DE102007035368A1

DE102007035368A1 - Radarvorrichtung

Info

Publication number: DE102007035368A1
Application number: DE102007035368A
Authority: DE
Inventors: Toshio Wakayama; Masashi Mitsumoto
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-12-25
Filing date: 2007-07-25
Publication date: 2008-07-03
Anticipated expiration: 2027-07-26
Also published as: JP2008157761A; US7511659B2; US20080150795A1; DE102007035368B4; JP4987456B2

Abstract

Um eine Radarvorrichtung vorzusehen, die eine schnelle Fourier-Transformation in einem Strahlenkombinationsprozess verwendet, um die Operationsmenge zu reduzieren, enthält die Radarvorrichtung: eine Fourier-Transformationsschaltung (8), die ein empfangenes Signal, das aus von demselben Sendeelement (4) ausgestrahlten und von einem Empfangselement (5) empfangenen Wellen erhalten ist, herauszieht und eine Signalserie des herausgezogenen empfangenen Signals einer Fourier-Transformation unterzieht, um ein Signal einer räumlichen Frequenzdomäne zu erzeugen; eine Phasenkompensationsschaltung (9), die das Signal der räumlichen Frequenzdomäne mit einer Phasendifferenz kompensiert, die durch eine Differenz zwischen einer vorbestimmten Bezugspositionbewirkt ist; und eine kohärente Integrationsschaltung (10), die die Signale der räumlichen Frequenzdomäne addiert, nachdem die Signale der Phasenkompensationsverarbeitung unterzogen wurden, die mit den mehreren Sendeelementen erhalten wurden, in jeder der räumlichen Frequenzen.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Radarvorrichtung, die ein digitales Übertragungsumschaltungs-Strahlformungssystem (DBF) zum Messen eines Objekts verwendet.
2. Beschreibung des Standes der Technik
Als eine Technik, die elektrische Wellen, die von außen eintreffen, mittels mehrerer Empfangselemente empfängt und die elektrischen Wellen, die von den jeweiligen Empfangselementen empfangen wurden, durch Signalverarbeitung kombiniert, um die Signale in jeder von Ankunftsrichtungen zu unterscheiden, ist eine Technik bekannt, die als "digitale Strahlformung" be zeichnet wird.
Als eine Technik zur Verbesserung der Winkelauflösung, wenn die DBF-Technik auf eine Radarantenne angewendet wird, wurde vorgeschlagen, die mehreren Sendeelemente in zu verwendender Zeitteilung umzuschalten, wodurch eine äquivalente Apertur mit einem Antennenfeld mit einer kleinen Anzahl von Elementen vergrößert wird, um eine Strahlbreite zu verengen (siehe beispielsweise JP 2004-198312 A ).
Jedoch kann bei dem in JP 2004-198312 A offenbarten Radar, wenn virtuelle Empfangselemente in unregelmäßigen Intervallen angeordnet sind, eine schnelle Fourier-Transformation nicht als Fourier-Transformation zum Durchführen einer Strahlformung verwendet werden. Die Fourier-Transformation kann durch eine Anwendung der allgemeinen diskreten Fourier-Transformation ausgeführt werden, aber die Operationsmenge wird bemerkenswert vergrößert im Vergleich mit dem Fall der Anwendung der schnellen Fourier-Transformation. Dies ergibt sich daraus, dass, wenn angenommen wird, dass eine Signallänge gleich N ist, die Operationsmenge der schnellen Fourier-Transformation proportional NlogN ist, während die Operationsmenge der Fourier-Transformation, die nicht schnell gemacht ist, proportional groß N² ist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um das vorgenannte Problem zu lösen, und es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Radarvorrichtung von einem Übertragungsumschaltungs-DBF-Typ vorzusehen, die eine schnelle Fourier-Transformation bei einem Strahlenkombinationsvorgang verwendet, um die Operationsmenge zu reduzieren.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Radarvorrichtung vorgesehen, welche aufweist: mehrere Sendeelemente, die sich an unterschiedlichen Positionen befinden, umgeschaltet werden und Wellen in einen Raum ausstrahlen; zumindest ein Empfangselement, das die durch ein Objekt, das extern existiert, gestreuten Wellen empfängt; und Empfänger, die die Wellen erfassen, die von dem Empfangselement empfangen wurden, und ein empfangenes Signal erzeugen, welche Radarvorrichtung, die das empfangene Signal einer Signalverarbeitung unterzieht, um das Objekt zu messen, enthält:
eine Fourier-Transformationsschaltung, die das empfangene Signal herauszieht, das erhalten ist aus den von demselben Sendeelement ausgestrahlten und von dem Empfangselement empfangenen Wellen, und eine Signalserie des herausgezogenen empfangenen Signals einer Fourier-Transformation unterzieht, um ein Signal einer räumlichen Frequenzdomäne zu erzeugen;
eine Phasenkompensationsschaltung, die das Signal der räumlichen Frequenzdomäne, das von der Fourier-Transformationsschaltung erzeugt wurde, mit einer Phasendifferenz kompensiert, die bewirkt ist durch eine Differenz zwischen einer vorbestimmten Bezugsposition und einer Position des verwendeten Sendeelements; und
eine kohärente Integrationsschaltung, die die Signale der räumlichen Frequenzdomäne addiert, nachdem die Signale der Phasenkompensationsverarbeitung unterzogen wurden, die mit den mehreren Sendeelementen erhalten werden, in jeder der räumlichen Frequenzen.
Ein Vorteil der Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung liegt darin, dass, da das Übertragungsumschaltungs-DBF-System verwendet und die Strahlformung durch die schnelle Fourier-Transformation durchgeführt wird, es möglich ist, die Operationsmenge der Strahlformung und den Umfang der Signalverarbeitung herabzusetzen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den begleitenden Zeichnungen:
1 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ist ein Zeitdiagramm des Sendens und Empfangs gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
3 ist ein Flussdiagramm, das den von der Radarvorrichtung gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung durchgeführten Vorgang zeigt; und
4 ist ein schematisches Diagramm zum Erläutern eines Strahlenkombinationsverfahrens gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Es wird nun eine Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung mit Be zug auf die begleitenden Zeichnungen gegeben.
1 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel für die Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
Wie in 1 gezeigt ist, enthält die Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung einen Oszillator 1, der eine gesendete Welle oszilliert, einen Teiler 2, der die von dem Oszillator 1 ausgegebene, gesendete Welle teilt, einen Schalter 3, der einen Ausgang einer geteilten gesendeten Welle umschaltet, Sendeantennen 4a und 4b, die als Sendeelemente funktionieren, die von dem Schalter 3 übertragene, reflektierte Wellen in einen Raum ausstrahlen, Empfangsantennen 5a bis 5d, die als Empfangselemente funktionieren, von denen jede die reflektierte Welle aus dem Raum aufnimmt, Mischer 6a bis 6d, von denen jeder die gesendete Welle und die reflektierte Welle zusammen mischt, um ein Schwebungssignal zu erzeugen, A/D-Wandler 7a bis 7d, die das Schwebungssignal einer A/D-Umwandlung unterziehen, eine Fourier-Transformationsschaltung 8, die eine Kanalrichtung der schnellen Fourier-Transformation unterzieht, Phasenkompensationsschaltungen 9a und 9b, die eine Phasendifferenz kompensieren, die durch das Umschalten der Sendeantennen 4a und 4b bewirkt wird, eine kohärente Integrationsschaltung 10, die ein kohärente Integration durchführt, und eine Erfassungsverarbeitungsschaltung 11, die eine Erfassungsverarbeitung durchführt.
Die vier Mischer 6a bis 6d und die vier A/D-Wandler 7a bis 7d bilden vier Empfänger 12a bis 12d.
In diesem Fall gibt es vier Kanäle von Empfangssyste men enthaltend die vier Empfangsantennen 5a bis 5d und die vier Empfänger 12a bis 12d. Jedoch ist die vorliegende Erfindung auf eine Vorrichtung enthaltend eine beliebige Anzahl von Kanälen anwendbar.
Bei dem Konfigurationsbeispiel nach 1 werden die gesendeten Wellen gesendet, während die zwei Sendeantennen 4a und 4b umgeschaltet werden, und dann durch die vier Empfangsantennen 5a bis 5d empfangen. Als eine Folge werden acht Kombinationen des Sendens und Empfangens realisiert, d. h., acht logische Kanäle werden erhalten. Die logischen Kanäle 1 bis 4 erhalten die empfangenen Signale mit der Sendeantenne 4a und den Empfangsantennen 5a bis 5d. Die logischen Kanälen 5 bis 8 erhalten die empfangenen Signale mit der Sendeantenne 4b und den Empfangsantennen 5a bis 5d.
Um einen Abstand zu einem zu beobachtenden Objekt zu messen, unterzieht der Oszillator 1 der zu oszillierenden gesendeten Welle einer Impulsmodulation. Jedoch hängt die vorliegende Erfindung nicht von dem Abstandsmessverfahren ab und hängt nicht von der Modulation oder Nichtmodulation der gesendeten Welle ab, oder dem Modulationsverfahren der gesendeten Welle, sondern kann auf das Radar eines beliebigen Modulationsverfahrens angewendet werden.
Jeder der Empfänger 12a bis 12d mischt die reflektierte Welle mit der Sendewelle, um das Schwebungssignal zu erzeugen, unterzieht das Schwebungssignal der A/D-Umwandlung und tastet das umgewandelte Signal ab, um ein empfangenes Signal s_m(t_n) zu erhalten, das ein beobachteter Wert ist. Es ist festzustellen, dass m eine logische Kanalnummer ist und n eine Abtastnummer.
Die Fourier-Transformationsschaltung 8 zieht die empfangenen Signale heraus, die von der reflektierten Welle erhalten wurden, die durch Reflektieren der von denselben Sendeantennen 4a und 4b ausgestrahlten gesendeten Welle an einem reflektierenden Objekt erhalten wurde, aus den empfangenen Signalen s_m(t_n), die von den Empfängern 12a bis 12d erhalten werden. Dann unterzieht die Fourier-Transformationsschaltung 8 die Signalserien der herausgezogenen empfangenen Signale der schnellen Fourier-Transformation durch Verwendung des Ausdrucks (1), um ein Signal G_tx der räumlichen Frequenzdomäne zu erzeugen. Bei diesem Beispiel wird, wenn der Index tx gleich 1 ist, angezeigt, dass die Sendeantenne 4a verwendet wird, und wenn der Index tx gleich 2 ist, wird angezeigt, dass die Sendantenne 4b verwendet wird. D. h., das empfangene Signal S_m,1(t_n) ist ein Signal der logischen Kanäle 1 bis 4 (m = 1 bis 4), und das empfangene Signal S_m,2(t) ist ein Signal der logischen Kanäle 5 bis 8 (m = 5 bis 8).
Auch ergibt sich G₁ aus dem Unterziehen der Signale der logischen Kanäle 1 bis 4 der zweidimensionalen Fourier-Transformation^. G₂ ergibt sich aus dem Unterziehen der Signale der logischen Kanäle 5 bis 8 der zweidimensionalen Fourier-Transformation. F_mF_n ist die zweidimensionale Fourier-Transformation einer Kanalrichtung und einer Abtastrichtung. Da die zweidimensionale Fourier-Transformation des Ausdrucks (1) die normale Fourier-Transformation mit den regelmäßigen Datenintervallen und ohne Phasenkompensationsfaktor ist, ist es möglich, die schnelle Fourier-Transformation anzuwenden.
Ausdruck 1

Gtx = FmFn⌊Sm,tx(tn)⌋ (1)

Die Phasenkompensationsschaltungen 9a und 9b erhalten einen Phasenkompensationskoeffizienten C_tx(θ, m), der auf die Positionen der Sendeantennen 4a und 4b bezogen und durch Ausdruck (2) dargestellt ist, und einen Phasenkompensationskoeffizienten C_tm(θ, m), der auf die Empfangszeit bezogen und durch Ausdruck (3) dargestellt ist. Der Phasenkompensationskoeffizient C_tx(θ, m), der auf die Positionen der Sendeantennen 4a und 4b bezogen ist, kann durch C_tx1(θ) oder C_tx2(θ) ersetzt werden, wie durch Ausdruck (4) dargestellt ist. Auch kann der Phasenkompensationskoeffizient C_tm(θ, m), der auf die Empfangszeit bezogen ist durch C_tm1(θ) oder C_tm2(θ) ersetzt werden, wie durch Ausdruck (5) dargestellt ist. In dem Ausdruck ist M die Anzahl von logischen Kanälen, und M = 8 wird in dem Konfigurationsbeispiel nach 1 genügt.
Die Phasenkompensationsschaltungen 9a und 9b kompensieren das Signal G_tx der Raumfrequenzdomäne, das durch die Fourier-Umwandlungsschaltung 8 durch den Phasenkompensationskoeffizienten C_tx(θ, m), der auf die Positionen der Sendeantennen 4a und 4b bezogen ist, und den Phasenkompensationskoeffizienten C_tm(θ,m), der auf die Empfangszeit bezogen ist, erhalten ist.
Ausdruck 2:
Die kohärente Integrationsschaltung 10 addiert die Signale der räumlichen Frequenzdomäne, die der Phasenkompensationsverarbeitung unterzogen wurde, erhalten mit den verschiedenen Sendeantennen 4a und 4b, zu jeder der räumlichen Frequenzen, wie im Ausdruck (6) gezeigt ist, um hierdurch ein Raumzeitspektrum S(f_b, θ) zu finden, das in jede Komponenten der Schwebungsfrequenzen fb und der Ankunftswinkel θ getrennt ist.
Ausdruck 3

S(fb,θ) = Ctm1(fb)Ctx1(θ)·FmFn⌊FmFn⌊Sm,1(tn)⌋ + Ctm2(fb)Ctx2(θ)·FmFn⌊Sm,2(tn)⌋ (6)

Die Erfassungsverarbeitungsschaltung 11 bestimmt, dass ein Signal entsprechend dem reflektierenden Objekt unter einem Winkel existiert, bei dem die Spitzenleistung des Raumzeitspektrums S(f_b, θ) einen gesetzten Schwellenwert überschreitet. Als ein Verfahren zum Setzen des Schwellenwertes kann beispielsweise ein bekanntes Konstantfalschalarmratenverfahren (CFAR) verwendet werden. Jedoch ist das Schwellenwert-Setzverfahren nicht in dem Bereich der vorliegenden Erfindung enthalten und ein beliebiges Verfahren kann angewendet werden.
Nachfolgend wird die Arbeitsweise der Radarvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Zuerst wird die gesendete Welle durch den Oszillator 1 oszilliert.
Die gesendete Welle, die durch den Oszillator 1 oszilliert ist, wird durch den Teiler 2 in zwei Wellen geteilt, von denen die eine in den Schalter 3 eingegeben wird und die andere in die Mischer 6a bis 6d eingegeben wird.
Der Schalter 3 schaltet die eingegebene gesendete Welle in Zeitteilung zu jeweils einer der Sendeantennen 4a und 4b um und gibt die gesendete Welle aus. Die Sendeantenne 4a oder die Sendeantenne 4b strahlt die gesendete Welle in den Raum aus.
Die ausgestrahlte gesendete Welle wird durch ein Objekt, das sich in dem Beobachtungsbereich befindet, reflektiert. Die reflektierte Welle wird von den Empfangsantennen 5a bis 5d empfangen.
2 zeigt ein Beispiel für die Sende- und Empfangszeitpunkte in der Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Ein Sendevorgang "a", der durch die Sendeantenne 4a durchgeführt wird, und ein Sendevorgang "b", der durch die Sendeantenne 4b durchgeführt wird, werden abwechselnd vorgenommen, und dann empfangen entsprechend den jeweiligen Sendezeiten unmittelbar nach der Impulsaussendung. Empfangsvorgänge "5a" bis "5d" werden gleichzeitig mit den Empfangsantennen 5a bis 5d durchgeführt. In 2 wird angenommen, dass mehrere Abstände beobachtet werden, und Abtastungen werden mehrere Male durch die A/D-Wandler 7a bis 7d bei jedem Sendevorgang durchgeführt.
Die reflektierten Wellen, die jeweils von den Empfangsantennen 5a bis 5d empfangen wurden, werden in die Mischer 6a bis 6d eingegeben, die jeweils mit den Empfangsantennen 5a bis 5d verbunden sind.
Die Mischer 6a bis 6d mischen die reflektierten Wellen, die von den Empfangsantennen 5a bis 5d eingegeben wurden, mit den gesendeten Wellen, die von dem Teiler 2 eingegeben wurden, um die empfangenen Signale zu erzeugen. Jedes der empfangenen Signale hat eine Frequenz, deren Wert einer Differenz zwischen der Frequenz der reflektierten Welle und der Frequenz der gesendeten Welle entspricht. Beispielsweise wird in dem Fall, in welchem die gesendete Welle eine elektromagnetische Welle ist, die nicht moduliert ist, die Differenzfrequenz eine Doppler-Frequenz der reflektierten Welle, d. h., eine Frequenz, die im Verhältnis zu einer relativen Geschwindigkeit entlang der Sichtlinie des Objekts (reflektierendes Objekt), das die gesendete Welle reflektiert, ist.
Auch in dem Fall, in welchem die gesendete Welle einer Frequenzmodulation unterzogen ist, wird die Differenzfrequenz eine Frequenz, die von einem relativen Abstand zu der Doppler-Frequenz des reflektierenden Objekts abhängt.
Die empfangenen Signale, die von den jeweiligen Mischern 6a bis 6d ausgegeben wurden, werden durch die A/D-Wandler 7a bis 7d aus analogen Signalen in digitale Signale umgewandelt. Bei dem Beispiel nach 1 werden die digitalen Signale von vier Kanälen entsprechend den vier Empfangsantennen 5a bis 5d erzeugt. Die empfangenen Signale der vier Kanäle werden dem Fourier-Transformationsvorgang unter Verwendung des schnellen Fourier-Transformationsverfahrens mit Bezug auf die Signalserien in der Kanalrichtung durch die Fourier-Transformationsschaltung 8 unterzogen. Da die Fourier-Transformation bei den Signalen durchge führt wird, werden die Signale der räumlichen Frequenzdomäne als die Signale, die der Fourier-Transformation unterzogen wurden, erhalten.
Wenn die Fourier-Transformation in der zeitlichen Richtung zusammen mit der Fourier-Transformation in der räumlichen Richtung durchgeführt wird, wird das Raumzeitspektrum erhalten, das auf einer zweidimensionalen Ebene mit einer räumlichen Frequenzachse und einer Schwebungsfrequenzachse definiert ist.
Es wird angenommen, dass die Empfangsantennen 5a bis 5d in regelmäßigen Abständen "d" angeordnet sind. In diesem Fall ändert sich die Phase des empfangenen Signals entsprechend der reflektierten Welle, die aus einer Richtung unter einem Winkel θ ankommt, linear bei regelmäßigen Abständen 2πd·sinθ/λ. Daher wird, wenn die Fourier-Transformation bei dem Signal in der Fourier-Transformationsschaltung 8 durchgeführt wird, ein Spektrum mit einer Spitze in der räumlichen Frequenz entsprechend dem Ankunftswinkel θ erhalten. Als eine Folge wird gefunden, dass das reflektierende Objekt in der Winkelrichtung entsprechend der räumlichen Frequenz, bei der die Spitze auftritt, existiert.
die gesendeten Wellen werden abwechselnd von der Sendeantenne 4a und der Sendeantenne 4b gesendet. Das von der reflektierten Welle der gesendeten Welle, die von der Sendeantenne 4a ausgestrahlt wurde, erhaltene empfangene Signal wird in die Phasenkompensationsschaltung 9a eingegeben, und das von der reflektierten Welle der gesendeten Welle, die von der Sendeantenne 4b ausgestrahlt wurde, erhaltene empfangene Signal wird in die Phasenkompensationsschaltung 9b eingegeben. Da sich die Sendeantenne 4a und die Sen deantenne 4b an verschiedenen Positionen befinden, hängt eine Sende-/Empfangs-Pfadlänge, die die Summe aus dem Sendepfad, der sich von der Sendeantenne 4 zu dem reflektierenden Objekt erstreckt, und dem Empfangspfad, der sich von dem reflektierenden Objekt zu der Empfangsantenne 5 erstreckt, ist, von der Position der Sendeantenne 4 ab. Eine Differenz in der Pfadlänge aufgrund der Positionsdifferenz der Sendeantenne 4 wird die Phasendifferenz des empfangenen Signals. Unter diesen Umständen kompensieren die Phasenkompensationsschaltung 9a und die Phasenkompensationsschaltung 9b die jeweiligen Phasen derart, dass das empfangene Signal, das aus der reflektierten Welle erhalten ist, die sich aus der Reflexion der gesendeten Welle, die von der Sendeantenne 4a ausgestrahlt wurde, an dem reflektierenden Objekt ergibt, in der Phase übereinstimmt mit dem empfangenen Signal, das aus der reflektierten Welle erhalten ist, die sich aus der Reflexion der gesendeten Welle, die von der Sendeantenne 4b ausgestrahlt wurde, an dem reflektierenden Objekt ergibt.
Da es erforderlich ist, die Phasenkompensation so durchzuführen, dass die Phasendifferenz zwischen den beiden empfangenen Signalen eliminiert ist, kann die Phasenkompensation bei einem empfangenen Signal durchgeführt werden, selbst wenn die Phasen der beiden empfangenen Signale nicht kompensiert sind. Beispielsweise in dem Fall, in welchem die Phasenkompensation auf der Grundlage eines Phasenwertes des empfangenen Signals durchgeführt wird, das aus der reflektierten Welle erhalten ist, die sich aus der Reflexion der gesendeten Welle, die von der Sendeantenne 4a ausgestrahlt wurde, an dem reflektierenden Objekt ergibt, wird die Phasenkompensation durch die Phasenkompensationsschaltung 9b nur bei dem empfange nen Signal durchgeführt, das aus der reflektierten Welle erhalten ist, die sich aus der Reflexion der gesendeten Welle, die von der Sendeantenne 4b ausgestrahlt wurde, an dem reflektierenden Objekt ergibt. In diesem Fall ist die Phasenkompensationsschaltung 9a nicht erforderlich.
Das Signal der räumlichen Frequenzdomäne, das nach der Fourier-Transformation in der Phase durch die Phasenkompensationsschaltung 9a oder die Phasenkompensationsschaltung 9b kompensiert wurde, wird durch die kohärente Integrationsschaltung 10 der kohärenten Integration unterzogen, d. h., einem Vorgang des Addierens der Signale der räumlichen Frequenzdomäne in jedem Winkel, während eine Sicherung der Phase durchgeführt wird.
Das Signal, das der kohärenten Integration unterzogen wurde, ist äquivalent dem Signal, das durch eine Aperturlänge der virtuellen Elementanordnung beobachtet wurde. Die Strahlenbreite ist im umgekehrten Verhältnis zu der Aperturlänge. In dem Fall, in welchem die Aperturlänge verdoppelt ist, ist die Strahlenbreite auf die Hälfte reduziert. Um die Strahlenformung entsprechend der Strahlenbreite durchzuführen, ist die Winkelauflösung in dem Fall, in welchem die Signalserien der gesamten Aperturlänge der vier Elemente direkt der Fourier-Transformation unterzogen werden, nicht ausreichend. Mit anderen Worten, die Empfangsstrahlenbildung wird in Abständen durchgeführt, die zweimal so lang wie die Strahlenbreite sind, die in der virtuellen Elementanordnung kombiniert wurde. Unter diesen Umständen wird in dem Fall, in welchem die Fourier-Transformation in der Fourier-Transformationsschaltung 8 durchgeführt wird, 0 zu den Signalserien addiert, um die Länge der Signalse rien bei der Verarbeitung auszudehnen, dass die Winkelauflösung des räumlichen Vektors, der der Fourier-Transformation unterzogen wurde, zufrieden stellend fein wird.
3 ist ein Flussdiagramm, das einen Beobachtungs- und Verarbeitungsvorgang zeigt, der von der Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird.
Im Schritt S001 werden die gesendeten Wellen von der Sendeantenne 4a gesendet.
Im Schritt S002 werden die reflektierten Wellen in den jeweiligen Empfangsantennen 5a bis 5d empfangen.
Im Schritt S003 werden die im Schritt S002 empfangenen reflektierten Wellen mit den gesendeten Wellen in den Mischern 6a bis 6d gemischt, dann der A/D-Umwandlung durch die A/D-Wandler 7a bis 7d unterzogen, und danach abgetastet, um die Signalserien zu erhalten. Dann werden die so erhaltenen Signalserien dem schnellen Fourier-Transformationsprozess durch die Fourier-Transformationsschaltung 8 unterzogen, um das Signal der räumlichen Frequenzdomäne zu erhalten.
Im Schritt S004 wird die Größe der Phasenkompensation an der Position der Sendeantenne 4a berechnet, und das Signal der räumlichen Frequenzdomäne wird dann mit der Größe der Phasenkompensation kompensiert (Signal A).
Im Schritt S005 werden die gesendeten Wellen von der Sendeantenne 4b gesendet.
Im Schritt S006 werden die reflektierten Wellen in den jeweiligen Empfangsantennen 5a bis 5d empfangen.
Im Schritt S007 werden die im Schritt S006 empfangenen reflektierten Wellen mit den gesendeten Wellen in den Mischern 6a bis 6d gemischt, dann durch die A/D-Wandler 7a bis 7d der A/D-Umwandlung unterzogen und danach abgetastet, um die Signalserien zu erhalten. Dann werden die so erhaltenen Signalserien dem schnellen Fourier-Transformationsprozess durch die Fourier-Transformationsschaltung 8 unterzogen, um das Signal der räumlichen Frequenzdomäne zu erhalten.
Im Schritt S008 wird die Größe der Phasenkompensation an der Position der Sendeantenne 4b berechnet, und das Signal der räumlichen Frequenzdomäne wird dann mit der Größe der Phasenkompensation kompensiert (Signal B).
Im Schritt S009 wird das Signal A der räumlichen Frequenzdomäne, das im Schritt S004 in der Phase kompensiert wurde, zu dem Signal B der räumlichen Frequenzdomäne, das im Schritt S008 in der Phase kompensiert wurde, addiert, um ein Raumzeitspektrum zu erhalten.
Im Schritt S010 wird das Raumzeitspektrum, das der kohärenten Integration unterzogen wurde, das im Schritt S009 erhalten wurde, analysiert und dann einem Zielerfassungsprozess unterzogen.
Nachfolgend wird der Grund, weshalb die schnelle Fourier-Transformation bei dem Fourier-Transformationsprozess anwendbar ist, beschrieben.
Die empfangenen Signale s_m(t_n), die von den Empfängern 12a bis 12d erhalten werden, sind durch Ausdruck (7) dargestellt. In dem Ausdruck bezeichnet A die Amplitude des Schwebungssignals, f_b eine Schwebungsfrequenz, X_rm,m eine Position der Empfangsantenne 5, die verwendet wird, um einen m-ten logischen Kanal zu erhalten, X_tx,m eine Position der Sendeantenne 4, die verwendet wird, um einen m-ten logischen Kanal zu erhalten, 0 eine Ankunftsrichtung der Empfangswelle (eine Frontrichtung ist als 0 Grad definiert), t_n eine Zeit einer n-ten Abtastung, Δt_m eine Zeitdifferenz der Abtastzeiten zwischen dem m-ten logischen Kanal und dem ersten logischen Kanal, und ϕ₀ eine anfängliche Phase des Schwebungssignals in dem Fall, in welchem angenommen wird, dass die Signale von einem Ursprung gesendet oder empfangen werden. Ausdruck 4
Auch wird ein Koeffizient C_tm(f_b, m), der die Phasenverschiebung aufgrund der Differenz der Abtastzeiten kompensiert, durch Verwendung des Ausdrucks (2) berechnet. Auch wird ein Koeffizient C_tx(θ, m), der die Phasenverschiebung aufgrund der Differenz der Position der Sendeantenne 4 kompensiert, durch Verwendung des Ausdrucks (3) berechnet.
Dann wird ein Raumzeitspektrum S(f_b, θ), das ein Signal ist, das sich aus der Trennung des empfangenen Signals s_m(t_n) des Ausdrucks (7) in jeweilige Komponenten der Schwebungsfrequenz f_b und des Ankunftswinkels θ ergibt, durch die zweidimensionale Fourier-Transformation mit der Phasenkompensation des Ausdrucks (8) berechnet. Ausdruck 5
Dann wird die Phasenverschiebung aufgrund der Differenz der Abtastzeiten bestimmt durch nur die Differenz zwischen den Sendeantennen 4a und 4b, und sie hängt nicht ab von den Empfangsantennen 5a bis 5d. Demgemäß ist bei der Empfangsstrahlbildung unter Verwendung der empfangenen Signale von nur den logischen Kanälen 1 bis 4 unter Verwendung der Sendeantenne 4a, da keine Phasenverschiebung aufgrund der Differenz der Abtastzeiten zwischen den logischen Kanälen vorliegt, die auf die Abtastzeiten bezogenen Phasenkompensation nicht erforderlich.
Auch sind die Abstände der Empfangsantennen 5a bis 5d zwischen den jeweiligen logischen Kanälen regelmäßig. Daher kann die schnelle Fourier-Transformation verwendet werden für die Fourier-Transformation zum Kombinieren der Empfangsstrahlen unter Verwendung der empfangenen Signale nur der logischen Kanäle 1 bis 4.
In gleicher Weise kann die schnelle Fourier-Transformation verwendet werden für die Fourier-Transformation zum Kombinieren der Empfangsstrahlen unter Verwendung der empfangenen Signale nur der logischen Kanäle 5 bis 8. Die räumlichen Spektren, die durch solche zwei schnellen Fourier-Transformationen erhalten werden, werden zu verschiedenen Beobachtungszeiten erhalten aufgrund der Differenz in den Abtastzeiten. Ein Phasenkompensationsfaktor, der die Beobachtungszeitdifferenz kompensiert, wird multipliziert, und die Ergebnisse der zweidimensionalen Fourier-Trans formation werden addiert, wodurch es möglich wird, die Schwebungsspektrumberechnung und die Empfangsstrahlenbildung unter Verwendung der logischen Kanäle 1 bis 8 zu realisieren.
Wie vorstehend beschrieben ist, sind sowohl der Phasenkompensationsfaktor C_tx, der auf die Position der Sendeantenne 4 bezogen ist, als auch der Phasenkompensationsfaktor C_tm, der auf die Abtastzeit bezogen ist, konstant durch die Einheit von Kanälen 1 bis M/2 oder den Kanälen (M/2 + 1) bis M, und sie hängen nicht von der Kanalnummer und der Abtastnummer ab. Daher ist es im Ausdruck (8) möglich, die Phasenkompensationsfaktoren aus der Fourier-Transformation zu setzen.
In dem Fall der Durchführung der zweidimensionalen schnellen Fourier-Transformation in jeder der Sendeantennen 4 ist, da die Anzahl von logischen Kanälen die Hälfte sämtlicher Kanäle, d. h., M/2 ist, die Winkelauflösung auf das Zweifache verschlechtert, wenn die schnelle Fourier-Transformation direkt durchgeführt wird. Unter diesen Umständen wird vorgeschlagen, dass Datenpunkte mit 0 in der logischen Kanalrichtung vergrößert werden, bevor die zweidimensionale schnelle Fourier-Transformation durchgeführt wird. Die vorbeschriebene Verarbeitung ist schematisch in 4 gezeigt.
Auch zeigt das vorstehende Ausführungsbeispiels ein strukturelles Beispiel, das die Phasendifferenz kompensiert, die durch die Zeitdifferenz bewirkt wird, die auftritt, wenn die Übertragung zu der Zeitteilung umgeschaltet wird. Jedoch ist, wie aus Ausdruck (1) oder Ausdruck (7) verständlich ist, die durch die Zeitdifferenz bewirkte Phasendifferenz im Verhältnis zu einem Produkt aus der Schwebungsfrequenz und der Zeitdifferenz. Aus diesem Grund kann in dem Fall, in welchem das vorstehende Ausführungsbeispiel auf einen Zustand angewendet wird, in welchem berücksichtigt wird, dass die betreffende Schwebungsfrequenz ausreichend klein ist, die Kompensation der Phasendifferenz, die durch die Zeitdifferenz der Übertragung bewirkt wird, weggelassen werden. Beispielsweise wird in dem Fall einer Radarvorrichtung, die die Frequenzmodulation durchführt, die Schwebungsfrequenz durch die Summe eines Ausdrucks, der im Verhältnis zu dem Zielabstand ist, und eines Ausdrucks, der im Verhältnis zu der Doppler-Frequenz ist, dargestellt. Daher kann in dem Fall des Handelns eines Objekts nur in kurzem Abstand und mit relativ niedriger Geschwindigkeit die Kompensation der Phasendifferenz, die durch die Zeitdifferenz der Übertragung bewirkt wird, weggelassen werden.
Auch werden bei dem vorstehenden Ausführungsbeispiel die Fourier-Transformationen in der zeitlichen Richtung und der räumlichen Richtung durch die Fourier-Transformationsschaltung 8 mit Bezug auf das empfangene Signal, das durch den A/D-Wandler 7 abgetastet wurde, durchgeführt. Jedoch kann in dem Fall, in welchem es nicht erforderlich ist, nur die räumliche Frequenz zu erhalten, d. h., in dem Fall, in welchem es nicht erforderlich ist, Informationen über die Schwebungsfrequenz zu erhalten, die Fourier-Transformation in der räumlichen Richtung durch die Fourier-Transformationsschaltung 8 durchgeführt werden.
Da die Radarvorrichtung vom Übertragungsumschaltungs-DBF-Typ gemäß dem vorstehenden Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die schnelle Fourier-Transformation bei dem Strahlenkombinationsvorgang verwendet, ist es möglich, die Operationsmenge bei der Strahlenformung herabzusetzen und den Umfang der Signalverarbeitung zu verkleinern.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- JP 2004-198312 A [0003, 0004]

Claims

Radarvorrichtung, welche aufwest: mehrere Sendeelemente (4a, 4b), die an unterschiedlichen Positionen angeordnet sind, umgeschaltet werden und Wellen in einen Raum ausstrahlen; zumindest ein Empfangselement (5a–5d), das die durch ein Objekt, das extern vorhanden ist, gestreuten Wellen empfängt; und Empfänger (12a–12d), die die von dem Empfangselement empfangenen Wellen erfassen und ein empfangenes Signal erzeugen, welche Radarvorrichtung, die das empfangene Signal einer Signalverarbeitung unterzieht, um das Objekt zu messen, weiterhin aufweist: eine Fourier-Transformationsschaltung (8), die das empfangene Signal, das aus den von demselben Sendeelement ausgestrahlten Wellen erhalten und durch das Empfangselement empfangen wurde, herauszieht und eine Signalserie des herausgezogenen empfangenen Signals einer Fourier-Transformation unterzieht, um ein Signal einer räumlichen Frequenzdomäne zu erzeugen; eine Phasenkompensationsschaltung (9a, 9b), die das Signal der räumlichen Frequenzdomäne, das durch die Fourier-Transformationsschaltung erzeugt wurde, mit einer Phasendifferenz kompensiert, die bewirkt wird durch eine Differenz zwischen einer vorbestimmten Bezugsposition und einer Position des verwendeten Sendeelements; und eine kohärente Integrationsschaltung (10), die die Signale der räumlichen Frequenzdomäne addiert, nachdem die Signale der Phasenkompensationsverarbeitung unterzogen wurden, die mit den mehreren Sendeelementen erhalten wurden, in jeder der räumlichen Frequenzen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Phasenkompensationsschaltung (9a, 9b) das Signal der räumlichen Frequenzdomäne, das durch die Fourier-Transformationsschaltung erzeugt wurde, mit einer Phasendifferenz kompensiert, die durch eine Differenz in der Wellenausstrahlungszeit zwischen den Sendeelementen bewirkt wurde.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Fourier-Transformationsschaltung (8) das empfangene Signal der schnellen Fourier-Transformation unterzieht, um das Signal der räumlichen Frequenzdomäne zu erzeugen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Fourier-Transformationsschaltung (8) eine vorbestimmte Signalserie in die Signalserie des herausgezogenen empfangenen Signals einfügt und dann die Signalserie des empfangenen Signals der Fourier-Transformation unterzieht.
Radarvorrichtung nach Anspruch 4, bei der die vorbestimmte Signalserie eine aus 0 bestehende Signalserie ist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Fourier-Transformationsschaltung (8) die Fourier-Transformation in einer Elementenrichtung und in einer zeitlichen Richtung durchführt.