JP5200139B2 - キャリア干渉処理を行う方法、キャリア干渉受信機システム及びプログラム - Google Patents

Description

この発明はキャリア干渉法（ＣＩ）に関する。より特定的にこの発明は、フーリエ変換および符号化などのマルチキャリア処理へのＣＩの応用に関するものである。

ＣＩでは、量子力学の基本的概念を用いることにより、古典的物理学のみに基づく従来の技術と比較してスループットおよび性能について大幅な向上がもたらされる。

米国特許第５，９５５，９９２号がＣＩの最初の開示を提供している。ＰＣＴ／ＵＳ００／１８１１３には、コヒーレンス多重化および空間干渉法へのＣＩの応用が記載されている。ＰＣＴ出願ＰＣＴ／ＵＳ９９／０２８３８では、直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）へのＣＩの応用が記載されている。またＤＳ−ＣＤＭＡへのＣＩの応用は、「キャリア干渉法チップ成形による高性能広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ（“High performance broadband DS-CDMA via carrier interferometry chip shaping”）（Ｃ．Ｒ．ナッサーおよびＺ．ウー、２０００年国際高度無線技術シンポジウム、ボールダー、ＣＯ、２０００年９月６〜８日（C.R. Nassar and Z. Wu, 2000 International Symposium on Advanced Radio Technologies, Boulder, CO, Sept. 6-8, 2000））および「ＣＩ／ＤＳ−ＣＤＭＡのためのＭＭＳＥ周波数合成（“MMSE frequency combining for CI/DS-CDMA”）」（Ｚ．ウーおよびＣ．Ｒ．ナッサー、ＩＥＥＥ無線およびワイヤレス会議、デンバー、ＣＯ、２０００年９月１０〜１３日（Z. Wu and C.R. Nassar, IEEE Radio and Wireless Conference, Denver, CO, Sept. 10-13, 2000））にも記載されている。

マルチキャリア符号分割多元接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）へのＣＩの応用は、「スペクトル拡散多元接続へのキャリア干渉法の導入（“Introduction of carrier interference to spread spectrum multiple access”）」（Ｃ．Ｒ．ナッサー、Ｂ．ナタラジャンおよびＳ．シャッティル、ＩＥＥＥ新興技術シンポジウム、ダラス、テキサス、１９９９年４月１２〜１３日（C.R. Nassar, B. Natarajan, and S. Shattil, IEEE Emerging Technologies Symposium, Dallas, Texas, 12-13 Apr. 1999））に記載されている。時分割多元接続（ＴＤＭＡ）へのＣＩの応用は「キャリア干渉法によるＴＤＭＡにおける周波数ダイバーシチの活用（“Exploiting frequency diversity in TDMA through carrier interferometry”）」（Ｂ．ナタラジャン、Ｃ．Ｒ．ナッサーおよびＳ．シャッティル、ワイヤレス２０００：第１２回年次国際無線通信会議、カルガリー、アルバータ、カナダ、２０００年７月１０〜１２日（B. Natarajan, C.R. Nassar, and S. Shattil, Wireless 2000：The 12^thAnnual International Conference on Wireless Communications, Calgary, Alberta, Canada, July 10-12,2000））に記載されている。

ＣＩはさらに直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）にも応用され得る。ＯＦＤＭ、たとえば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）などに用いられるＮ点変換では、本質的に１組のデータシンボルを別の組のデータシンボルに対して写像する。変換対の各変換は、シンボルを混合して、相補の変換で逆にされ得る符号を形成するための基礎をもたらす。フーリエ変換アルゴリズムを効率的に処理するためのさまざまな技術が開発されてきており、これにはたとえば米国特許第６，１６９，７２３号、第６，１３７，８３
９号、第５，９８７，００５号、第５，２９７，２３６号、および第５，３６５，４７０号に記載されたものなどがある。

フーリエ変換タイプの符号化を実現するための１つの技術は、入力シンボルの時間領域シーケンスのフィルタ処理を含む。多相ＦＩＲフィルタバンクが、Ｎ点ＤＦＴまたは逆ＤＦＴと等価に実現可能である（これはたとえばＪ．Ｇ．プローキス（J.G. Proakis）による「デジタル信号処理（“Digital Signal Processing”）」第３版、８２５〜８３１頁に例示されている）。ＤＦＴにより実行されるリニアＦＩＲフィルタ処理は典型的に、入力シンボルをセグメント化してブロックにすることに関する。ブロックはＤＦＴおよび／またはＩＤＦＴによって処理され、こうして出力データのブロックが得られる。一般的なフィルタ技術はオーバーラップ・セーブ法およびオーバーラップ・アド法を含む。結果としての出力シンボルは入力シンボルの複素重み付けした和である。

参照した先行技術のうちいずれも、ＣＩ多相符号に基づいた符号化を実現してはいない。参照した先行技術のうちいずれも、変換演算または変換の近似を単純化するために直交ＣＩキャリア間の位相関係を活用してはいない。

国際公開第００／４１８７１号パンフレット

Nassar, C.R.他, Introduction of carrier interference to spread spectrum multiple access, Wireless Communications and Systems, 1999 Emerging Technologies Symposium, 1999年, pp.1−5

開示される発明の課題は、シングルキャリア信号のキャリア間干渉を抑制することである。

開示される発明による方法は、
受信した少なくとも１つのシングルキャリア信号のキャリア干渉処理を行なう方法であって、
チャネル推定を行い、通信チャネルのスペクトル領域のうち、通信に望ましい領域および通信に望ましくない領域を特定するステップと、
受信した少なくとも１つの前記シングルキャリア信号を、複数の直交キャリア成分に分解するステップと、
前記通信に望ましくない領域を避けるように、前記複数の直交キャリア成分を部分的に選択し、選択された直交キャリア成分を、前記チャネル推定に基づいて決定された重みとともに合成するステップと
を含み、前記受信した少なくとも１つのシングルキャリア信号のシンボル間隔はTsであり、隣接する直交キャリア成分の間の周波数間隔は1/Tsであり、前記合成するステップにおいて、コンバイナが、前記Tsの期間にわたって前記直交キャリア成分を前記重みとともに合成する、方法である。

開示される発明によれば、シングルキャリア信号のキャリア間干渉を抑制することができる。

ＣＩ処理の数学的原理を示す直交正弦波状の２つの波形間の位相関係を示す図である。 直交正弦波状の２つの波形間の関係を示す図である。 図１Ａに示した隣接するサンプルの位相オフセットを示す図である。 図１Ｂに示した隣接するサンプルの位相オフセットを示す図である。 複素平面における単位円で均一に分布するサンプルを示す図である。 複素平面における単位円で均一に分布するサンプルを示す図である。 信号周波数の或る低調波に等しい、またはこの低調波であるサンプリングレートで収集された特定の周波数を有する信号のサンプルを、正規化して複素平面で示す図である。各サンプルは複素平面における完全回転の整数数に対応する。 正規円偏極に記されたＣＩ符号チップ示す図である。 同相および４相サンプリングレートを示す図である。 サンプリングした異なる信号周波数につき特定のサンプル周波数で収集されたサンプルの和を示すグラフである。 この発明のＣＩフィルタ処理装置および方法を示す機能図である。 同相および４相ＣＩフィルタ処理を示す図である。 奇数の正弦波の重畳から構成された階段関数の２周期を示す図である。 図８Ａに示す階段関数のフーリエ変換の一部を示す図である。 所望のキャリア周波数ｆ_iに等しいサンプリング階段関数の第１の周波数成分を示す図である。複数の正規キャリア周波数ｆ_i〜ｆ_fは、エイリアシングを避ける受信信号の帯域制限を表わす。 第１の階段関数の成分に等しい、均一に隔てられたキャリア周波数の第１の組を示す図である。第２の組のキャリアは第１の組に対して直交する。 ＣＩ−ＯＦＦＴ受信機の基本構成要素を示す図である。 直交周波数を有する複数の５レベル階段関数を示す図である。 図１１に示す階段関数の重畳の結果であるパルスを示す図である。 図１２Ａに示すパルスを低域フィルタ処理した結果である、フィルタ処理後の重畳パルスを示す図である。 この発明の逆ＣＩ−ＯＦＦＴシステムの機能的実施例を示す図である。 逆ＣＩ−ＯＦＦＴシステムの代替的な機能的実施例を示す図である。 逆ＣＩ−ＯＦＦＴシステムのさらに別の機能的実施例を示す図である。 シングルキャリア信号のＮ個の周波数成分への分解を示す図である。 図１４Ａに示す信号の周波数領域グラフを示す図である。 特定の通信チャネルにおける送信または受信のために選択されたスペクトルプロファイルを示す図である。干渉、フェーディングおよび／または、他のシステム、アプリケーションおよび／またはユーザへの周波数割当を特徴とする周波数範囲は回避される。 送信プロセスの一部としてのＣＩキャリア生成方法を示す図である。 受信プロセスの一部としてのＣＩキャリア生成方法を示す図である。 ＣＩ受信方法の基本ステップを示す図である。 シングルキャリア信号を処理するように適合されたＣＩ受信機を示す図である。 受信した信号を重なり合った直交ＣＩ成分に変換し、これら成分を処理し、伝送前にこれら処理した成分を再合成する、リピータを示す図である。リピータは直交周波数フィルタバンク、サブキャリアプロセッサ、および逆直交周波数フィルタバンクを含む。 シングルキャリア信号を処理するように適合された整合フィルタＣＩ受信機を示す図である。 従来の無線処理技術を単純なＣＩ送受信機プロセスへと整理統合するやり方を示す図である。 ソフトウェア制御下のＣＩ送受信機の基本構成要素を示す図である。 １つ以上のシステム要件および／または１つ以上のチャネル特性を処理してＣＩ送受信機において１つ以上のＣＩパラメータを調節する、ソフトウェアモジュールを示す図である。 長さ８を有する、１６個の８進法ＣＩ符号ベクトルの組を示す図である。 図２０Ａに示す１６個の８進法符号の相関を示す図である。 ＣＩ符号生成器の基本構成要素を示す図である。 ＣＩ送信機の基本構成要素を示す図である。 ＣＩ復号器の基本構成要素を示す図である。 ＣＩ符号チップで処理されてＣＩシンボル値ｗ_nをもたらす、基本ＣＩシンボル値ｗ_nとデータシンボルｓ_nとの関係を示す図である。 ＣＩ符号化システムおよびＣＩ復号化システムの基本構成要素を示す図である。 ＣＩ送受信機を示すシステム図である。 ＣＩ符号を処理するのに用いられ得るターボ符号器／復号器システムの基本構成要素を示す図である。 ＣＩ送受信機の基本構成要素を示す図である。 この発明に従う送信方法の一般的なステップを示す図である。 図２７Ａに示す送信方法と関連して実行され得る受信方法の一般的なステップを示す図である。

ＣＩの原理は多くの異なった種類の信号処理に応用され得る。この発明における１組の実施例では、サンプル値が収集され、ＣＩの数学的原理に従って処理される。この発明の一局面では、相関およびフィルタ処理（たとえば整合フィルタ処理など）が乗算なしに実行され得る。この発明の別の局面では、複雑な乗算および加算を大幅に減少、またはこれをなくして、さまざまな種類のスペクトル分析および合成が実行可能となる。

この発明の多くの無線用途のいくつかには、ローカルエリアネットワーク、セルラー通信、個人通信システム、広帯域無線サービス、データリンク、音声ラジオ、衛星リンク、タグ付けおよび識別、光無線リンク、キャンパスエリア通信、ワイドエリアネットワーク、ラストマイル通信リンク、および放送システムが含まれる。この発明はまた、無線でない通信システムたとえば被嚮導波、ケーブル、ワイヤ、より対、および／または光ファイバでも使用可能である。

この発明のさまざまな局面は多くの種類の信号処理に適用可能である。これらの種類の処理のいくつかには、トランスデューサ・アレイ処理、時空間処理、空間周波数処理、干渉法、フィルタ処理、ウェーブレット処理、トランスフォーム動作、周波数変換、ダイバーシチ処理、相関、チャネル符号化、誤り訂正符号化、多元接続符号化、スペクトル拡散符号化、チャネル補償、相関、伝送プロトコル変換、セキュリティ暗号化、および認証が含まれるが、これらに限定はされない。この発明の他の応用例および実施例は、以下の好ましい実施例の説明および前掲の特許請求の範囲より明らかとなる。

以下の好ましい実施例の説明は、ＰＣＴ出願番号ＰＣＴ／ＵＳ９９−０２８３８、ＰＣＴ出願番号ＰＣＴ／ＵＳ００／１８１１３、およびＣ、Ｒ、ナッサー他による「次世代多元接続のためのマルチキャリア技術（MultiCarrier Technologies for Next Generation Multiple Access）」、クルーアー学術出版社（Kluwer Academic Publishers）、２００１年に記載のものなどのＣＩを踏まえたものであり、これらは引用により援用される。

ＣＩ法およびＣＩシステムの説明に用いられるさまざまな用語をこの節で概説する。こ
の節での記載は単に例示を目的としたものであり、限定的なものではない。これら用語の意味は、ここに記載の教示全体によって当業者に明らかとなるであろう。これら用語は明細書全体を通じて論じられ、さらに引用の参考文献ではさらに詳細に論じられるであろう。

キャリア選択は、少なくとも１つの送信信号を生成するための、１つ以上の予め定められたＣＩキャリアパラメータに関する送信側キャリア選択と、少なくとも１つの信号を分解してＣＩ成分をもたらすための受信側のキャリア選択とのうち片方または両方を含み得る。

キャリア重みは、振幅および／または位相により特徴付けられる複素値を含む。
チャネル推定は、１つ以上のチャネル特性を測定、算出または推定することを含む。

ＣＩキャリアパラメータは、キャリア、キャリア周波数間隔、周波数オフセット、キャリア帯域幅、および集約帯域幅の数を含み得る。

ＣＩ成分とは、ＣＩキャリアまたはＣＩシンボル値である。ＣＩシンボル値とは、複数のＣＩキャリアについての複素値（または重み）である。ＣＩシンボル値は対応するＣＩキャリアの振幅および位相を示す。

ＣＩシンボルコンバイナは、基本および／または拡張ＣＩ符号を生成するよう適合されたシステム、装置またはアルゴリズムを表わす。ＣＩシンボルコンバイナは多数の符号チップを処理して１つ以上のＣＩ符号を生成し得る。

コヒーレントコンバイナは、少なくとも１つの復号信号（すなわち基準符号）に関して、符号化した信号の符号チップをコヒーレントに合成するよう適合されたあらゆるシステム、アルゴリズムまたは装置を表わす。コヒーレントコンバイナは相関器または整合フィルタを含み得る。コヒーレントコンバイナは、復号化信号に関して情報を担う符号チップに位相オフセットを適用することにより、符号チップを位相において合成して、少なくとも１つの情報信号を表わす信号を生成可能にできる。

ここで用いられるコンバイナとは、複数の信号を合成するよう適合されたあらゆるシステム、装置および／またはアルゴリズムを表わすものである。コンバイナは多数のキャリアまたはシンボル値を合成して重畳信号を生成し得る。コンバイナは、雑音、干渉および／またはひずみを補償するように重みをもたらし得る。重みはチャンネル推定値に基づき得る。いくつかの性能測定値に関して重みを適合させることができ、これにはたとえば誤りの確率、ビット誤り率（ＢＥＲ）、信号対雑音比（ＳＮＲ）、信号対雑音干渉比（ＳＮＩＲ）、および／またはその他あらゆる適当な信号品質パラメータがある。性能測定値は、瞬間的および平均化した性能測定値のあらゆる合成を含む。平均化は１つ以上のダイバーシチパラメータにわたって実行され得る。さまざまな種類の最適な合成が実行可能である。考えられ得る合成技術には、ＥＧＣ（等利得合成）、ＯＲＣ（直交復元法）およびＭＭＳＥＣ（最小平均平方誤り合成）が含まれる。コンバイナは２つ以上のダイバーシチパラメータ空間で合成を行なうことがある。たとえばＭＭＳＥＣを周波数領域で実行することにより、時間領域で等利得合成により処理される複数の合成信号を生成することがある。

ダイバーシチパラメータには、信号特性たとえば周波数、一時的特性、位相、モード、振幅、偏極、到着角度、偏極・回転比、位相・回転比、周波数変化率、振幅変化率、到着角度変化率、空間利得分布などが含まれるが、これらに限定はされない。

ここで用いられる情報信号とは、或る形式の有用な情報を運ぶように適合された１つ以上の信号を表わすものである。情報信号には、あらゆる種類の通信信号たとえば映像、音声、データおよびテキストなどが含まれ得るが、これらに限定はされない。情報信号はデジタル信号および／またはアナログ信号を含み得る。情報信号は、符号化および／またはインターリーブしたデータシンボルを含み得る。

フロントエンド受信機プロセッサは、１つ以上の信号処理システムおよび／または機能であって、典型的にベースバンド処理に先立ち、情報を担う受信信号を処理するように適合されたものを含む。フロントエンド受信機処理には、フィルタ処理、増幅、Ａ／Ｄ変換、ミキシング、中間周波数（ＩＦ）処理、無線周波（ＲＦ）処理、直並列変換、並直列変換、復調、多重分離、多元接続処理、周波数変換、逆拡散、復号、デインターリーブ、および／またはアレイ処理が含まれ得る。

メモリ空間とは、ディスクドライブ、テープドライブ、ＣＤ、ＤＶＤ、フラッシュメモリ、またはその他あらゆるデータ記憶媒体または装置を指す。

伝送前処理は、典型的に通信チャネルへの結合に先立ち、情報を担うベースバンドまたはＩＦ信号に適用される１つ以上の信号処理機能を含む。伝送前処理には、予歪、Ａ／Ｄ変換、Ｄ／Ａ変換、ミキシング、変調、多重化、多元接続処理、周波数変換、拡散、増幅、フィルタ処理、符号化、および／またはアレイ処理が含まれ得る。

処理ユニットとは、コンピュータ処理ユニットたとえばマイクロプロセッサデバイス、メインフレーム、ワークステーション、コンピュータネットワーク、および／またはスタンダロン型コンピュータなどを指す。

この発明のＣＩ処理の応用例は、直交キャリア周波数間の位相関係から導き出され得る。図１Ａは、第１および第２の直交する正弦波状の波形１０１および１０２を示す。波形１０１および１０２の各々は、特定のシンボル間隔Ｔ_sに整数数の波長を有する。第１の波形１０１の周波数ｆ₁は、シンボル間隔Ｔ_sにつき６サイクルである。第２の波形１０２の周波数ｆ₂は、シンボル間隔Ｔ_sにつき５サイクルである。

波形１０２についての複数のサンプル１２０〜１２５は、シンボル間隔Ｔ_s＝６Δｔ₁にわたり、波形１０１の周期１１０〜１１５に対応するΔｔ₁の間隔で選択される。この場合、波形１０１および１０２は時間ｔ＝０およびｔ＝Ｔ_sで位相について整列される。ｔ＝Δｔ₁で、サンプル１２１が波形１０２の周期Δｔ₂の５／６で生じる。サンプル１２０〜１２５の各々は、複素平面における単位円上の値によって表わすことができる。たとえば図２Ａはサンプル１２０および１２１の複素平面表現を示している。

サンプリング周波数ｆ₁は、サンプリングされた波形１０２の周波数ｆ₂を超えるので、各々の後続のサンプル１２０〜１２５の位相シフトは波形１０２のサイクル一杯に満たない。波形１０１および１０２は、適当なシンボル間隔Ｔ_sの選択によって直交している。
したがってサンプル１２０〜１２５は、図３Ａに示すように複素平面上で単位円上に均一に分布する。サンプル値１２０〜１２５は合計されると相殺する。

図１Ｂは、第２の波形１０２のサンプリング周波数ｆ₂に関する間隔１３０〜１３５でサンプリングされた第１の波形１０１を例示する。シンボル間隔はＴ_s＝５Δｔ₂で表わされる。サンプル１４０〜１４４の各々は、図２Ｂに示すように波形１０１のサイクル一杯よりも大きい位相シフトに対応する。波形１０１および１０２が直交しているため、サンプル１４０〜１４４は図３Ｂで示すように複素平面における単位円で均一に分布することが確実となる。シンボル間隔Ｔ_sにわたって収集されたサンプル１４０〜１４４は合計さ
れると相殺する。

図３Ｃは、周波数ｆ_nを有する所望の波形のサンプル（サンプリングレートｆ_sample＝ｆ_nで収集）を正規化して複素平面で表わしたものを示す。ｆ_sample＝ｆ_nであるため、サンプルは常に複素平面の単位円の同じ部分に現われる。この例でサンプルは、所望の波形のピークに現われるため、複素平面では実軸に現われる。シンボル間隔Ｔ_sごとのサンプル数Ｎ_sは

で表わされる。波形周期（１／ｆ_n）ごとのサンプル数は１である。

図１Ａおよび図１Ｂの波形１０１および１０２は、キャリア周波数、サブキャリア周波数、直交円（または楕円）偏極スピン周波数、アレイパターン走査周波数、直接拡散符号反復レート、またはその他あらゆる循環的もしくは反復的な信号現象もしくは信号特性の周波数を表わし得る。データシンボルは、各シンボル間隔Ｔ_s内で各波形１０１および／または１０２に記され得る。シンボル間隔Ｔ_sおよび／または隣接する間隔は、ガードインターバルおよび／またはサイクリック・プレフィックスを含むことがあり、これらは当該技術で周知である。受信した信号を分離して直交波形をもたらすプロセスは、送信されたマルチキャリア信号のキャリア分離ｆ_s（およびしたがってＴ_s＝１／ｆ_s）の知見を利用することがある。これに代えて、予め定められたシンボル間隔Ｔ_sを用い、受信したマルチキャリアまたシングルキャリア信号を分解して直交成分をもたらすこともある。

波形１０１および１０２などの直交波形は、所望の波形周波数ｆ_n＝ｆ_o＋nｆ_s、またはその或る高調波または低調波と等しいサンプリング周波数ｆ_sampleでサンプリングされ得る。項ｆ_oはベースまたはキャリア周波数を示し、ｎは整数である。数Ｎのサンプルは、等しく隔てられた時間間隔、たとえばΔｔ₁およびΔｔ₂などで表わされ、これは所望の波形の周期Ｔ_s＝１／ｆ_sの整数倍に対応する。周期Ｔ_sにわたり収集されたＮ個のサンプル
が合成されると、所望のシンボル値は、エイリアシングが生じない限り、他の波形にある干渉シンボルから分離され得る。ＣＩフィルタ処理法を通過帯域サンプリングと組合せることができる。ＣＩフィルタ処理の改良で、１つ以上のシンボル間隔Ｔ_sにわたり収集されたサンプルを合成して、他の波形に記されたシンボルから少なくとも１つの所望のシンボルを分離することが可能となる。

ＣＩフィルタ処理の一局面では、直交周波数チャネルはサンプリングおよび加法プロセスのみを用いて分離される。この発明の一応用例は周波数分割多重分離を含む。ＣＩフィルタ処理は、ＯＦＤＭおよびＭＣ−ＣＤＭＡなどマルチキャリア伝送プロトコルを意図した受信機により実行され得る。

図４は、直交円（または楕円）偏極に記された複数のＣＩ符号チップｃ₁〜ｃ_Nを例示する。各々の偏極は所与のシンボル間隔Ｔ_s内に整数数の回転を有し、したがって間隔Ｔ_sで直交する。他の直交偏極は、反対方向の回転および／またはπ／２位相オフセットを含み得る。円および楕円偏極はＣＩキャリア周波数として処理され得る。直交偏極はＣＩ符号化により冗長的に変調され得る。ＣＩ位相空間は、偏極さらには他のダイバーシチパラメータへ拡張され得る。多数のデータシンボルが各々の偏極信号に対して変調され、ＣＩ符号化により偏極位相および／または信号位相関係を与えられて干渉データシンボルを直交化することがあり得る。

図５は２組のサンプル５０１Ｉ〜５０６Ｉおよび５０１Ｑ〜５０６Ｑを示し、これらは類似のサンプルレートで生成されているが、間にπ／２の位相オフセットを有している。類似のサンプルレートを有するサンプル組の対のうち１つに４分の１波位相オフセットを与えることにより、同相および４相サンプルが生成され得る。特定の周波数の同相サンプルおよび４相サンプルの両方とも、対応する時間間隔Ｔ_sで収集されたサンプルの合成時に、直交周波数について同じ０のベクトル和をもたらす。

図６は、シンボル周期Ｔ_sごとの１サイクルの間隔における４００周波数の各々についての１１０個のＣＩサンプルの合成値を示す。サンプリングレートはシンボル周期Ｔ_sにつき１１０サンプルであるため、０でない和が、１１０個のシンボルごとのサイクルの間隔で起こる。その他すべての、シンボルごとの整数サイクルの周波数は、和が０となる複素平面でのサンプル分布に対応する。

中心ピーク６００は、サンプル周波数と等しいか、またはその或る低調波である信号周波数に対応する。同様に、ピーク６００から１１０個のシンボルごとのサイクルの間隔（図示せず）でピークが生じる。ゼロ交差６０１〜６０７で例示される０値は、中心周波数に関するシンボルごとの整数サイクルの周波数で起こる。ゼロ交差６０１〜６０７は、中心周波数と直交する周波数を示す。

応用例によっては、サンプルは合成前に重み付けられ得る。異なったサンプルレートで収集されたサンプルの合成が可能である。ゼロ交差の位置、さらには副ローブ高および主ローブ幅は、適当な複素重みをサンプルに与えることによって選択および／または調節され得る。

図７Ａは、この発明のいくつかの装置および方法の実施例に適用されたＣＩフィルタ処理を例示する。入力信号Σｓ_n（ｆ，ｔ）は、直交周波数を有する多数の信号成分を含む。入力信号はサンプラー７０１で処理されるが、これは１つ以上のダイバーシチパラメータに関して入力信号をサンプリングする装置またはプロセスである。サンプラー７０１は、少なくとも１つのタイミング信号τを用いて、少なくとも１つのサンプルレートを選択する。サンプラー７０１からのサンプルはコンバイナ７０２に入力され、このコンバイナ
は、サンプルを合計または他で合成するように適合されている。コンバイナ７０２はタイムベース（図示せず）を含み、このタイムベースはコンバイナ７０２に対し、少なくとも１つのシンボル間隔Ｔ_sにわたり収集されたサンプルを合成するように指示する。出力信号ｓ（ｆ_n，ｔ）は、コンバイナ７０２が出力する合成サンプルを表わす。

サンプラー７０１は１つ以上のダイバーシチパラメータ値（たとえば時間間隔、キャリア周波数など）に関して１つ以上のサンプル組を生成し得る。一実施例では、各サンプル組は異なるサンプリングレートに対応する。別の実施例では、第１のサンプル組は１つのサンプリングレートｆ_sampleに関して収集され、追加のサンプル組が第１の組のサブセットとして生成される。したがってサブセット周波数ｆ_sample（ｎ）はサンプリングレートｆ_sampleよりも小さい。少なくとも１つの実施例では、サンプラー７０１は、入力信号の１つ以上の周波数に対応するサンプリング周波数ｆ_sampleで入力信号をサンプリングし得る。少なくとも１つの実施例では、サンプラー７０１は入力信号にある１つ以上の信号成分をアンダーサンプリングおよび／またはオーバーサンプリングし得る。サンプラー７０１はさまざまな種類のサンプリングを行ない得る。サンプル幅は、受信信号特性に関して選択および／または調節され得る。サンプル幅は少なくとも１つのサンプリングされた波形成分の半周期と等しくなるように選択され得る。

シンボル間隔Ｔ_sは関係Ｔ_s＝１／ｆ_sについて与えられ、こうして少なくとも１つのキャリアにある少なくとも１つのデータシンボルが、所望のキャリアと直交する１つ以上のキャリアにある干渉データシンボルから分離され得る。シンボル間隔Ｔ_sにわたって選択サンプルを合計するプロセスによって、エイリアシングしていない直交キャリアのサンプルが相殺する。入力信号Σｓ_n（ｆ，ｔ）は、通過帯域、および／またはサンプラーに結合されたアンチエイリアシングフィルタ（図示せず）によってフィルタ処理され得る。或る応用例では、ＣＩフィルタ処理は、複数のＣＩキャリアまたはＣＩ信号値を生成するためにシングルキャリア信号を分解することがある。他の応用例では、キャリア信号またはＣＩ信号値を生成するのに受信マルチキャリア信号を分解することもある。

サンプラー７０１および／またはコンバイナ７０２は、サンプルの合成前にこれを記憶するための記憶装置またはアキュムレータ（図示せず）を含み得る。コンバイナ７０２は、１つ以上のサブセットのサンプルを合成、および／またはサンプルすべてを一緒に合成できる。サンプラー７０１は、受信した信号の周波数を増加および／または減少させるための周波数変換器（図示せず）を含み得る。サンプラー７０１および／またはコンバイナ７０２は、サンプルおよび／またはサンプルの和に重みを与えるための重み付け装置（図示せず）を含み得る。或る実施例で重み値は、サンプル順序を選択する、ずらす、または他で調節することによって与えられ得る。重みはチャネル効果および／または信号符号化を補償し得る。最適合成プロセスは重みを制御することによって、雑音および／または干渉がある場合に所望の信号の受信を向上させることができる。一応用例では、重み付け装置は複素重みをＣＩシンボルに与えて１つ以上のデータシンボルの選択を容易にし得る。

サンプリングと合成とを組合せることで、複雑なデジタル処理なしに、１つ以上の周波数に記されたデータシンボルを復調できる。図７Ａは、多数の直交周波数チャネルに記されたデータシンボルを分離するのに有用なコヒーレントＣＩフィルタ処理の一種を例示している。この方法および装置を変形したものを採用してもよい。典型的には、ＣＩフィルタ処理システムは同期装置（図示せず）を含むことになり、この同期装置は、サンプルレートおよびシンボル間隔Ｔ_sのうちいずれか、またはこれら両方を調節することにより、位相オフセットおよび／または位相ジッタを補償するように適合されている。ＣＩフィルタ処理システムは位相ロックループ（図示せず）を含み得る。

図７Ｂは、同相および４相処理を実行するＣＩフィルタ処理装置を例示する。入力信号
Σｓ_n（ｆ，ｔ）はサンプラー７０１により処理され、サンプラー７０１は同相サンプリングユニット７０１Ｉおよび４相サンプリングユニット７０１Ｑを含む。サンプルはコンバイナ７０２で合成されるが、このコンバイナは同相合成ユニット７０２Ｉおよび４相合成ユニット７０２Ｑを含む。コンバイナ７０２は同相信号ｓ_I（ｆ_n, ｔ）および４相信号ｓ_Q（ｆ_n,ｔ）を出力し、これらは任意に少なくとも１つの信号プロセッサ７０３により処理され得る。信号プロセッサ７０３は、チャネル復号器、復調器、トレリス復号器、暗号化復号器、フィルタ、相関器、マルチユーザ検出器、決定システム、デインターリーバ、マルチユーザ検出器、コンバイナ、およびＡ／Ｄ変換器を含む１つ以上のシステムを備え得る。

他の種類の階段関数、たとえば３レベル以上を有する階段関数などを用いることもできる。階段関数のレベルは均一に隔てられても、または不均一に隔てられてもよい。階段関数は多数の位相φを有し得る。たとえば同相および４相階段関数を各々の周波数ｆ_nにつき用いることができる。

階段関数Γ（ｔ，ｆ_n，φ）は高調波正弦曲線の和として表わされ得る。

図８Ａは、階段関数Γ（ｔ，ｆn，φ）に関して生成された１００本の奇数の正弦曲線の重畳から構成された階段関数８０１の２つの周期を例示する。図８Ｂは、階段関数８０１のフーリエ変換８１０の一部を例示する。フーリエ変換８１０は１００個のうち１３個の成分周波数と、その相対的な振幅とを示す。

正弦周波数の場合、ＯＦＦＴの連続的な形はＣＩ直交周波数フーリエ整数またはＣＩＯＦＦＩである。

位相項φ_mは、位相変調した情報信号または位相空間チャネルの可能性を示す。
ＯＦＦＴサンプル周波数ｆ_nが受信キャリア周波数ｆ_n'と等しい場合（すなわちｎ＝ｎ′）、ＯＦＦＴ式は

へと還元される。ｋの各値につき、コサイン項で表わされるベクトルのπ回転は−１項によって反転される。こうして各々のｋ番目のベクトルは、位相項φ_mにより規定されるベクトル方向に対して写像する。したがって、ｎ＝ｎ′に対応するＯＦＦＴの項は構成的に合成する。

図９Ａは、帯域制限された受信直交周波数成分の組９００〜９１０の周波数領域表現である。ＯＦＦＴまたはＣＩフィルタ処理プロセスで用いられる階段関数は、周波数９００と等しい成分を含む。受信周波数９１０が階段関数成分（たとえば周波数９００）の調波であれば、これは周波数９００から処理されたシンボル値に干渉を寄与することがあり得る。したがって応用例によっては、適用された階段関数のただ１つの周波数成分のみが、０でないＯＦＦＴまたはＣＩフィルタ処理結果を有するように、受信信号を帯域制限することが好ましい。これに代えて、階段関数を所与の受信信号の周波数帯域に適合してもよい。
図９Ｂは代替的なＯＦＦＴまたはＣＩフィルタ処理実施例での受信信号の周波数分布を例示する。データシンボルは、均一に隔てられたキャリア周波数の少なくとも第１の組、たとえば周波数９００，９１０，９２０などに対して冗長的に変調される。ＣＩフィルタ処理またはＯＦＦＴは、周波数９００，９１０，９２０を含む１つ以上の階段関数に関して与えられる。第１の周波数組から回復されたデータシンボルは、隣接する組、たとえば周波数９０１，９１１，９２１でのシンボルと直交する。

同相および４相階段関数は、複数の２進周波数の各々についての複素値を測定する関数
で用いられ得る。

特定の位相空間φ_mでＣＩ波をサンプリングするためには、この特定の位相空間についてのキャリアの各々に対応する１組の階段関数を用いる。

各々の２進周波数について得られた値は、フェーディングおよび干渉を補償するための合成前に１つ以上の複素重みｗ_nで乗じられ得る。

図１０は、ＣＩ−ＯＦＦＴ受信機の基本的な構成要素を例示している。受信した信号はフィルタ１００１などの帯域制限器によって任意に処理される。帯域制限器１００１は、アンチエイリアシングフィルタおよび／またはチャネル選択器として作動し得る。受信信号はサンプラー１００２により処理され、サンプラー１００２は階段関数生成器１００８により供給される少なくとも１つの階段関数に関して１つ以上のサンプル組を生成する。階段関数生成器１００８は、サンプラー１００２の１つ以上のサンプリングパラメータ、たとえばサンプル幅、サンプルレート、サンプル形状、サンプル数、サンプル組などを制御し得る。サンプラーは、サンプルパラメータを調整してフィルタ処理を提供し得る。

サンプラー１００２が生成したサンプルは、任意にコンピュータメモリなどの記憶装置１００３で記憶され得る。コンバイナ（たとえば選択器／アキュムレータ）１００４は、合成のためにサンプルを選択およびグループ化する。シンボル間隔選択器１００９は、シンボル長Ｔ_s、およびシンボル間隔ごとのサンプル数などの選択基準を制御し得る。シンボル長Ｔ_sは、サンプルを合成する階段関数周期の特定の数に対応する。ＯＦＦＴプロセスでは、シンボル長と階段関数周期との合成は、受信信号を分解して直交成分をもたらすように適合される。成分は任意にプロセッサ１００５と結合され得るが、このプロセッサ１００５は１つ以上の受信機プロセス、たとえば合成、マルチユーザ検出、決定、誤り検出、誤り訂正、チャネル推定、チャネル補償、復号化などを実行するように適合される。

この発明の代替的な実施例では、サンプラー１００２は、フォーマットされていないサンプルを選択器／アキュムレータ１００４に与えるように適合される。選択器／アキュム
レータ１００４は、階段関数生成器１０８が与えた階段関数パラメータに関して１つ以上のサンプル組を生成するように適合される。この場合、選択器／アキュムレータ１００４はシンボル長Ｔ_s（すなわちキャリア分離ｆ_s）および階段関数周波数（すなわちキャリア選択または帯域幅全体）を制御し得る。任意には、選択器／アキュムレータ１０４は重みをサンプルに与える（たとえば階段関数レベルに適合、チャネル効果を補償、干渉を緩和、復調を実行、および／またはその他あらゆる信号処理の目的のため）ことがある。任意に選択器／アキュムレータ１００４は、予め定められたしきい値電力レベルを満たすために超過および／または欠けているサンプル値を捨てる、または交換することもある。

ＯＦＦＴの原理は、ＦＦＴおよびＩＦＦＴなどあらゆるアルゴリズム的または数的フーリエ変換に適用可能である。逆ＣＩ−ＯＦＦＴプロセスでは、複数の直交基底関数（たとえば正弦波状の波）の合計を表わす関数（たとえば階段関数）に関して時間領域シンボルを合成することによって、データシンボルを１つ以上のキャリア信号に記す。基底関数の和が個々の成分よりも処理しやすければ、処理に関しいくらかの利点が達成される。直交基底値はマルチキャリア信号においてキャリアのうちただ１つを含み得る。これに代えて、直交基底はマルチキャリア信号において２つ以上のキャリアを含み得る。

この発明の一実施例では、少なくとも１つの階段関数に関して１つ以上の情報シンボルを合成することにより、データシンボルがマルチキャリア信号に記される。各々の階段関数の周期はマルチキャリア周波数に対応し得る。これに代えて、マルチキャリア周波数は１つ以上の階段関数調波を含む。

図１１は複数の５レベル階段関数１１０１〜１１０９を示し、これらは図に示す間隔にわたり直交する。図１２Ａは、階段関数１１０１〜１１０９の重畳の結果であるパルス１２０１を例示する。重畳信号１２０１の高周波成分は低域フィルタ（図示せず）を用いてフィルタ処理され、こうして図１２Ｂに示すフィルタ処理後のベースバンド信号１２０２がもたらされ得る。

階段関数は少なくとも１つの情報信号で変調されて情報変調パルスをもたらし得る。一応用例では、各階段関数は少なくとも１つの情報信号で変調される（または他で記される）。階段関数はＣＩ符号化により変調され得る。一例では、階段関数キャリアに複数の干渉情報信号を与えてキャリアを合成することにより、情報信号の各々を特徴付ける複数の重畳パルスをもたらす。応用例によっては、キャリアには合成前に（たとえば安全性を高めるため、かつ／またはＰＡＰＲを減少させるために）位相オフセットが与えられ得る。合成された信号の低周波および／または高周波の成分は、フィルタ処理によって選択および／または除去され得る。高周波成分を選択して、周波数増加の変換を可能にすることがあり得る。

図１３Ａは逆ＣＩ−ＯＦＦＴシステムを例示する。入力された情報ストリームからの情報シンボルは、階段関数生成器１３０４が生成する複数の階段関数に対して変調器１３０１により変調される。任意には、コンバイナ１３０２での合成前に階段関数を重み生成器１３０５で重み付け得る。階段関数を重み付けることにより、チャネル歪みを補償、アレイ処理重みを生成、符号化を提供（たとえばチャネル符号化、極値因子の減少、および／または直接拡散タイプの符号化など）、またはその他あらゆる物理層処理を実行できる。合成された信号をフィルタ処理して、信号を帯域制限、かつ／または周波数が高くなるように変換することができる。フィルタ処理した信号は、通信チャネルに結合するための伝送システムに与えられ得る。

図１３Ｂは、逆ＣＩ−ＯＦＦＴシステムの代替的な機能実施例を例示する。重み生成器１３１１は階段関数生成器１３１２に重みを供給するように適合される。重みは少なくと
も１つの情報信号を特徴付ける。任意には、重みは他の物理層パラメータ、たとえば符号化、チャネル補償、および／またはアレイ処理重みに対して適合され得る。重み付けられた階段関数は、伝送システム（図示せず）への結合前に、コンバイナ１３１３で合成されフィルタ１３１４でフィルタ処理される。

図１３Ｃは逆ＣＩ−ＯＦＦＴシステムの機能実施例のさらに別の実施例を示す。直並列変換器１３２１が情報シーケンスを処理する。情報シンボルはコンバイナ１３２２において、複数の直交基底関数、たとえば階段関数生成器１３２４が与えるものなどに関して合成される。任意には、情報シンボルは重み生成器１３２５が与える重みに関して重み付けおよび／または合成され得る。合成された信号は、伝送システム（図示せず）への結合前にフィルタ１３２３により処理される。

ＯＦＦＴ技術（逆ＣＩ−ＯＦＦＴを含む）に関して例示した方法およびシステムは多くの異なったやり方で提供され得る。この発明の方法およびシステムは、ＣＩベースの処理の基礎となる原理の理解を容易にするためのものである。これら実施例の変形、さらにはＣＩベースの処理方法およびシステムの、通信、遠隔検知、および分析機器への組込みが明らかに企図されている。

この発明の或る好ましい実施例では、シングルキャリア信号を分解して、重なり合う狭帯域キャリア信号を表わす複数の成分値をもたらすことが可能となる。図１４Ａは、Ｎ個の変調された直交キャリア成分を例示する。信号が分解されてキャリア成分になると、各々のキャリア周波数ｆ_nは複素値のシンボルｖ_nと関連付けられる。Ｔ_s＝１／ｆ_sのサンプル周期は、増分周波数分離がｆ_sである重なり合った周波数ｆ_n（図１４Ｂに示す）をもたらす。

サンプル周期Ｔ_sは、サンプルを収集および処理する予め定められた時間間隔である。フーリエ変換または等価の動作を行なってもよい。周期Ｔ_sは１組の直交周波数ｆ_nを特定する。各々のサンプル周期Ｔ_s内で収集されたサンプルを選択および／または重み付けして、受信機の感度を特定の周波数に合うように調節できる。

図１４Ｃは特定の通信チャネル用の望ましいスペクトルプロファイルを例示する。情報信号は複数のスペクトル範囲１４１１，１４１３，１４１５，１４１７で送信および／または受信される。いくつかのスペクトル範囲、たとえば別のユーザ、アプリケーションまたはシステムに割当てられたスペクトル範囲１４１２、深いフェーディングを経験しているスペクトル範囲１４１４、および干渉を経験しているスペクトル範囲１４１６などを避けることが望ましい。ＣＩ処理技術によって、望ましくないスペクトル範囲での送信および／または受信を避けることが可能となる。望ましいスペクトル範囲、あるいは非連続スペクトルプロファイルは、ＣＩ受信機で合成して従来のシングルキャリア信号をもたらすＣＩキャリアに対応し得る。

図１５Ａは伝送プロセスの一部としてのＣＩキャリア生成方法を例示する。チャネル推定ステップ１５０１において、通信チャネルが特徴付けられ、望ましいおよび／または望ましくないスペクトル領域が識別される。チャネル推定１５０１は、ブラインド適応およびトレーニング方法のあらゆる組合せを含み得る。チャネル推定１５０１はローカル送受信機および遠隔送受信機のうちいずれか、またはその両方によって実行され得る。

ＣＩキャリア生成ステップ１５０５で、チャネル推定に基づきＣＩキャリアが生成される。通信チャネルへのキャリア送信１５０７に先立って伝送前処理１５０６が実行される。伝送前処理１５０６は典型的な送信側処理、たとえば予歪、Ａ／Ｄ変換、変調、多重化、多元接続処理、周波数増加変換、増幅、フィルタ処理、符号化、ビーム形成などを含み
得る。

図１５Ｂは受信プロセスの一部としてのＣＩキャリア生成方法を例示する。チャネル推定ステップ１５０１で、通信チャネルが特徴付けられ、望ましいおよび／または望ましくないスペクトル領域が識別される。１５０４で受信信号が複数のＣＩキャリアに分解される。キャリア特性、たとえば周波数選択、周波数間隔、および複素重み付けが、チャネル推定に関して少なくとも部分的に選択される。任意には、キャリアは合成プロセス１５０６での合成前に処理されることもある。合成プロセス１５０６はチャネル推定によって指示され得る。合成１５０６は、あらゆる適当な最適合成技術、たとえばＭＭＳＥ合成などを用いて実行され得る。これに代えて他の合成技術を用いてもよい。次に合成信号が受信プロセス１５０８へ運ばれ、ここで合成信号がさらに処理され得る。

受信した信号を分解して狭帯域ＣＩ成分にすることにより、低速で並列の処理が可能となる。高レートの信号の復調を単純化するのに加えて、ＣＩキャリア処理は、高速処理を典型的に必要とする多くのデータ処理の応用（たとえば誤り検出／訂正、検証および復号化）を単純化できる。他の信号処理動作、たとえば干渉緩和、雑音緩和、相関、整合フィルタ処理、ビーム形成などについても同様の利点がもたらされ得る。

図１５ＣはＣＩ受信方法を例示する。受信されたシングルキャリア信号は分解ステップ１５１０で分解されてＣＩ成分となる。受信信号はアナログ信号であっても、またはデジタル信号であってもよい。アナログ信号は分解されてマルチキャリアアナログ信号、またはキャリア重みを表わす複数の複素値となり得る。デジタル信号は分解されると、複数のアナログキャリアであって、その重畳がデジタル信号の時間領域特性を表わすキャリアとなり得る。デジタル信号は、アナログキャリアに対応する複数の複素重みで表わされ得る。分解された信号成分は合成１５１２前に任意の処理ステップ１５１１で処理され得る。この明細書全体で記載のように、さまざまな処理ステップおよび合成ステップが実行され得る。

図１６Ａはシングルキャリア信号を処理するように適合されたＣＩ受信機を例示する。シングルキャリア信号は、情報信号で変調したシングルキャリア信号か、変調されていないキャリアか、またはシングルキャリア信号として処理され得るあらゆる受信マルチキャリア信号かを含み得る。直交周波数フィルタ１６０１が最適コンバイナ１６０２と結合される。追加の信号処理ユニット、たとえば１つ以上の復号器、フォーマッタ、ビーム形成器、復調器、多重分離器、逆拡散器、チャネル補償器などがコンバイナ１６０２と結合され得る。直交周波数フィルタ１６０１は、任意の帯域制限フィルタ１６１０、サンプラー１６１１、およびデジタルフィルタ１６１２たとえばフーリエ変換プロセッサまたはＣＩフィルタなどを含み得る。サンプラー１６１１がデジタルフィルタ１６１２などのフィルタと一体化されることもある。

直交周波数フィルタ１６０１は少なくとも１つの入力信号キャリアおよび／またはマルチキャリア信号を分解して複数の直交成分をもたらす。ＣＩ受信機は、直交周波数フィルタ１６０１による分解に先立ち受信信号を処理するためのフロントエンドプロセッサ（図示せず）を含み得る。コンバイナ１６０２は、アレイ処理、干渉緩和、逆拡散、多重分離、チャネル補償、多元接続処理、Ａ／Ｄ処理、Ｄ／Ａ処理、および合成を実行し得る。

デジタルフィルタ１６１２は、サンプラー１６１１がもたらすサンプルを処理するための１つ以上のフィルタを含み得る。フィルタ１６１２はフィルタバンクを含み得る。フィルタ１６１２は、フーリエ変換演算を実行するように適合されたあらゆる種類の信号プロセッサを含み得る。たとえばフィルタ１６１２は１つ以上のＦＦＴ、ＤＦＴおよび／またはＯＦＦＴを実行し得る。フィルタ１６１２は、単純な遅延を有する１つ以上のフィルタ
、および／または複素振幅および位相に対する応答がある高度なフィルタを含み得る。

図１６Ｂは、受信信号を重なり合う直交ＣＩ成分に変換し、これら成分を処理し、伝送前にこれら処理した成分を再合成するリピータを例示する。リピータは直交周波数フィルタバンク（ＯＦＦＢ）１６０１、サブキャリアプロセッサ１６０２、および逆直交周波数フィルタバンク（ＩＯＦＦＢ）１６０３を含む。

図１６Ｃは、シングルキャリア信号を処理するように適合された整合フィルタＣＩ受信機を例示する。受信したシングルキャリア信号はダウンコンバータ１６２１で処理される。周波数が減少させられた信号は、Ａ／Ｄ変換器１６２２でデジタル化されてから、ＯＦＦＴ１６２３などのＯＦＦＢで処理される。Ａ／Ｄ変換器１６２２およびダウンコンバータ１６２１は、アンチエイリアシングフィルタ（図示せず）および通過帯域サンプラー（図示せず）で具体化され得る。ＯＦＦＴ１６２３は信号を分離して複数のＣＩ成分信号にし、これらＣＩ成分信号は相関器で複数の基準成分信号と相互に関係付けられる。相関器１６２４に与えられる基準成分信号はＣＩ基準生成器１６３０により生成される。相関器１６２４の出力は１つ以上の追加の信号処理システム（図示せず）と結合され得る。ＣＩ基準生成器１６３０の一実施例は、ＯＦＦＴ１６３２などのＯＦＦＢと結合されたシングルキャリア基準信号生成器１６３１を含む。

ＣＩベースの通信システムの実施例は、物理層と、より高い層との間の相互作用能力を含み、変化する条件および動作要件に対する応答を適当な物理層機能に向け得るようにすることがある。ＣＩベースの送受信機は、ＣＩキャリアに重みを与えることにより伝送の時間領域および周波数領域特性を調節する。こうしてＣＩキャリアを処理して、所望の物理層特性を有する信号を得ることができる。

図１７は、３つのプロセス、すなわちＣＩキャリアおよび重み算出（すなわち計算１７１１）、ＣＩキャリア選択１７１２、ならびにＣＩキャリア重み付け１７１３となるように組合された基本的な物理層機能を例示する。キャリア選択およびキャリア重み付けでは、物理層送受信機プロセス、たとえばフォーマッティングおよびソースコーディング１７０１、暗号化１７０２、チャネル選択１７０３、チャネル符号化１７０４、多重化１７０５、変調１７０６、スペクトル拡散処理１７０７、ならびに多元接続処理１７０８が実行される。１組の実施例では、物理層プロセス１７１１，１７１２，１７１３は、ソフトウェア制御下のプロセス、たとえば１つ以上の処理ユニットの１つ以上のメモリ空間にあるアプリケーションプログラムなどによって実行される。

図１８はソフトウェア制御下のＣＩ送受信機を例示する。送信データストリームが符号器／インターリーバ・ソフトウェアモジュール１８１０によって処理され、こうしてＩＦＦＴプロセッサ１８１１に与えられる重みが生成される。ＩＦＦＴ１８１１は信号処理ソフトウェアモジュールを含み得る。ＩＦＦＴは、符号器１８１０など他のソフトウェアモジュールにより与えられる制御信号に対して適合可能である。

受信した信号はＦＦＴプロセッサ１８２１により分離され、こうして直交成分が得られる。ＦＦＴ１８２１はソフトウェアアプリケーションにより実行され得る。サブキャリア値がコンバイナ１８２２で合成されてから復号器／デインターリーバ１８２３で復号される。コンバイナ１８２２および／または復号器１８２３はソフトウェアで実現され得る。ＦＦＴ１８２１は、コンバイナ１８２２および／または復号器１８２３など他のソフトウェアモジュールにより制御され得る。符号化１８１０および／または復号化１８２３の動作によって合成１８２２を調節できる。コンバイナ１８２２は予歪などの符号化動作１８１０を制御し得る。

受信機処理動作全体を通じてさまざまな制御信号が生成され得る。たとえば受信機性能測定（たとえばＢＥＲ、ＳＮＲなど）を用いて、合成などさまざまな動作を調節できる。受信した信号電力を用いて、送受信機の送信側および受信側のうちいずれかまたはその両方の利得制御を調節できる。コンバイナ１８２２および／または復号器１８２３は、符号器１８１０、コンバイナ１８２２および／または復号器１８２３の機能を調節するためのチャネル推定を実行し得る。送受信機は同相および４相信号を処理するように適合され得る。

図１９は、ソフトウェアにより規定されるコントローラ１９０１を例示し、このコントローラは、１つ以上のシステム要件１９１１および／または１つ以上のチャネル特性１９１２を処理して、無線送受信機１９０３において１つ以上のＣＩパラメータ１９０２を制御する。ＣＩパラメータの調節および選択によって、送受信機１９０３の物理層プロセス１９２１に対し、対応する調節が可能となる。任意のフィードバックループ１９０４を用いてコントローラ１９０１と送受信機とを結合できる。こうしてＣＩ信号特性、たとえば重み、シンボル長およびＣＩ符号を、送受信機のＲＦ動作特性に適合できる。

ここで用いるＣＩ符号は、基本ＣＩ符号または拡張ＣＩ符号を含み得る。ＣＩ符号は直交キャリア、たとえば図１Ａに示すサンプル１２０〜１２５で例示のものなどの間の移相関係に基づく。ＣＩ符号は、直接拡散符号、マルチキャリア符号（たとえばＭＣ−ＣＤＭＡ）などとして用いられ得る。ＣＩ符号の適用は、従来のあらゆる２進直接拡散の応用へと拡張することができ、これにはスペクトル拡散、多元接続、チャネル符号化、暗号化、および干渉緩和が含まれるが、これに限定はされない。ＣＩ符号は、あらゆる直交または擬似直交のダイバーシチパラメータ値または部分空間の組にわたって適用され得る。

基本ＣＩ符号は、図３Ａに示すような複素平面におけるベクトル歳差により示される位相関係から生成され得る。ＣＩ符号化は、円、楕円および線状偏極に適用可能である。ＣＩ偏極符号は、２次元または３次元の偏極平面でのベクトル歳差に基づき得る。拡張ＣＩ符号は基本ＣＩ偏極符号に基づき得る。同様に、直交基の平面または高次元フィールドにおけるベクトル回転を用いて、基本および／または拡張ＣＩ符号を生成することができる。基本ＣＩ符号族は、
φ_mn＝２πｍｎ／Ｍ＋２πｆ_oｍ／ｆ_sＭ
で表わされる位相φ_mnを有する要素のＭ×Ｍ行列から生成され、ここでｍおよびｎはそれぞれ行および列の添数である。Ｍはあらゆる正の整数値を有し得る。φ_mnの２番目の項は、行におけるすべての項に対して適用される任意の位相シフトである。位相シフトφ_mnは、キャリア周波数オフセットｆ_oおよびサブキャリア分離ｆ_sに対応し得る。基本ＣＩ符号ｃ_mは項からなる行または列ベクトルを含み得る。

ここでφ＝２π／Ｍ、およびφ′＝２πｆ_o／ｆ_sＭである。
ＣＩ符号のいくつかは複素共役の対である。たとえばＣＩ符号間の相関は以下の関係で表わされる。

（ｍ＋ｍ′）＝Ｍの場合、相関は０ではない。
ＣＩ符号は、多相および／または振幅が多数ある値を有し得る。ＣＩ符号の組は、少なくとも１つの従来の２進位相符号に対応する１つ以上の２進符号ベクトルを含み得る。ＣＩ符号が複素値チップを含む場合、実および仮想の部分は異なる直交パラメータに記され得る。たとえば、実値に対応する振幅は同相キャリア成分に対して変調され得るのに対して、対応する仮想値は４相キャリア成分に対して変調され得る。

直交成分には、垂直線状偏極、左辺および右辺の円または楕円偏極、偏極スピン、部分空間（たとえば空間的、方向的、時間的、位相、偏極など）、直交周波数、直交時間間隔、直接拡散符号などが含まれ得るが、これに限定はされない。変調には、位相変調、振幅変調、周波数変調、偏極変調、時間オフセット変調、またはこれらのあらゆる組合せが含まれ得る。

ＣＩ符号チップに対応する位相シフトは、単一のキャリアまたは多数のキャリアに記され得る。一実施例で位相シフトは、伝送された、またはローカルに生成された基準位相に関して記される。別の実施例では差分位相変調（ＤＰＭ）が用いられる。一実施例では、ＤＰＭは単一のキャリアに対して用いられる。別の実施例では、ＤＰＭはマルチキャリア伝送プロトコルに適用される。一実施例では、各々の位相シフトは少なくとも２つのキャリア間の位相の差として伝えられる。

ＣＩ符号は、通常の直接拡散（たとえばＤＳＳＳまたはＤＳ−ＣＤＭＡ）、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭ、符号化したＯＦＤＭ、離散マルチトーン、波長分割多重（ＷＤＭ）、超高密度ＷＤＭ、マルチトーンＣＤＭＡ、多符号スペクトル拡散、またはあらゆるＣＩプロトコルに適用され得る。ＣＩ符号がマルチキャリア伝送プロトコルで用いられる場合、位相シフト符号化はいくつかある方法のうちいずれかで実行され得る。各々のキャリアは、ＣＩ符号チップシーケンスの各チップに関し、位相においてずらされ得る。各キャリアは、あらゆるシングルキャリア変調方式に関して変調され得る。各キャリアは、１つ以上のＣＤ符号チップ符号化サブキャリアで変調され得る。各キャリアには少なくとも２つのダイバーシチパラメータが与えられることがあり、これらはＣＩ符号チップの実または仮想の部分を伝えるように変調される。

マルチキャリア信号は、あらゆる実質的に直交するダイバーシチパラメータ値の集合によって規定され得る。これらダイバーシチパラメータには、周波数、２次元または３次元の偏極（線状、円、楕円を含む）、モード、符号（たとえばＤＳおよび／またはＣＩ）、時間、あらゆる種類の部分空間、およびこれらのあらゆる組合せを含み得るが、これに限定はされない。

拡張ＣＩ符号は、基本ＣＩ符号に適用される１つ以上の種類の処理を含み得る。拡張ＣＩ符号のいくつかの例には、アダマール・ウォルシュ行列で基本ＣＩ符号を処理した結果の行列、アダマール・ウォルシュ／ＣＩ行列から導き出された行列、およびアダマール・ウォルシュ行列の展開に基づく展開ＣＩ行列が含まれる。

基本ＣＩ符号を（互いにまたは他の直交拡散符号と）合成して、多相および／または多振幅ＣＩ符号の他のグループを形成することができる。ＣＩ符号のどのような集合におい
ても、直交または擬似直交チップシーケンスを生成するために、チップシーケンスに対して切り捨て、付加、再配列、連結等を行なうことができる。同様のまたは異なる長さの符号が連結されてよい。異なるチップシーケンスは、少なくとも１つのチップシーケンスが少なくとも１つの他の符号からのチップでインターリーブされるように合成することができる。

ＣＩ符号ベクトルは、直交拡散符号、相補符号、および／または他のＣＩ符号を含むがこれらに限定されない他の符号ベクトルによって乗算され得る。ＣＩ符号チップの群は、他の符号チップに対して変調（位取りおよび／またはシフト）され得る。ＣＩ符号は、長い符号、ハダマード−ウォルシュ（Hadamard-Walsh）符号、バーカー（Barker）符号、ゴールド（Gold）符号、カサミ（Kasami）符号、ゴレイ（Golay）符号、ＣＩ符号、または他の何らかの符号でオーバーレイされ得る。ＣＩ符号化は、符号チップの少なくとも１つの集合が符号チップの少なくとも１つの他の集合を変調する多重レベルの符号化を含み得る。

基本ＣＩ符号は、正規直交基底を形成する。新規の正規直交基底は、特定の長さのＣＩ符号を一次に合成することによって生成することができる。ＣＩ符号のより拡張された順列を設けて、正規直交基底を形成することもできる。正規直交基底は、ハダマード−ウォルシュ、ゴールド、ＣＩ等の他のシーケンスの符号チップによって乗算され得る。

データシンボルは、ＣＩ符号にマッピングされてチャネル符号化を提供することができる。マッピングのために、値−１で乗算した符号の集合を含むことによって、双直交ＣＩ符号を生成することができる。ＣＩ符号を用いて、トランス直交（trans-orthogonal）（シンプレックス等）符号を生成することができる。擬似直交マッピングは、ＣＩ符号を位相シフトするか、または、位取りすることによって行なうことができる。第１の符号の集合の位相をπ／２だけ回転させることによって、直交ＣＩ符号の第２の集合を生成することができ、したがって、同相および直交のＣＩ符号を提供する。

ＣＩ符号化シンボルは、符号化信号を複素共役符号と相関付けることによって復号することができる。受信信号は、所望の信号を復号するために適切に設定された係数を有するＦＩＲフィルタによって処理されてもよい。受信信号を、サンプリングおよび総和することができる。任意に、受信信号のサンプルを総和する前に重み付けを行ない、チャネル歪み、送信機側の符号化（ＰＡＰＲを低減するために等）、妨害等のさまざまなあらゆる影響を補償することができる。１つ以上の最適化処理に重み付けを行なうことができ、信号対雑音、信号対雑音干渉、誤り率、ＢＥＲ、受信信号電力等の少なくとも１つの測定値に対して重みが調整される。

受信信号は、復号信号のチップ位相に対して位相シフトさせることができる。受信された信号がチップ間隔ごとに多重サンプルを含む場合は、復号信号のチップ位相に対してチップサンプルを時間シフトさせることができる。各チップに対応するサンプルは、復号チップシーケンスに対して周期的にシフトさせることができる。サンプリング、加算、比較、および／または意思決定（硬および／または軟）等の後続処理を行なって、復号化処理後に測定されたデータシンボルを評価することができる。

図２０Ａは、８×８基本ＣＩ符号行列ＣＩ_8x8に、８×８ハダマード−ウォルシュ行列ＨＷ_8x8の行を乗算することによって生じた１６個の８進符号ベクトルＣ（ｎ）の組を示す。行列ＣＩ_8x8と行列ＨＷ_8x8の行との積から生じた８×８行列は、２つの２相８チップ符号（行列ＨＷ_8x8の行に対応）、２つの４相符号ベクトル、および２つの複素共役対を含む４つの８相符号ベクトルを含む。１６個の符号ベクトルＣ（ｎ）は、ＨＷ_8x8のベクトルとＣＩ符号行列ＣＩ_8x8との積から生じた行列内の８相ベクトルから選択される。

図２０Ｂは、図２０Ａに示された１６個の８進符号Ｃ（ｎ）の自己相関および相互相関を示す。これらの相関関係を用いて、符号Ｃ（ｎ）から直交または擬似直交の符号の集合を選択することができる。たとえば、符号Ｃ（１）、Ｃ（１）^*、Ｃ（２）、Ｃ（２）^*、Ｃ（４）、Ｃ（４）^*、Ｃ（７）およびＣ（７）^*は、直交する８符号の集合を形成する。符号の対｛Ｃ（１），Ｃ（１）^*｝は、Ｃ（２）、Ｃ（２）^*、Ｃ（４）、Ｃ（４）^*、Ｃ（７）およびＣ（７）^*とゼロ相互相関関係を有するため、これらの符号とともに用いて直交する符号の集合を提供することができる。符号Ｃ（１）は、符号Ｃ（１）^*、Ｃ（５）およびＣ（６）^*と非ゼロ相互相関関係を有する。したがって、直交する集合は、符号Ｃ（１）およびＣ（５）を含んで符号Ｃ（１）^*およびＣ（６）^*を除外することができる。符号Ｃ（３）、Ｃ（３）^*、Ｃ（５）、Ｃ（５）^*、Ｃ（６）、Ｃ（６）^*、Ｃ（７）およびＣ（７）^*は、別の直交する８符号の集合を形成する。符号Ｃ（７）、Ｃ（３）、Ｃ（８）、Ｃ（４）、Ｃ（１）、Ｃ（５）、Ｃ（２）およびＣ（６）は、さらに別の直交する８符号の集合を形成する。擬似直交符号を含む他の多くの符号の集合が考えられる。

直交するか、または擬似直交する符号の集合は、別個にまたは同時に実現することができる。符号の集合は、異なるＭ−ａｒｙ多相符号の合成を含み得る。Ｍ−ａｒｙ符号の集合は、Ｍよりも小さいか、または大きい符号長（すなわち、符号チップ数）を有する符号を含み得る。符号の集合は、符号長よりも小さいか、または大きい符号数を含み得る。符号の集合は、同じ長さのおよび／または異なる長さの符号を含み得る。

この明細書では、基本ＣＩ符号および拡張ＣＩ符号の１つのグループが説明されているが、ＣＩに基づいた符号化の他の多くの実現例が考えられることは明らかである。ＣＩ符号の集合を選択または操作して、π／２だけシフトされた相互相関値を提供することができる。ＣＩ符号を用いて、双直交および／またはトランス直交のＣＩ符号の集合を生成することができる。ＣＩ符号は、他のＣＩ符号の一次の合成を含んでよい。ＣＩ符号は、ハダマード−ウォルシュ行列展開、符号連結、符号インターリーブ、符号重合、および／または１つ以上の符号チップに重みが適用される、重み付けされた符号重合から導出することができる。ＣＩ符号は、行、列、対角線および／または何らかの予め定められたパターンに対して選択された行列要素等のＣＩ行列要素の少なくとも１つの組を含むことができる。

ＣＩ符号チップは、周期的にシフトされ、スワップされ、そうでなければ再び順序付けられ得る。ＣＩ符号は、必ずしもＣＩ符号とは限らない１つ以上の符号によって多重レベル符号として実現することができる。少なくとも１つのＣＩ符号を含む多重符号は、インターリーブされ得る。ＣＩ符号は、同じ長さまたは異なる長さの符号でインターリーブされてよい。ＣＩ符号は、ブロック符号化、重畳符号化、ターボ符号化、チャネル符号化の任意の他の形式、暗号化、多元接続符号化、スペクトル拡散符号化、ピーク電力緩和等において実現することができる。ＣＩ符号は、直交符号化、擬似直交符号化、双直交符号化、トランス直交符号化、またはそれらの任意の組合せによって実現することができる。

ＣＩ符号は、ＣＩ符号の少なくとも１つの集合に、符号の少なくとも１つの他の集合を重畳させることによって生成することができ、符号の少なくとも１つの他の集合は、以下のもの、すなわち、ＣＩ符号、２進直交拡散符号、チャネル符号、拡散符号、多元接続符号等の１つ以上を含む。ＣＩ符号には、データシンボルおよび／または符号チップの一次の合成から形成された１つ以上のパリティチェックシンボルを与えることができる。

図２１Ａは、ＣＩ符号生成器２１０３の基本的な構成要素を示す。ＣＩシンボル生成器２１０９は、シンボルコンバイナ２１１０に結合される複数のＣＩシンボルを生成する。シンボルコンバイナ２１１０は、ＣＩシンボルをグループ化して１つ以上のＣＩ符号を生
成する。

ＣＩシンボル生成器２１０９等のＣＩシンボル生成器は、複数のＣＩシンボルを生成するように適合されたあらゆるアルゴリズム、システム、または機器を含む。ＣＩシンボルは、基本ＣＩシンボルを含む。ＣＩシンボルは、離散付値されたか、もしくは連続付値された数または関数であり得る。ＣＩシンボルは、フーリエ（Fourier）変換、ラプラス（Laplace）変換、ウォルシュ変換、ウェーブレット変換等の少なくとも１つの可逆変換関数から導出された値であり得る。ＣＩシンボルは、他のＣＩシンボルの一次の合成と、他の符号シンボルを備えたＣＩシンボルの一次の合成と、以下のもの、すなわち、スペクトル拡散符号、多元接続符号、チャネル符号、暗号化符号、多重レベル符号、圧縮符号、ハイブリッド符号、およびＣＩ符号の１つ以上を含む予め定められた符号の集合から符号シーケンスを用いて変調されたＣＩシンボルとを含み得る。

シンボルコンバイナ２１１０等のＣＩシンボルコンバイナは、ＣＩシンボルをグループ化して少なくとも１つのＣＩチップシーケンスを生成するように適合されたあらゆるアルゴリズム、システム、または機器を含む。シンボルコンバイナは、１つ以上のシンボルの集合を付加し、連結し、インターリーブし、シフトし、区切り、または再順序付けすることができる。シンボルコンバイナは、ＣＩシンボルを他のシンボルと合成することができる。シンボルコンバイナは、ＣＩチップシーケンスに少なくとも１つのパリティチェックシンボルを与えることができる。

図２１Ｂは、少なくとも１つのＣＩ符号化情報信号を生成するように適合されたＣＩ送信機を示す。ＣＩ符号器２１００は、ＣＩ符号生成器２１０３によって生成された少なくとも１つのＣＩ符号に対して少なくとも１つの入力情報信号を符号化する。ＣＩ符号化情報信号は、送信前プロセッサ（図示せず）を含み得る送信システム２１０２に任意に結合される。

図２１Ｃは、ＣＩ符号生成器２１０３と、ＣＩ符号生成器２１０３によって生成された少なくとも１つの符号に対して少なくとも１つのＣＩ符号化信号を復号するように適合されたコヒーレントコンバイナ２１０５とを含む、ＣＩ復号器の基本的な構成要素を示す。任意に、復号器は、少なくとも１つのＣＩ符号化信号を復号器に与えるフロントエンド受信機プロセッサ２１０４に結合されてよい。

チャネル符号化は、さまざまなチャネル障害（雑音、フェーディング、干渉等）の影響に対して送信信号が一層の耐性を有し得るようにすることにより、通信性能を高めるように設計された信号変換を提供する。ＣＩチャネル符号化は、波形符号化および／または構造化されたシーケンスを含み得る。ＣＩ波形符号化（Ｍ−ａｒｙシグナリング、直交符号化、双直交符号化、トランス直交符号化等）は、波形がこれ以上誤りを被らないようにするために波形を変換する。ＣＩ構造化シーケンスは、構造化された冗長を有する１つ以上のシーケンスに、データシーケンスを変換する。冗長ビットは、誤りの検出および／または訂正に用いられる。

ＣＩ符号化は、データの集合を直交する符号語の集合で置き換えることを含み得る。一実施例において、ＣＩ符号器は、直交する符号語の集合を提供することによって、多重符号化されたデータシンボルを、ともに多重化することができる。ＣＩ符号語の集合は、各符号語ベクトルが、その複素共役を除いて他のすべてのＣＩ符号語ベクトル上にゼロ射影するように選択され得る。復号器は、対応する符号化データシンボルが受信されない限り０を出力する多重整合フィルタ（または等価のシステムもしくはアルゴリズム）を含み得る。

図２２は、ＣＩシンボル値ｗ_nとデータシンボルｓ_nとの間の関係を示す。ＣＩ符号チップ値は、位相空間（列）２２０１等の位相空間に対して列に配置される。位相空間は、パルス位置に類似し得る。位相空間（パルス位置等）は、直交または擬似直交であり得る。したがって、ＣＩシンボルｗ_nの数は、データシンボルｓ_nの最大数とは異なり得る。各データシンボル値ｓ_nは、ＣＩ符号チップ値の各集合が、対応するデータシンボルｓ_nの値を表わすように位相空間に記される。各符号チップ値は、特定のＣＩキャリアに適用される複素重みに類似する。これらのキャリアの重ね合わせにより、特定のパルス位置で等のデータシンボル値ｓ_nを運ぶＣＩ波形を生じる。

多重データシンボル／パルスの位置特性を運ぶＣＩ重合波形は、各データシンボル／パルス位置に対するキャリア重みの総和に対応するＣＩキャリアに重みを適用することによって生成することができる。同様に、シンボルｗ₂等の各ＣＩシンボルは、行２２０２等の、データを運ぶＣＩ符号チップの総和行に対応する。符号チップは、多重時間間隔、キャリア周波数、分極、および／または他の直交ダイバーシチパラメータ値を介して送信され得る。

復号は、図２２によって示される符号化演算の、適切な任意の逆を含み得る。たとえば、受信されたＣＩシンボル値ｗのベクトルからｎ番目のデータシンボル値ｓ_nを抽出するために、ｎ番目の位相空間（またはＣＩ符号）値ｗ_nのベクトルの複素共役を、受信されたＣＩシンボルベクトルｗと相関付けることができる。等価の復号処理を行なってもよい。復号処理は、ＭＭＳＥ、ＥＧＣ、最尤度合成、またはこれらの任意の組合せ等の１つ以上の合成技術に対して行なうことができるが、これらに限定されない。復号は、ターボ復号を含み得る。

図２３は、ＣＩ符号化システムおよびＣＩ復号システムの基本的な構成要素を示す。データシンボルストリーム４７０１は、データシンボルｓ_nの符号化バージョンを示す複数のＣＩシンボル値ｗ_nを出力するＣＩシンボル生成器２３２０によって処理される。シンボルｗ_nは、送信システム２３０５の送信前プロセッサ（図示せず）による通信チャネル２３９９への送信の準備が行なわれる前に、任意のインターリーバ２３０４によってインターリーブされ得る。シンボルｗ_nは一般に、送信前に１つ以上のダイバーシチパラメータ空間上に多重化される。

受信機システム２３０６は、チャネル２３９９からの送信信号を結合し、フロントエンド受信機プロセッサ（図示せず）は、ＩＦまたはベースバンドデジタル信号を出力する前に、フィルタ処理、増幅、多重分離、逆拡散、復号、および／またはビーム形成等の必要な任意の処理を行なう。任意に、チャネル歪みおよび／または干渉の影響を緩和するために、チャネル補償２３０７が行なわれてよい。ＣＩシンボル復号器２３３０による処理の前に、必要な任意のデインターリーブ処理２３０８を行なうことができる。復号器２３３０は、受信されたＣＩシンボルｗ’_nを処理してデータシンボル推定値２３０１’を生成する。付加的な信号処理システム（図示せず）に、このデータシンボル推定値２３０１’を出力することができる。

ＣＩシンボル生成器２３２０は、予め定められた数の入力データシンボルｓ_nを複数のＣＩ符号シンボルｗ_nに変換する。この変換は、情報変調されたＣＩ符号チップを総和することを含み得る。ＣＩシンボル生成プロセスの第１のステップは、符号チップの生成および／またはメモリに記憶されたか、もしくは入力データストリームから受信された、符号チップの獲得を含み得る。符号チップは、符号チップまたは符号ベクトルの縮小された集合（正規直交の基底等）から生成することができる。

ＣＩシンボル生成プロセスの第２のステップは、符号チップの少なくとも１つの集合に
、少なくとも１つのデータシンボルｓ_nを記すことを含む。符号チップは、乗算され、位相シフトされ、変調され得、そうでなければデータシンボル値ｓ_nで記され得る。符号チップは、パルス位置等の位相空間を表すことができる。任意に、極値因子の減少または暗号化のため等の位相オフセットが、符号チップに与えられてよい。

ＣＩシンボル生成プロセスの第３のステップは、１つ以上のＣＩ符号シンボルｗ_nを生成するために、符号チップを合成することを含む。図２２は、情報変調されたＣＩ符号チップの行がどのように総和されてＣＩ符号シンボルｗ_nを生成するかを示す。予歪を与えて、チャネル補償重みをＣＩ符号シンボルｗ_nに適用することができる。

復号器２３３０は、受信されたＣＩシンボルｗ’_nを処理して、データシンボル推定値２３０１’を生成する。ＣＩ復号方法の第１のステップは、符号チップの生成および／またはメモリに記憶されたかもしくは入力データストリームから受信された符号チップの獲得を含む。正規直交符号の集合または１つ以上の正規直交符号を含むチップの部分集合から、符号チップを生成することができる。

ＣＩ信号処理方法の第２のステップは、受信されたデータシンボルｗ’_nのベクトルと、符号チップの少なくとも１つのベクトルとを合成するか、または相関付けることを含む。相関付けのプロセスは、符号チップベクトルと受信されたデータシンボルベクトルとの間のスカラー乗算を含んでよく、その後、積の合成（統合等）が続く。相関付けの別の実施例は、予め定められたシンボル間隔Ｔ_sにわたって選択されたサンプルをともに合計することを含む。送信されたデータシンボルの推定値を生成するために、追加の処理が行なわれてよい。

復号器２３３０は、ＭＭＳＥ、ＥＧＣ、最尤度の一部としての重み付け合成等のさまざまな種類の合成、または性能ベースの他の任意の最適化処理を行なうことができる。復号器２３３０は、チャネル補償を行なうことができる。復号器２３３０は、フロントエンド受信側プロセッサ（図示せず）を含み得る。

双直交ＣＩ符号に対する帯域幅の要件は、同等の直交符号に対する要件の半分である。双直交符号は、直交符号よりもわずかに性能がよい。なぜなら、正反対の信号ベクトルが、直交信号よりも優れた距離特性を有するためである。トランス直交（シンプレックス等）符号は、直交および双直交符号と比較すると、特定のシンボル誤り率に対して必要とされるＳＮＲが最小である。チャネル符号を多元接続符号上にオーバーレイすることができる。多元接続符号の処理利得に依存して、チャネル符号化が追加の帯域幅を必要としないことが考えられる。

図２４は、ＣＩ送受信機のシステム図を示す。情報源２４０１は、ＣＩ符号器／インターリーバ２４１１にデータシンボルを与える。変調器２４２１は、送信機２４２２によって通信チャネル９９に送信される１つ以上のキャリア上に、符号化されたシンボルを変調する。チャネル９９は、ＡＷＧＮおよび／またはマルチパスによって特徴付けることができる。他のチャネル歪みを考えることができる。受信機２４２４は、チャネル９９からの送信信号を結合する。復調器２４２５は、受信信号からシンボルを取出す。ＣＩ復号器／デインターリーバ２４３５は、情報プロセッサまたはシンク２４３６において任意に処理される情報シンボルに、受信シンボルを復号する（必要であればデインターリーブする）。

一実施例において、符号器２４１１は、ルックアップテーブルを用いてデータシンボルをＣＩ符号語にマッピングする。別の実施例では、各データシンボルに対してＣＩ符号語が生成される。符号語の生成は、ＣＩ符号生成行列Ｇ．によって行なうことができる。Ｃ
Ｉ符号語の所与の集合のＣＩ符号は、ＣＩ符号生成行列Ｇを形成する線形独立した符号ベクトルの合成から構築することができる。

符号の生成を基本ＣＩ符号に関して説明しているが、拡張ＣＩ符号に対して正規直交基底ベクトルおよび対応するＣＩ符号生成行列を構築してもよい。基本ＣＩ符号の集合の各符号は、複素平面における異なる数の完全回転によって規定することができる。たとえば、Ｎ＝６４の基本ＣＩ符号の集合に対する正規直交基底は、ＣＩ符号生成行列によって規定することができる。

式中、Ｃ（回転＝ｍ）、ｍ＝０，１，…，Ｎ−１，は、以下に対応する符号ベクトルである。

この基本ＣＩ符号の集合はＧによって完全に規定されるため、符号器２４１１は、ＣＩ符号行列の２^k個のベクトルの代わりにＧのｋ個の行を記憶するだけでよい。さらに、Ｇの各行ベクトルＣ（ｍ）の前半が、後半と同じであるため（Ｃ（１）の前半および後半が−１倍だけ異なっていることを除く）、符号器２４１１および復号器２４３５は、各行ベクトルＣ（ｍ）の半分の一方のみを記憶するだけでよい。

パリティチェック行列Ｈ（式ＧＨ^T＝０によって規定される）を用いて、受信ベクトルが符号語の集合のメンバーであるか否かを試験することができる。復号器２４３５は、誤りを検出すると、順方向誤り訂正の実施および／または再送信の要求を行なうことができる。好ましくは、復号器２４３５は、最尤度アルゴリズム等の何らかの最適化法を用いて
、送信された符号ベクトルを推定する。受信機は、曖昧な信号を消去することができる。復号器２４３５は、誤り訂正を行なって、消去箇所および／または誤りを訂正することができる。

符号器２４１１が、符号間のハミング（Hamming）距離を最大にする符号を選択することが好ましい。多相符号を用いる利点は、多相符号が２進符号に比べ、優れたハミング距離を設けることである。たとえば、（ｎ，ｋ）＝（８，３）２進符号は、２ⁿ＝２⁸＝２５６個の２進語からなるｎ個組空間を有し、それらのうち２^k＝２³＝８は符号語である。８相（ｍ＝８）（８，３）符号は、ｎ^mn＝２⁶⁴個の８進語からなるｎ個組空間を有する。符号語である語の部分は、ｍの値が増大するにつれて著しく減少する。ｎ個組空間の小さな部分を符号語に用いると、大きなハミング距離を生じることができる。

図２５は、ＣＩ符号を処理するために用いることのできるターボ符号器／復号器システムの基本的な構成要素を示す。データシーケンスは、少なくとも２つの符号器２５０１および２５０２によって適用される少なくとも２つのＣＩベース誤り訂正符号で符号化される。データシーケンスは、第２の符号器２５０２によって符号化される前に、インターリーバ２５０４によってインターリーブされる。符号化されたデータシンボルは、通信チャネル９９に結合される前に、送信プロセッサ２５０８によって処理され得る１つのシンボルストリームへと、ともに多重化される。

通信チャネル９９からの受信信号は、受信機プロセッサ２５１０によって任意に処理される。増幅およびフィルタ処理等の基本的な信号処理のタスクは、受信機プロセッサによって実施され得る。ベースバンドプロセッサ２５１２は、受信信号をデジタルシンボルストリームに変換する。デマルチプレクサ２５１４は、結果的に生じたシンボルストリームを２つのシンボルストリームに分離する。各シンボルストリームは、復号器２５２１および２５２２等の複数のＣＩ復号器の１つにおいて処理される。

ＣＩターボ符号化は、ＣＩベース誤り訂正符号化およびインターリーブを組合せることによってランダム誤りおよびバースト誤りを除去する。データストリームを符号化するために、第１のＣＩ符号が与えられる。第２のＣＩ符号は、データストリームのインターリーブされたバージョンを符号化する。復号器２５２１および２５２２の各々は、（必要であれば）デインターリーブを行なって、復号を行なう。一方の復号器２５２１の出力は、反復する態様で他方の復号器２５２２を補助する。復号器２５２１および２５２２の各々からの軟決定出力は、他方の復号器２５２２および２５２１に与えられる。軟決定は、復
号器によって生成されたシンボル推定値の信頼性を示す。好ましくは、第１の軟決定は、最大信号強度が与えられた復号器２５２１または２５２２によって生成される。これにより、より高い信頼性が確保され、反復の数が減少する。

デマルチプレクサ２５１４は、最適なコンバイナ（図示せず）を含むことができる。デマルチプレクサ２５１４は、マルチユーザ検出器、干渉除去器、空間インターフェロメトリデマルチプレクサ、および／または空間ビームフォーマを含むがこれらに限定されない、他の種類の受信機および受信機の構成要素を含んでよい。デマルチプレクサ２５１４には、最適な受信を容易にするために、復号器のいずれかまたは両方から軟決定値を提供することができる。

図２６は、この発明のＣＩ送受信機を示す。データビットまたはデータシンボルのストリーム等の情報信号は、最適な符号器／インターリーバ２６０１によって処理され得る。符号器／インターリーバ２６０１は、チャネル符号化、誤り訂正符号化、誤りチェック符号化、インターリーブ、および／または多元接続もしくはスペクトル拡散符号化の前に一般に行なわれる他の任意の種類のデータ処理を行なうことができる。

データシンボルは、ＣＩ符号生成器２６０３によって生成された少なくとも１つのＣＩ符号にデータシンボルを記す、変調器等のＣＩ符号器２６０２に結合される。ＣＩ符号生成器２６０３等のＣＩ符号生成器は、この明細書において説明および／または規定されるＣＩ符号を生成するように適合された任意のアルゴリズム、機器、またはシステムを含む。ＣＩ符号器２６０２等のＣＩ符号器は、少なくとも１つのデータシンボルを複数のＣＩ符号チップに合成して統合するか、そうでなければ複数のＣＩ符号チップに少なくとも１つのデータシンボルを記すように適合された任意のアルゴリズム、機器、またはシステムを含む。ＣＩ符号器２６０２は、データシンボルをＣＩ符号に記す前または後に、各ＣＩ符号チップを１つ以上のダイバーシチパラメータ値に記すことができる。ＣＩ符号を少なくとも１つのＩＦキャリアに記すことができる。ＣＩ符号器２６０２は、多重化を行なうことができる。たとえばＣＩ符号器２６０２は、異なったＣＩ符号上にデータストリームを符号化することができる。ＣＩ符号器２６０２は、多重データストリームを分離するために、他のダイバーシチパラメータを用いることもできる。

符号化データは、符号化データを通信チャネル９９に結合する前に、符号化データに対してキャリア周波数（ＲＦまたは光学等）処理を任意に行なう送信用カプラー２６０４に結合される。送信用カプラー２６０４は、ベースバンドまたはＩＦデータシンボルを、ＲＦまたは光学信号にアップ変換することができる。送信用カプラー２６０４は、送信の前に、符号化されたデータシンボルで１つ以上のキャリアを変調することができる。送信用カプラー２６０４は、ダイバーシチパラメータ値の１つ以上の組に、ＣＩ符号チップを記すことができる。たとえば、送信用カプラー２６０４は、ビームフォーマ（図示せず）を含んでよい。

受信用カプラー２６０６は、通信チャネル９９からの受信信号を結合して、それらの信号を、送受信機の受信機部分の残りの部分による処理を容易にする何らかの形（ベースバンド等）に変換する。受信用カプラー２６０６は一般に、受信信号にキャリア周波数処理を行なう。受信用カプラー２６０６は、受信信号をベースバンドまたはＩＦ信号にダウン変換することができる。受信用カプラー２６０６は、ダイバーシチ合成、マルチユーザ検出、サブキャリア処理、干渉除去、部分空間処理、ビーム形成、チャネル特徴付け、チャネル補償および／またはさまざまな種類の適合処理を行なうことができる。

受信用カプラー２６０６は、入力をＣＩ符号生成器２６０３からも受信する復調器等のＣＩ復号器２６０７に、ＣＩ符号化データシンボルを与える。ＣＩ復号器２６０７は、少
なくとも１つのＣＩ符号で符号化され、かつ、通信チャネル９９により歪みを生じたおそれのあるデータシンボルを抽出するか、または推定する。ＣＩ復号器２６０７は、最適な受信機、チャネル推定器、および／またはチャネル補償器を含むことができる。

復号されたデータシンボルは、復号信号プロセッサ２６０８において任意に処理されてよい。復号信号プロセッサ２６０８を、ＣＩ復号器２６０７と統合することができる。復号信号プロセッサ２６０８は、硬および／または軟決定を生成する決定プロセッサを含み得る。復号信号プロセッサ２６０８は、１つ以上の信号品質測定値に対する処理を調整するために、ＣＩ復号器２６０７および／または受信用カプラー２６０６へのフィードバックループを含み得る。復号信号プロセッサ２６０８は、復号されたデータシンボルを情報ビットストリームに変換することができる。

ＣＩ復号器２６０７等のＣＩ復号器は、少なくとも１つのＣＩ符号化信号を復号するように適合された任意のアルゴリズム、機器、またはシステムである。ＣＩ符号化信号は一般に、ＣＩ符号化情報を運ぶ信号である。ＣＩ復号器は、少なくとも１つのＣＩ符号化信号に少なくとも１つの復号信号を重畳しおよび／または相関付けて、少なくとも１つの情報信号またはその情報信号の少なくとも１つの推定値を抽出することができる。ＣＩ復号器は、情報信号の硬および／または軟推定を行なうことができる。ＣＩ復号器は、複数の復号器を含んで、これらの複数の復号器間で軟決定を伝達する反復的な処理を行なうことができる。ＣＩ復号器は、以下のもの、すなわち、デインターリーブ、チャネル復号、多元接続復号、多重分離、復調、解読、チャネル分析、チャネル補償、逆拡散、誤り検出、および誤り訂正の１つ以上を行なうことができる。ＣＩ復号器は、非ゼロ位相信号、チャネル歪みを補償するための訂正位相オフセット、および／またはＰＡＰＲの最小化、安全性の向上等の予め定められた何らかの目的を達成するために送信信号に適用される位相オフセットを提供することができる。

復号信号プロセッサ２６０８等の復号信号プロセッサは、少なくとも１つの復号信号を処理するように適合された任意のアルゴリズム、機器、またはシステムである。復号信号プロセッサは、復号信号を評価する際に硬および／または軟決定を提供することができる。復号信号プロセッサは、１つ以上の量子化器、比較器、反復型復号器、フィードバックループ、干渉キャンセラ、最適な検出器、および／または決定および／または検出プロセスに寄与する他の任意の機器を含み得る。復号信号プロセッサは、ＣＩ復号に加え、従来の復号を提供することができる。復号信号プロセッサは、ブロック符号化信号、重畳符号化信号、暗号化信号、ターボ符号化信号、圧縮信号等を復号することができる。復号信号プロセッサは、多重分離および／またはデインターリーブを行なうことができる。復号信号プロセッサは、マルチユーザ検出、最適な合成、ダイバーシチ受信、または、干渉、歪み、および／または雑音の影響を緩和することによって信号品質を高めるように設計された他の任意の技術を実施することができる。

図２７Ａは、この発明の送信方法の包括的なステップを示す。情報信号ｓ（ｔ）は、任意に符号化および／またはインターリーブ２７０１される。好ましくは、符号化は、ＣＩまたはＣＩベースの符号化を含む。符号化／インターリーブするステップ２７０１は、多重キャリアに記されるべきシンボル値を生成するか、そうでなければ獲得することを含み得る。情報信号には、トレーニングシンボル注入ステップ２７０２において、予め定められたトレーニングシンボルを与えることができる。トレーニングシンボルは、チャネル推定、信号品質推定、同期等に用いることができる。ＩＦＦＴ２７０３または等価のプロセスは、符号化データシンボルを複数のキャリアに記す。任意に、符号化データシンボルに巡回プレフィックスを加えてよい。ＦＩＲフィルタ処理および補間ステップ２７０４は、通信チャネル（図示せず）に送信するために結果的に生じる信号を準備する前に行なわれる。

図２７Ａに示されるさまざまなステップおよび包含されるシステムは、この発明の他の局面および実施例に関する送信システムおよび方法に含まれてよい。さらに、送信システムにおいて一般に行なわれるさまざまな信号処理のステップを、この明細書に含むことができる。たとえば、前置等化ステップおよび／またはシステムは、図２７Ａに示される送信機の実施例に含まれてよい。アレイ処理は、ＦＩＲフィルタ処理および補間２７０４の後に行なわれてよい。代替的に、アレイ処理は、符号化２７０１、ＩＦＦＴ２７０３、および／またはＦＩＲフィルタ処理２７０４に統合されてよい。

図２７Ｂは、この発明の受信プロセスの包括的なステップを示す。送信された１つ以上の信号は、通信チャネル（図示せず）から結合されて、ＦＩＲフィルタ処理および間引きステップ２７０５に与えられる。フィルタ処理された信号は、同期ステップ２７１１で処理されて、限定されないが巡回プレフィックス除去およびＦＦＴ２７０６等のさまざまな受信プロセスのタイミングを制御することができる。既知のトレーニングシンボルおよび／または未知のデータシンボルを介して得られた推定値等の個々のキャリア周波数に関連する複素振幅値を、チャネル推定ステップ２７１３において用いることができる。チャネル推定ステップ２７３３は、重み（アレイ処理および／またはＣＩ合成重み等）の生成を容易にすることができる。

アレイ処理２７０７は、システム能力（すなわちサブチャネル生成）および信号品質（すなわちダイバーシチ合成）の何らかの好ましい組合せを達成するために行なわれる。たとえば、アレイ処理は、空間インターフェロメトリ多重化および／またはアレイ処理の他の任意の形を含んでよい。アレイ処理２７０７は、干渉推定ステップ２７１６によって補助され得る。ＣＩ合成ステップ２７１８は、アレイ処理ステップ２７０７および／または復号およびデインターリーブのステップ２７０８とともに行なわれてよい。代替的に、アレイ処理ステップ２７０７ならびに復号およびデインターリーブのステップ２７０８のいずれかまたは両方が、ＣＩ合成２７１８を行なってよい。復号およびデインターリーブのステップ２７０８は、復号の前または後に、アレイ処理ステップ２７０７から受信されたデータシンボルの任意の必要なデインターリーブを行なう。復号は、チャネル、多元接続、スペクトル拡散、暗号化、および／または他の復号処理を含み得る。

好ましい実施例において、ＣＩフィルタ処理、ＣＩベースフーリエ変換、およびソフトウェアによって制御された物理層処理の基本的な理解をもたらすように、ＣＩ処理のいくつかの種類が呈示された。この理解のために、この発明の多くの局面を変化させてよい。

例示のために、フローチャート、システム図、および信号図がこの発明の作用を示す。しかしながら、フローチャートおよび図の使用が例示の目的に限られており、限定されないことを理解されたい。たとえば、この発明は、フローチャートによって示される作用上の実施例に限定されない。この発明は、図面に示された特定の信号およびシステムアーキテクチャに限定されない。その代わりに、この明細書に含まれる説明に基づいて、代替的な作用上の実施例およびシステムアーキテクチャが、当該技術の当業者には明らかになるであろう。

この発明の方法および構造的実施例の代替的な実施例（等価例、拡張例、変形、変更、組合せ等）および関連技術が、この明細書に含まれる教示に基づいて、当該技術の当業者に明らかになるであろう。この発明は、このような代替的実施例を含むように意図されかつ適合される。このような等価例、拡張例、変形、変更、組合せ等は、この発明の範囲および精神の内にある。

この明細書では、正弦発振信号に対する信号処理が説明されている。当業者は、正弦波
、矩形波、三角波、および繰返し雑音信号を含むがこれらに限定されない、代替的に用いることのできる他の種類の周期性発振信号が存在することを認識するであろう。

上述の説明および前掲の請求項は、この発明の好ましい実施例を説明する。請求項については、この発明の本質から離れずに変更を行なうことができると理解されたい。このような変更がこの発明の本質を実現する限り、このような変更の各々は、当然ながらこの特許に包括される保護の領域内にある。このことは、この発明には特に当てはまる。なぜなら、この発明の基本的な概念および理解内容が本質的に基本的なものであり、広範囲の応用が可能であるためである。

以下、開示される発明の実施形態を例示的に列挙する。

（第１項）
少なくとも１つの受信シングルキャリア信号のキャリア干渉処理を行なう方法であって、
チャネル推定を提供するステップと、
前記少なくとも１つの受信シングルキャリア信号の、複数のキャリア干渉成分への分解を提供するステップと、
前記キャリア干渉成分の合成を提供するステップとを含む、方法。

（第２項）
前記合成のステップおよび前記分解のステップの少なくとも１つは、１つ以上のチャネル特性に対して調整される、第１項に記載の方法。

（第３項）
前記分解のステップは、１つ以上のシステム要件に対して適合される、第１または２項に記載のキャリア干渉処理を行なう方法。

（第４項）
少なくとも１つの送信信号のキャリア干渉処理を行なう方法であって、
チャネル推定を提供するステップと、
複数のキャリア干渉成分の生成を提供するステップと、
前記キャリア干渉成分の送信前処理を提供するステップとを含む、方法。

（第５項）
前記生成のステップおよび前記送信前処理のステップの少なくとも１つは、１つ以上のチャネル推定値に対して調整される、第４項に記載の方法。

（第６項）
前記分解のステップは、１つ以上のシステム要件に対して適合される、第４または５項に記載のキャリア干渉処理を行なう方法。

（第７項）
少なくとも１つの受信シングルキャリア信号のキャリア干渉処理を行なう方法であって、
前記少なくとも１つの受信シングルキャリア信号の、複数のキャリア干渉成分への分解を提供するステップと、
前記キャリア干渉成分の最適な合成を提供するステップとを含む、方法。

（第８項）
少なくとも１つの受信シングルキャリア信号を処理するように適合されたキャリア干渉受信機システムであって、
前記少なくとも１つの受信シングルキャリア信号を複数のキャリア干渉成分に分解するように適合された直交周波数フィルタと、
前記キャリア干渉成分を合成するように適合された最適なコンバイナとを含む、キャリア干渉受信機システム。

（第９項）
前記最適なコンバイナは、チャネル推定を行なうように適合され、かつ１つ以上のチャネル推定値に対して合成を調整するように適合される、第８項に記載のキャリア干渉受信機システム。

（第１０項）
情報変調された少なくとも１つの受信シングルキャリア信号を処理するように適合されたキャリア干渉受信機であって、
前記少なくとも１つの受信シングルキャリア信号を複数の受信キャリア干渉成分に分解するように適合された直交周波数フィルタと、
複数のキャリア干渉基準成分を生成するように適合されたキャリア干渉基準生成器と、
情報を示す少なくとも１つの相関信号を生成するために、前記受信キャリア干渉成分と前記キャリア干渉基準成分との相関をとるように適合された相関器とを含む、キャリア干
渉受信機。

（第１１項）
前記直交周波数フィルタおよび前記キャリア干渉基準生成器の少なくとも１つは、チャネル歪みおよび干渉を含む信号劣化の組の少なくとも１つを補償するために、少なくとも１つのキャリア干渉キャリアに重み付けするように適合された重み生成器を含む、第１０項に記載のキャリア干渉受信機。

（第１２項）
少なくとも１つの受信シングルキャリア信号の品質を改良するように適合されたキャリア干渉ベースの受信機であって、
少なくとも１つの受信信号を複数のキャリア干渉成分に分解するように適合された直交周波数フィルタと、
増幅、フィルタ処理、チャネル補償、干渉緩和、誤りチェック、誤り訂正、周波数変換、アレイ処理、多元接続プロトコル変換、および予歪処理を含む信号処理のタスクの組の、少なくとも１つの信号処理のタスクを行なうように適合されたキャリア干渉プロセッサと、
処理されたキャリア干渉成分を合成するように適合されたコンバイナとを含む、キャリア干渉ベースの受信機。

（第１３項）
前記コンバイナは、前記処理されたキャリア干渉成分を通信チャネルに再送信するように適合される、第１２項に記載のキャリア干渉ベースの受信機。

（第１４項）
処理ユニットに、少なくとも１つの受信シングルキャリア信号のキャリア干渉処理を実行させるプログラムであって、前記プログラムは、
前記受信シングルキャリア信号を複数のキャリア干渉成分に分解するステップと、
前記キャリア干渉成分の少なくともいくつかを合成するステップとを前記処理ユニットに実行させる、プログラム。

（第１５項）
前記分解するステップおよび前記合成するステップの少なくとも１つは、１つ以上のチャネル特性に対して調整される、第１４項に記載のプログラム。

（第１６項）
前記分解するステップは、１つ以上のシステム要件に対して適合される、第１４または１５項に記載のプログラム。

（第１７項）
前記処理ユニットに、チャネルを推定するステップをさらに実行させる、第１４〜１６のいずれか１項項に記載のプログラム。

（第１８項）
処理ユニットに、少なくとも１つの送信信号のキャリア干渉処理を実行させるプログラムであって、前記プログラムは、
チャネルを推定するステップと、
複数のキャリア干渉成分を生成するステップと、
少なくともいくつかの前記キャリア干渉成分の送信前処理を実行するステップとを前記処理ユニットに実行させる、プログラム。

（第１９項）
前記チャネル推定の結果は、前記生成するステップと前記送信前処理を実行するステップとの少なくとも１つを調整するために用いられる、第１８項に記載のプログラム。

（第２０項）
前記生成するステップは、１つ以上のシステム要件に対して適合される、第１８または１９項に記載のプログラム。
［関連出願］
この出願は、２０００年１２月３０日出願の米国特許出願番号第６０／２５９，４３３号の優先権を主張する。

Claims (12)

1. 受信した少なくとも１つのシングルキャリア信号のキャリア干渉処理を行なう方法であって、
   チャネル推定を行い、通信チャネルのスペクトル領域のうち、通信に望ましい領域および通信に望ましくない領域を特定するステップと、
   受信した少なくとも１つの前記シングルキャリア信号を、複数の直交キャリア成分に分解するステップと、
   前記通信に望ましくない領域を避けるように、前記複数の直交キャリア成分を部分的に選択し、選択された直交キャリア成分を、前記チャネル推定に基づいて決定された重みとともに合成するステップと
   を含み、前記受信した少なくとも１つのシングルキャリア信号のシンボル間隔はTsであり、隣接する直交キャリア成分の間の周波数間隔は1/Tsであり、前記合成するステップにおいて、コンバイナが、前記Tsの期間にわたって前記直交キャリア成分を前記重みとともに合成する、方法。
2. 前記合成するステップにおいて、前記通信に望ましくない領域を避けるように、前記複数の直交キャリア成分を部分的に選択し、チャネル歪を補償するように、前記選択された直交キャリア成分を、前記チャネル推定に基づいて決定された重みとともに合成する、請求項１記載の方法。
3. 前記チャネル推定により得られた１つ以上のチャネル特性に基づいて、キャリア干渉（ＣＩ）パラメータが制御される、請求項１または２に記載の方法。
4. 前記チャネル推定により得られた１つ以上のチャネル特性及び１つ以上のシステム要件に基づいて、前記キャリア干渉（ＣＩ）パラメータが制御される、請求項１−３のいずれか１項に記載の方法。
5. 受信した少なくとも１つのシングルキャリア信号のキャリア干渉処理を行うキャリア干渉受信機システムであって、
   チャネル推定を行い、通信チャネルのスペクトル領域のうち、通信に望ましい領域および通信に望ましくない領域を特定するチャネル推定部と、
   受信した少なくとも１つの前記シングルキャリア信号を、複数の直交キャリア成分に分解する直交周波数フィルタと、
   前記通信に望ましくない領域を避けるように、前記複数の直交キャリア成分を部分的に選択し、選択された直交キャリア成分を、前記チャネル推定に基づいて決定された重みとともに合成するコンバイナと
   を含み、前記受信した少なくとも１つのシングルキャリア信号のシンボル間隔はTsであり、隣接する直交キャリア成分の間の周波数間隔は1/Tsであり、前記コンバイナが、前記Tsの期間にわたって前記直交キャリア成分を前記重みとともに合成する、キャリア干渉受信機システム。
6. 前記コンバイナが、前記通信に望ましくない領域を避けるように、前記複数の直交キャリア成分を部分的に選択し、チャネル歪を補償するように、前記選択された直交キャリア成分を、前記チャネル推定に基づいて決定された重みとともに合成する、請求項５記載のキャリア干渉受信機システム。
7. 前記チャネル推定により得られた１つ以上のチャネル特性に基づいて、キャリア干渉（ＣＩ）パラメータが制御される、請求項５又は６に記載のキャリア干渉受信機システム。
8. 前記チャネル推定により得られた１つ以上のチャネル特性及び１つ以上のシステム要件に基づいて、前記キャリア干渉（ＣＩ）パラメータが制御される、請求項５−７のいずれか１項に記載のキャリア干渉受信機システム。
9. 受信した少なくとも１つのシングルキャリア信号のキャリア干渉処理方法を、処理ユニットに実行させるプログラムであって、前記キャリア干渉処理方法は、
   チャネル推定を行い、通信チャネルのスペクトル領域のうち、通信に望ましい領域および通信に望ましくない領域を特定するステップと、
   受信した少なくとも１つの前記シングルキャリア信号を、複数の直交キャリア成分に分解するステップと、
   前記通信に望ましくない領域を避けるように、前記複数の直交キャリア成分を部分的に選択し、選択された直交キャリア成分を、前記チャネル推定に基づいて決定された重みとともに合成するステップと
   を含み、前記受信した少なくとも１つのシングルキャリア信号のシンボル間隔はTsであり、隣接する直交キャリア成分の間の周波数間隔は1/Tsであり、前記合成するステップにおいて、コンバイナが、前記Tsの期間にわたって前記直交キャリア成分を前記重みとともに合成する、プログラム。
10. 前記合成するステップにおいて、前記通信に望ましくない領域を避けるように、前記複数の直交キャリア成分を部分的に選択し、チャネル歪を補償するように、前記選択された直交キャリア成分を、前記チャネル推定に基づいて決定された重みとともに合成する、請求項９記載のプログラム。
11. 前記チャネル推定により得られた１つ以上のチャネル特性に基づいて、キャリア干渉（ＣＩ）パラメータが制御される、請求項９又は１０に記載のプログラム。
12. 前記チャネル推定により得られた１つ以上のチャネル特性及び１つ以上のシステム要件に基づいて、前記キャリア干渉（ＣＩ）パラメータが制御される、請求項９−１１のいずれか１項に記載のプログラム。

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