DE102020115387A1 - Radar-Vorrichtung - Google Patents

Abstract

Der Radarsender (100) umfasst eine Mehrzahl von Sendeantennen, die eine Mehrzahl von Sendesignalen unter Verwendung einer Multiplexübertragung senden, und eine Übertragungsschaltung. Die Übertragungsschaltung wendet Phasendrehungsbeträge, die Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen und Codesequenzen entsprechen, auf die Mehrzahl von Sendesignalen an. Jede der Kombinationen der Doppler-Verschiebungsbeträge und der Codesequenzen hat mindestens eines davon von den übrigen Kombinationen verschieden. Die Anzahl von Multiplexen der Codesequenz, die mindestens einem der Doppler-Verschiebungsbeträge in den Kombinationen entsprechen unterscheidet sich von der Anzahl von Multiplexen von Codesequenzen, die den verbleibenden Doppler-Verschiebungsbeträgen entsprechen.

Description

• Technisches Gebiet
• Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Radar-Vorrichtung.
• Stand der Technik
• Radar-Vorrichtungen, die Radar-Sendesignale mit kurzen Wellenlängen verwenden, einschließlich Mikrowellen oder Millimeterwellen, die eine hohe Auflösung realisieren, wurden in den letzten Jahren untersucht. Um die Sicherheit in Außenräumen zu verbessern, besteht ein Bedarf an der Entwicklung von Radar-Vorrichtungen (beispielsweise als Weitwinkel-Radar-Vorrichtungen bezeichnet) zur Erfassung von Fahrzeugen sowie kleinen Objekten wie Fußgängern in Weitwinkelbereichen.
• Beispiele für den Aufbau einer Radar-Vorrichtung mit einem Weitwinkelerfassungsbereich umfassen einen Aufbau, die ein Verfahren verwendet, das als Ankunftsrichtungsschätzung (engl. „Direction Of Arrival“, DOA) bezeichnet wird. Bei der DOA-Schätzung werden von einem Ziel reflektierte Wellen von einer Array-Antenne empfangen, die aus einer Mehrzahl von Antennen (auch als Antennenelemente bezeichnet) zusammengesetzt ist, und die Ankunftsrichtung (auch als Ankunftswinkel bezeichnet) der reflektierten Wellen wird unter Verwendung eines Signalverarbeitungsalgorithmus basierend auf einer Empfangsphasendifferenz hinsichtlich des Elementabstands (Antennenabstand) geschätzt. Zu den Techniken zur DOA-Schätzung gehören beispielsweise das Fourier-Verfahren oder zu Beispielen für Techniken zur Realisierung einer hohen Auflösung gehören das Capon-Verfahren, die Mehrfachsignalklassifizierung (engl. „Multiple Signal Classification“, MUSIC) und die Schätzung von Signalparametern über Rotationsinvarianztechniken (engl. „Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques“, ESPRIT).
• Ferner wurde beispielsweise ein Aufbau einer Radar-Vorrichtung (manchmal auch als MIMO-Radar (engl. „Multiple Input Multiple Output“) bezeichnet) vorgeschlagen, der eine Mehrzahl von Antennen (Array-Antenne) auf der Sendeseite zusätzlich zu der Empfangsseite enthält, derart, dass die Sende- und Empfangsarrayantennen verwendet werden, um eine Signalverarbeitung durchzuführen, um eine Strahlabtastung durchzuführen (siehe zum Beispiel NPL 1).
• Referenzliste
• Patentliteratur
• Patentliteratur 1 Japanische veröffentlichte Patentanmeldung Nr. 2008-304417
• Patentliteratur 2 Japanische nicht geprüfte Patentanmeldung (Übersetzung der PCT-Anmeldung) Nr. 2011-526371
• Patentliteratur 3 Japanische veröffentlichte Patentanmeldung Nr. 2014-119344
• Nichtpatentliteratur
• Nichtpatentschrift 1 J. Li, P. Stoica, „MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol.24, Ausg.: 5, S. 106-114, 2007
• Nichtpatentschrift 2 M. Kronauge, H.Rohling, „Fast two-dimensional CFAR procedure‟, IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), S. 1817-1823
• Nichtpatentschrift 3 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Ausg.: 1, Erscheinungsjahr: 1992, Seiten: 64 - 79
• Nichtpatentschrift 4 V. Winkler, „Prinzip der Erzeugung neuartiger Wellenformen für FMCW-Radare mit kurzer Reichweite", in Proc. Deutsche Microw. Conf., 2009, S. 1-4.
• Zusammenfassung der Erfindung
• Verfahren zum Abtasten eines Zielobjekts (oder eines Ziels) unter Verwendung einer Radar-Vorrichtung (zum Beispiel eines MIMO-Radars) wurden jedoch nicht vollständig untersucht.
• Eine nicht einschränkende beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung stellt eine Radar-Vorrichtung mit verbesserter Zielobjekterfassungsgenauigkeit bereit.
• Eine Radar-Vorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung umfasst: eine Mehrzahl von Sendeantennen, die eine Mehrzahl von Sendesignalen unter Verwendung einer Multiplexübertragung senden; und eine Übertragungsschaltung, die Phasendrehungsbeträge, die Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen und Codesequenzen entsprechen, auf die Mehrzahl von Sendesignalen anwendet, wobei sich für jede der Kombinationen der Doppler-Verschiebungsbeträge und der Codesequenzen mindestens eine daraus von denen der übrigen Kombinationen unterscheidet, wobei sich die Anzahl von Multiplexen der Codesequenz, die mindestens einem der Doppler-Verschiebungsbeträge in den Kombinationen entsprechen, von der Anzahl von Multiplexen der Codesequenzen unterscheidet, die den verbleibenden Doppler-Verschiebungsbeträgen entsprechen.
• Es sollte beachtet werden, dass diese allgemeinen oder speziellen Ausführungsformen als ein System, eine Vorrichtung, ein Verfahren, eine integrierte Schaltung, ein Computerprogramm oder ein Aufzeichnungsmedium verwirklicht sein können, oder durch eine beliebige Kombination des Systems, der Vorrichtung, des Verfahrens, der integrierten Schaltung, des Computerprogramms und des Aufzeichnungsmediums verwirklicht sein können.
• Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung kann die Zielobjekt-Erfassungsgenauigkeit einer Radar-Vorrichtung verbessert werden.
• Zusätzliche Nutzen und Vorteile der offenbarten beispielhaften Ausführungsformen gehen aus der Beschreibung und der Zeichnungen hervor. Die Nutzen und/oder Vorteile können einzeln durch die verschiedenen Ausführungsformen und Merkmale der Beschreibung und der Zeichnungen erlangt werden, die nicht alle vorgesehen sein müssen, um eins oder mehrere aus den Nutzen und Vorteilen zu erlangen.
• Figurenliste
• 1 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 1 darstellt;
• 2 ist ein Diagramm, das ein Beispiel von Sendesignalen und reflektierten Wellensignalen darstellt, wenn Chirp-Impulse verwendet werden;
• 3A und 3B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 4A und 4B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 5A bis 5C sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 6A bis 6C sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 7A und 7B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 8A und 8B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 9A und 9B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 10A und 10B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 11A und 11B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 12A und 12B sind Diagramme, die einen beispielhaften Doppler-Domänen-Komprimierungsprozess veranschaulichen;
• 13 ist ein Diagramm, das zur Beschreibung des Doppler-Domänen-Komprimierungsprozesses verwendet wird;
• 14A und 14B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 15 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus eines Radar-Senders gemäß Variation 3 der Ausführungsform 1 veranschaulicht;
• 16 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung gemäß Variation 5 der Ausführungsform 1 veranschaulicht;
• 17A und 17B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Variation 7 der Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 18A und 18B sind Diagramme, die ein Beispiel der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes gemäß Variation 7 der Ausführungsform 1 veranschaulichen;
• 19 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung gemäß Variation 8 der Ausführungsform 1 veranschaulicht;
• 20 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus eines Radar-Senders veranschaulicht, wenn Chirp-Impulse gemäß Variation 8 der Ausführungsform 1 verwendet werden;
• 21 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung gemäß Variation 9 der Ausführungsform 1 veranschaulicht;
• 22 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus eines Radar-Senders veranschaulicht, wenn Chirp-Impulse gemäß Variation 9 der Ausführungsform 1 verwendet werden;
• 23 ist ein Diagramm, das ein Beispiel von Sendesignalen veranschaulicht, wenn Chirp-Impulse gemäß Variation 10 der Ausführungsform 1 verwendet werden;
• 24 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung gemäß der Ausführungsform 2 veranschaulicht;
• Beschreibung von Ausführungsformen
• Ein MIMO-Radar sendet Signale (Radarübertragungswellen), die beispielsweise durch Zeitteilung, Frequenzteilung oder Codeteilung gemultiplext werden, von einer Mehrzahl von Sendeantennen (auch als eine Sendearrayantenne bezeichnet), empfängt von einem nahe gelegenen Objekt reflektierte Signale (Radar reflektierte Wellen) unter Verwendung einer Mehrzahl von Empfangsantennen (auch als Empfangsarrayantenne bezeichnet) und separiert und empfängt die gemultiplexten Sendesignale von den jeweiligen Empfangssignalen. Durch das oben beschriebene Verfahren kann das MIMO-Radar die Ausbreitungskanalantwort erfassen, die durch das Produkt aus der Anzahl der Sendeantennen und der Anzahl der Empfangsantennen gegeben ist, und die Empfangssignale werden als ein virtuelles Empfangsarray verwendet, um eine Arraysignalverarbeitung auszuführen.
• In dem MIMO-Radar kann ferner eine Anordnung mit geeignetem Elementabstand in den Sende- und Empfangsarrayantennen die Antennenapertur auf virtuelle Weise erweitern und die Winkelauflösung verbessern.
• Zum Beispiel offenbart die Patentliteratur 1 ein MIMO-Radar (im Folgenden als ein „Zeitmultiplex-MIMO-Radar“ bezeichnet), das als ein Multiplex-Übertragungsverfahren für das MIMO-Radar eine Zeitmultiplex-Übertragung verwendet, um ein Signal von jeder der Sendeantennen zu einer verschobenen Sendezeit zu senden. Das zeitmultiplexende Senden kann mit einer einfacheren Anordnung implementiert werden als das frequenzmultiplexende Senden oder das Code-multiplexende Senden. Bei dem zeitmultiplexenden Senden kann außerdem eine ausreichende Breite der Intervalle zwischen den Sendezeiten die richtige Orthogonalität zwischen den Sendesignalen aufrechterhalten. Das Zeitmultiplex-MIMO-Radar gibt Sendeimpulse aus, die ein Beispiel von Sendesignalen sind, während es die Sendeantennen nacheinander in einem vorgegebenen Zeitraum schaltet. Das Zeitmultiplex-MIMO-Radar empfängt an mehreren Empfangsantennen Signale, die die von einem Objekt reflektierten Sendeimpulse sind, führt ein Korrelationsverfahren zwischen den Empfangssignalen und den Sendeimpulsen durch und führt dann beispielsweise eine räumliche schnelle Fouriertransformationsverarbeitung (engl. „fast Fourier transform“, FFT) durch (Verarbeitung zur Ankunftsrichtungsschätzung der reflektierten Wellen).
• Das Zeitmultiplex-MIMO-Radar schaltet nacheinander die Sendeantennen, von denen Sendesignale (beispielsweise Sendeimpulse oder Radarübertragungswellen) übertragen werden sollen, in einem definierten Zeitraum. Bei der Zeitmultiplexübertragung kann es daher länger als bei der Frequenzteilungsübertragung oder der Codeteilungsübertragung dauern, bis die Übertragung von Sendesignalen von allen Sendeantennen abgeschlossen ist. Dementsprechend wird beispielsweise wie in Patentliteratur 2, wenn Sendesignale von den jeweiligen Sendeantennen gesendet werden und die Doppler-Frequenz (d.h. die Relativgeschwindigkeit des Ziels) aus ihren Empfangsphasenänderungen erfasst wird, das Zeitintervall zum Beobachten der Empfangsphasenänderungen (beispielsweise Abtastintervall) erhöht, um eine Fourierfrequenzanalyse zur Erfassung der Doppler-Frequenz anzuwenden. Dies verringert den Doppler-Frequenzbereich, über den die Doppler-Frequenz erfasst werden kann, ohne ein Aliasing (Falten) zu verursachen (d.h. des Bereiches der erkennbaren Relativgeschwindigkeiten des Ziels).
• Wenn ein reflektiertes Wellensignal außerhalb des Doppler-Frequenzbereichs, über das die Doppler-Frequenz erfasst werden kann, ohne ein Aliasing zu verursachen (mit anderen Worten, der Bereich der relativen Geschwindigkeiten) angenommen wird als vom Ziel zu kommen, kann die Radar-Vorrichtung nicht identifizieren, ob das reflektierte Wellensignal die Aliasing-Komponente ist, die die Mehrdeutigkeit (Unsicherheit) der Doppler-Frequenz (mit anderen Worten die Relativgeschwindigkeit des Ziels) verursacht.
• Wenn beispielsweise die Radar-Vorrichtung Sendesignale (Sendeimpulse) sendet, während Nt Sendeantennen in dem Zeitraum Tr sequentiell geschaltet werden, wird eine durch Tr × Nt gegebene Übertragungszeit benötigt, um die Übertragung der Sendesignale von allen Sendeantennen abzuschließen. Infolge der N_c maligen Wiederholung dieser Zeitmultiplex-Übertragungsoperation und Anwendung der Fourier-Frequenzanalyse zur Erfassung der Doppler-Frequenz ist der Doppler-Frequenzbereich, über den die Doppler-Frequenz erfasst werden kann, ohne ein Aliasing zu verursachen, gegeben durch ±1/(2Tr × Nt) aus dem Abtasttheorem. Dementsprechend nimmt der Doppler-Frequenzbereich, über den die Doppler-Frequenz erfasst werden kann, ohne ein Aliasing zu verursachen, ab, wenn die Anzahl Nt der Sendeantennen zunimmt, und es ist selbst bei niedrigeren Relativgeschwindigkeiten wahrscheinlich, dass die Mehrdeutigkeit der Doppler-Frequenz auftritt.
• In dem Zeitmultiplex-MIMO-Radar ist es für niedrigere Relativgeschwindigkeiten wahrscheinlich, dass die oben beschriebene Mehrdeutigkeit der Dopplerfrequenz auftritt. Im Folgenden liegt der Schwerpunkt beispielsweise auf einem Verfahren zum gleichzeitigen Übertragen von Sendesignalen von mehreren Sendeantennen auf gemultiplexte Weise.
• Beispiele für das Verfahren zum gleichzeitigen Übertragen von Sendesignalen von mehreren Sendeantennen auf gemultiplexte Weise umfassen ein Verfahren (nachstehend als Doppler-Multiplexübertragung bezeichnet) zum Übertragen von Signalen, so dass eine Mehrzahl von Sendesignalen im Doppler-Frequenzbereich auf der Empfangsseite getrennt werden können (siehe zum Beispiel NPL 3).
• Bei der Doppler-Multiplexübertragung werden auf der Sendeseite gleichzeitig Sendesignale von mehreren Sendeantennen derart übertragen, dass beispielsweise in Bezug auf ein von einer Referenzsendeantenne zu sendendes Sendesignal Sendesignale, die von Sendeantennen gesendet werden sollen, die sich von der Referenzsendeantenne unterscheiden, Doppler-Verschiebungsbeträge erhalten, die größer sind als die Doppler-Frequenzbandbreite der Empfangssignale. Bei der Doppler-Multiplexübertragung wird auf der Empfangsseite eine Filterung im Doppler-Frequenzbereich durchgeführt, um die von den jeweiligen Sendeantennen gesendeten Sendesignale zu trennen und zu empfangen.
• Bei der Doppler-Multiplexübertragung kann die gleichzeitige Übertragung von Sendesignalen von einer Mehrzahl von Sendeantennen das Zeitintervall zum Beobachten von Empfangsphasenänderungen im Vergleich zur Zeitmultiplex-Übertragung reduzieren, um eine Fourier-Frequenzanalyse anzuwenden, um die Doppler-Frequenz (oder Relativgeschwindigkeit) zu erfassen. Bei der Doppler-Multiplexübertragung ist jedoch die effektive Doppler-Frequenzbandbreite pro Sendesignal begrenzt, da eine Filterung im Doppler-Frequenzbereich durchgeführt wird, um die Sendesignale der jeweiligen Sendeantennen zu trennen.
• Beispielsweise wird eine Doppler-Multiplexübertragung beschrieben, bei der eine Radar-Vorrichtung Sendesignale von Nt Sendeantennen in dem Zeitraum Tr überträgt. Infolge der Wiederholung dieser Doppler-Multiplexübertragungsoperation N_c-mal und Anwendung der Fourierfrequenzanalyse zur Erfassung der Dopplerfrequenz (oder Relativgeschwindigkeit) ist der Dopplerfrequenzbereich, über den die Dopplerfrequenz erfasst werden kann, ohne ein Aliasing zu verursachen, gegeben durch ±1/(2 × Tr) aus dem Abtasttheorem. Das heißt, bei der Doppler-Multiplexübertragung wird der Doppler-Frequenzbereich, über den die Doppler-Frequenz erfasst werden kann, ohne ein Aliasing zu verursachen, im Vergleich zur Zeitmultiplexübertragung um das Nt-fache erhöht (z. B. ±1/(2Tr × Nt)).
• Bei der Doppler-Multiplexübertragung wird, wie oben beschrieben, eine Filterung im Doppler-Frequenzbereich durchgeführt, um Sendesignale zu trennen. Dementsprechend ist die effektive Doppler-Frequenzbandbreite pro Sendesignal auf 1/(Tr × Nt) beschränkt, und somit wird ein Doppler-Frequenzbereich ähnlich dem bei der Zeitmultiplexübertragung erhalten. Bei der Doppler-Multiplexübertragung kann außerdem in einem Doppler-Frequenzband, das den effektiven Doppler-Frequenzbereich pro Sendesignal überschreitet, eine Interferenz mit Signalen im Doppler-Frequenzband eines anderen vom Sendesignal verschiedenen Sendesignals dazu führen, dass die Sendesignale nicht korrekt getrennt werden.
• Dementsprechend beschreibt eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ein Verfahren zum Erweitern des Bereichs von Doppler-Frequenzen, bei denen bei der Doppler-Multiplexübertragung keine Mehrdeutigkeit auftritt. Mit diesem Verfahren kann eine Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung die Zielobjekt-Erfassungsgenauigkeit über einen breiteren Doppler-Frequenzbereich verbessern.
• Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ausführlich beschrieben. In den Ausführungsformen werden dieselben Bestandteile mit denselben Bezugsziffern identifiziert, und eine Beschreibung davon wird wegen Redundanz weggelassen.
• Das Folgende beschreibt eine Konfiguration einer Radar-Vorrichtung (mit anderen Worten einer MIMO-Radarkonfiguration) mit einem Sendezweig, in dem gemultiplexte verschiedene Sendesignale gleichzeitig von einer Mehrzahl von Sendeantennen gesendet werden, und einem Empfangszweig, in dem die Sendesignale getrennt und einer Empfangsverarbeitung unterzogen werden.
• Das Folgende beschreibt als Beispiel auch eine Konfiguration eines Radarschemas (auch als beispielsweise Chirp-Impulsübertragung (schnelle Chirp-Modulation) bezeichnet), das frequenzmodulierte Impulswellen wie Chirp-Impulse verwendet. Es ist zu beachten, dass das Modulationsschema nicht auf das für die Frequenzmodulation beschränkt ist. Beispielsweise ist eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung auch auf ein Radarschema anwendbar, das ein Impulskompressionsradar verwendet, das dazu eingerichtet ist, eine Impulsfolge nach Durchführung einer Phasenmodulation oder Amplitudenmodulation zu übertragen.
• Ferner führt die Radar-Vorrichtung eine Doppler-Multiplexübertragung durch. Zusätzlich führt die Radar-Vorrichtung bei der Doppler-Multiplexübertragung eine Codierung (zum Beispiel Codemultiplex (engl. „Code division multiplexing“, CDM)) von Signalen (im Folgenden als „Doppler-Multiplex-Sendesignale“ bezeichnet) mit unterschiedlich angewendeten Phasendrehungen (mit anderen Worten Phasenverschiebungen) durch, deren Anzahl der Anzahl von Doppler-Multiplexen entspricht, und überträgt die codierten Signale auf multiplexierte Weise (im Folgenden als „codiertes Doppler-Multiplexing“ bezeichnet).
• [Aufbau der Radar-Vorrichtung]
• 1 ist ein Blockschaltbild, das einen Beispielaufbau einer Radar-Vorrichtung 10 gemäß dieser Ausführungsform darstellt.
• Die Radar-Vorrichtung 10 enthält einen Radar-Sender (Sendezweig) 100 und einen Radar-Empfänger (Empfangszweig) 200.
• Der Radar-Sender 100 erzeugt Radarsignale (Radar-Sendesignale) und überträgt die Radar-Sendesignale in einem definierten Sendezeitraum unter Verwendung einer Sendearrayantenne, die aus mehreren (zum Beispiel Nt) Sendeantennen 108 besteht.
• Der Radar-Empfänger 200 empfängt reflektierte Wellensignale, die Radar-Sendesignale sind, die von einem Zielobjekt (Ziel) (nicht dargestellt) reflektiert werden, unter Verwendung einer Empfangsarrayantenne, die aus mehreren Empfangsantennen 202-1 bis 202-Na besteht. Der Radar-Empfänger 200 führt eine Signalverarbeitung an den reflektierten Wellensignalen durch, die von den jeweiligen Empfangsantennen 202 empfangen werden, um beispielsweise das Vorhandensein oder Fehlen des Zielobjekts zu erfassen oder die Ankunftsentfernung, die Dopplerfrequenz (mit anderen Worten die Relativgeschwindigkeit) und die Ankunftsrichtung der reflektierten Wellensignale zu schätzen und Informationen über die Schätzergebnisse (mit anderen Worten Positionsmessinformationen) auszugeben.
• Das Zielobjekt ist ein Objekt, das von der Radar-Vorrichtung 10 erfasst werden soll. Beispiele des Zielobjektes umfassen Fahrzeuge (einschließlich Vierrad- und Zweiradfahrzeuge), eine Person, und einen Block oder einen Randstein.
• [Aufbau des Radar-Senders 100]
• Der Radar-Sender 100 umfasst einen Radar-Sendesignalgenerator 101, einen Phasendrehungsbetragseinsteller 104, einen Phasendreher 107 und Sendeantennen 108.
• Der Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugt ein Radar-Sendesignal. Der Radar-Sendesignalgenerator 101 enthält beispielsweise einen Moduliertes-Signal-Emitter 102 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 103. Das Folgende beschreibt jede der Komponenten des Radar-Sendesignalgenerators 101.
• Wie beispielsweise in 2 dargestellt ist, emittiert der Moduliertes-Signal-Emitter 102 periodisch sägezahnförmig modulierte Signale. Hier ist der Radar-Sendezeitraum durch Tr angegeben.
• Der VCO 103 gibt basierend auf den Radar-Sendesignalen (modulierten Signalen), die vom Moduliertes-Signal-Emitter 102 ausgegeben werden, frequenzmodulierte Signale (im Folgenden beispielsweise als Frequenz-Chirp-Signale oder Chirp-Signale bezeichnet) an die Phasendreher 107 und den Radar-Empfänger 200 (Mischerabschnitt 204 unten beschrieben) aus.
• Der Phasendrehungsbetragseinsteller 104 stellt Phasendrehungsbeträge für die Phasendreher 107 ein (mit anderen Worten, Phasendrehungsbeträge, die einer codierten Doppler-Multiplexübertragung entsprechen). Der Phasendrehungsbetragseinsteller 104 umfasst beispielsweise den Doppler-Verschiebungseinsteller 105 und den Codierer 106.
• Der Doppler-Verschiebungseinsteller 105 stellt zum Beispiel einen Phasendrehungsbetrag ein, der einem Doppler-Verschiebungsbetrag entspricht, der auf jedes Radar-Sendesignal angewendet werden soll (zum Beispiel ein Chirp-Signal).
• Der Codierer 106 stellt einen Phasendrehungsbetrag ein, der der Codierung entspricht. Der Codierer 106 berechnet die Phasendrehungsbeträge für die Phasendreher 107 auf der Grundlage beispielsweise der vom Doppler-Verschiebungseinsteller 105 ausgegebenen Phasendrehungsbeträge und des der Codierung entsprechenden Phasendrehungsbetrags und gibt die Phasendrehungsbeträge an die Phasendreher 107 aus. Ferner gibt der Codierer 106 beispielsweise Informationen über Codesequenzen, die zum Codieren (zum Beispiel Elemente orthogonaler Codesequenzen) verwendet werden, an den Radar-Empfänger 200 (zum Beispiel den Ausgangsschaltabschnitt 209) aus.
• Die Phasendreher 107 wenden die vom Codierer 106 eingegebenen Phasendrehungsbeträge auf die vom VCO 103 eingegebenen Chirp-Signale an und geben Signale, die einer Phasendrehung ausgesetzt sind, an die Sendeantennen 108 aus. Beispielsweise umfasst jeder Phasendreher 107 einen Phasenschieber, einen Phasenmodulator usw. (nicht dargestellt). Die Ausgangssignale der Phasendreher 107 werden auf eine definierte Sendeleistung verstärkt und dann von den jeweiligen Sendeantennen 108 in einen Raum abgestrahlt. Mit anderen Worten werden Phasendrehungsbeträge, die Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codesequenzen entsprechen, auf Radar-Sendesignale angewendet, die dann von mehreren Sendeantennen 108 auf multiplexierte Weise übertragen werden.
• Als nächstes wird ein beispielhaftes Verfahren zum Einstellen von Phasendrehungsbeträgen unter Verwendung des Phasendrehungsbetragseinstellers 104 beschrieben.
• Der Doppler-Verschiebungseinsteller 105 stellt den Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm ein und gibt den Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Codierer 106 aus. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM. N_DM bezeichnet eine festgelegte Anzahl unterschiedlicher Doppler-Verschiebungsbeträge und wird im Folgenden als „Anzahl von Doppler-Multiplexen“ bezeichnet.
• Da auch eine vom Codierer 106 durchgeführte Codierung verwendet wird, kann in der Radar-Vorrichtung 10 die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM so eingestellt werden, dass sie kleiner als die Anzahl Nt der Sendeantennen 108 ist, die zum Multiplexen der Übertragung verwendet werden. Die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM ist größer oder gleich 2.
• Den Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂, ... und DOP_DM werden unterschiedliche Phasendrehungsbeträge zugewiesen, indem beispielsweise ein Phasendrehungsbereich größer oder gleich 0 und kleiner als 2π geteilt wird. Zum Beispiel wird der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm, wie durch folgende Gleichung 1 angegeben, zugewiesen. Im Folgenden wird der Winkel im Bogenmaß ausgedrückt.
  [1] $${\varphi }_{ndm}=\frac{2\pi \left(ndm-1\right)}{N_{DM}}$$

  
• In Gleichung 1 ist beispielsweise in einem Fall, in dem die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM gleich 2 ist, der Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁ gleich 0 und der Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂ gleich π. Ebenso ist in Gleichung 1 beispielsweise in einem Fall, in dem die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM gleich 4 ist, der Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁ gleich 0, der Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂ π/2, der Phasendrehungsbetrag ϕ₃ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₃ π und der Phasendrehungsbetrag ϕ₄ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₄ gleich 3π/2. Mit anderen Worten, die Intervalle der Phasendrehungsbeträge ϕ_ndm zum Anwenden von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP_ndm sind gleich.
• Die Zuordnung von Phasendrehungsbeträgen zum Anwenden von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂, ... und DOP_DM ist bei diesem Zuordnungsverfahren nicht auf dieses beschränkt. Beispielsweise kann die durch Gleichung 1 gegebene Zuordnung von Phasendrehungsbeträgen verschoben werden. Beispielsweise können Phasendrehungsbeträge so zugewiesen werden, dass ϕ_ndm = 2π(ndm)/N_DM. Alternativ können die Phasendrehungsbeträge ϕ₁, ϕ₂, ..., und ϕ_DM zufällig Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂, ... und DOP_DM unter Verwendung einer Zuordnungstabelle für Phasendrehungsbeträge zugewiesen werden.
• Der Codierer 106 setzt einen Phasendrehungsbetrag basierend auf einer oder mehreren orthogonalen Codesequenzen kleiner oder gleich N_CM für jeden der Phasendrehungsbeträge ϕ₁, ..., und ϕ_NDM für die Anwendung von N_DM Doppler-Verschiebungsbeträgen, die vom Doppler-Verschiebungseinsteller 105 ausgegeben werden. Ferner setzt der Codierer 106 Phasendrehungsbeträge basierend auf sowohl den Doppler-Verschiebungsbeträgen als auch den orthogonalen Codesequenzen, d. H. „Codierte Doppler-Phasendrehungsbeträgen“ zum Erzeugen codierter Doppler-Multiplexsignale, und gibt die Phasendrehungsbeträge an die Phasendreher 107 aus.
• Das Folgende beschreibt ein Beispiel für den Betrieb des Codierers 106.
• Zum Beispiel verwendet der Codierer 106 N_CM orthogonale Codesequenzen, deren Anzahl gleich der Anzahl von Codes (mit anderen Worten der Anzahl von CodeMultiplexen) mit Codelänge Loc ist.
• Im Folgenden werden N_CM orthogonale Codesequenzen mit der Codelänge Loc durch Coden_ncm = {OC_ncm(1), OC_ncm(2), ..., OC_ncm(Loc)} dargestellt. OC_ncm(noc) bezeichnet das noc-te Codeelement in der ncm-ten orthogonalen Codesequenz Code_ncm. Hier bezeichnet noc den Index eines Codeelements und noc = 1, ..., Loc.
• Die im Codierer 106 verwendeten orthogonalen Codesequenzen sind beispielsweise Codes, die orthogonal (nicht korreliert) zueinander sind. Beispielsweise können orthogonale Codesequenzen Walsh-Hadamard-Codes sein. In diesem Fall wird die Codelänge Loc zum Generieren von N_CM orthogonalen Codesequenzen verwendet, deren Anzahl gleich der Anzahl von Codes ist, die durch die folgende Gleichung 2 gegeben ist.
  [2] $$Loc=2^{ceil\left[{\text{log}}_2\left(N_{Cm}\right)\right]}$$

  
• ceil[x] bezeichnet hier den Operator (Deckenfunktion), der eine minimale Ganzzahl ausgibt, die größer oder gleich der reellen Zahl x ist.
• Zum Beispiel in einem Fall, in dem N_CM = 2 ist, ist die Codelänge Loc der Walsh-Hadamard-Codes gleich 2 und die orthogonale Codesequenzen werden durch Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} dargestellt. Wenn ein Codeelement in einer orthogonalen Codesequenz 1 ist, ist 1 = exp (j0), wobei die Phase davon 0 ist. Wenn ein Codeelement in einer orthogonalen Codesequenz -1 ist, ist -1 = exp (jπ), wobei die Phase davon π ist.
• Des Weiteren zum Beispiel in einem Fall, in dem N_CM = 4 ist, die Codelänge Loc gleich 4 und werden die orthogonale Codesequenzen durch Code₁ = {1, 1, 1, 1}, Code₂ = {1, -1, 1, -1}, Code₃ = {1, 1, -1, -1} und Code₄ = {1, -1, -1, 1} dargestellt.
• Die Codelemente in einer orthogonalen Codesequenz sind nicht auf reelle Zahlen beschränkt und können auch komplexe Zahlen enthalten. Zum Beispiel kann eine orthogonale Codesequenz Code_ncm gegeben durch folgende Gleichung 3 verwendet werden. Hier ist ncm = 1, ..., N_CM. In diesem Fall wird eine Codelänge, die zum Erzeugen von N_CM orthogonaler Codesequenzen verwendet wird, deren Anzahl gleich der Anzahl der Codes ist, durch Loc = N_CM dargestellt.
  [3] $$Cod{e}_{ncm}=\left\{\mathrm{1,}\text{exp}\left[j\frac{2\pi }{N_{CM}}\left(ncm-1\right)\right],\text{exp}\left[j\frac{2\pi }{N_{CM}}2\left(ncm-1\right)\right],\dots \text{exp}\left[j\frac{2\pi }{N_{CM}}\left(N_{CM}-1\right)\left(ncm-1\right)\right]\right\}$$

  
• Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem N_CM = 3 ist, die Codelänge Loc gleich 3 (= N_CM) und der Codierer 106 erzeugt orthogonale Codesequenzen, die durch Code₁ = {1, 1, 1}, Code₂ = {1, exp(j2π/3), exp(j4π/3)} und Code₃ = {1, exp(-j2π/3), exp (-j4π/3)} dargestellt werden.
• Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem N_CM = 4 ist, die Codelänge Loc gleich 4 (= N_CM) und der Codierer 106 erzeugt orthogonale Codesequenzen, die durch Code₁ = {1, 1, 1, 1}, Code₂ = {1, j, -1, -j}, Code₃ = {1, -1,1, -1} und Code₄ = {1, -j, -1, j} dargestellt werden. Hier ist j die imaginäre Einheit.
• In dem Codierer 106 wird die Anzahl von Codemultiplexen (im Folgenden als die Anzahl von codierten Doppler-Multiplexen bezeichnet) zum Codieren eines Doppler-Multiplex-Signals, das den vom Doppler-Verschiebungseinsteller 105 ausgegebenen ndm-ten Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm nutzt, durch „N_{DOP_CODE}(ndm)“ dargestellt. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM.
• Der Codierer 106 setzt die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm), so dass zum Beispiel die Summe der Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2), ... und N_{DOP_CODE}(N_DM) zum Codieren von Doppler-Multiplexsignalen gleich der Anzahl Nt der Sendeantennen 108 ist, die zum Multiplexen der Übertragung verwendet werden. Mit anderen Worten setzt der Codierer 106 die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm), um die folgende Gleichung 4 zu erfüllen. Dies ermöglicht es der Radar-Vorrichtung 10, ein Multiplexsenden in der Doppler-Domäne und der Code-Domäne (im Folgenden als codierte Doppler-Multiplexübertragung bezeichnet) unter Verwendung von Nt Sendeantennen 108 durchzuführen.
  [4] $${\displaystyle \sum _{ndm=1}^{N_{DM}}{N}_{DOP\_CODE}\left(ndm\right)=Nt}$$

  
• Hier setzt der Codierer 106 beispielsweise die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2), ... und N_{DOP_CODE}(N_DM), um unterschiedliche Anzahlen von codierten Doppler-Multiplexen in dem Bereich größer oder gleich 1 und kleiner als oder gleich N_CM zu enthalten. Zum Beispiel setzt der Codierer 106 die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so, dass nicht alle Anzahlen der codierter Doppler-Multiplexe auf N_CM gesetzt werden, was der Anzahl an Codes entspricht, sondern mindestens eine der Anzahlen der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM ist. Mit anderen Worten, der Codierer 106 setzt die Anzahlen der codierten Doppler-Multiplexe für Doppler-Multiplex-Signale ungleichmäßig. Mit dieser Einstellung kann beispielsweise die Radar-Vorrichtung 10 Signale, die von mehreren Sendeantennen 108 auf codierte Doppler-Multiplex-Weise gesendet werden, durch die nachstehend beschriebene Empfangsverarbeitung einzeln trennen und empfangen.
• Der Codierer 106 setzt in dem m-ten Sendezeitraum Tr einen codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m) gegeben durch Befolgen von Gleichung 5 für den Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des ndm-ten Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm und gibt einen codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m) zum Phasendreher 107 aus.
  [5] $${\psi }_{ndop\_cod\left(ndm\right),ndm}\left(m\right)=floor\left[\frac{\left(m-1\right)}{Loc}\right]\times {\varphi }_{ndm}+angle\left[O{C}_{ndop\_code\left(ndm\right)}\left(OC\_INDEX\right)\right]$$

  
• Hier repräsentiert der Index „ndop_code (ndm)“ einen Index, der kleiner oder gleich der Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) für den Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm ist. Zum Beispiel ist ndop_code (ndm) = 1, ..., N_{DOP_CODE}(ndm). Ferner bezeichnet angle[x] den Operator, der eine Bogenphase der reellen Zahl x ausgibt. Zum Beispiel ist angle[1] = 0, angle[-1] = π, angle[j] = π/2 und angle[-j] = -π/2. Ferner bezeichnet floor[x] den Operator, der eine maximale ganze Zahl ausgibt, die nicht größer als die reelle Zahl x ist, wobei j die imaginäre Einheit ist.
• Zum Beispiel, wie durch Gleichung 5 gegeben, liefert der codierte Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m) einen konstanten Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm (zum Beispiel der erste Term in Gleichung 5) für die Dauer von Loc Sendezeiträumen, deren Anzahl gleich der zum Codieren verwendeten Codelänge ist, und wendet einen entsprechenden Phasendrehungsbetrag auf jedes der Loc Codeelemente OC_{ndop_code (ndm)}(1), ... und OC_{ndop_code (ndm)}(Loc) des Codes Coden_{dop_code (ndm)}, der zur Codierung verwendet wird, an (der zweite Term in Gleichung 5).
• Ferner gibt der Codierer 106 für jeden Sendezeitraum (Tr) den orthogonalen Codeelementindex OC _INDEX an den Radar-Empfänger 200 aus (Ausgangsschaltabschnitt 209, der nachstehend beschrieben wird). OC_INDEX repräsentiert einen orthogonalen Codeelementindex, der die Elemente der orthogonalen Codesequenz Coden_{dop_code(ndm)} angibt. OC_INDEX variiert zyklisch im Bereich von 1 bis Loc für jeden Sendezeitraum (Tr), wie durch die folgende Gleichung 6 gegeben.
  [6] $$OC\_INDEX=\text{MOD}\left(M-\mathrm{1,}LOC\right)+1$$

  
• Hier bezeichnet mod(x, y) einen Modulooperator und ist eine Funktion, die den Rest von x geteilt durch y ausgibt. Ferner ist m = 1, ..., Nc. Nc bezeichnet die Anzahl von Sendeperioden, die zur Radar-Positionsbestimmung verwendet werden (nachstehend als „Anzahl der Übertragungen von Radar-Sendesignalen“ bezeichnet). Die Anzahl Nc der Übertragungen von Radar-Sendesignalen wird auf ein ganzzahliges Vielfaches (Ncode-fach) von Loc eingestellt. Zum Beispiel ist Nc = Loc × Ncode.
• Als nächstes wird ein beispielhaftes Verfahren zum ungleichmäßigen Einstellen der Anzahl codierter Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) für Doppler-Multiplexsignale unter Verwendung des Codierers 106 beschrieben.
• Zum Beispiel setzt der Codierer 106 die Anzahl von orthogonalen Codesequenzen (mit anderen Worten die Anzahl von Codemultiplexen oder die Anzahl von Codes) N_CM, die die folgende Bedingung erfüllen. Zum Beispiel erfüllen die Anzahl der orthogonalen Codesequenzen N_CM und die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM die folgende Beziehung für die Anzahl Nt von Sendeantennen 108, die zur Multiplexübertragung verwendet werden.
• (Anzahl der orthogonalen Codesequenzen N_CM) × (Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM)> Anzahl Nt der Sendeantennen, die zur Multiplexübertragung verwendet werden
• Zum Beispiel ist unter der Anzahl von orthogonalen Codesequenzen N_CM und der Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM, welche die oben beschriebenen Bedingung erfüllen, die Verwendung von einer Kombination mit einem kleineren Wert des Produkts (N_CM × N_DM) sowohl hinsichtlich der Eigenschaften als auch der Komplexität der Schaltungskonfiguration wünschenswert. Es ist zu beachten, dass es nicht einschränkend ist, unter der Anzahl der orthogonalen Codesequenzen N_CM und der Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM, die die oben beschriebene Bedingung erfüllen, eine Kombination mit einem kleineren Wert des Produkts (N_CM × N_DM) anzuwenden und es kann jede andere Kombination angewendet werden.
• In einem Fall, in dem Nt = 3 ist, ist beispielsweise die Kombination von N_DM = 2 und N_CM = 2 wünschenswert.
• In diesem Fall wird die Zuordnung der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ und der orthogonalen Codes Code₁ und Code₂ gemäß, wie beispielsweise in 3A und 3B dargestellt, der Einstellung von N_{DOP_CODE}(1) und N_{DOP_CODE}(2) bestimmt. In den 3A und 3B stellen weiße Kreise („O“) verwendete Doppler-Verschiebungsbeträge und orthogonale Codes dar und Kreuze („ד) stellen nicht verwendete Doppler-Verschiebungsbeträge und orthogonale Codes dar (das gleiche gilt für die folgende Beschreibung).
• Zum Beispiel zeigt 3A ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = 2 und N_{DOP_CODE}(2) = 1 ist und 3B zeigt ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = 1 und N_{DOP_CODE}(2) = 2 ist.
• In den 3A und 3B, wird der Code₁ für den Doppler-Verschiebungsbetrag verwendet, der der Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) = 1 (zum Beispiel DOP₂ in den 3A und DOP₁ in 3B) entspricht, was nicht einschränkend ist. Zum Beispiel in einem Fall, in dem N_{DOP_CODE}(1) <N_CM oder N_{DOP_CODE}(2) <N_CM, wie in den 4A und 4B, kann Code₂ anstelle von Code₁ für den Doppler-Verschiebungsbetrag entsprechend N_{DOP_CODE}(ndm) = 1 (zum Beispiel DOP₂ in 4A und DOP₁ in 4B) verwendet werden.
• In einem Fall, in dem Nt = 4 oder 5 ist, ist beispielsweise die Kombination von N_DM = 3 und N_CM = 2 oder die Kombination von N_DM = 2 und N_CM = 3 wünschenswert.
• 5A bis 5C veranschaulichen einen Fall, in dem Nt = 4, N_DM = 3 und N_CM = 2 ist als ein Beispiel. Beispielsweise wird die Zuordnung der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂und DOP₃ und der orthogonalen Codes Code₁ und Code₂ in Übereinstimmung mit der Einstellung von N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2), and N_{DOP_CODE}(3), wie in den 5A-5C dargestellt, bestimmt.
• Zum Beispiel, zeigt 5A ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = 2, N_{DOP_CODE}(2) = 1 und N_{DOP_CODE}(3) = 1, 5B zeigt ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = 1, N_{DOP_CODE}(2) = 2 und N_{DOP_CODE}(3) = 1 und 5C zeigt ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = 1, N_{DOP_CODE}(2) = 1 und N_{DOP_CODE}(3) = 2 ist.
• In den 5A bis 5C, wird der Code₁ für den Doppler-Verschiebungsbetrag verwendet, der der Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) = 1 entspricht, was nicht einschränkend ist. Zum Beispiel für Einstellungen, bei denen die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe jeweils kleiner als N_CM sind, kann der Code₂ anstelle von Code₁, wie in 6A, oder beide, Code₁ und Code₂ verwendet werden, wie in 6B oder 6C. dargestellt.
• 7A bis 7B veranschaulichen einen Fall, in dem Nt = 4, N_DM = 2 und N_CM = 3 ist als ein anderes Beispiel. Beispielsweise wird die Zuordnung der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ und der orthogonalen Codes Code₁, Code₂ und Code₃ in Übereinstimmung mit der Einstellung von N_{DOP_CODE}(1) und N_{DOP_CODE}(2), wie in den 7A und 7B, bestimmt.
• Zum Beispiel zeigt 7A ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = 2 und N_{DOP_CODE}(2) = 1 ist und 7B zeigt ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = 1 und N_{DOP_CODE}(2) = 2 ist.
• In den 7A und 7B wird der Code₁ für den Doppler-Verschiebungsbetrag verwendet, der der Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) = 1 entspricht, was nicht einschränkend ist. Zum Beispiel, wenn N_{DOP_CODE}(1)<N_CM oder N_{DOP_CODE}(2)<N_CM ist, kann der Code₂ anstelle von Code₁ verwendet werden, wie in 8A dargestellt, oder kann der Code₃ anstelle von Code₁ verwendet werden, wie in 8B dargestellt.
• Wenn zum Beispiel in einem Fall, in dem Nt = 4 ist, N_DM = 2 und N_CM = 3, wie in den 9A und 9B dargestellt, N_{DOP_CODE}(1) = 2 und N_{DOP_CODE}(2) = 2 gesetzt werden, sind die Anzahlen der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE} für die Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ einheitlich. In dieser Einstellung wird beispielsweise angenommen, dass, wie in 9A dargestellt, der gleiche Satz von Codes (zum Beispiel Code₁ und Code₂) den Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁ und DOP₂ zugeordnet wird oder dass, wie in 9B dargestellt, unterschiedliche Sätze von Codes den Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁ und DOP₂ zugeordnet werden. In beiden 9A oder 9B kann die Radar-Vorrichtung 10 Signale identifizieren, die von mehreren Sendeantennen 108 auf eine codierte Doppler-Multiplex-Weise übertragen werden, wenn der Doppler-Frequenzbereich einem Doppler-Frequenzbereich innerhalb des Bereichs von 1/N_CM ist, verglichen mit der maximalen Doppler-Geschwindigkeit zum Zeitpunkt der Einzelantennenübertragung.
• Im Gegensatz dazu sind in dieser Ausführungsform beispielsweise in einem Fall, in dem Nt = 4, N_DM = 2 und N_CM = 3, die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE} für Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ ungleichmäßig eingestellt, wie N_{DOP_CODE}(1) = 3 und N_{DOP_CODE}(2) = 1, oder N_{DOP_CODE}(1) = 1 und N_{DOP_CODE}(2) = 3, wie in den 7A und 7B dargestellt. In dieser Einstellung kann der Doppler-Frequenzbereich beispielsweise der maximalen Doppler-Geschwindigkeit zum Zeitpunkt der Einzelantennenübertragung entsprechen (die Details werden unten beschrieben).
• In einem Fall, in dem Nt = 6 oder 7 ist, ist beispielsweise die Kombination von N_DM = 4 und N_CM = 2 oder die Kombination von N_DM = 2 und N_CM = 4 wünschenswert.
• 10A und 10B veranschaulichen einen Fall, in dem Nt = 6, N_DM = 4 und N_CM = 2 als ein Beispiel. Beispielsweise wird die Zuordnung der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂, DOP₃ und DOP₄ und der orthogonalen Codes Code₁ und Code₂ in Übereinstimmung mit der Einstellung von N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2), N_{DOP_CODE}(3) und N_{DOP_CODE}(4), wie in den 10A und 10B dargestellt, bestimmt.
• Zum Beispiel zeigt 10A ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = N_{DOP_CODE}(2) = 2 und N_{DOP_CODE}(3) = N_{DOP_CODE}(4) = 1 ist und 10B zeigt ein Beispiel, in dem N_{DOP_CODE}(1) = N_{DOP_CODE}(3) = 2 und N_{DOP_CODE}(2) = N_{DOP_CODE}(4) = 1 ist.
• In den 10A und 10B wird der Code₁ für den Doppler-Verschiebungsbetrag verwendet, der der Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) = 1 entspricht, was nicht einschränkend ist. Zum Beispiel für Einstellungen, bei denen die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe jeweils kleiner als N_CM sind, kann der Code₂ anstelle von Code₁, wie in 11A, verwendet werden, oder beide, Code₁ und Code₂, wie in 11B dargestellt.
• Zum Beispiel, wie in 10A und 10B dargestellt, gibt es in einem Fall in dem Nt = 6, N_DM = 4 und N_CM = 2 zwei Doppler-Verschiebungsbeträge, die nicht alle Codes verwenden. Des Weiteren beispielsweise unter N_DM = 4, für Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen, die nicht alle Codes verwenden, gibt es sechs Kombinationen (=₄C₂) von zwei Doppler-Verschiebungsbeträgen, ausgewählt aus vier Doppler-Verschiebungsbeträgen, und in jeder Kombination gibt es vier Kombinationen (= NC_M × N_CM) der Codes, die verwendet werden. Dementsprechend gibt es in einem Fall, in dem Nt = 6, N_DM = 4 und N_CM = 2, insgesamt 24 Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP und orthogonalen Codes Code, die zugeordnet sind.
• Ebenso ist beispielsweise in einem Fall, in dem Nt = 8 ist, die Kombination von N_DM = 3 und N_CM = 3 oder die Kombination von n_DM = 5 und N_CM = 2 wünschenswert. Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem Nt = 9 ist, die Kombination von N_DM = 5 und N_CM = 2 wünschenswert. Zum Beispiel ist in einem Fall, in dem Nt = 10 ist, die Kombination von N_DM = 6 und N_CM = 2 oder die Kombination von N_DM = 4 und N_CM = 3 wünschenswert. Die Anzahl Nt der Sendeantennen 108 ist nicht auf die in dem oben beschriebenen Beispiel beschränkt, und eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist auch auf Nt = 11 oder mehr anwendbar.
• Als nächstes wird ein Beispiel beschrieben, wie der Doppler Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m) gesetzt wird.
• Beispielsweise wird eine Beschreibung eines Falles gegeben, in dem im Codierer 106 die Anzahl der zur Multiplexübertragung verwendeten Sendeantennen Nt = 3 ist, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 2, N_CM = 2 und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden. In diesem Fall zum Beispiel, wenn die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so eingestellt sind, dass N_{DOP_CODE}(1) = 1 und N_{DOP_CODE}(2) = 2, setzt der Codierer 106 codierte Doppler Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_{1, 2}(m) und ψ_{2, 2}(m), die durch folgende Gleichungen 7 bis 9 gegeben sind, und gibt codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_{1, 2}(m) und ψ_{2, 2}(m) zu den Phasendrehern 107 aus.
  [7] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_1,{\varphi }_1\mathrm{,2}{\varphi }_1\mathrm{,2}{\varphi }_1\mathrm{,3}{\varphi }_1\mathrm{,3}{\varphi }_1,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [8] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_2,{\varphi }_2\mathrm{,2}{\varphi }_2\mathrm{,2}{\varphi }_2\mathrm{,3}{\varphi }_2\mathrm{,3}{\varphi }_2,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [9] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,{\varphi }_2,{\varphi }_2+\pi \mathrm{,2}{\varphi }_2\mathrm{,2}{\varphi }_2+\pi \mathrm{,3}{\varphi }_2\mathrm{,3}{\varphi }_2+\pi \dots \right\}\end{array}$$

  
• Hier als Beispiel werden der Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm gegeben durch ϕ_ndm = 27π(ndm - 1)/N_DM in Gleichung 1, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁, welcher gleich 0 ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂, welcher gleich ist π, verwendet. In diesem Fall setzt der Codierer 106 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m) und ψ_{2, 2}(m) gegeben durch die folgenden Gleichungen 10 bis 12 und gibt codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_{1, 2}(m) und ψ_{2, 2}(m) zu den Phasendrehern 107 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc. Hier wird eine Modulo-Operation für 2π durchgeführt, und die Ergebnisse werden im Bogenmaß von 0 oder mehr bis weniger als 2π ausgedrückt (Gleiches gilt für die folgende Beschreibung).
  [10] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,0,0,0,0,0,0,}\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [11] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [12] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,}\dots \right\}\end{array}$$

  
• Wie durch die Gleichungen 10 bis 12 gegeben, wenn ein Phasendrehungsbetrag auf ϕ_ndm = 27π(ndm - 1)/N_DM gesetzt wird, auf welche 2π gleichmäßig geteilt wird, werden die codierten Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m) und ψ_{2, 2}(m) in Sendezeiträumen geändert, die durch N_DM × N_CM = 2 × 2 = 4 gegeben sind.
• Als ein anderes Beispiel kann der Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm auf ϕ_ndm = 27π(ndm)/N_DM eingestellt werden und der Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁, welcher gleich π ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂, welcher gleich 0 ist, können verwendet werden. In diesem Fall setzt der Codierer 106 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m) und ψ_{2, 2}(m) gegeben durch die folgenden Gleichungen 13 bis 15 und gibt codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_{1, 2}(m) und ψ_{2, 2}(m) zu den Phasendrehern 107 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [13] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,,}\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [14] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,0,0,0,0,0,0,}\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [15] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi \mathrm{,0,}\pi \mathrm{,0,}\pi \mathrm{,0,}\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  
• Wie durch die Gleichungen 10 bis 12 oder die Gleichungen 13 bis 15 gegeben, ist die Anzahl der Phasen (zum Beispiel zwei, nämlich 0 und π), die für einen Phasendrehungsbetrag (zum Beispiel einen Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrags) verwendet wird, kleiner als die Anzahl der Sendeantennen 108, die zur Multiplexübertragung verwendet werden, nämlich Nt = 3. Mit anderen Worten, wie durch die Gleichungen 10 bis 12 oder die Gleichungen 13 bis 15 gegeben, ist die Anzahl der Phasen (zum Beispiel zwei, nämlich 0 und π), die für einen Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrags verwendet wird, gleich der Anzahl von Doppler-Verschiebungsbeträgen, die zur Multiplexübertragung verwendet werden (mit anderen Worten, die Anzahl von Doppler-Multiplexen) N_DM = 2.
• Ferner wird beispielsweise eine Beschreibung eines Falls gegeben, in dem im Codierer 106 die Anzahl der zur Multiplexübertragung verwendeten Sendeantennen Nt = 6, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 4, N_CM = 2 und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden. In diesem Fall zum Beispiel, wenn die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so eingestellt sind, dass N_{DOP_CODE}(1) = 1, N_{DOP_CODE}(2) = 1, N_{DOP_CODE}(3) = 2 und N_{DOP_CODE}(4) = 2, setzt der Codierer 106 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m), ψ_{2, 3}(m), ψ_{1, 4}(m) und ψ_{2, 4}(m) gegeben durch die folgenden Gleichungen 16 bis 21 und gibt die codierten Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m), ψ_{2, 3}(m), ψ_{1, 4}(m) und ψ_{2, 4}(m) zu den Phasendrehern 107 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [16] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_1,{\varphi }_1\mathrm{,2}{\varphi }_1\mathrm{,2}{\varphi }_1\mathrm{,3}{\varphi }_1\mathrm{,3}{\varphi }_1,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [17] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_2,{\varphi }_2\mathrm{,2}{\varphi }_2\mathrm{,2}{\varphi }_2\mathrm{,3}{\varphi }_2\mathrm{,3}{\varphi }_2,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [18] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_3,{\varphi }_3\mathrm{,2}{\varphi }_3\mathrm{,2}{\varphi }_3\mathrm{,3}{\varphi }_3\mathrm{,3}{\varphi }_3,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [19] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,{\varphi }_3,{\varphi }_3+\pi \mathrm{,2}{\varphi }_3\mathrm{,2}{\varphi }_3+\pi \mathrm{,3}{\varphi }_3\mathrm{,3}{\varphi }_3+\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [20] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_4,{\varphi }_4\mathrm{,2}{\varphi }_4\mathrm{,2}{\varphi }_4\mathrm{,3}{\varphi }_4,{\varphi }_4,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [21] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,{\varphi }_4,{\varphi }_4+\pi \mathrm{,2}{\varphi }_4\mathrm{,2}{\varphi }_4+\pi \mathrm{,3}{\varphi }_4\mathrm{,3}{\varphi }_4+\pi \dots \right\}\end{array}$$

  
• Hier als ein Beispiel, in dem der Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm, der durch ϕ_ndm = 2π(ndm - 1)/N_DM gegeben ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁, welcher gleich 0 ist, der Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂, welcher gleich π/2 ist, der Phasendrehungsbetrag ϕ₃ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₃, welcher gleich π ist und der Phasendrehungsbetrag ϕ₄ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₄, welcher gleich 3π/2 ist, verwendet werden. In diesem Fall setzt der Codierer 106 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m), ψ_{2, 3}(m), ψ_{1, 4}(m) und ψ_{2, 4}(m), die durch die folgenden Gleichungen 22 bis 27 gegeben sind, und gibt die codierten Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m), ψ_{2, 3}(m), ψ_{1, 4}(m) und ψ₂, ₄(m) zu den Phasendrehern 107 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [22] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,0,0,0,0,0,0}\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [23] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\frac{\pi }{2},\frac{\pi }{2},\pi ,\pi ,\frac{3\pi }{2},\frac{3\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [24] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [25] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,}\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [26] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\frac{3\pi }{2},\frac{3\pi }{2},\pi ,\pi ,\frac{\pi }{2},\frac{\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [27] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,\frac{3\pi }{2},\frac{\pi }{2},\pi \mathrm{,0,}\frac{\pi }{2},\frac{3\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  
• Wie durch die Gleichungen 22 bis 27 gegeben, wenn ein Phasendrehungsbetrag auf ϕ_ndm = 27π(ndm - 1)/N_DM gesetzt wird, in dem 2π gleichmäßig geteilt wird, werden die codierten Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m), ψ_{2, 3}(m), ψ_{1, 4}(m) und ψ_{2, 4}(m) in Sendezeiträumen geändert, die durch N_DM × N_CM = 4 × 2 = 8 gegeben sind.
• Wie durch die Gleichungen 22 bis 27 gegeben, ist ferner die Anzahl der Phasen (zum Beispiel vier, nämlich 0, π/2, π und 3π/2) die für einen Phasendrehungsbetrag (zum Beispiel einen Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrags) verwendet wird, kleiner als die Anzahl von Sendeantennen 108, die zur Multiplexübertragung verwendet werden, nämlich Nt = 6. Mit anderen Worten, wie durch die Gleichungen 22 bis 27 gegeben, ist die Anzahl der Phasen (zum Beispiel vier, nämlich 0, π/2, π und 3π/2), die für einen Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrags verwendet werden, gleich der Anzahl von Doppler-Verschiebungsbeträgen, die zur Multiplexübertragung (mit anderen Worten, die Anzahl von Doppler-Multiplexen) N_DM = 4 verwendet werden.
• Während als Beispiel die Einstellung der Phasendrehungsbeträge in einem Fall, in dem die Anzahl Nt der Sendeantennen 108 gleich 3 ist und die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM gleich 2 ist und in einem Fall, in dem die Anzahl Nt der Sendeantennen 108 gleich 6 und die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM gleich 4 ist, als Beschreibung gegeben wurde, sind die Anzahl Nt der Sendeantennen 108 und die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM nicht auf die oben beschriebenen Werte beschränkt. Beispielsweise kann die Anzahl von Phasen, die für einen Phasendrehungsbetrag verwendet werden, so eingestellt werden, dass sie kleiner als die Anzahl Nt der Sendeantennen 108 ist, die zur Multiplexübertragung verwendet werden, unabhängig von der Anzahl Nt der Sendeantennen 108. Ferner kann die Anzahl von Phasen, die für einen Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrags verwendet werden, gleich der Anzahl N_DM von Doppler-Verschiebungsbeträgen sein, die zur Multiplexübertragung verwendet werden.
• Vorstehend wurde ein Verfahren zum Einstellen der Phasendrehungsbeträge unter Verwendung des Phasendrehungsbetragseinstellers 104 beschrieben.
• In 1 wendet jeder Phasendreher 107 einen Phasendrehungsbetrag auf ein vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegebenes Chirp-Signal an, und zwar für jeden Sendezeitraum Tr, basierend auf dem codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m), der durch den Phasendrehungsbetragseinsteller 104 eingestellt wird. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM und ndop_code (ndm) = 1, ..., N_{DOP_CODE}(ndm).
• Die Summe der Anzahl von codierten Doppler-Multiplexen N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2), ... und N_{DOP_CODE}(N_DM) wird so eingestellt, dass sie gleich der Anzahl Nt der Sendeantennen 108 ist, und Nt codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge werden jeweils in Nt Phasendreher 107 eingegeben.
• Jeder der Nt Phasendreher 107 wendet einen codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m) an und gibt dazu ein Chirp-Signal ein, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 für jeden Sendezeitraum Tr ausgegeben wird. Die Ausgänge der Nt Phasendreher 107 (beispielsweise als codierte Doppler-Multiplexsignale bezeichnet) werden auf eine definierte Sendeleistung verstärkt und dann von Nt Sendeantennen 108 in einem Sendearrayantennenabschnitt in einen Raum abgestrahlt.
• Im Folgenden wird der Phasendreher 107, der einen codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m) anwendet, durch „Phasendreher PROT#[ndop_code (ndm), ndm]“ dargestellt. Ebenso wird die Sendeantenne 108, die den Ausgang des Phasendrehers PROT#[ndop_code (ndm), ndm] in einen Raum ausstrahlt, durch „Sendeantenne Tx#[ndop_code (ndm), ndm]“ dargestellt. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM und ndop_code (ndm) = 1, ..., N_{DOP_CODE}(ndm).
• Beispielsweise wird eine Beschreibung eines Falls gegeben, in dem, wenn die Anzahl der zur Multiplexübertragung verwendeten Sendeantennen Nt = 3, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 2, N_CM = 2, die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden, und die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so gesetzt werden, dass N_{DOP_CODE}(1) = 1 und N_{DOP_CODE}(2) = 2. In diesem Fall werden die codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m) und ψ_{2, 2}(m) in den jeweiligen Sendezeiträumen vom Codierer 106 an die Phasendreher 107 ausgegeben.
• Beispielsweise wendet der Phasendreher PROT#[1, 1] für jeden Sendezeitraum einen Phasendrehungsbetrag ψ_{1, 1}(m), der durch die folgende Gleichung 28 gegeben ist, auf ein Chirp-Signal an, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 für jeden Sendezeitraum erzeugt wird. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[1, 1] wird von der Sendeantenne Tx#[1, 1] ausgegeben. Hier bezeichnet cp (t) ein Chirp-Signal für jeden Sendezeitraum.
  [28] $$\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right)\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right)\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right)\right]cp\left(t\right),\dots \text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(Nc\right)\right]cp\left(t\right)$$

  
• Ebenso wendet der Phasendreher PROT#[1, 2] für jeden Sendezeitraum einen Phasendrehungsbetrag ψ_{1, 2}(m), der durch die folgende Gleichung 29 gegeben ist, auf ein Chirp-Signal an, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 für jeden Sendezeitraum erzeugt wird. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[1, 2] wird von der Sendeantenne Tx#[1, 2] ausgegeben.
  [29] $$\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right)\right]cp\left(t\right),\dots ,\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(Nc\right)\right]cp\left(t\right).$$

  
• Ebenso wendet der Phasendreher PROT#[2, 2] für jeden Sendezeitraum einen Phasendrehungsbetrag ψ_{2, 2}(m), der durch die folgende Gleichung 30 gegeben ist, auf ein Chirp-Signal an, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 für jeden Sendezeitraum erzeugt wird. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[2, 2] wird von der Sendeantenne Tx#[2, 2] ausgegeben.
  [30] $$\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(1\right)\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right)\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(3\right)\right]cp\left(t\right),\dots \text{exp}\left[j{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(Nc\right)\right]cp\left(t\right)$$

  
• In der vorstehenden Beschreibung wurde ein Beispiel dafür gegeben, wie der codierte Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m) gesetzt wird.
• In dieser Ausführungsform sind dementsprechend mehrere Sendeantennen 108 Kombinationen (mit anderen Worten Zuordnung) von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP_ndm und orthogonalen Codesequenzen Coden_ncm derart zugeordnet, dass in jeder der Kombinationen mindestens eines der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP_ndm oder der orthogonalen Codesequenz Coden_ncm unterschiedlich ist. In dieser Ausführungsform ist ferner die Anzahl der Multiplexe der orthogonalen Codesequenz Coden_ncm (mit anderen Worten, die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm)) entsprechend jedem Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm in Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP_ndm und orthogonalen Codesequenzen Code_ncm unterschiedlich.
• Zum Beispiel umfassen in dieser Ausführungsform, wie in den 3A und 3B dargestellt, die Nt Sendeantennen 108 mindestens mehrere Sendeantennen 108, von denen Sendesignale, die unter Verwendung verschiedener orthogonaler Codesequenzen codemultiplext werden, übertragen werden, und mindestens eine Sendeantenne 108, von der ein nicht code-multiplextes Sendesignal übertragen wird. Mit anderen Worten, die Radar-Sendesignale, die vom Radarsender 100 übertragen werden, enthalten mindestens ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) auf die Anzahl der Codes N_CM gesetzt wird, und ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) kleiner als die Anzahl der Codes N_CM ist.
• [Aufbau des Radar-Empfängers 200]
• In 1 enthält der Radarempfänger 200 Na Empfangsantennen 202, die eine Array-Antenne bilden. Der Radarempfänger 200 umfasst ferner die Na Antennenkanalprozessoren 201-1 bis 201-Na, den Abschnitt mit konstanter Fehlalarmrate (CFAR) 211, den codierten Doppler-Demultiplexer 212 und den Richtungsschätzer 213.
• Jede Empfangsantenne 202 empfängt ein reflektiertes Wellensignal, das ein an einem Zielobjekt (Ziel) reflektiertes Radar-Sendesignal ist, und gibt das empfangene reflektierte Wellensignal zum entsprechenden der Antennenkanalprozessoren 201 als Empfangssignal aus.
• Jeder Antennenkanalprozessor 201 enthält einen Empfangsfunkteil 203 und einen Signalprozessor 206.
• Das Empfangsfunkteil 203 enthält einen Mischerteil 204 und einen Tiefpassfilter (LPF) 205. Das Empfangsfunkteil 203 mischt unter Verwendung des Mischerteils 204 ein vom Radar-Sendesignalgenerator 101 eingegebenes Chirp-Signal, das ein Sendesignal ist, mit dem empfangenen reflektierten Wellensignal und leitet das resultierende gemischte Signal durch den LPF 205. Folglich wird ein Schwebungssignal mit einer Frequenz extrahiert, die der Verzögerungszeit des reflektierten Wellensignals entspricht. Zum Beispiel wird, wie in 2 dargestellt, die Differenzfrequenz zwischen der Frequenz eines Sende-Chirp-Signals (sende-frequenz-modulierte Welle) und der Frequenz eines Empfangs-Chirp-Signals (empfangs-frequenz-modulierte Welle) wird als die Schwebungsfrequenz erhalten.
• In jedem Antennenkanalprozessor 201-z (wobei z gleich einem der Werte 1 bis Na ist) umfasst der Signalprozessor 206 einen Analog-Digital-Wandler (AD) 207, einen Schwebungsfrequenzanalysator 208, einen Ausgangsschaltabschnitt 209 und Doppler-Analysatoren 210.
• Das vom LPF 205 ausgegebene Signal (zum Beispiel das Schwebungssignal) wird an den Signalprozessor 206 weitergeleitet und vom AD-Wandler 207 in diskret abgetastete Daten umgewandelt.
• Der Schwebungsfrequenzanalysator 208 führt ein FFT Verfahren der Ndata Stücke der diskreten Abtastdaten durch, die in einem vorgegebenen Zeitbereich (Bereichsfenster) für jeden Sendezeitraum Tr erhalten werden. Folglich gibt der Signalprozessor 206 ein Frequenzspektrum aus, in dem eine Spitze bei einer Schwebungsfrequenz entsprechend der Verzögerungszeit des reflektierten Wellensignals (reflektierten Radar-Welle) erscheint. Bei dem FFT Verfahren kann beispielsweise der Schwebungsfrequenzanalysator 208 eine Multiplikation mit einem Fensterfunktionskoeffizienten wie dem Han-Fenster oder dem Hamming-Fenster durchführen. Die Verwendung eines Fensterfunktionskoeffizienten kann Nebenkeulen um die Schwebungsfrequenzspitze unterdrücken.
• Hier wird eine Schwebungsfrequenzantwort, die durch die m-te Chirp-Impulsübertragung erhalten wird, die vom Schwebungsfrequenzanalysator 208 in dem z-ten Signalprozessor 206 ausgegeben wird, durch RFT dargestellt_z(f_b, m). Hier bezeichnet f_b den Schwebungsfrequenzindex, der dem FFT-Index (Bin-Nummer) entspricht. Zum Beispiel f_b = 0, ..., N_Daten/2, z = 0, ..., Na und m = 1, ..., Nc_.. Eine Schwebungsfrequenz mit einem kleineren Schwebungsfrequenzindex f_b zeigt an, dass die Verzögerungszeit eines reflektierten Wellensignals kürzer ist (mit anderen Worten, der Abstand zum Zielobjekt ist kürzer).
• Der Schwebungsfrequenzindex f_b kann durch ein Verwenden der nachfolgenden Gleichung 31 in eine Abstandsinformation R(f_b) umgewandelt werden. Aus diesem Grund wird der Schwebungsfrequenzindex f_b im Folgenden als „Abstandsindex f_b“ bezeichnet.
  [31] $$R\left(f_b\right)=\frac{C_0}{2B_w}{f}_b$$

  
• Hier bezeichnet B_w eine Frequenzmodulationsbandbreite in einem Bereichsfenster für ein Chirp-Signal und C₀ bezeichnet die Lichtgeschwindigkeit.
• Der Ausgangsschaltabschnitt 209 schaltet selektiv den Ausgang des Schwebungsfrequenzanalysators 208 für jeden Sendezeitraum an den OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 210 unter den Loc-Doppler-Analysatoren 210 aus und gibt ihn aus, basierend auf dem orthogonalen Codeelementindex OC INDEX, der vom Codierer 106 in Phasendrehungsbetragseinsteller 104 ausgegeben wird. Mit anderen Worten, der Ausgangsschaltabschnitt 209 wählt den OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 210 in dem m-ten Sendezeitraum Tr aus.
• Der Signalprozessor 206 umfasst die Loc-Doppler-Analysatoren 210-1 bis 210-Loc. Beispielsweise werden Daten für jeden Loc-Sendezeitraum (Loc × Tr) in den noc-ten Doppler-Analysator 210 unter Verwendung des Ausgangsschaltabschnitts 209 eingegeben. Dementsprechend führt der noc-te Doppler-Analysator 210 eine Doppler-Analyse für jeden Abstandsindex f_b unter Verwendung von Daten der Ncode Sendezeiträumen unter Nc Sendezeiträumen (zum Beispiel Schwebungsfrequenzgang RFT_z(f_b, m) ausgegeben vom Schwebungsfrequenzanalysator 208) durch. Hier bezeichnet noc den Index eines Codeelements und noc = 1, ..., Loc.
• Wenn beispielsweise Ncode eine Potenz von 2 ist, ist das FFT-Verfahren bei der Doppler-Analyse anwendbar. In diesem Fall ist die FFT-Größe Ncode und eine maximale Dopplerfrequenz, ohne ein aus dem Abtasttheorem abgeleitetes Aliasing zu verursachen, ±1/(2Loc × Tr). Ferner ist das Doppler-Frequenzintervall für den Doppler-Frequenzindex f_s 1/(Ncode × Loc × Tr) und der Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist gegeben durch f_s = -Ncode/2, ..., 0, ..., Ncode/2-1.
• Die folgende Beschreibung wird als Beispiel für einen Fall gegeben, in dem Ncode eine Potenz von 2 ist. Wenn Ncode beispielsweise keine Potenz von 2 ist, können Daten mit Null-Auffüllung verwendet werden, um ein FFT-Verfahren mit einer Anzahl von Datengrößen (FFT-Größen) durchzuführen, die einer Potenz von 2 entsprechen. Bei dem FFT-Verfahren kann der Doppler-Analysator eine Multiplikation mit einem Fensterfunktionskoeffizienten wie dem Han-Fenster oder dem Hamming-Fenster durchführen. Die Anwendung einer Fensterfunktion kann Nebenkeulen um die Schwebungsfrequenzspitze unterdrücken.
• Beispielsweise ist der Ausgang VFT_z ^noc(f_b, f_s) der Doppler-Analysatoren 210 im z-ten Signalprozessor 206 durch die folgende Gleichung 32 gegeben, wobei j die imaginäre Einheit und z = 1 bis Na ist.
  [32] $$VF{T}_z{}^{noc}\left(f_b,f_s\right)={\displaystyle \sum _{s=0}^{N_{code}-1}RF{T}_z\left(f_b,L_{OC}\times s+noc\right)\text{exp}\left[-j\frac{2\pi s{f}_s}{N_{code}}\right]}$$

  
• Die vorstehende Beschreibung wurde für das von den Komponenten des Signalprozessors 206 durchgeführten Verfahren gegeben.
• In 1 führt der CFAR-Abschnitt 211 ein CFAR-Verfahren (mit anderen Worten eine adaptive Schwellenwertbestimmung) unter Verwendung der Ausgänge der Loc-Doppler-Analysatoren 210 in jedem der ersten bis Na-ten Signalprozessoren 206 durch und extrahiert den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar}, die ein Spitzensignal liefern.
• Beispielsweise führt der CFAR-Abschnitt 211 ein zweidimensionales CFAR-Verfahren mit der Abstandsachse und der Doppler-Frequenzachse (entsprechend der Relativgeschwindigkeit) oder ein CFAR-Verfahren durch, das eine Kombination von eindimensionalen CFAR-Verfahrensoperationen durch Leistungsaddition der Ausgänge VFT_z ^noc(f_b, f_s) von Doppler-Analysatoren 210 in den ersten bis Na-ten Signalprozessoren 206, wie beispielsweise durch die folgende Gleichung 33 gegeben ist. Als das zweidimensionale CFAR-Verfahren oder als das CFAR-Verfahren, das eine Kombination von eindimensionalen CFAR-Verfahrensoperationen ist, kann beispielsweise das in NPL 2 offenbarte Verfahren angewendet werden.
  [33] $$PowerFT\left(f_b,f_s\right)={\displaystyle \sum _{z=1}^{N_a}{\displaystyle \sum _{noc=1}^{L_{OC}}{\left|VF{T}_z{}^{noc}\left(f_b,f_s\right)\right|}^2}}$$

  
• Der CFAR-Abschnitt 211 stellt adaptiv einen Schwellenwert ein und gibt den Distanzindex f_{b_cfar}, der eine Empfangsleistung liefert, die größer als der Schwellenwert ist, den Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} und Informationen zur Empfangsleistung PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) an den codierten Doppler-Demultiplexer 212 aus.
• Wenn zum Beispiel der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm mit der Gleichung 1 bestimmt wird, sind die Intervalle ΔFD der Doppler-Verschiebungsbeträge im Doppler-Frequenzbereich, die von den Doppler-Analysatoren 210 ausgegeben werden, gleich, wobei ΔFD = Ncode/N_DM. Dementsprechend werden in den Ausgängen der Doppler-Analysatoren 210 Spitzen in Intervallen von ΔFD für die Doppler-Verschiebungs-multiplexten Signale im Doppler-Frequenzbereich detektiert. Wenn der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm unter Verwendung der Gleichung 1 bestimmt wird, kann ΔFD abhängig von Ncode und N_DM manchmal keine ganze Zahl sein. In diesem Fall kann die nachstehend beschriebene Gleichung 50 verwendet werden, um ΔFD mit einem ganzzahligen Wert zu erreichen. Im Folgenden wird ein Empfangsverarbeitungsvorgang, in dem ΔFD einen ganzzahligen Wert aufweist, beschrieben.
• 12A zeigt ein Beispiel der Ausgänge der Doppler-Analysatoren 210 in den Abständen, über die reflektierte Wellen von drei Zielen in einem Fall existieren, in dem N_DM = 2 ist. Wie zum Beispiel in 12A gezeigt, wenn reflektierte Wellen von den drei Zielen bei Doppler-Frequenzindizes f1, f2 und f3 beobachtet werden, werden die reflektierten Wellen auch bei den jeweiligen Doppler-Frequenzindizes (zum Beispiel f1+ΔFD, f2+ΔFD und f3+ΔFD) in Invervallen von ΔFD relativ zu f1, f2 und f3 beobachtet.
• Dementsprechend kann der CFAR-Abschnitt 211 die jeweiligen Ausgänge der Doppler-Analysatoren 210 in Bereiche unterteilen mit Doppler-Verschiebungsbetragsintervallen ΔFD und CFAR-Verfahren (beispielsweise als „Doppler-Domänenkomprimierungs-CFAR-Verfahren“ bezeichnet), nachdem, wie durch die folgende Gleichung 34 gegeben, die Leistungsaddition (beispielsweise als „Doppler-Domänenkomprimierung“ bezeichnet) für die jeweiligen Bereiche bereitgestellt wurde, während die Spitzenpositionen von Doppler-Verschiebungs-multiplexten Signalen angepasst werden. Hier ist f_{s_comp} = -Ncode/2, ..., -Ncode/2 +ΔFD-1.
  [34] $$PowerFT\_comp\left(f_b,f_{s\_comp}\right)={\displaystyle \sum _{nfd=1}^{N_{DM}}PowerFT\left(f_b,f_{s\_comp}+\left(nfd-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD\right)}$$

  
• Dies kann den Doppler-Frequenzbereich für das CFAR-Verfahren auf 1/N_DM komprimieren, um den Umfang des CFAR-Verfahrens zu reduzieren und die Schaltungskonfiguration zu vereinfachen. Zusätzlich ermöglicht der CFAR-Abschnitt 211 die Leistungsaddition für N_DM Doppler-Verschiebungs-multiplexten Signale, was dazu führt, dass das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) um etwa (N_DM)^1/2 verbessert wird. Infolgedessen kann die Radarerfassungsleistung der Radar-Vorrichtung 10 verbessert werden.
• 12B zeigt ein Beispiel der Ausgänge der in 12A dargestellten Doppler-Analysatoren 210 nach Anwendung des durch Gleichung 34 gegebenen Doppler-Domänen-Komprimierungsprozesses. Wie in 12B gezeigt, werden für einen Fall, in dem N_DM = 2, durch den Doppler-Domänen-Komprimierungsprozess, die Leistungskomponente für den Doppler-Frequenzindex f1 und die Leistungskomponente für f1+ΔFD addiert und die Summe ausgegeben. Wie in 12B ebenfalls gezeigt, werden die Leistungskomponente für den Doppler-Frequenzindex f2 und die Leistungskomponente für f2+ΔFD addiert und die Summe ausgegeben, und die Leistungskomponente für den Doppler-Frequenzindex f2 und die Leistungskomponente für f3+ΔFD addiert und die Summe ausgegeben.
• Infolge der Doppler-Domänen-Komprimierung wird der Bereich des Dopplerfrequenzindex fs_comp in der Doppler-Frequenzdomäne auf größer oder gleich - Ncode/2, ... und kleiner oder gleich -Ncode/2+ΔFD-1 reduziert , und der Bereich für die CFAR-Verarbeitung wird komprimiert, was zu einer Verringerung der Verarbeitungsmenge der CFAR-Verarbeitung führt. In den 12A und 12B wird beispielsweise aufgrund der Leistungsaddition für die reflektierten Wellen der drei Ziele das SNR der Signalkomponenten verbessert. Es ist zu beachten, dass die kombinierte Leistung der Rauschkomponenten zu einer SNR-Verbesserung von beispielsweise etwa (N)_DM)^1/2 führt.
• Beispielsweise setzt der CFAR-Abschnitt 211, der eine CFAR-Verarbeitung mit Doppler-Domänen-Komprimierung verwendet, adaptiv einen Schwellenwert und gibt den Abstandsindex f_{b_cfar}, der eine Empfangsleistung liefert, die größer als der Schwellenwert ist, den Doppler-Frequenzindex f_{s_comp_cfar}und Empfangsleistungsinformationen PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (nfd-1)×ΔFD) für die Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp__cfar}+ (nfd-1)×ΔFD) der N_DM Doppler-Multiplexsignale, wobei nfd = 1, ..., N_DM, zum codierten Doppler-Demultiplexer 212 aus.
• Man beachte, dass der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm nicht auf die in Gleichung 1 angegebene beschränkt ist. Der CFAR-Abschnitt 211 kann eine Doppler-Domänen-Komprimierungs-CFAR-Verarbeitung anwenden, beispielsweise wenn die Doppler-Verschiebungs-Multiplex-Signale Phasendrehungsbeträge ϕ_ndm derart aufweisen, dass Spitzen in konstanten Intervallen im Doppler-Frequenzbereich erfasst werden, die von den Doppler-Analysatoren 210 ausgegeben werden.
• Als nächstes wird ein Beispiel für den Betrieb des codierten Doppler-Demultiplexers 212 gezeigt, der in 1 dargestellt ist. Das Folgende beschreibt ein Beispiel einer Verarbeitung, die von dem codierten Doppler-Demultiplexer 212 ausgeführt wird, wenn der CFAR-Abschnitt 211 die Doppler-Domänen-Komprimierungs-CFAR-Verarbeitung verwendet.
• Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 trennt Signale, die auf codierte Doppler-Multiplex-Weise übertragen werden, unter Verwendung der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210, basierend auf den Ausgaben des CFAR-Abschnitts 211, nämlich dem Abstandsindex f_{b_cfar}, den Doppler-Frequenzindex f_{s_comp_cfar} und der Empfangsleistungleistungsinformationen PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD) für den Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}+ (nfd-1)×ΔFD) der NDM Doppler-Multiplexsignale, wobei nfd = 1, ..., N_DM und führt eine Unterscheidung (mit anderen Worten auch als Bestimmung oder Identifizierung bezeichnet) der Sendeantennen 108 und eine Unterscheidung der Doppler-Frequenzen (mit anderen Worten Doppler-Geschwindigkeiten oder Relativgeschwindigkeiten) durch.
• Wie oben beschrieben, setzt beispielsweise der Codierer 106 im Phasendrehungsbetragseinsteller 104 nicht die gesamte Anzahl der N_DM codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2), ... und N_{DOP_CODE}(N_DM) bis NCM, setzt aber mindestens eine der Zahlen von codierten Doppler-Multiplexen auf einen Wert kleiner als N_CM. Beispielsweise führt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen (1) Codetrennungsprozess durch, um ein codiertes Doppler-Multiplexsignal zu erfassen, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM eingestellt ist und führt (2) eine Unterscheidung der Sendeantennen 108 und eine Unterscheidung der Dopplerfrequenzen des Ziels basierend auf dem erfassten codierten Doppler-Multiplexsignal durch, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM eingestellt ist.
• Das Folgende beschreibt die oben beschriebenen Prozesse (1) und (2), die durch den codierten Doppler-Demultiplexer 212 ausgeführt werden.
• <Codetrennungsprozess (Prozess zum Erfassen eines codierten Doppler-Multiplexsignals, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM eingestellt ist)>
• Es gibt N_DM Kandidatenkorrespondenzen zwischen den N_DM codierten Doppler-Multiplexsignalen und den Ausgaben der jeweiligen Doppler-Analysatoren 210 für die Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}), (f_{s_comp_cfar}+ΔFD), (f_{s_comp_cfar}+2ΔFD), ... und (f_{s_comp_cfar}+(N_DM-1)ΔFD) der N_DM codierten Doppler-Multiplexsignale für den Distanzindex f_{b_cfar}, die von dem CFAR-Abschnitt 211 ausgegeben werden.
• Zum Beispiel, wenn der Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm im Doppler-Verschiebungsetzer 105, der durch DOP₁ <DOP₂ < ... <DOP_DM-1 <DOP_DM dargestellt wird, gesetzt wird, gibt es N_DM Kandidatenkorrespondenzen mit zyklisch verschobenen Elementen, wie folgt, nachfolgend unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing. Hier sind die Muster der Kandidatenkorrespondenzen mit DopCase = 1 bis N_DM nummeriert. $$\begin{array}{l}\text{DopCase}=1:\left\{{\text{DOP}}_1,{\text{DOP}}_2,\dots ,{\text{DOP}}_{\text{DM-1}},{\text{DOP}}_{\text{DM}}\right\}\\ \text{DopCase}=2:\left\{{\text{DOP}}_{\text{DM}},{\text{DOP}}_1,{\text{DOP}}_2,\dots ,{\text{DOP}}_{\text{DM}-1}\right\}\\ \dots ,\\ \text{DopCase}={\text{N}}_{\text{DM}}:\left\{{\text{DOP}}_2,\dots ,{\text{DOP}}_{\text{DM-1}},{\text{DOP}}_{\text{DM}},{\text{DOP}}_1\right\}\end{array}$$

  
• Zum Beispiel zeigt DopCase = 1 eine Entsprechung zwischen den Doppler-Verschiebungsbeträgen im Anfangszustand an (wenn die Relativgeschwindigkeit zum Ziel Null ist). Beispielsweise sind mehr Aliasing-Komponenten enthalten, wenn die Relativgeschwindigkeit des Ziels in einer Richtung zunimmt, in der der Abstand zum Ziel abnimmt, und die resultierenden Entsprechungen sind mit DopCase = 2, 3, ..., N_DM verbunden. Mit anderen Worten, DopCase = N_DM, N_DM-1, ..., 2 wird zugeordnet, wenn die Relativgeschwindigkeit des Ziels in einer Richtung zunimmt, in der der Abstand zum Ziel zunimmt.
• Hier kann im Voraus eine Tabelle erstellt werden, die die Position der DOP_ndm-Zählung vom Beginn jedes DopCase (die Position (oder Reihenfolge) der DOP_ndm in DopCase), die basierend auf den im Doppler-Verschiebungseinsteller 105 eingestellten Doppler-Verschiebungsbeträgen erstellt werden, anzeigt. Im Folgenden bezeichnet DOPposi (DOP_ndm, DopCase) den Operator, der die Position von DOP_ndm zählend vom Beginn jedes DopCase ausgibt. Zum Beispiel ist in dem oben beschriebenen Beispiel des DopCase, DOPposi (DOP₁, 1) = 1, DOPposi (DOP₁, 2) = 2, DOPposi (DOP₁, N_DM) = N_DM, DOPposi (DOP₂, 1) = 2, DOPposi (DOP₂, 2) = 3 und DOPposi (DOP₂, N_DM) = 1.
• 13 zeigt ein Beispiel der Ausgaben des Doppler-Analysators 210 in einem beispielhaften Fall, indem N_DM = 4, N_CM = 2, Loc = 2, wobei der Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm, durch ϕ_ndm = 2π(ndm+1)/N_DM gegeben ist, und die Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ < DOP₂ < DOP₃ < DOP₄ erfüllen, indem sie den Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁, welcher gleich π ist, den Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂, welcher gleich ist 3π/2, den Phasendrehungsbetrag ϕ₃ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₃, welcher gleich 0 ist, und den Phasendrehungsbetrag ϕ₄ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₄, welcher gleich π/2 ist, verwenden. In 13 repräsentiert die horizontale Achse die Ziel-Doppler-Frequenz (f_TARGET) und die vertikale Achse repräsentiert die Ausgabe der Doppler-Analysatoren 210.
• In den Doppler-Analysatoren 210 ist der Bereich der Doppler-Frequenzen ohne Verursachen eines Aliasing größer oder gleich -1/(2 × Loc × Tr) und kleiner als 1/(2 × Loc × Tr), und wobei das Doppler-Aliasing außerhalb dieses Bereichs auftritt. Beispielsweise ist in einem Fall, in dem Loc = 2 ist, in den Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210 der Bereich der Doppler-Frequenzen ohne Aliasing größer oder gleich 1/(4 × Tr) und kleiner als 1/(4 × Tr).
• In 13 ändert sich dementsprechend die Reihenfolge der codierten Doppler-Multiplexsignale zyklisch, wie nachfolgend gezeigt, in Abhängigkeit von der Dopplerfrequenz f_TARGET des Ziels. $$\text{DopCase}=\text{1:wenn}-\text{1/}\left(2\times \text{Tr}\right)\le {\text{f}}_{\text{TARGET}}<-3/\left(8\times \text{Tr}\right),{\text{DOP}}_1<{\text{DOP}}_2<{\text{DOP}}_3<{\text{DOP}}_4$$

  

  $$\text{DopCase}=\text{2:wenn}-\text{3/}\left(8\times \text{Tr}\right)\le {\text{f}}_{\text{TARGET}}<-1/\left(4\times \text{Tr}\right),{\text{DOP}}_4<{\text{DOP}}_1<{\text{DOP}}_2<{\text{DOP}}_3$$

  

  $$\text{DopCase}=3\text{:wenn}-\text{1/}\left(4\times \text{Tr}\right)\le {\text{f}}_{\text{TARGET}}<-1/\left(8\times \text{Tr}\right),{\text{DOP}}_3<{\text{DOP}}_4<{\text{DOP}}_1<{\text{DOP}}_2$$

  

  $$\text{DopCase}=4\text{:wenn}-\text{1/}\left(8\times \text{Tr}\right)\le {\text{f}}_{\text{TARGET}}<\mathrm{0,}{\text{DOP}}_2<{\text{DOP}}_3<{\text{DOP}}_4<{\text{DOP}}_1$$

  

  $$\text{DopCase}=\text{1:wenn 0}\le {\text{f}}_{\text{TARGET}}<1/\left(8\times \text{Tr}\right),{\text{DOP}}_1<{\text{DOP}}_2<{\text{DOP}}_3<{\text{DOP}}_4$$

  

  $$\text{DopCase}=2\text{:wenn}-\text{1/}\left(8\times \text{Tr}\right)\le {\text{f}}_{\text{TARGET}}<1/\left(4\times \text{Tr}\right),{\text{DOP}}_4<{\text{DOP}}_1<{\text{DOP}}_2<{\text{DOP}}_3$$

  

  $$\text{DopCase}=3\text{:wenn}-\text{1/}\left(4\times \text{Tr}\right)\le {\text{f}}_{\text{TARGET}}<3/\left(8\times \text{Tr}\right),{\text{DOP}}_3<{\text{DOP}}_4<{\text{DOP}}_1<{\text{DOP}}_2$$

  

  $$\text{DopCase}=4\text{:wenn}-\text{3/}\left(8\times \text{Tr}\right)\le {\text{f}}_{\text{TARGET}}<1/\left(2\times \text{Tr}\right),{\text{DOP}}_2<{\text{DOP}}_3<{\text{DOP}}_4<{\text{DOP}}_1$$

  
• Hier sind für die Dopplerfrequenz f_TARGET des Ziels im Bereich von -1/(2 × Tr) ≤ f_TARGET <1/(2 × Tr) die Kandidatenmuster in der Reihenfolge der codierten Doppler-Multiplexsignale mit DopCase = 1 bis 4 (= N_DM) nummeriert. Es gibt 4 (= N_DM) Kandidatenmuster, die der Reihenfolge der codierten Doppler-Multiplexsignale zugeordnet werden sollen.
• In den Ausgängen der Doppler-Analysatoren 210 ist ferner der Bereich der Doppler-Frequenzen ohne Verursachen eines Aliasing größer oder gleich -1/(2 × Loc × Tr) und kleiner als 1/(2 × Loc × Tr). Somit umfassen für die Doppler-Frequenz f_TARGET des Ziels im Bereich von -1/(2 × Tr) ≤ f_TARGET <1/(2 × Tr) die Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210 (Loc-1) Aliasing-Vorkommen. Daher werden beispielsweise in dem in 13 dargestellten Beispiel (Loc = 2) die Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210 entsprechend DopCase = 1 bis 4 (= N_DM) 2 (= Loc) mal ausgegeben, einschließlich des Falls, in dem Aliasing vorhanden ist, und des Falls, in dem kein Aliasing vorhanden ist. Dementsprechend führt zur Erfassung der Dopplerfrequenz f_TARGET des Ziels im Bereich von -1/(2 × Tr) ≤ f_TARGET < 1/(2 × Tr) beispielsweise der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen Prozess zum Bestimmen eines DopCase und zum weiteren Bestimmen des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins von Aliasing durch (ein Beispiel des Prozesses wird nachstehend beschrieben).
• Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 führt einen Codetrennungsprozess beispielsweise an den Ausgaben eines Doppler-Analysators 210 in dem z-ten Signalprozessor 206 durch, die durch Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD) der N_DM codierten Doppler-Multiplexsignale für den Distanzindex f_{b_cfar}, der vom CFAR-Abschnitt 211 ausgegeben wird, angegeben werden.
• Der Codetrennungsprozess kann beispielsweise an allen von nfd = 1, ..., N_DM für alle Kandidaten von DopCase = 1, ..., N_DM durchgeführt werden. Es ist zu beachten, dass der codierte Doppler-Demultiplexer 212 ein codiertes Doppler-Multiplexsignal erfasst, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist, und eine Unterscheidung der Sendeantennen 108 und eine Bestimmung einer Ziel-Doppler-Frequenz durchführt. Dementsprechend führt beispielsweise der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen Codetrennungsprozess durch, wie durch die folgende Gleichung 35 gegeben, um die Verarbeitungsmenge des Trennprozesses zu reduzieren.
  [35] $$\begin{array}{l}DeMU{L}_z{}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{noc=1}^{Loc}[O{C}_{ncm}^{\ast }\left(noc\right)VF{T}_z{}^{noc}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)}\\ \begin{array}{cc}& \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD-DO{P}_1\right)}{N_{code}}\times \frac{noc-1}{Loc}\right\}]\end{array}\end{array}$$

  
• Das hochgestellte Sternchen (*) kennzeichnet den komplex-konjugierten Operator. Ferner ist nfd = 1, ..., N_DM, ncm = 1, ..., N_CM und DopCase = 1, ..., N_DM.
• Wenn beispielsweise ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist, der Doppler-Verschiebungsbetrag „DOP_ndm1“ ist, führt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen Codetrennungsprozess durch, indem er den Kandidaten DOPposi(DOP_ndm1, DopCase) einschließlich des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm1 in jedem DopCase verwendet.
• Hier stellt das Code-Trennungssignal DeMUL_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD),wie in Gleichung 35 erhalten, ein Codetrennungssignal dar, das die ncm-te orthogonale Codesequenz Code_ncm für die Ausgabe des Doppler-Analysators 210 im z-ten Signalprozessor 206 für den Distanzindex f_{b_cfar} und Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) verwendet.
• In dem exp-Term der Gleichung 35, da die Abtastzeiten für das Ausgeben der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Codeelement OC_ncm(noc) verschoben sind, wird die Phasenkorrektur gemäß dem Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DopCase-1)×ΔFD-DOP₁) durchgeführt.
• Des Weiteren wird der im Doppler-Verschiebungs-Setzer 105 gesetzte Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm durch DOP₁ < DOP₂ < .... <DOP_DM-1 <DOP_DM, und wobei DOP₁ in den Bereich von f_{s_comp} = -Ncode/2, ..., -Ncode/2 +ΔFD-1 im Ausgangszustand (wenn die Relativgeschwindigkeit zum Ziel Null ist) fällt. Dementsprechend berechnet beispielsweise der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen Betrag der Phasenkorrektur unter Verwendung von DOP₁ als Referenz.
• Wenn ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist, der Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 ist, werden auf der Grundlage von N_CM orthogonalen Codes, die durch die Gleichung 35 für Kandidaten DOPposi(DOP_ndm1, DopCase) enthaltend den Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 getrennte Signale erhalten, wobei DopCase = 1, ..., N_DM. Dementsprechend erhält der codierte Doppler-Demultiplexer 212 die Ausgaben von insgesamt N_DM × N_CM Codetrennungssignalen. Beispielsweise berechnet der codierte Doppler-Demultiplexer 212 Codetrennungssignale für alle Empfangsantennen z = 1, ..., Na gemäß Gleichung 35 und berechnet die Codetrennungssignalleistungssumme Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) unter Verwendung der folgenden Gleichung 36.
  [36] $$\begin{array}{l}Pow\_DeMU{L}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{nmd1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{z=1}^{Na}{\left|DeMU{L}_z{}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\right|}^2}\end{array}$$

  
• In diesem Fall verwendet ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist, nicht alle N_CM orthogonalen Codes. Mit anderen Worten, ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist, verwendet einige der orthogonalen Codes (zum Beispiel einen orthogonalen Code). Somit enthält die Codetrennungssignalleistungssumme Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD), die einem codierten Doppler-Multiplexsignal (Doppler-Verschiebungsbetrag: DOP_ndm1), für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist, wobei ncm = 1, ..., N_CM und DopCase = 1, ..., N_DM entspricht, eine Komponente, deren Empfangsleistung einen so niedrigen Leistungswert wie etwa den Rauschpegel aufweist.
• Als Beispiel wird eine Beschreibung eines Falls gegeben, in dem die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe nur eines codierten Doppler-Multiplexsignals, das DOP_ndm1 verwendet, auf (N_CM - 1) gesetzt wird, was kleiner als N_CM ist (siehe zum Beispiel die Beispiele für die Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes, die in den 3 und 4 dargestellt sind).
• In diesem Fall erkennt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 unter Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD), wobei ncm = 1, ..., N_CM und DopCase = 1, ..., N_DM, Pow_DeMUL^ncm_min(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase_min) -1)×ΔFD) mit der minimalen Empfangsleistung. Hier repräsentieren „ncm_min“ und „DopCase_min“ die Indexnummern von ncm und DopCase, für die Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) die minimale Empfangsleistung hat.
• Als ein anderes Beispiel wird eine Beschreibung eines Falles gegeben, in dem die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe nur eines codierten Doppler-Multiplexsignals, das DOP_ndm1 verwendet, auf (N_CM - 2) gesetzt wird, was kleiner als N_CM ist (siehe zum Beispiel die Beispiele für die Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codes, die in den 7A, 7B, 8A und 8B dargestellt sind).
• In diesem Fall verwendet ein bestimmter DopCase unter Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD), wobei ncm = 1, ..., N_CM und DopCase = 1, ..., N_DM zwei Codes (z. B. die durch Kreuze angezeigten orthogonalen Codes („ד) in den 7A, 7B, 8A und 8B) unter den N_CM orthogonalen Codes nicht und enthält somit zwei Komponenten, deren Empfangsleistung einen so niedrigen Leistungswert wie etwa den Rauschpegel aufweist.
• Dementsprechend detektiert der codierte Doppler-Demultiplexer 212 Pow_DeMUL^ncm_min1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase_min) -1)×ΔFD) + Pow_DeMUL^ncm_min2\(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) für die, für eine Kombination von zwei verschiedenen orthogonalen Codes Code_ncm1 und Code_ncm2 (wobei ncm1 ≠ ncm2) unter den N_CM orthogonalen Codes, die Leistungssumme Pow_DeMUL^ncm1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) + Pow_DeMUL^ncm2(f_bcfar, f_{s_}comp _cfar+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) die minimale Empfangsleistung aufweist. Hier repräsentieren „ncm_min1‟, „ncm_min2“ und „DopCase_min“ die Indexnummern von ncm1, ncm2 und DopCase, für die Pow_DeMUL^ncm1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) + Pow_DeMUL^ncm2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) die minimale Empfangsleistung hat.
• Auch wenn die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als (N_CM - 2) gesetzt ist, erkennt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 eine Kombination von Kandidatencodes mit der minimalen Codetrennungssignalleistungssumme unter Kombinationen von Kandidatencodes, die unter den N_CM orthogonalen Codes nicht verwendet werden. Dementsprechend kann eine Kombination aus DopCase_min und Codes (ncmminl, ncm_min2, ...) erkannt werden.
• Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 bestimmt basierend auf dem oben beschriebenen Erfassungsergebnis, dass ein Korrespondenzmuster von N_DM codierten Doppler-Multiplexsignalen und der Ausgaben der jeweiligen Doppler-Analysatoren 210 für Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}), (f_{s_comp_cfar}+ΔFD), (f_{s_comp_cfar}+2ΔFD), ... und (f_{s_comp_cfar}+(N_DM-1)ΔFD) der N_DM codierten Doppler-Multiplexsignale für den Distanzindex f_{b_cfar,} der von dem CFAR-Abschnitt 211 ausgegeben wurde, DopCase_min unter DopCase = 1 bis N_DM ist.
• Ferner bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212, dass ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, das unter Verwendung von DOP_ndm1 übertragen wird, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM im Muster entsprechend DopCase_min gesetzt ist, die Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase_min)-1)×ΔFD) ist.
• Eine Verringerung des SNR eines Empfangssignals, das eine reflektierte Welle ist, kann es schwierig machen, zwischen einem Signalleistungspegel und einem Rauschleistungspegel zu unterscheiden. Um diese Schwierigkeit anzugehen, kann der codierte Doppler-Demultiplexer 212 eine Bestimmungsbedingung einführen und einen Prozess ausführen, bei dem beispielsweise ein Bestimmungsergebnis (mit anderen Worten ein Erfassungsergebnis) übernommen wird, wenn die Bestimmungsbedingung erfüllt ist, und ein Bestimmungsergebnis entfernt wird (mit anderen Worten, nicht angenommen wird), wenn die Bestimmungsbedingung nicht erfüllt ist. Dies kann die Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Erfassung der Rauschkomponente und dergleichen verringern. Beispielsweise kann der codierte Doppler-Demultiplexer 212 als Bestimmungsergebnis den Erfassungswert P_MIN mit der minimalen Empfangsleistung annehmen, wenn PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfa})> LEVDETECT × PMIN erfüllt wird. Hier ist LEVDETECT eine Bestimmungsschwelle. LEVDETECT ist eine reelle Zahl, die 0 < LEV_DETECT < 1 erfüllt.
• <Verfahren zur Unterscheidung von Sendeantennen 108 und Unterscheidung von Dopplerfrequenzen des Ziels>
• Beispielsweise erfasst der codierte Doppler-Demultiplexer 212 die Doppler-Frequenz f_TARGET des Ziels im Bereich von -1/(2 × Tr) ≤ f_TARGET <1/(2 × Tr).
• Beispielsweise bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 das Vorhandensein oder Fehlen von Aliasing, wie in Fall (a) und Fall (b) unten, basierend auf dem Bestimmungsergebnis des DopCase (zum Beispiel DopCase_min) und dem Bestimmungsergebnis des Codes deren Empfangsleistung minimal ist (zum Beispiel ncm_min). Dann unterscheidet der codierte Doppler-Demultiplexer 212 die Sendeantennen 108 und die Dopplerfrequenzen des Ziels.
• Eine Mehrzahl von Codes, deren Empfangsleistung minimal ist (zum Beispiel ncm_min1, ncm _min2, ...), sind auch anwendbar, indem ncm_min in der folgenden Beschreibung durch (ncm_min1, ncm_min2, ...) ersetzt wird.
• [Fall (a): Fall ohne Aliasing]
• Wenn beispielsweise ncm_min mit dem Index einer orthogonalen Codesequenz übereinstimmt, die nicht für das codierte Doppler-Multiplexen in DOP_ndm1 verwendet (nicht zugewiesen) wird, für die die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist, stellt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 fest, dass kein Doppler-Aliasing auftritt. Mit anderen Worten, wenn ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, das DOP_ndm1 entspricht, nicht mit der orthogonalen Codesequenz Code_{ncm_min} codiert wird, stellt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 fest, dass kein Doppler-Aliasing auftritt.
• Wenn bestimmt wird, dass kein Doppler-Aliasing auftritt, bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 die Doppler-Frequenz des Ziels und einer Sendeantenne auf folgende Weise.
• Dopplerfrequenzbestimmung für das Ziel:
• Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 bestimmt, dass der Doppler-Frequenzindex des Ziels (f_{s_comp_cfar} + (DopCase_min - 1) × ΔFD - DOP₁) ist. Zum Beispiel ist das Doppler-Frequenzintervall für den Doppler-Frequenzindex f_{s_comp_cfar} 1/(Ncode × Loc × Tr). Daher bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212, dass die Doppler-Frequenz f_TARGET des Ziels (f_{s_comp_cfar} + (DopCase_min - 1) × ΔFD - DOP₁)/(Ncode × Loc × Tr) ist.
• Sendeantennenbestimmung: Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 bestimmt, dass für die Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206 das Codetrennungssignal DeMUL_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase _min)-1)×ΔFD), der den Code_nem nutzt, das Empfangssignal ist, das der Sendeantenne Tx#[ncm, ndm] entspricht.
• [Fall (b): Fall mit Aliasing]
• Zum Beispiel, wenn ncm_min nicht mit dem Index einer orthogonalen Codesequenz übereinstimmt, die nicht für das codierte Doppler-Multiplexen in DOP_ndm1 verwendet wird, für die die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe auf kleiner als N_CM gesetzt ist, bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212, dass ein Doppler-Aliasing auftritt. Mit anderen Worten, wenn ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, das DOP_ndm1 entspricht, ein gemultiplextes Signal umfasst, das unter Verwendung einer orthogonalen Codesequenz Code_{ncm_min} codiert ist, bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212, dass die Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206 den Bereich der maximalen Dopplerfrequenzen, ohne ein aus dem Abtastsatz abgeleitetes Aliasing zu verursachen, überschreitet.
• Wenn bestimmt wird, dass ein Doppler-Aliasing auftritt, entscheidet (mit anderen Worten, fixiert) der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen Doppler-Frequenzindex des Ziels und einer Sendeantenne.
• Dopplerfrequenzbestimmung für das Ziel:
• Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 bestimmt, dass der Doppler-Frequenzindex des Ziels (f_{s_comp_cfar} + (DopCase _min - 1) × ΔFD) - DOP₁ - Ncode × Zeichen (f_{s_comp_cfar} + (DopCase_min - 1) × ΔFD - DOP₁)) ist. Zum Beispiel ist das Doppler-Frequenzintervall für den Doppler-Frequenzindex f_{s_comp_cfar} 1/(Ncode × Loc × Tr). Daher bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212, dass die Doppler-Frequenz f_TARGET des Ziels (f_{s_comp_cfar} + (DopCase_min - 1) × ΔFD - DOP₁-Ncode × Sign(f_{s_comp_cfar} + (DopCase_min - 1) × ΔFD - DOP₁))/(Ncode × Loc × Tr) ist. Sign(x) ist eine Vorzeichenfunktion und ist eine Funktion für reelle Zahlen x, die als Ausgabe 1 liefert, wenn x> 0 ist; 0, wenn x = 0 ist; und -1, wenn x <0 ist.
• Auf diese Weise bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212, wenn die Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210 Doppler-Aliasing enthalten, eine Doppler-Frequenz des Ziels unter Berücksichtigung der Aliasing-Komponente (zum Beispiel, Ncode × Sign(f_{s_comp_cfar} + (DopCase_min - 1) × ΔFD - DOP₁)).
• Sendeantennenbestimmung:
• Wenn die Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210 Doppler-Aliasing enthalten, wird eine falsche Phasenkorrektur durch die Phasenkorrektur durchgeführt, die in dem Codetrennungsprozess verwendet wird (zum Beispiel, der exp-Term in Gleichung 35). Dies zeigt äquivalent an, dass ein Codetrennungsprozess in einem Fall durchgeführt wird, in dem die Elemente einer orthogonalen Codesequenz, die für den Codetrennungsprozess verwendet werden, Codeelemente sind, die durch die folgenden Gleichungen 37 und 38 gegeben sind.

[37] $$\left\{O{C}_{ncm}\left(1\right),O{C}_{ncm}\left(2\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{2-1}{Loc}\right],\dots ,O{C}_{ncm}\left(Loc\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{Loc-1}{Loc}\right]\right\}$$


[38] $$f_{est}=f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase\_\text{min}-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD-DO{P}_1$$

(Gleichung 38)
• Wenn zum Beispiel in einem Fall in dem N_CM = 2 und die orthogonale Codesequenz Code₁ = {1, 1} mit der Codelänge Loc = 2 verwendet wird, wird unabhängig von Sign(f_est) ein Verfahren durchgeführt, das einem Trennungsverfahren mit Code₂ = {1, -1} entspricht, wie es durch die folgende Gleichung 39 gegeben ist.
  [39] $$\left\{O{C}_1\left(1\right),O{C}_1\left(2\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{1}{2}\right]\right\}=\left\{\mathrm{1,1}\times \text{exp}\left[-j\pi \left(f_{est}\right)\right]\right\}=\left\{\mathrm{1,}-1\right\}=Cod{e}_2$$

  
• In einem Fall, in dem Code₂ = {1, -1} verwendet wird, wird unabhängig vom Sign(f_est) andererseits ein Verfahren durchgeführt, der einem Trennungsprozess unter Verwendung von Code₁ = {1, 1} entspricht, wie es durch die folgende Gleichung 40 gegeben ist.
  [40] $$\left\{O{C}_2\left(1\right),O{C}_2\left(2\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{1}{2}\right]\right\}=\left\{\mathrm{1,}-1\times \text{exp}\left[j\pi Sign\left(f_{est}\right)\right]\right\}=\left\{\mathrm{1,1}\right\}=Cod{e}_1$$

  
• Dementsprechend bestimmt in einem Fall, in dem N_CM = 2 und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden, der codierte Doppler-Demultiplexer 212, dass für die Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206, das Codetrennungssignal DeMUL_z ¹(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD), unter Verwendung von Code₁, das Empfangssignal der von der Sendeantenne Tx#[2, ndm] gesendeten reflektierten Welle ist und das Codetrennungssignal DeMUL_z ²(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min) -1)×ΔFD), unter Verwendung von Code₂, das Empfangssignal der von der Sendeantenne Tx#[1, ndm] gesendeten reflektierten Welle ist.
• Zum Beispiel in einem Fall, in dem N_CM = 3 und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1, 1}, Code₂ = {1, exp (j2π/3), exp (j4π/3)} und Code₃ = {1, exp (-j2π/3), exp (-j4π/3)} mit Codelänge Loc = 3 (= N_CM) verwendet werden, erfolgt die Bestimmung wie folgt.
• Zum Beispiel wird in einem Fall, in dem Code₁ = {1, 1, 1} verwendet wird, wie durch die folgende Gleichung 41 gegeben, ein Verfahren durchgeführt, das einem Trennungsprozess unter Verwendung von Code₃ oder Code₂ gemäß positivem oder negativem Sign(f_est) entspricht.
  [41] $$\left\{O{C}_1\left(1\right),O{C}_1\left(2\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{1}{3}\right],O{C}_1\left(3\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{2}{3}\right]\right\}=\{\begin{array}{c}Cod{e}_3,ifSign\left(f_{est}\right)>0\\ Cod{e}_2,ifSign\left(f_{est}\right)<0\end{array}$$

  
• Zum Beispiel wird in einem Fall, in dem Code₂ = {1, exp (j2π/3), exp (j4π/3)} verwendet wird, wie durch die folgende Gleichung 42 gegeben, ein Verfahren durchgeführt, das einem Trennungsprozess unter Verwendung von Code₁ oder Code₃ gemäß positivem oder negativem Sign(f_est) entspricht.
  [42] $$\left\{O{C}_2\left(1\right),O{C}_2\left(2\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{1}{3}\right],O{C}_2\left(3\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{2}{3}\right]\right\}=\{\begin{array}{c}Cod{e}_1,ifSign\left(f_{est}\right)>0\\ Cod{e}_3,ifSign\left(f_{est}\right)<0\end{array}$$

  
• Zum Beispiel wird in einem Fall, in dem Code₃ = {1, exp (-j2π/3), exp (-j4π/3)} verwendet wird, wie durch die folgende Gleichung 43 gegeben, ein Verfahren durchgeführt, das einem Trennungsprozess unter Verwendung von Code₂ oder Code₁ gemäß positivem oder negativem Sign(f_est) entspricht.
  [43] $$\left\{O{C}_3\left(1\right),O{C}_3\left(2\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{1}{3}\right],O{C}_3\left(3\right)\text{exp}\left[-j2\pi Sign\left(f_{est}\right)\frac{2}{3}\right]\right\}=\{\begin{array}{c}Cod{e}_2,ifSign\left(f_{est}\right)>0\\ Cod{e}_1,ifSign\left(f_{est}\right)<0\end{array}$$

  
• Dementsprechend bestimmt in einem Fall, in dem N_CM = 3 und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1, 1}, Code₂ = {1, exp (j2π/3), exp (j4π/3)} und Code₃ = {1, exp (-j2π/3), exp (-j4π/3)} mit Codelänge Loc = 3 (= N_CM) verwendet werden, der codierte Doppler-Demultiplexer 212 die Sendeantenne 108 auf folgende Weise für die Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min) -1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206.
• Fall, in dem Sign(f_est)> 0:
• Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 bestimmt, dass das Codetrennungssignal DeMUL_z ¹(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) unter Verwendung von Code₁ das Empfangssignal der von der Sendeantenne Tx#[3, ndm] gesendeten reflektierten Welle ist, das Codetrennungssignal DeMUL_z ²(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) unter Verwendung von Code₂ das Empfangssignal der von der Sendeantenne Tx#[1, ndm] gesendeten reflektierten Welle ist, und dass das Codetrennungssignal DeMUL_z ³(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) unter Verwendung von Code₃ das Empfangssignal der von der Sendeantenne Tx#[2, ndm] gesendeten reflektierten Welle ist.
• Fall, in dem Sign(f_est) <0:
• Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 bestimmt, dass das Codetrennungssignal DeMUL_z ¹(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) unter Verwendung von Code₁ das Empfangssignal der von der Sendeantenne Tx#[2, ndm] gesendeten reflektierten Welle ist, das Codetrennungssignal DeMUL_z ²(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) unter Verwendung von Code₂ das Empfangssignal der von der Sendeantenne Tx#[3, ndm] gesendeten reflektierten Welle ist, und dass das Codetrennungssignal DeMUL_z ³(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) unter Verwendung von Code₃ das Empfangssignal der von der Sendeantenne Tx#[1, ndm] gesendeten reflektierten Welle ist.
• Wie oben beschrieben, wird die Übereinstimmung zwischen einem Code, der zum Codieren während der Übertragung verwendet wird, und einem Code, der durch den Codetrennungsprozess während der Aliasing-Bestimmung getrennt wird, im Voraus basierend auf dem orthogonalen Codesequenz Code_ncm (ncm = 1, ..., N_CM) und Sign(f_est) entschieden. Dies ermöglicht es dem codierten Doppler-Demultiplexer 212, beispielsweise eine Codekonvertierungsfunktion AliasConv [ncm, Sign(f_est)] = Tx_ncm zu verwenden (die den orthogonalen Codesequenz Code_{Tx_ncm}-index Tx ncm ausgibt, die im Codetrennungsprozess mit Code_nem bei der Aliasing-Bestimmung getrennt ist).
• Darüber hinaus kann auch eine inverse Codekonvertierungsfunktion AliasConv^-1[Tx_ncm, Sign(f_est)] = ncm (die den Index ncm der Codesequenz Code_ncm ausgibt, der im Codetrennungsverfahren verwendet wird, wobei der Index einer orthogonalen Codesequenz, die im Codetrennungsverfahren während der Aliasing-Bestimmung getrennt wurde, Tx ncm ist) auf ähnliche Weise definiert werden.
• Zum Beispiel in einem Fall, in dem N_CM = 2 und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden, wird die Codekonvertierungsfunktion AliasConv [ncm, Sign (f_est)] im Voraus so festgelegt, dass AliasConv [1, Sign(f_est)] = 2 und AliasConv [2, Sign(f_est] = 1 ist. Ferner wird die inverse Codekonvertierungsfunktion im Voraus so festgelegt, dass AliasConv^-1[1, Sign(f_est)] = 2 und AliasConv^-1[2, Sign(f_est)] = 1 ist.
• Zum Beispiel in einem Fall, in dem N_CM = 3 und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1, 1}, Code₂ = {1, exp (j2π/3), exp (j4π/3)} und Code₃ = {1, exp (-j2π/3), exp (-j4π/3)} mit Codelänge Loc = 3 (= N_CM) verwendet werden, wird die CodeKonvertierungsfunktion AliasConv [ncm, Sign(f_est)] im Voraus wie folgt festgelegt.
• Fall, in dem Sign(f_est)> 0:
• Die Codekonvertierungsfunktion AliasConv [ncm, Sign(f_est)] wird im Voraus so festgelegt, dass AliasConv [1, Sign(f_est)] = 3, AliasConv [2, Sign(f_est)] = 1 und AliasConv [3, Sign(f_est)] = 2 ist. Ferner wird die inverse Codekonvertierungsfunktion im Voraus so festgelegt, dass AliasConv^-1[1, Sign(f_est)] = 2, AliasConv^-1[2, Sign(f_est)] = 3 und AliasConv^-1[3, Sign(f_est)] = 1 ist.
• Fall, in dem Sign(f_est) <0:
• Die Codekonvertierungsfunktion AliasConv [ncm, Sign(f_est)] wird im Voraus so festgelegt, dass AliasConv [1, Sign(f_est)] = 2, AliasConv [2, Sign(f_est)] = 3 und AliasConv [3, Sign(f_est)] = 1 ist. Ferner wird die inverse Codekonvertierungsfunktion im Voraus so festgelegt, dass AliasConv^-1[1, Sign(f_est)] = 3, AliasConv^-1[2, Sign(f_est)] = 1 und AliasConv^-1[3, Sign(f_est)] = 2 ist.
• Dementsprechend kann beispielsweise unter Verwendung der Codeumwandlungsfunktion AliasConv [ncm, Sign(f_est)] der codierte Doppler-Demultiplexer 212 die Sendeantennenbestimmung während der Aliasing-Bestimmung auf folgende Weise durchführen. Beispielsweise bestimmt der codierte Doppler-Demultiplexer 212, dass für die Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206 das Codetrennungssignal DeMUL_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD), der den Code_ncm nutzt, das Empfangssignal ist, das der Sendeantenne Tx#[AliasConv [ncm, Sign(fest)], ndm] entspricht.
• Alternativ kann der codierte Doppler-Demultiplexer 212 bestimmen, dass das Empfangssignal, das der Sendeantenne Tx#[Tx_ncm, ndm] entspricht, ein Codetrennungssignal ist, das durch die folgende Gleichung 44 gegeben ist, die Code_ncm verwendet (wobei ncm = AliasConv^-1[Tx_ncm, Sign(fest)]).
  [44] $$DeMU{L}_z{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[Tx\_ncm,Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left(DOPposi\left(DO{P}_{ndm},DopCase\_min\right)-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD\right)$$

  
• Auch in einem Fall, in dem N_CM > 3 ist, können die Codeumwandlungsfunktion und die inverse Codeumwandlungsfunktion im Voraus festgelegt werden, und die Bestimmung einer Sendeantenne kann auf ähnliche Weise durchgeführt werden.
• In dieser Ausführungsform kann der Radar-Empfänger 200 dementsprechend eine Aliasing-Bestimmung (zum Beispiel Bestimmung des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins von Aliasing und Bestimmung des Korrespondenz-DopCase) basierend auf dem Ergebnis der Codetrennung eines codierten Doppler-Multiplexsignals durchführen, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe auf kleiner als N_CM gesetzt ist. Dies ermöglicht es der Radar-Vorrichtung 10, Sendeantennen 108, die codierten Doppler-Multiplexsignalen entsprechen, zu unterscheiden und Dopplerfrequenzen des Ziels zu unterscheiden, selbst wenn ein Aliasing auftritt. Gemäß dieser Ausführungsform kann daher beispielsweise der Bereich, über den eine Dopplerfrequenz ohne Mehrdeutigkeit detektierbar ist, auf den Bereich erweitert werden, der größer oder gleich -1/(2Tr) und kleiner als 1/(2Tr) ist.
• Beispielsweise ist der Bereich, über den eine Doppler-Frequenz ohne Mehrdeutigkeit detektierbar, wenn eine Sendeantenne 108 zur Übertragung verwendet wird, der Bereich größer oder gleich -1/(2Tr) und kleiner als 1/(2Tr). In dieser Ausführungsform kann daher, selbst wenn mehrere Sendeantennen 108 verwendet werden, der Bereich, über den eine Doppler-Frequenz ohne Mehrdeutigkeit erfassbar ist, auf ähnliche Weise erreicht werden, wie wenn eine einzelne Antenne zur Übertragung verwendet wird.
• Als nächstes wird eine Verarbeitung für mehrere codierte Doppler-Multiplexsignale, für die die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist (siehe zum Beispiel 5A bis 5C, 6Abis 6C, 10A, 10B, 11A, 11B usw.) beschrieben.
• Zum Beispiel ist ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe auf kleiner als N_CM gesetzt ist, nicht nur der Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1, sonderen es gibt eine Mehrzahl von codierten Doppler-Multiplexsignalen, für die die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe auf kleiner als N_CM gesetzt ist. In diesem Fall erkennt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 ncm_min1, ncm_min2 und DopCase_min auf folgende Weise.
• Wenn beispielsweise codierte Doppler-Multiplexsignale, für die die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe auf (N_CM - 1) gesetzt ist, die kleiner als N_CM sind, die Doppler-Verschiebungsbeträge DOP_ndm1 und DOP_ndm2, sind, berechnet der Doppler-Demuliplexer 212, basierend auf Gleichung 36, Codetrennungssignalleistungssummen Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar,} f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) und Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm2, DopCase)-1)×ΔFD). Hier ist ncm = 1, ..., N_CM und DopCase = 1, ..., N_DM.
• Hier wird in einem codierten Doppler-Multiplexsignal, das den Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 verwendet, ein orthogonaler Code, der nicht für codiertes Doppler-Multiplexen verwendet wird, durch Code_ncm1 dargestellt,und in einem codierten Doppler-Multiplexsignal, das den Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm2 verwendet, wird ein orthogonaler Code, der nicht für codiertes Doppler-Multiplexen verwendet wird, wird durch Code_ncm2 dargestellt.
• In diesem Fall wird die Codetrennungssignalleistungssumme Pow_DeMUL^ncm1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) + Pow_DeMUL^ncm2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm2, DopCase)-1)×ΔFD) oder die Codetrennungssignalleistungssumme Pow _DeMUL^{AliasConv [ncm1, Sign(fest)]}(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) + Pow_DeMUL^{AliasConv [ncm2, Sign(fest)]} (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm2, DopCase)-1)×ΔFD) während der Doppler-Aliasing-Bestimmung, wobei der codierte Doppler-Demultiplexer 212 Pow_DeMUL^ncm_min1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase_min)-1)×ΔFD) + Pow_{_}DEMUL^ncm_min2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm2, DopCase_min)-1)×ΔFD) mit der minimalen Empfangsleistung detektiert, wenn DopCase gleich einer von 1, ... und N_DM ist.
• Hier repräsentieren „ncm_min1“, „ncm_min2“ und „DopCase_min“ die Indexnummern von ncm1, ncm2 und DopCase, für die die Codetrennungssignalleistungssumme Pow_DeMUL^ncm1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) + Pow_DeMUL^ncm2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm2, DopCase)-1)×ΔFD) die minimale Empfangsleistung aufweist.
• Die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexsignale, für die die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe auf kleiner als N_CM gesetzt ist, ist nicht auf zwei beschränkt und kann drei oder mehr sein.
• Die vorstehende Beschreibung wurde an einem Beispiel für den Betrieb des codierten Doppler-Demultiplexers 212 gegeben.
• In 1 führt der Richtungsschätzer 213 einen Richtungsschätzungsprozess für das Ziel basierend auf dem Abstandsindex f_{b_cfar}, der von dem codierten Doppler-Demultiplexer 212 eingegeben wurde, der Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD), dem Doppler-Frequenzbestimmungsergebnis für das Ziel und dem Sendeantennenbestimmungsergebnis (oder dem Bestimmungsergebnis des Doppler-Aliasing) durch.
• Beispielsweise erzeugt der Richtungsschätzer 213 basierend auf der Ausgabe des codierten Doppler-Demultiplexers 212 einen virtuellen Empfangsarray-Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}),der durch die folgende Gleichung 45 oder 46 gegeben ist, und führt einen Richtungsschätzungsprozess durch.
• Der virtuelle Empfangsarray-Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}) enthält Nt × Na Elemente, deren Anzahl gleich dem Produkt aus der Anzahl Nt der Sendeantennen und der Anzahl Na der Empfangsantennen ist. Der virtuelle Empfangsarray-Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}) wird in einem Prozess zum Durchführen einer Richtungsschätzung an reflektierten Wellensignalen vom Ziel verwendet, wobei die Richtungsschätzung auf einer Phasendifferenz zwischen den Empfangsantennen 202 basiert. Hier ist z = 1, ..., Na.
• Fall ohne Aliasing:
  [45] $$h\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}\right)=\left|\begin{array}{c}DeMU{L}_1{}^1\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ DeMU{L}_2{}^1\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ⋮\\ DeMU{L}_{Na}{}^1\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ⋮\\ DeMU{L}_1{}^{N_{DOP\_CODE}\left(1\right)}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ DeMU{L}_2{}^{N_{DOP\_CODE}\left(1\right)}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ⋮\\ DeMU{L}_{Na}{}^{N_{DOP\_CODE}\left(1\right)}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ⋮\\ DeMU{L}_1{}^1\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ DeMU{L}_2{}^1\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ⋮\\ DeMU{L}_{Na}{}^1\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ⋮\\ DeMU{L}_1{}^{N_{DOP\_CODE}\left(1\right)}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ DeMU{L}_2{}^{N_{DOP\_CODE}\left(1\right)}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ⋮\\ DeMU{L}_{Na}{}^{N_{DOP\_CODE}\left(1\right)}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\end{array}\right|$$

  
• Fall mit Aliasing:
  [46] $$h\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}\right)=\left|\begin{array}{c}DeMU{L}_1{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[\mathrm{1,}Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ DeMU{L}_2{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[\mathrm{1,}Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ ⋮\\ DeMU{L}_{NA}{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[\mathrm{1,}Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ ⋮\\ DeMU{L}_1{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[N_{DOP\_CODE}\left(1\right),Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ DeMU{L}_2{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[N_{DOP\_CODE}\left(1\right),Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ ⋮\\ DeMU{L}_{Na}{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[N_{DOP\_CODE}\left(1\right),Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_1,DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ ⋮\\ DeMU{L}_1{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[\mathrm{1,}Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ DeMU{L}_2{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[\mathrm{1,}Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ ⋮\\ DeMU{L}_{Na}{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[\mathrm{1,}Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ ⋮\\ DeMU{L}_1{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[N_{DOP\_CODE}\left(1\right),Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ DeMU{L}_2{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[N_{DOP\_CODE}\left(1\right),Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\\ ⋮\\ DeMU{L}_{NA}{}^{AliasCon{v}^{-1}\left[N_{DOP\_CODE}\left(1\right),Sign\left(f_{est}\right)\right]}\left(f\_b\_cfar\right),f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{N_{DM}},DopCase\_\text{min}\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\end{array}\right|$$

  
• Beispielsweise berechnet der Richtungsschätzer 213 ein räumliches Profil, wobei die Azimutrichtung θ des Richtungsschätzungsauswertungsfunktionswerts P_H(θ, f_{b_cfar,} f_{s_comp_cfar}) innerhalb eines definierten Winkelbereichs variabel ist. Der Richtungsschätzer 213 extrahiert eine vorbestimmte Anzahl lokaler maximaler Spitzen in dem berechneten räumlichen Profil in der Reihenfolge beginnend mit der größten und gibt die Azimutrichtungen der lokalen maximalen Spitzen als Ankunftsrichtungsschätzwerte aus (zum Beispiel Positionsmessausgabe).
• Es gibt verschiedene Verfahren mit dem Richtungsschätzungsauswertungsfunktionswert P_H(θ, f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}) abhängig vom Ankunftsrichtungschätzalgorithmus. Zum Beispiel kann ein in NPL 3 offenbartes Schätzungsverfahren verwendet werden, das Array-Antennen verwendet.
• Wenn beispielsweise ein virtuelles Empfangsarray Nt × Na Elemente umfasst, die in einer geraden Linie in gleichen Abständen d_H angeordnet sind, kann ein Strahlformerverfahren durch die Gleichungen 47 und 48 gegeben werden. Jede andere Technik wie Capon oder MUSIC kann angewendet werden.
  [47] $$P_H\left({\theta }_u,f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}\right)=\left|a^H\right|\left({\theta }_u\right)D_{cal}h{\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp+cfar}\right)}^2$$

  

  
  [48] $$a\left({\theta }_u\right)=\left[\begin{array}{l}\text{ 1}\\ \text{exp}\left\{-j2\pi d_H\text{sin}{\theta }_u/\lambda \right\}\\ ⋮\\ \text{exp}\left\{-j2\pi \left(N_t{N}_a-1\right)d_H\text{sin}{\theta }_H/\lambda \right\}\end{array}\right]$$

  
• In Gleichung 47 bezeichnet das hochgestellte H den hermitischen Transponierungsoperator. Außerdem gibt a(θ_u) den Richtungsvektor des virtuellen Empfangsarrays relativ zu einer ankommenden Welle in Azimutrichtung θ_u an.
• Die Azimutrichtung θ_u ist ein Vektor, der in einem Azimutintervall β₁ in einem Azimutbereich, über den eine Ankunftsrichtungschätzung durchgeführt wird, geändert wird. Zum Beispiel ist θ_u wie folgt festgelegt. $${\mathrm{\theta }}_{\text{u}}=\mathrm{\theta }\text{min}+\text{u}{\mathrm{\beta }}_1,\text{ u}=\mathrm{0,}\dots ,\text{NU}$$

  

  $$\text{NU}=\text{floor}\left[\left(\mathrm{\theta }\text{max}-\mathrm{\theta }\text{min}\right)/{\mathrm{\beta }}_1\right]+1$$

  
• Hier ist floor(x) eine Funktion, die den maximalen Ganzzahlwert zurückgibt, der eine reelle Zahl x nicht überschreitet.
• In Gleichung 47 ist Dcal ferner eine Matrix (Nt × Na)-ter Ordnung mit einem Array-Korrekturkoeffizienten zum Korrigieren von Phasenabweichungen und Amplitudenabweichungen über die Sendearray-Antenne und über die Empfangsarray-Antenne sowie einen Koeffizienten zum Reduzieren des Einflusses der Kopplung von Elementen über die Antennen enthält. Wenn die Kopplung zwischen den Antennen in dem virtuellen Empfangsarray vernachlässigbar ist, ist Dcal eine Diagonalmatrix mit diagonalen Komponenten, einschließlich eines Array-Korrekturkoeffizienten zum Korrigieren von Phasenabweichungen und Amplitudenabweichungen über die Sendearray-Antenne und über die Empfangsarray-Antenne.
• Zum Beispiel kann der Richtungsschätzer 213 als Positionsmessergebnisse Entfernungsinformationen basierend auf dem Abstandsindex f_{b_cfar} und Doppler-Geschwindigkeitsinformationen des Ziels basierend auf dem Doppler-Frequenzbestimmungsergebnis für das Ziel zusammen mit dem Richtungsschätzungsergebnis beispielsweise an eine Fahrzeugsteuervorrichtung (nicht dargestellt) im Fall eines fahrzeuginternen Radars oder an eine Infrastruktursteuervorrichtung (nicht dargestellt) im Fall eines Infrastrukturradars ausgeben.
• Die Doppler-Frequenzinformationen können in eine Relativgeschwindigkeitskomponente umgewandelt werden, die dann ausgegeben wird. Der Doppler-Frequenzindex f_out in dem Doppler-Frequenzbestimmungsergebnis für das Ziel kann in die Relativgeschwindigkeitskomponente v_d(f_out) unter Verwendung der folgenden Gleichung 49 umgewandelt werden . λ bezeichnet hier die Wellenlänge der Trägerfrequenz eines HF-Signals, das von einem Sendefunkteil (nicht dargestellt) ausgegeben wird. Δ_f bezeichnet ferner das Doppler-Frequenzintervall bei der FFT-Verarbeitung, die im Doppler-Analysator 210 durchgeführt wird. Zum Beispiel in dieser Ausführungsform Δ_f = 1/{Ncode × Loc × T_r}.
  [49] $$v_d\left(f_{out}\right)=\frac{\lambda }{2}{f}_{out}{\mathrm{\Delta }}_f$$

  
• Wie oben beschrieben, wendet die Radar-Vorrichtung 10 in dieser Ausführungsform Phasendrehungsbeträge, die Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codesequenzen entsprechen, auf Radar-Sendesignale an, um Radar-Sendesignale (mit anderen Worten codierte Doppler-Multiplexsignale) von mehreren Sendeantennen 108 in multiplexter Weise zu übertragen. In dieser Ausführungsform sind mehrere Sendeantennen 108 Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen (DOP_ndm) und orthogonalen Codesequenzen (DOP_ncm) derart zugeordnet, dass in jeder der Kombinationen mindestens einer des Doppler-Verschiebungsbetrags (DOP_ndm) oder der orthogonalen Codesequenz (DOP_ncm) unterschiedlich ist. In dieser Ausführungsform ist ferner die Anzahl von Multiplexen der orthogonalen Codesequenz (mit anderen Worten die Anzahl von Codes) entsprechend jedem Doppler-Verschiebungsbetrag in Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen und orthogonalen Codesequenzen unterschiedlich. Mit anderen Worten werden die Anzahlen der codierten Doppler-Multiplexe für die jeweiligen Doppler-Multiplex-Sendesignale so gesetzt, dass sie ungleichmäßig sind.
• Die Radar-Vorrichtung 10 kann beispielsweise basierend auf der Empfangsleistung eines codegetrennten Signals für jedes codierte Doppler-Multiplexsignal die Sendeantenne 108, die dem codierten Doppler-Multiplexsignal zugeordnet ist (mit anderen Worten, die Kombination aus Doppler-Verschiebungsbetrag und orthogonaler Codesequenz), und das Vorhandensein oder Fehlen von Doppler-Aliasing (z. B. DopCase und dergleichen) bestimmen. Dies ermöglicht es der Radar-Vorrichtung 10, eine Doppler-Frequenz des Ziels auch in Gegenwart von Doppler-Aliasing angemessen zu bestimmen.
• Gemäß dieser Ausführungsform kann daher die Radar-Vorrichtung 10 die effektive Doppler-Frequenzbandbreite auf 1/(Tr) erweitern und den Erfassungsbereich der Doppler-Frequenz (Relativgeschwindigkeit) ohne Mehrdeutigkeit erweitern. Dementsprechend kann die Radar-Vorrichtung 10 die Zielobjekterfassungsgenauigkeit über einen breiteren Doppler-Frequenzbereich verbessern.
• In dieser Ausführungsform kann ferner das codierte Doppler-Multiplexen, das sowohl unter Verwendung des Doppler-Multiplexens als auch der Codierung durchgeführt wird, die Anzahl von Doppler-Multiplexen im Vergleich zur Verwendung von nur des Doppler-Multiplexen bei der Multiplexübertragung reduzieren. Dies kann die Intervalle der Phasendrehungsbeträge zum Anwenden von Doppler-Verschiebungen erhöhen, wodurch beispielsweise die Genauigkeitsanforderungen (Phasenmodulationsgenauigkeit) für die Phasenschieber entlastet und der Kostenreduzierungseffekt eines HF-Abschnitts einschließlich der Reduzierung der Arbeitsstunden erzielt werden, die für die Einstellung der Phasenschieber erforderlich sind.
• In dieser Ausführungsform führt die Radar-Vorrichtung 10 außerdem für jedes Codeelement eine Fourierfrequenzanalyse (FFT-Verarbeitung) durch, um die Dopplerfrequenz zu erfassen (die Relativgeschwindigkeit zu erfassen), da codiertes Doppler-Multiplexen sowohl unter Verwendung von Doppler-Multiplexen als auch Codierung durchgeführt wird. Dementsprechend entspricht beispielsweise im Vergleich zur Fourierfrequenzanalyse (FFT-Verarbeitung) zum Erfassen der Doppler-Frequenz (Erfassen der Relativgeschwindigkeit) bei ausschließlicherVerwendung von Doppler-Multiplexen bei der Multiplexübertragung die FFT-Größe (1/Codelänge) und die Anzahl der FFTVerarbeitung wird um das (Codelängen-) fache erhöht. Zum Beispiel, wenn die FFT-Verarbeitungsmenge mit der FFT-Größe Nc grob auf Nc × Log₂(Nc) geschätzt wird, hat das codierte Doppler-Multiplexen gemäß dieser Ausführungsform ein Verarbeitungsmengenverhältnis von ungefähr {Loc × Nc /Loc × Log₂(Nc/Loc)}/{Nc × Log₂(Nc)} = 1 - log₂(Loc)/log₂(Nc) relativ zum FFT-Betrieb mit ausschließlich dem Doppler-Multiplexen. In einem Fall, in dem Loc = 2 und Nc = 1024 ist, beträgt das Verarbeitungsmengenverhältnis beispielsweise 0,9. Der Betriebsreduzierungseffekt der FFT-Verarbeitung kann erreicht werden, und der Effekt der Vereinfachung der Schaltungskonfiguration und der Kostenreduzierung kann ebenfalls erreicht werden.
• (Abwandlung 1 der Ausführungsform 1)
• Der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm ist beispielsweise nicht auf den in Gleichung 1 angegebenen Wert usw. beschränkt. Zum Beispiel kann der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm ein Wert sein, der durch die folgende Gleichung 50 gegeben ist. Hier repräsentiert round(x) die Rundungsfunktion, die einen gerundeten ganzzahligen Wert für die reelle Zahl x ausgibt. Der Term round(N_code/N_DM) wird so eingeführt, dass der Phasendrehungsbetrag ein ganzzahliges Vielfaches des Doppler-Frequenzintervalls im Doppler-Analysator 210 ist. In Gleichung 50 wird der Winkel im Bogenmaß ausgedrückt.
  [50] $${\varphi }_{ndm}=\frac{2\pi }{N_{code}}round\left(\frac{N_{code}}{N_{DM}}\right)\left(ndm-1\right)$$

  
• (Variation 2 der Ausführungsform 1)
• Ausführungsform 1 hat einen Fall beschrieben, in dem im Codierer 106 im Phasendrehungsbetragseinstreller 104 die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2), ... und N_{DOP_CODE}(N_DM) in einem Bereich größer oder gleich 1 und kleiner oder gleich N_CM unterschiedlich (mit anderen Worten ungleichmäßig) gesetzt sind; dies ist jedoch nicht erforderlich. Zum Beispiel kann mindestens eine der Anzahl von codierten Doppler-Multiplexen NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2), ... und N_{DOP_CODE}(N_DM) größer oder gleich 1 und kleiner als N_CM sein und die Anzahl von codierten Doppler-Multiplexen, deren Wert 0 ist, kann enthalten sein.
• Beispielsweise erkennt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 für Kombinationen von Kandidatencodes, die nicht unter den N_CM orthogonalen Codes verwendet werden , eine Kombination mit der minimalen Codetrennungssignalleistungssumme. Dementsprechend können Kombinationen von DopCase_min und Codes (ncm_min1, ncm_min2, ...) erkannt werden. Ferner führt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 eine Doppler-Aliasing-Bestimmung unter Verwendung des Einschlusses von mindestens einem DOP_ndm1 durch, für den die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe größer oder gleich 1 und kleiner als N_CM gesetzt ist.
• Dies ermöglicht es der Radar-Vorrichtung 10, die Dopplerfrequenz f_TARGET des Ziels im Bereich von -1/(2 × Tr) ≤ f_TARGET <1/(2 × Tr) zu erkennen und die Unterscheidung der Sendeantennen 108 und die Unterscheidung der Dopplerfrequenzen des Ziels durchzuführen.
• 14A zeigt beispielsweise einen Fall, in dem Nt = 3, N_DM = 3 und N_CM = 2 ist und wobei die Zuordnungsnummern (mit anderen Worten die Nummern der codierten Doppler-Multiplexe) der orthogonalen Codes Code₁ und Code₂ zu den Dopplerverschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂ und DOP₃ so gesetzt sind, dass N_{DOP_CODE}(1) = 0, N_{DOP_CODE}(2) = 1 und N_{DOP_CODE}(3) = 2. Auch in 14A werden ähnliche Effekte wie in Ausführungsform 1 erzielt.
• 14B zeigt beispielsweise einen Fall, in dem Nt = 5, N_DM = 4 und N_CM = 2 ist und wobei die Zuweisungsnummern (mit anderen Worten die Nummern der codierten Doppler-Multiplexe) der orthogonalen Codes Code₁ und Code₂ zu Dopplerverschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂, DOP₃ und DOP₄ so gesetzt sind, dass N_{DOP_CODE}(1) = 2, N_{DOP_CODE}(2) = 0, N_{DOP_CODE}(3) = 2 und N_{DOP_CODE}(4) = 1. Auch in 14B werden ähnliche Effekte wie in Ausführungsform 1 erzielt.
• (Variation 3 der Ausführungsform 1)
• Variation 3 beschreibt die Subarray-Konfiguration von Sendeantennen einer Radar-Vorrichtung.
• Eine Kombination einiger der Sendeantennen kann als Subarray verwendet werden, um die Strahlbreite eines Übertragungsrichtungsstrahlmusters zu verengen, um die Übertragungsrichtungsverstärkung zu verbessern. Dies verengt den sensiblen Winkelbereich, vergrößert jedoch den sensiblen Abstandsbereich. Zusätzlich kann ein Strahlgewichtsfaktor zum Erzeugen eines Richtungsstrahls variabel gemacht werden, um die Strahlrichtung so zu steuern, dass sie variabel ist.
• 15 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus eines Radar-Senders 100a gemäß der Variation 3 darstellt. In 15 werden Komponenten, die Operationen ausführen, die denen des in 1 dargestellten Radar-Senders 100 ähnlich sind, mit den gleichen Ziffern gekennzeichnet, und eine Beschreibung davon wird weggelassen. Ein Radar-Empfänger gemäß Variation 3 hat im Wesentlichen die gleiche Grundkonfiguration wie der in 1 dargestellte Radar-Empfänger 200 und wird daher unter Bezugnahme von 1 beschrieben.
• In 15 werden zum Beispiel Subarrays (zum Beispiel Nt Subarrays) mit jeweils N_SA Sendeantennen 108 für die jeweiligen Ausgänge der Nt Phasendreher 107 konfiguriert. Die Subarray-Konfiguration der Sendeantennen 108 ist nicht auf die in dem in 15 dargestellten Beispiel beschränkt. Zum Beispiel kann die Anzahl der Sendeantennen (mit anderen Worten N_SA), die in einem Subarray für den Ausgang jedes Phasendrehers 107 enthalten sind, von Phasendreher 107 zu Phasendreher 107 unterschiedlich sein. N_SA ist hier eine ganze Zahl größer oder gleich 1. In einem Fall, in dem N_SA = 1, ist eine Konfiguration ähnlich der in 1 vorgesehen.
• In 15 erzeugt der Strahlgewichtsgenerator 109 ein Strahlgewicht zum Richten der Hauptstrahlrichtung der Übertragungsstrahlen in eine vorbestimmte Richtung unter Verwendung der Subarrays. Zum Beispiel wird die Sendestrahlrichtung, wenn Subarrays mit jeweils N_SA Sendeantennen entlang einer geraden Linie im Elementabstand d_SA angeordnet sind, durch θ_TxBF dargestellt. In diesem Fall erzeugt beispielsweise der Strahlgewichtsgenerator 109 das Strahlgewicht W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF), wie durch folgende Gleichung 51 gegeben.
  [51] $$W_{Tx}\left(Index\_TxSubArray,{\theta }_{TxBF}\right)=\left[\begin{array}{c}1\\ \text{exp}\left(j2\pi d\text{sin}{\theta }_{TxBF}/\lambda \right)\\ ⋮\\ \text{exp}\left[j2\pi \left(Index\_TxSubArray-1\right)d_{SA}\text{sin}{\theta }_{TxBF}/\lambda \right]\end{array}\right]$$

  
• Hier repräsentiert Index_TxSubArray den Elementindex eines Subarrays und Index_TxSubArray = 1, ..., N_SA. Des Weiteren, bezeichnet λ die Wellenlänge eines Radar-Sendesignals und d_SA bezeichnet den Subarray-Antennenabstand.
• Jeder Strahlgewichtsmultiplikator 110 multipliziert die Ausgabe des entsprechenden Phasendrehers 107 mit dem Strahlgewichtsfaktor W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF), der vom Strahlgewichtsgenerator 109 eingegeben wird. Sendesignale multipliziert mit dem Strahlgewicht W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF) werden von N_SA Subarray-Antennen übertragen. Hier ist Index_TxSubArray = 1, ..., N_SA.
• Mit der oben beschriebenen Operation kann der Radar-Sender 100a eine Übertragung durchführen, so dass Übertragungsrichtungsstrahlen unter Verwendung von Subarrays für die Ausgaben der Phasendreher 107 in eine vorbestimmte Richtung gerichtet werden können. Dies kann die Übertragungsrichtungsverstärkung in einer vorbestimmten Richtung verbessern und den sensiblen Abstandsbereich erweitern. Zusätzlich kann das SNR verbessert werden.
• Ferner kann der Radar-Sender 100a einen Strahlgewichtsfaktor zum Erzeugen eines Übertragungsrichtungsstrahls variabel einstellen, um die zu variierende Strahlrichtung zu steuern.
• Die in Variation 3 beschriebene Konfiguration für die Subarray-Übertragung ist auch auf andere Variationen oder Ausführungsformen anwendbar.
• In der in 15 beschriebenen Konfiguration werden die Phasendrehung unter Verwendung der Phasendreher 107 und die Strahlgewichtsmultiplikation unter Verwendung der Strahlgewichtsmultiplikatoren 110 getrennt durchgeführt; diese Konfiguration ist jedoch nicht erforderlich. Beispielsweise kann jeder Strahlgewichtsmultiplikator 110 eine Multiplikation durchführen, so dass eine Phasendrehung ψ_{ndop_code (ndm), ndm}(m), die durch den entsprechenden der Phasendreher 107, erfolgt, im Strahlgewichtsfaktor W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF) enthalten ist. Das heißt, jeder Strahlgewichtsmultiplikator 110 kann ein vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegebenes Chirp-Signal mit W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF) × exp (j_{Ψndop_code} (_ndm), _ndm(m)) multiplizieren. Diese Konfiguration kann Phasenschieber und Phasenmodulatoren der Phasendreher entfernen und die Schaltungskonfiguration vereinfachen.
• (Variation 4 der Ausführungsform 1)
• Die Variation 4 beschreibt einen Fall, in dem der Doppler-Verschiebungsbetrag (oder die Sendezeitraum Tr) für jeden Übertragungsrahmen variiert. Mit anderen Worten, die Intervalle der Doppler-Verschiebungsbeträge, die für die codierte Doppler-Multiplexübertragung verwendet werden, werden jeweils so eingestellt, dass sie für jeden Rahmen variieren (zum Beispiel jeder Nc-Sendezeitraum (Nc) × Tr)), in dem ein Radar-Sendesignal übertragen wird.
• Zum Beispiel gibt es eine Mehrzahl von Zielen mit im Wesentlichen gleichen Empfangspegeln für den gleichen Abstandsindex f_{b_cfar.} In diesem Fall kann der codierte Doppler-Demultiplexer 212 möglicherweise nicht in der Lage sein, die Sendeantennen 108 und die Doppler-Frequenzen der Ziele zu unterscheiden, wenn die Intervalle der Doppler-Spitzen der Mehrzahl von Zielen mit den Intervallen der Doppler-Verschiebungsbeträge beim Doppler-Multiplexen übereinstimmen.
• Da sich die Doppler-Frequenzen einer Mehrzahl von Zielen unterscheiden können, können sich die relativen Bewegungsgeschwindigkeiten zwischen den Zielen und der Radar-Vorrichtung 10 unterscheiden. Die Radar-Vorrichtung 10 führt kontinuierlich eine Radar-Beobachtung durch, so dass selbst wenn die Sende-Antennen 108 und die Doppler-Frequenzen der Ziele nicht in der Radar-Positionsmessung, die zu einem bestimmten Zeitpunkt ausgegeben werden, unterschieden werden können, der Abstand zwischen den mehreren Zielen bei der der Radar-Positionsmessung zum nachfolgenden Zeitpunkt unterschiedlich ist, was dazu führt, dass die Messung wahrscheinlich erfolgreich ist. Es wird daher angenommen, dass wahrscheinlich eine separate Ausgabe von jedem der mehreren Ziele erhalten wird.
• Um die Signale, die der Mehrzahl von Zielen entsprechen, zuverlässiger voneinander zu trennen, kann die Radar-Vorrichtung 10 beispielsweise kontinuierlich eine Radar-Positionsmessung durchführen, indem sie für jede Radar-Positionsmessung (zum Beispiel jeden Nc-Sendezeitraum (Nc × Tr)) mindestens eine der Sendezeiträume Tr und den Doppler-Verschiebungsbetrag variiert.
• Dementsprechend können z.B. selbst wenn bei gleichem Abstandsindex f_{b_cfar} die Empfangspegel der Doppler-Spitzen einer Mehrzahl von Zielen im Wesentlichen einander gleichen, wobei die Intervalle der Doppler-Spitzen mit den Intervallen der Doppler-Verschiebungsbeträge übereinstimmen und der codierte Doppler-Demultiplexer 212 nicht in der Lage ist, die Sendeantennen 108 zu unterscheiden und die Doppler-Frequenzen der Ziele zu unterscheiden, die Intervalle der Doppler-Verschiebungsbeträge bei der nachfolgenden Radar-Positionsmessung mit größerer Wahrscheinlichkeit unterschiedlich sein. Dies ermöglicht es der Radar-Vorrichtung 10, die Signale, die der Mehrzahl von Zielen entsprechen, zuverlässiger zu trennen.
• Zum Beispiel kann der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm wie folgt gesetzt werden, wie dies in der folgende Gleichung 52 gegeben ist (der Winkel wird im Bogenmaß ausgedrückt).
  [52] $${\varphi }_{ndm}=\frac{2\pi \left(ndm-1\right)}{N_{DM}+\delta }$$

  
• Beispielsweise variiert in Gleichung 52 die Radar-Vorrichtung 10 δ für jede Radar-Positionsmessung, wodurch die Intervalle der Doppler-Verschiebungsbeträge variabel eingestellt werden. Beispielsweise kann die Radar-Vorrichtung 10 δ periodisch für jede Radarpositionsmessung auf 0, 1, 0, 1, ... varieren.
• Ferner stellt beispielsweise die Radar-Vorrichtung 10 den Sendezeitraum Tr so ein, dass sie für jede Radar-Positionsmessung variiert, wodurch die Intervalle der Doppler-Verschiebungsbeträge geändert werden. Infolgedessen wird ein Effekt erzielt, der dem entspricht, wenn die Doppler-Verschiebungsbeträge variabel eingestellt werden.
• (Variation 5 der Ausführungsform 1)
• Variation 5 beschreibt zum Beispiel ein Verfahren zum Reduzieren des Einflusses von Interferenzen durch mehrere Radar-Vorrichtungen, für die sich die gleichen oder einige Frequenzbänder überlappen.
• 16 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung 100a gemäß der Ausführungsform 5 darstellt. In 16 sind die gleichen Komponenten wie in 1 mit den gleichen Ziffern gekennzeichnet, und eine Beschreibung davon wird weggelassen. Zum Beispiel enthält in der Radar-Vorrichtung 10b, die in 16 dargestellt ist, verglichen mit der in 1 dargestellten Radar-Vorrichtung 10, der Phasendrehungsbetragseinsteller 104b in dem Radar-Sender 100b ferner einen Zufallscode-Applikator 111, und der Signalprozessor 206b in dem Radar-Empfänger 200b enthält ferner einen Zufallscode-Multiplikator 214.
• In 16 multipliziert der Zufallscode-Applikator 111 beispielsweise den codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag Ψ_{ndop_code (ndm)}, _ndm(m), der vom Codierer 106 durch das Codeelement RC(RC_INDEX (m)) der Pseudozufallscodesequenz RCode ausgegeben wurde und und gibt das Ergebnis an die Phasendreher 107 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc, mdn = 1, ..., N_DM und ndop_code (ndm) = 1, ..., N_{DOP_CODE}(ndm).
• Pseudozufallsrauschcodes (PN-Codes), M-Sequenzcodes oder Goldcodes können beispielsweise als Pseudozufallscodes verwendet werden. Die Pseudozufallscodesequenz RCode besteht beispielsweise aus LRC Codeelementen, wie durch die folgende Gleichung 53 gegeben. $$\text{RCode}=\left\{\text{RC}\left(1\right),\text{RC}\left(2\right),\dots ,\text{RC}\left({\text{N}}_{\text{LRC}}\right)\right\}$$

  
• Codeelemente einer Pseudozufallscodesequenz umfassen beispielsweise Werte von 1 bis -1, wobei eine Phasendrehung von 0 für 1 angewendet wird und eine Phasendrehung von 1 π für -1 angewendet wird. Eine Pseudozufallscodesequenz hat die Codelänge N_LRC kleiner oder gleich Nc. Ferner variiert beispielsweise der Zufallscode-Applikator 111 zyklisch den Codeelementindex RC_INDEX (m) für die Pseudozufallscodesequenz jeden m-ten Sendezeitraum, wie durch die folgende Gleichung 54 gegeben.
  [53] $$RC\_INDEX\left(M\right)=\text{MOD}\left(M-\mathrm{1,}{N}_{LRC}\right)+1$$

  
• Ferner gibt der Zufallscode-Applikator 111 das Zufallscode-Element RC (RCINDEX (m)) der Pseudozufallscodesequenz RCode an den Zufallscodemultiplikator 214 aus.
• In dem Radar-Sender 100b wendet jeder der Nt Phasendreher 107 für jeden Sendezeitraum Tr den codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm)}, _ndm(m), auf den das Codeelement RC(RC_INDEX (m)) der Pseudozufallscodesequenz RCode angewendet wird, nämlich den Phasendrehungsbetrag _{Ψndop_code (ndm)}, _ndm(m) + angle[RC (RCINDEX (m))] auf ein Chirp-Signal an, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegeben wird.
• Beispielsweise wird eine Beschreibung eines Falls gegeben, in dem, wenn die Anzahl der zur Multiplexübertragung Nt = 3 verwendeten Sendeantennen, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 2, N_CM = 2, die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden, und die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so gesetzt werden, dass N_{DOP_CODE}(1) = 1 und N_{DOP_CODE}(2) = 2.
• In diesem Fall wendet der Zufallscode-Applikator 111 den Zufallscode RC(RC_INDEX (m)) auf die codierten Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ_{1 1}(m), ψ₁, ₂(m) und _Ψ2,2(m) an und gibt die resultierende Phasendrehung für jeden Sendezeitraum an die Phasendreher 107 aus.
• Der Phasendreher PROT#[1, 1] wendet für jeden Sendezeitraum eine Phasendrehung auf ein Chirp-Signal an, das in dem Radar-Sendesignalgenerator 101 auf eine Weise erzeugt wird, die durch den folgenden Ausdruck 55 für jeden Sendezeitraum gegeben ist. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[1, 1] wird von der Sendeantenne Tx#[1, 1] ausgegeben. Hier bezeichnet cp (t) ein Chirp-Signal für jeden Sendezeitraum.
  [54] $$\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\dots ,$$

  
• Ebenso wendet der Phasendreher PROT#[1, 2] für jeden Sendezeitraum eine Phasendrehung auf ein Chirp-Signal an, das in dem Radar-Sendesignalgenerator 101 auf eine Weise erzeugt wird, die durch den folgenden Ausdruck 56 für jeden Sendezeitraum gegeben ist. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[1, 2] wird von der Sendeantenne Tx#[1, 2] ausgegeben.
  [55] $$\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\dots ,$$

  
• Ebenso wendet der Phasendreher PROT#[2, 2] für jeden Sendezeitraum eine Phasendrehung auf ein Chirp-Signal an, das in dem Radar-Sendesignalgenerator 101 auf eine Weise erzeugt wird, die durch den folgenden Ausdruck 57 für jeden Sendezeitraum gegeben ist. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[2, 2] wird von der Sendeantenne Tx#[2, 2] ausgegeben.
  [56] $$\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(1\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\dots ,$$

  
• In dem Radar-Empfänger 200b multipliziert der Zufallscode-Multiplikator 214 das Ausgangssignal RFT_z(f_b, m) des Schwebungsfrequenzanalysators 208 in dem Sendezeitraum m durch das Zufallscodeelement RC(RC_INDEX(m)), das vom Zufallscode-Applikator 111 eingegeben wurde. Der Zufallscode-Multiplikator 214 gibt ein Signal, das durch RC(RC_INDEX(m)) × RFT_z(f_b, m) dargestellt wird, an den Schaltungsabschnitt 209 aus. Hier ist z = 1, ..., Na.
• Mit dem oben beschriebenen Betrieb können selbst bei Vorhandensein von Interferenzen von mehreren Radar-Vorrichtungen, bei denen sich die gleichen oder einige Frequenzbänder überlappen, in der Radar-Vorrichtung 10b die Interferenzsignale durch einen Zufallscode-Multiplikator 214 in pseudozufällige Signale umgewandelt werden, bevor sie in Doppler-Analysatoren 210 eingegeben werden. Dementsprechend wird in den Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210 der Effekt der Diffusion der Signalleistung von Interferenzwellen über den Doppler-Frequenzbereich erreicht. Beispielsweise kann die Multiplikation einer Pseudozufallscodesequenz die Spitzenleistung einer Interferenzwelle auf etwa 1/Ncode reduzieren. Dies kann die Wahrscheinlichkeit, dass der CFAR-Abschnitt 211 in der nachfolgenden Stufe fälschlicherweise Spitzen von Interferenzwellen erfasst, erheblich verringern.
• Wenn die Phasendreher 107 keine ausreichende Phasendrehungsgenauigkeit aufweisen, kann ein Phasendrehungsfehler, der durch die Anwendung eines Zufallscodes während eines Sendezeitraum eines orthogonalen Codes verursacht wird, eine Interferenz zwischen orthogonalen Codes verursachen. Um die Störung zu beheben, wird beispielsweise die Codelänge N_LRC der Pseudozufallscodesequenz so gesetzt, dass sie kleiner oder gleich Ncode ist, und der Zufallscode-Appliktor 111 kann das gleiche Zufallscodeelement während dem Sendezeitraum der orthogonalen Codelänge Loc anwenden. Beispielsweise kann der Zufallscode-Applikator 111 den Pseudozufallscode-Elementindex RC_INDEX(m) setzen, der durch die folgende Gleichung 58 für jeden Sendezeitraum m gegeben ist.
  [57] $$RC\_INDEX\left(m\right)=\text{mod}\left(\frac{floor\left[m-1\right]}{Loc},N_{LRC}\right)+1$$

  
• Dies ermöglicht, dass das gleiche Zufallscodeelement während dem Sendezeitraum eines orthogonalen Codes angewendet wird. Selbst wenn die Phasendreher 107 keine ausreichende Phasendrehungsgenauigkeit aufweisen, sind die durch Zufallscodes verursachten Phasendrehungsfehler konstant und die Interferenz zwischen orthogonalen Codes kann verringert werden.
• Beispielsweise wird eine Beschreibung eines Falls gegeben, in dem, wenn RC_INDEX(m) gemäß Gleichung 58 verwendet wird, die Anzahl der Sendeantennen, die zur Multiplexübertragung verwendet werden Nt = 3, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 2, N_CM = 2, die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden, und die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so gesetzt werden, dass N_{DOP_CODE}(1) = 1 und N_{DOP_CODE}(2) = 2.
• In diesem Fall wendet der Zufallscode-Applikator 111 den Zufallscode RC(RC_INDEX (m)) auf codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_1,2(m) und ψ_{2, 2}(m) an und gibt die resultierenden Phasendrehungsbeträge für jeden Sendezeitraum an die Phasendreher 107 aus.
• Der Phasendreher PROT#[1, 1] wendet für jeden Sendezeitraum eine Phasendrehung auf ein Chirp-Signal, das in dem Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugt wird, auf eine Weise an, die durch den folgenden Ausdruck 59 für jeden Sendezeitraum gegeben ist. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[1, 1] wird von der Sendeantenne Tx#[1, 1] ausgegeben. Hier bezeichnet cp (t) ein Chirp-Signal für jeden Sendezeitraum.
  [58] $$\begin{array}{l}\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right)\\ \begin{array}{cc}& \text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right)\end{array},\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(4\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\dots ,\end{array}$$

  
• Ebenso wendet der Phasendreher PROT#[1, 2] für jeden Sendezeitraum eine Phasendrehung auf ein Chirp-Signal, das in dem Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugt wird, auf eine Weise an, die durch den folgenden Ausdruck 60 für jeden Sendezeitraum gegeben ist. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[1, 2] wird von der Sendeantenne Tx#[1, 2] ausgegeben.
  [59] $$\begin{array}{l}\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right)\\ \begin{array}{cc}& \text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right)\end{array},\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\dots ,\end{array}$$

  
• Ebenso wendet der Phasendreher PROT#[2, 2] für jeden Sendezeitraum eine Phasendrehung auf ein Chirp-Signal, das in dem Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugt wird, auf eine Weise an, die durch den folgenden Ausdruck 61 für jeden Sendezeitraum gegeben ist. Der Ausgang des Phasendrehers PROT#[2, 2] wird von der Sendeantenne Tx#[2, 2] ausgegeben.
  [60] $$\begin{array}{l}\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(1\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right)+angle\left[RC\left(1\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right)\\ \begin{array}{cc}& \text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(3\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right)\end{array},\text{exp}\left[j\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(4\right)+angle\left[RC\left(2\right)\right]\right\}\right]cp\left(t\right),\dots ,\end{array}$$

  
• (Variation 6 der Ausführungsform 1)
• Die Ausführungsform 1 hat den Fall beschrieben, in dem die Ausgabe des Phasendrehers PROT#[ndop_code (ndm), ndm] von der Sendeantenne Tx#[ndop_code (ndm), ndm] übertragen wird; dies ist jedoch nicht erforderlich.
• Beispielsweise kann die Zuordnung zwischen jeder der mehreren Sendeantennen 108 und die Zuweisung eines codierten Doppler-Multiplexsignals (mit anderen Worten eine Kombination aus Doppler-Verschiebungsbetrag und Codesequenz) so gesetzt werden, dass sie für jeden Rahmen variiert, in dem ein Radar-Sendesignal übertragen wird.
• Wenn beispielsweise eine Radar-Positionsmessung kontinuierlich durchgeführt wird, kann die Radar-Vorrichtung 10 die Sendeantenne 108 variieren, die die Ausgabe des Phasendrehers PROT#[ndop_code (ndm), ndm] für jede Radar-Positionsmessung (zum Beispiel alle Nc Sendezeiträume (Nc × Tr)) sendet. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM und ndop_code (ndm) = 1, ..., N_{DOP_CODE}(ndm).
• Beispielsweise kann die Radar-Vorrichtung 10 mehrere Zuordnungstabellen zur Zuordnung enthalten, von welcher von Nt Sendeantennen #1, ... und #Nt die Ausgabe jedes der Nt Phasendreher PROT#[ndop_code(ndm), ndm] übertragen wird. Beispielsweise kann die Radar-Vorrichtung 10 eine Zuordnungstabelle für jede Radar-Positionsmessung (zum Beispiel alle Nc Sendezeiträume (Nc × Tr)) modifizieren, um die Sendeantenne 108 variabel zu setzen, die für die Übertragung für jede Radar-Positionsmessung verwendet werden soll.
• Dementsprechend setzt die Radar-Vorrichtung 10 bei kontinuierlicher Durchführung der Radar-Positionsmessung variabel für die Ausgabe jedes der Nt Phasendreher 107 bei jeder Radar-Positionsmessung die entsprechende der Sendeantennen 108. Dementsprechend kann in Fällen, in denen beispielsweise Signale empfangen werden, die von Interferenzen betroffen sind (z. B. Intercode-Interferenzen), die je nach Sendeantenne 108 unterschiedlich sind, der Effekt der Randomisierung des Einflusses von Interferenzen durch Variieren der Sendeantennen 108 erreicht werden.
• (Variation 7 der Ausführungsform 1)
• In der Ausführungsform 1 wendet der Codierer 106 eine Phasendrehung basierend auf einer oder mehreren orthogonalen Codesequenzen, die kleiner oder gleich N_CM sind, zu jedem der Phasendrehungsbeträge ϕ₁, ..., und ϕ_NDM zum Anwenden der N_DM Doppler-Verschiebungsbeträge an, die vom Doppler-Verschiebungseinsteller 105 ausgegeben werden, um den codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code}(_ndm), _ndm(m) einzustellen und gibt den codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code} (_ndm), _ndm(m) an die Phasendreher 107 aus. Die von dem Codierer 106 durchgeführte Verarbeitung ist jedoch nicht darauf beschränkt.
• Variation 7 beschreibt einen Fall, in dem die Zuordnungen zwischen Sendeantennen 108 und Doppler-Multiplexsignalen so eingestellt sind, dass sie für jeden Sendezeitraum variieren.
• Beispielsweise kann die Zuordnung von Doppler-Multiplexen (mit anderen Worten Doppler-Verschiebungsbeträgen) zu Sendeantennen 108 für jeden Sendezeitraum variieren, ohne die Anzahl von Doppler-Multiplexen zu ändern, die für die codierte Doppler-Multiplexübertragung verwendet werden.
• Beispielsweise setzt der Codierer 106 für jedes Codeelement einer orthogonalen Codesequenz (zum Beispiel jeden Sendezeitraum Tr) einen codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag unter Verwendung eines Phasendrehungsbetrags zum Anwenden eines anderen Doppler-Verschiebungsbetrags. Mit anderen Worten kann der Codierer 106 den Wert des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm für jedes Codeelement einer orthogonalen Codesequenz (zum Beispiel jeden Sendezeitraum Tr) in dem codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_ndop__code (_ndm), _ndm(m), der auf ein Radar-Sendesignal angewendet wird, das von jeder Sendeantenne 108 übertragen werden soll, unterschiedlich machen.
• Das Einstellen von codierten Doppler-Phasendrehungsbeträgen in der oben beschriebenen Weise erzielt Effekte, die denen der Ausführungsform 1 ähnlich sind. Wenn beispielsweise Signale, die von Interferenzen betroffen sind (z. B. Intercode-Interferenzen), die je nach Sendeantenne 108 unterschiedlich sind, empfangen werden, kann der Effekt der Randomisierung des Einflusses von Interferenzen durch Variieren der Sendeantennen 108 erzielt werden.
• Zum Beispiel kann der Codierer 106 einen codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code} (_ndm), _ndm(m) unter Verwendung der folgenden Gleichung 62 anstelle von Gleichung 5 setzen.
  [61] $$\begin{array}{l}{\psi }_{ndrop\_code\left(ndm\right),ndm}\left(m\right)\\ =floor\left[\frac{m-1}{Loc}\right]\times {\varphi }_{\text{mod}\left(ndm+OC\_INDEX-\mathrm{2,}{N}_{DM}\right)+1}+angle\left[O{C}_{ndop\_code\left(ndm\right)}\left(OC\_INDEX\right)\right]\end{array}$$

  
• In dem codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code} (_ndm), _ndm(m), der durch Gleichung 62 gegeben ist, wird ein Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrags so gesetzt, dass er für die Dauer von Loc Sendezeiträumen, deren Anzahl gleich der für die Codierung verwendeten Codelänge ist (der erste Term in Gleichung 62) für die Sendezeiträume derart variiert, dass er ϕ_mod(_ndm+_{OC_INDEX-2}, _NDM)₊₁ ist, und die Phasendrehungsbeträge der Loc Codeelemente OC_{ndop_code} (ndm)(1), ... und OC_{ndop_code} (_ndm)(Loc) des Codes Code_{ndop_code} (_ndm), die für die Codierung verwendet werden, werden angewendet (der zweite Term in Gleichung 62). In Gleichung 62 ist der Phasendrehungsbetrag ϕ_{mod (ndm+OC_INDEX-2, NDM})₊₁ zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrags so gesetzt, dass er für jedes Codeelement variiert (z. B. OC_INDEX).
• Als Beispiel wird eine Beschreibung eines Falles gegeben, in dem Nt = 3, N_DM = 2 und N_CM = 2 ist, wobei der codierte Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm1}(m), der durch Gleichung 62 gegeben ist, gesetzt wird.
• In diesem Fall wird die Zuordnung der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ und der orthogonalen Codes Code₁ und Code₂ gemäß der Einstellung von N_{DOP_CODE}(1) und N_{DOP_CODE}(2), wie in 17A und 17B gezeigt, bestimmt. In 17A und 17B repräsentiert die horizontale Achse eine Kombination aus einem Doppler-Verschiebungsbetrag, der für das erste Codeelement (zum Beispiel OC_INDEX = 1) verwendet wird und einem Doppler-Verschiebungsbetrag, der für das zweite Codeelement (zum Beispiel OC_INDEX = 2) verwendet wird.
• Wie in 17A und 17B dargestellt, sind beispielsweise in einer Codesequenz mit der Codelänge für N_CM = 2 der Dopplerverschiebungsbetrag, der dem ersten Codeelement entspricht, und der Dopplerverschiebungsbetrag, der dem zweiten Codeelement entspricht, unterschiedlich.
• Beispielsweise wird eine Beschreibung eines Falls gegeben, in dem im Codierer 106 unter Verwendung von Gleichung 62, wenn die Anzahl der zur Multiplexübertragung Nt = 3 verwendeten Sendeantennen, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 2, N_CM = 2, und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} und Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden, die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so gesetzt, dass N_{DOP_CODE}(1) = 1 und N_{DOP_CODE}(2) = 2 (siehe zum Beispiel 17B). In diesem Fall setzt der Codierer 106 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_1,2(m) und ψ_2,2(m) gegeben durch die folgenden Gleichungen 63 bis 65 und gibt codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_1,2(m) und ψ_2,2(m) zu den Phasendrehern 107 aus.
  [62] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(1\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(2\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(3\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(7\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_1,{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_2,\dots \right\}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_2,{\varphi }_1\mathrm{,2}{\varphi }_1\mathrm{,2}{\varphi }_1\mathrm{,3}{\varphi }_{\mathrm{2,}}\mathrm{,3}{\varphi }_1,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [64] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,{\varphi }_2,{\varphi }_1+\pi \mathrm{,2}{\varphi }_2\mathrm{,2}{\varphi }_1+\pi \mathrm{,3}{\varphi }_2\mathrm{,3}{\varphi }_1+\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  
• In jedem der Doppler-Verschiebungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_1,2(m), und ψ_2,2(m), die durch die Gleichungen 63 bis 65 gegeben sind, werden die Phasendrehungsbeträge ϕ₁ and ϕ₂ zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ and DOP₂ abwechselnd in einem Zyklus mit der Codelänge Loc = 2 verwendet.
• Für ψ_1,2(m) und ψ_2,2(m), die durch die Gleichungen 64 und 65 gegeben sind, werden Phasendrehungen unter Verwendung orthogonaler Codesequenzen Code₁ and Code₂ angewendet, wobei eine Beziehung beibehalten wird, in der die Phasendrehungsbeträge ϕ₁ and ϕ₂ zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ and DOP₂ der gleiche Phasendrehungsbetrag in einem Zyklus mit der Codelänge Loc = 2 sind. Mit anderen Worten, für ψ_1,2(m) und ψ_2,2(m) werden die Phasendrehungsbeträge zum Anwenden von Doppler-Verschiebungsbeträgen in einem Zyklus mit Codelänge Loc in ähnlicher Weise geändert, und es werden mehrere orthogonale Codesequenzen verwendet, um Code-Multiplexen durchzuführen.
• Für ψ_1,1(m) und ψ_1,2(m), die durch die Gleichungen 63 und 64 gegeben sind, sind die Phasendrehungsbeträge ϕ₁ und ϕ₂ zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ unterschiedliche Phasendrehungsbeträge in einem Zyklus mit Codelänge Loc = 2. Auch für ψ_1,1(m) und ψ_2,2(m), die durch die Gleichungen 63 und 65 gegeben sind, sind die Phasendrehungsbeträge ϕ₁ and ϕ₂ zum Anwenden der Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ unterschiedliche Phasendrehungsbeträge in einem Zyklus mit Codelänge Loc = 2.
• Hier wird zum Beispiel eine Beschreibung für einene Fall gegeben, in dem ein Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetragst DOP_ndm gleich ϕ_ndm = 2π(ndm - 1)/N_DM ist, was durch Gleichung 1 gegeben ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁, der gleich 0 ist, und der Phasenberschiebungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂, der gleich π ist, verwendet werden. In diesem Fall setzt der Codierer 106 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_1,2(m) und ψ_2,2(m) gegeben durch die folgenden Gleichungen 66 bis 68 und gibt codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ₁,₁(m), ψ_1,2(m) und ψ_2,2(m) an die Phasendreher 107 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [65] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,0,}\pi \mathrm{,0,0,0,}\pi \dots \right\}\end{array}$$

  

  [66] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi \mathrm{,0,0,0,}\pi \mathrm{,0,}\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [67] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,\pi ,\pi \mathrm{,0,}\pi ,\pi ,\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  
• Als Beispiel wird eine Beschreibung eines Falles gegeben, in dem Nt = 6, N_DM = 4 und N_CM = 2 ist, wobei der codierte Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code(ndm), ndm1}(m), der durch Gleichung 62 gegeben ist, gesetzt wird.
• In diesem Fall wird die Zuordnung der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂ und DOP₃ und der orthogonalen Codes Code₁ und Code₂ gemäß der Einstellung von N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2) und N_{DOP_CODE}(3), wie in 18A und 18B gezeigt, bestimmt. In 18A und 18B repräsentiert die horizontale Achse eine Kombination aus einem Doppler-Verschiebungsbetrag, der für das erste Codeelement (zum Beispiel OC_INDEX = 1) verwendet wird und einem Doppler-Verschiebungsbetrag, der für das zweite Codeelement (zum Beispiel OC_INDEX = 2) verwendet wird.
• Wie in 18A und 18B dargestellt, sind beispielsweise in einer Codesequenz mit der Codelänge für N_CM = 2 der Dopplerverschiebungsbetrag, der dem ersten Codeelement entspricht, und der Dopplerverschiebungsbetrag, der dem zweiten Codeelement entspricht, unterschiedlich.
• Beispielsweise wird eine Beschreibung eines Falls gegeben, in dem im Codierer 106 unter Verwendung von Gleichung 62, wenn die Anzahl der zu Multiplexübertragung verwendeten Sendeantenen Nt = 6, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 4, N_CM = 2, und die orthogonalen Codesequenzen Code₁ = {1, 1} and Code₂ = {1, -1} mit Codelänge Loc = 2 verwendet werden, die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so gesetzt, dass N_{DOP_CODE}(1) = 1, N_{DOP_CODE}(2) = 1, N_{DOP_CODE}(3) = 2, and N_{DOP_CODE}(4) = 2. In diesem Fall setzt der Codierer 106 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_1,2(m), ψ_1,3(m), ψ_2,3(m), ψ_1,4(m) und ψ_2,4(m), die durch die folgenden Gleichungen 69 bis 74 gegeben sind, und gibt die codierten Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_1,2(m), ψ_1,3(m), ψ_2,3(m), ψ_1,4(m) und ψ_2,4(m) an die Phasendreher 107 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [68] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(1\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(2\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(3\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(7\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_1,{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_2,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [69] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_2,{\varphi }_3\mathrm{,2}{\varphi }_2\mathrm{,2}{\varphi }_3\mathrm{,3}{\varphi }_{\mathrm{2,}}\mathrm{,3}{\varphi }_3,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [70] $$\begin{array}{l}\left\{{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(1\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(2\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(3\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(4\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(5\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(6\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(7\right),{\psi }_{\mathrm{1,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\varphi }_3,{\varphi }_4\mathrm{,2}{\varphi }_3\mathrm{,2}{\varphi }_4\mathrm{,3}{\varphi }_{\mathrm{3,}}\mathrm{,3}{\varphi }_4,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [71] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,{\mathrm{\varphi }}_3,{\mathrm{\varphi }}_4,{\mathrm{\varphi }}_4+\mathrm{\pi }\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{4}}+\mathrm{\pi }\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_4+\mathrm{\pi },\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [72] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_4,{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_4\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{4}}\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [73] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,{\mathrm{\varphi }}_4,{\mathrm{\varphi }}_4+\mathrm{\pi }\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_4\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1+\mathrm{\pi }\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_4\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1+\mathrm{\pi },\dots \right\}\end{array}$$

  
• In jedem der Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m), die durch die Gleichungen 69 bis 74 gegeben sind, werden die Phasendrehungsbeträge ϕ_ndm und ϕ_{mod(ndm, NDM)+1} zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP_ndm und DOP_{mod(ndm, NDM)+1} in einem Zyklus mit Codelänge Loc = 2 verwendet. Bei codierten Doppler-Phasendrehungsbeträgen ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m), wobei ndm unterschiedlich ist, sind die Phasendrehungsbeträge zum Anwenden von Doppler-Verschiebungsbeträgen unterschiedlich.
• Weiterhin werden für codierte Doppler-Phasenverschiebungsbeträge ψ_1,ndm(m), ..., und ψ_{n2dop_code(ndm), ndm}(m) Phasendrehungen unter Verwendung orthogonaler Codesequenzen Code_{1, ...,} and Code_{ndop_code(ndm)} angewendet, wobei eine Beziehung beibehalten wird, in der die Phasendrehungsbeträge ϕ_ndm und ϕ_{mod(ndm, NDM)+1} zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP_ndm und DOP_{mod(ndm, NDM)+1} der gleiche Phasendrehungsbetrag in einem Zyklus mit Codelänge Loc = 2 sind.
• Hier wird zum Beispiel eine Beschreibung für einen Fall gegeben, in dem ein Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm gleich ϕ_ndm = 2π(ndm - 1)/N_DM ist, der durch Gleichung 1 gegeben ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁, der gleich 0 ist, der Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂, der gleich π/2 ist, der Phasendrehungsbetrag ϕ₃ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₃, der gleich π ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₄ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₄, der gleich 3π/2 ist, verwendet werden. In diesem Fall setzt der Codierer 106 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_1,3(m), ψ_2,3(m), ψ_1,4(m) und ψ_2,4(m), die durch die folgenden Gleichungen 75 bis 80 gegeben sind, und gibt die codierten Doppler-Phasendrehungsbeträge ψ_1,1(m), ψ_1,2(m), ψ_{1, 3}(m), ψ_2,3(m), ψ_1,4(m) und ψ_2,4(m) an die Phasendreher 107 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [74] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,0,}\frac{\pi }{2}\mathrm{,0,}\pi \mathrm{,0,}\frac{3\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [75] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\frac{\pi }{2},\pi ,\pi \mathrm{,0,}\frac{3\pi }{2},\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [76] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi ,\frac{3\pi }{2}\mathrm{,0,}\pi ,\pi ,\frac{\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [77] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,\pi ,\frac{\pi }{2}\mathrm{,0,0,}\pi ,\frac{3\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [78] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\frac{3\pi }{2}\mathrm{,0,}\pi \mathrm{,0,}\frac{\pi }{2}\mathrm{,0,}\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [79] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,}\pi ,\frac{3\pi }{2}\mathrm{,}\pi \mathrm{,\pi },\pi ,\frac{\pi }{2},\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  
• Als nächstes wird ein Beispiel des Betriebs des Radar-Empfängers 200 beschrieben, wenn codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge durch den oben beschriebenen Codierer 106 gesetzt werden. In dem Radar-Empfänger 200 unterscheidet sich ein Codetrennungsprozess, der durch einen codierten Doppler-Demultiplexer 212 ausgeführt wird, von dem in Ausführungsform 1.
• Der codierte Doppler-Demultiplexer 212 führt einen Codetrennungsprozess an den Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210 im z-ten Signalprozessor 206, der durch Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD) angezeigt wird, von N_DM codierten Doppler-Multiplexsignalen für Abstandsindizes f_{b_cfar}, die vom CFAR-Abschnitt 211 ausgegeben werden, durch.
• Der Codetrennungsprozess kann beispielsweise an allen von nfd = 1, ..., N_DM für alle Kandidaten von DopCase = 1, ..., N_DM durchgeführt werden. Es ist zu beachten, dass der codierte Doppler-Demultiplexer 212 ein codiertes Doppler-Multiplexsignal erfasst, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist und eine Unterscheidung der Sendeantennen 108 und eine Bestimmung einer Ziel-Doppler-Frequenz durchführt. Dementsprechend führt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen Codetrennungsprozess durch, wie durch die folgende Gleichung 81 gegeben, um die Verarbeitungsmenge des Trennprozesses zu reduzieren.
  [80] $$\begin{array}{l}DeMU{L}_z{}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{noc=1}^{Loc}[O{C}_{ncm}^{*}\left(noc\right)VF{T}_z{}^{noc}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{mod\left(ndm1+noc-\mathrm{2,}{N}_{DM}\right)+1}DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)}\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD-DO{P}_1\right)}{N_{code}}\times \frac{noc-1}{Loc}\right\}]\end{array}$$

  
• Das hochgestellte Sternchen (*) kennzeichnet den komplex-konjugierten Operator. Ferner ist nfd = 1, ..., N_DM, ncm = 1, ..., N_CM und DopCase = 1, ..., N_DM.
• Wenn beispielsweise ein codiertes Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM gesetzt ist, den durch Gleichung 62 gegebenen codierten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_code (ndm), ndm1}(m) verwendet, führt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 den durch durch Gleichung 81 gegebenen Codetrennungsprozess durch, wobei die Verwendung von DOP_mod(ndm1 + _noc-2, _NDM)₊₁ als Doppler-Verschiebungsbetrag für das noc-te Codeelement berücksichtigt wird.
• In Gleichung 81 führt der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen Codetrennungsprozess unter Verwendung des Kandidaten DOPposi (DOP_{mod(ndm1 + noc-2}, _NDM) ₊₁, DopCase) einschließlich Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_{mod(ndm1 + noc-2}, _NDM)₊₁ für die Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für jedes noc-te Codeelement in jedem DopCase durch. Hier repräsentiert das Code-Trennungssignal DeMUL_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD), gegeben durch Gleichung 81, ein Codetrennungssignal, das Code_ncm für Distanzindex f_{b_cfar} und Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206 verwendet. Der Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DOPposi (DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD) stellt einen Doppler-Frequenzindex in der Ausgabe des Doppler-Analysators 210 für das erste Codeelement dar, wenn der durch Gleichung 62 gegebene codierte Doppler-Phasendrehungsbetrag verwendet wird.
• In Gleichung 81 wird im exp-Term, da die Abtastzeiten für die Ausgaben der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Codeelement verschoben sind, eine Phasenkorrektur gemäß dem Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+(DopCase-1)×ΔFD-DOP₁) durchgeführt.
• Des Weiteren wird der im Doppler-Verschiebungs-Setzer 105 gesetzte Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm durch DOP₁<DOP₂<...<DOP_DM-1<DOP_DM dargestellt und DOP₁ fällt in den Bereich von fs_comp = -Ncode/2, ..., -Ncode/2 +ΔFD-1 im Ausgangszustand (wenn die Relativgeschwindigkeit zum Ziel Null ist). Dementsprechend berechnet der codierte Doppler-Demultiplexer 212 einen Betrag der Phasenkorrektur unter Verwendung von beispielsweise DOP₁ als Referenz.
• Die nachfolgende Verarbeitung, die vom Radar-Empfänger 200 durchgeführt wird, ist ähnlich der in Ausführungsform 1, und eine Beschreibung davon wird hier weggelassen.
• (Variation 8 der Ausführungsform 1)
• Die Ausführungsform 1 hat einen Fall beschrieben, in dem, wenn die Radar-Vorrichtung 10 wiederholt Chirp-Impulse Nc-mal als Radar-Sendesignale sendet, die Mittenfrequenzen der Chirp-Signale konstant gemacht werden (siehe zum Beispiel 2). Die Mittenfrequenzen der Chirp-Signale sind jedoch nicht unbedingt konstant.
• Die Variation 8 beschreibt einen Fall, in dem die Mittenfrequenzen der Chirp-Signale variabel eingestellt sind.
• [Aufbau der Radar-Vorrichtung]]
• 19 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung 10c gemäß der Variation 8 darstellt. In 19 sind die gleichen Komponenten wie in Ausführungsform 1 (1) mit den gleichen Ziffern gekennzeichnet, und eine Beschreibung davon wird weggelassen.
• Im Folgenden sendet beispielsweise die Radar-Vorrichtung 10c Radar-Sendesignale derart, dass die Mittenfrequenzen fc der Chirp-Signale um Δf (zum Beispiel erhöht in einem Fall, in dem Δf>0 und verringert in einem Fall, in dem Δf<0) für jeden Sendezeitraum Tr geändert werden.
• Im Rader-Sender 100c enthält der Radar-Sendesignalgenerator 101c einen Moduliertes-Signal-Emitter 102, den VCO 103c und eine Sendefrequenzsteuerung 112.
• Beispielsweise sendet der Moduliertes-Signal-Emitter 102 periodisch sägezahnförmige modulierte Signale zur VCO-Steuerung aus. Hier wird der Sendezeitraum durch Tr dargestellt.
• Die Sendefrequenzsteuerung 112 steuert für jeden Sendezeitraum Tr die Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals (Chirp-Signals), das von VCO 103c ausgegeben werden soll. Beispielsweise kann die Sendefrequenzsteuerung 112 die Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals um Δf für jeden Sendezeitraum Tr ändern.
• Der VCO 103c gibt frequenzmodulierte Signale an die Phasendreher 107 und den Radar-Empfänger 200c (zum Beispiel einen Mischerabschnitt 204) aus, basierend auf der Ausgabe der Sendefrequenzsteuerung 112 und der Ausgabe des Moduliertes-Signal-Emitters 102.
• 20 zeigt ein Beispiel von frequenzmodulierten Signalen (nachstehend als Chirp-Signale bezeichnet).
• In 20 gibt beispielsweise der VCO 103c während dem ersten Sendezeitraum Tr#1 ein Chirp-Signal mit der Mittenfrequenz fc(1) gleich fo aus. Wie in 20 illustriert, gibt der VCO 103c ein Chirp-Signal mit einer Mittenfrequenz fc (2) gleich f₀+Δf während des zweiten Sendezeitraum Tr#2 aus. Auch in 20 gibt der VCO 103c ein Chirp-Signal mit einer Mittenfrequenz fc (m) gleich f₀+(m-1)Δf während des m-ten Sendezeitraum Tr#m aus. Dementsprechend ändert der VCO 103c die Mittenfrequenz eines Chirp-Signals um Δf für jeden Sendezeitraum Tr.
• Das heißt, dass in 20 die Mittenfrequenz fc(Nc) des Chirp-Signals des N_c-ten Sendezeitraum Tr#N_c gegeben ist durch f₀ + Δf × (N_c - 1).
• Die jeweiligen Chirp-Signale können beispielsweise Chirp-Signale mit der gleichen Frequenzmodulationsbandbreite Bw in der Zeitbreite T_A eines Range Gates sein. In dem in 20 illustrierten Beispiel ist der Fall, in dem Δf>0 (mit anderen Worten, der Fall, in dem die Mittenfrequenz fc erhöht wird) ist, dargestellt. Gleiches gilt für den Fall, dass Δf<0 (mit anderen Worten, der Fall, in dem die Mittenfrequenz fc verringert wird).
• Ein anderer Betrieb des Radarsenders 100c, der in 19 dargestellt ist, kann dem in Ausführungsform 1 ähnlich sein.
• Als nächstes wird ein Beispiel des Betriebs des Radar-Empfängers 200c der Radar-Vorrichtung 10c beschrieben.
• In dem Radar-Empfänger 200c sind die Verarbeitung, die von Antennenkanalprozessoren 201 an von Empfangsantennen 202 empfangenen Signalen durchgeführt wird, und der Betrieb des nachfolgenden CFAR-Abschnitts 211 und des codierten Doppler-Demultiplexers 212 ähnlich dem Betrieb in Ausführungsform 1. In dem Radar-Empfänger 200c ist ferner ein Richtungsschätzungsprozess, der durch den Richtungsschätzer 213c unter Verwendung der Ausgabe des codierten Doppler-Demultiplexers 212 durchgeführt wird, auch dem Betrieb in Ausführungsform 1 ähnlich.
• In dem Radarempfänger 200c ist beispielsweise ein Umwandlungsprozess für Doppler-Geschwindigkeitsinformationen des Ziels basierend auf dem Doppler-Frequenzbestimmungsergebnis für das Ziel (zum Beispiel Doppler-Frequenz f_TARGET des Ziels), der vom Richtungsschätzer 213c durchgeführt wird, von dem in Ausführungsform 1 verschieden.
• Die Umwandlung der Entfernungsinformation R(f_b) basierend auf dem Schwebungsfrequenzindex ist dem in Ausführungsform 1 ähnlich, und der Richtungsschätzer 213c kann beispielsweise basierend auf Gleichung 31 die Entfernungsinformation R(f_b) unter Verwendung des Schwebungsfrequenzindex (oder Distanzindex) f_b ausgeben.
• Der Richtungsschätzer 213c kann Doppler-Geschwindigkeitsinformationen v_d des Ziels ausgeben, die auf die folgende Weise, beispielsweise unter Verwendung der Dopplerfrequenz f_TARGET des Ziels uns des Entfernungsindex f_{b_cfar}, erfasst werden.
• Zum Beispiel, wenn die Radarsendesignale, für die die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen, die um Δf für jeden Sendezeitraum Tr geändert werden, verwendet werden, werden die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für jeden Sendezeitraum Tr geändert selbst wenn die Relativgeschwindigkeit des Ziels Null ist. Dementsprechend enthält ein Empfangssignal der Radar-Vorrichtung 10c eine Phasendrehung, die durch eine Änderung der Mittenfrequenz eines Chirp-Signals für jeden Sendezeitraum Tr verursacht wird.
• Die Mittenfrequenz fc in dem m-ten Sendezeitraum Tr für die Zielentfernung R_Ziel wird durch (m - 1)Δf relativ zur Mittenfrequenz in dem ersten Sendezeitraum Tr als Referenz geändert. Der Phasendrehungsbetrag Δη(m, R_Ziel), der durch die Änderung der Mittenfrequenz fc verursacht wird, ist durch Gleichung 81-1 gegeben, wobei die Ankunftszeit der reflektierten Welle (2R_Ziel/C_o) aus der Zielentfernung R_Ziel berücksichtigt wird. Die Gleichung 81-1 gibt den relativen Phasendrehungsbetrag an, der unter Verwendung der Phase des ersten Sendezeitraum Tr als Referenz erhalten wird. C₀ bezeichnet die Lichtgeschwindigkeit.
  [81] $$\mathrm{\Delta \eta }\left(m,R_{target}\right)=2\pi \left(m-1\right)\mathrm{\Delta }f\times \left(\frac{2R_{target}}{C_0}\right)$$

  
• Daher berechnet der Richtungsschätzer 213c, wie durch die folgende Gleichung 81-2 gegeben, die Doppler-Geschwindigkeitsinformation v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) basierend auf einer Transformationsgleichung unter Berücksichtigung von Δf, was der Betrag der Änderung der Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals für jeden Sendezeitraum Tr ist.
  [82] $${\nu }_d\left(f_{TARGET},f_{b\_cfar}\right)=\frac{C_0}{2f_0}\left(f_{TARGET}-\frac{\mathrm{\Delta }f\times 2R\left(f_{bar\_cfar}\right)}{T_r\times C_0}\right)$$

  
• In Gleichung 81-2 entspricht der erste Term der Gleichung 49 und ist eine relative Doppler-Geschwindigkeitskomponente, die durch die Doppler-Frequenz f_TARGET dargestellt wird. Der zweite Term in Gleichung 81-2 ist eine Doppler-Geschwindigkeitskomponente, die durch Ändern der Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals um Δf für jeden Sendezeitraum Tr erzeugt wird. Beispielsweise kann der Richtungsschätzer 213c, wie durch Gleichung 81-2 gegeben, die wahre relative Doppler-Geschwindigkeit v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) des Ziels durch Abziehen der Doppler-Komponente im zweiten Term von dem ersten Term berechnen. Hier bezeichnet R(f_{b_cfar}) Entfernungsinformationen (Entfernungsschätzungswert), die aus dem Schwebungsfrequenzindex f_{b_cfar} gemäß Gleichung 31 berechnet werden.
• Es wird angenommen, dass der Doppler-Bereich des Ziels bis zu ±1/(2 × Tr) ist. Wenn v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) die Bedingung v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) <-C₀/(4f₀ Tr) erfüllt, kann der Richtungsschätzer 213c erfasste Doppler-Geschwindigkeitsinformationen v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) des Ziels gemäß der folgenden Gleichung 81-3 ausgeben.
  [83] $${\nu }_d\left(f_{TARGET},f_{b\_cfar}\right)=\frac{C_0}{2f_0}\left(f_{TARGET}-\frac{1}{T_r}-\frac{\mathrm{\Delta }f\times 2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{T_r\times C_0}\right)$$

  
• Da auch angenommen wird, dass der Doppler-Bereich des Ziels bis zu ±1/(2 × Tr) ist, wenn v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) die Bedingung v_d(f_TARGET, f_{b_cfar})>C₀/(4f₀ Tr) erfüllt, kann der Richtungsschätzer 213c erfasste Doppler-Geschwindigkeitsinformationen v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) des Ziels gemäß der folgenden Gleichung 81-4 ausgeben.
  [84] $${\nu }_d\left(f_{TARGET},f_{b\_cfar}\right)=\frac{C_0}{2f_0}\left(f_{TARGET}-\frac{1}{T_r}-\frac{\mathrm{\Delta }f\times 2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{T_r\times C_0}\right)$$

  
• Wie oben beschrieben werden in der Variation 8 in der Radar-Vorrichtung 10c die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen basierend auf den Sendezeiträumen Tr von Radar-Sendesignalen geändert. Beispielsweise sendet die Radar-Vorrichtung 10c Radar-Sendesignale derart, dass die Mittenfrequenzen fc der Chirp-Signale um Δ (zum Beispiel erhöht in einem Fall, in dem Δf>0 und verringert in einem Fall, in dem Δf<0) für jeden Sendezeitraum Tr geändert werden. Sogar in diesem Fall, wie in der Ausführungsform 1, kann die Radar-Vorrichtung 10 (beispielsweise MIMO-Radar) die effektive Doppler-Frequenzbandbreite auf 1/(Tr) erweitern und den Erfassungsbereich der Doppler-Frequenz (Relativgeschwindigkeit) ohne Mehrdeutigkeit erweitern. Zusätzlich kann die Radar-Vorrichtung 10c die gegenseitige Interferenz zwischen gemultiplexten Signalen auf ungefähr den Rauschpegel reduzieren. Gemäß Variation 8 kann die Radar-Vorrichtung 10c deshalb die Zielobjekterfassungsgenauigkeit über einen breiteren Doppler-Frequenzbereich verbessern.
• Die Variation 8 ist nicht nur auf die Ausführungsform 1 anwendbar, sondern auch auf die Variationen 1 bis 7 der Ausführungsform 1, und entsprechende Effekte können erzielt werden. Beispielsweise können in einer beliebigen der Variationen 1 bis 7 von Ausführungsform 1 Radar-Sendesignale enthaltend Chirp-Signale, deren Mittenfrequenzen fc auf die in 20 dargestellte Weise verändert werden, verwendet werden.
• In der Variation 8 überträgt beispielsweise die Radar-Vorrichtung 10c ferner Radar-Sendesignale derart, dass die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen um Δf für jeden Sendezeitraum Tr geändert werden und kann somit die Entfernungsauflösung um eine Änderungsbreite der Mittenfrequenzen der Chirp-Signale verbessern (siehe zum Beispiel NPL 4). Gemäß der Variation 8 kann, da die Abstandsauflösung um eine Änderungsbreite der Mittenfrequenzen der Chirp-Signale verbessert werden kann, die Chirp-Sweep-Bandbreite (zum Beispiel Bw) im Vergleich zu einer Übertragung verringert werden, bei der die Mittenfrequenzen der Chirp-Signale konstant gehalten werden. Die Verringerung der Chirp-Sweep-Bandbreite kann beispielsweise den Sendezeitraum Tr verringern, während die Entfernungsauflösung verbessert wird. Infolgedessen kann bei der Codemultiplexübertragung der ohne Mehrdeutigkeit erfassbare Doppler-Bereich weiter erweitert werden.
• (Variation 9 der Ausführungsform 1)
• Die Zeiträume, in denen die Mittenfrequenzen von Chirp-Signalen geändert werden, sind nicht auf die Sendezeiträume Tr wie in Variation 8 beschränkt. Die Variation 9 beschreibt einen Fall, in dem die Mittenfrequenzen von Chirp-Signalen so eingestellt sind, dass sie in Schritten von Sendezeitraum einer Mehrzahl von Chirp-Signalen variieren.
• Beispielsweise beschreibt die Variation 9 einen Fall, in dem die Mittenfrequenzen von Chirp-Signalen so eingestellt sind, dass sie für alle Loc Sendezeiträume (Loc × Tr) (mit anderen Worten ein Sendezeitraum einer orthogonalen Codesequenz, nachstehend als „Codesendezeitraum“ bezeichnet), deren Anzahl gleich der Codelänge eines einzelnen orthogonalen Codes ist, der für die Doppler-Multiplexübertragung verwendet wird.
• [Aufbau der Radar-Vorrichtung]]
• 21 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung 10d gemäß der Variation 9 darstellt. In 21 sind die gleichen Komponenten wie in Ausführungsform 1 (1) oder Variation 8 (19) mit den gleichen Ziffern gekennzeichnet, und eine Beschreibung davon wird weggelassen.
• In der Variation 9 sendet beispielsweise die Radar-Vorrichtung 10d Radar-Sendesignale derart, dass die Mittenfrequenzen fc der Chirp-Signale um Δf (zum Beispiel erhöht in einem Fall, in dem Δf>0 und verringert in einem Fall, in dem Δf<0) für jeden Codesendezyklus (Loc × Tr) verändert sind.
• Im Rader-Sender 100d enthält der Radar-Sendesignalgenerator 101d einen Moduliertes-Signal-Emitter 102, den VCO 103d und eine Sendefrequenzsteuerung 112d. In dem Radar-Sender 100d umfasst der Phasendrehungsbetragseinsteller 104d den Doppler-Verschiebungseinsteller 105 und den Codierer 106d.
• Beispielsweise sendet in dem Radar-Sendesignalgenerator 101d der Moduliertes-Signal-Emitter 102 periodisch sägezahnförmige modulierte Signale zur VCO-Steuerung aus. Hier wird der Sendezeitraum durch Tr dargestellt.
• Die Sendefrequenzsteuereinheit 112d steuert basierend auf dem vom Codierer 106d ausgegebenen orthogonalen Codeelementindex OC_INDEX die Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals (Chirp-Signals), das von dem VCO 103d für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) auszugeben ist.
• Beispielsweise kann die Sendefrequenzsteuereinheit 112d die Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals , das von dem VCO 103d ausgegeben ist, um Δf in dem Sendezeitraum Tr entsprechend OC_INDEX = 1 ändern. Mit anderen Worten steuert die Sendefrequenzsteuereinheit 112d in dem Sendezeitraum Tr entsprechend OC_INDEX ≠ 1, dass die Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals, das von dem VCO 103d ausgegeben werden soll, dieselbe wie die Mittenfrequenz fc in dem vorherigen Sendezeitraum Tr ist. Mit dieser Steuerung kann die Sendefrequenzsteuereinheit 112d eine Steuerung durchführen, so dass die Mittenfrequenzen fc für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) um Δf geändert werden.
• Der VCO 103d gibt frequenzmodulierte Signale an die Phasendreher 107 und den Radar-Empfänger 200d (zum Beispiel einen Mischerabschnitt 204) aus, basierend auf der Ausgabe der Sendefrequenzsteuerung 112d und der Ausgabe des Moduliertes-Signal-Emitters 102.
• 22 zeigt ein Beispiel von frequenzmodulierten Signalen (nachstehend als Chirp-Signale bezeichnet).
• In 22 gibt beispielsweise der VCO 103d während dem ersten Sendezeitraum Tr#1 (beispielsweise OC_INDEX = 1) ein Chirp-Signal mit der Mittenfrequenz fc(1) gleich fo aus. Wie in 22 illustriert, gibt der VCO 103d während des zweiten Sendezeitraum Tr#2 (beispielsweise OC_INDEX = 2) ein Chirp-Signal mit einer Mittenfrequenz fc (2) gleich fo aus. Ebenso gibt der VCO 103d während des dritten Sendezeitraum (zum Beispiel OC_INDEX = 3) (nicht dargestellt) bis zum Loc-ten Sendezeitraum Tr#Loc (beispielsweise OC_INDEX = Loc) Chirp-Signale mit Mittenfrequenzen fc (3) bis fc (Loc) gleich fo aus.
• Der VCO 103d gibt während des (Loc + 1) -ten Sendezeitraum Tr#(Loc + 1) ein Chirp-Signal mit einer Mittenfrequenz fc (Loc + 1) gleich f₀+Δf aus. Ferner gibt der VCO 103d während des (Loc + 2) -ten Sendezeitraum Tr#(Loc + 2) bis zum (2Loc) -ten Sendezeitraum Tr#(2Loc) Chirp-Signale mit Mittenfrequenzen fc (Loc + 2) bis fc (2Loc) gleich f₀+Δf aus.
• Ebenso gibt der VCO 103d während des m-ten Sendezeitraum Tr#m ein Chirp-Signal mit einer Mittenfrequenz fc (m) gleich f₀+floor[(m-1)/Loc]Δf aus.
• Das heißt, dass in 22 die Mittenfrequenz fc(Nc) des Chirp-Signals des N_c-ten Sendezeitraum Tr#N_c gegeben ist durch f₀+(Ncode-1)Δf. Hier ist Ncode = N_c/Loc.
• Die jeweiligen Chirp-Signale können beispielsweise Chirp-Signale mit der gleichen Frequenzmodulationsbandbreite Bw in der Zeitbreite T_A eines Range Gates sein. In dem in 22 illustrierten Beispiel ist der Fall, in dem Δf>0 (mit anderen Worten, der Fall, in dem die Mittenfrequenz fc erhöht wird) ist, dargestellt. Gleiches gilt für den Fall, dass Δf<0 (mit anderen Worten, der Fall, in dem die Mittenfrequenz fc verringert wird).
• Ein anderer Betrieb des Radarsenders 100d, der in 21 dargestellt ist, kann dem in Ausführungsform 1 ähnlich sein.
• Als nächstes wird ein Beispiel des Betriebs des Radar-Empfängers 200d der Radar-Vorrichtung 10d beschrieben.
• In dem Radar-Empfänger 200d sind die Verarbeitung, die von Antennenkanalprozessoren 201 an von Empfangsantennen 202 empfangenen Signalen durchgeführt wird, und der Betrieb des nachfolgenden CFAR-Abschnitts 211 ähnlich dem Betrieb in Ausführungsform 1. In dem Radar-Empfänger 200d ist ferner ein Richtungsschätzungsprozess, der durch den Richtungsschätzer 213d unter Verwendung der Ausgabe des codierten Doppler-Demultiplexers 212d durchgeführt wird, auch dem Betrieb in Ausführungsform 1 ähnlich.
• In dem Radarempfänger 200d unterscheidet sich beispielsweise der Betrieb des codierten Doppler-Demultiplexers 212d und ein Umwandlungsprozess für die Doppler-Geschwindigkeitsinformation des Ziels, der durch den Richtungsschätzer 213d durchgeführt wird, von dem in Ausführungsform 1.
• Die Umwandlung der Entfernungsinformation R (f_b) basierend auf dem Schwebungsfrequenzindex ist dem in Ausführungsform 1 ähnlich, und der Richtungsschätzer 213d kann beispielsweise basierend auf Gleichung 31 die Entfernungsinformation R(f_b) unter Verwendung des Schwebungsfrequenzindex (oder Distanzindex) f_b ausgeben.
• Das Folgende beschreibt ein Beispiel des Betriebs des codierten Doppler-Demultiplexers 212d, der sich von dem in Ausführungsform 1 unterscheidet.
• Zum Beispiel, wenn die Radarsendesignale, für die die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen, die um Δf für jeden Codesendezeitraum Tr (Loc × Tr) geändert werden, verwendet werden, werden die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) geändert selbst wenn die Relativgeschwindigkeit des Ziels Null ist. Dementsprechend enthält der Ausgang jedes Loc-Doppler-Analysators 210 der Radar-Vorrichtung 10d eine Phasendrehung, die durch eine Änderung der Mittenfrequenz eines Chirp-Signals für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) verursacht ist.
• Die Mittenfrequenz fc in dem m-ten Sendezeitraum Tr für die Zielentfernung R_Ziel wird durch floor[(m-1)/Loc]Δf relativ zur Mittenfrequenz in dem ersten Sendezeitraum Tr als Referenz geändert. Entsprechend ist der Phasendrehungsbetrag Δη(m, R_Ziel), der durch die Änderung der Mittenfrequenz verursacht wird, durch Gleichung 81-5 gegeben, wobei die Ankunftszeit der reflektierten Welle (2R_Ziel/C₀) aus der Zielentfernung R_Ziel berücksichtigt wird. Die Gleichung 81-5 gibt den relativen Phasendrehungsbetrag an, der unter Verwendung der Phase des ersten Sendezeitraum Tr als Referenz erhalten wird. C₀ bezeichnet die Lichtgeschwindigkeit.
  [85] $$\mathrm{\Delta \eta }\left(m,R_{target}\right)=2\pi floor\left(\frac{m-1}{Loc}\right)\mathrm{\Delta }f\times \left(\frac{2R_{target}}{C_0}\right)$$

  
• Jeder der Loc Doppler-Analysatoren 210 führt eine Doppler-Analyse durch, die die durch Gleichung 81-5 gegebene Phasendrehung berücksichtigt. Hier entspricht eine Codesendedauer (Loc × Tr) in welcher die Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals um Δf geändert wird, dem Zeitraum zum Schalten der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Loc Code-Element. Dementsprechend verwendet der codierte Doppler-Demultiplexer 212d zur Korrektur der Doppler-Phasendrehung, die durch die Zeitdifferenz der Doppler-Analyse zwischen den Loc Doppler-Analysatoren 210 verursacht wird, um Code-Multiplex-Signale zu trennen, die folgende Gleichung 81-6 anstelle der in <(1) Code-Trennungsprozess> in Ausführungsform 1 beschriebenen Gleichung 35.
  [86] $$\begin{array}{l}DeMU{L}_z{}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{noc=1}^{Loc}[O{C}_{ncm}^{*}\left(noc\right)VF{T}_z{}^{noc}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{mod\left(ndm1+noc-\mathrm{2,}{N}_{DM}\right)+1}DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)}\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD-DO{P}_1\right)}{N_{code}}\times \frac{noc-1}{Loc}\right\}exp\left\{j2\pi \Delta f\frac{2R(f_{b\_cfar})}{C_0}\frac{noc-1}{Loc}\right\}]\end{array}$$

  
• Die Gleichung 81-6 unterscheidet sich von der Gleichung 35 in dem zusätzlichen Term zum Korrigieren der Phasendrehung, die durch die Änderung der Mittenfrequenz verursacht wird:
  [87] $$exp\left[j2\pi \Delta f\frac{2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{C_0}\frac{noc-1}{Loc}\right]$$

  
• Hier bezeichnet R(f_{b_cfar}) Entfernungsinformationen, die aus dem Schwebungsfrequenzindex f_{b_cfar} gemäß Gleichung 31 berechnet werden.
• In der Gleichung 81-6 ist aufgrund der Änderung von Δf in der Ankunftszeit der reflektierten Welle (2R(f_{b_cfar})/C_o) von R (f_{b_cfar}) der Phasendrehungsbetrag durch 2πΔf × (2R (f_{b_cfar})/C_o) in dem Codesendezeitraum (Loc × Tr) gegeben. Daher beträgt die durch die Zeitdifferenz der Doppler-Analyse unter den Loc Doppler-Analysatoren 210 verursachte Phasendrehung beispielsweise für den noc-ten Doppler-Analysator 210 das (noc-1)/Locfache des Wertes für den ersten Doppler-Analysator 210. Aus dieser Situation wird die Gleichung 81-6 abgeleitet. Beachten Sie, dass noc = 1, ..., Loc.
• Auf diese Weise wird der Zeitraum, in der die Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals um Δf geändert wird, gleich dem Codesendezeitraum (Loc × Tr) gemacht (oder Sendezeiträume, deren Anzahl einem Teiler von Loc entspricht). Dementsprechend stimmt der Zeitraum, in der die Mittenfrequenz eines Chirp-Signals geändert wird, mit dem Zeitraum zum Schalten der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Codeelement überein. Zum Beispiel stimmt der Zeitraum, in der die Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals um Δf geändert wird, mit dem Zeitraum zum Schalten der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Codeelement überein, wodurch es dem codierten Doppler-Demultiplexer 212d ermöglicht wird, einen Phasenkorrekturwert für jeden der Loc Doppler-Analysatoren 210 eindeutig zu bestimmen. Dies ermöglicht es dem codierten Doppler-Demultiplexer 212d, eine Phasenkorrektur in einem Codetrennungsprozess (1) leicht durchzuführen. Daher kann der codierte Doppler-Demultiplexer 212d den Codetrennungsprozess leicht durchführen.
• Als nächstes wird ein Beispiel für den Betrieb des Richtungsschätzers 213d beschrieben, der sich von dem in Ausführungsform 1 unterscheidet (zum Beispiel ein Umwandlungsprozess für Doppler-Geschwindigkeitsinformationen des Ziels).
• Der Richtungsschätzer 213d kann Doppler-Geschwindigkeitsinformationen v_d des Ziels ausgeben, die auf die folgende Weise erfasst wurde, beispielsweise unter Verwendung der Dopplerfrequenz f_TARGET des Ziels uns des Entfernungsindex f_{b_cfar}.
• Wenn die Radarsendesignale, für die die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen, die um Δf für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) geändert werden, verwendet werden, werden die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) geändert selbst wenn die Relativgeschwindigkeit des Ziels Null ist. Dementsprechend enthält ein Empfangssignal der Radar-Vorrichtung 10d eine Phasendrehung, die durch eine Änderung der Mittenfrequenz eines Chirp-Signals für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) verursacht wird.
• Die Mittenfrequenz fc in dem m-ten Sendezeitraum Tr für die Zielentfernung R_Ziel wird durch floor[(m-1)/Loc]Δf relativ zur Mittenfrequenz in dem ersten Sendezeitraum Tr als Referenz geändert. Der Phasendrehungsbetrag Δη(m, R_Ziel), der durch die Änderung der Mittenfrequenz fc verursacht wird, ist durch Gleichung 81-7 gegeben, wobei die Ankunftszeit der reflektierten Welle (2R_Ziel/C_o) aus der Zielentfernung R_Ziel berücksichtigt wird. Die Gleichung 81-7 gibt den relativen Phasendrehungsbetrag an, der unter Verwendung der Phase des ersten Sendezeitraumes Tr als Referenz erhalten wird. C₀ bezeichnet die Lichtgeschwindigkeit.
  [88] $$\Delta \eta \left(m,R_{target}\right)=2\pi floor\left(\frac{m-1}{Loc}\right)\mathrm{\Delta }f\times \left(\frac{2R_{target}}{C_0}\right)$$

  
• Daher berechnet der Richtungsschätzer 213d, wie durch die folgende Gleichung 81-8 gegeben, die Doppler-Geschwindigkeitsinformation v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) basierend auf einer Transformationsgleichung unter Berücksichtigung von Δf, was der Betrag der Änderung der Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) ist.
  [89] $${\nu }_d\left(f_{TARGET},f_{b\_cfar}\right)=\frac{C_0}{2f_0}\left(f_{TARGET}-\frac{1}{T_r}-\frac{\mathrm{\Delta }f\times 2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{T_r\times C_0}\right)$$

  
• In Gleichung 81-8 entspricht der erste Term der Gleichung 49 und ist eine relative Doppler-Geschwindigkeitskomponente, die durch die Doppler-Frequenz f_TARGET dargestellt wird. Der zweite Term in Gleichung 81-8 ist eine Doppler-Geschwindigkeitskomponente, die durch Ändern der Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals um Δf für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) erzeugt wird. Beispielsweise kann der Richtungsschätzer 213d, wie durch Gleichung 81-8 gegeben, die wahre relative Doppler-Geschwindigkeit v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) des Ziels durch Abziehen der Doppler-Komponente im zweiten Term von dem ersten Term berechnen. Hier bezeichnet R(f_{b_cfar}) Entfernungsinformationen (Entfernungsschätzungswert), die aus dem Schwebungsfrequenzindex f_{b_cfar} gemäß Gleichung 31 berechnet werden.
• Es wird angenommen, dass der Doppler-Bereich des Ziels bis zu ±1/(2 × Tr) ist. Wenn v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) die Bedingung v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) <-C₀/(4f₀ Tr) erfüllt, kann der Richtungsschätzer 213d erfasste Doppler-Geschwindigkeitsinformationen v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) des Ziels gemäß der folgenden Gleichung 81-9 ausgeben.
  [90] $${\nu }_d\left(f_{es\_cfar},f_{b\_cfar}\right)=\frac{C_0}{2f_0}\left(f_{TARGET}+\frac{1}{T_r}-\frac{\mathrm{\Delta }f\times 2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{Loc\times T_r\times C_0}\right)$$

  
• Da auch angenommen wird, dass der Doppler-Bereich des Ziels bis zu ±1/(2 × Tr) ist, wenn v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) die Bedingung v_d(f_TARGET, f_{b_cfar})>C₀/(4f₀ Tr) erfüllt, kann der Richtungsschätzer 213d erfasste Doppler-Geschwindigkeitsinformationen v_d(f_TARGET, f_{b_cfar}) des Ziels gemäß der folgenden Gleichung 81-10 ausgeben.
  [91] $${\nu }_d\left(f_{es\_cfar},f_{b\_cfar}\right)=\frac{C_0}{2f_0}\left(f_{TARGET}+\frac{1}{T_r}-\frac{\mathrm{\Delta }f\times 2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{Loc\times T_r\times C_0}\right)$$

  
• Wie oben beschrieben werden in der Variation 9 in der Radar-Vorrichtung 10d die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen basierend auf Codesendezyklen (Loc × Tr) geändert. Beispielsweise sendet die Radar-Vorrichtung 10d Radar-Sendesignale derart, dass die Mittenfrequenzen fc der Chirp-Signale für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) um Δf(zum Beispiel erhöht in einem Fall, in dem Δf>0 und verringert in einem Fall, in dem Δf<0) geändert werden. Sogar in diesem Fall, wie in der Ausführungsform 1, kann die Radar-Vorrichtung 10d (beispielsweise MIMO-Radar) die effektive Doppler-Frequenzbandbreite auf 1/(Tr) erweitern und den Erfassungsbereich der Doppler-Frequenz (Relativgeschwindigkeit) ohne Mehrdeutigkeit erweitern. Zusätzlich kann die Radar-Vorrichtung 10d die gegenseitige Interferenz zwischen gemultiplexten Signalen auf ungefähr den Rauschpegel reduzieren. Gemäß Variation 9 kann die Radar-Vorrichtung 10d deshalb die Zielobjekterfassungsgenauigkeit über einen breiteren Doppler-Frequenzbereich verbessern.
• Die Variation 9 ist nicht nur auf die Ausführungsform 1 anwendbar, sondern auch auf die Variationen 1 bis 7 der Ausführungsform 1, und entsprechende Effekte können erzielt werden. Beispielsweise können in einer beliebigen der Variationen 1 bis 7 von Ausführungsform 1 Radar-Sendesignale enthaltend Chirp-Signale, deren Mittenfrequenzen fc auf die in 22 dargestellte Weise verändert werden, verwendet werden.
• Gemäß der Variation 9 wird außerdem beispielsweise dann, wenn der Zeitraum, in der die Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals um Δf geändert wird, eine Mehrzahl von Sendezeiträumen Tr ist, der Zeitraum, in der die Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals geändert wird, so eingestellt, dass sie mit dem Codesendezeitraum (Loc × Tr) übereinstimmt. Dementsprechend wird der Zeitraum, in der die Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals geändert wird, auch so eingestellt, dass sie mit dem Zeitraum zum Schalten der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Codeelement übereinstimmt (mit anderen Worten, dem Sendezeitraum eines Codes, der zum Codemultiplexen verwendet wird). Demnach kann der codierte Doppler-Demultiplexer 212d, eine Phasenkorrektur in einem Codedemultiplexprozess leicht durchzuführen.
• In der Variation 9 überträgt die Radar-Vorrichtung 10d ferner beispielsweise Radar-Sendesignale auf eine Weise, dass die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) um Δf geändert werden, wobei die Änderungsbreite der Mittenfrequenzen der Chirp-Signale gegeben ist durch Δf × Ncode und die Entfernungsauflösung ist gegeben durch 0,5C₀/(Δf×Ncode). Zum Beispiel kann wenn der Wert von Δf × Ncode zunimmt, die Abstandsauflösung durch die Änderungsbreite der Mittenfrequenzen von Chirp-Signalen weiter verbessert werden. Gemäß der Variation 9 kann, da die Abstandsauflösung um eine Änderungsbreite der Mittenfrequenzen der Chirp-Signale verbessert werden kann, die Chirp-Sweep-Bandbreite (zum Beispiel Bw) im Vergleich zu einer Übertragung verringert werden, bei der die Mittenfrequenzen der Chirp-Signale konstant gehalten werden. Die Verringerung der Chirp-Sweep-Bandbreite kann beispielsweise den Sendezeitraum Tr verringern, während die Entfernungsauflösung verbessert wird. Infolgedessen kann bei der Codemultiplexübertragung der ohne Mehrdeutigkeit erfassbare Doppler-Bereich weiter erweitert werden.
• Während die Variation 9 den Fall beschrieben hat, in dem Radar-Sendesignale verwendet werden, für die die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) um Δf geändert werden, ist der Zeitraum, in der die Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals geändert wird, nicht darauf beschränkt. Beispielsweise kann die Radar-Vorrichtung 10d Radar-Sendesignale verwenden, für die die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für jeden Sendezeitraum, dessen Anzahl gleich einem Teiler der Codelänge Loc ist (Teiler von (Loc × Tr)) um Δf geändert werden. Wenn 1 unter den Teilern der Codelänge Loc verwendet wird, wie in Variation 8, werden die Mittenfrequenzen fc um für jeden Sendezeitraum Tr um Δf geändert.
• Wenn Radar-Sendesignale, für die die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen geändert werden, für jeden Sendezeitraum um Δf geändert werden, dessen Anzahl gleich dem Teiler ε der Codelänge Loc ist, d.h. für alle ε Sendezeiträume (ε × Tr) verwendet werden, werden die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) um einen entsprechenden Betrag Δf × Loc/ε geändert. In diesem Fall kann also Δf in den Gleichungen 81-8, 81-9 und 81-10 durch Δf × Loc/ε ersetzt werden. Ferner verwendet der codierte Doppler-Demultiplexer 212d die folgende Gleichung 81-11 anstelle der Gleichung 81-6 im Codetrennungsprozess. Hier bezeichnet ε einen Teiler von Loc.
  [92] $$\begin{array}{l}DeMU{L}_z{}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{}^{}[O{C}_{ncm}^{*}\left(noc\right)VF{T}_z{}^{noc}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{mod\left(ndm1+noc-\mathrm{2,}{N}_{DM}\right)+1}DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)}\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD-DO{P}_1\right)}{N_{code}}\times \frac{noc-1}{Loc}\right\}\\ \times \text{exp}\left\{j2\pi \Delta f\frac{2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{C_0}\frac{\left(noc-1-floor(\left(noc-1\right)/\epsilon \right)}{\epsilon }\right\}]\end{array}$$

  
• (Variation 10 der Ausführungsform 1)
• Das Verfahren zum Steuern der Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals (Chirp-Signal) ist nicht auf die Verfahren gemäß Variation 8 (20) und Variation 9 (22) beschränkt. Variation 10 beschreibt ein anderes Verfahren zum Steuern der Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals (Chirp-Signal).
• Die Konfiguration einer Radar-Vorrichtung gemäß Variation 10 kann beispielsweise der Konfiguration der Radar-Vorrichtung 10d gemäß Variation 9 ähnlich sein.
• In der Variation 10 ändert beispielsweise die Radar-Vorrichtung 10d periodisch die Mittenfrequenz fc eines Chirp-Signals über mehrere Sendezeiträume innerhalb des Codesendezeitraum (Loc × Tr). In diesem Fall wird der Zeitpunkt, zu dem die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen in einer Runde geändert werden, so eingestellt, dass der mit dem Codesendezeitraum (Loc × Tr) übereinstimmt, wodurch die Radar-Vorrichtung 10d die Menge an Signalverarbeitung reduzieren kann, die von dem codierten Doppler-Demultiplexer 212d ausgeführt wird (die Details werden nachstehend beschrieben).
• Beispielsweise sendet in dem Radar-Sender 100d der Moduliertes-Signal-Emitter 102 periodisch sägezahnförmige modulierte Signale zur VCO-Steuerung aus. Hier wird der Sendezeitraum durch Tr dargestellt.
• Die Sendefrequenzsteuereinheit 112d steuert basierend auf dem vom Codierer 106d ausgegebenen orthogonalen Codeelementindex OC_INDEX die Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals (Chirp-Signals), das von dem VCO 103d für jeden Codesendezeitraum Tr ausgegeben wird.
• Beispielsweise kann die Sendefrequenzsteuereinheit 112d die Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals, das von dem VCO 103d ausgegeben ist auf f₀ in dem Sendezeitraum Tr entsprechend OC_INDEX = 1 einstellen. Ferner stellt die Sendefrequenzsteuereinheit 112d die Mittenfrequenz fc eines frequenzmodulierten Signals, das von dem VCO 103d ausgegeben werden soll, auf f₀+Δf in dem Sendezeitraum Tr entsprechend OC_INDEX = 2 ein. Ebenso setzt die Sendefrequenzsteuereinheit 112d die Mittenfrequenzen fc der frequenzmodulierten Signale, die von dem VCO 103d ausgegeben werden sollen, auf (f₀+2Δf) bis (f₀+(Loc-1)Δf) in den Sendezeiträumen Tr, in denen OC_INDEX = 3 bis Loc ist, ein.
• Mit dieser Steuerung kann die Sendefrequenzsteuereinheit 112d eine Steuerung durchführen, so dass die Mittenfrequenzen fc der Chirp-Signale periodisch über jeden Codesendezeitraum (Loc × Tr) geändert werden.
• Der VCO 103d gibt frequenzmodulierte Signale an die Phasendreher 107 und den Radar-Empfänger 200d (zum Beispiel einen Mischerabschnitt 204) aus, basierend auf der Ausgabe der Sendefrequenzsteuerung 112d und der Ausgabe des Moduliertes-Signal-Emitters 102.
• 23 zeigt ein Beispiel von frequenzmodulierten Signalen (nachstehend als Chirp-Signale bezeichnet).
• In 23 gibt beispielsweise der VCO 103d während dem ersten Sendezeitraum Tr#1 ein Chirp-Signal mit der Mittenfrequenz fc(1) gleich fo aus. Ferner gibt der VCO 103d beispielsweise ein Chirp-Signal mit einer Mittenfrequenz fc (2) gleich f₀+Δf während des zweiten Sendezeitraum Tr#2 aus. Ebenso gibt der VCO 103d Chirp-Signale mit Mittenfrequenzen fc (3) bis fc (Loc) gleich (f₀+2Δf) bis (f₀+(Loc-1)Δf) während der dritten Sendezeitraum Tr#3 bis zur Loc-ten Sendezeitraum Tr#Loc aus.
• Ferner gibt der VCO 103d ein Chirp-Signal mit einer Mittenfrequenz fc (Loc + 1) gleich f₀ während des (Loc + 1) -ten Sendezeitraum Tr#(Loc + 1) aus. Ebenso gibt der VCO 103d Chirp-Signale mit Mittenfrequenzen fc (Loc + 2) bis fc (2Loc) gleich (f₀+Δf) bis (f₀+ (Loc-1)Δf) während des (Loc + 2) -ten Sendezeitraum Tr#(Loc + 2) bis zum (2Loc) -ten Sendezeitraum Tr#(2Loc) aus.
• Ebenso gibt der VCO 103d ein Chirp-Signal mit einer Mittenfrequenz fc (m) gleich f₀+mod(m-1, Loc)Δf während des m-ten Sendezeitraum Tr#m aus.
• Das heißt, dass in 23 die Mittenfrequenz fc(Nc) des Chirp-Signals des N_c-ten Sendezeitraum Tr#N_c gegeben ist durch f₀ + (Loc - 1)Δf.
• Auf diese Weise werden in 23 die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen in einer Runde in einer Zeitraum geändert, die ein Teiler-Vielfaches der Codelänge einer Codesequenz (zum Beispiel orthogonaler Code) relativ zu dem Sendezeitraum des Radarsendesignals ist. Mit anderen Worten sind beispielsweise in 23 die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für Sendezeiträume Tr mit demselben OC_INDEX gleich.
• Die jeweiligen Chirp-Signale können beispielsweise Chirp-Signale mit der gleichen Frequenzmodulationsbandbreite Bw in der Zeitbreite T_A eines Range Gates sein. In dem in 23 illustrierten Beispiel ist der Fall, in dem Δf>0 (mit anderen Worten, der Fall, in dem die Mittenfrequenz fc erhöht wird) ist, dargestellt. Gleiches gilt für den Fall, dass Δf<0 (mit anderen Worten, der Fall, in dem die Mittenfrequenz fc verringert wird).
• Ein anderer Betrieb des Radarsenders 100d, der in 21 dargestellt ist, kann dem in Ausführungsform 1 ähnlich sein.
• Als nächstes wird ein Beispiel des Betriebs des Radar-Empfängers 200d der Radar-Vorrichtung 10d beschrieben.
• In dem Radar-Empfänger 200d sind die Verarbeitung, die von Antennenkanalprozessoren 201 an von Empfangsantennen 202 empfangenen Signalen durchgeführt wird, und der Betrieb des nachfolgenden CFAR-Abschnitts 211 ähnlich dem Betrieb in Ausführungsform 1. In dem Radar-Empfänger 200d ist ferner ein Richtungsschätzungsprozess, der durch den Richtungsschätzer 213d unter Verwendung der Ausgabe des codierten Doppler-Demultiplexers 212d durchgeführt wird, auch dem Betrieb in Ausführungsform 1 ähnlich.
• In dem Radarempfänger 200d unterscheidet sich beispielsweise der Betrieb des codierten Doppler-Demultiplexers 212d und ein Umwandlungsprozess für die Doppler-Geschwindigkeitsinformation des Ziels, der durch den Richtungsschätzer 213d durchgeführt wird, von dem in Ausführungsform 1.
• Die Umwandlung der Entfernungsinformation R (f_b) basierend auf dem Schwebungsfrequenzindex ist dem in Ausführungsform 1 ähnlich, und der Richtungsschätzer 213d kann beispielsweise basierend auf Gleichung 31 die Entfernungsinformation R(f_b) unter Verwendung des Schwebungsfrequenzindex (oder Distanzindex) f_b ausgeben.
• Das Folgende beschreibt ein Beispiel des Betriebs des codierten Doppler-Demultiplexers 212d, der sich von dem in Ausführungsform 1 unterscheidet.
• Wenn beispielsweise Radar-Sendesignale, für welche Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen um f₀, f₀+Δf, ..., f₀+(Loc-1)Δf für jeden Sendezeitraum Tr innerhalb jedes Codesendezeitraum (Loc × Tr) geändert werden, verewndet, werden radarreflektierte Wellen, die als Reaktion auf die Übertragung von Chirp-Signalen erhalten werden, deren Mittenfrequenzen fc f₀, f₀+Δf, ... und f₀+(Loc-1)Δf sind, als Empfangssignale in den ersten, zweiten, ... und Loc-ten Doppler-Analysator 210 eingegeben.
• Somit sind die Mittenfrequenzen der jeweiligen Radarreflexionswellen, die in Loc Doppler-Analysatoren 210 eingegeben werden sollen, gleich. Dementsprechend führen die Loc Doppler-Analysatoren 210 eine Doppler-Analyse an Empfangssignalen durch, die radarreflektierte Wellen sind, die erhalten werden, wenn Chirp-Signale mit der gleichen Mittenfrequenz fc gesendet werden.
• Im Gegensatz dazu unterscheiden sich die Mittenfrequenzen fc der Chirp-Signale in den Loc Doppler-Analysatoren 210. Dementsprechend verwendet der codierte Doppler-Demultiplexer 212d zur Korrektur der Phasendrehung, die durch die Zeitdifferenz der Doppler-Analyse zwischen den Loc-Doppler-Analysatoren 210 verursacht wird, um Code-Multiplex-Signale zu trennen, die folgende Gleichung 81-12 anstelle der in <(1) Code-Trennungsprozess> in Ausführungsform 1 beschriebenen Gleichung 35.
  [93] $$\begin{array}{l}DeMU{L}_z{}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{noc=1}^{Loc}[O{C}_{ncm}^{*}\left(noc\right)VF{T}_z{}^{noc}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{mod\left(ndm1+noc-\mathrm{2,}{N}_{DM}\right)+1}DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)}\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD-DO{P}_1\right)}{N_{code}}\times \frac{noc-1}{Loc}\right\}exp\left\{-j2\pi \left(noc-1\right)\mathrm{\Delta }f\frac{2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{C_0}\right\}]\end{array}$$

  
• Die Gleichung 81-12 unterscheidet sich von der Gleichung 35 in dem zusätzlichen Term zum Korrigieren der Phasendrehung, die durch die Änderung der Mittenfrequenz verursacht wird:
  [94] $$\text{exp}\left[-j2\pi \left(noc-1\right)\Delta f\frac{2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{C_0}\right]$$

  
• Hier bezeichnet R(f_{b_cfar}) Entfernungsinformationen, die aus dem Schwebungsfrequenzindex f_{b_cfar} gemäß Gleichung 31 berechnet werden.
• Die Gleichung 81-12 wird aus dem Folgenden abgeleitet. Wenn beispielsweise die Mittenfrequenz eines Übertragungs-Chirp-Signals für den ersten Doppler-Analysator 210 als Referenz verwendet wird, unterscheiden sich die Mittenfrequenzen der Übertragungs-Chirp-Signale für den zweiten bis Loc-ten Doppler-Analysator 210 jeweils um Δf, ... bis (Loc-1)Δf. Dementsprechend sind die Phasendrehungsbeträge der Ankunftszeit der reflektierten Welle (2R(f_{b_cfar})/C_o) aus R (f_{b_cfar}) verschieden.
• Das heißt, wenn der Ausgang des ersten Doppler-Analysators 210 als Phasenreferenz verwendet wird, ist der Phasendrehungsbetrag für den noc-ten Doppler-Analysator 210 durch 2π(nοc- 1)Δf × (2R (f_{b_cfar})/C_o) gegeben. Um die Phasendrehung zu kompensieren, wird in Gleichung 81-12 der Term
  [95] $$\text{exp}\left[-j2\pi \left(noc-1\right)\mathrm{\Delta }f\frac{2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{C_0}\right]$$

  

  abgleitet. Hier ist noc = 1, ..., Loc.
• Auf diese Weise werden, wenn die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen periodisch über mehrere Chirp-Sendezeiträume innerhalb des Code-Sendezeitraum (Loc × Tr) (oder Sendezeiträume, deren Anzahl gleich einem Teiler von Loc ist) verändert werden, entspricht der Zeitraum zum Schalten der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Codeelement dem Zeitpunkt, zu dem die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen in einer Runde geändert werden. Zum Beispiel stimmt der Zeitraum, in der die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen periodisch über eine Mehrzahl von Chrip-Sendezeiträumen geändert werden, mit dem Zeitraum zum Schalten der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Codeelement überein, wodurch es dem codierten Doppler-Demultiplexer 212d ermöglicht wird, einen Phasenkorrekturwert für jeden der Loc-Doppler-Analysatoren 210 eindeutig zu bestimmen. Dies ermöglicht es dem codierten Doppler-Demultiplexer 212d, eine Phasenkorrektur in einem Codetrennungsprozess (1) leicht durchzuführen. Daher kann der codierte Doppler-Demultiplexer 212d den Codetrennungsprozess leicht durchführen.
• Als nächstes wird ein Beispiel für den Betrieb des Richtungsschätzers 213d beschrieben, der sich von dem in Ausführungsform 1 unterscheidet (zum Beispiel ein Umwandlungsprozess für Doppler-Geschwindigkeitsinformationen des Ziels).
• Beispielsweise kann der Richtungsschätzer 213d die Dopplergeschwindigkeitsinformation v_d(f_TARGET) des Ziels, das basierend auf der Dopplerfrequenz f_TARGET des durch den codierten Doppler-Demultiplexer 212d erkannten Ziels, gemäß der folgenden Gleichung 81-13 berechnen und Doppler-Geschwindigkeitsinformation v_d(f_TARGET) als ein Positionsmessergebnis ausgeben.
  [96] $${\nu }_d\left(f_{TARGET}\right)=\frac{C_0}{2f_0}\times f_{TARGET}$$

  
• Wie oben beschrieben, werden in der Variation 10 in der Radar-Vorrichtung 10d die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen periodisch über mehrere Sendezeiträume geändert. Sogar in diesem Fall, wie in der Ausführungsform 1, kann die Radar-Vorrichtung 10d (beispielsweise MIMO-Radar) die effektive Doppler-Frequenzbandbreite auf 1/(Tr) erweitern und den Erfassungsbereich der Doppler-Frequenz (Relativgeschwindigkeit) ohne Mehrdeutigkeit erweitern. Zusätzlich kann die Radar-Vorrichtung 10d die gegenseitige Interferenz zwischen gemultiplexten Signalen auf ungefähr den Rauschpegel reduzieren. Gemäß Variation 10 kann die Radar-Vorrichtung 10d deshalb die Zielobjekterfassungsgenauigkeit über einen breiteren Doppler-Frequenzbereich verbessern.
• Die Variation 10 ist nicht nur auf die Ausführungsform 1 anwendbar, sondern auch auf die Variationen 1 bis 7 der Ausführungsform 1, und entsprechende Effekte können erzielt werden. Beispielsweise können in einer beliebigen der Variationen 1 bis 7 von Ausführungsform 1 Radar-Sendesignale enthaltend Chirp-Signale, deren Mittenfrequenzen fc auf die in 23 dargestellte Weise verändert werden, verwendet werden.
• Gemäß Variation 10 entspricht ferner der Zeitpunkt, zu dem die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen in einer Runde geändert werden, dem Codesendezeitraum (Loc × Tr). Dementsprechend kann beispielsweise der Zeitpunkt, zu dem die Mittenfrequenzen fc der Chirp-Signals geändert werden, auch so eingestellt werden, dass er mit dem Zeitraum zum Schalten der Doppler-Analysatoren 210 für jedes Codeelement übereinstimmt (mit anderen Worten, dem Sendezeitraum eines Codes, der zum Codemultiplexen verwendet wird). Dies ermöglicht es dem codierten Doppler-Demultiplexer 212d, eine Phasenkorrektur leicht durchzuführen.
• Während Variation 10 den Fall beschrieben hat, in dem der Zeitpunkt, zu dem die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen in einer Runde geändert werden, mit dem Codesendezeitraum (Loc × Tr) übereinstimmt, kann der Zeitpunkt, zu dem die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen in einer Runde geändert werden auch gleich (Teiler von (Loc × Tr)) sein. Wenn der Zeitpunkt, zu dem die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen in einer Runde geändert werden, ein durch (Teiler ε von Loc × Tr) gegebener Zeitraum ist, das heißt, ε Sendezeiträume (ε × Tr), kann der codierte Doppler-Demultiplexer 212d die Gleichung 81-14 anstelle der Gleichung 81-12 verwenden, wobei ε einen Teiler von Loc bezeichnet und ε > 1 erfüllt.
  [97] $$\begin{array}{l}DeMU{L}_z{}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{noc=1}^{Loc}[O{C}_{ncm}^{*}\left(noc\right)VF{T}_z{}^{noc}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{mod\left(ndm1+noc-\mathrm{2,}{N}_{DM}\right)+1}DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)}\\ \times exp\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD-DO{P}_1\right)}{N_{code}}\\ \times \frac{noc-1}{Loc}\}exp\left\{-j2\pi mod\left(noc-\mathrm{1,}\epsilon \right)\mathrm{\Delta }f\frac{2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{C_0}\right\}\end{array}$$

  
• Ferner hat die Variation 10 den Fall beschrieben, in dem Radar-Sendesignale verwendet werden, für die die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen für jeden Sendezeitraum Tr um ein ganzzahliges Vielfaches von Δf geändert werden, wie f₀, f₀+Δf, ..., f₀+ (Loc-1)Δf in Code-Sendezeitraum (Loc × Tr). Die Änderungsbreite der Mittenfrequenzen fc ist jedoch nicht auf eine Frequenz eines ganzzahligen Vielfachen von Δf beschränkt und Mittenfrequenzen fc können so eingestellt werden, dass sie um eine beliebige Frequenz variieren.
• Beispielsweise können Radar-Sendesignale verwendet werden, für die die Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen durch f₀, f₀+Δf₁, f₀+Δf₂, ... und f₀+Δf_LOC-1 für jeden Sendezeitraum Tr in dem Codesendezeitraum (Loc × Tr) geändert werden. Hier sind Δf₁, Δf₂, ..., und Δf_Loc-1 variable Frequenzwerte der Mittenfrequenzen fc von Chirp-Signalen in den jeweiligen Sendezeiträume Tr in dem Codesendezeitraum (Loc × Tr). In diesem Fall verwendet der codierte Doppler-Demultiplexer 212d die folgende Gleichung 81-15 anstelle der Gleichung 81-12 im Codetrennungsprozess.
  [98] $$\begin{array}{l}DeMU{L}_z{}^{ncm}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{noc=1}^{Loc}[O{C}_{ncm}^{*}\left(noc\right)VF{T}_z{}^{noc}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DO{P}_{mod\left(ndm1+noc-\mathrm{2,}{N}_{DM}\right)+1}DopCase\right)-1\right\}\times \mathrm{\Delta }FD\right)}\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \mathrm{\Delta }FD-DO{P}_1\right)}{N_{code}}\times \frac{noc-1}{Loc}\right\}exp\left\{-j2\pi \Delta f_{noc-1}\frac{2R\left(f_{b\_cfar}\right)}{C_0}\right\}]\end{array}$$

  
• (Ausführungsform 2)
• Die Ausführungsform 1 hat den Fall beschrieben, in dem sowohl Doppler-Multiplex-Übertragung als auch Codieren verwendet werden. Im Gegensatz dazu beschreibt diese Ausführungsform einen Fall, in dem sowohl Doppler-Multiplexing-Übertragung als auch Zeitmultiplexen verwendet werden.
• In dieser Ausführungsform werden beispielsweise, wenn Doppler-gemultiplexte Sendesignale in einer multiplexierten Weise auch unter Verwendung von Zeitmultiplex (nachstehend als „Zeit-Doppler-Multiplex“ bezeichnet) übertragen werden, die Anzahlen der Zeitmultiplexe für das jeweilige Doppler-gemultiplexte Sendesignal auf ungleichmäßig eingestellt. Dies ermöglicht es Radar-Vorrichtungen, Sendeantennen zu identifizieren und das Vorhandensein oder Fehlen von Doppler-Aliasing basierend auf Empfangssignalen von Zeit-Doppler-Multiplexsignalen zu bestimmen. Infolgedessen kann die wirksame Dopplerfrequenzbandbreite auf 1/(Tr) erweitert werden, und der Erfassungsbereich der Dopplerfrequenz (Relativgeschwindigkeit) ohne Mehrdeutigkeit kann erweitert werden.
• [Aufbau der Radar-Vorrichtung]]
• 24 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radar-Vorrichtung 20 gemäß dieser Ausführungsform darstellt. In 24 sind die gleichen Komponenten wie in Ausführungsform 1 (1) mit den gleichen Ziffern gekennzeichnet, und eine Beschreibung davon wird weggelassen.
• Das Folgende beschreibt als Beispiel auch eine Konfiguration eines Radarschemas (auch als beispielsweise Chirp-Impulsübertragung (schnelle Chirp-Modulation) bezeichnet), das frequenzmodulierte Impulswellen wie Chirp-Impulse verwendet. Es ist zu beachten, dass das Modulationsschema nicht auf das für die Frequenzmodulation beschränkt ist. Beispielsweise ist eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung auch auf ein Radarschema anwendbar, das ein Impulskompressionsradar verwendet, das dazu eingerichtet ist, eine Impulsfolge nach Durchführung einer Phasenmodulation oder Amplitudenmodulation zu übertragen.
• Die Radar-Vorrichtung 20 enthält einen Radar-Sender (Sendezweig) 300 und einen Radar-Empfänger (Empfangszweig) 400.
• [Aufbau des Radar-Senders 300]
• Der Radar-Sender 300 umfasst einen Radar-Sendesignalgenerator 101, einen Phasendrehungsbetragseinsteller 301, einen Phasendreher 304, Sendesteuereinheit 305 und Sendeantennen 306.
• Der Phasendrehungsbetragseinsteller 301 stellt Phasendrehungsbeträge (mit anderen Worten Phasendrehungsbeträge, die für das Doppler-Multiplexing verwendet werden) für die Phasendreher 304 ein. Der Phasendrehungsbetragseinsteller 301 umfasst beispielsweise den Doppler-Verschiebungseinsteller 302 und den Codierer 303.
• Beispielsweise stellt der Doppler-Verschiebungseinsteller 302 Phasendrehungsbeträge ϕ_ndm entsprechend den Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP_ndm, die auf die Radar-Sendesignale (z. B. Chirp-Signale) anzuwenden sind, ein und gibt die Phasendrehungsbeträge ϕ_ndm zum Zeitmultiplexer 303 aus. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM. N_DM bezeichnet die Anzahl der Doppler-Multiplexe (mit anderen Worten, unterschiedliche Anzahlen der Doppler-Verschiebungen).
• Da auch ein vom Zeitmultiplexer 303 durchgeführtes Zeitmultiplexen verwendet wird, kann in der Radar-Vorrichtung 20 die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM so eingestellt werden, dass sie kleiner als die Anzahl Nt der Sendeantennen 306 ist, die zum Multiplexen der Übertragung verwendet werden. Die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM ist beispielsweise größer oder gleich 2.
• Den Doppler-Verschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂, ... und DOP_DM werden unterschiedliche Phasendrehungsbeträge zugewiesen, indem beispielsweise ein Phasendrehungsbereich größer oder gleich 0 und kleiner als 2π geteilt wird. Zum Beispiel kann der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm wie dies in Gleichung 1 gegeben ist gesetzt werden (der Winkel wird im Bogenmaß ausgedrückt).
• Die Zuordnung von Phasendrehungsbeträgen zum Anwenden von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂, ... und DOP_DM ist bei diesem Zuordnungsverfahren nicht auf dieses beschränkt. Beispielsweise kann um die durch Gleichung 1 gegebene Zuordnung von Phasendrehungsbeträgen verschoben werden. Beispielsweise können Phasendrehungsbeträge so zugewiesen werden, dass ϕ_ndm = 2π(ndm)/N_DM. Alternativ können die Phasendrehungsbeträge ϕ₁, ϕ₂, ..., und ϕ_DM zufällig Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂, ... und DOP_DM unter Verwendung einer Zuordnungstabelle für Phasendrehungsbeträge zugewiesen werden.
• Der Zeitmultiplexer 303 setzt, für Phasendrehungsbeträge ϕ_{1, ...,} und ϕ_NDM für die Anwendung von N_DM Doppler-Verschiebungsbeträgen, die vom Doppler-Verschiebungseinsteller 302 ausgegeben werden, „zeitmultiplexierte Doppler-Phasendrehungsbeträge“ basierend auf der Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD und gibt „zeitmultiplexierte Doppler-Phasendrehungsbeträge“ an die Phasendreher 304 aus.
• In dem Zeitmultiplexer 303 wird die Anzahl von Zeitmultiplexen (im Folgenden als die Anzahl von Zeit-Doppler-Multiplexen bezeichnet) zum Zeitmultiplexen eines Doppler-Multiplex-Signals verwendet, das den vom Doppler-Verschiebungseinsteller 302, der durch „N_{DOP_TD}(ndm)‟ dargestellt wird, ausgegebenen ndm-ten Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm nutzt. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM.
• Das Folgende beschreibt ein Beispiel für den Betrieb des Zeitmultiplexers 303.
• Der Zeitmultiplexer 303 setzt die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) so ein, dass zum Beispiel die Summe der Anzahlen von Zeit-Doppler-Multiplexen N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), ... und N_{DOP_TD}(N_DM), die zum Zeitmultiplexen der jeweiligen Doppler-Multiplexsignale verwendet werden, gleich der Anzahl Nt der Sendeantennen 306 ist, die zur Multiplexübertragung verwendet werden. Mit anderen Worten setzt der Zeitmultiplexer 303 die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) ein, um die folgende Gleichung 82 zu erfüllen. Dies ermöglicht es der Radar-Vorrichtung 20, ein Multiplexsenden in der Doppler-Frequenz-Domäne und der Zeit-Domäne (im Folgenden als Zeit-Doppler-Multiplexübertragung bezeichnet) unter Verwendung von Nt Sendeantennen 306 durchzuführen.
  [99] $${\displaystyle \sum _{ndm=1}^{N_{DM}}{N}_{DOP\_TD}\left(ndm\right)}=Nt$$

  
• Hier setzt der Zeitmultiplexer 303 beispielsweise die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), ... und N_{DOP_TD}(N_DM), um unterschiedliche Anzahlen von Zeit-Doppler-Multiplexen in dem Bereich größer oder gleich 1 und kleiner als oder gleich N_TD einzuschließen. Beispielsweise setzt der Zeitmultiplexer 303 die Anzahlen der Zeit-Doppler-Multiplexe so, dass nicht alle Anzahlen der Zeit-Doppler-Multiplexe auf die Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD eingestellt sind, aber mindestens eine der Anzahlen von Zeit-Doppler-Multiplexen wird auf 1 gesetzt (mit anderen Worten, kein Multiplexen). Mit anderen Worten setzt der Zeitmultiplexer 303 die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe für Doppler-Multiplex-Signale so ein, dass sie ungleichmäßig sind. Mit dieser Einstellung kann beispielsweise die Radar-Vorrichtung 20 Signale, die von mehreren Sendeantennen 306 auf codierte Doppler-Multiplex-Weise durch die nachstehend beschriebene Empfangsverarbeitung gesendet werden, einzeln trennen und empfangen.
• Der Zeitmultiplexer 303 setzt in dem m-ten Sendezeitraum Tr den zeitmultiplexten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_td} (_ndm), _ndm(m), der durch Befolgen von Gleichung 83 gegeben ist, für den Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des ndm-ten Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm und gibt einen zeitmultiplexten Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_td} (_ndm), _ndm(m) zum Phasendreher 304 aus.
  [100] $${\psi }_{ndop\_td\left(ndm\right),ndm}\left(m\right)=floor\left[\frac{\left(m-1\right)}{N_{TD}}\right]\times {\varphi }_{ndm}$$

  
• Hier repräsentiert der Index „ndop_td(ndm)“ einen Index, der kleiner oder gleich der Anzahl der Zeit- Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) für den Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm ist. Zum Beispiel ist ndop_td (ndm) = 1, ..., N_{DOP_TD}(ndm).
• Zum Beispiel, wie durch Gleichung 83 gegeben, liefert der Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbetrag ψ_{ndop_td} (_ndm), _ndm(m) einen konstanten Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm für die Dauer von N_TD Sendezeiträumen, deren Anzahl gleich der Anzahl von Zeitmultiplexen ist, die zum Zeitmultiplexen verwendet werden (zum Beispiel N_TD × Tr).
• Ferner gibt der Zeitmultiplexer 303 für jeden Sendezeitraum (Tr) den Zeitmultiplexindex TD_INDEX an den Radar-Empfänger 400 aus (Ausgangsschaltabschnitt 401, der nachstehend beschrieben wird). Ferner gibt der Zeitmultiplexer 303 für jeden Sendezeitraum Tr den Zeitmultiplexindex TD_INDEX und die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) an Sendesteuereinheiten 305 aus.
• TD_INDEX repräsentiert einen Zeitmultiplexindex, der einen Sendezeitraum in der Dauer von N_TD Sendezeiträumen (N_TD × Tr) anzeigt, dessen Zahl gleich der Anzahl von Zeitmultiplexen ist, zeigt mit anderen Worten eine Übertragungsdauer oder einen Übertragungszeitpunkt für das Zeitmultiplexen an. TD_INDEX variiert zyklisch im Bereich von 1 bis TD für jeden Sendezeitraum (Tr), wie durch die folgende Gleichung 84 gegeben.
  [101] $$TD\_INDEX=\text{mod}\left(m-\mathrm{1,}{N}_{TD}\right)+1$$

  
• Hier bezeichnet mod(x, y) einen Modulooperator und ist eine Funktion, die den Rest von x geteilt durch y ausgibt. Ferner ist m = 1, ..., Nc. Nc bezeichnet die Anzahl von Sendeperioden, die zur Radar-Positionsbestimmung verwendet werden (die Anzahl der Übertragungen von Radar-Sendesignalen). Die Anzahl Nc der Übertragungen von Radar-Sendesignalen wird auf ein ganzzahliges Vielfaches (Ntdslot-fach) von N_TD eingestellt. Zum Beispiel ist Nc = N_TD × Ntdslot.
• Als nächstes wird ein beispielhaftes Verfahren zum Einstellen der Anzahl von Zeit-Doppler-Multiplexen N_{DOP_TD}(ndm) für Doppler-Multiplexsignale, die unter Verwendung des Zeitmultiplexers 303 ungleichmäßig sein sollen, beschrieben.
• Zum Beispiel stellt der Zeitmultiplexer 303 die Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD ein, so dass die folgende Bedingung erfüllt ist. Zum Beispiel erfüllen die Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD und die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM die folgende Beziehung für die Anzahl Nt der Sendeantennen 306, die zur Multiplexübertragung verwendet werden.
• (Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD) × (Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM)>Anzahl Nt der Sendeantennen, die zur Multiplexübertragung verwendet werden
• Zum Beispiel ist unter der Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD und der Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM, welche die oben beschriebenen Bedingung erfüllen, die Verwendung einer Kombination mit einem kleineren Wert des Produkts (N_TD × N_DM)sowohl hinsichtlich der Eigenschaften als auch der Komplexität der Schaltungskonfiguration wünschenswert. Es ist zu beachten, dass unter der Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD und der Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM, die die oben beschriebene Bedingung erfüllen, eine Kombination mit einem kleineren Wert des Produkts (N_TD × N_DM)nicht einschränkend ist und es kann jede andere Kombination angewendet werden.
• In einem Fall, in dem Nt = 3 ist, ist beispielsweise die Kombination von N_DM = 2 und N_TD = 2 wünschenswert.
• In diesem Fall werden bei der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁ und DOP₂ und Zeitmultiplexen, die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1) und N_{DOP_TD}(2) in zwei Kombinationen gesetzt, nämlich die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 2 und N_{DOP_TD}(2) = 1 und die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 1 und N_{DOP_TD}(2) = 2.
• Ebenso ist beispielsweise in einem Fall, in dem Nt = 4 ist, die Kombination von N_DM = 3 und N_TD = 2 oder die Kombination von n_DM = 2 und N_TD = 3 wünschenswert.
• Beispielsweise werden in einem Fall, in dem Nt = 4, N_DM = 3 und N_TD = 2 ist, bei der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁ und DOP₂, DOP₃ und Zeitmultiplexen, die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2) und N_{DOP_TD}(3) in drei Kombinationen gesetzt, nämlich die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 2, N_{DOP_TD}(2) = 1 und N_{DOP_TD}(3) = 1, die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 1, N_{DOP_TD}(2) = 2 und N_{DOP_TD}(3) = 1 und die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 1, N_{DOP_TD}(2) = 1 und N_{DOP_TD}(3) = 2.
• Beispielsweise werden in einem Fall, in dem Nt = 4, N_DM = 2 und N_TD = 3 ist, bei der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁ und DOP₂ und Zeitmultiplexen, die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1) und N_{DOP_TD}(2) in zwei Kombinationen gesetzt, nämlich die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 3 und N_{DOP_TD}(2) = 1 und die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 1 und N_{DOP_TD}(2) = 3.
• Ferner ist beispielsweise in einem Fall, in dem Nt = 5 ist, beispielsweise die Kombination von N_DM = 3 und N_TD = 2 wünschenswert.
• Beispielsweise werden in einem Fall, in dem Nt = 5, N_DM = 3 und N_TD = 2 ist, bei der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂ und DOP₃ und Zeitmultiplexen, die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2) und N_{DOP_TD}(3) in drei Kombinationen gesetzt, nämlich die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 2, N_{DOP_TD}(2) = 2 und N_{DOP_TD}(3) = 1, die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 2, N_{DOP_TD}(2) = 1 und N_{DOP_TD}(3) = 2 und die Kombination von N_{DOP_TD}(1) = 1, N_{DOP_TD}(2) = 2 und N_{DOP_TD}(3) = 2.
• Ferner ist beispielsweise in einem Fall, in dem Nt = 6 oder 7 ist, beispielsweise die Kombination von N_DM = 4 und N_TD = 2 wünschenswert.
• Beispielsweise werden in einem Fall, in dem Nt = 6, N_DM = 4 und N_TD = 2 ist, bei der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂, DOP₃und DOP₄ und Zeitmultiplexen, die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), N_{DOP_TD}(3) und N_{DOP_TD}(4) in folgenden sechs Kombinationen gesetzt. $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=1$$

  

  $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=2$$

  

  $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=1$$

  

  $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=1$$

  

  $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=2$$

  

  $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=2$$

  
• Beispielsweise werden in einem Fall, in dem Nt = 7, N_DM = 4 und N_TD = 2 ist, bei der Zuordnung von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP₁, DOP₂, DOP₃und DOP₄ und Zeitmultiplexen, die Anzahl der Zeitdopplermultiplexe N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), N_{DOP_TD}(3) und N_{DOP_TD}(4) in folgenden vier Kombinationen gesetzt. $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=1$$

  

  $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=2$$

  

  $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=2$$

  

  $$N_{DOP\_TD}\left(1\right)=\mathrm{1,}{N}_{DOP\_TD}\left(2\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(3\right)=\mathrm{2,}{N}_{DOP\_TD}\left(4\right)=2$$

  
• Analog ist beispielsweise in einem Fall, in dem Nt = 8 oder 9 ist, beispielsweise die Kombination von N_DM = 5 und N_TD = 2 wünschenswert. Ferner ist beispielsweise in einem Fall, in dem Nt = 10 ist, ist beispielsweise die Kombination von N_DM = 6 und N_TD = 2 wünschenswert. Die Anzahl Nt der Sendeantennen 306 ist nicht auf die in dem oben beschriebenen Beispiel beschränkt, und eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist auch auf Nt = 11 oder mehr anwendbar.
• Als nächstes wird ein Beispiel beschrieben, wie der Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbetrag Ψ_{ndop_td} (ndm), _ndm(m) gesetzt wird.
• Beispielsweise wird ein Fall beschrieben, in dem im Zeitmultiplexer 303 die Anzahl der zum Multiplex-Senden verwendeten Sendeantennen Nt = 3, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 2 und N_TD = 2 ist. In diesem Fall, wenn zum Beispiel die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe so eingestellt sind, dass N_{DOP_TD}(1) = 1 und N_{DOP_TD}(2) = 2, setzt der Zeitmultiplexer 303 Zeitmultiplex-Doppler Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ_1,2(m) und ψ₂, ₂(m), die durch folgende Gleichungen 85 bis 87 gegeben sind, und gibt die Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), ψ_1,2(m) und Ψ_2,2(m) zu den Phasendrehern 304 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [102] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_1,{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [103] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_2,{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_2,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [104] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_2,{\mathrm{\varphi }}_0\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_2\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_2,\dots \right\}\end{array}$$

  
• In den Gleichungen 86 und 87 sind die Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₂(m) und Ψ_2,2(m) der gleiche Phasendrehungsbetrag, und die entsprechenden Signale werden beispielsweise einer Operation zum zeitlichen Verschieben von Übertragungszeitpunkten (Zeitmultiplexen) in den nachstehend beschriebenen Übertragungssteuerungen 305 unterzogen.
• Hier wird als ein Beispiel eine Beschreibung für einen Fall gegeben, in dem ein Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm durch ϕ_ndm = 2π(ndm - 1)/N_DM in Gleichung 1 gegeben ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ1 zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁, der gleich 0 ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂, der gleich π ist, verwendet werden. Das heißt, die Intervalle der Phasendrehungsbeträge ϕ_ndm zum Anwenden von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP_ndm sind gleich. In diesem Fall setzt der Zeitmultiplexer 303 codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ₁, ₂(m) und Ψ_2,2(m) gegeben durch die folgenden Gleichungen 88 bis 90 und gibt codierte Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), _Ψ1,2(m) und Ψ_2,2(m) an die Phasendreher 304 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc. Hier wird eine Modulo-Operation für 2π durchgeführt, und die Ergebnisse werden im Bogenmaß von 0 oder mehr bis weniger als 2 ausgedrücktπ (Gleiches gilt für die folgende Beschreibung).
  [105] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi \dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [106] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [107] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\mathrm{\pi },\mathrm{\pi }\mathrm{,0,0,}\mathrm{\pi },\mathrm{\pi },\dots \right\}\end{array}$$

  
• Wie durch die Gleichungen 88 bis 90 gegeben, wenn ein Phasendrehungsbetrag auf ϕ_ndm = 2π(ndm - 1)/N_DM gesetzt wird, in dem 2π gleichmäßig geteilt wird, werden die Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ₁, ₂(m) und ψ₂,₂(m) in Sendezeiträume geändert, die durch N_DM × N_TD = 2 × 2 = 4 gegeben sind.
• Wie durch die Gleichungen 88 bis 90 gegeben, ist darüber hinaus die Anzahl der für einen Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrages verwendeten Phasen (zum Beispiel zwei, nämlich 0 und π), gleich der Anzahl der Doppler-Verschiebungsbeträge, die zur Multiplexübertragung verwendet werden (mit anderen Worten, die Anzahl von Doppler-Multiplexen) N_DM = 2.
• Ferner wird beispielhaft ein Fall beschrieben, in dem im Zeitmultiplexer 303 die Anzahl der zum Multiplex-Senden verwendeten Sendeantennen Nt = 6, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 4 und N_TD = 2 ist. In diesem Fall zum Beispiel, wenn die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe so eingestellt sind, dass N_{DOP_TD}(1) = 1, N_{DOP_TD}(2) = 1, N_{DOP_TD}(3) = 2 und N_{DOP_TD}(4) = 2, setzt der Zeitmultiplexer 303 Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ₁, ₂(m), Ψ₁, ₃(m), ψ_2,3(m), Ψ_1,4(m) und ψ_2,4(m) gegeben durch die folgenden Gleichungen 91 bis 96 und gibt die Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ₁, ₂(m), Ψ₁, ₃(m), ψ_2,3(m), Ψ₁, ₄(m) und ψ₂, ₄(m) zu den Phasendrehern 304 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [108] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_1,{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [109] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_1,{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_1,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [110] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_3,{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_3,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [111] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_3,{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_3\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_3,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [112] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_4,{\mathrm{\varphi }}_4\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_4\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_4\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{4}}\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_4,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [113] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}{\mathrm{\varphi }}_4,{\mathrm{\varphi }}_4\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_4\mathrm{,2}{\mathrm{\varphi }}_1\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{4}}\mathrm{,3}{\mathrm{\varphi }}_4,\dots \right\}\end{array}$$

  
• In den Gleichungen 93 und 94 sind die Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₂(m) und Ψ_2,2(m) der gleiche Phasendrehungsbetrag, und die entsprechenden Signale werden beispielsweise einer Operation zum zeitlichen Verschieben von Übertragungszeitpunkten (Zeitmultiplexen) in den nachstehend beschriebenen Übertragungssteuerungen 305 unterzogen. Auch in den Gleichungen 95 und 96 sind die Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₂(m) und ψ₂,₂(m) der gleiche Phasendrehungsbetrag, und die entsprechenden Signale werden beispielsweise einer Operation zum zeitlichen Verschieben von Übertragungszeitpunkten (Zeitmultiplexen) in den nachstehend beschriebenen Übertragungssteuerungen 305 unterzogen.
• Hier wird als ein Beispiel, in dem der Phasendrehungsbetrag zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm, der durch (ϕ)_ndm = 2π(ndm - 1)/N_DM gegeben ist, und der Phasendrehungsbetrag ϕ₁ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁, welcher gleich 0 ist, der Phasendrehungsbetrag ϕ₂ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₂, welcher gleich ist π/2, der Phasendrehungsbetrag ϕ₃ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₃, welcher gleich ist π und der Phasendrehungsbetrag ϕ₄ zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₄, welcher gleich 3π/2 ist, verwendet. In diesem Fall setzt der Zeitmultiplexer 303 Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ₁, ₂(m), Ψ₁, ₃(m), ψ_2,3(m), Ψ_1,4(m) und Ψ_2,4(m), die durch die folgenden Gleichungen 97 bis 102 gegeben sind, und gibt die Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ₁, ₂(m), Ψ₁, ₃(m), ψ_2,3(m), Ψ_1,4(m) und ψ_2,4(m) an die Phasendreher 304 aus. Hier ist m = 1, ..., Nc.
  [114] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,1}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,0,0,0,0,0,0,}\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [115] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,2}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\frac{\pi }{2},\frac{\pi }{2},\pi ,\pi ,\frac{3\pi }{2},\frac{3\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [116] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi \dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [117] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,3}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\pi ,\pi \mathrm{,0,0,}\pi ,\pi ,\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [118] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{1,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\frac{3\pi }{2},\frac{3\pi }{2},\pi ,\pi ,\frac{\pi }{2},\frac{\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  

  
  [119] $$\begin{array}{l}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(1\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(2\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(3\right)\mathrm{,}{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(4\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(5\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(6\right),{\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(7\right){\mathrm{\psi }}_{\mathrm{2,4}}\left(8\right),\dots \right\}\\ =\left\{\mathrm{0,0,}\frac{3\pi }{2},\frac{3\pi }{2},\pi ,\pi ,\frac{\pi }{2},\frac{\pi }{2},\dots \right\}\end{array}$$

  
• Wie durch die Gleichungen 97 bis 102 gegeben, wenn ein Phasendrehungsbetrag auf ϕ_ndm = 2π(ndm - 1)/N_DM gesetzt wird, in dem 2π gleichmäßig geteilt wird, werden die Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ_1,2(m), Ψ₁, ₃(m), ψ_2,3(m), Ψ_1,4(m) und ψ_2,4(m) in Sendezeiträumen geändert, die durch N_DM × N_TD = 4 × 2 = 8 gegeben sind.
• Wie durch die Gleichungen 97 bis 102 gegeben, ist darüber hinaus die Anzahl der für einen Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrages verwendeten Phasen (zum Beispiel vier, nämlich 0, π/2, π, and 3π/2), gleich der Anzahl der Doppler-Verschiebungsbeträge, die zur Multiplexübertragung verwendet werden (mit anderen Worten, die Anzahl von Doppler-Multiplexen) N_DM = 4.
• Während als Beispiel die Einstellung der Phasendrehungsbeträge in einem Fall, in dem die Anzahl Nt der Sendeantennen 306 gleich 3 ist und die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM gleich 2 ist und in einem Fall, in dem die Anzahl Nt der Sendeantennen 306 gleich 6 und die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM gleich 4 ist, als Beschreibung gegeben wurde, sind die Anzahl Nt der Sendeantennen 306 und die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM nicht auf die oben beschriebenen Werte beschränkt. Beispielsweise kann die Anzahl von Phasen, die für einen Phasendrehungsbetrag zum Anwenden eines Doppler-Verschiebungsbetrags verwendet werden, gleich der Anzahl N_DM von Doppler-Verschiebungsbeträgen sein, die zur Multiplexübertragung verwendet werden.
• Vorstehend wurde ein Verfahren zum Einstellen der Phasendrehungsbeträge unter Verwendung des Zeitmultiplexers 303 beschrieben.
• In 24 wendet jeder Phasendreher 304 einen Phasendrehungsbetrag auf ein vom Radar-Sendesignalgenerator 101 ausgegebenes Chirp-Signal an, und zwar für jeden Sendezeitraum Tr, basierend auf dem Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbetrag Ψ_{ndop_td (ndm)}, _ndm(m), der durch den Phasendrehungsbetragseinsteller 301 eingestellt wird. Hier ist ndm = 1, ..., N_DMund ndop_td (ndm) = 1, ..., N_{DOP_TD}(ndm).
• Die Summe der Anzahlen von codierten Doppler-Multiplexen N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), ... und N_{DOP_TD}(N_DM) wird so eingestellt, dass sie gleich der Anzahl Nt der Sendeantennen 306 ist, und Nt Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge werden jeweils in Nt Phasendreher 304 eingegeben.
• Jeder der Nt Phasendreher 304 wendet einen daran eingegebenen Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbetrag Ψ_{ndop_td (ndm)}, _ndm(m) auf ein Chirp-Signal an, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 für jeden Sendezeitraum Tr ausgegeben wird. Im Folgenden wird der Phasendreher 304, der einen Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbetrag Ψ_{ndop_td (ndm)}, _ndm(m) anwendet, durch „Phasendreher PROT#[ndop_td(ndm), ndm]“ dargestellt.
• Die Ausgänge der Nt Phasendreher 304 werden an die Nt Übertragungssteuerungen 305 ausgegeben. Beispielsweise wird die Ausgabe des Phasendrehers PROT#[ndop_td (ndm), ndm] an die Übertragungssteuerung TXCTRL#[ndop_td (ndm), ndm] ausgegeben. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM und ndop_td (ndm) = 1, ..., N_{DOP_TD}(ndm).
• In 24 steuert unter den Nt Übertragungssteuerungen 305 die Übertragungssteuerung TXCTRL#[ndop_td (ndm), ndm], basierend auf der Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) und dem Zeitmultiplexindex TD_INDEX, die Übertragung (mit anderen Worten Ausgabe) eines Sendesignals, das von dem entsprechenden der Phasendreher 304 eingegeben wird. Beispielsweise steuern die Übertragungssteuerungen 305 das Ein- und Ausschalten der Übertragung (Übertragung-Ein und Übertragung-Aus) von Sendesignalen.
• Im Folgenden wird für jeden Zeitmultiplexindex TD_INDEX unter Verwendung von „Übertragungssteuerungsantwort STATE_TXCTRL#[ndop_td (ndm), ndm] = [Zustand (1), Zustand (2), ..., Zustand (N_TD)]‟ angezeigt, ob die Übertragungssteuerung TXCTRL#[ndop_td (ndm), ndm] im Übertragung-Ein oder Übertragung-Aus-Zustand ist.
• Ein Element von STATE_TXCTRL#[ndop_td (ndm), ndm], nämlich Zustand(TD_INDEX), zeigt einen Übertragung-Ein- oder Übertragung-Aus-Zustand für TD_INDEX = 1, ..., N_TD an. Beispielsweise kann der Zustand(TD _INDEX) 1 für Übertragung-Ein anzeigen und der Zustand(TD _INDEX) 0 für Übertragung-Aus anzeigen.
• Wenn beispielsweise die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) = 1 für ein Doppler-Multiplexsignal unter Verwendung des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm, ndop td (ndm) = 1 und die Anzahl der Zeitmultiplexe 1 ist. Somit gibt die Übertragungssteuerung TXCTRL#[1, ndm] alle Sendesignale für Zeitmultiplexindizes TD_INDEX = 1, ..., N_TD (Übertragung-Ein) aus. Dementsprechend, wenn für ein Doppler-Multiplexsignal unter Verwendung des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) = 1 ist, wird die Antwort der Übertragungssteuerung durch STATE_TXCTRL#[1, ndm] = [1, 1, ..., 1] dargestellt.
• Wenn im Gegensatz dazu beispielsweise für ein Doppler-Multiplexsignal unter Verwendung des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) = N_TD ist, für ndop_td (ndm) = 1, ..., N_TD und die Anzahl der Zeitmultiplexe ist N_TD. Somit gibt die Übertragungssteuerung TXCTRL#[ndop_td (ndm), ndm] ein Sendesignal aus, wenn der Zeitmultiplexindex TD_INDEX = ndop_td (ndm) ist (Übertragung-Ein). Dementsprechend, wenn für ein Doppler-Multiplexsignal unter Verwendung des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) = N_{DOP_TD}(ndm) = N_TD ist, ist die Antwort der Übertragungssteuerung STATE_TXCTRL#[ndop_td (ndm), ndm] 1 (Übertragung-Ein) wenn TD_INDEX = ndop td (ndm), und 0 (Übertragung-Aus), wenn TD_INDEX = ndop td (ndm).
• Zum Beispiel, wenn die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1) = 4 (= N_TD) für ein Doppler-Multiplexsignal unter Verwendung des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP₁ ist, wird die Antwort der Übertragungssteuerung für die Übertragungssteuerung TXCTRL#[1, 1] durch STATE_TXCTRL#[1, 1] = [1, 0, 0, 0] dargestellt, die Antwort der Übertragungssteuerung für die Übertragungssteuerung TXCTRL#[2, 1] wird durch STATE_TXCTRL#[2, 1] = [0, 1, 0, 0] dargestellt, die Antwort der Übertragungssteuerung für die Übertragungssteuerung TXCTRL#[3, 1] wird durch STATE_TXCTRL#[3, 1] = [0, 0, 1, 0] dargestellt und die Antwort der Übertragungssteuerung für die Übertragungssteuerung TXCTRL#[4, 1] wird durch STATE_TXCTRL#[4, 1] = [0, 0, 0, 1] dargestellt.
• Die Ausgänge der Übertragungssteuerungen 305 (beispielsweise als Zeit-Doppler-Multiplexsignale bezeichnet) werden auf eine definierte Sendeleistung verstärkt und dann von Nt Sendeantennen 306 in einem Sendearrayantennenabschnitt in einen Raum abgestrahlt. Mit anderen Worten werden Phasendrehungsbeträge, die Doppler-Verschiebungsbeträgen entsprechen, auf Radar-Sendesignale angewendet, die dann zeitmultiplexiert und von mehreren Sendeantennen 306 übertragen werden.
• Im Folgenden wird die Sendeantenne 306, die den Ausgang der Übertragungssteuerung TXCTRL#[ndop_td (ndm), ndm] in einen Raum ausstrahlt, durch „Sendeantenne Tx#[ndop_td (ndm), ndm]“ dargestellt. Hier ist ndm = 1, ..., N_DM und ndop_td (ndm) = 1, ..., N_{DOP_TD}(ndm).
• Beispielsweise in einem Fall, in dem die Anzahl der zur Multiplexübertragung verwendeten Sendeantennen Nt = 3 ist, die Anzahl der Doppler-Multiplexe N_DM = 2, N_TD = 2, und die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe so eingestellt ist, dass N_{DOP_TD}(1) = 1 und N_{DOP_TD}(2) = 2 ist, Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbeträge Ψ₁, ₁(m), Ψ_1,2(m) und ψ₂, ₂(m) für jeden Sendezeitraum vom Zeitmultiplexer 303 an die Phasendreher 304 ausgegeben.
• Beispielsweise wendet der Phasendreher PROT#[1, 1] für jeden Sendezeitraum einen Phasendrehungsbetrag Ψ₁, ₁(m) auf ein Chirp-Signal an, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 für jeden Sendezeitraum erzeugt wird. Die Ausgabe des Phasendrehers PROT#[1, 1] wird auf eine Weise ausgegeben, die durch den folgenden Ausdruck 103 gegeben ist, der auf der Antwort der Übertragungssteuerung STATE_TXCTRL#[1, 1] = [1,1] für die Übertragungssteuerung TXCTRL#[1, 1] basiert, und wird von der Sendeantenne Tx#[1, 1] gesendet. Hier bezeichnet cp (t) ein Chirp-Signal für jeden Sendezeitraum.
  [120] $$exp\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(1\right)\right]cp\left(t\right),exp\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(2\right)\right]cp\left(t\right),exp\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(3\right)\right]cp\left(t\right),\dots ,exp\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(Nc\right)\right]cp\left(t\right)$$

  
• Ebenso wendet der Phasendreher PROT#[1, 2] für jeden Sendezeitraum einen Phasendrehungsbetrag Ψ₁, ₂(m), der durch die folgende gegeben ist, auf ein Chirp-Signal an, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 für jeden Sendezeitraum erzeugt wird. Die Ausgabe des Phasendrehers PROT#[1, 2] wird auf eine Weise ausgegeben, die durch den folgenden Ausdruck 104 gegeben ist, der auf der Antwort der Übertragungssteuerung STATE_TXCTRL#[1, 2] = [1,0] für die Übertragungssteuerung TXCTRL#[1, 2] basiert, und wird von der Sendeantenne Tx#[1, 2] gesendet.
  [121] $$exp\left[j{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(1\right)\right]cp\left(t\right)\mathrm{,0,}exp\left[j{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(2\right)\right]cp\left(t\right)\mathrm{,0,}exp\left[j{\psi }_{\mathrm{1,2}}\left(3\right)\right]cp\left(t\right)\mathrm{,0,}\dots ,exp\left[j{\psi }_{\mathrm{1,1}}\left(Nc\right)\right]cp\left(t\right)\mathrm{,0}$$

  
• Ebenso wendet der Phasendreher PROT#[2, 2] für jeden Sendezeitraum einen Phasendrehungsbetrag ψ_2,2(m), der durch die folgende gegeben ist, auf ein Chirp-Signal an, das vom Radar-Sendesignalgenerator 101 für jeden Sendezeitraum erzeugt wird. Die Ausgabe des Phasendrehers PROT#[2, 2] wird auf eine Weise ausgegeben, die durch den folgenden Ausdruck 105 gegeben ist, der auf der Antwort der Übertragungssteuerung STATE_TXCTRL#[2, 2] = [0,1] für die Übertragungssteuerung TXCTRL#[2, 2] basiert, und wird von der Sendeantenne Tx#[2, 2] gesendet.
  [122] $$\mathrm{0,}exp\left[j{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(2\right)\right]cp\left(t\right),exp\left[j{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(4\right)\right]cp\left(t\right),\dots \mathrm{,0,}exp\left[j{\psi }_{\mathrm{2,2}}\left(Nc\right)\right]cp\left(t\right)$$

  
• In der vorstehenden Beschreibung wurde ein Beispiel dafür gegeben, wie der Zeitmultiplex-Doppler-Phasendrehungsbetrag Ψ_{ndop_td (ndm)}, _ndm(m) gesetzt wird.
• In dieser Ausführungsform sind dementsprechend mehrere Sendeantennen 306 mit Kombinationen (mit anderen Worten Zuordnung) von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP_ndm und Übertragungsdauern für das Zeitmultiplexen (zum Beispiel TD_INDEX) assoziiert, so dass in jeder der Kombinationen mindestens eines aus den Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP_ndm oder die Übertragungsdauer für das Zeitmultiplexen (zum Beispiel TD_INDEX) unterschiedlich ist. In dieser Ausführungsform ist ferner die Anzahl der Zeitmultiplexe (mit anderen Worten die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm)), die jedem der Doppler-Verschiebungsbeträge DOP_ndm entsprechen, in Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen DOP_ndm und Übertragungsdauern unterschiedlich.
• Zum Beispiel umfassen in dieser Ausführungsform die Nt Sendeantennen 306 mindestens mehrere Sendeantennen 306, von denen Zeitmultiplex-Sendesignale übertragen werden, und mindestens eine Sendeantenne 306, von der ein nicht zeitmultiplextes Sendesignal übertragen wird. Mit anderen Worten, die Radar-Sendesignale, die vom Radarsender 300 übertragen werden, enthalten mindestens ein Zeit-Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(ndm) auf die Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD gesetzt wird, und ein Zeit-Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_CODE}(ndm) kleiner als die Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD gesetzt wird.
• [Aufbau des Radar-Empfängers 400]
• In 24 schaltet der Ausgangsschaltabschnitt 401 in dem z-ten Signalprozessor 206 selektiv und gibt den Ausgang des Schwebungsfrequenzanalysators 208 für jeden Sendezeitraum an den TD_INDEX-ten Doppler-Analysator 402 unter den N_TD-Doppler-Analysatoren 402, basierend auf dem Zeitmultiplexindex TC_INDEX, der vom Codierer 303 in Phasendrehungsbetragseinsteller 301 ausgegeben wird, aus. Mit anderen Worten, der Ausgangsschaltabschnitt 401 wählt den TD_INDEX-ten Doppler-Analysator 402 in dem m-ten Sendezeitraum Tr aus.
• Der z-te Signalprozessor 206 enthält N_TD Doppler-Analysatoren 402-1 bis 402-N_TD. Beispielsweise werden Daten in jeden der ntd-ten Doppler-Analysatoren 402 im z-ten Signalprozessor 206 unter Verwendung des Ausgangsschaltabschnitts 401 alle N_TD Sendezeiträume (N_TD × Tr) eingegeben. Dementsprechend führt der ntd-te Doppler-Analysator 402 eine Doppler-Analyse für jeden Abstandsindex f_b unter Verwendung von Daten von Ntdslot Sendezeiträume aus Nc Sendezeiträumen durch. Hier bezeichnet ntd den Index für das Zeitmultiplexen und ntd = 1, ..., N_TD.
• Wenn beispielsweise Ntdslot eine Potenz von 2 ist, ist eine FFT-Verarbeitung bei der Doppler-Analyse anwendbar. In diesem Fall ist die FFT-Größe Ntdslot und eine maximale Dopplerfrequenz, ohne ein aus dem Abtasttheorem abgeleitetes Aliasing zu verursachen, ±1/(2Loc × Tr). Ferner ist das Doppler-Frequenzintervall für den Doppler-Frequenzindex f_s 1/(Ntdslot × N_TD × Tr) und der Bereich des Doppler-Frequenzindex f_s ist gegeben durch f_s=-Ntdslot/2, ..., 0, ..., Ntdslot/2 - 1.
• Die folgende Beschreibung wird als Beispiel für einen Fall gegeben, in dem Ntdslot eine Potenz von 2 ist. Wenn Ntdslot beispielsweise keine Potenz von 2 ist, können Daten mit Null-Auffüllung verwendet werden, um eine FFT-Verarbeitung mit einer Anzahl von Datengrößen (FFT-Größen) durchzuführen, die einer Potenz von 2 entsprechen. Bei der FFT-Verarbeitung kann der Doppler-Analysator eine Multiplikation mit einem Fensterfunktionskoeffizienten wie dem Han-Fenster oder dem Hamming-Fenster durchführen. Die Anwendung einer Fensterfunktion kann Nebenkeulen um die Schwebungsfrequenzspitze unterdrücken.
• Beispielsweise ist der Ausgang VFT_z ^ntd(f_b, f_s) der Doppler-Analysatoren 402 im z-ten Signalprozessor 206 durch die folgende Gleichung 106 gegeben, wobei j die imaginäre Einheit und z = 1 bis Na ist.
  [123] $$VF{T}_z{}^{ntd}\left(f_b,f_s\right)={\displaystyle \sum _{s=0}^{N_{tdslot}-1}RF{T}_z\left(f_b,N_{TD}\times s+ntd\right)exp}\left[-j\frac{2\pi s{f}_s}{N_{tdslot}}\right]$$

  
• In 24 führt der CFAR-Abschnitt 403 ein CFAR-Verfahren (mit anderen Worten eine adaptive Schwellenwertbestimmung) unter Verwendung der Ausgänge der N_TD - Doppler-Analysatoren 402 in jedem der ersten bis Na-ten Signalprozessoren 206 durch und extrahiert den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar}, die ein Spitzensignal liefern.
• Beispielsweise führt der CFAR-Abschnitt 403 ein zweidimensionales CFAR-Verfahren mit der Abstandsachse und der Doppler-Frequenzachse (entsprechend der Relativgeschwindigkeit) oder ein CFAR-Verfahren, das eine Kombination von eindimensionalen CFAR-Verfahrensoperationen durch Leistungsaddition der Ausgänge VFT_z ^ntd(f_b, f_s) von Doppler-Analysatoren 402 in den ersten bis Na-ten Signalprozessoren 206, wie es beispielsweise durch die folgende Gleichung 107 gegeben ist, durch. Als das zweidimensionale CFAR-Verfahren oder als das CFAR-Verfahren, das eine Kombination von eindimensionalen CFAR-Verfahrensoperationen ist, kann beispielsweise das in NPL 2 offenbarte Verfahren angewendet werden.
  [124] $$PowerFT\left(f_b,f_s\right)={\displaystyle \sum _{z=1}^{N_a}{\displaystyle \sum _{ntd=1}^{N_{TD}}{\left|VF{T}_z{}^{ntd}\left(f_b,f_s\right)\right|}^2}}$$

  
• Der CFAR-Abschnitt 403 stellt adaptiv einen Schwellenwert ein und gibt den Distanzindex f_{b_cfar}, der eine Empfangsleistung liefert, die größer als der Schwellenwert ist, den Doppler-Frequenzindex f_{s_cfar} und Informationen zur Empfangsleistung PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) zum Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 aus.
• Wenn zum Beispiel der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm mit der Gleichung 1 bestimmt wird, sind die Intervalle ΔFD der Doppler-Verschiebungsbeträge im Doppler-Frequenzbereich, die von den Doppler-Analysatoren 402 ausgegeben werden, gleich, wobei ΔFD = Ntdslot/N_DM. Dementsprechend werden in den Ausgängen der Doppler-Analysatoren 402 Spitzen in Intervallen von ΔFD für die Doppler-Verschiebungs-multiplexten Signale im Doppler-Frequenzbereich detektiert. Wenn der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm unter Verwendung der Gleichung 1 bestimmt wird, kann ΔFD abhängig von Ntdslot und N_DM manchmal keine ganze Zahl sein. In diesem Fall kann die folgende Gleichung 108 verwendet werden, um ΔFD mit einem ganzzahligen Wert zu erreichen. Im Folgenden wird ein Empfangsverarbeitungsvorgang, in dem ΔFD einen ganzzahligen Wert aufweist, beschrieben.
  [125] $${\varphi }_{ndm}=\frac{2\pi }{N_{tdslot}}round\left(\frac{N_{tdslot}}{N_{DM}}\right)\left(ndm-1\right)$$

  
• Weiter kann der CFAR-Abschnitt 403 die jeweiligen Ausgänge der Doppler-Analysatoren 402 in Bereiche mit Doppler-Verschiebungsbetragsintervallen ΔFD aufteilen und CFAR-Verfahren (beispielsweise „Doppler-Domänenkomprimierungs-CFAR-Verfahren“) durchführen nachdem, wie durch die folgende Gleichung 109 gegeben, die Leistungsaddition (beispielsweise „Doppler-Domänenkomprimierung“) für die jeweiligen Bereiche bereitgestellt wurde, die mit Spitzenpositionen von Doppler-Verschiebungs-multiplexten Signalen übereinstimmen. Hier ist f_{s_comp} = -Ntdslot/2, ..., -Ntdslot/2 + ΔFD-1.
  [126] $$PowerFT\_comp\left(f_b,f_{s\_comp}\right)={\displaystyle \sum _{nfd=1}^{N_{DM}}PowerFT\left(f_b,f_{s\_comp}+\left(nfd-1\right)\times \Delta FD\right)}$$

  
• Dies kann den Doppler-Frequenzbereich für das CFAR-Verfahren auf 1/N_DM komprimieren, um den Umfang des CFAR-Verfahrens zu reduzieren und die Schaltungskonfiguration zu vereinfachen. Zusätzlich ermöglicht der CFAR-Abschnitt 403 die Leistungsaddition für N_DM Doppler-Verschiebungs-multiplexte Signale, was dazu führt, dass das SNR um etwa (N_DM)^1/2 verbessert wird. Infolgedessen kann die Radarerfassungsleistung der Radar-Vorrichtung 20 verbessert werden.
• Wie oben beschrieben setzt der CFAR-Abschnitt 403, der eine CFAR-Verarbeitung mit Doppler-Domänen-Komprimierung verwendet, adaptiv einen Schwellenwert und gibt den Abstandsindex f_{b_cfar}, der eine Empfangsleistung liefert, die größer als der Schwellenwert ist, den Doppler-Frequenzindex f_{s_comp_cfar} und Empfangsleistungsinformationen PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (nfd-1)×ΔFD) für die Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}+ (nfd-1)×ΔFD) der N_DM Doppler-Multiplexsignale, wobei nfd = 1, ..., N_DM, zum Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 aus.
• Man beachte, dass der Phasendrehungsbetrag ϕ_ndm zum Anwenden des Doppler-Verschiebungsbetrags DOP_ndm nicht auf den in Gleichung 1 angegebenen beschränkt ist. Der CFAR-Abschnitt 403 kann eine Doppler-Domänen-Komprimierungs-CFAR-Verarbeitung anwenden, beispielsweise wenn die Doppler-Verschiebungs-Multiplex-Signale Phasendrehungsbeträge ϕ_ndm derart aufweisen, dass Spitzen in konstanten Intervallen im Doppler-Frequenzbereich erfasst werden, die von den Doppler-Analysatoren 402 ausgegeben werden.
• Als nächstes wird ein Beispiel für den Betrieb des Zeit-Doppler-Demultiplexers 404 beschrieben, der in 24 dargestellt ist. Das Folgende beschreibt ein Beispiel einer Verarbeitung, die von dem Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 ausgeführt wird, wenn der CFAR-Abschnitt 403 die Doppler-Domänen-Komprimierungs-CFAR-Verarbeitung verwendet.
• Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 trennt Signale, die auf eine Zeit-Doppler-Multiplex-Weise übertragen werden, unter Verwendung der Ausgabe des Doppler-Analysators 402, basierend auf den Ausgaben des CFAR-Abschnitts 403, nämlich dem Abstandsindex f_{b_cfar}, dem Doppler-Frequenzindex f_{s_comp_cfar} und der Empfangsleistungleistungsinformationen PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD) für Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}+ (nfd-1)×ΔFD) der N_DM Doppler-Multiplexsignale, wobei nfd = 1, ..., N_DM ist, und führt eine Unterscheidung der Sendeantennen 306 und eine Unterscheidung der Doppler-Frequenzen (oder Doppler-Geschwindigkeiten oder Relativgeschwindigkeiten) durch.
• Wie oben beschrieben setzt beispielsweise der Zeitmultiplexer 303 im Phasendrehungsbetragseinsteller 301 nicht die gesamte Anzahl der N_DM Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), ... und N_{DOP_TD}(N_DM) auf N_TD, setzt aber mindestens eine der Anzahlen von Doppler-Multiplexen auf 1. Beispielsweise erfasst der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 (1) ein Doppler-Multiplex-Signal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 festgelegt ist, und führt (2) eine Unterscheidung der Sendeantennen 306 und eine Unterscheidung der Doppler-Frequenzen des Ziels basierend auf dem erfassten Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 gesetzt ist, durch.
• Das Folgende beschreibt die oben beschriebenen Prozesse (1) und (2), die durch den Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 ausgeführt werden.
• <Verfahren zum Erfassen eines Zeit-Doppler-Multiplexsignals, für das die Anzahl von Zeit-Doppler-Multiplexen auf 1 gesetzt ist>
• Es gibt N_DM Kandidatenkorrespondenzen zwischen den N_DM Zeit-Doppler-Multiplexsignalen und den Ausgaben der jeweiligen Doppler-Analysatoren 402 für die Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}), (f_{s_comp_cfar}+ΔFD), (f_{s_comp_cfar}+2ΔFD), ... und (f_{s_comp_cfar}+(N_DM-1)ΔFD) der N_DM Zeit-Doppler-Multiplexsignale für den Distanzindex f_{b_cfar}, die von dem CFAR-Abschnitt 403 ausgegeben werden.
• Zum Beispiel, wenn der Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm, der durch DOP₁ <DOP₂ < ... <DOP_DM-1 <DOP_DM dargestellt wird, im Doppler-Verschiebungsetzer 302 gesetzt wird, gibt es N_DM Kandidatenkorrespondenzen mit zyklisch verschobenen Elementen, die wie folgt unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing gegeben sind. Hier sind die Muster der Kandidatenkorrespondenzen mit DopCase = 1 bis N_DM nummeriert. $$\begin{array}{l}\begin{array}{l}\text{DopCase}=1:\left\{{\text{DOP}}_{\text{1}},{\text{DOP}}_{\text{2}},\dots ,{\text{DOP}}_{\text{DM-1}},{\text{DOP}}_{\text{DM}}\right\}\}\hfill \\ \text{DopCase}=2:\left\{{\text{DOP}}_{\text{DM}},{\text{DOP}}_1,\dots ,{\text{DOP}}_2,{\text{DOP}}_{\text{DM-1}}\right\}\}\hfill \\ \cdots ,\hfill \end{array}\\ \text{DopCase}={\text{N}}_{\text{DM}}:\left\{{\text{DOP}}_2,\dots ,{\text{DOP}}_{\text{DM}-1},{\text{DOP}}_{\text{DM}},{\text{DOP}}_{\text{1}}\right\}\}\end{array}$$

  
• Zum Beispiel zeigt DopCase = 1 eine Entsprechung zwischen den Doppler-Verschiebungsbeträgen im Anfangszustand an (wenn die Relativgeschwindigkeit zum Ziel Null ist). Beispielsweise sind mehr Aliasing-Komponenten enthalten, wenn die Relativgeschwindigkeit des Ziels in einer Richtung zunimmt, in der der Abstand zum Ziel abnimmt, und die resultierenden Entsprechungen sind mit DopCase = 2, 3, ..., N_DM verbunden. Mit anderen Worten, DopCase = N_DM, N_DM-1, ..., 2 wird zugeordnet, wenn die Relativgeschwindigkeit des Ziels in einer Richtung zunimmt, in der der Abstand zum Ziel zunimmt.
• Hier kann im Voraus eine Tabelle erstellt werden, die die Position des DOP_ndm vom Beginn jedes DopCase (die Position (oder Reihenfolge) der DOP_ndm in DopCase), basierend auf den im Doppler-Verschiebungseinsteller 302 eingestellten Doppler-Verschiebungsbeträgen zählend anzeigt. Im Folgenden bezeichnet DOPposi (DOP_ndm, DopCase) den Operator, der die Position von DOP_ndm zählend vom Beginn jedes DopCase ausgibt. Zum Beispiel ist in dem oben beschriebenen Beispiel des DopCase, DOPposi (DOP₁, 1) = 1, DOPposi (DOP₁, 2) = 2, DOPposi (DOP₁, N_DM) = N_DM, DOPposi (DOP₂, 1) = 2, DOPposi (DOP₂, 2) = 3 und DOPposi (DOP₂, N_DM) = 1.
• Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 führt einen Erfassungsprozess beispielsweise an den Ausgängen der Doppler-Analysatoren 402 in dem z-ten Signalprozessor 206, der durch Doppler-Frequenzindizes (f_{s_comp_cfar}+ (nfd-1)×ΔFD) angegeben ist, von N_DM Zeit-Doppler-Multiplexsignale für Distanzindizes f_{b_cfar} durch, die von dem CFAR-Abschnitt 403 ausgegeben werden, um Doppler-Multiplexsignale zu detektieren, für die die Anzahl von Zeit-Doppler-Multiplexen auf 1 gesetzt ist.
• Hier werden Zeit-Doppler-Multiplexsignale, für die die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 eingestellt ist, unter Verwendung derselben Sendeantenne 306 übertragen, und Zeit-Doppler-Multiplex-Signale, für die die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf N_TD eingestellt ist, werden unter Verwendung verschiedener Sendeantennen 306 übertragen.
• Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 führt eine kohärente Additionsverarbeitung beispielsweise auf den Ausgaben der Doppler-Analysatoren 402 für jeden Zeitmultiplexindex TD_INDEX unter Verwendung von DopCase als Parameter durch, wobei das Vorhandensein oder Fehlen von Aliasing berücksichtigt wird. Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 verwendet beispielsweise den DopCase für das ein kohärenter Additionswert erhalten wird, der die maximale Leistung realisiert, als das wahrscheinlichste Muster der Doppler-Verschiebung zur Identifizierung von Sendeantennen.
• Der Erfassungsprozess kann für alle nfd = 1, ..., N_DM für alle der Kandidaten von DopCase = 1, ..., N_DM durchgeführt werden. Es ist zu beachten, dass die Position eines Doppler-Multiplexsignals, in jedem DopCase, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 eingestellt ist, durch den Doppler-Verschiebungseinsteller 302 eingestellt wird und der Radar-Vorrichtung 20 bekannt ist. Dementsprechend führt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 den folgenden Erfassungsprozess durch, um die Verarbeitungsmenge des Trennprozesses zu reduzieren.
• Wenn beispielsweise ein Zeit-Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 festgelegt ist, der Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 ist, führt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 eine kohärente Additionsverarbeitung an den Ausgängen der Doppler-Analysatoren 402 unter Verwendung der Kandidaten DOPposi (DOP)_ndm1, DopCase) enthaltend den Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 innerhalb jedes DopCase durch, unter Berücksichtigung des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins von Doppler-Aliasing. Dann erfasst der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 den DopCase, der die maximale Leistung realisiert, basierend auf dem Ergebnis einer kohärenten Additionsverarbeitung unter Berücksichtigung des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins von Doppler-Aliasing wie folgt.
• (a) In-Phase-Additionsverarbeitung, wenn die Ausgaben der Doppler-Analysatoren 402 kein Doppler-Aliasing enthalten
• Das In-Phase-Additionssignal ADDCOH_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD), das durch die folgende Gleichung 110 gegeben ist, repräsentiert einen kohärenten Additionswert für die Ausgabe des Doppler-Analysators 402 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206.
  [127] $$\begin{array}{l}ADDCO{H}_z\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{ntd=1}^{N_{TD}}[VF{T}_z{}^{ntd}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)}\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \Delta FD-DO{P}_1\right)}{N_{tdslot}}\times \frac{ntd-1}{N_{TD}}\right\}]\end{array}$$

  
• In Gleichung 110 wird im exp-Term, da die Abtastzeiten für die Ausgänge der Doppler-Analysatoren 402 für jeden Zeitmultiplexindex verschobenen sind, eine Phasenkorrektur gemäß dem Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DopCase-1)×ΔFD-DOP₁)) durchgeführt. In Gleichung 110 ist außerdem DopCase = 1, ..., N_DM. Des Weiteren wird der im Doppler-Verschiebungs-Setzer 302 gesetzte Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm durch DOP₁ < DOP₂ < .... <DOP_DM-1 <DOP_DM dargestellt und wobei DOP₁ im Ausgangszustand (wenn die Relativgeschwindigkeit zum Ziel Null ist) in den Bereich von f_{s_comp} = -Ncode/2, ..., -Ncode/2 +ΔFD-1 fällt. Dementsprechend berechnet der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 einen Betrag der Phasenkorrektur unter Verwendung von beispielsweise DOP₁ als Referenz in Gleichung 110.
• Wenn ein Zeit-Doppler-Multiplex-Signal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 eingestellt ist, der Doppler-Verschiebungsbetrag „DOP_ndm1“ ist, werden für DopCase = 1, ..., N_DM kohärente Additionssignale für Kandidaten DOPposi (DOP)_ndm1, DopCase) enthaltend den Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 unter Verwendung von Gleichung 110 erhalten. Dementsprechend erhält der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 die Ausgaben von insgesamt N_DM kohärenten Additionssignalen. Beispielsweise berechnet der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 kohärente Additionssignale für alle Empfangsantennen z = 1, ..., Na gemäß Gleichung 110 und berechnet die Leistungssumme des Zeittrennungssignals Pow_ADDCOH (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD), wie durch folgende Gleichung 111 gegeben.
  [128] $$\begin{array}{l}Pow\_ADDCO{H}_z\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{z=1}^{Na}{\left|ADDCO{H}_z\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\right|}^2}\end{array}$$

  
• (b) In-Phase-Additionsverarbeitung, wenn die Ausgaben der Doppler-Analysatoren 402 Doppler-Aliasing enthalten
• Wenn die Ausgänge der Doppler-Analysatoren 402 Doppler-Aliasing enthalten, führt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 eine kohärente Additionsverarbeitung unter Verwendung einer Phasenkorrektur (der exp-Term) durch, die in der kohärenten Additionsverarbeitung als Phasenkorrektur unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing verwendet wird.
• Zum Beispiel in einem Fall, in dem N_TD = 2 ist, stellt das kohärente Additionssignal ADDALIAS_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD), gegeben durch die folgende Gleichung 112, einen kohärenten Additionswert unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing für die Ausgabe des Doppler-Analysators 402 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206 dar.
  [129] $$\begin{array}{l}ADDALIA{S}_z\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{ntd=1}^{N_{TD}}[VF{T}_z{}^{ntd}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)}\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \Delta FD-DO{P}_1\right)}{N_{tdslot}}\times \frac{ntd-1}{N_{TD}}\right\}\times exp\left\{-j\frac{2\pi \left(ntd-1\right)}{N_{TD}}\right\}]\end{array}$$

  
• In Gleichung 112 wird im exp-Term, da die Abtastzeiten für die Ausgänge der Doppler-Analysatoren 402 für jeden Zeitmultiplexindex verschobenen sind, eine Phasenkorrektur gemäß dem Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DopCase-1)×ΔFD-DOP₁)) und eine Phasenkorrektur (exp {-j2π(ntd - 1)/N_TD}), um das Aliasing zu adressieren, durchgeführt. In Gleichung 112 ist außerdem DopCase = 1, ..., N_DM. Des Weiteren wird der im Doppler-Verschiebungs-Setzer 302 gesetzte Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm durch DOP₁ < DOP₂ < .... < DOP_DM-1 < DOP_DM dargestellt, und wobei DOP₁ im Ausgangszustand (wenn die Relativgeschwindigkeit zum Ziel Null ist) in den Bereich von f_{s_comp}= - Ncode/2, ..., -Ncode/2 +ΔFD-1 fällt. Dementsprechend berechnet der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 einen Betrag der Phasenkorrektur unter Verwendung von DOP₁ als Referenz in Gleichung 112.
• Wenn ein Zeit-Doppler-Multiplex-Signal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 eingestellt ist, der Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 ist, werden für DopCase = 1, ..., N_DM kohärente Additionssignale unter Berücksichtigung von Doppler-Aliasing für Kandidaten DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) enthaltend den Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 unter Verwendung von Gleichung 112 erhalten. Dementsprechend erhält der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 die Ausgaben von insgesamt N_DM kohärenten Additionssignalen. Beispielsweise berechnet der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 kohärente Additionssignale für alle Empfangsantennen z = 1, ..., Na unter Verwendung von Gleichung 112 und berechnet die kohärente Additionsleistungssumme Pow_ADDALIAS (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing gemäß der folgenden Gleichung 113.
  [130] $$\begin{array}{l}Pow\_ADDCOH\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{z=1}^{Na}{\left|ADDCOH\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\right|}^2}\end{array}$$

  
• Zum Beispiel in einem Fall, in dem N_TD = 3 ist, stellt das kohärente Additionssignal ADDALIAS_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD), gegeben durch die folgenden Gleichungen 114 und 115, einen kohärenten Additionswert unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing für die Ausgabe des Doppler-Analysators 402 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) im z-ten Signalprozessor 206 dar.
  [131] $$\begin{array}{l}ADDALIA{S}_z\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{ntd=1}^{N_{TD}}[VF{T}_z{}^{ntd}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)}\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{est}\right)}{N_{tdslot}}\times \frac{ntd-1}{N_{TD}}\right\}\times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi Sign\left(f_{est}\right)\left(ntd-1\right)}{N_{TD}}\right\}]\end{array}$$

  

  
  [132] $$f_{est}=f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase-1\right)\times \Delta FD-DO{P}_1$$

  
• In Gleichung 114 wird im exp-Term, da die Abtastzeiten für die Ausgänge der Doppler-Analysatoren 402 für jeden Zeitmultiplexindex verschobenen sind, eine Phasenkorrektur gemäß dem Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DopCase-1)×ΔFD-DOP₁)) und eine Phasenkorrektur (exp{-j2πSign(f_est)(ntd - 1)/N_TD}) , um das Aliasing zu adressieren, durchgeführt. In Gleichung 114 ist außerdem DopCase = 1, ..., N_DM. Des Weiteren wird der im Doppler-Verschiebungs-Setzer 302 gesetzte Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm durch DOP₁ < DOP₂ < .... < DOP_DM-1 < DOP_DM dargestellt und wobei DOP₁ im Ausgangszustand (wenn die Relativgeschwindigkeit zum Ziel Null ist) in den Bereich von f_{s_comp}= -Ncode/2, ..., -Ncode/2 +ΔFD-1 fällt. Dementsprechend berechnet der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 einen Betrag der Phasenkorrektur unter Verwendung von DOP₁ als Referenz in Gleichung 114.
• Wenn ein Zeit-Doppler-Multiplex-Signal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 eingestellt ist, der Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 ist, werden für DopCase = 1, ..., N_DM kohärente Additionssignale unter Berücksichtigung von Doppler-Aliasing für Kandidaten DOPposi (DOP)_ndm1, DopCase) enthaltend den Doppler-Verschiebungsbetrag DOP_ndm1 unter Verwendung von Gleichung 114 erhalten. Dementsprechend erhält der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 die Ausgaben von insgesamt N_DM kohärenten Additionssignalen. Beispielsweise berechnet der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 kohärente Additionssignale für alle Empfangsantennen z = 1, ..., Na unter Verwendung von Gleichung 114 und berechnet die kohärente Additionsleistungssumme Pow_ADDALIAS (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing gemäß der folgenden Gleichung 116.
  [133] $$\begin{array}{l}Pow\_ADDCO{H}_z\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\\ ={\displaystyle \sum _{z=1}^{Na}{\left|ADDCO{H}_z\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\right|}^2}\end{array}$$

  
• In einem Fall, in dem N_TD = 3 ist, werden kohärente Additionswerte unter Berücksichtigung auch der Multiplex-Aliasing-Bestimmung berechnet.
• Auch in einem Fall, in dem N_TD > 3 ist, werden ein kohärenter Additionswert Pow_ADDCOH(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) und ein kohärenter Additionswert Pow_ADDALIAS(f_{b_cfar}, f_{s_comp _cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing berechnet.
• Wie oben beschrieben führt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 eine kohärente Additionsverarbeitung an den Ausgängen der Doppler-Analysatoren 402 durch, wobei das Vorhandensein oder Fehlen von Doppler-Aliasing berücksichtigt wird.
• Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 erfasst kohärente Additionswerte, die eine maximale Leistung für DopCase = 1, ..., N_DM liefern, basierend auf dem kohärenten Additionswert Pow_ADDCOH(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) und dem kohärenten Additionswert Pow_ADDALIAS(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase) -1)×ΔFD) unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing. Im Folgenden wird die Indexnummer von DopCase, die einen kohärenten Additionswert liefert, der die maximale Leistung realisiert, durch „DopCase max“ dargestellt.
• Wenn beispielsweise der kohärente Additionswert Pow_ADDCOH (f_{b_cfar}, f_{s_comp cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase_max) -1)×ΔFD) die maximale Leistung anzeigt, bestimmt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 das „Fehlen von Aliasing“.
• Wenn beispielsweise der kohärente Additionswert Pow ADDALIAS (f_{b_cfar,} f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase_max) -1)×ΔFD) unter Berücksichtigung des Doppler-Aliasing die maximale Leistung anzeigt, bestimmt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 das „Vorhandensein von Aliasing“.
• Eine Verringerung des SNR eines Empfangssignals, das eine reflektierte Welle ist, kann es aufgrund des Einflusses von Rauschen schwierig machen, die Erfassung des maximalen kohärenten Additionsleistungspegels zu unterscheiden. Um diese Schwierigkeit anzugehen, kann der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 eine Bestimmungsbedingung einführen und einen Prozess ausführen, bei dem beispielsweise ein Bestimmungsergebnis (mit anderen Worten ein Erfassungsergebnis) übernommen wird, wenn die Bestimmungsbedingung erfüllt ist, und ein Bestimmungsergebnis entfernt wird (mit anderen Worten, nicht angenommen wird), wenn die Bestimmungsbedingung nicht erfüllt ist. Dies kann die Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Erfassung der Rauschkomponente und dergleichen verringern. Beispielsweise kann der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 als Bestimmungsergebnis den Erfassungswert P_MAX der empfangenen Leistung mit einem maximalen kohärenten Additionswert annehmen, der das Vorhandensein oder Fehlen von Doppler-Aliasing anzeigt, wenn P_MAX > LEV_DETECT × PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}). LEV_DETECT ist eine Bestimmungsschwelle. LEV_DETECT ist eine reelle Zahl, die 0 < LEV_DETECT < 1 erfüllt.
• <Verfahren zur Unterscheidung von Sendeantennen 306 und Unterscheidung von Dopplerfrequenzen des Ziels>
• Beispielsweise erfasst der codierte Doppler-Demultiplexer 404 die Doppler-Frequenz f_TARGET des Ziels im Bereich von -1/(2 × Tr) ≤ f_TARGET <1/(2 × Tr).
• Beispielsweise unterscheidet der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 die Sendeantennen 306 und die Doppler-Frequenzen des Ziels basierend auf dem Bestimmungsergebnis von DopCase (zum Beispiel DopCase_max) und dem Bestimmungsergebnis des Vorhandenseins oder Fehlens von Aliasing.
• [Fall (a): Fall ohne Aliasing]
• Doppler-Frequenzbestimmung für das Ziel:
• Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 bestimmt, dass der Doppler-Frequenzindex des Ziels (f_{s_comp_cfar} + (DopCase _max - 1) × ΔFD - DOP₁) ist. Zum Beispiel ist das Doppler-Frequenzintervall für den Doppler-Frequenzindex f_{s_comp_cfar} gegeben durch 1/(Ntdslot × N_TD × Tr). Daher bestimmt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404, dass die Doppler-Frequenz f_TARGET des Ziels (f_{s_comp_cfar}+(DopCase_max - 1) × ΔFD - DOP₁)/(Ntdslot × N_TD × Tr) ist.
• Sendeantennenbestimmung:
• Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 bestimmt für die Sendeantenne 306 mit der Anzahl von Zeit-Doppler-Multiplexen von 1, dass beispielsweise das kohärente Additionssignal ADDCOH_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase max) - 1)×ΔFD) für den Entfernungsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase_max) -1)×ΔFD) in dem z-ten Signalprozessor 206 ein Empfangssignal für die Sendeantenne Tx#[1, ndm1] ist.
• Ferner bestimmt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 für die Sendeantenne 306 mit der Anzahl von Zeit-Doppler-Multiplexen gleich N_TD, dass die Ausgabe des Doppler-Analysators 402 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm, DopCase_max) -1)×ΔFD) (siehe zum Beispiel nachfolgende Gleichungen 117 und 118) im z-ten Signalprozessor 206 ein Empfangssignal für die Sendeantenne Tx#[ntd, ndm] ist. In Gleichung 117 ist der exp-Term ein Term zum Korrigieren der Doppler-Phase, die durch Zeitmultiplex verursacht wird. Ferner ist ndm = 1, ..., N_DM, aber ohne ndm1. Ferner ist ntd = 1, ..., N_TD.
  [134] $$\begin{array}{l}VF{T}_z{}^{ntd}\left(f_{b\_cfar,fs\_comp\_cfar}+\left\{DOPposi\left(DOPndm,DopCase\_max\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{est\_max}\right)}{N_{tdslot}}\times \frac{ntd-1}{N_{TD}}\right\}\end{array}$$

  

  
  [135] $$f_{est\_max}=f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase\_max-1\right)\times \Delta FD-DO{P}_1$$

  
• [Fall (b): Fall mit Aliasing]
• Doppler-Frequenzbestimmung für das Ziel:
• Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 bestimmt, dass der Doppler-Frequenzindex des Ziels f_{s_comp_cfar} + (DopCase_max - 1) × ΔFD) - DOP₁ - Ncode × Sign (f_{s_comp_cfar} + (DopCase _max - 1) × ΔFD - DOP₁) ist. Zum Beispiel ist das Doppler-Frequenzintervall für den Doppler-Frequenzindex f_{s_comp_cfar} gegeben durch 1/(Ntdslot × N_TD × Tr). Daher bestimmt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404, dass die Doppler-Frequenz f_TARGET des Ziels (f_{s_comp_cfar} + (DopCase_max - 1) × ΔFD - DOP₁ - Ntdslot × Sign(f_{s_comp_cfar} + (DopCase_max - 1) × ΔFD - DOP₁))/(Ntdslot × N_TD × Tr) ist. Sign(x) ist eine Vorzeichenfunktion und ist eine Funktion für reelle Zahlen x, die als Ausgabe 1 liefert, wenn x> 0 ist; 0, wenn x = 0 ist; und -1, wenn x <0 ist.
• Auf diese Weise bestimmt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404, wenn die Ausgaben der Doppler-Analysatoren 402 Doppler-Aliasing enthalten, eine Doppler-Frequenz des Ziels unter Berücksichtigung der Aliasing-Komponente (zum Beispiel Ntdslot) × Sign(f_{s_comp_cfar} + (DopCase_max - 1) × ΔFD - DOP₁)).
• Sendeantennenbestimmung:
• Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 bestimmt für die Sendeantenne 306 mit einer Anzahl von Zeit-Doppler-Multiplexen von 1 beispielsweise, dass beispielsweise das kohärente Additionssignal ADDALIAS_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp _cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase_max) -1)×ΔFD) unter Berücksichtigung des Aliasing für den Entfernungsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm1, DopCase max) - 1)×ΔFD) in dem z-ten Signalprozessor 206 ein Empfangssignal für die Sendeantenne Tx#[1, ndm1] ist.
• Ferner bestimmt der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 für die Sendeantenne 306 mit der Anzahl von Zeit-Doppler-Multiplexen gleich N_TD, dass beispielsweise die Ausgabe des Doppler-Analysators 402 für den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm, DopCase_max) -1)×ΔFD) (siehe zum Beispiel nachfolgende Gleichungen 119 und 120) im z-ten Signalprozessor 206 ein Empfangssignal für die Sendeantenne Tx#[ntd, ndm] ist. In Gleichung 119 ist der exp-Term ein Term zum Korrigieren der Doppler-Phase, die durch Zeitmultiplex verursacht wird. Ferner ist ndm = 1, ..., N_DM, aber ohne ndm1. Ferner ist ntd = 1, ..., N_TD.
  [136] $$\begin{array}{l}VF{T}_z{}^{ntd}\left(f_{b\_cfar},f_{s\_comp\_cfar+}\left\{DOPposi\left(DO{P}_{ndm1},DopCase\_max\right)-1\right\}\times \Delta FD\right)\\ \times \text{exp}\left\{-j\frac{2\pi \left(f_{est\_max}\right)}{Ntdslot}\times \frac{ntd-1}{N_{TD}}\right\}\times exp\left\{-j\frac{2\pi Sign\left(f_{est\_max}\right)\left(ntd-1\right)}{N_{TD}}\right\}\end{array}$$

  

  
  [137] $$f_{est\_max}=f_{s\_comp\_cfar}+\left(DopCase\_max-1\right)\times \Delta FD-DO{P}_1$$

  
• Wie oben beschrieben setzt die Radar-Vorrichtung 20 nicht die gesamten Anzahlen der N_DM Zeit-Doppler-Multiplexe N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), ... und N_{DOP_TD}(N_DM) auf N_TD, setzt aber mindestens eine der Anzahlen von Zeit-Doppler-Multiplexen auf 1 (mit anderen Worten, kein Zeitmultiplexen). Mit dieser Einstellung wird beispielsweise ein Zeit-Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf N_TD gesetzt ist, zu einem festgelegten Übertragungszeitpunkt (z. B. dem Zeitpunkt von Senden-Ein) übertragen, während beispielsweise ein Zeit-Doppler-Multiplexsignal, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 gesetzt ist, für jeden Sendezeitraum übertragen wird. Daher hat ein Empfangssignal eines Zeit-Doppler-Multiplex-Signals, für das die Anzahl der Zeit-Doppler-Multiplexe auf 1 gesetzt ist, einen Maximalwert für einen kohärenten Additionswert unter Berücksichtigung des Vorhandenseins oder Fehlens von Doppler-Aliasing. Der Zeit-Doppler-Demultiplexer 404 kann diese Eigenschaft nutzen, um die Sendeantennen 306 zu unterscheiden und eine Doppler-Frequenz des Ziels einschließlich des Vorhandenseins oder Fehlens von Aliasing zu bestimmen.
• Dementsprechend kann in dieser Ausführungsform der Bereich, über den eine Dopplerfrequenz ohne Mehrdeutigkeit detektierbar ist, auf den Bereich erweitert werden, der größer oder gleich -1/(2Tr) und kleiner als 1/(2Tr) ist. Wenn beispielsweise eine einzelne Antenne zur Übertragung verwendet wird, ist der Bereich, über den eine Doppler-Frequenz ohne Mehrdeutigkeit erfasst werden kann, der Bereich größer als oder gleich -1/(2Tr) und kleiner als 1/(2Tr). In dieser Ausführungsform kann daher die Radar-Vorrichtung 20 selbst dann, wenn mehrere Sendeantennen 306 verwendet werden, eine Doppler-Frequenz ohne Mehrdeutigkeit auf ähnliche Weise erfassen, wie wenn eine einzelne Antenne zur Übertragung verwendet wird.
• Die vorstehende Beschreibung wurde an einem Beispiel für den Betrieb des Zeit-Doppler-Demultiplexers 404 gegeben.
• In 24 führt der Richtungsschätzer 405 einen Richtungsschätzungsprozess für das Ziel durch basierend auf dem Doppler-Frequenzbestimmungsergebnis für die Zieleingabe vom Zeit-Doppler-Demultiplexer 404, dem Sendeantennen-Bestimmungsergebnis (Bestimmungsergebnis des Doppler-Aliasing), dem Ausgang des Doppler-Analysators 402 für den Distanzindex f_{b_cfar} und den Doppler-Frequenzindex (f_{s_comp_cfar}+ (DOPposi (DOP_ndm, DopCase_max) -1)×ΔFD) und einem kohärenten Additionswert, der ein Maximalwert ist.
• Beispielsweise erzeugt der Richtungsschätzer 405 einen virtuellen Empfangsarray-Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}), basierend auf dem Doppler-Frequenzbestimmungsergebnis für das Ziel und dem Sendeantennenbestimmungsergebnis, und führt einen Richtungsschätzungsprozess durch.
• Wie oben beschrieben, wendet die Radar-Vorrichtung 20 in dieser Ausführungsform Phasendrehungsbeträge, die Doppler-Verschiebungsbeträgen entsprechen, auf Radar-Sendesignale an und zeitmultiplex Radar-Sendesignale (beispielsweise Doppler-Multiplexsignale), um Radar-Sendesignale (beispielsweise Zeit-Doppler-Multiplexsignale) von mehreren Sendeantennen 108 in multiplexter Weise zu übertragen. In dieser Ausführungsform sind dementsprechend mehrere Sendeantennen 108 mit Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen (DOP_ndm) und Übertragungsdauern für das Zeitmultiplexen (zum Beispiel Übertragungszeitpunkte) assoziiert, so dass in jeder der Kombinationen mindestens eines aus den Doppler-Verschiebungsbeträgen (DOP_ndm) oder der Übertragungsdauer für das Zeitmultiplexen (zum Beispiel Übertragungszeitpunkte) unterschiedlich ist. In dieser Ausführungsform ist ferner die Anzahl von Zeitmultiplexen, die jedem Doppler-Verschiebungsbetrag in Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen und Übertragungsdauern für das Zeitmultiplexen entsprechen, unterschiedlich. Mit anderen Worten wird die Anzahl der Zeitmultiplexe für die jeweiligen Doppler-Multiplex-Sendesignale so gesetzt, dass sie ungleichmäßig sind.
• Die Radar-Vorrichtung 20 kann beispielsweise basierend auf einem Empfangssignal jedes Zeit-Doppler-Multiplexsignals (zum Beispiel eines kohärenten Additionssignals) die dem Zeit-Doppler-Multiplexsignal zugeordnete Sendeantenne 306 (mit anderen Worten die Kombination aus Doppler-Verschiebungsbetrag und Übertragungsdauer) und das Vorhandensein oder Fehlen von Doppler-Aliasing (zum Beispiel DopCase und dergleichen) bestimmen. Dies ermöglicht es der Radar-Vorrichtung 20, eine Doppler-Frequenz des Ziels auch in Gegenwart von Doppler-Aliasing angemessen zu bestimmen.
• Gemäß dieser Ausführungsform kann daher die Radar-Vorrichtung 20 die effektive Doppler-Frequenzbandbreite auf 1/(Tr) erweitern und den Erfassungsbereich der Doppler-Frequenz (Relativgeschwindigkeit) ohne Mehrdeutigkeit erweitern. Dementsprechend kann die Radar-Vorrichtung 20 die Zielobjekterfassungsgenauigkeit über einen breiteren Doppler-Frequenzbereich verbessern.
• In dieser Ausführungsform kann ferner das Zeit-Doppler-Multiplexen, das sowohl unter Verwendung des Doppler-Multiplexens als auch des Zeitmultiplexens durchgeführt wird, die Anzahl von Doppler-Multiplexen im Vergleich zur Verwendung von nur des Doppler-Multiplexen bei der Multiplexübertragung reduzieren. Dies kann die Intervalle der Phasendrehungsbeträge zum Anwenden von Doppler-Verschiebungen erhöhen, wodurch beispielsweise die Genauigkeitsanforderungen (Phasenmodulationsgenauigkeit) für die Phasenschieber entlastet und der Kostenreduzierungseffekt eines HF-Abschnitts einschließlich der Reduzierung der Arbeitsstunden erzielt werden, die für die Einstellung der Phasenschieber erforderlich sind.
• In dieser Ausführungsform führt die Radar-Vorrichtung 20 außerdem für jedes Zeitmultiplexindex eine Fourierfrequenzanalyse (FFT-Verarbeitung) durch, um die Dopplerfrequenz zu erfassen (die Relativgeschwindigkeit zu erfassen), da Zeit-Doppler-Multiplexen sowohl unter Verwendung von Doppler-Multiplexen als auch Zeit-Multiplexen durchgeführt wird. Dementsprechend beträgt die FFT-Größe im Vergleich zur Fourierfrequenzanalyse (FFT-Verarbeitung) zum Erfassen der Doppler-Frequenz (Erfassen der Relativgeschwindigkeit) unter Verwendung von nur Doppler-Multiplexen (1/Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD) und die Anzahl der FFTs wird um (die Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD)-mal erhöht. Gemäß dieser Ausführungsform kann daher der Effekt der Betriebsreduzierung der FFT-Verarbeitung erzielt werden, und der Effekt der Vereinfachung der Schaltungskonfiguration und der Kostenreduzierung kann ebenfalls erreicht werden.
• Die vorstehende Beschreibung wurde einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung gegeben.
• [Andere Ausführungsformen]
• Zum Beispiel hat Ausführungsform 1 den Fall beschrieben, in dem in einem Beispiel, in dem die Anzahl von Code-Multiplexen eingestellt ist, kleiner als N_CM zu sein, die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe 1 beträgt (mit anderen Worten, kein Code-Multiplexing). In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, wenn beispielsweise die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe kleiner als N_CM eingestellt ist, kann die Anzahl der codierten Doppler-Multiplexe so eingestellt werden, dass sie größer oder gleich 2 ist.
• In einer Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung können ein Radarsender und ein Radarempfänger einzeln an physisch getrennten Orten angeordnet sein. In einem Radar-Empfänger gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung können ein Richtungsschätzer und jede andere Komponente einzeln an physisch getrennten Orten angeordnet sein.
• Ferner sind in einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung die verwendeten Werte (wie die Anzahl Nt von Sendeantennen, die Anzahl Na von Empfangsantennen, die Anzahl von Doppler-Multiplexen N_DM, die Anzahl der Codes N_CM und die Anzahl der Zeitmultiplexe N_TD) Beispiele, und diese Werte sind nicht einschränkend.
• Eine Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält beispielsweise eine Zentraleinheit (CPU), ein Speichermedium, wie etwa einen Nur-Lese-Speicher (ein ROM), das ein Steuerungsprogramm speichert, und einen Arbeitsspeicher auf, wie etwa einen Direktzugriffsspeicher (ein RAM), die nicht dargestellt sind. In diesem Fall wird die Funktion der oben beschriebenen Abschnitte durch die CPU verwirklicht, die das Steuerprogramm ausführt. Die Hardwarekonfiguration der Radar-Vorrichtung ist jedoch nicht auf die in diesem Beispiel beschränkt. Beispielsweise können die funktionalen Abschnitte der Radar-Vorrichtung als integrierte Schaltung (IC) implementiert sein. Jeder funktionaler Abschnitt kann als individueller Chip ausgebildet sein, oder einige oder alle von ihnen können zu einem einzelnen Chip ausgebildet sein. In der vorstehenden Beschreibung kann der Begriff „Abschnitt“, der zur Angabe jedes ausbildenden Elements verwendet wird, austauschbar als jeder andere Begriff bezeichnet werden, wie „Schaltung (Schaltungkreis)“, „Vorrichtung“, „Einheit“ oder „Modul“.
• Verschiedene Ausführungsformen wurden unter Bezugnahme auf die obigen Zeichnungen beschrieben. Offensichtlich ist die vorliegende Offenbarung nicht auf diese Beispiele beschränkt. Offensichtlich würde ein Fachmann Variationen und Modifikationsbeispiele innerhalb eines von den Ansprüchen beschriebenen Umfangs erhalten und es versteht sich, dass diese Variationen und Modifikationen innerhalb des technischen Umfangs der vorliegenden Offenbarung liegen. Jedes bildende Element der oben erwähnten Ausführungsformen kann optional kombiniert werden, ohne vom Geist der Offenbarung abzuweichen.
• Die obigen Ausführungsformen wurden mit einem Beispiel eines Aufbaus unter Verwendung von Hardware beschrieben, aber die vorliegende Offenbarung kann durch Software in Zusammenwirkung mit Hardware realisiert werden.
• Jeder bei der Beschreibung jeder Ausführungsform verwendete Funktionsblock ist im Allgemeinen durch einen LSI-Baustein verwirklicht, der eine integrierte Schaltung ist. Die integrierte Schaltung steuert jeden Funktionsblock, der in der Beschreibung der obigen Ausführungsformen verwendet wird, und kann einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss enthalten. Der LSI kann einzeln als Chips ausgebildet sein, oder ein Chip kann so ausgebildet sein, dass er einen Teil oder alle Funktionsblöcke enthält. Der hierin verwendete LSI kann als ein IC, ein System-LSI-Baustein, ein Super-LSI-Baustein oder ein Ultra-LSI-Baustein bezeichnet sein, je nach unterschiedlichem Integrationsgrad.
• Dennoch ist die Technik des Implementierens eines integrierten Schaltung ist nicht auf LSI beschränkt und es kann auch unter Verwendung eines dedizierten Schaltkreisses, eines Allzweckprozessors, oder eines Spezialprozessors verwirklicht werden. Zusätzlich kann ein Field Programmable Gate Array (FPGA) verwendet werden, das nach der Herstellung des LSI programmiert werden kann, oder ein rekonfigurierbarer Prozessor, in dem die Verbindungen und Einstellungen der im LSI angeordneten Schaltungszellen neu konfiguriert werden können.
• Wenn die zukünftige integrierte Schaltungstechnologie LSIs als Ergebnis der Weiterentwicklung der Halbleitertechnologie oder einer anderen abgeleiteten Technologie ersetzt, könnten die Funktionsblöcke unter Verwendung der zukünftigen integrierten Schaltungstechnologie integriert werden. Biotechnologie kann ebenfalls angewendet werden.
• <Zusammenfassung der Offenbarung>
• Eine Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung umfasst: eine Mehrzahl von Sendeantennen, die eine Mehrzahl von Sendesignalen unter Verwendung einer Multiplexübertragung senden; und eine Übertragungsschaltung, die Phasendrehungsbeträge, die Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen und Codesequenzen entsprechen, auf die Mehrzahl von Sendesignalen anwendet, wobei jede der Kombinationen der Doppler-Verschiebungsbeträge und der Codesequenzen mindestens einen Unterschied zu den übrigen Kombinationen aufweist, und wobei die Anzahl der Multiplexe der Codesequenz, die mindestens einem der Doppler-Verschiebungsbeträge in den Kombinationen entsprechen, von der Anzahl der Multiplexe der Codesequenzen unterscheidet, die den verbleibenden Doppler-Verschiebungsbeträgen entsprechen.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist die Anzahl der Phasen, die als Phasendrehungsbeträge zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge verwendet werden, kleiner als die Anzahl der Mehrzahl von Sendeantennen.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sind Intervalle von Phasendrehungsbeträgen zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge gleich.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist die Anzahl der Phasen, die als Phasendrehungsbeträge zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge verwendet werden, gleich der Anzahl der Doppler-Verschiebungsbeträge, die für die Multiplexübertragung verwendet werden.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung umfasst die Radar-Vorrichtung ferner eine Mehrzahl von Empfangsantennen, die reflektierte Wellensignale empfangen, wobei die reflektierten Wellensignale die Mehrzahl von Sendesignalen sind, die von einem Ziel reflektiert werden, und eine Empfangsschaltung, die eine Sendeantenne aus der Mehrzahl von Sendeantennen bestimmt, die jedem der reflektierten Wellensignale entspricht, und bestimmt, ob das reflektierte Wellensignal ein Aliasing in einem Doppler-Frequenzbereich enthält, basierend auf einem Signal, das einer Codetrennung für das reflektierte Wellensignal unter Verwendung eines entsprechenden Codes der Codesequenzen unterzogen wird.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung weisen die Sendeantennen eine Subarray-Konfiguration auf.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung setzt die Übertragungsschaltung Intervalle der Doppler-Verschiebungsbeträge so, dass sie für jeden der Rahmen, in denen mehrere Sendesignale übertragen werden, variieren.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung setzt die Übertragungsschaltung Sendezeiträume der mehreren Sendesignale so, dass sie für jeden der Rahmen variieren, in denen die mehreren Sendesignale übertragen werden.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung multipliziert die Übertragungsschaltung jedes der mehreren Sendesignale mit einer Pseudozufallscodesequenz.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung stellt die Übertragungsschaltung eine Zuordnung zwischen jeder der Mehrzahl von Sendeantennen und einer der Kombinationen der Doppler-Verschiebungsbeträge und der Codesequenzen ein, so dass diese für jeden der Rahmen, in denen die Mehrzahl von Sendesignalen übertragen werden, variiert.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung stellt die Übertragungsschaltung eine Zuordnung zwischen jeder der mehreren Sendeantennen und einem der Doppler-Verschiebungsbeträge ein, um für jede der Sendezeitraumn der mehreren Sendesignale zu variieren.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung umfasst eine Radar-Vorrichtung eine Mehrzahl von Sendeantennen, die Sendesignale senden, und eine Übertragungsschaltung, die Phasendrehungsbeträge auf die Sendesignale anwendet, um eine Multiplexübertragung durchzuführen, um die Sendesignale von der zu übertragen mehrere Sendeantennen auf multiplexierte Weise, wobei die Anzahl der für die Phasendrehungsbeträge verwendeten Phasen kleiner ist als die Anzahl der mehreren Sendeantennen.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung beträgt die Anzahl der Mehrzahl von Sendeantennen eine von 3, 6 und 7.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung umfasst eine Radar-Vorrichtung eine Mehrzahl von Sendeantennen, die Sendesignale senden, und eine Übertragungsschaltung, die Phasendrehungsbeträge anwendet, die Doppler-Verschiebungsbeträgen entsprechen, entspricht den Sendesignalen und multipliziert die Übertragung zeitlich Signale zum Durchführen einer Multiplexübertragung, um die Sendesignale von den mehreren Sendeantennen auf multiplexierte Weise zu übertragen, wobei die mehreren Sendeantennen Kombinationen der Doppler-Verschiebungsbeträge und Übertragungsdauern für das Zeitmultiplexing zugeordnet sind, so dass in jeder der Kombinationen mindestens einer der Doppler-Verschiebungsbeträge oder die Übertragungsdauer für das Zeitmultiplex unterschiedlich ist, und die Anzahl der Multiplexe für das Zeitmultiplex, die jedem der Doppler-Verschiebungsbeträge in den Kombinationen entsprechen, ist unterschiedlich.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist die Anzahl der Phasen, die als Phasendrehungsbeträge zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge verwendet werden, gleich der Anzahl der Doppler-Verschiebungsbeträge, die für die Multiplexübertragung verwendet werden.
• In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sind Intervalle von Phasendrehungsbeträgen zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge gleich.
• Eine Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung umfasst eine Mehrzahl von Sendeantennen, die Sendesignale senden, und eine Übertragungsschaltung, die Phasendrehungsbeträge entsprechend Doppler-Vorliegenden beispielhaften Ausführungsformerschiebungsbeträgen und Codesequenzen auf die Sendesignale anwendet, um eine Multiplexübertragung zum Senden der Sendesignale von der Mehrzahl von Sendeantennen in einer gemultiplexten Weise durchzuführen, wobei jedes der Sendesignale ein Chirp-Signal ist und eine Mittenfrequenz des Chirp-Signals für jede der Sendezeiträume der Sendesignale oder jeder der Sendezeiträume der Codesequenzen geändert wird.
• Eine Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung umfasst eine Mehrzahl von Sendeantennen, die Sendesignale senden, und eine Übertragungsschaltung, die Phasendrehungsbeträge entsprechend Doppler-Verschiebungsbeträgen und Codesequenzen auf die Sendesignale anwendet, um eine Multiplexübertragung zum Senden der Sendesignale von der Mehrzahl von Sendeantennen in einer gemultiplexten Weise durchzuführen, wobei die Sendesignale Chirp-Signale sind und die Mittenfrequenzen der Chirp-Signale in einer Runde in einem Zeitraum geändert werden, die ein Teiler-Vielfaches einer Codelänge jeder der Codesequenzen relativ zu jedem der Sendezeiträume der Sendesignale ist.
• Gewerbliche Anwendbarkeit
• Während oben verschiedene Ausführungsformen beschrieben sind, ist einzusehen, dass verschiedene Änderungen in Form und Einzelheit vorgenommen werden können, ohne von dem gegenwärtig oder im Folgenden beanspruchten Erfindungsgedanken und Schutzumfang der Erfindung(en) abzuweichen.
• Die vorliegende Offenbarung ist als eine Radar-Vorrichtung zum Erfassen eines breiten Winkelbereiches geeignet.
• Bezugszeichenliste

10, 10b, 10c, 10d, 20

Radar-Vorrichtung

100, 100a, 100b, 100c, 100d, 300

Radar-Sender

101, 101c, 101d

Radar-Sendesignalgenerator

102

Moduliertes-Signal-Emitter

103, 103c, 103d

spannungsgesteuerter Oszillator (VCO)

104, 104b, 104d, 301

Phasendrehungsbetragseinsteller

105, 302

Dopplerverschiebungseinsteller

106, 106d

Codierer

107, 304

Phasendreher

108, 306

Sendeantenne

109

Strahlgewichtungserzeuger

110

Strahlgewichtungsmultiplikator

111

Zufallscodeanwender

112, 112d

Sendefrequenzsteuereinheit

200, 200b, 200c, 200d, 400

Radar-Empfänger

201

Antennenkanalprozessor

202

Empfangsantenne

203

Empfangsfunkabschnitt

204

Mischerabschnitt

205

Tiefpassfilter (LPF)

206, 206b

Signalprozessor

207

AD-Wandler

208

Beat-Frequenzanalysator

209, 401

Ausgangsschaltabschnitt

210, 402

Doppler-Analysator

211, 403

CFAR-Abschnitt

212, 212d

Codiert-Doppler-Demultiplexer

213, 213c, 213d, 405

Richtungsschätzer

214

Zufallscodemultiplizierer

303

Zeitmultiplexer

305

Sendesteuereinheit

404

Zeit-Doppler-Demultiplexer

• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• JP 2008304417 [0004]
• JP 2011526371 [0004]
• JP 2014119344 [0004]
• Zitierte Nicht-Patentliteratur
• J. Li, P. Stoica, „MIMO Radar with Colocated Antennas,“ Signal Processing Magazine, IEEE Vol.24, Ausg.: 5, S. 106-114, 2007 [0004]
• M. Kronauge, H.Rohling, „Fast two-dimensional CFAR procedure‟, IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), S. 1817-1823 [0004]
• Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Ausg.: 1, Erscheinungsjahr: 1992, Seiten: 64 - 79 [0004]
• V. Winkler, „Prinzip der Erzeugung neuartiger Wellenformen für FMCW-Radare mit kurzer Reichweite“, in Proc. Deutsche Microw. Conf., 2009, S. 1-4 [0004]

Claims (11)

1. Radar-Vorrichtung, umfassend: eine Mehrzahl von Sendeantennen, die eine Mehrzahl von Sendesignalen unter Verwendung einer Multiplexübertragung senden; und eine Übertragungsschaltung, die Phasendrehungsbeträge, die Kombinationen von Doppler-Verschiebungsbeträgen und Codesequenzen entsprechen, auf die Mehrzahl von Sendesignalen anwendet; wobei sich für jede der Kombinationen der Doppler-Verschiebungsbeträge und der Codesequenzen mindestens eine daraus von denen der übrigen Kombinationen unterscheidet, und wobei sich die Anzahl von Multiplexen der Codesequenz, die mindestens einem der Doppler-Verschiebungsbeträge in den Kombinationen entsprechen, von der Anzahl von Multiplexen von Codesequenzen unterscheidet, die den verbleibenden Doppler-Verschiebungsbeträgen entsprechen.
2. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Anzahl der Phasen, die als Phasendrehungsbeträge zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge verwendet werden, kleiner ist als die Anzahl der Mehrzahl von Sendeantennen.
3. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei Intervalle von Phasendrehungsbeträgen zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge einander gleichen.
4. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Anzahl der Phasen, die als Phasendrehungsbeträge zum Anwenden der Doppler-Verschiebungsbeträge verwendet werden, gleich der Anzahl der Doppler-Verschiebungsbeträge, die für die Multiplexübertragung verwendet werden, ist.
5. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, weiter umfassend: eine Mehrzahl von Empfangsantennen, die reflektierte Wellensignale empfangen, wobei die reflektierten Wellensignale die Mehrzahl von Sendesignalen sind, die von einem Ziel reflektiert werden; und eine Empfangsschaltung, die eine Sendeantenne unter der Mehrzahl von Sendeantennen bestimmt, die jedem der reflektierten Wellensignale entspricht, und bestimmt, ob das reflektierte Wellensignal ein Aliasing in einem Doppler-Frequenzbereich enthält, basierend auf einem Signal, das einer Codetrennung für das reflektierte Wellensignal unter Verwendung einer entsprechenden der Codesequenzen unterzogen wird.
6. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Sendeantennen eine Subarray-Konfiguration aufweisen.
7. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übertragungsschaltung Intervalle der Doppler-Verschiebungsbeträge so festlegt, dass sie für jeden der Rahmen, in denen die Mehrzahl der Sendesignale übertragen wird, variieren.
8. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übertragungsschaltung Sendezeiträume der mehreren Sendesignale so setzt, dass sie für jeden der Rahmen variieren, in denen die Mehrzahl der Sendesignale übertragen wird.
9. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übertragungsschaltung jedes der Mehrzahl der Sendesignale mit einer Pseudozufallscodesequenz multipliziert.
10. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übertragungsschaltung eine Zuordnung zwischen jeder der Mehrzahl von Sendeantennen und einer der Kombinationen der Doppler-Verschiebungsbeträge und der Codesequenzen einstellt, so dass diese für jeden der Rahmen, in denen die Mehrzahl von Sendesignalen übertragen werden, variiert.
11. Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übertragungsschaltung eine Zuordnung zwischen jeder der Mehrzahl von Sendeantennen und einem der Doppler-Verschiebungsbeträge einstellt, so dass diese für jeden von Sendezeiträumen der Mehrzahl von Sendesignalen variiert.

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