DE102019125991A1

DE102019125991A1 - Radar-Vorrichtung und Radar-Verfahren

Info

Publication number: DE102019125991A1
Application number: DE102019125991.6A
Authority: DE
Inventors: Takaaki Kishigami; Ryosuke Shiozaki; Hidekuni Yomo; Kenta Iwasa
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Automotive Systems Co Ltd
Priority date: 2018-09-28
Filing date: 2019-09-26
Publication date: 2020-04-02
Also published as: US11486994B2; US20200103515A1; US20240192349A1; US11940524B2; US20230008565A1

Abstract

Eine Radar-Vorrichtung (110) enthält eine Vielzahl von Sendeantennen (1108) und einen Sendekreis (1100), der Sendesignale durch ein Verwenden der Vielzahl von Sendeantennen (1108) sendet. In einer virtuellen Empfangsgruppe, die eine Vielzahl von virtuellen Antennen enthält, gebildet aus einer Vielzahl von Empfangsantennen (1202) und der Vielzahl von Sendeantennen (1108), sind Anordnungspositionen von mindestens zwei der virtuellen Antennen untereinander dieselben, und sind Sendeintervalle der Sendesignale, die sequentiell von Sendeantennen (1108) gesendet werden, die den mindestens zwei virtuellen Antennen unter der Vielzahl von Sendeantennen (1108) entsprechen, ein gleiches Intervall.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Radar-Vorrichtung und ein Radar-Verfahren.
Stand der Technik
In den letzten Jahren wurde eine Radar-Vorrichtung erforscht, die ein Radar-Sendesignal verwendet, dessen Wellenlänge kurz ist, wie etwa eine Mikrowelle oder eine Millimeterwelle, die es ermöglicht, eine hohe Auflösung zu erzielen. Um die Sicherheit im Freien zu verbessern, besteht ein Bedarf, eine Radar-Vorrichtung (Weitwinkel-Radar-Vorrichtung) zu entwickeln, die außer einem Fahrzeug ein kleines Objekt, wie etwa einen Fußgänger oder ein fallendes Objekt, in einem breiten Winkelbereich erfasst.
Hinsichtlich einer Anordnung einer Weitwinkel-Radar-Vorrichtung gibt es eine Anordnung, die ein Verfahren (ein Ankunftswinkelschätzverfahren oder eine Ankunftsrichtungsschätzung [DOA-Schätzung]) verwendet, bei dem eine reflektierte Welle durch eine Vielzahl von Antennen (Gruppenantennen) empfangen wird und eine Ankunftsrichtung (ein Ankunftswinkel) der reflektierten Welle von einem Zielobjekt auf Grundlage eine Empfangsphasendifferenz für ein Antennenintervall geschätzt wird. Zum Beispiel ist als das Ankunftswinkelschätzverfahren ein schnelles Fourier-Transformationsverfahren (FFT-Verfahren) verwendet. Als das Ankunftswinkelschätzverfahren kann ein Verfahren, das ein Erzielen einer hohen Auflösung ermöglicht, ein Capon-Verfahren, ein Mehrsignal-Klassifizierungsverfahren (MUSIC-Verfahren) und ein Schätzen von Signalparametern über Rotationsinvarianztechniken (ESPRIT) enthalten.
Es wurde eine Anordnung (MIMO-Radar) vorgeschlagen, bei der zusätzlich zu einer Empfangsseite eine Vielzahl von Sendeantennen (Gruppenantennen) auch auf einer Sendeseite vorgesehen ist und ein Strahlabtasten durch Signalverfahren durchgeführt wird, die die Sende- und Empfangsgruppen verwenden (siehe beispielsweise die Nichtpatentschrift 1).
Literaturverzeichnis
Patentliteratur

Patentschrift 1 Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2008-304417
Patentschrift 2 Japanische Übersetzung einer PCT-Anmeldungsveröffentlichung Nr. 2011-526371
Patentschrift 3 Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2016-50778

Nichtpatentliteratur

Nichtpatentschrift 1 J. Li, P. Stoica, „MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Ausg.: 5, S. 106-114, 2007
Nichtpatentschrift 2 M. Kronauge, H.Rohling, „Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), S. 1817-1823
Nichtpatentschrift 3 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Ausg.: 1, Erscheinungsjahr: 1992, Seiten: 64-79

Zusammenfassung
Eine Radar-Vorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung enthält: eine Vielzahl von Sendeantennen; und einen Sendeschaltkreis, der Sendesignale durch ein Verwenden der Vielzahl von Sendeantennen sendet, bei dem in einer virtuellen Empfangsgruppe, die eine Vielzahl von virtuellen Antennen enthält, die auf Grundlage einer Vielzahl von Empfangsantennen und der Vielzahl von Sendeantennen gebildet sind, die Anordnungspositionen mindestens zweier aus der Vielzahl von virtuellen Antennen dieselben sind, und bei dem die Sendeintervalle der Sendesignale, die sequentiell von den Sendeantennen, die den mindestens zwei virtuellen Antennen entsprechen, unter der Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden, gleiche Intervalle sind.
Diese umfassenden oder speziellen Aspekte können durch eine Vorrichtung, ein Verfahren, eine integrierte Schaltung, ein Computerprogramm oder ein Aufzeichnungsmedium verwirklicht sein oder können durch eine beliebige Kombination eines Systems, der Vorrichtung, des Verfahrens, der integrierten Schaltung, des Computerprogramms und des Aufzeichnungsmediums verwirklicht sein.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist es möglich, die Mehrdeutigkeit einer Dopplerfrequenz zu reduzieren.
Figurenliste

1 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 1 darstellt;
2 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines durch einen Radar-Sendesignalgenerator erzeugten Radar-Sendesignals darstellt;
3 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen Sende-HF-Teile #1 bis #3 gemäß der Ausführungsform 1 Sendesignale in einem Fall senden, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen drei beträgt;
4 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen Sende-HF-Teile #1 bis #4 gemäß der Ausführungsform 1 Sendesignale in einem Fall ausgeben, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen vier beträgt;
5 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen Sende-HF-Teile #1 bis #5 gemäß der Ausführungsform 1 Sendesignale in einem Fall ausgeben, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen fünf beträgt;
6 ist ein Diagramm, das ein Beispiel darstellt, in dem eine Sendeverzögerung für Zeitpunkte vorgesehen ist, zu denen die Sende-HF-Teile beginnen, Sendesignale zu senden;
7 ist ein Blockschaltbild, das ein Modifikationsbeispiel des Radar-Sendesignalgenerators darstellt;
8 ist ein Diagramm zum Beschreiben eines Zeitverlaufs eines Sendesignals und eines Messbereichs einer diskreten Zeit;
9 ist eine Zeichnung, die eine Beziehung zwischen einer Sendeantenne, einer Empfangsantenne und einer virtuellen Empfangsantenne beschreibt;
10 ist ein Blockschaltbild, das ein Modifikationsbeispiel des Radar-Sendesignalgenerators darstellt;
11A und 11B sind Diagramme, die Beispiele von Ergebnissen eines Raumprofils in einem Fall darstellen, in dem ein Strahlformerverfahren durch einen Richtungsschätzer verwendet ist;
12 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 2 darstellt;
13A und 13B sind Diagramme, die jeweils ein Sende-Chirp-Signal und ein reflektiertes Wellensignal gemäß der Ausführungsform 2 darstellen;
14 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 3 darstellt;
15 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen Sende-HF-Teile #1 bis #Nt gemäß der Ausführungsform 3 Sendesignale senden;
16 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 4 darstellt;
17 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen Sende-HF-Teile #1 bis #3 gemäß der Ausführungsform 5 Sendesignale in einem Fall ausgeben, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen drei beträgt;
18 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 6 darstellt;
19A ist ein Diagramm zum Beschreiben von Beispielen von Sendezeiten in der Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 6;
19B ist ein Diagramm zum Beschreiben von Beispielen von Sendezeiten in der Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 6;
20 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 7 darstellt;
21 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
22 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Radar-Sendesignals gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
23 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sende-Schaltvorgangs gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
24 ist ein Blockschaltbild, das ein weiteres Aufbaubeispiel eines Radar-Sendesignalgenerators gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
25 ist ein Diagramm, das Beispiele von Sendezeiten eines Radar-Sendesignals und eines Messbereichs gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
26A ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
26B ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
26C ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
27 ist eine Zeichnung, die eine Antennenanordnung gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
28 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Empfangszeitverlaufs jeder virtuellen Antenne gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
29 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Sendeantennenanordnung gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
30 ist eine Zeichnung, die eine Empfangsantennenanordnung gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
31 ist eine Zeichnung, die eine virtuelle Empfangsgruppenanordnung gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
32 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Empfangszeitverlaufs jeder virtuellen Antenne gemäß der Ausführungsform 8 darstellt;
33 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs gemäß der Abwandlung 1 der Ausführungsform 8 darstellt;
34A ist ein Diagramm, das ein weiteres Beispiel eines Sendezeitverlaufs gemäß der Abwandlung 1 der Ausführungsform 8 darstellt;
34B ist ein Diagramm, das noch ein weiteres Beispiel eines Sendezeitverlaufs gemäß der Abwandlung 1 der Ausführungsform 8 darstellt;
35 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 2 der Ausführungsform 8 darstellt;
36 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs gemäß der Abwandlung 2 der Ausführungsform 8 darstellt;
37 ist eine Zeichnung, die ein weiteres Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 2 der Ausführungsform 8 darstellt;
38 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 3 der Ausführungsform 8 darstellt;
39 ist eine Zeichnung, die ein weiteres Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 3 der Ausführungsform 8 darstellt;
40 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
41 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
42 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
43 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
44 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sende-Schaltvorgangs gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
45 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
46 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sendeschaltvorgangs gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
47 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
48 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sendeschaltvorgangs gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
49 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
50 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
51 ist eine Zeichnung, die ein Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
52 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Sendeschaltvorgangs gemäß der Abwandlung 4 der Ausführungsform 8 darstellt;
53 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Abwandlung 5 der Ausführungsform 8 darstellt;
54 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung gemäß der Abwandlung 6 der Ausführungsform 8 darstellt; und
55 ist ein Diagramm, das Beispiele eines Sendesignals und eines reflektierten Wellensignals in einem Fall darstellt, in dem ein Chirp-Impuls verwendet ist.

Beschreibung von Ausführungsformen
Jedoch sind Ausführungsformen eines Beispiels der vorliegenden Offenbarung in geeigneter Weise unter Bezugnahme auf die Zeichnung genau beschrieben. Jedoch kann eine mehr als nötig genaue Beschreibung weggelassen sein. Zum Beispiel sind eine genaue Beschreibung eines wohl bekannten Inhalts oder eine wiederholte Beschreibung eines im Wesentlichen identischen Inhalts weggelassen. Damit soll vermieden werden, dass die folgende Beschreibung unnötig redundant ist, und soll das Verständnis durch einen Fachmann erleichtert sein.
Die angefügte Zeichnung und die folgende Beschreibung sind für einen Fachmann vorgesehen, der die vorliegende Offenbarung ausreichend versteht, und sollen den in den Ansprüchen offenbarten Gegenstand nicht einschränken.
Ein MIMO-Radar sendet gemultiplexte Signale unter Verwendung beispielsweise von Zeitmultiplex, Frequenzmultiplex oder Codemultiplex aus einer Vielzahl von Sendeantennen. Das MIMO-Radar empfängt an einem umgebenden Objekt (Zielobjekt) reflektierte Signale durch ein Verwenden einer Vielzahl von Empfangsantennen und demultiplext die gemultiplexten Sendesignale aus den jeweiligen Empfangssignalen. Folglich kann das MIMO-Radar eine Ausbreitungspfadantwort extrahieren, die durch ein Produkt der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen dargestellt ist. Im MIMO-Radar ist ein Intervall der Sende-/Empfangsantennen geeignet so angeordnet, dass eine Antennenapertur virtuell vergrößert sein kann, und somit ist es möglich, eine Winkelauflösung zu verbessern.
Zum Beispiel offenbart die Patentschrift 1 ein MIMO-Radar (nachstehend als „zeitmultiplexendes MIMO-Radar“ bezeichnet), das ein Zeitmultiplexen, bei dem eine Sendezeit für jede Sendeantenne verschoben wird und ein Signal gesendet wird, als ein multiplexendes Sendeverfahren für das MIMO-Radar verwendet. Das zeitmultiplexende Senden kann mit einer einfacheren Anordnung verwirklicht werden als das frequenzmultiplexende Senden oder das Code-multiplexende Senden. Beim zeitmultiplexenden Senden wird ein Intervall zwischen den Sendezeiten ausreichend vergrößert, und somit kann die Orthogonalität zwischen Sendesignalen günstig gehalten werden. Das zeitmultiplexende MIMO-Radar gibt einen Sendeimpuls aus, der ein Beispiel eines Sendesignals ist, während es Sendeantennen nacheinander in einem vorgegebenen Zyklus T_r schaltet. Das zeitmultiplexende MIMO-Radar empfängt Signale von durch ein Objekt reflektierten Sendeimpulsen durch ein Verwenden einer Vielzahl von Empfangsantennen, führt ein Korrelationsverfahren zwischen den Empfangssignalen und den Sendeimpulsen durch und führt dann eine räumliche FFT-Verarbeitung (Ankunftsrichtungsschätzverarbeitung der reflektierten Welle) durch.
Wie oben beschrieben, führt das zeitmultiplexende MIMO-Radar nacheinander ein Umschalten unter Sendeantennen durch, die Sendesignale (beispielsweise Sendeimpulse oder Radar-Sendewellen) im vorgegebenen Zyklus T_r senden werden. Daher kann beim zeitmultiplexenden Senden die zum Abschließen des Sendens der Sendesignale von allen Sendeantennen erforderliche Zeit länger sein als beim Frequenzmultiplex- oder Codemultiplex-Senden. Somit wird, wie beispielsweise in der Patentschrift 2, in einem Fall, in dem Sendesignale von jeweiligen Sendeantennen gesendet werden und eine Doppler-Frequenz (das heißt, eine Relativgeschwindigkeit eines Zielobjekts) auf Grundlage einer Empfangsphasenänderung davon erfasst wird, ein Zeitintervall der Beobachtung der Empfangsphasenänderung vergrößert, wenn eine Fourier-Frequenzanalyse durchgeführt wird, um die Doppler-Frequenz zu erfassen. Daher ist ein Doppler-Frequenzbereich (das heißt, ein Bereich der erfassbaren Relativgeschwindigkeit), in dem eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst werden kann, reduziert.
In einem Fall, in dem ein reflektiertes Signal von einem Zielobjekt angenommen ist, das einen Doppler-Frequenzbereich überschreitet, in dem eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst werden kann, kann nicht angegeben werden, ob es eine Aliasing-Komponente gibt oder nicht, und somit tritt die Mehrdeutigkeit (Ungewissheit) einer Doppler-Frequenz auf (das heißt, einer Relativgeschwindigkeit eines Zielobjekts). Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem Sendesignale (Sendeimpulse) gesendet werden, während nacheinander unter N_t Sendeantennen im vorgegebenen Zyklus T_r umgeschaltet wird, eine Sendezeit T_rN_t notwendig. In einem Fall, in dem dieses zeitmultiplexende Senden N_c-mal wiederholt durchgeführt wird und die Fourier-Frequenzanalyse angewendet wird, um eine Doppler-Frequenz zu erfassen, beträgt nach dem Abtasttheorem ein Doppler-Frequenzbereich, in dem eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst werden kann, ±1/(2T_rN_t). Daher wird ein Doppler-Frequenzbereich, in dem eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst werden kann, reduziert, wenn die Anzahl N_t von Sendeantennen erhöht wird, und somit tritt leicht die Mehrdeutigkeit einer Doppler-Frequenz auf.
Eine Aufgabe eines Beispiels der vorliegenden Offenbarung ist es, eine Radar-Vorrichtung zu schaffen, die imstande ist, die Mehrdeutigkeit einer Doppler-Frequenz zu reduzieren.
(Ausführungsform 1)
1 stellt ein Anordnungsbeispiel einer zeitmultiplexenden MIMO-Radarvorrichtung (nachstehend einfach als „Radar-Vorrichtung“ bezeichnet) gemäß der Ausführungsform 1 dar. Die Radar-Vorrichtung 1 enthält einen Radar-Sender 100 und einen Radar-Empfänger 200. Der Radar-Sender 100 schaltet eine Vielzahl von Sendeantennen Tx#1 bis Tx#N_t im Zeitmultiplex um und sendet Sendesignale. Der Radar-Empfänger 200 empfängt ein reflektiertes Signal als Ergebnis dessen, dass ein vom Radar-Sender 100 gesendetes Sendesignal von einem Zielobjekt (Objekt) reflektiert wird, und schätzt eine Richtung des Zielobjekts.
<Radar-Sender 100>
Als Nächstes ist der Radar-Sender 100 beschrieben. Der Radar-Sender 100 enthält eine Vielzahl von Radar-Sendesignalgeneratoren 101, eine Schaltsteuereinheit 105, einen Sende-HF-Schalter 106, N_t Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t und N_t Sendeantennen Tx#1 bis Tx#N_t . Die Sendeantennen Tx#1 bis Tx#N_t können als Sendegruppenantennen bezeichnet sein.
Der Radar-Sendesignalgenerator 101 enthält einen Codegenerator 102, einen Modulator 103 und ein Bandbegrenzungsfilter (Tiefpassfilter, TPF) 104.
Der Sende-HF-Schalter 106 wählt einen aus der Vielzahl von Sende-HF-Teilen 107 auf Grundlage eines von der Schaltsteuereinheit 105 ausgegebenen Schaltsteuersignals. Der Sende-HF-Schalter 106 gibt ein vom Radar-Sendesignalgenerator ausgegebenes Basisband-Sendesignal zum gewählten Sende-HF-Teil 107 aus.
Der durch den Sende-HF-Schalter 106 gewählte Sende-HF-Teil 107 wandelt die Frequenz des vom Sende-HF-Schalter 106 ausgegebenen Basisband-Sendesignals um, um ein vorgegebenes Funkfrequenzband zu erhalten und gibt das Sendesignal an die mit dem Sende-HF-Teil 107 verbundene Sendeantenne Tx aus.
Die Sendeantennen Tx#1 bis Tx#N_t sind jeweils mit den Sende-HF-Teilen 107#1 bis #Nt verbunden. Die Sendeantenne Tx strahlt ein vom Sende-HF-Teil 107 ausgegebenes Sendesignal in den Raum aus.
Als Nächstes ist ein Betrieb des Radar-Senders 100 genau beschrieben.
Der Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugt einen Zeitgebertakt, erhalten durch ein Multiplizieren eines vom Referenzsignalgenerator Lo empfangenen Referenzsignals mit einer vorgegebenen Zahl, und erzeugt ein Sendesignal auf Grundlage des erzeugten Zeitgebertakts. Der Radar-Sendesignalgenerator 101 gibt das Sendesignal in jedem vorgegebenen Sendezyklus T_r aus. Das Radar-Sendesignal ist ausgedrückt durch y(k_t,M) = I(k_t,M) + jQ(k_t,M). Hier bezeichnet j eine imaginäre Zahleneinheit, bezeichnet k_t eine diskrete Zeit und bezeichnet M eine Ordnungszahl des Sendezyklus. I(k_t,M) bzw. Q(k_t,M) geben eine phasengleiche Komponente bzw. eine Quadraturkomponente des Radar-Sendesignals y(k_t,M) zur diskreten Zeit k_t im M-ten Radar-Sendezyklus T_r an.
Der Codegenerator 102 erzeugt Codes a_n(M) (wobei n = 1, ..., und L) einer Codesequenz mit der Codelänge L im M-ten Sendezyklus T_r . Als Codes a_n(M) werden Pulscodes verwendet, die beispielsweise bewirken, dass eine Seitenkeulenkennlinie niedriger Reichweite erzielt wird. Als die Codesequenz können beispielsweise Barker-Codes, M-Sequenzcodes oder Gold-Codes verwendet sein.
Der Modulator 103 führt eine Pulsmodulation (Amplitudenmodulation, Amplitudenumtastung [ASK] oder Pulsumtastung) oder Phasenmodulation (Phasenumtastung: PSK) an den vom Codegenerator ausgegebenen Codes aus. Der Modulator gibt ein der Pulsmodulation unterzogenes Signal (moduliertes Signal) an das TPF 104 aus.
Das TPF 104 extrahiert eine Signalkomponente in einem vorgegebenen begrenzten Band oder niedriger aus dem vom Modulator 103 ausgegebenen modulierten Signal und gibt das extrahierte Signal an den Sende-HF-Schalter 106 als Basisband-Sendesignal aus.
2 stellt ein durch den Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugtes Sendesignal dar.
Im Sendezyklus T_r ist ein Signal während des Code-Sendezeitraums T_w vorhanden, und ist kein Signal während des verbleibenden Zeitraums (T_r-T_w) vorhanden. Mit anderen Worten, der Zeitraum (T_r-T_w) ist ein signalfreier Zeitraum. Ein Pulscode mit einer Pulscodelänge L ist im Code-Sendezeitraum T_w enthalten. Ein einzelner Pulscode enthält L Unterpulse, und eine Pulsmodulation unter Verwendung von N_o Abtastwerten wird an jedem Unterpuls durchgeführt. Daher sind N_r (= N_oL) Abtastwertsignale in jedem Code-Sendezeitraum T_w enthalten. Mit anderen Worten, eine Abtastrate im Modulator beträgt (N_oL)/T_w. N_u Abtastwerte sind im signalfreien Zeitraum (T_r-T_w) enthalten.
Die Schaltsteuereinheit 105 gibt ein Schaltsteuersignal, um eine Anweisung zum Schalten unter Ausgabezielen zu geben, an den Sende-HF-Schalter 106 des Radar-Senders 100 und den Ausgangsschalter 211 des Radar-Empfängers 200 aus. Eine an den Ausgangsschalter 211 gegebene Anweisung zum Umschalten unter Ausgabezielen ist weiter unten beschrieben (siehe eine Beschreibung eines Betriebs des Radar-Empfängers 200). Nachstehend folgt eine Beschreibung einer an den Sende-HF-Schalter 106 gegebenen Anweisung zum Umschalten unter Ausgabezielen.
Die Schaltsteuereinheit 105 wählt in jedem Sendezyklus T_r einen Sende-HF-Teil 107, der zum Senden eines Sendesignals zu benutzen ist, aus den Sende-HF-Teilen 107#1 bis #Nt. Die Schaltsteuereinheit 105 gibt an den Sende-HF-Schalter 106 ein Schaltsteuersignal für eine Anweisung zum Schalten eines Ausgabeziels zum gewählten Sende-HF-Teil 107 aus.
Der Sende-HF-Schalter 106 schaltet ein Ausgabeziel zu einem der Sende-HF-Teile 107#1 bis #Nt auf Grundlage des von der Schaltsteuereinheit 105 ausgegebenen Schaltsteuersignals. Der Sende-HF-Schalter 106 gibt ein vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegebenes Sendesignal zu dem Sende-HF-Teil 107 aus, der ein geschaltetes Ziel ist.
Hier gibt die Schaltsteuereinheit 105 ein Schaltsteuersignal, in dem ein Sendeintervall zwischen den Sendesignalen von mindestens einem Sende-HF-Teil 107 unter Nt Sende-HF-Teilen 107 kürzer ist als ein Sendeintervall zwischen den Sendesignalen von jedem der anderen Sende-HF-Teile 107, an den Sende-HF-Schalter 106 aus. Das Sendeintervall in dem mindestens einen Sende-HF-Teil 107 kann ein gleiches Intervall sein. Mit anderen Worten, die Schaltsteuereinheit 105 wählt den mindestens einen Sende-HF-Teil 107 in einem kürzeren Zyklus als jeden der anderen Sende-HF-Teile 107. Nachstehend kann der in einem kürzeren Zyklus gewählte Sende-HF-Teil 107 auch als „Kurzzyklus-Sende-HF-Teil“ bezeichnet sein. Ein vom Kurzzyklus-Sende-HF-Teil gesendetes Sendesignal kann auch ein „Kurzzyklus-Sendesignal“ sein.
Nachstehend sind besondere Beispiel unter Bezugnahme auf 3, 4 und 5 beschrieben.
3 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen die Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#3 Sendesignale in einem Fall senden, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen drei beträgt; 3 stellt ein Beispiel dar, in dem der Sende-HF-Teil 107#2 ein Kurzzyklus-Sende-HF-Teil ist.
In diesem Fall gibt der Sende-HF-Teil 107#2 ein Sendesignal in jedem Zyklus von 2T_r aus. Die Sende-HF-Teile 107#1 und 107#3 geben sequentiell Sendesignale in jeweiligen Zeiträumen T_r aus, in denen der Sende-HF-Teil 107#2 kein Sendesignal ausgibt. Mit anderen Worten, die Sende-HF-Teile 107#1 und 107#3 geben jeweils ein Sendesignal in jedem Zyklus von N_p = 4T_r = 2(N_t-1)T_r aus.
4 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen die Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#4 Sendesignale in einem Fall senden, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen vier beträgt; 4 stellt ein Beispiel dar, in dem der Sende-HF-Teil 107#2 ein Kurzzyklus-Sende-HF-Teil ist.
In diesem Fall gibt der Sende-HF-Teil 107#2 ein Sendesignal in jedem Zyklus von 2T_r aus. Die Sende-HF-Teile 107#1, 107#3 und 107#4 geben sequentiell Sendesignale in jeweiligen Zeiträumen T_r aus, in denen der Sende-HF-Teil 107#2 kein Sendesignal ausgibt. Mit anderen Worten, die Sende-HF-Teile 107#1, 107#3 und 107#4 geben jeweils ein Sendesignal in jedem Zyklus von N_p = 6T_r = 2(N_t-1)T_r aus.
5 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen die Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#5 Sendesignale in einem Fall senden, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen fünf beträgt; 5 stellt ein Beispiel dar, in dem der Sende-HF-Teil 107#2 ein Kurzzyklus-Sende-HF-Teil ist.
In diesem Fall gibt der Sende-HF-Teil 107#2 ein Sendesignal in jedem Zyklus von 2T_r aus. Die Sende-HF-Teile 107#1, 107#3, 107#4 und 107#5 geben sequentiell Sendesignale in jeweiligen Zeiträumen T_r aus, in denen der Sende-HF-Teil 107#2 kein Sendesignal ausgibt. Mit anderen Worten, die Sende-HF-Teile 107#1, 107#3, 107#4 und 107#5 geben jeweils ein Sendesignal in jedem Zyklus von N_p = 8T_r = 2(N_t-1)T_r aus.
Die Schaltsteuereinheit 105 wiederholt den Zeitraum N_p = 2(N_t-1)T_r N_c-mal bezüglich des Ausgabeziel-Schaltvorgangs. Im Zeitraum N_pN_c gibt der Sende-HF-Teil 107#2 (der Kurzzyklus-Sende-HF-Teil) ein Sendesignal in jedem Zyklus von 2T_r aus, und gibt somit die Sendesignale (N_t-1)N_c-mal aus. Jeder der Sende-HF-Teile 107 außer dem Sende-HF-Teil 107#2 gibt ein Sendesignal in jedem Zyklus von N_p aus und gibt somit Sendesignale N_c-mal aus.
Der Sende-HF-Teil 107, zu dem ein Sendesignal vom Sende-HF-Schalter 106 ausgegeben wird, gibt das Sendesignal an die mit dem Sende-HF-Teil 107 verbundene Sendeantenne Tx aus. Zum Beispiel führt der Sende-HF-Teil 107 eine Frequenzumwandlung an einem vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegeben Basisband-Sendesignal durch, erzeugt somit ein Sendesignal in einer Trägerfrequenz (Funkfrequenz [HF]), verstärkt das Sendesignal mit einem Sendeverstärker, um eine vorgegebene Sendeleistung P [dB] zu erhalten, und gibt das Sendesignal an die Sendeantenne Tx aus.
Die Sendeantenne Tx strahlt ein von dem mit der Sendeantenne Tx verbundenen Sende-HF-Teil 107 ausgegebenes Sendesignal in den Raum aus.
Eine Sendestartzeit eines Sendesignals in jedem Sende-HF-Teil 107 braucht nicht unbedingt mit dem Zyklus T_r synchronisiert zu sein. Zum Beispiel können, wie in 6 dargestellt, Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_Nt jeweils für Sendestartzeitpunkte jeweiliger Sende-HF-Teile 107 vorgesehen sein. Mit anderen Worten, in jeweiligen Sende-HF-Teilen 107 können Verzögerungen von Sendesignal-Ausgabezeiten voneinander verschieden sein. Als Nächstes folgt eine weitere Beschreibung mit Bezugnahme auf 6.
In 6 ist ein Sendestartzeitpunkt für ein Sendesignal des Sende-HF-Teils 107#1 ein Zeitpunkt, nachdem die Sendeverzögerung Δ₁ von einem Startzeitpunkt des Zeitraums T_r verstrichen ist. Ähnlich ist ein Sendestartzeitpunkt für ein Sendesignal des Sende-HF-Teils 107#2 ein Zeitpunkt, nachdem die Sendeverzögerung Δ₂ von einem Startzeitpunkt des Zeitraums T_r verstrichen ist. Ein Sendestartzeitpunkt für ein Sendesignal des Sende-HF-Teils 107#3 ist ein Zeitpunkt, nachdem die Sendeverzögerung Δ₃ von einem Startzeitpunkt des Zeitraums T_r verstrichen ist.
In einem Fall, in dem die Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_Nt vorgesehen sind, wie weiter unten beschrieben, können Korrekturkoeffizienten, bei denen die Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , und Δ_Nt berücksichtigt sind, in die Sendephasen-Korrekturkoeffizienten in einen durch den Radar-Empfänger 200 durchgeführten Vorgang eingeführt werden. Folglich ist es möglich, den Einfluss zu beseitigen, dass verschiedene Doppler-Frequenzen verschiedene Phasendrehungen (die weiter unten genauer beschrieben sind) verursachen.
Die Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_Nt können immer dann geändert werden, wenn ein Zielobjekt gemessen wird. Folglich ist es in einem Fall möglich, in dem Störungen von anderen Radar-Vorrichtungen empfangen werden oder Störungen auf andere Radar-Vorrichtungen ausgeübt werden, gegenseitig die Einflüsse von Störungen mit anderen Radar-Vorrichtungen zufällig zu machen.
Als Nächstes folgt mit Bezugnahme auf 7 eine Beschreibung eines Modifikationsbeispiels des Radar-Sendesignalgenerators 101.
Wie in 7 dargestellt, kann der Radar-Sendesignalgenerator 101 so gestaltet sein, dass er einen Code-Speicher 111 und einen D/A-Wandler 112 enthält. Der Code-Speicher 111 speichert vorab eine im Code-Generator 102 erzeugte Codesequenz und liest die Codesequenz zyklisch aus. Der D/A-Wandler 112 wandelt ein digitales Signal in ein analoges Signal um. Mit anderen Worten, gemäß der in 7 dargestellten Anordnung wandelt der Radar-Sendesignalgenerator 101 einen Ausgang vom Code-Speicher 111 in ein analoges Basisband-Sendesignal um, das dann zum Sende-HF-Teil 107 ausgegeben wird.
<Radar-Empfänger>
Als Nächstes ist der Radar-Empfänger 200 beschrieben. Der Radar-Empfänger 200 enthält N_a Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#N_a , N_a Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a , einen CFAR-Teil 215 und einen Richtungsschätzer 214. Die Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#N_a können auch als Empfangsgruppenantennen bezeichnet sein. Eine einzelne Empfangsantenne Rx ist mit einem einzelnen Antennensystemprozessor 201 korreliert. Mit anderen Worten, der Antennensystemprozessor 201#z ist mit der Empfangsantenne Rx#z korreliert (wobei z = 1, und N_a ). Jeder Antennensystemprozessor 201 enthält einen Empfangsfunkteil 203 und einen Signalprozessor 207.
Jede Empfangsantenne Rx empfängt ein reflektiertes Signal als Ergebnis dessen, dass ein vom Radar-Sender 100 gesendetes Sendesignal von einem Zielobjekt reflektiert wird. Die Empfangsantenne Rx gibt das Empfangssignal, das empfangen wurde, an den Empfangsfunkteil 203 des mit der Empfangsantenne Rx korrelierten Antennensystemprozessors 201 aus. Der Empfangsfunkteil 203 gibt das Empfangssignal an den Signalprozessor 207 aus, der im identischen Antennensystemprozessor 201 enthalten ist.
Der Empfangsfunkteil 203 enthält einen Verstärker 204, einen Frequenzwandler 205 und einen Quadraturdetektor 206. Der Empfangsfunkteil 203 führt eine Signalverstärkung an dem von der Empfangsantenne Rx ausgegebenen Empfangssignal durch ein Verwenden des Verstärkers 204 durch. Der Empfangsfunkteil 203 wandelt das Empfangssignal in ein Basisband-Empfangssignal, enthaltend eine I-Signalkomponente (phasengleiche Signalkomponente), und ein Basisband-Empfangssignal, enthaltend eine Q-Signalkomponente (Quadratur-Signalkomponente), durch ein Verwenden des Frequenzwandlers 205 und des Quadraturdetektor 206 um.
Der Signalprozessor 207 enthält einen A/D-Wandler 208, einen A/D-Wandler 209, einen Korrelationsrechner 210, einen Ausgangsschalter 211 und Nt Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt. Als Nächstes ist jeder Funktionsblock beschrieben.
Der A/D-Wandler 208 führt ein Abtasten zu einer diskreten Zeit an einem Basisband-Empfangssignal durch, enthaltend eine I-Signalkomponente, ausgegeben vom Empfangsfunkteil 203, und wandelt somit das Basisband-Empfangssignal in digitale Daten um. Der A/D-Wandler 209 führt ein Abtasten zu einer diskreten Zeit an einem Basisband-Empfangssignal durch, enthaltend eine Q-Signalkomponente, und wandelt somit das Basisband-Empfangssignal in digitale Daten um. Hier werden bei dem durch die A/D-Wandler 208 und 209 durchgeführten Abtasten N_s diskrete Abtastwerte pro Unterpulszeit T_p (=T_w/L) eines einzelnen in einem Sendesignal erzeugt. Mit anderen Worten, die Anzahl von Überabtastungen pro Unterpuls beträgt Ns.
In der folgenden Beschreibung sind Basisband-Empfangssignale Q_z(k,M), enthaltend eine I-Signalkomponente, und Basisband-Empfangssignale, enthaltend eine Q-Signalkomponente, empfangen durch die Empfangsantenne Rx#z zur diskreten Zeit k im M-ten Sendezyklus T_r , durch x_z(k,M) = I_z(k,M) + jQ_z(k,M) unter Verwendung komplexer Zahlen dargestellt. Hier ist j eine imaginäre Zahleneinheit.
Nachstehend verwendet die diskrete Zeit k einen Zeitpunkt, zu dem der Sendezyklus T_r startet, als Referenz (k = 1). Der Signalprozessor arbeitet periodisch bis zu k = (Nr+N")NS/No, das ein Abtastpunkt ist, bevor der Radar-Sendezyklus T_r endet. Mit anderen Worten, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o.
Ein Referenztaktsignal im Empfangsfunkteil 203 und im Signalprozessor 207 kann ein Signal sein, erhalten durch ein Multiplizieren eines Referenzsignals vom Referenzsignalgenerator Lo mit einer vorgegebenen Zahl in derselben Weise wie im Radar-Sendesignalgenerator 101. Folglich sind die Vorgänge des Radar-Sendesignalgenerators 101 und des Empfangsfunkteils 203 und des Signalprozessors 207 des Radar-Empfängers 200 miteinander synchronisiert.
Der Korrelationsrechner 210 des Antennensystemprozessors 201#z führt eine Korrelationsberechnung zwischen dem von den A/D-Wandlern 208 und 209 ausgegebenen diskreten Abtastwert x_z(k,M) und den vom Radar-Sender 100 in jedem Sendezyklus T_r gesendeten Pulscodes a_n(M) mit der Codelänge L durch. Hier ist z 1, ... und N_a , und n ist 1, und L. Zum Beispiel führt der Korrelationsrechner 210 eine gleitende Korrelationsberechnung zwischen dem diskreten Abtastwert x_z(k,M) und den Pulscodes a_n(M) auf Grundlage des folgenden Ausdrucks (1) im M-ten Sendezyklus T_r durch. Im Ausdruck (1) gibt AC_z(k,M) einen Korrelationsberechnungswert zur diskreten Zeit k an. Der Asterisk (*) gibt einen komplex konjugierten Operator an. Hier wird AC_z(k,M) über die Zeiträume k = 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o berechnet. $A C_{z} (k, M) = \sum_{n = 1}^{L} x_{z} (k + N_{s} (n - 1), M) a_{n} (M) *$
Der Korrelationsrechner 210 ist nicht auf das Durchführen der Korrelationsberechnung bei k = 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o beschränkt und kann einen Messbereich (das heißt, einen Bereich von k) gemäß einem Bereich einschränken, in dem ein Zielobjekt vorhanden ist. Folglich kann eine Berechnungs-Verarbeitungsbelastung des Korrelationsrechners 210 verringert werden. Zum Beispiel kann der Korrelationsrechner 210 einen Messbereich auf k = N_s(L+1), ... und (N_r+N_u)N_s/N_o-N_sL einschränken. In diesem Fall führt die Radar-Vorrichtung 1, wie in 11A und 11B dargestellt, keine Messung in dem Zeitraum durch, der dem Code-Sendezeitraum T_w entspricht.
Folglich führt sogar in einem Fall, in dem ein Radar-Sendesignal in den Radar-Empfänger 200 direkt rücküberspricht, der Korrelationsrechner 210 keine Verarbeitung in einem Zeitraum (zumindest einem geringeren Zeitraum als mindestens τ1 in 8) durch, in dem das Sendesignal rücküberspricht, und somit kann die Radar-Vorrichtung 1 die Messung unter Ausschluss des Einflusses des Rückübersprechens durchführen. In einem Fall, in dem ein Messbereich (ein Bereich von k) eingeschränkt ist, kann eine Verarbeitung, bei der der Messbereich (der Bereich von k) eingeschränkt ist, auch auf nachstehend beschriebene Verarbeitungen im Doppler-Analysator 213 und im Richtungsschätzer 214 angewendet werden. Folglich kann ein Verarbeitungsaufwand in jedem Block reduziert werden, und somit ist es möglich, die Leistungsaufnahme im Radar-Empfänger 200 zu reduzieren.
Der Ausgangsschalter 211 wählt einen unter Nt Doppler-Analysatoren 213 auf Grundlage eines von der Schaltsteuereinheit 105 in jedem Sendezyklus T_r ausgegebenen Schaltsteuersignals. Der Ausgangsschalter 211 gibt ein vom Korrelationsrechner 210 in jedem Sendezyklus T_r ausgegebenes Korrelationsberechnungsergebnis zum gewählten Doppler-Analysator 213 aus.
Ein Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r kann aus Nt Bits [bit₁(M), bit₂(M), ... und bitN_t(M)] gebildet sein. In diesem Fall wählt der Ausgangsschalter 211 in einem Schaltsteuersignal im M-ten Sendezyklus T_r den ND-ten Doppler-Analysator 213 als ein Ausgabeziel in einem Fall, in dem das ND-te Bit 1 ist, und wählt den ND-ten Doppler-Analysator 213 nicht als ein Ausgabeziel (ignoriert ihn) in einem Fall, in dem das ND-te Bit 0 ist. Hier ist ND 1, ... und N_t .
In einem Fall, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen drei beträgt, gibt die Schaltsteuereinheit 105 an den Ausgangsschalter 211 ein 3-Bit-Schaltsteuersignal aus, angegeben beispielsweise im folgenden (A1) gemäß dem Ausgangsmuster eines in 3 dargestellten Sendesignals.
(A1)

[bit₁(1), bit₂(1), bit₃(1)] = [0, 1, 0]
[bit₁(2), bit₂(2), bit₃(2)] = [1, 0, 0]
[bit₁(3), bit₂(3), bit₃(3)] = [0, 1, 0]
[bit₁(4), bit₂(4), bit₃(4)] = [0, 0, 1]

Mit anderen Worten, die Schaltsteuereinheit 105 gibt ein Schaltsteuersignal aus, bei dem bit₂(M) in jedem Zyklus von 2T_r zu 1 (EIN) wird und bit₁(M) und bit₃(M) außer bit₂(M) sequentiell in jedem Zyklus von N_p=4T_r=2(N_t-1)T_r zu 1 werden. Die Schaltsteuereinheit 105 wiederholt einen in (A1) angegebenen Satz N_c-mal.
In einem Fall, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen vier beträgt, gibt die Schaltsteuereinheit 105 an den Ausgangsschalter 211 ein 4-Bit-Schaltsteuersignal aus, angegeben beispielsweise im folgenden (A2) gemäß dem Ausgangsmuster eines in 4 dargestellten Sendesignals.
(A2)

[bit₁(1), bit₂(1), bit₃(1), bit₄(1)] = [0, 1, 0, 0]
[bit₁(2), bit₂(2), bit₃(2), bit₄(2)] = [1, 0, 0, 0]
[bit₁(3), bit₂(3), bit₃(3), bit₄(3)] = [0, 1, 0, 0]
[bit₁(4), bit₂(4), bit₃(4), bit₄(4)] = [0, 0, 1, 0]
[bit₁(5), bit₂(5), bit₃(5), bit₄(5)] = [0, 1, 0, 0]
[bit₁(6), bit₂(6), bit₃(6), bit₄(6)] = [0, 0, 0, 1]

Mit anderen Worten, die Schaltsteuereinheit 105 gibt ein Schaltsteuersignal aus, bei dem bit₂(M) in jedem Zyklus von 2T_r zu 1 wird und bit₁(M), bit₃(M) und bit₄(M) außer bit₂(M) sequentiell in jedem Zyklus von N_p = 6T_r=2(N_t-1)T_r zu 1 werden. Die Schaltsteuereinheit 105 wiederholt einen in (A2) angegebenen Satz N_c-mal.
In einem Fall, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen fünf beträgt, gibt die Schaltsteuereinheit 105 an den Ausgangsschalter 211 ein 5-Bit-Schaltsteuersignal aus, angegeben beispielsweise im folgenden (A3) gemäß dem Ausgangsmuster eines in 5 dargestellten Sendesignals.
(A3)

[bit₁(1), bit₂(1), bit₃(1), bit₄(1), bit₅(1)] = [0, 1, 0, 0, 0]
[bit₁(2), bit₂(2), bit₃(2), bit₄(2), bit₅(2)] = [1, 0, 0, 0, 0]
[bit₁(3), bit₂(3), bit₃(3), bit₄(3), bit₅(3)] = [0, 1, 0, 0, 0]
[bit₁(4), bit₂(4), bit₃(4), bit₄(4), bit₅(4)] = [0, 0, 1, 0, 0]
[bit₁(5), bit₂(5), bit₃(5), bit₄(s), bit₅(5)] = [0, 1, 0, 0, 0]
[bit₁(6), bit₂(6), bit₃(6), bit₄(6), bit₅(6)] = [0, 0, 0, 1, 0]
[bit₁(7), bit₂(7), bit₃(7), bit₄(7), bit₅(7)] = [0, 1, 0, 0, 0]
[bit₁(8), bit₂(8), bit₃(8), bit₄(8), bit₅(8)] = [0, 0, 0, 0, 1]

Mit anderen Worten, die Schaltsteuereinheit 105 gibt ein Schaltsteuersignal aus, bei dem bit₂(M) in jedem Zyklus von 2T_r zu 1 wird und bit₁(M), bit₃(M), bit₄(M) und bit₅(M) außer bit₂(M) sequentiell in jedem Zyklus von N_p = 8Tr=2(N_t-1)T_r zu 1 werden. Die Schaltsteuereinheit 105 wiederholt einen in (A3) angegebenen Satz N_c-mal.
Der Signalprozessor 207 des Antennensystemprozessors 201#z enthält die Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt. Der Doppler-Analysator 213 führt eine Doppler-Analyse an einem vom Ausgangsschalter 211 zu jeder diskreten Zeit k ausgegebenen Korrelationsberechnungsergebnis durch. Mit anderen Worten, der Doppler-Analysator 213 analysiert eine Doppler-Frequenzkomponente jedes Empfangssignals, das einem bestimmten Sendesignal entspricht. Zum Beispiel kann in einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, eine FFT-Verarbeitung angewendet werden, wie durch die Ausdrücke (2) und (3) dargestellt.
Hier ist FT_CI_z ^ND(k,f_s,w) ein w-ter Ausgang vom Doppler-Analysator 213#ND des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z (das heißt, entsprechend der Empfangsantenne Rx#z) und gibt eine Doppler-Frequenzantwort des Doppler-Frequenzindex f_s zur diskreten Zeit k an. ND ist 1 bis N_t, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o, und z ist 1, ... und N_a. Außerdem ist w eine natürliche Zahl.
Während der FFT-Verarbeitung kann ein Fensterfunktionskoeffizient multipliziert werden, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster. Eine Fensterfunktion wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden.
In einem Fall, in dem ND gleich 2 ist (Kurzzyklus-Empfangssignal), beträgt eine FFT-Größe bei der Doppleranalyse (N_t-1)N_c, und, abgeleitet aus dem Abtasttheorem, beträgt die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, ±1/(4T_r). Ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_s ist 1/f{2(N_t-1)N_cT_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist f_s = -(N_t-1)N_c/2+1, ..., 0, ... und (N_t-1)N_c/2.
In einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist (kein Kurzzyklus-Empfangssignal), beträgt eine FFT-Größe bei der Doppleranalyse N_c , und, abgeleitet aus dem Abtasttheorem, beträgt die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, ±1/(4(N_t-1)T_r). Ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_u ist 1/{2(N_t-1)N_cT_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_u ist f_u = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
Wenn Ausgänge vom Doppler-Analysator 213 in Fällen miteinander verglichen werden, in denen ND gleich 2 ist und ND nicht gleich 2 ist, sind Doppler-Frequenzintervalle der beiden untereinander dieselben. Jedoch ist die maximale Doppler-Frequenz, bei der kein Aliasing erzeugt wird, in einem Fall, in dem ND gleich 2 ist, ±(N_t-1)-mal die maximale Doppler-Frequenz in einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist, und somit ist ein Doppler-Frequenzbereich ±(N_t-1)-fach vergrößert.
Daher ist die maximale Doppler-Frequenz, bei der bei ND = 2 kein Aliasing erzeugt wird, N_t/2-fach erhöht in einem Fall, in dem die Anzahl N_t von Sendeantennen drei oder mehr beträgt, gemäß der Anordnung des Festlegens der Kurzzyklus-Sendeantenne Tx#2 wie oben beschrieben, verglichen mit dem Fall, in dem eine Sendeantenne, die ein Sendesignal ausgibt, sequentiell auf Tx#1, Tx#2, ... und Tx#N_t umgeschaltet wird. Mit anderen Worten, ein Doppler-Frequenzbereich, in dem kein Aliasing erzeugt wird, ist proportional zur Anzahl Nt von Sendeantennen vergrößert.
Im Falle von ND = 2 (Kurzzyklus-Empfangssignal): $\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) \\ = \sum_{q = 0}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N D} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{2} ⌋ f_{s}}{(N_{t} - 1) N_{c}}] \end{array}$
Im Falle von ND ≠ 2 (kein Kurzzyklus-Empfangssignal): $\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N D} (k, f_{u}, w) \\ = \sum_{q = 0}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N D} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{2 (N_{t} - 1)} ⌋ f_{u}}{N_{c}}] \end{array}$
Wenn es in einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist, keinen Ausgang vom Ausgangsschalter 211 gibt, kann eine FFT-Größe bei der Doppler-Analyse auf (N_t-1)N_c gesetzt sein, und das Abtasten kann durchgeführt werden, indem praktisch ein Ausgang gemäß Ausdruck (4) auf Null gesetzt wird. Der Ausdruck (4) ist derselbe wie der Ausdruck (2). Folglich ist eine FFT-Größe erhöht, und somit ist ein Verarbeitungsaufwand erhöht, aber ein Doppler-Frequenzindex ist derselbe wie derjenige in einem Fall, in dem ND gleich 2 ist. Daher ist ein Konversionsvorgang eines Doppler-Frequenzindex, der weiter unten beschrieben ist, nicht erforderlich. $\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N D} (k, f_{u}, w) \\ = \sum_{q = 0}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N D} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{2} ⌋ f_{u}}{(N_{t} - 1) N_{c}}] \end{array}$
Der CFAR-Teil 215 legt adaptiv einen Schwellwert fest (stellt ihn ein) und führt ein Spitzensignal-Erkennungsverfahren durch ein Verwenden eines Kurzzyklus-Empfangssignals durch. Mit anderen Worten, der CFAR-Teil 215 erkennt ein Spitzensignal durch ein Verfahren einer konstanten Falschalarmrate (CFAR). Folglich erkennt der CFAR-Teil 215 den diskreten Zeitindex k_{_cfar} und den Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , die ein Spitzensignal verursachen. In der vorliegenden Ausführungsform ist ein Beispiel gezeigt, bei dem der Sende-HF-Teil 107#2 ein Kurzzyklus-Sendesignal in jedem Zyklus von 2T_r ausgibt. Somit führt der CFAR-Teil 215 ein CFAR-Verfahren durch ein Verwenden von FT_CI₁ ⁽²⁾ (k,f_s,w), ... und FT_CIN_a ⁽²⁾(k,f_s,w) durch, die w-te Ausgänge von Doppler-Analysatoren 213#2 jeweiliger Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#Na sind.
Wie in Ausdruck (5) dargestellt, fügt der CFAR-Teil 215 Leistungspegel von FT_CI₁ ⁽²⁾(k,f_s,w), und FT_CIN_a ⁽²⁾(k,f_s,w) hinzu, die w-te Ausgänge von Doppler-Analysatoren 213#2 jeweiliger Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a sind. Hier ist im Ausdruck (5) angenommen, dass ND gleich 2 ist. Der CFAR-Teil 215 führt beispielsweise ein CFAR-Verfahren, in dem eindimensionale CFAR-Verfahren miteinander kombiniert werden, oder ein zweidimensionales CFAR-Verfahren an einem Leistungsadditionsergebnis durch. Das in der Nichtpatentschrift 2 offenbarte Verfahren kann auf das CFAR-Verfahren angewendet werden. Hier können eine Achse diskreter Zeit (entsprechend einem Abstand zu einem Zielobjekt) und eine Achse einer Doppler-Frequenz (entsprechend einer Relativgeschwindigkeit des Zielobjekts) bei dem zweidimensionalen CFAR-Verfahren verwendet werden. $P o w e r F T^{N D} (k, f_{s}, w) = \sum_{z = 1}^{N_{a}} {| F T_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) |}^{2}$
Alternativ, wie im Ausdruck (6) dargestellt, multipliziert der CFAR-Teil 215 Empfangssignale von den Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#N_a , die die diskrete Zeit k und den Doppler-Frequenzindex f_s gemein haben, mit der Richtwirkungsgewichtung W(θ) = [w₁(θ), w₂(θ, .., wN_a(θ] in der Hauptstrahlrichtung θ. Hier ist im Ausdruck (6) angenommen, dass ND gleich 2 ist. Der CFAR-Teil 215 führt beispielsweise ein CFAR-Verfahren, in dem eindimensionale CFAR-Verfahren miteinander kombiniert werden, oder ein zweidimensionales CFAR-Verfahren in jeder aus einer Vielzahl von Richtstrahlrichtungen durch. Hier können eine Achse diskreter Zeit k und eine Achse einer Doppler-Frequenz bei dem zweidimensionalen CFAR-Verfahren verwendet werden. $P o w e r F T_{θ}^{N D} (k, f_{s}, w) = \sum_{z = 1}^{N_{a}} {| w_{z} (θ) F T_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) |}^{2}$
Der CFAR-Teil 215 legt adaptiv einen Schwellwert fest und gibt einen diskreten Zeitindex k_{_cfar} und einen Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} bei ND = 2, was eine höhere Empfangsleistung als der Schwellwert bewirkt, an den Richtungsschätzer 214 aus. Der CFAR-Teil 215 führt eine Indexkonversion durch, um zu bewirken, dass der Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} bei ND = 2 mit einem breiten Doppler-Frequenzbereich Doppler-Frequenzindizes f_u von FT_CI₁ ^(ND≠2)(k,f_u,w), und FT_CIN_a ^(ND≠2)(k,f_u,w) entspricht, die w-te Ausgänge von jeweiligen Doppler-Analysatoren 213#1, 213#3, ... und 213#Nt außer Doppler-Analysatoren 213#2 sind. Die Indexkonversion kann gemäß den Ausdrücken (7) und (8) durchgeführt werden. Der CFAR-Teil 215 gibt den Doppler-Frequenzindex f_{u_cfar} , der der Indexkonversion unterzogen ist, an den Richtungsschätzer 214 aus. Mit anderen Worten, der CFAR-Teil 215 erkennt eine Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente, die eine Frequenzkomponente ist, deren Empfangsleistung höher ist als ein Schwellwert, aus einer Doppler-Frequenzkomponente eines Empfangssignals.
Hier gelten: f_{s_cfar} = -(N_t-1)N_c/2+1, ..., 0, ... und (N_t-1)N_c/2 sowie f_{u_cfar} = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
Im Falle von f_{s_cfar} ≥ 0: $f_{u_c f a r} = f_{s_c f a r} - ⌊ \frac{f_{s_c f a r} + N_{c} / 2 - 1}{N_{c}} ⌋ \times N_{c}$
Im Falle von f_{s_cfar}< 0: $f_{u_c f a r} = f_{s_c f a r} + ⌊ \frac{- f_{s_c f a r} + N_{c} / 2}{N_{c}} ⌋ \times N_{c}$
Nachstehend ist in der vorliegenden Ausführungsform der Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} mit einem breiten Doppler-Frequenzbereich bei ND = 2 als Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} bezeichnet. In der vorliegenden Ausführungsform ist der Doppler-Frequenzindex f_u mit einem schmalen Doppler-Frequenzbereich bei ND ≠ 2 als Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u bezeichnet. Wenn der Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f" in Einklang gebracht ist, kann ein Überlappen auftreten.
Zum Beispiel erfolgt in einem Fall, in dem der Doppler-Frequenzindex α im Bereich von 0 ≤ α ≤ N_c/2 im Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} enthalten ist, die Konversion in α durch eine Indexkonversion zur Entsprechung mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u. Hier ist in einem Fall, in dem β = α - N_c auch im Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} enthalten ist, β im Bereich -N_c ≤β ≤ -N_c/2 enthalten, und somit erfolgt die Konversion in β + N_c = α durch eine Indexkonversion zur Entsprechung mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u. Daher tritt bei der Indexkonversion zum Bewirken, dass der Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u entspricht, ein Überlappen auf.
Ähnlich ist in einem Fall, in dem β = α + N_c auch im Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} enthalten ist, β im Bereich N_c ≤ β ≤ 3N_c/2 enthalten, und somit erfolgt die Konversion in β + N_c = α durch eine Indexkonversion zur Entsprechung mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u. Daher tritt bei der Indexkonversion zum Bewirken, dass der Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u entspricht, ein Überlappen auf.
Da, wie oben beschrieben, α und β mit einer Beziehung, dass |α-β| ein ganzzahliges Vielfaches von N_c ist, im Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} enthalten sind, tritt ein Überlappen auf, wenn dieser mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u in Einklang gebracht wird.
In einem Fall, in dem ein Überlappen im Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u auftritt, befindet sich eine Signalkomponente des Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f" in einem Zustand, in dem sie mit Signalen bei anderen Doppler-Frequenzkomponenten gemischt ist. Da die Leistungspegel der gemischten Signale einander näher kommen, ändert sich eine Amplituden-Phasen-Komponente, und somit kann sich eine Winkelmessgenauigkeit im Richtungsschätzer 214 in der anschließenden Stufe verschlechtern. Daher ist in der vorliegenden Ausführungsform ein Überlappungsbestimmungsverfahren eingeführt. Folglich wird der Einfluss unterdrückt, der eine Verschlechterung der Winkelmessgenauigkeit im Richtungsschätzer 214 verursacht. Als Nächstes ist das Überlappungsbestimmungsverfahren beschrieben.
<Überlappungsbestimmungsverfahren>
Unter den durch das CFAR-Verfahren extrahierten Breitbereichs-Doppler-Frequenzindizes f_{s_cfar} werden der Doppler-Frequenzindex α und der Doppler-Frequenzindex β einer Indexkonversion zur Entsprechung mit den Doppler-Frequenzindizes f_u der w-ten Ausgänge FT_CI₁ ^(ND≠2)(k,f_u,w), ... und FT_CIN_a ^(ND≠2)(k,f_u,w) von jeweiligen Doppler-Analysatoren 213 außer den Doppler-Analysatoren 213#2 unterzogen. In einem Fall, in dem ein Überlappen im konvertierten Doppler-Frequenzindex f_{u_cfar} auftritt, werden die Verfahren in den folgenden Abschnitten (B1) bis (B3) durchgeführt.
(B1) Der CFAR-Teil 215 vergleicht eine Leistungssumme von FT_CI₁ ^(ND=2)(k,α,w), ... und FT_CIN_a ^(ND=2)(k,α,w) mit einer Leistungssumme von FT_CI₁ ^(ND=2)(k,β,w), ... und FT_CIN_a ^(ND=2)(k,β,w), die die w-ten Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213#2 sind.
(B2) In einem Fall, in dem es eine Leistungsdifferenz eines vorgegebenen Werts (beispielsweise ungefähr 6 dB bis 10 dB) oder größer als Ergebnis des Leistungssummenvergleichs in (B1) gibt, macht der CFAR-Teil 215 einen Doppler-Frequenzindex mit höherer Leistung als die Doppler-Frequenzindizes α und β gültig und schließt einen Doppler-Frequenzindex mit niedrigerer Leistung von einem Ausgabeziel zum Richtungsschätzer 214 aus.
(B3) In einem Fall, in dem es keine Leistungsdifferenz des vorgegebenen Werts oder größer als Ergebnis des Leistungssummenvergleichs in (B1) gibt, schließt der CFAR-Teil 215 beide der Doppler-Frequenzindizes α und β von einem Ausgabeziel zum Richtungsschätzer 214 aus.
Der Richtungsschätzer 214 führt ein Zielobjektrichtungs-Schätzverfahren durch ein Verwenden eines Ausgangs von jedem Doppler-Analysator 213 auf Grundlage des diskreten Zeitindex k_{_cfar} , des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} und des Doppler-Frequenzindex f_{u_cfar} , ausgegeben vom CFAR-Teil 215, durch. Genauer erzeugt der Richtungsschätzer 214 einen Korrelationsvektor h(k,f_s,w) der virtuellen Empfangsgruppe, wie im Ausdruck (9) dargestellt, und führt ein Richtungsschätzverfahren durch.
Nachstehend ist eine Summe der w-ten Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt, erhalten durch identische Verfahren in jeweiligen Signalprozessoren 207 der Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a , durch den Korrelationsvektor h(k__cfar,f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe dargestellt, enthaltend N_tN_a Elemente, was einem Produkt der Anzahl N_t der Sendeantennen und der Anzahl N_a der Empfangsantennen entspricht, wie im Ausdruck (9) dargestellt. Der Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe wird für ein Verfahren zum Durchführen einer Richtungsschätzung auf Grundlage einer Phasendifferenz zwischen jeweiligen Empfangsantennen Rx an reflektierten Signalen von einem Zielobjekt verwendet. Hier ist z 1, ... und N_a , und ND ist 1, ... und N_t . $h (k_{c f a r}, f_{s_c f a r}, w) = [\begin{matrix} h_{c a l [1]} F T_C I_{1}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (f_{u_c f a r}) \\ h_{c a l [2]} F T_C I_{2}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (f_{u_c f a r}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} F T_C I_{N a}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (f_{u_c f a r}) \\ h_{c a l [N a + 1]} F T_C I_{1}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (f_{s_c f a r}) \\ h_{c a l [N a + 2]} F T_C I_{2}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (f_{s_c f a r}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [2 N a]} F T_C I_{N a}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (f_{s_c f a r}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 1]} F T_C I_{1}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (f_{u_c f a r}) \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 2]} F T_C I_{2}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (f_{u_c f a r}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a N t]} F T_C I_{N a}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (f_{u_c f a r}) \end{matrix}]$
Hier ist h",_1[bl ein Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren einer Phasenabweichung und einer Amplitudenabweichung zwischen den Sendeantennen und zwischen den Empfangsantennen. Außerdem ist b 1, ... und N_tN_a .
Das Umschalten zwischen den Sendeantennen Tx wird im Zeitmultiplex durchgeführt, und somit treten verschiedene Phasendrehungen bei verschiedenen Doppler-Frequenzen f auf. TxCAL⁽¹⁾(f), ... und TxCAL^(Nt)(f) sind Sendephasen-Korrekturkoeffizienten zum Korrigieren der Phasendrehungen, um an eine Phase einer Referenz-Sendeantenne anzupassen. Zum Beispiel sind in einem Fall, in dem die Anzahl N_t von Sendeantennen drei beträgt, wie in 3 dargestellt, und die Sendeantenne Tx#2 als eine Referenz-Sendeantenne verwendet ist, die Sendephasen-Korrekturkoeffizienten durch den Ausdruck (10) dargestellt. $\begin{array}{l} T x C A L^{(1)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{1}{4}) \\ T x C A L^{(2)} (f) = 1, \\ \dots, \\ T x C A L^{(N_{t})} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{3}{4}) \end{array}$
In einem Fall, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen vier beträgt, wie in 4 dargestellt, oder in einem Fall, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen fünf beträgt, wie in 5 dargestellt, und die Sendeantenne Tx#2 als eine Referenz-Sendeantenne verwendet ist, sind die Sendephasen-Korrekturkoeffizienten durch den Ausdruck (11) dargestellt. $\begin{array}{l} T x C A L^{(1)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{1}{2 (N t - 1)}) \\ T x C A L^{(2)} (f) = 1, \\ T x C A L^{(3)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{3}{2 (N t - 1)}) \\ \dots, \\ T x C A L^{(N t)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{2 N t - 1}{2 (N t - 1)}) \end{array}$
In einem Fall, in dem jeweils verschiedene Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_Nt für Sendestartzeitpunkte für Sendesignale jeweiliger Sende-HF-Teile 107 vorgesehen sind, kann ein Ergebnis des Multiplizierens des Sendephasen-Korrekturkoeffizienten TxCAL^(ND)(f) mit dem im Ausdruck (12) dargestellten Korrekturkoeffizienten Δ_TxCAL ^(ND)(f) als ein neuer Sendephasen-Korrekturkoeffizient TxCAL^(ND)(f) verwendet werden. Folglich ist es möglich, den Einfluss verschiedener Phasendrehungen aufgrund von Doppler-Frequenzen zu beseitigen. Hier gibt Δ_ref eine Sendeverzögerung einer Referenz-Sendeantennennummer an, die als eine Phasenreferenz verwendet ist, und in einem Fall der vorliegenden Ausführungsform ist eine Referenz-Sendeantenne Tx#2, und somit ist Δ_ref gleich Δ₂. $Δ_{T x C A L}^{(N D)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{Δ_{N D} - Δ_{r e f}}{N_{p}})$
Der Korrelationsvektor h(k__cfar,f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe ist eine aus NaNr Elementen gebildete Spalte.
Bei der Ankunftsrichtungsschätzung wird ein Raumprofil berechnet, indem die Azimutrichtung θ im Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswert P_H(θ,k_{_cfar},f_{s_cfar},w) innerhalb eines vorgegebenen Winkelbereichs variabel gemacht wird. Bei der Ankunftsrichtungsschätzung wird eine vorgegebene Anzahl maximaler Spitzen des berechneten Raumprofils in absteigender Reihenfolge extrahiert, und Elevationswinkelrichtungen der maximalen Spitzen werden als Ankunftsrichtungsschätzwerte ausgegeben.
Der Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswert P_H(θ,k__cfar,f_{s_cfar},w) kann gemäß einem Ankunftsrichtungsschätzalgorithmus berechnet werden. Der Ankunftsrichtungsschätzalgorithmus enthält verschiedene Verfahren, wie etwa ein Strahlformerverfahren, Capon oder MUSIC. Zum Beispiel kann das in der Nichtpatentschrift 3 offenbarte Schätzverfahren verwendet werden, das Gruppenantennen nutzt.
Wie in 9 beispielhaft gezeigt, kann in einem Fall, in dem N_tN_a virtuelle Empfangsgruppen in einem gleichen Intervall d_H (N_t=3 und N_a=4) linear angeordnet sind, ein Strahlformerverfahren durch die Ausdrücke (13) und (14) dargestellt sein. Hier ist das hochgestellte H ein hermitischer Transponierungsoperator. Außerdem gibt a(θ_u) einen Richtungsvektor einer virtuellen Empfangsgruppe für eine Ankunftswelle in einer Azimutrichtung θ an. θ_u ist ein Vektor, erhalten durch ein Ändern eines einer Ankunftsrichtungsschätzung unterzogenen Azimutbereichs in einem vorgegebenen Azimutintervall β₁ . Zum Beispiel ist θ_u wie folgt festgelegt. $θ_{u} = θ min + u β_{1} .$
Hier sind u = 0, ... und NU sowie $NU = ⌊ (θ_{max} - θ_{min}) / β_{1} ⌋ + 1$
Hier ist $⌊ x ⌋$
eine Funktion, die den maximalen Ganzzahlwert zurückgibt, der eine reelle Zahl x nicht überschreitet. $P_{H} (θ_{u}, k_{_c f a r}, f_{s_c f a r} s, w) = {| a^{H} (θ_{u}) h (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) |}^{2}$
$a (θ_{u}) = [\begin{matrix} 1 \\ exp {- j 2 π d_{H} sin θ_{u} / λ} \\ ⋮ \\ exp {- j 2 π (N_{t} N_{a} - 1) d_{H} sin θ_{u} / λ} \end{matrix}]$
Die Zeitinformation (diskrete Zeit) k_{_cfar} kann in eine Entfernungsinformation umgewandelt werden, die dann ausgegeben wird. Die Zeitinformation k_{_cfar} wird beispielsweise durch ein Verwenden des Ausdrucks (15) in eine Entfernungsinformation R(k_{_cfar}) umgewandelt. Hier geben T_w einen Code-Sendezeitraum, L eine Pulscodelänge und C₀ eine Lichtgeschwindigkeit an. $R (k_{_c f a r}) = k_{_c f a r} \frac{T_{w} C_{0}}{2 L}$
Die Doppler-Frequenzinformation kann in eine Relativgeschwindigkeitskomponente umgewandelt werden, die dann ausgegeben wird. Der Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kann gemäß Ausdruck (16) in eine Relativgeschwindigkeitskomponente v_d umgewandelt werden. Hier ist d_f ein Doppler-Frequenzintervall in einer durch den Doppler-Analysator 213 durchgeführten FFT-Verarbeitung und ist in einem Fall der vorliegenden Ausführungsform d_f = 1/{2(N_t-1)N_cT_r}. Hier ist λ eine Wellenlänge einer Trägerfrequenz eines vom Sende-HF-Teil 107 ausgegebenen HF-Signals. $v_{d} (f_{s_c f a r}) = \frac{λ}{2} f_{s} d_{f}$
Wie oben beschrieben, ist in der Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 1 ein Sendezyklus einer Kurzzyklus-Sendeantenne (der Sendeantenne Tx#2 in der vorliegenden Ausführungsform) auf 2T_r gesetzt, und ist ein Sendezyklus jeder Sendeantenne außer der Kurzzyklus-Sendeantenne auf 2(N_t-1)T_r gesetzt. Folglich wird, verglichen mit einem Fall des sequentiellen Umschaltens unter Nt Sendeantennen, bei dem Kurzzyklus-Empfangssignal die maximale Doppler-Frequenz (Relativgeschwindigkeit), bei der kein Aliasing erzeugt wird, Nt/2-fach erhöht, und somit wird ein Doppler-Frequenzbereich, bei dem kein Aliasing erzeugt wird, Nt/2-fach erhöht.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wird im Radar-Empfänger 200 der durch ein CFAR-Verfahren an einem Kurzzyklus-Empfangssignal extrahierte Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} umgewandelt, um als Referenzsignal angewendet zu werden, außer beim Kurzzyklus-Empfangssignal. Ein Richtungsschätzverfahren wird durchgeführt durch ein Verwenden des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} für das Kurzzyklus-Empfangssignal und durch ein Verwenden des Doppler-Frequenzindex f_{u_cfar} , erhalten durch seine Konversion für Empfangssignale außer beim Kurzzyklus-Empfangssignal. Folglich ist es möglich, ein Richtungsschätzverfahren unter Verwendung aller virtuellen Empfangsgruppen durchzuführen.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wird in einem CFAR-Verfahren ein Kurzzyklus-Empfangssignal anstelle aller Empfangssignale verwendet, aber eine FFT-Größe in einem Doppler-Analysator 213 wird (N_t-1)-fach, und somit kann ein kohärenter Additionsgewinn des (N_t-1)-Fachen erhalten werden. Daher ist es möglich, ein SRV proportional zur reduzierten Anzahl von für das CFAR-Verfahren benutzten Empfangsantennen aufzustocken. Genauer wird ein Empfangs-SRV während eines CFAR-Verfahrens in der vorliegenden Ausführungsform ungefähr 0,5(N_t)^1/2-fach, verglichen mit einem Fall, in dem ein CFAR-Verfahren durch ein Kombinieren von Leistungspegeln von Ausgängen von Doppler-Analysatoren 213 für alle Empfangsantennen durgeführt wird, während sequentiell unter den Sendeantennen Tx#1 bis Tx#N_t in einem Verfahren nach dem Stand der Technik (bei dem N_t ≥ 3) umgeschaltet wird. Mit anderen Worten, ein Empfangs-SRV während eines CFAR-Verfahrens wird 0,9-fach bei N_t = 3 und wird 0,9-fach oder mehr bei N_t = 4 oder größer. Daher tritt in der vorliegenden Ausführungsform keine besondere Verschlechterung auf, verglichen mit dem Verfahren nach dem Stand der Technik.
Bei der vorliegenden Ausführungsform kann, wie in 10 dargestellt, im Radar-Sender 100 ein Ausgang vom Sende-HF-Teil 107 durch den Sendeantennenschalter 121 selektiv zu einer aus eine Vielzahl von Sendeantennen Tx geschaltet werden. In diesem Fall kann derselbe Effekt wie der oben beschriebene Effekt erzielt werden.
Wie in 9 dargestellt, kann eine Sendeantenne, die eine virtuelle Empfangsantenne bildet (beispielsweise innerhalb einer gestrichelten Linie in 9), die sich um die Mitte in der virtuellen Anordnung einer Vielzahl von virtuellen Empfangsantennen befindet, als Kurzzyklus-Sendeantenne Tx gewählt werden. Folglich ist es möglich, einen Effekt des Reduzierens von Seitenkeulen in einem Winkelprofil bei einem Richtungsschätzvorgang zu erreichen. Als Nächstes ist ein spezielles Beispiel beschrieben.
9 stellt ein Beispiel einer Antennenanordnung eines MIMO-Radars in einem Fall dar, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen drei beträgt und die Anzahl N_a von Empfangsantennen vier beträgt. 11A und 11B sind Diagramme, die Beispiele von Raumprofilergebnissen (einer Richtung des Wahrheitswerts 0 Grad als eine Zielobjektrichtung) in einem Fall darstellen, in dem ein Strahlformerverfahren durch den Richtungsschätzer 214 verwendet wird.
11A stellt ein Raumprofilergebnis in einem Fall dar, in dem das Umschalten unter den Sendeantennen Tx#1, Tx#2 und Tx#3 sequentiell gemäß einem Verfahren nach dem Stand der Technik durchgeführt wird. 11B stellt ein Raumprofilergebnis in einem Fall dar, in dem die Sendeantenne Tx#2 wie in der vorliegenden Ausführungsform als eine Kurzzyklus-Sendeantenne verwendet wird. Wie in 11A und 11B dargestellt, wird ein Zielobjekt in einer Vorderrichtung nach beiden der Verfahren genau bestimmt.
Wenn 11A und 11B miteinander verglichen werden, kann in 11B, die der vorliegenden Ausführungsform entspricht, ersehen werden, dass der Effekt (ungefähr 3 dB) des Reduzierens von Seitenkeulen beim Strahlformerverfahren erreicht ist. Dies ist aus folgenden Gründen so. Mit anderen Worten, in der virtuellen Empfangsantenne (Anordnung von MIMOVAs #1 bis #12 in 9) empfangen die um die Mitte angeordneten MIMOVAs #5 bis #8 ein Kurzzyklus-Sendesignal von Tx#2. Daher sind die Empfangssignalpegel der MIMOVAs #5 bis #8 höher als die Empfangssignalpegel der MIMOVAs #1 bis #4 und #9 bis #12, und somit ist es möglich, einen Effekt des Reduzierens von Seitenkeulen in einem Raumprofil zu erzielen.
(Ausführungsform 2)
Bei der Ausführungsform 1 ist ein Fall beschrieben, in dem der Radar-Sender 100 ein Impulskompressions-Radar verwendet, das eine Phasenmodulation oder Amplitudenmodulation an einer Impulsfolge durchführt und dann die Impulsfolge sendet. Bei der Ausführungsform 2 ist ein Radar-Verfahren beschrieben, das eine Impulskompressionswelle, wie etwa einen Chirp-Impuls, verwendet, der einer Frequenzmodulation unterzogen wird (schnelle Chirp-Modulation). Bei der Ausführungsform 2 ist derselbe Inhalt wie bei der Ausführungsform 1 nicht wiederholt.
12 stellt ein Anordnungsbeispiel einer Radar-Vorrichtung 1 dar, die einen Chirp-Impuls beim Radar-Senden verwendet.
Der Radar-Sender 100 enthält einen Radar-Sendesignalgenerator 101, einen Richtungskoppler 124, einen Sende-HF-Teil 107, einen Sendeantennenschalter 121, eine Vielzahl von Sendeantennen Tx#1 bis Tx#N_t und eine Schaltsteuereinheit 105. Der Radar-Sendesignalgenerator 101 enthält einen Signalmodulierungsgenerator 122 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 123.
Der Signalmodulierungsgenerator 122 erzeugt periodisch beispielsweise ein moduliertes Signal mit einer Sägezahnform, wie in 13A dargestellt. Hier ist der Sendezyklus durch T_r angegeben.
Der VCO 123 führt eine Frequenzmodulation an einem Sendesignal auf Grundlage eines Ausgangs vom Signalmodulierungsgenerator 122 durch und erzeugt somit ein frequenzmoduliertes Signal (Frequenz-Chirp-Signal). Der VCO 123 gibt das frequenzmodulierte Signal zum Richtungskoppler 124 aus.
Der Richtungskoppler 124 gibt die vom VCO 123 ausgegebenen frequenzmodulierten Signale zum Sende-HF-Teil 107 aus und extrahiert auch einige der frequenzmodulierten Signale und gibt das extrahierte frequenzmodulierte Signal zu jeweiligen Mischern 224 des Radar-Empfängers 200 aus.
Der Sende-HF-Teil 107 verstärkt das vom Richtungskoppler 124 ausgegebene frequenzmodulierte Signal und gibt das verstärkte frequenzmodulierte Signal zum Sendeantennenschalter 121 aus.
Der Sendeantennenschalter 121 gibt das vom Sende-HF-Teil 107 ausgegebene frequenzmodulierte Signal zu der Sendeantenne Tx aus, die durch ein Schalten durch die Schaltsteuereinheit 105 gewählt ist. Die Sendeantenne Tx strahlt ein vom Sendeantennenschalter 121 ausgegebenes Sendesignal in den Raum aus.
Der Radar-Empfänger 200 enthält eine Vielzahl von Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#N_a , Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a , die jeweils den Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#N_a entsprechen, einen CFAR-Teil 215 und einen Richtungsschätzer 214. Jeder Antennensystemprozessor 201 enthält einen Empfangsfunkteil 203 und einen Signalprozessor 207. Der Empfangsfunkteil 203 enthält einen Mischer 224 und ein TPF 226. Der Signalprozessor 207 enthält einen A/D-Wandler 228, einen R-FFT-Teil 220, einen Ausgangsschalter 211 und einen Doppler-Analysator 213.
Der Radar-Empfänger 200 mischt im Mischer 224 ein Empfangssignal als Ergebnis eines durch die Empfangsantenne Rx empfangenen reflektierten Signals mit einem frequenzmodulierten Signal, das ein Sendesignal ist, lässt ein Ergebnis durch das TPF 226 laufen und extrahiert somit ein Bit-Signal mit einer Frequenz, die einer Laufzeit zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal entspricht. Zum Beispiel wird, wie in 13B dargestellt, eine Differenzfrequenz zwischen einer Frequenz einer Sende-Frequenzmodulationswelle (Radar-Sendewelle) und einer Frequenz einer Empfangs-Frequenzmodulationswelle (eines reflektierten Radar-Empfangssignals) als eine Schwebungsfrequenz extrahiert.
Der A/D-Wandler 228 des Signalprozessors 207 wandelt das vom Empfangsfunkteil 203 ausgegebene Bit-Signal in diskrete Abtastdaten um.
Der R-FFT-Teil 220 führt eine FFT-Verarbeitung an Ndata diskreten Abtastdaten durch, erhalten in einem vorgegebenen Zeitbereich (Bereichsfenster) in jedem Zyklus von T_r . Folglich wird ein Frequenzspektrum ausgegeben, bei dem eine Spitze bei einer Schwebungsfrequenz auftritt, die einer Laufzeit eines Empfangssignals entspricht. Während der FFT-Verarbeitung kann ein Fensterfunktionskoeffizient multipliziert werden, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster. Eine Fensterfunktion wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden.
Hier ist eine vom R-FFT-Teil 220 des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z ausgegebene Schwebungsfrequenzspektralantwort, erlangt durch die M-te Chirp-Impuls-Aussendung, durch AC_RFT_z(f_b,M) angegeben. Hier ist f_b eine Indexnummer der FFT und ist f_b = 0, ... und N_data/2. Der Frequenzindex f_b gibt eine Schwebungsfrequenz an, bei der eine Laufzeit eines Empfangssignals (reflektierten Signals) kürzer wird (das heißt, ein Abstand von einem Zielobjekt kürzer wird), wenn die Indexnummer kleiner wird.
Der Ausgangsschalter 211 führt denselben Betrieb durch wie der Betrieb des Ausgangsschalters 211 der Ausführungsform 1. Mit anderen Worten, der Ausgangsschalter 211 wählt (führt durch ein Schalten auf) einen Doppler-Analysator 212 unter Nt Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt auf Grundlage eines Schaltsteuersignals von der Schaltsteuereinheit 105. Der Ausgangsschalter 211 gibt in jedem Zyklus von T_r ein vom R-FFT-Teil 220 ausgegebenes Frequenzspektrum an den gewählten Doppler-Analysator 213 aus.
Ein Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r kann aus N_t Bits [bit₁(M), bit₂(M), ... und bitN_t(M)] gebildet sein. In diesem Fall wählt der Ausgangsschalter 211 in einem Schaltsteuersignal im M-ten Sendezyklus T_r den Doppler-Analysator 213#ND als ein Ausgabeziel in einem Fall, in dem das ND-te Bit gleich 1 ist, und wählt den ND-ten Doppler-Analysator 213#ND nicht als ein Ausgabeziel (lässt ihn aus) in einem Fall, in dem das ND-te Bit gleich 0 ist. Hier ist ND 1, ... und Nt.
Die Schaltsteuereinheit 105 führt denselben Betrieb durch wie der Betrieb der Schaltsteuereinheit 105 der Ausführungsform 1. Zum Beispiel wird in einem Fall, in dem die Sendeantenne Tx#2 eine Kurzzyklus-Sendeantenne ist, die Sendeantenne Tx#2 in jedem Zyklus von 2T_r gewählt, und jede der Sendeantennen Tx#1, Tx#3, ... und Tx#N_t außer der Sendeantenne Tx#2 wird in jedem Zyklus von N_p = 2(N_t-1)T_r gewählt.
Wie bei der Ausführungsform 1 beschrieben, braucht ein Zeitpunkt, zu dem jede Sendeantenne Tx beginnt, ein Sendesignal zu senden, nicht unbedingt mit dem Zyklus T_r synchronisiert zu sein. Zum Beispiel können, wie in 6 dargestellt, Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_Nt jeweils für Sendestartzeitpunkte bei den jeweiligen Sendeantennen vorgesehen sein.
Die Schaltsteuereinheit 105 wiederholt einen Satz im Zeitraum N_p = 2(N_t-1)T_r N_c-mal. Folglich wird im Zeitraum N_pN_c ein Sendesignal (N_t-1)N_c-mal von der Sendeantenne Tx#2 gesendet, die eine Kurzzyklus-Sendeantenne ist, und wird ein Sendesignal N_c-mal von jeder der Sendeantennen Tx#1, Tx#3, ... und Tx#N_t außer der Kurzzyklus-Sendeantenne gesendet.
Im Radar-Empfänger 200 enthält der Signalprozessor 207 des Antennensystemprozessors 201#z die Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#N_t . Der Doppler-Analysator 213 führt eine Doppleranalyse an einem vom Ausgangsschalter 211 für jeden Schwebungsfrequenzindex f_b ausgegebenen Empfangssignal durch. Zum Beispiel kann in einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, eine FFT-Verarbeitung angewendet werden, wie durch die Ausdrücke (17) und (18) dargestellt.
Hier ist FT_CI_z ^ND(f_b,f_s,w) ein w-ter Ausgang vom Doppler-Analysator 213#ND des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z und gibt eine Doppler-Frequenzantwort des Doppler-Frequenzindex f_s beim Schwebungsfrequenzindex f_b an. ND ist 1 bis N_t, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o, und z ist 1, ... und N_a. Außerdem ist w eine natürliche Zahl.
In einem Fall, in dem ND gleich 2 ist (Kurzzyklus-Empfangssignal), beträgt eine FFT-Größe in der Doppleranalyse (N_t-1)N_c, und, abgeleitet aus dem Abtasttheorem, beträgt die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, ±1/(2T_r). Ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_s beträgt 2/{2(N_t-1)N_cT_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist f_s = -(N_t-1)N_c/2+1, ..., 0, ... und (N_t-1)N_c/2.
In einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist (kein Kurzzyklus-Empfangssignal), beträgt eine FFT-Größe in der Doppleranalyse N_c , und, abgeleitet aus dem Abtasttheorem, beträgt die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, ±1/(2(N_t-1)T_r). Ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_u beträgt 2/{2(N_t-1)N_cT_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_u ist f_u = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
Wenn Ausgänge vom Doppler-Analysator 213 in Fällen miteinander verglichen werden, in denen ND gleich 2 ist sowie ND nicht gleich 2 ist, sind Doppler-Frequenzintervalle der beiden einander gleich. Jedoch ist die maximale Doppler-Frequenz, bei der kein Aliasing erzeugt wird, in einem Fall, in dem ND gleich 2 ist, das ±(N_t-1)-Fache der maximalen Doppler-Frequenz in einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist, und somit ist ein Doppler-Frequenzbereich (N_t-1)-fach erhöht.
Daher ist die maximale Doppler-Frequenz, bei der bei ND = 2 kein Aliasing erzeugt wird, Nt/2-fach erhöht in einem Fall, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen drei beträgt, gemäß der Anordnung der vorliegenden Ausführungsform, verglichen mit einem Fall, in dem eine Sendeantenne, die ein Sendesignal ausgibt, sequentiell auf Tx#1, Tx#2, ... und Tx#N_t umgeschaltet wird. Mit anderen Worten, ein Doppler-Frequenzbereich, in dem kein Aliasing erzeugt wird, ist proportional zur Anzahl Nt von Sendeantennen vergrößert.
Im Falle von ND = 2 (Kurzzyklus-Empfangssignal): $\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N_{D}} (f_{b}, f_{s}, w) \\ = \sum_{q = 0}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_R F T_{z} (f_{b},2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{2} ⌋ f_{s}}{(N_{t} - 1) N_{c}}] \end{array}$
Im Falle von ND ≠ 2 (kein Kurzzyklus-Empfangssignal): $\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N D} (f_{b}, f_{s}, w) \\ = \sum_{q = 0}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_R F T_{z} (f_{b},2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{2 (N_{t} - 1)} ⌋ f_{u}}{N_{c}}] \end{array}$
Wenn es in einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist, keinen Ausgang vom Ausgangsschalter 211 gibt, kann eine FFT-Größe bei der Doppler-Analyse auf (N_t-1)N_c gesetzt werden, und das Abtasten kann durchgeführt werden, indem praktisch ein Ausgang gemäß Ausdruck (19) auf Null gesetzt wird. Der Ausdruck (19) ist derselbe wie der Ausdruck (17). Folglich ist eine FFT-Größe erhöht, und somit ist ein Verarbeitungsaufwand erhöht, aber ein Doppler-Frequenzindex ist derselbe wie derjenige in einem Fall, in dem ND gleich 2 ist. Daher ist ein Konversionsvorgang eines Doppler-Frequenzindex, der weiter unten beschrieben ist, nicht erforderlich. $\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N_{D}} (f_{b}, f_{u}, w) \\ = \sum_{q = 0}^{2 (N_{c} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_R F T_{z} (f_{b},2 (N_{c} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{2} ⌋ f_{u}}{(N_{t} - 1) N_{c}}] \end{array}$
Die anschließenden Verfahren im CFAR-Teil 215 und im Richtungsschätzer 214 sind dieselben wie Verfahren, bei denen die in der Ausführungsform 1 benutzte diskrete Zeit k durch den Schwebungsfrequenzindex f_b ersetzt ist, und somit ist ihre Beschreibung hier weggelassen. Gemäß der Anordnung und der Verfahren kann die Ausführungsform 2 denselben Effekt erzielen wie in der Ausführungsform 1.
In den folgenden Ausführungsformen kann auch ein Frequenz-Chirp-Signal als ein Sendesignal verwendet werden, und somit kann derselbe Effekt erzielt werden wie in dem Fall des Verwendens eines codierten Impulssignals.
Der Schwebungsfrequenzindex f_b kann durch ein Verwenden des Ausdrucks (20) in eine Abstandsinformation R(f_b) umgewandelt werden. Hier gibt B_w eine Frequenzmodulationsbandbreite in einem Frequenz-Chirp-Signal an, das durch eine Frequenzmodulation erzeugt ist, und Co gibt eine Lichtgeschwindigkeit an. $R (f_{b}) = \frac{C_{0}}{2 B_{w}} f_{b}$
(Ausführungsform 3)
14 stellt ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 3 dar. Die Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 3 enthält weiter einen Aliasing-Bestimmer 216, verglichen mit der Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 1. Die Ausführungsform 3 unterscheidet sich von der Ausführungsform 1 hinsichtlich Vorgängen der Schaltsteuereinheit 105, des Doppler-Analysators 213, des CFAR-Teils 215 und des Richtungsschätzers 214. Nachstehend liegt bei der Ausführungsform 3 das Augenmerk auf Inhalten, die sich von denen der Ausführungsform 1 unterscheiden, und dieselben Inhalte wie diejenigen der Ausführungsform 1 sind nicht wiederholt.
Die Schaltsteuereinheit 105 gibt ein Schaltsteuersignal für eine Anweisung zum Schalten unter Ausgabezielen an den Sende-HF-Schalter 106 des Radar-Senders 100 und den Ausgangsschalter 211 des Radar-Empfängers 200 aus. Eine an den Ausgangsschalter 211 gegebene Anweisung zum Schalten unter Ausgabezielen ist weiter unten beschrieben. Nachstehend folgt eine Beschreibung einer an den Sende-HF-Schalter 106 gegebenen Anweisung zum Schalten unter Ausgabezielen.
Die Schaltsteuereinheit 105 wählt sequentiell in jedem Sendezyklus T_r einen aus den Sende-HF-Teilen 107#1 bis #N_t . Die Schaltsteuereinheit 105 gibt an den Sende-HF-Schalter 106 ein Schaltsteuersignal für eine Anweisung zum Schalten eines Ausgabeziels zum gewählten Sende-HF-Teil 107 aus.
Der Sende-HF-Schalter 106 schaltet ein Ausgabeziel zu einem der Sende-HF-Teile 107#1 bis #Nt auf Grundlage des von der Schaltsteuereinheit 105 ausgegebenen Schaltsteuersignals. Der Sende-HF-Schalter 106 gibt ein vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegebenes Sendesignal zu dem Sende-HF-Teil 107 aus, der ein geschaltetes Ziel ist.
15 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen Sende-HF-Teile 107#1 bis #Nt Sendesignale senden.
Wie in 15 dargestellt, wählt die Schaltsteuereinheit 105 in jedem Sendezyklus T_r sequentiell die Sende-HF-Teile 107#1 bis #N_t als Ausgabeziele. Die Schaltsteuereinheit 105 gibt in jedem Sendezyklus T_r an den Sende-HF-Schalter 106 ein Schaltsteuersignal für eine Anweisung zum Schalten eines Ausgabeziels zum gewählten Sende-HF-Teil 107 aus. Folglich wählt der Sende-HF-Schalter 106 jeden der Sende-HF-Teile 107#1 bis #N_t in jedem Zyklus von N_p = N_tT_r. Mit anderen Worten, jeder der Sende-HF-Teile 107#1 bis #N_t sendet ein Sendesignal in jedem Zyklus von N_p = N_tT_r aus.
Wie in 15 dargestellt, wiederholt die Schaltsteuereinheit 105 die Vorgänge für einen Satz in dem Zeitraum N_p = N_tT_r N_c/2-mal und sieht einen Sendelückenzeitraum T_GAP vor, in dem kein Sendesignal ausgegeben wird. Nach Ablauf des Sendelückenzeitraums T_GAP wiederholt die Schaltsteuereinheit 105 die Vorgänge für einen Satz in dem Zeitraum N_p = N_tT_r N_c/2-mal. Durch die Vorgänge sendet jeder Sende-HF-Teil 107 ein Sendesignal N_c-mal. Der Sendelückenzeitraum T_GAP kann auf 1/2 des Abtastzyklus (N_p = N_tT_r) im Doppler-Analysator 213 gesetzt sein. Mit anderen Worten, der Sendelückenzeitraum T_GAP kann N_p/2 = N_tT_r/2 betragen.
Im Radar-Empfänger 200 wählt der Ausgangsschalter 211 des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z einen unter den Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt in jedem Zyklus T_r auf Grundlage eines von der Schaltsteuereinheit 105 ausgegebenen Schaltsteuersignals. Der Ausgangsschalter 211 gibt ein vom Korrelationsrechner 210 in jedem Zyklus T_r ausgegebenes Korrelationsberechnungsergebnis zum gewählten Doppler-Analysator 213 aus.
Ein Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r kann aus N_t Bits [bit₁(M), bit₂(M), ... und bitN_t(M)] gebildet sein. In diesem Fall wählt der Ausgangsschalter 211 im M-ten Sendezyklus T_r den Doppler-Analysator 213#ND als ein Ausgabeziel in einem Fall, in dem das ND-te Bit des Schaltsteuersignals gleich 1 ist, und wählt den ND-ten Doppler-Analysator 213#ND nicht als ein Ausgabeziel (lässt ihn aus) in einem Fall, in dem das ND-te Bit des Schaltsteuersignals gleich 0 ist. Hier ist ND 1, ... und Nt.
Die Schaltsteuereinheit 105 schaltet sequentiell jedes Bit auf 1 und gibt ein Schaltsteuersignal in jedem Zyklus von N_p = N_tT_r aus, bevor der Sendelückenzeitraum T_GAP beginnt. Als Nächstes ist ein spezielles Beispiel davon beschrieben.
Als Erstes gibt die Schaltsteuereinheit 105 einen Satz (entsprechend dem Zeitraum N_p ) von Schaltsteuersignalen N_c/2-mal aus, die im Folgenden (C1) angegeben sind.
(C1)

[bit₁(1), bit₂(1), ..., bitN_t(1)] = [1, 0,...0]
[bit₁(2), bit₂(2), ..., bitN_t(2)] = [0, 1, ..., 0]
...
[bit₁(N_t), bit₂(N_t), ..., bitN_t(N_t)] = [0, 0, ..., 1]

Die Schaltsteuereinheit 105 gibt einen Satz (entsprechend dem Zeitraum N_p ) der Schaltsteuersignale, die in (C1) angegeben sind, N_c/2-mal aus und gibt dann ein Schaltsteuersignal, dessen alle Bits Nullen sind, wie es im Folgenden (C2) angegeben ist, im Sendelückenzeitraum T_GAP aus.
(C2)

[bit₁, bit₂, ..., bitN_t] = [0, 0, ..., 0]

Nach dem Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP gibt die Schaltsteuereinheit 105 einen Satz (entsprechend dem Zeitraum N_p ) von Schaltsteuersignalen N_c/2-mal aus, die im Folgenden (C3) angegeben sind.
(C3)

[bit₁(N_tN_c/2+1), bit₂(N_tN_c/2+1), ..., bitN_t(N_tN_c/2+1)] = [1, 0, ..., 0]
[bit₁(N_tN_c/2+2), bit₂(N_tN_c/2+2), ..., bitN_t(N_tN_c/2+2)] = [0, 1, ..., 0]
...
[bit₁(N_tN_c), bit₂(N_tN_c), ..., bitN_t(N_tN_c)] = [0, 0, ..., 1]

Der Signalprozessor 207 des Antennensystemprozessors 201#z enthält die Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt. Jeder der Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt führt getrennt eine Doppleranalyse an Korrelationsberechnungsergebnissen, die N_c/2-mal (erste Halbperiode) vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, und an Korrelationsberechnungsergebnissen, die N_c/2-mal (zweite Halbperiode) nach Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, zu jeder diskreten Zeit k durch. In einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, kann eine FFT-Verarbeitung angewendet werden, wie durch die Ausdrücke (21) und (22) dargestellt.
FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (21) ist ein w-ter Ausgang vom Doppler-Analysator 213#ND des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z und gibt eine Doppler-Frequenzantwort an, die N_c/2-mal in der ersten Halbperiode des Doppler-Frequenzindex f_s zur diskreten Zeit k entspricht.
FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (22) ist ein w-ter Ausgang vom Doppler-Analysator 213#ND des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z und gibt eine Doppler-Frequenzantwort an, die N_c/2-mal in der zweiten Halbperiode des Doppler-Frequenzindex f_s zur diskreten Zeit k entspricht. Hier ist ND 1 bis N_t , ist k 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o, und ist z 1, ... und N_a. Außerdem ist w eine natürliche Zahl.
In FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) beträgt eine FFT-Größe N_c , und N_c/2 Datenelemente der zweiten Hälfte sind auf Null gesetzt. In FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) beträgt eine FFT-Größe N_c , und N_c/2 Datenelemente der ersten Hälfte sind auf Null gesetzt.
Daher beträgt, abgeleitet aus dem Abtasttheorem, die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, ±1/(2N_tT_r). Ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_s beträgt 1/{N_tN_cT_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist f_s = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
Doppler-Frequenzantwort, die N_c/2-mal (erste Hälfte) vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entspricht: $\begin{array}{l} F T_F H_C I_{z}^{N_{D}} (k, f_{s}, w) = \\ \sum_{q = 0}^{N_{t} N_{c} / 2 - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k, N_{p} N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{N_{t}} ⌋ f_{s}}{N_{c}}] \end{array}$
Doppler-Frequenzantwort, die N_c/2-mal (zweite Hälfte) nach Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP entspricht: $\begin{array}{l} F T_S H_C I_{z}^{N_{D}} (k, f_{s}, w) \\ = \sum_{q = N_{t} N_{c} / 2}^{N_{t} N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k, N_{t} N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{N_{t}} ⌋ f_{s}}{N_{c}}] \end{array}$
Während der FFT-Verarbeitung kann ein Fensterfunktionskoeffizient multipliziert werden, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster. Eine Fensterfunktion wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden. Hinsichtlich des Fensterfunktionskoeffizienten wird ein Fensterfunktionskoeffizient mit N_c als FFT-Größe verwendet, werden N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten der ersten Hälfte benutzt, um FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) zu berechnen, und werden N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten der zweiten Hälfte benutzt, um FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) zu berechnen.
Der CFAR-Teil 215 führt ein CFAR-Verfahren durch ein Verwenden der w-ten Ausgänge FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) und FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) von den Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#N_t der Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a durch. Das CFAR-Verfahren wird an einem zweidimensionalen Eingangssignal mit der diskreten Zeit k (entsprechend einem Abstand zu einem Zielobjekt) und einem Doppler-Frequenzindex f_s (entsprechend einer Relativgeschwindigkeit des Zielobjekts) durchgeführt.
Bei dem CFAR-Verfahren, wie beispielsweise im Ausdruck (22a) dargestellt, werden Leistungspegel von w-ten Ausgängen FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) und FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) von jeweiligen Doppler-Analysatoren 213#2 der Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a zueinander addiert. Der CFAR-Teil 215 führt beispielsweise ein CFAR-Verfahren, in dem eindimensionale CFAR-Verfahren miteinander kombiniert werden, oder ein zweidimensionales CFAR-Verfahren an einem Leistungsadditionsergebnis durch. Das in der Nichtpatentschrift 2 offenbarte Verfahren kann auf das CFAR-Verfahren angewendet werden. Hier können eine Achse diskreter Zeit (entsprechend einem Abstand zu einem Zielobjekt) und eine Achse einer Doppler-Frequenz (entsprechend einer Relativgeschwindigkeit des Zielobjekts) bei dem zweidimensionalen CFAR-Verfahren verwendet werden. Der CFAR-Teil 215 gibt einen diskreten Zeitindex k_{_cfar} und einen Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , bei dem das Leistungsadditionsergebnis höher als ein Schwellwert ist, an den Richtungsschätzer 214 und den Aliasing-Bestimmer 216 aus. $P o w e r F T^{N D} (k, f_{s}, w) = \sum_{z = 1}^{N_{a}} {{| F T_F H_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) |}^{2} + {| F T_F H_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) |}^{2}}$
Der Aliasing-Bestimmer 216 bestimmt auf Grundlage des vom CFAR-Teil 215 ausgegebenen diskreten Zeitindex k_{_cfar} und des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , ob ein Ausgang vom Doppler-Analysator 213 ein Aliasing-Signal enthält oder nicht. Zum Beispiel führt der Aliasing-Bestimmer 216 eine Bestimmung gemäß den Ausdrücken (23) und (24) durch.
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck nicht besteht, wird bestimmt, dass kein Aliasing-Signal enthalten ist. $\sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2}$
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck besteht, wird bestimmt, dass ein Aliasing-Signal enthalten ist. $\sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} < \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2}$
In den Ausdrücken (23) und (24) sind die folgenden Ausdrücke gegeben. $\begin{array}{l} F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) + exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N_{c}} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
$\begin{array}{l} F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) - exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \end{array}$
Hier ist FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (25) ein zur phasengleichen Addition von FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) und FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) unter der Annahme benutzter Ausdruck, dass der Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kein Aliasing-Signal enthält. Im Ausdruck (25) verursacht ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} eine Phasenänderung (Phasendrehung) während des Sendelückenzeitraums T_GAP , und somit ist der Term des Ausdrucks (25a) eingeführt, um die Phasendrehung zu korrigieren. Hier ist der Sendelückenzeitraum T_GAP auf 1/2 des Abtastzyklus (N_p = N_tT_r) im Doppler-Analysator 213 gesetzt, und somit wird eine Phasendrehung korrigiert, die einer Hälfte (1/2) der Phasenänderung (Phasendrehung) in einer Abtastzyklusperiode des Doppler-Frequenzindex (f_{s_cfar} ) entspricht. $exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2})$
Andererseits ist FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (26) ein zur phasengleichen Addition von FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) und FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) unter der Annahme benutzter Ausdruck, dass ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein Aliasing-Signal enthält. In einem Fall, in dem ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein (primäres) Aliasing-Signal enthält, tritt während des Sendelückenzeitraums T_GAP beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 eine Phasenänderung (Phasendrehung) auf, die einem Doppler-Frequenzindex von (f_{s_cfar}-N_c) entspricht. Eine Phasenänderung (Phasendrehung), die einem Doppler-Frequenzindex von (f_{s_cfar}+N_c) entspricht, tritt während des Sendelückenzeitraums T_GAP beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 auf. Daher ist im Ausdruck (26) der Term des Ausdrucks (26a) eingeführt, um die Phasendrehung zu korrigieren, die während des Sendelückenzeitraums T_GAP auftritt. Der Ausdruck (26a) ist erhalten durch ein Zuweisen von (f_{s_cfar}+N_c) zu f_{s_cfar} im Ausdruck (25a) und ist somit erhalten durch ein Invertieren der Phase im Ausdruck (25a). Daher wird eins aus FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) und FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) einer phasengleichen Addition unterzogen, und das andere davon wird einer gegenphasigen Addition unterzogen. Daher wird eine Signalpegeldifferenz geklärt, und somit ist es möglich, das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Aliasing-Signals sogar in einem Fall zu bestimmen, in dem ein SRV eines Empfangssignals niedrig ist. $- exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2})$
Mit anderen Worten, nach der obigen Beschreibung weist in einem Fall, in dem ein Signal eines Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein Aliasing-Signal enthält, FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) eine niedrigere Leistung auf als die Leistung von FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w). Andererseits weist in einem Fall, in dem ein Signal eines Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kein Aliasing-Signal enthält, FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) eine niedrigere Leistung auf als die Leistung von FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w). Aus dem Grund kann ein Bestimmungsverfahren benutzt werden, das die Ausdrücke (23) und (24) benutzt.
Der Aliasing-Bestimmer 216 gibt einen Doppler-Frequenzindex nach der Konversion wie folgt bezüglich eines Signals des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} aus, von dem bestimmt ist, dass er ein (primäres) Aliasing-Signal enthält. · In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 wird die Konversion in DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar} - N_c durchgeführt, und das Ergebnis wird ausgegeben. · In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 wird die Konversion in DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar} + N_c durchgeführt, und das Ergebnis wird ausgegeben. Hier gibt DopConv(f) ein Konversionsergebnis eines Doppler-Frequenzindex für den Doppler-Frequenzindex f auf Grundlage der Bestimmung eines Aliasing-Signals an.
Der Aliasing-Bestimmer 216 gibt einen Doppler-Frequenzindex ohne eine Konversion wie folgt bezüglich eines Signals des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} aus, von dem bestimmt ist, dass er kein Aliasing-Signal enthält. · DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar}
Der Richtungsschätzer 214 erzeugt einen im Ausdruck (27) dargestellten Korrelationsvektor h(k,f_s,w) der virtuellen Empfangsgruppe auf Grundlage eines Ausgangs vom Aliasing-Bestimmer und führt ein Richtungsschätzverfahren durch.
Nachstehend ist eine Summe der w-ten Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#N_t , erhalten durch identische Verfahren in jeweiligen Signalprozessoren 207 der Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a , durch den Korrelationsvektor h(k__cfar,f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe dargestellt, enthaltend N_tN_a Elemente, was einem Produkt der Anzahl N_t der Sendeantennen und der Anzahl N_a der Empfangsantennen entspricht, wie im Ausdruck (27) dargestellt. Der Korrelationsvektor h(k__cfar,f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe wird für ein Verfahren zum Durchführen einer Richtungsschätzung auf Grundlage einer Phasendifferenz zwischen jeweiligen Empfangsantennen Rx auf Empfangswellen von einem Zielobjekt verwendet. Hier ist z 1, ... und N_a , und ND ist 1, ... und N_t . $h (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) = [\begin{matrix} h_{c a l [1]} F T_C I_{1}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [2]} F T_C I_{2}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} F T_C I_{N a}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a + 1]} F T_C I_{1}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a + 2]} F T_C I_{2}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [2 N a]} F T_C I_{N a}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 1]} F T_C I_{1}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 2]} F T_C I_{2}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a N t]} F T_C I_{N a}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \end{matrix}]$
$\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) + exp (- j \frac{2 π D o p C o n v (f_{s_c f a r})}{N c} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
Hier ist h_cal[b] ein Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren einer Phasenabweichung und einer Amplitudenabweichung zwischen den Sendeantennen und zwischen den Empfangsantennen. Außerdem ist b 1, ... und N_tN_a .
Da das Umschalten zwischen den Sendeantennen Tx im Zeitmultiplex durchgeführt wird, treten verschiedene Phasendrehungen bei verschiedenen Doppler-Frequenzen f auf. TxCAL⁽¹⁾(f), und TxCAL^(Nt)(f) sind Sendephasen-Korrekturkoeffizienten zum Korrigieren der Phasendrehungen und somit zum Anpassen von Phasen der Sendeantennen an eine Phase einer Referenz-Sendeantenne. Zum Beispiel sind in einem Fall, in dem Tx#1 als eine Referenz-Sendeantenne verwendet ist, die Sendephasen-Korrekturkoeffizienten wie im Ausdruck (29). $\begin{array}{l} T x C A L^{(1)} (f) = 1, \\ T x C A L^{(2)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N_{c}} \frac{2}{N_{t}}), \\ \dots, \\ T x C A L^{(N_{t})} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N_{c}} \frac{N_{t} - 1}{N_{t}}) \end{array}$
In diesem Fall ist der Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe im Ausdruck (27) eine aus N_aN_r Elementen gebildete Spalte.
Bei der Ankunftsrichtungsschätzung wird ein Raumprofil berechnet, indem die Azimutrichtung θ im Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswert P_H(θ,k_{_cfar},f_{s_cfar},w) innerhalb eines vorgegebenen Winkelbereichs variabel gemacht wird. Bei der Ankunftsrichtungsschätzung wird eine vorgegebene Anzahl maximaler Spitzen des berechneten Raumprofils in absteigender Reihenfolge extrahiert, und Elevationswinkelrichtungen der maximalen Spitzen werden als Ankunftsrichtungsschätzwerte ausgegeben.
Die Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 3 führt das Umschalten unter einer Vielzahl von Sendeantennen Tx im Zeitmultiplex durch und sendet ein Sendesignal von jeder Sendeantenne Tx N_c-mal. In diesem Fall sendet die Radar-Vorrichtung 1 ein Sendesignal von jeder Sendeantenne Tx N_c/2-mal und sieht dann den Sendelückenzeitraum T_GAP vor. In der Radar-Vorrichtung 1 bestimmt der Aliasing-Bestimmer 216, ob ein Ausgangssignal vom Doppler-Analysator 213 ein Aliasing-Signal enthält oder nicht, auf Grundlage einer Phasenänderung, die während des Sendelückenzeitraums T_GAP auftritt. Folglich kann ein Doppler-Frequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit herrscht, um den Faktor zwei vergrößert sein, verglichen mit einem Fall, in dem kein Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen ist.
In einem Fall, in dem der Sendelückenzeitraum T_GAP auf N_tT_r/2 gesetzt ist, ist die Bestimmungsleistung (-genauigkeit), ob ein Aliasing-Signal enthalten ist oder nicht, am höchsten. Jedoch ist der Sendelückenzeitraum T_GAP nicht darauf beschränkt und kann auf ungefähr N_tT_r/2 oder einen Zeitraum vor oder nach N_tT_r/2 gesetzt sein.
In einem Fall, in dem ein Sendesignal N_c-mal von jeder Sendeantenne Tx gesendet wird, wird ein Sendesignal N_c/2-mal von jeder Sendeantenne Tx gesendet, und dann wird der Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen. Daher ist die Bestimmungsleistung (-genauigkeit), ob ein Aliasing-Signal enthalten ist oder nicht, am höchsten. Jedoch ist ein Zeitpunkt, zu dem der Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen ist, nicht darauf beschränkt, und er kann vorgesehen sein, nachdem ein Sendesignal ungefähr N_c/2-mal gesendet wurde, oder kann vorgesehen sein, nachdem ein Sendesignal unter oder über N_c/2-mal gesendet wurde.
(Ausführungsform 4)
In der Ausführungsform 1 ist eine Anordnung beschrieben, bei der mindestens eine aus einer Vielzahl von Sendeantennen Tx als Kurzzyklus-Sendeantenne verwendet ist. In der Ausführungsform 3 ist eine Anordnung beschrieben, bei der ein Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen ist. In der Ausführungsform 4 ist eine Anordnung eines Kombinationsbeispiels der Ausführungsform 1 und der Ausführungsform 3 beschrieben. Folglich ist es möglich, einen Doppler-Frequenz-Erfassungsbereich noch mehr als in der Ausführungsform 1 zu vergrößern. Nachstehend liegt bei der Ausführungsform 4 das Augenmerk auf Inhalten, die sich von denen der Ausführungsformen 1 und 3 unterscheiden, und dieselben Inhalte wie diejenigen der Ausführungsformen 1 und 3 sind nicht wiederholt.
16 stellt ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 4 dar.
Die Schaltsteuereinheit 105 gibt ein Schaltsteuersignal für eine Anweisung zum Umschalten unter Ausgabezielen an den Sende-HF-Schalter 106 des Radar-Senders 100 und den Ausgangsschalter 211 des Radar-Empfängers 200 aus. Eine an den Ausgangsschalter 211 gegebene Anweisung zum Umschalten unter Ausgabezielen ist weiter unten beschrieben. Nachstehend folgt eine Beschreibung einer an den Sende-HF-Schalter 106 gegebenen Anweisung zum Umschalten unter Ausgabezielen.
Die Schaltsteuereinheit 105 wählt in jedem Sendezyklus T_r einen Sende-HF-Teil 107, der zum Senden eines Sendesignals zu benutzen ist, aus den Sende-HF-Teilen 107#1 bis #Nt. Die Schaltsteuereinheit 105 gibt an den Sende-HF-Schalter 106 ein Schaltsteuersignal für eine Anweisung zum Schalten eines Ausgabeziels zum gewählten Sende-HF-Teil 107 aus.
Der Sende-HF-Schalter 106 schaltet ein Ausgabeziel zu einem der Sende-HF-Teile 107#1 bis #Nt auf Grundlage des von der Schaltsteuereinheit 105 ausgegebenen Schaltsteuersignals. Der Sende-HF-Schalter 106 gibt ein vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegebenes Sendesignal zu dem Sende-HF-Teil 107 aus, der ein geschaltetes Ziel ist.
17 ist ein Diagramm zum Beschreiben von Zeiten, zu denen die Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#3 Sendesignale in einem Fall senden, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen drei beträgt; 17 stellt ein Beispiel dar, in dem der Sende-HF-Teil 107#2 ein Kurzzyklus-Sende-HF-Teil ist.
In diesem Fall wählt die Schaltsteuereinheit 105 den Sende-HF-Teil 107#2 als ein Ausgabeziel eines Sendesignals in jedem Zyklus von 2T_r . In dem Zeitraum T_r , in dem der Sende-HF-Teil 107#2 kein Sendesignal ausgibt, wählt die Schaltsteuereinheit 105 sequentiell die Sende-HF-Teile 107#1 und 107#3 als Ausgabeziele eines Sendesignals. Mit anderen Worten, die Schaltsteuereinheit 105 wählt die Sende-HF-Teile 107#1 und 107#3 als Ausgabeziele eines Sendesignals in jedem Zyklus von N_p = 4T_r = 2(N_t-1)T_r.
Wie in 17 dargestellt, wiederholt hier die Schaltsteuereinheit 105 die Vorgänge für einen Satz in dem Zeitraum N_p = 4T_r = 2(N_t-1)T_r N_c/2-mal und sieht einen Sendelückenzeitraum T_GAP vor, in dem kein Sendesignal ausgegeben wird. Nach Ablauf des Sendelückenzeitraums T_GAP wiederholt die Schaltsteuereinheit 105 die Vorgänge wieder für einen Satz in dem Zeitraum N_p = 4T_r = 2(N_t-1)T_r N_c/2-mal. Durch die Vorgänge sendet der Sende-HF-Teil 107#2, der ein Kurzzyklus-Sende-HF-Teil ist, ein Sendesignal (N_t-1)N_c-mal. Jeder der Sende-HF-Teile 107#1 und 107#3 außer dem Sende-HF-Teil 107#2 sendet ein Sendesignal N_c-mal.
Der Sendelückenzeitraum T_GAP kann im Sende-HF-Teil 107#2 (Kurzzyklus-Sende-HF-Teil) auf 1/2 des Sendezyklus 2T_r gesetzt sein. Mit anderen Worten, der Sendelückenzeitraum T_GAP kann gleich T_r sein.
Ein Zeitpunkt, zu dem jeder Sende-HF-Teil 107 beginnt, ein Sendesignal zu senden, braucht nicht unbedingt mit dem Zyklus T_r synchronisiert zu sein. Zum Beispiel können, wie in 6 dargestellt, Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , und Δ_Nt jeweils für Sendestartzeitpunkte jeweiliger Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#Nt vorgesehen sein.
Im Radar-Empfänger 200 wählt der Ausgangsschalter 211 des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z in jedem Zyklus von T_r (führt ein Schalten auf ihn durch) einen Doppler-Analysator 213 unter Nt Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt auf Grundlage eines Schaltsteuersignals von der Schaltsteuereinheit 105. Der Ausgangsschalter 211 gibt ein vom Korrelationsrechner 210 in jedem Zyklus T_r ausgegebenes Korrelationsberechnungsergebnis zum gewählten Doppler-Analysator 213 aus.
Ein Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r kann aus Nt Bits [bit₁(M), bit₂(M), ... und bitNt(M)] gebildet sein. In diesem Fall wählt der Ausgangsschalter 211 in einem Schaltsteuersignal im M-ten Sendezyklus T_r den Doppler-Analysator 213#ND als Ausgabeziel in einem Fall, in dem das ND-te Bit gleich 1 ist, und wählt den ND-ten Doppler-Analysator 213#ND nicht als Ausgabeziel (wählt ihn ab) in einem Fall, in dem das ND-te Bit gleich 0 ist. Hier ist ND 1, ... und Nt.
Hinsichtlich eines Schaltsteuersignals wird in einem Fall, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen drei beträgt, ein 3-Bit-Schaltsteuersignal, das dem Ausgangsmuster eines in 17 dargestellten Sendesignals entspricht, zum Ausgangsschalter 211 ausgegeben. Als Nächstes ist ein spezielles Beispiel davon beschrieben.
Zuerst gibt die Schaltsteuereinheit 105 wiederholt jeweilige im folgenden (D1) angegebene Schaltsteuersignale in jedem Zyklus T_r im Zeitraum (der ersten Halbperiode) von N_pN_c/2 aus. Hier ist N_p 4T_r = 2(N_t-1)T_r.
(D1)

Die Schaltsteuereinheit 105 gibt ein Schaltsteuersignal, dessen alle Bits Nullen sind, wie es im Folgenden (D2) angegeben ist, im Sendelückenzeitraum T_GAP nach der ersten Halbperiode aus.
(D2)

[bit₁, bit₂, bit₃] = [0, 0, 0]

Die Schaltsteuereinheit 105 gibt wiederholt jeweilige im folgenden (D3) angegebene Schaltsteuersignale in jedem Zyklus T_r im Zeitraum (der zweiten Halbperiode) von N_pN_c/2 nach dem Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP aus.
(D3)

[bit₁(2(N_t-1)N_c/2+1), bit₂(2(N_t-1)N_c/2+1), bit₃(2(N_t-1)N_c/2+1)] = [0, 1, 0]
[bit₁(2(N_t-1)N_c/2+2), bit₂(2(N_t-1)N_c/2+2), bit₃(2(N_t-1)N_c/2+2)] = [1, 0, 0]
[bit₁(2(N_t-1)N_c/2+3), bit₂(2(N_t-1)N_c/2+3), bit₃(2(N_t-1)N_c/2+3)] = [0, 1, 0]
[bit₁(2(N_t-1)(N_c/2+1)), bit₂(2(N_t-1)(N_c/2+1)), bit₃(2(N_t-1)(N_c/2+1)] = [0, 0, 1]
...
[bit₁(2(N_t-1)(N_c-1)+1), bit₂(2(N_t-1)(N_c-1)+1), bit₃(2(N_t-1)(N_e-1)+1)] = [0, 1, 0]
[bit₁(2(N_t-1)(N_c-1)+2), bit₂(2(N_t-1)(N_c-1)+2), bit₃(2(N_t-1)(N_c-1)+2)] = [1, 0, 0]
[bit1(2(N_t-1)(N_c-1)+3), bit₂(2(N_c-1)(N_c-1)+3), bit₃(2(N_t-1)(N_c-1)+3)] = [0, 1, 0]
[bit1(2(N_t-1)N_c), bit₂(2(N_t-1)N_c), bit₃(2(N_t-1)N_c)] = [0, 0, 1]

Der Signalprozessor 207 des Antennensystemprozessors 201#z enthält die Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt. Bezüglich des vom Ausgangsschalter 211 ausgegebenen Korrelationsberechnungsergebnisses führt der Doppler-Analysator 213 getrennt eine Doppleranalyse an Korrelationsberechnungsergebnissen, die N_c/2-mal (der ersten Halbperiode) vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, und an Korrelationsberechnungsergebnissen, die N_c/2-mal (der zweiten Halbperiode) nach Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, zu jeder diskreten Zeit k durch. In einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, kann eine FFT-Verarbeitung angewendet werden, wie beispielsweise durch die Ausdrücke (30) bis (34) dargestellt.
FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) in den Ausdrücken (30) und (31) ist ein w-ter Ausgang vom Doppler-Analysator 213#ND des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z und gibt eine Doppler-Frequenzantwort an, die N_c/2-mal (der ersten Halbperiode) des Doppler-Frequenzindex f_s zur diskreten Zeit k entspricht.
FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) in den Ausdrücken (32) und (33) ist ein w-ter Ausgang vom Doppler-Analysator 213#ND des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z und gibt eine Doppler-Frequenzantwort an, die N_c/2-mal (der zweiten Halbperiode) des Doppler-Frequenzindex f_s zur diskreten Zeit k entspricht. ND ist 1 bis Nt, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o, und z ist 1, ... und N_a. Außerdem ist w eine natürliche Zahl.
Nachstehend ist ein bestimmtes Beispiel durch ein Verwenden des zweiten Sende-HF-Teils 107#2 als Kurzzyklus-Sende-HF-Teil 107 bei jedem Zyklus von 2T_r beschrieben.
In einem Fall, in dem ND gleich 2 ist (Kurzzyklus-Empfangssignal), ist in FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) eine FFT-Größe (N_t-1)N_c, und (N_t-1)N_c/2 Datenelemente der zweiten Hälfte sind auf Null gesetzt. In einem Fall, in dem ND gleich 2 ist, beträgt in FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) eine FFT-Größe (N_t-1)N_c, und (N_t-1)N_c/2 Datenelemente der ersten Hälfte sind auf Null gesetzt. Abgeleitet aus dem Abtasttheorem beträgt die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, in beiden der Fälle ±1/(4T_r). In beiden der Fälle beträgt ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_s 1/{2(N_t-1)N_cT_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist f_s = -(N_t-1)N_c/2+1, ..., 0, ... und (N_t-1)N_c/2.
In einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist (kein Kurzzyklus-Empfangssignal), beträgt in FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) eine FFT-Größe N_c , und N_c/2 Datenelemente der zweiten Hälfte sind auf Null gesetzt. In einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist, beträgt in FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) eine FFT-Größe N_c/2, und (N_t-1)N_c/2 Datenelemente der ersten Hälfte sind auf Null gesetzt. Abgeleitet aus dem Abtasttheorem, beträgt die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, in beiden der Fälle ±1/(4(N_t-1)T_r). In beiden der Fälle beträgt ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_s 1/{2(N_t-1)N_cT_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_u ist f_u = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
Wenn Ausgänge vom Doppler-Analysator 213 in Fällen miteinander verglichen werden, in denen ND gleich 2 ist sowie ND nicht gleich 2 ist, sind Doppler-Frequenzintervalle der beiden einander gleich. Die maximale Doppler-Frequenz, bei der kein Aliasing erzeugt wird, ist in einem Fall, in dem ND gleich 2 ist, das ±(N_t-1)-Fache der maximalen Doppler-Frequenz in einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist, und somit ist ein Doppler-Frequenzbereich auf das (N_t-1)-Fache erhöht und wird ausgegeben.
Daher ist die maximale Doppler-Frequenz, bei der bei ND = 2 kein Aliasing erzeugt wird, auf das N_t/2-Fache erhöht in einem Fall, in dem die Anzahl N_t von Sendeantennen drei oder mehr beträgt, gemäß der Anordnung der vorliegenden Ausführungsform, verglichen mit einem Fall, in dem eine Sendeantenne sequentiell auf Tx#1, Tx#2, ... und Tx#Nt umgeschaltet wird. Mit anderen Worten, ein Doppler-Frequenzbereich, in dem kein Aliasing erzeugt wird, ist proportional zur Anzahl Nt von Sendeantennen vergrößert.
Die Ausdrücke (30) und (31) sind auf eine Doppler-Frequenzantwort angewendet, die N_c/2-mal vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entspricht (der ersten Halbperiode).
Im Falle von ND = 2 (Kurzzyklus-Empfangssignal): $\begin{array}{l} F T_F H_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) = \\ \sum_{q = 0}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} / 2 - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{2} ⌋ f_{s}}{(N_{t} - 1) N_{c}}] \end{array}$
Im Falle von ND ≠ 2 (kein Kurzzyklus-Empfangssignal): $\begin{array}{l} F T_F H_C I_{z}^{N D} (k, f_{u}, w) = \\ \sum_{q = 0}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} / 2 - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{2 (N_{t} - 1)} ⌋ f_{s}}{N_{c}}] \end{array}$
Die Ausdrücke (32) und (33) gelten für eine Doppler-Frequenzantwort, die N_c/2-mal nach dem Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP entspricht (der zweiten Halbperiode):
Im Falle von ND = 2 (Kurzzyklus-Empfangssignal): $\begin{array}{l} F T_S H_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) = \\ \sum_{q = 2 (N_{t} - 1) N_{c} / 2}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N D} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π [\frac{q}{2}] f_{s}}{(N_{t} - 1) N_{c}}] \end{array}$
Im Falle von ND ≠ 2 (kein Kurzzyklus-Empfangssignal): $\begin{array}{l} F T_S H_C I_{z}^{N D} (k, f_{u}, w) = \\ \sum_{q = 2 (N_{t} - 1) N_{c} / 2}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N D} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π [\frac{q}{2 (N_{t} - 1)}] f_{u}}{N_{c}}] \end{array}$
Wenn es in einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist, keinen Ausgang vom Ausgangsschalter 211 gibt, kann eine FFT-Größe auf (N_t-1)N_c gesetzt werden, und das Abtasten kann durchgeführt werden, indem praktisch ein Ausgang gemäß den Ausdrücken (34) und (35) auf Null gesetzt wird. Der Ausdruck (34) ist derselbe wie der Ausdruck (30), und der Ausdruck (35) ist derselbe wie der Ausdruck (32). Folglich ist eine FFT-Größe erhöht, und somit ist ein Verarbeitungsaufwand erhöht, aber ein Doppler-Frequenzindex ist derselbe wie derjenige in einem Fall, in dem ND gleich 2 ist. Daher ist ein Konversionsvorgang eines Doppler-Frequenzindex, der weiter unten beschrieben ist, nicht erforderlich. $\begin{array}{l} F T_F H_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) = \\ \sum_{q = 0}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} / 2 - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π [\frac{q}{2}] f_{s}}{(N_{t} - 1) N_{c}}] \end{array}$
$\begin{array}{l} F T_F H_C I_{z}^{N D} (k, f_{s}, w) = \\ \sum_{q = 2 (N_{t} - 1) N_{c} / 2}^{2 (N_{t} - 1) N_{c} - 1} b i t_{N D} (q + 1) A C_{z} (k,2 (N_{t} - 1) N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π [\frac{q}{2}] f_{s}}{(N_{t} - 1) N_{c}}] \end{array}$
Während der FFT-Verarbeitung kann ein Fensterfunktionskoeffizient multipliziert werden, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster. Eine Fensterfunktion wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden. In einem Fall, in dem ND gleich 2 ist, wird ein Fensterfunktionskoeffizient mit (N_t-1)N_c als FFT-Größe verwendet, werden unter (N_t-1)N_c Fensterfunktionskoeffizienten (N_t-1)N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten in der ersten Halbperiode verwendet, um FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) zu berechnen, und werden (N_t-1)N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten in der ersten Halbperiode verwendet, um FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) zu berechnen.
In einem Fall, in dem ND nicht gleich 2 ist, wird ein Fensterfunktionskoeffizient mit N_c als FFT-Größe verwendet, werden unter N_c Fensterfunktionskoeffizienten N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten in der ersten Halbperiode benutzt, um FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) zu berechnen, und werden N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten in der zweiten Halbperiode benutzt, um FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) zu berechnen.
Der CFAR-Teil 215 legt adaptiv einen Schwellwert fest (stellt ihn ein) und führt ein Spitzensignal-Erkennungsverfahren (CFAR-Verfahren) durch ein Verwenden eines Kurzzyklus-Empfangssignals durch. In der vorliegenden Ausführungsform sendet der Sende-HF-Teil 107#2 ein Sendesignal in jedem Zyklus von 2T_r . Daher führt der CFAR-Teil 215 ein CFAR-Verfahren durch ein Verwenden von FT_FH_CI₁ ⁽²⁾(k,f_s,w), und FT_FH_CIN_a ⁽²⁾(k,f_s,w) sowie FT_SH_CI₁ ⁽²⁾(k,f_s,w), ... und FT_SH_CIN_a ⁽²⁾(k,f_s,w) durch, die w-te Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213#2 sind.
Der CFAR-Teil 215 legt durch das CFAR-Verfahren einen adaptiven Schwellwert fest und gibt einen diskreten Zeitindex k_{_cfar} und einen Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} bei ND = 2, was eine höhere Empfangsleistung als der Schwellwert bewirkt, an den Aliasing-Bestimmer 216 aus.
Der Aliasing-Bestimmer 216 bestimmt auf Grundlage des vom CFAR-Teil 215 ausgegebenen diskreten Zeitindex k_{_cfar} und des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , ob die Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213#2 ein Aliasing-Signal enthalten oder nicht. In einem Fall der vorliegenden Ausführungsform wendet der Aliasing-Bestimmer 216 die Ausdrücke (36) und (37) auf die Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213#2 an und bestimmt somit, ob ein Aliasing-Signal darin enthalten ist oder nicht. ND ist eine Nummer der Kurzzyklus-Sendeantenne Tx, und ND ist 2 in der vorliegenden Ausführungsform.
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck besteht, wird bestimmt, dass ein Aliasing-Signal nicht enthalten ist. $\sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2}$
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck besteht, wird bestimmt, dass ein Aliasing-Signal enthalten ist. $\sum_{z = 1}^{N a} | F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) | < \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2}$
In den Ausdrücken (36) und (37) sind die folgenden Ausdrücke gegeben. $\begin{array}{l} F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) + exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{(N t - 1) N c} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \end{array}$
$\begin{array}{l} F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) - exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{(N t - 1) N c} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \end{array}$
Hier ist FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (38) ein zur phasengleichen Addition von FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) und FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) unter der Annahme benutzter Ausdruck, dass der Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kein Aliasing-Signal enthält. Im Ausdruck (38) verursacht ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} eine Phasenänderung (Phasendrehung) während des Sendelückenzeitraums T_GAP , und somit ist der Term des Ausdrucks (38a) eingeführt, um die Phasendrehung zu korrigieren. Hier ist der Sendelückenzeitraum T_GAP auf 1/2 des Sendezyklus 2T_r im Sende-HF-Teil 107#2 (Kurzzyklus-Sende-HF-Teil) gesetzt, das heißt, der Sendelückenzeitraum T_GAP ist auf T_r gesetzt, und somit wird eine Phasendrehung korrigiert, die einer Hälfte (1/2) einer Phasenänderung (Phasendrehung) in einer Abtastzyklusperiode des Doppler-Frequenzindex (f_{s_cfar} ) entspricht. $exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{(N t - 1) N c} \frac{1}{2})$
Andererseits ist FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (39) ein zur phasengleichen Addition von FT_FH_CI_z ^ND(k,f_s,w) und FT_SH_CI_z ^ND(k,f_s,w) unter der Annahme benutzter Ausdruck, dass ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein (primäres) Aliasing-Signal enthält. In einem Fall, in dem ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein (primäres) Aliasing-Signal enthält, tritt während des Sendelückenzeitraums T_GAP beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 eine Phasenänderung (Phasendrehung) auf, die einem Doppler-Frequenzindex von (f_{s_cfar}-(N_t-1)N_c) entspricht. Eine Phasenänderung (Phasendrehung), die einem Doppler-Frequenzindex von (f_{s_cfar}+(N_t-1)N_c) entspricht, tritt während des Sendelückenzeitraums T_GAP beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 auf. Daher ist im Ausdruck (39) der folgende Ausdruck (39a) eingeführt, erhalten durch ein Invertieren der Phase im Ausdruck (38a), um die Phasendrehung zu korrigieren. Der Ausdruck (39a) ist erhalten durch ein Zuweisen von (f_{s_cfar}+(N_t-1)N_c) zu f_{s_cfar} im Ausdruck (38a) und ist somit erhalten durch ein Invertieren der Phase im Ausdruck (38a). Daher wird eins aus FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) und FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) einer phasengleichen Addition unterzogen, und das andere davon wird einer gegenphasigen Addition unterzogen. Daher wird eine Signalpegeldifferenz geklärt, und somit ist es möglich, das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Aliasing-Signals sogar in einem Fall zu bestimmen, in dem ein SRV eines Empfangssignals niedrig ist. $- exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{(N t - 1) N c} \frac{1}{2})$
Mit anderen Worten, nach der obigen Beschreibung weist in einem Fall, in dem ein Signal eines Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein Aliasing-Signal enthält, FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) eine niedrigere Leistung auf als die Leistung von FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w). Andererseits weist in einem Fall, in dem ein Signal eines Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kein Aliasing-Signal enthält, FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) eine niedrigere Leistung auf als die Leistung von FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w). Aus dem Grund kann ein Bestimmungsverfahren benutzt werden, das die Ausdrücke (36) und (37) benutzt.
Der Aliasing-Bestimmer 216 gibt an den Richtungsschätzer 214 zusammen mit dem diskreten Zeitindex k__cfar einen Doppler-Frequenzindex nach der Konversion wie folgt bezüglich eines Signals des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} aus, von dem bestimmt ist, dass er ein (primäres) Aliasing-Signal enthält.
In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 wird die Konversion in DopConv(fs_{_cfar}) = f_{s_cfar} - (N_t-1)N_c durchgeführt, und das Ergebnis wird ausgegeben.
In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 wird die Konversion in DopConv(fs_{_cfar}) = f_{s_cfar} + (N_t-1)N_c durchgeführt, und das Ergebnis wird ausgegeben.
Der Aliasing-Bestimmer 216 gibt an den Richtungsschätzer 214 zusammen mit dem diskreten Zeitindex k_{_cfar} einen Doppler-Frequenzindex ohne Konversion wie folgt bezüglich eines Signals des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} aus, von dem bestimmt ist, dass er kein Aliasing-Signal enthält. $\cdot DopConv (f_{s_cfar}) = f_{s_cfar}$
Der Aliasing-Bestimmer 216 führt eine Indexkonversion durch ein Verwenden der folgernden Ausdrücke (40) und (41) durch, um zu bewirken, dass DopConv(f_{s_cfar}), das ein Konversionsergebnis eines Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} bei ND = 2 ist, einem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f" der w-ten Ausgänge von jeweiligen Doppler-Analysatoren 213#1, 213#3, ... und 213#Nt außer Doppler-Analysatoren 213#2 entspricht. Der Aliasing-Bestimmer 216 gibt den Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{u_cfar} , der der Indexkonversion unterzogen ist, an den Richtungsschätzer 214 aus.
Im Falle von f_{s_cfar} ≥0: $f_{u_c f a r} = D o p C o n v (f_{s_c f a r}) + [\frac{- D o p C o n v (f_{s_c f a r}) - N_{c} / 2 + 1}{N_{c}}] \times N_{c}$
Im Falle von f_{s_cfar} < 0: $f_{u_c f a r} = D o p C o n v (f_{s_c f a r}) + [\frac{D o p C o n v (f_{s_c f a r}) + N_{c} / 2 - 1}{N_{c}}] \times N_{c}$
Der Richtungsschätzer 214 erzeugt einen Korrelationsvektor h(k,f_s,w) der virtuellen Empfangsgruppe, wie im Ausdruck (42) dargestellt, durch ein Verwenden von Ausgängen von den Doppler-Analysatoren 213 auf Grundlage des diskreten Zeitindex k_{_cfar} , des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , des Doppler-Frequenzindex DopConv(f_{s_cfar}) und des Doppler-Frequenzindex f_{u_cfar} , die vom Aliasing-Bestimmer 216 ausgegeben werden, und führt ein Richtungsschätzverfahren durch.
Nachstehend ist eine Summe der w-ten Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt, erhalten durch identische Verfahren in jeweiligen Signalprozessoren 207 der Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a , durch den Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe dargestellt, enthaltend NtNa Elemente, was einem Produkt der Anzahl Nt der Sendeantennen und der Anzahl Na der Empfangsantennen entspricht, wie im Ausdruck (42) dargestellt. Der Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe wird für ein Verfahren zum Durchführen einer Richtungsschätzung auf Grundlage einer Phasendifferenz zwischen jeweiligen Empfangsantennen Rx auf Empfangssignalen von einem Zielobjekt verwendet. Hier ist z 1, ... und N_a , und ND ist 1, ... und N_t . $h (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) = [\begin{matrix} h_{c a l [1]} F T_C I_{1}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [2]} F T_C I_{2}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} F T_C I_{N a}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a + 1]} F T_C I_{1}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a + 2]} F T_C I_{2}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [2 N a]} F T_C I_{N a}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 1]} F T_C I_{1}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 2]} F T_C I_{2}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a N t]} F T_C I_{N a}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{u_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \end{matrix}]$
$\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) + exp (- j \frac{2 π D o p C o n v (f_{s_c f a r})}{N c} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \end{array}$
Hier ist h_cal[b] ein Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren einer Phasenabweichung und einer Amplitudenabweichung zwischen den Sendeantennen und zwischen den Empfangsantennen. Außerdem ist b 1, ... und NtNa.
Das Umschalten zwischen den Sendeantennen Tx wird im Zeitmultiplex durchgeführt, und somit treten verschiedene Phasendrehungen bei verschiedenen Doppler-Frequenzen f auf. TxCAL⁽¹⁾(f), und TxCAL^(Nt)(f) sind Sendephasen-Korrekturkoeffizienten zum Korrigieren der Phasendrehungen, um an eine Phase einer Referenz-Sendeantenne anzupassen. Zum Beispiel sind in einem Fall, in dem die Sendeantenne Tx#2 als eine Referenz-Sendeantenne verwendet ist, die Sendephasen-Korrekturkoeffizienten wie im Ausdruck (44) dargestellt. $\begin{array}{l} T x C A L^{(1)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{1}{2 (N t - 1)}), \\ T x C A L^{(2)} (f) = 1, \\ T x C A L^{(3)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{3}{2 (N t - 1)}), \\ \dots, \\ T x C A L^{(N_{t})} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{2 N t - 1}{2 (N t - 1)}) \end{array}$
In diesem Fall ist der Korrelationsvektor h(k_{_cfar,}f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe im Ausdruck (42) eine aus N_aN_r Elementen gebildete Spalte.
In der Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 4 beträgt unter den Sendeantennen Tx#1 bis Tx#Nt ein Sendezyklus eines Sendesignals von der Sendeantenne (Kurzzyklus-Sendeantenne) Tx#2 2T_r, und ein Sendezyklus eines Sendesignals von jeder der Sendeantennen Tx#1, Tx#3, ... und Tx#Nt außer der Sendeantenne Tx#2 beträgt 2(N_t-1)T_r. Folglich ist, verglichen mit einem Fall, in dem die Sendesignale durch ein sequentielles Umschalten unter den Sendeantennen Tx#1 bis Tx#Nt gesendet werden, in einem Kurzzyklus-Empfangssignal, das einem Kurzzyklus-Sendesignal entspricht, die maximale Doppler-Frequenz (Relativgeschwindigkeit), bei der kein Aliasing erzeugt wird, um den Faktor Nt/2 erhöht, und somit ist ein Doppler-Frequenzbereich, in dem kein Aliasing erzeugt wird, um den Faktor Nt/2 erhöht (Effekt E1).
In der Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 4 wird ein Sendesignal N_c-mal von jeder der Sendeantennen Tx#1, Tx#3, ... und Tx#Nt gesendet. In diesem Fall sendet die Radar-Vorrichtung 1 ein Sendesignal von jeder der Sendeantennen Tx#1, Tx#3, ... und Tx#N_t N_c/2-mal und sieht dann den Sendelückenzeitraum T_GAP vor. In der Radar-Vorrichtung 1 bestimmt der Aliasing-Bestimmer 216, ob ein Doppler-Analyseergebnis vom Doppler-Analysator 213#2 ein Aliasing-Signal enthält oder nicht, auf Grundlage einer Phasendrehung, die während des Sendelückenzeitraums T_GAP auftritt. Folglich kann ein Doppler-Frequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit herrscht, zweifach vergrößert sein, verglichen mit einem Fall, in dem kein Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen ist (Effekt E2).
Daher kann die Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 4 einen Doppler-Frequenzbereich aufgrund der beiden Effekte E1 und E2 N_t-fach (=N_t/2×2) vergrößern, verglichen mit einem Fall eines sequentiellen Umschaltens unter den Sendeantennen Tx#1 bis Tx#Nt.
In einem Fall, in dem der Sendelückenzeitraum T_GAP auf T_r gesetzt ist, ist die Bestimmungsleistung (-genauigkeit), ob ein Aliasing-Signal enthalten ist oder nicht, am höchsten. Jedoch ist der Sendelückenzeitraum T_GAP nicht darauf beschränkt und kann auf ungefähr T_r oder einen Zeitraum vor oder nach T_r gesetzt sein.
In einem Fall, in dem ein Sendesignal N_c-mal von jeder der Sendeantennen Tx#1, Tx#3, ... und Tx#Nt gesendet wird, wird ein Sendesignal N_c/2-mal von jeder der Sendeantennen Tx#1, Tx#3, ... und Tx#Nt gesendet, und dann wird der Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen. Daher ist die Bestimmungsleistung (-genauigkeit), ob ein Aliasing-Signal enthalten ist oder nicht, am höchsten. Jedoch ist ein Zeitpunkt, zu dem der Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen wird, nicht darauf beschränkt, und er kann vorgesehen werden, nachdem ein Sendesignal ungefähr N_c/2-mal gesendet wurde, oder kann vorgesehen werden, nachdem ein Sendesignal unter oder über N_c/2-mal gesendet wurde.
(Ausführungsform 5)
In der Ausführungsform 3 ist ein Beispiel beschrieben, bei dem ein einzelner Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen ist. In der Ausführungsform 5 ist ein Beispiel beschrieben, bei dem N_GAP Sendelückenzeiträume T_GAP vorgesehen sind. Eine Anordnung der Radar-Vorrichtung 1 ist dieselbe wie die in 14 bei der Ausführungsform 3 dargestellte Anordnung. Einige Vorgänge sind anders, und nachstehend liegt das Augenmerk auf abweichenden Vorgängen.
Der Sende-HF-Schalter 106 gibt einen vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegebenen Ausgang zu dem Sende-HF-Teil 107 aus, der ein geschaltetes Ziel ist, für das eine Anweisung auf Grundlage eines von der Schaltsteuereinheit 105 ausgegebenen Schaltsteuersignals gegeben ist.
Die Schaltsteuereinheit 105 wählt sequentiell in jedem Sendezyklus T_r einen aus den Sende-HF-Teilen 107#1 bis #Nt. Die Schaltsteuereinheit 105 gibt an den Sende-HF-Schalter 106 ein Schaltsteuersignal für eine Anweisung zum Schalten eines Ausgabeziels zum gewählten Sende-HF-Teil 107 aus. Folglich wählt der Sende-HF-Schalter 106 im Zyklus N_tT_r sequentiell jeden der Sende-HF-Teile 107#1 bis #Nt als ein Ausgabeziel. Mit anderen Worten, jeder Sende-HF-Teil 107 sendet ein Sendesignal in jedem Zyklus N_tT_r aus.
Die Schaltsteuereinheit 105 wiederholt einen Vorgang im Zeitraum N_p = N_tT_r N_c/(N_GAP+1)-mal. Danach sieht die Schaltsteuereinheit 105 den ersten Sendelückenzeitraum T_GAP#1 vor.
Nach Ablauf des Sendelückenzeitraums T_GAP#1 wiederholt die Schaltsteuereinheit 105 erneut einen Vorgang in dem Zeitraum N_p = N_tT_r N_c/(N_GAP+1)-mal. Danach sieht die Schaltsteuereinheit 105 den zweiten Sendelückenzeitraum T_GAP#2 vor.
Nach Ablauf des Sendelückenzeitraums T_GAP#2 wiederholt die Schaltsteuereinheit 105 erneut einen Vorgang in dem Zeitraum N_p = N_tT_r N_c/(N_GAP+1)-mal.
Gemäß dem Verfahren sind N_GAP Sendelückenzeiträume T_GAP vorgesehen, und jeder der Sende-HF-Teile 107#1 bis #Nt sendet ein Sendesignal N_c-mal.
In einem Fall, indem N_c/(N_GAP+1) keine ganze Zahl ist, kann ein N_c/(N_GAP+1) durch ein Ab- oder Aufrunden des Wertes hinter dem Dezimalzeichen ganzzahlig werden.
Der Sendelückenzeitraum T_GAP kann 1/(N_GAP+1)-mal so lang sein wie der Abtastzyklus (ein Zyklus des Wählens der Sende-HF-Teile 107#1 bis #N_t in einer Runde) N_p = N_tT_r. Mit anderen Worten, der Sendelückenzeitraum T_GAP kann N_p/(N_GAP+1) = N_tT_r/(N_GAP+1) betragen.
Der Ausgangsschalter 211 wählt sequentiell in jedem Sendezyklus T_r die Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt auf Grundlage eines von der Schaltsteuereinheit 105 ausgegebenen Schaltsteuersignals. Der Ausgangsschalter 211 gibt ein vom Korrelationsrechner 210 ausgegebenes Korrelationsberechnungsergebnis in jedem Sendezyklus T_r zum gewählten Doppler-Analysator 213 aus.
Ein Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r kann aus Nt Bits [bit₁(M), bit₂(M), ... und bitNt(M)] gebildet sein. In diesem Fall wählt der Ausgangsschalter 211 im M-ten Sendezyklus Tr den Doppler-Analysator 213#ND als ein Ausgabeziel in einem Fall, in dem das ND-te Bit des Schaltsteuersignals gleich 1 ist, und wählt den ND-ten Doppler-Analysator 213#ND nicht als ein Ausgabeziel (übergeht ihn) in einem Fall, in dem das ND-te Bit des Schaltsteuersignals gleich 0 ist. Hier ist ND 1, ... und Nt.
Die Schaltsteuereinheit 105 gibt einen Satz (entsprechend dem Zeitraum N_p = N_tT_r) von Schaltsteuersignalen, die im Folgenden (F1) angegeben sind, N_c/(N_GAP+1)-mal aus, bevor der Sendelückenzeitraum T_GAP#1 beginnt.
(F1)

[bit₁(1), bit₂(1), ..., bitN_t(1)] = [1, 0, ..., 0]
[bit₁(2), bit₂(2), ..., bitN_t(2)] = [0, 1, ..., 0]
...
[bit1(N_t), bit₂(N_t), ..., bitN_t(N_t)] = [0, 0, ..., 1]

Die Schaltsteuereinheit 105 gibt einen Satz von Schaltsteuersignalen, die in (F1) angegeben sind, N_c/(N_GAP+1)-mal aus und gibt dann ein Schaltsteuersignal, dessen alle Bits Nullen sind, wie es im Folgenden (F2) angegeben ist, im Sendelückenzeitraum T_GAP#1 aus.
(F2)

[bit₁, bit₂, ..., bitN_t] = [0, 0, ..., 0]

Nach dem Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP#1, und bevor der Sendelückenzeitraum T_GAP#2 beginnt, gibt die Schaltsteuereinheit 105 einen Satz (entsprechend dem Zeitraum N_p = N_tT_r) von Schaltsteuersignalen, die im Folgenden (F3) angegeben sind, N_c/(N_GAP+1)-mal aus.
(F3)

[bit1(N_tN_c/(N_GAP+1)+1), bit₂(N_tN_c/(N_GAP+1)+1), ..., bitN_t(N_tN_c/(N_GAP+1)+1)] = [1, 0, ..., 0]
[bit₁(N_tN_c/(N_GAP+1)+2), bit₂(N_tN_c/(N_GAP+1)+2), ..., bitN_t(N_tN_c/(N_GAP+1)+2)] = [0, 1, ..., 0]
...
[bit₁(2N_tN_c/(N_GAP+1)), bit₂(2N_tN_c/(N_GAP+1)), ..., bitN_t(2N_tN_c/(N_GAP+1))] = [0, 0, .., 1]

Die Schaltsteuereinheit 105 gibt einen Satz von Schaltsteuersignalen, die in (F3) angegeben sind, N_c/(N_GAP+1)-mal aus und gibt dann ein Schaltsteuersignal, dessen alle Bits Nullen sind, wie es im Folgenden (F4) angegeben ist, im Sendelückenzeitraum T_GAP#2 aus.
(F4)

[bit₁, bit₂, ..., bitN_t] = [0, 0, ..., 0]

Die Schaltsteuereinheit 105 führt anschließend dieselben Vorgänge durch und gibt dann einen Satz (entsprechend dem Zeitraum N_p = N_tT_r) von Schaltsteuersignalen, die im Folgenden (F5) angegeben sind, N_c/(N_GAP+1)-mal aus, nachdem der Sendelückenzeitraum T_GAP#N_GAP geendet hat.
(F5)

[bit₁(N_GAPN_tN_c/(N_GAP+1)+1), bit₂(N_GAPN_tN_c/(N_GAP+1)+1), ..., bitN_t(N_GAPN_tN_c/(N_GAP+1)+1)] = [1, 0, ..., 0]
[bit₁(N_GAPN_tN_c/(N_GAP+1)+2), bit₂(N_GAPN_tN_c/(N_GAP+1)+2), ..., bitN_t(N_GAPN_tN_c/(N_GAP+1)+2)] = [0, 1, ..., 0]
...
[bit₁(N_tN_c), bit₂(N_tN_c), ..., bitN_t(N_tN_c)] = [0, 0, ..., 1]

Der Signalprozessor 207 des Antennensystemprozessors 201#z enthält die Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt. Jeder der Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#N_t führt getrennt (das heißt, in (N_GAP+1) Malen) eine Doppleranalyse an Korrelationsberechnungsergebnissen, die N_c/(N_GAP+1) Malen vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, zu jeder diskreten Zeit k durch. In einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, kann eine FFT-Verarbeitung angewendet werden, wie im Ausdruck (45) dargestellt.
FT_GAP_CI_z ^ND(n_g,k,f_s,w) im Ausdruck (45) ist ein w-ter Ausgang vom Doppler-Analysator 213#ND des Signalprozessors 207 des Antennensystemprozessors 201#z und gibt Doppler-Frequenzantworten für Korrelationsberechnungsergebnisse, die N_c/(N_GAP+1) Malen, aufgeteilt durch Sendelückenzeiträume, des Doppler-Frequenzindex f_s entsprechen, zur diskreten Zeit k an. Hier ist n_g 0, ... und N_GAP, und in einem Fall von n_g = 0 gibt FT_GAP_CI_z ^ND(n_g,k,f_s,w) Doppler-Frequenzantworten für Korrelationsberechnungsergebnisse an, die anfänglichen N_c/(N_GAP+1) Malen entsprechen. In einem Fall von 0 < n_g <N_GAP gibt FT_GAP_CI_z ^ND(n_g,k,f_s,w) Doppler-Frequenzantworten für Korrelationsberechnungsergebnisse an, die anfänglichen N_c/(N_GAP+1) Malen zwischen dem Beenden des Sendelückenzeitraums T_GAP#n_g und dem Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP#(n_g+1) entsprechen. In einem Fall von n_g = N_GAP gibt FT_GAP_CI_z ^ND(n_g,k,f_sw) Doppler-Frequenzantworten für Korrelationsberechnungsergebnisse an, die letzten N_c/(N_GAP+1) Malen entsprechen. ND ist 1 bis N_t, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o, und z ist 1, ... und N_a. Außerdem ist w eine natürliche Zahl.
In FT_GAP_CI_z ^ND(n_g,k,f_s,w) beträgt eine FFT-Größe N_c , und andere Daten außer Korrelationsberechnungsausgängen, die N_c/(N_GAP+1) entsprechen, sind auf Null gesetzt.
Daher beträgt, abgeleitet aus dem Abtasttheorem, die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, ±1/(2N_tT_r). Ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_s beträgt 1/{N_tN_cT_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist f_s = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
$\begin{array}{l} F T_G A P_C I_{z}^{N D} (n_{g}, k, f_{s}, w) = \\ \sum_{q = n_{g} N_{t} N_{c} / (N_{G A P} + 1)}^{(n_{g} + 1) N_{t} N_{c} / (N_{G A P} + 1) - 1} b i t_{N D} (q + 1) A C_{z} (k, N_{p} N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π [\frac{q}{N t}] f_{s}}{N_{c}}] \end{array}$
Während der FFT-Verarbeitung kann ein Fensterfunktionskoeffizient multipliziert werden, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster. Eine Fensterfunktion wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden. Zum Beispiel wird, wie im Ausdruck (46) dargestellt, ein Fensterfunktionskoeffizient mit N_c als FFT-Größe verwendet. Hier gibt winf(x) einen Fensterfunktionskoeffizienten an, und x gibt einen Index der Fensterfunktion an (wobei x = 1, ... und N_c). $\begin{array}{l} F T_G A P_C I_{z}^{N D} (n_{g}, k, f_{s}, w) \\ = \sum_{q = n_{g} N_{t} N_{c} / (N_{G A P} + 1)}^{(n_{g} + 1) N_{t} N_{c} / (N_{G A P} + 1) - 1} b i t_{N D} (q + 1) w inf ([\frac{q}{N_{t}}]) A C_{z} (k, N_{p} N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π [\frac{q}{N_{t}}] f_{s}}{N_{c}}] \end{array}$
Der CFAR-Teil 215 führt ein CFAR-Verfahren durch ein Verwenden von FT_GAP_CI_z ^ND(n_g,k,f_s,w) an den w-ten Ausgängen aus den Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt der Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a durch. Das CFAR-Verfahren wird an einem zweidimensionalen Eingangssignal mit der diskreten Zeit k (entsprechend einem Abstand zu einem Zielobjekt) und einem Doppler-Frequenzindex f_s (entsprechend einer Relativgeschwindigkeit des Zielobjekts) durchgeführt.
Bei dem CFAR-Verfahren, wie beispielsweise im Ausdruck (46a) dargestellt, werden Leistungspegel von w-ten Ausgängen FT_GAP_CI_z ^ND(0,k,f_s,w), ... und FT_GAP_CI_z ^ND(N_GAP,k,f_s,w) von jeweiligen Doppler-Analysatoren 213#2 der Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a zueinander addiert. Der CFAR-Teil 215 führt beispielsweise ein CFAR-Verfahren, in dem eindimensionale CFAR-Verfahren miteinander kombiniert werden, oder ein zweidimensionales CFAR-Verfahren an einem Leistungsadditionsergebnis durch. Das in der Nichtpatentschrift 2 offenbarte Verfahren kann auf das CFAR-Verfahren angewendet werden. Hier können eine Achse diskreter Zeit (entsprechend einem Abstand zu einem Zielobjekt) und eine Achse einer Doppler-Frequenz (entsprechend einer Relativgeschwindigkeit des Zielobjekts) bei dem zweidimensionalen CFAR-Verfahren verwendet werden. $P o w e r F T^{N D} (k, f_{s}, w) = \sum_{z = 1}^{N_{a}} \sum_{n_{g} = 0}^{N_{G A P}} {| F T_G A P_C I_{z}^{N D} (n_{g}, k, f_{s}, w) |}^{2}$
Zum Beispiel kann der CFAR-Teil 215 einen adaptiven Schwellwert festlegen, wie in der Nichtpatentschrift 2 offenbart. Der CFAR-Teil 215 gibt einen diskreten Zeitindex k_{_cfar} und einen Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , bei dem das Leistungsadditionsergebnis höher als ein Schwellwert ist, an den Richtungsschätzer 214 und den Aliasing-Bestimmer 216 aus.
Der Aliasing-Bestimmer 216 bestimmt auf Grundlage des vom CFAR-Teil 215 ausgegebenen diskreten Zeitindex k_{_cfar} und des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , ob ein Ausgang vom Doppler-Analysator 213 ein Aliasing-Signal enthält oder nicht. Zum Beispiel führt der Aliasing-Bestimmer 216 eine Bestimmung gemäß den Ausdrücken (47) und (48) durch.
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck nicht besteht, wird bestimmt, dass kein (primäres) Aliasing-Signal enthalten ist. $\sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2}$
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck besteht, wird bestimmt, dass ein (primäres) Aliasing-Signal enthalten ist. $\sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} < \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2}$
In den Ausdrücken (47) und (48) sind die folgenden Ausdrücke gegeben. $\begin{array}{l} F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = \sum_{n_{g} = 0}^{N_{G A P}} exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1}) F T_G A P_C I_{z}^{N D} (n_{g}, k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
$\begin{array}{l} F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = \sum_{n_{g} = 0}^{N_{G A P}} exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1}) exp (j 2 π s i g n (f_{s_c f a r}) \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1}) F T_G A P_C I_{z}^{N D} (n_{g}, k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
Hier ist sign(x) (Vorzeichen) eine Funktion, die 1 in einem Fall zurückgibt, in dem x positiv ist, und -1 in einem Fall zurückgibt, in dem x negativ ist.
Hier ist FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (49) ein zur phasengleichen Addition von FT_GAP_CI_z ^ND(0,k,f_s,w), FT_GAP_CI_z ^ND(1,k,f_s,w), ... und FT_GAP_CI_z ^ND(N_GAP,k,f_s,w) unter der Annahme benutzter Ausdruck, dass der Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kein Aliasing-Signal enthält. Im Ausdruck (49) verursacht ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} eine Phasenänderung (Phasendrehung) während des Sendelückenzeitraums T_GAP, und somit ist der Term des Ausdrucks (49a) eingeführt, um die Phasendrehung zu korrigieren. Hier ist der Sendelückenzeitraum T_GAP auf T_GAP = N_P/(N_GAP+1) = N_tT_r/(N_GAP+1) festgelegt, und somit wird eine Phasendrehung, die n_g/(N_GAP+1) einer Phasenänderung (Phasendrehung) in einer Abtastzyklusperiode des Doppler-Frequenzindex (f_{s_cfar}) entspricht, bezüglich FT_GAP_CI_z ^ND(1,k,f_s,w) korrigiert. $exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1})$
Andererseits ist FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (50) ein zur phasengleichen Addition von FT_GAP_CI_z ^ND(0,k,f_s,w), FT_GAP_CI_z ^ND(1,k,f_s,w), und FT_GAP_CI_z ^ND(N_GAP,k,f_s,w) unter der Annahme benutzter Ausdruck, dass ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein (primäres) Aliasing-Signal enthält. In einem Fall, in dem ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein (primäres) Aliasing-Signal enthält, tritt während des Sendelückenzeitraums T_GAP beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 eine Phasenänderung (Phasendrehung) auf, die einem Doppler-Frequenzindex von (f_{s_cfar}-N_c) entspricht. Eine Phasenänderung (Phasendrehung), die einem Doppler-Frequenzindex von (f_{s_cfar}+N_c) entspricht, tritt während des Sendelückenzeitraums T_GAP beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 auf. Daher ist im Ausdruck (50) der Term des Ausdrucks (50a) eingeführt, um die Phasendrehung zu korrigieren. Der Ausdruck (50a) ist erhalten durch ein Zuweisen von (f_{s_cfar}-sign(f_{s_cfar})N_c) zu f_{s_cfar} im Ausdruck (49a) und ist somit erhalten durch ein Anwenden von Phasendrehungen 2π x n_g/(N_GAP+1) im Ausdruck (49a). Hier betragen die Phasendrehungen 2π × n_g/(N_GAP+1) {0, 2π/3, 4π/3} bei N_GAP = 2. Die Phasendrehungen 2π × n_g/(N_GAP+1) betragen {0, 2π/4, 4π/4, 6π/4} bei N_GAP = 3. Wie oben erwähnt, wenden in einem Fall, in dem Phasendrehungen 2π × n_g/(N_GAP+1) bei n_g = 0, ... und N_GAP zueinander addiert werden, die Phasendrehungen 2π × n_g/(N_GAP+1) Phasendrehungen an, die einander aufheben und somit zu Null werden. Daher werden in einem Fall, in dem eins aus FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) und FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) einer phasengleichen Addition unterzogen wird und das andere davon einer Addition von FT_GAP_CI_z ^ND(n_g,k,f_s,w) unterzogen wird, deren jeweiligen Terme gegenseitig aufgehoben. Daher wird eine Signalpegeldifferenz geklärt, und somit ist es möglich, das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Aliasing-Signals sogar in einem Fall zu bestimmen, in dem ein SRV eines Empfangssignals niedrig ist. $exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1}) exp (j 2 π s i g n (f_{s_c f a r}) \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1})$
Daher weist in einem Fall, in dem ein Signal eines Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein (primäres) Aliasing-Signal enthält, FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w) eine niedrigere Leistung auf als die Leistung von FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w). Andererseits weist in einem Fall, in dem ein Signal eines Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kein Aliasing-Signal enthält, FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) eine niedrigere Leistung auf als die Leistung von FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w). Aus dem Grund kann ein Bestimmungsverfahren benutzt werden, das die Ausdrücke (49) und (50) benutzt.
In einem Fall, in dem N_GAP vielfach ist, ist es möglich, weiter einen Effekt zu erzielen, dass eine Bestimmung sogar in einem Fall möglich ist, in dem ein Aliasing-Signal höherer Ordnung enthalten ist. Zum Beispiel führt in einem Fall, in dem ein sekundäres Aliasing-Signal enthalten ist, der Aliasing-Bestimmer 216 die Bestimmungsobjektausdrücke (50b), (50c) und (50d) durch.
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck nicht besteht, wird bestimmt, dass ein (primäres) Aliasing-Signal nicht enthalten ist. $\begin{array}{l} \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} \\ \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_2 n d A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} \end{array}$
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck besteht, wird bestimmt, dass ein (primäres) Aliasing-Signal enthalten ist. $\begin{array}{l} \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} \\ \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_2 n d A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} \end{array}$
In einem Fall, in dem der folgende Ausdruck besteht, wird bestimmt, dass ein (sekundäres) Aliasing-Signal enthalten ist. $\begin{array}{l} \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_2 n d A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} \\ \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_2 n d A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{N D = 1}^{N t} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} \end{array}$
In den Ausdrücken (50b), (50c) und (50d) sind die folgenden Ausdrücke gegeben. $\begin{array}{l} F T_2 n d A L I A S_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = \sum_{n_{g} = 0}^{N_{G A P}} exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1}) exp (- j 4 π s i g n (f_{s_c f a r}) \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1}) F T_G A P_C I_{z}^{N D} (n_{g}, k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
$exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1}) exp (- j 4 π s i g n (f_{s_c f a r}) \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1})$
Hier ist FT_2ndALIAS_z ^ND(k,f_s,w) im Ausdruck (50e) ein zur phasengleichen Addition von FT_GAP_CI_z ^ND(0,k,f_s,w), FT_GAP_CI_z ^ND(1,k,f_s,w), und FT_GAP_CI_z ^ND(N_GAP,k,f_s,w) unter der Annahme benutzter Ausdruck, dass ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein (sekundäres) Aliasing-Signal enthält. In einem Fall, in dem ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein Aliasing-Signal enthält, tritt während des Sendelückenzeitraums T_GAP beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 eine Phasenänderung (Phasendrehung) auf, die einem Doppler-Frequenzindex von (f_{s_cfar}-2N_c) entspricht. Eine Phasenänderung (Phasendrehung), die einem Doppler-Frequenzindex von (f_{s_c}far+2N_c) entspricht, tritt während des Sendelückenzeitraums T_GAP beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 auf. Daher ist im Ausdruck (50e) der Term des Ausdrucks (50f) eingeführt, um die Phasendrehung zu korrigieren. Der Ausdruck (50f) ist erhalten durch ein Zuweisen von (f_{s_cfar}+sign(f_{s_cfar})×2N_c) zu f_{s_cfar} im Ausdruck (49a) und ist somit erhalten durch ein Anwenden von Phasendrehungen 4π × n_g/(N_GAP+1) beim Ausdruck (49a). Die Phasendrehungen 4π × n_g/(N_GAP+1) betragen beispielsweise {0, 4π/3, 8π/3} bei N_GAP = 2. Die Phasendrehungen 4π × n_g/(N_GAP+1) betragen {0, 4π/4, 8π/4, 12π/4} bei N_GAP = 3. Wie oben erwähnt, weisen in einem Fall, in dem die Phasendrehungen 4π × n_g/(N_GAP+1) angewendet und bei at n_g = 0, ... und N_GAP zueinander addiert werden, die Phasendrehungen 4π × n_g/(N_GAP+1) die Eigenschaft auf, einander aufzuheben und somit zu Null zu werden. Daher werden in einem Fall, in dem eine aus FT_CAL_z ^ND(k,f_s,w), FT_ALIAS_z ^ND(k,f_s,w) und FT_2ndALIAS_z ^ND(k,f_s,w) einer phasengleichen Addition unterzogen wird und die anderen beiden davon einer Addition von FT_GAP_CI_z ^ND(n_g,k,f_s,w) unterzogen werden, deren jeweiligen Terme gegenseitig aufgehoben. Daher wird eine Signalpegeldifferenz geklärt, und somit ist es möglich, das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Aliasing-Signals sogar in einem Fall zu bestimmen, in dem ein SRV des Empfangssignals niedrig ist, und auch zu bestimmen, ob ein (primäres) Aliasing-Signal oder ein (sekundäres) Aliasing-Signal enthalten ist.
Der Aliasing-Bestimmer 216 gibt an den Richtungsschätzer 214 zusammen mit dem diskreten Zeitindex k_{_cfar} einen Doppler-Frequenzindex nach einer Konversion wie folgt bezüglich eines Signals des als (primäres) Aliasing-Signal bestimmten Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} aus. · In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 wird eine Konversion in DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar} - N_c durchgeführt, und das Ergebnis wird ausgegeben. · In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 wird eine Konversion in DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar} + N_c durchgeführt, und das Ergebnis wird ausgegeben.
Der Aliasing-Bestimmer 216 gibt an den Richtungsschätzer 214 zusammen mit dem diskreten Zeitindex k_{_cfar} einen Doppler-Frequenzindex nach einer Konversion wie folgt bezüglich eines Signals des als (primäres) Aliasing-Signal bestimmten Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} aus. · In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 wird eine Konversion in DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar} + 2N_c durchgeführt, und das Ergebnis wird ausgegeben. · In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 wird eine Konversion in DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar} - 2N_c durchgeführt, und das Ergebnis wird ausgegeben.
Der Aliasing-Bestimmer 216 gibt an den Richtungsschätzer 214 zusammen mit dem diskreten Zeitindex k_{_cfar} einen Doppler-Frequenzindex ohne Konversion wie folgt bezüglich eines Signals des als kein Aliasing-Signal bestimmten Doppler-Frequenzindex $f_{s_cfar} aus . \cdot DopConv (f_{s_cfar}) = f_{s_cfar}$
Der Richtungsschätzer 214 erzeugt einen in Ausdruck (51) dargestellten Korrelationsvektor h(k,f_s,w) der virtuellen Empfangsgruppe durch ein Verwenden von Ausgängen vom Doppler-Analysator 213 auf Grundlage von Ausgängen vom Aliasing-Bestimmer 216 und führt eine Richtungsschätzverarbeitung durch.
Nachstehend ist eine Summe der w-ten Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213#1 bis 213#Nt, erhalten durch identische Verfahren in jeweiligen Signalprozessoren 207 der Antennensystemprozessoren 201#1 bis 201#N_a , dargestellt durch den Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe, enthaltend NtNa Elemente, was einem Produkt der Anzahl Nt von Sendeantennen und der Anzahl N_a von Empfangsantennen entspricht, wie im Ausdruck (51) dargestellt. Der Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe ist für ein Verfahren des Durchführens einer Richtungsschätzung auf Grundlage einer Phasendifferenz zwischen jeweiligen Empfangsantennen Rx an Empfangssignalen von einem Zielobjekt verwendet. z ist hier 1, ... und N_a , und ND ist 1, ... und N_t . $h (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) = [\begin{matrix} h_{c a l [1]} F T_C I_{1}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [2]} F T_C I_{2}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} F T_C I_{N a}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a + 1]} F T_C I_{1}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a + 2]} F T_C I_{2}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [2 N a]} F T_C I_{N a}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 1]} F T_C I_{1}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 2]} F T_C I_{2}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a N t]} F T_C I_{N a}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (D o p C o n v (f_{s_c f a r})) \end{matrix}]$
$\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = \sum_{n_{g} = 0}^{N_{G A P}} exp (- j \frac{2 π D o p C o n v (f_{s_c f a r})}{N c} \frac{n_{g}}{N_{G A P} + 1}) F T_G A P_C I_{z}^{N D} (n_{g}, k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
Hier ist h_cal[b] ein Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren einer Phasenabweichung und einer Amplitudenabweichung zwischen den Sendeantennen und zwischen den Empfangsantennen. b ist außerdem 1, ... und N_tN_a.
Das Umschalten unter den Sendeantennen Tx wird im Zeitmultiplex durchgeführt, und somit treten verschiedene Phasendrehungen bei verschiedenen Doppler-Frequenzen f auf. TxCAL(¹)(f), ... und TxCAL^(Nt)(f) sind Sendephasen-Korrekturkoeffizienten zum Korrigieren der Phasendrehungen, um an eine Phase einer Referenz-Sendeantenne anzupassen. Zum Beispiel sind in einem Fall, in dem die Sendeantenne Tx#1 als eine Referenz-Sendeantenne benutzt ist, die Sendephasen-Korrekturkoeffizienten durch den Ausdruck (53) dargestellt. $\begin{array}{l} T x C A L^{(1)} (f) = 1, \\ T x C A L^{(2)} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N_{c}} \frac{2}{N_{t}}), \\ \dots \\ T x C A L^{(N_{t})} (f) = exp (- j \frac{2 π f}{N_{c}} \frac{N_{t} - 1}{N_{t}}) \end{array}$
In diesem Fall ist der Korrelationsvektor h(k__cfar,f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe im Ausdruck (53) eine aus N_aN_r Elementen gebildete Spalte.
Bei der Ankunftsrichtungsschätzung wird ein Raumprofil berechnet, indem die Azimutrichtung θ im Richtungsschätz-Auswertungsfunktionswert P_H(θ,k_{_cfar},f_{s_cfar},w) innerhalb eines vorgegebenen Winkelbereichs variabel gemacht wird. Bei der Ankunftsrichtungsschätzung wird eine vorgegebene Anzahl von maximalen Spitzen des berechneten Raumprofils in absteigender Reihenfolge extrahiert, und die Elevationswinkelrichtungen der maximalen Spitzen werden als Ankunftsrichtungsschätzwerte ausgegeben.
Die Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 5 führt ein Umschalten zwischen einer Vielzahl von Sendeantennen Tx im Zeitmultiplex durch und sendet ein Sendesignal von jeder Sendeantenne Tx N_c-mal aus. In diesem Fall sieht die Radar-Vorrichtung 1 einen Sendelückenzeitraum T_GAP immer dann vor, wenn ein Sendesignal von jeder Sendeantenne Tx N_c/(N_GAP+1)-mal ausgesendet ist. Mit anderen Worten, es sind N_GAP Sendelückenzeiträume T_GAP vorgesehen. Die Radar-Vorrichtung 1 enthält einen Aliasing-Bestimmer 216. In der Radar-Vorrichtung 1 bestimmt der Aliasing-Bestimmer 216, ob ein Ausgangssignal vom Doppler-Analysator 213 ein Aliasing-Signal enthält oder nicht, auf Grundlage einer während des Sendelückenzeitraums T_GAP auftretenden Phasenänderung. Folglich kann ein Doppler-Frequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit besteht, um das Zweifache oder mehr vergrößert werden, verglichen mit einem Fall, in dem der Sendelückenzeitraum T_GAP nicht vorgesehen ist.
In einem Fall, in dem der Sendelückenzeitraum T_GAP auf N_tT_r/(N_GAP+1) gesetzt ist, ist die Bestimmungsleistung (-genauigkeit), ob ein Aliasing-Signal enthalten ist oder nicht, am höchsten. Jedoch ist der Sendelückenzeitraum T_GAP nicht darauf beschränkt und kann auf ungefähr N_tT_r/(N_GAP+1) oder einen Zeitraum vor oder nach N_tT_t/(N_GAP+1) festgelegt werden.
In einem Fall, in dem ein Sendesignal N_c-mal von jeder Sendeantenne Tx gesendet wird, wird ein Sendesignal N_c/(N_GAP+1)-mal von jeder Sendeantenne Tx gesendet, und dann wird der Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen. Daher ist die Bestimmungsleistung (-genauigkeit), ob ein Aliasing-Signal enthalten ist oder nicht, am höchsten. Jedoch ist ein Zeitpunkt, zu dem der Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen wird, nicht darauf beschränkt, und er kann vorgesehen werden, nachdem ein Sendesignal ungefähr N_c/(N_GAP+1)-mal gesendet wurde, oder er kann vorgesehen werden, nachdem ein Sendesignal unter oder über N_c/(N_GAP+1)-mal gesendet wurde.
(Ausführungsform 6)
Der oben beschriebene Sendelückenzeitraum ist nicht auf die zeitmultiplexende MIMO-Radar-Vorrichtung beschränkt und kann beispielsweise auf eine MIMO-Radar-Vorrichtung (nachstehend auch als „Code-multiplexende MIMO-Radar-Vorrichtung“ bezeichnet) angewendet werden, die Signale durch ein Verwenden eines Code-Multiplexens aus einer Vielzahl von Sendeantennen Tx gleichzeitig sendet.
Eine MIMO-Radarvorrichtung, die ein Code-multiplexendes Senden verwendet, ist beispielsweise in der Patentschrift 3 offenbart (siehe beispielsweise 1). In der Patentschrift 3 wird eine Phasenmodulation (0° oder 180°) auf Grundlage verschiedener Code-Strings auf jeweilige Sendeantennen immer dann angewendet, wenn ein Sendesignal (Chirp-Signal) wiederholt gesendet wird, und das Code-multiplexende Senden wird aus der Vielzahl von Sendeantennen durchgeführt.
Ein Erfassungsvorgang wird an Signalen durchgeführt, die durch eine Vielzahl von Empfangsantennen empfangen werden, und somit wird die Abstandsinformation der Code-gemultiplexten Empfangssignale extrahiert. Die Abstandsinformation zum Objekt wird immer dann, wenn ein Sendesignal wiederholt gesendet wird, mit einem inversen Code-String für jede Sendeantenne multipliziert, und somit werden die Code-gemultiplexten Empfangssignale demultiplext, und somit wird die Geschwindigkeitsinformation (Doppler-Information) durch eine Geschwindigkeits-Richtungs-Fourier-Transformationsverarbeitung extrahiert. Eine Azimutrichtungs-Fourier-Transformationsverarbeitung wird durch ein Verwenden der Geschwindigkeitsinformationen (Doppler-Informationen) von (NaxNt) Systemen durchgeführt, erhalten durch ein Multiplizieren der Anzahl Na von Empfangsantennen mit der Multiplex-Anzahl Nt.
Da in dieser Anordnung bei jedem wiederholten Senden von Sendesignalen Sendesignale gleichzeitig von einer Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden, können bei jedem wiederholten Senden der Sendesignale Empfangssignale abgetastet werden. Somit ist es möglich, einen Doppler-Geschwindigkeitsbereich zu vergrößern, der das Abtasttheorem erfüllt (das heißt, bei dem kein Aliasing einer Frequenz auftritt und keine Mehrdeutigkeit auftritt), verglichen mit einem Zeitmultiplex-Verfahren.
Da jedoch ein inverser Code-String für jede Sendeantenne vor einer Geschwindigkeits-Richtungs-Fourier-Transformationsverarbeitung multipliziert wird und somit Code-gemultiplexte Signale demultiplext werden, wenn eine Doppler-Abweichung aufgrund einer Bewegung eines Zielobjekts oder einer Radar-Vorrichtung in einem Empfangssignal enthalten ist, ist die Orthogonalität zwischen Codes reduziert, und somit tritt eine Störung zwischen den Codes auf.
Da die Codesequenzen bei jedem wiederholten Senden eines Sendesignals einander überlagert sind, ist, wenn eine Störung zwischen Codes auftritt, ein Seitenkeulen-Spitzenverhältnis in einer durch die Geschwindigkeits-Richtungs-Fourier-Transformationsverarbeitung erhaltenen Geschwindigkeitsrichtung niedriger als ein ideales Seitenkeulen-Spitzenverhältnis, definiert durch die Kreuzkorrelationscharakteristik zwischen den für das Code-multiplexende Senden verwendeten Codesequenzen.
Somit ist in einem Fall, in dem sich eine Vielzahl von Zielobjekten in einer identischen Entfernung befindet und eine Empfangsleistungspegeldifferenz zwischen reflektierten Wellen von der Vielzahl von Zielobjekten höher ist als ein Seitenkeulen-Spitzenverhältnis in einer Geschwindigkeitsrichtung, eine reflektierte Welle von einem Zielobjekt, die einen niedrigen Empfangsleistungspegel vorsieht, gleich oder geringer als ein Seitenkeulenpegel in der Geschwindigkeitsrichtung, und somit besteht eine hohe Wahrscheinlichkeit, dass das Zielobjekt nicht erfasst werden könnte.
Wenn sich eine Doppler-Abweichung aufgrund einer Bewegung eines Zielobjekts oder einer Radar-Vorrichtung vergrößert, wächst die Störung zwischen den Codes, verringert sich ein Seitenkeulen-Spitzenverhältnis, und somit steigt die Wahrscheinlichkeit, dass ein Zielobjekt nicht erfasst werden könnte, in einem Fall weiter, in dem sich eine Vielzahl von Zielobjekten in einer identischen Entfernung befindet.
In der Ausführungsform 6 wird in einer Code-multiplexenden MIMO-Radar-Vorrichtung ein Senden durchgeführt, bei dem der bei der Ausführungsform 3 beschriebene Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen ist. Folglich ist es auf dieselbe Weise wie bei der Ausführungsform 3 möglich, einen Erfassungsbereich einer Doppler-Frequenz (Relativgeschwindigkeit) zu vergrößern, in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt. Sogar in einem Fall, in dem eine Doppler-Abweichung aufgrund einer Bewegung eines Zielobjekts oder der Radar-Vorrichtung 1 in einem Empfangssignal enthalten ist, ist es möglich, das Auftreten einer Störung zwischen Codes zu unterdrücken.
18 ist ein Diagramm, das ein Konfigurationsbeispiel der Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 6 darstellt. Die in 18 beispielhaft dargestellte Anordnung entspricht einer Anordnung zum Durchführen des Sendens, bei der der bei der Ausführungsform 3 (14 und 15) beschriebene Sendelückenzeitraum T_GAP in der Code-multiplexenden MIMO-Radar-Vorrichtung vorgesehen ist.
Zum Beispiel unterscheidet sich eine in 18 dargestellte Anordnung der Code-multiplexenden MIMO-Radar-Vorrichtung von der beispielhaft in 14 dargestellten Anordnung darin, dass ein Orthogonalcode-Generator 108 und ein Code-Multiplizierer 109, der einen ersten Code-Multiplizierer 191#1 bis Nt-ten Code-Multiplizierer 191#N_t enthält, vorgesehen sind anstelle der Schaltsteuereinheit 105 und des Sende-HF-Schalters 106 im Radar-Sender 100.
Eine Anordnung des in 18 dargestellten Radar-Empfängers 200 unterscheidet sich von der in 14 beispielhaft dargestellten Anordnung darin, dass ein Code-Demultiplexer 217 zwischen dem Aliasing-Bestimmer 216 und dem Richtungsschätzer 214 vorgesehen ist und ein Ausgang vom Orthogonalcode-Generator 108 in den Ausgangsschalter 211 eingegeben wird. Der Code-Demultiplexer 217 demultiplext das Code-gemultiplexte Empfangssignal auf Grundlage eines Bestimmungsergebnisses (oder Erfassungsergebnisses) über das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Aliasings einer Doppler-Frequenz im Aliasing-Bestimmer 216.
Durch das Verwenden der in 18 beispielhaft dargestellten Anordnung wird sogar in einem Fall, in dem eine Doppler-Abweichung aufgrund einer Bewegung eines Zielobjekts oder der Radar-Vorrichtung 1 in einem Empfangssignal enthalten ist, ein Code-Demultiplexen möglich, nachdem eine durch die Doppler-Störung verursachte Phasenänderung korrigiert ist.
Nachstehend ist ein Betrieb der Code-multiplexenden MIMO-Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 6 mit Augenmerk auf Unterschieden zur Ausführungsform 3 beschrieben.
Der Radar-Sender 100 führt ein MIMO-Radar-Senden unter Verwendung des Code-Multiplexens durch. Zum Beispiel erzeugt der Orthogonalcode-Generator 108 Nt Orthogonalcode-Sequenzen OCS_ND = {OC_ND(1), OC_ND(2), .., OC_ND(L_OC)} mit der Orthogonalcode-Länge Loc. ND ist hier 1, ... und Nt.
Zum Beispiel macht der Orthogonalcode-Generator 108 den Orthogonalcode-Elementindex OC_INDEX, der Elemente der Orthogonalcode-Sequenzen OCS₁ bis OCS_Nt angibt, in jedem Radar-Sendezyklus (T_r ) variabel, und gibt somit die Elemente OC₁(OC_INDEX) bis OC_Nt(OC_INDEX) der Orthogonalcode-Sequenzen OCS₁ bis OCS_Nt zum ersten Code-Multiplizierer 191#1 bis Nt-ten Code-Multiplizierer 191#N_t aus. Der Orthogonalcode-Generator 108 gibt den Orthogonalcode-Elementindex OC_INDEX zum Ausgangsschalter 211 des Radar-Empfängers 200 in jedem Radar-Sendezyklus (T_r ) aus.
Der OC_INDEX ist hier 1, 2, ... und Loc und OC_INDEX = MOD(M-1,L_OC)+1 in einem M-ten Sendezyklus. MOD(x,y) ist en Modulo-Operator und ist eine Funktion, die eines Rest ausgibt, der beim Teilen von x durch y bleibt.
Zum Beispiel werden miteinander unkorrelierte Codes in einer durch den Orthogonalcode-Generator 108 erzeugten Orthogonalcodesequenz verwendet. Zum Beispiel verwendet der Orthogonalcode-Generator 108 in einer Orthogonalcodesequenz Walsh-Hadamard-Codes.
In einem Fall von Nt = 2 beträgt die Orthogonalcodelänge Loc der Walsh-Hadamard-Codes 2, und somit erzeugt der Orthogonalcode-Generator 108 Orthogonalcodesequenzen, die OCS₁ = {1,1} und OCS₂ = {1,-1} enthalten.
In einem Fall von Nt = 4 beträgt die Orthogonalcodelänge Loc 4, und somit erzeugt der Orthogonalcode-Generator 108 Orthogonalcodesequenzen, die OCS₁ = {1,1,1,1}, OCS₂ = {1,-1,1,-1}, OCS₃ = {1,1,-1,-1} und OCS₄ = {1,-1,-1,1} enthalten.
Elemente, die eine Orthogonalcodesequenz bilden, sind nicht auf reelle Zahlen beschränkt und können auch komplexe Zahlen enthalten. Zum Beispiel können Orthogonalcodesequenzen verwendet werden, die eine im folgenden Ausdruck (6-1) dargestellte Phasendrehung verwenden. $O C S_{N D} = {1, exp [j \frac{2 π}{N t} (N D - 1)], \dots, exp [j \frac{2 π}{N t} L_{O C} (N D - 1)]}$
In einem Fall von Nt = 3 beträgt die Orthogonalcodelänge Loc Nt, und somit erzeugt der Orthogonalcode-Generator 108 Orthogonalcodesequenzen, die OCS₁ = {1,1,1}, OCS₂ = {1,exp(j2π/3),exp(j4π/3)} und OCS₃ = {1,exp(-j2π/3),exp(-j4π/3)} enthalten.
In einem Fall von Nt = 4 beträgt die Orthogonalcodelänge Loc Nt, und somit erzeugt der Orthogonalcode-Generator 108 Orthogonalcodesequenzen, die OCS₁ = {1,1,1,1}, OCS₂ = {1,j,-1,-j}, OCS₃ = {1,-1,1,-1} und OCS₄ = {1,-j-1,j} enthalten.
Der erste Code-Multiplexer 191#1 bis Nt-te Code-Multiplexer 191#N_t multiplizieren jeweils in jedem Radar-Sendezyklus (T_r ) die Elemente OC₁(OC_INDEX) bis OC_Nt(OC_INDEX) der Orthogonalcodesequenzen OCS₁ bis OCS_Nt, erzeugt durch den Orthogonalcode-Generator 108, mit Basisband-Radar-Sendesignalen, die in 19A und 19B beispielhaft dargestellt sind, und geben die Resultanten an Nt Sende-HF-Teile 107#1 bis #107N_t aus.
Wie in 19A beispielhaft dargestellt, wiederholt jeder der Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t einen Vorgang des Loc-fachen Sendens eines Sendesignals im Zeitraum N_p = Loc × T_r, N_c/2-mal und sendet dann kein Sendesignal im Sendelückenzeitraum T_GAP.
Mit anderen Worten, jeder der Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t sendet jedes einem Code-Multiplexen unterzogene Sendesignal in jedem Sendezyklus T_r des Sendesignals in einem ersten Zeitraum (dem Zeitraum N_p = L_OC × T_r), in dem zyklisch erzeugte Orthogonalcodes zumindest in einer Runde gesendet werden, und sendet dann kein Code-gemultiplextes Sendesignal im Sendelückenzeitraum T_GAP.
Nach dem Verstreichen des Sendelückenzeitraums T_GAP wiederholt, wie in 19B beispielhaft dargestellt, jeder der Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t einen Vorgang des L_OC-fachen Sendens eines Sendesignals wieder im Zeitraum N_p = L_OC × T_r N_c/2-mal.
Durch die Sendevorgänge der Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t werden, wie in 19A und 19B beispielhaft dargestellt, Sendesignale vom ersten Sende-HF-Teil 107#1 bis Nt-ten Sende-HF-Teil 107#N_t L_OC×N_c-mal gesendet.
Mit anderen Worten, jeder der Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t sendet jedes einem Code-Multiplexen unterzogene Sendesignal in jedem Sendezyklus T_r des Sendesignals in einem zweiten Zeitraum (dem Zeitraum N_p = L_OC × T_r), in dem zyklisch erzeugte Orthogonalcodes zumindest in einer Runde nach dem Sendelückenzeitraum T_GAP gesendet werden.
Hier ist der Sendelückenzeitraum T_GAP auf N_p/2 gesetzt, entsprechend 1/2 des Zeitraums N_p = L_OC × T_r, der ein Sendezyklus von Orthogonalcodes entsprechend einem Abtastzyklus im Doppler-Analysator 213 ist. Mit anderen Worten, der Sendelückenzeitraum T_GAP beträgt Loc × T_r/2.
Als Nächstes folgt eine Beschreibung eines Betriebs eines in 18 beispielhaft dargestellten Radar-Empfängers 200. Der Ausgangsschalter 211 des z-ten Signalprozessors 207 schaltet (gibt ihn aus) in jedem Sendezyklus selektiv einen Ausgang vom Korrelationsrechner 210 zum OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 213 unter Loc Doppler-Analysatoren 213 auf Grundlage des Orthogonalcode-Elementindex OC_INDEX vom Orthogonalcode-Generator 108.
Mit anderen Worten, der Ausgangsschalter 211 wählt den (OC-INDEX=MOD(M-1,L_OC)+1)-ten Doppler-Analysator 213 im M-ten Sendezyklus T_r . Der Ausgangsschalter 211 wählt im Sendelückenzeitraum T_GAP keinen der Doppler-Analysatoren 213.
Im z-ten Signalprozessor 207 führt eine Vielzahl von (Loc) Doppler-Analysatoren 213 getrennt eine Doppler-Analyse zweifach an Ausgängen entsprechend N_c/2-mal einer ersten Hälfte vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP und an Ausgängen entsprechend N_c/2-mal einer zweiten Hälfte nach dem Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP durch. In einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, kann eine schnelle Fourier-Transformationsverarbeitung (FFT-Verarbeitung) angewendet werden, wie durch die Ausdrücke (6-2) und (6-3) dargestellt.
Zum Beispiel ist eine FFT-Verarbeitung an den Ausgängen, die N_c/2-mal der ersten Hälfte vor dem Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, im Ausdruck (6-2) dargestellt. $\begin{array}{l} F T_F H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k, f_{s}, w) = \\ \sum_{q = 0}^{N_{c} / 2 - 1} A C_{z} (k, N_{p} N_{c} (w - 1) + L_{o c} \times q + O C_I N D E X) exp [- j \frac{2 π q f_{s}}{N_{c}}] \end{array}$
Eine FFT-Verarbeitung an den Ausgängen, die N_c/2-mal der zweiten Hälfte nach dem Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, ist im Ausdruck (6-3) dargestellt. $\begin{array}{l} F T_S H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k, f_{s}, w) = \\ \sum_{q = N_{c} / 2}^{N_{c} - 1} A C_{z} (k, N_{t} N_{c} (w - 1) + L_{o c} \times q + O C_I N D E X) exp [- j \frac{2 π q f_{s}}{N_{c}}] \end{array}$
Hier ist FT_FH_CI_z ^(OC_INDEX)(k,f_s,w) ein w-ter Ausgang vom OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 213 des z-ten Signalprozessors 207 und gibt eine Doppler-Frequenzantwort für Ausgänge an, die N_c/2-mal in der ersten Hälfte des Doppler-Frequenzindex f_s zur diskreten Zeit k vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen.
Hier ist FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX)(k,f_s,w) ein w-ter Ausgang vom OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 213 des z-ten Signalprozessors 207 und gibt eine Doppler-Frequenzantwort für Ausgänge an, die N_c/2-mal in der zweiten Hälfte des Doppler-Frequenzindex f_s zur diskreten Zeit k nach Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen.
OC_INDEX ist hier 1 bis Loc, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o, und w ist eine ganze Zahl von 1 oder größer. Hier ist j eine imaginäre Zahleneinheit. z ist außerdem 1, ... und Na.
In FT_FH_CI_z ^(OC_INDEX)(k,f_s,w) beträgt eine FFT-Größe N_c , und N_c/2 Datenelemente der zweiten Hälfte sind auf Null gesetzt (oder durch Nullen aufgefüllt). In FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX)(k,f_s,w) beträgt eine FFT-Größe N_c , und N_c/2 Datenelemente der ersten Hälfte sind auf Null gesetzt.
Daher beträgt, abgeleitet aus dem Abtasttheorem, die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, ±1/(2L_OC×T_r). Ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_s beträgt 1/{L_OC×N_c×T_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist f_s = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
Während der FFT-Verarbeitung kann ein Fensterfunktionskoeffizient multipliziert werden, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster. Eine Fensterfunktion wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden. Als der Fensterfunktionskoeffizient kann ein Fensterfunktionskoeffizient mit N_c als FFT-Größe verwendet werden. Zum Beispiel werden N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten der ersten Hälfte benutzt, um FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX)(k,f_s,w) zu berechnen, und werden N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten der zweiten Hälfte benutzt, um FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX)(k,f_s,w) zu berechnen.
Der CFAR-Teil 215 führt ein CFAR-Verfahren an den w-ten Ausgängen aus den Doppler-Analysatoren 213 durch ein Verwenden von FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX)(k,f_s,w) und FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX)(k,f_s,w) durch.
Zum Beispiel berechnet der CFAR-Teil 215 einen im Ausdruck (6-4) dargestellten Leistungsadditionswert und führt ein zweidimensionales CFAR-Verfahren unter Verwendung einer diskreten Zeitachse (entsprechend einer Entfernungsachse) und einer Doppler-Frequenzachse (entsprechend einer Relativgeschwindigkeitsachse) oder ein CFAR-Verfahren daran durch, bei dem eindimensionale CFAR-Verfahren miteinander kombiniert sind. Das zweidimensionale CFAR-Verfahren oder das CFAR-Verfahren, bei dem eindimensionale CFAR-Verfahren miteinander kombiniert sind, kann das beispielsweise in der Nichtpatentschrift 2 offenbarte Verfahren anwenden. $\begin{array}{l} P o w e r F T^{N D} (k, f_{s}, w) = \\ \sum_{O C_I N D E X = 1}^{L o c} {{| F T_F H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (K, F_{S, W}) |}^{2} + {| F T_S H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k, f_{s}, w) |}^{2}} \end{array}$
Der CFAR-Teil 215 setzt einen adaptiven Schwellwert durch ein Verwenden des CFAR-Verfahrens und gibt eine Anweisung für einen diskreten Zeitindex k_{_cfar} und einen Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , bei dem das Leistungsadditionsergebnis höher als ein Schwellwert ist, an den Richtungsschätzer 214 und den Aliasing-Bestimmer 216.
Der Aliasing-Bestimmer 216 extrahiert einen Ausgang vom Doppler-Analysator 213 auf Grundlage des diskreten Zeitindex k _cfar und des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , für die die Anweisung vom CFAR-Teil 215 gegeben ist, und führt ein Verfahren des Bestimmens, ob ein Aliasing-Signal enthalten ist oder nicht, gemäß einem Bestimmungsverfahren unter Verwendung der folgenden Ausdrücke (6-5) und (6-6) durch. Zum Beispiel bestimmt der Aliasing-Bestimmer 216, dass ein Aliasing enthalten ist, in einem Fall, in dem der Ausdruck (6-5) besteht, und bestimmt, dass kein Aliasing enthalten ist, in einem Fall, in dem der Ausdruck (6-6) besteht. $\sum_{O C_I N D E X = 1}^{L O C} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} > \sum_{O C_I N D E X = 1}^{L O C} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2}$
$\sum_{O C_I N D E X = 1}^{L o c} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_C A L_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2} < \sum_{O C_I N D E X = 1}^{L o c} \sum_{z = 1}^{N a} {| F T_A L I A S_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) |}^{2}$
In den Ausdrücken (6-5) und (6-6) sind die folgenden Ausdrücke gegeben. $\begin{array}{l} F T_C A L_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) + e x p (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
$\begin{array}{l} F T_A L I A S_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) - e x p (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
Hier ist der folgende Term eingeführt, um eine Phasendrehung während des Sendelückenzeitraums für ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} zu korrigieren. $exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2})$
In einem Fall, in dem ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein Aliasing-Signal enthält, tritt während des Sendelückenzeitraums beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 eine Phasenänderung auf, die einem Doppler-Frequenzindex (f_{s_cfar}-N_c) entspricht, und tritt während des Sendelückenzeitraums beim Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 eine Phasenänderung auf, die einem Doppler-Frequenzindex (f_{s_cfar}+N_c) entspricht. Daher wird der folgende Term einer Phaseninversion unterzogen. $exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2})$
Als Ergebnis ist der folgende Term erhalten. $exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r} \pm N c}{N c} \frac{1}{2}) = exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2}) exp (\pm j π) = - exp (- j \frac{2 π f_{s_c f a r}}{N c} \frac{1}{2})$
Daher weist in einem Fall, in dem ein Signal eines Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein Aliasing-Signal enthält, FT_CAL_z ^OP_INDEX(k_cfar,f_{s_cfar},w) eine niedrigere Leistung auf als die Leistung von FT_ALIAS_z ^OC_INDEX(k_{_cfar},f_{s_cfar},w).
Andererseits weist in einem Fall, in dem ein Signal eines Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kein Aliasing-Signal enthält, FT_ALIAS_z ^OC_INDEX(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) eine niedrigere Leistung auf als die Leistung von FT_CAL_z ^OC_INDEX(k_{_}c_far,f_{s_cfar},w).
Aus dem Grund kann das Aliasingbestimmungsverfahren angewendet werden. Als Ergebnis der Bestimmung gibt in einem Fall, in dem ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ein Aliasing-Signal enthält, der Aliasing-Bestimmer 216 ein Konversionsergebnis des Doppler-Frequenzindex aus, wie in den folgenden Punkten (1) und (2) beispielhaft dargelegt.

(1) In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} ≥ 0 ist DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar} - N_c gegeben.
(2) In einem Fall des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} < 0 ist DopConv(f_{s_cfar}) = f_{s_cfar} + N_c gegeben.

DopConv(f) gibt ein Konversionsergebnis eines Doppler-Frequenzindex für den Doppler-Frequenzindex f auf Grundlage der Bestimmung eines Aliasing-Signals an.
Andererseits gibt als Ergebnis der Bestimmung in einem Fall, in dem ein Signal des Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} kein Aliasing-Signal enthält, der Aliasing-Bestimmer 216 ein Konversionsergebnis des Doppler-Frequenzindex wie folgt aus. $DopConv (f_{s_cfar}) = f_{s_cfar}$
Der Code-Demultiplexer 217 demultiplext Signale, die durch ein Verwenden von Orthogonalcodes gemultiplext und gesendet sind, auf Grundlage eines Ausgangs vom Aliasing-Bestimmer 216. Zum Beispiel wird ein von der ND-ten Sendeantenne Tx#ND gesendetes Code-gemultiplextes Signal durch ein Multiplizieren komplex konjugierter (*) der Orthogonalcodeelemente, die während des Sendens verwendet sind, mit Doppler-Analyseergebnissen für jeweilige Codeelementindizes und ein Summieren der Resultanten, wie in den Ausdrücken (6-9) und (6-10) dargestellt. ND ist hier 1, ... und Nt. Der Term mit exp im Ausdruck (6-9) ist vorgesehen, um eine Phasenänderung zu korrigieren, die aufgrund einer Sendezeitverzögerung eines Orthogonalcodes auftritt. $\begin{array}{l} D e M U L_{z}^{N D} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = \sum_{O C_I N D E X = 1}^{L o c} O C_{N S}^{*} (O C_I N D E X) F T_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) exp (- j \frac{2 π D o p C o n v (f_{s_c f a r})}{N c} \frac{O C_I N D E X - 1}{L o c}) \end{array}$
$\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ = F T_F H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) + exp (- j \frac{2 π D o p C o n v (f_{s_c f a r})}{N c} \frac{1}{2}) F T_S H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \end{array}$
Der Richtungsschätzer 214 erzeugt einen Korrelationsvektor h(k,f_s,w) der virtuellen Empfangsgruppe auf Grundlage des Ausgangs vom Code-Demultiplexer und führt ein Richtungsschätzverfahren auf Grundlage des Vektors durch. Zum Beispiel wird eine Richtungsschätzung auf Grundlage einer Phasendifferenz zwischen den Empfangsantennen Rx an einer reflektierten Welle von einem Zielobjekt durchgeführt durch ein Verwenden des Korrekturvektors h(k__cfar,f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe, enthaltend N_t×N_a Elemente, entsprechend einem Produkt der Anzahl Nt von Sendeantennen und der Anzahl Na von Empfangsantennen, wie im Ausdruck (6-11) dargestellt.
Hier entspricht der Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe einem Vektor, erhalten durch ein Summieren der w-ten Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 213, erhalten im ersten Signalprozessor 207 bis Na-ten Signalprozessor 207. z ist hier 1, ... und Na, und ND ist 1, ... und Nt. $h (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) = [\begin{matrix} h_{c a l [1]} D e M U L_{1}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ h_{c a l [2]} D e M U L_{2}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c h a r}, w) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} D e M U L_{N a}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \\ h_{c a l [N a + 1]} D e M U L_{1}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \\ h_{c a l [N a + 2]} D e M U L_{2}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \\ ⋮ \\ h_{c a l [2 N a]} D e M U L_{N a}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 1]} D e M U L_{1}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 2]} D e M U L_{2}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a N t]} D e M U L_{N a}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) \end{matrix}]$
Hier ist h_cal[b] ein Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren einer Phasenabweichung und einer Amplitudenabweichung zwischen den Sendeantennen und zwischen den Empfangsantennen, b ist außerdem 1, und N_t×N_a. Der Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe ist eine aus N_t×N_a Elementen gebildete Spalte.
Der Richtungsschätzer 214 berechnet ein Raumprofil, indem er die Azimutrichtung θ im Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswert P_H(θ,k_{_cfar},f_{s_cfar},w) in einem vorgeschriebenen Winkelbereich variabel macht, extrahiert Richtungen maximaler Spitzen in absteigender Reihenfolge und gibt die Azimutrichtungen der maximalen Spitzen als Ankunftsrichtungsschätzwerte aus. Informationen hinsichtlich des maximalen Spitzenpegels können zusammen mit der Azimutrichtung als ein Positionserfassungsergebnis einer reflektierten Radarwelle ausgegeben werden. Als das Positionserfassungsergebnis einer reflektierten Radarwelle wird DopConv(f_{s_cfar}) nach der Aliasing-Bestimmung als Ankunftszeitinformation (Entfernungsinformation) und Doppler-Frequenzinformation (Relativgeschwindigkeitsinformation) auf Grundlage von k_{_cfar} ausgegeben.
Wie oben beschrieben, wird in der Code-multiplexenden MIMO-Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 6, wenn ein Radar-Aussenden eine Vielzahl von (LocxNc) Malen von jedem Sende-HF-Teil 107 durch ein Verwenden einer Vielzahl von Sende-HF-Teilen 107 und ein Code-Multiplexen durchgeführt wird, ein Sendesignal L_OC×N_c/2-mal von jedem Sende-HF-Teil 107 gesendet, und dann wird der Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen.
Im Radar-Empfänger 200 bestimmt der Aliasing-Bestimmer 216, ob ein Aliasing-Signal in einem Ausgang vom Doppler-Analysator 213 enthalten ist oder nicht, und somit ist es möglich, einen Doppler-Frequenzbereich zu vergrößern, in dem die Mehrdeutigkeit einer Doppler-Frequenz nicht auftritt. Zum Beispiel ist es möglich, einen Doppler-Frequenzbereich um das Zweifache des Doppler-Frequenzbereichs in einem Fall zu vergrößern, in dem der Abtastzyklus Loc beträgt.
Da der Doppler-Frequenzbereich, in dem die Mehrdeutigkeit einer Doppler-Frequenz nicht auftritt, vergrößert ist, kann der Code-Demultiplexer 217, wenn Ergebnisse des Durchführens der Doppler-Analyse an jeweiligen Orthogonalcodeelementen durch eine Multiplikation komplex konjugierter der Orthogonalcodeelemente zueinander addiert werden, eine Orthogonalcode-Demultiplexverarbeitung durch ein Verwenden eines Bestimmungsergebnisses darüber durchführen, ob ein Aliasing-Signal enthalten ist oder nicht.
Folglich kann ein Code-gemultiplextes Signal demultiplext werden, während eine Störung zwischen orthogonalen Codes unterdrückt wird. Daher ist es möglich, Seitenkeulen in einer Zeitrichtung oder eine Frequenzverschlechterung zu reduzieren. Im Prinzip kann in einem Fall, in dem eine Rauschkomponente nicht vorhanden oder vernachlässigbar ist, eine Seitenkeule im Wesentlichen zu Null gemacht werden.
L_OC×T_r/2 wird im Sendelückenzeitraum T_GAP benutzt, und somit kann die Aliasing-Bestimmungsleistung maximiert sein, aber dies ist nur ein Beispiel. Zum Beispiel kann ungefähr L_OC×T_r/2 oder ein Zeitraum vor oder nach L_OC×T_r/2 festgelegt sein.
Wenn das Radar-Senden eine Vielzahl von Malen (L_OC×N_c-mal) von jedem Sende-HF-Teil 107 durchgeführt wird, wird der Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen, nachdem ein Sendesignal L_OC×N_c/2-mal von jedem Sende-HF-Teil 107 gesendet wurde, und somit kann die Aliasing-Bestimmungsleistung maximiert sein, aber dies ist nur ein Beispiel.
Der Sendelückenzeitraum T_GAP kann vorgesehen werden, nachdem ein Sendesignal ungefähr L_OC×N_c/2-mal von jeder Sendeantenne 107 gesendet wurde, oder er kann vorgesehen werden, nachdem ein Sendesignal unter oder über L_OC×N_c/2-mal gesendet wurde. Zum Beispiel kann der Sendelückenzeitraum zu einem ungleichen Intervall in einem Bereich festgelegt werden, in dem eine Abweichung in einem Signal-Rausch-Verhältnis (SRV) nicht auftritt.
Bei der Ausführungsform 6 ist ein Beispiel beschrieben, in dem ein einziger Sendelückenzeitraum T_GAP vorgesehen ist, aber es kann, wie bei der Ausführungsform 5 beschrieben, eine Vielzahl von (N_GAP) Sendelückenzeiträumen T_GAP vorgesehen sein. In einem Fall, in dem eine Vielzahl von Sendelückenzeiträumen T_GAP vorgesehen ist, ist es möglich zu bestimmen, ob ein Aliasing-Signal höherer Ordnung enthalten ist oder nicht, und somit einen Effekt des weiteren Vergrößerns eines Doppler-Frequenzbereichs zu erzielen, in dem die Mehrdeutigkeit einer Doppler-Frequenz nicht auftritt.
(Ausführungsform 7)
Bei der Ausführungsform 6 ist eine Code-multiplexende MIMO-Radar-Vorrichtung 1 beschrieben, in der ein Radar-Sender 100 eine Phasenmodulation oder Amplitudenmodulation an einer Impulsfolge durchführt und die Impulsfolge sendet. Bei der Ausführungsform 7 ist eine Code-multiplexende MIMO-Radar-Vorrichtung 1 beschrieben, die im Radar-Sender 100 eine Impulskompressionswelle, wie etwa einen Chirp-Impuls, verwendet, die einer Frequenzmodulation unterzogen wird.
20 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Code-multiplexenden MIMO-Radar-Vorrichtung 1 darstellt, in der ein Chirp-Impuls für ein Radar-Sendesignal verwendet wird, der einer Frequenzmodulation unterzogen wird. Eine Anordnung der in 20 beispielhaft dargestellten Code-multiplexenden MIMO-Radar-Vorrichtung 1 unterscheidet sich von der bei der Ausführungsform 2 (12) beispielhaft dargestellten Anordnung darin, dass ein Orthogonalcode-Generator 108, ein erster Sende-HF-Teil 107#1 bis Nt-ter Sende-HF-Teil 107#N_t und ein Code-Multiplexer 109, enthaltend einen ersten Code-Multiplizierer 191#1 bis Nt-ten Code-Multiplizierer 191#N_t , anstelle der Schaltsteuereinheit 105, des Sende-HF-Teils 107 und des Sendeantennenschalters 121 im Radar-Sender 100 vorgesehen sind.
Eine Anordnung des in 20 dargestellten Radar-Empfängers 200 unterscheidet sich von der in 12 beispielhaft dargestellten Anordnung darin, dass ein Aliasing-Bestimmer 216 und ein Code-Demultiplexer 217 zwischen dem Signalprozessor 207 und dem Richtungsschätzer 214 vorgesehen sind und ein Ausgang vom Orthogonalcode-Generator 108 in den Ausgangsschalter 211 eingegeben wird. Der Code-Demultiplexer 217 demultiplext das Code-gemultiplexte Empfangssignal auf Grundlage eines Bestimmungsergebnisses (oder Erfassungsergebnisses) über das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Aliasing einer Doppler-Frequenz im Aliasing-Bestimmer 216.
Nachstehend ist ein Betrieb der Code-multiplexenden MIMO-Radar-Vorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform 7 mit Augenmerk auf Unterschieden zur Ausführungsform 2 beschrieben.
Im Radar-Sender 100 erzeugt ein Radar-Sendesignalgenerator 101 ein frequenzmoduliertes Signal (Frequenz-Chirp-Signal) durch ein Verwenden eines Signalmodulierungsgenerators 122 und eines VCOs 123, wie bei der Ausführungsform 2 beschrieben. Das erzeugte Frequenz-Chirp-Signal wird in den Code-Multiplexer 109 und den Mischer 224 des Empfangsfunkteils 203 über den Richtungskoppler 124 eingegeben.
In derselben Weise wie bei der Ausführungsform 6 erzeugt der Orthogonalcode-Generator 108 Nt Orthogonalcode-Sequenzen OCS_ND = {OC_ND(1), OC_ND(2), ..., OC_ND(L_OC)} mit der Orthogonalcode-Länge Loc. ND ist hier 1, ... und Nt.
Zum Beispiel macht der Orthogonalcode-Generator 108 den Orthogonalcode-Elementindex OC_{_}INDEX, der Elemente der Orthogonalcode-Sequenzen OCS₁ bis OCS_Nt angibt, in jedem Radar-Sendezyklus (T_r ) variabel, und gibt somit die Elemente OC₁(OC_INDEX) bis OC_Nt(OC_INDEX) der Orthogonalcode-Sequenzen OCS₁ bis OCS_Nt zum ersten Code-Multiplizierer 191#1 bis Nt-ten Code-Multiplizierer 191#N_t aus. Der Orthogonalcode-Generator 108 gibt den Orthogonalcode-Elementindex OC_INDEX zum Ausgangsschalter 211 des Signalprozessors 207 des Radar-Empfängers 200 in jedem Radar-Sendezyklus (T_r ) aus.
Der OC_INDEX ist hier 1, 2, ... und Loc und OC_INDEX = MOD(M-1,L_OC)+1 in einem M-ten Sendezyklus. MOD(x,y) ist en Modulo-Operator und ist eine Funktion, die eines Rest ausgibt, der beim Teilen von x durch y bleibt.
In derselben Weise wie bei der Ausführungsform 6 multiplizieren der erste bis Nt-te Code-Multiplizierer 191 in jedem Radar-Sendezyklus (T_r ) jeweils die Elemente OC₁(OC_INDEX) bis OC_Nt(OC_INDEX) der durch den Orthogonalcode-Generator 108 erzeugten Orthogonalcodesequenzen OCS₁ bis OCS_Nt, mit Basisband-Radar-Sendesignalen (hier: Frequenz-Chirp-Signalen) und geben die Ergebnisse an Nt Sende-HF-Teile 107#1 bis #107N_t aus.
In derselben Weise wie bei der Ausführungsform 6 wiederholt jeder der Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t einen Vorgang des Loc-fachen Sendens eines Sendesignals im Zeitraum N_p = Loc x T_r N_c/2-mal und sendet dann kein Sendesignal im Sendelückenzeitraum T_GAP.
Nach dem Verstreichen des Sendelückenzeitraums T_GAP wiederholt jeder der Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t einen Vorgang des Loc-fachen Sendens eines Sendesignals wieder im Zeitraum N_p = Loc x T_r, N_c/2-mal.
Durch die Sendevorgänge der Sende-HF-Teile 107#1 bis 107#N_t werden Sendesignale vom ersten Sende-HF-Teil 107#1 bis Nt-ten Sende-HF-Teil 107#N_t LocxNc-mal gesendet.
Hier ist der Sendelückenzeitraum T_GAP auf N_p/2 gesetzt, entsprechend 1/2 des Zeitraums N_p = Loc x T_r, der ein Sendezyklus von Orthogonalcodes entsprechend einem Abtastzyklus im Doppler-Analysator 213 ist. Mit anderen Worten, der Sendelückenzeitraum T_GAP ist Loc x T_r/2.
Ausgänge vom ersten bis Nt-ten Code-Multiplizierer 191 werden verstärkt, um durch die Sende-HF-Teile 107 vorgegebene Sendeleistungspegel zu erhalten, und werden von jeweiligen Sendeantennen Tx#1 bis Tx#Nt, die die Sendegruppenantennen bilden, in den Raum abgestrahlt.
Als Nächstes ist ein Betrieb eines in 20 beispielhaft dargestellten Radar-Empfängers 200 beschrieben. Im Radar-Empfänger 200 ist ein Betrieb oder ein Vorgang vom Signalempfang in jeder der Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#N_a , die die Empfangsgruppenantennen bilden, bis zur Signalausgabe im R-FFT-Teil 220 derselbe wie der bei der Ausführungsform 2 beschriebene Betrieb oder Vorgang.
Hier ist eine vom z-ten R-FFT-Teil 220 des z-ten Signalprozessors 207 ausgegebene Schwebungsfrequenzspektralantwort, erlangt aufgrund der M-ten Chirp-Impuls-Aussendung, durch AC_RFT_z(f_b,M) angegeben. Hier ist f_b eine Indexzahl einer vom R-FFT-Teil 220 ausgegebenen Schwebungsfrequenz und ist f_b = 0, ... und Ndata/2. Ein kleinerer Frequenzindex f_b gibt eine Schwebungsfrequenz an, bei der eine Laufzeit einer reflektierten Welle kürzer wird (das heißt, ein Abstand von einem Zielobjekt kürzer wird).
Der Ausgangsschalter 211 des z-ten Signalprozessors 207 schaltet (gibt ihn aus) in jedem Sendezyklus selektiv einen Ausgang vom R-FFT-Teil 220 zum OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 213 unter Loc Doppler-Analysatoren 213 auf Grundlage des Orthogonalcode-Elementindex OC_INDEX vom Orthogonalcode-Generator 108.
Zum Beispiel wählt der Ausgangsschalter 211 den (OC_INDEX=MOD(M-1,L_OC)+1)-ten Doppler-Analysator 213 im M-ten Sendezyklus T_r . Im Sendelückenzeitraum T_GAP wählt der Ausgangsschalter 211 keinen der Doppler-Analysatoren 213.
Im z-ten Signalprozessor 207 führt eine Vielzahl von (Loc) Doppler-Analysatoren 213 getrennt eine Doppler-Analyse zweifach an Ausgängen entsprechend N_c/2-mal einer ersten Hälfte vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP und an Ausgängen entsprechend N_c/2-mal einer zweiten Hälfte nach dem Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP durch. In einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, kann eine FFT-Verarbeitung angewendet werden, wie in den Ausdrücken (6-12) und (6-13) dargestellt.
Zum Beispiel ist eine FFT-Verarbeitung an den Ausgängen, die N_c/2-mal der ersten Hälfte vor dem Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, im Ausdruck (61-2) dargestellt.
$F T_F H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (f_{b}, f_{s}, w) = \sum_{q = 0}^{N_{c} / 2 - 1} A C_R F T_{z} (f_{b}, N_{p}, N_{c} (w - 1) + L_{o c} \times q + O C_I N D E X) exp [- j \frac{2 π q f_{s}}{N_{c}}]$
Eine FFT-Verarbeitung an den Ausgängen, die N_c/2-mal der zweiten Hälfte nach dem Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen, ist im Ausdruck (6-13) dargestellt. $F T_F H_C I_{z}^{O C_I N D E X} (f_{b}, f_{s}, w) = \sum_{q = N_{c} / 2}^{N_{c} - 1} A C_R F T_{z} (f_{b}, N_{t}, N_{c} (w - 1) + L_{o c} \times q + O C_I N D E X) exp [- j \frac{2 π q f_{s}}{N_{c}}]$
Hier ist FT_FH_CI_z ^(OC_INDEX)(f_b,f_s,w) ein w-ter Ausgang vom OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 213 des z-ten Signalprozessors 207 und gibt eine Doppler-Frequenzantwort für Ausgänge an, die N_c/2-mal in der ersten Hälfte des Doppler-Frequenzindex f_s beim Frequenzindex f_b vor Beginn des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen.
Hier ist FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX) (f_b,f_s,w) ein w-ter Ausgang vom OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 213 des z-ten Signalprozessors 207 und gibt eine Doppler-Frequenzantwort für Ausgänge an, die N_c/2-mal in der zweiten Hälfte des Doppler-Frequenzindex f_s beim Frequenzindex f_b nach Ende des Sendelückenzeitraums T_GAP entsprechen. OC_INDEX ist hier 1 bis Loc, f_b ist 0, ... und Ndata/2, und w ist eine ganze Zahl von 1 oder größer. Hier ist j eine imaginäre Zahleneinheit. z ist außerdem 1, ... und N_a.
In FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX)(k_b,f_s,w)beträgt eine FFT-Größe N_c , und N_c/2 Datenelemente der zweiten Hälfte sind auf Null gesetzt (oder durch Nullen aufgefüllt). In FT_SH_CI_z ^(OC_INDEX)(f_b,f_s,w) beträgt eine FFT-Größe N_c , und N_c/2 Datenelemente der ersten Hälfte sind auf Null gesetzt.
Daher beträgt, abgeleitet aus dem Abtasttheorem, die maximale Doppler-Frequenz, die kein Aliasing verursacht, ±1/(2L_OC×T_r). Ein Doppler-Frequenzintervall des Doppler-Frequenzindex f_s beträgt 1/{L_OC×N_c×T_r}, und ein Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist f_s = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
Während der FFT-Verarbeitung kann ein Fensterfunktionskoeffizient multipliziert werden, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster, und eine Fensterfunktion wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden. Als der Fensterfunktionskoeffizient wird ein Fensterfunktionskoeffizient mit N_c als FFT-Größe verwendet, werden N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten der ersten Hälfte benutzt, um FT_FH_CI_z ^(OC_INDEX)(k_b,f_s,w) zu berechnen, und werden N_c/2 Fensterfunktionskoeffizienten der zweiten Hälfte benutzt, um FT_SH_CI_z(^OC_INDEX) (f_b,f_s,w) zu berechnen.
Anschließende Vorgänge im CFAR-Teil 215, Aliasing-Bestimmer 216, Code-Demultiplexer 217 und Richtungsschätzer 214 entsprechen Vorgängen, bei denen die bei der Ausführungsform 6 benutzte diskrete Zeit k durch den Frequenzindex f_b einer Schwebungsfrequenz ersetzt ist.
Durch die Anordnung und den Betrieb kann zusätzlich zu dem bei der Ausführungsform 2 beschriebenen Effekt oder Vorteil derselbe Effekt oder Vorteil wie bei der Ausführungsform 6 erzielt werden.
(Ausführungsform 8)
Ein MIMO-Radar sendet Signale (Radar-Sendewellen), die durch ein Verwenden beispielsweise eines Zeitmultiplexens, Frequenzmultiplexens oder Code-Multiplexens gemultiplext sind, von eine Vielzahl von Sendeantennen (auch als Sende-Gruppenantennen bezeichnet) und empfängt Signale (reflektierte Radarwellen), die an einem umgebenden Objekt (Zielobjekt) reflektiert sind, durch ein Verwenden einer Vielzahl von Empfangsantennen (auch als Empfangsgruppenantennen bezeichnet) und demultiplext die gemultiplexten Sendesignale aus den jeweiligen Empfangssignalen. Durch den Vorgang kann das MIMO-Radar eine komplexe Ausbreitungspfadantwort extrahieren, die durch ein Produkt der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen dargestellt ist, und führt eine Gruppensignalverarbeitung an den Empfangssignalen als eine virtuelle Empfangsgruppe durch.
Im MIMO-Radar ist ein Elementintervall in den Sende-/Empfangsgruppenantennen geeignet so angeordnet, dass eine Antennenapertur virtuell vergrößert werden kann, und somit ist es möglich, eine Winkelauflösung zu verbessern.
Zum Beispiel offenbart die Patentschrift 1 ein MIMO-Radar (nachstehend als „zeitmultiplexendes MIMO-Radar“ bezeichnet), das ein Zeitmultiplexen, bei dem eine Sendezeit für jede Sendeantenne verschoben ist und ein Signal gesendet wird, als ein multiplexendes Sendeverfahren für das MIMO-Radar verwendet. Das zeitmultiplexende Senden kann mit einer einfacheren Anordnung verwirklicht werden als das frequenzmultiplexende Senden oder das Code-multiplexende Senden. Beim zeitmultiplexenden Senden ist ein Intervall zwischen den Sendezeiten ausreichend vergrößert, und somit kann die Orthogonalität zwischen Sendesignalen günstig gehalten sein. Das zeitmultiplexende MIMO-Radar gibt einen Sendeimpuls aus, der ein Beispiel eines Sendesignals ist, während es Sendeantennen nacheinander in einem vorgegebenen Zyklus Tr schaltet. Das zeitmultiplexende MIMO-Radar empfängt Signale von durch ein Objekt reflektierten Sendeimpulsen durch ein Verwenden einer Vielzahl von Empfangsantennen, führt ein Korrelationsverfahren zwischen den Empfangssignalen und den Sendeimpulsen durch und führt dann beispielsweise eine räumliche FFT-Verarbeitung (Ankunftsrichtungsschätzverarbeitung der reflektierten Welle) durch.
Das zeitmultiplexende MIMO-Radar führt nacheinander ein Schalten unter Sendeantennen durch, die Sendesignale (beispielsweise Sendeimpulse oder Radar-Sendewellen) in einem vorgegebenen Zyklus senden werden. Daher kann beim zeitmultiplexenden Senden die zum Vollenden des Sendens der Sendesignale von allen Sendeantennen erforderliche Zeit länger sein als beim Frequenzmultiplex- oder Codemultiplex-Senden. Somit wird, wie beispielsweise in der Patentschrift 2, in einem Fall, in dem Sendesignale von jeweiligen Sendeantennen gesendet werden und eine Doppler-Frequenz (das heißt, eine Relativgeschwindigkeit eines Zielobjekts) auf Grundlage einer Empfangsphasenänderung davon erfasst wird, ein Zeitintervall (beispielsweise ein Abtastintervall) der Beobachtung der Empfangsphasenänderung vergrößert, wenn eine Fourier-Frequenzanalyse durchgeführt wird, um die Doppler-Frequenz zu erfassen. Daher ist ein Doppler-Frequenzbereich (das heißt, ein Bereich der erfassbaren Relativgeschwindigkeit), in dem eine Doppler-Frequenz ohne ein Aliasing erfasst werden kann, reduziert.
In einem Fall, in dem angenommen ist, dass ein Empfangssignal von einem Zielobjekt, das einen Doppler-Frequenzbereich (das heißt, einen Relativgeschwindigkeitsbereich) überschreitet, in dem eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst werden kann, kann eine Radar-Vorrichtung nicht angeben, ob ein reflektiertes Wellensignal eine Aliasing-Komponente enthält oder nicht, und somit tritt die Mehrdeutigkeit (Unsicherheit) einer Doppler-Frequenz (einer Relativgeschwindigkeit eines Zielobjekts) auf.
Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem Sendesignale (Sendeimpulse) gesendet werden, während nacheinander unter Nt Sendeantennen im vorgegebenen Zyklus T_r umgeschaltet wird, eine Sendezeit T_r×N_t notwendig, um das Senden von Sendesignalen von allen der Sendeantennen zu vollenden. In einem Fall, in dem dieses Zeitmultiplex-Senden N_c-mal wiederholt durchgeführt wird und die Fourier-Frequenzanalyse angewendet wird, um eine Doppler-Frequenz zu erfassen, beträgt nach dem Abtasttheorem ein Doppler-Frequenzbereich, in dem eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst werden kann, ±1/(2T_r×N_t). Daher wird ein Doppler-Frequenzbereich, in dem eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst werden kann, reduziert, wenn die Anzahl Nt von Sendeantennen erhöht wird, und somit tritt die Mehrdeutigkeit einer Doppler-Frequenz leicht auf.
Als eins der Verfahren zum Vergrößern eines Doppler-Frequenzbereichs (das heißt, eines Relativgeschwindigkeitsbereichs oder des Maximalwerts einer Relativgeschwindigkeit) gibt es ein Verfahren, bei dem durch ein Verwenden einer einzelnen (Einzelzweig-)Sendeantenne keine virtuelle Empfangsgruppe gebildet wird. Bei diesem Verfahren kann eine Sendezeit (ein Sendezyklus) T_r×N_t durch die einzelne Sendeantenne (N_t=1) reduziert sein, und somit ist es möglich, einen Doppler-Frequenzbereich (oder den Maximalwert einer Relativgeschwindigkeit) zu vergrößern. Jedoch ist bei diesem Verfahren ein Aperturbereich reduziert, und somit verschlechtert sich die Trenn- und Schätzgenauigkeit einer Entfernung oder eines Azimuts.
Als weiteres Verfahren zum Vergrößern eines Doppler-Frequenzbereichs (oder des Maximalwerts einer Relativgeschwindigkeit) gibt es ein Verfahren des Vergrößern eines Elementintervalls von Empfangsantennen durch ein Verwenden einer einzelnen (Einzelzweig-)Sendeantenne. Bei diesem Verfahren kann eine Sendezeit (ein Sendezyklus) T_r×N_t durch die einzelne Sendeantenne (N_t=1) reduziert sein, und somit ist es möglich, einen Doppler-Frequenzbereich (oder den Maximalwert einer Relativgeschwindigkeit) zu vergrößern. Das Elementintervall der Empfangsantennen ist vergrößert, und somit kann ein Aperturbereich vergrößert sein. Jedoch vergrößert sich bei diesem Verfahren eine Gitterkeule aufgrund des Elementintervalls der Empfangsantennen, und somit erhöht sich die Falscherkennung (beispielsweise das Auftreten eines Geisterbildes).
Daher ist bei einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ein Verfahren des Vergrößerns eines Doppler-Frequenzbereichs (oder des Maximalwerts einer Relativgeschwindigkeit) beschrieben, bei dem kein Aliasing (mit anderen Worten, keine Mehrdeutigkeit) auftritt, während ein Antennenaperturbereich reduziert ist oder ein Vergrößern einer Gitterkeule unterdrückt ist. Folglich kann die Radar-Vorrichtung 110 bei dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ein Zielobjekt mit hoher Genauigkeit in einem breiteren Doppler-Frequenzbereich erfassen.
Nachstehend ist eine Ausführungsform gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung unter Bezugnahme auf die Zeichnung genau beschrieben. Bei der Ausführungsform ist ein identischer Bestandteil mit einer identischen Nummer versehen, und eine wiederholte Beschreibung ist weggelassen.
Nachstehend ist eine Anordnung (mit anderen Worten, eine MIMO-Radar-Anordnung) beschrieben, bei der in einer Radar-Vorrichtung verschiedene Sendesignale, die zeitgemultiplext sind, von einer Vielzahl von Sendeantennen in einem Sendezweig gesendet, und jedes Sendesignal wird demultiplext, um einer Empfangsverarbeitung in einem Empfangszweig unterzogen zu werden.
[Aufbau der Radar-Vorrichtung]
21 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer Radar-Vorrichtung 110 gemäß der vorliegenden Ausführungsform darstellt.
Die Radar-Vorrichtung 110 enthält einen Radar-Sender (Sendezweig) 1100, einen Radar-Empfänger (Empfangszweig) 1200 und einen Referenzsignalgenerator 1300.
Der Radar-Sender 1100 erzeugt ein Funkfrequenz-Radarsignal (Radar-Sendesignal) auf Grundlage eines vom Referenzsignalgenerator 1300 empfangenen Referenzsignals. Der Radar-Sender 1100 sendet das Radar-Sendesignal in einem vorgegebenen Sendezyklus durch ein Verwenden von Sendegruppenantennen, die eine Vielzahl von Sendeantennen 1108-1 bis 1108-Nt enthalten.
Der Radar-Empfänger 1200 empfängt ein reflektiertes Wellensignal, das das durch ein Zielobjekt (nicht dargestellt) reflektierte Radar-Sendesignal ist, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen 1202-1 bis 1202-Na. Der Radar-Empfänger 1200 führt den folgenden Verarbeitungsvorgang durch ein Verwenden eines vom Referenzsignalgenerator 1300 empfangenen Referenzsignals durch und führt somit eine mit dem Radar-Sender 1100 synchronisierte Verarbeitung durch. Der Radar-Empfänger 1200 führt die Signalverarbeitungen an einem durch jede Empfangsantenne 1202 empfangenen reflektierten Wellensignal durch und erfasst somit beispielsweise das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Zielobjekts oder schätzt eine Ankunftsrichtung des reflektierten Wellensignals.
Ein Zielobjekt ist ein durch die Radar-Vorrichtung 110 zu erfassendes Objekt und umfasst beispielsweise ein Fahrzeug (einschließlich eines vierrädrigen Fahrzeugs und eines zweirädrigen Fahrzeugs), eine Person, eine Sperre oder einen Bordstein.
Der Referenzsignalgenerator 1300 ist mit dem Radar-Sender 1100 und dem Radar-Empfänger 1200 verbunden. Der Referenzsignalgenerator 1300 liefert dem Radar-Sender 1100 und dem Radar-Empfänger 1200 ein Referenzsignal und synchronisiert somit die Verarbeitungen im Radar-Sender 1100 und im Radar-Empfänger 1200 miteinander.
[Aufbau des Radar-Senders 1100]
Der Radar-Sender 1100 enthält einen Radar-Sendesignalgenerator 1101, eine Schaltsteuereinheit 1105, einen Sendeschalter 1106, Sendefunkteile 1107-1 bis 1107-Nt und Sendeantennen 1108-1 bis 1108-Nt. Mit anderen Worten, der Radar-Sender 1100 weist Nt Sendeantennen 1108 auf, und die Sendeantennen 1108 sind jeweils mit Sendefunkteilen 1107 verbunden.
Der Radar-Sendesignalgenerator 1101 erzeugt einen Zeitgebertakt durch ein Multiplizieren eines vom Referenzsignalgenerator 1300 empfangenen Referenzsignals mit einer vorgegebenen Zahl und erzeugt ein Radar-Sendesignal auf Grundlage des erzeugten Zeitgebertakts. Der Radar-Sendesignalgenerator 1101 gibt wiederholt ein Radar-Sendesignal in einem vorgegebenen Radar-Sendezyklus (T_r ) aus. Das Radar-Sendesignal ist ausgedrückt durch y(k,M) = I(k,M) + jQ(k,M). Hier bezeichnet j eine imaginäre Zahleneinheit, bezeichnet k eine diskrete Zeit und bezeichnet M eine Ordnungszahl des Radar-Sendezyklus. I(k,M) und Q(k,M) bezeichnen eine phasengleiche Komponente bzw. eine Quadraturkomponente des Radar-Sendesignals (k,M) zur diskreten Zeit k im M-ten Radar-Sendezyklus.
Der Radar-Sendesignalgenerator 1101 enthält einen Codegenerator 1102, einen Modulator 1103 und ein Tiefpassfilter (TPF) 1104. Nachstehend ist jeder Bestandteil des Radar-Sendesignalgenerators 1101 beschrieben.
Genauer erzeugt der Codegenerator 1102 Codes a_n(M) (wobei n = 1, ... und L) (Pulscodes) einer Codesequenz mit der Codelänge L im M-ten Radar-Sendezyklus T_r . Als im Codegenerator 1102 erzeugte Codes a_n(M) sind Codes verwendet, die beispielsweise bewirken, dass eine Seitenkeulenkennlinie niedriger Reichweite erreicht wird. Als die Codesequenz können beispielsweise Barker-Codes, M-Sequenzcodes oder Gold-Codes verwendet sein.
Der Modulator 1103 führt eine Pulsmodulation (Amplitudenmodulation, Amplitudenumtastung [ASK] oder Pulsumtastung) oder Phasenmodulation (Phasenumtastung) an einer vom Codegenerator 1102 empfangenen Pulscodesequenz (beispielsweise den Codes a_n(M)) aus und gibt ein moduliertes Signal an das TPF 1104 aus.
Das TPF 1104 gibt eine Signalkomponente in einem vorgegebenen eingeschränkten Band oder weniger in dem modulierten Signal, das vom Modulator 1103 empfangen wird, an den Sendeschalter 1106 als ein Basisband-Radar-Sendesignal aus.
22 stellt ein Beispiel eines durch den Radar-Sendesignalgenerator 1101 erzeugten Radar-Sendesignals dar. Wie in 22 dargestellt, ist eine Pulscodesequenz mit einer Pulscodelänge L im Code-Sendezeitraum T_w des Radar-Sendezyklus T_r enthalten. Die Pulscodesequenz wird im Code-Sendezeitraum T_w jedes Radar-Sendezyklus T_r gesendet, und der verbleibende Zeitraum (T_r-T_w) ist ein signalfreier Zeitraum. Ein einzelner Code enthält L Unterpulse. Eine Pulsmodulation unter Verwendung von N_o Abtastwerten wird an jedem Unterpuls durchgeführt, und somit sind N_r (= N_o×L) Abtastsignale in jedem Code-Sendezeitraum T_w enthalten. N" Abtastwerte sind im signalfreien Zeitraum (T_r-T_w) des Radar-Sendezyklus T_r enthalten.
Die Schaltsteuereinheit 1105 steuert den Sendeschalter 1106 des Radar-Senders 1100 und den Ausgangsschalter 1211 des Radar-Empfängers 1200. Ein Steuerungsbetrieb für den Ausgangsschalter 1211 des Radar-Empfängers 1200 in der Schaltsteuereinheit 1105 ist weiter unten bei einer Beschreibung eines Betriebs des Radar-Empfängers 1200 beschrieben. Nachstehend ist ein Steuerungsbetrieb für den Sendeschalter 1106 des Radar-Senders 1100 in der Schaltsteuereinheit 1105 beschrieben.
Die Schaltsteuereinheit 1105 gibt zum Sendeschaltteil 1106 ein Steuersignal (nachstehend als „Schaltsteuersignal“ bezeichnet) zum Umschalten unter den Sendeantennen 1108 (mit anderen Worten, Sendefunkteilen 1107) in jedem Radar-Sendezyklus T_r aus.
Der Sendeschalter 1106 führt einen Schaltvorgang zum Ausgeben eines Radar-Sendesignals, das vom Radar-Sendesignalgenerator 1101 eingegeben ist, zu dem Sendefunkteil 1107 aus, der durch ein Schaltsteuersignal angegeben ist, das von der Schaltsteuereinheit 1105 eingegeben ist. Zum Beispiel wählt der Sendeschalter 1106 einen aus der Vielzahl von Sendefunkteilen 1107-1 bis 1107-Nt und führt ein Schalten zu dem gewählten Sendefunkteil auf Grundlage des Schaltsteuersignals durch und gibt ein Radar-Sendesignal zu dem gewählten Sendefunkteil 1107 aus.
Der z-te (wobei z = 1, und N_t ) Sendefunkteil 1107 führt eine Frequenzumwandlung an dem vom Sendeschalter 1106 ausgegebenen Basisband-Radar-Sendesignal durch, erzeugt somit ein Radar-Sendesignal in einer Trägerfrequenz (Funkfrequenz [HF]), verstärkt das Radar-Sendesignal, um eine vorgegebene Sendeleistung P [dB] zu erhalten, mit einem Sendeverstärker und gibt das Radar-Sendesignal zur z-ten Sendeantenne 1108 aus.
Die z-te (wobei z = 1, ... und Nt) Sendeantenne 1108 strahlt das vom z-ten Sendefunkteil 1107 ausgegebene Radar-Sendesignal in den Raum ab.
23 stellt ein Beispiel eines Schaltbetriebs der Sendeantenne 1108 gemäß der vorliegenden Ausführungsform dar. Ein Schaltbetrieb der Sendeantenne 1108 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist nicht auf das in 23 dargestellte Beispiel beschränkt.
In 23 gibt die Schaltsteuereinheit 1105 in jedem Radar-Sendezyklus T_r ein Schaltsteuersignal, das eine Anweisung zum sequentiellen Schalten von der ersten Sendeantenne 1108 (oder dem ersten Sendefunkteil 1107-1) zur Nt-ten Sendeantenne (oder zum Nt-ten Sendefunkteil 1107-Nt) angibt, zum Sendeschalter 1106 aus. Daher werden die Radar-Sendesignale jeweils von Sendeantennen, enthaltend die erste Sendeantenne 1108 bis N_t-te Sendeantenne 1108, in einem Sendeintervall des Zyklus N_p (=N_t×T_r) gesendet.
Die Schaltsteuereinheit 1105 führt eine Steuerung des Wiederholens eines Schaltvorgangs des Sendefunkteils 1107 N_c-mal im Antennenschaltzyklus N_p durch.
Eine Sendestartzeit für ein Sendesignal jedes Sende-HF-Teils 1107 braucht nicht mit dem Zyklus T_r synchronisiert zu sein. Zum Beispiel können verschiedene Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , und Δ_NT jeweils für Sendestartzeitpunkte jeweiliger Sende-HF-Teile 1107 vorgesehen sein und können Radar-Sendesignale gesendet werden. In einem Fall, in dem die Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_NT vorgesehen sind, können in einem durch den Radar-Empfänger 1200 durchgeführten Verfahren, das weiter unten beschrieben ist, Korrekturkoeffizienten, bei denen die Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_Nt berücksichtigt sind, in die Sendephasen-Korrekturkoeffizienten eingeführt werden, und somit ist es möglich, den Einfluss zu beseitigen, dass verschiedene Doppler-Frequenzen verschiedene Phasendrehungen verursachen. Die Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_NT können jederzeit geändert werden, wenn ein Zielobjekt gemessen wird. Folglich ist es in einem Fall möglich, in dem Störungen von anderen Radar-Vorrichtungen (nicht dargestellt) empfangen werden oder Störungen auf andere Radar-Vorrichtungen ausgeübt werden, gegenseitig die Einflüsse von Störungen mit anderen Radar-Vorrichtungen zufällig zu machen.
Der Radar-Sender 1100 kann einen in 24 dargestellten Radar-Sendesignalgenerator 1101a anstelle des Radar-Sendesignalgenerators 1101 enthalten. Der Radar-Sendesignalgenerator 1101a enthält einen Code-Speicher 1111 und einen D/A-Wandler 1112 anstelle des Codegenerators 1102, des Modulators 1103 und des TPF 1104, die in 21 dargestellt sind. Der Code-Speicher 1111 speichert vorab eine im Code-Generator 1102 (21) erzeugte Codesequenz und liest die gespeicherte Codesequenz zyklisch und sequentiell aus. Der DA-Wandler 1112 wandelt die vom Code-Speicher 1111 ausgegebene Codesequenz (ein digitales Signal) in ein analoges Signal (Basisbandsignal) um.
[Aufbau des Radar-Empfängers 1200]
In 21 enthält der Radar-Empfänger 1200 Na Empfangsantennen 1202, um Gruppenantennen zu bilden. Der Radar-Empfänger 1200 enthält Na Antennensystemprozessoren 1201-1 bis 1201-Na, einen CFAR-Teil 1213 und einen Richtungsschätzer 1214.
Jede der Empfangsantennen 1202 empfängt ein reflektiertes Wellensignal, das ein an einem Zielobjekt reflektiertes Radar-Sendesignal ist, und gibt das empfangene reflektierte Wellensignal zum entsprechenden Antennensystemprozessor 1201 als empfangenes Signal aus.
Jeder der Antennensystemprozessoren 1201 enthält einen Empfangsfunkteil 1203 und einen Signalprozessor 1207.
Der Empfangsfunkteil 1203 enthält einen Verstärker 1204, einen Frequenzwandler 1205 und einen Quadraturdetektor 1206. Der Empfangsfunkteil 1203 erzeugt einen Zeitgebertakt, erhalten durch ein Multiplizieren eines vom Referenzsignalgenerator 1300 empfangenen Referenzsignals mit einer vorgegebenen Zahl, und arbeitet auf Grundlage des erzeugten Zeitgebertakts. Genauer verstärkt der Verstärker 1204 ein Empfangssignal, das von der Empfangsantenne 1202 empfangen ist, um einen vorgegebenen Pegel zu erhalten, wandelt der Frequenzwandler 1205 ein Empfangssignal in einem Funkfrequenzband in der Frequenz in ein Empfangssignal in einem Basisband um, und wandelt der Quadraturdetektor 1206 das Empfangssignal im Basisband in Basisband-Empfangssignale um, die ein 1-Signal und ein Q-Signal enthalten.
Der Signalprozessor 1207 jedes der Antennensystemprozessoren 1201-z (wobei z eine beliebige Zahl von 1 bis Na ist) enthält A/D-Wandler 1208 und 1209, einen Korrelationsrechner 1210, einen Ausgangsschalter 1211 und Doppler-Analysatoren 1212-1 bis 1212-N_t .
Ein I-Signal wird in den A/D-Wandler 1208 vom Quadraturdetektor 1206 eingegeben, und ein Q-Signal wird in den A/D-Wandler 1209 vom Quadraturdetektor 1206 eingegeben. Der A/D-Wandler 1208 führt ein Abtasten zu einer diskreten Zeit an einem das 1-Signal enthaltenden Basisbandsignal durch und wandelt somit das 1-Signal in digitale Daten um. Der A/D-Wandler 1209 führt ein Abtasten zu einer diskreten Zeit an einem das Q-Signal enthaltenden Basisbandsignal durch und wandelt somit das 1-Signal in digitale Daten um.
Hier werden bei dem durch die A/D-Wandler 1208 und 1209 durchgeführten Abtasten N_s diskrete Abtastwerte pro Zeit T_p (=T_w/L) eines einzelnen Unterpulses in einem Radar-Sendesignal erzeugt. Mit anderen Worten, die Anzahl von Überabtastungen pro Unterpuls beträgt Ns.
In der folgenden Beschreibung sind Basisband-Empfangssignale zur diskreten Zeit k im M-ten Radar-Sendezyklus T_r[M] als Ausgänge von den A/D-Wandlern 1208 und 1209 durch ein Signal in komplexen Zahlen x_z(k,M) = I_z(k,M) + jQ_z(k,M) durch ein Verwenden des 1-Signals I_z(k,M) und des Q-Signals Q_z(k,M) dargestellt (wobei z eine beliebige Zahl von 1 bis Na ist). Nachstehend verwendet die diskrete Zeit k einen Zeitpunkt, zu dem der Radar-Sendezyklus T_r startet, als Referenz (k = 1), und arbeitet der Signalprozessor periodisch bis zu k = (N_r+N_u)N_s/N_o, das ein Abtastpunkt ist, bevor der Radar-Sendezyklus T_r endet. Mit anderen Worten, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o. Hier ist j eine imaginäre Zahleneinheit.
Der Korrelationsrechner 1210 des z-ten (wobei z = 1, ... und Na) Signalprozessors 1207 führt eine Korrelationsrechnung durch zwischen dem diskreten Abtastwert x_z(k,M), enthaltend die diskreten Abtastwerte I_z(k,M) und Q_z(k,M), empfangen von den A/D-Wandlern 1208 und 1209, und Pulscodes a_n(M) (wobei z = 1, ... und N_a , and n = 1, ... und L) mit der Codelänge L, gesendet vom Radar-Sender 1100 in jedem Radar-Sendezyklus T_r . Zum Beispiel führt der Korrelationsrechner 1210 eine gleitende Korrelationsberechnung zwischen dem diskreten Abtastwert x_z(k,M) und dem Pulscode a_n(M) durch. Zum Beispiel wird der Korrelationsberechnungswert AC_Z(k,M), erhalten durch die gleitende Korrelationsberechnung zur diskreten Zeit k im M-ten Radar-Sendezyklus T_r [M], auf Grundlage des folgenden Ausdrucks berechnet. $A C_{z} (k, M) = \sum_{n = 1}^{L} x_{z} (k + N_{s} (n - 1), M) a_{n} {(M)}^{*}$
Im Ausdruck gibt der Asterisk (*) einen komplex konjugierten Operator an.
Der Korrelationsrechner 1210 führt die Korrelationsrechnung über Zeiträume von k = 1, ... und (Nr+N")NS/No gemäß dem Ausdruck (54) durch.
Der Korrelationsrechner 1210 ist nicht auf das Durchführen der Korrelationsberechnung bei k = 1, ... und (N_r+N")NS/No beschränkt und kann einen Messbereich (das heißt, einen Bereich von k) gemäß einem Bereich einschränken, in dem ein durch die Radar-Vorrichtung 110 zu messendes Zielobjekt vorhanden ist. Folglich kann in der Radar-Vorrichtung 110 eine Berechnungs-Verarbeitungsbelastung des Korrelationsrechners 1210 verringert sein. Zum Beispiel kann der Korrelationsrechner 1210 einen Messbereich auf k = N_s(L+1), ... und (N_r+N_u)N_s/N_o-N_sL einschränken. In diesem Fall führt die Radar-Vorrichtung110, wie in 25 dargestellt, keine Messung in dem Zeitraum durch, der dem Code-Sendezeitraum T_w entspricht.
Folglich führt sogar in einem Fall, in dem ein Radar-Sendesignal zum Radar-Empfänger 1200 direkt rücküberspricht, der Korrelationsrechner 1210 keine Verarbeitung in einem Zeitraum (zumindest einem geringeren Zeitraum als mindestens τ1) durch, in dem das Sendesignal direkt rücküberspricht, und somit kann die Radar-Vorrichtung 110 die Messung unter Ausschluss des Einflusses des Rückübersprechens durchführen. In einem Fall, in dem ein Messbereich (ein Bereich von k) eingeschränkt ist, kann eine Verarbeitung, bei der der Messbereich (der Bereich von k) eingeschränkt ist, auch auf nachstehend beschriebene Verarbeitungen im Ausgangsschalter 1211. im Doppler-Analysator 1212, im CFAR-Teil 1213 und im Richtungsschätzer 1214 angewendet werden. Folglich kann ein Verarbeitungsaufwand in jedem Bestandteil reduziert sein, und somit ist es möglich, die Leistungsaufnahme im Radar-Empfänger 1200 zu reduzieren.
Der Ausgangsschalter 1211 schaltet (gibt ihn aus) in jedem Radar-Sendezyklus T_r selektiv einen Ausgang vom Korrelationsrechner 1210 zu einem von Nt Doppler-Analysatoren 1212 auf Grundlage des Schaltsteuersignals, das von der Schaltsteuereinheit 1105 eingegeben ist. Nachstehend ist als Beispiel ein Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r[M] durch Nt Bit Informationen [bit₁(M), bit₂(M), ... und bit_Nt(M)] dargestellt. Zum Beispiel wählt in einem Fall, in dem im Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r[M] ein ND-tes Bit (wobei ND eine beliebige Zahl von 1 bis Nt ist) „1“ ist, der Ausgangsschalter 1211 den ND-ten Doppler-Analysator 1212 (das heißt, schaltet den Doppler-Analysator 1212 ein). Andererseits wählt in einem Fall, in dem im Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r[M] das ND-te Bit „0“ ist, der Ausgangsschalter 1211 den ND-ten Doppler-Analysator 1212 ab (das heißt, schaltet den Doppler-Analysator 1212 aus). Der Ausgangsschalter 1211 gibt den Korrelationsberechnungswert AC_z(k,M), der vom Korrelationsrechner 1210 eingegeben ist, zum gewählten Doppler-Analysator 1212 aus.
Zum Beispiel ist ein Nt-Bit-Schaltsteuersignal, das einem Schaltvorgang für in 23 dargestellte Sendefunkteile 1107 (oder Sendeantennen 1108) entspricht, wie folgt.

[bit₁(1), bit₂(1), ... , bit_Nt(1)] = [1, 0, ..., 0]
[bit₁(2), bit₂(2), ... , bit_Nt(2)] = [0, 1, ..., 0]
...
[bit₁(Nt), bit₂(Nt), ... , bit_Nt(Nt)] = [0, 0, ..., 1]

Wie oben beschrieben, werden jeweilige Doppler-Analysatoren 1212 in dem Zyklus N_p (=N_t×T_r) sequentiell gewählt (das heißt, eingeschaltet). Das Schaltsteuersignal wiederholt den Inhalt N_c-mal.
Der z-te (wobei z = 1, und Na) Signalprozessor 1207 enthält Nt Doppler-Analysatoren 1212.
Der Doppler-Analysator 1212 führt eine Doppler-Analyse an einem Ausgang (beispielsweise dem Korrelationsberechnungswert AC_z(k,M)) von Ausgangsschalter 1211 zu jeder diskreten Zeit k durch. Beispielsweise kann in einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, bei der Doppler-Analyse eine schnelle Fourier-Transformationsverarbeitung (FFT-Verarbeitung) angewendet werden.
Zum Beispiel gibt unter w-ten Ausgängen von ND-ten Doppler-Analysatoren 1212 des z-ten Signalprozessors 1207 ein Ausgang in überlappenden virtuellen Empfangsgruppen, die weiter unten beschrieben sind, eine Doppler-Frequenzantwort FT_CI_z ^(ND)(k,f_s,w) des Doppler-Frequenzindex f_s zur diskreten Zeit an, wie durch den folgenden Ausdruck angegeben. ND ist 1 bis Nt, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o, und w ist eine ganze Zahl von 1 oder größer. N", gibt die Anzahl von Antennen an, die überlappenden virtuellen Empfangsgruppen entsprechen, und N gibt die Anzahl von Malen des Sendens innerhalb eines Zyklus an. Außerdem ist j eine imaginäre Zahleneinheit, und z ist 1 bis N_a. $F T_C I_{z}^{(N D)} (k, f_{s}, w) = \sum_{q = 0}^{N_{v a} N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k, N N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{N_{v a} q}{N} ⌋ f s}{N_{v a} N_{c}}]$
Als Beispiel ist ein Fall (der weiter unten genauer beschrieben ist) des Verwendens einer Antennenanordnung und eines Sendeintervalls beschrieben, die in 27 und 28 dargestellt sind. In 27 und 28 wird ein Satz (VA#4, VA#7 und VA#9) überlappender virtueller Empfangsgruppen im Zyklus T' abgetastet. Somit ist in einem Fall, in dem ND 1, 2 und 3 ist und z 4, 3 und 1 ist, der Ausdruck (55) durch den folgenden Ausdruck dargestellt. Im Ausdruck (56) ist N", 3, und N ist 3. $F T_C I_{z}^{(N D)} (k, f_{s}, w) = \sum_{q = 0}^{3 N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k, N_{t} N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π q f}{3 N_{c}}]$
Als weiteres Beispiel ist ein Fall (der weiter unten genauer beschrieben ist) des Verwendens einer Antennenanordnung und eines Sendeintervalls beschrieben, die in 29, 30, 31 und 32 dargestellt sind. In 29, 30, 31 und 32 wird ein Satz (VA#11 und VA#18) überlappender virtueller Empfangsgruppen im Zyklus T' = 3T_r abgetastet. Somit ist in einem Fall, in dem ND 2 ist und z 3 ist und ND 3 ist und z 2 ist, der Ausdruck (55) durch den folgenden Ausdruck dargestellt. Im Ausdruck (57) ist N", 2, und N ist 6. $F T_C I_{z}^{(N D)} (k, f_{s}, w) = \sum_{q = 0}^{2 N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k, N_{t} N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{3} ⌋ f_{s}}{2 N_{c}}]$
Andererseits gibt beispielsweise unter w-ten Ausgängen von ND-ten Doppler-Analysatoren 1212 des z-ten Signalprozessors 1207 ein Ausgang in nicht-überlappenden virtuellen Empfangsgruppen außer den überlappenden virtuellen Empfangsgruppen eine Doppler-Frequenzantwort FT_CI_z ^(ND)(k,f_u,w) des Doppler-Frequenzindex f" zur diskreten Zeit an, wie durch den folgenden Ausdruck angegeben. ND ist 1 bis Nt, k ist 1, ... und (N_r+N_u)N_s/N_o, und w ist eine ganze Zahl von 1 oder größer. Außerdem ist j eine imaginäre Zahleneinheit, und z ist 1 bis Na. $F T_C I_{z}^{(N D)} (k, f_{u}, w) = \sum_{q = 0}^{N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_{z} (k, N_{t} N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{N_{t}} ⌋ f_{u}}{N_{c}}]$
Während der FFT-Verarbeitung kann der Doppler-Analysator 1212 einen Fensterfunktionskoeffizienten multiplizieren, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster. Der Fensterfunktionskoeffizient wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden.
Wie oben erwähnt, ist die Verarbeitung bei jedem Bestandteil des Signalprozessors 1207 beschrieben.
In 21 führt der CFAR-Teil 1213 ein Verfahren für eine konstante Falschalarmrate (CFAR-Verfahren) (das heißt, eine adaptive Schwellwertbestimmung) durch ein Verwenden eines Ausgangs vom Doppler-Analysator 1212 durch und extrahiert den diskreten Zeitindex k_{_cfar} und den Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , die ein Spitzensignal vorsehen.
Zum Beispiel führt der CFAR-Teil 1213 das CFAR-Verfahren durch ein Verwenden der Ausgänge FT_CI_z ^(ND)(k,f_s,w) durch, die überlappenden virtuellen Empfangsgruppen (die weiter unten genauer beschrieben sind) von Doppler-Analysatoren 1213 jeweiliger Antennensystemprozessoren 1201-1 bis 1201-N_a entsprechen.
Der CFAR-Teil 1213 führt die Indexkonversion so durch, dass der Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , der den überlappenden virtuellen Empfangsgruppen entspricht, mit dem Doppler-Frequenzindex f" von Ausgängen FT_Cl_z(^ND)(k,f",w) von anderen Doppler-Analysatoren 1213 als den überlappenden virtuellen Empfangsgruppen in Einklang gebracht wird. Die Indexkonversion kann gemäß den Ausdrücken (59) und (60) durchgeführt werden. Der CFAR-Teil 1213 gibt den Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} , der der Indexkonversion unterzogen ist, an den Richtungsschätzer 1214 aus.
Hier gilt: f_{s_cfar} = -(N_t-1)N_c/2+1, ..., 0, ... und (N_t-1)N_c/2 und f_{u_cfar} = -N_c/2+1, ..., 0, ... und N_c/2.
Im Falle von f_{s_cfar} ≥ 0: $f_{u_c f a r} = f_{s_c f a r} - ⌊ \frac{f_{s_c f a r} + N_{c} / 2 - 1}{N_{c}} ⌋ \times N_{c}$
Im Falle von f_{s_cfar} < 0: $f_{u_c f a r} = f_{s_c f a r} - ⌊ \frac{- f_{s_c f a r} + N_{c} / 2 - 1}{N_{c}} ⌋ \times N_{c}$
Nachstehend ist der Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} mit einem breiten Doppler-Frequenzbereich als Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} bezeichnet. der Doppler-Frequenzindex f_u mit einem schmalen Doppler-Frequenzbereich ist als Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u bezeichnet. Wenn der Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f" in Einklang gebracht ist, kann ein Überlappen auftreten.
Zum Beispiel erfolgt in einem Fall, in dem der Doppler-Frequenzindex α im Bereich von 0 ≤ α ≤ N_c/2 im Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} enthalten ist, die Konversion zu α durch eine Indexkonversion zur Entsprechung mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u. Hier ist in einem Fall, in dem β = α - N_c auch im Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} enthalten ist, β im Bereich -N_c ≤ β ≤ -N_c/2 enthalten, und somit erfolgt die Konversion zu β + N_c = α durch eine Indexkonversion zur Entsprechung mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u. Daher tritt bei der Indexkonversion zum Bewirken, dass der Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f" entspricht, ein Überlappen auf.
Ähnlich ist in einem Fall, in dem β = α + N_e auch im Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} enthalten ist, β im Bereich N_c ≤ β ≤ 3N_c/2 enthalten, und somit erfolgt die Konversion zu β + N_c = α durch eine Indexkonversion zur Entsprechung mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u. Daher tritt bei der Indexkonversion zum Bewirken, dass der Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f" entspricht, ein Überlappen auf.
Da, wie oben beschrieben, α und β mit einer Beziehung, dass |α-β| ein ganzzahliges Vielfaches von N_c ist, im Breitbereichs-Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} enthalten sind, tritt ein Überlappen auf, wenn dieser mit dem Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f" in Einklang gebracht ist.
In einem Fall, in dem ein Überlappen im Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f_u auftritt, befindet sich eine Signalkomponente des Schmalbereichs-Doppler-Frequenzindex f" in einem Zustand, in dem sie mit Signalen bei anderen Doppler-Frequenzkomponenten gemischt ist. Da die Leistungspegel der gemischten Signale einander näher kommen, ändert sich eine Amplituden-Phasen-Komponente, und somit kann sich eine Winkelmessgenauigkeit im Richtungsschätzer 1214 in der anschließenden Stufe verschlechtern. Daher ist in der vorliegenden Ausführungsform ein Überlappungsbestimmungsverfahren eingeführt. Folglich ist der Einfluss unterdrückt, der eine Verschlechterung der Winkelmessgenauigkeit im Richtungsschätzer 1214 verursacht. Als Nächstes ist das Überlappungsbestimmungsverfahren beschrieben.
<Überlappungsbestimmungsverfahren>
Unter den durch das CFAR-Verfahren extrahierten Breitbereichs-Doppler-Frequenzindizes f_{s_cfar} werden der Doppler-Frequenzindex α und der Doppler-Frequenzindex β einer Indexkonversion zur Entsprechung mit den Doppler-Frequenzindizes f" der w-ten Ausgänge FT_Cl_z(^ND)(k,f",w) von Doppler-Analysatoren 1212 unterzogen, die nicht-überlappenden virtuellen Empfangsgruppen entsprechen. In einem Fall, in dem ein Überlappen im konvertierten Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} auftritt, werden die Verfahren in den folgenden Abschnitten (B1) bis (B3) durchgeführt.
(B1) Der CFAR-Teil 1213 vergleicht eine Leistungssumme von FT_CI₁ ^(ND)(k,α,w), ... und FT_CI_Na ^(ND)(k,α,w) mit einer Leistungssumme von FT_CI₁ ^(ND)(k,β,w), ... und FT_CI_Na ^(ND)(k,β,w), die die w-ten Ausgänge von Doppler-Analysatoren 1212 sind, die überlappenden virtuellen Empfangsgruppen entsprechen.
(B2) In einem Fall, in dem es eine Leistungsdifferenz von einem vorgegebenen Wert (beispielsweise ungefähr 6 dB bis 10 dB) oder größer als Ergebnis des Leistungssummenvergleichs in (B1) gibt, macht der CFAR-Teil 1213 einen Doppler-Frequenzindex mit höherer Leistung als die Doppler-Frequenzindizes α und β gültig und schließt einen Doppler-Frequenzindex mit niedrigerer Leistung von einem Ausgabeziel zum Richtungsschätzer 1214 aus.
(B3) In einem Fall, in dem es keine Leistungsdifferenz vom vorgegebenen Wert oder größer als Ergebnis des Leistungssummenvergleichs in (B1) gibt, schließt der CFAR-Teil 1213 beide Doppler-Frequenzindizes α und β von einem Ausgabeziel zum Richtungsschätzer 1214 aus.
Wie oben erwähnt, ist das Verfahren im CFAR-Teil 1213 beschrieben. Die Radar-Vorrichtung 110 kann ein Richtungsschätzverfahren im Richtungsschätzer 1214 durchführen, ohne ein CFAR-Verfahren durchzuführen.
In 21 führt der Richtungsschätzer 1214 ein Zielobjekt-Richtungsschätzverfahren durch ein Verwenden eines Ausgangs von jedem Doppler-Analysator 1212 auf Grundlage von Informationen (beispielsweise des diskreten Zeitindex k _cfar und der Doppler-Frequenzindizes f_{s_cfar} und f" _cfar ) durch, die vom CFAR-Teil 1213 eingegeben sind.
Zum Beispiel erzeugt der Richtungsschätzer 1214 einen Korrelationsvektor h(k,f_s,w) der virtuellen Empfangsgruppe, wie im Ausdruck (61) dargestellt, und führt ein Richtungsschätzverfahren durch.
Nachstehend ist eine Summe der w-ten Ausgänge von den Doppler-Analysatoren 1212-1 bis 1212-Nt, erhalten durch identische Verfahren in jeweiligen Signalprozessoren 1207 der Antennensystemprozessoren 1201-1 bis 1201-N_a , durch den Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe dargestellt, enthaltend N_t×N_a Elemente, was einem Produkt der Anzahl Nt der Sendeantennen und der Anzahl Na der Empfangsantennen entspricht, wie im Ausdruck (61) dargestellt. Der Korrelationsvektor h(k_{_cfar},f_{_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe ist für ein Verfahren des Durchführens einer Richtungsschätzung auf Grundlage einer Phasendifferenz zwischen jeweiligen Empfangsantennen 1202 an Empfangssignalen von einem Zielobjekt verwendet. z ist hier 1, ... und N_a , und ND ist 1, ... und N_t . $h (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) = [\begin{matrix} h_{c a l [1]} F T_C I_{1}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (f_{_c f a r}) \\ h_{c a l [2]} F T_C I_{2}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (f_{_c f a r}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} F T_C I_{N a}^{(1)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) T x C A L^{(1)} (f_{_c f a r}) \\ h_{c a l [N a + 1]} F T_C I_{1}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (f_{_c f a r}) \\ h_{c a l [N a + 2]} F T_C I_{2}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) T x C A L^{(2)} (f_{_c f a r}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [2 N a]} F T_C I_{N a}^{(2)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r} s, w) T x C A L^{(2)} (f_{_c f a r}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 1]} F T_C I_{1}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (f_{_c f a r}) \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 2]} F T_C I_{2}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (f_{_c f a r}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a N t]} F T_C I_{N a}^{(N t)} (k_{_c f a r}, f_{_c f a r}, w) T x C A L^{(N t)} (f_{_c f a r}) \end{matrix}]$
Im Ausdruck (61) ist h_cal[b] ein Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren einer Phasenabweichung und einer Amplitudenabweichung zwischen den Sendeantennen und zwischen den Empfangsantennen. b ist außerdem 1, ... und N_t×N_a. f_{_cfar} ist im Ausdruck (61) f_{s_cfar} in einem Satz (ND,z) überlappender virtueller Empfangsgruppen, und f_{_cfar} ist f_{u_cfar} in einem Satz (ND,z) nicht-überlappender virtueller Empfangsgruppen.
Das Umschalten zwischen den Sendeantennen 1108 wird im Zeitmultiplex durchgeführt, und somit treten verschiedene Phasendrehungen bei verschiedenen Doppler-Frequenzen f auf. TxCAL⁽¹⁾(f), und TxCAL^(Nt)(f) sind Sendephasen-Korrekturkoeffizienten zum Korrigieren der Phasendrehungen, um an eine Phase einer Referenz-Sendeantenne anzupassen.
Zum Beispiel sind in einem Fall, in dem gemäß einem Schaltbetrieb der Sendefunkteile 1107 (oder Sendeantennen 1108) in 23 die erste Sendeantenne 1108 (ND=1) als Referenz-Sendeantenne verwendet ist, die Sendephasen-Korrekturkoeffizienten durch den folgenden Ausdruck dargestellt. $T x C A L^{(1)} (f_{s}) = 1, T x C A L^{(2)} (f_{s}) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{1}{2}), T x C A L^{(N_{t})} (f_{s}) = exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{N t - 1}{N t})$
In einem Fall, in dem jeweils verschiedene Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , ... und Δ_Nt für Sendestartzeitpunkte für Sendesignale jeweiliger Sendefunkteile 1107 vorgesehen sind, kann ein Ergebnis des Multiplizierens des im Ausdruck (62) dargestellten Sendephasen-Korrekturkoeffizienten TxCAL^(ND)(f) mit dem im Ausdruck (63) dargestellten Korrekturkoeffizienten ΔT_xCAL ^(ND)(f) als neuer Sendephasen-Korrekturkoeffizient TxCAL^(ND)(f) verwendet werden. Folglich ist es möglich, den Einfluss verschiedener Phasendrehungen aufgrund von Doppler-Frequenzen zu beseitigen. Hier ist ND von ΔT_xCAL ^(ND)(f) eine als Phasenreferenz benutzte Referenz-Sendeantennennummer. $Δ_{T x C A L}^{(N D)} (f) exp (- j \frac{2 π f}{N c} \frac{Δ_{N D} - Δ_{r e f}}{N_{p}})$
Der Korrelationsvektor h(k_{_}c_far,f_{s_cfar},w) der virtuellen Empfangsgruppe ist eine aus N_a×N_t Elementen gebildete Spalte.
Der Richtungsschätzer 1214 berechnet ein Raumprofil, indem er die Azimutrichtung θ im Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswert P_H(θ_{BEAM_cfar},k_{_cfar},f_{s_cfar},w) in einem vorgegebenen Winkelbereich variabel macht, extrahiert eine vorgegebene Anzahl maximaler Spitzen des berechneten Raumprofils in absteigender Reihenfolge und gibt die Azimutrichtungen der maximalen Spitzen als Ankunftsrichtungsschätzwerte aus.
Der Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswert P_H(θ_{BEAM_cfar},k_{_}c_far,f_{s_cfar},w) wird nach verschiedenen Verfahren gemäß einem Ankunftsrichtungsschätzalgorithmus erhalten. Zum Beispiel kann ein in der Nichtpatentschrift 3 offenbartes Schätzverfahren verwendet werden, das Gruppenantennen nutzt.
Zum Beispiel kann in einem Fall, in dem N_t×N_a virtuelle Empfangsgruppenantennen im gleichen Intervall d_H linear angeordnet sind, ein Strahlformerverfahren durch den folgenden Ausdruck dargestellt sein. Verfahren, wie etwa Capon oder MUSIC, können angewendet werden. $P_{H} (θ_{u}, k, f s, w) = {| a^{H} (θ_{u}) h (k_{_c f a r}, f_{s_c f a r}, w) |}^{2}$
$a (θ_{u}) = [\begin{matrix} 1 \\ exp {- j 2 π d_{H} sin θ_{u} / λ} \\ ⋮ \\ exp {- j 2 π (N_{t} N_{a} - 1) d_{H} sin θ_{u} / λ} \end{matrix}]$
Hier ist das hochgestellte H im Ausdruck (64) ein hermitischer Transponierungsoperator. Außerdem gibt a(θ_u) einen Richtungsvektor einer virtuellen Empfangsgruppe für eine Ankunftswelle in einer Azimutrichtung θ_u an.
Die Azimutrichtung θ_u ist ein Vektor, erhalten durch ein Ändern eines einer Ankunftsrichtungsschätzung unterzogenen Azimutbereichs in einem vorgegebenen Azimutintervall β₁ . Zum Beispiel ist θ_u wie folgt festgelegt. $θ_{u} = θ min + u β_{1}, und u = 0, \dots und NU$
$NU = ⌊ (θ max - θ min) / β_{1} ⌋ + 1$
Hier ist $⌊ x ⌋$
eine Funktion, die den maximalen Ganzzahlwert zurückgibt, der eine reelle Zahl x nicht überschreitet.
Die Zeitinformation k kann in eine Entfernungsinformation umgewandelt werden, die dann ausgegeben wird. Der folgende Ausdruck kann verwendet werden, um die Zeitinformation k in eine Entfernungsinformation R(k) umzuwandeln. Hier geben T_w einen Code-Sendezeitraum, L eine Pulscodelänge und C₀ eine Lichtgeschwindigkeit an. $R (k) = {kT}_{w} C_{0} / 2 L$
Die Doppler-Frequenzinformation kann in eine Relativgeschwindigkeitskomponente umgewandelt werden, die dann ausgegeben wird. Der folgende Ausdruck kann zum Umwandeln des Dopplerfrequenzindex f_s in eine Relativgeschwindigkeitskomponente v_d(f_s) verwendet werden. Hier ist λ eine Wellenlänge einer Trägerfrequenz eines vom Sendefunkteil 1107 ausgegebenen HF-Signals. Δ_f ist ein Doppler-Frequenzintervall in einer durch den Doppler-Analysator 1212 durchgeführten FFT-Verarbeitung. Zum Beispiel beträgt in der vorliegenden Ausführungsform Δ_f 1/(N_tN_cT_r). $v_{d} (f_{s}) = \frac{λ}{2} f_{s} Δ_{f}$
Wie oben erwähnt, ist der Betrieb des Richtungsschätzers 1214 beschrieben.
[Betrieb der Radar-Vorrichtung 110]
Ein Betrieb der Radar-Vorrichtung 110 mit dem Aufbau ist beschrieben.
Nt Sendeantennen 1108 (Sendegruppen) und Na Empfangsantennen 1202 (Empfangsgruppen) sind so angeordnet, dass sie die folgende (Bedingung 1) erfüllen und werden einem Umschalten zwischen Sendezeiten unterzogen, um die folgende (Bedingung 2) zu erfüllen.
(Bedingung 1) Unter N_t×N_a Antennenelementen (als virtuelle Antennen oder virtuelle Zweige bezeichnet), die virtuelle Empfangsgruppen bilden, sind Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 so angeordnet, dass die Anordnungspositionen von mindestens zwei virtuellen Antennen untereinander dieselben sind (oder einander überlappen).
(Bedingung 2) Ein Sendeintervall zwischen Radar-Sendesignalen, die sequentiell von Sendeantennen 1108 gesendet werden, die virtuellen Antennen 1108 entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, ist ein gleiches Intervall.
Zuerst ist hinsichtlich (Bedingung 2) ein Sendezeitverlauf eines Radar-Sendesignals beschrieben.
26A, 26B und 26C stellen Beispiele von Sendezeiten von Radar-Sendesignalen von einer Vielzahl von Sendeantennen 1108 dar. In 26A, 26B und 26C beträgt als Beispiel die Anzahl Nt von Sendeantennen 1108 sechs (beispielsweise Tx#1 bis Tx#6).
In einem Fall, in dem N Sendezeiten (das heißt, die Anzahl von Malen des Sendens) im Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108 vorhanden sind (beispielsweise T = T_r×N_t), beträgt das Sendeintervall (mit anderen Worten, der Sendezyklus) T' jeder der Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, (1) einen Zyklus für die Anzahl von Malen des Sendens, die einem Teiler von N innerhalb eines Sendezyklus T entsprechen, oder (2) N Zyklen (das heißt, der ganzen Anzahl von Malen des Sendens) für N Male, um die (Bedingung 2) zu erfüllen.
Zum Beispiel ist, wie in 26A, 26B und 26C, bei N = 6 (Teiler: 2 und 3) und einem Sendezyklus T = 6T_r der Sendezyklus T' der Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, ein beliebiger aus einem Zyklus (das heißt T' = T/2) für drei Male des Sendens, wie in 26A dargestellt, einem Zyklus (das heißt T' = T/3) für zwei Male des Sendens, wie in 26B dargestellt, und N Zyklen (das heißt T' = T/6) für N Male, wie in 26C dargestellt.
Zum Beispiel ist in der Radar-Vorrichtung 110 der Sendezyklus T' gemäß der Anzahl von Sendeantennen (beispielsweise der Anzahl der Teiler von N oder der Anzahl N) festgelegt, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen.
Wie zum Beispiel in 26A dargestellt, beträgt in einem Fall, in dem die Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, zwei Antennen sind (ein Teiler von N = 6), wie etwa Tx#1 und Tx#4, das Sendeintervall T' von Tx#1 und Tx#4 T/2. Daher kann die Radar-Vorrichtung 110 in einem Empfangsverfahren ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, auf das Sendeintervall T' = T/2 von Tx#1 und Tx#4 festlegen.
Wie zum Beispiel in 26B dargestellt, beträgt in einem Fall, in dem die Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, drei Antennen sind (ein Teiler von N = 6), wie etwa Tx#1, Tx#3 und Tx#5, das Sendeintervall T' von Tx#1, Tx#3 und Tx#5 T/3. Daher kann die Radar-Vorrichtung 110 in einem Empfangsverfahren ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, auf das Sendeintervall T' = T/3 von Tx#1, Tx#3 und Tx#5 festlegen.
Wie zum Beispiel in 26C dargestellt, beträgt in einem Fall, in dem die Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, alle Antennen sind (ein Teiler von N = 6), wie etwa Tx#1 bis Tx#6, das Sendeintervall T' von Tx#1 bis Tx#6 T/6. Daher kann die Radar-Vorrichtung 110 in einem Empfangsverfahren ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, auf das Sendeintervall T' = T/6 von Tx#1 bis Tx#6 festlegen.
Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem ein Abtastintervall auf das Sendeintervall T jeder der Sendeantennen 1108 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v_max = λ/4T dargestellt. Hier gibt λ eine Wellenlänge einer Trägerfrequenz an, und T gibt ein Abtastintervall an.
Dagegen ist, wie beispielsweise in 26A, in einem Fall, in dem ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, auf das Sendeintervall T' = T/2 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v'_max = λ/4T' = 2v_max dargestellt. Ähnlich ist, wie beispielsweise in 26B, in einem Fall, in dem ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, auf das Sendeintervall T' = T/3 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v'_max = λ/4T' = 3v_max dargestellt. Ähnlich ist, wie beispielsweise in 26C, in einem Fall, in dem ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, auf das Sendeintervall T' = T/6 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v'_max = λ/4T' = 6v_max dargestellt.
Wie oben bei 26A, 26B und 26C erwähnt, sind Sendeintervalle von Radar-Sendesignalen, die von einer Vielzahl von Sendeantennen 1108 sequentiell ausgesendet werden, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, ein gleiches Intervall, und somit wird der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) zu einem Vielfachen eines Teilers von N oder N-mal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) auf Grundlage des Sendeintervalls T jeder Sendeantenne 1108. Daher kann die Radar-Vorrichtung 110 eine Doppler-Frequenz erhöhen, bei der eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst und somit das Auftreten von Mehrdeutigkeit einer Doppler-Frequenz verhindert werden kann.
Die Radar-Vorrichtung 110 sendet Radar-Sendesignale in einem vorgegebenen Sendemuster durch ein Verwenden einer Vielzahl von Sendeantennen 1108. Zum Beispiel wird ein Sendemuster (mit anderen Worten, ein durch ein Schaltsteuersignal angegebenes Schaltmuster) von Sendeantennen 1108, die Radar-Sendesignale zu einer Vielzahl von Sendezeiten (beispielsweise N-mal) innerhalb des Sendezyklus T senden, in jedem Sendezyklus T wiederholt. In der Radar-Vorrichtung 110 wird ein Sendemuster (mit anderen Worten, ein durch ein Schaltsteuersignal angegebenes Schaltmuster) von Sendeantennen 1108, die Radar-Sendesignale zu einer Vielzahl von Sendezeiten (beispielsweise N-mal) innerhalb des Sendezyklus T senden, in jedem Sendezyklus T wiederholt.
Als Nächstes ist hinsichtlich (Bedingung 1) ein spezifisches Beispiel einer Antennenanordnung gemäß der vorliegenden Ausführungsform beschrieben. Nachstehend sind als Beispiel ein Anordnungsbeispiel 1 und ein Anordnungsbeispiel 2 beschrieben, die spezifische Beispiele der Antennenanordnung sind.
<Anordnungsbeispiel 1>
Im Anordnungsbeispiel 1 ist ein Fall beschrieben, in dem Sendeantennen 1108 und eine Empfangsantenne 1202 in eindimensionaler Weise angeordnet sind.
27 stellt ein Beispiel einer Antennenanordnung bezüglich des Anordnungsbeispiels 1 dar.
In 27 beträgt die Anzahl Nt von Sendeantennen 1108 drei (beispielsweise Tx#1, Tx#2 und Tx#3), und die Anzahl Na von Empfangsantennen 1202 beträgt vier (beispielsweise Rx#1, Rx#2, Rx#3 und Rx#4).
In 27 ist beispielsweise ein Intervall zwischen Tx#1 und Tx#3 dasselbe wie das Intervall zwischen Rx#1 und Rx#4. In 27 ist beispielsweise ein Intervall zwischen Tx#3 und Tx#2 dasselbe wie das Intervall zwischen Rx#1 und Rx#3.
In diesem Fall sind, wie in 27 dargestellt, bei der virtuelle Empfangsgruppenanordnung (VA#1 bis VA#12 von N_t×N_a = 12) die aus Tx#1 und Rx#4 gebildete virtuelle Antenne VA#4, die aus Tx#2 und Rx#3 gebildete virtuelle Antenne VA#7 und die aus Tx#3 und Rx#1 gebildete virtuelle Antenne VA#9 so angeordnet, dass sie einander an einer identischen Position überlappen.
Zum Beispiel führt die Radar-Vorrichtung 110 ein Umschalten unter den Sendezeiten jeweiliger Sendeantennen 1108 so durch, dass Sendeintervalle der Sendeantennen Tx#2 und Tx#3 jeweils den virtuellen Antennen VA#7 und VA#9 entsprechen, die so angeordnet sind, dass sie einander an einer identischen Position überlappen, ein gleiches Intervall sind. Zum Beispiel stellt 28 Empfangszeiten (mit anderen Worten, Sendezeiten jeweiliger Sendeantennen 1108) von reflektierten Wellensignalen in jeweiligen virtuellen Antennen (VA#1 bis VA#12) in einem Fall dar, in dem Sendezeiten von Radar-Sendesignalen aufeinanderfolgendem Umschalten in derselben Weise unterzogen werden wie in 23 bei Tx#1, Tx#2 und Tx#3, die in 27 dargestellt sind.
Wie in 28 dargestellt, werden Radar-Sendesignale im Sendeintervall T' in einer Reihenfolge von Tx#1, Tx#2 und Tx#3 gesendet. Das Sendeintervall T des von jeder Sendeantenne 1108 gesendeten Radar-Sendesignals beträgt 3T' (das heißt, T' = T/3).
Daher werden in 28 in derselben Weise wie in 26C Radar-Sendesignale von Sendeantennen 1108 (beispielsweise Tx#1, Tx#2 und Tx#3), die virtuellen Antennen (VA#4, VA#7 und VA#9) entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, für alle Sendezeiten N = 3 der Radar-Sendesignale innerhalb des Sendezyklus T (beispielsweise T = T_r×N_t) jeder Sendeantenne 1108 gesendet.
Wie in 28 dargestellt, empfängt die Radar-Vorrichtung 110 reflektierte Wellensignale, die Radar-Sendesignalen entsprechen, die von Tx#1, Tx#2 und Tx#3 gesendet werden, in jeweiligen Sendeintervallen T'.
Hier liegt in 28 das Augenmerk auf den virtuellen Antennen VA#4, VA#7 und VA#9, deren Anordnungspositionen einander überlappen. Wie in 28 dargestellt, wird ein Empfangssignal durch eine beliebige der virtuellen Antennen VA#4, VA#7 und VA#9 in jedem Sendezyklus T' empfangen. Genauer empfängt die Radar-Vorrichtung 110 ein reflektiertes Wellensignal in VA#4 zur Sendezeit von Tx#1, empfängt ein reflektiertes Wellensignal in VA#7 zur Sendezeit von Tx#2 und empfängt ein reflektiertes Wellensignal in VA#9 zur Sendezeit von Tx#3. Mit anderen Worten, die Radar-Vorrichtung 110 kann ein reflektiertes Wellensignal in einer virtuellen Antenne an einer identischen Position zu jeder Sendezeit empfangen, ohne auf den Empfang eines reflektierten Wellensignals im Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108 zu warten. Die Radar-Vorrichtung 110 führt eine Doppler-Analyse durch ein Verwenden von in den virtuellen Antennen VA#4, VA#7 und VA#9 empfangenen Signalen durch.
Wie oben erwähnt, kann die Radar-Vorrichtung 110 ein reflektiertes Wellensignal in einer virtuellen Antenne, die an einer identischen Position angeordnet ist, in jedem Sendeintervall T' empfangen. Daher kann zum Beispiel in 28 die Radar-Vorrichtung 110 das Abtastintervall T' auf T' = T/3 an Anordnungspositionen der virtuellen Antennen VA#4, VA#7 und VA#9 festlegen.
Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem ein Abtastintervall auf das Sendeintervall T jeder der Sendeantennen 1108 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v_max = λ/4T dargestellt. Hier gibt λ eine Wellenlänge einer Trägerfrequenz an. Dagegen ist, wie in 28 dargestellt, in einem Fall, in dem ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen VA#4, VA#7 und VA#9 auf das Sendeintervall T' = T/3 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v'_max = λ/4T' = 3v_max dargestellt.
Folglich wird im Anordnungsbeispiel 1 der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) dreimal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T jeder Sendeantenne 1108.
<Anordnungsbeispiel 2>
Im Anordnungsbeispiel 2 ist ein Fall beschrieben, in dem Sendeantennen 1108 und eine Empfangsantenne 1202 in zweidimensionaler Weise angeordnet sind und eine Ankunftsrichtung in dreidimensionaler Weise geschätzt wird.
29 stellt ein Anordnungsbeispiel von zum Anordnungsbeispiel 2 gehörigen Sendeantennen 1108 dar, und 30 stellt ein Anordnungsbeispiel von zum Anordnungsbeispiel 2 gehörigen Empfangsantennen 1202 dar. 31 stellt ein Anordnungsbeispiel von virtuellen Empfangsgruppen dar, die aus in 29 dargestellten Sendeantennen und in 30 dargestellten Empfangsantennen 1202 gebildet sind.
In 29 beträgt die Anzahl Nt von Sendeantennen 1108 sechs (beispielsweise Tx#1 bis Tx#6), und in 30 beträgt die Anzahl Na von Empfangsantennen 1202 acht (Rx#1 bis Rx#8).
Wie in 29 und 30 dargestellt, sind die Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 in einer zweidimensionalen Weise in einer Richtung einer ersten Achse und einer Richtung einer zweiten Achse orthogonal zur ersten Achse angeordnet. Zum Beispiel ist eine in 29 dargestellte zweidimensionale Anordnungsbeziehung von Tx#2 und Tx#3 dieselbe wie eine in 30 dargestellte zweidimensionale Anordnungsbeziehung von Rx#8 und Rx#6.
In diesem Fall sind, wie in 31 dargestellt, in der virtuelle Empfangsgruppenanordnung (VA#1 bis VA#48 von N_t×N_a = 48) die aus Tx#2 und Rx#3 gebildete virtuelle Antenne VA#11 und die aus Tx#3 und Rx#2 gebildete virtuelle Antenne VA#18 so angeordnet, dass sie einander an einer identischen Position überlappen.
Zum Beispiel führt die Radar-Vorrichtung 110 ein Umschalten unter den Sendezeiten jeweiliger Sendeantennen 1108 so durch, dass die Sendeintervalle der Sendeantennen Tx#2 und Tx#3, die jeweils den virtuellen Antennen VA#11 und VA#18 entsprechen, die so angeordnet sind, dass sie einander an einer identischen Position überlappen, ein gleiches Intervall sind. 32 stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs jeder Sendeantenne 1108 für jede der in 31 dargestellten virtuellen Antennen (VA#1 bis VA#12) dar.
In 32 werden die Radar-Sendesignale in einer Reihenfolge von Tx#2, Tx#1, Tx#4, Tx#3, Tx#5 und Tx#6 im Sendezyklus T (beispielsweise T = 6Tr) jeder Sendeantenne 1108 gesendet. Daher betragen, wie in 32 dargestellt, die Sendeintervalle T' von Tx#2 und Tx#3 T/2 und sind somit ein gleiches Intervall. In 32 können die Sendeintervalle von Tx#2 und Tx#3 T/2 betragen, und eine Sendereihenfolge jeweiliger Sendeantennen 1108 ist nicht auf die in 32 dargestellte Reihenfolge beschränkt.
Daher werden in 32 in derselben Weise wie in 26A Radar-Sendesignale von Sendeantennen 1108 (beispielsweise Tx#2 und Tx#3), die virtuellen Antennen (VA#11 und VA#18) entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, zweimal gesendet, was ein Teiler von N der Sendezeiten N = 6 der Radar-Sendesignale im Sendezyklus T (beispielsweise T = T_r×N_t) jeder Sendeantenne 1108 ist.
Die Radar-Vorrichtung 110 empfängt reflektierte Wellensignale, die jeweils von Tx#2 und Tx#3, die VA#11 und VA#18 entsprechen, gesendeten Radar-Sendesignalen entsprechen, im Sendeintervall T/2 in den virtuellen Antennen VA#11 und VA#18, deren Anordnungspositionen einander überlappen. Mit anderen Worten, die Radar-Vorrichtung 110 kann ein reflektiertes Wellensignal in einer virtuellen Antenne an einer identischen Position in jedem Sendeintervall T' = T/2 empfangen, ohne auf den Empfang eines reflektierten Wellensignals im Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108 zu warten. Die Radar-Vorrichtung 110 führt eine Doppler-Analyse durch ein Verwenden von in den virtuellen Antennen VA#11 und VA#18 empfangenen Signalen durch.
Wie oben erwähnt, kann die Radar-Vorrichtung 110 ein reflektiertes Wellensignal in einer virtuellen Antenne, die an einer identischen Position angeordnet ist, in jedem Sendeintervall T' empfangen. Daher kann zum Beispiel in 32 die Radar-Vorrichtung 110 das Abtastintervall T' auf T' = T/2 an Anordnungspositionen der virtuellen Antennen VA#11 und VA#18 festlegen.
Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem ein Abtastintervall auf das Sendeintervall T jeder der Sendeantennen 1108 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v_max = λ/4T dargestellt. Hier gibt λ eine Wellenlänge einer Trägerfrequenz an. Dagegen ist, wie in 31 und 32 dargestellt, in einem Fall, in dem ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen VA#11 und VA#18 auf das Sendeintervall T' = T/2 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v'_max = λ/4T' = 2v_max dargestellt.
Folglich wird im Anordnungsbeispiel 2 der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) zweimal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T jeder Sendeantenne 1108.
Wie oben erwähnt, sind ein Anordnungsbeispiel 1 und ein Anordnungsbeispiel 2 der Antennenanordnung beschrieben.
Die Antennenanordnung (beispielsweise die Anzahl Nt oder Na der Antennen oder Anordnungspositionen) ist nicht auf die in 27, 29 und 30 dargestellten Beispiele beschränkt und kann eine Antennenanordnung sein, die die obige (Bedingung 1) erfüllt.
Hier ist beispielsweise die in 27 dargestellte virtuelle Empfangsgruppe ein teilweise leerer Zustand, bei dem eine Lücke zwischen VA#8 und VA#12 breiter ist als eine Lücke zwischen anderen virtuellen Antennen. In der vorliegenden Ausführungsform können beispielsweise die Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 so angeordnet sein, dass die Anzahl von Orten in einem teilweise leeren Zustand eins oder weniger in den virtuellen Empfangsgruppen beträgt. Folglich ist es möglich, eine Erhöhung eines Pegels (das heißt einen unzulässigen Pegel) einer Seitenkeule oder Gitterkeule aufgrund des teilweise leeren Zustands zu verhindern.
Andere Anordnungsbeispiele der Antennenanordnung sind weiter unten bei der Abwandlung 4 beschrieben.
Wie oben erwähnt, sind bei der vorliegenden Ausführungsform in der Radar-Vorrichtung 110 unter den virtuellen Empfangsgruppen, die eine Vielzahl von virtuellen Antennen enthalten, die durch ein Verwenden einer Vielzahl von Sendeantennen 1108 und einer Vielzahl von Empfangsantennen 1202 gebildet sind, Anordnungspositionen von mindestens zwei virtuellen Antennen untereinander dieselben. In der Radar-Vorrichtung 110 sind unter der Vielzahl von Sendeantennen 1108 Sendeintervalle von Radar-Sendesignalen von Sendeantennen 1108, die mindestens zwei virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen untereinander dieselben sind, auf ein identisches Intervall festgelegt.
Folglich kann die Radar-Vorrichtung 110 reflektierte Wellensignale in den virtuellen Antennen zu Sendezeiten der Vielzahl von Sendeantennen 1108 empfangen, die den virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen untereinander dieselben sind. Daher kann die Radar-Vorrichtung 110 ein Empfangsintervall in einer einzelnen virtuellen Antenne stärker reduzieren als ein Sendeintervall in einer einzelnen Sendeantenne 1108. Daher kann die Radar-Vorrichtung 110 ein Abtastintervall in der virtuellen Antenne reduzieren und kann somit einen Doppler-Frequenzbereich (oder den Relativgeschwindigkeitsmaximalwert) vergrößern.
In der Radar-Vorrichtung 110 sind Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 so angeordnet, dass die Anordnungspositionen von virtuellen Antennen, die jeweils Sendeantennen 1108 entsprechen, durch ein Verwenden der Vielzahl von Sendeantennen 1108 einander überlappen. Als Beispiel kann in 27 in einem Fall, in dem eine einzelne Sendeantenne (ein Zweig), wie etwa Tx#1, und vier Empfangsantennen (Rx#1 bis Rx#4) verwendet sind, wie oben beschrieben, ein Sendeintervall (das heißt, ein Abtastintervall) reduziert sein, aber eine Antennenaperturlänge ist eine Vier-Antennen-Länge. Dagegen sind bei der vorliegenden Ausführungsform drei Sendeantennen (drei Zweige), wie etwa Tx#1 bis Tx#3, und vier Empfangsantennen (Rx#1 bis Rx#4) verwendet, und somit kann ein Abtastintervall reduziert sein, und auch ist eine Antennenaperturlänge eine Zehn-Antennen-Länge.
Folglich ist es bei der vorliegenden Ausführungsform in der Radar-Vorrichtung 110 möglich, eine Vergrößerung des Doppler-Frequenzbereichs zu verwirklichen, während ein Antennenaperturbereich (oder eine Antennenaperturlänge) vergrößert ist, verglichen mit einem Fall des Verwendens einer einzelnen Sendeantenne.
Bei der vorliegenden Ausführungsform überlappen Anordnungspositionen virtueller Antennen einander, die einer Vielzahl von Sendeantennen 1108 entsprechen, und somit ist ein Empfangsintervall in den virtuellen Antennen reduziert, sodass ein Doppler-Frequenzbereich vergrößert ist. Daher ist es beispielsweise bei der vorliegenden Ausführungsform, da ein Elementintervall von Empfangsantennen 1202 nicht vergrößert ist, um einen Antennenaperturbereich sicherzustellen, möglich, das Auftreten einer Gitterkeule zu unterdrücken und somit eine Erhöhung bei der Falscherkennung (beispielsweise das Auftreten eines Geisterbildes) zu unterdrücken.
Wie oben erwähnt, ist es gemäß der vorliegenden Ausführungsform möglich, einen Doppler-Frequenzbereich (oder den Relativgeschwindigkeitsmaximalwert) zu vergrößern, bei dem kein Aliasing (mit anderen Worten, keine Mehrdeutigkeit) auftritt, und dabei ein Reduzieren eines Antennenaperturbereichs oder ein Vergrößern einer Gitterkeule zu unterdrücken. Folglich kann die Radar-Vorrichtung 110 ein Zielobjekt (beispielsweise eine Ankunftsrichtung) mit hoher Genauigkeit in einem breiteren Doppler-Frequenzbereich erfassen.
(Abwandlung 1 der Ausführungsform 8)
In einem Fall, in dem N Sendezeiten (das heißt die Anzahl der Male des Sendens) im Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108 vorhanden sind, beträgt das Sendeintervall (oder der Sendezyklus) T' jeder der Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, (1) einen Zyklus für die Anzahl von Malen des Sendens, die Teilern von N entsprechen, oder (2) den Zyklus der ganzen N Male des Sendens.
Bei der Abwandlung 1 ist ein Fall beschrieben, in dem die Anzahl Nt (beispielsweise M Male des Sendens) der Sendeantennen 1108 eine Primzahl ist und kein Teiler von N vorhanden ist.
Bei der Abwandlung 1 ist in einem Fall, in dem Nt eine Primzahl ist, beispielsweise eine Zahl, die keine Primzahl und größer als Nt ist, als N festgelegt. Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem Nt 5 ist, „6“, was ein Wert (N_t+1) ist, der um 1 größer als Nt ist, als N festgelegt. Sendeintervalle zwischen Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, können zu einem gleichen Intervall gemacht sein.
In einem Fall, in dem Radar-Sendesignale von Sendeantennen 1108 gesendet werden, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander zu allen N Sendezeiten innerhalb des Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108 überlappen (siehe beispielsweise 26C), kann N sogar auf N_t festgelegt sein, wenn Nt eine Primzahl ist (beispielsweise Nt = 5). Dies deshalb, weil, sogar wenn N gleich Nt ist, Sendeintervalle zwischen Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, zu einem gleichen Intervall gemacht sein können.
Daher ist beispielsweise in einem Fall, in dem Nt gleich 5 ist, der Sendezyklus T' jeder aus einer Vielzahl von Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, entweder ein einzelner Zyklus für die Anzahl von Malen des Sendens, die einem Teiler (das heißt, 2 oder 3) von N = 6 innerhalb eines Sendezyklus T entspricht, oder Nt Zyklen für N = Nt = 5.
33 stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs in einem Fall dar, in dem die Anzahl von Malen des Sendens der Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander innerhalb eines Sendezyklus T überlappen, zwei beträgt (Sendezyklus T' = T/2) bei Nt = 5. In 33 sind die Sendeantennen Tx#1 und Tx#4 Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen.
In dem in 33 dargestellten Beispiel beträgt die Anzahl von Malen des Sendens innerhalb des Sendezyklus T sechs (=N_t+1) bezüglich Nt = 5 (Primzahl). Daher sind in 33 Sendeintervalle T' zweier Sendeantennen 1108, wie etwa Tx#1 und Tx#4, ein gleiches Intervall wie T/2. In 33 sendet als Beispiel Tx#5 ein Radar-Sendesignal zweimal innerhalb eines Sendezyklus T. Jedoch kann in einem Fall, in dem Sendezeiten der Sendeantennen Tx#1 und Tx#4 in einem gleichen Intervall vorgesehen sind, in einem Sendemuster innerhalb des Sendezyklus T die Sendeantenne 1108, die ein Radar-Sendesignal eine Vielzahl von Malen sendet, eine andere Sendeantenne 1108 (beispielsweise Tx#2 oder Tx#3) als Tx#5 sein.
Gemäß der Abwandlung 1 können, sogar in einem Fall, in dem die Anzahl Nt der Sendeantennen 1108 eine Primzahl ist, Sendeintervalle von Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, zu einem gleichen Intervall gemacht sein. Daher kann in derselben Weise wie in der vorliegenden Ausführungsform ein Doppler-Frequenzbereich (Relativgeschwindigkeitsmaximalwert) vergrößert sein, und die Radar-Vorrichtung 110 kann eine Verringerung des Doppler-Frequenzbereichs unterdrücken, in dem eine Doppler-Frequenz ohne Aliasing erfasst werden kann, und kann somit eine Ankunftsrichtung mit hoher Genauigkeit schätzen.
Bei 33 ist ein Fall beschrieben, in dem Nt gleich 5 ist, aber dasselbe gilt für Fälle, in denen Werte von Nt andere Primzahlen sind. Bei 33 ist ein Fall beschrieben, in dem bei Nt = 5 N = Nt + 1 gesetzt ist, aber N ist nicht auf einen Wert beschränkt, der erhalten ist durch ein Addieren von 1 zu Nt.
In 33 ist als Beispiel ein Fall beschrieben, in dem eine Anzahl von Malen des Sendens auf zwei gesetzt ist, was ein Teiler von N bei N = Nt + 1 = 6 ist, aber die Anzahl von Malen des Sendens kann drei sein, was ein weiterer Teiler ist, und kann Nt sein.
Zum Beispiel können bei N > Nt in einem Fall, in dem die Anzahl von Malen des Sendens von Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, drei oder mehr innerhalb des Sendezyklus T beträgt, in einem Sendemuster der Sendeantenne 1108 innerhalb des Sendezyklus T die Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, auf Sendeantennen 1108 festgelegt sein, die ein Radar-Sendesignal eine Vielzahl von Malen (zwei oder mehr Male) senden.
34A stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs in einem Fall, in dem die Anzahl von Malen des Sendens von Sendeantennen (beispielsweise Tx#1 und Tx#4), die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, drei innerhalb des Sendezyklus T beträgt, bei Nt = 5 und N = 6 als Beispiel von N > Nt dar. In 34A ist in einem Sendemuster (oder Schaltmuster) innerhalb des Sendezyklus T die Anzahl von Sendezeiten von Tx#1 auf zwei festgelegt, und die Anzahl von Sendezeiten von Tx#4 ist auf eine festgelegt.
Zum Beispiel kann bei N > Nt in einem Fall, in dem die Anzahl von Malen des Sendens von Sendeantennen, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, innerhalb des Sendezyklus T drei oder mehr beträgt, in einem Sendemuster der Sendeantenne 1108 innerhalb des Sendezyklus T die Sendeantenne 1108, die ein Radar-Sendesignal eine Vielzahl von Malen sendet, eine andere Sendeantenne als eine Sendeantenne sein, die dem Schwerpunkt der Anordnung einer Vielzahl von Sendeantennen 1108 am fernsten liegt. Zum Beispiel kann die Sendeantenne 1108, die ein Radar-Sendesignal eine Vielzahl von Malen sendet, eine Sendeantenne um die Mitte der Anordnung einer Vielzahl von Sendeantennen 1108 sein.
34B stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs in einem Fall, in dem die Anzahl von Malen des Sendens von Sendeantennen (beispielsweise Tx#3 und Tx#4), die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, drei innerhalb des Sendezyklus T beträgt, bei Nt = 5 und N = 6 als Beispiel von N > Nt dar. In 34B ist die Sendeantenne Tx#3 eine in der Mitte der Sendeantennen Tx#1 bis Tx#5 angeordnete Sendeantenne (oder eine andere Sendeantenne als eine dem Schwerpunkt am fernsten liegende Sendeantenne). Mit anderen Worten, die Sendeantenne Tx#3 ist eine Sendeantenne, die eine virtuelle Antenne um die Mitte bei der Anordnung virtueller Antennen bildet. In einem Fall von 34B beträgt die Anzahl von Sendezeiten von Tx#3 zwei, und die Anzahl von Sendezeiten der Sendeantenne Tx#4 beträgt eins. Folglich kann die Radar-Vorrichtung 110 aufgrund eines Fenstereffekts eine Seitenkeule bei einem Winkelprofil während der Richtungsschätzung reduzieren.
(Abwandlung 2 der Ausführungsform 8)
Bei der Abwandlung 2 ist ein Fall beschrieben, bei dem ein durch eine Strahlformung unter Verwendung einer Vielzahl von Antennen (einer Vielzahl von Sendeantennen 1108 oder einer Vielzahl von Empfangsantennen 1202) erhaltenes Signal als ein reales Signal behandelt wird, dessen Phasenmitte verschieden ist von derjenigen eines Signals jeder Antenne.
35 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich der Abwandlung 2 dar.
In 35 beträgt die Anzahl Nt von Sendeantennen 1108 drei (beispielsweise Tx#1, Tx#2 und Tx#3), und die Anzahl Na von Empfangsantennen 1202 beträgt zwei (beispielsweise Rx#1 und Rx#2). Jedoch sind die Werte von Nt und Na nicht auf die in 35 dargestellten Beispiele beschränkt.
Zum Beispiel sind Antennenelemente der Sendeantennen 1108 und der Empfangsantennen 1202 in einem ganzzahligen Vielfachen des Intervalls d angeordnet. In 35 sind Tx#1, Tx#2 und Tx#3 so angeordnet, dass sie voneinander um das Intervall 2d getrennt sind, und Rx#1 und Rx#2 sind so angeordnet, dass sie voneinander um das Intervall 3d getrennt sind. Das Intervall d beträgt ungefähr eine halbe Wellenlänge, und beispielsweise ist d gleich 0,5λ.
Bei der Abwandlung 2 steuert die Radar-Vorrichtung 110 die Phasen von Tx#2 und Tx#3 in den in 35 dargestellten Sendeantennen 1108, führt ihnen Leistung zu und formt so einen Strahl (das heißt, führt eine Antennenkombination durch) durch ein Verwenden zweier Elemente, wie etwa Tx#2 und Tx#3. In 35 liegt eine Phasenmitte der beiden Elemente zwischen Tx#2 und Tx#3. Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem Tx#2 und Tx#3 eine identische Leistung zugeführt wird, eine Phasenmitte der beiden Elemente ein Mittelpunkt zwischen Tx#2 und Tx#3, wie in 35 dargestellt.
In 35 ist das Intervall 3d zwischen dem Phasenmittelpunkt (beispielsweise einer Phasenmitte der kombinierten Antennen) der beiden Elemente, wie etwa Tx#2 und Tx#3 sowie Tx#1 dasselbe wie ein Intervall 3d zwischen Rx#1 und Rx#2.
In diesem Fall sind, wie in 35 dargestellt, in den virtuellen Empfangsgruppen eine virtuelle Antenne (mit anderen Worten, eine der Antennenkombination entsprechende virtuelle Antenne), die aus den kombinierten Antennen Tx#2 und Tx#3 sowie Rx#1 gebildet ist, und eine aus Tx#1 und Rx#2 gebildete virtuelle Antenne VA#2 so angeordnet, dass sie einander an einer identischen Position überlappen. Zwei Empfangssignale sind an der Position vorhanden, wo die beiden virtuellen Antennen so angeordnet sind, dass sie einander überlappen.
Bei der Abwandlung 2 führt der Radar-Sender 1100 ein Umschaltern unter Sendezeiten jeweiliger Sendeantennen 1108 so durch, dass Sendeintervalle von Tx#1 und den kombinierten Antennen Tx#2 und Tx#3, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, ein gleiches Intervall sind.
36 stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs in der in 35 dargestellten Antennenanordnung dar. Der Sendezeitverlauf ist nicht auf das in 36 dargestellte Beispiel beschränkt, und Sendezeitverläufe von Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, können mit konstanten Intervallen festgelegt sein.
In 36 beträgt ein Sendeintervall (Sendezyklus) jeder der Sendeantennen 1108, wie etwa Tx#1, Tx#2 und Tx#3, T = 4T_r. Wie in 36 dargestellt, beträgt ein Intervall zwischen einer Sendezeit von Tx#1 und einer Sendezeit (das heißt, einer Zeit, zu der Tx#2 und Tx#3 ein gleichzeitiges Senden durchführen) der kombinierten Antennen (Tx#2+Tx#3) von Tx#2 und Tx#3 T' = 2T_r . Daher sind, wie in 36 dargestellt, die Sendeintervalle T' von Tx#1 und den kombinierten Antennen Tx#2 und Tx#3 ein gleiches Intervall von 2T_r = T/2.
In einem Fall von 36 empfängt die Radar-Vorrichtung 110 reflektierte Wellensignale in jedem Sendezyklus T' = 2T_r in den virtuellen Antennen, deren Anordnungspositionen einander in 35 überlappen. Der Radar-Empfänger 1200 führt im Doppler-Analysator 1212 eine Doppler-Analyse durch ein Verwenden von Empfangssignalen durch, die jeweils durch zwei virtuelle Antennen empfangen werden, deren Anordnungspositionen einander in 35 überlappen.
Wie oben erwähnt, kann die Radar-Vorrichtung 110 ein reflektiertes Wellensignal in einer virtuellen Antenne, die an einer identischen Position angeordnet ist, in jedem Sendeintervall T' empfangen. Daher kann zum Beispiel in 36 die Radar-Vorrichtung 110 das Abtastintervall T' auf T' = T/2 in virtuellen Antennen festlegen, die an identischen Positionen angeordnet sind.
Zum Beispiel ist, wie in 36 dargestellt, in einem Fall, in dem ein Abtastintervall auf das Sendeintervall T = 4T_r jeder der Sendeantennen 1108 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v_max = λ/4T dargestellt. Hier gibt λ eine Wellenlänge einer Trägerfrequenz an. Dagegen ist, wie in 36 dargestellt, in einem Fall, in dem ein Abtastintervall in den virtuellen Antennen, die einem Sendeintervall (2T_r) von Tx#1 und den kombinierten Antennen Tx#2 und Tx#3 entsprechen, auf das Sendeintervall T' = 2T_r = T/2 festgelegt ist, der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert durch v'_max = λ/4T' = 2v_max dargestellt.
Folglich wird in 35 der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) zweimal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T jeder Sendeantenne 1108. Mit anderen Worten, ein Doppler-Frequenzbereich (eine Relativgeschwindigkeit), bei dem kein Aliasing auftritt, wird zweimal so groß, verglichen mit einem Fall, in dem virtuelle Empfangsgruppen einander nicht überlappen.
Daher kann in der Abwandlung 2 die Radar-Vorrichtung 110 einen Doppler-Frequenzbereich (Relativgeschwindigkeitsmaximalwert) vergrößern, in dem kein Aliasing auftritt (mit anderen Worten, keine Mehrdeutigkeit auftritt), und kann somit eine Ankunftsrichtung mit hoher Genauigkeit schätzen, verglichen mit einem Fall, in dem virtuelle Antennen einander in virtuellen Empfangsgruppen nicht überlappen.
Bei der Abwandlung 2 senden unter einer Vielzahl von (beispielsweise drei oder mehr) Sendeantennen 1108 mindestens zwei Sendeantennen 1108 gleichzeitig Radar-Sendesignale. Folglich ist eine Anordnungsposition einer virtuellen Antenne auf Grundlage eines Phasenmittelpunkts von mindestens zwei Sendeantennen 1108 definiert. Daher überlappen, verglichen mit der Ausführungsform, virtuelle Antennen, die jeweils aus Sendeantennen 1108 gebildet sind, einander möglicherweise nicht. Zum Beispiel überlappen in 35 die virtuellen Antennen VA#1 bis VA#6, die aus Kombinationen von Tx#1 bis Tx#3 und Rx#1 und Rx#2 gebildet sind, einander nicht. In der oben beschriebenen Weise ist es bei der Abwandlung 2 möglich, einen Doppler-Frequenzbereich (oder den Relativgeschwindigkeitsmaximalwert) zu vergrößern, ohne eine Aperturlänge einer virtuellen Antenne zu reduzieren.
Da beispielsweise die in 35 dargestellte Antennenkombination von Tx#2 und Tx#3 eine Kombination von Antennenelementen ist, deren Phasenmitten um eine oder mehrere Wellenlängen getrennt sind, sieht ein durch die Antennenkombination von Tx#2 und Tx#3 gebildeter kombinierter Strahl einen reduzierten Hauptkeulenstrahl vor und ist an einen engen Bereich anpassbar. Zum Beispiel ist die Abwandlung 2 an einen Fall angepasst, in dem ein Objekt mit einer hohen Relativgeschwindigkeit in einem engen Bereich erfasst werden soll, wie etwa ein schnelles Objekt auf einer Schnellstraße.
Bei 35 ist eine Antennenkombination (gleichzeitiges Senden) einer Vielzahl von Sendeantennen 1108 beschrieben, aber dies ist nur ein Beispiel, und Empfangssignale von einer Vielzahl von (beispielsweise drei oder mehr) Empfangsantennen 1202 können miteinander kombiniert werden.
37 stellt ein Beispiel dar, in dem Empfangssignale von einer Vielzahl von Empfangsantennen 1202 miteinander kombiniert werden.
In 37 beträgt die Anzahl Nt von Sendeantennen 1108 zwei (beispielsweise Tx#1 und Tx#2), und die Anzahl Na von Empfangsantennen 1202 beträgt drei (beispielsweise Rx#1, Rx#2 und Rx#3). Jedoch sind die Werte von Nt und Na nicht auf die in 37 dargestellten Beispiele beschränkt.
Zum Beispiel sind Antennenelemente der Sendeantennen 1108 und der Empfangsantennen 1202 in einem ganzzahligen Vielfachen des Intervalls d angeordnet. In 37 sind Tx#1 und Tx#2 so angeordnet, dass sie voneinander um das Intervall 3d getrennt sind, und Rx#1, Rx#2 und Rx#3 sind so angeordnet, dass sie voneinander um das Intervall 2d getrennt sind. Das Intervall d beträgt ungefähr eine halbe Wellenlänge, und beispielsweise ist d gleich 0,5λ.
In 37 kombiniert die Radar-Vorrichtung 110 die Empfangssignale von Rx#1 und Rx#2 miteinander. Zum Beispiel ist, wie in 37 dargestellt, in einem Fall, in dem eine Phasenmitte der beiden Elemente Rx#1 und Rx#2 ein Mittelpunkt zwischen Rx#1 und Rx#2 ist.
In 37 ist das Intervall 3d zwischen dem Phasenmittelpunkt (beispielsweise einer Phasenmitte der kombinierten Antennen) der beiden Elemente, wie etwa Rx#1 und Rx#2, sowie Rx#3 dasselbe wie ein Intervall 3d zwischen Tx#1 und Tx#2.
In diesem Fall sind, wie in 37 dargestellt, in den virtuellen Empfangsgruppen eine virtuelle Antenne (mit anderen Worten, eine der Antennenkombination entsprechende virtuelle Antenne), die aus den kombinierten Antennen aus Rx#1 und Rx#2 sowie Tx#2 gebildet ist, und eine aus Tx#1 und Rx#3 gebildete virtuelle Antenne VA#3 so angeordnet, dass sie einander an einer identischen Position überlappen. Zwei Empfangssignale sind an der Position vorhanden, wo die beiden virtuellen Antennen so angeordnet sind, dass sie einander überlappen.
Bei der Abwandlung 2 führt der Radar-Sender 1100 ein Umschaltern unter Sendezeiten jeweiliger Sendeantennen 1108 so durch, dass Sendeintervalle von Tx#1 und Tx#2, die virtuellen Antennen entsprechen, deren Anordnungspositionen einander überlappen, ein gleiches Intervall sind. Der Radar-Empfänger 1200 kombiniert die bei Rx#1 und Rx#2 empfangenen reflektierten Wellensignale miteinander. Folglich ist eine Anordnungsposition einer virtuellen Antenne auf Grundlage eines Phasenmittelpunkts zwischen Rx#1 und Rx#2 definiert.
In derselben Weise wie bei 35 ist es bei 37 auch möglich, einen Doppler-Frequenzbereich (oder den Relativgeschwindigkeitsmaximalwert) zu vergrößern, ohne eine Aperturlänge einer virtuellen Antenne zu reduzieren.
Hier ist ein Verfahren des gleichzeitigen Sendens von Radar-Sendesignalen von zwei Sendeantennen 1108 und ein Verfahren des miteinander Kombinierens von Empfangssignalen in zwei Empfangsantennen 1202 als ein Antennenkombinierverfahren beschrieben, aber bei dem Antennenkombinierverfahren können drei oder mehr Sendeantennen 1108 oder drei oder mehr Empfangsantennen 1202 verwendet werden.
(Abwandlung 3 der Ausführungsform 8)
Jede der Sendeantennen 1108 und jede der Empfangsantennen 1202 kann aus Untergruppenantennen gebildet sein.
38 und 39 stellen Beispiele eines Falls dar, in dem dieselbe Antennenanordnung wie die in 29 dargestellte Anordnung von Sendeantennen 1108 und die in 30 dargestellte Anordnung von Empfangsantennen 1202 durch Untergruppenantennen verwirklich sind.
Zum Beispiel kann ein System (ein einzelnes Antennenelement) aus Sendeantenne 1108 und Empfangsantenne 1202 durch ein Verwenden von Untergruppenantennen gebildet sein, indem eine Aperturlänge auf das Ausmaß erweitert ist, bei dem benachbarte Antennen nicht in physischen Konflikt miteinander kommen, mit einem Punkt in einer Ebene mit einer ersten Achse und einer zweiten Achse, dargestellt in 29 und 30, als Phasenmitte. Folglich ist eine Strahlbreite reduziert, und somit kann ein hoher Antennengewinn erhalten werden. Eine Seitenkeule kann durch ein Anwenden einer Gruppengewichtung auf eine Untergruppenantenne unterdrückt werden.
Zum Beispiel kann, wie in 38 dargestellt, ein einzelnes Antennensystem aus Untergruppenantennen gebildet sein, die vier Elementen in der zweiten Achsenrichtung entsprechen. In einem Fall, in dem ein Sichtfeld (FOV) der Radar-Vorrichtung 110 breit in einer horizontalen Richtung und schmal in einer vertikalen Richtung ist, ist es vorzuziehen, dass eine Strahlcharakteristik eines Systems von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 auch in derselben Weise einen breiten Winkel in der horizontalen Richtung und einen schmalen Winkel in der vertikalen Richtung aufweist. Daher kann es, wie in 38 dargestellt, eine Anordnung geben, in der Untergruppenantennen in der vertikalen Richtung (beispielsweise der zweiten Achsenrichtung) angeordnet sind. Es kann eine Anordnung anstelle der in 38 dargestellten Antennenanordnung geben, in der Elemente in der horizontalen Richtung (beispielsweise der ersten Achsenrichtung) angeordnet sind. Wie oben erwähnt, ist ein System der Sendeantenne und der Empfangsantenne vorzugsweise aus Untergruppenantennen gebildet, die bewirken, dass eine für ein Sichtfeld der Radar-Vorrichtung 110 geeignete Strahlcharakteristik gebildet wird.
In 38 ist ein Fall beschrieben, in dem alle Antennenelemente aus ähnlichen Untergruppenantennen gebildet sind, aber dies ist nur ein Beispiel. Zum Beispiel kann eine Anordnung jedes Antennenelements innerhalb des Bereichs geändert werden, in dem benachbarte Antennen einander nicht stören.
Zum Beispiel ist, wie in 39 dargestellt, jedes Element der Sendeantennen 1108 aus einer Untergruppe aus acht Elementen gebildet, enthaltend zwei Elemente in der ersten Achsenrichtung und vier Elemente in der zweiten Achsenrichtung. Wie in 39 dargestellt, ist unter den Empfangsantennen 1202 jede aus Rx#4, Rx#6 und Rx#7 aus einer Untergruppe aus 24 Elementen gebildet, enthaltend drei Elemente in der ersten Achsenrichtung und acht Elemente in der zweiten Achsenrichtung, und ist jede aus Rx#1, Rx#2, Rx#3, Rx#5 und Rx#8 aus einer Untergruppe aus vier Elementen gebildet, enthaltend ein Element in der ersten Achsenrichtung und vier Elemente in der zweiten Achsenrichtung. Bei der in 39 dargestellten Antennenanordnung weist beispielsweise, verglichen mit der in 38 dargestellten Antennenanordnung, eine Strahlcharakteristik eines Antennensystems einen schmalen Winkel auf, und somit ist ein Sichtfeld (FOV) eingeengt. Folglich ist in der Radar-Vorrichtung 110 mit der in 39 dargestellten Antennenanordnung ein Antennengewinn in einer Vorwärtsrichtung verbessert, und somit kann ein Signal-Rauschverhältnis (SRV) verbessert sein.
Wie in 29, 30, 38 oder 39 dargestellt, kann ein künstliches Antennenelement für Sendeantennen 1108 (Antennenelemente) und Empfangsantennen 1202 (Antennenelemente) vorgesehen sein, die in einem ungleichen Intervall angeordnet sind. Zum Beispiel kann in 38 ein künstliches Antennenelement in einem Bereich rechts von Rx#1 oder einem Bereich links von Rx#8 vorgesehen sein. Das künstliche Antennenelement ist vorgesehen, und somit ist es möglich, einen Effekt des Vereinheitlichens des Einflusses elektrischer Kenngrößen zu erreichen, wie etwa Strahlung einer Antenne, Impedanzanpassung oder Trennung.
(Abwandlung 4 der Ausführungsform 8)
Bei der Abwandlung 4 sind bezüglich der Antennenanordnung der Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 zusätzlich zum Anordnungsbeispiel 1 und zum Anordnungsbeispiel 2 andere Anordnungsbeispiele beschrieben. Die unten beschriebenen Antennenanordnungsbeispiele (beispielsweise die Anzahl der Antennen oder eine Antennenanordnungsposition) sind nur Beispiele, und es gibt keine Einschränkung dafür.
Ein in 40 bis 43, 45 und 47 bis 50 dargestelltes Intervall von einer Einheit ist durch „d“ angegeben. Jedoch kann d verschiedene Werte in einer ersten Achse und einer zweiten Achse aufweisen.
(Anordnungsbeispiel 3: Beispiel von Nt = 6 und Na = 8)
Im Anordnungsbeispiel 3 ist ein Antennenanordnungsbeispiel in einem Fall beschrieben, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen 1108 sechs (beispielsweise Tx#1 bis Tx#6) beträgt, und die Anzahl Na = 8 von Empfangsantennen 1202 acht (beispielsweise Rx#1 bis Rx#8) beträgt. Beim Anordnungsbeispiel 3 ist eine aus der Sendeantenne 1108 und der Empfangsantenne 1202 eine eindimensionale lineare Gruppe, und die andere davon ist eine zweidimensionale ebene Gruppe.
<Anordnungsbeispiel 3-1>
40 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich des Anordnungsbeispiels 3-1 dar.
In 40 sind beispielsweise Tx#1 bis Tx#6 linear im Intervall d in der ersten Achsenrichtung angeordnet. In 40 sind Rx#1 bis Rx#4 und Rx#5 bis Rx#8 jeweils im Intervall d in der zweiten Achsenrichtung angeordnet, und ein Satz von Rx#1 bis Rx#4 und ein Satz von Rx#5 bis Rx#8 sind im Intervall 3d in der ersten Achsenrichtung angeordnet.
In diesem Fall überlappen, wie in 40 dargestellt, in der virtuellen Empfangsgruppenanordnung (den virtuellen Antennen aus N_t×N_a = 48) die virtuellen Antennen, die Tx#1 und Tx#4 entsprechen, die virtuellen Antennen, die Tx#2 und Tx#5 entsprechen, und die virtuellen Antennen, die Tx#3 und Tx#6 entsprechen, einander jeweils an vier Stellen in der zweiten Achsenrichtung. In 40 beträgt die Anzahl überlappender virtueller Antennen an jeder Anordnungsposition zwei (auch als „eine Überlappung“ bezeichnet).
Wie oben erwähnt, ist eine Vielzahl von virtuellen Antennen, die mindestens einer Sendeantenne 1108 (in 40 beispielsweise Tx#1 bis Tx#6) entsprechen, so angeordnet, dass sie virtuelle Antennen, die anderen Sendeantennen 1108 entsprechen, an einer Vielzahl von Positionen überlappen. Folglich kann die Radar-Vorrichtung 110 die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines Empfangssignals durch ein Verwenden von Empfangssignalen verbessern, die durch die virtuellen Antennen an der Vielzahl von Anordnungspositionen empfangen werden.
<Anordnungsbeispiel 3-2>
41 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich des Anordnungsbeispiels 3-2 dar.
Verglichen mit der Antennenanordnung des Anordnungsbeispiels 3-1 (40) stellt 41 eine Antennenanordnung dar, in der in den Empfangsantennen 1202 ein Antennenintervall in der ersten Achsenrichtung dasselbe ist, und Anordnungspositionen von Rx#2, Rx#4, Rx#6 und Rx#8 um das Intervall d in der ersten Achsenrichtung nach rechts abweichen. In der in 41 dargestellten Antennenanordnung ist in derselben Weise wie in 40 eine virtuelle Antenne, die jeder Sendeantenne 1108 entspricht, so angeordnet, dass sie virtuelle Antennen überlappt, die anderen Sendeantennen an einer Vielzahl von Anordnungspositionen entsprechen, und somit kann die Radar-Vorrichtung 110 die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines Empfangssignals verbessern.
<Anordnungsbeispiel 3-3>
42 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich des Anordnungsbeispiels 3-3 dar.
In 42 sind in den Sendeantennen 1108 Tx#1 bis Tx#3 und Tx#4 bis Tx#6 jeweils im Intervall d in der zweiten Achsenrichtung angeordnet, und ein Satz aus Tx#1 bis Tx#3 und ein Satz aus Tx#4 bis Tx#6 sind im Intervall 4d in der ersten Achsenrichtung angeordnet. In 42 sind Rx#1 bis Rx#8 beispielsweise linear im Intervall d in der ersten Achsenrichtung angeordnet.
In diesem Fall überlappen, wie in 42 dargestellt, in der virtuellen Empfangsgruppenanordnung (den virtuellen Antennen aus N_t×N_a = 48) die virtuellen Antennen, die Tx#1 und Tx#4 entsprechen, die virtuellen Antennen, die Tx#2 und Tx#5 entsprechen, und die virtuellen Antennen, die Tx#3 und Tx#6 entsprechen, einander jeweils an vier Stellen in der ersten Achsenrichtung. In 42 beträgt die Anzahl überlappender virtueller Antennen an jeder Anordnungsposition zwei (eine Überlappung).
Wie oben erwähnt, ist eine Vielzahl von virtuellen Antennen, die mindestens einer Sendeantenne 1108 (in 42 beispielsweise Tx#1 bis Tx#6) entsprechen, so angeordnet, dass sie virtuelle Antennen, die anderen Sendeantennen 1108 entsprechen, an einer Vielzahl von Positionen überlappen. Folglich kann die Radar-Vorrichtung 110 die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines Empfangssignals durch ein Verwenden von Empfangssignalen verbessern, die durch die virtuellen Antennen an der Vielzahl von Anordnungspositionen empfangen werden.
<Anordnungsbeispiel 3-4>
43 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich des Anordnungsbeispiels 3-4 dar.
Verglichen mit der Antennenanordnung des Anordnungsbeispiels 3-3 (42), stellt 43 eine Antennenanordnung dar, bei der in den Sendeantennen 1108 ein Antennenintervall in der ersten Achsenrichtung dasselbe ist, Anordnungspositionen von Tx#2 und Tx#5 nach rechts um das Intervall d in der ersten Achsenrichtung abweichen und Anordnungspositionen von Tx#3 und Tx#6 nach rechts um das Intervall 2d in der ersten Achsenrichtung abweichen. In der in 43 dargestellten Antennenanordnung ist in derselben Weise wie in 42 eine virtuelle Antenne, die jeder Sendeantenne 1108 entspricht, so angeordnet, dass sie virtuelle Antennen überlappt, die anderen Sendeantennen an einer Vielzahl von Anordnungspositionen entsprechen, und somit kann die Radar-Vorrichtung 110 die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines Empfangssignals verbessern.
Wie oben erwähnt, sind Anordnungsbeispiel 3-1 bis Anordnungsbeispiel 3-4 beschrieben.
44 stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs jeder der Sendeantennen 1108 (Tx#1 bis Tx#6) im Anordnungsbeispiel 3 dar (siehe beispielsweise 40 bis 43).
Wie in 44 dargestellt, beträgt der Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108, wie etwa Tx#1 bis Tx#6, 6T_r. Wie in 44 dargestellt, beträgt der Sendezyklus T' jedes Satzes (beispielsweise Tx#1 und Tx#4, Tx#2 und Tx#5 und Tx#3 und Tx#6) der Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, die an einer identischen Position angeordnet sind, 3T_r. Mit anderen Worten, der Sendezyklus T' eines Satzes von Sendeantennen 1108, die virtuelle Antennen bilden, die an einer identischen Position angeordnet sind, beträgt T/2.
Daher wird gemäß der Antennenanordnung des Anordnungsbeispiels 3 der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) zweimal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T jeder Sendeantenne 1108.
(Anordnungsbeispiel 4: Beispiel von Nt = 6 und Na = 8)
Im Anordnungsbeispiel 4 ist ein Antennenanordnungsbeispiel in einem Fall beschrieben, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen 1108 sechs (beispielsweise Tx#1 bis Tx#6) beträgt, und die Anzahl Na von Empfangsantennen 1202 acht beträgt. Im Anordnungsbeispiel 4 sind sowohl die Sendeantenne 1108 als auch die Empfangsantenne 1202 zweidimensionale ebene Gruppen.
45 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich des Anordnungsbeispiels 4 dar.
In 45 sind ein Satz aus Tx#2 und Tx#3 und ein Satz aus Tx#4 und Tx#5 so angeordnet, dass sie voneinander durch das Intervall 2d in der ersten Achsenrichtung getrennt sind. Tx#3 und Tx#5 sind so angeordnet, dass sie durch das Intervall d in der ersten Achsenrichtung getrennt sind und durch das Intervall 2d in der zweiten Achsenrichtung bezüglich Tx#1 getrennt sind. Ähnlich sind Tx#2 und Tx#4 so angeordnet, dass sie durch das Intervall d in der ersten Achsenrichtung getrennt sind und durch das Intervall 2d in der zweiten Achsenrichtung bezüglich Tx#6 getrennt sind. In 45 sind zwei Sätze von vier Antennenelementen (ein Satz aus Rx#1 bis Rx#4 und ein Satz aus Rx#5 bis Rx#8), die so angeordnet sind, dass sie um das Intervall d voneinander in der ersten Achsenrichtung getrennt sind, so angeordnet, dass sie um das Intervall 2d voneinander in der zweiten Achsenrichtung getrennt sind.
In diesem Fall sind, wie in 45 dargestellt, in der virtuellen Empfangsgruppenanordnung (den virtuellen Antennen aus N_t×N_a = 48), virtuelle Antennen, die jeder aus Tx#1 und Tx#3, Tx#2 und Tx#4, Tx#3 und Tx#5, Tx#4 und Tx#6, Tx#1 und Tx#5 sowie Tx#2 und Tx#6 entsprechen, an einer identischen Position in einer Überlappung angeordnet. Virtuelle Antennen, die jedem aus einem Satz aus Tx#1, Tx#3 und Tx#5 und einem Satz aus Tx#2, Tx#4 und Tx#6 entsprechen, sind an einer identischen Position an zwei Stellen in zwei Überlappungen angeordnet.
In 45 sind virtuelle Empfangsgruppen in zwei Überlappungen in der Mitte angeordnet, und virtuelle Antennen in einer Überlappung und virtuelle Antennen in keiner Überlappung sind radial angeordnet. Daher ist die in 45 dargestellte virtuelle Empfangsgruppenanordnung eine Anordnung, in der die Empfangsleistung proportional höher wird als die Empfangsleistung der Mitte der virtuellen Empfangsgruppen. Wie oben erwähnt, ist eine räumliche Verteilung, wie etwa eine Fensterfunktion, erhalten, und somit ist ein Seitenkeulenpegel in einer durch die Gruppen gebildeten Strahlcharakteristik reduziert, sodass eine Gefahr einer Falscherkennung reduziert ist, verglichen mit einem Fall, in dem Empfangsgruppen desselben Typs ohne Überlappung angeordnet sind. Signale überlappender virtueller Empfangsgruppen können einer Addition, Mittelwertbildung oder einem Verfahren des Anwendens einer Fensterfunktion zu einer räumlichen Leistungsverteilung unterzogen werden und können zur Ankunftsrichtungsschätzung verwendet werden.
46 stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs jeder der Sendeantennen 1108 (Tx#1 bis Tx#6) im Anordnungsbeispiel 4 dar (siehe beispielsweise 45).
Wie in 46 dargestellt, beträgt der Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108, wie etwa Tx#1 bis Tx#6, 6T_r. Wie in 46 dargestellt, beträgt der Sendezyklus T' jedes Satzes (beispielsweise eines Satzes von Tx#1, Tx#3 und eines Satzes von Tx#2, Tx#4 und Tx#6) der Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, die in zwei Überlappungen an einer identischen Position angeordnet sind, 2T_r . Mit anderen Worten, der Sendezyklus T' eines Satzes von Sendeantennen 1108, die virtuelle Antennen bilden, die an einer identischen Position angeordnet sind, beträgt T/3.
Daher wird gemäß der Antennenanordnung in 45 der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) dreimal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T jeder Sendeantenne 1108.
In 45 ist eine virtuelle Antenne, die jeder Sendeantenne 1108 entspricht, so angeordnet, dass sie virtuelle Antennen überlappt, die anderen Sendeantennen an einer Vielzahl von Anordnungspositionen entsprechen, und somit kann die Radar-Vorrichtung 110 die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines Empfangssignals verbessern.
Die in 47 dargestellte Antennenanordnung kann anstelle der in 45 dargestellten Antennenanordnung angewendet werden. 47 stellt eine Antennenanordnung dar, in der die Anordnung der in 45 dargestellten Sendeantenne 1108 um 90 Grad gedreht ist. In diesem Fall sind, wie in 47 dargestellt, virtuelle Antennen, die einem Satz aus Tx#1, Tx#2, Tx#3 und Tx#4 entsprechen, an einer identischen Position an drei Stellen in drei Überlappungen angeordnet. Folglich ist es in derselben Weise wie bei 45 möglich, den Relativgeschwindigkeitsmaximalwert zu erhöhen und somit die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines Empfangssignals in der Radar-Vorrichtung 110 zu verbessern.
48 stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs jeder der Sendeantennen 1108 (Tx#1 bis Tx#6) in 47 dar.
Wie in 48 dargestellt, beträgt der Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108, wie etwa Tx#1 bis Tx#6, 8T_r. Wie in 48 dargestellt, beträgt der Sendezyklus T' jedes Satzes (Tx#1, Tx#2, Tx#3 und Tx#4) der Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, die in drei Überlappungen an einer identischen Position angeordnet sind, 2T_r . Der Sendezyklus T' jeder aus Tx#5 und Tx#6, die Sendeantennen 1108 sind, die virtuellen Antennen in zwei Überlappungen entsprechen, beträgt 2T_r .
In einem Fall, in dem die Radar-Vorrichtung 110 eine Geschwindigkeitsschätzung durch ein Verwenden der virtuellen Empfangsgruppen mit dem Sendezyklus (T'=2T_r) durchführt, wenn der Sendezyklus T_org nach dem Stand der Technik als 6T_r angenommen ist, beträgt der Sendezyklus T' T_org/3. Folglich wird der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) dreimal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T_org jeder Sendeantenne 1108.
Es kann eine Anordnung geben, in der eine Radar-Vorrichtung 110 eine Geschwindigkeitsschätzung durch ein Verwenden eines Signals einer virtuelle Empfangsgruppe beim Sendezyklus T' = 4T_r durchführt. Folglich kann die Radar-Vorrichtung 110 ein Geschwindigkeitsschätzverfahren und ein CFAR-Verfahren durchführen durch ein zueinander Addieren von Signalen von Sätzen (einem Satz aus Tx#1 und Tx#2 und einem Satz aus Tx#3 und Tx#4) von Sendeantennen, die virtuellen Empfangsgruppen in einer Überlappung entsprechen, Signalen von virtuellen Empfangsgruppen, die Tx#5 und Tx#6 entsprechen, und Signalen von virtuellen Empfangsgruppen in drei Überlappungen in 47.
In einem Fall, in dem die Radar-Vorrichtung 110 eine Geschwindigkeitsschätzung durch ein Verwenden der virtuellen Empfangsgruppen mit dem Sendezyklus (T'=4T_r) durchführt, wenn der Sendezyklus T_org nach dem Stand der Technik als 6T_r angenommen ist, beträgt der Sendezyklus T' 2T/3. Folglich wird der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) 1,5-mal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T_org jeder Sendeantenne 1108. Eine niedrigere Maximalgeschwindigkeit wird in einem Fall des Sendezyklus T' = 4T_r erhalten, aber die Anzahl von Signalen von virtuellen Empfangsgruppen, die für die Geschwindigkeitsschätzung benutzt werden, ist größer, und somit ist es möglich, die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines für das CFAR-Verfahren verwendeten Empfangssignals zu verbessern.
Bei den in 47 und 48 dargestellte Anordnungen kann die Radar-Vorrichtung 110 das Empfangsverfahren wählen. Zum Beispiel führt die Radar-Vorrichtung 110 ein Verfahren unter Verwendung eines Empfangssignals mit dem Sendezyklus T' = 2T_r in einem Fall durch, in dem ein Reflexionsobjekt mit hoher Reflexionsintensität und hoher Relativgeschwindigkeit erfasst werden soll, und kann ein Verfahren unter Verwendung eines Empfangssignals mit dem Sendezyklus T' = 4T_r in einem Fall durchführen, in dem die Reflexionsintensität niedriger ist als in dem obigen Fall.
Es brauchen nicht alle Antennen der Sendeantenne 1108 gemultiplext zu werden. Zum Beispiel sendet die Radar-Vorrichtung 110 fortlaufend Radar-Sendesignale durch ein Verwenden nur von Tx#1, Tx#2, Tx#3 und Tx#4, die überlappenden virtuellen Empfangsantennen entsprechen, unter den in 47 dargestellten Sendeantennen. Folglich kann die Radar-Vorrichtung 110 eine Geschwindigkeitsschätzung durch ein Verwenden von Signalen der virtuellen Empfangsgruppen beim Sendezyklus T' = T_r durchführen. Unter der Annahme, dass der Sendezyklus T_org nach dem Stand der Technik 6T_r beträgt, beträgt der Sendezyklus T' T_org/6. Folglich wird der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) sechsmal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T_org jeder Sendeantenne 1108. Wie oben erwähnt, kann die Radar-Vorrichtung 110 die Anordnung verwenden, die imstande ist, mit höherer Geschwindigkeit zurechtzukommen. Zum Beispiel kann die Radar-Vorrichtung 110 eine Anordnung, die imstande ist, mit höherer Geschwindigkeit zurechtzukommen, und eine Anordnung verwenden, die imstande ist, die Genauigkeit der Ankunftsrichtungsschätzung durch ein Durchführen eines Umschaltens unter den Sendezeitmustern der Sendeantennen abhängig von einem Erfassungsziel zu verbessern. Das vorliegende Anordnungsbeispiel der vorliegenden Ausführungsform, in dem eine Vielzahl von virtuellen Empfangsantennen einander überlappen, ist als ein Beispiel beschrieben, aber es gibt dabei keine Einschränkung, und eine Anpassung kann erfolgen.
(Anordnungsbeispiel 5: Beispiel von Nt = 3 und Na = 4)
Im Anordnungsbeispiel 5 ist ein Antennenanordnungsbeispiel in einem Fall beschrieben, in dem die Anzahl Nt von Sendeantennen 1108 drei (beispielsweise Tx#1 bis Tx#3) beträgt, und die Anzahl Na von Empfangsantennen 1202 vier beträgt. Beim Anordnungsbeispiel 5 ist die Sendeantenne 1108 eine eindimensionale lineare Gruppe, und die Empfangsantenne 1202 ist eine zweidimensionale ebene Gruppe.
<Anordnungsbeispiel 5-1>
49 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich des Anordnungsbeispiels 5-1 dar.
In 49 sind beispielsweise Tx#1 bis Tx#3 im Intervall d in der ersten Achsenrichtung linear angeordnet. Bei den Empfangsantennen 1202 sind beispielsweise zwei Elemente in zwei Sätzen (einem Satz aus Rx#1 und Rx#2 und einem Satz aus Rx#3 und Rx#4) im Intervall d in der zweiten Achsenrichtung angeordnet, und die beiden Sätze sind so angeordnet, dass sie durch das Intervall 2d in der ersten Achsenrichtung getrennt sind.
In diesem Fall sind, wie 49 dargestellt, bei der virtuellen Empfangsgruppenanordnung (der virtuellen Antennen aus N_t×N_a = 12) virtuelle Antennen, die Tx#1 und Tx#3 entsprechen, so angeordnet, dass sie einander an zwei Stellen in der zweiten Achsenrichtung überlappen (eine Überlappung).
Folglich kann in 49 die Radar-Vorrichtung 110 die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines Empfangssignals durch ein Verwenden von Empfangssignalen verbessern, die durch die virtuellen Antennen an der Vielzahl von Anordnungspositionen empfangen werden.
<Anordnungsbeispiel 5-2>
50 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich des Anordnungsbeispiels 5-2 dar.
Verglichen mit der Antennenanordnung des Anordnungsbeispiels 5-1 (49) stellt 50 eine Antennenanordnung dar, bei der in den Empfangsantennen 1202 ein Antennenintervall (2d) in der ersten Achsenrichtung dasselbe ist und die Anordnungspositionen von Rx#2 und Rx#4 nach rechts um das Intervall d in der ersten Achsenrichtung abweichen. In der in 50 dargestellten Antennenanordnung ist in derselben Weise wie in 49 eine virtuelle Antenne, die jeder Sendeantenne 1108 entspricht, so angeordnet, dass sie virtuelle Antennen überlappt, die anderen Sendeantennen an einer Vielzahl von Anordnungspositionen entsprechen, und somit kann die Radar-Vorrichtung 110 die Qualität (beispielsweise ein SRV) eines Empfangssignals verbessern.
<Anordnungsbeispiel 5-3>
51 stellt Beispiele einer Antennenanordnung von Sendeantennen 1108 und Empfangsantennen 1202 und einer Anordnung von virtuellen Empfangsgruppen bezüglich des Anordnungsbeispiels 5-3 dar.
In 51 beträgt eine Gesamtzahl Nt von Sendeantennen 1108 drei, und die drei Antennen sind jeweils mit Tx#1 bis Tx#3 bezeichnet. Die Sendeantennen Tx#1 bis Tx#3 sind in einem gleichen Intervall d_H in der ersten Achsenrichtung angeordnet. Hier beträgt das Grundintervall d_H in der ersten Achsenrichtung beispielsweise d_H=0,5λ. Eine Gesamtzahl Na von Empfangsantennen 1202 beträgt vier, und die vier Antennen sind jeweils mit Rx#1 bis Rx#4 bezeichnet. Die Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#4 sind in Intervallen von 3xd_H, 2xd_H und 3xd_H in der ersten Achsenrichtung angeordnet.
Wie in 51 dargestellt, sind die aus der Sendeantenne Tx#3 und der Empfangsantenne Rx#2 gebildeten virtuellen Antennen und die aus der Sendeantenne Tx#1 und der Empfangsantenne Rx#3 gebildeten virtuellen Antennen so angeordnet, dass sie einander an einer Position der virtuellen Antenne VA#6 überlappen.
52 stellt ein Beispiel eines Sendezeitverlaufs jeder der Sendeantennen 1108 (Tx#1 bis Tx#3) in 51 dar. Der Sendezyklus T jeder Sendeantenne 1108, wie etwa Tx#1 bis Tx#3, beträgt 6T_r. Wie in 52 dargestellt, beträgt der Sendezyklus T' eines Satzes (Tx#1 und Tx#3) der Sendeantennen 1108, die virtuellen Antennen entsprechen, die an einer identischen Position in einer Überlappung angeordnet sind, 2T_r . Wie in 52 dargestellt, beträgt der Sendezyklus T' der Sendeantenne Tx#2 auch 2T_r . Daher kann die Radar-Vorrichtung 110 ein Geschwindigkeitsschätzverfahren und ein CFAR-Verfahren durch ein Addieren eines Signals einer aus Tx#2 gebildeten virtuellen Empfangsgruppe zu Signalen von virtuellen Empfangsgruppen in einer Überlappung durchführen.
In einem Fall, in dem eine Geschwindigkeitsschätzung durch ein Verwenden der virtuellen Empfangsgruppen mit dem Sendezyklus (T=2T_r) durchgeführt wird, wenn der Sendezyklus T_org nach dem Stand der Technik als 3T_r angenommen ist, beträgt der Sendezyklus T' 2T/3. Folglich wird der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v'_max (oder ein Doppler-Frequenzbereich) 1,5-mal so groß wie der Relativgeschwindigkeitsmaximalwert v_max auf Grundlage des Sendeintervalls T_org jeder Sendeantenne 1108.
Es gibt einen Vorteil beim SRV hinsichtlich des Sendeverfahrens. Typischerweise wird, wie in 52, ein Radar-Sendesignal nur einmal für N Male des Sendens von Tx#2 (bei Nt = 3 und N = 3) gesendet, wobei es kein Überlappen in einer virtuellen Antenne gibt, und somit beträgt eine Gesamtzahl von Malen des Sendens N_c. Jedoch wird ein Radar-Sendesignal zweimal für N Male des Sendens von Tx#2 gesendet, wobei es kein Überlappen in einer virtuellen Antenne gibt, und somit beträgt eine Gesamtzahl von Malen des Sendens 2N_c. Das gesamte Senden wird im Intervall 2T_r durchgeführt, und somit werden die Empfangssignale einer phasengleichen Addition durch FFT unterzogen, sodass zu erwarten ist, dass das SRV verbessert ist.
(Abwandlung 5 der Ausführungsform 8)
Eine Anordnung einer Radar-Vorrichtung gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist nicht auf die in 21 dargestellte Anordnung beschränkt. Zum Beispiel kann eine in 53 dargestellte Anordnung der Radar-Vorrichtung 110a verwendet sein. In 53 ist eine Anordnung des Radar-Empfängers 1200 dieselbe wie die in 21 dargestellte Anordnung, und somit ist eine genaue Anordnung davon nicht dargestellt.
In der in 21 dargestellten Radar-Vorrichtung 110 schaltet im Radar-Sender 1100 der Sendeschaltteil 1106 selektiv einen Ausgang vom Radar-Sendesignalgenerator 1101 zu einem beliebigen aus einer Vielzahl von Sendefunkteilen 1107. Dagegen führt in der in 53 dargestellten Radar-Vorrichtung 110a im Radar-Sender 1100a ein Sendefunkteil 1107a einen Sendefunkvorgang an einem Ausgang (Radar-Sendesignal) vom Radar-Sendesignalgenerator 1101 durch, und der Sendeschaltteil 1106a schaltet selektiv einen Ausgang vom Sendefunkteil 1107a zu einer beliebigen aus einer Vielzahl von Sendeantennen 1108.
Die in 53 dargestellte Anordnung der Radar-Vorrichtung 110a kann auch denselben Effekt erzielen wie denjenigen der Ausführungsform.
(Abwandlung 6 der Ausführungsform 8)
Bei der Ausführungsform 1 ist im Radar-Sender 1100 ein Fall beschrieben, in dem ein Impulskompressions-Radar verwendet wird, das eine Phasenmodulation oder Amplitudenmodulation an einer Impulsfolge durchführt und dann die Impulsfolge sendet, aber ein Modulationsverfahren ist nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel ist die vorliegende Offenbarung auch auf ein Radar-Verfahren anwendbar, das eine Impulswelle, wie etwa einen Chirp-Impuls, verwendet, die einer Frequenzmodulation unterzogen wird.
54 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel einer Radar-Vorrichtung 110b in einem Fall darstellt, in dem ein Radar-Verfahren angewendet wird, das einen Chirp-Impuls (beispielsweise eine schnelle Chirp-Modulation) verwendet. In 54 ist derselbe Bestandteil wie in 21 mit einer identischen Bezugsnummer versehen, und eine Beschreibung davon ist weggelassen.
Zuerst ist ein Sendeverfahren im Radar-Sender 1100b beschrieben.
Im Radar-Sender 1100b enthält der Radar-Sendesignalgenerator 1401 einen Signalmodulierungsgenerator 1402 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 403.
Der Signalmodulierungsgenerator 1402 erzeugt periodisch beispielsweise ein moduliertes Signal mit einer Sägezahnform, wie in 55 dargestellt. Hier ist ein Radar-Sendezyklus durch T_r angegeben.
Der VCO 403 gibt ein frequenzmoduliertes Signal (das heißt, ein Frequenz-Chirp-Signal) an den Sendefunkteil 1107 auf Grundlage eines vom Signalmodulierungsgenerator 1402 ausgegebenen Radar-Sendesignals aus. Das frequenzmodulierte Signal wird im Sendefunkteil 1107 verstärkt und von der Sendeantenne 1108 in den Raum abgestrahlt, zu der das Umschalten durch den Sendeschalter 1106 durchgeführt ist. Zum Beispiel werden die Radar-Sendesignale jeweils von Sendeantennen, enthaltend die erste Sendeantenne 1108 bis N_t-te Sendeantenne, in einem Sendeintervall des Zyklus N_p (=N_txT_r) gesendet.
Ein Richtungskoppler 1404 extrahiert einige der frequenzmodulierten Signale und gibt die extrahierten frequenzmodulierten Signale an jeweilige Empfangsfunkteile 1501 (Mischer 1502) des Radar-Empfängers 1200b aus.
Als Nächstes folgt eine Beschreibung eines Empfangsverfahrens im Radar-Empfänger 1200b.
Im Empfangsfunkteil 1501 des Radar-Empfängers 1200b mischt der Mischer 1502 ein empfangenes reflektiertes Wellensignal mit dem frequenzmodulierten Signal (einem Signal, das vom Richtungskoppler 1404 eingegeben ist), das ein Sendesignal ist, und lässt ein resultierendes Signal durch das TPF 1503 laufen. Folglich wird ein Schwebungssignal mit einer Frequenz extrahiert, die einer Verzögerungszeit des reflektierten Wellensignals entspricht. Zum Beispiel kann, wie in 55 dargestellt, eine Differenzfrequenz zwischen einer Frequenz des Sendesignals (der frequenzmodulierten Sendewelle) und einer Frequenz des Empfangssignals (der frequenzmodulierten Empfangswelle) als eine Schwebungsfrequenz erhalten werden.
Ein vom TPF 1503 ausgegebenes Signal wird durch einen A/D-Wandler 1208b im Signalprozessor 1207b in diskrete Abtastdaten umgewandelt.
Der R-FFT-Teil 1504 führt eine FFT-Verarbeitung an Ndata diskreten Abtastdaten durch, erhalten in einem vorgegebenen Zeitbereich (Bereichsfenster) in jedem Sendezyklus T_r . Folglich gibt der Signalprozessor 1207b ein Frequenzspektrum aus, in dem eine Spitze in der Schwebungsfrequenz entsprechend der Verzögerungszeit des reflektierten Wellensignals (der reflektierten Radar-Welle) erscheint. Während der FFT-Verarbeitung kann der R-FFT-Teil 1504 einen Fensterfunktionskoeffizienten multiplizieren, wie etwa ein Von-Hann-Fenster oder ein Hamming-Fenster. Der Fensterfunktionskoeffizient wird verwendet, und somit ist es möglich, Seitenkeulen zu unterdrücken, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erzeugt werden.
Hier ist eine vom R-FFT-Teil 1504 des z-ten Signalprozessors 1207b ausgegebene Schwebungsfrequenzspektralantwort, erlangt aufgrund der M-ten Chirp-Impuls-Aussendung, durch AC_RFT_z(f_b,M) angegeben. Hier ist f_b eine Indexnummer (Bin-Nummer) der FFT und ist f_b = 0, ... und N_data/2. Ein kleinerer Frequenzindex f_b gibt eine Schwebungsfrequenz an, bei der eine Laufzeit eines reflektierten Wellensignals kürzer wird (das heißt, ein Abstand von einem Zielobjekt kürzer wird).
Der Ausgangsschalter 1211 des z-ten Signalprozessors 1207b schaltet selektiv einen Ausgang vom R-FFT-Teil 1504 in jedem Radar-Sendezyklus T_r zu einem von Nt Doppler-Analysatoren 1212 und gibt den Ausgang zum gewählten Doppler-Analysator auf Grundlage eine Schaltsteuersignals, das von der Schaltsteuereinheit 1105 eingegeben ist, in derselben Weise wie bei der Ausführungsform aus.
Nachstehend ist als Beispiel ein Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r [M] durch Nt Bit Informationen [bit₁(M), bit₂(M), ... und bit_Nt(M)] dargestellt. Zum Beispiel wählt in einem Fall, in dem im Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r [M] ein ND-tes Bit bit_ND(M) (wobei ND eine beliebige Zahl von 1 bis Nt ist) „1“ ist, der Ausgangsschalter 1211 den ND-ten Doppler-Analysator 1212 (das heißt, schaltet den Doppler-Analysator 1212 ein). Andererseits wählt in einem Fall, in dem im Schaltsteuersignal im M-ten Radar-Sendezyklus T_r [M] das ND-te Bit bit_ND(M) „0“ ist, der Ausgangsschalter 1211 den ND-ten Doppler-Analysator 1212 ab (das heißt, schaltet den Doppler-Analysator 1212 aus). Der Ausgangsschalter 1211 gibt ein Signal, das vom R-FFT-Teil 1504 eingegeben ist, zum gewählten Doppler-Analysator 1212 aus.
Wie oben beschrieben, werden jeweilige Doppler-Analysatoren 1212 in dem Zyklus N_p (=N_t×T_r) sequentiell eingeschaltet. Das Schaltsteuersignal wiederholt den Inhalt N_c-mal. In derselben Weise wie in der vorliegenden Ausführungsform wird die Wahl (das heißt eine Sendezeit von Sendeantennen 1108) der Doppler-Analysatoren 1212, die Sendeantennen 1108 entsprechen, die virtuellen Antennen entsprechen, die so angeordnet sind, dass sie einander an einer identischen Stelle überlappen, auf ein gleiches Intervall in einem Sendezyklus jeder Sendeantenne 1108 gesetzt.
Eine Sendestartzeit für ein Sendesignal jedes Sende-Funkteils 1107 braucht nicht mit dem Zyklus T_r synchronisiert zu sein. Zum Beispiel können verschiedene Sendeverzögerungen Δ₁ , Δ₂ , und Δ_Nt jeweils für Sendestartzeitpunkte jeweiliger Sende-Funkteile 1107 vorgesehen sein, und können Radar-Sendesignale gesendet werden.
Der z-te (wobei z = 1, und Na) Signalprozessor 1207b enthält Nt Doppler-Analysatoren 1212.
Der Doppler-Analysator 1212 führt eine Doppleranalyse an einem Ausgang vom Ausgangsschalter 1211 für jeden Schwebungsfrequenzindex f_b durch.
Beispielsweise kann in einem Fall, in dem N_c eine Zweierpotenz ist, bei der Doppler-Analyse eine schnelle Fourier-Transformationsverarbeitung (FFT-Verarbeitung) angewendet werden.
Zum Beispiel geben unter w-ten Ausgängen von ND Doppler-Analysatoren 1212 des z-ten Signalprozessors 1207b Ausgänge in überlappenden virtuellen Empfangsgruppen eine Doppler-Frequenzantwort FT_CI_z ^(ND)(f_b,f_s,w) des Doppler-Frequenzindex f_s bei der Schwebungsfrequenz f_b an, wie durch den folgenden Ausdruck angegeben. ND ist 1 bis Nt, und w ist eine ganze Zahl von 1 oder größer. N_va gibt die Anzahl von Antennen an, die überlappenden virtuellen Empfangsgruppen entsprechen, und N gibt die Anzahl von Malen des Sendens innerhalb eines Zyklus an. Außerdem ist j eine imaginäre Zahleneinheit und z ist 1 bis N_a. $\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{(N D)} (f_{b}, f_{s}, w) \\ = \sum_{q = 0}^{N_{v a} N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_R F T_{z} (f_{b}, N N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{N_{v a} q}{N} ⌋ f_{s}}{N_{v a} N_{c}}] \end{array}$
Andererseits geben zum Beispiel unter den w-ten Ausgängen von ND Doppler-Analysatoren 1212 des z-ten Signalprozessors 1207b Ausgänge in nicht-überlappenden virtuellen Empfangsgruppen außer den überlappenden virtuellen Empfangsgruppen eine Doppler-Frequenzantwort FT_CI_z ^ND(f_b,f_u,w) des Doppler-Frequenzindex f_u beim Schwebungsfrequenzindex f_b an, wie durch den folgenden Ausdruck angegeben. ND ist 1 bis Nt, und w ist eine ganze Zahl von 1 oder größer. Außerdem ist j eine imaginäre Zahleneinheit und z ist 1 bis Na. $\begin{array}{l} F T_C I_{z}^{(N D)} (f_{b}, f_{u}, w) \\ = \sum_{q = 0}^{N_{c} - 1} b i t_{N_{D}} (q + 1) A C_R F T_{z} (f_{b}, N_{t} N_{c} (w - 1) + q + 1) exp [- j \frac{2 π ⌊ \frac{q}{N_{t}} ⌋ f_{u}}{N_{c}}] \end{array}$
Verfahren im Signalkorrigierer 1213, im CFAR-Teil 1214 und im Richtungsschätzer 1215 in den auf den Signalprozessor 1207b folgenden Stufen entsprechen Vorgängen, in denen die bei der Ausführungsform beschriebene diskrete Zeit k durch den Schwebungsfrequenzindex f_b ersetzt ist, und somit ist eine genaue Beschreibung davon weggelassen.
Durch die Anordnungen und die Vorgänge kann die vorliegende Abwandlung auch denselben Effekt erzielen wie denjenigen der Ausführungsform. Ein Frequenz-Chirp-Signal kann ähnlich als ein Radar-Sendesignal in einer Abwandlung einer Ausführungsform verwendet werden, die weiter unten beschrieben ist, und somit kann derselbe Effekt erzielt werden wie in dem Fall des Verwendens eines codierten Impulssignals.
Der Schwebungsfrequenzindex f_b kann in eine Entfernungsinformation umgewandelt werden, die dann ausgegeben wird. Der folgende Ausdruck kann verwendet werden, um den Schwebungsfrequenzindex f_b in eine Entfernungsinformation R(f_b) umzuwandeln. Hier gibt B_w eine Frequenzmodulationsbandbreite eines Frequenz-Chirp-Signals an, das durch eine Frequenzmodulation erzeugt ist, und Co gibt eine Lichtgeschwindigkeit an. $T (f b) = \frac{C_{0} 10}{2 B_{w}} f_{b}$
Wie oben erwähnt, ist eine Vielzahl von Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Ausführungsform beschrieben.
[Andere Ausführungsformen]
In den in 1, 10, 12, 14, 16, 18, 20 und 21 dargestellten Radar-Vorrichtungen 1 und 110 können der Radar-Sender 100 bzw. 1100 und der Radar-Empfänger 200 bzw. 1200 separat an physisch voneinander getrennten Orten angeordnet sein. In den in 1, 12, 14, 16, 18, 20 und 21 dargestellten Radar-Empfängern 200 und 1200 können die Richtungsschätzer 214 und 1214 und andere Bestandteile separat an physisch voneinander getrennten Orten angeordnet sein.
Die Radar-Vorrichtung 1 oder 110 weist, obwohl nicht dargestellt, beispielsweise eine Zentraleinheit (CPU), ein Speichermedium, wie etwa einen Nur-Lese-Speicher (ein ROM), das ein Steuerungsprogramm speichert, und einen Arbeitsspeicher auf, wie etwa einen Direktzugriffsspeicher (ein RAM). In diesem Fall wird die Funktion jedes Bestandteils durch die CPU verwirklicht, die das Steuerprogramm ausführt. Jedoch ist eine Hardwareanordnung der Radar-Vorrichtung 1 oder 110 nicht auf ein solches Beispiel beschränkt. Zum Beispiel kann jedes Funktionselement der Radar-Vorrichtung 1 oder 110 durch eine integrierte Schaltung (ein IC) verwirklicht sein. Jedes Funktionselement kann getrennt aus einem Chip ausgebildet sein und kann aus einem Chip ausgebildet sein, um einen Teil oder seine Gesamtheit zu enthalten.
Wie oben erwähnt, sind verschiedene Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben, aber fraglos ist die vorliegende Offenbarung nicht auf die Ausführungsformen beschränkt. Es ist klar, dass ein Fachmann verschiedene Änderungen oder Modifikationen innerhalb der in den Ansprüchen offenbarten Kategorie ersinnen kann, und es versteht sich, dass sie natürlich im technischen Geltungsbereich der vorliegenden Offenbarung enthalten sind. Die jeweiligen Bestandteile in der Ausführungsform können innerhalb des Geltungsbereichs miteinander kombiniert werden, ohne vom Geist der Offenbarung abzuweichen.
In den jeweiligen Ausführungsformen ist die vorliegende Offenbarung beispielhaft als durch ein Verwenden von Hardware aufgebaut beschrieben, aber die vorliegende Offenbarung kann durch Software im Zusammenwirken mit Hardware verwirklicht werden.
Jeder bei der Beschreibung jeder Ausführungsform verwendete Funktionsblock ist im Allgemeinen durch einen LSI-Baustein verwirklicht, der eine integrierte Schaltung ist. Die integrierte Schaltung kann getrennt aus einem Chip ausgebildet sein und kann aus einem Chip ausgebildet sein, um einen Teil oder seine Gesamtheit zu enthalten. Der Begriff LSI-Schaltkreis ist hier gebraucht, kann aber als IC, System-LSI-Baustein, Super-LSI-Baustein oder Ultra-LSI-Baustein bezeichnet sein, je nach unterschiedlichem Integrationsgrad.
Ein Verfahren zum Ausbilden einer integrierten Schaltung ist nicht auf LSI beschränkt, und die integrierte Schaltung kann durch ein Verwenden eines zweckbestimmten Schaltkreises oder eines Allzweckprozessors verwirklicht sein. Nach dem Herstellen des LSI-Bausteins kann ein Field Programmable Gate Array (FPGA), das programmiert werden kann, oder ein umkonfigurierbarer Prozessor verwendet sein, bei dem die Verbindungen oder Einstellungen von im LSI-Schaltkreis angeordneten Schaltkreiszellen umkonfiguriert werden können.
Falls eine Technik integrierter Schaltungen als Ergebnis des Fortschritts der Halbleitertechnik oder anderer davon abgeleiteter Technik aufkommt, die einen LSI-Schaltkreis ersetzt, könnte ein Funktionsblock natürlich unter Verwendung der Technik integriert werden. Eine Biotechnologie kann angewendet werden.
<Abschluss der vorliegenden Offenbarung>
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist eine Radar-Vorrichtung geschaffen, enthaltend: eine Vielzahl von Sendern; und eine Steuereinheit, die einen Sender, der ein Sendesignal senden wird, unter der Vielzahl von Sendern in jedem Sendezyklus des Sendesignals wählt und einen Sendelückenzeitraum, der ein Zeitraum ist, in dem das Sendesignal nicht gesendet wird, zwischen einem ersten Zeitraum, in dem in mindestens einer Runde jeder aus der Vielzahl von Sendern gewählt wird, und einem zweiten Zeitraum vorsieht, in dem in mindestens einer Runde jeder aus der Vielzahl von Sendern gewählt wird, wobei der zweite Zeitraum auf den ersten Zeitraum folgt.
Die Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung enthält weiter: einen Empfänger, der ein Signal von jedem an einem Objekt reflektierten Sendesignal empfängt; einen Doppler-Analysator, der eine Doppler-Frequenzkomponente des jedem Sendesignal entsprechenden Empfangssignals analysiert; einen Detektor, der eine Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente erfasst, die eine Frequenzkomponente ist, deren Empfangsleistung höher ist als ein Schwellwert; einen Bestimmer, der eine Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente eines Empfangssignals, das einem Sendesignal im ersten Zeitraum entspricht, mit einer Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente eines Empfangssignals vergleicht, das einem Sendesignal im zweiten Zeitraum entspricht, und bestimmt, ob die Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente ein Aliasing-Signal enthält oder nicht; und einen Richtungsschätzer, der eine Richtung des Objekts auf Grundlage der Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente jedes der Empfangssignale schätzt.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung wandelt der Bestimmer die Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente um und gibt die umgewandelte Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente zum Richtungsschätzer in einem Fall aus, in dem bestimmt ist, dass das Aliasing-Signal enthalten ist, und gibt die Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente ohne ein Umwandeln zum Richtungsschätzer in einem Fall aus, in dem bestimmt ist, dass das Aliasing-Signal nicht enthalten ist.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung wählt die Steuereinheit sequentiell die Vielzahl von Sendern, und der Sendelückenzeitraum beträgt 1/2 eines Zyklus, in dem die Steuereinheit die Vielzahl von Sendern in einer Runde wählt.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung wählt die Steuereinheit einen ersten Sender in einem ersten Zyklus unter der Vielzahl von Sendern und wählt jeden zweiten Sender außer dem ersten Sender in einem zweiten Zyklus, der länger als der erste Zyklus ist, wählt der Detektor die Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente aus einer Doppler-Frequenzkomponente eines einem Sendesignal vom ersten Sender entsprechenden Empfangssignals und bestimmt der Bestimmer, ob ein Aliasing-Signal in der Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente des einem Sendesignal vom ersten Sender entsprechenden Empfangssignals enthalten ist oder nicht.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung beträgt der Sendelückenzeitraum 1/2 des ersten Zyklus.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung sieht die Steuereinheit den Sendelückenzeitraum N_GAP-mal vor, und der Sendelückenzeitraum beträgt 1/(N_GAP+1) eines Zyklus, in dem die Steuereinheit die Vielzahl von Sendern in einer Runde wählt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist eine Radar-Vorrichtung geschaffen, enthaltend eine Vielzahl von Sendern; und einen Code-Multiplexer, der ein Code-gemultiplextes Sendesignal erzeugt, indem er in jedem Sendezyklus zyklisch ein Codeelement eines Orthogonalcodes in ein Sendesignal multiplext, wobei die Vielzahl von Sendern jedes Sendesignal, in das ein Codeelement Code-gemultiplext ist, in jedem Sendezyklus des Sendesignals in einem ersten Zeitraum sendet, in dem das Codeelement eines zyklisch erzeugten Orthogonalcodes in mindestens einer Runde gesendet wird, das Sendesignal, in das das Codeelement Code-gemultiplext ist, während eines vorgegebenen Sendelückenzeitraums nach dem ersten Zeitraum nicht sendet, und nach dem Sendelückenzeitraum jedes Sendesignal, in das ein Codeelement Code-gemultiplext ist, in jedem Sendezyklus des Sendesignals in einem zweiten Zeitraum sendet, in dem das Codeelement eines zyklisch erzeugten Orthogonalcodes in mindestens einer Runde gesendet wird.
Die Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung enthält weiter einen Empfänger, der ein an einem Objekt reflektiertes Signal des Code-gemultiplexten Sendesignals empfängt; einen Doppler-Analysator, der eine Doppler-Frequenzkomponente jedes Empfangssignals analysiert, das dem Codeelement des Code-gemultiplexten Sendesignals entspricht; einen Detektor, der aus der Doppler-Frequenzkomponente eine Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente erkennt, die eine Frequenzkomponente ist, deren Empfangsleistung höher ist als ein Schwellwert; und einen Bestimmer, der eine Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente eines Empfangssignals, das einem Code-gemultiplexten Sendesignal im ersten Zeitraum entspricht, mit einer Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente eines Empfangssignals vergleicht, das einem Code-gemultiplexten Sendesignal im zweiten Zeitraum entspricht, und bestimmt, ob die Spitzen-Doppler-Frequenzkomponenten ein Aliasing-Signal enthalten oder nicht.
Die Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung enthält weiter einen Code-Demultiplexer, der ein Empfangssignal, in das der Orthogonalcode gemultiplext ist, von einem Ausgang vom Doppler-Analysator auf Grundlage eines Bestimmungsergebnisses im Bestimmer und des Orthogonalcodes demultiplext; und einen Richtungsschätzer, der eine Richtung des Objekts auf Grundlage eines Ausgangs vom Code-Demultiplexer schätzt.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung beträgt der Sendelückenzeitraum 1/2 eines Zyklus, in dem das Codeelement des Orthogonalcodes in einer Runde gesendet wird.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird der Sendelückenzeitraum N_GAP-mal vorgesehen, und der Sendelückenzeitraum beträgt 1/(N_GAP+1) eines Zyklus, in dem das Codeelement des Orthogonalcodes in einer Runde gesendet wird.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist das Sendesignal ein Chirp-Impulssignal.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist ein Radar-Verfahren geschaffen, enthaltend ein Veranlassen, dass jeder aus einer Vielzahl von Sendern ein Sendesignal in jedem Sendezyklus des Sendesignals in mindestens einer Runde in einem ersten Zeitraum sendet, in dem jeder aus der Vielzahl von Sendern gewählt ist; und ein Veranlassen, dass jeder Sender das Sendesignal während eines vorgegebenen Sendelückenzeitraum nach dem ersten Zeitraum nicht sendet und das Sendesignal in jedem Sendezyklus des Sendesignals in mindestens einer Runde in einem zweiten Zeitraum, in dem jeder aus der Vielzahl von Sendern gewählt ist, nach dem Sendelückenzeitraum sendet.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist ein Radar-Verfahren geschaffen, enthaltend ein Veranlassen, dass jeder aus einer Vielzahl von Sendern jedes Sendesignal, in das ein Codeelement Code-gemultiplext ist, in jedem Sendezyklus des Sendesignals in einem ersten Zeitraum sendet, wobei ein Codeelement eines zyklisch erzeugten Orthogonalcodes in mindestens einer Runde gesendet wird, das Sendesignal, in das das Codeelement Code-gemultiplext ist, während eines vorgegebenen Sendelückenzeitraums nach dem ersten Zeitraum nicht sendet, und jedes Sendesignal, in das ein Codeelement Code-gemultiplext ist, in jedem Sendezyklus des Sendesignals in einem zweiten Zeitraum nach dem Sendelückenzeitraum sendet, wobei das Codeelement eines zyklisch erzeugten Orthogonalcodes in mindestens einer Runde gesendet wird.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist eine Radar-Vorrichtung geschaffen, enthaltend eine Vielzahl von Sendern; und eine Steuereinheit, die einen ersten Sender in einem ersten Zyklus unter der Vielzahl von Sendern wählt und jeden zweiten Sender außer dem ersten Sender in einem zweiten Zyklus, der länger ist als der erste Zyklus, in jedem Sendezyklus eines Sendesignals wählt.
Die Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung enthält weiter einen Empfänger, der ein Signal jedes an einem Objekt reflektierten Sendesignals empfängt; einen Doppler-Analysator, der eine Doppler-Frequenzkomponente eines Empfangssignals analysiert, das jedem Sendesignal entspricht; einen Detektor, der eine Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente, die eine Frequenzkomponente ist, deren Empfangsleistung höher ist als ein Schwellwert aus der Doppler-Frequenzkomponente eines Empfangssignals erkennt, das einem Sendesignal vom ersten Sender entspricht; und einen Richtungsschätzer, der eine Richtung des Objekts auf Grundlage der Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente jedes Empfangssignals schätzt.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung wandelt der Detektor die Spitzen-Doppler-Frequenzkomponente in einen Bereich einer Doppler-Frequenzkomponente eines Empfangssignals um, das einem Sendesignal vom zweiten Sender entspricht, und schließt überlappende Spitzenfrequenzkomponenten unter den durch die Umwandlung erhaltenen Spitzenfrequenzkomponenten aus oder schließt eine Spitzenfrequenzkomponente, deren Empfangsleistung geringer ist als ein vorgegebener Schwellwert, unter den überlappenden Spitzenfrequenzkomponenten aus.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist der erste Zeitraum zweimal der Sendezyklus.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung schätzt der Richtungsschätzer eine Richtung des Objekts auf Grundlage der Spitzen-Doppler-Frequenz einer Vielzahl von virtuellen Empfangsantennen, die gemäß einer Positionsbeziehung zwischen der Vielzahl von Sendern und mindestens einem Empfänger virtuell gebildet sind, und der erste Sender ist an einer Position angeordnet, an der eine um eine Mitte der Vielzahl von virtuellen Empfangsantennen befindliche virtuelle Empfangsantenne in der Vielzahl von Sendern gebildet ist.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung sendet in jedem Sendezyklus des Sendesignals ein erster Sender unter einer Vielzahl von Sendern ein Sendesignal in einem ersten Zyklus, und sendet ein zweiter Sender, der ein Sender außer dem ersten Sender ist, unter der Vielzahl von Sendern das Sendesignal in einem zweiten Zyklus, der länger ist als der erste Zyklus.
Gemäß noch einem anderen Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist eine Radar-Vorrichtung geschaffen, enthaltend eine Vielzahl von Sendeantennen; und einen Sendekreis, der Sendesignale durch ein Verwenden der Vielzahl von Sendeantennen sendet, wobei in einer virtuellen Empfangsgruppe, die eine Vielzahl von virtuellen Antennen enthält, gebildet aus einer Vielzahl von Empfangsantennen und der Vielzahl von Sendeantennen, Anordnungspositionen von mindestens zwei der virtuellen Antennen untereinander dieselben sind, und wobei Sendeintervalle der Sendesignale, die sequentiell von Sendeantennen gesendet werden, die den mindestens zwei virtuellen Antennen unter der Vielzahl von Sendeantennen entsprechen, ein gleiches Intervall sind.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung sendet der Sendekreis die Sendesignale in einem vorgegebenen Sendemuster durch ein Verwenden der Vielzahl von Antennen.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung enthält in dem Sendemuster die Vielzahl von Antennen eine Sendeantenne, die die Sendesignale eine Vielzahl von Malen sendet.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist in dem Sendemuster die Sendeantenne, die die Sendesignale eine Vielzahl von Malen sendet, eine andere Sendeantenne als eine Sendeantenne, die dem Schwerpunkt in der Antennenanordnung der Vielzahl von Sendeantennen am fernsten liegt.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist die Vielzahl von virtuellen Antennen, die mindestens einer Sendeantenne unter der Vielzahl von Sendeantennen entspricht, so angeordnet, dass sie die virtuellen Antennen überlappt, die anderen Sendeantennen an einer Vielzahl von Anordnungspositionen entsprechen.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung sendet der Sendekreis fortlaufend die Sendesignale von Sendeantennen, die den mindestens zwei virtuellen Antennen unter der Vielzahl von Sendeantennen entsprechen.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung werden die Sendesignale gleichzeitig von mindestens zwei Sendeantennen unter drei oder mehr Sendeantennen gesendet, und die Anordnungspositionen der mindestens zwei virtuellen Antennen sind auf Grundlage eines Phasenmittelpunkts zwischen den mindestens zwei Sendeantennen definiert.
Die Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung enthält weiter einen Empfangskreis, der reflektierte Wellensignale der an einem Zielobjekt reflektierten Sendesignale unter Verwendung von drei oder mehr Empfangsantennen empfängt, wobei der Empfangskreis die in mindestens zwei Empfangsantennen unter den drei oder mehr Empfangsantennen empfangenen reflektierten Wellensignale miteinander kombiniert und Anordnungspositionen der mindestens zwei virtuellen Antennen auf Grundlage des Phasenmittelpunkts zwischen den mindestens zwei Sendeantennen definiert sind.
In der Radar-Vorrichtung gemäß dem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist die Vielzahl von Sendeantennen in einer zweidimensionalen Weise angeordnet.
Während oben verschiedene Ausführungsformen beschrieben sind, ist einzusehen, dass verschiedene Änderungen in Form und Einzelheit vorgenommen werden können, ohne von dem gegenwärtig oder im Folgenden beanspruchten Erfindungsgedanken und Schutzumfang der Erfindung(en) abzuweichen.
Industrielle Anwendbarkeit
Ein Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist für ein Radar-System nutzbar.
Bezugszeichenliste

1, 110, 110a, 110b: Radar-Vorrichtung
100, 1100, 1100a, 1100b: Radar-Sender
101, 1101, 1101a, 1401: Radar-Sendesignalgenerator
102, 1102: Codegenerator
103, 1103: Modulator
104, 226, 1104, 1503: TPF
105, 1105: Schaltsteuereinheit
106: Sende-HF-Schalter
107: Sende-HF-Teil
108: Orthogonalcode-Generator
109: Code-Multiplexer
191: Code-Multiplizierer
111, 1111: Code-Speicher
112, 1112: D/A-Wandler
121: Sendeantennenschalter
122, 1402: Signalmodulierungsgenerator
123: Spannungsgesteuerter Oszillator
124 1404: Richtungskoppler
200, 1200, 1200b: Radar-Empfänger
201, 1201: Antennensystemprozessor
203, 1203, 1501: Empfangsfunkteil
204, 1204: Verstärker
205, 1205: Frequenzwandler
206, 1206: Quadraturdetektor
207, 1207, 1207b: Signalprozessor
208, 209, 228, 1208, 1208b, 1209: A/D-Wandler
210, 1210: Korrelationsrechner
211, 1211: Ausgangsschalter
213, 1212: Doppler-Analysator
214, 1214: Richtungsschätzer
215, 1213: CFAR-Teil
216: Aliasing-Bestimmer
217: Code-Demultiplexer
220, 1504: R-FFT-Teil
224, 1502: Mischer
1106, 1106a: Sendeschalter
1107, 1107a: Sendefunkteil
1108: Sendeantenne
1300: Referenzsignalgenerator
1403: VCO

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2008304417 A [0004]
JP 2011526371 [0004]
JP 201650778 [0004]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

J. Li, P. Stoica, „MIMO Radar with Colocated Antennas,“ Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Ausg.: 5, S. 106-114, 2007 [0004]
M. Kronauge, H.Rohling, „Fast two-dimensional CFAR procedure“, IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), S. 1817-1823 [0004]
Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Ausg.: 1, Erscheinungsjahr: 1992, Seiten: 64-79 [0004]

Claims

Radar-Vorrichtung, umfassend: eine Vielzahl von Sendeantennen; und einen Sendekreis, der Sendesignale durch ein Verwenden der Vielzahl von Sendeantennen sendet, wobei in einer virtuellen Empfangsgruppe, die eine Vielzahl von virtuellen Antennen enthält, die auf Grundlage einer Vielzahl von Empfangsantennen und der Vielzahl von Sendeantennen gebildet sind, die Anordnungspositionen mindestens zweier aus der Vielzahl von virtuellen Antennen dieselben sind, und wobei die Sendeintervalle der Sendesignale, die sequentiell von den Sendeantennen, die den mindestens zwei virtuellen Antennen entsprechen, unter der Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden, gleiche Intervalle sind.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Sendekreis die Sendesignale in einem vorgegebenen Sendemuster durch ein Verwenden der Vielzahl von Antennen sendet.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei in dem Sendemuster die Vielzahl von Antennen eine Sendeantenne enthält, die die Sendesignale eine Vielzahl von Malen sendet.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei in dem Sendemuster die Sendeantenne, die die Sendesignale eine Vielzahl von Malen sendet, eine andere Sendeantenne ist als eine Sendeantenne, die einem Schwerpunkt in der Antennenanordnung der Vielzahl von Sendeantennen am fernsten liegt.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Vielzahl von virtuellen Antennen, die mindestens einer Sendeantenne unter der Vielzahl von Sendeantennen entspricht, so angeordnet ist, dass sie die virtuellen Antennen überlappt, die anderen Sendeantennen an einer Vielzahl von Anordnungspositionen entsprechen.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Sendekreis fortlaufend die Sendesignale von den Sendeantennen sendet, die den mindestens zwei virtuellen Antennen unter der Vielzahl von Sendeantennen entsprechen.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Sendesignale gleichzeitig von mindestens zwei Sendeantennen unter drei oder mehr aus der Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden, und wobei Anordnungspositionen der mindestens zwei virtuellen Antennen auf Grundlage eines Phasenmittelpunkts zwischen den mindestens zwei Sendeantennen bestimmt sind.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, weiter umfassend: einen Empfangskreis, der reflektierte Wellensignale der an einem Zielobjekt reflektierten Sendesignale unter Verwendung von drei oder mehr aus der Vielzahl von Empfangsantennen empfängt, wobei der Empfangskreis die durch mindestens zwei Empfangsantennen unter den drei oder mehr aus der Vielzahl von Empfangsantennen empfangenen reflektierten Wellensignale kombiniert, und wobei Anordnungspositionen der mindestens zwei virtuellen Antennen auf Grundlage eines Phasenmittelpunkts zwischen den mindestens zwei Empfangsantennen bestimmt sind.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Vielzahl von Sendeantennen in einer zweidimensionalen Weise angeordnet ist.