DE102013209708A1

DE102013209708A1 - Verfahren zum Betreiben eines MIMO Radars

Info

Publication number: DE102013209708A1
Application number: DE102013209708.5A
Authority: DE
Inventors: Benedikt Loesch; Kilian RAMBACH; Goetz Kuehnle; Michael Schoor
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2013-05-24
Filing date: 2013-05-24
Publication date: 2014-11-27
Also published as: US20140347211A1; CN109061620A; CN109085566A; CN109085566B; FR3006059B1; CN109061620B; US9448302B2; CN104181517B; FR3006059A1; CN104181517A

Abstract

Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars (100), wobei ein Einfluss einer Objektbewegung auf eine Winkelschätzung im Wesentlichen eliminiert wird, wobei ein Zeitmultiplexschema mit einer Sendereihenfolge und Sendezeitpunkte von Sendern (TX1...TXn) des MIMO-Radars (100) durch ein Optimieren folgender mathematischer Beziehung ermittelt wird:mit den Parametern: d Pulse,opt ... optimierte Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden d Pulse ... Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden t ... Sendezeitpunkte VarS ... Sample-Varianz CovS ... Sample-Kovarianz

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars. Die Erfindung betrifft ferner eine Verwendung eines MIMO-Radars im KFZ-Bereich.
Stand der Technik
In Kraftfahrzeugen werden Radarsysteme eingesetzt, um Entfernungen und Relativgeschwindigkeiten von Objekten in der Nähe der Kraftfahrzeuge zu bestimmen. Die genannten Radarsysteme können benutzt werden, um Komfortfunktionen (wie z. B. Adaptive Cruise Control, ACC) und Sicherheitsfunktionen (wie z. B. den Fahrer in kritischen Situationen zu warnen oder eine Vollbremsung zu veranlassen, wenn ein Zusammenstoß nicht mehr vermieden werden kann), zu realisieren.
Für diese Anwendungen müssen die Entfernung und die Relativgeschwindigkeit der Objekte sowie der Winkel der reflektierten Radarwellen präzise ermittelt werden. Insbesondere die Schätzung des Winkels (engl. DOA direction of arrival) sollte zu diesem Zweck exakt durchgeführt werden. Der zu schätzende Winkel kann dabei ein Azimuth- und/oder ein Elevationswinkel sein. Multiple-Input Multiple-Output (MIMO) Radarsysteme mit mehreren Sende- und Empfangsantennen bieten, verglichen mit konventionellen Single-Input Multiple-Output (SIMO) Radarsystemen, den Vorteil einer größeren virtuellen Apertur bei gleicher oder kleinerer geometrischer Größe. Daher kann mit einem MIMO-Radar normalerweise eine größere Genauigkeit des geschätzten DOA erreicht werden.
Im Allgemeinen verringert sich die Genauigkeit von DOA-Schätzungen in einem MIMO-Radar allerdings, wenn sich das Objekt relativ zum Radar bewegt, weil die Bewegung eine unbekannte Phasenänderung (Dopplerphase) des Basisbandsignals aufgrund des Dopplereffekts erzeugt.
R. Feger, C. Wagner, S. Schuster, S. Scheiblhofer, H. Jäger, A. Stelzer : „A 77-GHz FMCW MIMO Radar based an a SiGe Single-Chip Transceiver" 2009, offenbart ein MIMO-Radar, in dem Empfangs- und Sendeantennen derart positioniert sind, dass wenigstens zwei Antennenelemente eines virtuellen Arrays die gleiche geometrische Position („redundante Position”) aufweisen. Eine unbekannte Phasenänderung (Dopplerphase) des Basisbandsignals aufgrund einer Zielbewegung wird durch Berechnen der Phasendifferenz der Antennenelemente an den redundanten Positionen geschätzt. Die geschätzte Dopplerphase wird danach als Korrektur in einem Algorithmus für die Winkelschätzung benutzt.
Allerdings werden nur Antennenelemente an den redundanten Positionen benutzt, um die unbekannte Dopplerphase zu ermitteln. Danach werden alle Antennenelemente benutzt, um den Winkel, unter dem das Signal ankommt zu ermitteln. Daher hat ein Rauschen der Antennenelemente an den redundanten Positionen einen größeren Einfluss auf die DOA-Schätzung als ein Rauschen an den restlichen Antennenelementen. Abhängig vom verwendeten Zeitmultiplexschema und von der Anordnung der Antennen kann eine DOA-Schätzung eines derartigen Systems sogar schlechter sein als eine Verwendung einer einzelnen Sendeantenne.
M. Wintermantel: „Radar System with Elevation Measuring Capability" 2010, offenbart ein MIMO-Radarsystem mit mehreren Sende- und Empfangsantennen. Die Sendeantennen senden zahlreiche Chirp-Sequenzen von kurzer Dauer, beispielweise 512 oder 1024 Chirps mit einer Dauer von beispielsweise jeweils 10 μs. Die Sender senden dabei sequentiell oder gleichzeitig, aber mit unterschiedlichen Phasenmodulationen. Der Abstand, die Relativgeschwindigkeit und der DOA werden mittels einer dreidimensionalen diskreten Fouriertransformation geschätzt. Das vorgeschlagene System kann allerdings nur ungenaue Winkelschätzungen durchführen und kann zudem mit einem frequenzmodulierten Dauerstrichradar (engl. frequency modulated continuous wave FMCW) mit langen Rampen gar nicht genutzt werden. Darüberhinaus ist die Hardware aufgrund des Chirp-Sequenz Prinzips mit schnellen Frequenzänderungen relativ komplex und aufwendig zu realisieren.
Offenbarung der Erfindung
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars bereitzustellen.
Die Aufgabe wird gemäß einem ersten Aspekt gelöst mit einem Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars, wobei ein Einfluss einer Objektbewegung auf eine Winkelschätzung im Wesentlichen eliminiert wird, wobei ein Zeitmultiplexschema mit einer Sendereihenfolge und Sendezeitpunkten von Sendern des MIMO-Radars durch ein Optimieren folgender mathematischer Beziehung ermittelt wird:
mit den Parametern:

d ^Pulse,opt: optimierte Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden
d ^Pulse: Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden
t: Sendezeitpunkte
Var^S: Sample-Varianz
Cov^S: Sample-Kovarianz

Gemäß einem zweiten Aspekt wird die Aufgabe gelöst mit einem Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars, wobei ein Einfluss einer Objektbewegung auf eine Winkelschätzung im Wesentlichen eliminiert wird, wobei ein Zeitmultiplexschema mit einer Sendereihenfolge und Sendezeitpunkten von Sendern des MIMO-Radars durch ein Optimieren folgender mathematischer Beziehungen ermittelt wird: ICov^WS(d ^Pulse,x, t, ρ)I = minimal ICov^WS(d ^Pulse,y, t, ρ)I = minimal mit den Parametern:

d ^Pulse,x: x-Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden
d ^Pulse,y: y-Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden
t: Sendezeitpunkte
ρ: Sendeenergien
Cov^WS: gewichtete Sample-Kovarianz

w: Gewichtsvektor
E^WS: gewichteter Sample-Mittelwert
⊙: elementweise Multiplikation

Gemäß einem dritten Aspekt wird die Aufgabe gelöst mit einem Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars, wobei ein Einfluss einer Objektbewegung auf eine Winkelschätzung im Wesentlichen eliminiert wird, wobei wenigstens zwei Sender mit unterschiedlichen Aktivierungszeitrahmen verwendet werden, wobei die Sender in ihren Aktivierungszeitrahmen unterschiedlich oft aktiviert werden, sodass für die Aktivierungszeitrahmen ein gemeinsamer Mittenzeitpunkt für die Sender bereitgestellt wird.
Vorteilhaft lässt sich erfindungsgemäß eine verbesserte Winkelschätzung für ein MIMO-Radar durchführen. Beispielsweise kann die Schätzung umso genauer durchgeführt werden, je unkorrelierter einzelne Parameter der obengenannten mathematischen Beziehungen sind. Aufgrund der Tatsache, dass die Sendezeitpunkte für den Dopplereffekt und die Positionen der Sendeantennen für die Winkelschätzung wichtig sind, können sich die genannten Größen, wenn sie unkorreliert sind, gegeneinander nicht beeinflussen. Im Ergebnis kann man vorteilhaft die Winkelschätzung genauso exakt durchführen, wie wenn sich das Ziel bzw. das Objekt nicht bewegen würde. Vorteilhaft kann das erfindungsgemäße Schaltkonzept gemäß dem ersten und zweiten Aspekt für planare Antennen, gemäß dem dritten Aspekt für unterschiedliche Antennentypen bzw. -topologien (beispielsweise für planare Antennen, Linsenantennnen, Antennenarrays, usw.) verwendet werden.
Bevorzugte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Eine bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht vor, dass ein Optimieren folgender mathematischer Beziehungen durchgeführt wird: Cov^WS(d ^Pulse,x, t, ρ) = 0 Cov^WS(d ^Pulse,y, t, ρ) = 0
Auf diese Weise lässt sich ein optimales Schaltkonzept unter Berücksichtigung der Sendeenergien der Sender realisieren, bei dem die Bewegung der Ziele relativ zum Radar völlig ohne Einfluss auf die Winkelschätzung bleibt.
Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht vor, dass einer der Sender jeweils zeitversetzt zum anderen Sender aktiviert wird, wobei der jeweils später aktivierte Sender in einem Randbereich seines Aktivierungszeitrahmens wenigstens einmal weniger aktiviert wird als der andere Sender, wobei der Sender jeweils am Anfang und am Ende seines Aktivierungszeitrahmens gleich oft nicht aktiviert wird.
Dadurch wird vorteilhaft erreicht, dass die beiden Sender den gleichen Beobachtungszeitpunkt haben. Bei einer Äquidistanz der Sendezeitpunkte ist somit eine Fouriertransformation verwendbar, was einen sehr effizienten Auswertealgorithmus ermöglicht. Eine Unsymmetrie der Aktivierungen der Sender innerhalb ihrer Zeitrahmen wird derart eingestellt, dass ein identischer Mittenzeitpunkt erreicht wird.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht vor, dass zur Signalauswertung eine diskrete Fouriertransformation durchgeführt wird, wobei die Abtastwerte des Senders mittels Zero-Paddings auf die Anzahl von Abtastwerten des Senders ergänzt werden, wobei eine Phasendifferenz in den Abtastsignalen der Sender korrigiert wird und wobei mittels eines Amplitudenfaktors die Abtastsignale der Sender angeglichen werden.
Dadurch wird vorteilhaft der fehlende Messwert für die nachfolgende Durchführung der Fouriertransformation bereitgestellt. Auf diese Weise wird vorteilhaft eine effizient zu rechnende Fouriertransformation mit identischen Frequenzbins ermöglicht. Vorteilhaft können auf diese Weise Rechenleistung und Kosten für den Auswertealgorithmus optimiert werden.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht vor, dass für die Signale der Sender eine senderampenbasierte Radarmodulation verwendet wird. Dadurch können für das erfindungsgemäße Schaltkonzept bewährte Modulationsverfahren verwendet werden, welche auf effektive Weise Entfernung und Relativgeschwindigkeit bestimmen können.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht vor, dass zwei Sender oder jeweils Paare von Sendern vorgesehen sind. Vorteilhaft ist das erfindungsgemäße Schaltkonzept besonders effizient bei einer geraden Anzahl von Sendern realisierbar, weil es dadurch besonders einfach möglich ist, die effektiven Beobachtungszeitpunkte übereinanderzulegen.
Die Erfindung wird nachfolgend mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand von mehreren Figuren detailliert beschrieben. Dabei bilden alle beschriebenen oder dargestellten Merkmale für sich oder in beliebiger Kombination den Gegenstand der Erfindung, unabhängig von ihrer Zusammenfassung in den Patentansprüchen oder deren Rückbeziehung, sowie unabhängig von ihrer Formulierung bzw. Darstellung in der Beschreibung bzw. in den Zeichnungen. Auf bereits bekannte Prinzipien eines MIMO-Radars wird nicht näher eingegangen.
In den Figuren zeigt:
1 ein herkömmliches Zeitmultiplexschema für ein MIMO-Radar;
2 ein prinzipielles Verfahren zur Bestimmung einer optimalen Sendereihenfolge für ein MIMO-Radar;
3–7 mehrere Ausführungsformen von erfindungsgemäßen Zeitmultiplexschemata für ein MIMO-Radar;
8 Simulationsergebnisse für das erfindungsgemäße Schaltkonzept;
9 ein weiteres herkömmliches Zeitmultiplexschema;
10 eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Zeitmultiplexschemas;
11 eine prinzipielle Darstellung einer herkömmliche Signalauswertung mittels einer diskreten Fouriertransformation;
12 eine prinzipielle Darstellung einer unkorrigierten Signalauswertung mittels diskreter Fouriertransformation;
13 eine prinzipielle Darstellung einer korrigierten Signalauswertung mittels diskreter Fouriertransformation; und
14 ein prinzipielles Blockschaltbild eines MIMO-Radars, in dem das erfindungsgemäße Schaltkonzept verwendbar ist.
Ausführungsformen der Erfindung
Um die Vorteile von MIMO-Radar ausnutzen zu können, sollten die verwendeten Sendesignale vorzugsweise orthogonal zueinander sein, d. h. voneinander keine Abhängigkeiten aufweisen. Dazu gibt es prinzipiell drei Möglichkeiten, die aber alle jeweils spezifische Nachteile aufweisen:

– Codemultiplex in Fast- oder Slow time hat einen hohen technischen Aufwand bzw. eine nur begrenzte Orthogonalität
– Frequenzmultiplex bewirkt eine von der Wellenlänge abhängige Phasen- und Dopplerverschiebung
– Zeitmultiplex führt bei Objektbewegungen zwischen Umschaltungen zu unterschiedlichen Phasen, was die nachfolgende Winkelschätzung erschwert.

Im Folgenden wird ausschließlich das Zeitmultiplexverfahren näher betrachtet, weil es schaltungstechnisch vergleichsweise einfach realisierbar und dadurch kostengünstig ist. Erfindungsgemäß wird ein Zeitmultiplex-Schaltkonzept vorgeschlagen, das sich dadurch auszeichnet, dass Objektbewegungen zwischen Umschaltungen der Sender keinen Einfluss auf die nachfolgende Winkelschätzung haben.
1 zeigt ein herkömmliches Zeitmultiplexschema ohne Beschränkung auf eine spezifische Modulationsart des Sendesignals. Beispielsweise könnte dafür eine Chirp-Sequenz-Modulation oder eine FMCW-Modulation verwendet werden. Angedeutet werden soll lediglich, dass zu vier Zeitpunkten t1, t2, t3 und t4 jeweils ein unterschiedlicher Sender TX1, TX2, TX3, TX4 für eine gewisse Zeitdauer angeschaltet bzw. aktiviert wird. Aufgrund der Tatsache, dass sich auf diese Weise für relativ zum Radar bewegte Ziele eine Phasenverschiebung ergibt, kann eine nachfolgende Winkelschätzung ungenaue Ergebnisse liefern.
Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass das empfangene Basisband-Radarsignal durch ein mathematisches Modell beschrieben wird. Es wird dabei für die Winkelschätzung die Cramer-Rao-Schranke (engl. Cramer-Rao bound CRB) berechnet. Diese stellt im Prinzip die maximal mögliche Genauigkeit dar, die man mit einem erwartungstreuen Winkelschätzer erreichen kann und ist daher unabhängig vom verwendeten Auswertealgorithmus. Aus der Cramer-Rao-Schranke wird eine Bedingung zwischen den Positionen der Sendeantennen der Sender TXn, der Sendereihenfolge und der Sendezeitpunkte hergeleitet, die erfüllt sein sollten, um eine möglichst genaue Winkelschätzung zu ermöglichen.
Aus dieser Modellierung können sodann verschiedene optimale Zeitmultiplexschemata abgeleitet werden. Bei der Winkelschätzung werden nicht nur die Phasendifferenzen in den Basisbandsignalen, die aufgrund des Winkels entstehen, berücksichtigt, sondern auch die aus dem Dopplereffekt resultierenden Phasendifferenzen. Die Sendezeiten und Positionen der jeweils sendenden Sender TXn werden in einer optimalen Weise gewählt, so dass die Sendepositionen der Sender TXn in der Reihenfolge, in der sie senden und deren Sendezeiten möglichst unkorreliert sind. Dadurch wird für die Winkelschätzung eine Genauigkeit erreicht, die genauso groß ist, wie wenn sich das Zielobjekt relativ zum Radar gar nicht bewegen würde. Vorteilhaft kann dieses Prinzip wohl für Elevationswinkelschätzung als auch für die Azimuthwinkelschätzung verwendet werden. Im Ergebnis kann auf diese Weise ein technisches Potential des MIMO-Radars vorteilhaft voll ausgeschöpft werden.
Um eine möglichst genaue Winkelschätzung zu erreichen, muss der folgende mathematische Ausdruck optimiert werden:
mit den Parametern:

Hierbei ist die Sample-Kovarianz zweier Vektoren
definiert durch
Angestrebt wird mittels der erfindungsgemäßen Optimierung, den ersten Term der Formel (1) zu maximieren, der ausdrückt, wie weit die sendenden Sender TX1...TXn räumlich gesehen beabstandet sein sollten. Je näher diese beieinander angeordnet sind, desto ungenauer kann die Schätzung des Winkels durchgeführt werden, weil dadurch die Zeitdifferenz von reflektierten Signalen für die Sender TX1...TXn sehr klein wird. Das bedeutet, das bei mehreren zur Auswahl stehenden Sendeantennen TX1...TXn vorzugsweise die am weitesten voneinander räumlich beabstandeten ausgewählt werden sollten.
Der zweite Term von Formel (1) drückt aus, wie die Sendereihenfolge d ^Pulse und die Sendezeitpunkte t zusammenhängen, wobei es für eine genaue Winkelschätzung umso besser ist, je weniger diese Größen korrelieren.
Es ist dabei durchaus denkbar, dass eine Maximierung des ersten Terms und eine Minimierung des zweiten Terms von Formel (1) nicht gleichzeitig möglich sind. Es kann somit günstiger sein, den zweiten Term nicht exakt auf null zu bringen, weil dadurch der erste Term größer wird.
Das Ergebnis d ^Pulse,opt definiert die Positionen der Sender TX1...TXn in der Reihenfolge, in der sie senden, so dass die Winkelschätzung möglichst genau ist.
Für den Fall, dass aus irgendwelchen Gründen die Anordnung der Antennen der Sender TX1...TXn in einem zweidimensionalen, planaren Array bereits vorgegeben ist, müssen erfindungsgemäß, um eine möglichst genaue Winkelschätzung zu erreichen, die folgenden mathematischen Beziehungen optimiert werden: ICov^WS(d ^Pulse,x, t, ρ)I = minimal (5) ICov^WS(d ^Pulse,y, t, ρ)I = minimal (6) mit den Parametern:

d ^Pulse,x: x-Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden
d ^Pulse,y: y-Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden
t: Sendezeitpunkte
Cov^WS: gewichtete Sample-Kovarianz
ρ: Sendeenergien bzw. Sendeleistungen pro Puls

ρ enthält für jeden Puls das Produkt aus Sendeleistung und Zeit und gewichtet die Kovarianz. Falls die Positionen der Sender TX1...TXn oder eine Anzahl der Sender TX1...TXn aus irgendwelchen Gründen bereits vorgegeben sind, geben die Formeln (5) und (6) somit vor, wie die Sendeantennen der Sender TX1...TXn anzusteuern sind.
Die gewichtete Sample-Kovarianz Cov^WS zweier Vektoren
und dem Gewichtsvektor
ist definiert durch: Cov^WS(x, y, w) := E^WS([x – E^WS(x, w)·1]⊙[y – E^WS(y, w)·1], w) (7) mit dem gewichteten Sample-Mittelwert:
wobei 1 einen Vektor darstellt, dessen Elemente alle gleich 1 sind.
Wenn die Formeln (5) und (6) Null sind, ist man genauso gut wie im stationären Fall, wenn sich das Ziel nicht bewegen würde. Es kommt also letztlich darauf an, welche Freiheiten in der Auslegung des Radarsensors verfügbar sind. Wenn nichts vorgegeben ist, können die Formeln (5) und (6) in jedem Fall auf null gebracht werden.
Die Formeln (5) und (6), die jeweils drei unbekannte Vektoren haben, lassen eine Bestimmung der restlichen unbekannten Vektoren zu, wenn wenigstens ein Vektor bekannt ist. Sie können in verschiedener Weise gelesen werden: Beispielsweise können die Sendepositionen der Sender TX1...TXn und auch die Sendeleistungen, mit der die Sender TX1...TXn senden, gegeben sein. In diesem Fall können die Sendereihenfolge und die Zeitpunkte bestimmt werden. Oder aber es sind die Sendereihenfolge und die Sendezeitpunkte bekannt und man möchte die Sendeenergie bestimmen. Dadurch lassen sich unterschiedliche Arten von Radarsensoren vorteilhaft umfassend konfigurieren bzw. auslegen.
Ein wichtiger Spezialfall liegt vor, wenn alle Sender TX1...TXn pro Puls die gleiche elektromagnetische Sendeenergie verwenden ρ ∝ 1 (9)
In diesem Fall ist die gewichtete Sample-Kovarianz Cov^WS gleich der Sample-Kovarianz Cov^S ICov^WS(d ^Pulse,x, t, ρ)I = ICov^S(d ^Pulse,x, t)I (10) ICov^WS(d ^Pulse,y, t, ρ)I = ICov^S(d ^Pulse,y, t)I (11)
Sind die Sendepositionen gegeben und senden die Sender TX1...TXn in gleichen zeitlichen Abständen, so können die Bedingungen von Gleichung (10) und (11) erfüllt werden, indem man die Positionen der Sender TX1...TXn in d ^Pulse,x und d ^Pulse,y symmetrisch wählt.
Wenn dabei Cov^S(d ^Pulse, t) = 0 ist, ist die maximale Winkelgenauigkeit genauso groß, wie wenn sich das Ziel relativ zum Radar nicht bewegen würde.
Dies wird nachfolgend anhand von mehreren Beispielen erläutert:
Die 3 bis 7 zeigen Beispiele für optimale Schaltsequenzen bei unterschiedlichen Pulsanzahlen, die alle die Formel (1) bzw. die Formeln (5) und (6) erfüllen. ρ hat hier keinerlei Einfluss, weil alle Sender TX1...TXn gleich lang und mit gleicher Leistung senden.
3 zeigt eine Ausführungsform eines optimalen Zeitmultiplexschemas mit zwei Sendern TX1 und TX2 und einer Pulsanzahl N_Pulse = 3.
4 zeigt eine Ausführungsform eines optimalen Zeitmultiplexschemas mit zwei Sendern TX1 und TX2 und einer Pulsanzahl N_Pulse = 4.
5 zeigt eine Ausführungsform eines optimalen Zeitmultiplexschemas mit zwei Sendern TX1 und TX2 und einer Pulsanzahl N_Pulse = 5.
6 zeigt eine Ausführungsform eines optimalen Zeitmultiplexschemas mit zwei Sendern TX1 und TX2 und einer Pulsanzahl N_Pulse = 6.
7 zeigt eine Ausführungsform eines optimalen Zeitmultiplexschemas mit drei Sendern TX1, TX2 und TX3 und einer Pulsanzahl N_Pulse = 6.
2 zeigt ein prinzipielles Flussdiagramm zur Ermittlung von d ^Pulse,opt. In einem Schritt 200 wird abgefragt, ob die Anzahl der Sendepulse N_Pulse frei wählbar ist. Falls dies der Fall ist, wird in einem weiteren Schritt 201 die Anzahl der Pulse N_Pulse auf ein Vielfaches von vier festgelegt. Sodann wird in einem Schritt 202 eine optimale Sendereihenfolge d ^Pulse,opt gemäß folgendem Schema festgelegt: d ^Pulse,opt = D_TX·[0, 1, 1, 0, ...]^T (12) mit den Parametern:

D_TX: größtmöglicher geometrischer Abstand zwischen zwei Sendern
T: Transponierter Vektor

Falls die Anzahl der Sendepulse N_Pulse nicht frei wählbar ist, wird in einem weiteren Schritt 203 geprüft, ob die Anzahl der Sendepulse N_Pulse durch vier teilbar ist. Falls dies der Fall ist, wird der genannte Schritt 202 durchgeführt. Falls die Anzahl N_Pulse nicht durch vier teilbar ist, wird in einem Schritt 204 die optimale Sendereihenfolge durch ein Optimieren der Gleichung (1) ermittelt. Man erkennt also, dass für eine Vielfaches der Sendepulse N_Pulse von 4 (z. B. 8, 12, 16, usw.) eine mögliche optimale Lösung bereits vorab auf einfache Weise ermittelt werden kann.
Die Formel (12) resultiert vorteilhaft in einer einfachen Skalierbarkeit der Sendereihenfolge, weil lediglich der Abstand D_TX als ein konstanter Faktor in die Formel (12) eingeht.
Folgende Tabelle 1 zeigt mögliche optimale Lösungen der Sendereihenfolge für verschiedene Anzahlen von Sendepulsen N_Pulse:
Erkennbar ist beispielsweise für 6 Sendpulse, dass es besser ist, die Sample-Kovarianz Cov^S ungleich Null zu lassen, weil die Formel (1) in diesem Fall ein günstigeres Ergebnis liefert.
8 zeigt Simulationsergebnisse, die die Wirksamkeit des erfindungsgemäßen Schaltkonzepts bestätigen. Auf der x-Achse ist das Signal-Rausch-Verhältnis SNR skaliert, welches z. B. von der Sendeleistung der Sender TX1...TXn oder vom Abstand des Ziels zum MIMO-Radar abhängt. Zum Senden verwendet werden vorzugsweise die äußersten zwei von mehreren (beispielsweise vier) Sendern TX1...TXn. Eine Anzahl von Empfängern wird mit vier angenommen.
Auf der y-Achse ist der mittlere quadratische Gesamtfehler (engl. RMSE, root mean square error) für den geschätzten Winkel skaliert. Der Verlauf V1 ist für den Fall des optimalen Sendens mit vier Sendern berechnet. Der Verlauf V2 ist eine Simulation des MIMO-Radarsensors im Echtbetrieb. Man erkennt, dass ab einem SNR von ca. 14 dB die Verläufe V1 und V2 im Wesentlichen übereinstimmen. Unterhalb von ca. 14 dB stimmen die Verläufe V1 und V2 zwar nicht mehr überein, was aber im Wesentlichen unkritisch ist, da Radarsensoren in diesem Bereich in der Regel nicht betrieben werden. Der Verlauf V3 ist eine Simulation unter der Annahme, dass sich das Ziel nicht bewegt, wobei in diesem Fall das verwendete Zeitmultiplexschema eher unkritisch ist, und nur die identischen Sender wie für den Verlauf V2 verwendet werden sollten. Erkennbar ist, dass auch die Verläufe V2 und V3 ab einem SNR von ca. 14 dB im Wesentlichen gleich sind. Im Ergebnis bedeutet dies bei Anwendung des optimalen Zeitmultiplexschemas, dass die Winkelschätzung auch bei bewegten Zielen genau so gut ist, wie wenn sich das Ziel relativ zum Radar nicht bewegen würde.
Eine besonders effektive Möglichkeit zur Umsetzung des erfindungsgemäßen Schaltkonzepts ohne Einfluss der Sendeenergien ρ sieht ein Schaltkonzept für zwei Sender TX1...TXn oder Gruppen zu jeweils zwei Sendern TX1...TXn vor, welches im Unterschied zu den obigen Schaltkonzepten, die nur für planare Antennen vorgesehen sind, für eine Vielzahl von unterschiedlichen Antennentypen verwendbar ist. Vorgeschlagen wird ein nachfolgender, entsprechender Auswertealgorithmus mittels Fouriertransformation.
9 zeigt ein herkömmliches Zeitmultiplex-Schaltschema für zwei Sender TX1, TX2, die jeweils zeitversetzt zueinander (z. B. frequenzmodulierte Rampensignale) senden und innerhalb ihres jeweiligen Zeitrahmens A, B jeweils gleich oft senden bzw. aktiviert werden. Resultierend daraus sind Mittenzeitpunkte bzw. effektive Messzeitpunkte t_M1, t_M2 der beiden Zeitrahmen bzw. Beobachtungszeiträume A, B der beiden Sender TX1, TX2 verschieden, wodurch eine nachfolgende Winkelschätzung aufgrund einer durch eine Objektbewegung bewirkten Phasendifferenz ΔΦ nachteilig erschwert ist. 11 zeigt eine prinzipielle Darstellung von Signalverläufen im Frequenzbereich mit Peaks an derselben Stelle.
Es ist nunmehr vorgesehen, dass der zweite Sender TX2 am Ende seines Zeitrahmens B wenigstens einmal nicht aktiviert wird bzw. nicht sendet, wodurch sich eine gegenüber dem ersten Sender TX1 reduzierte Anzahl an Aktivierungen (bzw. Schaltzuständen oder Sendepulsen) ergibt. Resultierend daraus ergibt sich für beide Sender TX1, TX2 ein identischer Mittenzeitpunkt bzw. Referenzzeitpunkt t_M, was bedeutet, dass beide Sender TX1, TX2 äquivalent das gleiche „beobachtet haben”, nur eben mittels unterschiedlicher Beobachtungszeiträume A, B. Prinzipiell ist dieses Schaltkonzept in 10 dargestellt.
Denkbar ist auch, dass der zweite Sender TX2 während seines Zeitrahmens B mehrere Male nicht aktiviert wird (nicht dargestellt), wobei in diesem Fall allerdings die Anzahl der Nicht-Aktivierungen in gleicher Weise auf den Beginn und das Ende des Zeitrahmens B verteilt sein sollten, damit die Symmetrie bezüglich des Zeitrahmens B bzw. die Gemeinsamkeit des Mittenzeitpunkts t_M für beide Zeitrahmen A, B erhalten bleibt. Durch den identischen Mittenzeitpunkt t_M hat eine Objektbewegung keinen Einfluss auf die Winkelschätzung. Vorteilhaft können auf diese Art und Weise unterschiedliche Antennentopologien (wie z. B. planare Antennen bzw. isotrope Antennen, Linsenantennen, Antennenarrays, usw.) für ein MIMO-Radar ohne einen Einfluss von Objektbewegungen auf Winkelschätzungen verwendet werden.
Als Konsequenz der unterschiedlich häufigen Aktivierungen der Sender TX1, TX2 während ihrer Zeitrahmen A, B ergeben sich somit unterschiedlich viele Abtastwerte für TX1 und TX2. Dies bedeutet, dass für TX1 und TX2 im Frequenzbereich zwar der gleiche Frequenzumfang vorliegt, jedoch beide Sender TX1, TX2 in unterschiedlichen Zeitrastern abgetastet wurden. Resultierend daraus ergibt sich aufgrund der dadurch generierten unterschiedlichen DFT-Länge ein Phasenunterschied ΔΦ ≠ 0 zwischen den Empfangssignalen für TX1 und TX2. Erkennbar ist in 12 ein entsprechender Versatz von beispielsweise einem Bin für die Spitzenwerte von TX1 und TX2 im Frequenzbereich.
Um nunmehr eine effiziente diskrete Fouriertransformation durchführen zu können, wird das Abtastsignal x₂(n) von TX2 vor dem Durchführen der Fouriertransformation mittels Zero-Paddings auf dieselbe Länge wie das Signal x₁(n) von TX1 aufgefüllt. Das Zero-Padding hat zur Folge, dass die Fouriertransformation für TX1 und TX2 eine identische gerade Anzahl von Abtastwerten verarbeitet, wobei die Anzahl vorzugsweise eine Potenz von zwei ist. Dadurch weist das anvisierte Ziel für beide Sender TX1, TX2 denselben Frequenzbinraster auf.
Da die Aktivierungszeitpunkte der beiden Sender TX1, TX2 gemäß folgender Beziehung gegeneinander versetzt sind: t_2,n = t_1,n + T_r2r (13) mit den Parametern:

t_2,n: Aktivierungszeitpunkt Sender TX2
t_1n: Aktivierungszeitpunkt Sender TX1
T_r2r: zeitlicher Versatz zwischen TX1 und TX2

I: Index des diskreten Frequenzbins
N: Länge der OFT
N_tx: Anzahl an Sendeantennen

Da die Phasendifferenz Δφ fest und bekannt ist, kann sie vor der Winkelschätzung kompensiert werden. Da das Signal x₂(n) einen Abtastwert weniger hat als das Signal x₁(n), ist die Amplitude für den zweiten Sender TX2 niedriger als für den ersten Sender TX1. Dieser Amplitudenfaktor hängt von der gewählten Fensterfunktion ab. Der „Gewinn” der Fensterfunktion für den ersten Sender TX1 beträgt:
mit den Parametern:

w1(n): Fensterfunktion der Fouriertransformation für den ersten Sender TX1
w2(n): Fensterfunktion der Fouriertransformation für den zweiten Sender TX2

Da für den zweiten Sender TX2 nur N – 1 Werte von Null verschieden sind, gilt:
Die Amplitude des Signals von TX1 ist somit um den Faktor G2/G1 niedriger als die Amplitude des Signals von TX1, wobei dieser Faktor ebenfalls vor der Winkelschätzung kompensiert werden kann.
In 13 ist angedeutet, dass nach Durchführung des genannten Zero-Paddings für das Signal von TX2 die Peaks der Abtastsignale von TX1 und TX2 wieder einheitlich am selben Frequenzbin liegen, wodurch eine Durchführung des Schätzalgorithmus mittels der Fouriertransformation auf einfache Weise durchgeführt werden kann.
Das genannte Konzept ist auch für drei Sendeantennen denkbar, wobei in diesem Fall ein Versatz der Mittenzeitpunkte reduziert wird.
Besonders effizient funktioniert die beschriebene Variante allerdings bei zwei Sendern TX1, TX2 bzw. bei einer geraden Anzahl von Sendern TX1...TXn, die in Gruppen zu jeweils zwei Sendern zusammengefasst werden. Auf diese Weise können beispielsweise der erste und zweite Sender TX1, TX2 für die Azimuthwinkelschätzung und der dritte und vierte Sender TX3, TX4 für die Elevationswinkelschätzung verwendet werden.
FMCW- und Chirp-Sequenz-Modulation sind zwei beispielhafte Arten von Modulationsarten, die besonders häufig in automobilen Radarsystemen eingesetzt werden, und die für die erfindungsgemäßen Schaltkonzepte verwendet werden können.
14 zeigt eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen MIMO-Radars 100. In einer Steuereinrichtung 10 ist die das erfindungsgemäße Verfahren vorzugweise in Software implementiert, wobei die Sender TX1...TXn (nicht dargestellt) des MIMO-Radars 100 gemäß den obengenannten erfindungsgenannten Prinzipien angesteuert werden.
Zusamenfassend wird mit der vorliegenden Erfindung ein verbessertes Schaltkonzept für Sendeantennen eines kohärenten linearen oder zweidimensionalen MIMO-Radars bzw. MIMO-Radar mit mehreren Antennen (engl. colocated radar) vorgeschlagen, welches eine verbesserte Winkelschätzung erlaubt.
Vorteilhaft zeichnet sich das erfindungsgemäße Konzept dadurch aus, dass eine Sendereihenfolge von Sendern und deren Sendezeitpunkte derart gewählt werden, dass Objektbewegungen keinen Einfluss auf die Winkelschätzung haben. Zudem hat das vorgeschlagene Konzept vorteilhaft auch keinerlei negativen Auswirkungen auf die Distanz- und Geschwindigkeitsschätzung. Vorgeschlagen wird ein Schaltkonzept, welches ein zeitgemultiplextes Schalten einer definierten Anzahl von Sendern derart vorsieht, dass es im Sinne der optimierten Cramer Rao Schranke eine möglichst optimale Winkelschätzung ermöglicht.
Vorteilhaft ist das erfindungsgemäße Schaltkonzept sowohl für eindimensionale als auch für zweidimensionale Arrays mit einer beliebigen Anzahl von Sendern >= 2 realisierbar.
Für den Fachmann ist es selbstverständlich, dass die beschriebenen Merkmale der Erfindung geeignet abgewandelt und miteinander kombiniert werden können, ohne vom Kern der Erfindung abzuweichen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

R. Feger, C. Wagner, S. Schuster, S. Scheiblhofer, H. Jäger, A. Stelzer : „A 77-GHz FMCW MIMO Radar based an a SiGe Single-Chip Transceiver” 2009 [0005]
M. Wintermantel: „Radar System with Elevation Measuring Capability” 2010 [0007]

Claims

Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars (100), wobei ein Einfluss einer Objektbewegung auf eine Winkelschätzung im Wesentlichen eliminiert wird, wobei ein Zeitmultiplexschema mit einer Sendereihenfolge und Sendezeitpunkte von Sendern (TX1...TXn) des MIMO-Radars (100) durch ein Optimieren folgender mathematischer Beziehung ermittelt wird:
mit den Parametern: d ^Pulse,opt ... optimierte Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden d ^Pulse ... Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden t ... Sendezeitpunkte Var^S ... Sample-Varianz Cov^S ... Sample-Kovarianz
Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars (100), wobei ein Einfluss einer Objektbewegung auf eine Winkelschätzung im Wesentlichen eliminiert wird, wobei ein Zeitmultiplexschema mit einer Sendereihenfolge und Sendezeitpunkte von Sendern (TX1...TXn) des MIMO-Radars (100) durch ein Optimieren folgender mathematischen Beziehungen ermittelt wird: ICov^WS(d ^Pulse,x, t, ρ)I = minimal ICov^WS(d ^Pulse,y, t, ρ)I = minimal mit den Parametern: d ^Pulse,x ... x-Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden d ^Pulse,y ... y-Positionen der Sender in der Reihenfolge, in der sie senden t ... Sendezeitpunkte ρ ... Sendeenergien Cov^WS ... gewichtete Sample-Kovarianz wobei gilt:
mit den Parametern: w ... Gewichtsvektor E^WS ... gewichteter Sample-Mittelwert ⊙ ... elementweise Multiplikation
Verfahren nach Anspruch 2, wobei ein Optimieren folgender mathematischen Beziehungen durchgeführt wird: Cov^WS(d ^Pulse,x, t, ρ) = 0 Cov^WS(d ^Pulse,y, t, ρ) = 0
Verfahren zum Betreiben eines MIMO-Radars (100), wobei ein Einfluss einer Objektbewegung auf eine Winkelschätzung im Wesentlichen eliminiert wird, wobei wenigstens zwei Sender (TX1, TX2) mit unterschiedlichen Aktivierungszeitrahmen (A, B) verwendet werden, wobei die Sender (TX1, TX2) in ihren Aktivierungszeitrahmen (A, B) unterschiedlich oft aktiviert werden, sodass für die Aktivierungszeitrahmen (AB) ein gemeinsamer Mittenzeitpunkt (t_M) für die Sender (TX1, TX2) bereitgestellt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei einer der Sender (TX2) jeweils zeitversetzt zum anderen Sender (TX1) aktiviert wird, wobei der jeweils später aktivierte Sender (TX2) in einem Randbereich seines Aktivierungszeitrahmens (B) wenigstens einmal weniger aktiviert wird als der andere Sender (TX1), wobei der Sender (TX2) jeweils am Anfang und am Ende seines Aktivierungszeitrahmens (B) gleich oft nicht aktiviert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei zur Signalauswertung eine diskrete Fouriertransformation durchgeführt wird, wobei die Abtastwerte des Senders (TX2) mittels Zero-Paddings auf die Anzahl von Abtastwerten des Senders (TX1) ergänzt werden, wobei eine Phasendifferenz (Δφ) in den Abtastsignalen der Sender (TX1, TX2) korrigiert wird und wobei mittels eines Amplitudenfaktors (G2/G1) die Abtastsignale der Sender (TX1, TX2) angeglichen werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei für die Signale der Sender (TX1...TXn) eine senderampenbasierte Radarmodulation verwendet wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei zwei Sender (TX1...TXn) oder jeweils Paare von Sendern (TX1...TXn) vorgesehen sind.
Verwendung eines MIMO Radars (100) im KFZ-Bereich, wobei das MIMO-Radar (100) gemäß einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8 zur Ermittlung wenigstens einer der folgenden Größen: Abstand, Relativgeschwindigkeit, Winkel betrieben wird.
Computerprogrammprodukt mit Programmcodemitteln zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wenn es auf einer elektronischen Steuerungseinrichtung (10) abläuft oder auf einem computerlesbaren Datenträger gespeichert ist.