CN102148788B - 时变衰落信道下考虑ici影响的ci-ofdm通信方法 - Google Patents

Abstract

时变衰落信道下考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法，属于通信技术领域。发送方依次对信源数据进行数字调制、载波干涉码扩展、再通过N点IDFT将扩展后的数据符号变换到时域、加循环前缀后OFDM发送；接收方接收后，去循环前缀、通过N点DFT接收数据符号变换到频域；然后对OFDM接收后信号进行检测，在检测中，考虑ICI带来的影响，得到数字调制后数据符号的估计值；在通过N点DFT对调制后的数据符号进行载波干涉码解扩展，最后进行数字解调，得到信宿比特数据。本发明由于在信号检测中考虑ICI的影响，联合噪声以及数据符号作为接收信号，从而能更准确地进行最小均方误差均衡，相对传统OFDM通信，不仅有频率多径分集带来的增益，还有因为ICI减小带来误码率性能增益和信道估计精度的提高。

Description

时变衰落信道下考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，考虑载波间干扰(Inter-Carrier Interference，ICI)载波干涉OFDM(Carrier Interferometry Orthogonal Frequency Division Multiplexing，CI-OFDM)的通信方法。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)以其高频谱利用率和对抗频率选择性衰落的能力，已被广泛应用于各种WLAN、新一代蜂窝移动通信系统、数字广播电视等宽带高速数据传输系统中。

OFDM能够成为各种主流标准的核心技术，其主要原因是：通过合理设计系统参数，它能够将频率选择性衰落信道转化为并行的平坦衰落子信道，因而能够在有效对抗符号间干扰(Inter-symbol Interference，ISI)的同时，降低接收端均衡处理的复杂度。然而，OFDM也因此丧失了频率多径分集增益。因此，当子载波处于深衰落时，相应的子载波承载的数据符号的检测就变得异常困难，从而降低了OFDM系统的性能增益。

为了克服传统OFDM系统的上述不足，近年来，研究者提出了载波干涉正交频分复用(Carrier Interferometry OFDM，CI-OFDM)的新体制。CI-OFDM将每路低速并行数据用正交的CI码扩展到所有子载波上同时传输，这样就产生了频域分集增益，带来较传统OFDM系统而言更优良的误码率(Bit Error Rate，BER)性能。然而，CI-OFDM在时变衰落信道下，由于多普勒频移的存在，将会出现子载波间干扰(Inter-Carrier Interference，ICI)，从而造成对数据符号检测性能的影响。

传统的CI-OFDM系统在并没有考虑在时变衰落信道的通信情况下，CI-OFDM与传统OFDM因为ICI不同而带来的影响。而考虑此场景中的CI-OFDM通信，对接收信号重新建模。这样，考虑ICI的CI-OFDM通信较之传统的OFDM的ICI影响小，能减小ICI的带来的影响，这样相对传统OFDM，不仅有频率多径分集带来的增益，还有因为ICI减小带来误码率性能增益和信道估计精度。

发明内容

本发明提供了在时变衰落信道下减小传统OFDM的ICI影响，提高信号检测精度的一种CI-OFDM通信方法。

本发明技术方案如下：

时变衰落信道下考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法，包括以下基本过程：

对信源数据进行数字调制，生成一个数字调制后的数据符号；

通过N点反傅里叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)对调制后的数据符号进行载波干涉码扩展，生成扩展后的数据符号；

再通过N点IDFT将扩展后的数据符号变换到时域，生成时域符号，用生成的时域符号后面的Ng个数据作为循环前缀(Cyclic Prefix，CP)添加到符号的前面当作保护间隔，此为OFDM发送；

接收后，去掉接收数据符号的前面的Ng个数据，通过N点DFT接收数据符号变换到频域，此作为OFDM接收；

对OFDM接收后信号进行检测，在检测中，计算CI-OFDM的ICI，并且考虑ICI带来的影响，得到数字调制后数据符号的估计值；

通过N点傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)对调制后的数据符号进行载波干涉码解扩展，生成解扩后的数据符号；

对所述数据符号的估计值进行数字解调，得到信宿比特数据。

本发明提供了时变衰落信道下考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法，本发明由于在信号检测中考虑ICI的影响，联合噪声以及数据符号作为接收信号，从而能更准确地进行最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)均衡，最终达到提高信号检测精度的目的。因为较之传统的OFDM的ICI影响小，这样相对传统OFDM通信，不仅有频率多径分集带来的增益，还有因为ICI减小带来误码率性能增益和信道估计精度的提高。

附图说明

图1为本发明考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法的流程图。

图2为考虑ICI的CI-OFDM通信方法的ICI分析流程。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。可以理解的是，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

时变衰落信道下考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法，包括以下步骤：

步骤1：数字调制。对信源数据进行数字调制，得到数字调制后的数据符号S_i，i＝0，L，N-1。

步骤2：载波干涉码扩展。对步骤1所得数字调制后的数据符号S_i组成的数据符号向量S＝(S_i)_N×1进行N点IDFT变换，生成载波干涉码扩展后的数据符号向量c＝(c_l)_N×1，即

$c=F_N^{H}S---\left(1\right)$

其中，l＝0，L，N-1，F_N为N阶傅里叶变换矩阵，

为F_N的共轭转置矩阵。

步骤3：OFDM发送。首先通过N点IDFT变换将步骤2所得载波干涉码扩展后的数据符号向量c变换到时域，生成时域符号向量x＝(x_n)_N×1，n＝0，L，N-1；即

$x=F_N^{H}c---\left(2\right)$

然后添加循环前缀并发送。

步骤4：OFDM接收。首先对接收信号进行去循环前缀，得到去循环前缀的接收信号符号向量y＝(y_n)_N×1，因为存在信道影响、子载波间干扰和噪声，去循环前缀的接收信号符号向量y可以写成：

$y=h\⊗x+\mathrm{ici}+n---\left(3\right)$

其中：h表示时域信道参数，ici表示子载波间干扰，n表示高斯白噪声，

表示循环卷积；然后通过N点DFT变换将去循环前缀的接收信号符号向量y变换到频域，生成待检测数据符号向量X＝(x_k)_N×1，k＝0，L，N-1，即

$X=F_N\·(h\⊗x+\mathrm{ici}+n)---\left(4\right)$

步骤5：利用考虑ICI的频域MMSE检测方法对X待检测数据符号向量进行检测，得到载波干涉码扩展后的数据符号向量c的检测估计值

步骤6：载波干涉码解扩展。对步骤5所得的检测估计值

进行N点DFT变换，得到载波干涉码解扩展后的数据符号向量Y＝(Y_m)_N×1，m＝0，L，N-1，即

$Y=F_N\hat{X}---\left(5\right)$

步骤7：数字解调。对步骤6所得的载波干涉码解扩展后的数据符号向量Y进行数字解调，得到信宿比特数据。

步骤5中的考虑ICI的频域MMSE检测方法，其具体过程为：

步骤5-1：通过信道估计得到的估计频域信道系数

对所述频域符号X进行MMSE检测，得到数据符号的估计值

即

$\hat{X}={\hat{H}}^H{(({\mathrm{\σ}}_n^2+P_{\mathrm{ICI}})I+\hat{H}{\hat{H}}^H)}^{-1}X---\left(6\right)$

其中

为噪声方差，P_ICI为CI-OFDM的ICI方差。当项数足够大时，根据中心极限定理，ICI项接近0均值的高斯随机可变过程；

步骤5-2：

的计算，即其中SNR表示接收信号的信噪比。步骤5-3：P_ICI的计算，对于有两次的IDFT和DFT变换(分别是CI码的扩展和解扩，OFDM发射和接收)，如图3同样在OFDM发射和接收中有循环前缀CP的加入，信道矩阵变为循环矩阵，这样，我们经过公式化简有：

$Y_m=\frac{1}{N}{S}_i\left(\underset{p=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_p{e}^{-j}\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kp}\right)+\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\begin{array}{c}l=0\\ l\≠k\end{array}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\begin{array}{c}i=0\\ i\≠m\end{array}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_p{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kp}}{S}_i{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{li}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}n(l-k)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{mk}}---\left(7\right)$

$=H_m+{\mathrm{ICI}}_m$

因为ICI项接近0均值的高斯随机可变过程，信道为与带有典型多普勒频移的平稳非相关散射(WSSUS)的瑞利衰落信道，由其抽头系数间的相关性可知ICI能量P_ICI可分为3项，且可化为与多普勒频移f_d相关的表达式：

l≠k，i≠m时

$P_{\mathrm{ICI}1}=\frac{E_s}{N^2}\underset{n=-N+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\begin{array}{c}t=-N+1\\ t\≠0\end{array}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-|n\left|\right)(N-|t\left|\right)J_0\left[2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{Tt}\right]e^{j2\mathrm{\π}\frac{(t+n)(i-m)}{N}}---\left(9\right)$

l≠k，i＝m时

$P_{\mathrm{ICI}2}=\frac{E_s}{N^2}\underset{n=-N+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\begin{array}{c}t=-N+1\\ t\≠0\end{array}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-|n\left|\right)(N-|t\left|\right)J_0\left[2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{Tt}\right]e^{j2\mathrm{\π}\frac{n(i-m)}{N}}---\left(10\right)$

l＝k而i≠m时， $e^{\frac{j2\mathrm{\πn}(l-k)}{N}}=1$

$P_{\mathrm{ICI}3}=\frac{E_s}{N^2}\underset{n=-N+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\begin{array}{c}t=-N+1\\ t\≠0\end{array}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-|n\left|\right)(N-|t\left|\right)J_0\left[2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{Tt}\right]e^{j2\mathrm{\π}\frac{n(i-m)}{N}}---\left(11\right)$

最终P_ICI＝P_ICI1+P_ICI2+P_ICI3

其中：E_s表示发送数据符号能量，L为信道长度，p＝0，L，L-1，J₀(·)为第一类零阶贝塞尔函数，实际应用时，取其在零点展开的泰勒级数前三项作为近似，即

$J_0\left(x\right)=1-{\left(\frac{x}{2}\right)}^2+\frac{1}{4}{\left(\frac{x}{2}\right)}^2---\left(12\right)$

本发明提供了一种考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法，在信号检测中引入ICI的影响，联合噪声以及数据符号作为接收信号，从而更准确地进行MMSE均衡，因为较之传统的OFDM的ICI影响小，这样相对传统OFDM通信，不仅有频率多径分集带来的增益，还有因为ICI减小带来误码率性能增益和信道估计精度。

采用本发明实施例所述方法进行仿真测试，其仿真结果表明：在COST207TUx6信道模型下，采用BPSK调制，采用频域MMSE检测方法的考虑ICI的CI-OFDM通信方法较传统载波干涉OFDM通信方法而言，BER增益不仅有CI-OFDM的加入CI码的频域分集增益，还有ICI较小带来的BER增益。也就是说时变衰落越明显，ICI带来的BER增益越明显，在理想信道估计下误码率为10^-3时，当最大多普勒频移为40Hz时，考虑ICI的CI-OFDM通信方法较传统的OFDM通信方法有11dB的增益，当最大多普勒频移为400Hz时，考虑ICI的CI-OFDM通信方法较传统的OFDM通信方法有大于20dB的增益。在导频信道估计下误码率为10^-3时，当最大多普勒频移为1Hz时，考虑ICI的CI-OFDM通信方法较传统的OFDM通信方法有11dB的增益，当最大多普勒频移为40Hz时，考虑ICI的CI-OFDM通信方法较传统的OFDM通信方法有大于20dB的增益。信道估计的精度也有相应提高，在导频信道估计下，考虑ICI的CI-OFDM通信方法的信道估计系数在多普勒频移越大时越准确，体现在考虑ICI的CI-OFDM通信方法的信道估计系数与理想信道估计的归一化均方误差(Mean SquaredError，MSE)和传统的OFDM通信方法与理想信道估计的归一化MSE，随多普勒频移增大，前者较后者越小，当最大多普勒频移为40Hz时，他们相差0.0913。

综上所述，本发明提供了一种考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法，在信号检测中引入ICI的影响，联合噪声以及数据符号作为接收信号，从而更准确地进行MMSE均衡，因为较之传统的OFDM的ICI影响小，这样相对传统OFDM，不仅有频率多径分集带来的增益，还有因为ICI减小带来误码率性能增益和信道估计精度。

本领域普通技术人员可以理解，实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于计算机可读存储介质中，例如只读存储器(简称ROM)、随机存取存储器(简称RAM)、磁盘、光盘等。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (1)

1.时变衰落信道下考虑ICI影响的CI-OFDM通信方法，包括以下步骤：

步骤1：数字调制；

对信源数据进行数字调制，得到数字调制后的数据符号S_i，i＝0,…,N-1；

步骤2：载波干涉码扩展；

对步骤1所得数字调制后的数据符号S_i组成的数据符号向量S=(S_i)_N×1进行N点IDFT变换，生成载波干涉码扩展后的数据符号向量c=(c_l)_N×1，即

$c=F_N^{H}S---\left(1\right)$

其中，l=0,…,N-1，F_N为N阶傅里叶变换矩阵，

为F_N的共轭转置矩阵；

步骤3：OFDM发送；

首先通过N点IDFT变换将步骤2所得载波干涉码扩展后的数据符号向量c变换到时域，生成时域符号向量x=(x_n)_N×1，n=0,…,N-1；即

$x=F_N^{H}c---\left(2\right)$

然后添加循环前缀并发送；

步骤4：OFDM接收；

首先对接收信号进行去循环前缀，得到去循环前缀的接收信号符号向量y=(y_n)_N×1，因为存在信道影响、子载波间干扰和噪声，去循环前缀的接收信号符号向量y可以写成：

$y=h\⊗x+\mathrm{ici}+n---\left(3\right)$

其中：h表示时域信道参数，ici表示子载波间干扰，n表示高斯白噪声，

表示循环卷积；然后通过N点DFT变换将去循环前缀的接收信号符号向量y变换到频域，生成待检测数据符号向量X=(X_k)_N×1，k=0,…,N-1，即

$X=F_N\·(h\⊗x+\mathrm{ici}+n)---\left(4\right)$

步骤5：利用考虑ICI的频域MMSE检测方法对X待检测数据符号向量进行检测，得到载波干涉码扩展后的数据符号向量c的检测估计值

具体包括：

步骤5-1：通过信道估计得到的估计频域信道系数

对所述频域符号X进行MMSE检测，得到数据符号的估计值

即

$\hat{X}={\hat{H}}^H{(({\mathrm{\σ}}_n^2+P_{\mathrm{ICI}})I+\hat{H}{\hat{H}}^H)}^{-1}X---\left(6\right)$

其中

为噪声方差，P_ICI为CI-OFDM的ICI方差；当项数足够大时，根据中心极限定理，ICI项接近0均值的高斯随机可变过程；

步骤5-2：的计算，即

其中SNR表示接收信号的信噪比；

步骤5-3：P_ICI的计算，P_ICI=P_ICI1+P_ICI2+P_ICI3，其中：

l≠k，i≠m时，

$P_{\mathrm{ICI}1}=\frac{E_s}{N^2}\underset{n=-N+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{t\≠0}{\overset{N-1}{\underset{t=-N+1}{\mathrm{\Σ}}}}(N-|n\left|\right)(N-|t\left|\right)J_0\left[2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{Tt}\right]e^{j2\mathrm{\π}\frac{(t+n)(i-m)}{N}}---\left(9\right)$

l≠k，i=m时，

$P_{\mathrm{ICI}2}=\frac{E_s}{N^2}\underset{n=-N+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{t\≠0}{\overset{N-1}{\underset{t=-N+1}{\mathrm{\Σ}}}}(N-|n\left|\right)(N-|t\left|\right)J_0\left[2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{Tt}\right]e^{j2\mathrm{\π}\frac{n(i-m)}{N}}---\left(10\right)$

l=k而i≠m时， $e^{\frac{j2\mathrm{\πn}(l-k)}{N}}=1,$

$P_{\mathrm{ICI}3}=\frac{E_s}{N^2}\underset{n=-N+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{t\≠0}{\overset{N-1}{\underset{t=-N+1}{\mathrm{\Σ}}}}(N-|n\left|\right)(N-|t\left|\right)J_0\left[2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{Tt}\right]e^{j2\mathrm{\π}\frac{n(i-m)}{N}}---\left(11\right)$

其中：E_s表示发送数据符号能量，L为信道长度，p=0,…,L-1，J₀(·)为第一类零阶贝塞尔函数，实际应用时，取其在零点展开的泰勒级数前三项作为近似，即

$J_0\left(x\right)=1-{\left(\frac{x}{2}\right)}^2+\frac{1}{4}{\left(\frac{x}{2}\right)}^2---\left(12\right)$

步骤6：载波干涉码解扩展；

对步骤5所得的检测估计值

进行N点DFT变换，得到载波干涉码解扩展后的数据符号向量Y=(Y_m)_N×1，m=0,…,N-1，即

$Y=F_N\hat{X}---\left(5\right)$

步骤7：数字解调；

对步骤6所得的载波干涉码解扩展后的数据符号向量Y进行数字解调，得到信宿比特数据。

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