CN101682592A - 用于sc-fdma数据传输的方法以及ofdm装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于SC－FDMA数据传输的一种方法以及一种OFDM装置，其中一个输入数据序列(x(i)，i＝1，2，3，..，N)借助一种离散的变换(DFT)作为被编码并被调制的数据信号的变换数据信号(yi，i＝1，2，3，...，N)被变换到以第一频率数(N)的第一频率空间中的第一频道(f1，f2，f3，...，fN)上，被变换数据信号(yi)被映射到具有一个较大的第二频率数(Nc)的一个第二频率空间中的第二频道(f1^*，f2^*，f3^*，...，fNc^*)上，被变换到该第二频道上的数据信号借助一种反变换(IFFT)而被反变换，并且如此被反变换的数据(zi)被提供用于传输。由此所述被变换数据信号(yi)被如此映射到该第二频道的一个频率区域(fi+1^*，...，fi+N)中，使得所述被变换数据信号(yi)的一个直流分量(y1，f1)被映射到该频率区域(fi+1^*，...，fi+N^*)的中心。

Description

用于SC-FDMA数据传输的方法以及OFDM装置

技术领域

本发明涉及一种具有权利要求1或12前序部分特征的、用于SC-FDMA数据传输的方法，并涉及一种具有一种控制装置或部件的OFDM装置，其中所述控制装置或部件被构造和/或控制用于实施该方法。

背景技术

在移动的无线系统中，尤其在移动无线系统中，在上行方向、也即在从移动站到固定的基站的方向上的传输经常受限于该移动站以及相应的终端的功率。其他限制因素是时间的离散和干扰。便携式装置应该具有尽可能微小的功率消耗，但是在此在几公里的距离上传输数据。在这种便携式装置中的功率放大器因此是有问题的部件，因为功率放大的线性必须涵盖两个方面，即信道的放大动态特性以及现代无线支持的传输方案的功率动态特性，所述传输方案基于的是多码或多载波传输(Multi-Carrier/)。其物理层资源的组合、也即代码或子载波通常提高了功率动态特性，尽管基本的波形具有恒定的功率，这比如由[1]J.-P.Javaudin、C.Dubuc、D.Lacroix、M.Earnshaw的“An OFDMevolution for the UMTS high speed downlink packet access(用于UMTS高速下行分组访问的OFDM演进)”IEEE会议论文集“http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp？punumber＝9623”，2004卷2第846-850页所公开。

对于节能的通信，通常值得期望的是最小的功率动态特性。关于这方面，可以在放大器的工作点上降低提前量(Back-Off，回退点)，并且能够改善放大器的效率，这比如参见[2]J.Tubbax、B.Come、L.Van derPerre、L.Deneire、S.Donnay、M.Engels的“OFDM versus Single Carrierwith Cyclic Prefix：A system-based comparison(OFDM与具有循环前缀的单载波：基于系统的对比)”IEEE会议论文集“http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp？punumber＝7588”，卷2，1115-1119页，2001。利用这种放大器，终端能够跨越较大的距离。

对于单载波传输(SC传输)已知的是，其具有微小的功率动态特性。对于传输信道的简单均衡，它可以与一种循环扩展(英语：cyclicextension)相结合，这比如由[3]C.Desset、B.

B.Debaillie、J.Driessche、J.Tubbax、W.Eberle、J.W.Weijers的“Constant EnvelopModulation Techniques for Non-Linear Front-Ends(用于非线性前端的恒定包络调制技术)”公开，其存在于：“http://www.imec.be/pacwoman/”，Deliverables/WP4/WP4.2-IMEC-D4.2.1_constant_enveloppe_techniquees-12-01-2004-v1.0.doc.以及其中所述的参考。较新的信息理论，比如[4]A.Goldsmith、P.Varaiya的“Capacity of fading channels with channelside information(具有信道侧信息的衰减信道的容量)”IEEETrans.Inf.Theory，卷43，第6，1997年十一月中指出，在无线电支持的信道中可以利用多样性，其方式是以最好的传输质量在频谱范围中发送信号。

对于对多个用户的频域资源分配的应用(英语：Frequency-Domain-Multi-User-Scheduling)，SC传输当前被发展到多路访问方案，该多路访问方案不仅利用了多路多样性的优点，而且利用了多用户多样性的优点。因此在[5]3GPP TR 25.814 V7.0.0(2006-06)位于“http://www.3gpp.org”，在第3代合作伙伴项目(3GPP)中小区接入网络的长期演进(英语：Long Term Evolution)中推荐了SC-FDMA(Single-Carrier-Frequency-Division-Multiple-Access/

-Frequenzaufteilungs-Mehrfachzugriff(单载波频分多路访问))。

通常已公开的是根据[8]http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp？punumber＝7588上IEEE移动电话学会议论文2001年第2卷第723-727页中D.Samardzija、P.Wolniansky、J.Ling的“Performance evaluation of the VBLAST algorithmin W-CDMA systems(在W-CDMA系统中VBLAST算法的性能评估)”的虚拟天线概念，其在下文中类似地被应用于正确地检测SC-FDMA信号。

在使用所谓互质因子循环算法(MPFCA：Mutual Prime Factor CyclicAlgorithm)的情况下用于实施离散傅立叶变换的一种示例算法比如通常公开于[10]S.D.Morgera的“Efficient synthesis and implementation of largediscrete Foruier transforms(大离散傅立叶变换的有效结合与实施)”，SIAM计算机杂志，卷9，第2号，第251-272页，1980。

另外通常已知的是数据处理和数据传输的不同观点，参见[6]K.Gentile的“The care and feeding of digital，pulse-shaping filters(数字脉冲整形滤波器的管理与馈给)”，其位于“http://www.rfdesign.com”；[7]H.G.Myung、J.Lim、D.J.Goodman的“Peak-to-average power ratio ofsingle carrier FDMA signals with pulse shaping(具有脉冲整形的单载波FDMA信号的峰-均功率比)”，IEEE论文集PIMRC，2006年九月11-14，芬兰赫尔辛基，以及[9]H.Chen、V.Jung-nickel、V.Pohl、C.von Helmolt的“A multicode space-frequency RAKE receiver(多码空-频RAKE接收机)”第38次Asilomar会议论文集，位于“http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp？punumber＝9626”，2004年卷1，672-676页。

从而当前使用一种DFT预编码单元(DFT：DiskreteFourier-Transformation，离散傅立叶变换)以及把结果直接映射到之后的IFFT(IFFT：Inverse Fast Fourier Transformation/Inverse schnelleFourier-Transformation(反向快速傅立叶变换))输入信号的载波上来进行SC-FDMA传输。这与频谱有效的调制格式相结合是有利的，但是其中结合节能的调制方案该预编码放大被降低或甚至可被忽略。

本发明的任务

本发明的任务在于，提供用于SC-FDMA数据传输的一种方法，其实现了较少花费的数据处理以及尤其实现了移动发送装置功率消耗的降低。此外还应提供一种具有控制装置或部件的OFDM装置，所述控制装置或部件被构造和/或控制用于实施这种方法。

本发明的公开

该任务通过具有权利要求1或12的特征的用于SC-FDMA数据传输的方法以及具有控制装置或部件的OFDM装置而得到解决，所述控制装置或部件被构造和/或控制以实施这种方法。有利的扩展是从属权利要求的主题。

因此优选提供一种用于SC-FDMA数据传输的方法(SC-FDMA：Single Carrier-Frequency Division Multiple Access/Frequenzaufteilungs-Mehrfachzugriff auf einem

(单载波频分多路访问))，其中输入数据的序列借助离散变换而作为被编码并被调制的数据信号的被变换数据信号而被变换到第一频率数的第一频率空间中的第一频道上，被变换的数据或数据信号被映射到具有较大的第二频率数的第二频率空间中的第二频道上，在第二频道上的被变换数据借助反变换而被反变换，并且被反变换的数据信号被提供用于传输。由此出发，被变换数据信号被映射到所述第二频道的一个频率区域中，使得被变换数据信号的直流分量被映射到该第二频率空间中所分配的频率区域内的中心。在此所述的映射(Abbilden)尤其被理解为通过复制而进行的直接传输、从一个存储器到另一存储器的存储空间的偏移、以及可选地借助映射矩阵而进行的映射。

第二频道的频率区域优选地通过尤其是直接相继的数量的第二频道来构成，其中该数量等于所述被变换数据信号的第一频率数。

被变换数据信号优选地被映射到所述第二频道的相邻的、尤其直接相邻的频道上。

被变换数据信号可以循环偏移映射地被映射到第二频道的频率区域中。以简单的方式和方法，这可以通过在存储器或存储器区域中的偏移操作(Verschiebeoperation)来实施。尽管昂贵但在耗费仍旧有利的比如是也使用例如映射矩阵来进行映射。

被变换数据信号的第一半(包括该直流分量)可以被映射到第二频道的频率区域中，被变换数据信号的第二半可以接着被映射。被变换数据信号的第一半(在此优选地包括该直流分量)被映射到这些第二频道的第一频道上，被变换数据信号的第二半被映射到所述第二频道的剩余频道上，接着执行所有使用的频道至所分配的频率区域上的共同循环偏移。

被变换数据为了映射到该第二频道的频率区域中而优选地被频谱扩展，使得在该第二频率空间中产生冗余。在扩展时，被变换数据信号优选地作为一个第一块被映射到该第二频道的频率区域中，并且被变换数据信号作为另一块冗余地在该第一块之后被映射到第二频道的频率区域中，其中该直流分量被映射到这两个块的过渡区域中。扩展的概念在此应该已经理解为一种伸展的含义，其中这并不局限于在移动无线电中所已知的伸展。其中尤其还应理解的是，其中通过周期地再次使用被变换数据信号，发送数据信号的频谱被扩展，使得在该第二频率空间中增加了冗余。

优选地在该频率区域中实施了一种附加的滤波。

还尤其优选的是用于对按照这种方法所传输的数据进行处理的一种方法，其中被传输的数据信号借助一种变换而被变换到该频率区域中，借助反向的方法被映射到以该第一频率数的第一频率空间的第一频道上，并借助一种反变换而被反变换。

对于所述变换和反变换，可以考虑到到微小的数据处理耗费而有利地采用傅立叶变换，尤其离散的或快速的傅立叶变换。

与此同样优选的是用于SC-FDMA数据传输的一种方法，其中提供了具有数据值长度的输入数据序列以及数据信号序列，一个相应数量N的采样值被提高了一个用于过采样的系数，并在时域中把由此形成的一个包络与该输入数据序列的尤其按照exp(j2πkN_Mitte/N)的一个平均子载波振荡或者平均子载波频率实施乘法。在提高采样值的数量之后，尤其利用一个滤波系数来实施一种RRC滤波，其中该滤波系数α的值优选地设置于0.5≤α≤1.0的范围中，尤其是0.6≤α≤0.8的范围中。在所述乘法之前符合目的地提取出数据的发送序列。

要传输的数据尤其优选地作为借助BPSK或QPSK调制的数据被传输。然而利用其他调制方法调制的数据也可以利用这种方法来传输，其中按照第一尝试尤其在利用恒定幅度的调制方法中相对于已知方法可以获得尤其有利的结果。

本方法以及装置从而涉及用于通过无线电支持的多路衰减信道进行SC-FDMA传输的完整的发送-接收链，其中使用了一种附加的频谱扩展和压缩，比如把信号专门地映射到所期望的资源单元中的子载波上。由此，与在3GPP中所讨论的解决方案相比能够实现功率动态特性的进一步降低。

利用这种方法从而解决了在载波映射中的一个关键问题，也即至传输资源的载波的映射。虽然不利地稍微提高了传输所需的带宽，但是在此有利地实现了对任意可变比的带宽的利用。一个本质优点是明显改善了峰-均功率比。

附图的简述

下面借助附图来详细解释一个实施例。其中：

图1示出了用于对数据传输进准备的不同数据处理步骤的示意性示图，

图2示出了相对于图1的可选的方法，

图3示出了在时域中利用滤波来执行这种数据处理以提供要传输的数据的示例部件序列，

图4示出了用于接收按照图3所处理的数据的接收机装置的部件，

图5示出了根据一个可选实施方案的发送机侧部件配置，

图6示出了用于处理按照图5所提供的数据信号的接收机侧部件，以及

图7示出了表明这些方法的效率的曲线。

本发明的实施

图1示出了用于处理数据的第一方法，这些数据通过SC-FDMA传输从发送机侧装置TX被传输到接收机侧装置RX。该发送机侧装置TX是以比如移动无线电设备形式的优选移动的终端。该接收机侧装置RX优选是一种固定的站尤其是移动无线电网络的基站。在该发送机侧装置TX与该接收机侧装置RX之间的传输优选地、但并不必须地通过无线电支持的连接或通过无线接口V来进行，其通过相应分配给这两个装置TX、RX的天线来构建。不仅该发送机侧装置TX、而且该接收机侧装置RX通常包括多个已知的部件，这些部件优选地还可以被构造和/或编程，以实施所述的优选方法。这类部件尤其是存储器单元、处理器以及必要时的其他电路单元。

在一个准备方法步骤a0中，输入数据的序列x(i)，i＝1，2，3，...，N优选以时间顺序、也即在离散的时间点t(1)，...，t(N)被提供，如在时间t上示意性所示。在此它是作为被调制的并优选地还作为被编码的数据信号而被提供的输入数据x(i)。

在一个第一实际方法步骤a中，所述离散输入数据序列x(1)，...，x(N)被变换到在第一频率空间中第一频率数的第一频道f(1)，f(2)，f(3)，...，f(N)上，其中频道的数量优选地等于采样值的数量N。这借助输入数据x(i)的变换来进行，其中对于这种变换优选地采用快速傅立叶变换或优选离散傅立叶变换DFT。对于确定的时间点tx，其通过在该第一频率空间的频率f上的一个相关块(zusammenhaengenden Block)来示出。在采用离散傅立叶变换DFT的情况下并尤其在采用快速傅立叶变换的情况下，该第一频道f(1)，...，f(N/2)，...，f(N)的数量在此等于该输入数据序列x(1)，...，x(N)的数量N。以对于傅立叶变换常见的方式和方法，在此在该第一频道f(1)中的该第一被变换的数据值y(1)对应于直流分量DC或直流电压分量。

在一个第二方法步骤(b)中，相关的块被划分为第一块A和第二块B。接着对所述被变换数据信号或数据y(i)进行映射，映射到第二频率空间中的第二频道f(1)*，f(2)*，...，f(N)*，...，f(Nc)*上，其中该第二频率空间具有比第一频率空间的等于数量N的频率数更大的一个第二频率数Nc。所述映射在此如此进行，使得该第一块A的被变换的数据值y(1)，...，y(N/2-1)被映射到该第二频率空间的尤其直接相邻的频道f(1)*，...，f(N/2-1)*上，并且该第二块B的彼此相邻的被变换数据y(N/2)，...，y(N)被映射到该第二频率空间的同样尤其彼此直接相邻的频道f(N/2)*，...，f(Nc)*上。

在图1的示例方法的情况下，在此如此来进行至该第二频率空间的映射，使得该第一块A的被变换数据y(1)，...，y(N/2-1)被映射到该第二频率空间的相应数量的第一频道f(1)*，...，f(N/2-1)*上，并且该第二块B的被变换数据y(N/2)，...，y(N)被映射到该第二频率空间的剩余的或最高值的频道f(N/2)*，...，f(Nc)*上，如在该第二频率空间的频率f*上所示。通过这种映射，由用于实施尤其是快速傅立叶变换或离散傅立叶变换的算法的观点来看，这两个频率块作为再次相关的块存在，其中该第二块B的被传输数据y(N/2)，...，y(N)现在位于该第一块A的被传输数据y(1)，...，y(N/2-1)之前。尤其在这样的总块中直流分量DC或者第一数据值y(1)被布置或映射到两个块B、A的其他数据值之间的中心。

在一个可选的第三方法步骤(d)中，对被变换并被转换到该第二频率区域的数据y(N/2)，...，y(N)，y(1)，...，y(N/2-1)进行另一映射，映射到对于之后的传输优选的一个频率区域f(i+1)*，...，f(i+N/2)*，...，f(i+N)*中。该区域比如可以是如下频率区域：即该频率区域在要使用的无线电接口上可以期望具有与其他频率区域相比尤其微小的干扰。也可以相应地偏移到为发送装置所占用的特定频率区域中。

接着对该第二频率空间、也即在该第二频道f(1)*，...，f(Nc)*上的全部数据实施反向傅立叶变换、尤其反向离散傅立叶变换或反向快速傅立叶变换IFFT，以便把被变换并被映射的数据反变换到时域中，并在该时域中作为要传输的信号或数据来提供，以及通过该无线接口V来传输。

一个尤其优选的方法在于，在该第二步骤中描述了把该第二块B的被转换的数据y(N/2)，...，y(N)映射到较高值的频道上，并接着直截了当地把全部的被变换数据循环偏移到对于传输所期望的频率区域中，而原则上也可以把被变换到该第一频率区域的数据y(1)，...，y(N)映射到该第二频率区域的所期望的频率区域f(i+1)*，...，f(i+N)*中。在此或者也可以通过采用一个相应的映射矩阵来实施直流分量或者被转换的第一数据帧y(1)在其他数据值之间的中心位置中的特定布置。

在该接收机侧装置RX中，如此被传输的数据相应地被反变换并被反映射，为此再次采用了傅立叶变换以及之后的相应的反映射。由此被变换并被反映射的数据则再次具有作为在该第一频率空间中第一频道f(1)上的第一数据值y(1)的直流分量DC、以及在该第一频率空间中的相应频道f(N)上的一个最高值数据值y(N)。自然，假定在这种重建中并不是精确地提供在第一方法步骤a中在发送机侧所生成的相同数据，因为在该传输区段上通常出现传输信号中的变化和损失。这种变化一部分通过信道均衡来进行消除，然而还保留或多或少的噪声的变化。然而，在针对SC-FDMA采用特定检测过程之前，在没有噪声的情况下，在该第二频率区域中的发送信号被完整地重建。在该接收机侧装置RX中，被傅立叶变换、被均衡并被反映射的数据信号或数据y(1)，...，y(N)在此作为反向傅立叶变换、比如反向离散傅立叶变换IDFT的输入值而被提供。

自然也可以在全部的方法阶段中实施一个附加的数据处理。尤其可以进行频率区域中的数据滤波。另外也可以以本身以已知的方式和方法在通过无线接口要传输的数据的数据处理中采用已知的、用于优化信号和/或分配确定时隙、代码和/或频率的方法，并且可以与借助所述的方法步骤而阐述的数据处理相结合来进行应用。

借助图2描述了一个第二示例方法，其中下面仅仅阐述与该第一方法的不同之处，并且关于实施的其他方面参见图1。

按照图2，这里的第二方法步骤c是，在映射到该第二频率区域中时或者在此之后进行对被变换的离散数据y(1)，...，y(N)的扩展，使得产生冗余。如图所示，被变换的数据y(1)，...，y(N)为此全部被设置到该第二频率区域的第一N频道f(1)*，...，f(N/2)*上。另外，全部的被变换数据y(1)，...，y(N)还被设置到该第二频率区域的最后的N频道f(Nc-N)*，...，f(Nc)*上。由此再次使得该直流分量y(1)位于其他被变换并被映射的数据之间的中心。优选地在映射到具有数量N的后面的频道时该直流分量DC或者y(1)并没有被一同传输，或者通过滤波函数F°被滤除。

可选地，也可以在该第三方法步骤d中把全部被变换、被映射并被冗余扩展的数据y(2)，...，y(M)，y(1)，y(2)，...，y(N)再次映射到、优选地循环偏移到该第二频率空间内的对于传输所期望的频率区域中。

在接收机侧，在该接收机侧装置RX中进行至该频率区域的变换，使得在相应的接收机侧的方法步骤d°中除了实际传输引起的变化外仍然理想地提供在发送机侧第三处理步骤d之后所提供的数据。由这些数据来进行至该第一频率空间的该频率数的第一频道f(1)，...，f(N)的反映射，使得该直流分量DC再次作为第一数据值y(1)而被分配给该第一频率载波f(1)。

为了去除冗余，可以以已知的方式和方法采用一种最大比合并MRC(Maximum Ratio Combining)或者一种所谓的联合MIMO(MultipleInput Multiple Output，多输入多输出)。从而可以比如通过三次提取vs来进行重建，这三次提取以该频率数或者数量N为间隔来提取该第二频率区域f*的数据，并在该频率f的第一频率区域中重建相应的数据值。优选地可以在处理器P中实施这种重建，该处理器也被用于在该接收机侧装置中的其他数据处理。最后从而在所示的一个第二接收机侧方法步骤e中又为反向傅立叶变换、尤其反向离散傅立叶变换IDFT来提供输入值，以恢复在时域中的数据。

按照图1和图2的方法从而密切来源于SC-FDMA概念的一种经典实现，然而其中它使用了一种通用的DFT和IDFT方法，并优选地结合频谱扩展以及特定的载波映射，以能够实现在每个可转换的块大小的情况下的传输。如果应该进行循环的偏移，那么就可以在利用共同(英语：Mutual)的、称为MPFCA的互质因子使用一种循环算法的情况下来进行DFT的有效实施，这比如参见[10]中所阐述的。实际上一个1200点的DFT、或者比被类似地选择参数要复杂的具有2048点的快速傅立叶变换仅仅转换为一个为4的因子。

从而在基于DFT的、优选具有频谱扩展的SC-FDMA链中实施了一个映射和反映射过程。在图1和2中示出了一个准备数据步骤a0的时间序列的数据值x(1)，...，x(N)，其借助傅立叶变换被转换到频率区域中，这借助另一行作为第一方法步骤a来示出。在一个随后的第二方法步骤中，把这N个数据或数据信号映射到具有一个较大数量Nc的子载波或频道的一个较大的第二频率区域上。在此，可以尤其结合该第二方法步骤c来实施频谱扩展，并优选实施滤波或者与RRC频谱的乘法(RRC：Route Raised Cosine，升余弦)。在一个随后的方法步骤中进行优选的循环偏移，以达到借助该第三步骤d所示的、在频率空间中的值。在此，这些值或数据被偏移或映射到被指定用于发送的频谱中。

在该接收机侧装置RX中，比如第k个用户的信号作为所接收的传输信号从频谱中被屏蔽出来。在冗余数据配置的情况下，在冗余子载波上的信号在优选使用虚拟天线概念的情况下利用MRC或者共同的MIMO信号处理而被重建。然后，每个数据流必要时相互并行传输的数据序列，所产生的、长度或数量N的向量被输送至反向离散傅立叶变换。这种方法尤其在按照OFDM的传输中是可转换的，在OFDM中信号在时域中被传输，其中每个发送载波、用户、或者发送站都被分配了频率区域中的确定的频谱分量。

图2的概念实现了作为窄带发送机的一种转换，这种转换可以简单地来实现。虽然与利用频率区域中的偏移的转换概念相比在时域中数学等效的滤波原理在有时可能导致畸变或干扰，但是对于简单的应用和简单的设备总还能够实现要传输的或被传输的数据的足够好的处理质量。因此下面对前文简单阐述的实施方案来详细阐述地进行描述。

一个第一观点考虑的是通过上采样(英语：up-sampling)来实现较小的或较窄带的数字傅立叶变换。假定N是块大小或者要处理的数据的采样值数量。按照

$x_k=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_m{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{mk}}{M}}---\left(0\right)$

的离散傅立叶变换采用M＞N来作为实际的DFT大小。另外还假定，M＝N·F，其中F是过采样的整数系数。现在这种大小或数量N的DFT可以通过序列的过采样来实现，其中如果m＝α·F，那么X_m＝X_α，或者X_m＝0并且整数α＝0...N-1，接着，信号被馈入到大小为M的较大DFT中，并仅仅继续处理第一N个输出信号。

按照图3的一种经典SC-FDMA发送机的概念，在此首先形成经典的SC-FDMA信号，然后该信号被映射到频率区域中一个给定的物理资源单元上。在此这种经典的波形作为参考特征而被用于该新方案。

一种经典的SC-FDMA波形在一个第一步骤中通过利用系数F的数据序列过采样而被生成。为了实现对具有任一带宽的物理资源单元的设置，可以取消以下的要求：即系数F是整数。这可能由于实际的需求而造成，以支持为非整数的分数N_c的块大小。那么用于过采样的系数F近似于F＝round(N_c/N)，也即商的取整。如果该系数F是大的，也即N＜＜N_c，那么这种设置尤其是有意义的，其中N_c是该内部OFDM发送机的前端部分中快速傅立叶变换的大小。否则波形将被干扰，并且性能可能被降低。

在下一步骤中，可以在时域中采用一种经典的所谓均方根上升的余弦(RRC)滤波器。一个长度为N_c的序列在按照前述公式(0)的针对x_k的界限中被提取出(herausgenommen)(英语：stamped out)。开始和结束如此来选择，使得该序列被延迟取整系数round(2.5·F)个采样值(samples)，以至少补偿滤波器延迟的绝大部分。RRC滤波的信号在时域中被延伸或扩展，并从而在频率区域中变成窄带的。在该信号通过具有大小为N_c的尤其快速的傅立叶变换之后，被执行循环偏移，偏移到该物理资源单元的频谱位置。最后该信号被导入该内部OFDM发送机的反向傅立叶变换尤其反向快速傅立叶变换。傅立叶变换、循环偏移以及反向傅立叶变换这一系列在此在理想情况下数学等效于包络与物理资源中中央子载波振荡的乘法，也即按照exp(j2πKN_M/N)的乘法。

按照图3在时域中实施RRC滤波器比在频域中更复杂，其中被过采样的序列将被直接导入傅立叶变换，并之后被导入接着的滤波。利用频率区域滤波，从而该时域信号在反向傅立叶变换之后被循环地偏移经取整的采样值数量round(F/2)，以达到在相位上具有经时域滤波的经典波形。该波形在此应当以对应于该数据块中的第一字符的那F个采样值来开始。

按照图3的、没有RRC滤波器的一种扩展方案对应于利用大的过采样信号即具有系数的信号来实现较小DFT。这同时对应于利用值α＝0使用RRC滤波器3，或者对应于通过比如具有2048个采样值长度的FFT利用频谱扩展信号来实现较小DFT，其中N比如对应于2048的除数。α＝1的值所体现的是，限制到一个期望区域，该区域在除以字符间干扰形式的采样时间点或者说重复咔嗒声(Nachklappern)之外的采样时间点上没有相邻字符。但原则上α也可以选择为其他的。按照图3的实施方案的优点尤其在于，不需要变换到频率区域中。

借助图3示出了作为一种发送机侧装置TX的一个第一示例发送机。如在其他图中一样，作为部件仅仅示出了为理解该优选方法过程所需的那些部件。其顺序可以以通常的方式和方法部分地被交换，或者也可以增加额外的其他部件。部件应被理解为方法技术单元和/或硬件技术单元。

在此，图3示出了一个示例的经典的SC发送机，其中可以使用时域滤波，以生成SC-FDMA波形。开始，通过一个脉冲源单元1来提供脉冲或者具有N个数据值长度和数量的数据序列。接着在第二块中或者在第二单元2中是过采样，其中采样值的数量被提高了作为过采样系数的、用于过采样的系数F。该过采样系数比如可以通过已知的函数F＝round(2048/N)来获得。接着在一个第三块3中是利用一个示例滤波器系数α＝0.7的RRC滤波。接着该发送序列被提取出(英语：stamp out)，这在一个第四块4中进行。在按照5*F/2...2047+5*F/2的映射中，在此要处理的第一字符的上升边缘在2500个采样值的情况下还处于所期望的时间窗口中。在此所考虑的是，通过第三块3的RRC滤波器来进行3F的一个延迟。这头四个部件基本是一个标准的单载波发送机(Single-Carrier-Transmitter)。

接着在一个第五块5中利用等于第二块2的增采样样本数量N_c的样本数量来进行傅立叶变换。在一个第六块中进行至所期望的频率区域的映射，以进行传输。该第六块6为此优选地进行循环偏移。最后在一个第七块7中进行反向快速傅立叶变换IFFT，并最终在一个第八块8中设置循环前缀CP，其方式比如是把最后128个采样值附加设置在该数据序列前面。该块7和8构成了一个内部OFDM发送机。该块5至7在此也可以通过函数exp(j2πN_Mitte/2048)来表示。

图4示出了具有频域滤波器的一个经典SC-FDMA接收机，其中该接收机作为接收机侧装置RX构造用于处理所传输的、由图3的发送装置所发送的数据。

在一个内部OFDM接收机中最开始在第一块11中处理该循环前缀CP。接着在第二块12中是利用样本数量N的傅立叶变换、尤其是快速傅立叶变换FFT，其中该数量N在该发送机侧的方法中已经被使用。在该第三接收机侧块13中进行相应用户k的用户信号的频谱屏蔽。

在一个第四块14中进行频率区域中的均衡。接着在一个第五接收机侧块15中实施映射、尤其是循环偏移，之后采用一个RRC滤波器来实施中心采样并在一个第六接收机侧块16中提供经典的SC信号。在一个第七接收机侧块中再次实施反向快速傅立叶变换IFFT。

在一个第八接收机侧块中利用作为过采样系数F的一个采样系数F来进行过采样，其中根据round(F/2)来考虑延迟。由第八接收机侧块所输出的信号或相应的数据序列被传输至一个检测器。

在整流(均衡，英语：equalization)之后，在此尤其实施至直流分量区域的反向循环偏移，并在频率区域中采用该接收机侧RRC滤波器。在反向傅立叶变换、尤其反向快速傅立叶变换之后，再次重建单载波信号(SC信号)的经滤波的包络(英语：envelope)，使得在利用过采样系数F的降采样(英语：down-sampling)之后并利用取整值round(F/2)的延迟可以实施尤其最佳的判断。

借助图5和6示出了可选构造的一种发送机侧以及一种接收机侧装置，其中具有相同参考符号的块表示相同的或相似的功能以及如在图3和4的配置中相同或相似的构造。相应地主要仅阐述其差别。

图5涉及一种基于DFT的发送机。针对频谱扩展的SC-FDMA信号可选地不仅实施频谱扩展、而且实施频率区域RRC滤波。在一个第一块1中再次提供了数据脉冲，其中该数据脉冲被传输给第二块5*，以利用等于第一频率空间的频率数或数量N的长度来实施离散的傅立叶变换。在接着的第三发送机侧块20中，数据值的直流分量DC被映射到中心区域。在第四发送机侧块中可选地进行频谱扩展。在第五发送机侧块3*中在该频率区域中可选地进行RRC滤波。这种滤波被实施，是因为在该直流分量(DC)左边和右边的相应数据值的强度优选地应当下降。尤其该第三至第五发送机侧块20、21、3*也可以在顺序上相互交换。尤其通过可交换的矩阵运算或者矩阵乘法来实施计算。

在接着的一个第六块6中再次作为示例的映射来进行循环偏移。在一个第七发送机侧块7中再次实施反向快速傅立叶变换IFFT，其输出值对应于一半频率数F/2的循环偏移。这在块22中可以通过等式或函数F＝round(2048/N)来表示。最后在一个结束块8中进行循环前缀的添加。最后的三个部件7、22、8在此构成了一个内部OFDM发送机。

在接收机侧，如此被提供并被传输的信号根据图6在一个基于IDFT的接收机中被处理。对于频谱扩展的SC-FDMA信号可选地规定了RRC滤波和频谱组合。

在把被传输并被接收的数据提供到第一块11以处理循环前缀之后，其输出值在第二接收机侧块23中被实施了-F/2的循环偏移。其输出值在第三接收机侧块12中被实施了快速傅立叶变换FFT。这头三个块构成了一个内部OFDM接收机。

在第四接收机侧块13中再次针对相应的用户进行用户信号的频谱屏蔽。在第五接收机侧块24中可选地进行频谱压缩的MRC或联合MIMO处理。该第五接收机侧块24的输出值在一个最后的块17*中利用等于该第一频率数或数量N的一个长度又实施反向离散傅立叶变换。

其主要优点在于，按照该第一尝试，在主要的峰-均值比(PAPR)中能够实现至少达到3dB的降低，其中这至少对于具有恒定幅度的调制方案诸如BPSK和QPSK是合适的。具有不同幅度的字符星座的频谱有效方案比如16-QAM以及其他方案，就不再具有如此大的增益。这比如借助图7来示出，其中PAPR曲线针对不同的编码方法和不同的传输方法来进行描述。根据用于传输信号的第一尝试，这种增益的代价是具有系数5/4的较高要求的带宽。

如果通过在该RRC频谱的末端区域(英语：tails)上信号的置零来进一步降低该物理资源的带宽，那么尤其着眼于图3的实施方案，着眼于平均峰-均值比以及达到10^-2的非编码误码率(BER)而进行限制，这种尝试也是可利用的。这些末端区域部分具有较少的能量，并从而不对PARR和误码率产生很大影响。利用25或31个子载波的的物理资源或块大小，针对PAPR和BER的这种限制还低于0.25或0.1dB，然而其中如果把更多的载波置零，那么它就快速地上升。根据该第一尝试，针对经RRC滤波的SC-FDMA信号，从而示出了块与物理资源单元的实际比值，其为25/31≈4/5。

实际的FDMA系统具有大小固定的有效载荷块和物理资源单元，所述大小是几个基本数量的倍数。为了在给定物理资源单元的网格中把具有以及不具有BPSK/QPSK频谱扩展或者16-QAM调制的SC-FDMA与相同大小的有效载荷块相组合，可以相应地适配码率。针对传输模式的定义，在比如LTE上行链路中，从而可以考虑以下的码率，即对于BPSK/QPSK该码率是对于16-QAM的码率的4/5。在每个资源块具有12个载波的当前标准中，对于经RRC滤波的SC-FDMA信号，存在有块与物理资源单元的其他合适比值、比如为10/12、9/12或8/12。

要说明的是，所述包络以及峰值-均值比PAPR还受调制格式的影响。微小的PAPR仅可以利用恒定幅度调制来实现。否则在PAPR中的增强就部分地被固有的功率动态特性所掩盖。这在图7中示出。要说明的是，在此BPSK调制和QPSK调制具有一个恒定包络，而在16-QAM中就不是这种情况。

单独利用BPSK(图7上方)和DFT预编码，该平均PAPR不再降低很多。仅在施加频谱扩展之后，该平均PAPR与OFDMA相比明显降低了2.7dB。

在QPSK的情况下(图7中部)，该DFT预编码再次上升了2dB，并在施加频谱扩展和RRC滤波之后继续增强了1.5dB。

然而在16-QAM调制中(图7下方)，该信号星座已具有明显的幅度波动，并且即使频谱扩展该功率动态特征也保持如此明显。DFT预编码单独把平均PAPR降低了约1.5dB，而频谱扩展具有更小的效应。

尤其还可以如此来构建该接收机，使得按照前述方法的SC-FDMA的频谱扩展版本也可以考虑先进的多天线技术，其可以被用于进一步降低便携装置的所需发送功率。对此可以参见已公开的比如根据[8]的虚拟天线概念。在此，在频谱扩展中在发送机侧被冗余添加的载波在接收机侧被视为统计独立的接收信号，其也可以被解释为附加的接收天线。由此，可以有意义地利用数量相应增加的虚拟接收天线来应用已知的多天线信号处理算法。

最后示例地阐述这种改进，其中这种改进为了包含MIMO而被优选。在此所考虑的是，在接收机侧所接收的子载波(n-M，n，n+M)上的信号或数据序列包含有与所述一个且同一个DFT输出信号X_n有关而被冗余的信息。被接收的信号可以相应于图6的实施而被看作虚拟天线信号。相应地，这些信号和信道可以被描述为子向量

$y_j^n=\left(\begin{array}{c}{y}_j^{n-N}\\ y_j^n\\ y_j^{n+N}\end{array}\right)$ $h_{\mathrm{ij}}^n=\left(\begin{array}{c}{h}_{\mathrm{ij}}^{n-N}\\ h_{\mathrm{ij}}^n\\ h_{\mathrm{ij}}^{n+N}\end{array}\right)$ $v_j^n=\left(\begin{array}{c}{v}_j^{n-N}\\ v_j^n\\ v_j^{n+N}\end{array}\right)---\left(1\right)$

其中这些子向量可以按照如下来堆叠

${\tilde{y}}_n=\left(\begin{array}{c}{y}_1^n\\ .\\ .\\ y_{N_{\mathrm{Rx}}}^n\end{array}\right)$ ${\tilde{H}}_n=\left(\begin{array}{ccc}{h}_{11}^n& ..& h_{{1N}_{\mathrm{Tx}}}^n\\ .& .& .\\ .& .& .\\ h_{N_{\mathrm{Rx}}1}^n& ..& h_{N_{\mathrm{Rx}}{N}_{\mathrm{Tx}}}^n\end{array}\right)$ ${\tilde{v}}_n=\left(\begin{array}{c}{v}_1^n\\ .\\ .\\ v_{N_{\mathrm{Rx}}}^n\end{array}\right).---\left(2\right)$

从而对于每个子载波都得到了所接收信号

和噪声

的3N_RXx1向量。同样得到了一个相应构成的3N_RXxN_TX信道矩阵H_n和所传输信号x_n的一个N_TXx1向量，其中N_Tx和N_Rx是发送机和接收机中天线的数量。该传输等式通过下式来给出

${\tilde{y}}_n={\tilde{H}}_n\·{\tilde{x}}_n+{\tilde{v}}_n\·---\left(3\right)$

对于发送机中DFT的每个输出信号这是一个经典的MIMO问题。在简单的接收机中可以采用最小均方误差(MMSE)MIMO检测器，以分离空间多路复用的信号。一种最佳的检测将在DFT输入上利用代码字的离散自然特性。那么接收机设计则基于按照最小平方间距的原理对最大似然发送序列的估计(MLSE：Maximum-Likelihood-Sequence-Estimation最大似然序列估计)，并且所述最佳信号处理与MC-CDMA的MIMO RAKE相类似，这参见[9]第38次Asilomar会议论文集(2004)中的卷1，672-676页，H.Chen、V.Jungnickel、V.Pohl、C.von Helmolt的“A multicode space-frequencyRAKE receiver(多码空-频RAKE接收机)”，位于“http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp？punumber＝9626”。

Claims (18)

1.用于SC-FDMA数据传输的方法，其中

-输入数据序列(x(i)，i＝1，2，3，...，N)尤其借助调制器被变换为数据信号序列，并在离散变换(DFT；FFT)中作为被变换到第一频道(f(1)，f(2)，f(3)，...，f(N))上的、被变换数据信号(y(i)，i＝1，2，3，...，N)而被变换到第一频率数(N)的第一频率空间中，

-所述被变换数据信号(y(i))被映射到具有较大的第二频率数(Nc)的第二频率空间中的一些第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)上，

-在所述第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)上的所述被变换数据信号借助反变换(IFFT)而被反变换，以及

-被反变换的数据信号(z(i))被提供用于传输，

其特征在于，

-所述被变换数据信号(y(i))被映射到所述第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)的频率区域(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)中，使得所述被变换数据信号(y(i))的直流分量(在f(1)处的y(1))被映射到该频率区域(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)的中心。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二频道(f(1)^*，F(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)的频率区域(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)通过尤其是直接相继的数量的第二频道(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)来构成，其中该数量等于所述被变换数据信号(y(i))的第一频率数(N)。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述被变换数据信号(y(i))被映射到所述第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)的彼此尤其直接相邻的频道(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)上。

4.根据前一权利要求所述的方法，其中，所述被变换数据信号(y(i))循环偏移映射地被映射到所述第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)的频率区域(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)中。

5.根据前一权利要求所述的方法，其中，包括直流分量(y1)，所述被变换数据信号的第一半(y(i)，i＝1，2，...，N/2)被映射到所述第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)的频率区域(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)中，接着所述被变换数据信号(y(i)，i＝N/2，...，N)的第二半被映射。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，包括直流分量(y(1))，所述被变换数据信号的第一半(y(i)，i＝1，2，...，N/2)被映射到所述第二频道的第一频道(f(1)^*，f(2)^*，...，f(N/2)^*)上，并且所述变换数据信号的第二半(y(i)，i＝N/2，...，N)被映射到所述第二频道的剩余频道(f(N-N/2)^*，...，f(Nc)^*)上，并接着执行偏移到频率区域(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)中的循环偏移。

7.根据前一权利要求所述的方法，其中所述被变换数据信号(y(i)，i＝1，2，...，N/2)为了映射到所述第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)的频率区域(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*，f(i+N+1)^*，...，f(i+2N)^*)中通过周期地重复使用被变换数据信号而被频谱扩展，使得在该第二频率空间中产生冗余。

8.根据权利要求7所述的方法，其中在所述扩展时所述被变换数据信号(y(i)，i＝1，2，...，N/2)作为第一块(A)被映射到所述第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)的频率区域(f(i+1)^*，...，f(i+N)^*)中，并且所述被变换数据信号(y(i)，i＝1，2，...，N/2)作为冗余地在该第一块(A)之后的另一块(B)被映射到所述第二频道(f(1)^*，f(2)^*，f(3)^*，...，f(N)^*，...，f(Nc)^*)的频率区域(f(i+N+1)^*，...，f(i+2N)^*)中，其中该直流分量(y(1))被映射在这两个块(A，B)的过渡区域中。

9.根据前一权利要求所述的方法，其中在该频率区域中实施滤波。

10.用于对按照前一权利要求所述的方法被传输的数据进行处理的方法，其中被传输的数据信号(z(i))借助变换(FFT)被变换到频率区域中、借助相反的方法被映射到以第一频率数(N)的第一频率空间的第一频道(f(1)，f(2)，f(3)，...，f(N))上、并借助一种反变换(IFFT)而被反变换。

11.根据前一权利要求所述的方法，其中对于所述变换和所述反变换使用傅立叶变换、尤其离散傅立叶变换或快速傅立叶变换(DFT；FFT)。

12.用于SC-FDMA数据传输的方法，其中

-提供具有数据值长度的输入数据序列(x(i)，i＝1，2，3，...，N)或数据信号序列，

-将一个与此相应的数量(N)的采样值提高了一个用于过采样的系数(F)，以及

-在时域中将由此形成的包络与该输入数据序列的平均子载波振动或者平均子载波频率(exp(j2πkN_Mitte/N)实施乘法。

13.根据权利要求12所述的方法，其中在提高采样值的数量之后，利用一个滤波系数(α)来实施RRC滤波。

14.根据权利要求13所述的方法，其中该滤波系数(α)的值被设置于0.5≤α≤1.0的范围中，尤其在0.6≤α≤0.8的范围中。

15.根据权利要求12至14之一所述的方法，其中在所述乘法之前提取出所述数据的发送序列。

16.根据权利要求12至15之一所述的方法，用于实施根据权利要求1至11所述方法的功能。

17.根据前一权利要求所述的方法，其中利用具有恒定幅度的调制方法比如BPSK或QPSK来传输所述要传输的数据信号。

18.具有控制装置或部件的OFDM装置，其中所述控制装置或部件被构造和/或控制用于实施根据前一权利要求所述的方法。

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