TWI415430B - 無線通信系統中用於引導多工之方法及裝置 - Google Patents
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Description
本揭示案大體而言係關於通信，且更特定而言係關於在無線通信系統中用於傳輸引導之技術。
在一無線通信系統中，一發射台(例如一基地台或一終端機)可利用多個(T)發射天線實現至一配備有多個(R)接收天線之接收台之多重輸入與多重輸出(MIMO)傳輸。該等多個發射及接收天線形成一可用於提高輸貫量及/或改良可靠性之MIMO頻道。舉例而言，該發射台可同時自該T個發射天線傳輸多達T個資料流以改良輸貫量。或者，該發射台可自多達T個發射天線傳輸單個資料流以改良接收台之接收。
若可準確估測MIMO頻道響應，則可實現良好效能。舉例而言，接收台可使用該MIMO頻道響應來執行MIMO傳輸之資料偵測、選擇將由該發射台應用於MIMO傳輸之空間映射矩陣等。通常藉由傳輸接收台事先已知之引導符號來支援頻道估測。然後接收台可基於所接收引導符號及已知引導符號來估測MIMO頻道響應。
基於引導而獲得之頻道估測通常由於雜訊及干擾而受到減損。雜訊可能來自於諸如無線頻道、接收器電子裝置等之各種源。干擾可能包括天線間干擾及發射器間干擾。天線間干擾為由於來自其他發射天線之傳輸之干擾。若多個引導傳輸同時自所有T個發射天線發送且來自每一天線之
引導傳輸與來自其他天線之引導傳輸發生干擾，則可存在天線間引導干擾。發射器間干擾為由於來自其他發射台之傳輸之干擾。發射器間干擾亦可稱作扇區間干擾、小區間干擾、終端機間干擾等。天線間干擾及發射器間干擾可能不利地影響頻道估測，其又可能使資料效能降級。
因此此項技術中存在對在無線通信系統中傳輸引導之技術之需要。
根據一態樣，描述一種裝置，其產生用於複數個發射天線之複數個引導序列，其中每一引導序列包含在時域中在一不同組副載波上發送之複數個引導符號。該裝置基於該複數個引導序列進一步產生用於該複數個發射天線之複數個引導傳輸。
根據另一態樣，描述一種裝置，其基於一恆定振幅零自相關(CAZAC)序列(諸如由一發射器特定值定義之Chu序列)之頻域分碼多工(FD-CDM)而產生用於複數個發射天線之複數個引導序列。該裝置基於該複數個引導序列進一步產生用於該複數個發射天線之複數個引導傳輸。
根據又一態樣，描述一種裝置，其經由複數個接收天線接收複數個引導傳輸，其中每一引導傳輸包含在時域中在一不同組副載波上發送之複數個引導符號。該裝置處理該複數個所接收引導傳輸以獲得頻道估測。
根據又一態樣，描述一種裝置，其經由複數個接收天線接收複數個引導傳輸，其中該等引導傳輸係基於一CAZAC
序列(諸如由一發射器特定值定義之Chu序列)之FD-CDM而產生。該裝置處理該複數個所接收引導傳輸以獲得頻道估測。
根據又一態樣，描述一種裝置，其基於一第一多工機制產生用於複數個發射天線之複數個引導傳輸。該裝置進一步基於一不同於該第一多工機制之第二多工機制而產生用於該複數個發射天線之複數個資料傳輸。
根據又一態樣，描述一種裝置，其接收基於一第一多工機制而產生之複數個引導傳輸。該裝置進一步接收基於一不同於該第一多工機制之第二多工機制而產生之複數個資料傳輸。該複數個引導傳輸及該複數個資料傳輸係用於一自多個發射天線發送至多個接收天線之MIMO傳輸。該多個發射天線可定位於單個發射台處或多個發射台處。
以下進一步詳細描述本揭示案之各種態樣及特徵。
本文所描述技術可用於諸如多向近接通信系統、廣播系統、無線區域網路(WLAN)等之各種無線通信系統。術語"系統"及"網路"通常可互換使用。多向近接系統可為分碼多向近接(CDMA)系統、分時多向近接(TDMA)系統、分頻多向近接(FDMA)系統、正交FDMA(OFDMA)系統、單載波FDMA(SC-FDMA)系統、分域多向近接(SDMA)系統等。該等技術亦可用於對於下行鏈路及上行鏈路採用不同多向近接機制之系統，例如下行鏈路為OFDMA且上行鏈路為SC-FDMA。下行鏈路(或前向鏈路)意指自基地台至終端機
之通信鏈路，且上行鏈路(或反向鏈路)意指自終端機至基地台之通信鏈路。
OFDMA系統利用正交分頻多工(OFDM)。SC-FDMA系統利用單載波分頻多工(SC-FDM)。OFDM及SC-FDM將系統頻寬劃分成多個(K)正交副載波，該等副載波通常亦被稱作音調、頻段等。每一副載波可使用資料加以調變。大體而言，符號在頻域中以OFDM發送，且在時域中以SC-FDM發送。SC-FDM包括：(a)IFDM，其在均勻分佈於給定頻率分配上之副載波上傳輸資訊；及(b)區域化分頻多工(LFDM)，其在相鄰副載波上傳輸資訊。
圖1展示一具有多個基地台110之無線多向近接通信系統100。一基地台通常為一與終端機通信之固定台，且亦稱作節點B、增強節點B(eNode B)、存取點等。每一基地台110提供對於一特定地理區域之通信覆蓋。術語"小區"可意指一基地台及/或其覆蓋區域(視該術語使用之語境而定)。為了改良系統容量，一基地台覆蓋區域可劃分為多個更小區域，例如三個更小區域。每一更小區域可由一各別基地收發台(BTS)服務。術語"扇區"可意指一BTS及/或其覆蓋區域(視該術語使用之語境而定)。對於一扇區化小區，彼小區之所有扇區之BTS通常共同位於該小區之基地台內。
終端機120可分散於系統中。一終端機可為靜止或行動的，且亦可稱作使用者設備、行動台、行動設備、存取終端機、台等。一終端機可為行動電話、個人數位助理
(PDA)、無線數據機、無線通信裝置、手持裝置、用戶單元、膝上型電腦、無線電話等。
一系統控制器130可耦接至基地台110，且提供對於彼等基地台之協調及控制。系統控制器130可為單個網路實體或網路實體之集合。
圖2展示系統100中的一基地台110及一終端機120之設計之方塊圖。基地台110配備有可用於在下行鏈路上傳輸資料及在上行鏈路上接收資料之多個(U)天線220a至220u。終端機120配備有可用於在上行鏈路上傳輸資料及在下行鏈路上接收資料之多個(V)天線152a至152v。每一天線可為一實體天線或一天線陣列。
在下行鏈路上，在基地台110處，一傳輸(TX)資料及引導處理器214自一資料源212接收資料、處理(例如格式化、編碼、交錯及符號映射)資料且產生資料符號。處理器214亦如下述產生引導符號且將引導及資料符號提供至一TX空間處理器216。如本文所使用，資料符號係用於資料之符號，引導符號係用於引導之符號，零符號係零值信號，且一符號通常為一複合值。該等資料符號可為來自諸如PSK或QAM之調變機制之調變符號。引導係為發射台及接收台事先已知之資料。處理器216多工該等引導及資料符號、執行發射器空間映射(若適用)且提供U個輸出符號流至U個調變器(MOD)218a至218u。每一調變器218對其輸出符號流執行調變(例如，用於OFDM、SC-FDM等)以產生輸出碼片，且進一步處理(例如，數位類比轉換、類比濾
波、放大及增頻轉換)該等輸出碼片以產生下行鏈路信號。來自調變器218a至218u之U個下行鏈路信號分別經由U個天線220a至220u發射。
在終端機120處，V個天線252a至252v接收U個下行鏈路信號，且每一天線252將所接收信號提供至一各別解調變器(DEMOD)254。每一解調變器254處理(例如濾波、放大、降頻轉換及數位化)其所接收信號以獲得樣本，且進一步對該等樣本執行解調變(例如用於OFDM、SC-FDM等)以獲得所接收符號。每一解調變器254將所接收資料符號提供至一MIMO偵測器256且將所接收引導符號提供至一頻道處理器284。頻道處理器284基於所接收引導符號估測下行鏈路MIMO頻道響應且將頻道估測提供至MIMO偵測器256。MIMO偵測器256使用該等頻道偵測而在所接收資料符號上執行MIMO偵測，且提供資料符號估測。一RX資料處理器258進一步處理(例如解交錯及解碼)該等資料符號估測且將所解碼資料提供至一資料儲集器260。
在上行鏈路，在終端機120處，來自一資料源272之資料及引導由一TX資料及引導處理器274處理，進一步由一TX空間處理器276處理，且由調變器254a至254v調變且處理以產生V個上行鏈路信號，該等信號經由V個天線252a至252v發射。在基地台110處，該等上行鏈路信號由U個天線220a至220u接收，由解調變器218a至218u處理且解調變，由一MIMO偵測器232偵測且進一步由一RX資料處理器234處理以恢復由終端機120發送之資料。頻道處理器244基於
所接收引導符號來估測上行鏈路MIMO頻道響應且將頻道估測提供至MIMO偵測器232以用於MIMO偵測。
控制器/處理器240及280分別控制基地台110及終端機120處之操作。記憶體242及282儲存分別用於基地台110及終端機120之資料及程式碼。
本文所描述之技術可配合各種副載波結構一起使用。以下描述假定總數K個副載波可用於傳輸，且被指派指數0至K-1。
圖3A展示一可用於IFDM或分佈OFDM資料傳輸之IFDM引導副載波結構300。在副載波結構300中，該總數K個副載波經配置成T個不相交或非重疊組，使得每一組含有均勻分佈於總數K個副載波上之L'個副載波，其中T及L'為經適當選定之整數值。每一組中的連續副載波以T個副載波間隔開，其中K=T．L'。因此，組i
含有副載波i
, T+i
, 2T+i
,…, (L'-1)．T+i
，其中i {0,…, T-1}。
圖3B展示一可用於LFDM或區域化OFDM資料傳輸之IFDM引導副載波結構310。在副載波結構310中，該總數K個副載波經配置為G個不相交群，使得每一群含有N"=K/G個連續副載波，其中N"及G為經適當選定之整數值。因此群0包括副載波0至副載波N"-1、群1包括副載波N"至副載波2N"-1等等，且群G-1包括副載波K-N"至副載波K-1。
每一群中N"個副載波可經配置為T個不相交組，使得每一組含有均勻分佈於彼群中N"個副載波上之L"個副載波，其中N"=L"．T。因此每一群中的N"個副載波可以類似於如
以上圖3A中描述之方式配置。圖3B展示副載波群1之T組副載波。
大體而言，任何副載波結構可用於下行鏈路及上行鏈路上之引導及資料傳輸。舉例而言，副載波結構300可用於下行鏈路，而副載波結構310可用於上行鏈路。亦可使用其他副載波結構。在每一鏈路上，可使用相同或不同副載波結構發送引導及資料。
一發射台可使用諸如分時多工(TDM)、時域分碼多工(TD-CDM)、OFDM、IFDM、FD-CDM等之各種多工機制經由多個(T)發射天線而發射引導。一接收台可經由多個(R)接收天線接收該引導，且可基於所接收引導而估測MIMO頻道響應以及背景雜訊及干擾。對於下行鏈路，該發射台可為基地台110，該接收台可為終端機120，T可等於U，且R可等於V。對於上行鏈路，該發射台可為終端機120，該接收台可為基地台110，T可等於V，且R可等於U。對於該T個發射天線中之每一者，用於MIMO傳輸之引導可包含一不同引導序列。引導序列為視用於引導之多工機制而定可在時域或頻域中發送之已知符號之序列。
對於TDM引導，為引導指定之時間間隔可劃分為可指派給T個發射天線之T個時間區段。在指派至每一天線之時間區段中，發射台可自彼天線發送一引導傳輸。來自每一天線之引導傳輸可為任何引導序列，且可附加一循環字首以對抗由多路徑頻道中的延遲擴展引起之頻率選擇衰域。一循環字首亦稱作一保護區間、一序文等。循環字首長度可
基於所期望延遲擴展而加以選擇。亦可使用一唯一字代替循環字首。該接收台可使用時域RAKE處理(通常用於CDMA系統中)或頻域處理來估測MIMO頻道響應及雜訊。雜訊估測可能微不足道，因為在任何給定時間區段中引導係僅自一個發射天線發送，且不存在來自其他發射天線之干擾。來自其他發射台之發射器間引導干擾可藉由對於不同發射台使用不同引導擾頻序列而得以抑制。
對於TD-CDM引導，T個不同正交序列可被指派至該T個發射天線且用於實現時域中之正交性。藉由使用用於彼天線之正交序列倍增一時域基頻序列，該發射台可為每一發射天線產生一時域引導序列。然後該發射台可基於天線之時域引導序列為每一發射天線產生一引導傳輸。來自每一發射天線之引導傳輸可能觀測不到由於資料流之多路徑干擾，但可能觀測到由於來自其他發射天線之引導傳輸的多路徑干擾。接收台可使用時域RAKE處理來估測MIMO頻道響應，由於使用指派至該T個發射天線之正交序列，該時域RAKE處理可利用在該T個引導傳輸之間的正交性。在無來自所觀測到的資料流之干擾的條件下，該發射台可估測雜訊。發射器間引導干擾可藉由對於不同發射台使用不同引導擾頻序列而得以抑制。
對於OFDM及IFDM引導，N個副載波可用於引導傳輸且可經配置為T個不相交組，例如圖3A或圖3B中所示，其中每一組包括L個副載波，其中N=T．LK。在圖3A中，N可等於K，且L可等於L'。在圖3B中，N可等於N"，且L可等
於L"。在任何情況下，每一組中的L個副載波可均勻分佈於該N個副載波上以允許接收台在所有N個副載波之間取樣頻譜，其可改良頻道及雜訊估測效能。該T個發射天線中之每一者可被指派該T個副載波組中之一不同者。
對於OFDM引導，發射台可自每一發射天線在頻域中在一組指派至彼天線之L個副載波上發送一引導傳輸。對於每一發射天線，該發射台可將L個引導符號映射至經指派組中之L個副載波，將零符號映射至其餘的K-L個副載波，且基於所映射引導及零符號而產生一OFDM符號。來自該T個發射天線之T個引導傳輸佔用不同副載波，且因此在頻率上為正交。接收台可使用頻域處理基於所接收引導符號執行頻道及雜訊估測。頻道及雜訊估測未經受天線間干擾，因為在該T個引導傳輸之間實現了正交性。然而，OFDM之缺陷為高峰均功率比(PAPR)，其意謂OFDM波形之功率峰值對功率均值之比率在時域中可能為高。用於每一發射天線之引導符號可經產生或選擇以使得該PAPR盡可能低。發射器間干擾經由適當的引導規劃、跳頻等可得到緩解。
對於IFDM引導，發射台可自每一發射天線在時域中在一組指派至彼天線之L個副載波上發送一引導傳輸。對於每一發射天線，該發射台可將L個引導符號自時域轉換至頻域，將L個經轉換符號映射至經指派組中的L個副載波，將零符號映射至剩餘的K-L個副載波且基於經映射轉換之符號及零符號產生一IFDM符號。來自該T個發射天線之T
個引導傳輸佔用不同副載波，且因此在頻率上為正交。接收台可使用頻域處理基於所接收引導符號來執行頻道及雜訊估測。頻道及雜訊估測未經受天線間干擾，因為在該T個引導傳輸之間實現了正交性。此外，可藉由使用時域中具有恆定振幅之引導符號而避免高PAPR。可藉由如下述適當產生引導符號而實現良好頻道估測效能。扇區間干擾可經由適當的引導規劃、跳頻等而得到緩解。
對於FD-CDM引導，T個不同正交序列可被指派至該T個發射天線且用於實現頻域中之正交性。藉由使用用於每一天線之正交序列倍增一頻域基頻序列，該發射台可為彼發射天線產生一頻域引導序列。然後該發射台可基於天線之頻域引導序列為每一發射天線產生一引導傳輸。由於使用不同正交序列，來自該T個發射天線之T個引導傳輸在一多路徑頻道中可幾乎為正交。該接收台可基於所接收引導符號使用頻域處理(例如，以與OFDM及IFDM引導類似之方式)而執行頻道及雜訊估測。
以下進一步詳細描述用於引導之若干多工機制。
一IFDM引導可在T個不相交副載波組上(例如，如圖3A或圖3B中所示)自T個發射天線被發送，一組L個副載波用於一發射天線。可使用一具有良好特性之基頻序列來產生該IFDM引導。舉例而言，該基頻序列可經選定以具有良好時間特性(例如，一恆定時域包封)及良好頻譜特性(例如，扁平頻譜)。此等良好時間及頻譜特性可經由使用各
種CAZAC(恆定振幅零自相關)序列而獲得。某些實例性CAZAC序列包括Chu序列、Frank序列、廣義頻擾(GCL)序列、Golomb序列、P1、P3、P4及Px序列等。
在一個設計中，一長度為L之Chu序列c L
(n
)用作IFDM引導之基頻序列。此Chu序列可表示為：
其中λ為一頻率遞增指數，其經選定使得λ及L為互質數且具有一最大公分母1。L為基頻序列長度，且可對應於指派給用於引導傳輸之每一發射天線之副載波數。L可為一質數(例如，L=257)，其可為藉由L-1個不同λ值所產生之Chu序列提供良好交叉相關特性。L亦可基於由每一發射天線用於引導傳輸之副載波數而選定(例如L=256)。
在方程式(1)及(2)中，λ可用作一發射器特定值或碼以區別來自不同發射台的該等引導，如下述。基於序列長度L可為λ確定一組值。舉例而言，對於序列長度L=7，該組可包括λ值為1、2、3、4、5及6。不同λ值可指派至不同發射台，例如，下行鏈路上之不同基地台或上行鏈路上之不同終端機。由於若兩個λ值之間的差與L互質，使用不同λ值產生之兩個基頻序列具有最小交叉相關，在該情況下由具有不同λ值之不同發射台發送之引導彼此干擾最小。
該Chu序列具有一恆定時域包封，從而導致該引導之
PAPR較低。該Chu序列亦具有一扁平頻譜，該扁平頻譜可改良頻道估測效能，尤其當頻道譜密度之分佈未知時。
在另一設計中，對該Chu序列c L
(n
)執行一L-point離散傅立葉反轉換(IDFT)以獲得一具有L個符號之經轉換序列C L
(k
)。然後將該經轉換序列用作基頻序列。
在又一設計中，將一在時域中具有良好自相關及交叉相關特性及低PAPR特性之偽隨機數(PN)序列pn
(n
)用作基頻序列。可以技術中任何已知之方式導出該PN序列，例如，基於一多項式產生器或使用對於長度為L之所有可能序列之竭盡式搜尋。其他序列亦可用作該基頻序列。
可以各種方式產生用於該T個發射天線之IFDM引導。在一個機制中，該基頻序列被複製T次且經串連以獲得一擴展基頻序列，如以下：
其中b L
(n
-i
．L)為延遲i
．L個樣本之基頻序列，及b ext
(n
)為長度為N之擴展基頻序列。
長度為L之該基頻序列b L
(n
)可等於(a)Chu序列，使得b L
(n
)=c L
(n
)，(b)PN序列，使得b L
(n
)=pn
(n
)，或(c)某些其他序列。在方程式(3)中，該基頻序列b L
(n
)之T個複本經延遲且配置使得第i
個序列之開始緊隨第(i
-l)個序列之末尾。該T個經延遲序列被求和以獲得長度為N之擴展基頻序列b ext
(n
)。
可根據下式為每一發射天線產生一引導序列：
其中p i
(n
)為用於發射天線i
之引導序列。方程式(4)對該擴展基頻序列中之N個樣本應用一線性相位斜坡。對於不同發射天線，該相位斜坡之斜率係不同。
該基頻序列b L
(n
)含有L個時域樣本且佔用L個連續副載波。該基頻序列之複製T次導致該擴展基頻序列b ext
(n
)佔用頻域中每第T個副載波，其中零用於連續經佔用副載波之間的T-1個副載波。方程式(4)中以e j
2πin/N
之倍增有效地在頻域中將發射天線i
之引導序列移位i
個副載波。用於T個天線之T個引導序列被以不同數目之副載波移位且因此在頻域中正交，其中每一引導序列佔用一不同組L個副載波，例如圖3A或圖3B中所示。
圖4展示一用於產生IFDM引導之過程400。產生用於複數個發射天線之複數個引導序列，其中每一引導序列包含在時域中在一不同組副載波上發送之複數個引導符號(方塊412)。該複數個引導序列可基於λ=1之Chu序列，由一發射器特定之λ值定義的Chu序列、某些其他CAZAC序列、PN序列等而產生。基於該複數個引導序列產生複數個引導傳輸(方塊414)。
圖5展示一用於產生IFDM引導之過程500。過程500包括方塊510及520，分別對應於圖4中方塊412及414。最初產生一長度L之基頻序列(例如，一Chu序列、該Chu序列之一IDFT、一PN序列等)(方塊512)。然後藉由複製且串連該基
頻序列之多個(T)複本而產生一長度為N之擴展基頻序列(方塊514)。藉由如方程式(4)中所示應用一不同相位斜坡至該擴展基頻序列而為每一發射天線產生一引導序列(方塊516)。藉由附加一長度為C之循環字首至用於每一發射天線之引導序列，可為彼天線產生一長度為N+C之引導傳輸(方塊520)。藉由複製該引導序列之最後C個樣本且將此等C個樣本附加至該引導序列之開始處而實現循環字首插入。亦可基於該引導序列以其他方式產生該引導傳輸，例如該引導序列可作為引導傳輸直接提供而無任何循環字首。
在另一用於為該T個發射天線產生IFDM引導之機制(該機制可用於包括圖3A及圖3B中所示結構之任何副載波結構)中，最初產生一具有L個引導符號之時域基頻序列(例如，一Chu序列)。然後對該時域基頻序列執行一L-point離散傅立葉轉換(DFT)以獲得一具有L個經轉換符號之頻域基頻序列。對於每一發射天線，將L個經轉換符號映射至經指派至彼天線之L個副載波，且將N-L個零符號映射至剩餘的副載波。然後對該N個經轉換符號及零符號執行N-pointIDFT以獲得一具有N個樣本之時域引導序列。可附加一循環字首至此引導序列以獲得用於該發射天線之引導傳輸。用於該T個發射天線之IFDM引導亦可以其他方式產生。
大體而言，藉由基於適當方程式(例如上述)確定用於該引導序列/傳輸之符號或樣本可產生一引導序列或一引導傳輸。亦可預計算一引導序列或一引導傳輸且將其儲存在
記憶體中。在此情況下，無論何時需要，可直接藉由自該記憶體中讀取而產生引導序列或引導傳輸。因此術語"產生"可包括獲得引導序列或引導傳輸之任何操作(例如，計算、記憶體擷取等)。
對於IFDM引導，來自該T個發射天線之T個引導傳輸在頻率上不相交且因此在多路徑頻道中正交。若使用一在時域中具有恆定包封之引導序列，則PAPR係低的。此外，若使用諸如一Chu序列之CAZAC序列，則引導能量均勻分佈於頻率中，此可簡化頻道及雜訊估測同時提供良好效能。
一FD-CDM引導可在相同組N個副載波上自該T個發射天線發送。然而，來自每一天線之引導傳輸在頻域中以一不同正交序列倍增。可使用一具有良好特性之基頻序列產生FD-CDM引導。
在一個設計中，一長度為N之Chu序列c N
(n
)被用作該FD-CDM引導之時域基頻序列。此Chu序列(其中N為偶數)可表示為：
可對該Chu序列c N
(n
)執行一N-point IDFT以獲得一具有N個符號之經轉換Chu序列C N
(k
)。該經轉換Chu序列可用作一頻域基頻序列B N
(k
)。在另一設計中，該Chu序列c N
(n
)直接用作該頻域基頻序列。在又一設計中，一長度為N之PN
序列PN
(k
)用作該頻域基頻序列。其他序列亦可用作該基頻序列。大體而言，該長度為N之頻域基頻序列B N
(k
)可等於(a)Chu序列，使得B N
(k
)=c N
(n
)，其中n
=k
，(b)經轉換之Chu序列，使得B N
(k
)=C N
(k
)，(c) PN序列，使得B N
(k
)=PN
(k
)，或(d)某些其他序列。
用於該T個發射天線之FD-CDM引導可以各種方式產生。在一個機制中，可根據下式為每一發射天線產生一頻域引導序列：
其中W i
(k
)為一用於發射天線i
之正交序列，且(k
)為一用於發射天線i
之頻域引導序列。
大體而言，各種正交序列可用於方程式(6)中之W i
(k
)。舉例而言，該等正交序列可為來自一哈德碼得矩陣(Hadamard matrix)之沃爾什序列、來自一傅立葉矩陣之序列等。該等正交序列亦可具有等於或長於T且為N之整除數之任一長度。在一個設計中，該等正交序列可根據下式定義：
對於i
=0,…, T-1，基於方程式(7)可產生T個正交序列。此等正交序列具有長度N而週期為T，且因此每T個符號重複一次。對此等正交序列之使用未增加時域PAPR及頻域PAPR，此為吾人所期望。
然後可根據下式產生每一發射天線之頻域引導序列：
方程式(8)基本上使用正交序列(對於每一發射天線其頻率不同)調變該頻域基頻序列。可見，以e j2πik/T
調變該頻域基頻序列等效於將相應時域基頻序列循環移位L．i
個樣本。然後可根據下式產生每一發射天線之時域引導序列：
其中b N
(n
)為一長度為N之時域基頻序列，且(n
)為一用於發射天線i
之時域引導序列。
該時域基頻序列b N
(n
)可等於(a)Chu序列，使得b N
(b
)=c N
(n
)，(b)PN序列，使得b N
(n
)=pn
(n
)，或(c)某些其他序列。方程式(9)中之循環移位係藉由取該時域基頻序列之最後L．i
個樣本且將此等L．i
個樣本附加至該基頻序列之開始處而實現。對於不同的發射天線，循環移位不同數目之樣本。詳言之，對於發射天線0，循環移位0個樣本，對於發射天線1，循環移位L個樣本，等等，且對於發射天線T-1，循環移位(T-1)．L個樣本。
圖6展示用於FD-CDM引導之T=4個發射天線之實例性引導序列及引導傳輸。發射天線0之引導序列等於該基頻序列b N
(n
)。發射天線1之引導序列等於循環移位L個樣本之基頻序列。發射天線2之引導序列等於循環移位2L個樣本之基頻序列。發射天線3之引導序列等於循環移位3L個樣本之基頻序列。每一發射天線之引導傳輸係藉由附加一循環字首至彼發射天線之引導序列而產生。
圖7展示一用於產生FD-CDM引導之過程700。基於一基頻序列(例如一諸如一由一發射器特定之λ值定義之Chu序列之CAZAC序列)之FD-CDM，產生用於複數個發射天線之複數個引導序列(方塊710)。基於該複數個引導序列產生複數個引導傳輸(方塊720)。該等引導傳輸可在下行鏈路上發送，且相鄰基地台可被指派不同的發射器特定值。該等引導傳輸亦可在上行鏈路上發送，且不同終端機可被指派不同的發射器特定值。
圖8展示一用於產生FD-CDM引導之過程800。過程800包括方塊810及820，其分別對應於圖7中方塊710及720。起初產生一長度為N之時域基頻序列(例如，一由一發射器特定值定義之Chu序列、一PN序列等)(方塊812)。然後藉由循環移位該時域基頻序列L．i
個樣本而為每一發射天線i
產生一時域引導序列(方塊814)。時域中之循環移位實現與方程式(7)中所示之正交序列之頻域倍增。藉由附加一長度為C之循環字首至用於每一發射天線之時域引導序列，可為彼天線產生一長度為N+C之引導傳輸(方塊820)。
在另一用於為該T個發射天線產生FD-CDM引導之機制(該機制可配合任何正交序列而使用且可用於任何副載波結構)中，起初產生一長度為N之時域基頻序列(例如，一由一發射器特定值定義之Chu序列)且使用一N-point DFT加以轉換以獲得一頻域基頻序列。對於每一發射天線，使用一經指派至彼天線之正交序列倍增該頻域基頻序列以獲得一中間序列。然後對該中間序列執行N-point IDFT以獲
得一長度為N之時域引導序列。可附加一循環字首至該時域引導序列以獲得用於該發射天線之引導傳輸。亦可以其他方式產生用於該T個發射天線之FD-CDM引導。
對於具有Chu序列之IFDM及FD-CDM引導，可將不同λ值指派至不同發射台以降低引導干擾且輔助該等接收台自不同發射台獲取引導。在下行鏈路上，可將不同λ值指派至相鄰基地台或BTS，每一基地台或BTS一個λ值。藉由所指派之λ值(例如上述)，每一基地台或BTS可為其U個天線產生U個引導傳輸。一終端機可自多個基地台接收引導傳輸，且可基於指派至基地台或BTS之λ值而偵測且區別來自每一基地台之引導傳輸。在上行鏈路上，可將不同λ值指派至不同終端機(其可同時發送引導傳輸至同一基地台或BTS)，每一終端機一個λ值。藉由所指派之λ值(例如上述)，每一終端機可為其V個天線產生V個引導傳輸。該基地台可自多個終端機接收引導傳輸，且可基於指派至終端機之λ值而偵測且區別來自每一終端機之引導傳輸。
希望來自不同發射台(例如，下行鏈路上之不同基地台或上行鏈路上之不同終端機)之引導序列具有盡可能低的交叉相關。用於IFDM引導之長度為L之引導序列或用於FD-CDM引導之長度為N之引導序列可經使用不同λ值而產生。可對於不同時間位移而確定此等引導序列之間的交叉相關。可選擇使用一組λ值，其中在其引導序列之間的交叉相關小。
亦可使用不同λ值以支援上行鏈路上的分域多工
(SDM)。舉例而言，同時向一給定基地台傳輸之多個終端機可被指派不同λ值。每一終端機可基於其所指派λ值產生其引導傳輸。或者，同時向基地台傳輸之多個終端機可被指派相同λ值但不同正交序列或循環位移。每一終端機可基於該共同λ值及其所指派正交序列或循環位移而產生其引導傳輸。
大體而言，使用TDM、FDM等，發射台可實現引導及資料之間的正交性。對於TDM，發射台可在某些時間間隔內發送引導，而在其他時間間隔內發送資料。對於FDM，發射台可在某些副載波上發送引導，而在其他副載波上發送資料。使用上述多工機制中之任一者，發射台可實現來自該T個發射天線之引導傳輸之間的正交性。發射台可使用一第一多工機制自T個發射天線發送引導，而使用一第二多工機制自該T個天線發送資料。大體而言，該第一多工機制可與該第二多工機制相同或不同。
圖9展示一用於使用不同多工機制發送引導及資料之過程900。基於一第一多工機制，產生用於複數個發射天線之複數個引導傳輸(方塊912)。基於一不同於該第一多工機制之第二多工機制，產生用於該複數個發射天線之複數個資料傳輸(方塊914)。使用TDM，可在一第一時間間隔內發送複數個引導傳輸，而在一第二時間間隔內發送複數個資料傳輸(方塊916)。使用FDM，亦可在一第一組副載波上發送該複數個引導傳輸，而在一第二組副載波上發送該
複數個資料傳輸。
該第一多工機制可為OFDM，且該第二多工機制可為SC-FDM(例如，IFDM或LFDM)、TD-CDM、SDM等。該第一多工機制可為SC-FDM(例如IFDM)，且該第二多工機制可為OFDM、TD-CDM、SDM等。該第一多工機制可為FD-CDM，且該第二多工機制可為OFDM、SC-FDM、TD-CDM、SDM等。該第一及第二多工機制亦可為多工機制之其他組合。
該第一多工機制可經選定以在實現MIMO傳輸之良好頻道及雜訊估測效能的同時減少引導附加項。該第二多工機制可經選定以實現在單個終端機之不同流之間或不同終端機之間的資料傳輸之良好效能。使用用於頻道估測及資料偵測之頻域處理，易於支援用於引導及資料之不同多工機制，如下述。
接收台可自發射台接收引導傳輸，且可基於所接收引導傳輸而以各種方式執行頻道估測。對於不同引導多工機制，可以不同方式執行頻道估測。以下描述若干實例頻道估測技術。
對於IFDM引導，該接收台可經由R個接收天線獲得R個所接收引導傳輸，且可移除每一所接收引導傳輸中之循環字首以獲得N個時域樣本。然後接收台可使用N-point DFT轉換每一發射天線之N個時域樣本以獲得用於IFDM引導之N個副載波之N個所接收符號。來自每一接收天線之所接
收符號可表示為：
其中P i
(k
)為來自發射天線i
在副載波k
上所傳輸之符號，H ij
(k
)為一自發射天線i
至接收天線j
在副載波k
上之複合頻道增益，R j
(k
)為來自接收天線j
在副載波k
上之所接收符號，及N j
(k
)為在副載波k
上接收天線j
之雜訊。
P i
(n
)為一可藉由對發射天線i
之時域引導序列P i
(k
)執行N-point DFT而獲得之頻域引導序列。
如方程式(10)所示，自接收天線j
所接收之符號R i
(k
)包含由該T個發射天線與接收天線j
之間的頻道增益H ij
(k
)加權之T個傳輸符號P i
(k
)之總和。該所接收符號R j
(k
)進一步被雜訊N j
(k
)降級。對於IFDM引導，每一發射天線i
被指派一不同子組之N個副載波。因此自發射天線i
所傳輸之符號P i
(k
)僅對於指派至天線i
之L個副載波為非零。
在一個設計中，基於最小平方技術估測該等頻道增益，如以下：
其中 i
,j
(k
．T+i
)為在發射天線i
與接收天線j
之間的副載波k
．T+i
之頻道增益估測，其為H ij
(k
．T+i
)之估測。由於每一發射天線被指派一不同組之L個副載波，方程式(11)藉由將自指派至天線i
之L個副載波所接收之符號除以自天線i
所
傳輸之符號而導出每一發射天線i
之頻道增益估測。
在另一設計中，基於最小均方誤差(MMSE)技術估測該等頻道增益，如以下：
其中(k
．T+i
)為副載波k
．T+i
之雜訊N j
(k
．T+i
)之方差。對於Chu序列，方程式(12)中之∣P i
(k
．T+i
)∣2
=1及分母可以1+(k
．T+i
)代替。
基於方程式(11)或(12)或其他方程式可為每一對發射天線i及接收天線j
之每一副載波k
導出一頻道增益估測。可為所有T個發射天線及R個接收天線獲得T．R組頻道增益估測，每一發射接收天線對一組頻道增益估測，其中每一組包括用於L個副載波之L個頻道增益估測。可使用L-point IDFT來轉換每一組頻道增益估測以獲得具有L個分支(tap)之相應頻道脈衝響應估測，如以下：
其中 i,j
()為發射天線i
與接收天線j
之間的頻道脈衝響應估測。亦可使用最小平方、MMSE、健壯MMSE或此項技術中已知之其他技術而自該等頻道增益估測獲得頻道脈衝響應估測。
可對每一頻道脈衝響應估測之L個頻道分支執行各種類型的後處理，諸如截斷、定限、分支選擇等。對於截斷，
最初Q個頻道分支被保留，且餘下L-Q個頻道分支被清除(zero out)，其中可基於該無線頻道之預期延遲擴展而選定Q。對於定限，具有低於一臨限值之量值之頻道分支被清除，其中該臨限值可為一固定值或全部L個頻道分支之總能量之特定百分比。對於分支選擇，保留B個最佳頻道分支，且清除所有其他頻道分支，其中B可為一固定值或一基於SNR等所確定之可組態值。
繼完成後處理之後，可使用N-L個零填補每一發射接收天線對之L分支頻道脈衝響應估測。然後可對該經零填補之頻道脈衝響應估測執行N-point DFT以獲得用於該發射接收天線對之N個副載波之N個頻道增益估測。該等頻道增益估測可用於所接收資料符號之MIMO偵測及/或其他用途。
對於FD-CDM引導，自每一接收天線接收之符號可表示為：
其中 j
(k
)為自接收天線j
在副載波k
上所接收之符號。
在一個設計中，基於最小平方技術估測該等頻道增益，如以下： j
(k
)=Nj
(k
)/(k
)為經處理之雜訊。
H inf
,j
(k
)係由於來自其他T-1個發射天線之引導傳輸的由發射天線i
之頻道增益估測 i
,j
(k
)觀測到之干擾。對於方程式(7)中所示之正交序列，自每一發射天線m
對發射天線i
之干擾可表示為：
方程式(17)之N-point IDFT可表示為：
方程式(17)及(18)表示自發射天線m
對發射天線i
之干擾係發射天線m
之經移位(m
-i
)．L個分支的頻道脈衝響應h mj
()。h mj
()中之位移量等於發射天線m
及i
之循環位移之差。因此L應大於該無線頻道之期望延遲擴展。於是方程式(15)之N-point IDFT可表示為：
方程式(19)及(20)表示發射天線i
與接收天線j
之間的頻道脈衝響應估測 i
,j
()包括所要頻道脈衝響應h i
,j
()加上其他T-1個發射天線之T-1個時間移位頻道脈衝響應。因此可藉由
保留該第一L個頻道分支(其包含發射天線i
之h i
,j
())且拋棄餘下N-L個頻道分支(其包含其他T-1個發射天線之h mj
())而在時域中執行方程式(6)中之其他引導序列之移除。
對於一具有扁平頻譜之Chu序列之最小平方技術，繼移除該經轉換Chu序列之相位之後，可對N個副載波之N個所接收符號 j
(k
)執行N-point IDFT以獲得N個頻道分支。對於其他無扁平頻譜之基頻序列(例如，一PN序列)，該等所接收符號 j
(k
)可除以頻域基頻序列B N
(k
)且然後藉由N-pointIDFT加以轉換以獲得N個頻道分支。對於方程式(7)中所示之正交序列，該第一L個頻道分支可被提供為發射天線0之頻道脈衝響應估測 0,j
()，下一L個頻道分支可被提供為發射天線1之頻道脈衝響應估測 l,j
()，等等，且最後L個頻道分支可被提供為發射天線T-1之頻道脈衝響應估測 T-1,j
()。
在另一設計中，基於MMSE技術估測該等頻道增益，如以下：
可對來自方程式(21)之N個頻道增益估測執行N-point IDFT，以為T個發射天線獲得用於T個頻道脈衝響應估測之N個頻道分支，如上述。
大體而言，可基於最小平方技術、MMSE技術或一些其他技術，藉由頻域基頻序列B N
(k
)處理每一接收天線j
之自N個副載波所接收之N個符號 j
(k
)以獲得N個初始頻道增益估測 i,j
(k
)。對於每一發射天線，可在頻域中以正交序列W i
(k
)
倍增該N個初始頻道增益估測，以獲得用於彼發射天線之L個頻道增益估測。用於每一發射天線之該L個頻道增益估測可藉由L-point IDFT加以轉換，以獲得一用於彼發射天線之L分支頻道脈衝響應估測 i,j
()。或者，如上述，在該時域中可執行其他引導序列之移除。在任何情況下，可對每一發射天線之L分支頻道脈衝響應估測執行後處理(例如截斷、定限、分支選擇、零填補等)以獲得N分支經零填補之頻道脈衝響應估測，然後該頻道脈衝響應估測可經使用一N-point DFT加以轉換，以獲得用於彼發射天線之N個副載波之N個最終頻道增益估測。視用於該FD-CDM引導之頻域基頻序列B N
(k
)及正交序列W i
(k
)而定，可以不同方式執行該處理。亦可以其他方式執行頻道估測。
可基於所接收符號及頻道增益估測而對每一副載波之背景雜訊及干擾進行估測。對於IFDM引導，可根據下式對每一副載波k
之雜訊及干擾進行估測：
其中 ,j
(k
)為接收天線j
在副載波k
上之雜訊及干擾之所偵測方差。對於FD-CDM引導可以類似方式估測雜訊及干擾，雖然R j
(k
)被 j
(k
)替代，且P i
(k
)被 i
(k
)替代。該雜訊及干擾估測 ,j
(k
)可在R個接收天線之間經平均以獲得用於每一副載波k
之雜訊及干擾估測(k
)，該估測可用於MIMO偵測及/或其他用途。該雜訊及干擾估測(k
)亦可在所有副載波之間及時間上經平均以獲得一長期雜訊及干擾估測，該
估測可用於估測操作條件及/或其他用途。
接收台可基於諸如MMSE技術、逼零(ZF)技術、最大比例結合(MRC)技術、空間頻率等化技術等之各種MIMO偵測技術來恢復由發射台發送之資料符號。對於每一副載波k，自該R個接收天線所接收之資料符號可表示為：
其中 r
(k
)為自該R個接收天線所接收符號之R×1向量， x
(k
)=[X 0
(k
)…X T-1
(k
)] T
為自該T個發射天線所傳輸符號之T×1向量，其中" T
"表示一轉置， h i
(k
)=[H i
,0
(k
)…H i
,R-1
(k
)] T
為發射天線i
之頻道增益之R×1向量， H
(k
)=[ h 0
(k
)… h T-1
(k
)]為R×T MIMO頻道響應矩陣，且 n
(k
)為雜訊之R×1向量。
所傳輸符號X i
(k
)可為頻域中使用OFDM發送之資料符號或時域中使用SC-FDM發送之資料符號之DFT。可基於所接收引導傳輸來估測 h i
(k
)及 H
(k
)中之頻道增益，如上述。
可根據下式基於MMSE、ZF及MRC技術導出等化器係數：
其中(k
)為發射天線i
之MMSE等化器係數之1×R向量，(k
)為發射天線i
之ZF等化器係數之1×R向量，(k
)為發射天線i
之MRC等化器係數之1×R向量，S i
(k
)=E
{∣X i
(k
)∣2
}為自天線i
發送之X i
(k
)之功率譜，Ψ i
(k
)為天線i
之R×R之雜訊及干擾協方差矩陣，及" H
"表示一共軛轉置。
該雜訊及干擾協方差矩陣可表示為：
其中 R
(k
)=E
{ n
( k
)． n H
(k
)}為R×R雜訊協方差矩陣，且E
{ }為一預期運算。
對於空間及頻譜不相關之雜訊，該雜訊協方差矩陣可近似為 R
(k
)=(k
)． I
，其中 I
為一單位矩陣。亦可基於方程式(22)估測 R
(k
)。
可根據下式執行每一發射天線i
之MIMO偵測：
其中Y i
(k
)為自發射天線i
發送之X i
(k
)之一偏估測，B i
(k
)=(k
)． h i
(k
)為X i
(k
)之一按比例調整因子，及V i
(k
)為X i
(k
)之後偵測雜訊及干擾。
每一發射天線i
之所偵測符號則可表示為：
若該等資料符號係在頻域中藉由OFDM發送，則所偵測
符號 i
(k
)可直接作為資料符號估測而提供。若該等資料符號係在時域中使用SC-FDM發送，則可使用IDFT轉換該等所偵測符號以獲得資料符號估測。
熟習此項技術者將瞭解，可使用各種不同技術及方法中之任一者代表資訊及信號。舉例而言，在以上描述過程中可引用之資料、指令、命令、資訊、信號、位元、符號及碼片可由電壓、電流、電磁波、磁場或粒子，光場或粒子或其任何組合來代表。
彼等熟習此項技術者將進一步理解，結合本文揭示案描述之各種說明性邏輯塊、模組、電路及演算法步驟可實施為電子硬體、電腦軟體或兩者之組合。為了清晰地說明此硬體及軟體之可互換性，以上已大致關於其功能性對各種說明性組件、區塊、模組、電路及步驟進行了描述。此功能性建構為硬體抑或軟體係視施加於整個系統上之特定應用及設計限制而定。熟習此項技術者可以變化方式針對每一特定應用實施所描述之功能性，但此實施決策不應導致脫離本揭示案之範疇。
結合本文揭示案描述之各種說明性邏輯塊、模組，及電路可藉由通用處理器、數位信號處理器(DSP)、特殊應用積體電路(ASIC)、場可程式化閘陣列(FPGA)或其他可程式邏輯設備、離散閘或電晶體邏輯、離散硬體組件或經設計以執行本文所述功能之其任一組合而實施或執行。通用處理器可為一微處理器，但或者，該處理器可為任一習知處理器、控制器、微控制器或狀態機。處理器亦可實施為計
算設備之組合，例如，一DSP與一微處理器之組合、複數個微處理器、與DSP核心結合之一或多個微處理器，或任一其他此種組態。
結合本文揭示所描述之方法或演算法的步驟可直接實施於硬體中、由處理器所執行之軟體模組中，或此兩者之組合中。一軟體模組可駐存於RAM記憶體、快閃記憶體、ROM記憶體、EPROM記憶體、EEPROM記憶體、暫存器、硬碟、可抽取碟片、CD-ROM或此項技術中已知之任一其他形式之儲存媒體中。一例示性儲存媒體耦接至處理器以使得該處理器可自儲存媒體讀取資訊或將資訊寫入儲存媒體。或者，儲存媒體可與處理器形成一體。處理器及儲存媒體可駐留於ASIC中。該ASIC可駐留於使用者終端機機中。或者，處理器及儲存媒體可作為離散組件駐留於使用者終端機機中。
本文包括標題以用於參考且輔助某些部分之定位。此等標題並非意欲限制在其下描述之概念之範疇，且此等概念在整個說明書中之其他部分中可具有適用性。
提供對本揭示案之先前描述以使任一熟悉此項技術者能夠製造或使用本揭示案。彼等熟習此項技術者將顯而易見對本揭示案之各種修改，且在不偏離本揭示案之精神或範疇之條件下，本文所定義之通用原則可適用於其他變化。因此，本揭示案並非意欲限於本文所述實例，而應符合與本文所揭示之原則及新穎特徵一致之最廣泛的範疇。
100‧‧‧系統
110‧‧‧基地台
120‧‧‧終端機
130‧‧‧系統控制器
212‧‧‧資料源
214‧‧‧TX資料及引導處理器
216‧‧‧TX空間處理器
218a‧‧‧調變器/解調變器
218u‧‧‧調變器/解調變器
220a‧‧‧天線
220u‧‧‧天線
232‧‧‧MIMO偵測器
234‧‧‧RX資料處理器
236‧‧‧資料儲集器
240‧‧‧控制器/處理器
242‧‧‧記憶體
244‧‧‧頻道處理器
252a‧‧‧天線
252v‧‧‧天線
254a‧‧‧調變器/解調變器
254v‧‧‧調變器/解調變器
256‧‧‧MIMO偵測器
258‧‧‧RX資料處理器
260‧‧‧資料儲集器
272‧‧‧資料源
274‧‧‧TX資料及引導處理器
276‧‧‧TX空間處理器
280‧‧‧控制器/處理器
282‧‧‧記憶體
284‧‧‧頻道處理器
300‧‧‧副載波結構
310‧‧‧副載波結構
400‧‧‧過程
500‧‧‧過程
800‧‧‧過程
900‧‧‧過程
圖1展示一無線多向近接通信系統。
圖2展示一基地台及一終端機之方塊圖。
圖3A及圖3B展示兩個交錯分頻多工(IFDM)引導副載波結構。
圖4及圖5展示兩個用於產生一IFDM引導之過程。
圖6展示用於一FD-CDM引導之來自四個發射天線的引導傳輸。
圖7及圖8展示兩個用於產生該FD-CDM引導之過程。
圖9展示一用於使用不同多工機制發送引導及資料之過程。
400‧‧‧過程
Claims (10)
- 一種在一無線通信系統中用於引導多工之裝置，其包含：至少一個處理器，其經組態以：基於由一發射器特定值所定義之一Chu序列之頻域分碼多工(FD-CDM)而產生用於複數個發射天線之複數個引導序列，每一引導序列包含在時域中在一不同組副載波上發送之複數個引導符號，一組副載波用於該複數個發射天線之每一者；基於該複數個引導序列而產生複數個引導傳輸；及經由該複數個發射天線發送該複數個引導傳輸；及一記憶體，其耦接至該至少一個處理器。
- 如請求項1之裝置，其中該至少一個處理器產生該Chu序列，其如下所示：
- 如請求項1之裝置，其中該至少一個處理器藉由複數次複製一基頻序列而產生一擴展基頻序列，且藉由應用複數個不同相位斜坡至該擴展基頻序列而產生該複數個引導序列。
- 一種在一無線通信系統中用於引導多工之方法，其包含：基於由一發射器特定值所定義之一Chu序列之頻域分 碼多工(FD-CDM)而產生用於複數個發射天線之複數個引導序列，每一引導序列包含時域中在一不同組副載波上發送之複數個引導符號，一組副載波用於該複數個發射天線之每一者；基於該複數個引導序列產生複數個引導傳輸；及經由該複數個發射天線發送該複數個引導傳輸。
- 如請求項4之方法，其中該產生該複數個引導序列包含：藉由複數次複製一基頻序列而產生一擴展基頻序列；及藉由應用複數個不同相位斜坡至該擴展基頻序列而產生該複數個引導序列。
- 一種在一無線通信系統中用於引導多工之裝置，其包含：至少一個處理器，其經組態以：經由複數個接收天線接收複數個引導傳輸，該複數個引導傳輸經由複數個發射天線發送且每一引導傳輸包含在時域中在一不同組副載波上發送之複數個引導符號，一組副載波用於該複數個發射天線之每一者；及處理該複數個所接收引導傳輸以獲得頻道估測；其中針對每一所接收引導傳輸，該至少一處理器係經組態以處理該複數個所接收引導傳輸，其藉由：基於該所接收引導傳輸以導出用於複數個發射天線之複數個頻道脈衝響應估測； 對每一頻道脈衝響應估測執行定限(thresholding)以清除具有低於一臨限值之量值之頻道分支；及基於定限之後的一對應頻道脈衝響應估測而導出用於每一發射天線之頻道增益估測；及一記憶體，其耦接至該至少一個處理器。
- 如請求項6之裝置，其中該至少一個處理器基於該複數個所接收引導傳輸而獲得所接收之符號，獲得用於複數個發射天線之複數個引導序列，且基於該等所接收符號及該複數個引導序列而導出該等頻道估測。
- 如請求項7之裝置，其中對於該複數個所接收引導傳輸之每一者，該至少一個處理器基於該所接收引導傳輸而獲得用於複數組副載波之複數組所接收符號，基於一對應引導序列按比例調整每一組所接收符號以獲得一組經按比例調整符號，且基於一對應組經按比例調整符號而導出用於每一發射天線之該等頻道估測。
- 一種在一無線通信系統中用於引導多工之方法，其包含：經由複數個接收天線接收複數個引導傳輸，該複數個引導傳輸經由複數個發射天線發送且每一引導傳輸包含在時域中在一不同組副載波上發送之複數個引導符號，一組副載波用於該複數個發射天線之每一者；及處理該複數個所接收引導傳輸以獲得頻道估測；其中針對每一所接收引導傳輸，該處理該複數個所接收引導傳輸包含： 基於該複數個所接收引導傳輸以導出用於複數個發射天線之複數個頻道脈衝響應估測；對每一頻道脈衝響應估測定限以清除具有低於一臨限值之量值之頻道分支；及基於定限之後的一對應頻道脈衝響應估測而導出用於每一發射天線之頻道增益估測。
- 如請求項9之方法，其中該處理該複數個所接收引導傳輸包含：基於該複數個所接收引導傳輸而獲得所接收符號；獲得用於複數個發射天線之複數個引導序列；及基於該等所接收符號及該複數個引導序列而導出該等頻道估測。
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