CN1484877A - 载波干扰测量编码和多载波处理 - Google Patents

Abstract

载波干扰测量法(CI)码包括正交多相码组，这些码没有长度限制且可用于直序列和多载波编码。准正交CI信道码可同时改进误差特征的可能性和增加处理量。基于CI码的CI滤波(701，702)可通过采样和累加实现滤波和相关操作。CI码通过降低或消除复数乘法，简化了变换操作，例如傅立叶变换。CI滤波可用于简化合成和分析函数，并使所有的物理层处理操作合并到简单的子载波选择和加权操作。因此CI处理可实现由软件定义的基带处理器。

Description

载波干扰测量编码和多载波处理

本申请要求2000年12月30日申请的申请号为60/259433的U.S.专利申请为优先权。

技术领域

本发明涉及载波干扰测量(CI)。特别涉及将CI应用到多载波处理，例如傅立叶变换和编码。

背景技术

CI利用量子理论的基本概念，与只基于经典物理学的传统技术相比，可以实质性的提高生产能力和性能。

U.S.专利NO.5955992首先公开了CI。PCT/US00/18113公开将CI应用于相干多路技术和空间干扰测量。PCT申请PCT/US99/02838公开将CI应用于直接序列码分多址(DS-CDMA)。在“通过载波干扰测量片断整形的高性能带宽DS-CDMA”(C.R.Nassar和Z.Wu，2000年先进无线电技术国际论坛，Boulder，CO，2000年9月6-8日)和“用于CI/DS-CDMA的MMSE频率混合”(Z.Wu和C.R.Nassar，IEEE射频和无线电讨论会，Denver，CO，2000年9月10-13日)中同样说明了将CI应用于DS-CDMA的技术。

在“载波干扰应用于扩展频谱多址”(C.R.Nassar，B，Natarajan，和S.Shattil，IEEE新技术论坛，Dallas，Texas，1999年4月12-13日)中说明了CI应用于多载波码分多址(MC-CDMA)的技术。在“通过载波干扰测量开发TDMA中的频率分集”(B.Natarajan，C.R.Nassar和S.Shattil，无线2000：第12年度国际无线通信会议，Calgary，Alberta，Canada，2000年7月10-12日)公开了CI应用于时分多址(TDMA)的技术。

CI还可应用于正交频分复用(OFDM)。在OFDM中使用的N点变换，例如快速傅立叶变换(FFT)和FFT逆变换(IFFT)，实质上将一组数据符号映射成为另一组数据符号。一个变换对的每次变换都提供了用于将符号混合在一起从而形成可通过反变换还原的码的基础。已经有多种不同技术可以有效地处理傅立叶变换运算，例如U.S.专利NO.6169723，6137893，5987005，5297236和5365470中所描述的。

一个用于实现编码的傅利叶变换类型的技术包括对输入符号的时域序列进行滤波。多相FIR滤波器组可等效于一N点DFT或反相DFT(J.G.Proakis在“数字信号处理”，第3版，p825-831中所述)。DFT执行的线性FIR滤波通常包括将输入符号分为多个块。通过DFT和/或IDFT对这些块进行处理从而产生一个输出数据块。公共滤波器技术包括交叠存储方法和84重叠相加法。产生的输出符号为输入符号的负加权和。

在先技术中都没有涉及实现基于CI多相码的编码。在先技术也没有涉及正交CI载波之间的相位关系，以简化转换操作或转换的近似。

发明内容

CI原理可以用于很多不同的信号处理。在本发明的一组实施例中，根据CI数学原理将采样值收集并处理。在本发明的一个方面中，可不通过乘法来执行相关和滤波(例如匹配滤波)。在本发明的另一方面中，在基本减少或消除了复数乘法和加法的情况下，可处理多种类型的频谱分析和合成。

本发明的很多无线应用中的一些包括局域网、蜂窝通信、个人通信系统、宽带无线服务、数据链接、音频无线电、卫星连结、标示和识别，无线光学链接、校园通信、宽区域网络、末端通信链接以及广播系统。本发明可用于非无线通信系统，如导波、电缆、电线、双绞线和/或光纤。

本发明的多个方面可用于多种信号处理。这些处理的类型中的一些包括，但不局限于，传感器阵列处理、时空处理、空间频率处理、干扰测量、滤波、微波处理、变换操作、频率变换、分集处理、相关性、信道编码、纠错编码、多址编码、扩展频谱编码、信道补偿、相关性、发射协议变换、安全编码和身份验证。本发明的其它应用和实施例将在最佳实施例的描述和下面的权利要求中变得明显。

附图描述

图1A示出两个正交正弦波形之间的相位关系，该相位关系示出CI处理的数学根据。

图1B示出两个正交正弦波形之间的关系。

图2A示出图1A所示的相邻采样的相位偏移。

图2B示出图1B所示的相邻采样的相位偏移。

图3A示出在复平面中的一单位圆周中均匀分布的采样。

图3B示出在复平面中的一单位圆周中均匀分布的采样。

图3C为一均一化的复平面，用于表示以等于或是信号频率的次谐波频率的采样率收集到的具有特定频率的信号的采样，每个采样对应于复平面中的一个整数次全程旋转。

图4示出施加到正交圆极化上的CI码片断。

图5示出同相和正交相位的采样率。

图6示出对不同的被采样信号频率，以特定的采样频率收集到的采样总和的曲线。

图7A示出CI滤波装置和本发明方法的逻辑图。

图7B示出同相和正交相位的CI滤波。

图8A示出由奇数个正弦波重叠形成的阶跃函数的两个阶段。

图8B示出图8A所示的阶跃函数的傅立叶变换的一部分。

图9A示出采样阶跃函数等于期望的载波频率f_i的第一频率分量。多个正交载波频率f_i-f_f表示接收到的信号的带宽限制，它可抑制重叠。

图9B示出等于第一阶跃函数的分量的第一组均匀间隔的载波频率。第二组载波与第一组载波正交。

图10示出CI-OFFT接收器的基本分量。

图11示出具有正交频率的多个五个阶段阶跃函数。

图12A示出图11所示的阶跃函数重叠产生的脉冲。

图12B示出低通滤波图12A所示脉冲后产生的滤波后的重叠脉冲。

图13A示出本发明一反转CI-OFFT系统的实施例。

图13B示出一反转CI-OFFT系统的另一实施例。

图13C示出一反转CI-OFFT系统的另一实施例。

图14A示出将单载波信号分解为N个频率分量。

图14B示出图14A所示的信号的频域图。

图14C示出选择用于特定通信信道发射或接收的频谱图。频率范围的特征在于消除了对其它系统、应用和/或用户的干扰、衰减、和/或频率分配。

图15A示出作为发射过程的一部分、产生CI载波的方法。

图15B示出作为接收过程的一部分、产生CI载波的方法。

图15C示出CI接收方法的基本步骤。

图16A示出一可用于处理单载波信号的CI接收器。

图16B示出一转发器，它将接收到的信号转换为重叠、正交CI分量，处理这些分量并重新合成处理后的分量，然后发射该合成后的分量。该转发器包括一正交频率滤波器组、一子波处理器和一反正交频率滤波器组。

图16C示出用于处理单载波信号的匹配滤波器CI接收器。

图17示出怎样将传统的无线电处理技术应用于简单的CI收发器处理。

图18示出软件控制的CI收发器的基本分量。

图19示出一个软件模块，它处理一个或多个系统要求和/或一个或多个信道特征，从而调节CI收发器中的一个或多个CI参数。

图20A示出一个16个长度为8的八进制码向量的集合。

图20B示出图20A所示的16个八进制码的相关。

图21A示出CI码产生器的基本结构。

图21B示出CI发射器的基本结构。

图21C示出CI解码器的基本结构。

图22示出基本CI符号值w_n和利用CI码片断处理以产生该CI符号值w_n的数据符号sn之间的关系。

图23示出CI编码系统和CI解码系统的基本结构。

图24示出CI收发器的系统结构图。

图25示出可用于处理CI码的turbo编码器/解码器系统的基本结构。

图26示出CI收发器的基本结构。

图27A示出本发明发射方法的主要步骤。

图27B示出可与图27A所示的发射方法结合执行的接收方法的主要步骤。

具体实施方式

最佳实施例的说明假设熟悉CI，例如PCT申请号PCT/US99/02838、PCT申请号PCT/US00/18113和C.R.Nassar等的用于下一代多址方式的多载波技术，Kluwer Academic出版社：2001，将它们引用结合。

下面大体说明在CI方法和系统的描述中使用的各种词汇。本部分的说明仅用于示意性的目的，并不进行限定。根据本文中全部说明，这些词汇的意思对本领域技术人员来说是很明显的。这些词汇可能会在说明书和引用的参考中详细地说明。

载波选择可包括下面的选择中的一个或两个：相对一个或多个预定的CI载波参数对发射侧载波进行选择以产生至少一个发射信号和接收侧载波选择从而将至少一个信号分解为CI分量。

载波加权包括幅度和/或相位的复数值。

信道估算包括测量、计算或估算一个或更多信号特性。

CI载波参数可包括载波的数目、载波频率间隔、频率偏移、载波带宽和集合带宽。

CI分量为CI载波或CI符号值。CI符号值为对应多个CI载波的复数值(加权)。CI符号值表示对应CI载波的幅度和相位。

一CI符号合成器是指一用于产生基础和/或高级CI码的系统、装置或运算法则。一CI符号合成器可处理多个码片断以产生一个或多个CI码。

一相干合成器是指一用于将与至少一个解码信号(即参考码)相关的一编码后的信号的码片断相干合成的任何系统、算法或装置。一相干合成器可包括一相关器或匹配滤波器。一相干合成器可向与解码信号相关的带信息码片断提供相位偏移，从而使码片断可同相合成，从而产生指示至少一个信息信号的信号。

这里使用的一合成器是指任何可用于合成多个信号的系统、装置和/或算法。合成器可合成多个载波或符号值，以产生一重叠信号。合成器可提供加权以补偿噪声、干扰和/或失真。该加权基于信道估算。该加权可用于相关的一些性能测量，例如误差概率、比特误差率(BER)、信噪比(SNR)、信噪正干扰率(SNIR)和/或任何其他适当的信号质量参数。性能测量可包括实时和平均的性能测量值的任何合成。需要对一个或多个分集参数进行平均。可以进行不同类型的最佳合成。可能的合成技术包括EGC(相等增益合成)、ORC(正交恢复合成)和MMSEC(最小均方误差合成)。合成器可以以大于一个分集参数间隔来执行合成。例如，可在频域范围内执行MMSEC从而产生多个合成的信号，通过相等增益合成在时域内处理这些信号。

分集参数包括信号特征，例如但不局限于频率、时间特征、相位、模式、幅度、极化、入射角、极化旋转率、相位旋转率、频率变化率、幅度变化率、入射角变化率、空间增益分布等。

这里使用的信息信号是指一个或多个用于发射一些形式有用信息的信号。信息信号可包括任何类型的通信信号，例如，但不局限于视频、音频、数据、文本。信息信号可包括数字和/或模拟信号。信息信号可包括编码后和/或交织后的数据符号。

前端接收器处理器包括一个或多个信号处理系统和/或功能模块，用于在基带处理之前，处理接收到的、带信息的信号。前端接收器处理可包括滤波、放大、A/D转换、混频、中频(IF)处理，射频(RF)处理，串行-并行转换，并行-串行转换、解调、信号分离、多路存取处理，频率转换、解扩展、解码、解交织和/或阵列处理。

存储空间是指磁盘驱动器、磁带驱动器、CD、DVD、闪存、或任何其它数据存储媒介或装置。

预发射处理包括一个或多个信号处理操作，这些处理操作通常在带信息的基带或IF信号接入通信信道之前，对其进行进行处理。预发射处理可包括预矫正、A/D转换、D/A转换、混频、调制、多路传输、多路存取处理、频率转换、扩展、放大、滤波、编码、和/或阵列处理。

处理单元是指计算机处理单元，例如微处理器装置、主机、工作站、计算机网络、和/或独立机。

本发明的CI处理应用可从正交载波频率之间的相位关系中得出。图1A示出第一和第二正交正弦波形101和102。在一个特定的符号间隔T_s内，每个波形101和102都具有整数个波长。第一波形101频率f₁为在每个符号间隔T_s内的六个周期。第二波形102频率f₂为在每个符号间隔T_s内五个周期。

在一个符号间隔T_s＝6Δt₁期间，以对应于波形101的周期110-115的Δt₁为间隔来选择波形102的多个采样120-125。此时，在时间t＝0和t＝T_s处，波形101和102在相位上一致。在t＝Δt₁处，采样121出现在波形102的周期Δt₂的5/6处。每个采样120-125都可由在复平面的单位圆上的一个值来表示。例如，图2A示出采样120和121的复平面表示。

由于采样频率f₁大于采样的波形102的频率f₂，因此每一各连续的采样120-125的相位偏移小于波形102的一个周期。由于适当的选择符号间隔T_s，波形101和102正交。因此，如图3A所示，采样120-125均匀地分布在复平面的单位圆内。当将它们相加时，采样值120-125抵消。

图1B示出以与第二波形102的采样频率f₂相关的间隔130-135采样的第一波形101。符号间隔表示为T_s＝5Δt₂。如图2B所示，每个采样140-144对应于一个相位偏移，该相位偏移大于波形101的一个周期。如图3B所示，波形101和102的正交确保了采样140-144均匀地分布在复平面的单位圆中。当将在符号间隔T_s期间收集到的采样140-144相加时，它们彼此抵消。

图3C示出采样具有频率f_n的期望的波形的均一化的复平面表示(采样频率为f_sample＝f_n)。由于f_sample＝f_n，因此采样通常出现在复平面中的单位圆的同一部分。在该例子中，采样出现在期望的波形的波峰处，因此处现在复平面的实轴上。每个符号间隔T_s中的采样N_s的数目表示为：

                  N_s＝f_sampleT_s＝(f_o+nf_s)/f_s

每个波形周期(1/f_n)中的采样的数目为1。

临近波形频率f_n±n’可表示为f_n±n’＝f_o+(n±n’)f_s。该临近波形的单位周期内的采样数目可表示为：

$N_{n\±n^{\′}}=\frac{f_{n\±n^{\′}}}{f_{\mathrm{sample}}}=1\±\frac{n^{\′}{f}_s}{(f_o+{\mathrm{nf}}_s)}$

在复平面中，该采样后的值以下面的偏移量偏移：

${\mathrm{\φ}}_{n\±n^{\′}}=\±\frac{n^{\′}{f}_s}{(f_o+{\mathrm{nf}}_s)}2\mathrm{\π}$ 弧度

在符号间隔T_s内收集到的N_s采样均匀的分布在均一化后的复平面中的单位圆上，除非f_n±n’为f_n的整数倍。通过将接收到的信号和/或采样率适当的频率转换，从而使采样的向量和为零，可以避免f_n±n’＝mf_n时(m为整数)的情况发生。

图1A和1B中的波形101和102可表示载波频率、子载波频率、正交圆(或椭圆)极化旋转频率、阵列图样扫描频率、直接序列码重复率、任何其他循环或重复信号现象或信号特征。在各符号间隔T_s中，可在各波形101和/或102上施加数据符号。该符号间隔T_s和/或相邻间隔可包括保护间隔和/或循环前缀，它们都是本领域技术人员公知的。可利用发射的多载波信号的载波分离f_s的知识(T_s＝1/f_s)来执行将接收到的信号分为正交波形的处理。或者，可使用预定的符号间隔T_s来将接收到的多载波或单载波信号分解为正交分量。

可以以等于期望的的波形频率f_n＝f_o+nf_s或它的谐波或次谐波的采样频率f_sample来对正交波形，例如波形101和102进行采样。该f_o表示基波或载波频率，n为整数。采样的数目N由相等的隔开的时间间隔来表示，例如Δt₁和Δt₂，对应于期望的波形的周期T_s＝1/f_s的整数倍。当将在周期T_s期间收集到的N个采样合成时，可从没有失真发生的其它波形上的干扰符号中分离出期望的的符号值。CI滤波方法可与通带采样结合。CI滤波的改进可将在一个或多个符号间隔T_s内收集到的采样合成，从而从施加在其它波形上的符号中分离出期望的的符号。

在CI滤波的一个方面，仅利用采样和相加处理就可将正交频率信道分离。本发明的一个应用包括分频多路信号分离。可利用设计用于多载波发射协议，例如OFDM和MC-CDMA的接收器来执行CI滤波。

图4示出多个CI码片断c₁-c_N，施加在正交圆(或椭圆)极化。每次极化都在给定的符号间隔T_s中有整数次旋转，因此在间隔T_s中正交。其它正交极化可以包括反向旋转和/或π/2相位偏移。圆形或椭圆形极化可以CI载波频率执行。正交极化需要通过CI编码进行调制。CI相空间可像其它分集参数一样扩展到极化。可通过CI编码将多个数据符号调制到各极化信号上并为多个数据符号提供极化相位和/或信号相位关系，从而正交化该干扰数据符号。

图5示出以相似的采样率产生的两组采样501I-506I和501Q-506Q，但它们之间具有π/2的相位偏移。通过向具有相似采样率的一对采样组中的一个提供四分之一波形相位偏移，可以产生同相和正交相位采样。当将在对应时间间隔T_s内收集到的采样合成时，特定频率的同相和正交相位采样都可产生在正交频率的情况下的矢量和为零的结果。

图6示出在每个符号周期T_s中的一个循环的间隔中，对应400个频率中的每一个的110个CI采样的合成的值。由于在每个符号周期T_s内，采样率为110，因此在每个符号间隔110次循环时会出现非零和。所有其它每个符号有整数次循环的频率对应于复平面内的采样分布，它们总和为零。

中心峰值600对应于一信号频率，该频率等于采样频率或它的次谐波。相似的，在每个符号间隔中有110次循环处出现的峰值(未示出)与峰值600不同。零值，例如由零交点601-607示出的零值，出现在与中心频率相关的每个符号有整数次循环的频率。该零值交点601-607表示与中心频率正交的频率。

在某些应用中，采样可在合成前被加权。可以合成以不同采样率收集的采样。通过向采样提供适当的复数加权，可以选择和/或调节零交叉位置以及旁瓣高度和主瓣宽度。

图7A示出CI滤波应用于本发明的几个装置和方法实施例。一输入信号∑S_n(f，t)包括具有正交频率的多个信号分量。该输入信号在采样器701中被处理，该采样器701是一个装置或处理，它对与一个或多个分集参数相关的输入信号进行采样。该采样器701使用至少一个定时信号τ来选择至少一个采样率。采样器701得到的采样被输入合成器702，该合成器用于累加或合成采样。该合成器702包括一时基(未示出)，它用来引导合成器702合成在至少一个符号间隔T_s内收集到的采样。输出信号s(f_n，t)表示由合成器702输出的合成后的采样。

采样器701可产生与一个或多个分集参数值(例如，时间间隔、载波频率等)相关的一组或多组采样。在一个实施例中，每组采样都对应于不同的采样率。在另一实施例中，第一组采样是根据一个采样率f_sample来收集的，其它的采样组是作为第一组的子集产生的。因此，子集频率f_sample(n)小于采样率f_sample。在至少一个实施例中，采样器701可以对应于输入信号的一个或多个频率的采样频率f_sample对输入信号采样。在至少一个实施例中，采样器701可对输入信号的一个或多个信号分量进行欠采样和/或附加采样。该采样器701可执行多种类型的采样。采样宽度可根据接收到的信号特征来选择和/或调节。采样宽度可选择为等于至少一个被采样的波形分量的周期的一半。

根据关系式T_s＝1/f_s可以给出符号间隔T_s，从而可从与期望的载波正交的一个或多个载波上的干扰数据符号中分离出至少一个载波上的至少一个数据符号。将在符号间隔T_s内选择处的采样进行累加的处理可将彼此不混叠的正交载波的采样相互抵消。利用与采样器连结的通带和/或抗混叠滤波器(未示出)对输入信号∑S_n(f，t)滤波。在一些应用中，CI滤波可将一单载波分解为多个CI载波或CI信号值。在其他应用中，可将接收到的多载波信号分解为载波信号或CI信号值。

采样器701和/或合成器702可包括一存储装置或累加器(未示出)从而在合成采样前存储采样。合成器702可合成采样的一个或多个子集和/或将所有的采样合成在一起。采样器701可包括频率转换器(未示出)，从而对接收到的信号上变换或下变换。采样器701和/或合成器702可包括一个加权装置(未示出)，从而为采样或采样之和提供加权。在一些实施例中，可通过选择、移动、或调节采样的次序来施加加权值。加权可补偿信道效应和/或信号编码。期望的的合成处理可控制加权从而在噪声和/或干扰存在的情况下提高期望的信号的接收。在一个应用中，加权装置可向CI符号提供复数加权，从而便于一个或多个数据符号的选择。

采样和合成的结合可在不需复杂数字处理的情况下分解一个或多个频率上的数据符号。图7A示出一种相干CI滤波器，它可用于分离加在多个正交频率信道上的数据符号。可以对本方法和装置进行变化。典型的是，CI滤波系统可包括一同步装置(未示出)，用于调节采样率和符号间隔T_s中的一个或它们两个，从而补偿相位偏移和/或相位抖动。CI滤波系统可包括一锁相环(未示出)。

图7B示出一CI滤波装置，它执行同相和正交相位处理。利用分别包括同相和正交采样单元701I和701Q的采样器701可处理一输入信号∑S_n(f，t)。在包括同相和正交相位合成单元702I和702Q的合成器702中将采样合成。该合成器702输出同相和正交信号S_I(f_n，t)和S_Q(f_n，t)，它们可在至少一个信号处理器703中选择性地被处理。信号处理器703可包括一个或多个系统，每个系统包括一信道解码器、一解调器、一网格解码器、一加密解码器、一滤波器、一相关器、一多用户检测器、一判定系统、一解交织器、一多用户检测器、一合成器和一A/D转换器。

时域信号的傅立叶变换可表示为：

$X\left(f\right)={\∫}_{-\∞}^{\∞}x\left(t\right)e^{i2\mathrm{\πft}}\mathrm{\δt}$

对应的离散傅立叶变换(DFT)等式表示为：

$X\left(f_n\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{e}^{-i2\mathrm{\π}{f}_{n}k{t}_o}$

其中K为在T_s＝Kt₀期间收集到的时域采样的数目。在使用正交频率的情况下可进行多种简化。该正交频率f_n表示为：

                         f_n＝f_o+nf_s

采样周期T_s＝1/f_s。

当利用DFT对正交频率采样并处理时，在特定频率二进制f_n中的一个值对应于时域采样x_k乘以复数值

由于与复数值的乘法相对来说计算复杂，因此希望用更简单的操作，例如加法和移位来替换复数乘法。这可通过将复数值 替换为更简单的函数，例如具有至少一个频率f_n的至少一个周期阶跃函数Γ(t，f_n，φ)来实现。例如，一周期二元阶跃函数表示为：

还可以使用其它种类的阶跃函数，例如具有大于两个阶段的阶跃函数。阶跃函数阶段可均匀的或非均匀的隔开。阶跃函数可由多个相位φ。例如对每个频率f_n可使用同相和正交相位阶跃函数。

该阶跃函数Γ(t，f_n，φ)可表示为谐波正弦曲线的和：

$\mathrm{\Γ}(t,f_n,\mathrm{\φ})=\underset{n=\mathrm{1,3,5},...}{\mathrm{\Σ}}\frac{\sin ({2\mathrm{\πf}}_{n}t+{\mathrm{\φ}}_n)}{n}$

图8A示出由根据阶跃函数Γ(t，f_n，φ)产生的100个奇数正弦叠加构成的一阶跃函数801的两个阶段。图8B示出阶跃函数801的一个傅立叶变换810的一部分。该傅立叶变换810示出100个分量频率和它们的相对幅度中的13个。

阶跃函数Γ(t，f_n，φ)用于替换周期复数值

以简化具有一正交组的频率分量的信号的DFT。这种改进可由DFT等式示出，该等式示出对应于频率二进制f_n的复数乘数 相对于f_n为周期性的。

在一组最佳实施例中，被采样的信号的频带被限制，从而只有阶跃函数Γ(t，f_n，φ)的频率分量f_n对正交频率傅立叶变换(OFFT)等式中的X(f_n)的值有影响：

$X\left(f_n\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\mathrm{\Γ}(t,f_n,\mathrm{\φ})$

该OFFT等式与DFT等式在量化频率二进制值的性能上相似。该OFFT币其它傅立叶转换技术简单，因为它用简单的阶跃函数值替换了复数值 该阶跃函数值可在加法处理中使用。因此，OFFT用加法替换了复数乘法。

在正交频率情况下，OFFT的连续形式为CI正交频率傅立叶整数，或CIOFFI：

$X\left(f_n\right)={\∫}_0^{1/f_n}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{n^{\′}}t+{\mathrm{\φ}}_{n^{\′}})\mathrm{\Γ}(t,f_n,\mathrm{\φ})$

其中余弦符号表示频率为f_n’的接收到的载波中的至少一个。假设所有的相位φ_n′和φ的值之间相等，则OFFT的连续形式可扩展为：

$X\left(f_n\right)=\frac{1}{{2\mathrm{\πf}}_{n^{\′}}}[\sin {2\mathrm{\πf}}_{n^{\′}}t{|}_0^{1/4f_n}-\sin {2\mathrm{\πf}}_{n^{\′}}t{|}_{1/4f_n}^{3/4f_n}+...+\sin {2\mathrm{\πf}}_{n^{\′}}t{|}_{1/4f_n+2n-1/2f_n}^0]$

并简化为

$X\left(f_n\right)=\frac{1}{{2\mathrm{\πf}}_{n^{\′}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^k\sin \frac{{2\mathrm{\πn}}^{\′}y}{n}{|}_{-1/4+k/2}^{1/4+k/2}$

其中y为无因次变量。可进一步简化为：

$X\left(f_n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\πf}}_{n^{\′}}}\sin \frac{{\mathrm{\πn}}^{\′}}{2n}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^k\cos (\frac{{\mathrm{\πn}}^{\′}k}{n}+{\mathrm{\φ}}_m)$

相位符号φ_m表示相位调制信息信号或相空间信道的可能性。

当OFFT采样频率f_n等于接收到的载波频率f_n′(即n＝n′)时，该OFFT等式变为：

$X_{n=n^{\′}}\left(f_n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\πf}}_n}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^k\cos (\mathrm{\πk}+{\mathrm{\φ}}_m)$

对于k的各值，由余弦项表示的向量的π旋转由-1项翻转。这样，每个k^th向量映射到由相位项φ_n′所限定的向量方向上。因此，对应于n＝n′的OFFT项就建设性地合成了。

当OFFT采样频率f_n不等于接收到的载波频率f_n′时(例如n≠n′)，OFFT等式写为：

$X_{n\≠n^{\′}}\left(f_n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\πf}}_n}\sin \frac{{\mathrm{\πn}}^{\′}}{2n}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^k\cos (\frac{{\mathrm{\πn}}^{\′}k}{n}+{\mathrm{\φ}}_m)$

为了简便，可以假设收集到的采样K的数大约为每个符号间隔中的采样周期的数目的整数倍。该近似对于大数目的采样很有效。相似的，K可简单的被设定为采样频率f_n的整数倍。X_n≠n′(f_n)为具有πn/n′的增量角度偏移的恒定值向量。经过整数次完全旋转后，K向量的总数基本为零。因此，对应于n≠n′(其中n和n′不是谐波相关)的OFFT项就建设性地合成。

图9A为接收到的正交频率分量900-910的频带限制的组的频域表示。在OFFT或CI滤波处理中使用的阶跃函数包括一等于频率900的分量。如果接收到的频率910为阶跃函数分量(例如，频率900)的谐波，则它可用于干扰从频率900处理的符号值。因此，在一些应用中，最好对接收到的信号进行频带限制，从而只有所加的阶跃函数一个频率分量具有非零OFFT或CI滤波结果。或者，该阶跃函数可用于给定的接收到的信号的频率带。

图9B示出对于交替的OFFT或CI滤波实施例，接收到的信号的频率分布。数据符号被调制到至少一第一组均匀间隔的载波频率，例如频率900、910和920上。CI滤波或OFFT具有一个或多个包括频率900、910和920的阶跃函数。从第一频率组中恢复出的数据符号与相邻组，例如频率901、911和921上的符号正交。

同相和正交相位函数可用于测量多个频率二进制中的每个的复数值：

$\mathrm{Re}\left(y_p\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\mathrm{\Γ}[{\mathrm{\τ}}_n=1/f_n,\mathrm{\φ}=0]$

$\mathrm{Im}\left(y_p\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\mathrm{\Γ}[{\mathrm{\τ}}_n=1/f_n,\mathrm{\φ}=\mathrm{\π}/2]$

为了以特定的相位间隔φ_m对CI波采样，需要使用对于该特定相位间隔的对应于各载波的一组阶跃函数：

$C_m=y_p\left({\mathrm{\φ}}_m\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\mathrm{\Γ}[{\mathrm{\τ}}_n=1/f_n,\mathrm{\φ}={\mathrm{\φ}}_m]$

为了补偿衰减和干扰，在合成之前需要使对应各频率二进制获得的值与一个或多个复数加权w_n相乘：

$C_m=y_p\left({\mathrm{\φ}}_m\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}_n\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\mathrm{\Γ}[{\mathrm{\τ}}_n=1/f_n,\mathrm{\φ}={\mathrm{\φ}}_m]$

图10示出CI-OFFT接收器的基本分量。接收到的信号由频带限制器，例如滤波器1001进行选择性处理。该频带限制器1001可作为抗混叠滤波器和/或信道选择器。接收到的信号由采样器1002进行处理，该采样器根据由阶跃函数产生器1008提供的至少一个阶跃函数产生一个或多个采样组。该阶跃函数产生器1008可控制采样器1002的一个或多个采样参数，例如采样宽度、采样率、采样形状、采样数目、采样组等。该采样器可调节采样参数以提供滤波。

由采样器1002产生的采样可选择地存储在存储装置1003，例如计算机存储器中。一合成器(例如，一选择器/累加器)1004选择并分组用于合成的采样。一符号间隔选择器1009可控制选择标准，例如符号持续时间T_s和每个符号间隔中的采样数目。该符号持续时间T_s对应于特定数目的阶跃函数周期，在该周期内合成采样。在OFFT处理中，符号合成持续时间和阶跃函数周期可用于将接收到的信号分解为正交分量。该分量可选择性地输入到一处理器1005中，该处理器用于执行一个或多个接收器处理，例如合成、多用户检测、判断、误差检测、误差矫正、信道估算、信道补偿、解码等。

在本发明的另一实施例中，采样器1002可用于向选择器/累加器1004提供非格式化的采样。该选择器/累加器1004可用于产生与阶跃函数产生器1008提供的阶跃参数相关的一个或多个采样组。此时，选择器/累加器1004可控制符号持续时间T_s(即载波间隔f_s)和阶跃频率(即，载波选择或总带宽)。该选择器/累加器1004可选择性的为采样提供加权(例如适用于阶跃阶段、信道效应补偿、干扰抑制、执行解调、和/或其它任何信号处理目的)。该选择器/累加器1004可选择性地删除或替换超过和/或不能达到预定极限功率电平的采样值。

OFFT的原理也可用于任何算法或数字傅立叶变换，例如FFT和IFFT。在CI-OFFT反处理中，通过合成与表示多个正交基础函数(例如正弦波)的和的函数(例如，一阶跃函数)相关的时域符号，可以将数据符号施加到一个或多个载波信号上。当基础函数的和比单独的分量更容易处理时，可以实现特定的处理效果。该正交基础值可仅包括多个载波信号中的一个。或者，该正交基础可包括多个载波信号中的一个以上的载波。

在本发明的实施例中，通过合成与至少一个阶跃函数相关的一个或更多信息符号，可以将数据符号施加到多载波信号上。各阶跃函数的周期可对应于一多载波频率。或者，该多载波频率包括一个或多个阶跃函数谐波。

图11示出多个五阶段阶跃函数1101-1109，他们在所示间隔内正交。图12A示出从阶跃函数1101-1109的重叠产生的脉冲1201。可利用一低通滤波器(未示出)滤除该重叠信号1201的高频分量，从而产生图12B所示的滤波后的基带信号1202。

可利用至少一个信息信号调制阶跃函数，从而产生一信息调制脉冲。在一个应用中，每个阶跃函数都可利用至少一个信息信号调制(或施加)。该阶跃函数可通过CI编码调制。在一个例子中，阶跃函数载波具有多个干扰信息信号，且该载波被合成以产生多个重叠脉冲，他们用于描述各信息信号的特征。在一些应用中，在合成前向载波提供相位偏移(例如，提高保密性和/或降低PAPR)。合成后的信号的低频和/或高频分量可通过滤波来选择或去除。可选择高频分量以用于频率上转换。

图13A示出一反转CI-OFFT系统。调制器1301将一输入信息流中的信息符号调制到由一阶跃函数产生器1304产生的多个阶跃函数上。该阶跃函数在由合成器1302合成之前，可选择性的被加权产生器加权。该阶跃函数可被加权以补偿信道失真，产生阵列处理加权、提供编码(例如，信道编码、波峰因数降低、和/或直序列类型编码)，或执行任何其他物理层处理。该合成后的信号可被滤波为频带限制和/或频率上变换该信号。可将该滤波后的信号提供到一发射系统以输入到通信信道中。

图13B示出一反转CI-OFFT系统的另一种功能实施例。一加权产生器1311可用于向阶跃函数产生器1312提供加权。该加权可表征至少一个信息信号。选择性的，该加权可用于其它物理层参数，例如编码、信道补偿、和/或阵列处理加权。在合成器1313中合成该加权后的阶跃函数，并在与发射系统(未示出)耦合前利用滤波器1314对其进行滤波。

图13C示出一反转CI-OFFT系统的功能实施例的另一实施例。在合成器1322中，该信息符号与多个正交基础函数，例如由阶跃函数产生器1324提供的函数合成。选择性的，该信息符号可由加权产生器1325提供的加权来加权和/或合成。该合成后的信号在与发射系统(未示出)耦合前，可由滤波器1323进行处理。

所示的与OFFT技术(包括反转CI-OFFT)相关的方法和系统可以多种不同方式提供。本发明的方法和系统可便于基于CI处理的根本原理的理解。这些实施例的变化，以及将基于CI处理方法和系统用于通信、遥感、和分析系统是很容易想到的。

本发明的最佳实施例用于将单载波信号分解为表示重叠窄带载波信号的多个分量值。图14A示出N个解调后的正交载波分量。当将信号分解为载波分量时，每个载波频率f_n都与一个复数值符号v_n相关。一采样周期T_s＝1/f_s提供了重叠频率f_n(如图14B所示)，该重叠频率具有增加的f_s频率间隔。

该采样周期T_s为预定的时间间隔，采样以该间隔收集并处理。可以执行傅立叶变换或相似的操作。该周期T_s指定了一组正交频率F_n。在各采样周期T_s内收集到的采样可被选择和/或加权，以调节接收器的灵敏度到特定频率。

图14C示出一特定通信信道的期望的波谱轮廓。在多个波谱范围1411、1413、1415和1417中发射和/或接收信息信号。这是希望避开特定的波谱范围，例如分配给其它用户、应用或系统的波谱范围1412，产生强衰落的波谱范围1414，以及产生干扰的波谱范围1416。CI处理技术可用于避免在非期望的的波谱范围内发射和/或接收。期望的的波谱范围，甚至非临近的波谱轮廓可支持CI载波，这些CI载波在CI接收器中合成从而产生一常用的单载波信号。

图15A示出作为发射过程的一部分产生CI载波的方法。一信道估算步骤1501表征该通信信道，并识别期望的的和/或非期望的的波谱区域。信道估算1501可包括盲适应和训练方法的任何合成。信道估算1501可由本地和远程发射接收器中的一个或两个来执行。

根据信道估算在CI载波产生步骤1505中产生CI载波。在将载波发射1507到通信信道中之前执行预发射处理1506。该预发射处理1506包括典型的发射侧处理，例如预矫正、A/D转换、调制、多路复用、多路存取处理、上变换、放大、滤波、编码、聚束等。

图15B示出作为接收处理的一部分的产生CI载波的方法。一信道估算步骤1501表征通信信道并识别期望的的和/或非期望的的波谱范围。将接收到的信号分解1504为多个CI载波。至少部分地根据信道估算选择载波性质，例如频率选择、频率间隔、和复数加权。选择性的，在合成处理1506中合成载波之前，应当对载波进行处理。该合成处理1506可由信道估算来指导。可利用任何期望的合成技术，例如MMSE合成来执行合成1506。或者，也可使用其它合成技术。该合成后的信号然后被发送到接收处理1508中，从而对该合成后信号进行进一步处理。

将接收到的信号分解为窄带CI分量允许低速、并行处理。除了简化高速信号的解调，CI载波处理可简化很多数据处理应用(例如误差检测/纠正、验证和解码)，他们通常需要高速处理。其它的信号处理操作，例如减少干扰、噪声抑制、相关、匹配滤波、聚束形成等。

图15C示出一CI接收方法。在分解步骤1510中，将一接收到的单载波信号分解为CI分量。该接收到的信号可为模拟或数字信号。一模拟信号可被分解为多载波模拟信号或多个表示载波加权的复数值。一数字信号可分解为多个模拟载波，他们的重叠表示了该数字信号的时域特征。一数字信号可由多个对应于模拟载波的复数加权来表示。在合成1512前，可在选择性处理步骤1511中处理一分解后的信号分量。如说明书中所述可执行不同的处理和合成。

图16A示出用于处理单载波信号的CI接收器。一单载波信号可包括由一信息信号调制的单载波信号，一未调制的载波或任何接收到的可作为单载波信号处理的多载波信号。一正交频率滤波器1601与一期望的合成器1602耦合。其它的信号处理单元，例如一个或多个解码器、格式器、聚束形成器、解调器、信号分离器、解扩展器、信道补偿器等都可与合成器1602耦合。该正交频率滤波器1601可包括一可选的频带限制滤波器1610、一采样器1611和一数字滤波器1612，例如傅立叶变换处理器或CI滤波器。该采样器1611可集成入滤波器，例如数字滤波器1612。

该正交频率滤波器1601将至少一个输入单载波和/或多载波信号分解为多个正交分量。该CI接收器可包括一前端处理器(未示出)，从而在利用正交频率滤波器1601分解之前处理接收到的信号。该合成器1602可执行阵列处理、干扰抑制、解扩展、信号分离、信道补偿、多路存储处理、A/D处理、D/A处理以及合成。

该数字滤波器1612可包括一个或更多滤波器以处理采样器1611产生的采样。该滤波器1612可包括滤波器组。该滤波器1612可包括任何类型的可用于执行傅立叶变换操作的信号处理器。例如，滤波器1612可执行一个或更多FFT、DFT、和/或OFFT。该滤波器1612可包括一个或更多具有简单延时的滤波器和/或具有复数幅度和相位响应的混杂滤波器。

图16B示出一中继器，它将接收到的信号转换为重叠、正交的CI分量，处理这些分量并将处理后的分量重新合成，然后将合成后的分量发射出去。该中继器包括一个正交频率滤波器组(OFFB)1601、一子载波处理器1602和一反转正交频率滤波器组(IOFFB)1603。

图16C示出一匹配滤波器CI接收器，用于处理单载波信号。在下变换器1621中处理接收到的单载波信号。下变换后的信号在由OFFB，例如OFFT1623处理之前，在A/D转换器1622中数字化。该A/D转换器1622和下变换器1621可由抗混叠滤波器(未示出)和带通采样器(未示出)构成。该OFFT1623将信号分离为多个CI分量信号，这些分量信号在相关器中与多个参考分量信号相关。一CI参考产生器1630产生提供到相关器1624中的参考分量信号。该相关器1624输出可与一个或多个其它信号处理系统(未示出)耦合。CI参考产生器1630的一个实施例包括一单载波参考信号产生器1631，它与一OFFB，例如OFFT1632耦合。

基于CI的通信系统的实施例可包括在物理层和更高层之间具有交互能力，从而可将改变条件和操作要求的响应引导为合适的物理层函数。一基于CI的收发器可通过向CI载波提供加权来调节发射的时域和频域特征。这样，可处理CI载波以产生具有期望的物理层特征的信号。

图17示出基本物理层函数，他们可合成为三个操作：CI载波和加权计算(即，估算1711)，CI载波选择1712和CI载波加权1713。载波选择和加权执行物理层发送处理，例如格式化和源编码1701、加密1702、信道选择1703、信道编码1704、多路复用1705、调制1706、扩展频谱处理1707和多路存取处理1708。在一组实施例中，通过软件控制的处理，例如驻留在一个或多个处理单元的存储空间中的应用程序，来执行该物理层处理1711、1712和1713。

图18示出一软件控制的CI收发器。由产生提供到IFFT处理器1811的加权的编码/交织器软件模块1810对发射数据流进行处理。该IFFT1811可包括一信号处理软件模块。该IFFT可用于控制其它软件模块，例如编码器1810提供的信号。

利用一FFT处理器1821将接收到的信号分离为正交分量。该FFT1821可通过软件程序来执行。利用合成器1822将子载波值合成，然后在解码器/解交织器1823中将合成后的子载波值解码。该合成器1822和/或解码器1823可以软件来实现。该FFT1821可利用其它软件模块，例如合成器1822和/或解码器1823来控制。编码1810和/或解码1823操作可用于调节合成1822。该合成器1822可控制编码操作1810，例如预矫正。

在整个接收器处理操作过程中可产生多种控制信号。例如，接收器性能测量(例如，BER、SNR等)可用于调节多种操作，例如合成。接收到的信号功率可用于调节发送器的发射侧和接收侧中的一个或两个的增益控制。该合成器1822和/或解码器1823可执行信道估算以调节编码器1810、合成器1822和/或解码器1823的功能。该收发器可用于处理同相和正交相位信号。

图19示出软件定义的控制器1901，它处理一个或更多系统需求1911和/或一个或更多信道特征1912以控制无线电收发器1903中的一个或更多CI参数1902。CI参数调节和选择对收发器的1903物理层处理1921提供对应的调节。可使用一可选的反馈回路1904来将控制器1901耦合到收发器。这样，CI信号特征，例如加权、符号持续时间、和CI编码可用于收发器的RF操作特征。

这里使用的CI编码可包括CI编码或高级CI编码。CI编码是基于正交载波，例如图1A所示的采样120-125所示，之间的相位关系。CI码可用作直序列码、多载波码(例如，MC-CDMA)等。CI编码的应用可扩展到传统二进制直序列的任何应用，包括但不局限于展步频谱、多路存取、信道编码、加密、干扰抑制。CI编码还可用于任何正交或准正交分集参数值或子空间的集合。

例如图3A所示，可从由复平面中向量旋进指示的相位关系产生基本CI码。CI编码可用于圆、椭圆和线性极化。CI极化码基于二维或三维极化平面中的向量旋进。高级的CI码可基于基本CI极化码。相似的，在平面或一更高维的正交基地场中的向量旋转可用于产生基本和/或高级的CI码。从具有相位φ_mn的元素的M×M矩阵可产生该CI码的基本家族，该相位φ_mn可表示为：

φ_mn＝2πmn/M+2πf_om/f_sM，

其中m和n分别为行和列索引。M为任何正整数值。φ_mn中的第二项为用于行中所有项的选择性相位移。该相位移φ_mn可对应于一载波偏移频率f_o或一子载波间隔f_s。一基本CI码c_m可包括一由多个项构成的行或列向量。

$c_m=e^{\mathrm{im}{\mathrm{\φ}}^{\′}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{imn\φ}}\hat{n}$

其中φ＝2π/M；φ′＝2πf_o/f_sM。

一些CI码为复数共轭对。例如，CI码之间的相关可由下面关系式表示： ${\mathrm{corr}}_{m,m^{\′}}=\left(\frac{1}{M}\right)e^{i(m+m^{\′}){\mathrm{\φ}}^{\′}}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{in}(m+m^{\′})\mathrm{\φ}}$

该相关对于(m+m′)＝M时为非零。

CI码可具有多相和/或多幅度值。一CI码集合可包括一个或多个对应于至少一个常用二进制相位码的二进制码向量。当CI码包括复数值片断时，实部和虚部可施加到不同正交参数上。例如，对应于一实值的幅度可调制在一同相载波分量上，而一对应虚数值可调制在正交相位载波分量上。

正交分量可包括，但不局限于特定的线性极化、左手和右手圆或椭圆极化、极化旋转、子空间(例如，空间、方向、时间、相位、极化等)，正交频率、正交时间间隔、直序列码等。调制可包括相位调制、幅度调制、频率调制、极化调制、时间偏移调制或他们的任何组合。

对应于CI码片断的相位偏移可施加在一单载波或多载波上。在一个实施例中，相位位移可施加在发射的或本地产生的参考相位上。在另一实施例中，采用了微分相位调制(DPM)。在一个实施例中，DPM用于一个单载波上。在另一实施例中，DPM用于多载波发射协议。在一个实施例中，每个相位位移都作为至少两个载波之间的相位差来传送。

CI码可用于普通的直序列(例如，DSSS或DS-CDMA)，MC-CDMA、OFDM、编码的OFDM、离散多音、波长分割复用(WDM)、超密集的WDM、多音CDMA、多码扩展频谱、或任何CI协议。当CI码用于多载波发射协议时，可以一种或多种方式实现相位偏移编码。每个载波相对于CI码片断序列中的每个片断具有相位移。每个载波都可利用任何单载波调制方案来调制。每个载波都可用一个或多个CI码片断编码的子载波来调制。每个子载波都具有至少两个分集参数，这些参数被调制以传送CI码片断的实部和虚部。

多载波信号可由基本正交的分集参数值的任何集合来定义。这些分集参数可包括，但不局限于频率、相位间隔、在两个或三个方向上的极化(包括线、圆、椭圆极化)、模式、编码(例如DS和/或CI)、时间、任何类型的子空间、和他们的任何组合。

高级的CI码可包括对基本CI码的一种或多种类型的处理。高级CI码的一些例子包括利用Hadamard-Walsh矩阵处理基本CI码产生的矩阵、从Hadamard-Walsh/CI矩阵中得到的矩阵、和基于Hadamard-Walsh矩阵扩展的扩展后的CI矩阵。

可将基本CI码合成(彼此或与其它的直序列码)以形成多相和/或多幅度CI码的其它家族。在任何CI码集合中，片断序列都可被删节、增加、重排、耦合等，以产生正交或准正交片断序列。相似或不同长度的码可彼此耦合。不同的片断序列可这样合成，即至少一个片断序列与至少另一码中的片断交织。

CI码向量可与其它码向量相乘，其它码向量包括，但不局限于直序列码、互补码、和/或其它CI码。CI码片断组可相对于其它码片断调制(放大和/或位移)。一CI码可与一长码、一Hadamard-Walsh码、一Barker码、一Gold码、一Kasami码、一Golay码、一CI码或其它码重叠。CI编码可包括多级编码，其中至少一组码片断可调制至少一其它组码片断。

基本CI码形成正交基础。新的正交基础可通过线性合成特定长度的CI码来产生。CI码的更高级的排列可形成正交基础。该正交基础可与其它序列，例如Hadamard-Walsh、Gold、CI等的码片断相乘。

数据符号可映射到CI码以提供信道编码。为了映射，可通过包括由值-1相乘的一码组来产生双正交CI码。CI码可用于产生超正交(例如单向)码。通过相位位移或缩放CI码可执行准正交映射。通过将第一码组的相位旋转π/2，可产生第二组正交CI码，从而提供同相和正交相位的CI码。

可通过将编码后的信号与复数共轭码相关，解码经CI编码后的符号。接收到的信号可适当的利用具有系数组的FIR滤波器来处理，从而解码期望的信号。该接收到的信号可被采样和累加。可选的，对接收到的信号的采样进行加权，然后将他们累加以补偿不同的效应，例如通道失真、发射侧编码(例如，降低PAPR)、干扰等。可在一个或多个最佳化处理中执行加权，在这些处理中，根据至少一个测量，例如信噪、信噪加上干扰、误差概率、BER、接收到的信号功率等调节加权。

接收到的信号相对于解码信号的片断相位存在相位位移。如果接收到的信号在一个片断间隔中包括多个采样，则片断采样可相对于解码信号的片断相位进行时间位移。对应于各片断的采样可周期性的相对于一解码片断序列位移。然后执行随后的处理，例如采样、相加、比较、和/或判定(硬件和/或软件)，从而在解码处理后估算测量的数据符号。

图20A示出一组16个八进制码向量C(n)，它们是一8×8基础CI码矩阵CI_8×8与8×8的Hadamard-Walsh矩阵HW_8×8的行相乘的结果。一由HW_8×8的一行与矩阵CI_8×8的相乘产生的8×8矩阵包括两个二进制相位8片断码(它对应于矩阵HW_8×8的行)，两个正交相位码向量，和四个包括共轭复数对的八进制相位码向量。该16个码向量C(n)可从矩阵中的八进制相位向量中选择，这些矩阵是HW_8×8的向量与CI码矩阵CI_8×8的相乘产生的。

图20B示出图20A所示的16个八进制码C(n)的自相关和互相关。该相关关系可用于从码C(n)中选择正交或准正交码组。例如，正交八码组中的码C(1)、C(1)^*、C(2)、C(2)^*、C(4)、C(4)^*、C(7)、C(7)^*。该码组{C(1)、C(1)^*}与C(2)、C(2)^*、C(4)、C(4)^*、C(7)、C(7)^*具有零互相关，因此可用于这些码以提供正交码组。码C(1)与C(1)^*、C(5)和C(6)^*具有非零互相关。因此，正交组可包括C(1)和C(5)，不包括码C(1)^*和C(6)^*。码C(3)、C(3)^*、C(5)、C(5)^*、C(6)、C(6)^*、C(7)、C(7)^*、形成另一个正交八码组。码C(7)、C(3)、C(8)、C(4)、C(1)、C(5)、C(2)、C(6)形成另一个正交八码组。还有很多其它码组，包括准正交组。

可同时或单独的实现正交和准正交码组。码组可包括不同M多相位码的组合。一M码组包括具有小于或大于M的码长度(即，码片断的数目)的码。码组包括小于或大于码长度的数目的码。码组包括相同长度和/或不同长度码。

虽然这里描述了多个基础CI码和一个高级CI码组，但还可以想到其它很多基于CI的编码。可选择或操作CI码组来提供有π/2的位移的互关联。CI码可用于产生双正交和/或超正交CI码组。CI码可包括其它CI码的线性组合。可从Hadamard-Walsh矩阵扩展、码级连、码交织、码重叠和/或加权的码重叠中得出CI码，该加权被提供给一个或更多码片断。一CI码可包括至少一组CI矩阵元素，例如一行、一列、一对角线和/或根据一些预定图形选择的矩阵元素。

CI码片断可循环位移、交换或重排列。可利用一个或多个不必须是CI码的码来实现作为多电平码的CI码。可对包括至少一个CI码的多个码进行交织。CI码可与具有相同长度或不同长度的码交织。可在块编码、卷级编码、turbo编码、任何其他形式的信道编码、加密、多路存取编码、扩展频谱编码、减小峰值功率中实现CI编码。可利用正交编码、准正交编码、双正交编码、超正交编码或它们的组合实现CI编码。

可通过将至少一组CI码与至少一组其它的码卷积来产生CI码，该其它码包括下面的一个或多个：CI码、二进制直序列码、信道码、扩展码、多路存取码等。CI码可具有一个或多个奇偶校验检查符号，这些符号是由数据符号和/或码片断的线性组合形成的。

图21A示出CI码产生器2103的基本分量。一CI符号产生器2109产生多个CI符号，他们与一符号合成器2110耦合。该符号合成器2110将CI符号分组以产生一个或多个CI码。

一CI符号产生器，例如CI符号产生器2109包括任何可用于产生多个CI符号的算法、系统或装置。CI符号包括基本CI符号。CI符号可为离散值或连续值数字或函数。CI符号可以是从至少一个可逆变化函数，例如复立叶变换、拉普拉斯变换、Walsh变换、子波变换等中得出的值。CI符号可包括其它CI符号的线性组合、CI符号与其它码符号的线性组合、利用一预定码组中的码序列调制的CI符号，该预定码组包括下面的一个或多个：扩展频谱码、多路存取码、信道码、加密码、多电平码、压缩码、混合码和CI码。

一CI符号合成器，例如符号合成器2110包括任何用于将CI符号分组以产生至少一个CI片断序列的算法、系统或装置。一符号合成器可对一个或更多符号组进行增加、级联、交织、位移、击穿、或重排序。一符号合成器可将CI符号与其它符号合成。一符号合成器可提供具有至少一个奇偶校验检查符号的CI片断序列。

图21B示出一CI发射器，用于产生至少一个CI编码的信息信号。一CI编码器2100对与一CI码产生器2103产生的至少一个CI码相关的至少一个输入信息信号编码。CI编码信息信号选择性的与一发射系统2102耦合，该发射系统包括预发射处理器(未示出)。

图21C示出CI编码器的基本组件，包括一CI码产生器2103和用于解码至少一个CI编码信号的相干合成器2105，该CI码是根据CI码产生器2103产生的至少一个码进行的。选择性的，该解码器可与一前端接收器处理器2104耦合，该处理器可向解码器提供至少一个CI编码的信号。

信道编码提供信号变换，该变换可通过使发射的信号更好地承受多种信道损害(例如，噪音、衰减、干扰)来提高通信信能。CI信道编码可包括波形编码和/或结构序列。CI波形编码(例如M信号、正交编码、双正交编码、超正交编码等)转换波形，从而使他们不易于发生错误。CI结构的序列将数据序列变换为一个或多个具有结构冗余的序列。多于的位将用于检测和/或矫正误差。

CI编码可包括用正交代码字组替换数据组。在一个实施例中，一CI编码器可通过提供一正交代码字组将多个编码的数据符号复用。可选择一CI代码字组，其中每个代码字向量将除了它自己的共轭复数外的所有其它CI代码字向量置为零。一解码器可包括多个匹配滤波器(或相当的系统或算法)，除非接收到对应的编码后的数据符号，否则这些滤波器输出零。

图22示出CI符号值w_n和数据符号s_n之间的关系。CI码片断值在相空间，例如相位空间(列)2201中以列排列，一相位空间可类似于一个脉冲位置。该相位空间(例如脉冲位置)可正交或准正交。因此，CI符号w_n的数目可能与数据符号s_n的最大数目不同。每个数据符号值s_n都被施加在相位空间上，从而CI码片断值的每个组都表示对应的数据符号s_n的值。每个码片断值都类似于一个提供到一特定CI载波的复数加权。这些载波的重叠产生一CI波形，该波形具有数据符号值s_n，例如在特定的脉冲位置上。

可通过向对应于每个数据-符号/脉冲-位置的载波加权的总和的CI载波提供加权，可一得到具有多个数据-符号/脉冲位置特征的CI重叠波形。相似的，每个CI符号，例如符号w₂对应于数据承担CI码片断的总和行，例如行2202。该码片断可以多个时间间隔、载波频率、极化和/或正交分集参数值被发射。

如图22所示，解码可包括编码操作的任何适当的反操作。例如，为了从接收到的CI符号值w中提取出第n个数据符号值s_n，第n个相位空间(或CI码)值w_n的一个向量的共轭复数可与接收到的CI符号向量w相关。可执行等效的解码操作。可根据一个或多个合成技术，例如但不局限于MMSE、EGC、最大概似法合成或它们的任何组合来执行该解码操作。解码可包括turbo解码。

图23示出CI编码系统和CI解码系统的基本部件。一数据符号流4701由一CI符号产生器2320处理，该产生器输出多个表示数据符号s_n的编码后的模型的CI符号值w_n。该符号w_n可利用一任意的交织器2304来交织，然后准备利用发射系统2305中的预发射处理器(未示出)发射到通信信道2399中。在发射前，该符号w_n通常先多路传输到一个或多个分集参数空间中。

一接收器系统2306接收耦合信道2399中发射的信号，一前端接收器处理器(未示出)在输出一IF或基带数字信号前，执行任何需要的处理，例如滤波、放大、多路分解、解扩展、解码和/或聚束形成。选择性的，可执行信道补偿2307以减小信道失真和/或干扰的影响。在CI符号解码器2330处理之前，可执行任何需要的解交织处理2308。该解码器2330处理接收到的CI符号W_n′，从而产生数据符号估算2301′。该数据符号估算2301′可被输出到其它信号处理系统(未示出)中。

该CI符号产生器2320将预定数目的输入数据符号s_n转换为多个CI码符号w_n。这种转换可包括累加信息调制后的CI码片断。CI符号产生处理中的第一步包括产生码片断和/或获取存储在存储器或从输入数据流中接收到的码片断。码片断可从码片断或码向量的简化的组(例如一正交基础)中产生。

CI符号产生处理中的第二步包括将至少一个数据符号s_n施加到至少一组符号片断上。可对该符号片断复用、相位移、调制或施加数据符号值s_n。该码片断可表示相位空间，例如脉冲位置。选择性的，该码片断可具有相位位移，例如用于波峰因数简化或加密。

CI符号产生处理的第三步骤包括合成码片断以产生一个或多个CI码符号w_n。图22示出怎样累加信息调制的CI码片断行，以产生CI码符号w_n。可进行预矫正从而向CI码符号w_n提供信道补偿加权。

解码器2330处理接收到的CI符号W_n′，以产生数据-符号估算2301′。CI解码方法中的第一步骤包括产生码片断和/或获取存储在存储器或从输入数据流中接收到的码片断。可从一组正交码或包括一个或多个正交码的片断的子组中产生码片断。

CI信号处理方法中的第二步骤包括将码片断的至少一个向量与接收到的数据符号w_n′的一个向量。相关处理包括该码片断向量和接收到的数据符号向量之间的纯量乘法，然后合成(例如积分)该结果。相关的另一个例子包括将在一预定符号间隔T_s内的选择的采样累加。执行其它的处理从而对发射的数据符号进行估算。

解码器2330可执行多种类型的合成，例如作为MMSE、EGC、最大概似法、或任何其它基于性能最佳化的操作的一部分的加权合成。该解码器2330可执行信道补偿。该解码器2330可包括一前端接收器处理器(未示出)。

双正交CI码所需的带宽为比较正交码所需带宽的一半。双正交码比正交码的性能稍好，因为对映的信号向量比正交信号具有更好地距离性能。与正交和双正交码相比，超正交(例如单工)码对应特定的符号误差率需要最小的SNR。信道码可重叠在多路存取码上。根据多路存取码的过程增益，信道码不需其它的带宽。

图24示出一CI收发器的系统方块图。一信息源2401向CI编码器/交织器2411提供数据符号。一调制器2421将编码的符号调制为一个或多个由发射器2422发射到通信信道99中的载波。该信道99特征在于AWGN和/或多路径。还可考虑其它信道失真。一接收器2424接收信道99发射的信号。一解调器2425从接收到的信号中提取出符号。一CI解码器/解交织器2435将接收到的符号解码为信息符号，在信息处理器或接收器2436中可选择的处理这些符号。

在一个实施例中，编码器2411利用查询表将数据符号与CI代码字映射。在另一实施例中，根据各数据符号产生CI代码字。利用一CI码产生矩阵G可执行产生代码字。可通过组成CI码产生矩阵G的线性无关码向量的组合来构成CI代码字的给定组的CI码。

虽然参照基础CI码说明码产生，但也可对高级CI码创建正交基础向量和对应的CI码产生矩阵。一基础CI码组中的每个码都可由复平面上的不同数目的旋转来定义。例如，对应一个N＝64的基础CI码组的正交基础可由CI码产生矩阵来定义：

$G=\left[\begin{array}{c}C(\mathrm{rotations}=1)\\ C(\mathrm{rotations}=2)\\ C(\mathrm{rotations}=4)\\ C(\mathrm{rotations}=8)\\ C(\mathrm{rotations}=16)\\ C(\mathrm{rotations}=32)\end{array}\right]$

其中C(旋转＝m)，m＝0，1，...，N-1为码向量，对应于：C(m)＝e^imφ′(1，e^imφ，e^i2mφ，...，e^i(N-1)mφ)

由于该基础CI码组全部由G定义，因此编码器2411只需要存储k行G，而不需存储CI码矩阵的2^k个向量。另外，由于G的每个行向量C(m)的前半部与后半部相似(除了C(1)的前半部和后半部有一个-1因子不同)，因此编码器2411和解码器2435只需存储每行向量C(m)的一半。

一CI接收器可利用一些技术执行误差检测。可以利用接收到的码的前半部分和后半部分之间的对称关系来确定是否出现误差。也可利用码符号之间的其它关系来提供误差检测和/或校正。例如邻近的CI码符号(除了全相同的码)通常都不相同。根据码，邻近的码符号的值以特定的方式变化。例如，一第m基础码C(m)的邻近的码片断有e^im的不同。

一奇偶校验矩阵H(定义为等式GH^T＝0)可用于检测接收到的向量是否为代码字组中的一部分。当检测到一误差时，该解码器2435可执行前端的误差纠正和/或请求重新发射。最好的，该解码器2435利用一些最佳策略，例如最大概似法算法来估算该发射的码向量。该接收器可去除模糊信号。该解码器2435可实现误差纠正以纠正去除和/或误差。

该编码器2411最好选择可最大化在码之间的加重平均(Hamming)距离的码。使用多相位码的优点在于：与二进制码相比，他们可提供更大的加重平均(Hamming)距离。例如，(n，k)＝(8，3)二进制码具有2ⁿ＝2⁸＝256个二进制字的n元组空间，2^k＝2³＝8为代码字。一八进制相位(m＝8)(8，3)码具有2^mn＝2⁶⁴个八进制字的n元组空间。这些代码字的部分随着m值的增加急剧下降。当n元组空间的一小部分用于代码字时，可实现一很大的加重平均(Hamming)距离。

CI码可作为循环码进行处理，这已在背景技术中进行描述，例如B.Sklar，数字通信基础和应用，Prentice-Hall，Inc.，New Jerscy，1988。例如，CI码向量C＝(C₀，C₁，...，C_N-1)的元素可作为多项式U(X)的系数，如下：

U(X)＝u₀+u₁X+u₂X²+...+u_N-1X^N-1

其中X＝e^i2πnk/N，其中k为码的顺序：k＝0，1...，N-1。然后执行公知的循环码处理。

图25示出可用于处理CI编码的turbo编码器/解码器系统的基本部件。通过至少两个编码器2501和2502对一数据序列进行编码。该数据序列在由第二编码器2502编码之前，由交织器2504进行交织。该编码后的数据符号复用成一单符号流，该单符号流在进行通信信道99之前，可用发射处理器2508进行处理。

接收器处理器2510可选择性的处理从通信信道99中接收到的信号。接收器处理器可执行基本的信号处理任务，例如放大和滤波。一基带处理器1512将接收到的信号转换为一数字符号流。一多路信号分离器2514将结果符号流分离为两个符号流。在多个CI解码器，例如解码器2521和2522中的每一个中处理每个符号流。

CI turbo编码通过基于CI的误差纠正编码和交织来抑制随机和突发的误差。提供一第一CI码，从而对一数据流编码。一第二CI码对该数据流的交织后的数据进行编码。每个解码器2521和2522都可进行解交织(如果需要)和解码。一个解码器2521的输出可以迭代的方式帮助其它解码器2522。向其它解码器2522和2521提供出每个解码器2521和2522的软判定输出。软判定指示解码器产生的符号估算的可靠性。最佳的，提供有最高信号强度的解码器2521或2522产生第一软判定。这确保了更高的可靠性，从而降低了迭代的次数。

多路分离器2514包括一最佳合成器(未示出)。该多路分离器2514可包括其它类型的接收器和接收器部件，这些接收器部件包括，但不局限于多用户检测器、干扰消除器、空间干扰测量法多路分离器和/或空间聚束形成器。解码器中的一个或两个向该多路分离器2514输出软判定，以便于最佳接收。

图26示出本发明的一CI接收器。一任意的编码器/交织器2601可处理信息信号，例如一数据位或数据符号流。该编码器/交织器2601可执行信道编码、误差纠正编码、误差检测编码、交织和/或在多路存取或展步频谱编码之前执行的任何其它类型的数据处理。

数据符号输入到一CI编码器2602，例如一调制器中，该调制器将数据符号施加到CI码产生器2603产生的至少一个CI码上。一CI码产生器，例如CI码产生器2603包括任何可用于产生期望的和/或在此定义的CI码的算法、装置或系统。CI编码器2602可用于在将数据符号施加到CI码上之前或之后，将至少一个数据符号合成、并入或施加到一个或多个分集参数值上。一CI码可施加在至少一个IF载波上。该CI编码器2602可执行多路复用。例如，该CI编码器2602可将数据流编码在不同CI码上。该CI编码器2602可使用其它分集参数来分离多个数据流。

将编码后的数据输入到发射耦合器2604，该耦合器在将编码后的数据输入通信信号99之前，选择性地对编码后的数据执行载波频率(例如RF或光)处理。该发射耦合器2604可将基带或IF数据符号上变换为RF或光信号。该发射耦合器2604可在发射之前利用编码后的数据符号调制一个或多个载波。该发射耦合器2604可将CI码片断施加在一组或多组分集参数值上。例如，该发射耦合器2604可包括一聚束形成器(未示出)。

一接收耦合器2606从通信信道99中接收信号，并将该信号转换为便于由收发器的接收器部分处理的形式(例如，基带)。该接收耦合器2606通常对接收到的信号执行载波频率处理。该接收耦合器2606可将接收到的信号下变换基带或IF信号。该接收耦合器2606可执行分集合成、多用户检测、子波处理、干扰消除、子空间处理、聚束形成、信道特征化、信道补偿和/或多种类型的适应性处理。

该接收耦合器2606可向CI解码器2607，例如一解调器提供CI码数据符号，该编码器还接收来自CI码产生器2603的输入。该CI解码器2607提取或估算利用至少一个CI码进行编码且可能被通信信道99失真的数据符号。该CI解码器2607包括最佳接收器、一信道估算器和/或一信道补偿器。

在解码信号处理器2608中可选择地处理解码后的数据符号。该解码信号处理器2608可与CI解码器2607集成。该解码信号处理器2608包括一可产生硬和/或软判定的判定处理器。该解码信号处理器2608可包括到CI解码器2607和/或接收耦合器2606的反馈回路，从而调节对一个或多个信号质量测量的处理。该解码信号处理器2608可将解码后的数据符号转换为一信息位流。

一CI解码器，例如CI解码器2607为任何可用于解码至少一个CI码信号的算法、装置或系统。一CI编码的信号通常为CI编码后的信息承载信号。一CI解码器可将至少一个解码信号与具有至少一个CI编码后信号卷积和/或相关，从而提取出至少一个信息信号或至少一个信息信号的估算。一CI解码器可执行信息信号的硬和/或软估算。该CI解码器可包括多个解码器并执行在多个解码器之间将软判定传送的迭代处理。该CI解码器可执行下面的一个或多个操作：解交织、信道解码、多路存取解码、多路分离、解调、解密、信道分析、信道补偿、解扩展、误差判定、和误差纠正。一CI解码器可提供纠正相位移，以补偿非零相信号、信道失真、和/或发射的信号的相位偏移，从而实现预定的目的，例如最小化PAPR，提高安全性等。

一解码信号处理器，例如解码信号处理器2608是任何可用于处理至少一个解码后信号的算法、装置或系统。在估算解码后信号时，该解码信号处理器可可提供硬和/或软判定。该解码信号处理器可包括一个或多个编码器、比较器、迭代解码器、反馈回路、干扰消除器、最佳检测器、和/或任何其他可用于判断和/或判定处理的装置。该解码信号处理器在CI解码之外还可用于常用的解码。该解码信号处理器可解码块编码的信号、卷积编码的信号、加密信号、turbo编码信号、压缩信号等。该解码信号处理器可执行多路分离和/或解交织。该解码信号处理器可执行多用户检测、最佳合成、分集解收或任何其他用于通过消除干扰、失真和/或噪声来提高信号质量的技术。

图27A示出本发明的发射方法的主要步骤。一信息信号s(t)被选择性的编码和/或交织2701。最佳的，编码包括CI或基于CI的编码。编码/交织步骤2701可包括产生或获取将被施加在多载波上的符号值。在教练符号模制注入步骤2702中，向该信息信号提供特定的教练符号。教练符号可用于信道估算、信号质量估算、同步等。一IFFT2703或等同的处理将编码后数据符号施加在多个载波上。选择性的，在该编码后数据符号上加入循环前缀。在准备将产生的信号发射到通信信道(未示出)之前，执行一FIR滤波和插入步骤2704。

图27A所示的不同步骤和相关的系统可包含在本发明其它方面和实施例的发射系统和方法中。另外，这里也包括通常在发射系统中执行的不同的信号处理步骤。例如，可在图27A所示的发射器实施例中包括预均值步骤和/或系统。在FIR滤波和插入2704之后，可执行阵列处理。或者，阵列处理可合成在编码2701、IFFT2703和/或FIR滤波2704中。

图27B示出本发明接收过程中的主要步骤。将一个或多个发射的信号从通信信道(未示出)中取出并提供给FIR滤波和判定步骤2705。在同步步骤2711中可处理滤波后的信号并控制多种接收过程的时序，例如但不局限于循环前缀去除和FFT2706。在信道估算步骤2713中可使用与单个载波频率相联系的复数振幅值，例如通过已知的教练符号和/或未知的数据符号。该信道估算步骤2733可便于产生加权(例如，阵列处理和/或CI合成加权)。

执行阵列处理2707以实现系统容量(即，子信道产生)和信号质量(即分集合成)的最佳组合。例如，阵列处理可包括空间干扰测量法复用和/或其它形式的阵列处理。阵列处理2707可利用干扰估算步骤2716来协助。可以结合阵列处理步骤2707和/或解码和解交织步骤2708来执行CI合成步骤2718。或者，阵列处理2707和解码和解交织步骤2708中的任一个或全部都可执行CI合成2718。在解码之前或在解码之后，该解码和解交织步骤2708对从阵列处理步骤2707中接收到的数据符号执行任何需要的解交织。解码包括信道、多路存取、扩展频域、加密和/或其它解码处理。

在最佳实施例中，采用多种类型的CI处理的例子来理解CI滤波、基于CI的傅立叶变换和软件控制的物理层处理的基本原理。根据这种理解，本发明的很多方面可以改变。

为了说明的目的，流程图、系统方块图和信号图表示本发明的操作。但是应当理解，流程图和方块图进用于示意性说明的目的，但不进行限定。例如，本发明不局限于由流程图表示的操作实施例。本发明不局限于在图中所示的特殊信号和系统结构。相反，本领域技术人员根据这里的说明可以实现不同的操作实施例和系统结构。

根据所述的技术的教导，本发明和相关技术的方法和结构实施例的变换实施例(相当的、扩展的、变化的、不同的、组合的等)对本领域技术人员来说是显而易见的。本发明希望和可以包括这种变化实施例。这些相当的、扩展的、变化的、不同的、组合的实施例都落入本发明的范围和精神之内。

这里说明对正弦振荡信号的信号处理。本领域技术人员都知道存在其它类型的周期振荡信号，该信号可选择使用，包括但不局限于正弦波、方波、三角波和重复噪声信号。

前面的描述和下面的权利要求说明了本发明最佳实施例。根据本发明的保护范围，应当理解在不脱离本发明实质的基础上可以进行变化。这些变化具体化了本发明的实质范围，全部落入本发明保护范围之内。这是由于本发明的基本概念和理解非常基本且可以广阔的应用。

Claims (64)

1.一种CI滤波器，用于分离施加在频率间隔为f_s的多个CI载波中的至少一个CI载波上的至少一个符号，该滤波器包括：

一个采样器，用于以包含一个频率集合中的至少一个频率的采样频率对该CI信号采样，该频率集合包括期望的CI载波的频率f_n，f_n的谐波和f_n的次谐波频率，该采样器可产生多个采样值，和

与该采样器相耦合的一个合成器，该合成器用于合成所述采样，该合成器包括一个时基，应用于引导合成器将一个在符号周期T_s＝1/f_s上收集的至少一组采样进行合成，以恢复期望的CI载波上的至少一个接收的数据符号。

2.如权利要求1所述的CI滤波器，其中该合成器包括一个加权系统，用于向所述采样提供加权。

3.如权利要求1所述的CI滤波器，其中该合成器包括一个最佳合成器。

4.如权利要求1所述的CI滤波器，其中该采样器和合成器中的至少一个包括一个同相和正交相位处理器。

5.如权利要求1所述的CI滤波器，其中还包括与该合成器相耦合的一个处理器，该处理器包括以下一个信号处理器集合中的至少一个，该集合包括信道解码器，解调器，网格解码器，加密解码器，滤波器，相关器，多用户检测器，判定系统，解交织器，多用户检测器，合成器，和A/D转换器。

6.如权利要求1所述的CI滤波器，其中还包括与该采样器相耦合的一个抗混叠滤波器，该抗混叠滤波器用于通过预定的CI载波组。

7.如权利要求1所述的CI滤波器，其中还包括一个频率转换器，用于调整CI载波的载波偏移频率f_o。

8.一种CI滤波器，用于分离施加在频率间隔为f_s的多个CI载波中的至少一个CI载波上的至少一个符号，该滤波器包括：

采样器，用于以包含一个频率集合中的至少一个频率的采样频率对该CI信号采样，该频率集合包括期望的CI载波的频率f_n，f_n的谐波和f_n的次谐波，该采样器可产生多个采样值，

与该采样器相耦合的一个存储装置，该存储装置用于收集所述采样，

与该存储装置相耦合的一个采样选择器，该采样选择器用于选择和合成一组或多组采样，和

与该采样选择器相耦合的一个符号间隔选择器，该符号间隔选择器用于控制采样选择器合成采样的符号间隔。

9.一种数字CI滤波器，用于分离施加在特征是频率间隔为f_s的多载波信号中的至少一个载波上的至少一个符号，该滤波器包括：

一个采样器，用于收集该多载波信号的多个时域采样x_k，和

与该采样器相耦合的一个合成器，该合成器用于根据公式

$X\left(f_n\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\mathrm{\Γ}(t,f_n)$

合成一个周期T_s＝1/f_s上的采样x_k，其中Γ(t，f_n)表示具有至少一个预定频率f_n的阶跃函数，X(f_n)表示与调制在载波频率f_n上的信息信号相关的一个值，该载波频率f_n是由周期T_s上的采样x_k的总和而得到的。

10.一种多载波信号发生器，用于产生多个CI载波，该信号发生器包括：

一个阶跃函数发生器，用于分别产生多个阶跃函数，每个阶跃函数都具有一组预定的阶段，预定的阶宽，和一预定的频率，

一个调制器，用于将至少一个信息信号施加在阶跃函数发生器所提供的阶跃函数上，

与调制器相耦合的一个合成器，该合成器用于合成信息调制的阶跃函数以产生多个信息调制的CI载波，和

与合成器相耦合的一个滤波器，该滤波器用于在至少一个预定的频率带中选择多个CI载波。

11.一种对至少一个接收的单载波信号执行CI处理的方法，该CI处理方法包括：

进行信道估计，

将至少一个接收的单载波信号分解为多个CI分量，和

将所述CI分量合成。

12.如权利要求11所述的CI处理方法，其中根据一个或多个信道特性而调整合成步骤和分解步骤中的至少一个。

13.如权利要求11所述的CI处理方法，其中根据一个或多个系统要求而调整分解步骤。

14.一种对至少一个发射信号执行CI处理的方法，该CI处理方法包括：

进行信道估计，

产生多个CI分量，和

对所述CI分量进行预发射处理。

15.如权利要求14所述的CI处理方法，其中根据一个或多个信道估算而调整产生步骤和预发射处理步骤中的至少一个。

16.如权利要求14所述的CI处理方法，其中根据一个或多个系统要求而调整分解步骤。

17.一种对至少一个接收的单载波信号执行CI处理的方法，该CI处理方法包括：

将至少一个接收的单载波信号分解为多个CI分量，和

将所述CI分量进行最佳合成。

18.一种CI接收系统，用于处理至少一个接收的单载波信号，该接收系统包括：

一个正交频率滤波器，用于将该至少一个接收的单载波信号分解为多个CI分量，和

一个最佳合成器，用于合成所述CI分量。

19.如权利要求18所述的CI接收系统，其中该最佳合成器用于执行信道估计以及根据一个或多个信道计算而调整合成。

20.一种CI接收器，用于处理至少一个接收的信息调制的单载波信号，该接收器包括：

一个正交频率滤波器，用于将该至少一个接收的单载波信号分解为多个接收的CI分量

一个CI参考发生器，用于产生多个CI参考分量，和

一个相关器，用于对接收的CI分量与CI参考分量进行相关，以产生至少一个指示该信息的相关信号。

21.如权利要求20所述的CI接收器，其中正交频率滤波器和CI参考发生器中的至少一个包括一个加权发生器，该加权发生器用于加权至少一个CI载波以补偿包括信道失真和干扰的信号劣化集合中的至少一个。

22.一种基于CI的接收器，用于改善至少一个接收的单载波信号的质量，该转发器包括：

一个正交频率滤波器，用于将至少一个接收信号分解为多个CI分量，

一个CI处理器，用于执行以下信号处理任务集合中的至少一个信号处理任务，该任务集合包括放大，滤波，信道补偿，干扰抑制，误差检测，误差纠正，频率变换，阵列处理，多路存取协议转换，和预失真处理，和

一个合成器，用于合成处理的CI分量。

23.如权利要求22所述的基于CI的接收器，其中该合成器用于将处理的CI分量再发射至一个通信信道。

24.一种CI码发生器，包括：

一个CI符号发生器，用于产生多个基于CI的多相码符号，和

一个CI符号合成器，用于合成所述编码符号以产生至少一个基于CI的多相码。

25.如权利要求24所述的CI码发生器，其中该CI符号合成器用于产生多个正交的多相码。

26.如权利要求24所述的CI码发生器，其中该CI符号合成器用于产生多个准正交的多相码。

27.如权利要求24所述的CI码发生器，其中该CI符号合成器用于产生包含基本CI码和高级CI码的CI码集合中的一个或多个基于CI的多相码。

28.一种产生一个多相CI码集合中的至少一种码的方法，包括：

产生多个基于CI的多相码符号，和

合成所述码符号以产生至少一个基于CI的多相码。

29.如权利要求28所述的CI码产生方法，其中该合成步骤被调整以产生多个正交的多相码。

30.如权利要求28所述的CI码产生方法，其中该合成步骤被调整以产生多个准正交的多相码。

31.如权利要求28所述的CI码产生方法，其中该合成步骤被调整以产生包含基本CI码和高级CI码的CI码集合中的一个或多个基于CI的多相码。

32.一种CI发射器，用于将至少一个信息信号编码到至少一个CI码上，该CI发射器包括一个信息源和一个预发射处理器，改进之处包括：

一个CI码发生器，用于产生至少一个CI码，和

与CI码发生器、信息源和预发射处理器相耦合的一个CI编码器，该CI编码器用于将至少一个信息信号施加在至少一个CI码上，以产生将被耦合至预发射处理器的至少一个CI编码的信息信号。

33.如权利要求32所述的CI发射器，其中CI编码器包括以下编码器集合中的至少一个，该集合包括信道编码器，多路存取编码器，误差校正编码器，扩展频谱编码器，波峰因数减少编码器，和加密编码器。

34.一种在至少一个通信信道中提供用于发射的至少一个CI编码的信息信号的方法，该方法包括：输入至少一个信息信号，编码所述至少一个信息信号，和对所述至少一个编码的信息信号进行预发射处理，改进之处包括：

发生CI码，以产生至少一个CI码从而对所述至少一个信息信号进行编码。

35.一种如权利要求34所述提供的用于发射的至少一个CI编码的信息信号的方法，其中产生CI码的步骤产生一个码集合中的至少一个码，该码集合包括一信道码、一多路存取码、误差纠正码、扩展频谱码、波峰因数减少码和加密码。

36.一CI解码器，用于解码至少一个信息承载CI编码信号，该解码器包括：

一CI码发生器，用于产生至少一个CI参考码，和

一与该CI码发生器耦合的相干合成器，该合成器用于将至少一个信息承载CI编码信号的多个码片断相干合成，该些码片断相对于至少一个CI参考码被合成，从而恢复至少一个信息信号。

37.如权要求36所述的CI解码器，其中该相干合成器包括一合成器集合中的至少一个，该合成器集合包括一最佳合成器、一匹配滤波器、一相关器、一相位偏移合成器和一迭代反馈合成器。

38.如权要求36所述的CI解码器，其中该CI码产生器用于产生一个码集合中的至少一个码，该码集合包括一信道码、一多路存取码、误差纠正码、扩展频谱码、波峰因数减少码和加密码。

39.一种解码方法，用于解码至少一种信息承载CI编码信号，该解码方法包括：

CI码发生，以产生至少一个CI参考码，和

相干合成，从而将至少一个信息承载CI编码信号的多个码片断相干合成，该些码片断可相对于至少一个CI参考码被合成，从而恢复至少一个信息信号。

40.如权利要求39所述的解码方法，其中该相干合成步骤包括一合成步骤集合中的至少一个，该合成步骤集合包括最佳合成、匹配滤波、相关、相位偏移合成、和迭代反馈合成。

41.如权利要求39所述的解码方法，其中CI码发生的步骤可产生一码集合中的至少一个码，该码集合包括一信道码、一多路存取码、误差纠正码、扩展频谱码、波峰因数减少码和加密码。

42.如权利要求39所述的解码方法，其中还包括误差检测，该误差检测步骤包括分析步骤集合中的至少一个，该集合包括分析一个或多个码的码两半之间的对称关系，将该码片断与在码片断之间的至少一个已知关系进行比较，和执行至少一个奇偶校验检查。

43.一种CI接收器，用于解码至少一个CI编码的信息承载信号，该CI接收器包括一前端接收器处理器，该处理器用于处理至少一个从通信信道接收到的信号，从而产生至少一个CI编码的信息承载信号，改进之处包括：

一CI解码器，用于解码至少一个信息承载CI编码的信号。

44.如权利要求43所述的接收器，其中还包括一误差检测器、该误差检测器用于执行一个分析步骤集合中的至少一个分析步骤，该集合包括分析一个或多个码的码两半之间的对称关系，将该码片断与在码片断之间的至少一个已知关系进行比较，和执行至少一个奇偶校验检查。

45.一CI接收方法，用于解码至少一个CI编码的信息承载信号，该CI接收方法包括一对用于处理至少一个从通信信道接收到的信号进行前端接收处理，从而产生至少一个CI编码的信息承载信号，改进之处包括：

对至少一个信息承载CI编码的信号进行解码，从而恢复至少一个信息信号。

46.一CI turbo解码器，用于解码至少一个turbo编码的信息承载信号，该turbo解码器包括：

一多路分离器，用于将至少一个turbo编码信号分离为多个CI码片断流，和

多个CI解码器，用于接收该码片断流，每个解码器为至少一个其它解码器产生软输出，每个解码器响应该软输出从而迭代地调节解码操作。

47.一CI turbo编码器，用于至少一个turbo编码的信息承载信号，该CI turbo编码器包括：多个CI编码器，用于对至少一个数据流进行编码，从而产生多个编码的数据流，和

一多路复用器，用于将该编码后的数据流复用到多个正交通信信道上。

48.一通过CI处理对通信信号的物理层控制方法：

对一包括CI载波参数和CI载波加权的集合中的至少一个进行计算，

选择多个CI载波，和

对CI载波中的一个或多个进行加权。

49.如权利要求48所述的物理层控制方法，其中该计算步骤之前有一输入步骤，该输入步骤用于向计算步骤输入包括至少一个系统要求和至少一个信道特征的输入数据集合中的至少一个。

50.如权利要求48所述的物理层控制方法，其中该计算步骤包括计算至少一个信道特征。

51.如权利要求48所述的物理层控制方法，其中计算步骤、选择步骤、加权步骤中的至少一个可用于执行一物理层处理集合中的至少一个物理层处理，该集合包括格式化、源编码、加密、信道选择、信道编码、多路复用、调制、扩展频谱处理、和多路存取处理。

52.如权利要求48所述的物理层控制方法，其中还包括多个CI载波处理步骤中的至少一个，这些CI载波处理步骤包括产生多个CI载波和将接收到的信号分解为多个CI分量。

53.一基于CI的软件定义的收发器，用于通过软件定义的CI处理执行物理层处理，该收发器包括：

至少一个处理单元，该处理单元包括至少一个存储空间，

至少一个基于CI的应用程序，该程序驻留在至少一个处理单元的至少一个存储空间中，该应用程序包括：

至少一个软件模块，用于计算一包括CI载波参数和CI载波加权的集合中的至少一个，

至少一个软件模块，用于选择多个CI载波，和

至少一个软件模块，用于对一个或多个CI载波提供加权。

54.如权利要求53所述的软件定义的收发器，其中该基于CI的应用程序包括一软件模块，用于产生多个CI载波。

55.如权利要求53所述的软件定义的收发器，其中该基于CI的应用程序包括一软件模块，用于将至少一个信号分解为多个CI载波。

56.如权利要求53所述的软件定义的收发器，其中该基于CI的应用程序包括一软件模块，用于计算一个或多个信道特征。

57.如权利要求53所述的软件定义的收发器，其中用于计算包括CI载波参数和CI载波加权的集合中的至少一个的软件模块可处理包括系统需要和信道特征的输入集合中的至少一个。

58.如权利要求53所述的软件定义的收发器，其中至少一个软件模块用于实现一物理层处理集合中的至少一个物理层处理，该集合包括格式化、源编码、加密、信道选择、信道编码、多路复用、调制、扩展频谱处理、和多路存取处理。

59.如权利要求53所述的软件定义的收发器，其中还包括多个载波处理模块中的至少一个，该多个载波处理模块包括一个用于产生多个CI载波的模块以及一个用于将接收到的信号分解成多个CI分量的模块。

60.如权利要求53所述的软件定义的收发器，其中所述多个载波处理模块中的至少一个模块包括至少一个模块集合，该模块集合包括一个硬件模块和一软件模块。

61.一种软件控制的CI收发器，该收发器包括：

一耦合到一多载波发生器的编码器/交织器软件模块，该编码器/交织器软件模块用于实现针对至少一个发射数据流进行CI编码和交织中的至少一个，并且为所述多载波发生器提供多个加权；

一耦合到一滤波器组的合成器，该合成器用于合成从所述滤波器组接收到的多个子载波值，以产生至少一个接收的数据信号；和

一个耦合到上述合成器的解码器/解交织器软件模块，该解码器/解交织器用于实现对至少一个接收到的数据信号进行解码和解交织中的至少一个。

62.如权利要求61所述的软件控制的CI收发器，其中上述多载波发生器和滤波器组中的至少一个包括至少一个数字信号处理器软件模块。

63.如权利要求61所述的软件控制的CI收发器，其中上述编码器/交织器软件模块以及解码器/解交织器软件模块中的至少一个用于为上述合成器提供控制信号，以调整合成。

64.如权利要求61所述的软件控制的CI收发器，其中上述合成器和解码器/解交织器软件模块中的至少一个用于实现信道估算。

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