JP5892599B2 - Ｏｆｄｍ（直交周波数分割多重）復調器およびｏｆｄｍ伝送システムならびにｏｆｄｍ復調方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変復調技術に関する。

近年、映像機器のデジタル化が進み、扱われるデジタルデータが飛躍的に大容量化しており、こうした大容量のデータの伝送に、多数のサブキャリアを用いるＯＦＤＭ方式が広く利用されている。

周波数資源の逼迫にともない今後は、ミリ波帯以上の超高周波領域の利用が予定されているが、超高周波領域では良好な位相雑音特性を有する局部発振器が得られにくく、また得られたとしても非常に高価なものとなる。局部発振器の位相雑音特性が悪いと、キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter-Channel Interference）によるビットエラーレートの低下が顕著となり、これが超高周波領域へのＯＦＤＭ方式の展開を妨げるひとつの要因となっている。

ＩＣＩの影響を低減するひとつの試みとしては、伝送レートを低減し、位相雑音を補償するセルフキャンセリング方式が提案されている（たとえば非特許文献１参照）。ＯＦＤＭ方式において、復調器に入力される受信信号のうち、ｌ番目（０≦ｌ≦Ｎ−１）のサブキャリアに注目すると、その信号成分は式（１）で表される。Ｎはサブキャリアの個数を、Ｘ［ｉ］は、ｉ番目のサブキャリアの複素シンボルを、φ［ｎ］は時刻ｎにおける位相雑音を表す。

式（１）の右辺第１項は、ＣＰＥ（Common Phase Error）の影響を、右辺第２項が、ｌ番目以外のサブキャリアからのＩＣＩ（Inter-Channel Interference）の影響を示している。セルフキャンセリング方式では、Ｘ［ｋ＋１］＝−Ｘ［ｋ］、ｋ＝０，２，４，…，Ｎ−２となるように複素シンボルがマッピングされる。これにより式（１）の第２項のうち、ｋ番目とｋ＋１番目のサブキャリアの影響が相殺されるため、ＩＣＩを低減することができる。

Y. Zhao and S.G. Haggman、「Intercarrier interference self-cancellation scheme for OFDM mobile communication systems」、IEEE Trans. Commun, vol. 49, no. 7, pp.1185-1191, July 2001

しかしながらセルフキャンセリング方式では、２つの隣接するサブキャリアのペアに、同じデータ（シンボル）が割り当てられるため、周波数利用効率が１／２となり、本質的に伝送レートの低下を免れない。

本発明は、係る状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、データ伝送速度や周波数利用効率の低下を抑制しつつ、ビットエラーレートを改善可能なＯＦＤＭ復調技術の提供にある。

本発明の別の態様は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブキャリアを用いてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調された、同相成分および直交成分を含むデジタルの受信ベースバンドデータを復調するＯＦＤＭ復調方法に関する。ＯＦＤＭ復調方法は、以下の処理を行う。
１． 受信ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、サブキャリアごとの複素データを生成する。
２． サブキャリアごとの複素データにもとづき、各サブキャリアにマッピングされた複素シンボルを判定し、各サブキャリアが搬送するデジタルデータを復調する。
３． 各サブキャリアについて、復調されたデジタルデータを複素シンボルに再度マッピングする。
４． Ｎ個のサブキャリアについてマッピングされたＮ個の複素シンボルを逆高速フーリエ変換し、第１ベースバンドデータを生成する。
５． 第１ベースバンドデータを、奇数番目のサブキャリアを成分とする第１奇数ベースバンドデータと、偶数番目のサブキャリアを成分とする第１偶数ベースバンドデータと、に分解する。
６． 受信ベースバンドデータから第１偶数ベースバンドデータを減ずることにより、第２奇数ベースバンドデータを生成する。また受信ベースバンドデータから第１奇数ベースバンドデータを減ずることにより、第２偶数ベースバンドデータを生成する。
７． 第２奇数ベースバンドデータの時間軸上のｎ番目（０≦ｎ≦Ｎ−１）の要素に、（１−ｅｘｐ（ｊ２πｎ／Ｎ））を乗ずることにより、第３奇数ベースバンドデータを生成する。また第２偶数ベースバンドデータの時間軸上のｎ番目の要素に、（１−ｅｘｐ（ｊ２πｎ／Ｎ））を乗ずることにより、第３偶数ベースバンドデータを生成する。
８． 第３奇数ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、サブキャリアごとの複素データを含む第１データ配列を生成する。また第３偶数ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、サブキャリアごとの複素データを含む第２データ配列を生成する。
９． サブキャリアごとの複素データを含む第３データ配列を生成する。第３データ配列の（２ｋ＋１）番目（０≦ｋ≦Ｎ／２−１）の複素データは、第１データ配列の２ｋ番目の複素データと（２ｋ＋１）番目の複素データの差分を２で割った値である。第３データ配列の２ｋ番目の複素データは、第２データ配列の（２ｋ＋１）番目の複素データと２ｋ番目の複素データの差分を２で割った値である。
１０． 第３データ配列にもとづき、各サブキャリアにマッピングされた複素シンボルを判定し、各サブキャリアが搬送するデジタルデータを復調する。

本明細書において、Ｎ個の要素を有するデータ（配列）Ｙを、Ｙ［０：Ｎ−１］と表記するものとし、Ｎ個のサブキャリアをｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、…と表記するものとする。また、先頭の要素Ｙ［０］、ｆ_０を０番目、任意の要素Ｙ［ｉ］、ｆ_ｉを、ｉ番目と数えるものとする。また、要素Ｙ［０］、Ｙ［２］、…、あるいはｆ_０、ｆ_２、…を偶数番目の要素と称し、要素Ｙ［１］、Ｙ［３］、…、あるいはｆ_１、ｆ_３、…を奇数番目の要素と称する。
従来のセルフキャンセリング方式では、送信機（変調器）側において、隣接するサブキャリアに、符号が反転した複素シンボルを割り当てるマッピング処理を行っていた。これに対してこの態様によれば、このマッピング処理を、受信機側で事後的に行うことにより、周波数利用効率を低下させることなく、ビットエラーレートを改善できる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、良好な伝送レートを実現できる。

ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式の伝送システムを示すブロック図である。 ＯＦＤＭ方式の伝送システムを示すブロック図である。 図２のＯＦＤＭ復調器の構成を示すブロック図である。 図３のＯＦＤＭ復調器を用いた伝送システムの、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）中における誤り率特性の計算結果を示す図である。 図３のＯＦＤＭ復調器を用いた伝送システムの、ＡＷＧＮ中における誤り率特性の計算結果を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

図１は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式の伝送システム１を示すブロック図である。伝送システム１は、送信機２および受信機３を備える。図１には、送信機２の具体的な構成例が示される。まず図１を参照し、ＯＦＤＭ変調について説明する。

送信機２は、シリアルパラレル変換器１０、マッピング部１２、高速フーリエ変換器１４、デジタル／アナログ変換器１６、１８、直交変調器２０、アンプ（ドライバ）３２、を備える。シリアルパラレル変換器１０、マッピング部１２、高速フーリエ変換器１４は、ＯＦＤＭ変調器２００を構成する。

シリアルパラレル変換器１０は、入力ビットストリームＳ［ｎ］をＮ個（Ｎは２以上の整数）のパラレルデータα_０〜α_Ｎ−１に変換する。Ｎ個のパラレルデータα_０〜α_Ｎ−１は、ＯＦＤＭ変調で用いられるＮ個のサブキャリアに対応づけられる。マッピング部１２は、複数のパラレルデータα_０〜α_Ｎ−１をそれぞれ、ＩＱ平面上の複素シンボルＸ_０〜Ｘ_Ｎ−１にマッピングする（コンスタレーションマッピング）。ここでは、このマッピングには、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）あるいはＰＳＫ（Phase Shift Keying）などが用いられる。この処理を１次変調とも称する。

複素シンボルＸ_０〜Ｘ_Ｎ−１は複数のサブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１に対応付けられ、したがって複素シンボルＸ_０〜Ｘ_Ｎ−１はスペクトルデータと把握することができる。高速フーリエ変換器１４は、複素シンボルＸ_０〜Ｘ_Ｎ−１を高速フーリエ変換し、複素数のベースバンドデータＴＸを生成する。この処理を２次変調とも称する。複素ベースバンドデータＴＸの実部ＴＸｉ、虚部ＴＸｑはそれぞれ、デジタル／アナログ変換器１６、１８によりアナログ信号に変換される。

直交変調器２０は、アナログベースバンド信号ＴＸｉ、ＴＸｑを直交変調する。直交変調器２０は、たとえばミキサー２２、ミキサー２４、オシレータ２６、移相器２８、合成部３０を含む。オシレータ２６は、キャリア周波数で発振する。ミキサー２２は、オシレータ２６が生成する同相キャリア信号Ｓｃｉをアナログベースバンド信号ＴＸｉで振幅変調する。移相器２８は、同相キャリア信号Ｓｃｉの位相を９０°シフトし、直交キャリア信号Ｓｃｑを生成する。ミキサー２４は、直交キャリア信号Ｓｃｑをアナログベースバンド信号ＴＸｑで振幅変調する。合成部３０は、ミキサー２２と２４の出力を合成する。アンプ３２は、直交変調器２０から出力される被変調信号を、伝送チャンネルを介して受信機３へと出力する。伝送チャネルは有線であると無線であるとを問わない。

続いて、図２を参照し、受信機３の構成を説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式の伝送システム１を示すブロック図である。図２には、主として受信機３の構成が示される。
受信機３は、アンプ４２、直交復調器４４、Ａ／Ｄコンバータ５８、６０、ＯＦＤＭ復調器１００を備える。

アンプ４２は、送信機２からの受信信号を増幅する。直交復調器４４は、アンプ４２により増幅された受信信号を直交検波し、受信信号を同相成分と直交成分に分解する。直交復調器４４は、図１の直交変調器２０と同様に構成され、第１ミキサー４６、第２ミキサー４８、オシレータ５０、移相器５２、ローパスフィルタ５４、ローパスフィルタ５６、を含む。

Ａ／Ｄコンバータ５８、６０はそれぞれ、ローパスフィルタ５４、５６から出力されるアナログの受信信号の同相成分、直交成分をデジタルの同相成分ＲＸｉ、直交成分ＲＸｑに変換する。このデジタル信号ＲＸｉ、ＲＸｑは、受信ベースバンドデータとも称され、図１の送信ベースバンドデータＴＸの実部および虚部に相当し、ＯＦＤＭ変調器２００により変調された被変調データである。

ＯＦＤＭ復調器１００は、デジタルの受信ベースバンドデータＲＸｉ、ＲＸｑを受け、図１の入力ビットストリームＳ［ｎ］に対応するデータ（ビット列）に復調する。

以下、実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器１００の構成を説明する。図３は、図２のＯＦＤＭ復調器１００の構成を示すブロック図である。上述のように、受信ベースバンドデータＲＸは、Ｎ個のサブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１を用いてＯＦＤＭ変調されたデジタル信号であり、同相成分ＲＸｉおよび直交成分ＲＸｑを含む。

ＯＦＤＭ復調器１００は、第１高速フーリエ変換器１０２、第１復調部１０４、マッピング部１０６、逆高速フーリエ変換器１０８、分解部１１０、第１減算器１１２、第２減算器１１４、第１乗算器１１６、第２乗算器１１８、第２高速フーリエ変換器１２０、第３高速フーリエ変換器１２２、セルフキャンセル回路１２４、第２復調部１２６を備える。

第１高速フーリエ変換器１０２は、受信ベースバンドデータＲＸｉ，ｑを高速フーリエ変換し、サブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１ごとの複素データＹ_０〜Ｙ_Ｎ−１を生成する。

第１復調部１０４は、サブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１ごとの複素データＹ_０〜Ｙ_Ｎ−１を受ける。第１復調部１０４は、複数のサブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１それぞれについて、対応する複素データにもとづいて、サブキャリアにマッピングされた複素シンボルを仮判定し、各サブキャリアが搬送するデジタルデータβ_０〜β_Ｎ−１を復調する。

マッピング部１０６は、複数のサブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１それぞれについて、復調されたデジタルデータβ_０〜β_Ｎ−１を複素シンボルＺ_０〜Ｚ_Ｎ−１に再度マッピングする。

逆高速フーリエ変換器１０８は、Ｎ個のサブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１についてマッピングされたＮ個の複素シンボルＺ_０〜Ｚ_Ｎ−１を逆高速フーリエ変換し、第１ベースバンドデータＲＸ１を生成する。

分解部１１０は、第１ベースバンドデータＲＸ１を、偶数番目のサブキャリアｆ_０，ｆ_２，ｆ_４…、ｆ_Ｎ−２を成分とする第１偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ１と、奇数番目のサブキャリアｆ_１，ｆ_３，ｆ_５…、ｆ_Ｎ−１を成分とする第１奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ１と、に分解する。

分解部１１０は、以下のようにして、第１奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ１、第１偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ１を生成することができる。

第１ベースバンドデータＲＸ１は、Ｎ個の複素データを含んでおり、ＲＸ１[０：Ｎ−１]と表すことができる。同様に、第１奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ１、第１偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ１も、Ｎ個の複素データを含んでおり、それぞれＲＸ＿ＯＤＤ１［０：Ｎ−１］、ＲＸ＿ＥＶＥＮ１［０：Ｎ−１］と表すことができる。

第１奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ１［０：Ｎ−１］は、奇数次のスペクトルを含むため奇関数である。したがって以下の式（１）が成り立つ。
ＲＸ＿ＯＤＤ１［０：Ｎ／２−１］＝−ＲＸ＿ＯＤＤ１［Ｎ／２：Ｎ−１］ …（１）

一方、第１偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ１［０：Ｎ−１］は、偶数次のスペクトルを含むため、時間軸上では偶関数である。したがって以下の式が成り立つ。
ＲＸ＿ＥＶＥＮ１［０：Ｎ／２−１］＝ＲＸ＿ＥＶＥＮ１［Ｎ／２：Ｎ−１］ …（２）

また、３つのベースバンドデータＲＸ１、ＲＸ＿ＯＤＤ１、ＲＸ＿ＥＶＥＮ１の間には、以下の関係式（３）が成り立つ。
ＲＸ１［０：Ｎ−１］＝ＲＸ＿ＯＤＤ１［０：Ｎ−１］＋ＲＸ＿ＥＶＥＮ１［０：Ｎ−１］ …（３）

式（１）〜（３）の連立方程式を、ＲＸ＿ＯＤＤ１について解くと、以下の解（４）、（５）を得る。
ＲＸ＿ＯＤＤ１［０：Ｎ／２−１］＝｛ＲＸ１［０：Ｎ／２−１］−ＲＸ１［Ｎ／２：Ｎ−１］｝／２ …（４）
ＲＸ＿ＯＤＤ１［Ｎ／２−１：Ｎ］＝（−１）×｛｛ＲＸ１［０：Ｎ／２−１］−ＲＸ１［Ｎ／２：Ｎ−１］｝／２ …（５）

つまり、第１ベースバンドデータＲＸ１の０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれから、第１ベースバンドデータＲＸ１のＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれを減算し、差を２で割ることにより、第１奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ１の０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素が計算される。

また第１ベースバンドデータＲＸ１の０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれから、第１ベースバンドデータＲＸ１のＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれを減算し、差を２で割って−１を乗ずることにより、第１奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ１の（Ｎ／２）番目から（Ｎ−１）番目の要素が計算される。

式（１）〜（３）の連立方程式を、ＲＸ＿ＥＶＥＮ１について解くと、以下の解（６）、（７）を得る。
ＲＸ＿ＥＶＥＮ１［０：Ｎ／２−１］＝｛ＲＸ１［０：Ｎ／２−１］＋ＲＸ１［Ｎ／２：Ｎ−１］｝／２ …（６）
ＲＸ＿ＥＶＥＮ１［Ｎ／２−１：Ｎ］＝｛ＲＸ１［０：Ｎ／２−１］＋ＲＸ１［Ｎ／２：Ｎ−１］｝／２ …（７）

つまり、第１ベースバンドデータＲＸ１の０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれを、第１ベースバンドデータＲＸ１のＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれと加算し、和を２で割ることにより、第１偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ１の０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素が計算される。
同様に、第１ベースバンドデータＲＸ１の０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれを、第１ベースバンドデータＲＸ１のＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれと加算し、和を２で割ることにより、第１偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ１の（Ｎ／２）番目から（Ｎ−１）番目の要素が計算される。

第１減算器１１２は、受信ベースバンドデータＲＸから第１偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ１を減ずることにより、第２奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ２を生成する。第２減算器１１４は、受信ベースバンドデータＲＸから第１奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ１を減ずることにより、第２偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ２を生成する。

第２奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ２、第２偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ２はそれぞれ、Ｎ個の要素を含む。第１乗算器１１６は、第２奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ２の時間軸上のｎ番目（０≦ｎ≦Ｎ−１）の要素に、複素数（１−ｅｘｐ（ｊ２πｎ／Ｎ））を乗ずることにより、第３奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ３を生成する。

このように生成された第３奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ３のスペクトルについて着目する。このスペクトルのｋ番目のサブキャリアに対応する成分をｘ［ｋ］と表すとする。第１乗算器１１６による演算処理により、ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ２は、隣り合うサブキャリアの成分がｘ［ｋ＋１］＝−１×ｘ[ｋ]（ｋ＝０，２，４，Ｎ−２）の関係を有するベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ３に変換される。

同様に、第２乗算器１１８は、第２偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ２の時間軸上のｎ番目の要素に、複素数（１−ｅｘｐ（ｊ２πｎ／Ｎ））を乗ずることにより、第３偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ３を生成する。第２乗算器１１８による演算処理により、ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ２は、隣り合うサブキャリアの成分がｘ［ｋ＋１］＝−１×ｘ[ｋ]（ｋ＝０，２，４，Ｎ−２）の関係を有するベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ３に変換される。

つまり、第１乗算器１１６および第２乗算器１１８は、従来のセルフキャンセル方式において送信側で行っていたマッピング処理と等価な処理を、受信側において事後的に行う。

第２高速フーリエ変換器１２０は、第３奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ３を高速フーリエ変換し、サブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１ごとの複素データを含む第１データ配列ＦＦＴ＿ＯＤＤを生成する。第３高速フーリエ変換器１２２は、第３偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ３を高速フーリエ変換し、サブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎ−１ごとの複素データを含む第２データ配列ＦＦＴ＿ＥＶＥＮを生成する。
第２高速フーリエ変換器１２０、第３高速フーリエ変換器１２２による高速フーリエ変換処理は、従来のシステムにおいて送信側で行われていた２次変調を仮想的に行ったものと理解できる。

上述のように、第３奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ３のスペクトル成分は、隣接するサブキャリアに対応する複素数同士が、符号を反転した関係にある。したがって第１データ配列ＦＦＴ＿ＯＤＤのｋ＋１番目（ｋ＝０，２，４，…Ｎ−２）の要素は、ｋ番目の要素に−１を乗じた値となっている。第３偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ３についても同様であるから、第２データ配列ＦＦＴ＿ＥＶＥＮのｋ＋１番目（ｋ＝０，２，４，…Ｎ−２）の要素は、ｋ番目の要素に−１を乗じた値となっている。

セルフキャンセル回路１２４は、第１データ配列ＦＦＴ＿ＯＤＤおよび第２データ配列ＦＦＴ＿ＥＶＥＮにもとづき、サブキャリアｆ_０〜ｆ_Ｎー１ごとの複素データを含む第３データ配列ＦＦＴを生成する。
第３データ配列ＦＦＴの（２ｋ＋１）番目（０≦ｋ≦Ｎ／２−１）の複素データは、第１データ配列ＦＦＴ＿ＯＤＤの２ｋ番目の複素データと（２ｋ＋１）番目の複素データの差分を２で割った値である。また第３データ配列ＦＦＴの２ｋ番目の複素データは、第２データ配列ＦＦＴ＿ＥＶＥＮの（２ｋ＋１）番目の複素データと２ｋ番目の複素データの差分を２で割った値である。

セルフキャンセル回路１２４は、第１変換部１３０、第２変換部１３２、合成部１３４を含む。第１変換部１３０は、第３データ配列ＦＦＴの奇数（２ｋ＋１）番目（０≦ｋ≦Ｎ／２−１）の複素データを含むデータ配列ＦＦＴ＿ＯＤＤ’を生成する。
ＦＦＴ＿ＯＤＤ’［２ｋ＋１］＝｛ＦＦＴ＿ＯＤＤ［２ｋ］−ＦＦＴ＿ＯＤＤ［２ｋ＋１］｝／２ …（８）

第２変換部１３２は、第３データ配列ＦＦＴの偶数（２ｋ）番目（０≦ｋ≦Ｎ／２−１）の複素データを含むデータ配列ＦＦＴ＿ＥＶＥＮ’を生成する。
ＦＦＴ＿ＥＶＥＮ’［２ｋ］＝｛ＦＦＴ＿ＥＶＥＮ［２ｋ＋１］−ＦＦＴ＿ＯＤＤ［２ｋ］｝／２ …（９）

合成部１３４は、データ配列ＦＦＴ＿ＯＤＤ’の奇数番目の要素と、データ配列ＦＦＴ＿ＥＶＥＮ’の偶数番目の要素を結合することにより、目的とする第３データ配列ＦＦＴ［０：Ｎ−１］を生成する。

セルフキャンセル回路１２４における処理は、従来のセルフキャンセル方式において、受信側で行われていた処理に対応付けることができる。

第２復調部１２６は、第３データ配列ＦＦＴ［０：Ｎ−１］にもとづき、各サブキャリアにマッピングされた複素シンボルＸ_０〜Ｘ_Ｎ−１を判定し、各サブキャリアが搬送するデジタルデータγ_０〜γ_Ｎ−１を復調する。

以上がＯＦＤＭ復調器１００の構成である。続いてその動作を説明する。

第１高速フーリエ変換器１０２、第１復調部１０４は、受信ベースバンドデータＲＸを仮に復調し、データβ_０〜β_Ｎ−１を生成する。マッピング部１０６は、復調されたデータβ_０〜β_Ｎ−１を再度１次変調し、逆高速フーリエ変換器１０８は、１次変調された複素シンボルＺ_０〜Ｚ_Ｎ−１を、再度２次変調する。

分解部１１０、第１減算器１１２および第２減算器１１４は、第１ベースバンドデータＲＸ１を、２つの信号系列ＲＸ＿ＯＤＤ２、ＲＸ＿ＥＶＥＮ２に分解する。

第１乗算器１１６は、第２奇数ベースバンドデータＲＸ＿ＯＤＤ２の偶数スペクトルと奇数スペクトルの符号が反転するように演算を施す。同様に第２乗算器１１８は、第２偶数ベースバンドデータＲＸ＿ＥＶＥＮ２の偶数スペクトルと奇数スペクトルの符号が反転するように演算を施す。

セルフキャンセル回路１２４は、周波数領域に変換されたデータ配列ＦＦＴ＿ＯＤＤ、ＦＦＴ＿ＥＶＥＮに対して信号処理を施し、復調の精度を高める。第２復調部１２６は、第３データ配列ＦＦＴから、各サブキャリアにマッピングされた複素シンボルを判定する。

以上がＯＦＤＭ復調器１００の動作である。

ＯＦＤＭ伝送系において、位相雑音の影響が深刻になるのは、主にミリ波などの高い周波数を利用するシステムである。以下では、６０ＧＨｚ帯でＯＦＤＭ復調器１００を用いた場合についてシミュレーションを行った結果を説明する。

シミュレーションでは、周波数帯域６０ＧＨｚ、ＯＦＤＭ帯域幅１．７６ＧＨｚ、サブキャリア間隔３．４３ＭＨｚ、サブキャリア数Ｎ＝５１２とし、ＣＰＥ補正を行う場合を想定した。
シミュレーション時に想定した位相雑音特性は、以下の通りである。これは６０ＧＨｚ帯の発振器における代表的なモデルとしてＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃで参照されているデータを参考として定めたものであり、６０ＧＨｚ帯の発振器の平均的な特性となっている。
（位相雑音特性）
動作周波数 ＝６０ＧＨｚ
１Ｈｚオフセット ＝−６５ｄＢｃ／Ｈｚ

図４は、図３のＯＦＤＭ復調器１００を用いた伝送システム１の、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）中における誤り率特性の計算結果を示す図である。位相雑音のカットオフ周波数（−３ｄＢ）は１００ｋＨｚであり、ＱＰＳＫによるマッピング（１次変調）を行った場合について計算している。

図４の破線（i）は、従来のＯＦＤＭ伝送システムにおいてＩＣＩキャンセルおよびセルフキャンセルを行わない場合の特性を、破線（ii）は、従来のＯＦＤＭ伝送システムにおいて送信側でセルフキャンセルを行った場合の特性を、破線（iii）は、実施の形態に係る図３のＯＦＤＭ復調器１００を用いた伝送システムの特性を、破線（iv）は、位相雑音が存在しない理想システムの特性を示す。

図４からわかるように、実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器１００を用いた場合、Ｅｂ／Ｎｏ（ビットエネルギー対雑音電力密度比）が、あるしきい値（１３ｄＢ付近）より低い領域［Ａ］では（iii）に示すＢＥＲが最も悪くなる。その反面、Ｅｂ／Ｎｏが大きくなるに従い、具体的にはＥｂ／Ｎｏがしきい値より高い領域［Ｂ］では、（iii）に示すＢＥＲが改善されていき、従来のＯＦＤＭ伝送システムの特性（i）、（ii）よりも小さくなる。
実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器１００を用いた場合、従来のＯＦＤＭ伝送システムに比べて、ＳＩＲ改善効果は約１ｄＢとなる。

図５は、図３のＯＦＤＭ復調器１００を用いた伝送システム１の、ＡＷＧＮ中における誤り率特性の計算結果を示す図である。位相雑音のカットオフ周波数（−３ｄＢ）は２００ｋＨｚであり、ＱＰＳＫによるマッピングを行った場合について計算している。

図５からわかるように、実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器１００を用いることにより、ＳＩＲ改善効果は、約０．６ｄＢ改善することができる。

以上がＯＦＤＭ復調器１００の動作である。このＯＦＤＭ復調器１００によれば以下の効果を得ることができる。

実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器１００を用いた伝送システム１によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いてもきわめて良好な通信品質を実現できる。一般に超高周波領域において位相雑音特性が優れた局部発振器は得難く、あるいは得られたとしても非常に高価であるところ、本実施の形態に係る伝送システム１によれば、既存の局部発振器を用いて超高周波領域でＯＦＤＭ方式によるデータ伝送が可能となり、システム全体を低コスト化できる。

従来のセルフキャンセリング方式では、送信側でのマッピング処理により周波数の利用効率が５０％となっていた。これに対して実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器１００を用いると、周波数利用効率は１００％となり、伝送レートを高めることができる。

また、受信機３側のＯＦＤＭ復調器１００だけで、位相雑音を影響するための信号処理が完結するため、従来の送信機側の信号処理に変更を加える必要が無く、したがって既存の送信機と組み合わせることが可能となる。

従来のセルフキャンセリング方式では、送信側において複数の複素シンボルＸの間に、Ｘ［ｋ＋１］＝−Ｘ［ｋ］の関係があることから、隣り合うサブキャリアの位相が常にπずれてしまい、これによりＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が高くなり、アンプに高い線形性が要求されるという問題があった。これに対して実施の形態に係る伝送システム１では、送信側においてＰＡＰＲが高くならないため、アンプ３２、４２に要求される能力を低く設計することができる。

さらに、ＯＦＤＭ復調器１００を用いた伝送システム１では、ＡＷＧＮ成分の低減の効果も得ることができ、従来のセルフキャンセリング方式よりもＢＥＲ特性を改善することができる。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

１…伝送システム、２…送信機、３…受信機、１０…シリアルパラレル変換器、１２…マッピング部、１４…高速フーリエ変換器、１６，１８…デジタル／アナログ変換器、２０…直交変調器、２２，２４…ミキサー、２６…オシレータ、２８…移相器、３０…合成部、３２，４２…アンプ、４４…直交復調器、４６…第１ミキサー、４８…第２ミキサー、５０…オシレータ、５２…移相器、５４，５６…ローパスフィルタ、５８，６０…Ａ／Ｄコンバータ、１００…ＯＦＤＭ復調器、１０２…第１高速フーリエ変換器、１０４…第１復調部、１０６…マッピング部、１０８…逆高速フーリエ変換器、１１０…分解部、１１２…第１減算器、１１４…第２減算器、１１６，１１８…第１乗算器、１２０…第２高速フーリエ変換器、１２２…第３高速フーリエ変換器、１２４…セルフキャンセル回路、１２６…第２復調部、１３０…第１変換部、１３２…第２変換部、１３４…合成部、ＲＸ１…第１ベースバンドデータ、ＲＸ２…第２ベースバンドデータ、ＲＸ＿ＯＤＤ１…第１奇数ベースバンドデータ、ＲＸ＿ＥＶＥＮ１…第１偶数ベースバンドデータ。

Claims (5)

1. Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブキャリアを用いてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調された、同相成分および直交成分を含むデジタルの受信ベースバンドデータを復調するＯＦＤＭ復調器であって、
   前記受信ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、前記サブキャリアごとの複素データを生成する第１高速フーリエ変換器と、
   前記サブキャリアごとの前記複素データにもとづき、各サブキャリアにマッピングされた複素シンボルを判定し、各サブキャリアが搬送するデジタルデータを復調する第１復調部と、
   各サブキャリアについて、復調されたデジタルデータを複素シンボルに再度マッピングするマッピング部と、
   前記Ｎ個のサブキャリアについてマッピングされたＮ個の複素シンボルを逆高速フーリエ変換し、第１ベースバンドデータを生成する逆高速フーリエ変換器と、
   前記第１ベースバンドデータを、奇数番目のサブキャリアを成分とする第１奇数ベースバンドデータと、偶数番目のサブキャリアを成分とする第１偶数ベースバンドデータと、に分解する分解部と、
   前記受信ベースバンドデータから前記第１偶数ベースバンドデータを減ずることにより、第２奇数ベースバンドデータを生成する第１減算器と、
   前記受信ベースバンドデータから前記第１奇数ベースバンドデータを減ずることにより、第２偶数ベースバンドデータを生成する第２減算器と、
   前記第２奇数ベースバンドデータの時間軸上のｎ番目（０≦ｎ≦Ｎ−１）の要素に、（１−ｅｘｐ（ｊ２πｎ／Ｎ））を乗ずることにより、第３奇数ベースバンドデータを生成する第１乗算器と、
   前記第２偶数ベースバンドデータの時間軸上のｎ番目の要素に、（１−ｅｘｐ（ｊ２πｎ／Ｎ））を乗ずることにより、第３偶数ベースバンドデータを生成する第２乗算器と、
   前記第３奇数ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、前記サブキャリアごとの複素データを含む第１データ配列を生成する第２高速フーリエ変換器と、
   前記第３偶数ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、前記サブキャリアごとの複素データを含む第２データ配列を生成する第３高速フーリエ変換器と、
   前記サブキャリアごとの複素データを含む第３データ配列を生成するステップであって、その（２ｋ＋１）番目（０≦ｋ≦Ｎ／２−１）の複素データが、前記第１データ配列の２ｋ番目の複素データと（２ｋ＋１）番目の複素データの差分を２で割った値であり、その２ｋ番目の複素データが、前記第２データ配列の（２ｋ＋１）番目の複素データと２ｋ番目の複素データの差分を２で割った値である第３データ配列を生成するセルフキャンセル回路と、
   前記第３データ配列にもとづき、各サブキャリアにマッピングされた複素シンボルを判定し、各サブキャリアが搬送するデジタルデータを復調する第２復調部と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調器。
2. 前記分解部は、
   前記第１ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれから、前記第１ベースバンドデータのＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれを減算し、差を２で割ることにより、前記第１奇数ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素を計算し、
   前記第１ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれから、前記第１ベースバンドデータのＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれを減算し、差を２で割って（−１）を乗ずることにより、前記第１奇数ベースバンドデータの（Ｎ／２）番目から（Ｎ−１）番目の要素を計算し、
   前記第１ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれを、前記第１ベースバンドデータのＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれと加算し、和を２で割ることにより、前記第１偶数ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素を計算し、
   前記第１ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれを、前記第１ベースバンドデータのＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれと加算し、和を２で割ることにより、前記第１偶数ベースバンドデータの（Ｎ／２）番目から（Ｎ−１）番目の要素を計算することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調器。
3. 伝送すべきデータを伝送信号に変換するＯＦＤＭ変調器と、
   前記伝送信号を被変調信号として受け、復調する請求項１または２に記載のＯＦＤＭ復調器と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ伝送システム。
4. Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブキャリアを用いてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調された、同相成分および直交成分を含むデジタルの受信ベースバンドデータを復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
   前記受信ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、前記サブキャリアごとの複素データを生成するステップと、
   前記サブキャリアごとの前記複素データにもとづき、各サブキャリアにマッピングされた複素シンボルを判定し、各サブキャリアが搬送するデジタルデータを復調するステップと、
   各サブキャリアについて、復調されたデジタルデータを複素シンボルに再度マッピングするステップと、
   前記Ｎ個のサブキャリアについてマッピングされたＮ個の複素シンボルを逆高速フーリエ変換し、第１ベースバンドデータを生成するステップと、
   前記第１ベースバンドデータを、奇数番目のサブキャリアを成分とする第１奇数ベースバンドデータと、偶数番目のサブキャリアを成分とする第１偶数ベースバンドデータと、に分解するステップと、
   前記受信ベースバンドデータから前記第１偶数ベースバンドデータを減ずることにより、第２奇数ベースバンドデータを生成するステップと、
   前記受信ベースバンドデータから前記第１奇数ベースバンドデータを減ずることにより、第２偶数ベースバンドデータを生成するステップと、
   前記第２奇数ベースバンドデータの時間軸上のｎ番目（０≦ｎ≦Ｎ−１）の要素に、（１−ｅｘｐ（ｊ２πｎ／Ｎ））を乗ずることにより、第３奇数ベースバンドデータを生成するステップと、
   前記第２偶数ベースバンドデータの時間軸上のｎ番目の要素に、（１−ｅｘｐ（ｊ２πｎ／Ｎ））を乗ずることにより、第３偶数ベースバンドデータを生成するステップと、
   前記第３奇数ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、前記サブキャリアごとの複素データを含む第１データ配列を生成するステップと、
   前記第３偶数ベースバンドデータを高速フーリエ変換し、前記サブキャリアごとの複素データを含む第２データ配列を生成するステップと、
   前記サブキャリアごとの複素データを含む第３データ配列を生成するステップであって、その（２ｋ＋１）番目（０≦ｋ≦Ｎ／２−１）の複素データが、前記第１データ配列の２ｋ番目の複素データと（２ｋ＋１）番目の複素データの差分を２で割った値であり、その２ｋ番目の複素データが、前記第２データ配列の（２ｋ＋１）番目の複素データと２ｋ番目の複素データの差分を２で割った値である第３データ配列を生成するステップと、
   前記第３データ配列にもとづき、各サブキャリアにマッピングされた複素シンボルを判定し、各サブキャリアが搬送するデジタルデータを復調するステップと、
   を備えることを特徴とする方法。
5. 前記分解するステップは、
   前記第１ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれから、前記第１ベースバンドデータのＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれを減算し、差を２で割ることにより、前記第１奇数ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素を計算するステップと、
   前記第１ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれから、前記第１ベースバンドデータのＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれを減算し、差を２で割って（−１）を乗ずることにより、前記第１奇数ベースバンドデータの（Ｎ／２）番目から（Ｎ−１）番目の要素を計算するステップと、
   前記第１ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれを、前記第１ベースバンドデータのＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれと加算し、和を２で割ることにより、前記第１偶数ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素を計算するステップと、
   前記第１ベースバンドデータの０番目から（Ｎ／２−１）番目の要素それぞれを、前記第１ベースバンドデータのＮ／２番目から（Ｎ−１）番目の要素それぞれと加算し、和を２で割ることにより、前記第１偶数ベースバンドデータの（Ｎ／２）番目から（Ｎ−１）番目の要素を計算するステップと、
   を備えることを特徴とする請求項４に記載の方法。

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