JP5799463B2 - 無線通信システム、送信機およびマルチキャリア通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）など周波数利用効率が高いマルチキャリアを使用する高速無線通信システムに関し、詳しくは電力効率が高いＲＦ増幅器を用いる送信機に関する。

ＯＦＤＭ無線通信システムは、現在、無線ＬＡＮ（ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｌｏｃａｌ Ａｒｉａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）などにおいて使用されており、高速な無線通信を実現する方式の１つである。
既存のＯＦＤＭ無線通信システムに用いる送信機の一般的な構成は、例えば非特許文献１に記載されている。非特許文献１に示されたＯＦＤＭ無線通信システムに用いる送信機を図１０に示す。
図１０の送信機において、入力デジタル信号列^ｔ｛Ｄ｝はシンボルマッパ１００および直並列変換器１０１により、並列複素シンボル列｛Ｓ｝に変換される。並列複素シンボル列｛Ｓ｝は、周波数マッパ１０２、逆離散フーリエ変換器１０３および並直列変換器１０４によりマトリクス計算処理される。その結果、複素ＯＦＤＭシンボル標本値列^ｔ｛Ｖ｝が生成される。複素ＯＦＤＭシンボル標本値列^ｔ｛Ｖ｝は、ガードインターバル回路１０５により適切なガードインターバルを付加され、さらにＤＡ変換器１０６によって複素アナログＯＦＤＭ信号Ｖ_ＢＢ（ｔ）へと変換される。複素アナログＯＦＤＭ信号Ｖ_ＢＢ（ｔ）は、直交変調ミクサ１０７と局発発振器１０８とで構成される直交変調器１０９により直交変調されたＲＦ信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に変換される。その後、ＲＦ信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）は、ＲＦ増幅器１１０によって高出力に増幅され、アンテナ１１１から空間に送出される。
上記構成のＯＦＤＭ無線通信システムは、一般に周波数利用効率が良く、適切なガードインターバルを設けることにより、マルチパスフェージングに強いなどの優れた特長を有する。
また、ＯＦＤＭ無線通信システムに用いるＯＦＤＭ変調回路の構成は、特許文献１にも記載されている。特許文献１に記載された構成では、上記非特許文献１と異なり、入力信号列を複数系統に分割して各サブキャリアに割当てた後、各系統のＤ／Ａ変換回路および直交変調回路を介して、合成器に複数系統を入力して、増幅器に入力される出力信号を生成する。

特開２００２−２９０３６８号公報

伊丹誠著、「わかりやすいＯＦＤＭ技術」オーム社 ２００５年１１月

しかしながら、特許文献１または非特許文献１のＯＦＤＭ通信システムでは、ＲＦ増幅器に入力されるＲＦ信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）は多数のキャリアを含んだマルチキャリア変調信号であり、信号の平均電力に対するピーク電力の比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が大きくなる。このため、線形に信号を増幅するためにはＲＦ増幅器の飽和出力電力が信号のピーク電力より大きくなるように飽和出力電力に対して十分大きなバックオフを持たせて動作させる必要が生ずる。換言すれば、大きな飽和出力が得られるＲＦ増幅器を用い、かつ、大きなバックオフ点でＲＦ増幅器を動作させる必要がある。図１１は、無線通信システムにおける増幅器の出力電力および電力効率特性の一例である。当該図面に示すように、一般に増幅器の電力効率は、飽和出力電力レベルで動作させる場合に最大となり、飽和から大きなバックオフを持たせて動作させると著しく低下する。この結果からくる消費電力の増加が無線通信システムにとって問題となる。また、無線通信システムの構築に大きな飽和出力電力を有する高出力増幅器が必要となるが、ミリ波などの極めて短い波長を用いる無線通信システムでは、高効率・高出力増幅器の実現が困難となる問題もある。以上のことから、無線通信システム中でのＯＦＤＭの様な高い周波数利用効率（ｂｉｔ／Ｈｚ）を維持しながら、消費電力を下げることが著しく難しく、１ｂｉｔあたりの消費電力が高いという課題がある。
既存のＯＦＤＭ通信システムと異なる方式を使用するマルチキャリア通信システムにおいても、上記ＯＦＤＭ通信システムと同様に、スペクトルの広がりを抑えること、相互歪み成分の影響を抑えること等が要求されるために、ＰＡＰＲを大きくとる必要がある。そのため、そのマルチキャリア通信システムも大きなバックオフ点でＲＦ増幅器を動作させる必要がある。従って、ＯＦＤＭ通信システムと同様、増幅器の消費電力が増加する問題がある。その結果、無線通信システム中での１ｂｉｔあたりの消費電力を低下させることができないと云う問題がある。
また、特許文献１に示される通信システムのように、並直列変換を行なわずに、各系統にて直交した信号を作成した後に合成器によって入力波形を合成し、その後増幅器に送信する構成でも、上記説明と同様マルチキャリア変調信号を用いるのでＰＡＰＲを大きくする必要がある。
本発明は、ＯＦＤＭ通信システムに代表されるマルチキャリア変調信号を用いる通信システムにおいて、送信機に用いるＲＦ増幅器に大きなバックオフを持たせる必要がなく、その結果、低い飽和出力電力のＲＦ増幅器を使用することが可能となり、かつ、そのＲＦ増幅器を高い電力効率で使用でき、その結果送信機の消費電力を著しく低減でき、１ｂｉｔあたりの消費電力を下げられる無線通信システムを提供する。

本発明に係る無線通信システムは、入力デジタル信号列を直並列変換してＮ個（Ｎは正整数）のＤＡ変換器に入力することで 当該Ｎ個のＤＡ変換器から得られた夫々の複素アナログ信号を、まとめて後段のＲＦ増幅器の台数と同数のＭ個（ＭはＮより小さい２以上の正整数）の複素アナログ信号に合成して出力する信号合成器と、前記信号合成器によって後段の前記ＲＦ増幅器の台数に合わせてＭ数にまとめられて出力された複素アナログ信号を、直交変調されたＲＦ信号に変調するＭ個の直交変調ミクサと、前記Ｍ個の直交変調ミクサによって直交変調されたＭ個のＲＦ信号を、個別にサブキャリアの周波数に対応させて増幅するＭ個の前記ＲＦ増幅器を備える直交周波数分割多重通信を行なう送信機を有することを特徴とする。
本発明に係る直交周波数分割多重通信を行なう送信機は、入力デジタル信号列を直並列変換してＮ個（Ｎは正整数）のＤＡ変換器に入力することによって得られた夫々の複素アナログ信号を、まとめてＭ数（ＭはＮより小さい２以上の正整数）の複素アナログ信号に合成する信号合成器と、前記信号合成器によってまとめられて出力された複素アナログ信号を、直交変調されたＲＦ信号に変調するＭ個の直交変調ミクサと、前記Ｍ個の直交変調ミクサによって直交変調されたＭ個のＲＦ信号を、個別にサブキャリアの周波数に対応させて増幅するＭ個のＲＦ増幅器を備える。
本発明に係る直交周波数分割多重通信用無線機によるマルチキャリア通信方法は、入力デジタル信号列をシンボル変換、直並列変換およびアナログ変換を行い得られた夫々の複素アナログ信号を、まとめて後段の２以上の個々に独立したＲＦ増幅器の台数と同数の信号数に成るように合成し、合成されたそれぞれの信号を、複数の直交変調ミクサを用いて、直交変調された複数のＲＦ信号に変調し、前記複数のＲＦ信号の夫々を、複数のＲＦ増幅器を用いて、個別にサブキャリアの周波数に対応させて増幅し、前記独立して個別に増幅した夫々のＲＦ信号を、アンテナを用いて空中に送出することを特徴とする。

本発明によれば、マルチキャリア変調信号を用いる通信システムにおいて、送信機に用いるＲＦ増幅器のバックオフを軽減し、高い周波数利用効率を維持しながら高い電力効率を実現する送信機、無線通信システムおよびマルチキャリア通信方法を提供できる。またこの効果を得るにあたり、共通の周波数を有する局発発振器あるいは、共通の局発発振器を利用することが可能になる。

図１は、本発明の第１の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図２は、本発明の第３の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図３は、本発明の第４の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図４は、本発明の第５の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図５は、本発明の第６の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図６は、本発明に係るウインドウイング処理回路を装荷した場合の信号の様子を示す説明図である。
図７は、本発明の第７の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図８は、本発明の第８の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図９は、本発明の第９の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図１０は、ＯＦＤＭ無線通信システムに用いる送信機の一般的な構成図である。
図１１は、増幅器の出力電力および電力効率特性の一例を示す説明図である。

本発明の実施の形態について、図を参照しながら説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図示された送信機は、入力デジタル信号列^ｔ｛Ｄ｝を複素シンボル列に変換するシンボルマッパ１と、生成された複素シンボル列を並列複素シンボル（Ｓ）へと変換する直並列変換器２と、並列複素シンボル（Ｓ）に含まれる各複素シンボル（ｓ_０〜ｓ_Ｎ−１）のそれぞれに対して個別の周波数を割り当てる周波数マッパ３と、割り当てられた周波数に対応した位相回転を与えたそれぞれの複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）を生成するデジタル信号処理回路４と、生成した複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）のそれぞれを複素アナログ信号（Ｖ_ＢＢ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＢＢ．Ｎ−１}（ｔ））へと変換する複数のＤＡ変換器５と、複数のＤＡ変換器からそれぞれ出力されるＮ個の複素アナログ信号（Ｖ_ＢＢ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＢＢ．Ｎ−１}（ｔ））をＭ個の信号に合成する合成器１６と、Ｍ個にまとめられた複素アナログ信号のそれぞれから実数部が直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））を生成する複数の直交変調ミクサ６と、各直交変調ミクサに局発信号を供給する複数の局発発振器７と、各直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））をそれぞれ増幅する複数のＲＦ増幅器８と、増幅されたそれぞれのＲＦ信号を空中に送出する複数のアンテナ９とから構成されている。
ここで、デジタル信号処理回路４は、信号処理手段として動作する。また、ＤＡ変換器５は、ＤＡ変換手段として動作する。また、合成器１６は、信号合成手段として動作する。また、直交変調ミクサ６と局発発振器７との組は、１組の直交変調手段ないし回路として動作する。また、ＲＦ増幅器８は、ＲＦ増幅手段ないし回路として動作する。
次に、動作について説明する。
入力デジタル信号列^ｔ｛Ｄ｝は、シンボルマッパ１および直並列変換器２により、Ｎ個の複素シンボル（ｓ_０〜ｓ_Ｎ−１）を含む並列複素シンボル（ｓ）に変換される。次に、周波数マッパ３により各複素シンボル（ｓ_０〜ｓ_Ｎ−１）に個別の周波数（ｆ_０，ｆ_１，・・・，ｆ_ｋ，・・・，ｆ_Ｎ−１）が割り当てられ、さらに、デジタル信号処理回路４により、各割り当てられた周波数に対応した位相回転を与えた複素デジタル信号標本列^ｔ（ｖ）を生成する。以上を式で表すと、

ここで、

このとき、（３）および（５）の中で位相項として示されているｆ_ｋ（１＜ｋ＜Ｎ−１）が、この操作で与えられる周波数に対応している。上記Ｎ個の複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）は、それぞれＤＡ変換器５にて複素アナログ信号（Ｖ_ＢＢ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＢＢ．Ｎ−１}（ｔ））に変換される。各ＤＡ変換器５から出力されるＮ個の複素アナログ信号（Ｖ_ＢＢ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＢＢ．Ｎ−１}（ｔ））は、合成器１６により、Ｍ個にまとめられて、合成される。例えばＮ＝３２、Ｍ＝１６の場合には、夫々２個の複素アナログ信号がとりまとめられ、合成される。
合成された複素アナログ信号は、直交変調ミクサ６と局発発振器７とで直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））に変換される。直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））は、ＲＦ増幅器８にてそれぞれ増幅され、アンテナ９から空中に送出される。
これにより、既存のＯＦＤＭなどのマルチキャリアを使用する無線通信システムにおいて問題となったマルチキャリア信号を１つの増幅器で増幅する必要性がなくなり、増幅器におけるＰＡＰＲが増加する問題が軽減される。
この結果、大きな飽和出力のＲＦ増幅器が不要となり、また、ＰＡＰＲの増加に伴うＲＦ増幅器の効率低下の問題を回避できる。すなわち、小さな出力電力のＲＦ増幅器を使用することが可能となり、かつ、そのＲＦ増幅器を高い電力効率で使用でき、その結果 周波数利用効率を維持しつつ送信機の消費電力を低減でき、高い周波数利用効率（ｂｉｔ／Ｈｚ）を維持しながら、消費電力を下げ、１ｂｉｔあたりの消費電力を下げられる利点がある。
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態の無線通信システムは、図１の構成において、各並列複素シンボルのそれぞれに割り当てる個別の周波数を、シンボル周期Ｔの逆数で定義される基本周波数ｆ_０（＝１／Ｔ）の整数倍でなる周波数ｆ_ｋ＝ｋｆ_０（ｋは整数）としている点で第１の実施形態と異なっている。
この場合、行列（Ｆ^−１）は逆離散フーリエ変換行列（ＩＤＦＴ）になり、行列（Ｆ）は離散フーリエ変換行列（ＤＦＴ）になる。その結果、式（１）〜（５）は以下のように変更して表せる。

ここで、

ここで、生成されたＮ個の複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）を標本時間ごとに加算すると既存のＯＦＤＭ変調信号と同一の信号となる。このことから、本発明により生成したＲＦ信号は、周波数利用効率が良く、マルチパスフェージングに強いなどの既存のＯＦＤＭ変調信号の優れた特長を有する。
一方、本発明では、複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）のそれぞれから直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））を生成し、各ＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｎ−１}（ｔ））をそれぞれ個別に増幅することができ、既存のＯＦＤＭ変調信号で問題となった大きなＰＡＰＲの問題が軽減される。その結果、ＲＦ増幅器に大きなバックオフを持たせる必要がなく、実現が容易な低出力な増幅器を用いることができ、また、高い電力効率で動作させることができ、高い周波数利用効率（ｂｉｔ／Ｈｚ）を維持しながら、消費電力を下げ、１ｂｉｔあたりの消費電力を下げられる利点がある。
以上のように、第２の実施形態に係る無線通信システムでは、既存のＯＦＤＭ変調信号を用いた無線通信システムの優れた特長を有しながら、単一増幅器を用いる欠点である大きなＰＡＰＲによる送信機の効率低下の問題を回避できる。
（第３の実施の形態）
図２は、本発明の第３の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図１の構成と異なる点は、Ｎ個の直交変調ミクサ６に局発信号を供給する局発発振器を共通の局発信号を生成する単一の共通局発発振器１０で構成していることである。
次に、動作について説明する。本実施の形態の無線通信システムの送信機では並列複素シンボル（Ｓ）に含まれる各複素シンボル（ｓ_０〜ｓ_Ｎ−１）のそれぞれに対して周波数マッパ３によって個別の周波数（ｆ_０，ｆ_１，・・・，ｆ_ｋ，・・・，ｆ_Ｎ−１）が割り当てられ、さらに、デジタル信号処理回路４により各割り当てられた周波数に対応した位相回転を与えた複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）を生成している。
このため、図２の各直交変調ミクサ６に供給する局発信号は、同一の周波数でよい。その結果、一つの共通局発発振器１０を用いることが可能となる。局発発振器が１つでよいので小型化が可能であり、かつ、各直交変調ミクサ６に供給する局発信号間の周波数偏差を考慮する必要がないため構成が簡単になる利点がある。
（第４の実施の形態）
図３は、本発明の第４の実施の形態における無線通信システムの構成図である。図１および図２の構成と比較すると、各ＲＦ増幅器８で個別に増幅されたＲＦ信号を合成するための複数の電力合成器１１、および各電力合成器１１に対応して、合成したＲＦ信号を空中に送出する複数のアンテナ１２を備えた点が異なる。
次に、動作について説明する。各ＲＦ増幅器８で個別に増幅された複数のＲＦ信号を電力合成器１１にて合成した後にアンテナ１２から空中に送出することにより、使用するアンテナの削減が可能となる。図３に示した構成は、各ＲＦ増幅器８で個別に増幅されたＲＦ信号の全てを１つの電力合成器で合成し、１つのアンテナから空中に送出する例である。他方、複数の電力合波器を用いるようにしてもよい。換言すれば、電力合成器１１の個数ｎは、ＲＦ増幅器８の個数となる入力系統数＞ｎ≧１である。他方、信号増幅器１６は、低い飽和出力電力のＲＦ増幅器を使用できるようにＲＦ増幅器のバックオフを考慮し、入力系統数と２以上の出力系統数を設定する必要がある。
以上のように、第４の実施形態に係る無線通信システムでは、既存のＯＦＤＭ変調信号を用いた無線通信システムの優れた特長を有しながら、単一増幅器を用いる欠点である大きなＰＡＰＲによる送信機の効率低下の問題を回避でき、且つ、ＲＦ増幅器及びアンテナの個数を所望の個数まで削減できる。
（第５の実施の形態）
図４は、本発明の第５の実施の形態における無線通信システムの構成図である。図１ないし図３と比較すると、図４における無線通信システムの送信機では、デジタル信号処理回路４及び複数のＤＡ変換器５との間にガードインターバル回路１３を装荷する点が異なる。
次に、動作について説明する。ガードインターバル回路１３を装荷することにより、デジタル信号処理回路４にて生成した複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）のそれぞれに、適切なガードインターバル（ＧＩ）が付加される。付加したＧＩにより、マルチパス干渉波の影響を低減することが可能となる。
（第６の実施の形態）
図５は、本発明の第６の実施の形態における無線通信システムの構成図である。図４と比較すると、ガードインターバル回路１３と複数のＤＡ変換器５との間に、ウインドウイング処理回路１４を装荷する点が異なる。図６はウインドウイング処理回路１４を装荷した場合の信号の様子を示す図である。
図４に示すように、ガードインターバル回路（ＧＩ）１３を付加した場合、図６に示すように、連続する信号間（図ではＡ点）に不連続が生じる。このような不連続が生じるとスプリアス成分が発生することになる。これに対し、図６に示すように、ウインドウイング処理回路１４を設け、ランプ状（傾斜状）のウインドウイング処理を行うと不連続部分の振幅が小さくなり、滑らかになる。これにより、信号のスプリアス成分の抑制やピーク電力の削減等が可能となる。
（第７の実施の形態）
図７は、本発明の第７の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。
図示された送信機は、入力デジタル信号列^ｔ｛Ｄ｝を複素シンボル列に変換するシンボルマッパ１と、生成された複素シンボル列を並列複素シンボル（Ｓ）へと変換する直並列変換器２と、並列複素シンボル（Ｓ）に含まれる各複素シンボル（ｓ_０〜ｓ_Ｎ−１）のそれぞれに対して個別の周波数を割り当てる周波数マッパ３と、割り当てられた周波数に対応した位相回転を与えたそれぞれの複素デジタル信号標本列を生成するデジタル信号処理回路４と、各複素デジタル信号標本列の帯域を制限するフィルタ１５と、生成した複素デジタル信号標本列のそれぞれを複素アナログ信号（Ｖ_ＢＢ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＢＢ．Ｎ−１}（ｔ））へと変換するＮ個のＤＡ変換器５と、それぞれのＤＡ変換器５から出力されるＮ個の複素アナログ信号（Ｖ_ＢＢ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＢＢ．Ｎ−１}（ｔ））を合成する合成器１６と、合成された信号のそれぞれから直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））を生成する複数の直交変調ミクサ６と、各直交変調ミクサに局発信号を供給する複数の局発発振器７と、各直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））をそれぞれ増幅する複数のＲＦ増幅器８と、増幅されたそれぞれのＲＦ信号を空中に送出するアンテナ９とから構成されている。即ち、フィルタ１５を設けた点で、第７の実施の形態に係る送信機は、第１の実施の形態に係る送信機とは異なっている。
次に、動作について説明する。
入力デジタル信号列^ｔ｛Ｄ｝は、シンボルマッパ１および直並列変換器２により、Ｎ個の複素シンボル（ｓ_０〜ｓ_Ｎ−１）に変換される。次に、周波数マッパ３により各複素シンボル（ｓ_０〜ｓ_Ｎ−１）に個別の周波数（ｆ_０，ｆ_１，・・・，ｆ_ｋ，・・・，ｆ_Ｎ−１）が割り当てられ、さらに、デジタル信号処理回路４により、各割り当てられた周波数に対応した位相回転を与えて複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）を生成する。このとき各複素シンボルがそれぞれ別の周波数領域に展開され、かつ個別に復調可能であるシングルキャリア信号が生成できるように位相回転がそれぞれに与えられ、その結果Ｎ個の複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）が生成される。さらに各複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）は、フィルタ１５により帯域が制限される。このときにフィルタ１５として、例えばロールオフフィルタが用いられる。さらに、フィルタリングされた各複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）はそれぞれＤＡ変換器５にて複素アナログ信号（Ｖ_ＢＢ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＢＢ．Ｎ−１}（ｔ））に変換される。各ＤＡ変換器５から出力されるＮ個の複素アナログ信号（Ｖ_ＢＢ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＢＢ．Ｎ−１}（ｔ））は、合成器１６により、Ｍ個にまとめられる。例えばＮ＝３２、Ｍ＝１６の場合には、夫々２個の複素アナログ信号がとりまとめられる。まとめられた複素アナログ信号は、さらに直交変調ミクサ６と局発発振器７とで直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））に変換される。直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））はさらにＲＦ増幅器８にてそれぞれ増幅され、アンテナ９から空中に送出される。
以上の動作原理から、各ＲＦ増幅器８で増幅される直交変調されたＲＦ信号（Ｖ_ＲＦ．０（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ．Ｍ−１}（ｔ））は、シングルキャリア変調信号となっている。シングルキャリア変調としては、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭが適用可能である。
これにより、既存のＯＦＤＭなどのマルチキャリアを使用する通信システムにおいて問題となったマルチキャリア信号を１つの増幅器で増幅をする必要性がなくなり、増幅器におけるＰＡＰＲが増加する問題が軽減される。この結果、大きな飽和出力のＲＦ増幅器が不要となり、また、ＰＡＰＲの増加に伴うＲＦ増幅器の効率低下の問題を回避できる。すなわち、小さな出力電力のＲＦ増幅器を使用することが可能となり、かつ、そのＲＦ増幅器を高い電力効率で使用でき、その結果送信機の消費電力を低減できる利点がある。
また、フィルタをサブキャリアごとに使うことによって、各サブキャリアのサイドローブが低減されるため、サブキャリア間隔を狭くしても、サブキャリアをそれぞれシングルキャリア信号として扱うことができる。
（第８の実施の形態）
図８は、本発明の第８の実施の形態における無線通信システムの送信機の構成図である。図７の構成と異なる点は、Ｎ個の直交変調ミクサ６に局発信号を供給する局発発振器を単一の共通局発発振器１０で構成していることである。
次に、動作について説明する。本発明の無線通信システムの送信機では各並列複素シンボルｓ_ｋのそれぞれに対して個別の周波数（ｆ_０，ｆ_１，・・・，ｆ_ｋ，・・・，ｆ_Ｎ−１）が割り当てられている。
さらに、デジタル信号処理回路４により、各複素シンボルがそれぞれ固別の周波数領域に展開され、かつ個別に復調可能なシングルキャリア信号が生成可能なように位相回転が与えられ、その結果、Ｎ個の複素デジタル信号標本列（^ｔ｛ｖ_０｝〜^ｔ｛ｖ_Ｎ−１｝）が生成される。このため、図８の各直交変調ミクサ６に供給する局発信号は同一の周波数でよい。その結果、一つの共通局発発振器１０を用いることが可能となる。局発発振器が１つでよいので小型化が可能であり、かつ、各直交変調ミクサ６に供給する局発信号間の周波数偏差を考慮する必要がないため構成が簡単になる利点がある。
（第９の実施の形態）
図９に示された第９の実施の形態に係る送信機は、複数の複素デジタル信号標本列^ｔ｛ｖ_ｋ｝を生成する機能を有する信号処理回路４’に、いずれか一つの複素デジタル信号標本列^ｔ｛ｖ_ｋ｝を選択する制御部を設けている点で、図２に示された送信機と異なっている。
例えば、信号処理回路４’内に、ＯＦＤＭとＯＦＤＭではないマルチキャリア通信システムに対応した複素デジタル信号標本列を出力できる機能を予め回路内に用意する。これにより、制御信号を用いて状況に応じた使い分けが可能になり、１つの無線機が２つの方式をサポートすることが実現できる。
以上説明したように、本発明における無線通信システムの送信機では、Ｎ個の複素シンボルのそれぞれに対して個別の周波数を割り当て、計Ｍ個の信号にまとめて（Ｍ＜Ｎ）、さらに直交変調し、各直交変調したＲＦ信号をそれぞれ個別に増幅するように構成する。
上記構成とすることにより、多数のサブキャリア信号を含むマルチキャリア信号を１つの増幅器で増幅をする必要がなくなり、増幅器におけるＰＡＰＲが増加する問題が軽減される。この結果、大きな飽和出力のＲＦ増幅器が不要となり、また、ＰＡＰＲの増加に伴うＲＦ増幅器の効率低下の問題を回避できる。すなわち、小さな出力電力のＲＦ増幅器を使用することが可能となり、かつ、そのＲＦ増幅器を高い電力効率で使用でき、その結果 周波数利用効率を維持しつつ送信機の消費電力を著しく低減できる。
尚、以上に述べた発明の実施の形態においては、ＯＦＤＭ通信システムにおける信号処理回路４、信号処理回路４’と、実施の形態７や８で示したマルチキャリア通信システムにおけるフィルタ１５は、デジタル回路で構成することができ、回路の有無や順序の変更が可能である。他方、ＲＦ増幅器は、直交変調器よりも後段に設けることが望ましい。このことから、複素アナログ信号をまとめる処理（合成）を、直交変調器よりも前段に設ける必要が生ずる。即ち、合成器⇒直交変調器⇒ＲＦ増幅器の順となる。
また、本発明の具体的な構成は前述の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の変更があってもこの発明に含まれる。
この出願は、２０１０年１月２９日に出願された日本出願特願２０１０−０１７７０１号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１ シンボルマッパ（シンボルマッピング手段）
２ 直並列変換器（直並列変換手段）
３ 周波数マッパ（周波数マッピング手段）
４，４’ 信号処理回路（信号処理手段）
５ ＤＡ変換器（ＤＡ変換手段）
６ 直交変調ミクサ（直交変調手段の一部）
７ 局発発振器（直交変調手段の一部）
８ ＲＦ増幅器（ＲＦ増幅手段）
９，１２ アンテナ
１０ 共通局発発振器（共通局発発振手段）
１１ 電力合成器（電力合成手段）
１３ ガードインターバル回路（ガードインターバル生成手段）
１４ ウインドウ処理回路（ウインドウ処理手段）
１５ フィルタ（フィルタ手段）
１６ 信号合成器（信号合成手段）
１００ シンボルマッパ
１０１ 直並列変換器
１０２ 周波数マッパ
１０３ 逆離散フーリエ変換器
１０４ 並直列変換器
１０５ ガードインターバル回路
１０６ ＤＡ変換器
１０７ 直交変調ミクサ
１０８ 局発発振器
１０９ ＲＦ増幅器
１１１ アンテナ

Claims (22)

1. 入力デジタル信号列を直並列変換してＮ個（Ｎは正整数）のＤＡ変換器に入力することで 当該Ｎ個のＤＡ変換器から得られた夫々の複素アナログ信号を、まとめて後段のＲＦ増幅器の台数と同数のＭ個（ＭはＮより小さい２以上の正整数）の複素アナログ信号に合成して出力する信号合成器と、
   前記信号合成器によって後段の前記ＲＦ増幅器の台数に合わせてＭ数にまとめられて出力された複素アナログ信号を、直交変調されたＲＦ信号に変調するＭ個の直交変調ミクサと、
   前記Ｍ個の直交変調ミクサによって直交変調されたＭ個のＲＦ信号を、個別にサブキャリアの周波数に対応させて増幅するＭ個の前記ＲＦ増幅器と
   を備える直交周波数分割多重通信を行なう送信機を有することを特徴とする無線通信システム。
2. 請求項１記載の無線通信システムにおいて、
   直並列変換によって得られる各並列複素シンボルの夫々に対して割り当てる個別の周波数を、シンボル周期Ｔの逆数で定義される基本周波数f₀(=1/T)の整数倍でなる周波数f_k=kf₀（kは整数）とする信号処理回路
   を有することを特徴とする無線通信システム。
3. 請求項２に記載の無線通信システムにおいて、
   前記Ｍ個の直交変調ミクサにより、並列複素シンボルを位相回転させて相互に直交させた複素デジタル信号標本列をアナログ変換するとともに、所定数にまとめた複素アナログ信号を、共通の局発信号を使用して夫々のＲＦ信号に変調することを特徴とする無線通信システム。
4. 請求項２又は３に記載の無線通信システムにおいて、
   前記各ＲＦ増幅器で増幅されたＲＦ信号の一部または全てを合成する少なくとも１つの電力合成器を備えることを特徴とする無線通信システム。
5. 請求項２ないし４の何れか一項に記載の無線通信システムにおいて、
   前記信号処理回路と前記Ｎ個のＤＡ変換器との間に、各複素デジタル信号標本列のそれぞれに対してガードインターバルを与えるガードインターバル回路を備えることを特徴とする無線通信システム。
6. 請求項５記載の無線通信システムにおいて、
   前記ガードインターバル回路と前記Ｎ個のＤＡ変換器との間に、各複素デジタル信号標本列のそれぞれに対してウインドウイング処理を行うウインドウイング処理回路を備えることを特徴とする無線通信システム。
7. 請求項１ないし６の何れか一項に記載の無線通信システムにおいて、
   入力デジタル信号列を直並列変換した後にであって前記Ｎ個のＤＡ変換器に入力する前に帯域を制限するフィルタを備えることを特徴とする無線通信システム。
8. 請求項２ないし７の何れか一項に記載の無線通信システムにおいて、
   前記信号処理回路は、
   複数の異なる方式に対応する複数種類の複素デジタル信号標本列をそれぞれ生成できると共に、
   入力された制御信号に基づいて、前記複数種類の複素デジタル信号標本列の中から、選択された複素デジタル信号標本列を生成する
   ことを特徴とする無線通信システム。
9. 入力デジタル信号列を複素シンボル列に変換するシンボルマッパと、
   生成された複素シンボルの列をＮ個の並列複素シンボル（Ｎは正整数）へと変換する直並列変換器と、
   前記Ｎ個の並列複素シンボルのそれぞれに対してＮ種類の個別の周波数を割り当てる周波数マッパと、
   前記周波数を割り当てられたＮ個の並列複素シンボルそれぞれに対して、割り当てられた周波数に対応して位相回転を与えてＮ個の複素デジタル信号標本列を生成するデジタル信号処理回路と、
   生成して位相回転を与えられた前記Ｎ個の複素デジタル信号標本列のそれぞれを、複素アナログ信号へと変換するＮ個のＤＡ変換器と、
   前記Ｎ個のＤＡ変換器で変換されたＮ個の複素アナログ信号を、Ｍ個（ＭはＮより小さい２以上の正整数）にまとめる信号合成器と、
   Ｍ個にまとめられた信号から実数の直交変調されたＭ個のＲＦ信号を生成するＭ個の直交変調ミクサと、
   前記Ｍ個の直交変調ミクサに供給する局発信号を与える局発発振器と、
   直交変調された前記Ｍ個のＲＦ信号のそれぞれを個別に増幅するＭ個のＲＦ増幅器と、
   増幅されたそれぞれのＲＦ信号を空中に送出するアンテナと
   を備えて構成された送信機を有することを特徴とする無線通信システム。
10. 入力デジタル信号列を直並列変換してＮ個（Ｎは正整数）のＤＡ変換器に入力することによって得られた夫々の複素アナログ信号を、まとめてＭ数（ＭはＮより小さい２以上の正整数）の複素アナログ信号に合成する信号合成器と、
    前記信号合成器によってまとめられて出力された複素アナログ信号を、直交変調されたＲＦ信号に変調するＭ個の直交変調ミクサと、
    前記Ｍ個の直交変調ミクサによって直交変調されたＭ個のＲＦ信号を、個別にサブキャリアの周波数に対応させて増幅するＭ個のＲＦ増幅器と
    を備える直交周波数分割多重通信を行なう送信機。
11. 請求項１０記載の送信機において、
    直並列変換によって得られる各並列複素シンボルの夫々に対して割り当てる個別の周波数を、シンボル周期Ｔの逆数で定義される基本周波数f₀(=1/T)の整数倍でなる周波数f_k=kf₀（kは整数）とする信号処理回路
    を有することを特徴とする送信機。
12. 請求項１１に記載の送信機において、
    前記Ｍ個の直交変調ミクサで用いられる共通の局発信号を生成する共通局発発振器を有することを特徴とする送信機。
13. 請求項１１又は１２に記載の送信機において、
    前記各ＲＦ増幅器で増幅されたＲＦ信号の一部または全てを合成する少なくとも１つの電力合成器を備えることを特徴とする送信機。
14. 請求項１１ないし１３の何れか一項に記載の送信機において、
    前記信号処理回路と前記Ｎ個のＤＡ変換器との間に、各複素デジタル信号標本列のそれぞれに対してガードインターバルを与えるガードインターバル生成回路を備えることを特徴とする送信機。
15. 請求項１４記載の送信機において、
    前記ガードインターバル生成回路と前記Ｎ個のＤＡ変換器との間に、各複素デジタル信号標本列のそれぞれに対してウインドウイング処理を行うウインドウイング処理回路を備えることを特徴とする送信機。
16. 請求項１０ないし１５の何れか一項に記載の送信機において、
    入力デジタル信号列を直並列変換した後にであって前記Ｎ個のＤＡ変換器に入力する前に帯域を制限するフィルタを備えることを特徴とする送信機。
17. 請求項１１ないし１６の何れか一項に記載の送信機において、
    前記信号処理回路は、
    複数の異なる方式に対応する複数種類の複素デジタル信号標本列をそれぞれ生成できると共に、
    入力された制御信号に基づいて、前記複数種類の複素デジタル信号標本列の中から、選択された複素デジタル信号標本列を生成する
    ことを特徴とする送信機。
18. 入力デジタル信号列をシンボル変換、直並列変換およびアナログ変換を行い得られた夫々の複素アナログ信号を、まとめて後段の２以上の個々に独立したＲＦ増幅器の台数と同数の信号数に成るように合成し、
    合成されたそれぞれの信号を、複数の直交変調ミクサを用いて、直交変調された複数のＲＦ信号に変調し、
    前記複数のＲＦ信号の夫々を、複数のＲＦ増幅器を用いて、個別にサブキャリアの周波数に対応させて増幅し、
    前記独立して個別に増幅した夫々のＲＦ信号を、アンテナを用いて空中に送出する
    ことを特徴とする直交周波数分割多重通信用無線機によるマルチキャリア通信方法。
19. 請求項１８記載のマルチキャリア通信方法において、
    直並列変換によって得られる各並列複素シンボルの夫々に対して割り当てる個別の周波数を、シンボル周期Ｔの逆数で定義される基本周波数f₀(=1/T)の整数倍でなる周波数f_k=kf₀（kは整数）とする
    ことを特徴とするマルチキャリア通信方法。
20. 請求項１８または１９に記載のマルチキャリア通信方法において、
    シンボル変換および直並列変換により、相互に直交させた複素デジタル信号標本列をアナログ変換および合成して得た夫々の複素アナログ信号を、共通の局発信号を使用して夫々のＲＦ信号に変調する
    ことを特徴とするマルチキャリア通信方法。
21. 請求項１８ないし２０の何れか一項に記載のマルチキャリア通信方法において、
    直並列変換後アナログ変換前に、サブキャリアの周波数帯域に基づくフィルタ処理を行うと共に、
    アナログ変換前に、各複素デジタル信号標本列のそれぞれに対してガードインターバルを加え、
    前記ガードインターバルを加えた各複素デジタル信号標本列のそれぞれに対してウインドウイング処理を加え、
    且つ、前記複数のＲＦ増幅器で増幅されたＲＦ信号の一部または全てを電力合成し、
    合成したＲＦ信号を、アンテナを用いて空中に送出する
    ことを特徴とするマルチキャリア通信方法。
22. 請求項１８ないし２１の何れか一項に記載のマルチキャリア通信方法において、
    直並列変換により、相互に直交する並列デジタル信号を生成する複数種類の方式に対応すると共に、
    入力される制御信号に従って、相互に直交する並列デジタル信号を生成する複数種類の方式の中からいずれか一つを選択する制御部を備え、
    前記制御部に入力される前記制御信号に基づいて、選択された並列デジタル信号を生成し、
    当該直交している並列デジタル信号を、夫々アナログ変換、信号合成、ＲＦ信号への変調、および 個別に増幅し、
    アンテナを用いて空中に送出する
    ことを特徴とするマルチキャリア通信方法。

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