CN101692664B - 一种采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法 - Google Patents

Abstract

一种采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法属于宽带多载波无线通信技术领域，其特征在于，采用非连续多载波无线传输的NC-OFDM系统，以非连续载波干涉码作为频域扩频序列，沿着子载波方向扩频的方式，其中，非连续载波干涉码采用NCI码，也可用非连续准正交载波干涉码NPCI码，以降低传输中的多径干扰，以及有效地降低峰均功率比，同时也提高了传输速率和系统容量。

Description

一种采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法

技术领域

本发明涉及一种采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法，属于无线通信技术领域，具体可以应用于具有电磁环境认知能力的宽带多载波无线多载波通信系统。 

背景技术

多载波无线通信已经成为未来宽带无线通信的主要传输技术之一，比如WiMAX、IEEE802.11a，802.11n、LTE等系统。随着宽带技术的发展，认知无线电被认为是提高频谱利用率的有效方式。比如IEEE 802.22系统，整合利用主用户不占用的频段，进行宽带传输；在主用户占用的频段，则不能传输信号以至于对主用户产生干扰。这直接导致了非连续多载波无线传输系统(NC-OFDM)的诞生。该系统基于多载波系统，将对主用户产生干扰的子载波挖去，以便主用户和次用户的通信系统互不影响。虽然NC-OFDM成为认知无线电系统的重要构成方式，但仍然传承了正交频分复用(OFDM)系统的缺点：子载波上发生频率选择性衰落，以及发射信号具有较大的峰均功率比，对射频放大器的要求很高。因此，需要设法克服以上缺点。 

对于传统OFDM系统而言，克服子载波的频率选择性衰落可以采用编码的方法，也可以采用频域扩频的方式，比如编码OFDM系统(COFDM)，多载波CDMA(MC-CDMA)，载波干涉OFDM(CI-OFDM)等；为了降低峰均功率比，可以采用互补码编码，也可以采用波形窗、部分序列、选择映射等方 法。另外，载波干涉OFDM采用载波干扰码(CI码)进行频域扩频，等效于一个带有循环前缀的单载波系统，所以具有很好的峰均比性能。以上各种方法如果直接移植到NC-OFDM系统中，则会发现并不能完成预期的功能。由于NC-OFDM中挖去的子载波具有任意分布，所以直接导致了以上方法复杂度的增加，比如互补序列编码在NC-OFDM中几乎不可用；CI码在NC-OFDM中不再正交，系统性能下降等。到目前为止，还没有较好的方法既能克服子载波的频率选择性衰落，又能降低峰均功率比。 

本发明给出一种采用了非连续载波干涉码的非连续多载波无线传输系统。该系统发送端将非连续载波干涉码的码片在每个相应的子载波上发送，接收端则采用相应的匹配合并器进行合并。不同的非连续载波干涉码可以采用扩频方式携带不同的数据，形成类似多载波码分多址系统(MC-CDMA)系统。其中，非连续载波干涉码采用NCI码，也可用非连续准正交载波干涉码NPCI码。本发明与传统非连续多载波系统相比，不仅具有更高的传输速率和系统容量，而且具有较低的信号峰均功率比。 

发明内容

本发明的目的是提出一种采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法，对具有电磁环境认知能力的宽带多载波无线多载波通信系统提供高数据传输的能力，满足系统较低信号峰均功率比的需求。其特征在于，为了整合利用主用产不占用的频段提供高数据传输速率，采用了NC-OFDM的传输方式；为了能够降低传输中的多径干扰，采用了沿子载波方向扩频的方式；为了能够有效地降低峰均功率比，采用了非连续载波干涉码作为频域扩频序列。 

本发明提出的采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法的发送端，包括以下步骤：

(1)设系统总子载波数为N，N为任意正整数，其中，主用户占用频段所对应的子载波个数为N-M，M为允许次用户利用的子载波数，为正整数，M＜N，然后，构造一个指示向量P，使主用户占用频段所对应的N-M个子载波被置零，允许次用户利用的M个子载波被置1：P＝(p₀，p₁，p₂，…，p_n，…，p_N-1)，n＝0，1，…，n，…，N-1， 

其中， 

(2)发送端产生M个长度各为N的非连续载波干涉码NCI码，其步骤如下： 

(2.1)设定M×M离散傅立叶逆矩阵 

$W_M=\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\right),$ i为行，m为列， $W_M^{i\·m}=\exp [\left(j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\right)\·i\·m];$

(2.2)抽出所述 

的第i行，并乘以 

得到载波干涉码CI码 

其中，0≤i≤M-1，0≤m≤M-1， 

表示第i行的第m个码片，表示为 

则 $C_i^{\left(\mathrm{CI}\right)}=(1,W_M^{i\·1},W_M^{i\·2},\·\·\·W_M^{i\·(M-1)});$

(2.3)对非连续载波干涉码 

码初始化：令n＝0，i＝0，m＝0； 

(2.4)构造M个长度各为N的NCI码 

其中： 

当p_n＝1时，则令 

然后令n＝n+1，m＝m+1，重复步骤(2.4)，直到n＝N； 

当p_n＝0时，则令 ${\mathrm{\α}}_n^{\left(i\right)}=0,$ 然后令n＝n+1，重复步骤(2.4)，直至n＝N； 

(2.5)令i＝i+1，返回步骤(2.4)直至i＝M； 

(3)调制电路对数字基带信号进行调制，产生调制信号； 

(4)把步骤(3)得到的调制信号送入串并变换电路，产生M个并行的符号； 

(5)把步骤(4)输出的每一个符号用步骤(2)产生的相对应的NCI码中的每个码片相乘后再通过一个加法器相加； 

(6)对步骤(5)得到的N个数据符号进行IDFT运算，并加入循环前缀后输出； 

(7)对步骤(6)的输出信号进行数模变换，得到模拟信号； 

(8)由发射端频率合成器产生载波频率，并把所述模拟信号调制到该载波频率发射。 

本发明提出的采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法的接收端，包括以下步骤： 

(1)接收天线接收上述信号，并送入接收端频率合成器，将输出信号进行解调后得到相应的基带信号； 

(2)对步骤(1)得到的基带信号进行模数变换，得到相应的数字信号； 

(3)对步骤(2)输出的数字信号去除循环前缀； 

(4)对步骤(3)得到的N个数据符号进行DFT运算后输出； 

(5)把步骤(4)的输出信号送入NCI码的匹配合并器：将N路子载波上 的信号对应乘以NCI码的码片共轭后，送到合并器中相加，匹配合并后得到的数据再经并串变换后输出； 

(6)对步骤(5)的串行输出信号进行符号解调后得到次用户数据。 

本发明提出的采用非连续准正交载波干涉码的多载波无线传输方法的发送端，所述NCI码用NPCI码代替，包括以下步骤： 

(1)设系统总子载波数为N，N为任意正整数，其中，主用户占用频段所对应的子载波个数为N-M，M为允许次用户利用的子载波数，为正整数，M＜N，然后，构造一个指示向量P，使主用户占用频段所对应的N-M个子载波被置零，允许次用户利用的M个子载波被置1：P＝(p₀，p₁，p₂，…，p_n，…，p_N-1)，n＝0，1，…，n，…，N-1， 

其中， 

(2)发送端产生M个长度各为N的非连续载波干涉码NPCI码，其步骤如下： 

(2.1)设定M×M离散傅立叶逆矩阵 

$W_M=\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\right),$ i为行，m为列， $W_M^{i\·m}=\exp [\left(j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\right)\·i\·m];$

(2.2)抽出所述 

的第i行，并乘以 

再经过变换后得到准正交载波干涉码PCI码 

$C_i^{\left(\mathrm{PCI}\right)}=(s_0^{\left(i\right)},s_1^{\left(i\right)},\·\·\·,s_m^{\left(i\right)},\·\·\·,s_{M-1}^{\left(i\right)}),$ 其中，0≤i≤M-1，0≤m≤M-1， 

表示第i行的第m个码片，表示为 

则  $C_i^{\left(\mathrm{PCI}\right)}=(1,W_M^i{e}^{{\mathrm{j\Δ\θ}}_i},W_M^{i\·2}{e}^{{2\mathrm{j\Δ\θ}}_i},\·\·\·W_M^{i\·(M-1)}{e}^{(M-1){\mathrm{j\Δ\θ}}_i}),$ 其中， ${\mathrm{\Δ\θ}}_i=\frac{\mathrm{\π}}{M},i=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1$

(2.3)对非连续准正交载波干涉码 码初始化：令n＝0，i＝0，m＝0； 

(2.4)构造M个长度各为N的NCI码  其中： 

当p_n＝1时，则令 

然后令n＝n+1，m＝m+1，重复步骤(2.4)，直到n＝N； 

当p_n＝0时，则令 

然后令n＝n+1，重复步骤(2.4)，直至n＝N； 

(2.5)令i＝i+1，返回步骤(2.4)直至i＝M； 

(3)调制电路对数字基带信号进行调制，产生调制信号； 

(4)把步骤(3)得到的调制信号送入串并变换电路，产生M个并行的符号； 

(5)把步骤(4)输出的每一个符号用步骤(2)产生的相对应的NPCI码中的每个码片相乘后再通过一个加法器相加； 

(6)对步骤(5)得到的N个数据符号进行IDFT运算，并加入循环前缀后输出； 

(7)对步骤(6)的输出信号进行数模变换，得到模拟信号； 

(8)由发射端频率合成器产生载波频率，并把所述模拟信号调制到该载波频率发射。 

本发明提出的采用非连续准正交载波干涉码的多载波无线传输方法的接收端，所述NCI码用NPCI码代替，包括以下步骤： 

(1)接收天线接收上述信号，并送入接收端频率合成器，将输出信号进行解调后得到相应的基带信号； 

(2)对步骤(1)得到的基带信号进行模数变换，得到相应的数字信号； 

(3)对步骤(2)输出的数字信号去除循环前缀； 

(4)对步骤(3)得到的N个数据符号进行DFT运算后输出； 

(5)把步骤(4)的输出信号送入NPCI码的匹配合并器：将N路子载波上的信号对应乘以NPCI码的码片共轭后，送到合并器中相加，匹配合并后得到的数据再经并串变换后输出； 

(6)对步骤(5)的串行输出信号进行符号解调后得到次用户数据。 

依照该方法，本发明提供一种采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法，系统软硬件结构简单，实现复杂度很低，易于在现场可编程逻辑阵列(FPGA)的硬件系统或数字信号处理器(DSP)的软件系统中实现。 

通过软件仿真和实际系统验证表明：与传统非连续多载波系统相比，在不增加系统复杂度的情况下，本发明不仅具有更高的传输速率和系统容量，而且具有较低的信号峰均功率比。 

附图说明

图1是本发明NCI-OFDM系统带宽与子载波传输数据示意图。 

图2是本发明NPCI-OFDM系统带宽与子载波传输数据示意图。 

图3是本发明NCI-OFDM系统发送机结构示意图。 

图4是本发明NCI-OFDM系统接收机结构示意图。 

图5是本发明NPCI-OFDM系统发送机结构示意图。 

图6是本发明NPCI-OFDM系统接收机结构示意图。 

图7是本发明系统误码率性能仿真图： 

OFDM 

NCI-OFDM 

NPCI-OFDM。 

图8是本发明系统峰均功率比的仿真图： 

(a)NC-OFDM系统信号峰均功率比； 

(b)NCI-OFDM系统信号峰均功率比； 

(c)NPCI-OFDM系统峰均功率比。 

具体实施方式

下面结合附图对本发明中系统的具体细节和实施方式作进一步的详细描述，若采用的是NCI码，则称发明的系统为NCI-OFDM系统；若采用的是NPCI码，则称发明的系统为NPCI-OFDM系统。 

为了能够详细地说明本发明的具体结构和机能，首先简述一下OFDM系统。OFDM系统将用户数据经过串并变换后在一个频带(标记为W)的若干子载波上面并行发送，并行发送的数据单元为OFDM字符，子载波带宽为ΔF，OFDM字符数据部分长为T_d，加入的循环前缀长为T_a，字符总长度记为T。在接收端，OFDM字符解调，经并串变换后成为接收的用户数据。 

在认知无线电系统中，若主用户已经占用了OFDM系统中的某些频段，则相应的子载波置零，形成非连续OFDM(NC-OFDM)系统。设NC-OFDM系统总子载波数为N，其中次用户可以利用的子载波数为M，则主用户占用频段所对应的子载波数为N-M。本发明首先在发送端将数据用非连续载波干涉 码(NCI码)或非连续准正交载波干涉码(NPCI)扩频，然后在NC-OFDM系统上传输，形成NCI-OFDM或NPCI-OFDM系统。在接收端则采用匹配合并器对NCI码进行解扩操作，还原发送的数据。 

参见图1，是本发明NCI-OFDM系统频谱占用情况和数据传输的示意图。被主用户占用并且在本系统中不能使用的子载波均被置零，其他频谱空穴的位置均可以传输数据。设输入的M个数据为(d₀，d₁，…，d_M-1)，则对于每个数据而言，只需要乘以NCI码对应的码片后在相应子载波发送即可；对于每个子载波，M个数据发送的码片相加，第0号子载波上传输的数据为 

第1号子载波上传输的数据为 等等。 

参见图2，是本发明NPCI-OFDM系统频谱占用情况和数据传输的示意图。被主用户占用并且在本系统中不能使用的子载波均被置零，其他频谱空穴的位置均可以传输数据。设输入的M个数据为(d₀，d₁，…，d_M-1)，则对于每个数据而言，只需要乘以NPCI码对应的码片后在相应子载波发送即可；对于每个子载波，M个数据发送的码片相加，第0号子载波上传输的数据为 第1号子载波上传输的数据为 

等等。 

下面重点讲述NCI码和NPCI码的构造方法，实施例以M＝6，N＝8进行说明，指示向量P＝(1，1，1，1，0，0，1，1)。 

产生6×6离散傅立叶逆矩阵如下： 

$F_6^{-1}=\frac{1}{\sqrt{6}}{\left[W_6^{i\·k}\right]}_{\stackrel{0\≤i\≤5}{0\≤m\≤5}}=\frac{1}{\sqrt{6}}\left[\begin{array}{cccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& -1& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{5\mathrm{\π}}{3}}\\ 1& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& 1& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}\\ 1& -1& 1& -1& 1& -1\\ 1& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& 1& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}\\ 1& e^{j\frac{5\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& -1& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}\end{array}\right]$

根据前面的算法，可以得到6个长度为8的NCI码为： 

$\left(\begin{array}{c}{C}_0^{\left(\mathrm{NCI}\right)}\\ C_1^{\left(\mathrm{NCI}\right)}\\ C_2^{\left(\mathrm{NCI}\right)}\\ C_3^{\left(\mathrm{NCI}\right)}\\ C_4^{\left(\mathrm{NCI}\right)}\\ C_5^{\left(\mathrm{NCI}\right)}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 1& 0& 0& 1& 1\\ 1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& -1& 0& 0& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{5\mathrm{\π}}{3}}\\ 1& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& 1& 0& 0& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}\\ 1& -1& 1& -1& 0& 0& 1& -1\\ 1& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& 1& 0& 0& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}\\ 1& e^{j\frac{5\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{4\mathrm{\π}}{3}}& -1& 0& 0& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}\end{array}\right)$

以及NPCI码为 

$\left[\begin{array}{c}{C}_0^{\left(\mathrm{NPCI}\right)}\\ C_1^{\left(\mathrm{NPCI}\right)}\\ C_2^{\left(\mathrm{NPCI}\right)}\\ C_3^{\left(\mathrm{NPCI}\right)}\\ C_4^{\left(\mathrm{NPCI}\right)}\\ C_5^{\left(\mathrm{NPCI}\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccccc}1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{6}}& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}& 0& 0& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{5\mathrm{\π}}{6}}\\ 1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}& -1& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}& 0& 0& 1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\\ 1& e^{j\frac{5\mathrm{\π}}{6}}& -e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}& 0& 0& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{6}}\\ 1& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{6}}& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}& 0& 0& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& -e^{j\frac{5\mathrm{\π}}{6}}\\ 1& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}& -1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}& 0& 0& 1& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\\ 1& -e^{j\frac{5\mathrm{\π}}{6}}& -e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}& 0& 0& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}& -e^{j\frac{\mathrm{\π}}{6}}\end{array}\right]$

参见图3，是本发明所述的NCI-OFDM系统的发送机结构示意图，以M＝6，N＝8进行说明，包括以下步骤： 

(1)发送端根据非连续多载波系统频谱占用情况，产生6个长度为8的NCI码，如上所述； 

(2)对数字基带信号进行符号调制，以产生顺序输出的调制信号D＝(d₀，d₁，d₂，d₃，d₄，d₅)； 

(3)将上述调制信号进入串并变换模块，以产生6个并行的符号d_i，i＝0，1，…5； 

(4)将每个符号用相应的NCI码C_i ^(NCI)，0≤i≤5，扩频后相加得到 

$Q=(\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\α}}_0^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\α}}_1^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\α}}_2^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\α}}_3^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\α}}_4^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\α}}_5^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\α}}_6^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\α}}_7^{\left(i\right)})$

； 

(5)对得到的8个数据符号进行IDFT运算后输出 $Y={\mathrm{QF}}_8^{-1},$ F₈ ^-1为8×8的离散逆傅立叶矩阵； 

(6)将得到的基带数字信号加入循环前缀后进行数模变换然后送往射频发送。 

参见图4，是本发明所述的NCI-OFDM系统接收机结构示意，以M＝6，N＝8进行说明，包括以下步骤： 

(1)接收端接收射频信号，并通过下变频，模数变换，去除循环前缀后得到相应的基带数字信号Y′，其中包括遭受了子载波衰落和频率偏移的有用信号项以及噪声项； 

(2)对得到的调制符号进行DFT运算后输出Q′＝Y′F₈＝(q′₀，q′₁，q′₂，q′₃，q′₄，q′₅，q′₆，q′₇)，其中F₈为8×8的离散傅立叶矩阵； 

(3)进入各个NCI码的匹配合并器，即将8路子载波上的信号，对应乘以NCI码的码片共轭后，送到合并器中相加，匹配合并后得到 

$D^{\′}=(\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\α}}_k^{{\left(0\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\α}}_k^{{\left(1\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\α}}_k^{{\left(2\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\α}}_k^{{\left(3\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\α}}_k^{{\left(4\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\α}}_k^{{\left(5\right)}^{*}})$

其中，ω_i由合并方式决定，以等增益合并为例，ω_i＝1； 

(4)将所得信号进行并串变换，然后进行符号解调便得到次用户数据。 

参见图5，是本发明所述的NPCI-OFDM系统的发送机结构示意图，以M＝6，N＝8进行说明，包括以下步骤： 

(7)发送端根据非连续多载波系统频谱占用情况，产生6个长度为8的NPCI码，如上所述； 

(8)对数字基带信号进行符号调制，以产生顺序输出的调制信号D＝(d₀，d₁，d₂，d₃，d₄，d₅)； 

(9)将上述调制信号进入串并变换模块，以产生6个并行的符号d_i，i＝0，1，…5； 

(10)将每个符号用相应的NPCI码C_i ^(NPCI)，0≤i≤5，扩频后相加得到 

$Q=(\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\β}}_0^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\β}}_1^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\β}}_2^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\β}}_3^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\β}}_4^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\β}}_5^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\β}}_6^{\left(i\right)},\underset{i=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{\mathrm{\β}}_7^{\left(i\right)})$

； 

(11)对得到的8个数据符号进行IDFT运算后输出 $Y={\mathrm{QF}}_8^{-1},$ F₈ ^-1为8×8的离散逆傅立叶矩阵； 

(12)将得到的基带数字信号加入循环前缀后进行数模变换然后送往射频发送。 

参见图6，是本发明所述的NPCI-OFDM系统接收机结构示意，以 M＝6，N＝8进行说明，包括以下步骤： 

(5)接收端接收射频信号，并通过下变频，模数变换，去除循环前缀后得到相应的基带数字信号Y′，其中包括遭受了子载波衰落和频率偏移的有用信号项以及噪声项； 

(6)对得到的调制符号进行DFT运算后输出Q′＝Y′F₈＝(q′₀，q′₁，q′₂，q′₃，q′₄，q′₅，q′₆，q′₇)，其中F₈为8×8的离散傅立叶矩阵； 

(7)进入各个NPCI码的匹配合并器，即将8路子载波上的信号，对应乘以NPCI码的码片共轭后，送到合并器中相加，匹配合并后得到 

$D^{\′}=(\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\β}}_k^{{\left(0\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\β}}_k^{{\left(1\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\β}}_k^{{\left(2\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\β}}_k^{{\left(3\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\β}}_k^{{\left(4\right)}^{*}},\underset{k=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_k{q}_k^{\′}{\mathrm{\β}}_k^{{\left(5\right)}^{*}})$

其中，ω_i由合并方式决定，以等增益合并为例，ω_i＝1； 

(8)将所得信号进行并串变换，然后进行符号解调便得到次用户数据。 

下面举出一个设计实例，以便进一步说明系统的性能。 

如图7所示，图中给出了传统OFDM系统、NCI-OFDM系统和NPCI-OFDM系统的误码率性能。取N＝32和K＝24，设信道为2径，从误码率性能仿真结果看出：NCI-OFDM误码率性能优于传统NC-OFDM；NPCI-OFDM比NCI-OFDM系统误码率性能略有下降，但码率比NCI-OFDM高一倍。 

如图8所示，图中给出了三个系统的信号峰均功率比(PAPR)的仿真结果，其中时间t轴以传输一个多载波字符的时间为单位。从图中可以清楚地看 出NCI-OFDM和NPCI-OFDM具有相对较小的PAPR。对应三个系统的PAPR实际仿真均值为：9.28、1.12和1.42。 

Claims (2)

1.一种采用非连续载波干涉码的多载波无线传输方法，其特征在于，所述方法是按以下步骤实现的：

在发送端：

步骤(1)，设系统总子载波数为N，N为任意正整数，其中，主用户占用频段所对应的子载波个数为N-M，M为允许次用户利用的子载波数，为正整数，M＜N，然后，构造一个指示向量P，使主用户占用频段所对应的N-M个子载波被置零，允许次用户利用的M个子载波被置1：

P＝(p₀，p₁，p₂，…，p_n，…，p_N-1)，n＝0，1，…，n，…，N-1，

其中， 

步骤(2)，发送端产生M个长度各为N的非连续载波干涉码NCI码，其步骤如下：

步骤(2.1)，设定M×M离散傅立叶逆矩阵F_M ^-1：

i为行，m为列，

步骤(2.2)，抽出所述F_M ^-1的第i行，并乘以 

得到载波干涉码CI码C_i ^(CI)： 

其中，0≤i≤M-1，0≤m≤M-1，c_m ⁽ⁱ⁾表示第i行的第m个码片，表示为W_M ^i·m，则

步骤(2.3)，对非连续载波干涉码 

码初始化：令n＝0，i＝0，m＝0；

步骤(2.4)，构造M个长度各为N的NCI码C_i ^(NCI)： 

其中：

当p_n＝1时，则令

然后令n＝n+1，m＝m+1，重复步骤(2.4)，直到n＝N；

当p_n＝0时，则令然后令n＝n+1，重复步骤(2.4)，直至n＝N；

步骤(2.5)，令i＝i+1，返回步骤(2.4)直至i＝M；

步骤(3)，调制电路对数字基带信号进行调制，产生调制信号；

步骤(4)，把步骤(3)得到的调制信号送入串并变换电路，产生M个并行的符号；

步骤(5)，把步骤(4)输出的每一个符号用步骤(2)产生的相对应的NCI码中的每个码片相乘后再通过一个加法器相加；

步骤(6)，对步骤(5)得到的N个数据符号进行IDFT运算，并加入循环前缀后输出；

步骤(7)，对步骤(6)的输出信号进行数模变换，得到模拟信号；

步骤(8)，由发射端频率合成器产生载波频率，并把所述模拟信号调制到该载波频率发射；

在接收端：

步骤(1′)，接收天线接收上述信号，并送入接收端频率合成器，将输出信号进行解调后得到相应的基带信号；

步骤(2′)，对步骤(1′)得到的基带信号进行模数变换，得到相应的数字信号； 

步骤(3′)，对步骤(2′)输出的数字信号去除循环前缀；

步骤(4′)，对步骤(3′)得到的N个数据符号进行DFT运算后输出；

步骤(5′)，把步骤(4′)的输出信号送入NCI码的匹配合并器：将N路子载波上的信号对应乘以NCI码的码片共轭后，送到合并器中相加，匹配合并后得到的数据再经并串变换后输出；

步骤(6′)，对步骤(5′)的串行输出信号进行符号解调后得到次用户数据。

2.一种采用非连续准正交载波干涉码的多载波无线传输方法，其特征在于，所述方法是按以下步骤实现的：

在发送端：

步骤(1)，设系统总子载波数为N，N为任意正整数，其中，主用户占用频段所对应的子载波个数为N-M，M为允许次用户利用的子载波数，为正整数，M＜N，然后，构造一个指示向量P，使主用户占用频段所对应的N-M个子载波被置零，允许次用户利用的M个子载波被置1：

P＝(p₀，p₁，p₂，…，p_n，…，p_N-1)，n＝0，1，…，n，…，N-1，

其中， 

步骤(2)，发送端产生M个长度各为N的非连续准正交载波干涉码NPCI码，其步骤如下：

步骤(2.1)，设定M×M离散傅立叶逆矩阵F_M ^-1：

i为行，m为列，

步骤(2.2)，抽出所述F_M ^-1的第i行，并乘以 再经过变换后得到准正 交干涉码，即PCI码C_i ^(PCI)：其中，0≤i≤M-1，0≤m≤M-1，s_m ⁽ⁱ⁾表示第i行的第m个码片，，表示为 则 其中，

i＝0，1，…，M-1；

步骤(2.3)，对非连续准正交载波干涉码 码初始化：令n＝0，i＝0，m＝0；

步骤(2.4)，构造M个长度各为N的NPCI码C_i ^(NPCI)： 

其中：

当p_n＝1时，则令

然后令n＝n+1，m＝m+1，重复步骤(2.4)，直到n＝N；

当p_n＝0时，则令

然后令n＝n+1，重复步骤(2.4)，直至n＝N；

步骤(2.5)，令i＝i+1，返回步骤(2.4)直至i＝M；

步骤(3)，调制电路对数字基带信号进行调制，产生调制信号；

步骤(4)，把步骤(3)得到的调制信号送入串并变换电路，产生M个并行的符号；

步骤(5)，把步骤(4)输出的每一个符号用步骤(2)产生的相对应的NPCI码的每个码片相乘后再通过一个加法器相加；

步骤(6)，对步骤(5)得到的N个数据符号进行IDFT运算，并加入循环前缀后输出；

步骤(7)，对步骤(6)的输出信号进行数模变换，得到模拟信号； 

步骤(8)，由发射端频率合成器产生载波频率，并把所述模拟信号调制到该载波频率发射；

在接收端：

步骤(1′)，接收天线接收上述信号，并送入接收端频率合成器，将输出信号进行解调后得到相应的基带信号；

步骤(2′)，对步骤(1′)得到的基带信号进行模数变换，得到相应的数字信号；

步骤(3′)，对步骤(2′)输出的数字信号去除循环前缀；

步骤(4′)，对步骤(3′)得到的N个数据符号进行DFT运算后输出；

步骤(5′)，把步骤(4′)的输出信号送入NPCI码的匹配合并器：将N路子载波上的信号对应乘以NPCI码的码片共轭后，送到合并器中相加，匹配合并后得到的数据再经并串变换后输出；

步骤(6′)，对步骤(5′)的串行输出信号进行符号解调后得到次用户数据。 

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