JP2007124598A - マルチキャリア送受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 マルチキャリア方式の伝送方法の１つであるＭＣ−ＣＤＭＡを用いた伝送方法において、より高い伝送効率を得ることを可能とする方法を提供すること。
【解決手段】 マルチキャリア方式ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）を用いた送受信方法であって、送信機において、マルチキャリアの一部を最小直交周波数の逆数で与えられる時間幅より狭い窓関数を乗じて時間領域で切り出して、該切り出された一部のマルチキャリアを使用するとともに、送信機の拡散符号及び受信機の逆拡散符号を、窓関数の幅、形状、位置の少なくとも１以上の要素に応じて変更する。
【選択図】 図３

Description

本発明はマルチキャリア送受信方法に関し、より詳しくは、マルチキャリア方式ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）を用いた送受信方法に関するものである。

近年、携帯電話に代表される移動体通信システムの進歩は目覚しいものがあり、様々な情報伝送方式が提案されている。
中でも次世代の移動体通信システムにおける情報伝送方式として、マルチキャリア方式が大いに注目されている。
マルチキャリア方式は、情報を１つのキャリア（搬送波）で送るのではなく、複数のキャリアに分割して送る方法であり、伝送レートを低下させることなく送信信号のシンボル長を伸長できるという特長を有する。
これにより、伝送レートを一定に保ったまま通信路のマルチパスで生じる遅延波干渉を相対的に小さく抑えることが可能となる。また、送信シンボルの間にガード区間を設けることで、遅延波干渉の影響を更に小さく抑えることが可能となる。

ガード区間は、通信のタイムリソースのオーバーヘッドとなるが、ある一定時間長のガード区間が必要とされたとき、マルチキャリア方式では、シンボル長が長い分だけガード区間が相対的に短くなり、結果として、タイムリソースの有効利用が可能となる。

また、送信信号のサブキャリアスペクトルを半分重ねたスペクトルレイアウトを離散フーリエ変換処理により容易に実現できることにより、サブキャリア数を増加させたとき、多値多相の情報シンボルを伝送しながらもシングルサイドバンドなみの周波数利用効率を達成できる。

以上のように、マルチキャリア方式は、高い伝送効率（時間・周波数利用率）を得ることができる。

マルチキャリア方式を、誤り制御を含めない伝送方式の観点から分類した場合、以下の２つの方式に大別できる。
第一の方式は、各サブキャリアを独立した情報シンボルで変調して伝送することに主眼をおいた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）であり、第二の方式は、拡散符号を周波数領域（又は周波数領域と時間領域の両方）に配置し、１つの情報を全サブキャリアに分散して伝送しつつ多重化・多元接続により複数情報の伝送を実現することができるマルチキャリアスペクトル拡散（ＭＣ−ＳＳ）・マルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）である。

これら既存のマルチキャリア方式については、伝送効率を高めるための数多くの研究がなされている。
例えば、下記非特許文献１では、ＭＣ−ＣＤＭＡの拡散符号として、定振幅・直線位相特性をもつＣＩ符号（ｃａｒｒｉｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｒｔｒｙ ｃｏｄｅ）の大セットを用いる方式が検討されている。
より具体的には、符号長ＬのＣＩ符号の大セットとして２Ｌ通りの拡散符号が示され、これを用いたＭＣ−ＣＤＭＡをレイリーマルチパス通信路に適用したとき、僅かなビット誤り率（ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ：ＢＥＲ）の増加でＭＣ−ＣＤＭＡの同時ユーザ数を２倍まで拡大できることが示されている。

また、下記非特許文献２では、ＯＦＤＭのサブキャリア周波数を直交周波数間隔以下にとることで、スペクトルの高密度化を実現し、周波数利用効率の向上を図ることができる高密度変調（ｈｉｇｈ ｃｏｍｐａｃｔｉｏｎ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＨＣＭ）方式が提案されている。

これら提案されている方法は、既存方式に比べて伝送効率を向上させ得るものではあるが、業界においては、多値多相の変調多値数を大きく増やすことなくマルチキャリア方式の伝送効率を更に向上させることができる方法の創出が望まれていた。

Ｂ．Ｎａｔａｒａｊａｎ，Ｚ．Ｗｕ，ａｎｄ Ｃ．Ｒ．Ｎａｓｓａｒ，″Ｌａｒｇｅ ｓｅｔ ｏｆ ＣＩ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｈｉｇｈ−ｃａｐａｃｉｔｙ ＭＣ−ＣＤＭＡ″ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．５２，ｎｏ．１１，ｐｐ．１８６３−１８６６．Ｎｏｖ．２００４． Ｍ．Ｈａｍａｍｕｒａ，Ｓ．Ｔａｃｈｉｋａｗａ．″Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ．″Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＰＩＭＲＣ２００４，ｖｏｌ．１，ｐｐ．４８−５２，Ｓｅｐｔ．２００４，Ｂａｒｃｅｌｏｎａ．

本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア方式の伝送方法の１つであるＭＣ−ＣＤＭＡを用いた伝送方法において、より高い伝送効率を得ることを可能とする方法を提供せんとするものである。

請求項１に係る発明は、送信機において、送信すべき情報データを情報シンボルに変換し、該情報シンボルにより複数のサブキャリアからなるマルチキャリアを変調し、各サブキャリアを拡散符号を用いて拡散変調して送信し、受信機において、送信機から送信された信号を受信し、該受信された信号に逆拡散符号を用いて逆拡散処理を行って情報データを取り出すように構成された、マルチキャリア方式ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）を用いた送受信方法であって、前記送信機において、マルチキャリアの一部を最小直交周波数の逆数で与えられる時間幅より狭い窓関数を乗じて時間領域で切り出して、該切り出された一部のマルチキャリアを使用するとともに、前記送信機の拡散符号及び受信機の逆拡散符号を窓関数の幅、形状、位置の少なくとも１以上の要素に応じて変更することを特徴とするマルチキャリア送受信方法に関する。

請求項２に係る発明は、前記拡散符号及び逆拡散符号として、窓関数の前記要素に応じて定められた変換関係にある、互いに異なる拡散符号を用いることを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア送受信方法に関する。

請求項１に係る発明によれば、ＭＣ−ＣＤＭＡを用いた送受信方法において、送信機にて、マルチキャリアの一部を最小直交周波数間隔の逆数で与えられる時間幅よりも狭い時間幅の窓関数を乗じて時間領域で切り出して、該切り出された一部のマルチキャリアを使用することにより、従来のＭＣ−ＣＤＭＡに比べて、ユーザ毎の伝送速度を大幅に向上させることが可能となる。また、変調多値数を増やすことにより、更に伝送速度を向上させることも可能である。更に、窓関数の幅を調整することで伝送速度を調整することが可能であり、窓関数の形状を変えることで送信信号のスペクトル形状を調整することが可能であり、窓関数の位置を変えることで別の拡散符号セットを生成することが可能である。

請求項２に係る発明によれば、拡散符号及び逆拡散符号として、窓関数の幅、形状、位置の少なくとも１以上の要素に応じて定められた変換関係にある互いに異なる拡散符号を用いることにより、ユーザ間の干渉のない信号検出ができる。

以下、本発明に係るマルチキャリア送受信方法について説明する。
本発明に係るマルチキャリア送受信方法は、マルチキャリア方式ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）を用いた送受信方法に関するものである。
本発明に係る方法は、後述する如く、送信機において、マルチキャリアの一部を最小直交周波数の逆数で与えられる時間幅より狭い窓関数を乗じて時間領域で切り出して、該切り出された一部のマルチキャリアを使用するとともに、前記送信機の拡散符号及び受信機の逆拡散符号を窓関数の幅、形状、位置の少なくとも１以上の要素に応じて変更する点、並びに、拡散符号及び逆拡散符号として、窓関数の前記要素に応じて定められた変換関係にある、互いに異なる拡散符号を用いる点を特徴とするものであるが、本発明についての理解を容易とするために、先ず通常のＭＣ−ＣＤＭＡをモデル化し、次いでこのモデルを利用しながら本発明についての説明を行うこととする。

先ず、通常ＭＣ−ＣＤＭＡモデルについて説明する。
図１はＭＣ−ＣＤＭＡの送信機モデルを示す。尚、図中に破線で示した増幅器は、各ユーザの信号電力をそろえるために、本発明に係る方法において用いられるものであって、詳細は後述する。

以下、図１に対応するＭＣ−ＣＤＭＡの送信部の説明を行う。
本明細書において、ＭＣ−ＣＤＭＡの同時接続ユーザが全て同期していると仮定する。
ＭＣ−ＣＤＭＡのｋ番ユーザの信号は、時刻ｎＴ_０≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ_０（Ｔ（ｓ）は１シンボル周期、ｎは整数）において次式（１）が等価低域表現となる。

数１

ｘ_ｋ，ｎ（ｔ）＝ｂ_ｋ，ｎｃ_ｋ（ｔ−ｎＴ_０） （１）

上式（１）において、ｂ_ｋ，ｎはｋ番ユーザの時刻ｎＴ_０≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ_０での多値多相の複素情報シンボルであり、本明細書では、Ｅ［｜ｂ_ｋ，ｎ｜^２］＝Ｅ［ｂ^＊ _ｋ，ｎｂ_ｋ，ｎ］＝Ｅ_ｎとする（Ｅ［ ］は平均、^＊は複素共役を表す）。

また、ｃ_ｋ（ｔ）はサブキャリア数Ｌのマルチキャリアであり、次式（２）で与えられる。

上式（２）において、ｇ_０（ｔ）はｇ_０（ｔ）＝｛１（０≦ｔ＜Ｔ_０），０（ｏｔｈｅｒｗｉｓｅ）｝で与えられるゲート関数、ｃ_ｋ，ｌはｋ番ユーザ（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）に割り当てられた拡散系列の１番目のチップ値（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）、Δｆ（Ｈｚ）はサブキャリアの周波数間隔である。
本明細書では、サブキャリア周波数間隔Δｆと１シンボル長Ｔ_０との積を変調指数と称する。ＭＣ−ＣＤＭＡではΔｆ＝１／Ｔ_０と選ばれる。この場合、ΔｆＴ_０＝１となる。尚、ガード区間をＴ_０に含めるとΔｆ＞１／Ｔ_０となり、ΔｆＴ_０＞１となるが、本明細書ではガード区間は考慮しない。

ユーザ数をＫとすると、ＭＣ−ＣＤＭＡの送信信号は次式（３）で与えられる。

上式（３）を用いると、キャリア周波数がｆ_ｃ（Ｈｚ）の帯域信号ｓ（ｔ）は下式（４）（５）のように表現できる。下式（５）において、Ｒｍ［ ］及びＩｍ［ ］はそれぞれ複素数の実部及び虚部を表す。

次に、ＭＣ−ＣＤＭＡの受信部について説明する。
図２はＭＣ−ＣＤＭＡの受信機モデルを示す。
以下、図２に対応するＭＣ−ＣＤＭＡの送信部の説明を行う。

ｋ番ユーザの受信機でｎＴ_０≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ_０の信号を受信することを考える。

低域フィルタでベースバンド信号に変換し、それぞれを信号の実部及び虚部とすると、上式（３）の複素信号が得られる。

先ず、ＭＣ−ＣＤＭＡにおけるｋ番ユーザのベースバンド信号ｘ_ｋ，ｎ（ｔ）（上式（１））

で、［ ］^Ｔは行列の転置を表す。

次に、ｎＴ_０≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ_０において、ｘ_ｋ，ｎ（ｔ）からＬ＋Ｌ_０点のサンプル値列

従って、ｘ_ｋはｘ′_ｋのサンプル値列を補間して得られるサンプル値列を要素とするベクトルとなる。

ここで、表記の簡単化のため、ｎ_１，ｎ_２（＞０）を正の整数としたとき、任意の行列

また、正の整数ｎ_３，ｎ_４（０＜ｎ_３＜Ｎ_１，０＜ｎ_４＜Ｎ_２）を用いて、行列Ａの最終行

この表記法を用いると、ｘ_ｋは、（Ｌ＋Ｌ_０）行×（Ｌ＋Ｌ_０）列のＩＤＦＴ行列Ｆ＝

ゼロ点を付加したベクトル（６）を用いて、下式（７）と得られる。

従って、ｎＴ_０≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ_０におけるＭＣ−ＣＤＭＡの全ユーザ分の受信信号のサンプル値ベクトルｘは、下式（８）となる。

通常、受信機においてはｘにＤＦＴ変換を施した後、逆変換処理及び情報シンボル判定を行う。
［ ］^Ｈを行列［ ］の複素共役転置とすると、上式（８）は、Ｆ^Ｈで与えられるＤＦＴ行列でＤＦＴ処理を行うことで、次のベクトルｚ（９）（１０）となる。

情報シンボルの判定を行うことで復調を完了する。

によりｂ_ｋ，ｎを復元できる。

以下、上記の如くモデル化した通常のＭＣ−ＣＤＭＡの構成を踏まえつつ、本発明に係るマルチキャリア送受信方法について説明する。
先ず、本発明に係る方法における送信部について説明する。
本発明に係る方法は、送信機において、マルチキャリアの一部を最小直交周波数の逆数で与えられる時間幅より狭い窓関数を乗じて時間領域で切り出して、該切り出された一部のマルチキャリアを使用するとともに、前記送信機の拡散符号及び受信機の逆拡散符号を窓関数の幅、形状、位置の少なくとも１以上の要素に応じて変更することを特徴とする。
よって、簡単のため、通常のＭＣ−ＣＤＭＡと本発明のサブキャリア周波数間隔が共にΔｆで等しいものと考えると、本発明における１シンボル長Ｔは、Ｔ＜Ｔ_０となり、変調指数はΔｆＴ＝Ｔ／Ｔ_０＜１となる。

図３は、通常のＭＣ−ＣＤＭＡと本発明の信号及びスペクトルを比較した概念図であり、図中（ａ）が通常のＭＣ−ＣＤＭＡ、（ｂ）（ｃ）が本発明に相当する図である。
本発明の方法では、通常のＭＣ−ＣＤＭＡのマルチキャリア（（ａ）図参照）の１シンボル長Ｔ_０の一部（１シンボル長Ｔ＜Ｔ_０）を、Ｔ_０（＝１／Δｆ）より狭い窓関数により時間領域で切り出し（（ｂ）図参照）、該切り出した一部のマルチキャリアを情報シンボルで変調して送信する。
（ｃ）図の右側は、（ｂ）図に示されている切り出された一部を、（ａ）図と同じ時間幅に拡張した場合の周波数スペクトルを示しており、図示のように（ａ）図の場合に比べて信号の占有する帯域幅が小さくなる。

通常のＭＣ−ＣＤＭＡでは、ｋ番ユーザの信号は式（１）（２）と表現されたが、本発明におけるｋ番ユーザの信号はｎＴ≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔにおいて下式（１１）（１２）のようになる。

上式において、ｂ_ｋ，ｎはｋ番ユーザの複素情報シンボル、ｇ（ｔ）は０≦ｔ＜Ｔ_０で定義される窓関数で、ゲート関数を窓関数に用いるとｇ（ｔ）＝｛１（０≦ｔ＜Ｔ（＜１／Δｆ）），０（ｏｔｈｅｒｗｉｓｅ）｝、τ_０（０≦ｔ＜Ｔ_０−Ｔ）は本発明のマルチキャリア生成のために窓関数ｇ（ｔ）でＭＣ−ＣＤＭＡのマルチキャリアを切り出す際の切り出し開始位置、

プ値（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）である。尚、本明細書では簡単のためτ_０＝０と仮定する。
尚、窓関数としては、ゲート関数の他、レイズドコサイン、ハミング、ハニング、ブラックマン窓など様々な形状の関数が知られているが、本明細書では簡単のためゲート関数を用いた場合について説明する。
そうすると、本発明のマルチキャリアは下式（１３）となる。

次に、本発明に係る方法における受信部について説明する。
ｋ番ユーザの受信機でｎＴ≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔの信号を受信する場合を考える。
区間Ｔ内においてＭ回のサンプリングで得られたサンプル値列をベクトル

ｙ_Ｍ ^（ＨＣ）は、信号成分_ＸＭ ^（ＨＣ）と雑音成分η_Ｍからなるため、ｙ_Ｍ ^（ＨＣ）＝_ＸＭ ^（ＨＣ）＋η_Ｍと表現できる。
以下、まず信号成分_ＸＭ ^（ＨＣ）を、ＩＤＦＴ行列を用いて表現する。

本発明の受信信号は、式（１１）（１２）に示したように、通常のＭＣ−ＣＤＭＡ信号を時間幅Ｔ（＜１／Δｆ）のゲート関数ｇ（ｔ）で切り出した信号である。
従って、ｎＴ≦ｔ＜（ｎ＋１）ＴでＭ点のサンプル値ベクトル_ＸＭ ^（ＨＣ）は、式（８）で与えられるｘの一部分となる。
即ち、式（１４）となる。（但し、τ_０＝０のとき）

より

尚、他の窓関数の場合には、窓関数の形状によって決まるＭ個の定数ｇ_１，ｇ_２，・・・，

上式（１４）はＩＤＦＴ行列ＦからＭ行Ｌ列を取り出した新たな行列

変調指数ΔｆＴは、ΔｆＴ_０＝１よりΔｆＴ＝Ｔ／Ｔ_０となる。
Ｔ及びＴ_０がそれぞれｘ_Ｍ ^（ＨＣ）及びｘのサンプル数に比例するため、下式（１６）となる。

本発明においても、通常のＭＣ−ＣＤＭＡと同様に、受信機においてｘ_Ｍ ^（ＨＣ）にＤＦＴを施した後、逆拡散処理・情報シンボル判定を行う。
本発明では、ＤＦＴ処理は、ｘ_Ｍ ^（ＨＣ）にＬ＋Ｌ_０−Ｍ個のゼロ点を付加したベクトル

上式（１７）のＤＦＴ処理は、ＩＤＦＴ行列ＦからＭ行を取り出した新たな行列Ｇ_Ｍ＝

さらに、本発明では、拡散符号及び逆拡散符号として、窓関数の前記要素に応じて定められた変換関係にある、互いに異なる拡散符号を用いることを特徴としている。
上式（１３）において送信用拡散符号としてベクトル

続いて、本発明において用いる拡散符号について説明する。
ここでは、雑音を含めた検討を行う。
両側電力密度１／２Ｎ_０［Ｗ／Ｈｚ］の加法性白色ガウス雑音を仮定する。
簡単のため、受信信号のサンプリング間隔を単位時間に標準化し、受信機のＬＰＦの等価雑音帯域幅（両側）を単位化して考える。
すなわち、各サンプリング値の実部及び虚部に含まれるガウス雑音をそれぞれη_ｍ，ｒ η_ｍ，ｉ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）として、これらを平均０、分散１／２Ｎ_０の正規分布に従う

そして、η_ｍ，ｒ及びη_ｍ，ｉを用いて複素ランダム変数η_ｍをη_ｍ＝η_ｍ，ｒ＋ｊ η_ｍ，ｉと定義する

このη_ｍを要素にもつ複素雑音ベクトルη_Ｍを、η_Ｍ＝［η_１ η_２・・・η_Ｍ］（ｉ．ｉ．ｄ．）と

（２４）となる。

特異値展開は、近年のＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ）技術の代表的な伝送方式である固有モード伝送において、送受信アンテナアレー重みを決定するため各アレー素子間の伝達特性の行列方式である通信路行列を展開する際に多く用いられている方法である。

（Ｌ×Ｌ）と、ユニタリ行列であるＵ＝［ｕ_１ ｕ_２・・・ｕ_Ｌ］（（Ｌ＋Ｌ_０）×Ｌ）及びＶ

般性を損なうことなくσ_１≧σ_２≧・・・≧σ_Ｌと仮定できる。

_ｋを送信側拡散系列に、左特異ベクトルｕ_ｋ受信側逆拡散用の系列に用いる。

００７０

いて下式（２５）のように展開され、これを上式（２４）に代入すると、下式（２６）が得られる。

本発明において、ｋ番ユーザの受信機で逆拡散に用いる系列を

において、下式（２７）が得られる。

上式（２８）の右辺第１項が信号成分を、第２項が雑音成分を表していることから、本発明の方法によれば、ユーザ干渉なしに多元接続が可能であることが分かる。

番ユーザの時間領域での逆拡散用系列をＧ_Ｍｕ_ｋとすると、逆関数（時間相関）出力は、下式（３０）となる。

上式（３０）は、先に述べたｕ_ｋを用いた周波数領域での逆拡散処理とＧ_Ｍｕ_ｋを用いた時間領域での逆拡散処理が等価であることを示している。

次に、本発明における信号出力について説明する。

上式（３５）より、本発明に係る方法では、信号生成過程において各ユーザの信号電力がσ_ｋ ^２倍され、ユーザ毎に異なる電力となることが分かる。
従って、図１に破線で示したように、送信機において各ユーザの信号を１／σ_ｋ倍（電力で１／σ_ｋ ^２倍）することで、全ユーザの信号電力を等しく揃えることができる。或いは、全ユーザの信号電力を揃えることが、１／σ_ｋ ^２に比例した電力増幅を各ユーザに行うことと等価であるともいえる。

このとき、受信機の逆拡散出力である上式（２８）の右辺第１項は、Ａを任意の定数としてＡ／σ_ｋ倍された形となり、Ａｂ_ｋ，ｎとなる。簡単のためＡ＝１とすると、この場合の

以下、本発明に係る方法の性能評価を行う。
＜ビット誤り率＞
１．逆拡散出力のＳＮＲ
上式（３７）のｋ番ユーザの逆拡散出力の信号対雑音比γは下式（３８）で与えられ、その分母は上式（２９）より下式（３９）のようになる

これが、窓関数をゲート関数とした場合の拡散符号と逆拡散符号の関係を示している。

で容易に求められる。

従って、上式（４２）を上式（３８）に代入することで、最終的に下式（４３）が得られる。

２．ＱＰＳＫのビット誤り率
本発明の方法では、各ユーザの複素情報シンボルｂ_ｋ，ｎの信号配置として、ＢＰＳＫやＱＰＳＫだけでなく多値多相の任意の信号点配置を取り入れることができる。

する。

また、ＱＰＳＫでは、１シンボルで２ビットの情報を伝送できるため、逆拡散後の１ビット当たりのＳＮＲをγ_ｂ、Ｅ_ｂをＥ_ｂ＝Ｅ_ｓ／２と定義すると、γ＝２γ_ｂ＝２Ｅ_ｂ／Ｎ_０とな

＜周波数利用効率＞
複素情報シンボルｂ_ｋ，ｎが１シンボルで平均ｕ（ｂｉｔｓ）の情報をもつとする。
多元接続数をＫとすると、本発明の方法では、１シンボル時間Ｔ（ｓ）でｕＫ（ｂｉｔｓ）の情報を伝送できることになる。よって、伝送速度ＲはＲ＝ｕＫ／Ｔ（ｂｉｔｓ／ｓ）となる。
また、サブキャリア数をＬ（＝系列長）としたときの伝送帯域幅Ｗを、Ｗ＝（Ｌ＋１）Δｆ（Ｈｚ）とする。従って、周波数利用効率Ｒ／Ｗは下式（４４）となる。

しかし、本願発明者による検討の結果、小さな特異値に属するｖ_ｋを拡散系列に用いると、送信信号の電力が伝送帯域の外に多く分布し、送信電力に占める帯域外放射電力の割

このような場合、全ての拡散系列を使用し、総送信電力一定、帯域外放射電力一定の条

率の観点からは好ましい方法と考えられる。

属するｖ_ｋのみを拡散系列に用いることを仮定し、その数を多元接続数Ｋとする。
この場合における周波数利用効率Ｒ／Ｗと系列長Ｌ（＝サブキャリア数）の関係を図４に示す。

図４より、系列長Ｌを２５６程度以上とすることで、０．１２５≦ΔｆＴ≦１の変調指数において周波数利用効率Ｒ／Ｗ／ｕ＞０．９となることが分かる。
これは、本発明のＭＣ−ＣＤＭＡにおいては、サブキャリア周波数間隔Δｆ及び変調多値数２^ｕを一定と考えたとき、最大で１割の周波数利用効率の低下（ΔｆＴ＝０．１２５の場合）を許容することで、同一長の直交符号を用いた通常のＭＣ−ＣＤＭＡと比べ、ユーザ毎の伝送速度を最大で８（＝１／０．１２５倍）まで高速にできることを示している。

本発明は、特に移動体通信システムに対して好適に利用することができるものである。

ＭＣ−ＣＤＭＡの送信機モデルを示す図である。 ＭＣ−ＣＤＭＡの受信機モデルを示す図である。 通常のＭＣ−ＣＤＭＡと本発明の信号及びスペクトルを比較した概念図である。 本発明によるＭＣ−ＣＤＭＡと通常のＭＣ−ＣＤＭＡの周波数利用効率Ｒ／Ｗと拡散系列長Ｌ（＝サブキャリア数）の関係を示すグラフである。

符号の説明

Ｔ 本発明のＭＣ−ＣＤＭＡのマルチキャリアの１シンボル長
Ｔ_０ 通常のＭＣ−ＣＤＭＡのマルチキャリアの１シンボル長

Claims (2)

1. 送信機において、送信すべき情報データを情報シンボルに変換し、該情報シンボルにより複数のサブキャリアからなるマルチキャリアを変調し、各サブキャリアを拡散符号を用いて拡散変調して送信し、受信機において、送信機から送信された信号を受信し、該受信された信号に逆拡散符号を用いて逆拡散処理を行って情報データを取り出すように構成された、マルチキャリア方式ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）を用いた送受信方法であって、前記送信機において、マルチキャリアの一部を最小直交周波数の逆数で与えられる時間幅より狭い窓関数を乗じて時間領域で切り出して、該切り出された一部のマルチキャリアを使用するとともに、前記送信機の拡散符号及び受信機の逆拡散符号を窓関数の幅、形状、位置の少なくとも１以上の要素に応じて変更することを特徴とするマルチキャリア送受信方法。
2. 前記拡散符号及び逆拡散符号として、窓関数の前記要素に応じて定められた変換関係にある、互いに異なる拡散符号を用いることを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア送受信方法。

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