＦ帯の受信信号Ｒ_RFを、任意の１つの角周波数ω_cに注目してｘ(ｔ)＝cos(ω_cｔ＋θ)とし、局部発振器５の出力信号を、角周波数ω_c’の単一周波数信号であるcos(ω_c'ｔ)とし、９０゜移相器６の位相角を９０゜＋Δφとし、周波数変換回路３，４及びそれ以降で生じる同相信号Ｉ，直交信号Ｑ間の振幅偏差をｇとする。ただしθは任意位相である。また、受信信号ｘ(ｔ)の同相信号Ｉと直交信号Ｑの夫々の平均値は、送信側において１に正規化されているものと仮定する。

このとき、周波数変換回路３，４からそれぞれ得られる同相信号Ｉ、直交信号Ｑは、次の式の実部、虚部として表わされる。
cos(ω_cｔ＋θ)・［cos(ω_c'ｔ）−ｊｇsin(ω_c'ｔ＋Δφ)］
上式を整理し、ＬＰＦ７，８で除かれる角周波数（ω_c'＋ω_c）の信号を無視すれば、ＬＰＦ７，８からそれぞれ得られるベースバンド信号Ｒ_BBの同相信号Ｉ_O、直交信号Ｑ_Oは、次の式で表わされる。
Ｒ_BB＝(1/2)cos{（ω_c'−ω_c）ｔ＋θ}
−ｊ(1/2)ｇ〔sin{（ω_c'−ω_c）ｔ＋Δφ−θ｝］……（１）

上記式（１）において、直流に変換される受信信号（ゼロＩＦ方式を例とするが、低ＩＦ方式でも同様に実現できる）に注目してω_c'＝ω_cとすると、上記式（１）は次の式（２）になる。
Ｒ_BB＝(1/2)cosθ−ｊ(1/2)ｇsin{Δφ−θ｝ ……（２）
＝(1/4)・（ｅ^jθ＋ｅ^-jθ）−(1/4)・ｇ｛ｅ^j(Δφ-θ)−ｅ^-j(Δφ-θ)｝
＝(1/4)・ｅ^jθ｛１＋ｇｅ^-jΔφ｝＋(1/4)・ｅ^-jθ｛１−ｇｅ^jΔφ｝ ……（３）
＝(1/4)・ｅ^jθ［１＋ｇ｛cos(Δφ）−ｊsin(Δφ）］
＋(1/4)・ｅ^-jθ［１−ｇ｛cos(Δφ）＋ｊsin(Δφ）］ ……（４）
＝Ａｅ^jθ＋Ｂｅ^-jθ ……（５）
ただし、
Ａ＝Ａ_r＋ｊＡ_i
＝(1/4)・［１＋ｇ｛cos(Δφ）−ｊsin(Δφ）｝］，
Ｂ＝Ｂ_r＋ｊＢ_i
＝(1/4)・［１−ｇ｛cos(Δφ）＋ｊsin(Δφ）｝］ ……（６）
と定義する。Ａｅ^jθが注目信号ｘ(ｔ)の本来の成分（希望波成分）、Ｂｅ^-jθが位相／振幅偏差に由来する不要成分（イメージ）を意味している。

上記式（５）をcosθとsinθで整理すると、
Ｒ_BB＝（Ａ_r＋ｊＡ_i）ｅ^jθ＋（Ｂ_r＋ｊＢ_i）ｅ^-jθ
＝Ａ_r（cosθ＋ｊsinθ）＋ｊＡ_i（cosθ＋ｊsinθ）＋Ｂ_r（cosθ−ｊsinθ）＋ｊＢ_i（cosθ−ｊsinθ）
＝（Ａ_r＋Ｂ_r）cosθ＋（−Ａ_i＋Ｂ_i）sinθ＋ｊ（Ａ_i＋Ｂ_i）cosθ＋ｊ（Ａ_r−Ｂ_r）sinθ ……（７）
となる。ここで、
（Ａ_r＋Ｂ_r）＝Ｕ₁₁， （−Ａ_i＋Ｂ_i）＝Ｕ₁₂
， （Ａ_i＋Ｂ_i）＝Ｕ₂₁， （Ａ_r−Ｂ_r）＝Ｕ₂₂ ……（８）
とすると、上記式（５）は、
Ｒ_BB＝Ｕ₁₁cosθ＋Ｕ₁₂sinθ＋ｊＵ₂₁cosθ＋ｊＵ₂₂sinθ ……（９）となる。

この式（９）の実部と虚部が、位相偏差が(Δφ）及び振幅偏差がｇであるときの周波数変換回路３からの同相信号（Ｉ_o＝Ｕ₁₁cosθ＋Ｕ₁₂sinθ）と、周波数変換回路４からの直交信号（Ｑ_o＝Ｕ₂₁cosθ＋Ｕ₂₂sinθ）ということになる。

位相偏差Δφ及び振幅偏差ｇがなければ、注目信号ｘ(ｔ)＝cos(ω_cｔ＋θ)を直交復調したときの真の同相信号Ｉ_i、直交信号Ｑ_iはそれぞれcosθ、sinθになるはずであるから、上記式（９）はcosθ→Ｉ_i、sinθ→Ｑ_iとして行列で表現すれば、
となる。ここで、
Ｕ₁₁＝Ａ_r＋Ｂ_r
＝(1/4){１＋ｇcos(Δφ)}＋(1/4){１−ｇcos(Δφ)}＝1/2，
Ｕ₁₂＝（−Ａ_i＋Ｂ_i）
＝−(1/4){−sin(Δφ)}＋(1/4)sin(Δφ)＝ｊ(1/2)・sin(Δφ），
Ｕ₂₁＝（Ａ_i＋Ｂ_i）
＝(1/4){−sin(Δφ)}＋(1/4)sin(Δφ)＝０
， Ｕ₂₂＝Ａ_r−Ｂ_r
＝(1/4){１＋ｇcos(Δφ)}−(1/4){１−ｇcos(Δφ)}＝(1/2)ｇcos(Δφ)である。

位相偏差もなく（Δφ＝０）、振幅偏差もない（ｇ＝１）場合には、^t［Ｉ_o Ｑ_o］と^t［Ｉ_i Ｑ_i］は単位行列で結ばれるべきなので、大きさをそろえるために式（１０）で２を掛けている。
位相偏差や振幅偏差がある場合、周波数変換回路３、４から出力されるＩ_o、Ｑ_oに下記の式（１１）のような逆行列の演算を行うことで、それら偏差の補正が為される。

但し、det＝Ｕ₁₁・Ｕ₂₂−Ｕ₁₂・Ｕ₂₁
＝（Ａ_r＋Ｂ_r)(Ａ_r−Ｂ_r）−（−Ａ_i＋Ｂ_i)(Ａ_i＋Ｂ_i）
＝（Ａ_r ²＋Ａ_i ²）−（Ｂ_r ²＋Ｂ_i ²）
＝│Ａ│²−│Ｂ│²
である。なお、実際の無線受信機では、フェージング等で変動する信号の大きさに追従する仕組みがあり、それに比べてdetの影響は無視できるほど小さいので、detの除算を実装する必要は無く、以下detは１と見なす。

次に、ＲＦ帯の受信信号Ｒ_RFに、任意の角周波数ω_p＋ω_cのパイロット信号が重畳している場合を考える。ここでは仮にω_pを当該OFDM帯域内のサブキャリアの１つに割当てられた角周波数とし、センタ周波数に対して対称の位置にある−ω_pのサブキャリアは未使用であるとする。
上記式（５）のθは任意であったので、θをω_pｔ＋ψと置換すれば、ＬＰＦ７，８から得られる（位相及び振幅偏差を受けた）ベースバンドの受信パイロット信号Ｐ_BBは、次の式で表わされる。
Ｐ_BB＝Ａ・exp［j(ω_pｔ＋ψ)］＋Ｂ・exp［−j(ω_pｔ＋ψ)］
より一般的には、パイロット信号が変調信号Ｍで直交変調されているとすると、
Ｐ_BB＝Ｍ・Ａ・exp［j(ω_pｔ＋ψ)］＋Ｍ^*・Ｂ・exp［−j(ω_pｔ＋ψ)］ ……（１３）
と表わされる。なおスター（＊）は複素共役を意味し、またＭは簡単のため大きさが１に正規化されているものとする。
また、受信パイロット信号Ｐ_BBの実部及び虚部を以下のように定義する。
Ｐ_BB＝Ｓ_r＋ｊＳ_i ……（１４）

ここで、以下の式のようなパイロットレプリカ信号Ｐ_rep ⁺、Ｐ_rep ^-が用意できると想定する。
Ｐ_rep ⁺＝Ｍ・exp［ｊω_Pｔ］＝Ｐ_r＋ｊＰ_i
Ｐ_rep ^-＝Ｍ^*・exp［−ｊω_Pｔ］＝Ｐ_r−ｊＰ_i ……（１５）
つまり、角周波数はパイロット信号のそれと実質的に等しいω_Pで、位相には一定とみなせる任意位相差ψがある。

このとき、パイロット信号Ｐ_BBと両パイロットレプリカ信号Ｐ_rep ⁺、Ｐ_rep ^-夫々との、１OFDMシンボル時間単位の相関は以下のようになる。
〈Ｐ_BB・Ｐ_rep ^-〉
＝〈｛Ｍ・Ａ・exp［j(ω_pｔ＋ψ)］＋Ｍ^*・Ｂ・exp［−j(ω_pｔ＋ψ)］｝・Ｍ^*・exp［−ｊω_Pｔ］〉
＝〈Ａ・exp（ｊψ）〉＋〈Ｍ^{* 2}・Ｂ・exp［−ｊ(２ω_Pｔ＋ψ)］〉
＝Ａ_rcosψ−Ａ_isinψ＋ｊ（Ａ_rsinψ＋Ａ_icosψ） ……（１６）
〈Ｐ_BB・Ｐ_rep ⁺〉
＝〈｛Ｍ・Ａ・exp［j(ω_pｔ＋ψ)］＋Ｍ^*・Ｂ・exp［−j(ω_pｔ＋ψ)］｝・Ｍ・exp［ｊω_Pｔ］〉
＝〈Ｍ²・Ａ・exp[ｊ(２ω_pｔ＋ψ)]〉＋〈Ｂ・exp（−ｊψ）〉
＝Ｂ_rcosψ＋Ｂ_isinψ＋ｊ（−Ｂ_rsinψ＋Ｂ_icosψ） ……（１７）

上記の相関〈Ｐ_BB・Ｐ_rep ^-〉及び〈Ｐ_BB・Ｐ_rep ⁺〉を、夫々Ａ~及びＢ~と定義する。
一方、上記式（１４）、（１５）によれば、Ａ~、Ｂ~は以下のようにも表せる。
Ａ~＝〈Ｐ_BB・Ｐ_rep ^-〉
＝〈（Ｓ_r＋ｊＳ_i）・（Ｐ_r−ｊＰ_i）〉
＝〈（Ｓ_r・Ｐ_r＋Ｓ_i・Ｐ_i）＋ｊ（Ｓ_i・Ｐ_r−Ｓ_r・Ｐ_i）〉 ……（１８）
Ｂ~＝〈Ｐ_BB・Ｐ_rep ⁺〉
＝〈（Ｓ_r＋ｊＳ_i）・（Ｐ_r＋ｊＰ_i）〉
＝〈（Ｓ_r・Ｐ_r−Ｓ_i・Ｐ_i）＋ｊ（Ｓ_i・Ｐ_r＋Ｓ_r・Ｐ_i）〉 ……（１９）

上記式（１６）と式（１７）の和、差の実部、虚部を要素とする行列について計算すると、下記の式が得られる。
つまり、位相及び振幅偏差を補正する行列Ｆと、任意位相ψに応じた座標回転の変換行列Ｃとの積が得られる。

上述した原理を踏まえて、本発明の実施例１に係る受信機を説明する。本例の受信機は、位相及び振幅偏差補正処理部１２を除けば図８に示したものとほぼ同じである。本例の受信機は、その動作において、受信信号に既知の、あるいは復調により再生可能なパイロット信号が含まれていることを前提とする。

本実施例１の位相及び振幅偏差補正処理部１２は、上記式（１）に示すＡＤ変換回路９，１０からのベースバンドの受信信号Ｒ_BBの同相信号Ｉ_o，直交信号Ｑ_oに、上記式（１１）に示す補正処理を施すことにより、これら同相信号Ｉ_o，直交信号Ｑ_oの位相偏差や振幅偏差を補正するものである。その補正処理に必要な行列Ｆは、パイロット信号について上記式（２０）を計算して決定する。

図２は、本例の位相及び振幅偏差補正処理部１２のブロック図であって、パイロット信号復調処理部１７と、ＬＰＦ１８，１９と、乗算回路２０〜２３と、加算回路２４，２５とを有する。
パイロット信号復調処理部１７は、パイロットレプリカ信号生成部（後述する）を内蔵し、ＡＤ変換回路９，１０から受信パイロット信号Ｐ_BBを含んだ受信信号Ｒ_BBの入力を受けると、式（１５）のようなパイロットレプリカ信号Ｐ_repを生成し、１OFDMシンボル周期で式（２０）の計算をして行列Ｆを出力する。すなわち、受信信号Ｒ_BBの実部Ｉ_o，虚部Ｑ_oと、パイロットレプリカ信号Ｐ_repの実部Ｐ_r，虚部Ｐ_iとを用いて、補正値Ｆ₁₁，Ｆ₁₂，Ｆ₂₁，Ｆ₂₂を生成する。

ＬＰＦ１８，１９は、原理上本発明に必要ないが、一例として例示するものであり、フィルタとしての機能以外に、デシメーションや遅延線としての機能も持ちうる。本例の説明では、ＡＤ変換回路９，１０の出力と、ＬＰＦ１８、１９の出力は、特に区別せずに同相信号Ｉ_o，直交信号Ｑ_oと呼ぶ。

乗算器２０は、補正値Ｆ₁₁と、ＬＰＦ１８から供給される同相信号Ｉ₀とを乗算して出力する。
乗算器２１は、補正値Ｆ₁₂と、ＬＰＦ１９から供給される直交信号Ｑ₀とを乗算して出力する。
乗算器２２は、補正値Ｆ₂₁と、ＬＰＦ１８から供給される同相信号Ｉ₀とを乗算して出力する。
乗算器２３は、補正値Ｆ₂₂と、ＬＰＦ１９から供給される直交信号Ｑ₀とを乗算して出力する。
乗算器２０〜２３は、ＬＰＦ１８や１９から信号が供給される度に（すなわちサンプルレートで）動作する。

加算器２４は、乗算器２０，２１の出力信号を加算し、補正された同相信号Ｉ_cとして出力する。
加算器２５は、乗算器２２，２３の出力信号を加算し、補正された直交信号Ｑ_cとして出力する。

これら乗算器２０〜２３及び加算器２４、２５による処理は、上記式（１１）に対応している。なお、補正により得られた信号は、真の同相信号Ｉ_iなどと区別するためにＩ_cなどと表記したが、補正値が適切であれば両者は実質等しくなる。

次に、パイロット信号復調処理部１７による上記補正値（Ｆ₁₁，Ｆ₁₂，Ｆ₂₁，Ｆ₂₂）の算出について説明する。これは、復調により得られたパイロット信号Ｐ_BBと、パイロットレプリカ信号Ｐ_repとの計算（式２０）により簡単に求めることができる。

図３は図２のパイロット信号復調処理部１７の内部ブロック図であって、２６はパイロットレプリカ信号生成部、２７は実部抽出部、２８は虚部抽出部、２９〜３２は乗算回路、３３，３４は符号反転回路、３５〜３８はＬＰＦである。

パイロットレプリカ信号生成部２６は、ＣＰ検出回路２７と、変調パターン発生部２８とを備え、パイロットレプリカ信号Ｐ_rep（＝Ｐ_r＋ｊＰ_i）を生成する。
ＣＰ(Cyclic Prefix)検出回路２７は、ＡＤ変換回路９，１０からベースバンドの受信信号Ｒ_BBの入力を受け、OFDMシンボル長の自己相関のピークを検出し、シンボルタイミングを出力する。
変調パターン発生部２８は、既知のパイロット信号が載せられるサブキャリア（その周波数は中心周波数からの差分）を、そのパイロット信号の変調パターンＭで変調した複素信号（すなわち変調されたサブキャリアのベースバンド信号）のサンプルを、変調パターンの周期に相当する複数OFDMシンボル分、テーブルとして保持しており、ＣＰ検出回路２７から与えられたシンボルタイミングに同期して、そのテーブルを読み出してパイロットレプリカ信号Ｐ_repとして出力する。

実際のところ、０でないΨの変換行列Ｃと行列Ｆとの積を、行列Ｆとみなして扱ったとしても、補正された信号Ｉ_c、Ｑ_cに生じる角度Ψの位相回転は、パイロットレプリカの位相を基準として位相回転が補償されることを意味し、全く問題にならない。

乗算器２９は、パイロットレプリカ信号の実部Ｐ_rと、ＡＤ変換回路９から供給された同相信号Ｉ_oとを乗算して出力する。
乗算器３０は、パイロットレプリカ信号の実部Ｐ_rと、ＡＤ変換回路１０から供給された同相信号Ｑ_oとを乗算して出力する。
乗算器３１は、パイロットレプリカ信号の実部Ｐ_iと、ＡＤ変換回路９から供給された同相信号Ｉ_oとを乗算して出力する。
乗算器３２は、パイロットレプリカ信号の実部Ｐ_iと、ＡＤ変換回路１０から供給された同相信号Ｑ_oとを乗算して出力する。

符号反転回路３３は、乗算器３０の出力信号を、正負の符号を反転して出力する。
符号反転回路３４は、乗算器３１の出力信号を、正負の符号を反転して出力する。
ＬＰＦ３５は、乗算器３２から供給された信号を１OFDMシンボル分、単純加算平均して、必要に応じて更にそれを数OFDMシンボル分、平均化（低域ろ波）して、補正値Ｆ₁₁として出力する。
ＬＰＦ３６、３７、３８はそれぞれ、符号反転回路３３、符号反転回路３４、乗算器２９から供給された信号をＬＰＦ３５と同様に処理して、補正値Ｆ₁₂、Ｆ₂₁、Ｆ₂₂として出力する。

乗算器３２等が出力する信号は、注目している受信パイロット信号Ｐ_BB以外に、Ｒ_BBとパイロットレプリカ信号Ｐ_repとが複素乗算された成分を含んでいる。しかし、OFDMシンボル単位で扱う限り、Ｒ_BBが有する他のサブキャリアは、パイロット信号のサブキャリアと直交しているので、それらの平均値は０となる。つまり式（１６）、（１７）は、Ｐ_BBに対してだけでなく、Ｐ_BBを含んだＲ_BBに対しても成り立つ。

なお、パイロットレプリカ信号生成部２６において、変調パターンＭとして一定値を用いても良く、パイロット信号が載せられるサブキャリアとして、周波数が０のＤＣサブキャリアを用いても良い。またパイロットレプリカ信号生成部２６は上述したものに限らず、例えばパイロット信号に対応するサブキャリアを（ＦＦＴせずに）単体で直交復調してシンボル判定したものをパイロットレプリカ信号として用いても良い。パイロット信号が断続的にサブキャリアに載せられるような場合には、パイロットがないときはパイロットレプリカ信号復調処理部１７の動作を休止し、同じ補償値Ｆを使い続けるようにしても良い。

これまでの説明では、位相偏差Δφや振幅偏差ｇを周波数に依存しないものとして扱ったが、受信信号Ｒ_BBの帯域（OFDM信号の帯域）が広いときなどは、それらの周波数依存性を無視できないかもしれない。その場合、パイロット信号が載せられるサブキャリアを、帯域内で満遍なく複数配置し、それらのパイロット信号を用いて検出した補正値を平均化して用いるようにしてもよい。

以上のように、本実施例１では、パイロットレプリカ信号を用いることにより、受信信号を周波数変換回路３，４で直接検波方式により直交検波する際にこれら周波数変換回路３，４や９０゜移相器６などのアナログ回路で発生する位相偏差や振幅偏差をデジタル信号処理によって検出することができ、また、デジタル信号処理によってこれら位相偏差や振幅偏差の補正を行なうことができ、高い精度で位相偏差や振幅偏差の検出や補正が可能となる。

図１は、本発明の実施例２に係る受信機の構成図である。本例の受信機は、パイロット信号をアナログのＲＦ信号として周波数変換回路の前段に注入する構成を備えた点などで、先の実施例１の受信機と異なる。本例の受信機は、受信信号にパイロット信号が含まれていることを前提としない。

本実施例２の位相及び振幅偏差補正処理部４１は、本実施例１の位相及び振幅偏差補正処理部１２と実質的に同じであるが、生成したパイロットレプリカ信号Ｐ_repをアナログベースバンド信号として外部に出力する機能を有する。
ただし、このパイロットレプリカ信号Ｐ_repは、その角周波数ω_prepとして、例えばデータ伝送用のサブキャリアに使用されていない値を有し、一例としてＤＣサブキャリア付近のサブキャリアの各周波数を有する。また、パイロットレプリカ信号Ｐは本来、解析信号として
Ｐ_rep＝Ｐ_r＋ｊＰ_i
と表わす必要があるので、実部（同相成分）のＰ_rと、虚部（直交成分）のＰ_iとにそれぞれ相当する２つの実信号からなる。パイロットレプリカ信号Ｐは後述するようにデジタル信号処理により生成され、同構成のＤＡ変換器（図示しない）により出力されるので、Ｐ_rとＰ_i自体は十分な精度で直交しているとみなせる。

パイロットレプリカ信号Ｐ_repの実部Ｐ_rは乗算器１６で局部発振器５の出力信号と乗算され、パイロットレプリカ信号Ｐ_repの実部Ｐ_iは乗算器１５で９０゜移相器６の出力信号と乗算され、これら乗算器１６，１５の出力信号が合成回路１４で合成されて、パイロットレプリカ信号Ｐ_repの実部Ｐ_rと虚部Ｐ_iとをＲＦ帯に直交変調した信号（以下、ＲＦ帯パイロットレプリカ信号）Ｐ_RFが得られる。つまり、局部発振器５、９０゜移相器６、乗算器１５、１６、合成回路１４により直交変調器が構成されている。
合成回路１４の出力に含まれるイメージ成分（ＲＦパイロット信号の各周波数ω_c＋ω_pに対し、ω_c−ω_pの周波数成分）は、位相及び振幅偏差の検出誤差の原因となるので十分抑圧されなければならないが、２次歪等はその影響が限定的であるので悪くても良い。

かかるＲＦ帯パイロットレプリカ信号Ｐ_RFは合成回路１３でＬＮＡ２からのＲＦ帯の受信信号Ｒ_RFと合成され、周波数変換回路３，４にパイロット信号として供給される。このパイロット信号Ｐ_RFは、実施例１同様、常時供給する必要はないので、供給を絶つためのスイッチ手段が適宜設けられる。

周波数変換回路３、４では、ＲＦ帯の受信信号Ｒ_RFとＲＦ帯パイロット信号Ｐ_RFとの合成信号が、局部発振器５の出力信号によって従来と同様に直接検波方式で検波され、その検波出力をＬＰＦ７、８に通すことにより、ベースバンドの合成信号の同相信号Ｉと直交信号Ｑが夫々得られる。これら合成信号は夫々、ＡＤ変換回路９，１０でデジタル信号に変換されて移相及び振幅偏差補正処理部４１に供給される。

ここで、ＬＰＦ７，８から出力されるベースバンドのパイロットレプリカ信号Ｐ_BBの実部Ｓ_rと虚部Ｓ_iには、ベースバンドの受信信号Ｒ_BBの同相信号Ｉ，直交信号Ｑと同様に、周波数変換回路３，４や９０゜移相器６、ＬＰＦ７，８、図示しない増幅器などのアナログ回路による位相偏差や振幅偏差が混入されている。位相及び振幅偏差補正処理部４１では、ベースバンドのパイロットレプリカ信号Ｐ_BBの実部Ｓ_rと虚部Ｓ_iとからかかる位相偏差や振幅偏差が検出され、その検出結果に基づいて、供給されるベースバンドの受信信号Ｒ_BBの同相信号Ｉ，直交信号Ｑでの位相偏差及び振幅偏差を補正する。

ところで当初、本発明の原理の説明において、−ω_pのサブキャリアは未使用であることを仮定したが、このサブキャリアが使用されている場合について検討する。
単純に考えれば、角周波数−ω_prepのサブキャリアの変調パターンと、パイロットの変調パターンとの相関が０とみなせる程度の時間、補正値Ｆ₁₁等を平均化すればよい。つまり十分な時間だけ平均化すれば、パイロット信号は、受信信号Ｒ_BBの帯域内外を問わず、自由に設定できる。
次に、ω_pと−ω_pの両サブキャリアをパイロット信号用に用いることができ、さらに両サブキャリアの変調パターンも同じ（振幅も同じ）Ｍを用い、位相Ψも同じである場合を考える。
式（１３）から式（２０）は、ω_pを任意とし、また線形なので重畳定理が成り立つ。式（１３）のω_pを−ω_pに置き換えて得られる式をＰ_BB ^-とすると、式（１６）、式（１７）は、Ｐ_BB ^-に対しては、sinΨの符号を反転したものになり、当初の式（１６）、式（１７）と足し合わせると、cosΨの項のみ残る。その結果、式（２０）における行列の積ＣＦはcosΨ・Ｆとなり、片側のサブキャリアの時と同様の計算で補正値Ｆ₁₁等が求められることになる。つまり、パイロットレプリカ信号をアップコンバートして周波数変換回路３、４の前段に注入する構成として、図１に示したような直交変調器を用いる必要はなく、ω_pと−ω_pの２トーンを生じる通常のミキサーでもよい。ただし両パイロットの振幅や位相は正確に一致している必要があるので、実施例１のように伝搬路の周波数特性を受けた受信信号Ｒ_RF中のパイロットは使用できず、本例のように受信後に注入する場合においてもミキサの周波数特性の影響を避けるためω_pと−ω_pの差はなるべく小さくしたほうが良い。
なおcosΨによる利得の変動は、行列Ｕの行列式と同様、無線受信機の通常のＡＧＣにより吸収できる。しかしcosΨがほぼ０になってしまうと感度が落ちるので、１ないし数ＯＦＤＭシンボル毎にＰ_rとＰ_iを交互にミキサに入力して、、パイロットレプリカ信号の位相を０度と９０度交互に発生させたり、あるいは補正値Ｆ₁₁が０．５より小さくなったときにＰ_rとＰ_iを入れ替えたりしても良い。

このように、本実施例２の受信機は、受信信号Ｒ_RFとは無関係にパイロット信号を自由に選定でき、どのようなＲ_RFに対してもあるいはＲ_RFを受信していないときでも位相及び振幅偏差を補正することができ、受信信号Ｒ_RFからのパイロット信号の復調が困難なほど大きな位相及び振幅偏差があっても、それらを予め補正することができる。

図４は本発明の実施例３に係る受信機を示す構成図であって、４０はデジタル信号処理部、４１は位相及び振幅偏差補正処理部、４２は時間／周波数同期処理部、４３はＣＰ(CyclicPrefix：サイクリック プレフィックス)除去部、４４はＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)処理部、４５はチャンネル推定部、４６はパラレル／シリアル変換部、４７は復調処理部であり、前出図面に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。
本例の受信機は、OFDM信号を復調することを目的とし、OFDM信号にチャネル推定用に含まれているパイロット信号を用いるようにしたものである。

同図において、周波数変換回路３，４には、ＬＮＡ２からのＲＦ帯の受信信号Ｒ_RFのみが供給され、直接検波方式で直交検波されてＬＰＦ７，８に供給され、ベースバンドの受信信号Ｒ_BBの同相信号Ｉ₀と直交信号Ｑ₀とが得られる。これら同相信号Ｉ₀，直交信号Ｑ₀は夫々ＡＤ変換回路９，１０でデジタル信号に変換され、デジタル信号処理部４０に供給される。

このデジタル信号処理部４０では、これら同相信号Ｉ₀と直交信号Ｑ₀とが、位相及び振幅偏差補正処理部４１で位相及び振幅偏差が補正され、時間／周波数同期処理部４２でシンボル同期や周波数オフセット補償がなされ、ＣＰ除去処理部４３でＣＰ除去処理される。ＣＰ除去処理部４３の出力信号は、ＦＦＴ処理部４４により、ＦＦＴ処理されてサブキャリア毎のベースバンド変調波信号となる。このベースバンド変調波信号は、チャンネル推定処理部４５に供給されて、ベースバンド変調波信号に既知の規則性で挿入される既知パターンのパイロット信号（以下、受信パイロット信号Ｐ_Rという）を手がかりにしてチャンネル推定、及びその補償処理（等化）がなされる。等化処理されたベースバンド変調波信号は、パラレル／シリアル変換部４６に供給されてシリアル信号に変換され、復調処理部４７に供給されて復調処理される。
時間／周波数同期処理部４２から復調処理部４７は、実施例１や２のベースバンド復調部１１に相当し、公知の技術を用いて実現できる。サブキャリアの変調方式として、パイロット用のサブキャリアにはＢＰＳＫ、データ用のサブキャリアにはＱＡＭを用いることができる。デジタル信号処理部４０の実現手段として、市販のＤＳＰ(Digital Signal Processor)やＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)、動的再構成デバイスを用いることができる。

チャンネル推定処理部４５は、パイロット信号の本来のパターン（既知パターン）をパイロットレプリカ信号Ｐ_repとして記憶しており、受信パイロット信号Ｐ_RとＰ_repとの比較に基づいて、位相等価や振幅等価を行っており、このＰ_repをシンボルタイミングで位相及び振幅偏差補正処理部４１に供給する。

本例の位相及び振幅偏差補正処理部４１のパイロットレプリカ信号生成部２６は、チャンネル推定処理部４５から供給されたパイロットレプリカ信号Ｐ_repを、対応するサブキャリアの周波数に変換してから、乗算器２９〜３２などに供給する点で先の実施例と異なる。すなわち、チャンネル推定処理部４５からのパイロットレプリカ信号Ｐ_repは変調パターンＭと同様の単なるシンボルであるので、テーブル等に記憶したサブキャリアの複素信号と複素乗算して、Ｐ_BBと同じサブキャリア周波数に変換する。

図５は本発明の実施例４に係る受信機を示す構成図であって、ＢＰＦ１からＡＤ変換回路９、１０までの構成は実施例３等と同じなので、図示を省略してある。本例の受信機は、位相及び振幅偏差補正処理部４１の後段に、更に位相補正処理部４８と振幅補正処理部４９とを備えて、残留する位相偏差や振幅偏差を更に補正するようにした点などで、実施例３の受信機と異なる。その他の、前出図面に対応する構成には同一符号を付けて重複する説明を省略する。

最初に本例の原理を簡単に説明する。
前出の式（２）の同相信号Ｉ₀，直交信号Ｑ₀を乗算すると、
Ｉ₀・Ｑ₀＝−(1/2)cos{(ω_c'− ω_c)ｔ＋θ}・ｇsin{(ω_c'−ω_c)ｔ＋θ−ΔΦ}
ＬＰＦ[Ｉ₀・Ｑ₀]＝−(1/8)ｇ・sin(ΔΦ) ……（２１）
となる。ただし、ＬＰＦ[]は十分な時間平均して直流付近の成分のみ取り出す関数である。ＦＦＴ処理部４４はデジタル処理であり、位相偏差や振幅偏差は発生しないので、ＦＦＴ処理部４４から得られるサブキャリア中の任意のサブキャリアの受信ベースバンド信号Ｒ_SC＝Ｉ_SC＋ｊＱ_SCに対しても、式（２１）は当てはまる。
また式（２）において、注目するサブキャリアに関して(ω_c'− ω_c)ｔ＋θ＝αとおき（ベースバンドであればω_c'＝ ω_cであるが今は限定しない）、既に位相及び振幅偏差補正処理部４１で補正されていることからcos(ΔΦ)≒１、ｇ≒１とすると、式（２）は、
Ｒ_SC＝(1/2)cosα−ｊ(1/2)ｇ{sinΔΦ・cosα＋cosΔΦ・sinα}
≒(1/2)cosα
−ｊ(1/2)ｇ{sinΔΦ・cosα＋sinα} ……（２２）
となる。
式（２２）において、cosαがＲ_SCの本来の同相信号、sinαが本来の直交信号であるから、受信ベースバンド信号Ｒ_SCの直交信号Ｑ_SCに含まれる余計な成分を差し引けばよい。つまり同相信号Ｉ_SCにｇ・sin(ΔΦ)を乗じた信号をＱ_SCから減算する。

一方、式（２）の同相信号Ｉ₀ (Ｉ_SC)直交信号Ｑ₀(Ｑ_SC)を夫々自乗すると、
Ｉ_SC ²＝(1/2)[１＋cos２{(ω_c'− ω_c)ｔ＋θ}]
Ｑ_SC ²＝ｇ²(1/2)[１＋sin２{(ω_c'− ω_c)ｔ＋θ−ΔΦ}] ……（２３）
となる。注目しているサブキャリアがＱＰＳＫやＱＡＭのようにコンスタレーション上の各象限に均等にシンボルが発生する変調方式が採用されているとすると、式（２２）中のcosやsinは十分なシンボル数だけ平均すれば０になるので、
ＬＰＦ[Ｑ_SC ²−Ｉ_SC ²]＝(ｇ²−１)／２ ……（２４）
となって、ｇ²が求まる。その平方根で直交信号Ｑ_SCを除算してもよいが、ｇ≒１を仮定しているので以下の近似が成り立つ。
１／ｇ≒１−(ｇ²−１)／２ ……（２５）

図６は、図５の位相補正処理部４８と振幅補正処理部４９の内部ブロック図である。
位相補正処理部４８は、パラレル／シリアル変換部４６から、各サブキャリアのベースバンド信号（軟判定シンボルデータ）がＯＦＤＭシンボル周期で時分割多重された信号が入力される。
乗算器３０１は、パラレル／シリアル変換部４６から入力された同相信号に、位相補正値（後述する）を乗算して出力する。
加算器３０２は、パラレル／シリアル変換部４６から入力された直交信号に、乗算器３０１から入力された乗算結果を加算して出力する。
位相補正処理部４８は、パラレル／シリアル変換部４６から入力された同相信号と、加算器３０２の加算出力を、位相補正後の同相信号、直交信号としてそれぞれ振幅補正処理部４９に出力する。

乗算器３０３は、位相補正後の同相信号と直交信号を乗算して出力する。
制御ループ３０４は、乗算器３０３から入力された乗算値をＬＰＦ３１１により低域ろ波（平均化）して式（２１）に相当する値を得て、それを積分器３１２により積分し、乗算器３１３により所定のループゲインＧ_PPを乗じて、乗算器３０１に位相補正値として出力する。

乗算器３１３を除く位相補正処理部４８内の各構成は全て、基本的にベースバンド信号が入力される都度（１サンプル毎に）動作する。ただし、制御ループ３０４は、位相補正処理部４８が出力するベースバンドが信号が、ＢＰＳＫ変調されたパイロットサブキャリアやＤＣサブキャリアのものである等、平均化にふさわしくないときは、動作を停止する。
このように式（２１）に相当する処理で検出したsin(ΔΦ)を積分してフィードバック制御するようにしたので、僅かに残留する偏差に対しても、それを補正する補正値に収束させることができる。なお、乗算器３０３の出力はサンプル毎にランダムに変動するため、ＬＰＦ３１１はその変動が位相補正値に現れないようにするために設けてあるが、ループゲインＧ_PPを１よりも十分小さい数に選べば不要にできる場合もある。また乗算器３１３の動作周期は任意であるが、例えば１ＯＦＤＭシンボル周期である。

次に、振幅補正処理部４９において、自乗器３２１は、位相補正処理部４８から入力された同相信号を自乗して出力する。
乗算器３２２は、位相補正処理部４８から入力された直交信号に、振幅補正値（後述する）を乗算して出力する。
自乗器３２３は、乗算器３２２から入力された信号を自乗して出力する。
減算器３２４は、自乗器３２３から入力された信号から、自乗器３２１から入力された信号を減算して出力する。

制御ループ３２４は、減算器３２４から入力された差分値をＬＰＦ３３１により低域ろ波して式（２４）に相当する値を得て、それを積分器３３２により積分し、乗算器３１３により所定のループゲインＧ_PPを乗じて出力する。
加算器３２５は、制御ループ３２４から入力された信号を１から減算して式（２５）に相当する値を得て、乗算器３２２に振幅補正値として出力する。
振幅補正処理部４９は、位相補正処理部４８から入力された同相信号と、乗算器３２２が出力する直交信号とを、振幅補正後の同相信号、直交信号としてそれぞれ復調処理部４７に出力する。

振幅補正処理部４９においても位相補正処理部４８と同様、乗算器３２１から減算器３２４は、ベースバンド信号が入力される都度（１サンプル毎に）動作する。また積分を含むフィードバックループによって、補正は偏差を残留させずに収束する。

なお、位相補正処理部４８と振幅補正処理部４９は、図５に示した順で接続されるものに限らず、順序を入れ替えても良い。また、パラレル／シリアル変換処部４６の直後に設けるものに限らず、位相及び振幅偏差補正処理部４１以降のいずれの箇所に挿入してもよい。ただし本例のように等価後の各サブキャリアのベースバンド信号に対して処理する構成には以下のような利点がある。

すなわち、制御ループ３０４や３２４（正確には、それらにおけるＬＰＦのタップ値や積分器の現在値を保持する手段）をそれぞれ複数設け、サブキャリアの周波数に応じて時分割で切り替えるようにすれば、位相偏差や振幅偏差が周波数依存性を有する場合であっても、それぞれの周波数に適した補正値を算出して補正を行うことができる。制御ループを切り替える数として、連続する所定数のサブキャリアを束ねたサブキャリア群（セグメント）の数にしてもよく、サブキャリア総数としてもよい。

本発明の実施例２に係る受信機を示す構成図 図１における位相及び振幅偏差補正処理部の一例を示すブロック図 図２におけるパイロット信号復調処理部の一例を示す内部ブロック図 本発明の実施例３に係る受信機を示す構成図 本発明の実施例４に係る受信機を示す構成図 図５の位相補正処理部４８と振幅補正処理部４９の内部ブロック図 従来の直接検波方式の受信機のブロック図 従来の方法（３）及び本発明の実施例１に係る受信機の基本構成を示すブロック図

符号の説明

１ ＢＰＦ
２ ＬＮＡ
３，４ 周波数変換回路
５ 局部発振器
６ ９０゜移相器
７，８ ＬＰＦ
９，１０ ＡＤ変換回路
１１ ベースバンド復調部
１２ 位相及び振幅偏差補正処理部
１３〜１６ 合成回路
１７ パイロット信号復調処理部
１８，１９ ＬＰＦ
２０〜２３ 乗算器
２４，２５ 加算器
２６ パイロットレプリカ信号生成部
２７ ＣＰ検出回路
２８ 変調パターン発生部
２９〜３２ 乗算器
３３，３４ 符号反転回路
３５〜３８ ＬＰＦ
４０ デジタル信号処理部
４１ 位相及び振幅偏差補正処理部
４２ 時間／周波数同期処理部
４３ ＣＰ除去部
４４ ＦＦＴ処理部
４５ チャンネル推定部
４６ パラレル／シリアル変換部
４７ 復調処理部
４８ 位相補正処理部
４９ 振幅補正処理部

Claims (3)

1. 同相信号と直交信号とが直交変調されてなる受信信号を直接検波方式で直交検波するアナログ直交検波手段と、該アナログ直交検波手段の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、該ＡＤ変換手段から出力されるデジタルの該同相信号と直交信号とをデジタル信号処理して復調する復調手段とを備えた直接検波受信機において、
   パイロット信号を生成する位相及び振幅偏差補正処理処理手段と、
   該パイロット信号を、該アナログ直交検波手段の局部発振器の出力信号を用いて、ＲＦ帯にアップコンバートする周波数変換手段と、
   該周波数変換手段の出力信号を該受信信号と合成して該周波数変換手段に供給する合成手段と
   を設けて、アップコンバートされた該パイロット信号を、該受信信号とともに、該アナログ直交検波手段で直交検波し、ＡＤ変換して該位相及び振幅偏差補正処理処理手段に供給し、
   該位相及び振幅偏差補正処理手段は、
   生成する該パイロット信号と該アナログ直交検波手段で直交検波されてＡＤ変換された該受信信号との演算処理により、アナログ直交検波手段で生じた位相及び振幅偏差を補正するための補正値を求め、
   該補正値を用いて、直交検波されてＡＤ変換された該受信信号の同相信号と直交信号とをデジタル信号処理し、該同相信号と該直交信号とでの位相及び振幅偏差を補正して、該復調手段に供給する
   ことを特徴とする直接検波受信機。
2. 所定の時間毎に所定の時間長のパイロット信号を含む同相信号と直交信号とが直交変調されてなる受信信号を直接検波方式で直交検波するアナログ直交検波手段と、該アナログ直交検波手段の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、該ＡＤ変換手段から出力されるデジタルの該同相信号と直交信号とを、チャンネル推定処理手段で該パイロット信号を用いてチャンネル推定処理を行なった後、デジタル信号処理して復調する復調手段とを備えた直接検波受信機において、
   該ＡＤ変換手段から出力されるデジタルの該同相信号と直交信号と、該チャンネル推定処理に用いられる該受信信号に含まれる該パイロット信号とが供給される位相及び振幅偏差補正処理処理手段が設けられ、
   該振幅偏差補正処理処理手段は、
   該周波数変換手段で直交検波された該受信信号に含まれる該パイロット信号と実質的に同じ角周波数のパイロットレプリカ信号を生成するパイロットレプリカ生成手段を備え、
   該パイロットレプリカ信号と該アナログ直交検波手段で直交検波されてＡＤ変換された該受信信号との演算処理により、アナログ直交検波手段で生じた位相及び振幅偏差を補正するための補正値を求め、
   該補正値を用いて、直交検波されてＡＤ変換された該受信信号の同相信号と直交信号とをデジタル信号処理し、該同相信号と該直交信号とでの位相及び振幅偏差を補正し、
   位相及び振幅偏差が補正された該同相信号と該直交信号に対し、該チャンネル推定処理手段でチャンネル推定処理を行なうことを特徴とする直接検波受信機。
3. 請求項１又は２に記載の直接検波受信機において、前記受信信号は直交周波数分割多重方式の信号であって、
   前記直交検波されてＡＤ変換された該受信信号を、シンボル単位で時間領域から周波数領域に変換するＦＦＴ処理手段と、
   前記ＦＦＴ処理手段から出力された各サブキャリアの復調信号に対して、位相又は振幅の少なくとも一方の偏差を検出し、積分を含むフィードバック制御ループを介して補正を施してから前記復調手段に出力する位相又は振幅補正手段と、を備え、
   位相又は振幅補正手段は、サブキャリアの周波数に応じて異なる補正を施すことを特徴とする直接検波受信機。