JP7325011B2

JP7325011B2 - レーダ装置

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Publication number: JP7325011B2
Application number: JP2019221249A
Authority: JP
Inventors: 高明岸上; 健太岩佐; 英邦四方
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2019-06-13
Filing date: 2019-12-06
Publication date: 2023-08-14
Anticipated expiration: 2039-12-06
Also published as: JP2020204603A

Description

本開示は、レーダ装置に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者等の小物体を広角範囲で検知するレーダ装置（例えば、広角レーダ装置と呼ぶ）の開発が求められている。

広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、例えば、複数のアンテナ（又は、アンテナ素子とも呼ぶ）で構成されるアレーアンテナによってターゲットからの反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来する方向（又は、到来角と呼ぶ）を推定する手法（到来角推定手法。Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成がある。例えば、到来角推定手法には、フーリエ法（Fourier法）、又は、高い分解能が得られる手法としてCapon法、MUSIC（Multiple Signal Classification）及びESPRIT（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。

また、レーダ装置として、例えば、受信側に加え、送信側にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（MIMO（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。

特開２００８－３０４４１７号公報特表２０１１－５２６３７１号公報特開２０１４－１１９３４４号公報

J. Li, and P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas", Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007 M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79 V. Winkler, "Novel Waveform Generation Principle for Short-Range FMCW-Radars," in Proc. German Microw. Conf., 2009, pp. 1-4.

しかしながら、レーダ装置（例えば、ＭＩＭＯレーダ）において物標（又はターゲット）を検知する方法について十分に検討されていない。

本開示の非限定的な実施例は、物標の検知精度を向上するレーダ装置の提供に資する。

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる組み合わせがそれぞれ対応付けられ、前記組み合わせにおける各ドップラシフト量に対応する前記符号系列による多重数は異なる。

なお、これらの包括的または具体的な実施例は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一実施例によれば、レーダ装置における物標の検知精度を向上できる。

本開示の一実施例における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図チャープパルスを用いた場合の送信信号と反射波信号の一例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図ドップラ領域圧縮処理の一例を示す図ドップラ領域圧縮処理の説明に供する図実施の形態１に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１のバリエーション３に係るレーダ送信部の構成例を示すブロック図実施の形態１のバリエーション５に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図実施の形態１のバリエーション７に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１のバリエーション７に係るドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を示す図実施の形態１のバリエーション８に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図実施の形態１のバリエーション８に係るチャープパルスを用いた場合の送信信号の一例を示す図実施の形態１のバリエーション９に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図実施の形態１のバリエーション９に係るチャープパルスを用いた場合の送信信号の一例を示す図実施の形態１のバリエーション１０に係るチャープパルスを用いた場合の送信信号の一例を示す図実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図

ＭＩＭＯレーダは、例えば、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号（レーダ送信波）を複数の送信アンテナ（又は送信アレーアンテナと呼ぶ）から送信し、周辺物体において反射された信号（レーダ反射波）を複数の受信アンテナ（又は受信アレーアンテナと呼ぶ）を用いて受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。このような処理により、ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。

また、ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおける素子間隔を適切に配置することにより、仮想的にアンテナ開口を拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。

例えば、特許文献１には、ＭＩＭＯレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をずらして信号を送信する時分割多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下、「時分割多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重送信は、周波数多重送信又は符号多重送信と比較し、簡易な構成で実現できる。また、時分割多重送信は、送信時間の間隔を十分に広げることにより、送信信号間の直交性を良好に保つことができる。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナを規定された周期で逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、例えば、空間的なＦＦＴ(Fast Fourier Transforma)処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。

時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、規定された周期で逐次的に切り替えていく。したがって、時分割多重送信は、周波数分割送信又は符号分割送信と比較し、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでに要する時間が長くなり得る。このため、例えば、特許文献２のように、各送信アンテナから送信信号を送信し、それらの受信位相変化からドップラ周波数（つまり、ターゲットの相対速度）の検出を行う場合、ドップラ周波数を検出するためにフーリエ周波数解析を適用するにあたり、受信位相変化の観測の時間間隔（例えば、サンプリング間隔）が長くなる。よって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲（つまり、検出できるターゲットの相対速度範囲）が低減する。

また、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲（換言すると、相対速度範囲）を超えるターゲットからの反射波信号が想定される場合、レーダ装置は、反射波信号が折り返し成分か否かを特定できず、ドップラ周波数（換言すると、ターゲットの相対速度）の曖昧性（不確定性、Ambiguity）が生じる。

例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを周期Trで逐次的に切り替えながら送信信号（送信パルス）を送信する場合、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでにTr×Ntの送信時間が必要となる。このような時分割多重送信をN_c回繰り返して、ドップラ周波数の検出のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より、±1/（2Tr×Nt）となる。したがって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、送信アンテナ数Ntが増大するほど低減し、より低速な相対速度でもドップラ周波数の曖昧性が生じやすくなる。

時分割多重ＭＩＭＯレーダには上述したようなドップラ周波数の曖昧性が、より低速な相対速度で生じる恐れがあるため、以下では、一例として、複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法に着目する。

複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法として、例えば、受信側においてドップラ周波数領域において複数の送信信号を分離できるように信号を送信する方法（以下、ドップラ多重送信と呼ぶ）がある（例えば、非特許文献３を参照）。

ドップラ多重送信において、送信側では、例えば、基準となる送信アンテナから送信される送信信号に対して、基準となる送信アンテナと異なる送信アンテナから送信される送信信号に、受信信号のドップラ周波数帯域幅よりも大きなドップラシフト量が与えられ、複数の送信アンテナから送信信号が同時に送信される。ドップラ多重送信において、受信側では、ドップラ周波数領域においてフィルタリングすることにより、各送信アンテナから送信された送信信号が分離して受信される。

ドップラ多重送信では、複数の送信アンテナから送信信号を同時に送信することにより、時分割多重送信と比較して、ドップラ周波数（又は、相対速度）の検出のためにフーリエ周波数解析を適用する際の受信位相変化を観測する時間間隔を短縮できる。しかし、ドップラ多重送信では、ドップラ周波数領域においてフィルタリングすることにより各送信アンテナの送信信号を分離するため、送信信号あたりの実効的なドップラ周波数帯域幅が制限されてしまう。

例えば、ドップラ多重送信において、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナから周期Trで送信信号を送信する場合について説明する。このようなドップラ多重送信をN_c回繰り返して、ドップラ周波数（又は、相対速度）の検出のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より±1/(2×Tr)となる。つまり、ドップラ多重送信において折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、時分割多重送信の場合（例えば、±1/（2Tr×Nt））と比較してNt倍に拡大される。

ただし、ドップラ多重送信では、上述したように、ドップラ周波数領域においてフィルタリングすることによって送信信号が分離される。そのため、送信信号あたりの実効的なドップラ周波数帯域幅は、1/(Tr×Nt)に制限されるので、時分割多重送信を行った場合と同様なドップラ周波数範囲となる。また、ドップラ多重送信において、送信信号あたりの実効的なドップラ周波数範囲を超えたドップラ周波数帯域では、当該送信信号と異なる他の送信信号のドップラ周波数帯域の信号と混在するため、送信信号を正しく分離できない可能性がある。

そこで、本開示に係る一実施例では、ドップラ多重送信において、曖昧性が生じないドップラ周波数の範囲を拡大させる方法について説明する。これにより、本開示に係る一実施例のレーダ装置は、より広いドップラ周波数範囲において、物標の検知精度を向上できる。

以下、本開示の一実施例に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから同時に多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成（換言すると、ＭＩＭＯレーダ構成）について説明する。

また、以下では、一例として、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式（例えば、チャープパルス送信（fast chirp modulation）とも呼ぶ）の構成について説明する。ただし、変調方式は、周波数変調に限定されない。例えば、本開示の一実施例は、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いたレーダ方式についても適用可能である。

また、レーダ装置は、ドップラ多重送信を行う。更に、レーダ装置は、ドップラ多重送信においてドップラ多重数分の異なる位相回転（換言すると、位相シフト）を付与した信号（以下、「ドップラ多重送信信号」と呼ぶ）を、符号化（例えば、CDM（Code Division Multiplexing））して、多重送信する（以下、「符号化ドップラ多重（Coded Doppler Multiplexing）」と呼ぶ）。

［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成例を示すブロック図である。

レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、を有する。

レーダ送信部１００は、レーダ信号（レーダ送信信号）を生成し、複数の送信アンテナ１０８（例えば、Ｎｔ個）によって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を規定された送信周期にて送信する。

レーダ受信部２００は、物標（ターゲット。図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２－１～２０２－Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来距離、ドップラ周波数（換言すると相対速度）、及び到来方向の推定を行い、推定結果に関する情報（換言すると、測位情報）を出力する。

なお、物標はレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石などを含む。

［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、位相回転量設定部１０４と、位相回転部１０７と、送信アンテナ１０８と、を有する。

レーダ送信信号生成部１０１は、レーダ送信信号を生成する。レーダ送信信号生成部１０１は、例えば、変調信号発生部１０２及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発信器）１０３を有する。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。

変調信号発生部１０２は、例えば、図２に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、レーダ送信周期をTrとする。

ＶＣＯ１０３は、変調信号発生部１０２から出力されるレーダ送信信号（変調信号）に基づいて、周波数変調信号（以下、例えば、周波数チャープ信号又はチャープ信号と呼ぶ）を位相回転部１０７、及び、レーダ受信部２００（後述するミキサ部２０４）へ出力する。

位相回転量設定部１０４は、位相回転部１０７における位相回転量（換言すると、符号化ドップラ多重送信に対応する位相回転量）を設定する。位相回転量設定部１０４は、例えば、ドップラシフト設定部１０５と、符号化部１０６と、を有する。

ドップラシフト設定部１０５は、例えば、レーダ送信信号（例えば、チャープ信号）に対して付与するドップラシフト量に対応する位相回転量を設定する。

符号化部１０６は、符号化に対応する位相回転量を設定する。符号化部１０６は、例えば、ドップラシフト設定部１０５から出力される位相回転量と符号化に対応する位相回転量とに基づいて、位相回転部１０７に対する位相回転量を算出し、位相回転部１０７に出力する。また、符号化部１０６は、例えば、符号化に用いる符号系列（例えば、直交符号系列の各要素）に関する情報をレーダ受信部２００（例えば、出力切替部２０９）に出力する。

位相回転部１０７は、ＶＣＯ１０３から入力されるチャープ信号に対して、符号化部１０６から入力される位相回転量を付与し、位相回転後の信号を送信アンテナ１０８に出力する。例えば、位相回転部１０７は、位相器及び位相変調器等を含む（図示せず）。位相回転部１０７の出力信号は、規定された送信電力に増幅され各送信アンテナ１０８から空間に放射される。換言すると、レーダ送信信号は、ドップラシフト量と直交符号系列とに対応する位相回転量が付与されることによって、複数の送信アンテナ１０８から多重送信される。

次に、位相回転量設定部１０４における位相回転量の設定方法の一例について説明する。

ドップラシフト設定部１０５は、ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmを設定して、符号化部１０６へ出力する。ここで、ndm=1,…, N_DMである。N_DMは、異なるドップラシフト量の設定数であり、以下では、「ドップラ多重数」と呼ぶ。

レーダ装置１０では、符号化部１０６による符号化を併用するため、ドップラ多重数N_DMは、多重送信に用いる送信アンテナ１０８の数Ntよりも少なく設定してよい。なお、ドップラ多重数N_DMは２以上とする。

ドップラシフト量DOP₁、DOP₂,..,DOP_DMには、例えば、０以上２π未満の位相回転範囲を分割して、それぞれ異なる位相回転量が割り当てられる。例えば、ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmは、次式（1）のように割り当てられる。なお、以下では、角度はラジアン単位で示している。

式(1)において、例えば、ドップラ多重数N_DM=２の場合、ドップラシフト量DOP₁を付与する位相回転量φ₁=0、及び、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=πとなる。同様に、式(1)において、例えば、ドップラ多重数N_DM=4の場合、ドップラシフト量DOP₁を付与する位相回転量φ₁=0、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=π/2、ドップラシフト量DOP₃を付与する位相回転量φ₃=π、ドップラシフト量DOP₄を付与する位相回転量φ₄=3π/2となる。換言すると、各ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量φ_ndmは等間隔である。

なお、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂,..,DOP_DMを付与する位相回転量の割り当ては、このような割り当て方法に限定されない。例えば、式(1)に示す位相回転量の割り当てをシフトさせてもよい。例えば、φ_ndm＝2π(ndm)/N_DMのように位相回転量を割り当ててもよい。または、位相回転量の割り当てテーブルを用いて、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂,..,DOP_DMに対して位相回転量φ₁、φ₂,.., φ_DMをランダム的に割り当ててもよい。

符号化部１０６は、ドップラシフト設定部１０５から出力されるN_DM個のドップラシフト量を付与する位相回転量φ₁,…,φ_NDMのそれぞれに対して、１個、又は、N_CM個以下の複数の直交符号系列に基づく位相回転量を設定する。また、符号化部１０６は、ドップラシフト量及び直交符号系列の双方に基づく位相回転量、すなわち、符号化したドップラ多重信号を生成する「符号化ドップラ位相回転量」を設定し、位相回転部１０７に出力する。

以下、符号化部１０６における動作の一例について説明する。

例えば、符号化部１０６は、符号長Locからなる符号数（換言すると、符号多重数）N_CM個の直交符号系列を用いる。

以下では、符号長LocからなるN_CM個の直交符号系列をCode_ncm=｛OC_ncm（1）, OC_ncm（2）,…, OC_ncm（Loc）｝と表記する。OC_ncm（noc）は第ncm番目の直交符号系列Code_ncmにおけるnoc番目の符号要素を表す。ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1,…,Locである。

符号化部１０６において用いる直交符号系列は、例えば、互いに直交する（無相関となる）符号である。例えば、直交符号系列は、Walsh-Hadamard-符号でもよい。この場合、符号数N_CM個の直交符号系列を生成する符号長L_OCは、次式(2)で表される。

ここで、ceil[x]は実数ｘ以上の最小の整数を出力する演算子（天井関数）である。

例えば、N_CM=2の場合、Walsh-Hadamard-符号の符号長Loc=2であり、直交符号系列は、Code₁=｛1，1｝、Code₂＝｛1，-1｝となる。なお、直交符号系列を構成する符号要素が１の場合、1=exp(j0)より、その位相は0である。また、直交符号系列を構成する符号要素が-1の場合、-1=exp(jπ)より、その位相はπである。

また、例えば、N_CM=4の場合、符号長Loc=4であり、直交符号系列は、Code₁=｛1，1, 1, 1｝、Code₂=｛1，-1, 1, -1｝, Code₃=｛1，1, -1, -1｝、及び、Code₄=｛1，-1, -1, 1｝となる。

なお、直交符号系列を構成する符号要素には、実数に限らず、複素数値が含まれてもよい。例えば、次式(3)のような直交符号系列Code_ncmが用いられてもよい。ここで、ncm=1,…, N_CMである。この場合、符号数N_CM個の直交符号系列を生成する符号長はLoc=N_CMとなる。

例えば、N_CM=3の場合、符号長Loc=3（=N_CM）であり、符号化部１０６は、Code₁=｛1，1，1｝、Code₂=｛1, exp(j2π/3) ，exp(j4π/3)｝, Code₃=｛1, exp(-j2π/3) ，exp(-j4π/3)｝となる直交符号系列を生成する。

また、例えば、N_CM=4の場合、符号長Loc=4（=N_CM）であり、符号化部１０６は、Code₁=｛1，1，1, 1｝、Code₂=｛1, j，-1 ，-j｝, Code₃=｛1,-1,1,-1｝, Code₄=｛1, -j，-1 ， j｝となる直交符号系列を生成する。ここで、ｊは虚数単位である。

符号化部１０６において、ドップラシフト設定部１０５から出力されるndm番目のドップラシフト量DOP_ndmを用いたドップラ多重信号を符号化する際の符号多重数（以下、符号化ドップラ多重数と呼ぶ）を「N_{DOP_CODE}(ndm)」と表記する。ここで、ndm=1,…, N_DMである。

符号化部１０６は、例えば、ドップラ多重信号を符号化する際の符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2),…, 及びN_{DOP_CODE}(N_DM)の総和が、多重送信に用いる送信アンテナ１０８の数Nｔと等しくなるように符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)を設定する。換言すると、符号化部１０６は、次式(4)を満たすように、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)を設定する。これにより、レーダ装置１０は、Nt個の送信アンテナ１０８を用いてドップラ領域及び符号領域における多重送信（以下、符号化ドップラ多重送信と呼ぶ）が可能となる。

ここで、符号化部１０６は、例えば、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2),…, N_{DOP_CODE}(N_DM)に関して、１以上N_CM個以下の範囲において異なる符号化ドップラ多重数を含むように設定する。例えば、符号化部１０６は、符号化ドップラ多重数の全てにおいて符号数N_CM個とせずに、少なくとも１つの符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定する。換言すると、符号化部１０６は、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を不均一に設定する。この設定により、レーダ装置１０は、例えば、後述する受信処理によって、複数の送信アンテナ１０８から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。

符号化部１０６は、第m番目の送信周期Trにおいて、第ndm番目のドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量φ_ndmに対して、次式(5)に示す符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。

ここで、下付き添え字の「ndop_code(ndm)」は、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量φ_ndmに対する符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)以下のインデックスを表す。例えば、ndop_code(ndm)=1,…, N_{DOP_CODE}(ndm)である。また、angle[x]は実数ｘのラジアン位相を出力する演算子であり、例えば、angle[1]=0、angle[-1]=π、angle[j]=π/2、angle[-j]=-π/2である。また、floor[x]は実数ｘを超えない最大の整数を出力する演算子である。ｊは虚数単位である。

例えば、式(5)に示すように、符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)は、符号化に用いる符号長Loc回の送信周期の期間においてドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量を一定（例えば、式(5)の第１項）にし、符号化で用いる符号Code _{ndop_code(ndm)}のLoc個の各符号要素OC_{ndop_code(ndm)}(1),…,OC_{ndop_code(ndm)}(Loc)の各々に対応する位相回転量を付与する（式(5)の第２項目）。

また、符号化部１０６は、送信周期（Tr）毎に、直交符号要素インデックスOC_INDEXをレーダ受信部２００（後述する出力切替部２０９）に出力する。OC_INDEXは、直交符号系列Code_{ndop_code(ndm)}の要素を指示する直交符号要素インデックスであり、送信周期（Tr）毎に、次式(6)のように、1からLocの範囲で巡回的に可変する。

ここで、mod(x, y)はモジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。また、m=1, …,Ncである。Ncはレーダ測位に用いる送信周期数(以下では、「レーダ送信信号送信回数」と呼ぶ)である。また、レーダ送信信号送信回数Ncは、Locの整数倍（Ncode倍）となるように設定される。例えば、Nc=Loc×Ncodeである。

次に、符号化部１０６において、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)を不均一に設定する方法の一例について説明する。

例えば、符号化部１０６は、下記の条件を満たす直交符号系列数（換言すると、符号多重数又は符号数）N_CMを設定する。例えば、直交符号系列数N_CM及びドップラ多重数N_DMは、多重送信に用いる送信アンテナ１０８の数Ntに対して、以下の関係を満たす。
（直交符号系列数N_CM）×（ドップラ多重数N_DM）＞多重送信に用いる送信アンテナ数Nt

例えば、上記条件を満たす直交符号系列数N_CM及びドップラ多重数N_DMのうち、積（N_CM×N_DM）の値がより小さい組み合わせを用いることが、特性的にも、回路構成の複雑度的にもより好適である。ただし、上記条件を満たす直交符号系列数N_CM及びドップラ多重数N_DMのうち、積（N_CM×N_DM）の値がより小さい組み合わせに限定されず、他の組み合わせも適用が可能である。

例えば、Nt=3の場合、N_DM=2及びN_CM=2の組み合わせが好適である。

この場合、ドップラシフト量DOP_１、DOP_２及び直交符号Code_１、Code_２の割り当ては、例えば、図３に示すように、N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2)の設定に応じて決定される。なお、図３において、「〇」は使用されるドップラシフト量と直交符号を表し、「×」は使用されないドップラシフト量と直交符号を表す（以下の説明においても同様である）。

例えば、図３（ａ）は、N_{DOP_CODE}(1)=2、N_{DOP_CODE}(2)=1の例を示し、図３（ｂ）は、N_{DOP_CODE}(1)=1、N_{DOP_CODE}(2)=2の例を示す。

なお、図３では、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)=1に対応するドップラシフト量（例えば、図３（ａ）ではDOP₂、図３（ｂ）ではDOP₁）においてCode_１が使用されるが、これに限定されない。例えば、N_{DOP_CODE}(1)＜N_CM、又は、N_{DOP_CODE}(2)＜N_CMの場合、図４に示すように、N_{DOP_CODE}(ndm)=1に対応するドップラシフト量（例えば、図４（ａ）ではDOP₂、図４（ｂ）ではDOP₁）において、Code₁の代わりにCode₂が使用されてもよい。

また、例えば、Nt=4又は5の場合、N_DM=3とN_CM=2の組み合わせ、又は、N_DM=2とN_CM=3の組み合わせが好適である。

図５は、一例として、Nt=4、N_DM=3、N_CM=2の場合を示す。例えば、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂、DOP₃、及び、直交符号Code₁及びCode₂の割り当ては、図５に示すように、N_{DOP_CODE}(1)、N_{DOP_CODE}(2)及びN_{DOP_CODE}(3)の設定に応じて決定される。

例えば、図５（ａ）は、N_{DOP_CODE}(1)=2、N_{DOP_CODE}(2)=1、N_{DOP_CODE}(3)=1の例を示し、図５（ｂ）は、N_{DOP_CODE}(1)=1、N_{DOP_CODE}(2)=2、N_{DOP_CODE}(3)=1の例を示し、図５（ｃ）は、N_{DOP_CODE}(1)=1、N_{DOP_CODE}(2)=1、N_{DOP_CODE}(3)=2の例を示す。

なお、図５では、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)=1に対応するドップラシフト量においてCode_１が使用されるが、これに限定されない。例えば、符号化ドップラ多重数がN_CMより小さい設定の場合、図６（ａ）に示すように、Code₁の代わりにCode₂が使用されてもよく、図６（ｂ）又は図６（ｃ）に示すように、Code_１及びCode_２を混在させてもよい。

図７は、他の例として、Nt=4、N_DM=2、N_CM=3の場合を示す。例えば、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂、及び、直交符号Code₁、Code₂、Code₃の割り当ては、図７に示すように、N_{DOP_CODE}(1)、N_{DOP_CODE}(2)の設定に応じて決定される。

例えば、図７（ａ）は、N_{DOP_CODE}(1)=3、N_{DOP_CODE}(2)=1の例を示し、図７（ｂ）は、N_{DOP_CODE}(1)=1、N_{DOP_CODE}(2)=3の例を示す。

なお、図７では、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)=1に対応するドップラシフト量においてCode_１が使用されるが、これに限定されない。例えば、N_{DOP_CODE}(1)＜N_CM又はN_{DOP_CODE}(2)＜N_CMの場合、図８（ａ）に示すように、Code₁の代わりにCode₂が使用されてもよく、図８（ｂ）に示すように、Code₁の代わりにCode₃が使用されもよい。

なお、例えば、Nt=4、N_DM＝2、N_CM＝3の場合に、仮に、図９に示すようにN_{DOP_CODE}(1)=2、N_{DOP_CODE}(2)=2に設定されると、各ドップラシフト量DOP₁及びDOP₂において符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}が均一となる。このような設定の場合、例えば、図９（ａ）に示すように各ドップラシフト量DOP₁、DOP_２に対して同一の符号（例えば、Code₁及びCode₂）を割り当てる場合、又は、図９（ｂ）に示すように各ドップラシフト量DOP₁、DOP_２に対して異なる符号を割り当てる場合が想定される。図９（ａ）及び図９（ｂ）の何れにおいても、ドップラ周波数範囲が１アンテナ送信時における最大ドップラ速度と比較して、1/N_CMの範囲内のドップラ周波数範囲であれば、レーダ装置１０は、複数の送信アンテナ１０８から符号化ドップラ多重送信された信号を識別できる。

一方、本実施の形態では、例えば、Nt=4、N_DM=2、N_CM=3の場合に、図７に示すようにN_{DOP_CODE}(1)=3とN_{DOP_CODE}(2)=1、又は、N_{DOP_CODE}(1)=1とN_{DOP_CODE}(2)=3のように、各ドップラシフト量DOP₁及びDOP₂において符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}が不均一に設定される。このような設定の場合、ドップラ周波数範囲は、例えば、１アンテナ送信時における最大ドップラ速度と同等とすることができる（詳細は後述する）。

また、例えば、Nt=6又は7の場合、N_DM=4とN_CM=2の組み合わせ、又は、N_DM=2とN_CM=4の組み合わせが好適である。

図１０は、一例として、Nt=6、N_DM=4、N_CM=2の場合を示す。例えば、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂、DOP₃、DOP₄、及び、直交符号Code₁及びCode₂の割り当ては、図１０に示すように、N_{DOP_CODE}(1)、N_{DOP_CODE}(2)、N_{DOP_CODE}(3)及びN_{DOP_CODE}(4)の設定に応じて決定される。

例えば、図１０（ａ）は、N_{DOP_CODE}(1)=N_{DOP_CODE}(2)=2、N_{DOP_CODE}(3)=N_{DOP_CODE}(4)=1の例を示し、図１０（ｂ）は、N_{DOP_CODE}(1)=N_{DOP_CODE}(3)=2、N_{DOP_CODE}(2)=N_{DOP_CODE}(4)=1の例を示す。

なお、図１０では、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)=1に対応するドップラシフト量においてCode_１が使用されるが、これに限定されない。例えば、符号化ドップラ多重数がN_CMより小さい設定の場合、図１１（ａ）に示すように、Code₁の代わりにCode₂が使用されてもよく、図１１（ｂ）に示すように、Code₁及びCode₂を混在させてもよい。

また、例えば、図１０に示すように、Nt=6、N_DM=4、N_CM=2の場合、全ての符号を用いないドップラシフト量は２つある。また、例えば、N_DM=4のうち、全ての符号を用いないドップラシフト量の組み合わせについて、４つのドップラシフト量から２つのドップラシフト量を選択する組み合わせは６通り(=₄C₂)あり、それぞれの組み合わせにおいて、使用する符号の組み合わせは４通り（=N_CM×N_CM）ある。このため、Nt=6、N_DM=4、N_CM=2の場合、ドップラシフト量DOP及び直交符号Codeの割り当ての組み合わせは、全２４通りとなる。

以下、同様に、例えば、Nt=8の場合、N_DM=3とN_CM=3の組み合わせ、又は、N_DM=5とN_CM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=9の場合、N_DM=5とN_CM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=10の場合、N_DM=6とN_CM=2、又は、N_DM=4とN_CM=3の組み合わせが好適である。なお、送信アンテナ１０８の数Ntは、上記例に限定されず、Nt=11以上についても本開示の一実施例を適用できる。

次に、符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)の設定例について説明する。

例えば、符号化部１０６において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3、ドップラ多重数N_DM=2、N_CM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code₁=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝を用いる場合について説明する。この場合、例えば、符号化ドップラ多重数をN_{DOP_CODE}(1)=1、N_{DOP_CODE}(2)=2とすると、符号化部１０６は、次式(7)～(9)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。

ここで、一例として、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量を式(1)のφ_ndm=2π(ndm-1)/N_DMとし、ドップラシフト量DOP₁を付与する位相回転量φ₁=0、及び、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=πを用いる場合、符号化部１０６は、次式(10)～(12)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。なお、ここでは、2πによるモジュロ演算を行い、0以上2π未満のラジアンの範囲で記載している（以降の説明についても同様である）。

式(10)～(12)に示すように、位相回転量が、2πを等分割したφ_ndm=2π(ndm-1)/N_DMに設定される場合、符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)は、N_DM×N_CM=2×2=4の送信周期で変化する。

または、他の例として、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量をφ_ndm=2π(ndm)/N_DMとし、ドップラシフト量DOP₁を付与する位相回転量φ_１=π、及び、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=0としてもよい。この場合、符号化部１０６は、次式(13)～(15)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。

また、式(10)～(12)又は式(13)～(15)に示すように、位相回転量（例えば、ドップラシフト量を付与する位相回転量）に用いる位相数（例えば、0及びπの２つ）は、多重送信に用いる送信アンテナ１０８の数Nt=3よりも少ない。換言すると、式(10)～(12)又は式(13)～(15)に示すように、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数（例えば、0及びπの２つ）は、多重送信に用いるドップラシフト量の数（換言すると、ドップラ多重数）N_DM=2に等しい。

また、例えば、符号化部１０６において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=6、ドップラ多重数N_DM=4、N_CM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code₁=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝を用いる場合について説明する。この場合、例えば、符号化ドップラ多重数をN_{DOP_CODE}(1)=1、N_{DOP_CODE}(2)=1、N_{DOP_CODE}(3)=2、N_{DOP_CODE}(4)=2とすると、符号化部１０６は、次式(16)～(21)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m) , ψ_{2, 3}(m) , ψ_{1, 4}(m) , ψ_{2, 4}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。

ここで、一例として、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量をφ_ndm=2π(ndm-1) /N_DMとし、ドップラシフト量DOP₁を付与する位相回転量φ₁=0、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=π/2、ドップラシフト量DOP₃を付与する位相回転量φ₃=π、ドップラシフト量DOP₄を付与する位相回転量φ₄=3π/2を用いる場合、符号化部１０６は、次式(22)～(27)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m) , ψ_{2, 3}(m) , ψ_{1, 4}(m) , ψ_{2, 4}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。

式(22)～式(27)に示すように、位相回転量が、2πを等分割したφ_ndm=2π(ndm-1)/N_DMに設定される場合、符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m) , ψ_{2, 3}(m) , ψ_{1, 4}(m) , ψ_{2, 4}(m)は、N_DM×N_CM=4×2=8の送信周期で変化する。

また、式(22)～(27)に示すように、位相回転量（例えば、ドップラシフト量を付与する位相回転量）に用いる位相数（例えば、0、π/2、π、及び、3π/2の４つ）は、多重送信に用いる送信アンテナ１０８の数Nt=6よりも少ない。換言すると、式(22)～(27)に示すように、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数（例えば、0、π/2、π、及び、3π/2の４つ）は、多重送信に用いるドップラシフト量の数（換言すると、ドップラ多重数）N_DM=4に等しい。

なお、ここでは、一例として、送信アンテナ１０８の数Nt=3、ドップラ多重数N_DM=2の場合、及び、送信アンテナ１０８の数Nt=6、ドップラ多重数N_DM=4の場合における位相回転量の設定についてそれぞれ説明したが、送信アンテナ１０８の数Nt及びドップラ多重数N_DMは、これらの値に限定されない。例えば、送信アンテナ１０８の数Ntが何れの値でも、位相回転量に用いる位相数は、多重送信に用いる送信アンテナ１０８の数Ntよりも少なく設定されてよい。また、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、多重送信に用いるドップラシフト量の数N_DMに等しくしてよい。

以上、位相回転量設定部１０４における位相回転量の設定方法について説明した。

図１において、位相回転部１０７は、位相回転量設定部１０４において設定された符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)に基づいて、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号に対して、送信周期Tr毎に位相回転量を付与する。ここで、ndm=1,…, N_DMであり、ndop_code(ndm)=1,…, N_{DOP_CODE}(ndm)である。

符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2),…,N_{DOP_CODE}(N_DM)の総和は、送信アンテナ１０８の数Nｔに等しく設定され、Nt個の符号化ドップラ位相回転量はNt個の位相回転部１０７にそれぞれ入力される。

Nt個の位相回転部１０７は、送信周期Tr毎に、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号に対して、入力された符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)をそれぞれ付与する。Nt個の位相回転部１０７からの出力（例えば、符号化ドップラ多重信号と呼ぶ）は、規定された送信電力に増幅後に、送信アレーアンテナ部のNt個の送信アンテナ１０８から空間に放射される。

なお、以下では、符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)を付与する位相回転部１０７を、「位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]」と表記する。同様に、位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]の出力を空間に放射する送信アンテナ１０８を、「送信アンテナTx#[ndop_code(ndm), ndm]」と表記する。ここで、ndm=1,…, N_DMであり、ndop_code(ndm)=1,…, N_{DOP_CODE}(ndm)である。

例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3の場合に、ドップラ多重数N_DM=2、N_CM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code_１=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をN_{DOP_CODE}(1)=1, N_{DOP_CODE}(2)=2とする場合について説明する。この場合、符号化部１０６から位相回転部１０７に対して、符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)が送信周期毎に出力される。

例えば、位相回転部PROT#[1, 1]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(28)のように位相回転量ψ_{1, 1}(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[1, 1]の出力は、送信アンテナTx#[1, 1]から出力される。ここでcp(t)は送信周期毎のチャープ信号を表す。

同様に、位相回転部PROT#[1, 2]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(29)のように位相回転量ψ_{1, 2}(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[1, 2]の出力は、送信アンテナTx#[1, 2]から出力される。

同様に、位相回転部PROT#[2, 2]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(30)のように位相回転量ψ_{2, 2}(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[2, 2]の出力は、送信アンテナTx#[2, 2]から出力される。

以上、符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)の設定例について説明した。

このように、本実施の形態では、複数の送信アンテナ１０８に対して、ドップラシフト量DOP_ndm及び直交符号系列Code_ncmの少なくとも一方が異なる組み合わせ（換言すると、割り当て）がそれぞれ対応付けられる。また、本実施の形態では、ドップラシフト量DOP_ndmと直交符号系列Code_ncmとの組み合わせにおける各ドップラシフト量DOP_ndmに対応する直交符号系列Code_ncmの多重数（換言すると、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)）は異なる。

例えば、本実施の形態では、Nt個の送信アンテナ１０８には、図３に示すように、少なくとも、異なる直交符号系列によって符号多重される送信信号がそれぞれ送信される複数の送信アンテナ１０８と、符号多重されない送信信号が送信される少なくとも１つの送信アンテナ１０８と、が含まれる。換言すると、レーダ送信部１００から送信されるレーダ送信信号には、少なくとも、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)を符号数N_CMに設定した符号化ドップラ多重信号と、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(ndm)を符号数N_CMより小さく設定した符号化ドップラ多重信号と、が含まれる。

［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、CFAR（Constant False Alarm Rate）部２１１と、符号化ドップラ多重分離部２１２と、方向推定部２１３と、を有する。

各受信アンテナ２０２は、物標（ターゲット）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。

各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０６とを有する。

受信無線部２０３は、ミキサ部２０４と、ＬＰＦ（low pass filter）２０５と、を有する。受信無線部２０３は、ミキサ部２０４において、受信した反射波信号に対して、レーダ送信信号生成部１０１から入力される、送信信号であるチャープ信号をミキシングし、ＬＰＦ２０５を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が取り出される。例えば、図２に示すように、送信チャープ信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信チャープ信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。

各アンテナ系統処理部２０１－ｚ（ただし、z＝1～Naの何れか）の信号処理部２０６は、ＡＤ変換部２０７と、ビート周波数解析部２０８と、出力切替部２０９と、ドップラ解析部２１０と、を有する。

ＬＰＦ２０５から出力された信号（例えば、ビート信号）は、信号処理部２０６において、ＡＤ変換部２０７によって、離散的にサンプリングされた離散サンプルデータに変換される。

ビート周波数解析部２０８は、送信周期Tr毎に、規定された時間範囲（レンジゲート）において得られたN_data個の離散サンプルデータをFFT処理する。これにより、信号処理部２０６では、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、FFT処理の際、ビート周波数解析部２０８は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。

ここで、第m番目のチャープパルス送信によって得られる第z番目の信号処理部２０６におけるビート周波数解析部２０８から出力されるビート周波数応答をRFT_ｚ（f_b, m）で表す。ここで、f_bはビート周波数インデックスを表し、FFTのインデックス（ビン番号）に対応する。例えば、f_b＝0,…,N_data/2であり、z＝0,…,Naであり、m＝1,…,N_Cである。ビート周波数インデックスf_bが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（換言すると、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。

また、ビート周波数インデックスf_bは、次式(31)を用いて距離情報R(f_b)に変換できる。そのため、以下では、ビート周波数インデックスf_bを「距離インデックスf_b」と呼ぶ。

ここで、B_wは、チャープ信号におけるレンジゲート内での周波数変調帯域幅を表し、C₀は光速度を表す。

出力切替部２０９は、位相回転量設定部１０４の符号化部１０６から出力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、送信周期毎のビート周波数解析部２０８の出力を、Loc個のドップラ解析部２１０のうち、OC_INDEX番目のドップラ解析部２１０に選択的に切り替えて出力する。換言すると、出力切替部２０９は、第m番目の送信周期Trにおいて、OC_INDEX番目のドップラ解析部２１０を選択する。

信号処理部２０６は、Loc個のドップラ解析部２１０－１～２１０－Locを有する。例えば、第noc番目のドップラ解析部２１０には、出力切替部２０９によってLoc回の送信周期（Loc×Tr）毎にデータが入力される。このため、第noc番目のドップラ解析部２１０は、Nc回の送信周期のうち、Ncode回の送信周期のデータ（例えば、ビート周波数解析部２０８から出力されるビート周波数応答RFT_ｚ（f_b, m））を用いて、距離インデックスf_b毎にドップラ解析を行う。ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1, …, Locである。

例えば、Ncodeが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用できる。この場合、FFTサイズはNcodeであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(2Loc×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスf_sのドップラ周波数間隔は1/（Ncode×Loc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスf_sの範囲はf_s = -Ncode/2, …, 0, …, Ncode/2－１である。

以下では、一例として、Ncodeが２のべき乗値である場合について説明する。なお、Ncodeが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズ（FFTサイズ）としてFFT処理が可能である。また、ドップラ解析部２１０は、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。

例えば、第z番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFT_ｚ ^noc（f_b, f_s）は、次式(32)に示される。なお、jは虚数単位であり、z=1～Naである。

以上、信号処理部２０６の各構成部における処理について説明した。

図１において、CFAR部２１１は、第1～第Na番目の信号処理部２０６それぞれのLoc個のドップラ解析部２１０の出力を用いて、CFAR処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}を抽出する。

CFAR部２１１は、例えば、次式(33)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFT_z ^noc（f_b, f_s）を電力加算し、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示された処理が適用されてよい。

CFAR部２１１は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}、及び、受信電力情報PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_cfar})を符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。

なお、ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmとして、例えば、式(1)を用いる場合、ドップラ解析部２１０からの出力におけるドップラ周波数領域のドップラシフト量の間隔ΔFDは等間隔となり、ΔFD＝Ncode／N_DMとなる。そのため、ドップラ解析部２１０からの出力において、ドップラ周波数領域では、ドップラシフト多重される各信号に対して、ΔFDの間隔でピークがそれぞれ検出される。なお、位相回転量φ_ndmとして、式(1)を用いる場合、Ncode及びN_DMによってはΔFDが整数とならない場合がある。そのようなの場合には、後述する式(50)を用いることにより、ΔFDを整数値とすることができる。以下ではΔFDが整数値として受信処理動作の説明を行う。

図１２（ａ）は、N_DM=2の場合に３つのターゲットの反射波が存在する距離におけるドップラ解析部２１０の出力の一例を示す。例えば、図１２（ａ）に示すように、３つのターゲットの反射波がドップラ周波数インデックスf1、f2及びf3で観測される場合、当該反射波は、f1、f2及びf3それぞれに対して、ΔFDの間隔のドップラ周波数インデックス（例えば、f1+ΔFD、f2+ΔFD、f3+ΔFD）においても観測される。

したがって、CFAR部２１１は、ドップラ解析部２１０の各出力に対して、ドップラシフト量の間隔ΔFDの範囲で分割し、分割した各範囲に対して、次式(34)に示すように、ドップラシフト多重した各信号ピーク位置を合わせて電力加算（例えば、「ドップラ領域圧縮」と呼ぶ）した後に、CFAR処理（例えば、「ドップラ領域圧縮CFAR処理」と呼ぶ）を行ってよい。ここで、f_{s_comp}=-Ncode/2,…,-Ncode/2+ΔFD-1である。

これにより、CFAR処理のドップラ周波数範囲を1／N_DMに圧縮でき、CFAR処理量を削減でき、かつ、回路構成の簡易化を図ることができる。また、CFAR部２１１では、N_DM個のドップラシフト多重した各信号を電力加算できるため、SNR（Signal to Noise Ratio）を（N_DM）^1/2程度改善でき、レーダ装置１０におけるレーダ検知性能を向上できる。

図１２（ｂ）は、図１２（ａ）で示したドップラ解析部２１０の出力に対して、式(34)に示すドップラ領域圧縮処理を適用後の出力例を示す。図１２（ｂ）に示すように、N_DM=2の場合、ドップラ領域圧縮処理によって、ドップラ周波数インデックスf1の電力成分と、f1+ΔFDの電力成分とが加算されて出力される。同様に、図１２（ｂ）に示すように、ドップラ周波数インデックスf2の電力成分と、f2+ΔFDの電力成分とが加算されて出力され、ドップラ周波数インデックスf2の電力成分とf3+ΔFDの電力成分とが加算されて出力される。

ドップラ領域圧縮の結果、ドップラ周波数領域においてドップラ周波数インデックスfs_compの範囲は、-Ncode/2以上,…,-Ncode/2+ΔFD-1以下に削減され、CFAR処理の範囲が圧縮されるので、CFAR処理の演算量を低減できる。また、図１２において、例えば、３つのターゲットからの反射波は電力加算されるため信号成分のSNRが向上する。なお、ノイズ成分も電力合成されるため、SNRの改善効果は、例えば、（N_DM）^1/2程度の改善となる。

ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いたCFAR部２１１は、例えば、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックスf_{ｓ_comp_cfar}、及び、N_DM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{ｓ_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(f_{b_cfar}, f_{ｓ_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD)、nfd=1,…,N_DMを符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。

なお、ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmは、式(1)に限定されない。例えば、ドップラシフト多重した各信号が、ドップラ解析部２１０から出力されるドップラ周波数領域において一定の間隔でそれぞれピークが検出される位相回転量φ_ndmであれば、CFAR部２１１は、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。

次に、図１に示す符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明する。なお、以下では、CFAR部２１１において、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いた場合の符号化ドップラ多重分離部２１２の処理の一例について説明する。

符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１の出力である距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックスf_{s_comp_cfar}、及び、N_DM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD)、nfd=1,…,N_DMに基づいて、ドップラ解析部２１０の出力を用いて、符号化ドップラ多重送信された信号を分離し、送信アンテナ１０８の判別（換言すると、判定又は識別とも呼ぶ）、及び、ドップラ周波数（換言すると、ドップラ速度又は相対速度）の判別を行う。

上述したように、位相回転量設定部１０４の符号化部１０６は、例えば、N_DM個の符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2),…, N_{DOP_CODE}(N_DM)の全てをN_CM個に設定せず、少なくとも１つの符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さい値に設定する。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、（１）符号分離処理を行い、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号を検出し、（２）符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号の検出結果に基づいて、送信アンテナ１０８の判別及びターゲットのドップラ周波数の判別を行う。

以下、上述した符号化ドップラ多重分離部２１２における処理（１）及び（２）についてそれぞれ説明する。

＜（１）符号分離処理（符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号の検出処理）＞
CFAR部２１１の出力である距離インデックスf_{b_cfar}におけるN_DM個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}）、（f_{s_comp_cfar}+ΔFD）、（f_{s_comp_cfar}+2ΔFD）, …, （f_{s_comp_cfar}+（N_DM-1）ΔFD）のそれぞれのドップラ解析部２１０の出力に対して、N_DM個の符号化ドップラ多重信号との対応関係の候補はN_DM通りある。

例えば、ドップラシフト設定部１０５において設定されたドップラシフト量DOP_ndmを、DOP₁＜DOP₂＜….＜DOP_DM-1＜DOP_DMとした場合、ドップラの折り返しを考慮すると、巡回的に対応関係をシフトした下記のN_DM通りの候補がある。ここでは、各対応関係の候補のパターンをDopCase=1からN_DMで番号付けている。
DopCase=1 ： {DOP₁, DOP₂, …, DOP_DM-1, DOP_DM}
DopCase=2 ： {DOP_DM, DOP₁, DOP₂, …, DOP_DM-1}
…、
DopCase=N_DM： {DOP₂, …, DOP_DM-1, DOP_DM, DOP₁}

例えば、DopCase=1は初期状態（ターゲットとの相対速度がゼロ）の場合のドップラシフト量の対応関係である。例えば、ターゲットの相対速度が近接する方向に高速になるにつれて、折り返す成分が含まれるようになり、これらをそれぞれDopCase=2、3、…、N_DMに対応付ける。換言すると、ターゲットの相対速度が離れる方向に高速になるにつれて、DopCase=N_DM、N_DM-1、…、2が対応付けられる関係となる。

ここで、各DopCaseにおいて、DOP_ndmが先頭から何番目にあるか（DopCaseにおけるDOP_ndmの位置（又は順番））については、ドップラシフト設定部１０５において設定されたドップラシフト量に基づいて、予めテーブル化できる。以下では、DOPposi(DOP_ndm、DopCase)を、DopCaseにおいてDOP_ndmが先頭から何番目にあるかを出力する演算子とする。例えば、上記DopCaseの例では、DOPposi(DOP₁、1)=1, DOPposi(DOP₁、2)=2, DOPposi(DOP₁、N_DM)= N_DM、DOPposi(DOP₂、1)=2, DOPposi(DOP₂、2)=3, DOPposi(DOP₂、N_DM)=1になる。

図１３は、一例として、N_DM=4、N_CM=2、Loc=2とし、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量をφ_ndm=2π(ndm+1)/N_DMとし、ドップラシフト量DOP₁を付与する位相回転量φ_１=π、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=3π/2、ドップラシフト量DOP₃を付与する位相回転量φ₃=0、ドップラシフト量DOP₄を付与する位相回転量φ₄=π/2を用いて、ドップラシフト量を、DOP₁＜DOP₂＜DOP₃＜DOP₄とした場合のドップラ解析部２１０の出力の一例を示す。図１３において、横軸はターゲットドップラ周波数（f_TARGET）を示し、縦軸はドップラ解析部２１０の出力を示す。

ドップラ解析部２１０において、折り返しが発生しないドップラ周波数の範囲は、-1/( 2×Loc×Tr)以上、1/(2×Loc×Tr)未満であり、この範囲を超えるとドップラ折り返しが発生する。例えば、Loc=2の場合、ドップラ解析部２１０の出力において、折り返しが発生しないドップラ周波数の範囲は、1/(4×Tr)以上、1/(4×Tr)未満である。

したがって、図１３において、ターゲットのドップラ周波数f_TARGETによって符号化ドップラ多重信号の順番は、下記のように巡回的に変化する関係となる。
DopCase=1: -1/(2×Tr)≦f_TARGET＜-3/(8×Tr)の場合、DOP₁＜DOP₂＜DOP₃＜DOP₄
DopCase=2: -3/(8×Tr)≦f_TARGET＜-1/(4×Tr)の場合、DOP₄＜DOP₁＜DOP₂＜DOP₃
DopCase=3: -1/(4×Tr)≦f_TARGET＜-1/(8×Tr)の場合、DOP₃＜DOP₄＜DOP₁＜DOP₂
DopCase=4: -1/(8×Tr)≦f_TARGET＜0の場合、DOP₂＜DOP₃＜DOP₄＜DOP₁
DopCase=1: 0≦f_TARGET＜1/(8×Tr)の場合、DOP₁＜DOP₂＜DOP₃＜DOP₄
DopCase=2: 1/(8×Tr)≦f_TARGET＜1/(4×Tr)の場合、DOP₄＜DOP₁＜DOP₂＜DOP₃
DopCase=3: 1/(4×Tr)≦f_TARGET＜3/(8×Tr)の場合、DOP₃＜DOP₄＜DOP₁＜DOP₂
DopCase=4: 3/(8×Tr)≦f_TARGET＜1/(2×Tr)の場合、DOP₂＜DOP₃＜DOP₄＜DOP₁

ここでは、-1/(2×Tr)≦f_TARGET＜1/(2×Tr)の範囲のターゲットのドップラ周波数f_TARGETに対して、符号化ドップラ多重信号の順序の候補パターンをDopCase=1から4(=N_DM）によって番号付けて示している。符号化ドップラ多重信号の順序と対応付けられる候補パターンは4(=N_DM）通りとなる。

また、ドップラ解析部２１０の出力において、折り返しが発生しないドップラ周波数の範囲は、-1/(2×Loc×Tr)以上、1/(2×Loc×Tr)未満である。このため、-1/(2×Tr)≦f_TARGET＜1/(2×Tr)のターゲットのドップラ周波数f_TARGETの範囲に対して、ドップラ解析部２１０の出力には、（Loc-1）回の折り返しが含まれる。よって、例えば、図１３の例（Loc=2）では、各DopCase=1～4（=N_DM）に対応するドップラ解析部２１０の出力は、折り返しが有る場合と折り返しが無い場合とを含めて、2（＝Loc）回出力される。したがって、符号化ドップラ多重分離部２１２は、-1/(2×Tr)≦f_TARGET＜1/(2×Tr)の範囲のターゲットのドップラ周波数ｆ_TARGETを検出するために、例えば、DopCaseを判定し、更に折り返しの有無を判定する処理を行う（なお、処理の一例は後述する）。

符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、CFAR部２１１の出力である距離インデックスf_{b_cfar}におけるN_DM個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD）で指示される第z番目の信号処理部２０６におけるドップラ解析部２１０の出力に対し、符号分離処理を行う。

符号分離処理は、例えば、全てのnfd=1,…,N_DMに対して、全てのDopCase=1,…,N_DMの候補に渡って行われてもよい。ただし、符号化ドップラ多重分離部２１２は、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号を検出し、送信アンテナ１０８の判別、及び、ターゲットドップラ周波数の判定を行う。このことから、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、次式(35)のような符号分離処理を行うことにより、分離処理の演算量を低減できる。

なお、上付き添え字のアスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。また、nfd=1,…,N_DMであり、ncm=1,…, N_CMであり、DopCase=1,…,N_DMである。

例えば、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号がドップラシフト量「DOP_ndm1」である場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各DopCaseのうち、ドップラシフト量DOP_ndm1が含まれる候補DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)を用いて符号分離処理を行う。

ここで、式(35)において得られる符号分離信号DeMUL_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)は、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD）のドップラ解析部２１０の出力に対して、第ncm番目の直交符号系列Code_ncmを用いた符号分離信号を表す。

また、式(35)に示すexpの項では、符号要素OC_ncm(noc)毎のドップラ解析部２１０の出力間においてサンプリング時間がずれているため、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DopCase-1)×ΔFD-DOP₁）に応じた位相補正が行われている。

また、ドップラシフト設定部１０５において設定されたドップラシフト量DOP_ndmは、DOP₁＜DOP₂＜….＜DOP_DM-1＜DOP_DMであり、初期状態（ターゲットとの相対速度がゼロ）の場合、DOP₁はf_{s_comp}=-Ncode/2,…,-Ncode/2+ΔFD-1の範囲内にある。このため、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、DOP₁を基準とし、位相補正量を算出する。

符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号がドップラシフト量DOP_ndm1である場合、式(35)により、DopCase=1,…,N_DMにおいて、ドップラシフト量DOP_ndm1が含まれる候補DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)に対して、N_CM個の直交符号に基づいて分離した信号がそれぞれ得られる。これにより、符号化ドップラ多重分離部２１２では、合計N_DM×N_CM個の符号分離信号の出力が得られる。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、式(35)に従って、全ての受信アンテナz=1,…,Naに対して符号分離信号を算出し、符号分離信号電力和Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)を次式(36)のように算出する。

ここで、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号は、全てのN_CM個の直交符号を用いていない。換言すると、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号は、一部の直交符号（例えば、一つの直交符号）を用いている。このため、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号（ドップラシフト量：DOP_ndm1）に対応する符号分離信号電力和Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)、ncm=1,…, N_CM、DopCase=1,…,N_DMには、受信電力がノイズレベル程度に低い電力値となる成分が含まれる。

一例として、DOP_ndm1を用いた符号化ドップラ多重信号のみが、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく（N_CM-1)に設定された場合(例えば、図３及び図４に示すドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を参照)について説明する。

この場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)、ncm=1,…, N_CM、DopCase=1,…,N_DMのうち、最小の受信電力となるPow_DeMUL^ncm_min(ｆ_{b_cfar}, ｆ_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase_min)-1)×ΔFD)を検出する。ここで、「ncm_min」及び「DopCase_min」は、Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)が最小の受信電力となるncm及びDopCaseのインデックス番号を表す。

また、他の例として、DOP_ndm1を用いた符号化ドップラ多重信号のみが、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく（N_CM-2)に設定された場合(例えば、図７及び図８に示すドップラシフト量及び直交符号の割り当て例を参照)について説明する。

この場合、Pow_DeMUL ^ncm(f_{b_cfar}, f_{ｓ_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ｎｄｍ１,DopCase)-1)×ΔFD)、ncm=1,…, N_CM、DopCase=1,…,N_DMのうち、あるDopCaseでは、N_CM個の直交符号のうち２つの符号（例えば、図７及び図８において「×」に対応する直交符号）が用いられていないため、受信電力がノイズレベル程度に低い電力値となる成分が２つ含まれる。

そこで、符号化ドップラ多重分離部２１２は、N_CM個の直交符号のうち、異なる２つの直交符号の組み合わせCode_ncm1,及びCode_ncm2（ただし、ncm1≠ncm2）において、電力和Pow_DeMUL^ncm1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)＋Pow_DeMUL^ncm2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)が最小の受信電力となるPow_DeMUL^ncm_min1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase_min)-1)×ΔFD) ＋Pow_DeMUL^ncm_min2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)を検出する。ここで、「ncm_min1」、「ncm_min2」及び「DopCase_min」は、Pow_DeMUL^ncm1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)＋Pow_DeMUL^ncm2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)が最小の受信電力となるncm1、ncm2及びDopCaseのインデックス番号を表す。

また、符号化ドップラ多重数を（N_CM-2)より小さく設定した場合についても、同様に、符号化ドップラ多重分離部２１２は、N_CM個の直交符号のうち使用していない符号の候補の組み合わせにおいて、符号分離信号電力和が最小となる組み合わせを検出することにより、DopCase_min及び符号の組み合わせ（ncm_min1、ncm_min2,…）を検出できる。

符号化ドップラ多重分離部２１２は、このような検出結果に基づいて、CFAR部２１１の出力である距離インデックスf_{b_cfar}のN_DM個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}）、（f_{s_comp_cfar}+ΔFD）、（f_{s_comp_cfar}+2ΔFD）、…、（f_{s_comp_cfar}+（N_DM-1）ΔFD）のそれぞれのドップラ解析部２１０の出力に対して、N_DM個の符号化ドップラ多重信号との対応関係となるパターンが、DopCase＝１～N_DMのうち、DopCase_minであると判定する。

また、符号化ドップラ多重分離部２１２は、DopCase_minに対応するパターンのうち、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定したDOP_ndm1を用いて送信した符号化ドップラ多重信号が、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase_min)-1)×ΔFD）のドップラ解析部２１０の出力であると判定する。

なお、反射波の受信信号のSNRが低下すると信号電力レベルとノイズ電力レベルとを判別しにくくなる。このため、符号化ドップラ多重分離部２１２は、判定条件を導入し、例えば、判定条件を満たす場合の判定結果（換言すると、検出結果）を採用し、判定条件を満たさない場合の判定結果を除去する（換言すると、採用しない）処理を行ってもよい。これにより、ノイズ成分等を誤って検出する確率を低減できる。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、最小の受信電力の検出値P_MINが、PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfa})＞LEV_DETECT×P_MINを満たす場合、判定結果として採用してよい。ここで、LEV_DETECTは判定閾値である。LEV_DETECTは、０＜LEV_DE０TECT＜１の実数である。

＜（２）送信アンテナ１０８の判別及びターゲットのドップラ周波数の判別処理＞
符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、-1/(2×Tr)≦f_TARGET＜1/(2×Tr)の範囲のターゲットのドップラ周波数f_TARGETを検出する。

例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、DopCaseの判定結果（例えば、DopCase_min）及び受信電力が最小となる符号の判定結果（例えば、ncm_min）に基づいて、以下のケース（ａ）及びケース（ｂ）のように折り返しの有無を判定する。そして、符号化ドップラ多重分離部２１２は、送信アンテナ１０８及びターゲットのドップラ周波数を判別する。

なお、受信電力が最小となる符号が、複数の符号の組み合わせである場合（例えば、ncm_min1、ncm_min2,…）、以下の説明のncm_minを（ncm_min1、ncm_min2,…）と読み替えることにより、同様に適用できる。

［ケース（ａ）：折り返し無しのケース］
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ncm_minが、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定したDOP_ndm1において、符号化ドップラ多重に使用していない（割り当てていない）直交符号系列のインデックスに一致する場合、ドップラ折り返しが無いと判定する。換言すると、符号化ドップラ多重分離部２１２は、DOP_ndm1に対応する符号化ドップラ多重信号に対して直交符号系列Code_{ncm_min}を用いて符号化していない場合、ドップラ折り返しが無いと判定する。

符号化ドップラ多重分離部２１２は、ドップラ折り返しが無いと判定した場合、以下のようにターゲットのドップラ周波数、及び、送信アンテナを判定する。

ターゲットのドップラ周波数判定：
符号化ドップラ多重分離部２１２は、ターゲットのドップラ周波数インデックスを（f_{ｓ_comp_cfar}+(DopCase_min-1)×ΔFD-DOP₁）と判定する。例えば、ドップラ周波数インデックスf_{ｓ_comp_cfar}のドップラ周波数間隔は１/（Ncode×Loc×Tr）である。よって、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ターゲットのドップラ周波数f_TARGETを（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_min-1)×ΔFD-DOP₁）/（Ncode×Loc×Tr）と判定する。

送信アンテナ判定：
符号化ドップラ多重分離部２１２は、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD）のドップラ解析部２１０の出力に対して、Code_ncmを用いた符号分離信号DeMUL_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[ncm, ndm]に対応する受信信号であると判定する。

［ケース（ｂ）：折り返し有りのケース］
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ncm_minが、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定したDOP_ndm1において、符号化ドップラ多重に使用していない直交符号系列のインデックスに一致しない場合、ドップラ折り返しが有ると判定する。換言すると、符号化ドップラ多重分離部２１２は、DOP_ndm1に対応する符号化ドップラ多重信号に、直交符号系列Code_{ncm_min}を用いた符号化を用いた多重信号が含まれる場合、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD）のドップラ解析部２１０の出力が、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数の範囲を超えたと判定する。

符号化ドップラ多重分離部２１２は、ドップラ折り返しが有ると判定した場合、以下のようにターゲットのドップラ周波数インデックス、及び、送信アンテナを決定（換言すると、確定）する。

ターゲットのドップラ周波数判定：
符号化ドップラ多重分離部２１２は、ターゲットのドップラ周波数インデックスを（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_min-1)×ΔFD）-DOP₁-Ncode×Sign(f_{s_comp_cfar}+(DopCase_min-1)×ΔFD-DOP₁）)と判定する。例えば、ドップラ周波数インデックスf_{ｓ_comp_cfar}のドップラ周波数間隔は１/（Ncode×Loc×Tr）である。よって、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ターゲットのドップラ周波数f_TARGETを（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_min-1)×ΔFD-DOP₁-Ncode×Sign（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_min-1)×ΔFD‐DOP₁））/（Ncode×Loc×Tr）と判定する。なお、Sign(x)は符号関数であり、実数ｘに対し、ｘ＞０のときは１、ｘ＝０のときは０、ｘ＜０のときは－１を出力する関数である。

このように、ドップラ解析部２１０の出力にドップラ折り返しが有る場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し成分（例えば、Ncode×Sign(f_{s_comp_cfar}+(DopCase_min-1)×ΔFD-DOP₁）)を考慮して、ターゲットのドップラ周波数を判定する。

送信アンテナ判定：
ドップラ解析部２１０の出力にドップラ折り返しが有る場合、符号分離処理において用いた位相補正（例えば、式(35)のexpの項）では誤った位相補正が行われることになる。これは、等価的に、符号分離処理に用いる直交符号系列を構成する要素が、次式(37)及び式(38)に示すような符号要素である場合の符号分離処理が行われると見なせる。

例えば、N_CM=2、符号長Loc=2の直交符号系列Code_１＝｛1，1｝を用いた場合、Sign(f_est)に依らず、次式(39)のように、Code₂=｛1，-1｝を用いた分離処理と等価となる。

一方、Code_２=｛1，-1｝を用いた場合、Sign(f_est)に依らず、次式(40)のように、Code₁=｛1，1｝を用いた分離処理と等価になる。

したがって、N_CM=2、符号長Loc=2の直交符号系列Code₁=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝を用いた場合、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD）のドップラ解析部２１０の出力に対して、符号化ドップラ多重分離部２１２は、Code₁を用いた符号分離信号DeMUL_z ¹(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[2, ndm]から送信された反射波の受信信号であると判定し、Code₂を用いた符号分離信号DeMUL_z ²(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[1, ndm]から送信された反射波の受信信号であると判定する。

また、例えば、N_CM=3、符号長Loc=3（=N_CM）の直交符号系列Code₁=｛1，1，1｝、Code₂=｛1, exp(j2π/3)，exp(j4π/3)｝, Code₃=｛1, exp(-j2π/3)，exp(-j4π/3)｝を用いる場合、以下のようになる。

例えば、Code₁=｛1，1，1｝が用いられる場合、次式(41)のように、Sign(f_est)の正負により、Code₃又はCode₂を用いた分離処理と等価になる。

また、例えば、Code₂=｛1, exp(j2π/3)，exp(j4π/3)｝が用いられる場合、次式(42)のように、Sign(f_est)の正負により、Code₁又はCode₃を用いた分離処理と等価になる。

また、例えば、Code₃=｛1, exp(-j2π/3)，exp(-j4π/3)｝が用いられる場合、次式(43)のように、Sign(f_est)の正負により、Code₂又はCode₁を用いた分離処理と等価になる。

したがって、N_CM=3、符号長Loc=3（=N_CM）の直交符号系列Code₁=｛1，1，1｝、Code₂=｛1, exp(j2π/3)，exp(j4π/3)｝、Code₃=｛1, exp(-j2π/3)，exp(-j4π/3)｝を用いる場合、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm,DopCase_min)-1)×ΔFD）のドップラ解析部２１０の出力に対して、符号化ドップラ多重分離部２１２は、以下のように送信アンテナ１０８を判定する。

Sign(f_est)>0の場合：
符号化ドップラ多重分離部２１２は、Code₁を用いた符号分離信号DeMUL_z ¹(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[3, ndm]から送信された反射波の受信信号であると判定し、Code₂を用いた符号分離信号DeMUL_z ²(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[1, ndm]から送信された反射波の受信信号であると判定し、Code₃を用いた符号分離信号DeMUL_z ³(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[2, ndm]から送信された反射波の受信信号であると判定する。

Sign(f_est)<0の場合：
符号化ドップラ多重分離部２１２は、Code₁を用いた符号分離信号DeMUL_z ¹(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[2, ndm]から送信された反射波の受信信号であると判定し、Code₂を用いた符号分離信号DeMUL_z ²(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[3, ndm]から送信された反射波の受信信号であると判定し、Code₃を用いた符号分離信号DeMUL_z ³(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[1, ndm]から送信された反射波の受信信号であると判定する。

上記のように、送信時に符号化に用いた符号と、折り返し判定時に符号分離処理によって分離される符号との対応関係は、直交符号系列Code_ncm（ncm=1,…, N_CM）とSign(f_est)とに基づいて予め決定される。このため、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、符号変換関数AliasConv[ncm, Sign(f_est)]=Tx_ncm（折り返し時にCode_ncmを用いて符号分離処理した際に分離される直交符号系列Code_{Tx_ncm}インデックスTx_ncmを出力）を用いることができる。

また、符号変換関数の逆関数AliasConv^-1[Tx_ncm, Sign(f_est)]=ncm（折り返し時に符号分離処理した際に分離される直交符号系列のインデックスがTx_ncmとなる、符号分離処理した際に用いた符号系列Code_ncmのインデックスncmを出力）も同様に定義できる。

例えば、N_CM=2、符号長Loc=2の直交符号系列Code₁=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝を用いる場合、符号変換関数AliasConv[ncm, Sign(f_est)]は、AliasConv[1, Sign(f_est)]=2、AliasConv[2, Sign(f_est]=1のように予め決定される。また、符号変換関数の逆関数は、AliasConv^-1[1, Sign(f_est)]=2、AliasConv^-1[2, Sign(f_est)]=1のように予め決定される。

また、例えば、N_CM=3、符号長Loc=3（=N_CM）の直交符号系列Code₁=｛1，1，1｝、Code₂=｛1, exp(j2π/3)，exp(j4π/3)｝, Code₃=｛1, exp(-j2π/3)，exp(-j4π/3)｝を用いる場合、符号変換関数AliasConv[ncm, Sign(f_est)]は、以下のように予め決定される。

Sign(f_est)>0の場合：
AliasConv[1, Sign(f_est)]=3、AliasConv[2, Sign(f_est)]=1、AliasConv[3, Sign(f_est)]=2のように予め決定される。また、符号変換関数の逆関数は、AliasConv^-1[1, Sign(f_est)]=2、AliasConv^-1[2, Sign(f_est)]=3、AliasConv^-1[3, Sign(f_est)]=1のように予め決定される。

Sign(f_est)<0の場合：
AliasConv[1, Sign(f_est)]=2、AliasConv[2, Sign(f_est)]=3、AliasConv[3, Sign(f_est)]=1のように予め決定される。また、符号変換関数の逆関数は、AliasConv^-1[1, Sign(f_est)]=3、AliasConv^-1[2, Sign(f_est)]=1、AliasConv^-1[3, Sign(f_est)]=2のように予め決定される。

したがって、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、符号変換関数AliasConv[ncm, Sign(f_est)]を用いることにより、折り返し時の送信アンテナ判定を以下のように行う。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD）のドップラ解析部２１０の出力に対して、Code_ncmを用いた符号分離信号DeMUL_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{ｓ_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm,DopCase_min)-1)×ΔFD)が、送信アンテナTx#[AliasConv[ncm, Sign(fest)], ndm]に対応する受信信号であると判定する。

または、符号化ドップラ多重分離部２１２は、送信アンテナTx#[Tx_ncm, ndm]に対応する受信信号が、Code_ncm(ただし、ncm=AliasConv^-1[Tx_ncm, Sign(fest)])を用いた、次式(44)に示す符号分離信号であると判定してもよい。

なお、N_CM＞３の場合についても、符号変換関数及び符号変換関数の逆関数は予め決定でき、同様に送信アンテナの判定が可能である。

このように、本実施の形態では、レーダ受信部２００は、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号の符号分離結果に基づいて、折り返しの判定（例えば、折り返しの有無、及び、対応関係DopCase等の判定）を行うことができる。これにより、レーダ装置１０は、折り返しが発生する場合でも、符号化ドップラ多重信号にそれぞれ対応する送信アンテナ１０８を判別し、ターゲットのドップラ周波数を判別できる。よって、本実施の形態によれば、例えば、曖昧性なくドップラ周波数を検出できる範囲を、-1/(2Tr)以上で1/(2Tr)未満の範囲に拡大できる。

例えば、１つの送信アンテナ１０８において送信した場合に曖昧性なくドップラ周波数を検出できる範囲は、-1/(2Tr)以上で1/(2Tr)未満の範囲である。これにより、本実施の形態では、複数の送信アンテナ１０８を用いても１アンテナで送信した場合と同様に曖昧性なくドップラ周波数を検出できる範囲とすることができる。

次に、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号が複数ある場合（例えば、図５、図６、図１０及び図１１等を参照）の処理について説明する。

例えば、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号がドップラシフト量DOP_ndm1のみでなく、複数ある場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、以下のようにncm_min1、ncm_min2及びDopCase_minを検出する。

例えば、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく（N_CM-1)に設定した符号化ドップラ多重信号がドップラシフト量DOP_ndm1及びDOP_ndm2の場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、式(36)に基づいて符号分離信号電力和Pow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)及びPow_DeMUL^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm2, DopCase)-1)×ΔFD)を算出する。ここでncm=1,…, N_CM、DopCase=1,…,N_DMである。

ここで、ドップラシフト量DOP_ndm1を用いた符号化ドップラ多重信号おいて、符号化ドップラ多重に使用されていない直交符号をCode_ncm1とし、ドップラシフト量DOP_ndm2を用いた符号化ドップラ多重信号おいて、符号化ドップラ多重に使用されていない直交符号をCode_ncm2とする。

この場合、符号分離信号電力和Pow_DeMUL^ncm1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)＋Pow_DeMUL^ncm2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm2, DopCase)-1)×ΔFD)、又は、ドップラ折り返し時の符号分離信号電力和Pow_DeMUL^{AliasConv[ncm1, Sign(fest)]} (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)＋Pow_DeMUL^{AliasConv[ncm2, Sign(fest)]} (f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm2, DopCase)-1)×ΔFD)において、符号化ドップラ多重分離部２１２は、DopCase=1,…,N_DMの何れかにおいて、受信電力が最小となるPow_DeMUL^ncm_min1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase_min)-1)×ΔFD)＋Pow_DeMUL^ncm_min2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm2, DopCase_min)-1)×ΔFD)を検出する。

ここで、「ncm_min1」、「ncm_min2」及び「DopCase_min」は、符号分離信号電力和Pow_DeMUL^ncm1(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD)＋Pow_DeMUL^ncm2(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm2, DopCase)-1)×ΔFD)が最小の受信電力となるncm1、ncm2及びDopCaseのインデックス番号を表す。

なお、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号は、２個に限らず、３個以上でもよい。

以上、符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明した。

図１において、方向推定部２１３は、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力される距離インデックスf_{ｂ_cfar}、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm, DopCase_min)-1)×ΔFD）のドップラ解析部２１０の出力、ターゲットのドップラ周波数判定結果、及び、送信アンテナ判定結果（又は、ドップラ折り返し判定結果）に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。

例えば、方向推定部２１３は、符号化ドップラ多重分離部２１２の出力に基づいて、次式(45)又は式(46)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}）を生成し、方向推定処理を行う。

仮想受信アレー相関ベクトルｈ（f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、z=1，…，Naである。
折り返し無しの場合：

折り返し有りの場合：

方向推定部２１３は、例えば、方向推定評価関数値P_H（θ, f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}）における方位方向θを規定された角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１３は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。

なお、方向推定評価関数値P_H（θ, f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。

例えば、Nt×Na個の仮想受信アレーが等間隔d_Hで直線状に配置される場合、ビームフォーマ法は次式(47)及び式(48)のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。

ここで、式(47)において、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θ_u)は、方位方向θ_uの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。

また、方位方向θ_uは到来方向推定を行う方位範囲内を方位間隔β₁で変化させたベクトルである。例えば、θ_uは以下のように設定される。
θ_u＝θmin + uβ₁、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β₁]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。

また、式(47)において、Dcalは、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数及びアンテナ間の素子間結合の影響を低減する係数を含む(Nt×Na)次の行列である。仮想受信アレーのアンテナ間の結合が無視できる場合、Dcalは、対角行列となり、対角成分に送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数が含まれる。

方向推定部２１３は、例えば、方向推定結果とともに、測位結果として、距離インデックスf_{b_cfar}に基づく距離情報、及び、ターゲットのドップラ周波数判定結果に基づくターゲットのドップラ速度情報を出力してもよい。

なお、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ターゲットのドップラ周波数判定結果のドップラ周波数インデックスf_outを相対速度成分v_d(f_out)に変換するには、次式(49)を用いて変換することができる。ここで、λは送信無線部（図示せず）から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。また、Δ_fは、ドップラ解析部２１０におけるFFT処理でのドップラ周波数間隔である。例えば、本実施の形態では、Δ_f=1/{N_code×Loc ×T_r}である。

以上のように、本実施の形態では、レーダ装置１０は、レーダ送信信号に対してドップラシフト量と直交符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、レーダ送信信号（換言すると、符号化ドップラ多重信号）を複数の送信アンテナ１０８から多重送信する。本実施の形態では、複数の送信アンテナ１０８それぞれに対して、ドップラシフト量（DOP_ndm）及び直交符号系列（DOP_ncm）の少なくとも一方が異なる組み合わせが対応付けられる。また、本実施の形態では、ドップラシフト量と直交符号系列との組み合わせにおける各ドップラシフト量に対応する直交符号系列の多重数（換言すると、符号数）は異なる。換言すると、ドップラ多重送信信号毎の符号化ドップラ多重数は不均一に設定される。

レーダ装置１０は、例えば、各符号化ドップラ多重信号に対して符号分離した信号の受信電力に基づいて、各符号化ドップラ多重信号（換言すると、ドップラシフト量及び直交符号系列の組み合わせ）に対応付けられた送信アンテナ１０８、及び、ドップラ折り返しの有無（例えば、DopCase等）を判定できる。これにより、レーダ装置１０は、ドップラ折り返しが有る場合でも、ターゲットのドップラ周波数を適切に判定できる。

よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、実効的なドップラ周波数帯域幅を1/(Tr)に拡大でき、曖昧性（Ambiguity）が生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大できる。これにより、レーダ装置１０は、より広いドップラ周波数範囲において、物標の検知精度を向上できる。

また、本実施の形態では、符号化ドップラ多重は、ドップラ多重と符号化とを併用するので、多重送信において、ドップラ多重のみを用いる場合と比較して、ドップラ多重数を低減できる。そのため、ドップラシフトを付与する位相回転量の間隔を広くできるので、例えば、位相器の精度要件（位相変調精度）を緩和でき、位相器の調整の工数も含めてRF部のコスト低減効果も得られる。

また、本実施の形態では、符号化ドップラ多重は、ドップラ多重と符号化とを併用するので、レーダ装置１０は、符号要素毎にドップラ周波数検出（相対速度検出）のためのフーリエ周波数解析（FFT処理）を行う。これにより、例えば、多重送信において、ドップラ多重のみを用いたドップラ周波数検出（相対速度検出）のためのフーリエ周波数解析（FFT処理）と比較して、FFTサイズは、（１／符号長分）となり、FFTの処理回数は、（符号長）倍となる。例えば、FFTサイズNcのFFT演算量を、概算Nｃ×log₂(Nc)として見積もる場合、ドップラ多重のみのFFT演算に対して、本実施の形態に係る符号化ドップラ多重は{Loc×Nc／Loc×log₂(Nc/Loc)}/ {Nc×log₂(Nc)}=1- log₂(Loc)/ log₂(Nc)程度の演算量比となる。例えば、Loc=2,Nc=1024の場合、演算量比は０．９となり、FFT処理の演算低減効果が得られ、回路構成の簡易化及び低コスト化の効果も得られる。

（実施の形態１のバリエーション１）
ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmは、例えば、式(1)等に示した値に限定されない。例えば、位相回転量φ_ndmは、次式(50)に示す値でもよい。ここで、round(x)は実数値ｘに対し、四捨五入した整数値を出力するラウンド関数である。なお、round(Ｎ_code／Ｎ_DM)の項は、位相回転量を、ドップラ解析部２１０におけるドップラ周波数間隔の整数倍とする目的で導入している。また、式(50)では、角度はラジアン単位で示している。

（実施の形態１のバリエーション２）
実施の形態１では、位相回転量設定部１０４の符号化部１０６において、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2),…, N_{DOP_CODE}(N_DM)は、１以上、かつ、N_CM個以下の範囲において異なるように（換言すると、不均一に）設定される場合について説明した。しかし、これに限定されず、例えば、符号化ドップラ多重数N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2),…, N_{DOP_CODE}(N_DM)のうち、少なくとも１つが１以上、かつ、N_CM個よりも少なければよく、値が０の符号化ドップラ多重数を含むように設定されてもよい。

例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、N_CM個の直交符号のうち使用していない符号の候補の組み合わせについて、符号分離信号電力和が最小となる組み合わせを検出することにより、DopCase_min及び符号の組み合わせ（ncm_min1、ncm_min2,…）を検出できる。また、符号化ドップラ多重分離部２１２は、符号化ドップラ多重数が１以上、かつ、N_CM個より小さく設定したDOP_ndm1が少なくとも１つ含まれることを利用して、ドップラ折り返し判定を行う。

これにより、レーダ装置１０は、-1/(2×Tr)≦f_TARGET＜1/(2×Tr)の範囲のターゲットのドップラ周波数ｆ_TARGET を検出でき、送信アンテナ１０８の判別、及び、ターゲットのドップラ周波数の判別を行うことができる。

例えば、図１４（ａ）は、Nt=3、N_DM=3、N_CM=2とし、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂及び、DOP₃に対して、直交符号Code₁及びCode₂の割り当て数（換言すると、符号化ドップラ多重数）がN_{DOP_CODE}(1)=0, N_{DOP_CODE}(2)=1、N_{DOP_CODE}(3)=2に設定された場合を示す。図１４（ａ）の場合でも、実施の形態１と同様な効果が得られる。

また、図１４（ｂ）は、Nt=5、N_DM=4、N_CM=2とし、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂、DOP₃及び、DOP₄に対して、直交符号Code₁及びCode₂の割り当て数（換言すると、符号化ドップラ多重数）がN_{DOP_CODE}(1)=2, N_{DOP_CODE}(2)=0、N_{DOP_CODE}(3)=2、N_{DOP_CODE}(4)=1に設定された場合を示す。図１４（ｂ）の場合でも、実施の形態１と同様な効果が得られる。

（実施の形態１のバリエーション３）
バリエーション３では、レーダ装置の送信アンテナがサブアレー構成である場合について説明する。

送信アンテナのうちのいくつかを組み合わせてサブアレーとして用いることにより、送信指向性ビームパターンのビーム幅を狭めて、送信指向性利得を向上できる。これにより、検知可能な角度範囲は狭まるが、検知可能な距離範囲を増加できる。また、指向性ビームを生成するビームウェイト係数を可変にすることにより、ビーム方向を可変制御できる。

図１５は、バリエーション３に係るレーダ送信部１００ａの構成例を示すブロック図である。なお、図１５において、図１に示すレーダ送信部１００と同様の動作を行う構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。また、バリエーション３に係るレーダ受信部は、図１に示すレーダ受信部２００と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。

図１５では、例えば、Nt個の位相回転部１０７それぞれの出力に対して、N_SA個の送信アンテナ１０８を用いたサブアレー（例えば、Nt組のサブアレー）が構成される。なお、送信アンテナ１０８のサブアレー構成は、図１５に示す例に限定されない。例えば、各位相回転部１０７の出力に対するサブアレーに含まれる送信アンテナ数（換言すると、N_SA）は、位相回転部１０７間で同数でなくてもよく、異なってよい。ここで、N_SAは１以上の整数である。なお、N_SA=１の場合は、図１と同様になる。

図１５において、ビームウェイト生成部１０９は、サブアレーを用いて送信ビームの主ビーム方向を所定方向に向けるビームウェイトを生成する。例えば、N_SA個の送信アンテナを用いたサブアレーが、素子間隔d_SAで直線配置される場合の送信ビーム方向をθ_TxBFと表す。この場合、ビームウェイト生成部１０９は、例えば、次式(51)のようなビームウェイトW_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF)を生成する。

ここで、Index_TxSubArrayは、サブアレーの要素インデックスを示し、Index_TxSubArray =1,…, N_SAである。また、λはレーダ送信信号の波長を示し、d_SAはサブアレーアンテナ間隔を示す。

各ビームウェイト乗算部１１０は、対応する位相回転部１０７からの出力に対して、ビームウェイト生成部１０９から入力されるビームウェイト係数W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF)を乗算する。ビームウェイトW_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF)が乗算された送信信号は、N_SA個のサブアレーアンテナから送信される。ここで、Index_TxSubArray =1,…, N_SAである。

以上の動作により、レーダ送信部１００ａは、位相回転部１０７からの出力に対して、サブアレーを用いて所定方向に送信指向性ビームを向ける送信が可能となる。これにより、所定方向の送信指向性利得を向上でき、検知可能な距離範囲を拡大できる。また、SNRを向上できる。

また、レーダ送信部１００ａは、送信指向性ビームを生成するビームウェイト係数を可変に設定することにより、ビーム方向を可変制御できる。

なお、バリエーション３において説明したサブアレー送信を行う構成は、他のバリエーション又は実施の形態においても同様に適用できる。

また、図１５では、位相回転部１０７による位相回転と、ビームウェイト乗算部１１０によるビームウェイト乗算とを別々に行う構成を示したが、この構成に限定されない。例えば、ビームウェイト乗算部１１０は、位相回転部１０７による位相回転ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)を、ビームウェイト係数W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF)に含めて乗算してもよい。すなわち、ビームウェイト乗算部１１０は、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号に対して、W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF)×exp(jψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m))を乗算してもよい。このような構成とすることで、位相回転部の位相器及び位相変調器を省くことができ、回路構成を簡易化することができる。

（実施の形態１のバリエーション４）
バリエーション４では、送信フレーム毎にドップラシフト量（又は、送信周期Tr）を可変にする場合について説明する。換言すると、符号化ドップラ多重送信に使用されるドップラシフト量の各間隔は、レーダ送信信号が送信されるフレーム毎（例えば、Nc回の送信周期毎（Nc×Tr）毎）に可変に設定される。

例えば、同一の距離インデックスf_{b_cfar}において、受信レベルのほぼ等しい複数ターゲットが存在する場合、複数のターゲットのドップラピークの間隔が、ドップラ多重におけるドップラシフト量の間隔に一致すると、符号化ドップラ多重分離部２１２は、送信アンテナ１０８及びターゲットのドップラ周波数を判別できない可能性がある。

一方で、複数のターゲット間のドップラ周波数は異なり得ることから、ターゲットとレーダ装置１０との間の相対移動速度は異なり得る。そのため、レーダ装置１０において、レーダ観測を続けて行うことにより、或る時点のレーダ測位出力において送信アンテナ１０８及びターゲットのドップラ周波数を判別ができない場合でも、続く時点のレーダ測位出力では、複数のターゲット間の距離が異なって測定される可能性が高くなり得る。よって、複数のターゲットそれぞれを分離した出力を得る確率が高いことが想定される。

更に、複数のターゲットに対応する信号をより確実に分離するため、例えば、レーダ装置１０は、レーダ測位を継続的に行う場合、レーダ測位毎（例えば、Nc回の送信周期（Nc×Tr）毎）に、送信周期Tr及びドップラシフト量の少なくとも一方の間隔を可変に設定してもよい。

これにより、例えば、同一の距離インデックスf_{b_cfar}において、複数のターゲットのドップラピークの受信レベルがほぼ等しく、ドップラピークの間隔がドップラシフト量の間隔に一致して、符号化ドップラ多重分離部２１２において送信アンテナ１０８の判別及びターゲットのドップラ周波数の判別ができない場合でも、次のレーダ測位においてはドップラシフト量の間隔が異なる可能性をより高めることができる。よって、レーダ装置１０は、複数のターゲットに対応する信号をより確実に分離できる。

例えば、ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmは、次式(52)のように設定されてもよい(角度はラジアン単位で示している)。

例えば、式(52)において、レーダ装置１０は、レーダ測位毎にδを可変することにより、ドップラシフト量の間隔を可変に設定できる。例えば、レーダ装置１０は、レーダ測位毎にδを0、1、0、1,…,となるように周期的に可変してもよい。

また、レーダ装置１０は、例えば、レーダ測位毎に送信周期Trを可変に設定することで、ドップラシフト量の間隔が変化し、ドップラシフト量を可変に設定する場合と同等の効果が得られる。

（実施の形態１のバリエーション５）
バリエーション５では、例えば、同一又は一部の周波数帯が重複する複数のレーダ装置からの干渉の影響を低減する方法について説明する。

図１６は、バリエーション５に係るレーダ装置１０ｂの構成例を示すブロック図である。なお、図１６において、図１と同一の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。例えば、図１６に示すレーダ装置１０ｂは、図１に示すレーダ装置１０に対して、レーダ送信部１００ｂの位相回転量設定部１０４ｂにおいてランダム符号付与部１１１を追加し、レーダ受信部２００ｂの信号処理部２０６ｂにおいてランダム符号乗算部２１４を追加した構成である。

図１６において、ランダム符号付与部１１１は、例えば、符号化部１０６の出力である符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)に対して、疑似ランダム符号系列RCodeの符号要素RC（RC_INDEX(m)）を乗算して、位相回転部１０７に出力する。ここで、m=1, …, Ncであり、mdn=1,…, N_DMであり、ndop_code(ndm)=1,…, N_{DOP_CODE}(ndm)である。

例えば、擬似ランダムな符号には、PN（pseudo random noise）符号、M系列符号、又は、Gold符号を用いてよい。また、擬似ランダムな符号系列RCodeは、例えば、次式(53)のようにLRC個の符号要素からなる。
RCode={RC(1),RC(2),…,RC(N_LRC)} (53)

擬似ランダム符号系列の符号要素は、例えば、１から－１の値を含み、１の場合は０の位相回転を付与し、－１の場合はπの位相回転を付与する。擬似ランダムな符号系列の符号長N_LRCは、N_c以下である。また、例えば、ランダム符号付与部１１１は、第m番目の送信周期毎に擬似ランダムな符号系列の符号要素インデックスRC_INDEX（m）を次式(54)のように巡回的に可変にする。

また、ランダム符号付与部１１１は、擬似ランダムな符号系列RCodeのランダム符号要素RC(RC_INDEX（m）)をランダム符号乗算部２１４に出力する。

レーダ送信部１００ｂのNt個の位相回転部１０７は、送信周期Tr毎にレーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号に対して、符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)に擬似ランダム符号系列RCodeの符号要素RC（RC_INDEX(m)）を付与した位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)＋angle[RC（RC_INDEX(m)）]をそれぞれ付与する。

例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3の場合、ドップラ多重数N_DM=2、N_CM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code₁=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝を用い、符号化ドップラ多重数をN_{DOP_CODE}(1)=1, N_{DOP_CODE}(2)=2とする場合について説明する。

この場合、ランダム符号付与部１１１は、符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)にランダム符号RC（RC_INDEX（ｍ））を付与した位相回転量を、送信周期毎に位相回転部１０７に出力する。

位相回転部PROT#[1, 1]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に、次式(55)のように位相回転を付与する。位相回転部PROT#[1, 1]の出力は、送信アンテナTx#[1, 1]から出力される。ここでcp(t)は送信周期毎のチャープ信号を表す。

同様に、位相回転部PROT#[1, 2]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に、次式(56)のように位相回転を付与する。位相回転部PROT#[1, 2]の出力は、送信アンテナTx#[1, 2]から出力される。

同様に、位相回転部PROT#[2, 2]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に、次式(57)のように位相回転を付与する。位相回転部PROT#[2, 2]の出力は、送信アンテナTx#[2, 2]から出力される。

レーダ受信部２００ｂのランダム符号乗算部２１４は、送信周期mにおけるビート周波数解析部２０８の出力信号RFT_z（f_b, m）に対して、ランダム符号付与部１１１から入力されるランダム符号要素RC(RC_INDEX(m))を乗算する。ランダム符号乗算部２１４は、RC(RC_INDEX(m))×RFT_z（f_b, m）で表される信号を出力切替部２０９に出力する。ここで、ｚ=1, …, Naである。

以上のような動作により、同一又は一部の周波数帯が重複する複数のレーダ装置からの干渉が存在する場合でも、レーダ装置１０ｂにおいて、干渉信号は、ドップラ解析部２１０に入力される前にランダム符号乗算部２１４によって擬似ランダムな信号に変換できる。これにより、ドップラ解析部２１０の出力において、干渉波の信号電力をドップラ周波数領域に拡散する効果が得られる。例えば、擬似ランダムな符号系列の乗算によって、干渉波のピーク電力を1/Ncode程度に低減できる。したがって、後段のＣＦＡＲ部２１１において、干渉波のピークが誤って検出される確率を大幅に低減できる。

なお、位相回転部１０７の位相回転精度が十分でない場合には、直交符号の送信周期中にランダム符号を付与することによって位相回転誤差が発生すると、直交符号間の干渉が発生する可能性がある。この干渉発生に対する対策として、例えば、擬似ランダム符号系列の符号長N_LRCは、Ncode以下とし、ランダム符号付与部１１１は、直交符号長Locの送信周期中には同一のランダム符号要素を付与してもよい。例えば、ランダム符号付与部１１１は、次式(58)のように、擬似ランダム符号要素インデックスRC_INDEX（ｍ）を送信周期ｍ毎に設定してもよい。

これにより、直交符号の送信周期中には同一のランダム符号要素が付与されるので、位相回転部１０７の位相回転精度が十分でない場合でも、ランダム符号による位相回転誤差は一定となり、直交符号間の干渉を低減できる。

例えば、式(58)に示すRC_INDEX(m)を用いる場合に、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3、ドップラ多重数N_DM=2、N_CM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code₁=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝とし、符号化ドップラ多重数をN_{DOP_CODE}(1)=1, N_{DOP_CODE}(2)=2とする場合について説明する。

位相回転部PROT#[1, 1]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に、次式(59)のように位相回転を付与する。位相回転部PROT#[1, 1]の出力は、送信アンテナTx#[1, 1]から出力される。ここでcp(t)は送信周期毎のチャープ信号を表す。

同様に、位相回転部PROT#[1, 2]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に、次式(60)のように位相回転を付与する。位相回転部PROT#[1, 2]の出力は、送信アンテナTx#[1, 2]から出力される。

同様に、位相回転部PROT#[2, 2]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に、次式(61)のように位相回転を付与する。位相回転部PROT#[2, 2]の出力は、送信アンテナTx#[2, 2]から出力される。

（実施の形態１のバリエーション６）
実施の形態１では、位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]の出力は、送信アンテナTx#[ndop_code(ndm), ndm]から送信される場合について説明したが、これに限定されない。

例えば、複数の送信アンテナ１０８それぞれと、符号化ドップラ多重信号の割り当て（換言すると、ドップラシフト量及び符号系列の組み合わせ）と、の対応付けは、レーダ送信信号が送信されるフレーム毎に可変に設定されてよい。

例えば、レーダ測位を継続的に行う場合、レーダ装置１０は、レーダ測位毎（例えば、Nc回の送信周期（Nc×Tr）毎）に、位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]の出力を送信する送信アンテナ１０８を可変にしてもよい。ここで、ndm=1,…, N_DMであり、ndop_code(ndm)=1,…, N_{DOP_CODE}(ndm)である。

レーダ装置１０は、例えば、Nt個の位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]の出力を、Nt個の送信アンテナ#1,…,#Ntの何れから送信するかについて割り当てる割当テーブルを複数保持してもよい。例えば、レーダ装置１０は、レーダ測位毎（例えば、Nc回の送信周期（Nc×Tr）毎）に割当テーブルを変更することにより、レーダ測位毎に送信する送信アンテナ１０８を可変に設定できる。

このように、レーダ装置１０は、レーダ測位を継続的に行う場合に、レーダ測位毎にNt個の位相回転部１０７の出力に対して、対応する送信アンテナ１０８を可変に設定する。これにより、送信アンテナ１０８毎に異なる干渉（例えば、符号間干渉）の影響を受けて信号を受信する場合等に、送信アンテナ１０８を可変にすることで、干渉の影響のランダマイズ効果を得ることができる。

（実施の形態１のバリエーション７）
実施の形態１では、符号化部１０６は、ドップラシフト設定部１０５から出力されるN_DM個のドップラシフト量を付与する位相回転量φ₁,…,φ_NDMのそれぞれに対して、１個又はN_CM個以下の複数の直交符号系列に基づく位相回転を付与することにより、符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)を設定し、位相回転部１０７に出力する。しかし、符号化部１０６の処理は、これに限定されない。

バリエーション７では、送信周期毎に、送信アンテナ１０８とドップラ多重信号との対応付けが可変に設定される場合について説明する。

例えば、符号化ドップラ多重送信に使用されるドップラ多重数は同じままで、送信アンテナ１０８に対する、ドップラ多重（換言すると、ドップラシフト量）の割り当てを送信周期毎に可変にしてよい。

例えば、符号化部１０６は、直交符号系列の符号要素毎（例えば、送信周期Tr毎）に、異なるドップラシフト量を付与する位相回転量を用いて符号化ドップラ位相回転量を設定する。換言すると、符号化部１０６は、各送信アンテナ１０８から送信されるレーダ送信信号に付与される符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)において、直交符号系列の符号要素毎（例えば、送信周期Tr毎）に、ドップラシフト量DOP_ndmの値を異ならせてよい。

このような符号化ドップラ位相回転量の設定により、実施の形態１と同様な効果が得られる。また、例えば、送信アンテナ１０８毎に異なる干渉（例えば、符号間干渉）の影響を受けて信号を受信する場合等に、送信アンテナ１０８を可変にすることで、干渉の影響のランダマイズ効果を得ることができる。

例えば、符号化部１０６は、式(5)の代わりに、次式(62)を用いて符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)を設定してもよい。

式(62)に示す符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)において、符号化に用いる符号長Loc回の送信周期の期間において、ドップラシフト量を付与する位相回転量をφ_{mod(ndm+OC_INDEX-2,NDM)+1}となるように送信周期に可変に設定し（式(62)の第１項）、符号化で用いる符号Code_{ndop_code(ndm)}のLoc個の各符号要素OC_{ndop_code(ndm)}(1),…,OC_{ndop_code(ndm)}(Loc)の位相回転量を付与している（式(62)の第２項目）。式(62)において、ドップラシフト量を付与する位相回転量をφ_{mod(ndm+OC_INDEX-2,NDM)+1}は、符号要素（例えば、OC_INDEX）毎に可変に設定される。

一例として、Nt=3、N_DM=2、N_CM=2の場合に、式(62)の符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm1}(m)を設定する場合について説明する。

この場合、ドップラシフト量DOP_１、DOP_２及び直交符号Code_１、Code_２の割り当ては、例えば、図１７に示すように、N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2)の設定に応じて決定される。図１７において、横軸は、１番目の符号要素（例えば、OC_INDEX=1）に対して用いるドップラシフト量と、２番目の符号要素（例えば、OC_INDEX=2）に対して用いるドップラシフト量との組み合わせを表している。

図１７に示すように、例えば、N_CM=2の符号長の符号系列において、１番目の符号要素に対応するドップラシフト量と、２番目の符号要素に対応するドップラシフト量とが異なる。

例えば、符号化部１０６において、式(62)を用いた場合、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3、ドップラ多重数N_DM=2、N_CM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code₁=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝を用いる場合に、符号化ドップラ多重数をN_{DOP_CODE}(1)=1, N_{DOP_CODE}(2)=2とする場合（例えば、図１７（ｂ）を参照）について説明する。この場合、符号化部１０６は、以下の式(63)～(65)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)を設定して位相回転部１０７に出力する。

式(63)～(65)の符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)のそれぞれにおいて、ドップラシフト量DOP_１、DOP₂を付与する位相回転量φ₁、φ₂が、符号長Loc=2の周期で交互に用いられている。

また、式(64)及び式(65)に示すψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)では、ドップラシフト量DOP_１、DOP₂を付与する位相回転量φ₁、φ₂を符号長Loc=2の周期で同じ位相回転量となる関係を保ちつつ、直交符号系列Code₁、Code₂による位相回転がそれぞれ付与される。換言すると、ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)では、符号長Locの周期において、ドップラシフト量を付与する位相回転量を同様に変化させて、複数の直交符号系列を用いて符号多重が行われる。

また、式(63)及び式(64)に示すψ_{1, 1}(m)とψ_{1, 2}(m)とでは、ドップラシフト量DOP_１、DOP₂を付与する位相回転量φ₁、φ₂を符号長Loc=2の周期で異なる位相回転量とする。式(63)及び式(65)に示すψ_{1, 1}(m)とψ_{2, 2}(m)とも、同様に、ドップラシフト量DOP_１、DOP₂を付与する位相回転量φ₁、φ₂を符号長Loc=2の周期で異なる位相回転量とする。

ここで、例えば、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量を式（１）のφ_ndm=2π(ndm-1)/N_DMとし、ドップラシフト量DOP_１を付与する位相回転量φ_１=0、ドップラシフト量DOP_２を付与する位相回転量φ₂=πを用いた場合について説明する。この場合、符号化部１０６は、以下の式(66)～(68)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。ここで、m=1、…、Ncである。

また、他の例として、Nt=6、N_DM=4、N_CM=2の場合に、式(62)の符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm1}(m)を設定する場合について説明する。

この場合、ドップラシフト量DOP_１、DOP_２、DOP₃、DOP_４、及び、直交符号Code_１、Code_２の割り当ては、例えば、図１８に示すように、N_{DOP_CODE}(1), N_{DOP_CODE}(2)、N_{DOP_CODE}(3),N_{DOP_CODE}(4)の設定に応じて決定される。図１８において、横軸は、１番目の符号要素（例えば、OC_INDEX=1）に対して用いるドップラシフト量と、２番目の符号要素（例えば、OC_INDEX=2）に対して用いるドップラシフト量との組み合わせを表している。

図１８に示すように、例えば、N_CM=2の符号長の符号系列において、１番目の符号要素に対応するドップラシフト量と、２番目の符号要素に対応するドップラシフト量とが異なる。

例えば、符号化部１０６において、式(62)を用いた場合、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=6、ドップラ多重数N_DM=4、N_CM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code₁=｛1，1｝、Code₂=｛1，-1｝を用いる場合に、符号化ドップラ多重数をN_{DOP_CODE}(1)=1, N_{DOP_CODE}(2)=1, N_{DOP_CODE}(3)=2, N_{DOP_CODE}(4)=2とする場合について説明する。この場合、符号化部１０６は、以下の式(69)～(74)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m) , ψ_{2, 3}(m) , ψ_{1, 4}(m) , ψ_{2, 4}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。ここで、m=1、…、Ncである。

式(69)～(74)の符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)のそれぞれにおいて、ドップラシフト量DOP_ndm、DOP_{mod(ndm, NDM)+1}を付与する位相回転量φ_ndm、φ_{mod(ndm, NDM)+1}が、符号長Loc=2の周期で用いられている。また、異なるndmの符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm}(m)間では、ドップラシフト量を付与する位相回転量は互いに異なる。

また、符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, ndm}(m), …, ψ_{n2dop_code(ndm), ndm}(m)では、ドップラシフト量DOP_ndm、DOP_{mod(ndm, NDM)+1}を付与する位相回転量φ_ndm、φ_{mod(ndm, NDM)+1}を符号長Loc=2の周期で同じ位相回転量となる関係を保ちつつ、直交符号系列Code₁,…,Code_{ndop_code(ndm)}による位相回転が付与される。

ここで、例えば、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量を式(1)のφ_ndm=2π(ndm-1)/N_DMとし、ドップラシフト量DOP₁を付与する位相回転量φ_１=0、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=π/2、ドップラシフト量DOP₃を付与する位相回転量φ₃=π、ドップラシフト量DOP₄を付与する位相回転量φ₄=3π/2を用いた場合について説明する。この場合、符号化部１０６は、以下の式(75)～(80)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m) , ψ_{2, 3}(m) , ψ_{1, 4}(m) , ψ_{2, 4}(m)を設定して、位相回転部１０７に出力する。ここで、m=1、…、Ncである。

次に、上述した符号化部１０６において符号化ドップラ位相回転量を設定した場合のレーダ受信部２００の動作例について説明する。レーダ受信部２００では、符号化ドップラ多重分離部２１２における符号分離処理が実施の形態１と異なる。

符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１の出力である距離インデックスf_{b_cfar}のN_DM個の符号化ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD）で指示される第z番目の信号処理部２０６におけるドップラ解析部２１０の出力に対して符号分離処理を行う。

符号分離処理は、例えば、全てのnfd=1,…,N_DMに対して、全てのDopCase=1,…,N_DMの候補に渡って行われてもよい。ただし、符号化ドップラ多重分離部２１２は、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号を検出し、送信アンテナ１０８の判別、及び、ターゲットドップラ周波数の判定を行う。このことから、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、次式(81)のような符号分離処理を行うことにより、分離処理の演算量を低減できる。

なお、上付き添え字のアスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。また、nfd=1,…,N_DM 、ncm=1,…, N_CMでありDopCase=1,…,N_DMである。

例えば、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号が、式(62)の符号化ドップラ位相回転量ψ_{ndop_code(ndm), ndm1}(m)を用いた場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、noc番目の符号要素におけるドップラシフト量として、DOP_{mod(ndm1+noc-2, NDM)+1}を用いることを考慮して、式(81)に示す符号分離処理を行う。

式(81)において、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各DopCaseのうち、noc番目の符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力に対して、ドップラシフト量DOP_{mod(ndm1+noc-2, NDM)+1}が含まれる候補DOPposi(DOP_{mod(ndm1+noc-2, NDM)+1},DopCase)を用いて符号分離処理を行う。ここで、式(81)で得られる符号分離信号DeMUL_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)は、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD）に対し、Code_ncmを用いた符号分離信号を表す。なお、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD）は、式(62)の符号化ドップラ位相回転量を用いる場合、１番目の符号要素のドップラ解析部２１０の出力におけるドップラ周波数インデックスを表す。

また、式(81)において、expの項では、符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力間においてサンプリング時間がずれているため、ドップラ周波数インデックス（f_{ｓ_comp_cfar}+(DopCase-1)×ΔFD-DOP₁）に応じた位相補正が行われている。

また、ドップラシフト設定部１０５において設定されたドップラシフト量DOP_ndmは、DOP₁＜DOP₂＜….＜DOP_DM-1＜DOP_DMであり、初期状態（ターゲットとの相対速度がゼロ）の場合、DOP₁はfs_comp=-Ncode/2,…,-Ncode/2+ΔFD-1の範囲内にある。このため、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、DOP₁を基準とし、位相補正量を算出する。

レーダ受信部２００における以降の処理は、実施の形態１と同様であり、ここでは説明を省略する。

（実施の形態１のバリエーション８）
実施の形態１では、レーダ装置１０において、レーダ送信信号として、チャープパルスを繰り返しNc回送信する際に、チャープ信号の中心周波数を一定にする場合（例えば、図２を参照）について説明した。しかし、チャープ信号の中心周波数は、一定である場合に限定されない。

バリエーション８では、チャープ信号の中心周波数が可変に設定される場合について説明する。

［レーダ装置の構成］
図１９は、バリエーション８に係るレーダ装置１０ｃの構成例を示すブロック図である。なお、図１９において、実施の形態１（図１）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

以下では、例えば、レーダ装置１０ｃは、チャープ信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化（例えば、Δf＞０の場合には増加、Δf＜の場合には減少）させたレーダ送信信号を送信する。

レーダ送信部１００ｃにおけるレーダ送信信号生成部１０１ｃは、変調信号発生部１０２と、ＶＣＯ１０３ｃと、送信周波数制御部１１２とを備える。

例えば、変調信号発生部１０２は、のこぎり歯形状のＶＣＯ制御用の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をTrとする。

送信周波数制御部１１２は、ＶＣＯ１０３ｃから出力される周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcを送信周期Tr毎に制御する。例えば、送信周波数制御部１１２は、周波数変調信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化させてもよい。

ＶＣＯ１０３ｃは、送信周波数制御部１１２及び変調信号発生部１０２の出力に基づいて、周波数変調信号を位相回転部１０７及びレーダ受信部２００ｃ（例えば、ミキサ部２０４）へ出力する。

図２０は、周波数変調された周波数変調信号(以下、チャープ信号)の一例を示す。

図２０では、例えば、ＶＣＯ１０３ｃは、第１の送信周期Tr#1において、中心周波数fc(1)がf₀のチャープ信号を出力する。また、図２０に示すように、ＶＣＯ１０３ｃは、第２の送信周期Tr#2において、中心周波数fc(2)がf₀＋Δfのチャープ信号を出力する。同様に、図２０では、ＶＣＯ１０３ｃは、第ｍの送信周期Tr#mにおいて、中心周波数fc(m)がf₀＋(m-1)Δfのチャープ信号を出力する。このように、ＶＣＯ１０３ｃは、送信周期Tr毎にチャープ信号の中心周波数をΔf変化させる。

すなわち、図２０では、N_c番目の送信周期Tr#N_cにおけるチャープ信号の中心周波数fc(N_c)は、f₀＋Δf×（N_c-1）となる。

なお、各チャープ信号には、例えば、レンジゲートの時間幅T_Aにおける周波数変調帯域幅Bwが同一となるチャープ信号が用いられてよい。また、図２０に示す例では、Δf＞０の場合（換言すると、中心周波数fcが増加する場合）について示すが、Δf＜０の場合（換言すると、中心周波数fcが減少する場合）についても同様である。

図１９に示すレーダ送信部１００ｃにおける他の動作は実施の形態１と同様でもよい。

次に、レーダ装置１０ｃのレーダ受信部２００ｃにおける動作例について説明する。

レーダ受信部２００ｃにおいて、受信アンテナ２０２において受信した信号に対する各アンテナ系統処理部２０１の処理、後続するCFAR部２１１、及び、符号化ドップラ多重分離部２１２における動作は実施の形態１の動作と同様である。また、レーダ受信部２００ｃにおいて、方向推定部２１３ｃにおける符号化ドップラ多重分離部２１２の出力を用いた方向推定処理も実施の形態１の動作と同様である。

レーダ受信部２００ｃでは、例えば、方向推定部２１３ｃにおける、ターゲットのドップラ周波数判定結果（例えば、ターゲットのドップラ周波数f_TARGET）に基づくターゲットのドップラ速度情報に関する変換処理が実施の形態１と異なる。

なお、ビート周波数インデックスに基づく距離情報R(f_b)の変換は、実施の形態１と同様であり、方向推定部２１３ｃは、例えば、式(31)に基づいて、ビート周波数インデックス（又は、距離インデックス）f_bを用いて距離情報R(f_b)を出力してもよい。

方向推定部２１３ｃは、例えば、ターゲットのドップラ周波数f_TARGETと距離インデックスf_{b_cfar}を用いて、以下のように検出したターゲットのドップラ速度情報v_dを出力してもよい。

例えば、チャープ信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化させたレーダ送信信号を用いる場合、ターゲットの相対速度がゼロの場合でも、送信周期Tr毎にチャープ信号の中心周波数fcが変化している。このため、レーダ装置１０ｃの受信信号には、送信周期Tr毎のチャープ信号における中心周波数の変化に伴う位相回転が含まれる。

ターゲット距離R_targetに対する第ｍ番の送信周期Trにおける中心周波数fcは、第１番の中心周波数を基準として（m-1）Δf変化する。この中心周波数fcの変化に伴う位相回転量Δη（m, R_target）は、ターゲット距離R_targetからの反射波到来時間（2R_target／C_o）を考慮すると式（81-1）で示される。なお、式（81-1）は、第１の送信周期Trの位相を基準にした場合の相対的な位相回転量を表す。C₀は光速度を表す。

よって、次式（81-2）に示すように、方向推定部２１３ｃは、送信周期Tr毎のチャープ信号における中心周波数fcの変化量であるΔfを考慮した変換式に基づいて、ドップラ速度情報v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）を算出する。

式（81-2）における第１項は、式(49)に相当するもので、ドップラ周波数f_TARGETで示される相対ドップラ速度成分である。式（81-2）における第２項は、チャープ信号の中心周波数fcを、送信周期Tr毎にΔf変化させることで生じるドップラ速度成分である。方向推定部２１３ｃは、例えば、式（81-2）に示すように第１項から第２項のドップラ成分を除くことで本来のターゲットの相対ドップラ速度v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）を算出できる。ここで、R(f_{b_cfar})は、式(31)に従ってビート周波数インデックスf_{b_cfar}から算出される距離情報（距離推定値）である。

なお、ターゲットのドップラ範囲は±1/(2×Tr)までを想定しているため、v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）が、v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}） < -C₀/(4f₀Tr)となる場合、方向推定部２１３ｃは、次式（81-3）に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）を出力してもよい。

同様に、ターゲットのドップラ範囲は±1/(2×Tr)までを想定しているため、v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）が、v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}） > C₀/(4f₀Tr)となる場合、方向推定部２１３ｃは、次式（81-4）に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）を出力してもよい。

以上のように、バリエーション８では、レーダ装置１０ｃにおいて、チャープ信号の中心周波数fcは、レーダ送信信号の送信周期Trに基づいて変化する。例えば、レーダ装置１０ｃは、レーダ送信信号として、チャープ信号の中心周波数fcを、送信周期Tr毎にΔf変化（例えば、Δf＞０の場合には増加、Δf＜の場合には減少）させて送信する。この場合でも、レーダ装置１０ｃ（例えば、MIMOレーダ）は、実施の形態１と同様、実効的なドップラ周波数帯域幅を1/(Tr)に拡大でき、曖昧性（Ambiguity）が生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大できる。また、レーダ装置１０ｃは、多重信号間の相互干渉をほぼノイズレベル程度に抑えることができる。よって、バリエーション８によれば、レーダ装置１０ｃは、より広いドップラ周波数範囲において、物標の検知精度を向上できる。

なお、バリエーション８は、実施の形態１に限らず、実施の形態１のバリエーション１～７にも同様に適用でき、それぞれ同様の効果を得ることができる。例えば、実施の形態１のバリエーション１～７の何れかにおいて、図２０に示すように中心周波数fcが変化するチャープ信号を含むレーダ送信信号が用いられてもよい。

また、バリエーション８では、レーダ装置１０ｃは、例えば、レーダ送信信号において、チャープ信号の中心周波数fcを送信周期Tr毎にΔf変化させて送信するので、チャープ信号の中心周波数の変化幅によって距離分解能を向上できる（例えば、非特許文献４を参照）。バリエーション８によれば、チャープ信号の中心周波数の変化幅によって距離分解能を向上できるため、チャープ信号の中心周波数を一定として送信する場合と比較して、チャープ掃引帯域（例えば、Bw）を低減できる。チャープ掃引帯域の低減により、例えば、距離分解能を向上しつつ、送信周期Trの短縮が可能であるので、符号多重送信において、曖昧性なく検出可能なドップラ範囲をさらに拡大できる。

（実施の形態１のバリエーション９）
チャープ信号の中心周波数を変更する周期は、バリエーション８のような送信周期Trに限定されない。バリエーション９では、チャープ信号の中心周波数が、複数のチャープ信号の送信周期毎に可変に設定される場合について説明する。

例えば、バリエーション９では、ドップラ多重送信に用いる１つの直交符号の符号長Loc回の送信周期（Loc×Tr）毎（換言すると、直交符号系列の送信周期。以下、「符号送信周期」と呼ぶ）に可変に設定される場合について説明する。

［レーダ装置の構成］
図２１は、バリエーション９に係るレーダ装置１０ｄの構成例を示すブロック図である。なお、図２１において、実施の形態１（図１）又はバリエーション８（図１９）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

バリエーション９では、例えば、レーダ装置１０ｄは、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化（例えば、Δf＞０の場合には増加、Δf＜の場合には減少）させたレーダ送信信号を送信する。

レーダ送信部１００ｄにおけるレーダ送信信号生成部１０１ｄは、変調信号発生部１０２と、ＶＣＯ１０３ｄと、送信周波数制御部１１２ｄとを備える。また、レーダ送信部１００ｄにおける位相回転量設定部１０４ｄは、ドップラシフト設定部１０５と、符号化部１０６ｄとを備える。

例えば、レーダ送信信号生成部１０１ｄにおいて、変調信号発生部１０２は、のこぎり歯形状のＶＣＯ制御用の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をTrとする。

送信周波数制御部１１２ｄは、符号化部１０６ｄから出力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）毎に制御する。

例えば、送信周波数制御部１１２ｄは、OC_INDEX=1となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号の中心周波数fcをΔf変化させてもよい。換言すると、送信周波数制御部１１２ｄは、OC_INDEX≠１となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号の中心周波数fcを、前回の送信周期Trにおける中心周波数fcと同一に制御する。この制御により、送信周波数制御部１１２ｄは、符号送信周期（Loc×Tr）毎に中心周波数fcがΔf変化するように制御できる。

ＶＣＯ１０３ｄは、送信周波数制御部１１２ｄ及び変調信号発生部１０２の出力に基づいて、周波数変調信号を位相回転部１０７及びレーダ受信部２００ｄ（例えば、ミキサ部２０４）へ出力する。

図２２は、周波数変調された周波数変調信号(以下、チャープ信号)の一例を示す。

図２２では、例えば、ＶＣＯ１０３ｄは、第１の送信周期Tr#1（例えば、OC_INDEX=1）において、中心周波数fc(1)がf₀のチャープ信号を出力する。また、図２２に示すように、ＶＣＯ１０３ｄは、第２の送信周期Tr#2（例えば、OC_INDEX=2）において、中心周波数fc(2)がf₀のチャープ信号を出力する。同様に、ＶＣＯ１０３ｄは、第3の送信周期（例えば、OC_INDEX=3。図示せず）から第Locの送信周期Tr#Loc（例えば、OC_INDEX=Loc）それぞれにおいて、中心周波数fc(3)～fc(Loc)がf₀のチャープ信号を出力する。

ＶＣＯ１０３ｄは、第（Loc+1）の送信周期Tr#(Loc+1)において、中心周波数fc(Loc+1)がf₀＋Δfのチャープ信号を出力する。また、ＶＣＯ１０３ｄは、第（Loc+2）の送信周期Tr#(Loc+2)から第（2Loc）の送信周期Tr#(2Loc)それぞれにおいて、中心周波数fc(Loc+2)～fc(2Loc)がf₀＋Δfのチャープ信号を出力する。

同様に、ＶＣＯ１０３ｄは、第ｍの送信周期Tr#mにおいて、中心周波数fc(m)がf₀＋floor[(m-1)/Loc]Δfのチャープ信号を出力する。

すなわち、図２２では、N_c番目の送信周期Tr#N_cにおけるチャープ信号の中心周波数fc(N_c)は、f₀＋（Ncode-1）Δfとなる。ここで、Ncode=N_c/Locである。

なお、各チャープ信号には、例えば、レンジゲートの時間幅T_Aにおける周波数変調帯域幅Bwが同一となるチャープ信号が用いられてよい。また、図２２に示す例では、Δf＞０の場合（換言すると、中心周波数fcが増加する場合）について示すが、Δf＜０の場合（換言すると、中心周波数fcが減少する場合）についても同様である。

図２１に示すレーダ送信部１００ｄにおける他の動作は実施の形態１と同様でもよい。

次に、レーダ装置１０ｄのレーダ受信部２００ｄにおける動作例について説明する。

レーダ受信部２００ｄにおいて、受信アンテナ２０２において受信した信号に対する各アンテナ系統処理部２０１の処理、及び、後続するCFAR部２１１における動作は実施の形態１の動作と同様である。また、レーダ受信部２００ｄにおいて、方向推定部２１３ｄにおける符号化ドップラ多重分離部２１２ｄの出力を用いた方向推定処理も実施の形態１の動作と同様である。

レーダ受信部２００ｄでは、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄの動作、及び、方向推定部２１３ｄにおけるターゲットのドップラ速度情報に関する変換処理が実施の形態１と異なる。

なお、ビート周波数インデックスに基づく距離情報R(f_b)の変換は、実施の形態１と同様であり、方向推定部２１３ｄは、例えば、式(31)に基づいて、ビート周波数インデックス（又は、距離インデックス）f_bを用いて距離情報R(f_b)を出力してもよい。

以下、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄにおいて実施の形態１と異なる動作例について説明する。

例えば、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化させたレーダ送信信号を用いる場合、ターゲットの相対速度がゼロの場合でも、符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcが変化している。このため、レーダ装置１０ｄのLoc個の各ドップラ解析部２１０の出力には、符号送信周期（Loc×Tr）毎のチャープ信号における中心周波数の変化に伴う位相回転が含まれる。

例えば、ターゲット距離R_targetに対する第ｍ番目の送信周期Trにおける中心周波数fcは、第１番の送信周期Trにおける中心周波数fcを基準として、floor[(m-1)/Loc]Δf変化する。このため、中心周波数の変化に伴う位相回転量Δη（m, R_target）は、ターゲット距離R_targetからの反射波到来時間（2R_target／C₀）を考慮すると式（81-5）で示される。なお、式（81-5）は、第１番の送信周期Trの位相を基準にした場合の相対的な位相回転量を表す。C₀は光速度を表す。

Loc個の各ドップラ解析部２１０は、式(81-5)に示す位相回転を考慮したドップラ解析を行う。なお、ここでは、チャープ信号の中心周波数fcをΔf変化させる符号送信周期（Loc×Tr）と、Loc個の符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期とは一致する。このため、Loc個のドップラ解析部２１０間でのドップラ解析の時間差に起因するドップラ位相回転を補正して符号多重信号を分離するには、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、実施の形態１における＜（１）符号分離処理＞において説明した式（35）の代わりに次式(81-6)を用いる。

式(81-6)において、中心周波数変化に伴う位相回転を補正する項

が追加されている点が式（35）と異なる。

ここで、R(f_{b_cfar})は、式（31）に従ってビート周波数インデックスf_{b_cfar}から算出される距離推定値である。

式(81-6)において、R(f_{b_cfar})からの反射波到来時間（2R(f_{b_cfar})／C_o）でのΔf変化により、位相回転量は、符号送信周期（Loc×Tr）内において、2πΔf×（2R(f_{b_cfar})／C_o）となる。よって、Loc個のドップラ解析部２１０間でのドップラ解析の時間差に起因する位相回転が、例えば、第１のドップラ解析部２１０を基準として、第nocのドップラ解析部２１０において(noc-1)/Loc倍となる。式(81-6)は、これらのことから導出されている。なお、noc=1,…,Locである。

このように、チャープ信号の中心周波数fcをΔf変化させる周期を、符号送信周期（Loc×Tr）（又は、Locの約数となる回数の送信周期でもよい）とすることで、チャープ信号の中心周波数を変化させる周期と符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期とが一致する。例えば、チャープ信号の中心周波数fcをΔf変化させる周期が、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期と一致することで、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、Loc個の各ドップラ解析部２１０における位相補正値を一意に決定できる。これにより、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、（１）符号分離処理における位相補正を容易に行うことができる。よって、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、符号分離処理を容易に行うことができる。

次に、方向推定部２１３ｄにおいて実施の形態１と異なる動作例（例えば、ターゲットのドップラ速度情報に関する変換処理）について説明する。

方向推定部２１３ｄは、例えば、ターゲットのドップラ周波数f_TARGETと距離インデックスf_{b_cfar}を用いて、以下のように検出したターゲットのドップラ速度情報v_dを出力してもよい。

符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcをΔf変化させたレーダ送信信号を用いる場合、ターゲットの相対速度がゼロとなっている場合でも、符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcが変化している。このため、レーダ装置１０ｄの受信信号には、符号送信周期（Loc×Tr）毎のチャープ信号における中心周波数の変化に伴う位相回転が含まれる。

ターゲット距離R_targetに対する第ｍ番目の送信周期Trにおける中心周波数fcは、第１番の中心周波数を基準としてfloor[(m-1)/Loc]Δf変化する。この中心周波数fcの変化に伴う位相回転量Δη（m, R_target）は、ターゲット距離R_targetからの反射波到来時間（2R_target／C_o）を考慮すると式（81-7）で示される。なお、式（81-7）は、第１の送信周期Trの位相を基準にした場合の相対的な位相回転量を表す。C₀は光速度を表す。

よって、次式(81-8)に示すように、方向推定部２１３ｄは、符号送信周期（Loc×Tr）毎のチャープ信号における中心周波数fcの変化量であるΔfを考慮した変換式に基づいて、ドップラ速度情報v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）を算出する。

式（81-8）における第１項は、式(49)に相当するもので、ドップラ周波数f_TARGETで示される相対ドップラ速度成分である。式（81-8）における第２項は、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化させることで生じるドップラ速度成分である。方向推定部２１３ｄは、例えば、式（81-8）に示すように第１項から第２項のドップラ成分を除くことで本来のターゲットの相対ドップラ速度v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）を算出できる。ここで、R(f_{b_cfar})は、式(31)に従ってビート周波数インデックスf_{b_cfar}から算出される距離情報（距離推定値）である。

なお、ターゲットのドップラ範囲は±1/(2×Tr)までを想定しているため、v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）が、v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}） < -C₀/(4f₀Tr)となる場合、方向推定部２１３ｄは、次式(81-9)に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）を出力してもよい。

同様に、ターゲットのドップラ範囲は±1/(2×Tr)までを想定しているため、v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）が、v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}） > C₀/(4f₀Tr)となる場合、方向推定部２１３ｄは、次式(81-10)に従って、検出したターゲットのドップラ速度情報v_d（f_TARGET, f_{b_cfar}）を出力してもよい。

以上のように、バリエーション９では、レーダ装置１０ｄにおいて、チャープ信号の中心周波数fcは、符号送信周期（Loc×Tr）に基づいて変化する。例えば、レーダ装置１０ｄは、レーダ送信信号として、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化（例えば、Δf＞０の場合には増加、Δf＜の場合には減少）させて送信する。この場合でも、レーダ装置１０ｄ（例えば、MIMOレーダ）は、実施の形態１と同様、実効的なドップラ周波数帯域幅を1/(Tr)に拡大でき、曖昧性（Ambiguity）が生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大できる。また、レーダ装置１０ｄは、符号多重信号間の相互干渉をほぼノイズレベル程度に抑えることができる。よって、バリエーション９によれば、レーダ装置１０ｄは、より広いドップラ周波数範囲において、物標の検知精度を向上できる。

なお、バリエーション９は、実施の形態１に限らず、実施の形態１のバリエーション１～７にも同様に適用でき、それぞれ同様の効果を得ることができる。例えば、実施の形態１のバリエーション１～７の何れかにおいて、図２２に示すように中心周波数fcが変化するチャープ信号を含むレーダ送信信号が用いられてもよい。

また、バリエーション９によれば、チャープ信号の中心周波数fcをΔf変化させる周期を複数の送信周期Trにする場合、例えば、チャープ信号の中心周波数fcを変化させる周期と符号送信周期（Loc×Tr）とを一致させることにより、チャープ信号の中心周波数fcを変化させる周期は符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期（換言すると、符号多重に用いる符号の送信周期）とも一致する。よって、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、符号多重分離処理における位相補正を容易に行うことができる。

また、バリエーション９では、レーダ装置１０ｄは、例えば、レーダ送信信号において、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）毎にΔf変化させて送信するので、チャープ信号の中心周波数の変化幅は、Δf×Ncodeとなり、距離分解能は、0.5C₀/（Δf×Ncode）となる。例えば、Δf×Ncodeが大きいほど、チャープ信号の中心周波数の変化幅によって距離分解能をより向上できる。バリエーション９によれば、チャープ信号の中心周波数の変化幅によって距離分解能を向上できるため、チャープ信号の中心周波数を一定として送信する場合と比較して、チャープ掃引帯域（例えば、Bw）を低減できる。チャープ掃引帯域の低減により、例えば、距離分解能を向上しつつ、送信周期Trの短縮が可能であるので、符号多重送信において、曖昧性なく検出可能なドップラ範囲をさらに拡大できる。

なお、バリエーション９では、符号送信周期（Loc×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcをΔf変化させたレーダ送信信号を用いる場合について説明したが、チャープ信号の中心周波数fcを変化させる周期はこれに限定されない。例えば、レーダ装置１０ｄは、符号長Locの約数回となる送信周期（Locの約数×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcをΔf変化させたレーダ送信信号を用いてもよい。なお、符号長Locの約数のうち、１を用いる場合はバリエーション８と同様に、送信周期Tr毎に中心周波数fcをΔf変化させることになる。

符号長Locの約数εとなる送信周期毎、すなわち、ε回の送信周期（ε×Tr）毎にチャープ信号の中心周波数fcをΔf変化させたレーダ送信信号を用いる場合、符号送信周期（Loc×Tr）毎に、Δf×Loc／ε分のチャープ信号の中心周波数fcが変化することになる。このため、この場合、式(81-8),(81-9),(81-10)におけるΔfを、Δf×Loc／εと置き換えてよい。また、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、符号分離処理において、式(81-6)の代わりに、次式(81-11)を用いる。ここで、εはLocの約数である。

（実施の形態１のバリエーション１０）
周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcの制御方法は、バリエーション８（図２０）及びバリエーション９（図２２）に係る方法に限定されない。バリエーション１０では、周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcの他の制御方法について説明する。

なお、バリエーション１０に係るレーダ装置の構成は、例えば、バリエーション９に係るレーダ装置１０ｄの構成と同様でもよい。

バリエーション１０では、例えば、レーダ装置１０ｄは、チャープ信号の中心周波数fcを符号送信周期（Loc×Tr）内において、複数の送信周期にわたり周期的に可変する。この場合、レーダ装置１０ｄは、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングを符号送信周期（Loc×Tr）に一致させることで、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄにおける信号処理量を低減できる（詳細は後述する）。

例えば、レーダ送信部１００ｄにおいて、変調信号発生部１０２は、のこぎり歯形状のＶＣＯ制御用の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をTrとする。

送信周波数制御部１１２ｄは、位相回転量設定部１０４ｄの符号化部１０６ｄから出力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号（チャープ信号）の中心周波数fcを送信周期Tr毎に制御する。

例えば、送信周波数制御部１１２ｄは、OC_INDEX=1となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号の中心周波数fcをf₀に設定する。また、送信周波数制御部１１２ｄは、OC_INDEX=2となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号の中心周波数fcをf₀＋Δfに設定する。同様にして、送信周波数制御部１１２ｄは、OC_INDEX=3～Locの各々となる送信周期Trにおいて、ＶＣＯ１０３ｄから出力される周波数変調信号の中心周波数fcを、（f₀＋2Δf）～（f₀＋（Loc-1）Δf）にそれぞれ設定する。

この制御により、送信周波数制御部１１２ｄは、例えば、各符号送信周期（Loc×Tr）にわたりチャープ信号の中心周波数fcが周期的に変化するように制御できる。

図２３は、周波数変調された周波数変調信号(以下、チャープ信号)の一例を示す。

図２３では、例えば、ＶＣＯ１０３ｄは、第１の送信周期Tr#1において、中心周波数fc(1)がf₀のチャープ信号を出力する。また、例えば、ＶＣＯ１０３ｄは、第２の送信周期Tr#2において、中心周波数fc(2)がf₀＋Δfのチャープ信号を出力する。同様に、ＶＣＯ１０３ｄは、第３の送信周期Tr#3から第Locの送信周期Tr#Locそれぞれにおいて、中心周波数fc(3)～fc(Loc)が（f₀＋2Δf）～（f₀＋（Loc－１）Δf）のチャープ信号を出力する。

また、ＶＣＯ１０３ｄは、第（Loc+1）の送信周期Tr#(Loc+1)において、中心周波数fc(Loc+1)がf₀のチャープ信号を出力する。同様に、ＶＣＯ１０３ｄは、第（Loc+2）の送信周期Tr#(Loc+2)から第（2Loc）の送信周期Tr#(2Loc)それぞれにおいて、中心周波数fc(Loc+2)～fc(2Loc)が（f₀＋Δf）～（f₀＋（Loc－１）Δf）のチャープ信号を出力する。

同様に、ＶＣＯ１０３ｄは、第ｍの送信周期Tr#mにおいて、チャープ信号の中心周波数fc(m)がf₀＋mod(m-1, Loc)Δfのチャープ信号を出力する。

すなわち、図２３では、N_c番目の送信周期Tr#N_cにおけるチャープ信号の中心周波数fc（N_c）は、f₀＋（Loc-1）Δfとなる。

このように、図２３では、チャープ信号の中心周波数fcの変化は、レーダ送信信号の送信周期に対して符号系列（例えば、直交符号）の符号長の約数倍の周期で一巡する。換言すると、例えば、図２３では、同一のOC_INDEXとなる送信周期Trでは、チャープ信号の中心周波数fcは同一になる。

なお、各チャープ信号には、例えば、レンジゲートの時間幅T_Aにおける周波数変調帯域幅Bwが同一となるチャープ信号が用いられてよい。また、図２３に示す例では、Δf＞０の場合（換言すると、中心周波数fcが増加する場合）について示すが、Δf＜０の場合（換言すると、中心周波数fcが減少する場合）についても同様である。

例えば、チャープ信号の中心周波数fcを、各符号送信周期（Loc×Tr）において、送信周期Tr毎にf₀、f₀+Δf、…、f₀+(Loc-1)Δfと変化させたレーダ送信信号を用いる場合、第1,2, …, Loc番のドップラ解析部２１０には、中心周波数fcがそれぞれf_０、f_０+Δf、…, f_０+(Loc-1)Δfのチャープ信号を送信した際のレーダ反射波が受信信号として入力される。

このため、Loc個のドップラ解析部２１０のそれぞれにおいて入力されるレーダ反射波の中心周波数は同一である。よって、Loc個の各ドップラ解析部２１０は、中心周波数fcが同一のチャープ信号を送信した際のレーダ反射波である受信信号に対してドップラ解析を行う。

一方、Loc個のドップラ解析部２１０間ではチャープ信号の中心周波数fcは異なる。このため、Loc個のドップラ解析部２１０間でのドップラ解析の時間差に起因する位相回転を補正して符号多重信号を分離するには、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、実施の形態１における＜（１）符号分離処理＞において説明した式(35)の代わりに、次式(81-12)を用いる。

式(81-12)において、中心周波数変化に伴う位相回転を補正する項

が追加されている点が式（35）と異なる。

式(81-12)は、以下のことから導出される。例えば、第1番のドップラ解析部２１０での送信チャープ信号の中心周波数を基準とする場合、第2番から第Loc番のドップラ解析部２１０での送信チャープ信号の中心周波数がそれぞれΔf、…, (Loc-1)Δf異なるので、R(f_{b_cfar})からの反射波到来時間（2R(f_{b_cfar})／C_o）内の位相回転量はそれぞれ異なる。

すなわち、第1番のドップラ解析部２１０の出力を位相基準としたときの第noc番のドップラ解析部２１０における位相回転量は、2π(noc-1)Δf×（2R(f_{b_cfar})／C_o）となる。このような位相回転を打ち消すように式(81-12)における

の項が導出されている。ここで、noc=1,…,Locである。

このように、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）（又は、Locの約数となる回数の送信周期）内において、複数のチャープ送信周期にわたり周期的に可変する場合、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期と、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングとが一致する。例えば、チャープ信号の中心周波数fcを複数のチャープ送信周期にわたり周期的に可変する際の周期が、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期と一致することで、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、各Loc個のドップラ解析部２１０における位相補正値を一意に決定できる。これにより、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、（１）符号分離処理における位相補正を容易に行うことができる。よって、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、符号分離処理を容易に行うことができる。

例えば、方向推定部２１３ｄは、測位結果として、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄにおいて判定したターゲットのドップラ周波数f_TARGETに基づいて検出したターゲットのドップラ速度情報v_d(f_TARGET)を次式(81-13)に従って算出し、出力してもよい。

以上のように、バリエーション１０では、レーダ装置１０ｄにおいて、チャープ信号の中心周波数fcは、複数の送信周期にわたり周期的に変化する。この場合でも、レーダ装置１０ｄ（例えば、MIMOレーダ）は、実施の形態１と同様、実効的なドップラ周波数帯域幅を1/(Tr)に拡大でき、曖昧性（Ambiguity）が生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大できる。また、レーダ装置１０ｄは、符号多重信号間の相互干渉をほぼノイズレベル程度に抑えることができる。よって、バリエーション１０によれば、レーダ装置１０ｄは、より広いドップラ周波数範囲において、物標の検知精度を向上できる。

なお、バリエーション１０は、実施の形態１に限らず、実施の形態１のバリエーション１～７にも同様に適用でき、それぞれ同様の効果を得ることができる。例えば、実施の形態１のバリエーション１～７の何れかにおいて、図２３に示すように中心周波数fcが変化するチャープ信号を含むレーダ送信信号が用いられてもよい。

また、バリエーション１０によれば、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングを、符号送信周期（Loc×Tr）とすることで、例えば、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングと、符号要素毎のドップラ解析部２１０への切り替え周期（換言すると、符号多重に用いる符号の送信周期）とを一致できる。これにより、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄにおける位相補正を容易に行うことができる。

また、バリエーション１０では、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングを、符号送信周期（Loc×Tr）とする場合について説明したが、チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングは（Locの約数×Tr）としてもよい。チャープ信号の中心周波数fcの変化が一巡するタイミングを（Locの約数ε×Tr）となる周期、すなわち、ε回の送信周期（ε×Tr）とする場合、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、式(81-12)の代わりに、式(81-14)を用いてもよい。ただし、εはLocの約数で、かつε＞１である。

また、バリエーション１０では、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）において、送信周期Tr毎にf₀、f₀+Δf、…、f₀+(Loc-1)Δfとして、Δfの整数倍で変化させたレーダ送信信号を用いる場合について説明したが、中心周波数fcの変化幅はΔfの整数倍の周波数に限定されず、任意で周波数で可変に設定されてもよい。

例えば、チャープ信号の中心周波数fcを、符号送信周期（Loc×Tr）の送信周期Tr毎にf₀、f₀+Δf₁、f₀+Δf₂、…、f₀+Δf_Loc-1と変化させたレーダ送信信号を用いてもよい。ここで、Δf_１、Δf₂、…、Δf_Loc-1は、符号送信周期（Loc×Tr）それぞれの送信周期Trにおけるチャープ信号の中心周波数fcの周波数可変値である。この場合、符号化ドップラ多重分離部２１２ｄは、符号分離処理において式(81-12)の代わりに次式(81-15)を用いてもよい。

（実施の形態２）
実施の形態１では、ドップラ多重送信と符号化とを併用する場合について説明した。これに対して、本実施の形態では、ドップラ多重送信と、時間多重とを併用する場合について説明する。

本実施の形態では、例えば、ドップラ多重送信信号に時間多重を併用して多重送信（以下、「時間ドップラ多重（Time-Doppler Multiplexing）」と呼ぶ）する際に、ドップラ多重送信信号毎の時間多重数を不均一にする。これにより、レーダ装置は、時間ドップラ多重信号の受信信号に基づいて、送信アンテナの識別と、ドップラ折り返し有無の判定を可能とする。その結果、実効的なドップラ周波数帯域幅を1/(Tr)に拡大することができ、曖昧性（Ambiguity）が生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大することができる。

［レーダ装置の構成］
図２４は、本実施の形態に係るレーダ装置２０の構成例を示すブロック図である。なお、図２４において、実施の形態１（図１）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

以下では、一例として、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式（例えば、チャープパルス送信（fast chirp modulation）とも呼ぶ）の構成について説明する。ただし、変調方式は、周波数変調に限定されない。例えば、本開示の一実施例は、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いたレーダ方式についても適用可能である。

レーダ装置２０は、レーダ送信部（送信ブランチ）３００と、レーダ受信部（受信ブランチ）４００と、を有する。

［レーダ送信部３００の構成］
レーダ送信部３００は、レーダ送信信号生成部１０１と、位相回転量設定部３０１と、位相回転部３０４と、送信制御部３０５と、送信アンテナ３０６と、を有する。

位相回転量設定部３０１は、位相回転部３０４における位相回転量（換言すると、ドップラ多重に用いる位相回転量）を設定する。位相回転量設定部３０１は、例えば、ドップラシフト設定部３０２、及び、時間多重部３０３を有する。

ドップラシフト設定部３０２は、例えば、レーダ送信信号（例えば、チャープ信号）に対して付与するドップラシフト量DOP_ndmに対応する位相回転量φ_ndmを設定し、時間多重部３０３に出力する。ここで、ndm=1,…, N_DMである。N_DMは、ドップラ多重数（換言すると、異なるドップラシフト数）である。

レーダ装置２０では、時間多重部３０３による時間多重を併用するため、ドップラ多重数N_DMは、多重送信に用いる送信アンテナ３０６の数Ntよりも少なく設定してよい。なお、ドップラ多重数N_DMは例えば２以上とする。

ドップラシフト量DOP₁、DOP₂,..,DOP_DMには、例えば、０以上２π未満の位相回転範囲を分割して、それぞれ異なる位相回転量が割り当てられる。例えば、ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmは、式(1)のように割り当てる（角度はラジアン単位で示している)。

時間多重部３０３は、ドップラシフト設定部３０２から出力されるN_DM個のドップラシフト量を付与する位相回転量φ₁,…,φ_NDMのそれぞれに対して、時間多重数N_TD個に基づく「時間多重ドップラ位相回転量」を設定し、位相回転部３０４に出力する。

なお、時間多重部３０３において、ドップラシフト設定部３０２から出力されるndm番目のドップラシフト量DOP_ndmを用いたドップラ多重信号を時間多重する際の時間多重数（以下、時間ドップラ多重数と呼ぶ）を「N_{DOP_TD}(ndm)」と表記する。ここで、ndm=1,…, N_DMである。

以下、時間多重部３０３における動作の一例について説明する。

時間多重部３０３は、例えば、ドップラ多重信号のそれぞれに対して時間多重する際の時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2),…, 及びN_{DOP_TD}(N_DM)の総和が、多重送信に用いる送信アンテナ３０６の数Nｔと等しくなるように時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)を設定する。換言すると、時間多重部３０３は、次式(82)を満たすように、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)を設定する。これにより、レーダ装置２０は、Nt個の送信アンテナ３０６を用いてドップラ周波数領域及び時間領域における多重送信（以下、時間ドップラ多重送信と呼ぶ）が可能となる。

ここで、時間多重部３０３は、例えば、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2),…, N_{DOP_TD}(N_DM)に関して、１以上N_TD個以下の範囲において異なる時間ドップラ多重数を含むように設定する。例えば、時間多重部３０３は、時間ドップラ多重数の全てにおいて時間多重数N_TD個とせずに、少なくとも１つの時間ドップラ多重数を１（換言すると、多重無し）に設定する。換言すると、時間多重部３０３は、ドップラ多重信号に対する時間ドップラ多重数を不均一に設定する。この設定により、レーダ装置２０は、例えば、後述する受信処理によって、複数の送信アンテナ３０６から時間ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。

時間多重部３０３は、第m番目の送信周期Trにおいて、第ndm番目のドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量φ_ndmに対して、次式(83)に示す時間多重ドップラ位相回転量ψ_{ndop_td(ndm), ndm}(m)を設定して、位相回転部３０４に出力する。

ここで、下付き添え字の「ndop_td(ndm)」は、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量φ_ndmに対する時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)以下のインデックスを表す。例えば、ndop_td(ndm)=1,…, N_{DOP_TD}(ndm)である。

例えば、式(83)に示すように、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{ndop_td(ndm), ndm}(m)は、時間多重に用いる時間多重数N_TD回分の送信周期の期間（例えば、N_TD×Tr）においてドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量を一定にする。

また、時間多重部３０３は、送信周期（Tr）毎に、時間多重インデックスTD_INDEXをレーダ受信部４００（後述する出力切替部４０１）に出力する。また、時間多重部３０３は、送信周期Tr毎に時間多重インデックスTD_INDEX、及び、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)を送信制御部３０５に出力する。

TD_INDEXは、時間多重数N_TD回分の送信周期の期間（N_TD×Tr）において何番目の送信周期（換言すると、時間多重における送信期間又は送信タイミング）であるかを指示する時間多重インデックスであり、送信周期（Tr）毎に、次式(84)のように、1からN_TDの範囲で巡回的に可変する。

ここで、mod(x, y)はモジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。また、m=1、…、Ncである。Ncはレーダ測位に用いる送信周期数（レーダ送信信号送信回数）である。また、レーダ送信信号送信回数Ncは、N_TDの整数倍（Ntdslot倍）となるように設定される。例えば、Nc=N_TD×Ntdslotである。

次に、時間多重部３０３において、ドップラ多重信号に対する時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)を不均一に設定する方法の一例について説明する。

例えば、時間多重部３０３は、下記の条件を満たす時間多重数N_TDを設定する。例えば、時間多重数N_TD及びドップラ多重数N_DMは、多重送信に用いる送信アンテナ３０６の数Ntに対して、以下の関係を満たす。
（時間多重数N_TD）×（ドップラ多重数N_DM）＞多重送信に用いる送信アンテナ数Nt

例えば、上記条件を満たす時間多重数N_TD及びドップラ多重数N_DMのうち、積（N_TD×N_DM）の値がより小さい組み合わせを用いることが、特性的にも、回路構成の複雑度的にもより好適である。ただし、上記条件を満たす時間多重数N_TD及びドップラ多重数N_DMのうち、積（N_TD×N_DM）の値がより小さい組み合わせに限定されず、他の組み合わせも適用が可能である。

例えば、Nt=3の場合、N_DM=2、N_TD=2の組み合わせが好適である。

この場合、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂及び時間多重の割り当てにおいて、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2)の設定には、N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=1、又は、N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=2の２通りがある。

また、例えば、Nt=4の場合、N_DM=3、N_TD=2、又は、N_DM=2、N_TD=3の組み合わせが好適である。

例えば、Nt=4、N_DM=3、N_TD=2の場合、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂及び、DOP₃及び時間多重の割り当てにおいて、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2) , N_{DOP_TD}(3)の設定には、N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=1, N_{DOP_TD}(3)=1と、N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=1と、N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=1, N_{DOP_TD}(3)=2との３通りがある。

例えば、Nt=4、N_DM=2、N_TD=3の場合、ドップラシフト量DOP_１、DOP_２及び時間多重の割り当てにおいて、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2)の設定には、N_{DOP_TD}(1)=3, N_{DOP_TD}(2)=1、及び、N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=3の２通りがある。

また、例えば、Nt=5の場合、N_DM=3、N_TD=2の組み合わせが好適である。

例えば、Nt=5、N_DM=3、N_TD=2の場合、ドップラシフト量DOP₁、DOP₂、DOP₃、及び時間多重の割り当てにおいて、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), N_{DOP_TD}(3)の設定には、N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=1と、N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=1, N_{DOP_TD}(3)=2と、N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=2との３通りがある。

また、例えば、Nt=6又は7の場合、N_DM=4、N_TD=2の組み合わせが好適である。

例えば、Nt=6、N_DM=4、N_TD=2の場合、ドップラシフト量DOP_１、DOP_２、DOP_３及びDOP_４と、時間多重の割り当てにおいて、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), N_{DOP_TD}(3), N_{DOP_TD}(4)の設定には以下の６通りがある。
N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=1, N_{DOP_TD}(4)=1
N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=1, N_{DOP_TD}(3)=2, N_{DOP_TD}(4)=1
N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=1, N_{DOP_TD}(3)=1, N_{DOP_TD}(4)=2
N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=2, N_{DOP_TD}(4)=1
N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=1, N_{DOP_TD}(4)=2
N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=1, N_{DOP_TD}(3)=2, N_{DOP_TD}(4)=2

例えば、Nt=7、N_DM=4、N_TD=2の場合、ドップラシフト量DOP_１、DOP_２、DOP_３及びとDOP_４と、時間多重の割り当てにおいて、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2), N_{DOP_TD}(3), N_{DOP_TD}(4)の設定には以下の４通りがある。
N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=2, N_{DOP_TD}(4)=1
N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=1, N_{DOP_TD}(4)=2
N_{DOP_TD}(1)=2, N_{DOP_TD}(2)=1, N_{DOP_TD}(3)=2, N_{DOP_TD}(4)=2
N_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=2, N_{DOP_TD}(3)=2, N_{DOP_TD}(4)=1

以下、同様に、例えば、Nt=8又は9の場合、N_DM=5、N_TD=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=10の場合、N_DM=6、N_TD=2の組み合わせが好適である。なお、送信アンテナ３０６の数Ntは、上記例に限定されず、Nt=11以上についても本開示の一実施例を適用できる。

次に、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{ndop_td(ndm), ndm}(m)の設定例について説明する。

例えば、時間多重部３０３において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3、ドップラ多重数N_DM=2、N_TD=2とする場合について説明する。この場合、例えば、時間ドップラ多重数をN_{DOP_TD} (1)=1, N_{DOP_TD} (2)=2とすると、時間多重部３０３は、次式(85)～(87)のような時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)を設定して、位相回転部３０４に出力する。ここで、m=1, …, Ncである。

なお、式(86)及び式(87)において、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)は同じ位相回転量となるが、これらに対応する信号には、例えば、後述する送信制御部３０５において送信タイミングを時間的にずらず（時間多重）動作が行われる。

ここで、一例として、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量を式(1)のφ_ndm=2π(ndm-1)/N_DMとし、ドップラシフト量DOP_１を付与する位相回転量φ₁=0、及び、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=πを用いる場合について説明する。すなわち、各ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量φ_ndmは等間隔である。この場合、時間多重部３０３は、次式(88)～(90)のような符号化ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)を設定して、位相回転部３０４に出力する。ここで、m=1,…,Ncである。なお、ここでは、2πによるモジュロ演算を行い、0以上2π未満のラジアンの範囲で記載している（以降の説明についても同様である）。

式(88)～(90)に示すように、位相回転量が、2πを等分割したφ_ndm=2π(ndm-1) /N_DMに設定される場合、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)は、N_DM×N_TD=2×2=4の送信周期で変化する。

また、式(88)～(90)に示すように、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数（例えば、0及びπの２つ）は、多重送信に用いるドップラシフト量の数（換言すると、ドップラ多重数）N_DM=2に等しい。

また、例えば、時間多重部３０３において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=6、ドップラ多重数N_DM=4、N_TD=2とする場合について説明する。この場合、例えば、時間ドップラ多重数をN_{DOP_TD} (1)=1, N_{DOP_TD} (2)=1, N_{DOP_TD}(3)=2, N_{DOP_TD} (4)=2とすると、時間多重部３０３は、次式(91)～(96)のような時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m) , ψ_{2, 3}(m) , ψ_{1, 4}(m) , ψ_{2, 4}(m)を設定して、位相回転部３０４に出力する。ここで、m=1,…,Ncである。

なお、式(93)及び式(94)において、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 3}(m), ψ_{2, 3}(m)は同じ位相回転量となるが、これらに対応する信号には、後述する送信制御部３０５において送信タイミングを時間的にずらず（時間多重）動作が行われる。同様に、式(95)及び式(96)において、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 4}(m), ψ_{2, 4}(m)は同じ位相回転量となるが、これらに対応する信号には、後述する送信制御部３０５において送信タイミングを時間的にずらず（時間多重）動作が行われる。

ここで、一例として、ドップラシフト量DOP_ndmを付与する位相回転量をφ_ndm=2π(ndm-1) /N_DMとし、ドップラシフト量DOP₁を付与する位相回転量φ₁=0、ドップラシフト量DOP₂を付与する位相回転量φ₂=π/2、ドップラシフト量DOP₃を付与する位相回転量φ₃=π、ドップラシフト量DOP₄を付与する位相回転量φ₄=3π/2を用いる場合、時間多重部３０３は、次式(97)～(102)のような時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m) , ψ_{2, 3}(m) , ψ_{1, 4}(m) , ψ_{2, 4}(m)を設定して、位相回転部３０４に出力する。ここで、ｍ＝1, …, Ncである。

式(97)～式(102)に示すように、位相回転量が、2πを等分割したφ_ndm=2π(ndm-1) /N_DMに設定される場合、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{1, 3}(m) , ψ_{2, 3}(m) , ψ_{1, 4}(m) , ψ_{2, 4}(m)は、N_DM×N_TD=4×2＝8の送信周期で変化する。

また、式(97)～(102)に示すように、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数（例えば、0、π/2、π、及び、3π/2の４つ）は、多重送信に用いるドップラシフト量の数（換言すると、ドップラ多重数）N_DM=4に等しい。

なお、ここでは、一例として、送信アンテナ３０６の数Nt=3、ドップラ多重数N_DM=2の場合、及び、送信アンテナ３０６の数Nt=6、ドップラ多重数N_DM=4の場合における位相回転量の設定についてそれぞれ説明したが、送信アンテナ３０６の数Nt及びドップラ多重数N_DMは、これらの値に限定されない。例えば、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、多重送信に用いるドップラシフト量の数N_DMに等しくしてよい。

以上、時間多重部３０３における位相回転量の設定方法について説明した。

図２４において、位相回転部３０４は、位相回転量設定部３０１において設定された時間多重ドップラ位相回転量ψ_{ndop_td(ndm), ndm}(m)に基づいて、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号に対して、送信周期Tr毎に位相回転量を付与する。ここで、ndm=1,…, N_DMであり、ndop_td(ndm)=1,…, N_{DOP_TD}(ndm)である。

時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2),…, 及びN_{DOP_TD}(N_DM)の総和は、送信アンテナ３０６の数Nｔに等しく設定され、Nt個の時間多重ドップラ位相回転量はNt個の位相回転部３０４にそれぞれ入力される。

Nt個の位相回転部３０４は、送信周期Tr毎に、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号に対して、入力された時間多重ドップラ位相回転量ψ_{ndop_td(ndm), ndm}(m)をそれぞれ付与する。なお、以下では、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{ndop_td(ndm), ndm}(m)を付与する位相回転部３０４を、「位相回転部PROT#[ndop_td(ndm), ndm]」と表記する。

Nt個の位相回転部３０４からの出力は、Nt個の送信制御部３０５に出力される。例えば、位相回転部PROT#[ndop_td(ndm), ndm]からの出力は、送信制御部TXCTRL#[ndop_td(ndm), ndm]に出力される。ここで、ndm=1,…, N_DMであり、ndop_td(ndm)=1,…, N_{DOP_TD}(ndm)である。

図２４において、Nt個の送信制御部３０５のうち、送信制御部TXCTRL#[ndop_td(ndm), ndm]は、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)及び時間多重インデックスTD_INDEXに基づいて、位相回転部３０４から入力される送信信号の送信（換言すると、出力）を制御する。例えば、送信制御部３０５は、送信信号の送信ON及び送信OFFを制御する。

以下では、送信制御部TXCTRL#[ndop_td(ndm), ndm]における時間多重インデックスTD_INDEX毎の送信ON及び送信OFFの何れの状態であるかを、「送信制御部応答STATE_TXCTRL#[ ndop_td(ndm), ndm]=[state(1), state(2),…, state(N_TD)]」を用いて表示する。

STATE_TXCTRL#[ndop_td(ndm), ndm]の要素であるstate(TD_INDEX)は、TD_INDEX=1、…、N_TDにおける送信ON及び送信OFFの何れの状態であるかを表す。例えば、送信ONの場合には、state(TD_INDEX)は１を示し、送信OFFの場合にはstate(TD_INDEX)は０を示してよい。

例えば、ドップラシフト量DOP_ndmを用いたドップラ多重信号の時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)=1の場合、ndop_td(ndm)=1のみであり、時間多重数は１である。このため、送信制御部TXCTRL#[1, ndm]は、時間多重インデックスTD_INDEX=1,…,N_TDに渡って全て送信信号を出力する（送信ON）。したがって、ドップラシフト量DOP_ndmを用いたドップラ多重信号の時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)=1の場合の送信制御部応答は、STATE_TXCTRL#[1, ndm]=[1, 1,…, 1]となる。

一方、例えば、ドップラシフト量DOP_ndmを用いたドップラ多重信号の時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)=N_TDの場合、ndop_td(ndm)=1、…、N_TDであり、時間多重数はN_TDである。このため、送信制御部TXCTRL#[ndop_td(ndm), ndm]は、時間多重インデックスTD_INDEX=ndop_td(ndm)の場合、送信信号を出力する（送信ON）。したがって、ドップラシフト量DOP_ndmを用いたドップラ多重信号の時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)=N_{DOP_TD}(ndm)=N_TDの場合の送信制御部応答STATE_TXCTRL#[ndop_td(ndm), ndm]は、TD_INDEX=ndop_td(ndm)のときに１となり（送信ON）、TD_INDEX=ndop_td(ndm)でないときに０（送信OFF）となる。

例えば、ドップラシフト量DOP₁を用いたドップラ多重信号の時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1)=4(=N_TD)の場合、送信制御部TXCTRL#[1, 1]の送信制御部応答はSTATE_TXCTRL#[1, 1]=[1,0,0,0]となり、送信制御部TXCTRL#[2, 1]の送信制御部応答はSTATE_TXCTRL#[2, 1]=[0,1,0,0]となり、送信制御部TXCTRL#[3, 1]の送信制御部応答はSTATE_TXCTRL#[3, 1]=[0,0,1,0]となり、送信制御部TXCTRL#[4, 1]の送信制御部応答はSTATE_TXCTRL#[4, 1]=[0,0,0,1]となる。

送信制御部３０５からの出力（例えば、時間ドップラ多重信号と呼ぶ）は、規定された送信電力に増幅後に、送信アレーアンテナ部のNt個の送信アンテナ３０６から空間に放射される。換言すると、レーダ送信信号は、ドップラシフト量に対応する位相回転量が付与され、かつ、時間多重されることによって、複数の送信アンテナ３０６から送信される。

なお、以下では、送信制御部TXCTRL#[ndop_td(ndm), ndm]の出力を空間に放射する送信アンテナ３０６を、「送信アンテナTx#[ndop_td(ndm), ndm]」と表記する。ここで、ndm=1,…, N_DMであり、ndop_code(ndm)=1,…, N_{DOP_CODE}(ndm)である。

例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=3の場合に、ドップラ多重数N_DM=2、N_TD=2とし、時間ドップラ多重数をN_{DOP_TD}(1)=1, N_{DOP_TD}(2)=2とする場合、時間多重部３０３から位相回転部３０４に対して、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{1, 1}(m), ψ_{1, 2}(m), ψ_{2, 2}(m)が送信周期毎に出力される。

例えば、位相回転部PROT#[1, 1]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に位相回転量ψ_{1, 1}(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[1, 1]の出力は、送信制御部TXCTRL#[1, 1]において送信制御部応答STATE_TXCTRL#[1, 1]=[1,1]に基づいて、次式(103)のように出力され、送信アンテナTx#[1, 1]から送信される。ここで、cp(t)は送信周期毎のチャープ信号を表す。

同様に、位相回転部PROT#[1, 2]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に位相回転量ψ_{1, 2}(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[1, 2]の出力は、送信制御部TXCTRL#[1, 2]において送信制御部応答STATE_TXCTRL#[1, 2]=[1,0]に基づいて、次式(104)のように出力され、送信アンテナTx#[1, 2]から送信される。

同様に、位相回転部PROT#[2, 2]は、送信周期毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に位相回転量ψ_{2, 2}(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[2, 2]の出力は、送信制御部TXCTRL#[2, 2]において送信制御部応答STATE_TXCTRL#[2, 2]=[0,1]に基づいて、次式(105)のように出力され、送信アンテナTx#[2, 2]から送信される。

以上、時間多重ドップラ位相回転量ψ_{ndop_td(ndm), ndm}(m)の設定例について説明した。

このように、本実施の形態では、複数の送信アンテナ３０６それぞれに対して、ドップラシフト量DOP_ndm及び時間多重における送信期間（例えば、TD_INDEX）の少なくとも一方が異なる組み合わせ（換言すると、割り当て）が対応付けられる。また、本実施の形態では、ドップラシフト量DOP_ndmと送信期間との組み合わせにおける各ドップラシフト量DOP_ndmに対応する時間多重数（換言すると、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)）は異なる。

例えば、本実施の形態では、Nt個の送信アンテナ３０６には、少なくとも、時間多重される送信信号がそれぞれ送信される複数の送信アンテナ３０６と、時間多重されない送信信号が送信される少なくとも１つの送信アンテナ３０６と、が含まれる。換言すると、レーダ送信部３００から送信されるレーダ送信信号には、少なくとも、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)を時間多重数N_TDに設定した時間ドップラ多重信号と、時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(ndm)を符号数N_TDより小さく設定した時間ドップラ多重信号と、が含まれる。

［レーダ受信部４００の構成］
図２４において、第z番目の信号処理部２０６における出力切替部４０１は、位相回転量設定部３０１の時間多重部３０３から出力される時間多重インデックスTD_INDEXに基づいて、送信周期毎のビート周波数解析部２０８の出力を、N_TD個のドップラ解析部４０２のうち、TD _INDEX番目のドップラ解析部４０２に選択的に切り替えて出力する。換言すると、出力切替部４０１は、第m番目の送信周期Trにおいて、TD_INDEX番目のドップラ解析部４０２を選択する。

第z番目の信号処理部２０６は、N_TD個のドップラ解析部４０２－１～４０２－N_TDを有する。例えば、第z番目の信号処理部２０６における第ntd番目のドップラ解析部４０２は、出力切替部４０１によってN_TD回の送信周期（N_TD×Tr）毎にデータが入力される。このため、第ntd番目のドップラ解析部４０２は、Nc回の送信周期のうち、Ntdslot回の送信周期のデータを用いて、距離インデックスf_b毎にドップラ解析を行う。ここで、ntdは時間多重のインデックスであり、ntd=1,…, N_TDである。

例えば、Ntdslotが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用できる。この場合、FFTサイズはNtdslotであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±1/(2N_TD×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスf_sのドップラ周波数間隔は1/（Ntdslot×N_TD×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスf_sの範囲はf_s= -Ntdslot/2,…, 0, …, Ntdslot/2－１である。

以下では、一例として、Ntdslotが２のべき乗値である場合について説明する。なお、Ntdslotが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズ（FFTサイズ）としてFFT処理が可能である。また、ドップラ解析部４０２は、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。

例えば、第ｚ番目の信号処理部２０６のドップラ解析部４０２の出力VFT_ｚ ^ntd（f_b, f_s）は、次式(106)に示される。なお、jは虚数単位であり、z=1～Naである。

図２４において、CFAR部４０３は、第1～第Na番目の信号処理部２０６それぞれのN_TD個のドップラ解析部４０２の出力を用いて、CFAR処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}を抽出する。

CFAR部４０３は、例えば、次式(107)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部４０２の出力VFT_z ^ntd（f_b, f_s）を電力加算し、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示されている処理が適用されてよい。

CFAR部４０３は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックスf_{s_cfar}、及び、受信電力情報をPowerFT(f_{b_cfar}, f_{ｓ_cfar})を時間ドップラ多重分離部４０４に出力する。

なお、ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmとして、例えば、式(1)を用いる場合、ドップラ解析部４０２からの出力におけるドップラ周波数領域のドップラシフト量の間隔ΔFDは等間隔となり、ΔFD＝Ntdslot／N_DMとなる。そのため、ドップラ解析部４０２からの出力において、ドップラ周波数領域では、ドップラシフト多重される各信号に対して、ΔFDの間隔でピークがそれぞれ検出される。なお、位相回転量φ_ndmとして、式(1)を用いる場合、Ntdslot及びN_DMによってはΔFDが整数とならない場合がある。そのようなの場合には、次式(108)を用いることにより、ΔFDを整数値とすることができる。以下ではΔFDが整数値として受信処理動作の説明を行う。

また、CFAR部４０３は、ドップラ解析部４０２の各出力に対して、ドップラシフト量の間隔ΔFDの範囲で分割し、分割した各範囲に対して、次式(109)に示すように、ドップラシフト多重した各信号ピーク位置を合わせて電力加算（例えば、ドップラ領域圧縮）した後に、CFAR処理（例えば、ドップラ領域圧縮CFAR処理）を行ってよい。ここで、f_{s_comp}=-Ntdslot/2,…,-Ntdslot/2+ΔFD-1である。

これにより、CFAR処理のドップラ周波数範囲を1／N_DMに圧縮でき、CFAR処理量を削減でき、かつ、回路構成の簡易化を図ることができる。また、CFAR部４０３では、N_DM個のドップラシフト多重した各信号を電力加算できるため、SNRを（N_DM）^1/2程度改善でき、レーダ装置２０におけるレーダ検知性能を向上できる。

このように、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いたCFAR部４０３は、例えば、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックスf_{s_comp_cfar}、及び、N_DM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD)、nfd=1,…,N_DMを時間ドップラ多重分離部４０４に出力する。

なお、ドップラシフト量DOP_ndmを付与するための位相回転量φ_ndmは、式(1)に限定されない。例えば、ドップラシフト多重した各信号が、ドップラ解析部４０２から出力されるドップラ周波数領域において一定の間隔でそれぞれピークが検出される位相回転量φ_ndmであれば、CFAR部４０３は、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。

次に、図２４に示す時間ドップラ多重分離部４０４の動作例について説明する。なお、以下では、CFAR部４０３において、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いた場合の時間ドップラ多重分離部４０４の処理の一例について説明する。

時間ドップラ多重分離部４０４は、CFAR部４０３の出力である距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックスf_{s_comp_cfar}、及び、N_DM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD)、nfd=1,…,N_DMに基づいて、ドップラ解析部４０２の出力を用いて、時間ドップラ多重送信された信号を分離し、送信アンテナ３０６の判別、及び、ドップラ周波数（又は、ドップラ速度又は相対速度）の判別を行う。

上述したように、位相回転量設定部３０１の時間多重部３０３は、例えば、N_DM個の時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2),…, N_{DOP_TD}(N_DM)の全てをN_TD個に設定せずに、少なくとも１つのドップラ多重数を１に設定する。例えば、時間ドップラ多重分離部４０４は、（１）時間ドップラ多重数を１に設定したドップラ多重信号を検出し、（２）時間ドップラ多重数を１に設定したドップラ多重信号の検出結果に基づいて、送信アンテナ３０６の判別及びターゲットのドップラ周波数の判別を行う。

以下、上述した時間ドップラ多重分離部４０４における処理（１）及び（２）についてそれぞれ説明する。

＜（１）時間ドップラ多重数を１に設定した時間ドップラ多重信号の検出処理＞
CFAR部４０３の出力である距離インデックスf_{b_cfar}におけるN_DM個の時間ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}）、（f_{s_comp_cfar}+ΔFD）、（f_{s_comp_cfar}+2ΔFD）、…、（f_{s_comp_cfar}+（N_DM-1）ΔFD）のそれぞれのドップラ解析部４０２の出力に対して、N_DM個の時間ドップラ多重信号との対応関係の候補はN_DM通りある。

例えば、ドップラシフト設定部３０２において設定されたドップラシフト量DOP_ndmを、DOP₁＜DOP₂＜….＜DOP_DM-1＜DOP_DMとした場合、ドップラの折り返しを考慮すると、巡回的に対応関係をシフトした下記のN_DM通りの候補がある。ここでは、各対応関係の候補のパターンをDopCase=1からN_DMで番号付けている。
DopCase=1 ： {DOP₁、DOP₂、….、DOP_DM-1、DOP_DM}
DopCase=2 ： {DOP_DM、 DOP₁ 、DOP₂、….、DOP_DM-1}
…、
DopCase=N_DM： {DOP₂、….、DOP_DM-1、DOP_DM、DOP₁}

ここで、各DopCaseにおいて、DOP_ndmが先頭から何番目にあるか（DopCaseにおけるDOP_ndmの位置（又は順番））については、ドップラシフト設定部３０２において設定されたドップラシフト量に基づいて、予めテーブル化できる。以下では、DOPposi(DOP_ndm、DopCase)を、DopCaseにおいてDOP_ndmが先頭から何番目にあるかを出力する演算子とする。例えば、上記のDopCaseの例では、DOPposi(DOP₁、1)=1, DOPposi(DOP₁、2)=2, DOPposi(DOP₁、N_DM)= N_DM、DOPposi(DOP₂、1)=2, DOPposi(DOP₂、2)=3, DOPposi(DOP₂、N_DM)=1になる。

時間ドップラ多重分離部４０４は、例えば、CFAR部４０３の出力である距離インデックスf_{b_cfar}におけるN_DM個の時間ドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(nfd-1)×ΔFD）で指示される第z番目の信号処理部２０６におけるドップラ解析部４０２の出力に対して、時間ドップラ多重数を１に設定したドップラ多重信号の検出処理を行う。

ここで、時間ドップラ多重数を１に設定した時間ドップラ多重信号は、送信に使用される送信アンテナ３０６が同一であり、時間ドップラ多重数をN_TDに設定した時間ドップラ多重信号は、送信に使用される送信アンテナ３０６がそれぞれ異なる。

時間ドップラ多重分離部４０４は、例えば、時間多重インデックスTD_INDEX毎のドップラ解析部４０２の出力に対して、DopCaseをパラメータとして折り返し有無を考慮して同相加算処理を行う。時間ドップラ多重分離部４０４は、例えば、最大電力となる同相加算値が得られるDopCaseを、最も確からしいドップラシフト量のパターンとして、送信アンテナの識別に利用する。

なお、検出処理は、全てのnfd=1,…,N_DMに対して、全てのDopCase=1,…,N_DMの候補に渡って行われてもよい。ただし、各DopCaseにおいて時間ドップラ多重数を１に設定したドップラ多重信号が何番目にあるかについてはドップラシフト設定部３０２において設定され、レーダ装置２０は既知である。このため、時間ドップラ多重分離部４０４は、以下のような検出処理を行うことにより、分離処理の演算量を削減できる。

例えば、時間ドップラ多重数を１に設定した時間ドップラ多重信号がドップラシフト量DOP_ndm1である場合、時間ドップラ多重分離部４０４は、各DopCaseのうち、ドップラシフト量DOP_ndm1が含まれる候補DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)を用いて、ドップラ解析部４０２の出力に対して、ドップラ折り返し有無を考慮して同相加算処理を行う。そして、時間ドップラ多重分離部４０４は、ドップラ折り返し有無を考慮した同相加算処理結果に基づいて、最大電力を与えるDopCaseの検出を以下のように行う。

（ａ）ドップラ解析部４０２の出力にドップラ折り返しが無い場合の同相加算処理
次式(110)によって得られる同相加算信号ADDCOH_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)は、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD）のドップラ解析部４０２の出力に対する同相加算値を表す。

式(110)において、expの項では、時間多重インデックス毎のドップラ解析部４０２の出力間においてサンプリング時間がずれているため、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DopCase-1)×ΔFD-DOP₁）に応じた位相補正が行われている。また、式(110)において、DopCase=1,…,N_DMである。また、ドップラシフト設定部３０２において設定されたドップラシフト量DOP_ndmは、DOP₁＜DOP₂＜….＜DOP_DM-1＜DOP_DMであり、初期状態（ターゲットとの相対速度がゼロ）の場合、DOP₁はf_{s_comp}=-Ncode/2,…,-Ncode/2+ΔFD-1の範囲内にある。このため、時間ドップラ多重分離部４０４は、式(110)において、例えば、DOP₁を基準とし、位相補正量を算出する。

時間ドップラ多重数を１に設定した時間ドップラ多重信号がドップラシフト量「DOP_ndm1」である場合、式(110)により、DopCase=1,…,N_DMにおいて、ドップラシフト量DOP_ndm1が含まれる候補DOPposi(DOP_ｎｄｍ１,DopCase)に対する同相加算信号がそれぞれ得られる。これにより、時間ドップラ多重分離部４０４では、合計N_DM個の同相加算信号の出力が得られる。例えば、時間ドップラ多重分離部４０４は、式(110)に従って、全ての受信アンテナｚ=1,…,Naに対して同相加算信号を算出し、時間分離信号電力和Pow_ADDCOH(f_{b_cfar}, f_{ｓ_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)を次式(111)のように算出する。

（ｂ）ドップラ解析部４０２の出力にドップラ折り返しが有る場合の同相加算処理
時間ドップラ多重分離部４０４は、ドップラ解析部４０２の出力にドップラ折り返しが有る場合、同相加算処理において用いる位相補正（expの項）を、ドップラ折り返しを考慮した位相補正として、同相加算処理を行う。

例えば、N_TD=2の場合、次式(112)で得られる同相加算信号ADDALIAS_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)は、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD）のドップラ解析部４０２の出力に対して、ドップラ折り返しを考慮した同相加算値を表す。

式(112)において、expの項では、時間多重インデックス毎のドップラ解析部４０２の出力間においてサンプリング時間がずれているため、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DopCase-1)×ΔFD-DOP₁）に応じた位相補正、及び、折り返しによる位相補正（exp{-j2π(ntd-1)/N_TD}）が行われている。また、式(112)において、DopCase=1,…,N_DMである。また、ドップラシフト設定部３０２において設定されたドップラシフト量DOP_ndmは、DOP₁＜DOP₂＜….＜DOP_DM-1＜DOP_DMであり、初期状態（ターゲットとの相対速度がゼロ）の場合、DOP₁はfs_comp=-Ncode/2,…,-Ncode/2+ΔFD-1の範囲内にある。このため、時間ドップラ多重分離部４０４は、式(112)において、DOP₁を基準とし、位相補正量を算出する。

式(112)により、時間ドップラ多重数を１に設定した時間ドップラ多重信号がドップラシフト量DOP_ndm1である場合、DopCase=1,…,N_DMにおいて、ドップラシフト量DOP_ndm1が含まれる候補DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)に対する、ドップラ折り返しを考慮した同相加算信号がそれぞれ得られる。これにより、時間ドップラ多重分離部４０４では、合計N_DM個の同相加算信号の出力が得られる。例えば、時間ドップラ多重分離部４０４は、全ての受信アンテナz=1,…,Naに対して、式(112)を用いて、同相加算信号を算出し、ドップラ折り返しを考慮した同相加算電力和Pow_ADDALIAS(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)を次式(113)のように算出する。

また、例えば、N_TD=3の場合、次式(114)及び(115)で得られる同相加算信号ADDALIAS_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)は、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1, DopCase)-1)×ΔFD）のドップラ解析部４０２の出力に対して、ドップラ折り返しを考慮した同相加算値を表す。

式(114)において、expの項では、時間多重インデックス毎のドップラ解析部４０２の出力間においてサンプリング時間がずれているため、ドップラ周波数インデックス（f_{s_comp_cfar}+(DopCase-1)×ΔFD-DOP₁）に応じた位相補正、及び、折り返しによる位相補正（exp{-j2πSign(f_est)(ntd-1)/N_TD}）が行われている。また、式(114)において、DopCase=1,…,N_DMである。また、ドップラシフト設定部３０２において設定されたドップラシフト量DOP_ndmは、DOP₁＜DOP₂＜….＜DOP_DM-1＜DOP_DMであり、初期状態（ターゲットとの相対速度がゼロ）の場合、DOP₁はf_{s_comp}=-Ncode/2,…,-Ncode/2+ΔFD-1の範囲内にある。このため、時間ドップラ多重分離部４０４は、式(114)において、DOP₁を基準とし、位相補正量を算出する。

式(114)により、時間ドップラ多重数を１に設定した時間ドップラ多重信号がドップラシフト量DOP_ndm1である場合、DopCase=1,…,N_DMにおいて、ドップラシフト量DOP_ndm1が含まれる候補DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)に対する、ドップラ折り返しを考慮した同相加算信号がそれぞれ得られる。これにより、時間ドップラ多重分離部４０４では、合計N_DM個の同相加算信号の出力が得られる。例えば、時間ドップラ多重分離部４０４は、全ての受信アンテナz=1,…,Naに対して、式(114)を用いて、同相加算信号を算出し、ドップラ折り返しを考慮した同相加算電力和Pow_ADDALIAS(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)を次式(116)のように算出する。

なお、N_TD=3では、多重の折り返し判定も考慮した同相加算値が算出される。

また、N_TD>3の場合についても同様に、同相加算値Pow_ADDCOH(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)及びドップラ折り返しを考慮した同相加算値Pow_ADDALIAS(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)が算出される。

以上のように、時間ドップラ多重分離部４０４は、ドップラ解析部４０２の出力に対して、ドップラ折り返し有無を考慮して同相加算処理を行う。

時間ドップラ多重分離部４０４は、同相加算値Pow_ADDCOH(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)、及び、ドップラ折り返しを考慮した同相加算値Pow_ADDALIAS(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase)-1)×ΔFD)に基づいて、DopCase=1、…、N_DMについて最大電力となる同相加算値を検出する。以下では、最大電力となる同相加算値を与えるDopCaseのインデックス番号を「DopCase_max」と表す。

例えば、時間ドップラ多重分離部４０４は、同相加算値Pow_ADDCOH(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase_max)-1)×ΔFD)が最大電力の場合、「折り返し無し」と判定する。

また、例えば、時間ドップラ多重分離部４０４は、ドップラ折り返しを考慮した同相加算値Pow_ADDALIAS（f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase_max)-1)×ΔFD)が最大電力の場合、「折り返し有り」と判定する。

なお、反射波の受信信号のSNRが低下すると同相加算電力レベルが最大となるものの検出がノイズの影響により判別しにくくなる。このため、時間ドップラ多重分離部４０４は、判定条件を導入し、例えば、判定条件を満たす場合の判定結果（換言すると、検出結果）を採用し、判定条件を満たさない判定結果を除去する（換言すると、採用しない）処理を行ってもよい。これにより、ノイズ成分等を誤って検出する確率を低減できる。例えば、時間ドップラ多重分離部４０４は、ドップラ折り返しの有無の同相加算値が最大となる受信電力の検出値P_MAXが、P_MAX ＞LEV_DETECT×PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar})を満たす場合、判定結果として採用してよい。LEV_DETECTは判定閾値である。LEV_DETECTは、０＜LEV_DE０TECT＜１の実数である。

＜（２）送信アンテナ３０６の判別及びターゲットのドップラ周波数の判別処理＞
時間ドップラ多重分離部４０４は、例えば、-1/(2×Tr)≦f_TARGET＜1/(2×Tr)の範囲のターゲットのドップラ周波数f_TARGETを検出する。

例えば、時間ドップラ多重分離部４０４は、DopCaseの判定結果（例えば、DopCase_max）及び折り返しの有無の判定結果に基づいて、送信アンテナ３０６及びターゲットのドップラ周波数を判別する。

［ケース（ａ）：折り返しの無しのケース］
ターゲットのドップラ周波数判定：
時間ドップラ多重分離部４０４は、ターゲットのドップラ周波数インデックスを（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_max -1)×ΔFD-DOP₁）と判定する。例えば、ドップラ周波数インデックスf_{s_comp_cfar}のドップラ周波数間隔は１/（Ntdslot×N_TD×Tr）である。よって、時間ドップラ多重分離部４０４は、ターゲットのドップラ周波数f_TARGETを、（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_max -1)×ΔFD-DOP₁）/（Ntdslot×N_TD×Tr）と判定する。

送信アンテナ判定：
時間ドップラ多重分離部４０４は、時間ドップラ多重数が１である送信アンテナ３０６について、例えば、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase_max)-1)×ΔFD）の同相加算信号ADDCOH_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase_max)-1)×ΔFD)を、送信アンテナTx#[1, ndm1]に対する受信信号と判定する。

また、時間ドップラ多重分離部４０４は、時間ドップラ多重数がN_TDである送信アンテナ３０６について、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm,DopCase_max)-1)×ΔFD）のドップラ解析部４０２の出力（例えば、次式(117)及び(118)を参照）を、送信アンテナTx#[ntd, ndm]に対する受信信号と判定する。なお、式(117)のexp項は時間多重に起因するドップラ位相を補正する項である。また、ndmはndm=1,…,N_DM であり、ndm1を除く。また、ntd=1,…,N_TDである。

［ケース(ｂ)：折り返し有りのケース］
ターゲットのドップラ周波数判定：
時間ドップラ多重分離部４０４は、ターゲットのドップラ周波数インデックスをf_{s_comp_cfar}+(DopCase_max-1)×ΔFD)-DOP₁-Ncode×Sign（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_max-1)×ΔFD-DOP₁）と判定する。例えば、ドップラ周波数インデックスf_{s_comp_cfar}のドップラ周波数間隔は１/（Ntdslot×N_TD×Tr）である。よって、時間ドップラ多重分離部４０４は、ターゲットのドップラ周波数f_TARGETを（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_max-1)×ΔFD-DOP₁-Ntdslot×Sign（f_{s_comp_cfar}+(DopCase_max-1)×ΔFD-DOP₁））/（Ntdslot×N_TD×Tr）と判定する。なお、Sign(x)は符号関数であり、実数ｘに対し、ｘ＞０のときは１、ｘ＝０のときは０、ｘ＜０のときはー１を出力する関数である。

このように、ドップラ解析部４０２の出力にドップラ折り返しが有る場合、時間ドップラ多重分離部４０４は、折り返し成分（例えば、Ntdslot×Sign(f_{s_comp_cfar}+(DopCase_max-1)×ΔFD-DOP₁）)を考慮して、ターゲットのドップラ周波数を判定する。

送信アンテナ判定：
時間ドップラ多重分離部４０４は、時間ドップラ多重数が１である送信アンテナ３０６について、例えば、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase_max)-1)×ΔFD）の折り返しを考慮した同相加算信号ADDALIAS_z(f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm1,DopCase_max)-1)×ΔFD)を、送信アンテナTx#[1, ndm1]に対する受信信号と判定する。

また、時間ドップラ多重分離部４０４は、時間ドップラ多重数がN_TDである送信アンテナ３０６について、例えば、第z番目の信号処理部２０６における、距離インデックスf_{b_cfar}、ドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm,DopCase_max)-1)×ΔFD）のドップラ解析部４０２の出力（例えば、次式(119)及び(120)を参照）を、送信アンテナTx#[ntd, ndm]に対する受信信号と判定する。なお、式(119)のexp項は時間多重に起因するドップラ位相を補正する項である。また、ndmはndm=1,…,N_DMであり、ndm1を除く。また、ntd=1,…,N_TDである。

以上のように、レーダ装置２０は、N_DM個の時間ドップラ多重数N_{DOP_TD}(1), N_{DOP_TD}(2),…, N_{DOP_TD}(N_DM)のうち全てをN_TD個とせずに、少なくとも１つを１（換言すると、時間多重無し）に設定する。この設定により、例えば、時間ドップラ多重数をN_TDに設定した時間ドップラ多重信号は、設定される送信タイミング（例えば、送信onのタイミング）で送信されるのに対して、時間ドップラ多重数を１に設定した時間ドップラ多重信号は、例えば、送信周期毎に送信される。よって、時間ドップラ多重数を１に設定した時間ドップラ多重信号の受信信号は、ドップラ折り返しの有無を考慮した同相加算値において最大値となる。時間ドップラ多重分離部４０４は、この性質を利用して、送信アンテナ３０６を判別でき、折り返しの有無を含めたターゲットのドップラ周波数を判定できる。

これにより、本実施の形態では、曖昧性なくドップラ周波数を検出できる範囲を、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満の範囲に拡大できる。例えば、１アンテナで送信した場合に曖昧性なくドップラ周波数を検出できる範囲は-1/(2Tr)以上かつ1/(2Tr)未満の範囲である。これにより、本実施の形態では、レーダ装置２０は、複数の送信アンテナ３０６を用いる場合でも、１アンテナで送信する場合と同様に曖昧性なくドップラ周波数を検出できる。

以上、時間ドップラ多重分離部４０４の動作例について説明した。

図２４において、方向推定部４０５は、時間ドップラ多重分離部４０４から入力されるターゲットのドップラ周波数判定結果、送信アンテナ判定結果（ドップラ折り返し判定結果）、及び、距離インデックスf_{b_cfar}及びドップラ周波数インデックス(f_{s_comp_cfar}+(DOPposi(DOP_ndm,DopCase_max)-1)×ΔFD）のドップラ解析部４０２の出力、及び、最大値となる同相加算値に基づいて、ターゲットの方向推定処理を行う。

方向推定部４０５は、例えば、ターゲットのドップラ周波数判定結果、及び、送信アンテナ判定結果に基づいて、仮想受信アレー相関ベクトルh（f_{b_cfar}, f_{s_comp_cfar}）を生成し、方向推定処理を行う。

以上のように、本実施の形態では、レーダ装置２０は、レーダ送信信号に対してドップラシフト量に対応する位相回転量を付与し、レーダ送信信号（例えば、ドップラ多重信号）を時間多重することにより、レーダ送信信号（例えば、時間ドップラ多重信号）を複数の送信アンテナ１０８から多重送信する。本実施の形態では、複数の送信アンテナ１０８それぞれに対して、ドップラシフト量（DOP_ndm）及び時間多重における送信期間（例えば、送信タイミング）の少なくとも一方が異なる組み合わせが対応付けられる。また、本実施の形態では、ドップラシフト量と時間多重における送信期間との組み合わせにおける各ドップラシフト量に対応する前記時間多重数は異なる。換言すると、ドップラ多重送信信号毎の時間多重数は不均一に設定される。

レーダ装置２０は、例えば、時間ドップラ多重信号の受信信号（例えば、同相加算信号）に基づいて、各時間ドップラ多重信号（換言すると、ドップラシフト量及び送信期間の組み合わせ）に対応付けられた送信アンテナ３０６、及び、ドップラ折り返し有無（例えば、DopCase等）を判定できる。これにより、レーダ装置２０は、ドップラ折り返しが有る場合でも、ターゲットのドップラ周波数を適切に判定できる。

よって、本実施の形態によれば、レーダ装置２０は、実効的なドップラ周波数帯域幅を1/(Tr)に拡大でき、曖昧性（Ambiguity）が生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大できる。これにより、レーダ装置２０は、より広いドップラ周波数範囲において、物標の検知精度を向上できる。

また、本実施の形態では、時間ドップラ多重は、ドップラ多重と時間多重とを併用するので、多重送信において、ドップラ多重のみを用いる場合と比較して、ドップラ多重数を低減できる。そのため、ドップラシフトを付与する位相回転量の間隔を広くできるので、例えば、位相器の精度要件（位相変調精度）を緩和でき、位相器の調整の工数も含めてRF部のコスト低減効果も得られる。

また、本実施の形態では、時間ドップラ多重は、ドップラ多重と時間多重とを併用するので、レーダ装置２０は、時間多重インデックス毎にドップラ周波数検出（相対速度検出）のためのフーリエ周波数解析（FFT処理）を行う。これにより、例えば、多重送信において、ドップラ多重のみを用いたドップラ周波数検出（相対速度検出）のためのフーリエ周波数解析（FFT処理）と比較して、FFTサイズは（１／時間多重数N_TD）となり、FFT数は（時間多重数N_TD）倍となる。このように、本実施の形態によれば、FFT処理の演算低減効果が得られ、回路構成の簡易化及び低コスト化の効果も得られる。

以上、本開示に係る一実施例について説明した。

［他の実施の形態］
例えば、実施の形態１では、符号多重数をN_CM個より小さく設定する例に、符号化ドップラ多重数を１（換言すると、符号多重無し）とする場合について説明した。しかし、本開示の一実施例は、例えば、符号化ドップラ多重数をN_CM個より小さく設定する際、符号化ドップラ多重数を２以上に設定してもよい。

本開示の一実施例に係るレーダ装置において、レーダ送信部及びレーダ受信部は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、本開示の一実施例に係るレーダ受信部において、方向推定部と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。

また、本開示の一実施例において用いた数値（例えば、送信アンテナ数Nt、受信アンテナ数Na、ドップラ多重数N_DM、符号数N_CM、時間多重数N_TD等は一例であり、それらの値に限定されない。

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

＜本開示のまとめ＞
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる組み合わせがそれぞれ対応付けられ、前記組み合わせにおける各ドップラシフト量に対応する前記符号系列による多重数は異なる。

本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、前記複数の送信アンテナの数よりも少ない。

本開示の一実施例において、前記各ドップラシフト量を付与する位相回転量は等間隔である。

本開示の一実施例において、前記ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、前記多重送信に用いる前記ドップラシフト量の数に等しい。

本開示の一実施例において、前記送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信する複数の受信アンテナと、前記反射波信号に対して前記符号系列で符号分離した信号に基づいて、前記反射波信号に対応する前記送信アンテナの判定、及び、前記反射波信号におけるドップラ周波数領域での折り返しの判定を行う受信回路と、を更に具備する。

本開示の一実施例において、前記送信アンテナは、サブアレー構成である。

本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記各ドップラシフト量の間隔を、前記送信信号が送信されるフレーム毎に可変に設定する。

本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記送信信号の送信周期を、前記送信信号が送信されるフレーム毎に可変に設定する。

本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記送信信号に、疑似ランダムな符号系列を乗算する。

本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記複数の送信アンテナそれぞれと、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の組み合わせと、の対応付けを、前記送信信号が送信されるフレーム毎に可変に設定する。

本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記複数の送信アンテナそれぞれと、前記ドップラシフト量と、の対応付けを、前記送信信号の送信周期毎に可変に設定する。

本開示の一実施例において、レーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対して位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記位相回転量に用いる位相数は、前記送信アンテナの数よりも少ない。

本開示の一実施例において、前記送信アンテナの数は、３、６及び７本の何れかである。

本開示の一実施例において、レーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量に対応する位相回転量を付与し、前記送信信号を時間多重することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記時間多重における送信期間の少なくとも一方が異なる組み合わせがそれぞれ対応付けられ、前記組み合わせにおける各ドップラシフト量に対応する前記時間多重による多重数は異なる。

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記送信信号はチャープ信号であり、前記チャープ信号の中心周波数は、前記送信信号の送信周期毎、又は前記符号系列の送信周期毎に変化する。

本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信信号を送信する複数の送信アンテナと、前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記送信信号はチャープ信号であり、前記チャープ信号の中心周波数の変化は、前記送信信号の送信周期に対して前記符号系列の符号長の約数倍の周期で一巡する。

本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。

１０，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ，２０レーダ装置
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，３００レーダ送信部
１０１，１０１ｃ，１０１ｄレーダ送信信号生成部
１０２変調信号発生部
１０３，１０３ｃ，１０３ｄＶＣＯ
１０４，１０４ｂ，１０４ｄ，３０１位相回転量設定部
１０５，３０２ドップラシフト設定部
１０６，１０６ｄ符号化部
１０７，３０４位相回転部
１０８，３０６送信アンテナ
１０９ビームウェイト生成部
１１０ビームウェイト乗算部
１１１ランダム符号付与部
１１２，１１２ｄ送信周波数制御部
２００，２００ｂ，２００ｃ，２００ｄ，４００レーダ受信部
２０１アンテナ系統処理部
２０２受信アンテナ
２０３受信無線部
２０４ミキサ部
２０５ＬＰＦ
２０６，２０６ｂ信号処理部
２０７ＡＤ変換部
２０８ビート周波数解析部
２０９，４０１出力切替部
２１０，４０２ドップラ解析部
２１１，４０３ＣＦＡＲ部
２１２，２１２ｄ符号化ドップラ多重分離部
２１３，２１３ｃ，２１３ｄ，４０５方向推定部
２１４ランダム符号乗算部
３０３時間多重部
３０５送信制御部
４０４時間ドップラ多重分離部

Claims

送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
を具備し、
前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の少なくとも一方が異なる組み合わせがそれぞれ対応付けられ、
前記組み合わせにおける各ドップラシフト量に対応する前記符号系列による多重数は異なる、
レーダ装置。
前記ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、前記複数の送信アンテナの数よりも少ない、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記各ドップラシフト量を付与する位相回転量は等間隔である、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、前記多重送信に用いる前記ドップラシフト量の数に等しい、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信信号がターゲットに反射した反射波信号を受信する複数の受信アンテナと、
前記反射波信号に対して前記符号系列で符号分離した信号に基づいて、前記反射波信号に対応する前記送信アンテナの判定、及び、前記反射波信号におけるドップラ周波数領域での折り返しの判定を行う受信回路と、を更に具備する、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信アンテナは、サブアレー構成である、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信回路は、前記各ドップラシフト量の間隔を、前記送信信号が送信されるフレーム毎に可変に設定する、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信回路は、前記送信信号の送信周期を、前記送信信号が送信されるフレーム毎に可変に設定する、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信回路は、前記送信信号に、疑似ランダムな符号系列を乗算する、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信回路は、前記複数の送信アンテナそれぞれと、前記ドップラシフト量及び前記符号系列の組み合わせと、の対応付けを、前記送信信号が送信されるフレーム毎に可変に設定する、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信回路は、前記複数の送信アンテナそれぞれと、前記ドップラシフト量と、の対応付けを、前記送信信号の送信周期毎に可変に設定する、
請求項１に記載のレーダ装置。
送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記送信信号に対してドップラシフト量に対応する位相回転量を付与し、前記送信信号を時間多重することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
を具備し、
前記複数の送信アンテナに対して、前記ドップラシフト量及び前記時間多重における送信期間の少なくとも一方が異なる組み合わせがそれぞれ対応付けられ、
前記組み合わせにおける各ドップラシフト量に対応する前記時間多重による多重数は異なる、
レーダ装置。
前記ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、前記多重送信に用いる前記ドップラシフト量の数に等しい、
請求項１２に記載のレーダ装置。
前記各ドップラシフト量を付与する位相回転量は等間隔である、
請求項１２に記載のレーダ装置。
送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
を具備し、
前記送信信号はチャープ信号であり、
前記チャープ信号の中心周波数は、前記送信信号の送信周期毎、又は前記符号系列の送信周期毎に変化する、
レーダ装置。
送信信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記送信信号に対してドップラシフト量と符号系列とに対応する位相回転量を付与することにより、前記送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
を具備し、
前記送信信号はチャープ信号であり、
前記チャープ信号の中心周波数の変化は、前記送信信号の送信周期に対して前記符号系列の符号長の約数倍の周期で一巡する、
レーダ装置。