CN101729134B - 基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置。与现有基于簇的DFT扩频正交频分多址和N×单载波频分多址传输方案相比，本专利所提的传输方案通过变更收发两端的正交变换模式，既能够满足系统覆盖和小区边缘用户的性能，又能提高小区内用户频谱效率。当正交变换采用基于离散傅立叶变换时，发射端能够有效地降低发射信号峰均比，有利于提高发射端的功放效率，从而提高系统覆盖和小区边缘用户的性能；而当正交变换采用恒等变换时，允许系统对单个用户占用的多个子频带分别采用独立的链路自适应、混合重传机制和多天线增强技术提高小区内用户的频谱效率。

Description

基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置

技术领域

本发明涉及宽带无线通信系统领域，尤其是指一种基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置。 

背景技术

近年来，无线通信系统向着宽带方向迅速发展；伴随着这种发展趋势，无线通信系统占有的带宽越来越高，传输速率越来越高，频谱效率也要求越来越高。在宽带无线移动通信系统和宽带无线接入网中要求多个用户同时接入，需要采用多址技术。通常采用的多址技术主要有三种：频分多址、时分多址和码分多址。频分多址技术是将用户的信息分配到不同频率的载波信道进行传输。时分多址技术是将不同的信息分配到不同的时隙进行传输，一个载波可以按时隙传输多个用户的信息，传输的用户数取决于时隙的数目。码分多址技术采用扩频通信方式，它可以在同一时间和同一载波上传输不同的伪随机码调制的多个用户的信号。由于链路预算性能和均衡复杂度等原因，单纯的时分多址和码分多址不适用于宽带无线移动通信系统。根据近几年的研究发现，为了有效提升系统的性能和峰值数据速率，基于频谱聚合的频分多址技术(FDMA)和时分多址技术(TDMA)的组合多址技术将成为未来移动通信技术的主要多址技术。 

在频谱资源日益稀缺的条件下，未来宽带无线通信系统将面临严峻挑战。频谱聚合技术是一项将现有未被占用的零星非连续频谱段合并为一个宽带频谱资源供一个无线通信系统使用的有限手段。在频谱聚合条件下，无线通信系统采用的多址技术必须能灵活支持非连续占用的频谱资源分配，同时保持较好的抗干扰能力。因此，频分多址是未来频谱聚合条件下无线通信系统的必然选择。对于无线传输上行链路，系统不仅要考虑吞吐量的需求，而且必须满足通信网络覆盖的要求。此时，多址传输方案的峰均比性能显得尤为重要。目前，基于频谱聚合的上行频分多址系统主要有两种实现方式，一种是基于簇的DFT扩频正交频分多址系统；另一种是N×单载波频分多址系统。前者峰均比较低，而不支持各频带灵活的链路自适应传输；而后者正好相反。 

广义多载波(GMC)和基于离散傅立叶变换的广义多载波(DFT-S-GMC)频分多址方案是一种高速无线通信传输技术，采用滤波器组技术实现频分复用和频分多址的方式，与OFDM相比该方式具有较低的峰均比，并且能更有效的抵御上行用户间的多址干扰。 

如图1所示，现有的基于簇的DFT扩频正交频分多址系统(Clustered DFT-S-OFDMA)的发射方案中，编码调制后的数据符号先经过串/并转换后，经过一个M点DFT变换，然后将变 换后的数据按照集中式映射方式映射到分配的子载波上，这样每个数据符号扩频到所有分配的子载波上传输。各个用户的频域数据随后经过滤波和循环扩展装置，聚合形成一个N点的IFFT变换到时域，添加循环前缀后形成时域传输符号。最后通过成形滤波和数模转换，由射频发射。可以看出，基于簇的DFT扩频正交频分多址系统由于采用了物理层数据分割方法，不支持不同频谱段上的独立的链路自适应技术、混合重传操作和多天线增强技术，从而造成链路性能的损失和实现复杂度的增加。这个方案的另一个缺点是经过了循环扩展和频域滤波后的信号的峰均比非但不能降低，反而会提高。 

如图2所示，现有的N×单载波频分多址系统(NxSC-FDMA)的发射方案中，原始数据首先被频谱块分割装置分割成若干频谱段，每一段数据编码调制后均经过独立的DFT扩频，然后映射到相应的频谱段。所有频谱段信号聚合形成一个N点的IFFT变换到时域，添加循环前缀后形成时域传输符号。最后通过成形滤波和数模转换，由射频发射。可以看出，N×单载波频分多址系统等同于并行传输N路SC-FDMA信号，使用了MAC层的数据分割方法，支持每个频谱段的独立的链路自适应技术和混合重传机制。但是由于各个用户数据仅经过独立的DFT扩频，其输出信号的峰均比比基于簇的DFT扩频正交频分多址系统还要高。 

总上所述，实有必要设计新的传输方案以解决上述不足。 

发明内容

本发明所要解决的技术问题是通过变更正交变换模式，既能够满足系统覆盖和小区边缘用户的性能，又能提高小区内用户频谱效率。 

为解决上述问题，本发明采用如下技术方案：基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置，其包括发射机，其特征在于：所述发射机包括依次连接的 

信道编码和数据块分割装置，用于根据正交变换控制装置的决策结果，对输入的信息比特进行信道编码和数据块分割操作； 

星座调制装置，用于对并行输入的K个编码后串行数据块序列{c_m，m＝0，1，2，...，K-1}进行星座映射调制操作，以形成K个的串行星座符号数据块{e_m，m＝0，1，...，K-1}，这里，e_m表示一个串行星座符号数据块矢量； 

正交变换装置，用于对并行输入的K个串行星座符号数据序列{e_m，m＝0，1，...，K-1}中序号相同的星座符号进行K点正交变换； 

串并转换装置，用于对正交变换装置输出的K路数据序列{d_m，m＝0，1，...，K-1}分别进行 串并转换操作，以分别形成大小为D_m(m＝0，1，...，K-1)的并行数据块序列{g_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，D_k-1}，这里，g_m，k表示一个元素数量和离散傅立叶变换装置140，141和142中变换点数D_m一样的列向量； 

离散傅立叶变换(DFT)装置，用于对输入的K个并行符号数据块序列{g_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，D_m-1}分别进行D_m点的DFT运算； 

周期拓展装置，用于对输入的各路并行数据块{h_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，D_m-1}进行周期拓展； 

频谱成型装置，用于对输入的各路频域传输信号，即并行符号数据块{i_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1}，分别进行频域频谱成型；子载波映射装置，用于将频谱成型后的各频带的传输信号，即K个并行符号数据块{l_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1}中的每个元素分别映射到相应的子载波上进行传输，对于没有数据映射的子载波传输0； 

逆离散傅立叶变换(IDFT)装置，用于对输入的并行符号数据块序列{o_k，k＝0，1，...，N-1}进行N点的逆傅立叶变换； 

循环前缀添加装置，用于在循环波形序列的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，用于减少信道间干扰； 

以及正交变换控制装置，用于控制正交变换装置所选取的正交变换的种类以及相应的信道编码与数据块分割装置的实现模式。 

作为本发明的优选方案之一，所述信道编码和数据块分割装置连接顺序可互换。 

作为本发明的优选方案之一，所述正交变换包括离散傅立叶变换，沃尔什-哈达码变换和变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等的恒等变换。 

作为本发明的优选方案之一，所述循环前缀添加装置中添加的保护间隔的长度大于信道最大时延扩展长度。 

本发明进一步包括基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置，其包括接收机，其特征在于：所述接收机包括依次连接的 

循环前缀去除装置，用于按照发射端循环前缀添加规则，将数据块中前N_p个采样值舍去， 形成长度为N的串行数据序列{o_k，k＝0，1，...，N-1}； 

串并转换装置，用于将输入的串行数据序列{o_k，k＝0，1，...，N-1}转换为并行数据序列{p_k，k＝0，1，...，N-1}； 

N点离散傅立叶变换装置，用于对输入的并行数据序列{p_k，k＝0，1，...，N-1}进行N点DFT操作； 

子载波解映射装置，用于按发射端用户子载波映射规则提取各频带相应子载波上接收的数据符号； 

信道均衡装置，用于对经过子载波解映射提取的各频带对应子载波上的信号分别进行均衡； 

匹配滤波装置，用于对各频带子载波信道均衡输出的信号矢量进行频域匹配滤波，即是将各频带均衡输出的信号矢量乘以相应发射端窗函数的共轭； 

能量收集装置，用于对各频带频谱边缘的信号能量进行收集； 

D_m点逆离散傅立叶变换装置，用于将能量收集后的K个频带的信号v_m，k，k＝0，…，D_m-1，m＝0，…，K-1，分别进行D_m点IDFT变换获得时域信号； 

并串转换装置，用于对IDFT变换后的K个频带时域信号序列w_m，k，k＝0，…，D_m-1，m＝0，…，K-1，进行并串转换操作； 

逆正交变换装置，用于对输入的K个并输入的串行符号序列x_m，k，k＝0，1，2…，m＝0，…，K-1，中序号相同的元素进行K点逆正交变换； 

星座解调装置，用于对逆正交变换并行输出的符号序列进行星座解调操作，以形成K个串行数据序列，{z_m，m＝0，1，...，K-1}，这里，z_m表示一个串行星座解调数据块矢量； 

信道译码和数据块合并装置，用于根据逆正交变换控制装置的结果对输入的K个串行星座解调数据块序列{z_m，m＝0，1，...，K-1}进行信道译码和数据块合并操作； 

以及逆正交变换控制装置，用于根据发射端采用的正交变换方式，决定逆正交变换装置所选取的逆正交变换的种类和信道译码和数据块合并装置相应的信道译码和数据块合并操作形式。 

作为本发明的优选方案之一，所述逆正交变换包括逆离散傅立叶变换(IDFT)、逆沃 尔什-哈达码变换和变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等的恒等变换。 

本发明提出一种基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置。与现有基于簇的DFT扩频正交频分多址和N×单载波频分多址传输方案相比，本专利所提的传输方案通过变更收发两端的正交变换模式，既能够满足系统覆盖和小区边缘用户的性能，又能提高小区内用户频谱效率。当正交变换采用基于离散傅立叶变换时，发射端能够有效地降低发射信号峰均比，有利于提高发射端的功放效率，从而提高系统覆盖和小区边缘用户的性能；而当正交变换采用恒等变换时，允许系统对单个用户占用的多个子频带分别采用独立的链路自适应、混合重传机制和多天线增强技术提高小区内用户的频谱效率。 

附图说明

图1是现有基于簇的DFT扩频正交频分多址系统的发射机的实现框图； 

图2是现有N×单载波频分多址系统的发射机的实现框图； 

图3是本发明基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输系统的发射机实现框图； 

图4是本发明信道编码和数据块分割装置的一种实现方式框图； 

图5是本发明信道编码和数据块分割装置的另一种实现方式框图； 

图6是本发明正交变换控制装置的工作流程图； 

图7是本发明基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输系统的接收机实现框图； 

图8是本发明信道译码和数据块合并装置的一种实现方式框图； 

图9是本发明信道译码和数据块合并装置的另一种实现方式框图。 

具体实施方式

图3示出一种根据本发明一个具体实施方式的基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输系统的发射机的实现框图。其中包括一个信道编码和数据块分割装置10、K个星座调制装置11(为简明起见，图3中示出3个，110，111和112)、一个K点的正交变换装置12，K个串并转换装置(为简明起见，图3中示出3个，130，131和132)，K个D点离散傅立叶变换(DFT)装置(为简明起见，图3中示出3个，140，141和142)，K个周期拓展装置(为简明起见，图3中示出3个，150，151和152)，K个频谱成型装置(为简明起见，图3中示出3个，160，161和162)，一个子载波映射装置17，一个N(N>D×K)点逆离散傅立叶变换(IDFT)装置18，一个循环前缀添加装置19和一个正交变换控制装置20。 

需要说明的是，作为数字通信系统发射机必要组成部分的RF变频装置和一个发射天线与本发明的目的并无直接关系，在此未进行描述。

假定{a_n，n＝0，1，2....}为输入到发射机的信道编码和数据块分割装置10的串行信息比特输入； 

信道编码和数据块分割装置10，用于根据正交变换控制装置20的决策结果，对输入的信息比特进行信道编码和数据块分割操作。该装置有两种实现模式，分别如图4和5所示。 

图4示出当正交变换控制装置20决定采用恒等变换这一特殊的正交变换时，信道编码和数据块分割装置的实现框图。可以看出，此时信息比特输入序列{a_n，n＝0，1，2....}先经过数据块分割装置30，被分割为K个串行比特数据块序列{b_m，m＝0，1，2，...K-1}并行输出，然后各串行比特数据块序列b_m分别经过K个独立的信道编码装置(为简明起见，图中示出3个，310，311和312)，生成K个编码后数据序列{c_m，m＝0，1，2，...，K-1}，这里，c_m表示一个串行向量，K为其后正交变换装置12中正交变换的点数。 

图5示出当正交变换控制装置20决定采用离散傅立叶变换，沃尔什-哈达码(WH)变换等正交变换时，信道编码和数据块分割装置的实现框图。此时，信道编码和数据块分割装置由一个信道编码装置40和一个数据块分割装置41组成。可以看出，此时信息比特输入序列{a_n，n＝0，1，2....}先经过一个信道编码装置40，进行信道编码后，生成编码后数据序列{b_n，n＝0，1，2....}，然后该编码后数据序列经过数据块分割装置41，被分割为K个串行数据块序列{c_m，m＝0，1，2，...，K-1}并行输出，这里，c_m表示一个串行向量，K为其后正交变换装置12中正交变换的点数。 

星座调制装置110，111和112，分别用于对并行输入的K个编码后串行数据块序列{c_m，m＝0，1，2，...，K-1}进行星座映射调制操作，以形成K个的串行星座符号数据块{e_m，m＝0，1，...，K-1}，这里，e_m表示一个串行星座符号数据块矢量； 

正交变换装置12，用于对并行输入的K个串行星座符号数据序列{e_m，m＝0，1，...，K-1}中序号相同的星座符号进行K点正交变换。这里，正交变换包括离散傅立叶变换(DFT)，沃尔什-哈达码(WH)变换和恒等变换(即变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等)等，具体选择由正交变换控制装置20决定。经过正交变换装置，K个并行输入的数据块序列{e_m，m＝0，1，...，K-1}变换成相应的K个串行数据符号序列{d_m，m＝0，1，...，K-1}。这里，d_m也表示一个串行行向量。正交变换大小K等于用于信号传输的频带数，并且可根据通信系统所 需传输速率进行自适应调整。 

当采用K点DFT变换时，输入与输出数据相互之间的关系服从  $d_{m,k}=\frac{1}{\sqrt{K}}{\mathrm{\Σ}}_{m^{\′}=0}^{K-1}{e}_{m^{\′},k}\exp (-j2\mathrm{\πm}{m}^{\′}/K),$ k＝0，1，2...； 

当采用K点恒等变换时，输入与输出数据相互之间的关系服从d_m，k＝e_m，k，k＝0，1，2...。 

此处，d_m，k和e_m，k分别表示串行数据符号序列d_m和e_m中第k个元素。 

串并转换装置130，131和132，分别用于对正交变换装置输出的K路数据序列{d_m，m＝0，1，...，K-1}进行串并转换操作，以分别形成大小为D_m(m＝0，1，...，K-1)的并行数据块序列{g_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，D_m-1}，这里，g_m，k表示一个元素数量和离散傅立叶变换装置140，141和142中变换点数D_m一样的列向量，其中各路数据中采用的D_m在正交变换采用恒等变换时，可以不相同。 

离散傅立叶变换(DFT)装置140，141和142，用于对输入的K个并行符号数据块序列{g_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，D_m-1}分别进行D_m点的DFT运算。经过DFT模块，输入并行的数据块序列变换成相应的数据块序列{h_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，D_m-1}，相互之间的关系服从 

k＝0，…，D_m-1，m＝0，1，...，K-1。这里，h_m，k表示一个由长度为D_m数据块构成的数据块序列。 

周期拓展装置150，151和152，用于对输入的各路并行数据块{h_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，D_m-1}进行周期拓展。经过周期拓展模块，输入并行的数据块序列变换成相应的并行数据块序列{i_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1}，相互之间的关系服从 n＝0，1，2，...，m＝0，1，...，K-1。 

表示取模D_m运算。这里，i_m表示一个元素数量为N的列向量，Le_m为第m个频带对应的数据块单边循环扩展长度，可根据系统频谱效率，带外泄漏和发射信号峰均比要求选择，并且Le_m≤D_m/2； 

需要说明的是，由于装置10中的D_m的大小是可变的。 

频谱成型装置160，161和162，用于对输入的各路频域传输信号，即并行符号数据块 {i_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1}，分别进行频域频谱成型。经过频谱成型模块，输入并行的数据块序列变换成相应的并行数据块序列{l_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1}，相互之间的关系服从l_m，k＝i_m，kF_m，k，m＝0，1，...，K-1。其中F_m，k为第m个频带频谱成型窗函数。 

子载波映射装置17，用于将频谱成型后的各频带的传输信号，即K个并行符号数据块{l_m，k，m＝0，1，...，K-1，k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1}中的每个元素分别映射到相应的子载波上进行传输，对于没有数据映射的子载波传输0。经过子载波映射装置，输入并行的数据块序列{l_m，k，m＝0，1，...，K-1}变换成相应的数据序列{o_k，k＝0，1，...，N-1}，相互之间的关系服从  $o_k={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K-1}{o}_{m,k}^{\′},$ 其中 

k＇＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1；k＝0，...，N-1为第m(m＝0，…，K-1)个频带映射输出信号，k_m为第m个频带映射子载波偏移量。这里，o_k表示一个元素数量为N的列向量。N为其后逆离散傅立叶变换装置18中的逆离散傅立叶变换点数。 

逆离散傅立叶变换(IDFT)装置18，用于对输入的并行符号数据块序列{o_k，k＝0，1，...，N-1}进行N点的逆傅立叶变换。经过IDFT模块，输入并行数据块序列变换成相应的并行数据块{s_k，k＝0，1，...，N-1}，相互之间的关系服从  $s_k=\frac{1}{\sqrt{N}}{\mathrm{\Σ}}_{k\′=0}^{N-1}{o}_{k\′}\exp (j2\mathrm{\πkk}\′/N),$ n＝0，1，...，N-1。这里s_k表示为块长为N的并行数据块。 

循环前缀添加装置19，用于在循环波形序列的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，用于减少信道间干扰(优选地，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度)。优选地，保护间隔添加装置可采用循环前缀(CP)添加装置，也即将所述数据块尾部的一部分复制到其的前端，形成最终的带CP的数据块符号。经过循环前缀添加装置，输入数据序列{s_k，k＝0，1，...，N-1}变换成完整的数据块符号序列{t_k，k＝-N_p，...，0，1，...，N-1}，其中，N_p为循环前缀长度。 

正交变换控制装置20，用于控制正交变换装置12所选取的正交变换的种类以及相应的信 道编码与数据块分割装置的实现模式。装置12可选取的正交变换包括离散傅立叶变换(DFT)，沃尔什-哈达码(WH)变换和恒等变换等，本装置按照预先确定的判决条件为发射机选择合适工作模式。判决条件可以包括：用户QoS要求；频谱屏蔽要求(spectral mask)；传输的调制编码方式；接收机解调解码能力；供电模式(电池或外接交流电)与电池余量等。 

图6示出正交变换控制装置的工作流程。图7示出一种根据本发明一个具体实施方式的基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输系统的接收机的框图。其中包括一个循环前缀去除装置50，一个串并转换装置51，一个N点离散傅立叶变换装置52，一个子载波解映射装置53，K个信道均衡装置(为简明起见，图7中仅示出三个540，541和542)，K个匹配滤波装置(为简明起见，图7中仅示出三个550，551和552)，K个能量收集装置(为简明起见，图7中仅示出三个560，561和562)，K个分别为D_m点的逆离散傅立叶变换装置(为简明起见，图7中仅示出三个570，571和572)，K个并串转换装置(为简明起见，图7中仅示出三个580，581和582)，一个K点的逆正交变换装置59，K个星座解调装置(为简明起见，图7中仅示出三个600，601和602)、一个信道译码和数据块合并装置61和一个逆正交变换控制装置62。 

需要说明的是，作为数字通信系统接收机必要组成部分，RF接收装置，同步装置，信道估计装置，信道解码装置和数字解调装置与本发明的目的并无直接关系，在此未进行描述。此外，对于通信系统上行链路，图7示例的接收装置仅针对一个用户的接收信号。对于多用户接收，既可以针对每个用户分别采用一套如图7的接收装置，也可以对所有用户共用子带子载波解映射装置53之前的所有装置，而针对每个用户分别采用一套子载波解映射装置53之后的所有装置。 

假定接收机理想同步，并且假定{r_k，k＝-N_p，...，0，1，...，N-1}为输入到接收机的循环前缀去除装置50的串行符号序列； 

循环前缀去除装置50，用于按照发射端循环前缀添加规则，将数据块中前N_p个采样值舍去，形成长度为N的串行数据序列{o_k，k＝0，1，...，N-1}； 

串并转换装置51，用于将输入的串行数据序列{o_k，k＝0，1，...，N-1}转换为并行数据序列{p_k，k＝0，1，...，N-1}； 

N点离散傅立叶变换装置52，用于对输入的并行数据序列{p_k，k＝0，1，...，N-1}进行N点DFT操作。经过DFT运算，输入并行的数据序列变换成相应的并行数据序列{q_k，k＝0，1，...，N-1}， 相互之间的关系服从  $q_k=\frac{1}{\sqrt{N}}{\mathrm{\Σ}}_{k\′=0}^{N-1}{p}_{k\′}\exp (-j2\mathrm{\πkk}\′/N).$

子载波解映射装置53，用于按发射端用户子载波映射规则提取各频带相应子载波上接收的数据符号。经过子载波解映射装置，输出信号为K个并行符号数据块  $\{l_{m,k}^{\′}m=\mathrm{0,1},...,K-1,k=-L{e}_m,...,0,...,D_m-1,...,D_m+{\mathrm{Le}}_m-1\},$ 并且对于第m(m＝0，…，K-1)个频带提取的数据可表示为  $\{l_{m,k}^{\′}=q_{k+k_m},m=\mathrm{0,1},...,K-1,k=-L{e}_m,...,0,...,D_m-1,...,D_m+{\mathrm{Le}}_m-1\}.$ 这里，

表示一个元素数量为D_m+2Le_m的列向量。 

信道均衡装置540，541和542，用于对经过子载波解映射提取的各频带对应子载波上的信号分别进行均衡。经过信道均衡，对于第m(m＝0，…，K-1)个频带，输出的频域均衡后的信号矢量为u_m，k，并且  $u_{m,k}=l_{m,k}^{\′}{h}_{m,k},$ m＝0，…，K-1；k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1。 

其中，h_m，k为第m个频带第k子载波的信道频域均衡系数。 

匹配相关装置550，551和552，用于对各频带子载波信道均衡输出的信号矢量进行频域匹配滤波，即是将各频带均衡输出的信号矢量乘以相应发射端窗函数的共轭。对于第m(m＝0，…，K-1)个频带，匹配相关输出的信号矢量为 

m＝0，…，K-1；k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1，并且  ${\tilde{u}}_{m,k}=u_{m,k}{F}_{m,k}^{*},$ 其中上标“*”表示复数共轭运算。 

能量收集装置560，561和562，用于对各频带频谱边缘的信号能量进行收集。对于第m(m＝0，…，K-1)个频带，能量收集输出信号v_m，k，m＝0，…，K-1；k＝-Le_m，...，0，...，D_m-1，...，D_m+Le_m-1，并且 

$v_{m,k}=\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{u}}_{m,k}+{\tilde{u}}_{m,k+D_m}& k=0,...,L{e}_m-1\\ {\tilde{u}}_{m,k}& k=L{e}_m,...,D_m-1-L{e}_m\\ {\tilde{u}}_{m,k}+{\tilde{u}}_{m,k-D_m}& k=D_m-L{e}_m,...,D_m-1\end{array}\right..$

D_m点逆离散傅立叶变换(IDFT)装置570，571和572，用于将能量收集后的各频带信号v_m，k，k＝0，…，D-1进行D_m点IDFT变换获得时域信号。经过IDFT变换，对于第m(m＝0，…，K-1)个子带，输出的信号矢量为w_m，k，k＝0，…，D_m-1，并且

$w_{m,k}=\frac{1}{\sqrt{D_m}}\underset{k=0}{\overset{D_m-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{m,k\′}\exp (j2\mathrm{\πkk}\′/D_m),k=0,\·\·\·,D_m-1.$

并串转换装置580，581和582，用于对IDFT变换后的各频带时域信号序列w_m，k，k＝0，…，D_m-1进行并串转换操作。经过并串转换装置，对于第m(m＝0，…，K-1)个频带，输出的串行信号矢量为x_m，k，k＝0，…，D_m-1。 

K点逆正交变换装置59，用于对输入的K个并行输入的串行符号序列x_m，k，k＝0，…，D_m-1中序号相同的元素进行K点逆正交变换。经过逆正交变换，输入的K个串行数据序列变换成D_m个的并行数据块序列{y_m，k，m＝0，1，...，K-1；k＝0，1，...，D_m-1}。这里，逆正交变换包括逆离散傅立叶变换(IDFT)，逆沃尔什-哈达码变换和恒等变换(即变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等)等。 

当采用K点IDFT变换时，输入信号矢量x_m，k，k＝0，…，D_m-1与输出信号矢量{y_m，k，m＝0，1，...，K-1；k＝0，1，...，D_m-1}的关系为 

$y_{m,k}=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{m\′=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{m\′,k}\exp (j2\mathrm{\πmm}\′/K),m=0,\·\·\·,K-1,k=\mathrm{0,1},...,D_m-1.$

当采用K点恒等变换时输入信号矢量x_m，k，k＝0，…，D_m-1与输出信号矢量{y_m，k，m＝0，1，...，K-1；k＝0，1，...，D_m-1}的关系为y_m，k＝x_m，k。 

星座解调装置601，602和603，分别用于对逆正交变换并行输出的符号序列进行星座解调操作，以形成K个串行数据序列，{z_m，m＝0，1，...，K-1}，这里，z_m表示一个串行星座解调数据块矢量； 

信道译码和数据块合并装置61，用于根据逆正交变换控制装置62的结果对输入的K个串行星座解调数据块序列{z_m，m＝0，1，...，K-1}进行信道译码和数据块合并操作。根据逆正交变换控制装置62的决策结果不同，该装置有若干种不同的实施方式。 

图8示出当逆正交变换控制装置62决定采用恒等变换这一特殊的逆正交变换时，信道译码和数据块合并装置的实现框图。此时，信道译码和数据块合并装置由K个信道译码装置(为简明起见，图中示出3个，700，701和702)和一个数据块合并装置71组成。可以看出，此时输入的星座解调信息z_m，m＝0，1，...，K-1先经过独立的信道译码装置然后形成K个译码后比 特序列；然后，K个译码后比特序列经过数据块合并，形成一个串行比特信息序列  $\{{\hat{a}}_n,n=\mathrm{0,1,2}....\}.$

图9示出当正交变换控制装置62决定采用逆离散傅立叶变换，逆沃尔什-哈达码变换等逆正交变换时，信道译码和数据块合并装置的实现框图。此时，信道译码和数据块合并装置由一个数据块合并装置80和一个信道译码装置81组成。可以看出，此时输入的K个星座解调信息序列z_m，m＝0，1，...，K-1先经过一个数据块合并装置，形成单个星座解调信息序列，然后经过一个信道译码器，一个串行比特信息序列  $\{{\hat{a}}_n,n=\mathrm{0,1,2}....\}.$

正交变换控制装置62，用于根据发射端采用的正交变换方式，决定装置59所选取的逆正交变换的种类和装置61相应的信道译码和数据块合并操作形式。本装置可以通过信令传输通道获知发射机所选的工作模式。 

现有N×单载波频分多址系统在峰均比性能方面表现较差，不利于上行功放功率受限条件下远距离覆盖。 

现有基于簇的DFT扩频正交频分多址系统在峰均比性能方面明显比N×单载波频分多址系统要好。但是由于采用了编码后的数据分割方法，不支持不同频带上的独立的链路自适应技术、混合重传操作和多天线增强技术，从而造成链路性能的损失。 

本专利所提的传输方案通过变更正交变换模式，既能够满足系统覆盖和小区边缘用户的性能，又能提高小区内用户频谱效率。当正交变换采用基于离散傅立叶变换时，发射端能够有效地降低发射信号峰均比，有利于提高发射端的功放效率，从而提高系统覆盖和小区边缘用户的性能。在采用频域加窗处理的情况下，系统发射信号峰均比将低于基于簇的DFT扩频正交频分多址系统；而当正交变换采用恒等变换时，允许系统对单个用户占用的多个子频带分别采用独立的链路自适应、混合重传机制和多天线增强技术提高小区内用户的频谱效率。 

本方法与现有方法相比，拥有更低的峰均比，并且通过可变模式的正交变换装置可将现有两种方法有机结合在一起。 

以下是本发明的具体实施方案： 

1.系统参数 

系统带宽：20MHz 

采样频率：30.72MHz 

发射端IDFT点数：2048 

频带数：2，4

每频带子载波数：150 

频带排布方式：等间隔 

频带间距：300个子载波 

调制方式：QPSK 

频域窗函数：根升余弦(滚降系数0.2) 

2.仿真结果 

表1不同系统峰均比性能比较 

表1比较了N×单载波频分多址系统(NxSC-FDMA)，基于簇的DFT扩频正交频分多址系统(Clustered-DFT-S-OFDM)和采用DFT变换时基于正交变换处理的广义多载波频分多址系统(OP-GMC)的峰均比性能。仿真中，峰均比性能采用三次方度量作为性能评价指标[7]。 

由表1可见，在采用频域窗的条件下，OP-GMC系统的峰均比最低。在2频带条件下，OP-GMC分别比NxSC-FDMA和Clustered-DFT-S-OFDM低0.57和0.51dB；在4频带条件下，分别低1.04和0.4dB。而在没有频域窗的条件下，OP-GMC系统的峰均比与Clustered-DFT-S-OFDM接近，在2频带和4频带条件下，比NxSC-FDMA分别低0.49和0.92dB。 

以上实施例仅用以说明而非限制本发明的技术方案。不脱离本发明精神和范围的技术方案均应涵盖在本发明的专利申请范围当中。

Claims (4)

1.基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置，其包括发射机，其特征在于：所述发射机包括依次连接的

信道编码和数据块分割装置，用于根据正交变换控制装置的决策结果，对输入的信息比特进行信道编码和数据块分割操作；

星座调制装置，用于对并行输入的K个编码后串行数据块序列{c_m,m=0,1,2,...,K-1}进行星座映射调制操作，以形成K个的串行星座符号数据块{e_m,m=0,1,...,K-1}，这里，e_m表示一个串行星座符号数据块矢量；K为其后正交变换装置中正交变换的点数；其中并行输入的K个编码后串行数据块序列{c_m,m=0,1,2,...,K-1}是由信道编码和数据块分割装置输出至星座调制装置的；

正交变换装置，用于对并行输入的K个串行星座符号数据块{e_m,m=0,1,...,K-1}中序号相同的星座符号进行K点正交变换；其中K个串行星座符号数据块{e_m,m=0,1,...,K-1}是由星座调制装置输出至正交变换装置的；经过正交变换装置，并行输入的K个串行星座符号数据块{e_m,m=0,1,...,K-1}变换成相应的K个串行数据符号序列{d_m,m=0,1,...,K-1}；d_m也表示一个串行行向量；正交变换大小K等于用于信号传输的频带数，并且根据通信系统所需传输速率进行自适应调整；

当采用K点离散傅立叶变换DFT变换时，输入与输出数据相互之间的关系服从 $d_{m,k}=\frac{1}{\sqrt{K}}{\mathrm{\Σ}}_{m^{\′}=0}^{K-1}{e}_{m^{\′},k}\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{mm}}^{\′}/K),k=\mathrm{0,1,2}...;$

当采用K点恒等变换时，输入与输出数据相互之间的关系服从d_m,k=e_m,k,k=0,1,2...；

此处，d_m,k和e_m,k分别表示串行数据符号序列d_m和e_m中第k个元素；

串并转换装置，用于对正交变换装置输出的K路数据序列{d_m,m=0,1,...,K-1}分别进行串并转换操作，以分别形成大小为D_m(m=0,1,...,K-1)的并行数据块序列{g_m,k,m=0,1,...,K-1,k=0,...,D_m-1}，这里，g_m,k表示一个元素数量和离散傅立叶变换装置中变换点数D_m一样的列向量；

离散傅立叶变换DFT装置，用于对输入的K个并行符号数据块序列{g_m,k,m=0,1,...,K-1,k=0,...,D_m-1}分别进行D_m点的DFT运算；

周期拓展装置，用于对输入的各路并行数据块{h_m,k,m=0,1,...,K-1,k=0,...,D_m-1}进行周期拓展；所述的输入的各路并行数据块{h_m,k,m=0,1,...,K-1,k=0,...,D_m-1}是由离散傅立叶变换（DFT）装置输出至周期拓展装置的；经过周期拓展装置，输入并行的数据块序列变换成相应的并行数据块序列{i_m,k,m=0,1,...,K-1,k=-Le_m,...,0,...,D_m-1,...,D_m+Le_m-1}，相互之间的关系服从

n=0,1,2,...，m=0,1,...,K-1。

表示取模D_m运算；这里，i_m表示一个元素数量为N的列向量，Le_m为第m个频带对应的数据块单边循环扩展长度，可根据系统频谱效率，带外泄漏和发射信号峰均比要求选择，并且Le_m≤D_m/2；

频谱成型装置，用于对输入的各路频域传输信号，即并行数据块序列{i_m,k,m=0,1,...,K-1,k=-Le_m,...,0,...,D_m-1,...,D_m+Le_m-1}，分别进行频域频谱成型；输入的各路频域传输信号，即并行数据块序列{i_m,k,m=0,1,...,K-1,k=-Le_m,...,0,...,D_m-1,...,D_m+Le_m-1}是由周期拓展装置输出至频谱成型装置的；经过频谱成型装置，输入并行的数据块序列变换成相应的并行数据块序列{l_m,k,m=0,1,...,K-1,k=-Le_m,...,0,...,D_m-1,...,D_m+Le_m-1}，相互之间的关系服从l_m,k=i_m,kF_m,k，m=0,1,...,K-1；其中F_m,k为第m个频带频谱成型窗函数；

子载波映射装置，用于将频谱成型后的各频带的传输信号，即K个并行数据块序列{l_m,k,m=0,1,...,K-1,k=-Le_m,...,0,...,D_m-1,...,D_m+Le_m-1}中的每个元素分别映射到相应的子载波上进行传输，对于没有数据映射的子载波传输0；经过子载波映射装置，输入并行的数据块序列{l_m,k,m=0,1,...,K-1}变换成相应的数据序列{o_k,k=0,1,...,N-1}，相互之间的关系服从 $o_k={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K-1}{o}_{m,k}^{\′},$ 其中

k'=-Le_m,...,0,...,D_m-1,...,D_m+Le_m-1;k=0,...,N-1为第m（m=0,...,K-1）个频带映射输出信号，k_m为第m个频带映射子载波偏移量；这里，o_k表示一个元素数量为N的列向量；N为其后逆离散傅立叶变换装置中的逆离散傅立叶变换点数；

逆离散傅立叶变换IDFT装置，用于对输入的并行符号数据块序列{o_k,k=0,1,...,N-1}进行N点的逆傅立叶变换；所述输入的并行符号数据块序列{o_k,k=0,1,...,N-1}是由子载波映射装置输出的；经过逆离散傅立叶变换IDFT装置，输入并行数据块序列变换成相应的并行数据块{s_k,k=0,1,...,N-1}，相互之间的关系服从

n=0,1,...,N-1；这里sk表示为块长为N的并行数据块；

以及循环前缀添加装置，用于在循环波形序列的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，用于减少信道间干扰；所述循环波形序列是由逆离散傅立叶变换IDFT装置输出的并行数据块{s_k,k=0,1,...,N-1}输出至循环前缀添加装置的；

所述发射机还包括分别与所述信道编码和数据块分割装置和正交变换装置连接的正交变换控制装置，用于控制正交变换装置所选取的正交变换的种类以及相应的信道编码与数据块分割装置的实现模式。

2.如权利要求1所述的基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置，其特征在于：所述信道编码和数据块分割装置连接顺序可互换。

3.如权利要求1所述的基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置，其特征在于：所述正交变换包括离散傅立叶变换，沃尔什-哈达码变换和变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等的恒等变换。

4.如权利要求1所述的基于正交变换处理的广义多载波频分多址传输装置，其特征在于：所述循环前缀添加装置中添加的保护间隔的长度大于信道最大时延扩展长度。

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