WO2024004276A1 - レーダ装置 - Google Patents

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WO2024004276A1
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高明 岸上
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a radar device.
  • reflected waves from a target are received by an array antenna consisting of multiple antennas (also called antenna elements), and the receiving position is determined with respect to the element spacing (antenna spacing).
  • an array antenna consisting of multiple antennas (also called antenna elements)
  • the receiving position is determined with respect to the element spacing (antenna spacing).
  • DOE Direction of Arrival
  • the angle of arrival estimation method includes the Fourier method, and methods that can obtain high resolution include the Capon method, MUSIC (Multiple Signal Classification), and ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques).
  • the transmitting section is equipped with multiple antennas (array antennas), and the beam scanning is performed by signal processing using the transmitting and receiving array antenna (MIMO (Multiple Input Multiple Output) radar).
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • Non-limiting embodiments of the present disclosure contribute to providing a radar device that improves target detection accuracy.
  • a radar device includes a first transmitting antenna that emits a first polarized wave, and a second transmitting antenna that emits a second polarized wave that is different from the first polarized wave.
  • the Doppler multiplexing intervals of the plurality of transmitting antennas are unequal on the Doppler frequency axis, and the first pattern of the Doppler shift amount assigned to the first transmitting antenna and the second pattern of the Doppler shift amount assigned to the first transmitting antenna are different from each other.
  • the second pattern of the Doppler shift amount assigned to the second pattern is different from the second pattern.
  • TDM time division multiplexing
  • DDM Doppler Division Multiplexing
  • Block diagram showing a configuration example of a radar device Diagram showing an example of a transmission signal when using a chirp signal Diagram showing an example of a chirp signal
  • a diagram showing an example of a transmitted signal and a received signal when using a chirp signal Diagram showing an example of setting the amount of Doppler shift Diagram showing an example of a received signal in Doppler multiplex transmission Diagram showing an example of setting the amount of Doppler shift Diagram showing an example of a received signal in Doppler multiplex transmission Diagram showing an example of setting the amount of Doppler shift Diagram showing an example of a received signal in Doppler multiplex transmission Diagram showing an example of setting the amount of Doppler shift Diagram showing an example of setting the amount of Doppler shift Diagram showing an example of setting the amount of Doppler shift Diagram showing an example of setting the Doppler shift amount Flowchart showing an example of operation for separating Doppler multiplexed signals Block
  • MIMO radar uses, for example, time division, frequency division, or code division to transmit multiplexed signals (radar transmission waves) from multiple transmission antennas (or called transmission array antennas), and receives signals reflected from surrounding objects (A plurality of reception antennas (or called reception array antennas) are used to receive the radar reflected waves), and a multiplexed transmission signal is separated from each reception signal and received.
  • the MIMO radar can extract the propagation path response represented by the product of the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas, and performs array signal processing using these received signals as a virtual receiving array.
  • MIMO radar by appropriately arranging the element spacing in the transmitting and receiving array antenna, it is possible to enlarge the antenna aperture of the virtual receiving array and improve the angular resolution.
  • Patent Document 1 or Patent Document 2 discloses that an antenna using vertical polarization or horizontal polarization transmits a transmission signal, and a signal received by an antenna using vertical polarization or horizontal polarization is used to detect an object.
  • a method for identifying the information is disclosed.
  • Patent Document 2 describes, for example, that a transmission signal is transmitted using an antenna using left-handed circularly polarized waves or right-handed circularly polarized waves, and a signal received by an antenna using left-handed circularly polarized waves or right-handed circularly polarized waves is used.
  • a method for detecting and identifying objects is disclosed.
  • an antenna that uses linearly polarized waves such as vertically polarized waves or horizontally polarized waves, or circularly polarized waves such as left-handed circularly polarized waves or right-handed circularly polarized waves is also referred to as a "polarized antenna.”
  • Such polarized radar uses a plurality of different types of polarized antennas (eg, polarized transmitting antennas or polarized receiving antennas).
  • a multiplex transmission method in a MIMO radar for example, also referred to as a "polarized MIMO radar" that uses a plurality of different types of polarized antennas.
  • Time division multiplexing For example, as a multiplex transmission method for MIMO radar using a plurality of transmitting antennas, there is time division multiplexing (TDM) in which signals are transmitted by shifting the transmission time for each transmitting antenna.
  • TDM time division multiplexing
  • Time division multiplexing can be realized with a simpler configuration than frequency division multiplexing (FDM) and code division multiplexing (CDM), and by widening the transmission time interval sufficiently, It is possible to maintain good orthogonality between transmitted signals.
  • FDM frequency division multiplexing
  • CDM code division multiplexing
  • the MIMO radar using time-division multiplexing disclosed in Patent Document 3 sequentially switches the transmitting antenna that transmits the transmitting signal (for example, transmitting pulse or radar transmitting wave) at a prescribed cycle, while transmitting the transmitting signal. Outputs a transmission pulse, which is an example.
  • MIMO radar that uses time-division multiplexing uses multiple receiving antennas to receive a signal in which the transmitted pulse is reflected by an object, and after correlation processing between the received signal and the transmitted pulse, performs spatial FFT (Fast Fourier Transform), for example. Processing (processing for estimating the direction of arrival of reflected waves) is performed.
  • spatial FFT Fast Fourier Transform
  • a specified transmission time (or transmission period) is assigned in advance to each of a plurality of transmitting antennas. Therefore, polarized MIMO radar that uses time division multiplexing transmits signals from multiple transmitting antennas with different polarizations by receiving reflections from targets at each transmission time assigned to multiple transmitting antennas with different polarizations. Separates and receives reflected waves from the target that correspond to the transmitted signal.
  • MIMO radar that uses time division multiplexing sequentially switches the transmitting antenna that transmits radar transmission waves at specified time intervals, so the time it takes for transmission from all transmitting antennas to complete is limited to frequency division multiplexing.
  • the transmission time tends to be longer than when using transmission or code division multiplex transmission.
  • Doppler frequency detection for example, relative velocity detection
  • the time interval for observing received phase changes when applying Fourier frequency analysis for Doppler frequency detection becomes longer.
  • the maximum detectable Doppler frequency decreases and the detectable Doppler frequency range (e.g., relative velocity range) narrows, based on the sampling theorem. Cheap.
  • time division multiplexing transmits a transmission pulse while sequentially switching transmission antennas (for example, Tx#1 and Tx#2) that transmit a chirp signal as a transmission radar wave at a transmission period Tr.
  • transmission antennas for example, Tx#1 and Tx#2
  • the transmission time until the transmission of radar transmission waves from the Nt transmitting antennas is completed is Tr ⁇ Nt (in the case of Fig. 1, 2Tr ).
  • the Doppler frequency can be detected without loopback.
  • the possible Doppler frequency range is ⁇ 1/(2Tr ⁇ Nt) from the sampling theorem. Therefore, the Doppler frequency range in which the Doppler frequency can be detected without folding becomes narrower as the number of transmitting antennas Nt increases.
  • the Doppler frequency range in which Doppler frequencies can be detected without folding tends to become narrower.
  • Doppler multiplex transmission in the transmitter, for example, a phase rotation that gives a different amount of Doppler shift to a transmitted signal is applied to each transmitting antenna, and the transmitting signals are simultaneously transmitted from a plurality of transmitting antennas.
  • signals received using multiple receiving antennas reflected waves from targets
  • a prescribed Doppler frequency region (or Doppler shift amount) is assigned in advance to each of a plurality of transmitting antennas.
  • a polarized MIMO radar that uses Doppler multiplex transmission receives reflections from a target in each Doppler frequency range assigned to multiple transmitting antennas with different polarizations. The reflected wave from the target object corresponding to the transmitted signal is separated and received.
  • MIMO radar with Doppler multiplexing applies Fourier frequency analysis for Doppler frequency detection (e.g. relative velocity detection), compared to time division multiplexing, by simultaneously transmitting transmit signals from multiple transmit antennas. It is possible to shorten the time interval for observing changes in the reception phase when On the other hand, in MIMO radar that uses Doppler multiplex transmission, the effective Doppler frequency bandwidth per transmission signal is limited because the transmission signals of each transmission antenna are separated by filtering on the Doppler frequency axis.
  • transmission of a chirp signal as a transmitted radar wave with a transmission period Tr is repeated Nc times, and Fourier frequency analysis is performed for Doppler frequency detection (for example, relative velocity detection).
  • Doppler frequency detection for example, relative velocity detection
  • n 1, 2, 3, 4, . . . and is an index representing the number of times the chirp signal is transmitted.
  • a Doppler frequency region is assigned in advance to each of the plurality of transmitting antennas Tx#1 and Tx#2.
  • -1/(4Tr) ⁇ fd1 ⁇ 1/(4Tr) is assigned to the region of Doppler frequency fd1 of Tx#1 (for example, also called "Doppler division region")
  • the Doppler frequency fd2 of Tx#2 is assigned ⁇ 1/(2Tr) ⁇ fd2 ⁇ 1/(4Tr) and 1/(4Tr) ⁇ fd2 ⁇ 1/(2Tr) are assigned to the region.
  • a MIMO radar that uses Doppler multiplex transmission receives a signal from each transmitting antenna reflected by a target object, and performs filtering processing on the Doppler frequency axis to separate and receive the transmitted signal.
  • the MIMO radar using Doppler multiplex transmission transmits the signal from the transmitting antenna Tx#1 reflected by the target object by -1/(4Tr) ⁇ fd1 on the Doppler frequency axis. Separate reception is performed by filtering and extracting the range ⁇ 1/(4Tr).
  • a MIMO radar that uses Doppler multiplexing transmits the signal from the transmitting antenna Tx#2 reflected by the target object by -1/(2Tr) ⁇ fd2 ⁇ -1/(4Tr) on the Doppler frequency axis. By filtering and extracting the range of 1/(4Tr) ⁇ fd2 ⁇ -1/(2Tr), the signals are received separately.
  • the Doppler frequency range is the same as when performing time division multiplex transmission. For example, in a MIMO radar that uses Doppler multiplex transmission, as the number of transmitting antennas Nt increases, the Doppler frequency range in which Doppler frequencies can be detected without folding tends to become narrower.
  • time division multiplexing or Doppler multiplexing can separate reflected waves corresponding to transmitted signals from multiple transmitting antennas using allocated transmission times or Doppler frequency regions.
  • the detection range of the Doppler frequency tends to become narrower.
  • the detectable Doppler frequency range is -1/(2Nt ⁇ Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Nt ⁇ Tr), and the detection of Doppler frequency is inversely proportional to the number of transmitting antennas.
  • the range narrows.
  • Nt is the number of transmitting antennas.
  • Patent Documents 6 and 7 disclose methods for expanding the detection range of Doppler frequencies in Doppler multiplex transmission.
  • Patent Document 7 (for example, FIG. 4) discloses the following method. For example, among the Doppler shift amounts (or Doppler frequency regions) obtained by equally dividing the Doppler frequency range ⁇ 1/(2Tr) in which the Doppler frequency can be detected without aliasing into (Nt+1) parts, Nt Doppler shifts The amount is allocated to the Nt transmit signals, and the transmit signals are simultaneously transmitted from the Nt transmit antennas.
  • each interval of the Doppler shift amount (hereinafter also referred to as "Doppler multiplexing interval") given to a transmission signal to be Doppler multiplexed becomes an unequal interval.
  • Doppler multiplex transmission will be referred to as “unequal interval Doppler multiplex transmission (unequal interval DDM).”
  • a radar transmission wave for example, a chirp signal
  • phase rotation ⁇ n may be expressed as - ⁇ n ⁇ .
  • ⁇ 3 -2 ⁇ /3. The same applies thereafter.
  • the received Doppler frequency of the Doppler multiplexed signal of Tx#1 or Tx#2 exceeds 1/(2Tr) or is smaller than -1/(2Tr), as shown in FIG.
  • ⁇ f alias is included in addition to ⁇ fd.
  • Doppler frequency detection for example, relative velocity detection
  • the received power level of the Doppler frequency corresponding to the Doppler shift amount that is not assigned to the transmitted signal is assigned to the transmitted signal. is sufficiently lower than the received power level of the Doppler frequency corresponding to the Doppler shift amount (for example, sufficiently low to the level of noise).
  • a MIMO radar that uses nonuniform Doppler multiplex transmission utilizes this property to estimate the received Doppler frequency of the reflected wave from the target and to separate the transmitting antenna.
  • the received Doppler frequency of the reflected wave from the target object be "fd target ".
  • the reception level of the Doppler frequency becomes fd target + ⁇ fd1 and fd target + ⁇ fd2.
  • the reception level of the Doppler frequency that becomes fd target + ⁇ fd3 becomes fd target + ⁇ fd1 and fd target + ⁇ fd2.
  • the output obtained by applying Fourier frequency analysis for Doppler frequency detection is observed in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), so it may exceed this range.
  • the output of Fourier frequency analysis is observed as a folded signal with -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr).
  • the received Doppler frequency fd target of the reflected wave from the target is within the range of -1/(2Tr) ⁇ fd target ⁇ 1/(2Tr)
  • the received Doppler frequency that satisfies the above relationship is -1/(2Tr) ⁇ fd target ⁇ 1/(2Tr). Since it is unique in the range of (2Tr) ⁇ fd target ⁇ 1/(2Tr), a MIMO radar using nonuniform Doppler multiplex transmission can determine the Doppler frequency fd target of the target without ambiguity within this range.
  • a receiving Doppler frequency for each transmitting antenna can be determined, making it possible to separate and receive Doppler multiplexed signals.
  • a MIMO radar that uses non-uniformly spaced Doppler multiplexed transmission can estimate the Doppler frequency of a radar reflected wave in the Doppler frequency range ⁇ 1/(2Tr), for example.
  • Unequally spaced Doppler multiplex transmission expands the detectable Doppler frequency range to ⁇ 1/(2Tr).
  • the detectable Doppler frequency range is expanded by Nt times compared to the method of Patent Document 3.
  • non-uniform Doppler multiplexing for example, unlike evenly spaced Doppler multiplexing, some Doppler frequency regions are not allocated to the transmitted signal, and MIMO radar uses the received Doppler frequency of the reflected wave from the target object. Based on the received power of the target, Doppler multiplexed signal separation processing is performed to estimate the Doppler frequency of the target.
  • a phenomenon may occur in which the received level of reflected waves varies greatly depending on the polarization of the transmitting and receiving antennas.
  • the received level of reflected waves from a transmitting antenna with a different polarization is greatly attenuated compared to the received level of reflected waves from a transmitting antenna with a certain polarization.
  • Doppler demultiplexing using non-uniform Doppler multiplexing becomes difficult. It can be.
  • Doppler demultiplexing becomes difficult, the detection performance of a target object in the MIMO radar may deteriorate, or Doppler demultiplexing may be erroneously performed, Doppler erroneous estimation, or angle measurement performance may deteriorate.
  • LC left-handed circularly polarized waves
  • RC right-handed circularly polarized waves
  • LC left-handed circularly polarized waves
  • LC polarized antenna e.g., LC polarized transmitting antenna or LC polarized receiving antenna
  • RC polarized antenna for example, an RC polarized transmitting antenna or an RC polarized receiving antenna
  • a MIMO radar receives a once-reflected wave (reflected wave that is reflected once from an object) using an LC polarized wave reception antenna.
  • the reflected wave signal corresponding to the transmitted signal from the RC polarized transmitting antenna (for example, also referred to as "received signal corresponding to the RC polarized transmitting antenna") becomes the received signal as RC polarized wave, and the RC polarized transmitter
  • the signal is received using cross polarization.
  • the reception level of the received signal corresponding to the LC polarized transmitting antenna at the LC polarized transmitting antenna is the same as that of the reflected wave signal corresponding to the transmitted signal from the LC polarized transmitting antenna (for example, "LC polarized transmitting antenna").
  • the reception level is small (depending on the cross-polarization discrimination degree of the antenna, for example, the reception level is 10 dB or more lower) than the reception level of the corresponding reception signal (also called "corresponding reception signal”).
  • the reception level of the received signal corresponding to an RC polarized transmitting antenna may be below the noise level, which may make it difficult to detect Doppler frequency peaks in MIMO radar. .
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of signals transmitted by Doppler multiplexing in a polarized MIMO radar.
  • the signal assigned to the LC polarization transmission antenna is represented by "L”
  • the signal assigned to the RC polarization transmission antenna is represented by "R”.
  • the reception level of the reception signal (R) corresponding to the RC polarization transmitting antenna may be lower than the reception signal (L) corresponding to the antenna.
  • the MIMO radar receives a twice reflected wave (reflected wave that is reflected twice from an object) using an LC polarized wave receiving antenna.
  • the received signal corresponding to the LC polarized transmit antenna received by the LC polarized transmit antenna is reflected twice, so the received signal changes from the LC polarized wave to the RC polarized wave, and the LC polarized wave receives the LC polarized wave.
  • the level of the received signal corresponding to the LC polarized transmitting antenna is lower than that of the received signal corresponding to the RC polarized transmitting antenna ( Depending on the degree of cross-polarization discrimination of the antenna, for example, the reception level is 10 dB or more lower). For example, depending on the reception quality (SNR), the reception level of the reception signal corresponding to the LC polarized transmission antenna may be below the noise level, making it difficult to detect Doppler frequency peaks in MIMO radar.
  • SNR reception quality
  • the RC polarization transmission is performed as shown in (c) of Fig. 4.
  • the reception level of the reception signal (L) corresponding to the LC polarization transmitting antenna is lower than the reception signal (R) corresponding to the antenna.
  • the MIMO radar can calculate the reception level of the reception signal corresponding to the RC polarization transmitting antenna based on the reception level shown in (b) or (c) of FIG. 4, for example. It is difficult to determine whether the reception level of the received signal corresponding to the LC polarization transmission antenna has decreased. Furthermore, for example, the MIMO radar determines which transmitting antenna the detected Doppler frequency peak corresponds to, based on the reception level shown in FIG. 4(b) or (c). It is difficult to determine whether it is a signal or not.
  • MIMO radar has difficulty separating Doppler multiplexed signals, and the Doppler frequency fd of the reflected wave from the target (for example, called “target reflected wave”) is -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1 It becomes difficult to determine within the range of /(2Tr).
  • the reception level is lower than that of the received signal (L) corresponding to the LC polarized transmit antenna, which is LC polarized.
  • the reception level is low (depending on the cross-polarization discrimination of the antenna, for example, the reception level is 10 dB or more lower).
  • the received signal (L) corresponding to the LC polarization transmitting antenna is RC polarized, as shown in (f) in Figure 4.
  • the reception level is small compared to the reception signal (R) corresponding to the RC polarization transmitting antenna, which is LC polarization (depending on the cross-polarization discrimination of the antenna, for example, 10 dB or more). (low reception level).
  • the received signal whose reception level decreases becomes below the noise level depending on the reception quality (SNR), and it may become difficult to detect the Doppler frequency peak in the MIMO radar.
  • the MIMO radar determines whether the reception level of the transmission signal from the RC polarization transmission antenna has decreased, based on the reception level shown in (e) or (f) of FIG. 4, for example. It is difficult to determine whether the received level of the transmitted signal has decreased. Therefore, in MIMO radar, it is difficult to separate Doppler multiplexed signals, and it is difficult to determine the Doppler frequency fd of the target reflected wave within the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr). .
  • the reception level of each transmitting antenna is approximately the same, and the reception level at the Doppler multiplexing interval (x mark) where no Doppler multiplexing is performed is approximately the noise level.
  • Doppler demultiplexing processing is performed on the assumption that .
  • the assumptions made in the separation process of nonuniform Doppler multiplexing may break down, as shown in (b), (c), (e), or (f) in Figure 4. Yes, there is a possibility that the Doppler demultiplexing process will be incorrect.
  • a non-limiting example of the present disclosure describes a method for improving detection performance of a polarization MIMO radar using non-uniformly spaced Doppler multiplexing.
  • different linearly polarized waves having an orthogonal relationship may be applied.
  • polarizations that are linear and orthogonal to each other such as applying vertical polarization instead of left-handed circular polarization (LC) and horizontal polarization instead of right-handed circular polarization (RC). Waves may also be applied.
  • LC left-handed circular polarization
  • RC right-handed circular polarization
  • Waves may also be applied.
  • the reflected wave of one of the polarized waves and the horizontally polarized wave may have a weak reflected wave reception level compared to the other polarized wave.
  • a MIMO radar for example, when such reflected waves are received using a polarization receiving antenna that supports either vertical polarization or horizontal polarization, either the vertical polarization or the horizontal polarization
  • the received signal corresponding to the polarized transmitting antenna is received in cross-polarized waves, and the reception level is lower than that of the received signal corresponding to the other polarized transmitting antenna (depending on the cross-polarization discrimination degree of the antenna, e.g. , the reception level may be 10 dB or more lower).
  • the reception signal whose reception level decreases becomes below the noise level, and it may become difficult to detect the Doppler frequency peak in the MIMO radar.
  • Doppler multiplexing is performed as shown in Figure 4 (a).
  • the received signals can be as shown in FIG. 4(b) or FIG. 4(c).
  • the received signals can be as shown in FIG. 4(e) or FIG. 4(f).
  • the MIMO radar can detect horizontally polarized waves based on the reception levels shown in (b), (c), (e), or (f) of FIG. 4, for example. It is difficult to determine whether the reception level of the transmission signal from the transmission antenna has decreased or the reception level of the transmission signal from the vertically polarized transmission antenna has decreased. For this reason, for example, in MIMO radar, it is difficult to separate Doppler multiplexed signals, and it is difficult to determine the Doppler frequency fd of the target reflected wave within the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr). becomes.
  • a transmitting branch simultaneously sends out multiplexed different transmitting signals from a plurality of transmitting antennas, and a receiving branch separates each transmitting signal and performs reception processing (for example, a MIMO radar configuration). I will explain about it.
  • a configuration of a radar method using a frequency-modulated pulse wave such as a chirp pulse (for example, also referred to as chirp pulse transmission (fast chirp modulation)) will be described.
  • the modulation method is not limited to frequency modulation.
  • an embodiment of the present disclosure is also applicable to a radar system using a pulse compression radar that transmits a pulse train after phase modulation or amplitude modulation.
  • the radar device performs, for example, Doppler multiplex transmission (eg, nonuniform Doppler multiplex transmission). Further, the radar device may include, for example, a polarized antenna.
  • the radar device 10 in FIG. 5 includes a radar transmitting section (transmitting branch) 100 and a radar receiving section (receiving branch) 200.
  • the radar transmitting unit 100 generates a radar signal (radar transmission signal), and transmits the radar transmission signal at a specified transmission period (for example, , called the "radar transmission cycle").
  • the radar receiving unit 200 receives a reflected wave signal, which is a radar transmission signal reflected by a target (not shown), using a receiving antenna unit 202 that includes a plurality of receiving antennas.
  • the radar receiving unit 200 processes the reflected wave signals received by each receiving antenna of the receiving antenna unit 202, and detects, for example, the presence or absence of a target, the arrival distance of the reflected wave signal, the Doppler frequency (for example, relative velocity), and the arrival
  • the direction is estimated and information regarding the estimation result (eg, positioning information) is output.
  • the radar device 10 may be mounted on a moving object such as a vehicle, and the positioning output (for example, information regarding estimation results) from the positioning output unit 300 may be used, for example, in an advanced driving support system (ADAS) that increases collision safety. It may be connected to a control device ECU (Electronic Control Unit) (not shown) such as an Advanced Driver Assistance System or an automatic driving system, and used for vehicle drive control or alarm call control.
  • ECU Electronic Control Unit
  • the radar device 10 may be attached to a relatively high structure (not shown), such as a roadside utility pole or a traffic light, for example. Further, the radar device 10 may be used, for example, as a sensor in a support system that increases the safety of passing vehicles or pedestrians, or a system for preventing intrusion by suspicious persons (not shown). Further, the positioning output of the radar receiving unit 200 may be connected to a control device (not shown) in a support system for increasing safety or a system for preventing intrusion of suspicious persons, and may be used for alarm call control or abnormality detection control. . Note that the uses of the radar device 10 are not limited to these, and may be used for other uses.
  • the target object is an object to be detected by the radar device 10, and includes, for example, a vehicle (including four wheels and two wheels), a person, a block, or a curb.
  • Radar transmission section 100 includes radar transmission signal generation section 101, Doppler shift section 104, and transmission antenna section 105.
  • the radar transmission signal generation section 101 generates a radar transmission signal.
  • the radar transmission signal generation section 101 includes, for example, a modulation signal generation section 102 and a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 103. Each component in radar transmission signal generation section 101 will be explained below.
  • the modulation signal generation unit 102 periodically generates, for example, a sawtooth-shaped modulation signal.
  • the VCO 103 Based on the modulation signal input from the modulation signal generation unit 102, the VCO 103 generates a frequency modulation signal (hereinafter, for example, a frequency chirp signal or a chirp signal) as a radar transmission signal (radar transmission wave) as shown in FIG. ) is output to the Doppler shift section 104 and the radar receiving section 200 (mixer section 204 described later).
  • a frequency modulation signal hereinafter, for example, a frequency chirp signal or a chirp signal
  • radar transmission wave radar transmission wave
  • the modulation signal generation unit 102 generates a modulation signal so that the chirp signal is transmitted Nc times per transmission period Tr for one radar positioning.
  • the VCO 103 outputs a chirp signal Nc times in each transmission period Tr based on the operation of the modulation signal generation section 102.
  • the radar device 10 may detect temporal fluctuations in the target position, for example, by performing radar positioning multiple times.
  • each transmission period among the Nc transmission periods Tr is represented by an index "m".
  • m 1 to Nc.
  • FIG. 7 shows an example of a chirp signal output from the radar transmission signal generation section 101.
  • the modulation parameters regarding the chirp signal include, for example, the center frequency f c , the frequency sweep bandwidth B w , the sweep start frequency f cstart , the sweep end frequency f cend , the frequency sweep time T sw , and the frequency A sweep rate of change D m may be included.
  • D m B w /T sw .
  • the frequency sweep time T sw corresponds to, for example, a time range (or referred to as a range gate) in which A/D sample data is captured in the AD converter 207 of the radar receiver 200, which will be described later.
  • the frequency sweep time T sw may be set, for example, for the entire section of the chirp signal as shown in (a) of FIG. 7, or for a part of the section of the chirp signal as shown in (b) of FIG. may be set to .
  • FIGS. 6 and 7 show examples of up-chirp waveforms in which the modulation frequency gradually increases over time, the waveform is not limited to this, and down-chirp waveforms in which the modulation frequency gradually decreases over time are shown. may be applied. Similar effects can be obtained regardless of whether the modulation frequency is up-chirp or down-chirp.
  • the chirp signal output from the radar transmission signal generation section 101 is input to Nt Doppler shift sections 104, respectively.
  • the chirp signal is also input to each mixer section 204 of the radar receiving section 200.
  • the n-th Doppler shift unit 104 rotates the phase every chirp signal transmission period Tr in order to apply a prescribed Doppler shift amount DOP n to the chirp signal input from the radar transmission signal generation unit 101.
  • DOP n Doppler shift amount
  • the n-th Doppler shift unit 104 outputs the chirp signal given the phase rotation ⁇ n (m) to the n-th transmitting antenna (for example, Tx#n) of the transmitting antenna unit 105.
  • n 1 to Nt.
  • Transmission antenna section 105 may include Nt transmission antennas Tx#1 to Tx#Nt.
  • the transmitting antennas Tx#1 to Tx#Nt may include transmitting antennas of at least two different polarizations (polarized transmitting antennas) and constitute a polarized radar.
  • the Doppler shift unit 104 performs a phase rotation ⁇ n (m) that applies a different amount of Doppler shift to each transmit antenna to which the chirp signal is transmitted, based on the configuration of transmit antennas with different polarizations in the transmit antenna unit 105. may be added to the chirp signal and output to the transmitting antenna section 105.
  • the radar device 10 can separate Doppler multiplexed signals, Deterioration of positioning performance and radar detection performance can be reduced (an example of operation will be described later).
  • the outputs from the Nt Doppler shift sections 104 are amplified to a specified transmission power and then radiated into space from each of the transmitting antennas Tx#1 to Tx#Nt of the transmitting antenna section 105.
  • the radar receiving section 200 includes a receiving antenna section 202 including Na receiving antennas Rx#1 to Rx#Na.
  • the radar receiving unit 200 also includes Na antenna system processing units 201-1 to 201-Na, a CFAR (Constant False Alarm Rate) unit 210, a Doppler demultiplexing unit 211, and a direction estimation unit 212. .
  • Na antenna system processing units 201-1 to 201-Na a CFAR (Constant False Alarm Rate) unit 210, a Doppler demultiplexing unit 211, and a direction estimation unit 212.
  • Receiving antennas Rx#1 to RxNa of the receiving antenna section 202 receive reflected wave signals that are radar transmission signals reflected by targets, and receive the received reflected wave signals to the corresponding antenna system processing section 201. Output as a signal.
  • Each antenna system processing section 201 includes a reception radio section 203 and a signal processing section 206.
  • Each signal received by Na receiving antennas Rx#1 to Rx#Na is output to Na receiving radio sections 203, respectively. Further, the output signals from the Na reception radio sections 203 are output to the Na signal processing sections 206, respectively.
  • the reception radio section 203 includes a mixer section 204 and an LPF (low pass filter) 205.
  • the mixer unit 204 mixes the received reflected wave signal with a chirp signal, which is a transmission signal, input from the radar transmission signal generation unit 101.
  • the reception radio section 203 passes the output of the mixer section 204 through an LPF 205, for example. As a result, a beat signal having a frequency corresponding to the delay time of the reflected wave signal is output.
  • the frequency of the transmission chirp signal (transmission frequency modulated wave) which is the transmission signal (radar transmission wave) and the frequency of the reception chirp signal (reception frequency modulation wave) which is the reception signal (radar reflected wave)
  • the difference frequency between the two frequencies is obtained as the beat frequency.
  • each antenna system processing section 201-z includes an AD conversion section 207, a beat frequency analysis section 208, and a Doppler analysis section 209.
  • the signal output from the LPF 205 (for example, a beat signal) is converted into discrete sample data that is sampled discretely by the AD conversion unit 207 in the signal processing unit 206.
  • the beat frequency analysis unit 208 performs frequency analysis processing (for example, FFT processing) on N data discrete sample data obtained in a specified time range (range gate) for each transmission period Tr. As a result, the signal processing unit 206 outputs a frequency spectrum in which a peak appears at a beat frequency corresponding to the delay time of the reflected wave signal (radar reflected wave). Note that during FFT processing, the beat frequency analysis unit 208 may, for example, multiply by a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window. By using the window function coefficient, side lobes that occur around the peak of the beat frequency can be suppressed.
  • FFT processing for example, FFT processing
  • the signal processing unit 206 outputs a frequency spectrum in which a peak appears at a beat frequency corresponding to the delay time of the reflected wave signal (radar reflected wave).
  • the beat frequency analysis unit 208 may, for example, multiply by a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window. By using the window function coefficient
  • FFT processing can be performed as a power of 2 data size (FFT size), for example, by including data padded with zeros.
  • FFT size a power of 2 data size
  • the data size including the zero-padded data may be treated as N data and handled in the same manner as above.
  • the beat frequency response output from the beat frequency analysis section 208 in the z-th signal processing section 206 obtained by the m-th chirp pulse transmission is expressed as "RFT z (f b , m)".
  • f b represents the beat frequency index and corresponds to the FFT index (bin number).
  • the beat frequency index f b can be converted into distance information R(f b ) using the following equation (1). Therefore, below, the beat frequency index f b will be referred to as a "distance index f b ".
  • the Doppler analysis unit 209 in the z-th signal processing unit 206 uses data of Nc transmission cycles of the chirp signal (for example, beat frequency response RFT z (f b , 1) input from the beat frequency analysis unit 208, RFT Doppler analysis is performed for each distance index f b using z (f b , 2), ⁇ , RFT z (f b , Nc)).
  • the Doppler analysis unit 209 can apply FFT processing in Doppler analysis as shown in equation (2) below.
  • the FFT size is Nc
  • the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur is ⁇ 1/(2Tr).
  • the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1/(Nc ⁇ Tr)
  • Nc is a power of 2
  • FFT processing can be performed as a data size (FFT size) of a power of 2 by including zero-filled data, for example.
  • the Doppler analysis unit 209 may multiply by a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window during FFT processing. By applying a window function, side lobes that occur around the Doppler frequency peak can be suppressed.
  • the CFAR unit 210 performs CFAR processing (for example, adaptive threshold determination) using the outputs of the Doppler analysis units 209 of the first to Nath signal processing units 206.
  • CFAR processing for example, adaptive threshold determination
  • a local peak of a reflected wave reception signal of a radar transmission signal sent out from the transmission antenna section 105 may be selectively extracted, and adaptive threshold determination may be performed.
  • the CFAR section 210 extracts, for example, a distance index f b_cfar and a Doppler frequency index f s_cfar that give a local peak signal, and outputs them to the Doppler multiplexing and demultiplexing section 211 .
  • the Doppler demultiplexer 211 uses, for example, the outputs of the Doppler analyzers 209 of the first to Na signal processors 206 and the outputs of the CFAR unit 210 to perform Doppler multiplexing to transmit signals from a plurality of transmitting antennas.
  • the radar reflected wave reception signal for each radar transmission signal is separated (hereinafter referred to as "Doppler demultiplexing").
  • the operation of the Doppler demultiplexer 211 is related to, for example, the operation of the Doppler shift unit 104 of the radar transmitter 100.
  • the operation of the CFAR section 210 is related to the operation of the Doppler shift section 104, for example.
  • an example of the operation of the Doppler shift unit 104 will be described, and then an example of the operation of the CFAR unit 210 and an example of the operation of the Doppler demultiplexer 211 will be described.
  • Doppler shift unit 104 In radar transmitter 100, The first to Nt Doppler shift units 104 perform Doppler multiplex transmission by assigning mutually different Doppler shift amounts DOP n to radar transmission signals input thereto, for example.
  • the n-th Doppler shift unit 104 performs a phase rotation every transmission period Tr of the input chirp signal in order to provide a prescribed Doppler shift amount DOP n to the n-th transmitting antenna Tx#n.
  • ⁇ n (m) is added and output.
  • the Doppler shift unit 104 may add to the chirp signal a phase rotation ⁇ n (m) that provides a different Doppler shift for each transmission antenna through which the chirp signal is transmitted, and output the resulting signal.
  • n 1 to Nt.
  • the transmitting antennas Tx#1 to Tx#Nt of the transmitting antenna unit 105 include transmitting antennas of at least two different polarizations, and constitute a polarized radar.
  • transmitting antennas Tx#1 to Tx#Nt may include transmitting antennas that are orthogonally polarized to each other as different polarized waves.
  • the radar device 10 may be, for example, a polarized MIMO radar that uses Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#Nt including transmitting antennas of different polarizations.
  • the radar device 10 may perform nonuniform Doppler multiplex transmission using, for example, Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#Nt.
  • the first polarized wave will be described as “PL1 polarized wave” and the second polarized wave will be described as “PL2 polarized wave”.
  • the q-th polarized wave will be described as "PLq polarized wave.”
  • combinations of polarized waves with different relationships that result in orthogonal polarization include PL1 polarization and PL2 polarization, right-handed circular polarization and left-handed circular polarization, horizontal polarization and vertical polarization, or right-handed circular polarization. ° polarization and left diagonal 45° polarization may be used.
  • the number of transmitting antennas corresponding to PL1 polarization (for example, referred to as "PL1 polarization transmitting antennas") is N PL1
  • the number of transmitting antennas corresponding to PL2 polarization (for example, “PL2 polarization transmitting antennas") is NPL1.
  • the number of wave transmitting antennas (called “wave transmitting antennas”) is N PL2 .
  • N PL1 +N PL2 Nt.
  • ⁇ Condition 2> One of the following conditions is satisfied between the Doppler multiplexed signals assigned to each of the PL1 polarized transmission antenna and the PL2 polarized transmission antenna. (1) Including different Doppler shift intervals. (2) The number of Doppler multiplexes ( number of transmitting antennas) for each polarization is different (N PL1 ⁇ N PL2 ). (3) In the case of N PL1 ⁇ 3 and N PL2 ⁇ 3, the order of the Doppler shift intervals is different when the Doppler shift intervals for each polarization include the same Doppler shift interval.
  • the intervals of the Doppler shift amount allocated to the PL1 polarized transmitting antenna are set to be unequal intervals on the Doppler frequency axis.
  • the intervals of the Doppler shift amounts assigned to the PL2 polarized transmission antennas are set at unequal intervals on the Doppler frequency axis.
  • the interval of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmitting antenna is equal to the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmitting antenna.
  • Each interval may include different intervals.
  • the maximum Doppler shift interval is different between the Doppler multiplexed signals assigned to each of the PL1 polarization and the PL2 polarization, the minimum Doppler shift interval is different, or the maximum or minimum There are cases where the Doppler shift intervals are different.
  • N PL1 ⁇ 2 and N PL2 2
  • the value of each interval of the Doppler shift amount to be allocated (for example, the combination of Doppler shift intervals) is the same for the PL1 polarized transmission antenna and the PL2 polarized transmission antenna,
  • the order of the intervals of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmission antenna is different from the order of the intervals of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmission antenna.
  • a combination of the Doppler shift amount intervals assigned to the PL1 polarized transmitting antenna in an array for example, the first array
  • a combination of the intervals included in the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmitting antenna for example, a combination of the intervals included in the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmitting antenna.
  • a combination of intervals included in an array for example, a second array in which the intervals of Doppler shift amounts to be assigned are arranged in order from the smallest on the Doppler frequency axis, and the first array and the second array are different arrays in circular permutation.
  • the Doppler shift interval of the PL1 polarized antenna and the Doppler shift interval of the PL2 polarized antenna do not match even if either one is cyclically shifted in the Doppler frequency domain.
  • each interval of the Doppler shift amount allocated to the plurality of transmitting antennas included in the transmitting antenna unit 105 is determined in the Doppler frequency range targeted for Doppler analysis. are unevenly spaced. Further, for example, among the plurality of transmitting antennas included in the transmitting antenna section 105, the intervals of the Doppler shift amounts allocated to the transmitting antennas corresponding to each of the plurality of polarized waves are unequal intervals (condition 1).
  • the pattern of Doppler shift amounts for example, the interval of Doppler shift amounts, or the number of transmitting antennas (Doppler (the number of multiplexing) and the pattern regarding the order of Doppler shift amount intervals on the Doppler frequency axis) are different (condition 2).
  • the radar device 10 can separate Doppler multiplexed signals, resulting in deterioration of positioning performance and radar detection performance. can be suppressed.
  • the Doppler analysis unit 209 performs Doppler frequency analysis on the output of the beat frequency analysis unit 208 for each distance index at the transmission period Tr, the range of the Doppler frequency f d in which aliasing does not occur, derived from the sampling theorem, is -1. /(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and even if the Doppler frequency exceeds this range, the range of the observed Doppler frequency fd is -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr).
  • the Doppler shift unit 104 may set the Doppler shift interval to be smaller than ⁇ fdmax.
  • the phase rotation ⁇ that provides such a Doppler shift amount can be set within the range of - ⁇ , for example.
  • ⁇ is an integer value such that - ⁇ 0 +2 ⁇ .
  • the Doppler multiplexing interval given to the Doppler multiplexed signal set by the Doppler shift unit 104 may be set, for example, in units of ⁇ fd shown in the following equation (3).
  • ⁇ may be a positive integer or a positive real number. Setting ⁇ to a positive integer has the effect of simplifying the processing in the CFAR unit 210, which will be described later.
  • ⁇ is a positive integer is shown below, it is not limited to this, and a positive real number may be used.
  • Equation (3) when ⁇ is a positive integer such that ⁇ >1, the amount of Doppler shift to which the Doppler multiplexed signal is not assigned (for example, "x" in the diagram used in the example of setting the amount of Doppler shift below) There are multiple Doppler shift amounts (indicated by marks).
  • the Doppler frequency range fd that can be detected by the radar device 10 is set to -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr).
  • Tx#1 and Tx#2 are PL1 polarized transmission antennas
  • Tx#3 is a PL2 polarized transmission antenna.
  • the first to third Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • the example shown in FIG. 9 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 1.
  • the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmitting antenna is different from the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmit antenna.
  • the example shown in FIG. 9 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 2 (2).
  • FIG. 10 uses a transmitting antenna section 105 in which the PL1 polarization is left-handed circularly polarized (LC) and the PL2 polarized is right-handed circularly polarized (RC) by setting the Doppler shift amount shown in FIG.
  • LC circularly polarized
  • RC right-handed circularly polarized
  • An example of a received signal output from the Doppler analysis section 209 when an LC polarized (PL1 polarized) antenna is used as the receiving antenna section 202 is shown below.
  • FIG. 10 shows the output of the Doppler analysis unit 209 of the target reflected wave at a certain distance index.
  • the target reflected wave includes the Doppler frequency of fd target . Therefore, as shown in FIG. 10, the radar device 10 receives a signal that has been Doppler shifted by fd target from the Doppler shift amount shown in FIG.
  • the reflected wave of the radar transmission wave reflected by the target object includes a large number of scattered waves or is a reflected wave that undergoes a large number of reflections
  • the reflected wave may include various polarized waves. Therefore, the difference in the reception level of the reception signal in the radar device 10 is unlikely to become large between the reception signals corresponding to different polarization transmission antennas (for example, the PL1 polarization transmission antenna and the PL2 polarization transmission antenna). Therefore, the radar device 10 receives the reception signal corresponding to the RC polarization (PL2 polarization) transmission antenna and the reception signal corresponding to the LC polarization (PL1 polarization) transmission antenna at approximately the same reception level. do.
  • the target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna for example, LC polarization (PL1 polarization)
  • a received signal as shown in (a) is obtained.
  • the reception level of the reception signal corresponding to each of transmitting antennas Tx#1 (PL1 polarization), Tx#2 (PL1 polarization), and Tx#3 (PL2 polarization) is Almost the same level.
  • the radar device 10 when the radar device 10 receives a reflected wave obtained by specularly reflecting a radar transmission wave by a target object (for example, specularly reflecting from a surface with few irregularities) (for example, specularly reflecting once), the reception level is polarized. waves may differ between transmitting antennas. For example, a received signal corresponding to an LC polarized wave (PL1 polarized wave) transmitting antenna becomes a signal of the same polarization as the LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna.
  • PL1 polarized wave LC polarized wave
  • a received signal corresponding to an RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmitting antenna becomes a signal of cross polarization with the LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna. Therefore, the reception signal corresponding to the RC polarization (PL2 polarization) transmission antenna has a lower reception level (due to the cross-polarization discrimination of the antenna) than the reception signal corresponding to the LC polarization (PL1 polarization) transmission antenna. (for example, the received level may be 10 dB or more lower). For example, depending on the received SNR, the received signal corresponding to the RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmitting antenna will be below the noise level, making it difficult for the radar device 10 to detect the peak of the Doppler frequency.
  • the RC polarization (PL2 polarization) is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna (for example, LC polarization (PL1 polarization)).
  • the target reflected wave is included, a received signal as shown in FIG. 10(b) is obtained.
  • the reception level of the reception signal corresponding to transmitting antenna Tx#3 (PL2 polarization) is the same as the reception level of the reception signal corresponding to transmitting antennas Tx#1 and Tx#2 (PL1 polarization).
  • the received level is smaller than that of the received signal.
  • the radar device 10 when the radar device 10 receives a reflected wave in which the radar transmission wave is specularly reflected by a target object and further specularly reflected by a road surface (for example, specularly reflected twice), the reception level is polarized. waves may differ between transmitting antennas. For example, a received signal corresponding to an RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmitting antenna becomes a signal of the same polarization as an LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna. On the other hand, for example, a received signal corresponding to an LC polarized wave (PL1 polarized wave) transmitting antenna becomes a signal of cross polarization with the LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna.
  • PL2 polarized wave transmitting antenna becomes a signal of the same polarization as an LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna.
  • the reception signal corresponding to the LC polarization (PL1 polarization) transmission antenna has a lower reception level (due to the cross-polarization discrimination of the antenna) than the reception signal corresponding to the RC polarization (PL2 polarization) transmission antenna.
  • the received level may be 10 dB or more lower.
  • the received signal from the LC polarized wave (PL1 polarized wave) transmitting antenna will be below the noise level, making it difficult for the radar device 10 to detect the peak of the Doppler frequency.
  • the LC polarization becomes cross polarization with respect to the polarization of the receiving antenna (for example, LC polarization (PL1 polarization)).
  • a received signal as shown in FIG. 10(c) is obtained.
  • the reception level of the reception signals corresponding to transmitting antennas Tx#1 and Tx#2 (PL1 polarization) is the same as that of the reception signal corresponding to transmitting antenna Tx#3 (PL2 polarization).
  • the received level is smaller than that of the received signal.
  • the radar device 10 when the radar device 10 does not include a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the reception antenna, the radar device 10 uses the RC polarization (PL2 polarization) transmission antenna. (Tx#3) and LC polarized wave (PL1 polarized wave) transmission antennas (Tx#1 and Tx#2), respectively, are received at approximately the same level.
  • Nt transmit antennas Tx#1, Tx#2, and The signal transmitted from #3 is Doppler multiplexed using Doppler shift intervals resulting in non-uniform Doppler multiplexing. Therefore, the radar device 10 can separate Doppler multiplex signals based on the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the PL2 polarization is It differs between the case where the target reflected wave is cross-polarized ((b) in Fig. 10) and the case where the PL1 polarization includes the target reflected wave which is cross-polarized ((c) in Fig. 10).
  • a Doppler multiplex signal for example, a Doppler multiplex signal that satisfies condition 2 (2) is received.
  • the radar device 10 receives signals of two Doppler frequency components with a Doppler shift interval ⁇ fd (1, 2) or ⁇ fd (2, 1) in (b) of FIG. 10, and in (c) of FIG. , receives a signal of one Doppler frequency component.
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the receiving level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 When the reception level of the reception signal corresponding to the polarized transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 determines, for example, whether a decrease in the reception level of the reception signal corresponding to the PL1 polarization (LC polarization) transmitting antenna has occurred based on the peaks (for example, the number of peaks) of the detected Doppler frequency.
  • a Doppler multiplexer/demultiplexer 211 which will be described later, can determine whether a decrease in the reception level of the received signal corresponding to the PL2 polarization (RC polarization) transmission antenna has occurred.
  • Doppler multiplexed signals of LC polarized waves are Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the received signal is determined to be a received signal corresponding to an LC polarized (PL1 polarized) transmission antenna based on the determination result by the Doppler demultiplexer 211, the radar device 10 uses the existing Doppler multiplex Doppler multiplexed signals can be separated using the signal separation operation.
  • the RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmission antenna is one antenna transmission. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal corresponding to an RC polarized (PL2 polarized) transmitting antenna, the radar device 10 There is no need to perform Doppler multiplex signal separation processing on the received signal.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and each Doppler multiplexed signal It is possible to obtain an output that associates the transmitting antenna with the corresponding one.
  • Tx#1 and Tx#2 are PL1 polarized transmission antennas
  • Tx#3 and Tx#4 are PL2 polarized transmission antennas.
  • the first to fourth Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • Add ⁇ 4 (m) 3 ⁇ (m-1)/5 and output.
  • the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmission antenna is different from the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmission antenna.
  • FIG. 12 uses a transmitting antenna section 105 in which the PL1 polarization is left-handed circularly polarized (LC) and the PL2 polarized is right-handed circularly polarized (RC) by setting the Doppler shift amount shown in FIG.
  • LC circularly polarized
  • RC right-handed circularly polarized
  • An example of a received signal output from the Doppler analysis section 209 when an LC polarized (PL1 polarized) antenna is used as the receiving antenna section 202 is shown below.
  • FIG. 12 shows the output of the Doppler analysis unit 209 of the target reflected wave at a certain distance index.
  • the target reflected wave includes the Doppler frequency of fd target . Therefore, as shown in FIG. 12, the radar device 10 receives a signal that has been Doppler shifted by fd target from the Doppler shift amount shown in FIG.
  • the reflected wave of the radar transmission wave reflected by the target object includes a large number of scattered waves or is a reflected wave that undergoes a large number of reflections
  • the reflected wave may include various polarized waves. Therefore, the difference in the reception level of the reception signal in the radar device 10 is unlikely to become large between the reception signals corresponding to different polarization transmission antennas (for example, the PL1 polarization transmission antenna and the PL2 polarization transmission antenna). Therefore, the radar device 10 receives the reception signal corresponding to the RC polarization (PL2 polarization) transmission antenna and the reception signal corresponding to the LC polarization (PL1 polarization) transmission antenna at approximately the same reception level. do.
  • the radar device 10 when the radar device 10 receives a reflected wave obtained by specularly reflecting a radar transmission wave by a target (for example, specularly reflecting from a surface with few irregularities) (for example, specularly reflecting once), the reception level is polarized. waves may differ between transmitting antennas.
  • a received signal corresponding to an LC polarized (PL1 polarized) transmitting antenna is a signal with the same polarization as that of the receiving antenna.
  • a received signal corresponding to an RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmitting antenna becomes a signal of cross polarization with the LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna.
  • the reception signal corresponding to the RC polarization (PL2 polarization) transmission antenna has a lower reception level (due to the cross-polarization discrimination of the antenna) compared to the reception signal corresponding to the LC polarization (PL1 polarization) transmission antenna.
  • the received level may be 10 dB or more lower.
  • the received signal corresponding to the RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmitting antenna will be below the noise level, making it difficult for the radar device 10 to detect the peak of the Doppler frequency.
  • the RC polarization (PL2 polarization) becomes cross polarization with respect to the polarization of the receiving antenna (for example, LC polarization (PL1 polarization)).
  • the target reflected wave is included, a received signal as shown in FIG. 12(b) is obtained.
  • the reception level of the received signal corresponding to transmitting antennas Tx#3 and Tx#4 (PL2 polarization) is the same as that of transmitting antennas Tx#1 and Tx#2 (PL1 polarization).
  • the reception level of the corresponding reception signal is small compared to the reception level of the corresponding reception signal.
  • the radar device 10 when the radar device 10 receives a reflected wave in which the radar transmission wave is specularly reflected by a target object and further specularly reflected by a road surface (for example, specularly reflected twice), the reception level is polarized. waves may differ between transmitting antennas. For example, a received signal corresponding to an RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmitting antenna becomes a signal of the same polarization as an LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna. On the other hand, for example, a received signal corresponding to an LC polarized wave (PL1 polarized wave) transmitting antenna becomes a signal of cross polarization with the LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna.
  • PL2 polarized wave transmitting antenna becomes a signal of the same polarization as an LC polarized wave (PL1 polarized wave) receiving antenna.
  • the reception signal corresponding to the LC polarization (PL1 polarization) transmission antenna has a lower reception level (due to the cross-polarization discrimination of the antenna) than the reception signal corresponding to the RC polarization (PL2 polarization) transmission antenna.
  • the received level may be 10 dB or more lower.
  • the received signal from the LC polarized wave (PL1 polarized wave) transmitting antenna will be below the noise level, making it difficult for the radar device 10 to detect the peak of the Doppler frequency.
  • the LC polarization becomes cross polarization with respect to the polarization of the receiving antenna (for example, LC polarization (PL1 polarization)).
  • a received signal as shown in FIG. 12(c) is obtained.
  • the reception level of the received signal corresponding to transmitting antennas Tx#1 and Tx#2 (PL1 polarization) is the same as that of transmitting antennas Tx#3 and Tx#4 (PL2 polarization).
  • the reception level of the corresponding reception signal is small compared to the reception level of the corresponding reception signal.
  • the radar device 10 when the radar device 10 does not include a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the reception antenna, the radar device 10 uses the RC polarization (PL2 polarization) transmission antenna. (Tx#3 and Tx#4) and LC polarization (PL1 polarization) transmission antennas (Tx#1 and Tx#2) are received at substantially the same level.
  • Nt transmit antennas Tx#1, Tx#2, and Tx are composed of an RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmit antenna and an LC polarized wave (PL1 polarized wave) transmit antenna.
  • Signals transmitted from #3 and Tx #4 are Doppler multiplexed using Doppler shift intervals resulting in non-uniform Doppler multiplexing. Therefore, the radar device 10 can separate Doppler multiplex signals based on the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the PL2 polarization is It differs between the case where the target reflected wave is cross-polarized ((b) in Fig. 12) and the case where the PL1 polarization includes the target reflected wave which is cross-polarized ((c) in Fig. 12).
  • a Doppler multiplex signal (for example, a Doppler multiplex signal that satisfies condition 2 (1)) is received. For example, in (b) of FIG.
  • the radar device 10 receives signals of two Doppler frequency components with a Doppler shift interval ⁇ fd (1, 2) or ⁇ fd (2, 1) , and in (c) of FIG. Signals of two Doppler frequency components with a Doppler shift interval ⁇ fd (3, 4) or ⁇ fd (4, 3) are received.
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the receiving level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 When the reception level of the reception signal corresponding to the polarized transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 determines, for example, whether a decrease in the reception level of the reception signal corresponding to the PL1 polarization (LC polarization) transmitting antenna has occurred based on the detected Doppler frequency peak (for example, the interval between peaks).
  • a Doppler multiplexer/demultiplexer 211 which will be described later, can determine whether a decrease in the reception level of the received signal corresponding to the PL2 polarization (RC polarization) transmission antenna has occurred.
  • Doppler multiplexed signals of LC polarized waves are Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the received signal is determined to be a received signal corresponding to a signal transmitted by an LC polarized (PL1 polarized) transmission antenna as a result of the determination by the Doppler demultiplexer 211, the radar device 10 The Doppler multiplex signal can be separated using the Doppler multiplex signal separation operation.
  • Doppler multiplexed signals of RC polarized waves are Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the received signal is determined to be a received signal corresponding to a signal transmitted by an RC polarized wave (PL2 polarized wave) transmitting antenna based on the determination result by the Doppler demultiplexer 211, the radar device 10 The Doppler multiplex signal can be separated using the Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and each Doppler multiplexed signal It is possible to obtain an output that associates the transmitting antenna with the corresponding one.
  • the PL1 polarization is described as LC polarization
  • the PL2 polarization is described as RC polarization
  • the present invention is not limited to this.
  • the transmitted signal from one of the transmitting polarized antennas may be reflected from a target object and become cross-polarized with respect to the polarized waves of the receiving antenna. Phenomena involving waves occur.
  • the following setting example will be explained using PL1 polarization and PL2 polarization.
  • Tx#1, Tx#2, and Tx#4 are PL1 polarization transmitting antennas
  • Tx#3, Tx#5, and Tx#6 are PL2 polarization transmitting antennas.
  • the first to sixth Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • Add ⁇ 5 (m) 3 ⁇ (m-1)/7 and output.
  • Add ⁇ 6 (m) 5 ⁇ (m-1)/7 and output.
  • the example shown in FIG. 13 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 1.
  • the amount of Doppler shift between PL1 polarization transmitting antennas Tx#1, Tx#2, and Tx#4 and the amount of Doppler shift between PL2 polarization transmitting antennas Tx#3, Tx#5, and Tx#6 are as follows. Different Doppler shift intervals are included.
  • the Doppler shift amount interval between PL1 polarized transmitting antennas Tx#1, Tx#2, and Tx#4 includes 2 ⁇ fd and 4 ⁇ fd, but PL2 polarized transmitting antennas Tx#3, Tx#5, and Tx#
  • the interval of Doppler shift amount between 6 does not include 2 ⁇ fd and 4 ⁇ fd.
  • the maximum DDM interval of Doppler shift amount between PL2 polarized transmitting antennas Tx#3, Tx#5, and Tx#6 is 3 ⁇ fd, but PL1 polarized transmitting antennas Tx#1, Tx#2, and Tx#
  • the interval of Doppler shift amount between 4 does not include 3 ⁇ fd.
  • the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmission antenna is different from the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmission antenna.
  • the example shown in FIG. 13 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 2 (1).
  • the radar device 10 uses the PL1 polarization transmitting antennas (Tx#1, Tx#2, and Tx#4) and Receive signals corresponding to each of the PL2 polarized transmission antennas (Tx#3, Tx#5, and Tx#6) at approximately the same level.
  • the signals transmitted from the Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#6, which are composed of the PL1 polarized transmitting antenna and the PL2 polarized transmitting antenna are Doppler-based using Doppler shift intervals that result in non-uniform Doppler multiplexing. multiplexed. Therefore, the radar device 10 can separate Doppler multiplex signals based on the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 can A Doppler multiplexed signal (for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (1)) is received depending on whether the target reflected wave that is cross-polarized is included.
  • a Doppler multiplexed signal for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (1)
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 polarized When the reception level of the reception signal corresponding to the transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 determines, for example, whether a decrease in the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarization transmitting antenna has occurred, based on the detected Doppler frequency peak (for example, the interval between peaks), It becomes possible for Doppler demultiplexing unit 211, which will be described later, to determine whether a reduction in the reception level of the reception signal corresponding to the antenna has occurred.
  • the Doppler multiplexed signal of PL1 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL1 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, Doppler multiplexed signals can be separated.
  • a Doppler multiplexed signal of PL2 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using a Doppler shift interval resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL2 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, Doppler multiplexed signals can be separated.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and each Doppler multiplexed signal It is possible to obtain an output that associates the transmitting antenna with the corresponding one.
  • Tx#1, Tx#4, and Tx#6 are PL1 polarization transmitting antennas
  • Tx#2, Tx#3, and Tx#5 are PL2 polarization transmitting antennas.
  • the first to sixth Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • Add ⁇ 5 (m) ⁇ (m-1)/4 and output.
  • Add ⁇ 6 (m) ⁇ (m-1)/2 and output.
  • the example shown in FIG. 14 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 1.
  • the amount of Doppler shift between PL1 polarization transmitting antennas Tx#1, Tx#4, and Tx#6 and the amount of Doppler shift between PL2 polarization transmitting antennas Tx#2, Tx#3, and Tx#5 are as follows. Different Doppler shift intervals are included.
  • the Doppler shift amount interval between PL1 polarized transmit antennas Tx#1, Tx#4, and Tx#6 includes 4 ⁇ fd, but between PL2 polarized transmit antennas Tx#2, Tx#3, and Tx#5, The interval of Doppler shift amount does not include 4 ⁇ fd.
  • the maximum DDM interval of Doppler shift amount between PL2 polarized transmitting antennas Tx#2, Tx#3, and Tx#5 includes ⁇ fd and 5 ⁇ fd, but PL1 polarized transmitting antennas Tx#1, Tx#4
  • the Doppler shift amount between Tx#6 and Tx#6 does not include ⁇ fd and 5 ⁇ fd.
  • the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmitting antenna is different from the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmit antenna.
  • the example shown in FIG. 14 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 2 (1).
  • the radar device 10 uses the PL1 polarization transmitting antennas (Tx#1, Tx#4, and Tx#6) and Receive signals corresponding to each of the PL2 polarized transmission antennas (Tx#2, Tx#3, and Tx#5) at approximately the same level.
  • the signals transmitted from the Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#6, which are composed of the PL1 polarized transmitting antenna and the PL2 polarized transmitting antenna are Doppler-based using Doppler shift intervals that result in non-uniform Doppler multiplexing. multiplexed. Therefore, the radar device 10 can separate Doppler multiplex signals based on the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 can A Doppler multiplexed signal (for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (1)) is received depending on whether the target reflected wave that is cross-polarized is included.
  • a Doppler multiplexed signal for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (1)
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 polarized When the reception level of the reception signal corresponding to the transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 determines, for example, whether a decrease in the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarization transmitting antenna has occurred, based on the detected Doppler frequency peak (for example, the interval between peaks), It becomes possible for Doppler demultiplexing unit 211, which will be described later, to determine whether a reduction in the reception level of the reception signal corresponding to the antenna has occurred.
  • the Doppler multiplexed signal of PL1 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL1 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, Doppler multiplexed signals can be separated.
  • a Doppler multiplexed signal of PL2 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using a Doppler shift interval resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL2 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, Doppler multiplexed signals can be separated.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and each Doppler multiplexed signal It is possible to obtain an output that associates the transmitting antenna with the corresponding one.
  • Tx#1, Tx#2, and Tx#4 are PL1 polarization transmitting antennas
  • Tx#3, Tx#5, and Tx#6 are PL2 polarization transmitting antennas.
  • the first to sixth Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • Add ⁇ 6 (m) ⁇ (m-1)/4 and output.
  • the example shown in FIG. 15 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 1.
  • the amount of Doppler shift between PL1 polarized transmitting antennas Tx#1, Tx#2, and Tx#4 and the amount of Doppler shift between PL2 polarized transmitting antennas Tx#3, Tx#5, and Tx#6 are include the same combination of Doppler shift intervals, but the order of the Doppler shift intervals between PL1 and PL2 polarizations in the Doppler frequency domain is different.
  • the order of the Doppler shift amount intervals assigned to each of the PL1 polarized transmission antennas Tx#1, Tx#2, and Tx#4 is ⁇ fd, 2 ⁇ fd, and 5 ⁇ fd.
  • the order of the intervals of the Doppler shift amount assigned to each of the PL2 polarized transmission antennas Tx#3, Tx#5, and Tx#6 is in the order of 2 ⁇ fd, ⁇ fd, and 5 ⁇ fd. Therefore, in FIG.
  • the same Doppler shift interval combinations (for example, ⁇ fd, 2 ⁇ fd, 5 ⁇ fd) are included for the PL1 polarized transmitting antenna and the PL2 polarized transmitting antenna, but the order of these intervals is different between polarizations. different from each other. For example, in FIG. 15, even if the Doppler shift interval between the PL1 polarized transmit antennas or the Doppler shift interval between the PL2 polarized transmit antennas is cyclically shifted in the Doppler frequency domain, the amount of Doppler shift will be the same between the polarized waves. do not.
  • the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmission antenna is different from the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmission antenna.
  • the example shown in FIG. 15 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 2 (3).
  • the radar device 10 uses the PL1 polarization transmitting antennas (Tx#1, Tx#2, and Tx#4) and Receive signals corresponding to each of the PL2 polarized transmission antennas (Tx#3, Tx#5, and Tx#6) at approximately the same level.
  • the signals transmitted from the Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#6, which are composed of the PL1 polarized transmitting antenna and the PL2 polarized transmitting antenna are Doppler-based using Doppler shift intervals that result in non-uniformly spaced Doppler multiplexing. multiplexed. Therefore, the radar device 10 can separate Doppler multiplex signals based on the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 can A Doppler multiplexed signal (for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (3)) is received depending on whether the target reflected wave that is cross-polarized is included.
  • a Doppler multiplexed signal for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (3)
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 polarized When the reception level of the reception signal corresponding to the transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 determines, for example, whether a decrease in the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarization transmitting antenna has occurred, based on the detected peak of the Doppler frequency (for example, the order of Doppler shift intervals),
  • the Doppler demultiplexer 211 which will be described later, can determine whether a decrease in the reception level of the reception signal corresponding to the wave transmission antenna has occurred.
  • the Doppler multiplexed signal of PL1 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL1 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, Doppler multiplexed signals can be separated.
  • a Doppler multiplexed signal of PL2 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using a Doppler shift interval resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL2 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, Doppler multiplexed signals can be separated.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and each Doppler multiplexed signal It is possible to obtain an output that associates the transmitting antenna with the corresponding one.
  • Tx#3, Tx#4, and Tx#5 are PL1 polarization transmitting antennas
  • Tx#1 and Tx#2 are PL2 polarization transmitting antennas.
  • the first to fifth Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • Add ⁇ 3 (m) - ⁇ (m-1)/3 and output.
  • the example shown in FIG. 16 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 1.
  • the amount of Doppler shift between PL1 polarization transmitting antennas Tx#3, Tx#4, and Tx#5 and the amount of Doppler shift between PL2 polarization transmitting antennas Tx#1 and Tx#2 have different Doppler shift intervals. is included.
  • the interval of Doppler shift amount between PL1 polarization transmitting antennas Tx#3, Tx#4, and Tx#5 includes 4 ⁇ fd, but the Doppler shift amount between PL2 polarization transmitting antennas Tx#1 and Tx#2 The interval does not include 4 ⁇ fd.
  • the interval of Doppler shift between PL2 polarized transmitting antennas Tx#1 and Tx#2 includes 5 ⁇ fd, but the Doppler shift between PL1 polarized transmitting antennas Tx#3, Tx#4, and Tx#5 is The shift amount interval does not include 5 ⁇ fd.
  • the number of Doppler multiplexing (or the number of transmitting antennas) is different between PL1 polarization and PL2 polarization (N PL1 ⁇ N PL2 ).
  • the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmission antenna is different from the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmission antenna.
  • the example shown in FIG. 16 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Conditions 2 (1) and (2).
  • the radar device 10 uses the PL1 polarization transmitting antennas (Tx#3, Tx#4, and Tx#5) and Receive signals corresponding to each of the PL2 polarized transmission antennas (Tx#1 and Tx#2) at approximately the same level.
  • the signals transmitted from the Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#5 consisting of the PL1 polarized transmitting antenna and the PL2 polarized transmitting antenna are Doppler-shifted using Doppler shift intervals, which results in non-uniform Doppler multiplexing. multiplexed. Therefore, the radar device 10 can separate Doppler multiplex signals based on the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 can Different Doppler multiplexed signals (for example, Doppler multiplexed signals that satisfy Condition 2 (1) and (2)) are received depending on whether the target reflected wave that is cross-polarized is included.
  • Doppler multiplexed signals for example, Doppler multiplexed signals that satisfy Condition 2 (1) and (2)
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 polarized When the reception level of the reception signal corresponding to the transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 detects, for example, that the reception level of the reception signal corresponding to the PL1 polarized transmission antenna has decreased based on the detected Doppler frequency peak (for example, the Doppler shift interval or the number of peaks).
  • the Doppler multiplexer/demultiplexer 211 which will be described later, can determine whether or not the reception level of the received signal corresponding to the PL2 polarized transmission antenna has decreased.
  • the Doppler multiplexed signal of PL1 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL1 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, Doppler multiplexed signals can be separated.
  • a Doppler multiplexed signal of PL2 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using a Doppler shift interval resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL2 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, Doppler multiplexed signals can be separated.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and each Doppler multiplexed signal It is possible to obtain an output that associates the transmitting antenna with the corresponding one.
  • the setting of the Doppler shift amount is not limited to the setting examples 1 to 6 described above.
  • at least one of the number of transmission antennas Nt (or the number of Doppler multiplexing), the number of PL1 polarization transmission antennas N PL1 , the number of PL2 polarization transmission antennas N PL2 , and the Doppler shift interval may have other values.
  • the phase rotation ⁇ n (m) that imparts the Doppler shift amount DOP n to the radar transmission signals transmitted from the Nt transmitting antennas is expressed as the following equation (4). It's fine.
  • ⁇ 0 is the initial phase and ⁇ 0 is the reference Doppler shift phase.
  • the first Doppler shift section 104 transmits For each period Tr, a phase rotation ⁇ 1 (m) is given as shown in the following equation (5).
  • the output of the first Doppler shift unit 104 is output from, for example, the first transmitting antenna (Tx#1).
  • cp(t) represents a chirp signal for each transmission period.
  • the second Doppler shift unit 104 converts the radar transmission signal (for example, chirp signal) input from the radar transmission signal generation unit 101 into the following equation (6) for each transmission period Tr. Give a phase rotation ⁇ 2 (m) to .
  • the output of the second Doppler shift section 104 is output from, for example, the second transmitting antenna (Tx#2).
  • the third Doppler shift section 104 calculates the following formula (7) for each transmission period Tr with respect to the radar transmission signal (for example, chirp signal) input from the radar transmission signal generation section 101.
  • the phase rotation ⁇ 3 (m) is given as follows.
  • the output of the third Doppler shift unit 104 is output from, for example, the third transmitting antenna (Tx#3).
  • the CFAR unit 210 may perform the following operation example 1 or operation example 2 in order to receive a reflected wave signal in response to a radar transmission signal from the radar transmission unit 100.
  • ⁇ Operation example 1 of CFAR unit 210 In operation example 1, an operation example of the CFAR unit 210 will be described when the value of ⁇ shown in equation (3) is set to a positive integer in the Doppler shift unit 104.
  • the interval of Doppler shift amount assigned to the Doppler multiplexed signal is an interval of ⁇ fd or an interval of an integral multiple of ⁇ fd. Therefore, each Doppler multiplexed signal can be detected as being folded back at intervals of ⁇ fd in the Doppler frequency domain output of the Doppler analysis unit 209.
  • the operation of the CFAR section 210 can be simplified as follows.
  • the CFAR section 210 selects a range (for example, a range of ⁇ fd) that is a unit of each interval of the Doppler shift amount given to each radar transmission signal, out of the Doppler frequency range to be subjected to CFAR processing of the output of the Doppler analysis section 209.
  • a Doppler peak is detected using a threshold value for the power sum value obtained by adding the received power of each reflected wave signal.
  • the CFAR unit 210 processes the outputs of the Doppler analysis units 209 of the first to Na-th signal processing units 206 at intervals of ⁇ fd (for example, corresponding to N ⁇ fd ), as shown in equation (8).
  • a power addition value PowerDDM(f b , f sddm ) is calculated by adding the power values PowerqFT(f b , f s ) shown in equation (9), and CFAR processing is performed.
  • N ⁇ fd represents the number of Doppler frequency indices included in the interval of ⁇ fd
  • N ⁇ fd round( ⁇ fd /(1/(T r N c )).
  • round(x) is an operator that rounds off the real number x and outputs an integer value.
  • the operation of the CFAR processing may be based on, for example, the operation disclosed in Non-Patent Document 2, and a detailed explanation of the operation example will be omitted.
  • the CFAR unit 210 adaptively sets a threshold, and sets the distance index f b_cfar , the Doppler frequency index f sddm_cfar , and the received power information (PowerFT(f b_cfar , f sddm_cfar + (ndm-1) ⁇ N ⁇ fd )) is output to the Doppler demultiplexer 211.
  • ndm is an integer from 1 to N DM + ⁇ .
  • ⁇ Operation example 2 of CFAR section 210> an operation example of CFAR unit 210 will be described in which Doppler shift unit 104 sets the value of ⁇ shown in equation (3) to a real value that is not a positive integer.
  • the CFAR unit 210 calculates the power addition value of equation (9) based on the output of the Doppler analysis unit 209 of the first to Na-th signal processing units 206, and sets it in the radar transmission signal for each distance index. Power peaks that match the Doppler shift interval may be detected by adaptive threshold processing (CFAR processing).
  • CFAR processing adaptive threshold processing
  • the CFAR unit 210 adaptively sets a threshold value, sets a distance index f b_cfar at which the received power is larger than the threshold value, and a Doppler frequency index f at a power peak that matches the Doppler shift interval set for the radar transmission signal.
  • s_cfar (ndm) and received power information PowerFT(f b_cfar , f s_cfar (ndm)) of the Doppler frequency index f s_cfar (ndm) are output to the Doppler multiplexing/demultiplexing section 211 .
  • ndm is an integer from 1 to N DM + ⁇ .
  • the output according to the operation example 1 in the CFAR unit 210 is used as an example, but the output according to the operation example 2 in the CFAR unit 210 is not limited to this. May be used.
  • the Doppler frequency index f s_cfar (ndm) is output instead of the Doppler frequency index f sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd in the operation example 1 in the CFAR unit 210.
  • the points are different, other than this, the operation is the same and the same effect can be obtained.
  • Doppler demultiplexer 211 uses the distance index f b_cfar and the Doppler frequency index input from the CFAR unit 210.
  • the following operation is performed based on f sddm_cfar and received power information (PowerFT(f b_cfar , f sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd )).
  • ndm 1 to N DM + ⁇ is an integer.
  • the Doppler multiplexing/demultiplexing unit 211 will be described in a case where a plurality of receiving antennas of the receiving antenna unit 202 include receiving antennas with the same polarization.
  • An example of the operation of the Doppler demultiplexer 211 when the plurality of receiving antennas of the receiving antenna section 202 include receiving antennas with different polarizations will be described later.
  • FIG. 17 is a flowchart illustrating an example of the operation of separating Doppler multiplexed signals in the Doppler multiplexing/demultiplexing section 211. Note that in the following, it is assumed that the Doppler velocity of the target is within the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr).
  • N DM + ⁇ Doppler frequency indexes (f sddm_cfar + (ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) in the distance index f b_cfar input from the CFAR unit 210 have N DM unequal intervals. It is assumed that Doppler multiplexed signals are included.
  • the Doppler demultiplexer 211 receives, for example, the reception level of the N DM Doppler frequency indexes with the highest received power and ⁇ other Doppler frequency indexes different from the N DM Doppler frequency index with the highest received power. Determine whether the difference (or received level ratio) is significantly different (for example, the difference is greater than a threshold, or the received level ratio is greater than a threshold) (for example, "N DM Doppler multiplex (referred to as "signal reception level difference determination").
  • the Doppler demultiplexer 211 determines the Doppler frequency and transmission antenna corresponding to the Doppler multiplexed signal in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr) based on these determinations.
  • the Doppler demultiplexer 211 determines whether the conditions for both the N DM Doppler shift interval match determination and the N DM Doppler multiplexed signal reception level difference determination (for example, the condition in step A-2) are satisfied. to decide. For example, in the N DM Doppler shift interval match determination, it is determined that the N DM Doppler frequency indexes (f sddm_cfar + (ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) with the highest received power match the Doppler shift interval given at the time of transmission. , and when the corresponding reception level difference is determined to be greater than or equal to the threshold in the reception level difference determination of N DM Doppler multiplexed signals, the condition of step A-2 is satisfied.
  • step A-2 If the condition of step A-2 is satisfied, the Doppler demultiplexer 211 performs the process of step A-3, and if the condition of step A-2 is not satisfied, the PL2 polarization crosses the polarization of the receiving antenna.
  • the process in step B-1 may be performed assuming that the target reflected wave that becomes polarized light is included.
  • f demul_Tx#n indicates the Doppler frequency index of the reflected wave signal with respect to the radar transmission signal transmitted from the n-th transmitting antenna (Tx#n).
  • the Doppler demultiplexer 211 outputs, for example, the output of the Doppler analyzer 209 corresponding to these distances and Doppler separation indexes to the direction estimator 212.
  • the amount of Doppler shift applied to each transmitting antenna of the transmitting antenna section 105 in the Doppler shift section 104 of the radar transmitting section 100 is known. Therefore, the difference between the Doppler frequency indicated by the separation index information DDM_RXindex(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal and the Doppler shift amount given to each transmitting antenna in the radar transmitter 100 becomes the Doppler frequency of the target object.
  • the Doppler demultiplexer 211 uses the Doppler frequency of the target estimated in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr) as It may also be output to the direction estimation section 212.
  • the direction estimation section 212 performs the following based on the Doppler frequency of the target input from the Doppler demultiplexing section 211 and the amount of Doppler shift given to each transmitting antenna by the Doppler shift section 104 of the radar transmitting section 100.
  • a similar operation is possible by generating separation index information DDM_RXindex(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the Doppler demultiplexing unit 211 performs Doppler demultiplexing processing on the N PL1 Doppler multiplexed signals, assuming that the PL2 polarization includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna. .
  • Step B-2> N DM + ⁇ Doppler frequency indexes (f sddm_cfar + (ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) at the distance index f b_cfar input from the CFAR unit 210 are combined with N PL1 from the PL1 polarized transmitting antenna. It is assumed that Doppler multiplexed signals are included.
  • the Doppler demultiplexer 211 uses the top N PL1 Doppler frequency indexes of received power and ( N DM + ⁇ -N PL1 ) other Doppler frequency indexes different from the top N PL1 Doppler frequency indexes of received power. Determine whether the difference (or reception level ratio) between the Doppler frequency index and the reception level is significantly different (for example, the difference is greater than or equal to a threshold value, or the reception level ratio is greater than or equal to a threshold value). PL1 polarization Doppler multiplexed signal reception level difference determination).
  • the Doppler demultiplexer 211 determines the Doppler frequency and transmission antenna corresponding to the Doppler multiplexed signal in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr) based on these determinations.
  • the Doppler demultiplexer 211 determines whether the conditions for both the PL1 polarization Doppler shift interval matching determination and the PL1 polarization Doppler multiplexed signal reception level difference determination (for example, the condition in step B-2) are satisfied. to decide. For example, in the PL1 polarization Doppler shift interval match determination, the Doppler frequency index (f sddm_cfar + (ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) of the top N PL1 received power is the Doppler shift given to the PL1 polarization transmitting antenna during transmission. If it is determined that the interval matches, and in the PL1 polarization Doppler multiplexed signal reception level difference determination, the corresponding reception level difference is determined to be equal to or greater than the threshold, the condition of step B-2 is satisfied.
  • step B-2 If the condition of step B-2 is satisfied, the Doppler demultiplexer 211 performs the process of step B-3, and if the condition of step B-2 is not satisfied, the PL1 polarization crosses the polarization of the receiving antenna.
  • the process of step C-1 may be performed assuming that the target reflected wave that becomes polarized light is included.
  • the Doppler demultiplexer 211 selects one Doppler frequency index (N DM + ⁇ -N PL) with a low reception level and one Doppler frequency index with a high reception power. Based on the relationship with the Doppler frequency index of the top N PL1 , the Doppler shift amount DOP 1 , DOP 2 , ⁇ ,DOP Nt of the Nt Doppler multiplexed signals to be transmitted is associated with the Doppler frequency index, and the Doppler frequency index is calculated.
  • the multiplexed signal separation index information DDM_RXindex_PL1 (f b_cfar ) (f demul_Tx#1 , to f demul_Tx#NDM ) is output to the direction estimation unit 212 together with the distance index f b_cfar .
  • f demul_Tx#n indicates the Doppler frequency index of the reflected wave signal with respect to the radar transmission signal transmitted from the n-th transmitting antenna (Tx#n).
  • the Doppler demultiplexer 211 outputs, for example, the output of the Doppler analyzer 209 corresponding to these distances and Doppler separation indexes to the direction estimator 212.
  • the Doppler demultiplexer 211 uses, for example, the Doppler frequency of the target estimated in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr) instead of the separation index information DDM_RXindex_PL1 (f b_cfar ).
  • the direction estimation section 212 may be output to the direction estimation section 212.
  • the direction estimation section 212 performs the following based on the Doppler frequency of the target input from the Doppler demultiplexing section 211 and the amount of Doppler shift given to each transmitting antenna by the Doppler shift section 104 of the radar transmitting section 100.
  • a similar operation is possible by generating the separation index information DDM_RXindex_PL1 (f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the Doppler multiplexing/demultiplexing unit 211 associates the Doppler shift amount of the Doppler multiplexed signal from the NPL1 transmitting antennas to which the PL1 polarized wave is transmitted among the Nt transmitting antennas with the Doppler frequency index,
  • the PL1 polarization separation index information of the Doppler multiplexed signal may be output as DDM_Rxindex_PL1 (f b_cfar ) to the direction estimation unit 212 together with the distance index f b_cfar .
  • the Doppler demultiplexing unit 211 performs Doppler demultiplexing processing on N PL2 Doppler multiplexed signals, assuming that the PL1 polarization includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna. .
  • N DM + ⁇ Doppler frequency indexes (f sddm_cfar + (ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) at the distance index f b_cfar input from the CFAR unit 210 are combined with N PL2 from the PL2 polarized transmitting antenna. It is assumed that Doppler multiplexed signals are included.
  • the Doppler multiplexing/demultiplexing unit 211 selects the top N PL2 Doppler frequency indexes of received power and (N DM + ⁇ -N PL2 ) other Doppler frequency indexes different from the top N PL2 Doppler frequency indexes of received power. Determine whether the difference (or reception level ratio) between the Doppler frequency index and the reception level is significantly different (for example, the difference is greater than or equal to a threshold, or the reception level ratio is greater than or equal to a threshold) (for example, " PL2 polarization Doppler multiplexed signal reception level difference determination).
  • the Doppler demultiplexer 211 determines the Doppler frequency and transmission antenna in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr) based on these determinations.
  • the Doppler demultiplexer 211 determines whether the conditions for both the PL2 polarization Doppler shift interval match determination and the PL2 polarization Doppler multiplexed signal reception level difference determination (for example, the condition in step C-2) are satisfied. to decide. For example, in the PL2 polarization Doppler shift interval match determination, the Doppler frequency index (f sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) of the top N PL2 received power is the Doppler shift given to the PL2 polarization transmitting antenna during transmission. If it is determined that the interval matches, and in the PL2 polarization Doppler multiplexed signal reception level difference determination, the corresponding reception level difference is determined to be greater than or equal to the threshold, the condition of step C-2 is satisfied.
  • step C-2 the Doppler demultiplexer 211 may perform the process of step C-3. Furthermore, if the condition of step C-2 is not satisfied, Doppler demultiplexing section 211 determines that the received signal is a noise component or interference component, and does not need to output it to direction estimation section 212 (step D ).
  • the Doppler demultiplexer 211 selects two Doppler frequency indexes, N DM + ⁇ -N PL , which have a low reception level, and two Doppler frequency indexes, which have a high reception power. Based on the relationship with the top N PL2 Doppler frequency indices, the Doppler shift amounts DOP 1 , DOP 2 , ⁇ , DOP Nt of the Nt Doppler multiplexed signals to be transmitted are associated with the Doppler frequency index, and the Doppler frequency index is calculated.
  • the multiplexed signal separation index information DDM_Rxindex_PL2 (f b_cfar ) (f demul_Tx#1 , to f demul_Tx#NDM ) is output to the direction estimation unit 212 together with the distance index f b_cfar .
  • f demul_Tx#n indicates the Doppler frequency index of the reflected wave signal with respect to the radar transmission signal transmitted from the n-th transmitting antenna (Tx#n).
  • the Doppler demultiplexer 211 outputs, for example, the output of the Doppler analyzer 209 corresponding to these distances and Doppler separation indexes to the direction estimator 212.
  • the Doppler demultiplexer 211 uses, for example, the Doppler frequency of the target estimated in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr) instead of the separation index information DDM_RXindex_PL2 (f b_cfar ).
  • the direction estimation section 212 may be output to the direction estimation section 212.
  • the direction estimation section 212 performs the following based on the Doppler frequency of the target input from the Doppler demultiplexing section 211 and the amount of Doppler shift given to each transmitting antenna by the Doppler shift section 104 of the radar transmitting section 100.
  • a similar operation is possible by generating the separation index information DDM_RXindex_PL2 (f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the Doppler demultiplexing unit 211 associates the Doppler shift amount of the Doppler multiplexed signal from the N PL2 transmit antennas from which the PL2 polarized waves are transmitted out of the Nt transmit antennas with the Doppler frequency index
  • the PL2 polarization separation index information of the Doppler multiplexed signal may be output as DDM_Rxindex_PL2 (f b_cfar ) to the direction estimation unit 212 together with the distance index f b_cfar .
  • the Doppler The demultiplexer 211 may perform the above-described Doppler demultiplex operation multiple times on each distance index, Doppler frequency index, and received power information.
  • the direction estimating unit 212 will be described when a plurality of receiving antennas of the receiving antenna unit 202 include receiving antennas with the same polarization.
  • An example of the operation of the direction estimating section 212 when the plurality of receiving antennas of the receiving antenna section 202 include receiving antennas with different polarizations will be described later.
  • q 1 or 2.
  • the direction estimation unit 212 extracts the output of the Doppler analysis unit 209 based on the distance index f b_cfar and the separation index information DDM_Rxindex(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal, and estimates the direction as shown in the following equation (10).
  • the virtual receiving array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) of the unit 212 is generated and direction estimation processing is performed.
  • the virtual receiving array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) of the direction estimation unit 212 is Nt ⁇ Na, which is the product of the number of transmitting antennas Nt and the number of receiving antennas Na, as shown in equation (10). Contains elements of.
  • the direction estimation unit 212 uses the virtual receiving array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) to estimate the direction of the reflected wave signal from the target based on the phase difference between each transmitting and receiving antenna.
  • Equation (10) h cal[b] is an array correction value that corrects the phase deviation and amplitude deviation between the transmitting antennas and between the receiving antennas.
  • b is an integer from 1 to (Nt ⁇ Na).
  • the direction estimation unit 212 calculates received signals corresponding to transmitting antennas of the same polarization from the virtual receiving array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )). Extract.
  • the transmission polarization antenna extraction vector SP PL1 extracts the reception signal corresponding to the PL1 polarization transmission antenna
  • the transmission polarization antenna extraction vector SP PL1 extracts the reception signal corresponding to the PL2 polarization transmission antenna.
  • the superscript T represents vector transposition.
  • the direction estimation unit 212 uses, for example, an element index in which the element of the transmission polarization antenna extraction vector SP PL1 that extracts the received signal from the PL1 polarization transmission antenna is 1, and calculates the virtual reception array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )), the element components of the element index are extracted, and the column vectors arranged in descending order of the element index are expressed as the virtual receiving array correlation vector h PL1 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar ) )).
  • the elements at the first to fourth and ninth to twelfth element indices are 1.
  • the direction estimation unit 212 extracts element components from the virtual reception array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) in the order of the first to fourth and ninth to twelfth element indices, A virtual receiving array correlation vector h PL1 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) by the PL1 polarized transmitting antenna is generated.
  • the direction estimation unit 212 uses, for example, an element index in which the element of the transmission polarization antenna extraction vector SP PL2 that extracts the received signal from the PL2 polarization transmission antenna is 1, and uses the virtual reception array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )), and extract the element components of the element index from f b_cfar )).
  • h PL1 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) is a column vector containing N PL1 ⁇ Na elements
  • h PL2 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) is a column vector containing N PL2 ⁇ Na elements. is a column vector containing elements of .
  • the elements at the 5th to 8th and 13th to 16th element indices are 1.
  • the direction estimation unit 212 extracts element components from the virtual receiving array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) in the order of the 5th to 8th and 13th to 16th element indices, A virtual receiving array correlation vector h PL2 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) by the PL2 polarized transmitting antenna is generated.
  • the direction estimation unit 212 calculates, for example, a virtual receiving array correlation vector h PL1 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) by the PL1 polarized transmitting antenna, and a virtual receiving array correlation vector h PL2 (f b_cfar ) by the PL2 polarized transmitting antenna.
  • DDM_Rxindex(f b_cfar )) the azimuth direction ⁇ u in the direction estimation evaluation function P H-PLq ( ⁇ u , f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) is varied within a predetermined angle range, and each transmission is Calculate the spatial profile for each polarization.
  • q 1 and 2.
  • the direction estimation unit 212 extracts a predetermined number of maximum peaks of the spatial profile for each calculated PLq polarization in descending order, and outputs the azimuth direction of the maximum peak as an estimated direction of arrival value (for example, positioning output) of the PLq polarization. It's fine.
  • q 1 and 2.
  • Non-Patent Document 3 there are various methods for determining the direction estimation evaluation function value P H-PLq ( ⁇ u , f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) depending on the direction of arrival estimation algorithm.
  • an estimation method using an array antenna disclosed in Non-Patent Document 3 may be used.
  • the beamformer method can be expressed as the following equation (13).
  • methods such as Capon and MUSIC are also applicable.
  • Equation (13) the superscript H is a Hermitian transposition operator.
  • a PLq ( ⁇ u ) represents the direction vector of the virtual reception array by the PLq polarized transmitting antenna for the arriving wave in the azimuth direction ⁇ u at the center frequency fc of the radar transmission signal, and Equation (14) ), it is a column vector with N PLq ⁇ Na elements.
  • the azimuth direction ⁇ u is a vector that is changed by a predetermined azimuth interval ⁇ 1 within the azimuth range in which the direction of arrival is estimated.
  • ⁇ u is set as follows.
  • ⁇ u ⁇ min + u ⁇ 1
  • floor(x) is a function that returns the largest integer value that does not exceed the real number x.
  • the direction estimation unit 212 calculates the azimuth direction as the estimated direction of arrival value, but the present invention is not limited to this, and the direction estimation unit 212 calculates the direction of arrival direction in the elevation direction, or the direction estimation unit 212 calculates the azimuth direction as the estimated direction of arrival value.
  • the direction estimating unit 212 may calculate the azimuth direction and the elevation direction as the direction of arrival estimated value for each different polarized transmission antenna, and output the calculated direction as the positioning output.
  • the direction estimation unit 212 may output the Doppler frequency estimated value of the target object, for example, based on the separation index information DDM_Rxindex(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the distance index f b_cfar may be converted into distance information using equation (1) and output.
  • the direction estimating unit 212 may calculate arrival direction estimated values for them in the same manner as in the process described above, and may output the positioning results.
  • the direction estimation unit 212 extracts the output of the Doppler analysis unit 209 based on the distance index f b_cfar and the separation index information DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal, and extracts the output of the Doppler analysis unit 209 and extracts the virtual reception array correlation vector h of the direction estimation unit 212. Generate PLq (f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar )) and perform direction estimation processing.
  • q 1 or 2.
  • the direction estimation unit 212 performs, for example, direction estimation processing of the polarized wave (PLq polarized wave) corresponding to q that matches the separation index information DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the direction estimation unit 212 uses a transmitting polarized wave antenna that extracts a received signal corresponding to a PLq polarized transmitting antenna.
  • the element index where the element of the extraction vector SP PLq is 1 extract the element components of the element index from the virtual reception array correlation vector h(f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq (f b_cfar )), and arrange them in descending order of the element index.
  • a column vector is generated as h PLq (f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq (f b_cfar )).
  • h PLq (f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq (f b_cfar )) is a column vector having N PLq ⁇ Na elements.
  • the direction estimation unit 212 uses, for example, a virtual receiving array correlation vector h PLq (f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq (f b_cfar )) based on the received signal corresponding to the PLq polarized transmitting antenna to calculate the direction estimation evaluation function P H-PLq ( ⁇ The azimuth ⁇ u in u , f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq (f b_cfar )) is varied within a predetermined angular range to calculate a spatial profile for each transmission polarization.
  • q 1 or 2.
  • the direction estimation unit 212 extracts a predetermined number of local maximum peaks of the spatial profile based on the received signal corresponding to the calculated PLq polarized transmission antenna in descending order, and uses the azimuth direction of the maximum peak as an estimated direction of arrival value of the PLq polarized transmission (for example, , positioning output).
  • Non-Patent Document 3 there are various methods for determining the direction estimation evaluation function value P H-PLq ( ⁇ u , f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq (f b_cfar )) depending on the direction of arrival estimation algorithm.
  • an estimation method using an array antenna disclosed in Non-Patent Document 3 may be used.
  • the direction estimation unit 212 calculates the azimuth direction as the estimated direction of arrival value, but the present invention is not limited to this, and the direction estimation unit 212 calculates the direction of arrival direction in the elevation direction, or the direction estimation unit 212 calculates the azimuth direction as the estimated direction of arrival value.
  • the direction estimation unit 212 may calculate an azimuth direction and an elevation direction as an estimated direction of arrival value for each transmitting antenna with a different polarization, and output the calculated direction as a positioning output.
  • the direction estimation unit 212 may output the Doppler frequency estimated value of the target, for example, based on the separation index information DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the distance index f b_cfar may be converted into distance information using equation (1) and output.
  • the direction estimating unit 212 may calculate arrival direction estimated values for them in the same manner as in the process described above, and may output the positioning results.
  • the first and second operation examples of the direction estimation unit 212 have been described above.
  • the direction estimation unit 212 can perform direction estimation processing based on the output according to the separation operation of the Doppler multiplexing/demultiplexing unit 211. For example, when the direction estimation unit 212 does not include a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, and when PL2 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarized wave of the receiving antenna.
  • Direction estimation processing can be performed based on the output of the Doppler demultiplexer 211 corresponding to the case where PL1 includes a reflected wave of a target object whose polarization is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna.
  • the direction estimation unit 212 can perform direction estimation processing for each polarization included in the transmission antenna. Further, for example, if PL2 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the direction estimation unit 212 can perform direction estimation processing of PL1 polarization transmission. Further, for example, if PL1 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the direction estimation unit 212 can perform direction estimation processing of PL2 polarization transmission.
  • direction estimation results for some transmission polarizations can be obtained depending on the direction estimation processing result for each transmission polarization or the situation of reflected waves, and the direction estimation results for some transmission polarizations can be obtained depending on the transmission polarization.
  • direction estimation results are obtained. Since the response of the reflected wave from the target object may vary depending on the transmitted polarization, the radar device 10 improves the detection performance or identification performance of the target object based on the direction estimation result that depends on the transmitted polarization. can.
  • the radar device 10 is configured to detect reflected waves from a transmitting antenna of a certain polarization when transmitting antennas of different polarizations are used in a polarized MIMO radar using non-uniformly spaced Doppler multiplexing. Even when receiving a reflected wave in which the received level of a reflected wave from a transmitting antenna with a different polarization is greatly attenuated compared to the received level of the received signal, Doppler demultiplexing is possible, resulting in deterioration of target detection performance or , erroneous estimation of Doppler frequency or deterioration of angle measurement performance can be suppressed.
  • the radar device 10 has a detectable Doppler frequency range fd in the range -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and is detected by equally spaced Doppler multiplexing.
  • the possible Doppler frequency range can be expanded by -1/(2Nt ⁇ Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Nt ⁇ Tr).
  • the detection performance of the polarization MIMO radar using nonuniform Doppler multiplex transmission can be improved.
  • the radar device 10 uses one of a plurality of polarized waves (for example, PL1 polarized wave and PL2 polarized wave) to generate reflected waves from the radar transmission signal reflected by the target object.
  • a receiving antenna is provided to receive the signal.
  • the radar device 10 performs direction estimation based on the reflected wave signal received by the receiving antenna.
  • the radar device 10 can determine the transmitting antenna corresponding to the Doppler multiplexed signal, and resolve the ambiguity of the Doppler frequency, even when the radar device 10 includes a reflected wave that has a cross-polarized relationship with the polarized wave of the receiving antenna.
  • the plurality of receiving antennas of the receiving antenna section 202 may include receiving antennas with different polarizations.
  • Modification 1 of Embodiment 1 an example of the operation of the CFAR unit, Doppler multiplexing/demultiplexing unit, and direction estimating unit in a case where a plurality of receiving antennas of receiving antenna unit 202 include receiving antennas with different polarizations will be described.
  • the radar device 10 may individually perform CFAR processing, Doppler separation processing, and direction estimation processing on the outputs of the Doppler analysis units 209 corresponding to receiving antennas of different polarizations.
  • the direction estimation process may be performed using the output of Doppler separation processing using a plurality of polarized receiving antennas.
  • the receiving antennas Rx#1 to Rx#Na of the receiving antenna section 202 include receiving antennas with at least two different polarizations.
  • RxPL1 polarized light two different polarized waves are expressed as "RxPL1 polarized light” and "RxPL2 polarized light.”
  • the number of receiving antennas for RxPL1 polarization is N RxPL1
  • the number of receiving antennas for RxPL2 polarization is N RxPL2 .
  • N RxPL1 +N RxPL2 Na.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration example of the CFAR unit 210a, the Doppler demultiplexer 211a, and the direction estimation unit 212a of the radar receiver 200a in the radar device 10 according to the first modification of the first embodiment. .
  • receiving antennas Rx#1 to Rx#N RxPL1 are RxPL1 polarized receiving antennas
  • Rx#N RxPL1 +1 to Rx#Na are RxPL2 polarized receiving antennas. Note that the relationship between the receiving antenna number and polarization is not limited to the example shown in FIG. 18.
  • Doppler demultiplexing is possible using the peak detection results for each receiving antenna with the same polarization, and power addition calculations between receiving antennas with two different polarizations are not performed. Therefore, the effect of reducing the amount of calculation in the radar receiving section 200a can be obtained.
  • the outputs of the first to Nth RxPL1 Doppler analyzers 209 correspond to the received signals of the RxPL1 polarized wave receiving antenna, and the CFAR processing is performed on the received signals of the RxPL1 polarized wave.
  • the signal is input to the first CFAR unit 210a-1, which performs the following.
  • the outputs of the Rx#N RxPL1 +1 to Na Doppler analysis units 209 correspond to the received signal of the RxPL2 polarization receiving antenna, and the RxPL2 polarization
  • the received signal is input to a second CFAR section 210a-2 which performs CFAR processing on the received signal.
  • the operation of the first CFAR section 210a-1 differs from, for example, the CFAR section 210 in FIG .
  • the difference is that the power addition value is calculated using the following equation (15) instead of equation (9), and the other operations may be the same as those of the CFAR unit 210 described above.
  • the operation of the second CFAR unit 210a-2 is different from that of the CFAR unit 210 in FIG. The difference is that the power addition value is calculated using the following equation (16) instead of equation (9), and the other operations may be the same as those of the CFAR section 210 described above.
  • the first Doppler demultiplexer 211a-1 uses the distance index f b_cfar input from the first CFAR unit 210a-1, the Doppler frequency index (f Doppler for the received signal of the RxPL1 polarized receiving antenna is Performs multiplex signal separation operation.
  • ndm is an integer from 1 to N DM + ⁇ .
  • the operation of the first Doppler demultiplexer 211a-1 differs from that of the Doppler demultiplexer 211 in FIG. 5 in that it uses received power information based on equation (15); The operation may be similar to that of the section 211.
  • the second Doppler demultiplexer 211a-2 uses the distance index f b_cfar input from the second CFAR unit 210a-2 and the Doppler frequency index (f Based on sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) and received power information (PowerFT(f b_cfar , f sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd )), the Doppler for the received signal of the RxPL2 polarized receiving antenna is Performs multiplex signal separation operation.
  • ndm is an integer from 1 to N DM + ⁇ .
  • the second Doppler multiplexer/demultiplexer 211a-2 differs from the Doppler multiplexer/demultiplexer 211 in FIG. 5 in that it uses received power information based on equation (16). The operation may be similar to that of .
  • the first direction estimating section 212a-1 and the second direction estimating section 212a-2 will be collectively described as the "y-th direction estimating section 212a.”
  • y 1 or 2.
  • q 1 or 2.
  • the y-th direction estimation unit 212a uses the Doppler analysis unit 209 based on the distance index f b_cfar and the separation index information DDM_Rxindex(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal, which are information input from the y-th Doppler demultiplexer 211a.
  • the output is extracted, a virtual receiving array correlation vector h RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) of the y-th direction estimator 212a as shown in the following equations (17) and (18) is generated, and direction estimation processing is performed.
  • y 1 or 2.
  • the virtual receiving array correlation vector h RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) of the y-th direction estimator 212a is determined by the number of transmitting antennas Nt and the receiving polarization of RxPLy, as shown in equations (17) and (18). Contains Nt ⁇ N RxPLy elements, which is the product of the number of antennas N RxPLy .
  • the y-th direction estimation unit 212a uses the virtual receiving array correlation vector h RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) to estimate the direction of the reflected wave signal from the target based on the phase difference between each transmitting and receiving antenna. I do.
  • h calRxPL1[bRxPL1] is an array correction value that corrects the phase deviation and amplitude deviation between the transmitting antennas and between the receiving antennas.
  • bRxPL1 is an integer from 1 to (Nt ⁇ N RxPL1 ).
  • h calRxPL2[bRxPL2] is an array correction value that corrects the phase deviation and amplitude deviation between the transmitting antennas and between the receiving antennas.
  • bRxPL2 is an integer from 1 to (Nt ⁇ N RxPL2 ).
  • the y-th direction estimation unit 212a corresponds to transmitting antennas of the same polarization based on the virtual receiving array correlation vector h RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )). Extract the received signal. Perform the following operations for extraction. For example, the y-th direction estimation unit 212a uses an element index such that the element of the transmission polarization antenna extraction vector SP PL1,RxPLy that extracts the reception signal corresponding to the PL1 polarization transmission antenna is 1, and calculates the virtual reception array correlation vector.
  • the y-th direction estimating unit 212a generates a virtual reception array correlation vector using an element index in which the element of the transmission polarization antenna extraction vector SP PL2,RxPLy that extracts the reception signal corresponding to the PL2 polarization transmission antenna is 1.
  • h PL1, RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) is a column vector having N PL1 ⁇ N RxPLy elements
  • h PL2, RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) is It is a column vector with N PL2 ⁇ N RxPLy elements.
  • the transmission polarization antenna extraction vector SP PLq,RxPLy that extracts the reception signal of the RxPLy polarization reception antenna corresponding to the transmission signal transmitted from the PLq polarization transmission antenna is the transmission polarization antenna extraction vector SP PLq,RxPLy of each transmission antenna and reception antenna. Set based on polarization.
  • the RxPL1 polarized receiving antenna is Rx#1 and Rx#2
  • the RxPL2 polarized receiving antenna is Rx#3 and Rx#4. The case will be explained below.
  • a transmission polarization antenna extraction vector SP PL1, RxPL1 extracts the reception signal corresponding to the PL1 polarization transmission antenna from the reception signal of the RxPL1 polarization reception antenna, and PL2 is extracted from the reception signal of the RxPL1 polarization reception antenna.
  • the transmission polarization antenna extraction vector SP PL1, RxPL2 extracts the reception signal corresponding to the PL1 polarization transmission antenna from the reception signal of the RxPL2 polarization reception antenna, and the PL2 polarization is extracted from the reception signal of the RxPL2 polarization reception antenna.
  • the superscript T represents vector transposition.
  • the y-th direction estimation unit 212a calculates, for example, a virtual receiving array correlation vector h PL1 , RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) by the PL1 polarized transmitting antenna and a virtual receiving array correlation vector h PL2, by the PL2 polarized transmitting antenna.
  • RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )
  • the spatial profile for each transmission polarization is calculated by varying the polarization.
  • q 1 and 2.
  • the y-th direction estimating unit 212a extracts a predetermined number of maximum peaks of the spatial profile for each calculated PLq polarization in descending order, and estimates the direction of arrival of the azimuth of the maximum peak using the receiving antenna of the RxPLy polarization for each PLq polarization. It may be output as a value (eg, positioning output).
  • q 1 and 2.
  • Non-Patent Document 3 there are various methods for determining the direction estimation evaluation function value P H-PLq, RxPL1 ( ⁇ u , f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) depending on the direction of arrival estimation algorithm.
  • an estimation method using an array antenna disclosed in Non-Patent Document 3 may be used.
  • the beamformer method can be expressed as the following equation (23) .
  • methods such as Capon and MUSIC are also applicable.
  • Equation (23) the superscript H is a Hermitian transposition operator.
  • a PLq,RxPLy ( ⁇ u ) is the virtual receiving array formed by the PLq polarized transmitting antenna and the RxPLy polarized receiving antenna for the arriving wave in the azimuth direction ⁇ u at the center frequency fc of the radar transmitted signal.
  • it is a column vector having elements of N PLq ⁇ N RxPLy .
  • the azimuth direction ⁇ u is a vector that is changed by a predetermined azimuth interval ⁇ 1 within the azimuth range in which the direction of arrival is estimated.
  • ⁇ u is set as follows.
  • ⁇ u ⁇ min + u ⁇ 1
  • floor(x) is a function that returns the largest integer value that does not exceed the real number x.
  • the y-th direction estimation unit 212a calculates the azimuth direction as the estimated direction of arrival value, but the present invention is not limited to this, and the direction of arrival estimation in the elevation direction or the rectangular grid pattern is not limited to this.
  • the y-th direction estimating unit 212a may calculate the azimuth direction and the elevation direction as the estimated direction of arrival by the RxPLy polarized receiving antenna for each different polarized transmitting antenna, and output the calculated azimuth direction and elevation direction.
  • the y-th direction estimation unit 212a may output the Doppler frequency estimated value of the target, for example, based on the separation index information DDM_Rxindex(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the distance index f b_cfar may be converted into distance information using equation (1) and output.
  • the y-th Doppler multiplexing and demultiplexing unit 211a may calculate direction-of-arrival estimated values for them in the same manner as in the below-mentioned process, and may output the positioning results.
  • y-th direction estimation unit 212a extracts the output of the Doppler analysis unit 209 based on the distance index f b_cfar input from the y-th Doppler demultiplexer 211a and the separation index information DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal. Then, a virtual receiving array correlation vector h PLq , RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar )) by the PLq polarized transmitting antenna is generated, and direction estimation processing is performed.
  • q 1 or 2.
  • the y-th direction estimation unit 212a performs, for example, direction estimation processing of the polarized wave (PLq polarized wave) corresponding to q that matches the separation index information DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the y-th direction estimation unit 212a performs direction estimation processing based on the received signal received by the RxPLy polarized receiving antenna, which corresponds to the radar transmission signal from the PLq polarized transmitting antenna.
  • the virtual reception array correlation vector h RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar )) ( For example, extract the element components of the element index from Equation (17) or Equation (18)), and use the column vectors arranged in descending order of the element index as the virtual receiving array correlation vector h PLq,RxPLy by the PLq polarized transmitting antenna.
  • h PLq, RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar )) is a column vector having N PLq ⁇ N RxPLy elements.
  • the y-th direction estimator 212a calculates a virtual receiving array correlation vector h PLq, RxPLy (f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar )) based on the received signal transmitted from the transmitting antenna of PLq polarization and received by the receiving antenna of RxPLy polarization.
  • the azimuth direction ⁇ u in the direction estimation evaluation function P H-PLq,RxPLy ( ⁇ u , f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar )) is varied within a predetermined angular range to obtain the spatial profile of the PLq transmission polarization. Calculate.
  • q 1 or 2.
  • the y-th direction estimating unit 212a extracts a predetermined number of local maximum peaks of the spatial profile based on the received signal corresponding to the calculated PLq polarization transmitting antenna in descending order, and the azimuth direction of the maximum peak is the PLq polarization transmitted and the RxPLy polarization
  • the positioning may be output as an estimated direction of arrival value (for example, positioning output).
  • Non-Patent Document 3 there are various methods for determining the direction estimation evaluation function value P H-PLq,RxPLy ( ⁇ u , f b_cfar , DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar )) depending on the direction of arrival estimation algorithm.
  • an estimation method using an array antenna disclosed in Non-Patent Document 3 may be used.
  • the y-th direction estimation unit 212a calculates the azimuth direction as the estimated direction of arrival value, but the present invention is not limited to this, and the direction of arrival estimation in the elevation direction or the rectangular grid pattern is not limited to this.
  • the y-th direction estimating unit 212a may calculate the azimuth direction and the elevation direction as the estimated direction of arrival by the RxPLy polarized receiving antenna for each different polarized transmitting antenna, and output the calculated azimuth direction and elevation direction.
  • the y-th direction estimation unit 212a may further output the distance index f b_cfar and the separation index information DDM_Rxindex_PLq (f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal as a positioning output.
  • the direction estimation unit 212a may output the Doppler frequency estimated value of the target object, for example, based on the separation index information DDM_Rxindex_PLq(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the distance index f b_cfar may be converted into distance information using equation (1) and output.
  • the y-th direction estimating unit 212a may calculate direction-of-arrival estimated values for them in the same manner as in the process described above, and may output the positioning results.
  • the first and second operation examples of the y-th direction estimation unit 212a have been described above.
  • the y-th direction estimation unit 212a calculates the RxPLy for some transmission polarizations according to the result of direction estimation processing by the RxPLy polarization receiving antenna for each transmission polarization or the situation of reflected waves. It is possible to obtain a direction estimation result using a polarized receiving antenna, and it is possible to obtain a direction estimation result depending on a transmitting polarized antenna and a receiving polarized antenna. Since the response of the reflected wave from the target object may vary depending on the transmission polarization and the reception polarization, the radar device 10 evaluates the detection performance of the target object or Identification performance can be improved.
  • the y-th direction estimator 212a uses information input from the first Doppler demultiplexer 211a-1 to calculate the received signal transmitted from the PL1 polarized transmitting antenna and received by the RxPL1 polarized receiving antenna.
  • the virtual receiving array correlation vector h PL1, RxPL1 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) is calculated by
  • the y-th direction estimator 212a uses the information input from the second Doppler demultiplexer 211a-2 to calculate the received signal transmitted from the PL2 polarized transmitting antenna and received by the RxPL2 polarized receiving antenna.
  • the virtual reception array correlation vector h PL2, RxPL2 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) is calculated by Then, the y-th direction estimation unit 212a calculates the virtual receiving array correlation vector h PL1, RxPL1 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) and the virtual receiving array correlation vector h PL2, RxPL2 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )). Based on this, the target direction estimation process may be performed.
  • the y-th direction estimating unit 212a uses information input from the first Doppler demultiplexing unit 211a-1 to determine whether a signal is transmitted from a PL2 polarized transmitting antenna and received by an RxPL1 polarized receiving antenna.
  • a virtual receiving array correlation vector h PL2, RxPL1 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) based on the received signal is calculated.
  • the y-th direction estimator 212a uses the information input from the second Doppler multiplexer/demultiplexer 211a-2 to calculate the received signal transmitted from the PL1 polarized transmitting antenna and received by the RxPL2 polarized receiving antenna.
  • the virtual reception array correlation vector h PL1, RxPL2 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) is calculated by The y-th direction estimation unit 212a then estimates the target object based on the virtual receiving array correlation vectors h PL2, RxPL1 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) and h PL1, RxPL2 (f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )). direction estimation processing may be performed.
  • a Doppler multiplexed signal is transmitted using Nt transmitting antennas of the transmitting antenna section 105 at non-uniform intervals, and a Doppler multiplexed signal is given a Doppler shift amount by the Doppler shift section 104 under Condition 1 and Condition 1.
  • DDM Doppler multiplex transmission
  • a Doppler multiplexed signal is transmitted using Nt transmitting antennas of the transmitting antenna section 105 at non-uniform intervals, and is given a Doppler shift amount by the Doppler shift section 104.
  • DDM Doppler multiplex transmission
  • Doppler demultiplexing of equally spaced Doppler multiplexed signals is performed. They differ in that they include actions.
  • the radar device 10 separates the Doppler multiplexed signal using the existing equidistant Doppler multiplexed signal separation operation. becomes possible.
  • the following three cases are examples of cases in which the Doppler multiplexed signal to which the Doppler shift amount is given by the Doppler shift unit 104 does not satisfy Condition 1.
  • the Doppler frequency range fd of the detectable target is -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr).
  • the Doppler frequency range fd of the detectable target is narrower than when Conditions 1 and 2 are satisfied, but in any of Cases 1 to 3, the existing The Doppler detectable range can be expanded more than -1/(2Nt ⁇ Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Nt ⁇ Tr), which is the Doppler detection range in interval Doppler multiplexing.
  • Embodiment 2 by using Doppler multiplex transmission (DDM) that satisfies Condition 2, the same effects as in Embodiment 1 can be obtained.
  • DDM Doppler multiplex transmission
  • the radar device 10 when using transmitting antennas with different polarizations, the received level of reflected waves from a transmitting antenna with a certain polarization is different from that of a transmitting antenna with a different polarization.
  • the radar device 10 is capable of Doppler demultiplexing, resulting in deterioration of target detection performance, misestimation of the Doppler frequency, or deterioration of angle measurement performance. can be suppressed.
  • Example 7 of setting Doppler shift amount> a case will be described in which non-uniformly spaced Doppler multiplexing is used for PL1 polarized waves and equally spaced Doppler multiplexing is used for PL2 polarized waves.
  • Tx#1 and Tx#3 are PL1 polarization transmission antennas
  • Tx#2 and Tx#4 are PL2 polarization transmission antennas.
  • ⁇ is not limited to this.
  • ⁇ may be a positive integer or a positive real number.
  • the first to fourth Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • the example shown in FIG. 19 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that does not satisfy Condition 1.
  • the interval of Doppler shift amount between PL1 polarization transmitting antennas Tx#1 and Tx#3 includes 2 ⁇ fd and 4 ⁇ fd, but the interval of Doppler shift amount between PL2 polarization transmitting antennas Tx#2 and Tx#4 does not include 2 ⁇ fd and 4 ⁇ fd.
  • the maximum DDM interval of Doppler shift amount between PL2 polarization transmitting antennas Tx#2 and Tx#4 is 3 ⁇ fd, but the interval of Doppler shift amount between PL1 polarization transmitting antennas Tx#1 and Tx#3 does not include 3 ⁇ fd.
  • the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmission antenna is different from the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmission antenna.
  • the example shown in FIG. 19 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 2 (1).
  • the radar device 10 when the radar device 10 does not include a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 transmits the PL1 polarization transmitting antenna (Tx#1 and Tx#3) and The received signals corresponding to each of the antennas (Tx#2 and Tx#4) are received at approximately the same level.
  • the signals transmitted from the Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#4, which are composed of the PL1 polarized transmitting antenna and the PL2 polarized transmitting antenna are Doppler-based using Doppler shift intervals that result in non-uniform Doppler multiplexing. multiplexed. Therefore, the radar device 10 (for example, Doppler multiplex demultiplexer 211) can separate Doppler multiplexed signals based on the existing Doppler multiplexed signal separation operation.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and It is possible to obtain an output that corresponds to the transmitting antenna.
  • the radar device 10 can A Doppler multiplexed signal (for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (1)) is received depending on whether the target reflected wave that is cross-polarized is included.
  • a Doppler multiplexed signal for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (1)
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 polarized When the reception level of the reception signal corresponding to the transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 determines, for example, whether a decrease in the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarization transmitting antenna has occurred, based on the detected Doppler frequency peak (for example, the interval between peaks), It becomes possible for the Doppler demultiplexer 211 to determine whether a decrease in the reception level of the reception signal corresponding to the antenna has occurred.
  • the Doppler multiplexed signal of PL1 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL1 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal. Using the separation operation, the Doppler frequency fd of the target can be determined within the range -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), making it possible to separate the Doppler multiplexed signals and setting the transmitting antenna for each Doppler multiplexed signal. You can get the associated output
  • the Doppler multiplexed signal of PL2 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals, which results in equally spaced Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal corresponds to the signal transmitted by the PL2 polarized transmission antenna, the radar device 10 uses the Doppler frequency fd of the target object. can be determined in the range -1/(4Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(4Tr), and an output that associates the transmitting antenna with each Doppler multiplexed signal can be obtained.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object, and can obtain an output that associates the transmitting antenna with each Doppler multiplexed signal.
  • Example 8 of setting Doppler shift amount> a case will be described in which evenly spaced Doppler multiplexing is performed for PL1 polarized waves, and unequal spaced Doppler multiplexing is performed for PL2 polarized waves.
  • Tx#1 and Tx#3 are PL1 polarization transmission antennas
  • Tx#2 and Tx#4 are PL2 polarization transmission antennas.
  • ⁇ is not limited to this.
  • ⁇ may be a positive integer or a positive real number.
  • the first to fourth Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • the example shown in FIG. 20 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that does not satisfy Condition 1.
  • the interval of Doppler shift amount between PL1 polarization transmitting antenna Tx#1 and Tx#3 is
  • the amount of Doppler shift between PL1 polarized transmission antennas Tx#1 and Tx#3 and the amount of Doppler shift between PL2 polarized transmission antennas Tx#2 and Tx#4 include different Doppler shift intervals.
  • the interval between Doppler shift amounts between PL1 polarized transmit antennas Tx#1 and Tx#3 includes 3 ⁇ fd, but the interval between Doppler shift amounts between PL2 polarized transmit antennas Tx#2 and Tx#4 includes 3 ⁇ fd. 3 ⁇ fd is not included.
  • the maximum DDM interval of the Doppler shift amount between PL2 polarized transmitting antennas Tx#2 and Tx#4 includes 2 ⁇ fd and 4 ⁇ fd, but the Doppler shift between PL1 polarized transmitting antennas Tx#1 and Tx#3 is The shift amount interval does not include 2 ⁇ fd and 4 ⁇ fd.
  • the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL1 polarized transmitting antenna is different from the pattern of the Doppler shift amount assigned to the PL2 polarized transmit antenna.
  • the example shown in FIG. 20 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies Condition 2 (1).
  • the radar device 10 when the radar device 10 does not include a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 transmits the PL1 polarization transmitting antenna (Tx#1 and Tx#3) and The received signals corresponding to each of the antennas (Tx#2 and Tx#4) are received at approximately the same level.
  • the signals transmitted from the Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#4, which are composed of the PL1 polarized transmitting antenna and the PL2 polarized transmitting antenna are Doppler-based using Doppler shift intervals that result in non-uniform Doppler multiplexing. multiplexed. Therefore, the radar device 10 (for example, Doppler multiplex demultiplexer 211) can separate Doppler multiplexed signals based on the existing Doppler multiplexed signal separation operation.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and each Doppler multiplexed signal It is possible to obtain an output that associates the transmitting antenna with the corresponding one.
  • the radar device 10 can A Doppler multiplexed signal (for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (1)) is received depending on whether the target reflected wave that is cross-polarized is included.
  • a Doppler multiplexed signal for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2 (1)
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 polarized When the reception level of the reception signal corresponding to the transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 determines, for example, whether a decrease in the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarization transmitting antenna has occurred, based on the detected Doppler frequency peak (for example, the interval between peaks), It becomes possible for the Doppler demultiplexer 211 to determine whether a decrease in the reception level of the reception signal corresponding to the antenna has occurred.
  • the Doppler multiplexed signal of PL1 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in equally spaced Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal corresponds to the signal transmitted by the PL1 polarized transmitting antenna, the radar device 10 uses the Doppler frequency fd of the target object. can be determined in the range -1/(4Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(4Tr), and an output that associates the transmitting antenna with each Doppler multiplexed signal can be obtained.
  • the Doppler multiplexed signal of PL2 polarization is Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal that corresponds to the signal transmitted by the PL2 polarized transmitting antenna, the radar device 10 demultiplexes the existing Doppler multiplexed signal.
  • the Doppler frequency fd of the target can be determined within the range -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), making it possible to separate the Doppler multiplexed signals and setting the transmitting antenna for each Doppler multiplexed signal. You can get the associated output.
  • Embodiment 1 (Variation 3 of Embodiment 1)
  • the polarization is not limited to this.
  • the number of waves may be three or more.
  • a transmitting antenna with another polarization different from PL1 polarization and PL2 polarization may be used.
  • the radar device 10 may use Nt transmitting antennas including transmitting antennas of three or more different polarizations, including two polarized waves having an orthogonal polarization relationship.
  • the first polarized wave will be referred to as PL1 polarized wave
  • the second polarized wave will be referred to as PL2 polarized wave
  • the q-th polarized wave is described as PLq polarized wave.
  • combinations of polarized waves with different relationships that result in orthogonal polarization include, for example, PL1 polarization and PL2 polarization, right-handed circular polarization and left-handed circular polarization, horizontal polarization and vertical polarization, and right diagonal 45 degrees. Polarized waves and left diagonal 45° polarized waves may be used.
  • the number of transmitting antennas N t ⁇ 4.
  • the Doppler multiplex number N DDM ⁇ 4.
  • the transmitting antennas include N PL1 PL1 polarized antennas and N PL2 PL2 polarized antennas.
  • the radar device 10 performs nonuniform Doppler multiplex transmission using, for example, Nt transmitting antennas.
  • the radar device 10 transmits Nt transmitting antennas including transmitting antennas of PL1 polarized waves and PL2 polarized waves that are cross-polarized with each other, and transmitting antennas of polarized waves different from the PL1 polarized waves and PL2 polarized waves.
  • simultaneous multiplex transmission is performed from Nt transmit antennas using Doppler multiplex transmission (DDM) that satisfies conditions 1a and 2a, which will be described later.
  • DDM Doppler multiplex transmission
  • Conditions 1a and 2a are, for example, when, in addition to two polarizations, PL1 polarization and PL2 polarization, which have an orthogonal polarization relationship, a transmitting antenna of another polarization different from PL1 polarization and PL2 polarization is included. This is the condition. For example, if there are no transmitting antennas with different polarizations other than the transmitting antennas with two polarized waves, PL1 polarization and PL2 polarization, which have an orthogonal polarization relationship, Conditions 1a and 2a are satisfied. This is a condition equivalent to Condition 1 and Condition 2.
  • the reflected waves corresponding to the radar transmission signals from the transmitting antennas of PL1 polarization and PL2 polarization are in a cross-polarization relationship with respect to the reception antenna section 202, so that they are not received. There may be cases where the signal reception levels differ significantly.
  • the transmitting antennas of other polarizations different from the PL1 polarization antenna and the PL2 polarization antenna do not have an orthogonal polarization relationship with the PL1 polarization and PL2 polarization. Therefore, the reception level of the reflected wave corresponding to the radar transmission signal from the transmission antenna of other polarization is lower than the reception level of the reception signal corresponding to the transmission antenna of PL1 polarization and PL2 polarization. Hardly different.
  • Condition 2a instead of “Between Doppler multiplexed signals assigned to each of the PL1 polarized transmitting antenna and the PL2 polarized transmitting antenna” in Condition 2, "Polarized transmitting antennas other than the PL2 polarized transmitting antenna (e.g. , (Nt-N PL1 ) transmitting antennas), and polarized transmitting antennas (e.g., (Nt-N PL2 ) transmitting antennas) excluding the PL1 polarized antenna (for example, (Nt-N PL2 ) transmitting antennas).
  • polarized transmitting antennas other than the PL2 polarized transmitting antenna e.g. , (Nt-N PL1 ) transmitting antennas
  • polarized transmitting antennas e.g., (Nt-N PL2 ) transmitting antennas
  • polarized transmitting antennas e.g., (Nt-N PL2 ) transmitting antennas
  • Condition 1a and Condition 2a may be defined as follows.
  • a Doppler multiplex signal is assigned to each of the PL1 polarization and the PL2 polarization so that.
  • Polarized transmit antennas excluding PL2 polarization e.g., (Nt- N PL2 ) transmit antennas
  • polarized transmit antennas excluding PL1 polarization e.g., (Nt-N PL1 ) transmit antennas.
  • the intervals of the Doppler shift amounts allocated to the polarization transmission antenna different from the PL2 polarization transmission antenna are set to be unequal intervals.
  • the intervals of the Doppler shift amounts allocated to the PL1 polarized transmitting antenna and the different polarized transmitting antennas are set to be unequal intervals on the Doppler frequency axis.
  • the interval of the Doppler shift amount (Doppler shift interval) assigned to the polarization transmission antenna different from the PL2 polarization transmission antenna is may include intervals different from each interval of the amount of Doppler shift assigned to .
  • the maximum Doppler shift interval is different between the Doppler multiplexed signals assigned to each of the polarized transmission antennas excluding PL2 polarization and the polarization transmission antennas excluding PL1 polarization, There are cases where the minimum Doppler shift intervals are different, or where the Doppler shift intervals are neither the maximum nor the minimum.
  • SIMO Single-Input Multiple Output
  • condition 2a (3) the combination of each interval of the Doppler shift amount assigned to a polarization transmitting antenna different from the PL2 polarized transmitting antenna, and the combination of each interval of the Doppler shift amount assigned to the polarized transmitting antenna different from the PL1 polarized transmitting antenna.
  • the combination of intervals of the Doppler shift amount is the same, and in the Doppler frequency range, the order of the intervals of the Doppler shift amount assigned to a polarization transmitting antenna different from the PL2 polarization transmitting antenna is different from the PL1 polarization transmitting antenna.
  • the order of the intervals of the Doppler shift amount assigned to the polarized transmission antenna is different.
  • a combination of each interval included in an array for example, the first array in which Doppler shift amount intervals assigned to polarized transmission antennas other than PL1 polarization are arranged in ascending order of Doppler frequency axis, and PL2 polarization.
  • the combination of intervals included in an array for example, a second array in which the intervals of Doppler shift amounts assigned to polarized wave transmitting antennas excluding waves are arranged in order from the smallest on the Doppler frequency axis, and
  • the first array and the second array are different arrays in circular permutation.
  • the Doppler shift interval of the polarized transmitting antenna excluding PL2 polarized wave and the Doppler shift interval of the polarized transmitting antenna excluding PL1 polarized wave are cyclic in the Doppler frequency domain. Even if I shift it, it doesn't match.
  • Tx#1, Tx#4 and Tx#6 are PL1 polarized antennas
  • Tx#2, Tx#3 and Tx#5 are PL2 polarized antennas
  • Tx#3 is a PL3 polarized antenna. It is.
  • the PL1 polarized wave and the PL2 polarized wave are polarized waves that are orthogonal to each other.
  • the first to seventh Doppler shift sections 104 may perform the following operations.
  • Add ⁇ 5 (m) ⁇ (m-1)/4 and output.
  • Add ⁇ 6 (m) ⁇ (m-1)/2 and output.
  • Add ⁇ 7 (m) 3 ⁇ (m-1)/4 and output.
  • the interval of Doppler shift amount (Doppler shift interval) between the transmitting antennas Tx#2, Tx#3, Tx#5, and Tx#7 excluding the PL1 polarization transmitting antenna is as follows.
  • ⁇ fd (2, 3) ⁇ fd
  • ⁇ fd (3, 5) ⁇ fd
  • ⁇ fd (5, 7) 2 ⁇ fd
  • the example shown in FIG. 21 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies condition 1a.
  • the Doppler shift amount interval between transmitting antennas Tx#1, Tx#4, Tx#6, and Tx#7 excluding the PL2 polarized transmitting antenna includes 4 ⁇ fd, but the transmitting antennas excluding the PL1 polarized transmitting antenna 4 ⁇ fd is not included in the Doppler shift amount interval between Tx#2, Tx#3, Tx#5, and Tx#7.
  • the maximum DDM interval of the Doppler shift amount between transmitting antennas Tx#2, Tx#3, Tx#5, and Tx#7 excluding the PL1 polarized transmitting antenna is 3 ⁇ fd, but excluding the PL2 polarized transmitting antenna. 3 ⁇ fd is not included in the Doppler shift amount interval between transmitting antennas Tx#1, Tx#4, Tx#6, and Tx#7.
  • the example shown in FIG. 21 is an example of setting a Doppler shift amount pattern that satisfies condition 2a (1).
  • the radar device 10 uses the PL1 polarization transmitting antennas (Tx#1, Tx#4, and Tx#6) and Receive signals from each of the PL2 polarized transmission antennas (Tx#2, Tx#3, and Tx#5) at approximately the same level.
  • the signals transmitted from Nt transmitting antennas Tx#1 to Tx#7 which are composed of PL1 polarized transmitting antenna, PL2 polarized transmitting antenna, and PL3 polarized transmitting antenna, are Doppler multiplexed at non-uniform intervals. Doppler multiplex transmission is performed using shift intervals. Therefore, the radar device 10 can separate Doppler multiplex signals based on the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 can A different Doppler multiplexed signal (for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2a (1)) is received depending on whether the target reflected wave that is cross-polarized is included.
  • a Doppler multiplexed signal for example, a Doppler multiplexed signal that satisfies condition 2a (1)
  • the radar device 10 when the radar device 10 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarization of the receiving antenna, the radar device 10 detects that the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarized transmitting antenna decreases, and that the PL2 polarized When the reception level of the reception signal corresponding to the transmission antenna decreases, reflected wave signals containing Doppler frequency components of different patterns are received.
  • the radar device 10 determines, for example, whether a decrease in the reception level of the received signal corresponding to the PL1 polarization transmitting antenna has occurred, based on the detected Doppler frequency peak (for example, the interval between peaks), It becomes possible for the Doppler demultiplexer 211 to determine whether a decrease in the reception level of the reception signal corresponding to the antenna has occurred.
  • Doppler multiplexed signals of polarized waves other than PL2 polarized waves are Doppler multiplexed and transmitted using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal corresponds to a signal transmitted by a polarized transmitting antenna other than the PL2 polarized transmitting antenna, the radar device 10:
  • the Doppler multiplex signal can be separated using the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • Doppler multiplexed signals of polarizations other than PL1 polarization are transmitted using Doppler multiplexing using Doppler shift intervals resulting in unequal interval Doppler multiplexing. Therefore, for example, if the determination result by the Doppler demultiplexer 211 determines that the received signal is a received signal corresponding to a signal transmitted by a polarized transmitting antenna other than the PL1 polarized transmitting antenna, the radar device 10:
  • the Doppler multiplex signal can be separated using the existing Doppler multiplex signal separation operation.
  • the radar device 10 can determine the Doppler frequency fd of the target object in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr), and each Doppler multiplexed signal It is possible to obtain an output that corresponds to the transmitting antenna.
  • Doppler demultiplexer 211 For example, in addition to two polarized waves, PL1 polarized wave and PL2 polarized wave, which have an orthogonal polarized wave relationship, when using a transmitting antenna of another polarized wave different from PL1 polarized wave and PL2 polarized wave, the above-mentioned Doppler shift unit 104
  • the Doppler multiplexed signal given in can be separated by the following operation of the Doppler demultiplexer 211.
  • operations that are different from those in the first embodiment will be explained.
  • the Doppler demultiplexer 211 uses the distance index f b_cfar and the Doppler frequency index (f Doppler demultiplexing is performed based on sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) and received power information (PowerFT(f b_cfar , f sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd )).
  • ndm 1 to N DM + ⁇ is an integer.
  • step B and step C differ from the operations of the first embodiment as follows.
  • the Doppler demultiplexer 211 assumes that the PL2 polarized wave includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarized wave of the receiving antenna, and extracts (Nt-N PL2 ) polarized waves excluding the PL2 polarized wave. Performs Doppler demultiplexing processing on the wave Doppler multiplexed signal.
  • N DM + ⁇ Doppler frequency indexes (f sddm_cfar + (ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) at the distance index f b_cfar input from the CFAR unit 210 are used for transmission excluding the PL2 polarized transmitting antenna. It is assumed that Nt-N PL2 Doppler multiplexed signals from the antennas are included.
  • the Doppler multiplexing/demultiplexing unit 211 determines, for example, that the Doppler frequency index of the top Nt-N PL2 of received power is different from the Doppler frequency index of the top Nt-N PL2 of received power (N DM + ⁇ -(Nt- N PL2 )) Whether the difference (or reception level ratio) with the reception level of other Doppler frequency indexes is significantly different (for example, the difference is greater than or equal to the threshold, or the reception level ratio is greater than or equal to the threshold). (For example, this is called "Doppler multiplex signal reception level difference determination excluding PL2 polarization transmitting antenna").
  • the Doppler demultiplexer 211 determines the Doppler frequency and transmission antenna corresponding to the Doppler multiplexed signal in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr) based on these determinations.
  • the Doppler demultiplexer 211 performs the Doppler shift interval matching determination excluding the PL2 polarized transmitting antenna, and the Doppler multiplexed signal reception level difference determination excluding the PL2 polarized transmitting antenna (for example, in step B-2). condition) is satisfied. If the condition of step B-2 is satisfied, the Doppler demultiplexer 211 performs the process of step B-3, and if the condition of step B-2 is not satisfied, the PL1 polarization crosses the polarization of the receiving antenna.
  • the process in step C-1 may be performed assuming that the target reflected wave that becomes polarized light is included.
  • the Doppler demultiplexer 211 selects N DM + ⁇ -(Nt-N PL2 ) Doppler frequency indexes with lower reception levels from among the Doppler frequency indexes (f sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) and
  • the Doppler shift amount DOP 1 , DOP 2 , ⁇ , DOP Nt of the Nt Doppler multiplexed signals to be transmitted and the Doppler frequency index are determined based on the relationship with the Doppler frequency index of the two higher-order Nt- N PLs with higher power.
  • f demul_Tx#n indicates the Doppler frequency index of the reflected wave signal with respect to the radar transmission signal transmitted from the n-th transmitting antenna (Tx#n).
  • the Doppler demultiplexer 211 outputs, for example, the output of the Doppler analyzer 209 corresponding to these distances and Doppler separation indexes to the direction estimator 212.
  • the Doppler demultiplexer 211 associates the Doppler shift amounts of N PL1 Doppler multiplexed signals to which PL1 polarized waves are transmitted among the Nt transmitting antennas with the Doppler frequency index, and
  • the PL1 polarization separation index information may be output as DDM_Rxindex_PL1 (f b_cfar ) to the direction estimation unit 212 together with the distance index f b_cfar .
  • the Doppler demultiplexer 211 performs Doppler multiplexing of Nt-N PL1 polarized waves excluding the PL1 polarized wave, assuming that PL1 includes a target reflected wave that is cross-polarized with respect to the polarized wave of the receiving antenna. Performs Doppler demultiplexing processing on the signal.
  • Step C-2> for the N DM + ⁇ Doppler frequency indexes (f sddm_cfar + (ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) in the distance index f b_cfar input from the CFAR unit 210, the transmit antennas other than the PL1 polarized transmit antenna It is assumed that Nt-N PL1 Doppler multiplexed signals from .
  • the Doppler multiplexing/demultiplexing unit 211 determines, for example, that the Doppler frequency index of the top Nt-N PL1 of received power is different from the Doppler frequency index of the top Nt-N PL1 of received power (N DM + ⁇ -(Nt- N PL1 )) Whether the difference (or reception level ratio) with the reception level of other Doppler frequency indexes is significantly different (for example, the difference is greater than or equal to the threshold, or the reception level ratio is greater than or equal to the threshold). (For example, this is called "Doppler multiplex signal reception level difference determination excluding the PL1 polarized transmitting antenna").
  • the Doppler demultiplexer 211 determines the Doppler frequency and transmission antenna in the range of -1/(2Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2Tr) based on these determinations.
  • the Doppler demultiplexer 211 determines both the Doppler shift interval match determination excluding the PL1 polarized transmitting antenna and the Doppler multiplexed signal reception level difference determination excluding the PL1 polarized transmitting antenna (for example, the conditions in step C-2). Determine whether or not the requirements are met. If the condition of step C-2 is satisfied, the Doppler demultiplexer 211 may perform the process of step C-3. Furthermore, if the condition of step C-2 is not satisfied, Doppler demultiplexing section 211 determines that the received signal is a noise component or interference component, and does not need to output it to direction estimation section 212 (step D ).
  • the Doppler demultiplexer 211 selects N DM + ⁇ -(Nt-N PL1 ) Doppler frequency indexes with lower reception levels from among the Doppler frequency indexes (f sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ), and
  • the Doppler shift amount DOP 1 , DOP 2 , ⁇ , DOP Nt of the Nt Doppler multiplexed signals to be transmitted and the Doppler frequency index are determined based on the relationship with the Doppler frequency index of the higher-order Nt- N PL1 with higher power.
  • f demul_Tx#n indicates the Doppler frequency index of the reflected wave signal with respect to the radar transmission signal transmitted from the n-th transmitting antenna (Tx#n).
  • the Doppler demultiplexing unit 211 outputs, for example, the output of the Doppler analysis unit corresponding to these distances and Doppler separation indexes to the direction estimation unit 212.
  • the Doppler demultiplexer 211 associates the Doppler shift amounts of N PL2 Doppler multiplexed signals from which PL2 polarized waves are transmitted among the Nt transmitting antennas with the Doppler frequency index, and
  • the PL2 polarization separation index information may be output as DDM_Rxindex_PL2 (f b_cfar ) to the direction estimation unit 212 together with the distance index f b_cfar .
  • the radar device 10 uses all Nt transmit antennas using nonuniform Doppler multiplex transmission.
  • the Doppler shift unit 104 transmits a Doppler multiplexed signal that satisfies at least Condition 2 (“Condition 1 and Condition 2” or “Condition 2”).
  • Condition 1 and Condition 2 or “Condition 2”.
  • the Doppler demultiplexer 211 can distinguish the transmitting polarized antenna, and the Doppler multiplexed signal can be separated. Therefore, it is possible to suppress deterioration in the detection performance of polarized MIMO radar using nonuniformly spaced Doppler multiplex transmission.
  • the method that enables the Doppler demultiplexer 211 to discriminate the transmitting polarized antenna and separate the Doppler multiplexed signals is a method that can be implemented.
  • the method is not limited to the method described in the first embodiment.
  • the timing at which the transmission signal is transmitted from the PL1 polarized transmission antenna and the timing at which the transmission signal is transmitted from the PL2 polarized transmission antenna may be different.
  • FIG. 22 shows a configuration diagram of the radar device 100c in this embodiment.
  • an example of the operation of the radar device 100c will be described using FIG. 22.
  • FIG. 22 the same components as in Embodiment 1 (for example, FIG. 5) are given the same reference numerals. Further, in this embodiment, operations that are different from those in Embodiment 1 will be mainly described.
  • a transmission switching control section 301 and a transmission switching section 302 are added in the radar transmitting section 100b, and an output switching section in the radar receiving section 200b is added to the radar device 10 shown in FIG. 401 has been added.
  • FIG. 22 shows a polarized MIMO radar using Nt transmitting antennas
  • the Nt transmitting antennas of the transmitting antenna section 105 include a PL1 polarized transmitting antenna and a PL2 polarized transmitting antenna that are orthogonally polarized to each other. is included.
  • the q-th polarized wave will be referred to as "PLq polarized wave.”
  • Combinations of polarized waves that have different relationships to form orthogonal polarizations include, for example, (PL1, PL2) polarization: right-handed circular polarization, left-handed circular polarization, horizontal polarization and vertical polarization, and right-handed 45° diagonal polarization. wave and left diagonal 45° polarization may be used.
  • the transmitting antenna section 105 includes transmitting antennas in which the number of PL1 polarized transmitting antennas N PL1 ⁇ 2 and the number of PL2 polarized transmitting antennas N PL2 ⁇ 2.
  • N PL1 N PL2
  • the amount of Doppler shift given to each transmitting antenna for each time division transmission is the same.
  • the present invention is not limited to this, and the amount of Doppler shift given to each transmitting antenna may be different for each time-division transmission.
  • N PL1 N PL2
  • N TM the number of time division multiplexing
  • the time division multiplexing number N TM may be set equal to the number of polarizations included in the transmitting antenna.
  • the transmission switching control unit 301 generates a time division multiplexing index “TM_INDEX” that instructs switching of the transmitting antenna in the transmitting antenna unit 105, which is used in time multiplexing, for each radar transmission period (Tr), and is output to the transmission switching section 302 and the output switching section 401.
  • TM_INDEX time division multiplexing index
  • TM_INDEX 1, 2, ⁇ , N TM .
  • TM_INDEX MOD(m-1, N TM )+1.
  • MOD(x, y) is a modulo operator, and is a function that outputs the remainder after dividing x by y.
  • the radar transmitting section 100b shown in FIG. 22 includes N DM Doppler shift sections 104-1 to 104-N DM . Furthermore, the radar transmitting section 100b includes N DM transmission switching sections 302, the same number as the Doppler shift sections 104.
  • Each Doppler shift unit 104 applies a predetermined phase rotation ⁇ ndm to the chirp signal input from the radar transmission signal generation unit 101 in order to apply a predetermined Doppler shift amount DOP ndm .
  • the given chirp signal is output to the corresponding transmission switching section 302.
  • ndm 1, ⁇ , N DM .
  • the ndm-th transmission switching section 302 switches the output of the ndm-th Doppler shift section 104 to the ⁇ (ndm-1) ⁇ N TM +TM_INDEX ⁇ -th transmission antenna according to the instruction of the time division multiplexing index TM_INDEX. Output.
  • the n-th transmitting antenna among the Nt transmitting antennas of the transmitting antenna section 105 has a , the signal to which the Doppler shift DOP floor[(n-1)/ NTM ]+1 by the 1st floor[(n-1)/N TM ]+1 Doppler shift unit 104 is added is 1)/ N TM ]+The first transmission switching unit 302 outputs the time division multiplexing index TM_INDEX when it becomes mod(n-1, N TM )+1.
  • the transmit antenna for which n representing the transmit antenna (for example, Tx#n) is an odd number is the PL1 polarized transmit antenna.
  • a transmitting antenna where n is an even number may represent a PL2 polarized transmitting antenna.
  • the first transmitting antenna (Tx#1) is a PL1 polarized transmitting antenna, and outputs the following signals for each transmission period Tr.
  • cp(t) represents a chirp signal for each transmission period Tr.
  • the multiplication value when applying the phase rotation ⁇ ndm (m) in the Doppler shift unit 104 is expressed as ⁇ ndm (m) shown in the following equation (26), and may be set to zero when there is no transmission signal.
  • the second transmitting antenna (Tx#2) is a PL2 polarized transmitting antenna, and outputs the following signal for each transmission period Tr.
  • the third transmitting antenna (Tx#3) is a PL1 polarized transmitting antenna, and outputs the following signal for each transmission period Tr.
  • the fourth transmitting antenna (Tx#4) is a PL2 polarized transmitting antenna, and outputs the following signal for each transmission period Tr.
  • the fifth transmitting antenna (Tx#5) is a PL1 polarized transmitting antenna, and outputs the following signal for each transmission period Tr.
  • the sixth transmitting antenna (Tx#6) is a PL2 polarized transmitting antenna, and outputs the following signal for each transmission period Tr.
  • the output switching section 401 converts the output of the beat frequency analysis section 208 for each transmission period Tr into N TM based on the time division multiplexing index TM_INDEX input from the transmission switching control section 301.
  • the TM_INDEX-th Doppler analysis unit 209 is selectively switched to output.
  • the output switching unit 401 selects the TM_INDEX-th Doppler analysis unit 209 in the m-th transmission period Tr.
  • the z-th signal processing unit 206b has N TM Doppler analysis units 209.
  • the output switching unit 401 inputs data to the ntm-th Doppler analysis unit 209 in the z-th signal processing unit 206b every N TM transmission cycles (N TM ⁇ Tr). Therefore, the ntm-th Doppler analysis unit 209 performs Doppler analysis using data of Ncode transmission cycles among the N C transmission cycles.
  • ntm 1, ⁇ ,N TM .
  • the Doppler analysis unit 209 can apply FFT (fast Fourier transform) processing as shown in the following equation (32).
  • the FFT size is Ncode
  • the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur is ⁇ 1/(2 N TM ⁇ Tr).
  • the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1/(Ncode ⁇ N TM ⁇ Tr)
  • FFT processing can be performed as a power of 2 FFT size by including zero-padded data, for example.
  • a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied, and side lobes occurring around the beat frequency peak can be suppressed by applying the window function.
  • the CFAR unit 210b performs CFAR processing (for example, adaptive threshold determination) using the outputs of the first to N TM th Doppler analysis units 209 of all the signal processing units 206b, and calculates the distance index that gives the peak signal. Extract f b_cfar and Doppler frequency index f s_cfar .
  • the CFAR unit 210b may perform, for example, two-dimensional CFAR processing consisting of a distance axis and a Doppler frequency axis (corresponding to relative velocity), or CFAR processing that is a combination of one-dimensional CFAR processing.
  • two-dimensional CFAR processing consisting of a distance axis and a Doppler frequency axis (corresponding to relative velocity)
  • CFAR processing that is a combination of one-dimensional CFAR processing for CFAR processing that is a combination of two-dimensional CFAR processing or one-dimensional CFAR processing, for example, the processing disclosed in Non-Patent Document 1 may be applied.
  • the amount of Doppler shift may be set in units of ⁇ fd, which is expressed by, for example, an equation in which "Tr" in equation (3) is replaced with "(N TM ⁇ Tr)".
  • ⁇ is set to a positive integer
  • an interval of ⁇ fd or an interval of an integral multiple of ⁇ fd is used as the interval of the Doppler shift amount
  • each signal to be Doppler multiplexed is the output of the Doppler analysis unit 209.
  • the Doppler frequency region of it can be detected as if it were folded back at intervals of ⁇ fd.
  • the CFAR unit 210b selects a range (for example, a range of ⁇ fd) that is a unit of each interval of the Doppler shift amount given to each radar transmission signal, out of the Doppler frequency range to be subjected to CFAR processing output from the Doppler analysis unit 209. ), the Doppler peak is detected by using a threshold value for the power sum value obtained by adding the received power of the reflected wave signal for each of the points.
  • a range for example, a range of ⁇ fd
  • the CFAR unit 210b processes the output from the ntm-th Doppler analysis unit 209 of the first to Na-th signal processing units 206b at intervals of ⁇ fd (for example, CFAR processing is performed by calculating the power addition value PowerDDM ntm (f b , f sddm ) by adding the power value PowerqFT ntm (f b , f s ) shown in Equation (34).
  • f sddm -N code /2, ⁇ ,-N code /2+N ⁇ fd -1
  • N ⁇ fd round( ⁇ fd/(1/(T r N TM N code )).
  • round(x) is an operator that rounds off the real number x and outputs an integer value.
  • the range of Doppler frequencies subject to CFAR processing in the CFAR unit 210b is changed from the full Doppler frequency index range f s (for example, the range of -N code /2 to N code /2-1) to the range of ⁇ fd. Since it can be narrowed, the amount of calculation for CFAR processing can be reduced to 1/(N DM + ⁇ ).
  • the CFAR unit 210b adaptively sets a threshold, and sets the received power larger than the threshold for each output from the ntm-th Doppler analysis unit 209 of the first to Na-th signal processing units 206b.
  • distance index f b_cfar , ntm , Doppler frequency index f sddm_cfar, ntm , and received power information from the ntm-th Doppler analysis unit 209 (PowerFT ntm (f b_cfar , f sddm_cfar +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) ) is output to the Doppler demultiplexer 211b.
  • ndm an integer from 1 to N DM + ⁇
  • ntm an integer from 1, to N TM .
  • the Doppler demultiplexer 211b receives information input from the CFAR unit 210b (for example, distance index f b_cfar , ntm , Doppler frequency index f s_cfar , ntm , and received power information PowerFT ntm (f b_cfar , ntm , f s_cfar , ntm )), the transmission signals transmitted from each transmission antenna of the transmission antenna section 105 are separated using the output from the ntm-th Doppler analysis section 209.
  • the first to Nth DM Doppler shift units 104 respectively apply different Doppler shift amounts DOP 1 , DOP 2 , to DOP NDM to the input chirp signals.
  • each interval of the Doppler shift amounts DOP 1 , DOP 2 , to DOP NDM (Doppler shift interval) is, for example, a value obtained by dividing the Doppler frequency range in which aliasing does not occur into equal intervals, as in the first embodiment. Instead, the intervals may be divided into unequal intervals (eg, at least one Doppler interval may be different).
  • the number N DM of Doppler multiplexing is smaller than the number Nt of transmitting antennas (for example, Nt>N DM ).
  • the transmission period for each transmitting antenna is (N TM ⁇ Tr). Therefore, in this embodiment, an expression in which "Tr" in equation (3) used in embodiment 1 is replaced with "(N TM ⁇ Tr)" may be used.
  • the same phase rotation is used in the transmission period (N TM ⁇ Tr) for time division multiplexing, the same phase rotation ⁇ ndm (m) is repeated in the transmission period (N TM ⁇ Tr) for time division multiplexing. May be output.
  • the ndm-th Doppler shift unit 104 applies a phase rotation ⁇ ndm (m) as shown in the following equation (35), which results in a different Doppler shift amount DOP ndm for the input m-th chirp signal.
  • the N DM + ⁇ Doppler frequency indexes f sddm_cfar , ntm +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ) at the distance index f b_cfar , ntm input from the CFAR unit 210b include N DM unequal intervals and It contains Doppler multiplexed signals.
  • the Doppler demultiplexer 211b receives the reception level of the N DM Doppler frequency indexes with the highest received power and ⁇ other Doppler frequency indexes that are different from the highest N DM Doppler frequency indexes with the received power. Determine whether the difference (or received level ratio) is significantly different (for example, the difference is greater than a threshold, or the received level ratio is greater than a threshold) (for example, "N DM Doppler multiplex (referred to as "signal reception level difference determination").
  • the Doppler demultiplexer 211b determines the Doppler frequency and transmission antenna corresponding to the Doppler multiplexed signal in the range of -1/(2 N TM Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2 N TM Tr) based on these determinations. decide.
  • the Doppler demultiplexing unit 211b performs Doppler demultiplexing processing to separate the Doppler multiplexed signal from the PL ntm polarized transmission antenna from the output of the ntm-th Doppler analysis unit 209.
  • the Doppler demultiplexer 211b selects ⁇ with a lower reception level from among the Doppler frequency indexes (f sddm_cfar , ntm +(ndm-1) ⁇ N ⁇ fd ), based on the information input from the CFAR unit 210b, for example.
  • the Doppler shift amounts DOP 1 , DOP 2 , ⁇ , DOP Nt of the Nt Doppler multiplexed signals to be transmitted are calculated.
  • f demul_Tx#n indicates the Doppler frequency index of the reflected wave signal with respect to the radar transmission signal transmitted from the n-th transmitting antenna (Tx#n).
  • ndm an integer from 1 to N DM + ⁇
  • ntm an integer from 1, to N TM .
  • the Doppler demultiplexer 211b outputs, for example, the output of the Doppler analyzer 209 corresponding to these distances and Doppler separation indexes to the direction estimator 212b.
  • the amount of Doppler shift applied to each transmitting antenna of the transmitting antenna section 105 in the Doppler shift section 104 of the radar transmitting section 100b is known. Therefore, the difference between the Doppler frequency indicated by the separation index information DDM_RXindex ntm (f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal and the amount of Doppler shift given to each transmitting antenna in the radar transmitter 100b becomes the Doppler frequency of the target.
  • the Doppler demultiplexer 211b estimates the demultiplexing index information in the range of -1/(2 N TM Tr) ⁇ fd ⁇ 1/(2 N TM Tr) instead of the demultiplexing index information DDM_RXindex ntm (f b_cfar ), for example.
  • the Doppler frequency of the target may be output to the direction estimation section 212b.
  • the direction estimation section 212b performs the following based on the Doppler frequency of the target input from the Doppler demultiplexing section 211b and the amount of Doppler shift given to each transmitting antenna by the Doppler shift section 104 of the radar transmitting section 100b.
  • a similar operation is possible by generating separation index information DDM_RXindex(f b_cfar ) of the Doppler multiplexed signal.
  • the Doppler demultiplexer 211b can demultiplex the Doppler multiplexed signal.
  • the direction estimation unit 212b receives, for example, information input from the Doppler demultiplexer 211b (for example, distance index f b_cfar , ntm and Doppler multiplexed signal separation index information DDM_RXindex ntm (f b_cfar , ntm )), and , based on the output of the Doppler analysis unit 209 corresponding to these distances and Doppler separation indexes, the target direction estimation process is performed.
  • information input from the Doppler demultiplexer 211b for example, distance index f b_cfar , ntm and Doppler multiplexed signal separation index information DDM_RXindex ntm (f b_cfar , ntm )
  • the direction estimation unit 212b extracts the output corresponding to the distance index f b_cfar , ntm and the separation index information DDM_RXindex ntm (f b_cfar , ntm ) from the output of the ntm-th Doppler analysis unit 209, and calculates PL ntm A virtual receiving array correlation vector h PLntm (f b_cfar , ntm , DDM_Rxindex(f b_cfar , ntm )) by the polarized transmitting antenna is generated and direction estimation processing is performed.
  • h PLntm (f b_cfar , ntm , DDM_Rxindex(f b_cfar , ntm )) is a column vector having N PLntm ⁇ Na elements.
  • the direction estimation unit 212b extracts the output corresponding to the distance index f b_cfar , 1 and the separation index information DDM_RXindex 1 (f b_cfar , 1 ) from the output of the first Doppler analysis unit 209, and calculates the PL1 bias.
  • a virtual receiving array correlation vector h PL1 (f b_cfar , 1 , DDM_Rxindex(f b_cfar , 1 )) by the wave transmitting antenna may be generated.
  • the direction estimation unit 212b extracts the output corresponding to the distance index f b_cfar , 2 and the separation index information DDM_RXindex 2 (f b_cfar , 2 ) from the output of the second Doppler analysis unit 209, A virtual receiving array correlation vector h PL2 (f b_cfar , 2 , DDM_Rxindex(f b_cfar , 2 )) by the PL2 polarized transmitting antenna may be generated.
  • the direction estimator 212b calculates, for example, a virtual receiving array correlation vector h PL1 (f b_cfar , 1 , DDM_Rxindex(f b_cfar , 1 )) by the PL1 polarized transmitting antenna and a virtual receiving array correlation vector h PL2 ( Using f b_cfar , 2 , DDM_Rxindex(f b_cfar , 2 )), calculate the azimuth direction ⁇ u in the direction estimation evaluation function P H-PLq ( ⁇ u , f b_cfar , DDM_Rxindex(f b_cfar )) within a predetermined angle range.
  • the spatial profile for each transmission polarization is calculated by varying the polarization.
  • q 1 and 2.
  • the direction estimation unit 212b extracts a predetermined number of maximum peaks of the spatial profile for each calculated transmission polarization in descending order, and uses the azimuth direction of each maximum peak as an estimated direction of arrival value (for example, positioning output) of the PLq polarization transmission. You can output it.
  • q 1 and 2.
  • the subsequent operation of the direction estimation unit 212b is similar to the operation of the direction estimation unit 212 in Embodiment 1, so a description of an example of the operation will be omitted.
  • the radar device 100c can separate Doppler multiplexed signals even when receiving reflected waves that are in a cross-polarized relationship with the polarization of the reception antenna.
  • the range of Doppler frequencies that can be detected by the radar device 100c is 1/N TM compared to the first embodiment, but in any case, the Doppler detection range of the equally spaced DDM -1/(2Nt ⁇ Tr ) ⁇ fd ⁇ 1/(2Nt ⁇ Tr) (However, Nt ⁇ 4 or more).
  • the radar transmitting section and the radar receiving section may be individually arranged at physically separate locations. Furthermore, in the radar receiving section according to an embodiment of the present disclosure, the direction estimating section and other components may be individually arranged at physically distant locations.
  • parameters such as the number of transmitting antennas Nt, the number of receiving antennas Na, the number of Doppler multiplexing N DM , the number of PLq polarization transmitting antennas N PLq , the number of polarizations, the amount of Doppler shift, and the Doppler shift interval used in an embodiment of the present disclosure.
  • the numerical values are just examples and are not limited to these values.
  • the radar device includes, for example, a CPU (Central Processing Unit), a storage medium such as a ROM (Read Only Memory) that stores a control program, and a RAM (Random Access Memory). Has working memory.
  • a CPU Central Processing Unit
  • ROM Read Only Memory
  • RAM Random Access Memory
  • the functions of each section described above are realized by the CPU executing a control program.
  • the hardware configuration of the radar device is not limited to this example.
  • each functional unit of the radar device may be realized as an integrated circuit (IC).
  • IC integrated circuit
  • Each functional unit may be individually integrated into one chip, or may include a part or all of the functional units into one chip.
  • ...unit means “...circuitry”, “...assembly”, “...device”, “...unit”, or , “...module” may be substituted with other notations.
  • each functional block used in the description of each of the above embodiments is typically realized as an LSI, which is an integrated circuit.
  • the integrated circuit may control each functional block used in the description of the above embodiments, and may include an input terminal and an output terminal. These may be integrated into one chip individually, or may be integrated into one chip including some or all of them.
  • an LSI here, it may also be called an IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized using a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • an FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor that can reconfigure the connections or settings of circuit cells inside the LSI may be used.
  • a radar device includes a first transmitting antenna that emits a first polarized wave, and a second transmitting antenna that emits a second polarized wave that is different from the first polarized wave.
  • the Doppler multiplexing intervals of the plurality of transmitting antennas are unequal on the Doppler frequency axis, and the first pattern of the Doppler shift amount assigned to the first transmitting antenna and the second pattern of the Doppler shift amount assigned to the first transmitting antenna are different from each other.
  • the second pattern of the Doppler shift amount assigned to the second pattern is different from the second pattern.
  • the first pattern and the second pattern relate to the Doppler multiplexing interval, and at least one of the Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna is connected to the second transmitting antenna. It differs from the Doppler multiplexing interval due to
  • the first pattern and the second pattern are different in terms of the number of transmitting antennas, and the number of the first transmitting antennas is different from the number of the second transmitting antennas.
  • the first pattern and the second pattern relate to a Doppler multiplex number using the first polarization and a Doppler multiplex number using the second polarization. It is different from.
  • the first pattern and the second pattern are related to the order of intervals of the Doppler shift amount, and include a plurality of first Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna, and a plurality of first Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna.
  • the plurality of Doppler multiplexing intervals by the second transmitting antenna are the same, and the order of the plurality of Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna on the Doppler frequency axis is the same as the plurality of Doppler multiplexing intervals by the second transmitting antenna. is different from the order of the Doppler multiplexing intervals on the Doppler frequency axis.
  • the Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna are irregularly spaced on the Doppler frequency axis.
  • the Doppler multiplexing intervals by the second transmitting antenna are irregularly spaced on the Doppler frequency axis.
  • a receiving antenna receives a reflected wave signal obtained by reflecting the transmitted signal from a target object using one of the first polarized wave and the second polarized wave.
  • a direction estimation circuit that performs direction estimation based on the reflected wave signal.
  • the transmission signal includes a first receiving antenna using the first polarized wave and a second receiving antenna using the second polarized wave, and the transmission signal is reflected by a target object.
  • the apparatus further includes a plurality of receiving antennas that receive wave signals, and a direction estimation circuit that individually estimates the direction of the reflected wave signals received by each of the first receiving antenna and the second receiving antenna. .
  • a radar device includes a first transmitting antenna that emits a first polarized wave, and a second transmitting antenna that emits a second polarized wave that is different from the first polarized wave. a plurality of transmitting antennas, and a transmitting circuit that multiplex transmits, from the plurality of transmitting antennas, a transmitting signal given a phase rotation corresponding to the amount of Doppler shift assigned to each of the plurality of transmitting antennas, The timing at which the transmission signal is transmitted from the first transmission antenna and the timing at which the transmission signal is transmitted from the second transmission antenna are different.
  • Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna are unequal on the Doppler frequency axis
  • Doppler multiplexing intervals by the second transmitting antenna are unequal on the Doppler frequency axis. It is the interval.
  • the amount of Doppler shift assigned to the first transmitting antenna includes the same amount of Doppler shift as the amount of Doppler shift assigned to the second transmitting antenna.
  • a third pattern of Doppler shift amounts allocated to the first transmitting antenna and a fourth pattern of Doppler shift amounts allocated to the second transmitting antenna are different.
  • a radar device includes a first transmitting antenna that emits a first polarized wave, a second transmitting antenna that emits a second polarized wave that is different from the first polarized wave, and A plurality of transmitting antennas including a third transmitting antenna having a different polarization from the first transmitting antenna and the second transmitting antenna, and a phase rotation corresponding to a Doppler shift amount assigned to each of the plurality of transmitting antennas.
  • a transmitting circuit that multiplex transmits a given transmit signal from the plurality of transmitting antennas, and Doppler multiplexing intervals by the plurality of transmitting antennas are unequal intervals on a Doppler frequency axis, and
  • the sixth pattern regarding the shift amount is different.
  • the fifth pattern and the sixth pattern are related to the Doppler multiplexing interval, and at least one of the Doppler multiplexing intervals by the second transmitting antenna and the third transmitting antenna is , is different from the Doppler multiplexing interval between the first transmitting antenna and the third transmitting antenna.
  • the fifth pattern and the sixth pattern relate to the order of the intervals of the Doppler shift amount
  • the fifth pattern and the sixth pattern include a plurality of Doppler multiplexing intervals by the second transmitting antenna and the third transmitting antenna. and a plurality of Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna and the third transmitting antenna are the same, and the Doppler frequency axis of the Doppler multiplexing intervals by the second transmitting antenna and the third transmitting antenna
  • the above order is different from the order on the Doppler frequency axis of the Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna and the third transmitting antenna.
  • the Doppler multiplexing intervals by the second transmitting antenna and the third transmitting antenna are unequal on the Doppler frequency axis.
  • the Doppler multiplexing intervals by the first transmitting antenna and the third transmitting antenna are unequal on the Doppler frequency axis.
  • the present disclosure is suitable as a radar device that detects a wide angle range.

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Abstract

レーダ装置は、第１の偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、第１の偏波と異なる第２の偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、複数の送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラシフト量に対応する位相回転が付与された送信信号を、複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、複数の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔であり、第１の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第１のパターンと、第２の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第２のパターンと、が異なる。

Description

レーダ装置
　本開示は、レーダ装置に関する。
　近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者といった小物体を広角範囲で検知するレーダ装置（例えば、広角レーダ装置と呼ぶ）の開発が求められている。
　広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、例えば、複数のアンテナ（又は、アンテナ素子とも呼ぶ）で構成されるアレーアンテナによってターゲットからの反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づいて、ターゲットからの反射波の到来する方向（又は、到来角と呼ぶ）を推定する手法（到来角推定手法。Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成がある。例えば、到来角推定手法には、フーリエ法（Fourier法）、又は、高い分解能が得られる手法としてCapon法、MUSIC（Multiple Signal Classification）及びESPRIT（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
　また、レーダ装置として、例えば、受信部に加え、送信部にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（MIMO（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。
米国特許公開第２０１９／００６４３３７号明細書 米国特許公開第２０２０／０３６３４９７号明細書 特開２００８－３０４４１７号公報 特表２０１１－５２６３７１号公報 特開２０１１－１１９３４４号公報 特開２０１９－０５２９５２号公報 特開２０２０－１４８７５４号公報
J. Li, and P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas", Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007 M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
　しかしながら、レーダ装置（例えば、MIMOレーダ）において物標（又はターゲット）を検知する方法について十分に検討されていない。
　本開示の非限定的な実施例は、物標の検知精度を向上するレーダ装置の提供に資する。
　本開示の一実施例に係るレーダ装置は、第１の偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の偏波と異なる第２の偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラシフト量に対応する位相回転が付与された送信信号を、前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔であり、前記第１の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第１のパターンと、前記第２の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第２のパターンと、が異なる。
　なお、これらの包括的または具体的な実施例は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
　本開示の一実施例によれば、レーダ装置における物標の検知精度を向上できる。
　本開示の一実施例における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
時分割多重（TDM：Time Division Multiplexing）送信の一例を示す図 ドップラ多重（DDM：Doppler Division Multiplexing）送信の一例を示す図 不等間隔ドップラ多重送信の一例を示す図 ドップラ多重送信の一例を示す図 レーダ装置の構成例を示すブロック図 チャープ信号を用いた場合の送信信号の一例を示す図 チャープ信号の一例を示す図 チャープ信号を用いた場合の送信信号及び受信信号の一例を示す図 ドップラシフト量の設定例を示す図 ドップラ多重送信における受信信号の一例を示す図 ドップラシフト量の設定例を示す図 ドップラ多重送信における受信信号の一例を示す図 ドップラシフト量の設定例を示す図 ドップラシフト量の設定例を示す図 ドップラシフト量の設定例を示す図 ドップラシフト量の設定例を示す図 ドップラ多重信号の分離の動作例を示すフローチャート レーダ受信部の構成例を示すブロック図 ドップラシフト量の設定例を示す図 ドップラシフト量の設定例を示す図 ドップラシフト量の設定例を示す図 レーダ装置の構成例を示すブロック図
　MIMOレーダは、例えば、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号（レーダ送信波）を複数の送信アンテナ（又は送信アレーアンテナと呼ぶ）から送信し、周辺物体において反射された信号（レーダ反射波）を複数の受信アンテナ（又は受信アレーアンテナと呼ぶ）を用いて受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。このような処理により、MIMOレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。また、MIMOレーダでは、送受信アレーアンテナにおける素子間隔を適切に配置することにより、仮想受信アレーのアンテナ開口を拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。
　［偏波レーダについて］
　また、例えば、異なる偏波の電波を放射するアンテナ、あるいは異なる偏波の電波を受信するアンテナの使用により、レーダ検出性能又は識別性能を向上させる技術がある（例えば、特許文献３又は４を参照）。複数の偏波を用いるレーダ装置は、例えば、「偏波レーダ（Polarimetric radar）」とも呼ばれる。
　例えば、特許文献１又は特許文献２には、垂直偏波あるいは水平偏波を用いるアンテナで送信信号を送信し、垂直偏波あるいは水平偏波を用いるアンテナで受信した信号を用いて、物体を検出し識別する方法が開示されている。また、特許文献２には、例えば、左旋円偏波あるいは右旋円偏波を用いるアンテナで送信信号を送信し、左旋円偏波あるいは右旋円偏波を用いるアンテナで受信した信号を用いて、物体を検出し識別する方法が開示されている。なお、垂直偏波又は水平偏波といった直線偏波、あるいは、左旋円偏波又は右旋円偏波といった円偏波を用いるアンテナを「偏波アンテナ」とも呼ぶ。
　このような偏波レーダは、複数の異なる種類の偏波アンテナ（例えば、偏波送信アンテナあるいは偏波受信アンテナ）を用いる。
　以下では、複数の異なる種類の偏波アンテナを用いるMIMOレーダ（例えば、「偏波MIMOレーダ」とも呼ぶ）における多重送信方法について着目する。
　［時分割多重送信について］
　例えば、複数の送信アンテナを用いたMIMOレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をシフトして信号を送信する時分割多重（TDM：Time Division Multiplexing）が挙げられる。時分割多重は、周波数多重（FDM：Frequency Division Multiplexing）及び符号多重（CDM：Code Division Multiplexing）と比較して、簡易な構成で実現可能であり、また、送信時間間隔を十分に広げることにより、送信信号間の直交性を良好に保つことが可能である。
　例えば、特許文献３に開示された時分割多重送信を用いるMIMOレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、規定の周期で逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。時分割多重送信を用いるMIMOレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、例えば、空間的なFFT(Fast Fourier Transform)処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。
　時分割多重送信を用いるMIMOレーダは、複数の送信アンテナ毎に規定の送信時間（又は、送信区間）が予め割り当てられる。したがって、時分割多重送信を用いる偏波MIMOレーダは、複数の異なる偏波の送信アンテナを割り当てた送信時間毎に物標からの反射を受信することで、複数の異なる偏波の送信アンテナ毎の送信信号に対応する、物標からの反射波を分離して受信する。
　時分割多重送信を用いるMIMOレーダは、レーダ送信波を送信する送信アンテナを、規定された時間毎に逐次的に切り替えるため、全ての送信アンテナからの送信が完了するまでの時間は、周波数分割多重送信又は符号分割多重送信を用いる場合と比較して長くなりやすい。このため、時分割多重送信を用いるMIMOレーダでは、送信アンテナ毎に複数のレーダ送信波を送信し、それらの受信位相変化からドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）を行う場合（例えば、特許文献４の図４）、ドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）のためにフーリエ周波数解析を適用する際の受信位相変化を観測する時間間隔が長くなる。フーリエ周波数解析を適用する際の受信位相変化を観測する時間間隔が長くなると、サンプリング定理に基づく、検出可能な最大ドップラ周波数が低減し、検出可能なドップラ周波数範囲（例えば、相対速度範囲）が狭まりやすい。
　例えば、図１に示すように、送信レーダ波としてチャープ信号を送出する送信アンテナ（例えば,Tx#1及びTx#2）を送信周期Trで逐次的に切り替えながら送信パルスを出力する時分割多重送信を用いるMIMOレーダについて説明する。
　例えば、Nt個の送信アンテナの場合（図１の場合、Nt=2）、Nt個の送信アンテナからのレーダ送信波の送信が完了するまでの送信時間はTr×Nt（図１の場合、2Tr）である。時分割多重送信を用いるMIMOレーダにおいて、このような時分割多重送信をNc回繰り返して、ドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返し無しでドップラ周波数を検出可能なドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より±1/(2Tr×Nt)となる。したがって、折り返し無しでドップラ周波数を検出可能なドップラ周波数範囲は、送信アンテナ数Ntが増大するほど狭くなる。また、時分割多重送信を用いるMIMOレーダにおいて、折り返し無しでドップラ周波数を検出可能な範囲を超えるドップラ周波数を受信する場合、ドップラ周波数（例えば、相対速度）を一意に確定することは困難であり、曖昧性が生じやすくなる。
　時分割多重送信を用いる偏波レーダにおいても、上述した時分割多重送信を用いるMIMOレーダと同様、送信アンテナ数Ntが増大するほど、折り返し無しでドップラ周波数を検出可能なドップラ周波数範囲は狭くなりやすい。
　以上、時分割多重送信の例について説明した。
　次に、一例として、複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法に着目する。
　［ドップラ多重送信について］
　複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法として、例えば、受信部においてドップラ周波数領域において複数の送信信号を分離できるように信号を送信する方法（以下、「ドップラ多重（DDM：Doppler Division Multiplexing）送信」と呼ぶ）がある（例えば、特許文献５を参照）。
　ドップラ多重送信において、送信部では、例えば、送信アンテナ毎に、送信される送信信号に対して異なるドップラシフト量を与える位相回転が付与され、複数の送信アンテナから送信信号が同時に送信される。ドップラ多重送信において、複数の受信アンテナを用いて受信した信号（物標からの反射波）は、それぞれドップラ周波数領域においてフィルタリングすることにより、各送信アンテナから送信された送信信号が分離して受信される。
　ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダでは、例えば、複数の送信アンテナ毎に、規定のドップラ周波数領域（又は、ドップラシフト量）が予め割り当てられる。例えば、ドップラ多重送信を用いる偏波MIMOレーダは、複数の異なる偏波の送信アンテナに割り当てられたドップラ周波数領域毎に物標からの反射を受信することで、複数の異なる偏波の送信アンテナ毎の送信信号に対応する、物標からの反射波を分離して受信する。
　ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダでは、複数の送信アンテナから送信信号を同時に送信することにより、時分割多重送信と比較して、ドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）のためにフーリエ周波数解析を適用する際の受信位相変化を観測する時間間隔を短縮できる。その一方で、ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダでは、ドップラ周波数軸上でフィルタリングすることにより各送信アンテナの送信信号を分離するため、送信信号あたりの実効的なドップラ周波数帯域幅が制限される。
　例えば、図２の（ａ）に示すように、送信レーダ波としてチャープ信号を送信周期Trで出力する送信をNc回繰り返して、ドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）のためにフーリエ周波数解析を適用するドップラ多重送信を用いるMIMOレーダについて説明する。
　例えば、図２の（ｂ）において、ドップラ周波数軸上で、折り返し無しでドップラ周波数を検出可能なドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より±1/(2Tr)となり、時分割多重送信を行う場合と比較して、Nt倍（図２の場合、Nt=2）に拡大される。その一方で、ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダでは、ドップラ周波数軸上でのフィルタリングにより送信信号を分離するため、送信信号あたりの実効的なドップラ周波数範囲は、ドップラ周波数範囲±1/(2Tr)よりも狭くなる。例えば、ドップラ周波数範囲±1/(2Tr)を、Nt個（図２の場合、Nt=2）に等分割するドップラシフト（以下、「ドップラシフト量」又は「送信ドップラシフト量」とも呼ぶ）である0[Hz]、及び、-1/(2Tr)[Hz]が、Tx#1及びTx#2にそれぞれ付与される場合、ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダは、位相回転Φ1(n)=(n-1)ΔΦ1、Φ2(n)=(n-1)ΔΦ2（ここで、ΔΦ1=0、ΔΦ2=π）を送信信号であるチャープ信号（cp(t)）に送信周期Tr毎に乗算する。ここで、n=1,2,3,4,…であり、チャープ信号の送信回数を表すインデックスである。
　この場合、図２の（ｂ）に示すように、複数の送信アンテナTx#1及びTx#2のそれぞれにドップラ周波数領域が予め割り当てられる。例えば、Tx#1のドップラ周波数fd1の領域（例えば、「ドップラ分割領域」とも呼ぶ）には、-1/(4Tr)≦fd1＜1/(4Tr)が割り当てられ、Tx#2のドップラ周波数fd2の領域には、-1/(2Tr)≦fd2＜-1/(4Tr)、及び、1/(4Tr)≦fd2＜-1/(2Tr)が割り当てられる。
　ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダは、例えば、各送信アンテナからの送信信号が物標に反射した信号を受信し、ドップラ周波数軸上でフィルタリング処理することにより、送信信号を分離して受信する。例えば、図２の（ｂ）において、ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダは、送信アンテナTx#1からの送信信号が物標に反射した信号を、ドップラ周波数軸上の-1/(4Tr)≦fd1＜1/(4Tr)の範囲をフィルタリング処理して抽出することにより、分離受信する。同様に、ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダは、送信アンテナTx#2からの送信信号が物標に反射した信号を、ドップラ周波数軸上の-1/(2Tr)≦fd2＜-1/(4Tr)及び1/(4Tr)≦fd2＜-1/(2Tr)の範囲をフィルタリング処理して抽出することにより、分離受信する。
　このように、ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダでは、各送信アンテナからの送信信号に対応する反射波信号は、それぞれ±1/(2Tr×Nt)のドップラ周波数範囲内に含まれることを想定して受信処理されるため、時分割多重送信を行う場合と同様のドップラ周波数範囲となる。例えば、ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダでは、送信アンテナ数Ntが増大するほど、折り返し無しでドップラ周波数を検出可能なドップラ周波数範囲は狭くなりやすい。
　また、ドップラ多重送信を用いる偏波MIMOレーダにおいても、上述したドップラ多重送信を用いるMIMOレーダと同様、送信アンテナ数Ntが増大するほど、折り返し無しでドップラ周波数を検出可能なドップラ周波数範囲が狭くなりやすい。
　［不等間隔ドップラ多重送信について］
　上述した時分割多重送信又はドップラ多重送信は、割り当てた送信時間又はドップラ周波数領域を用いて、複数の送信アンテナからの送信信号に対応する反射波を分離できる。その一方で、時分割多重送信及びドップラ多重送信では、送信アンテナ数が増加すると、ドップラ周波数の検出範囲が狭まりやすい。例えば、時分割多重及びドップラ多重分割では、検出可能なドップラ周波数範囲は、-1/(2Nt×Tr)≦fd＜1/(2Nt×Tr)となり、送信アンテナ数に反比例してドップラ周波数の検出範囲が狭まる。ここで、Ntは送信アンテナ数である。
　例えば，ドップラ多重送信においてドップラ周波数の検出範囲を拡大する方法として、特許文献６、特許文献７が開示されている。特許文献７(例えば、図４)には、以下の方法が開示されている。例えば、折り返し無しでドップラ周波数を検出可能なドップラ周波数範囲±1/(2Tr)を、(Nt+1）個に等分割したドップラシフト量（又は、ドップラ周波数領域）のうち、Nt個のドップラシフト量がNt個の送信信号に割り当てられ、Nt個の送信アンテナから送信信号が同時に送信される。
　このようなドップラ多重送信では、(Nt+1)個に等分割されるドップラシフト量のうち一部が送信信号に割り当てられない。このため、ドップラ周波数領域において、ドップラ多重される送信信号に付与されるドップラシフト量の各間隔（以下、「ドップラ多重間隔」とも呼ぶ）は、不等間隔となる。以下、このようなドップラ多重送信を「不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM）」と呼ぶ。
　図３は、レーダ送信波（例えば、チャープ信号）を送信周期Tr毎に送出する場合に、Nt=2の送信アンテナを用いて、ドップラ多重間隔の単位をΔfd=1/(3Tr)とした場合の不等間隔ドップラ多重送信を用いたドップラ多重信号の割り当て例を示す。
　図３において、送信アンテナTx#1及びTx#2に対して割り当てられる送信ドップラシフト量は、それぞれΔfd1=0、Δfd2=1/(3Tr)[Hz]である。例えば、n番目の送信周期毎に送信アンテナTx#1に送信ドップラシフト量Δfd1を付与するため、位相回転Φ1(n)=ΔΦ1×(n-1)がレーダ送信波（チャープ信号）に付与される。同様に、例えば、n番目の送信周期毎に送信アンテナTx#2に送信ドップラシフト量Δfd2を付与するため、位相回転Φ2(n)=ΔΦ2×(n-1)がレーダ送信波（チャープ信号）に付与される。なお、位相回転Φ3(n)=ΔΦ3×(n-1)に対応するドップラシフト量Δfd3に対する送信アンテナの割り当てはない。
　ここで、図３は、Δfd1=0、Δfd2=1/(3Tr)であり、ΔΦ1=0、ΔΦ2=2π×Δfd×Tr＝2π/3である場合の送信アンテナTx#1及びTx#2に対して割り当てられる送信ドップラ周波数を示す。図３において、Δfd3=2/(3Tr)とし、ΔΦ3=2π×2Δfd×Tr=4π/3(又は、-2π/3)とした場合の送信ドップラ周波数を「×」印で表す。図３に示すように、ドップラシフト量Δfd3に対する送信アンテナの割り当てはない。
　なお、位相回転Φnは、-π≦ΔΦn＜πとして表記してもよい。例えば、ΔΦ3=-2π/3として表記してもよい。以降同様である。
　例えば、図３に示すように、Tx#1及びTx#2に対するドップラ多重間隔がΔfd=1/(3Tr)であり、観測可能なドップラ周波数の範囲（領域）が-1/(2Tr)≦fd＜1/Trであり、この範囲外のドップラ周波数を含む場合について考慮する。例えば、Tx#1又はTx#2のドップラ多重信号の受信ドップラ周波数が1/(2Tr)を超える場合、又は、-1/(2Tr)より小さい場合、図３に示すように、Tx#1及びTx#2に対するドップラ多重間隔は、Δfalias=1/Tr-Δfd=2/3Trとなる。以下では、「ドップラ多重間隔」又は「ドップラシフト間隔」と記載する場合、Δfdに加え、Δfaliasを含む。
　次に、不等間隔ドップラ多重送信を用いる場合のドップラ多重信号の分離受信処理の例について説明する。
　不等間隔ドップラ多重送信を用いる場合のドップラ多重信号の分離受信処理では、例えば、レーダ反射波の受信信号に対するドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）のために、以下の性質を利用する。
　例えば、フーリエ周波数解析を適用した出力において、Nt+1個に等分割されるドップラシフト量のうち、送信信号が割り当てられないドップラシフト量に相当するドップラ周波数の受信電力レベルは、送信信号が割り当てられるドップラシフト量に相当するドップラ周波数の受信電力レベルよりも十分に低い（例えば、ノイズレベル程度に十分低い）。
　不等間隔ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダは、この性質を利用して、物標からの反射波の受信ドップラ周波数の推定、及び、送信アンテナの分離処理を行う。
　例えば、物標からの反射波の受信ドップラ周波数を「fdtarget」とする。この場合、レーダ反射波受信信号に対して、ドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）のためにフーリエ周波数解析を適用した出力において、fdtarget+Δfd1及びfdtarget+Δfd2となるドップラ周波数の受信レベルは高く（例えば、閾値以上に）観測される。その一方で、ドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）のためにフーリエ周波数解析を適用した出力において、fdtarget+Δfd3となるドップラ周波数の受信レベルは、fdtarget+Δfd1及びfdtarget+Δfd2となるドップラ周波数の受信レベルと比較して、ノイズレベル程度に十分低く観測される。
　なお、ドップラ周波数検出（例えば、相対速度検出）のためにフーリエ周波数解析を適用した出力は、-1/(2Tr)≦fd ＜1/(2Tr)の範囲において観測されるため、この範囲を超える場合、フーリエ周波数解析を適用した出力は、-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)で折り返した信号として観測される。
　物標からの反射波の受信ドップラ周波数fdtargetが、-1/(2Tr)≦fdtarget ＜ 1/(2Tr)の範囲内であれば、上述した関係性を満たす受信ドップラ周波数は、-1/(2Tr)≦fdtarget ＜ 1/(2Tr)の範囲で一意となるため、不等間隔ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダは、この範囲内において曖昧性なく物標のドップラ周波数fdtargetを決定できる。不等間隔ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダは、例えば、物標に対応するドップラ周波数fdtargetを決定した場合、送信アンテナ毎の受信ドップラ周波数を決定でき、ドップラ多重信号の分離受信が可能となる。
　このようなドップラ多重信号の分離受信処理により、不等間隔ドップラ多重送信を用いるMIMOレーダは、例えば、ドップラ周波数範囲±1/(2Tr)においてレーダ反射波のドップラ周波数の推定が可能となる。不等間隔ドップラ多重送信により、検出可能なドップラ周波数範囲を±1/(2Tr)にまで拡大する。例えば、不等間隔ドップラ多重送信により、特許文献３の方法と比較して、検出可能なドップラ周波数範囲はNt倍に拡大される。
　［偏波MIMOレーダへの不等間隔ドップラ多重送信の適用について］
　上述したように、不等間隔ドップラ多重では、例えば、等間隔のドップラ多重と異なり、一部のドップラ周波数領域が送信信号に割り当てられず、MIMOレーダは、物標からの反射波の受信ドップラ周波数の受信電力に基づいて、物標のドップラ周波数を推定するドップラ多重信号の分離処理を行う。
　このため、偏波MIMOレーダに、不等間隔ドップラ多重を適用する場合には、以下のことが想定され得る。
　偏波MIMOレーダでは、例えば、送受信アンテナの偏波に依存して、反射波の受信レベルが大きく変動する現象が発生し得る。偏波MIMOレーダにおいて、異なる偏波の送信アンテナを用いる場合、或る偏波の送信アンテナからの反射波受信レベルに対し、別の偏波の送信アンテナからの反射波受信レベルが大きく減衰する場合がある。そのため、偏波MIMOレーダにおいて、不等間隔ドップラ多重を用いて多重送信する場合、異なる偏波の送信アンテナ間における反射波受信レベルの差が大きいと、不等間隔ドップラ多重によるドップラ多重分離が困難となり得る。ドップラ多重分離が困難になると、MIMOレーダにおける物標の検出性能の劣化、あるいは、ドップラ多重分離を誤り、ドップラ誤推定又は測角性能の劣化が発生し得る。
　以下、不等間隔ドップラ多重を適用する偏波MIMOレーダにおいてドップラ多重分離が困難となる例について説明する。
　ここでは、一例として、左旋円偏波(以下、「LC」とも表す)及び右旋円偏波(以下、「RC」とも表す)の両方の偏波毎に、各２個の送信アンテナを用いてMIMOレーダを構成(各々LC-2Tx及びRC-2Txと表記)する場合（例えば、送信アンテナ数Nt=4)について説明する。例えば、左旋円偏波に対応する偏波アンテナを「LC偏波アンテナ」（例えば、LC偏波送信アンテナ、又は、LC偏波受信アンテナ）と呼び、右旋円偏波に対応する偏波アンテナを「RC偏波アンテナ」（例えば、RC偏波送信アンテナ、又は、RC偏波受信アンテナ）と呼ぶ。
　例えば、MIMOレーダが１回反射波（物体での反射が１回である反射波）を、LC偏波受信アンテナを用いて受信する場合について説明する。この場合、RC偏波送信アンテナからの送信信号に対応する反射波信号（例えば、「RC偏波送信アンテナに対応する受信信号」とも呼ぶ）はRC偏波としての受信信号となり、RC偏波送信アンテナに対応する受信信号をLC偏波受信アンテナで受信する場合は、交差偏波での受信となる。このため、RC偏波送信アンテナに対応する受信信号のLC偏波受信アンテナでの受信レベルは、LC偏波送信アンテナからの送信信号に対応する反射波信号（例えば、「LC偏波送信アンテナに対応する受信信号」とも呼ぶ）の受信レベルと比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となる。例えば、RC偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルは、受信品質（例えば、Signal to Noise Ratio（SNR））によっては、ノイズレベル以下となり、MIMOレーダにおいてドップラ周波数ピーク検出も困難になり得る。
　図４は、偏波MIMOレーダにおいてドップラ多重送信される信号の例を示す図である。図４において、LC偏波送信アンテナに割り当てられる信号を「L」で表し、RC偏波送信アンテナに割り当てられる信号を「R」で表す。
　例えば、図４の（ａ）に示すようにドップラ多重信号が割り当てられる場合、LC偏波受信アンテナが１回反射波を受信する場合、図４の（ｂ）に示すように、LC偏波送信アンテナに対応する受信信号（L）と比較して、RC偏波送信アンテナに対応する受信信号（R）の受信レベルが小さくなる場合があり得る。
　また、例えば、MIMOレーダが２回反射波（物体での反射が２回である反射波）を、LC偏波受信アンテナを用いて受信する場合について説明する。この場合、LC偏波受信アンテナで受信される、LC偏波送信アンテナに対応する受信信号は、２回反射であるために、LC偏波からRC偏波としての受信信号となり、LC偏波受信アンテナで受信される場合は、交差偏波での受信となるため、LC偏波送信アンテナに対応する受信信号のレベルは、RC偏波送信アンテナに対応する受信信号と比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となる。例えば、LC偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルは、受信品質（SNR）によっては、ノイズレベル以下となり、MIMOレーダにおいてドップラ周波数ピーク検出も困難になり得る。
　例えば、図４の（ａ）に示すようにドップラ多重信号が割り当てられる場合、LC偏波受信アンテナが２回反射波を受信する場合、図４の（ｃ）に示すように、RC偏波送信アンテナに対応する受信信号（R）と比較して、LC偏波送信アンテナに対応する受信信号（L）の受信レベルが小さくなる場合があり得る。
　ここで、MIMOレーダは、反射回数が事前に不明な場合、例えば、図４の（ｂ）又は（ｃ）に示す受信レベルに基づいて、RC偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下したか、LC偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下したかを判別することは困難である。また、例えば、MIMOレーダは、図４の（ｂ）又は（ｃ）に示す受信レベルに基づいて、検出されるドップラ周波数のピークが、不等間隔ドップラ多重送信に用いる何れの送信アンテナに対応する信号であるかを判別することは困難である。このため、MIMOレーダは、ドップラ多重信号の分離が困難となり、物標からの反射波（例えば、「物標反射波」と呼ぶ）のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)の範囲で確定することが困難となる。
　同様に、図４の（ｄ）に示すようにドップラ多重信号が割り当てられる場合、MIMOレーダが１回反射波を、LC偏波受信アンテナを用いて受信する場合、図４の（ｅ）に示すように、RC偏波送信アンテナに対応する受信信号（R）はRC偏波であるため、受信レベルが、LC偏波であるLC偏波送信アンテナに対応する受信信号（L）と比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となる。
　また、MIMOレーダが２回反射波を、LC偏波受信アンテナを用いて受信する場合、図４の（ｆ）に示すように、LC偏波送信アンテナに対応する受信信号（L）はRC偏波であるため、受信レベルは、LC偏波であるRC偏波送信アンテナに対応する受信信号（R）と比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となる。
　図４の（ｅ）及び（ｆ）において、受信レベルが低下する受信信号は、受信品質（SNR）によっては、ノイズレベル以下となり、MIMOレーダにおいてドップラ周波数ピーク検出も困難になり得る。また、MIMOレーダは、例えば、図４の（ｅ）又は（ｆ）に示す受信レベルに基づいて、RC偏波送信アンテナからの送信信号の受信レベルが低下したか、LC偏波送信アンテナからの送信信号の受信レベルが低下したかを判別することは困難である。このため、MIMOレーダは、ドップラ多重信号の分離が困難となり、物標反射波のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd ＜1/(2Tr)の範囲で確定することが困難となる。
　このように、不等間隔ドップラ多重では、図４の（ａ）のように、各送信アンテナの受信レベルが同程度であり、ドップラ多重されないドップラ多重間隔（×印）の受信レベルがノイズレベル程度に十分に低いことを前提に、ドップラ多重分離処理が行われる。不等間隔ドップラ多重を用いる偏波MIMOレーダでは、図４の（ｂ）、（ｃ）、（ｅ）又は（ｆ）のように、不等間隔ドップラ多重の分離処理での前提が崩れる場合があり、ドップラ多重分離処理を誤る可能性がある。
　本開示の非限定的な実施例では、不等間隔ドップラ多重送信を用いた偏波MIMOレーダの検出性能を向上する方法について説明する。
　なお、ここでは、左旋円偏波(LC)及び右旋円偏波(RC)の両方の偏波毎に２個の送信アンテナを用いてMIMOレーダを構成する場合（例えば、送信アンテナ数Nt=4)の例について説明したが、偏波MIMOレーダにおいて用いる偏波はこれらに限定されない。
　例えば、偏波MIMOレーダにおいて、直交関係となる異なる直線偏波が適用されてもよい。例えば、左旋円偏波(LC)の代わりに垂直偏波を適用し、右旋円偏波(RC)の代わりに水平偏波を適用するように、直線で互いに直交偏波となる関係の偏波が適用されてもよい。このような垂直偏波及び水平偏波の送信アンテナを用いてレーダ送信波が送信される場合、レーダ送信波が物標において反射する際の入射角が、ブリュースター角に近いほど、垂直偏波及び水平偏波の何れか一方の偏波の反射波は、他方の偏波と比較して弱い反射波受信レベルとなり得る。MIMOレーダにおいて、例えば、このような反射波が、垂直偏波又は水平偏波の何れかに対応する偏波受信アンテナを用いて受信される場合、垂直偏波及び水平偏波の何れか一方の偏波送信アンテナに対応する受信信号は、交差偏波での受信となり、他方の偏波送信アンテナに対応する受信信号と比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となり得る。受信レベルが低下する受信信号は、受信品質（SNR）によっては、ノイズレベル以下となり、MIMOレーダにおいてドップラ周波数ピーク検出も困難になり得る。
　例えば、左旋円偏波(LC)の代わりに垂直偏波を適用し、右旋円偏波(RC)の代わりに水平偏波を適用した場合に、図４の（ａ）のようにドップラ多重信号を割り当てた場合、図４の（ｂ）又は図４の（ｃ）のような受信信号となり得る。また、例えば、左旋円偏波(LC)の代わりに垂直偏波を適用し、右旋円偏波(RC)の代わりに水平偏波を適用した場合に、図４の（ｄ）のようにドップラ多重信号を割り当てた場合、図４の（ｅ）又は図４の（ｆ）のような受信信号となり得る。
　垂直偏波及び水平偏波の送信アンテナを用いる場合でも、MIMOレーダは、例えば、図４の（ｂ）、（ｃ）、（ｅ）又は（ｆ）に示す受信レベルに基づいて、水平偏波送信アンテナからの送信信号の受信レベルが低下したか、垂直偏波送信アンテナからの送信信号の受信レベルが低下したかを判別することは困難である。このため、例えば、MIMOレーダは、ドップラ多重信号の分離が困難となり、物標反射波のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd ＜1/(2Tr)の範囲で確定することが困難となる。
　以下、本開示の一実施例に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
　以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから同時に多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成（例えば、MIMOレーダ構成）について説明する。
　また、以下では、一例として、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式（例えば、チャープパルス送信（fast chirp modulation）とも呼ぶ）の構成について説明する。ただし、変調方式は、周波数変調に限定されない。例えば、本開示の一実施例は、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いたレーダ方式についても適用可能である。
　また、レーダ装置は、例えば、ドップラ多重送信（例えば、不等間隔ドップラ多重送信）を行う。また、レーダ装置は、例えば、偏波アンテナを備えてよい。
　［レーダ装置の構成］
　図５のレーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、を有する。
　レーダ送信部１００は、レーダ信号（レーダ送信信号）を生成し、複数の送信アンテナ（例えば、Nt個）によって構成される送信アンテナ部１０５を用いて、レーダ送信信号を規定された送信周期（例えば、「レーダ送信周期」と呼ぶ）にて送信する。
　レーダ受信部２００は、物標（ターゲット。図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナを含む受信アンテナ部２０２を用いて受信する。レーダ受信部２００は、受信アンテナ部２０２の各受信アンテナにおいて受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来距離、ドップラ周波数（例えば相対速度）、及び到来方向の推定を行い、推定結果に関する情報（例えば、測位情報）を出力する。
　なお、レーダ装置１０は、例えば、車両といった移動体に搭載されてよく、測位出力部３００からの測位出力（例えば、推定結果に関する情報）は、例えば、衝突安全性を高める先進運転支援システム（ADAS：Advanced Driver Assistance System）又は自動運転システムといった制御装置ECU（Electronic Control Unit）（図示なし）に接続され、車両駆動制御又は警報発呼制御に利用されてもよい。
　また、レーダ装置１０は、例えば、路側の電柱又は信号機といった比較的高所の構造物（図示なし）に取り付けられてよい。また、レーダ装置１０は、例えば、通行する車両又は歩行者の安全性を高める支援システム又は不審者の侵入防止システム（図示なし）におけるセンサとして利用されてもよい。また、レーダ受信部２００の測位出力は、例えば、安全性を高める支援システム又は不審者侵入防止システムにおける制御装置（図示なし）に接続され、警報発呼制御又は異常検出制御に利用されてもよい。なお、レーダ装置１０の用途はこれらに限定されず、他の用途に利用されてもよい。
　また、物標はレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石などを含む。
　［レーダ送信部１００の構成］
　レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、ドップラシフト部１０４と、送信アンテナ部１０５と、を有する。
　レーダ送信信号生成部１０１は、レーダ送信信号を生成する。レーダ送信信号生成部１０１は、例えば、変調信号発生部１０２及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発信器）１０３を有する。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。
　変調信号発生部１０２は、例えば、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。
　ＶＣＯ１０３は、変調信号発生部１０２から入力される変調信号に基づいて、例えば、図６に示すようなレーダ送信信号（レーダ送信波）として、周波数変調信号（以下、例えば、周波数チャープ信号又はチャープ信号と呼ぶ）をドップラシフト部１０４、及び、レーダ受信部２００（後述するミキサ部２０４）へ出力する。
　なお、以下では、変調信号発生部１０２は、１回のレーダ測位につき、チャープ信号を、送信周期Tr毎にNc回送信するように、変調信号を発生する。ＶＣＯ１０３は、変調信号発生部１０２の動作に基づいて、チャープ信号を送信周期Tr毎にNc回出力する。
　レーダ装置１０は、例えば、複数回のレーダ測位を行うことにより、物標位置の時間変動を検出してよい。
　また、以下では、Nc回の送信周期Trのうち、それぞれの送信周期をインデックス「m」で表す。ここで、m=1～Ncである。
　図７は、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号の例を示す。
　図７に示すように、チャープ信号に関する変調パラメータには、例えば、中心周波数fc、周波数掃引帯域幅Bw、掃引開始周波数fcstart、掃引終了周波数fcend、周波数掃引時間Tsw、及び、周波数掃引変化率Dmが含まれてよい。なお、Dm=Bw/Tswである。また、Bw=fcend-fcstart及びfc=(fcstart+fcend)/2である。
　また、周波数掃引時間Tswは、例えば、後述するレーダ受信部２００のAD変換部２０７におけるA/Dサンプルデータを取り込む時間範囲（又は、レンジゲートと呼ぶ）に対応する。周波数掃引時間Tswは、例えば、図７の（ａ）に示すようにチャープ信号の全体の区間に設定されてもよく、図７の（ｂ）に示すように、チャープ信号の一部の区間に設定されてもよい。
　なお、図６及び図７では、変調周波数が時間の経過とともに徐々に高くなるアップチャープの波形の例を示すが、これに限定されず、変調周波数が時間の経過とともに徐々に低くなるダウンチャープが適用されてもよい。変調周波数がアップチャープ及びダウンチャープの何れであるかに依らず同様な効果を得ることができる。
　レーダ送信信号生成部１０１から出力されるチャープ信号は、Nt個のドップラシフト部１０４にそれぞれ入力される。また、チャープ信号は、レーダ受信部２００の各ミキサ部２０４にもそれぞれ入力される。
　第ｎ番目のドップラシフト部１０４は、例えば、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して規定のドップラシフト量DOPｎを付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φn(m)を付与する。第ｎ番目のドップラシフト部１０４は、位相回転Φn(m)が付与されたチャープ信号を、送信アンテナ部１０５の第ｎ番目の送信アンテナ（例えば、Tx#n）に出力する。ここで、n=1～Ntである。
　送信アンテナ部１０５は、Nt個の送信アンテナTx#1～Tx#Ntを含んでよい。送信アンテナTx#1～Tx#Ntは、少なくとも２種類の異なる偏波の送信アンテナ（偏波送信アンテナ）を含み、偏波レーダ（Polarimetoric radar）を構成してよい。例えば、ドップラシフト部１０４は、送信アンテナ部１０５における異なる偏波の送信アンテナの構成に基づいて、チャープ信号が送信される送信アンテナ毎に、異なるドップラシフト量を付与する位相回転Φn(m)をチャープ信号に付与して、送信アンテナ部１０５に出力してよい。これにより、異なる偏波の送信アンテナに対応する受信信号間において受信レベルが大きく異なる場合（例えば、受信レベル差が閾値以上の場合）でも、レーダ装置１０は、ドップラ多重信号の分離を可能とし、測位性能及びレーダ検出性能の劣化を低減できる（動作例については後述する）。
　Nt個のドップラシフト部１０４からの出力は、規定された送信電力に増幅後に、送信アンテナ部１０５の各送信アンテナTx#1～Tx#Ntから空間に放射される。
　［レーダ受信部２００の構成］
　図５において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナRx#1～Rx#Naを含む受信アンテナ部２０２を備える。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、CFAR（Constant False Alarm Rate）部２１０と、ドップラ多重分離部２１１と、方向推定部２１２と、を有する。
　受信アンテナ部２０２の受信アンテナRx#1～RxNaは、物標（ターゲット）で反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
　各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０６とを有する。
　Na個の受信アンテナRx#1～Rx#Naにおいて受信された各信号は、それぞれNa個の受信無線部２０３に出力される。また、Na個の受信無線部２０３からの出力信号は、それぞれNa個の信号処理部２０６に出力される。
　受信無線部２０３は、ミキサ部２０４と、ＬＰＦ（low pass filter）２０５と、を有する。ミキサ部２０４は、受信した反射波信号と、レーダ送信信号生成部１０１から入力される、送信信号であるチャープ信号とのミキシングを行う。受信無線部２０３は、例えば、ミキサ部２０４の出力にＬＰＦ２０５を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が出力される。例えば、図８に示すように、送信信号（レーダ送信波）である送信チャープ信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信信号（レーダ反射波）である受信チャープ信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。
　各アンテナ系統処理部２０１－ｚ（ただし、z＝1～Naの何れか）の信号処理部２０６は、ＡＤ変換部２０７と、ビート周波数解析部２０８と、ドップラ解析部２０９と、を有する。
　ＬＰＦ２０５から出力された信号（例えば、ビート信号）は、信号処理部２０６において、ＡＤ変換部２０７によって、離散的にサンプリングされた離散サンプルデータに変換される。
　ビート周波数解析部２０８は、送信周期Tr毎に、規定された時間範囲（レンジゲート）において得られたNdata個の離散サンプルデータを周波数解析処理（例えば、FFT処理）する。これにより、信号処理部２０６では、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、FFT処理の際、ビート周波数解析部２０８は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数のピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
　なお、Ndataが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズ（FFTサイズ）としてFFT処理が可能である。このような場合、ゼロ埋めしたデータを含めたデータサイズをNdataと見なすことにより、上記同様に扱ってよい。
　ここで、第m番目のチャープパルス送信によって得られる第z番目の信号処理部２０６におけるビート周波数解析部２０８から出力されるビート周波数応答を「RFTｚ（fb, m）」で表す。ここで、fbはビート周波数インデックスを表し、FFTのインデックス（ビン番号）に対応する。例えば、fb＝0,～,(Ndata/2)-1であり、z＝1～Naであり、m＝1～NCである。ビート周波数インデックスfbが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（例えば、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。
　また、ビート周波数インデックスfbは、次式(1)を用いて距離情報R(fb)に変換できる。そのため、以下では、ビート周波数インデックスfbを「距離インデックスfb」と呼ぶ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Bwは、チャープ信号におけるレンジゲート内での周波数変調帯域幅を表し、C0は光速度を表す。また、式(1)において、C0/(2Bw)は、距離分解能を表す。
　第ｚ番目の信号処理部２０６におけるドップラ解析部２０９は、チャープ信号のNc回の送信周期のデータ（例えば、ビート周波数解析部２０８から入力されるビート周波数応答RFTｚ（fb, 1）、RFTｚ（fb, 2）、～、RFTｚ（fb, Nc））を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。
　例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析部２０９は、次式(2)のようなドップラ解析においてFFT処理を適用できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、FFTサイズはNcであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(2Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は1/（Nc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs= -Nc/2, ～, 0, ～, (Nc/2)－１である。また、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
　以下では、一例として、Ncが２のべき乗値である場合について説明する。なお、Ncが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズ（FFTサイズ）としてFFT処理が可能である。また、ドップラ解析部２０９は、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでドップラ周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
　以上、信号処理部２０６の各構成部における処理について説明した。
　図５において、CFAR部２１０は、第1～第Na番目の信号処理部２０６それぞれのドップラ解析部２０９の出力を用いて、CFAR処理（例えば、適応的な閾値判定）を行う。例えば、CFAR処理において、送信アンテナ部１０５から送出されたレーダ送信信号の反射波受信信号の局所的なピークが選択的に抽出され、適応的な閾値判定が行われてよい。CFAR部２１０は、例えば、局所的なピーク信号を与える距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出し、ドップラ多重分離部２１１に出力する。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、第１～第Ｎａの信号処理部２０６のドップラ解析部２０９の出力、及び、CFAR部２１０の出力を用いて、ドップラ多重を用いて複数の送信アンテナから送出されたレーダ送信信号毎のレーダ反射波受信信号を分離（以下、「ドップラ多重分離」と呼ぶ）する。
　なお、ドップラ多重分離部２１１の動作は、例えば、レーダ送信部１００のドップラシフト部１０４の動作と関連する。同様に、CFAR部２１０の動作は、例えば、ドップラシフト部１０４の動作と関連する。以下では、ドップラシフト部１０４の動作例について説明し、その後、CFAR部２１０の動作例及びドップラ多重分離部２１１の動作例について説明する。
　［レーダ送信部１００におけるドップラシフト部１０４の動作例］
　第１～第Ｎｔのドップラシフト部１０４は、例えば、それぞれに入力されるレーダ送信信号に対して、互いに異なるドップラシフト量DOPｎを付与してドップラ多重送信を行う。
　なお、以下では、レーダ送信信号として、チャープ信号を用いる例について説明する。
　例えば、第ｎ番目のドップラシフト部１０４は、第ｎ番目の送信アンテナTx#nに対して規定のドップラシフト量DOPｎを付与するために、入力されるチャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φｎ(m)を付与して出力する。ここで、ドップラシフト部１０４は、チャープ信号が送信される送信アンテナ毎に異なるドップラシフトを付与する位相回転Φｎ(m)をチャープ信号に付与して出力してよい。ここで、n=1～Ntである。例えば、チャープ信号の送信周期Tr毎に付与する位相回転Φｎ(m)は、Φｎ(m)=2πDOPｎ×Trを用いて設定されてよい。
　例えば、送信アンテナ部１０５の送信アンテナTx#１～Tx#Ntは、少なくとも２種類の異なる偏波の送信アンテナを含み、偏波レーダ（Polarimetoric radar）を構成する。例えば、送信アンテナTx#1～Tx#Ntは、異なる偏波として互いに直交偏波となる関係の送信アンテナを含んでよい。また、複数の偏波のうち少なくとも一つの偏波の送信アンテナは複数個あってよく、他の偏波の送信アンテナは少なくとも一つあってよい。
　レーダ装置１０は、例えば、異なる偏波の送信アンテナを含むNt個の送信アンテナTx#1～Tx#Ntを用いる偏波MIMOレーダでよい。レーダ装置１０は、例えば、Nt個の送信アンテナTx#1～Tx#Ntを用いて不等間隔ドップラ多重送信してよい。
　また、レーダ装置１０は、例えば、以下の条件１及び条件２を満たすドップラ多重送信を用いて、Nt個の送信アンテナTx#1～Tx#Ntからレーダ送信信号を同時多重送信してよい。
　なお、以下の説明では、偏波レーダにおいて用いる複数の偏波のうち、第１の偏波を「PL1偏波」と記載し、第２の偏波を「PL2偏波」と記載する。また、例えば、第qの偏波を「PLq偏波」と記載する。例えば、直交偏波となる関係の異なる偏波の組み合わせとしては、PL1偏波及びPL2偏波として、右旋円偏波と左旋円偏波、水平偏波と垂直偏波、又は、右斜め４５°偏波と左斜め４５°偏波を用いてよい。
　また、送信アンテナ数Nt≧3とする。例えば、ドップラ多重数NDDM≧3とする。
　また、送信アンテナ部１０５において、PL1偏波に対応する送信アンテナ（例えば、「PL1偏波送信アンテナ」と呼ぶ）の数をNPL1とし、PL2偏波に対応する送信アンテナ（例えば、「PL2偏波送信アンテナ」と呼ぶ）の数をNPL2とする。この場合、NPL1+NPL2=Ntとなる。
　＜条件１＞
　PL1偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重（ただし、NPL1≧2の場合に考慮し、NPL1=1では考慮不要）、
　PL2偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重（ただし、NPL2≧2の場合に考慮し、NPL2=1では考慮不要）
　となるようにPL1偏波及びPL2偏波のそれぞれにドップラ多重信号が割り当てられる。
　＜条件２＞
　PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラ多重信号間において、下記の何れか一つの条件を満たす。
　(1)異なるドップラシフト間隔を含む。
　(2)偏波毎のドップラ多重数（＝送信アンテナ数）が異なる（NPL1≠NPL2）。
　(3)NPL1 ≧3、NPL2 ≧3の場合に、偏波毎のドップラシフト間隔において、同一のドップラシフト間隔を含む場合に、ドップラシフト間隔の順序が異なる。
　例えば、条件１では、ドップラ周波数軸上で、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔は不等間隔に設定される。同様に、条件１では、ドップラ周波数軸上で、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔は不等間隔に設定される。
　また、例えば、条件２の(1)では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔、またはドップラ多重間隔）には、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔と異なる間隔が含まれてよい。条件２の(1)の例として、PL1偏波及びPL2偏波のそれぞれに割り当てられるドップラ多重信号間において、最大ドップラシフト間隔が異なるケース、最小ドップラシフト間隔が異なるケース、又は、最大でも最小でもないドップラシフト間隔が異なるケースが挙げられる。
　また、条件２の(2)の例として、PL1偏波送信アンテナあるいはPL2偏波送信アンテナの何れかが１個となりSIMO（Single-Input Multiple Output）レーダ構成となるケース（NPL1=1及びNPL2≧2の場合、又は、NPL1≧2及びNPL2=1の場合）と、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナが２個以上で、それぞれの各偏波送信アンテナでMIMOレーダ構成となるケース（NPL1≧2及びNPL2≧2の場合）が挙げられる。
　また、例えば、条件２の(3)では、PL1偏波送信アンテナとPL2偏波送信アンテナとで、割り当てられるドップラシフト量の各間隔の値（例えば、ドップラシフト間隔の組み合わせ）が同一であり、ドップラ周波数範囲において、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔の順序と、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔の順序とが異なる。
　例えば、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の間隔をドップラ周波数軸の小さい方から順に並べた配列（例えば、第１の配列）に含まれる各間隔の組み合わせと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の間隔をドップラ周波数軸の小さい方から順に並べた配列（例えば、第２の配列）に含まれる各間隔の組み合わせとが一致し、かつ、第１の配列と第２の配列とは、円順列において異なる配列である。
　条件２の(3)を満たす場合、PL1偏波アンテナのドップラシフト間隔、及び、PL2偏波アンテナのドップラシフト間隔は、何れか一方をドップラ周波数領域において巡回シフトしても一致しない。
　このように、偏波レーダであるレーダ装置１０による不等間隔ドップラ多重送信では、ドップラ解析対象のドップラ周波数範囲において、送信アンテナ部１０５に含まれる複数の送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔は不等間隔である。また、例えば、送信アンテナ部１０５に含まれる複数の送信アンテナのうち、複数の偏波のそれぞれに対応する送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔が不等間隔である（条件１）。また、例えば、ドップラ解析対象のドップラ周波数範囲において、PL1偏波送信アンテナとPL2偏波送信アンテナとで、割り当てられるドップラシフト量のパターン（例えば、ドップラシフト量の間隔、又は、送信アンテナ数（ドップラ多重数）、ドップラシフト量の間隔のドップラ周波数軸上での順序に関するパターン）が異なる（条件２）。
　これにより、異なる偏波の送信アンテナからの受信信号間において、反射波の受信電力レベルが大きく異なる場合でも、レーダ装置１０は、ドップラ多重信号の分離を可能とし、測位性能及びレーダ検出性能の劣化を抑制できる。
　なお、ドップラ解析部２０９が送信周期Trで距離インデックス毎のビート周波数解析部２０８の出力をドップラ周波数解析することから、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しないドップラ周波数fdの範囲は-1/(2Tr) ≦fd ＜1/(2Tr)であり、この範囲を超えるドップラ周波数であっても、観測されるドップラ周波数fdの範囲は-1/(2Tr) ≦　fd＜1/(2Tr)となる。
　例えば、ドップラシフト部１０４が-1/(2Tr)≦fd ＜1/(2Tr)の範囲内においてドップラシフト量を付与する場合、Nt個の送信アンテナ（＝ドップラ多重数）に対する最大のドップラシフト間隔はΔfdmax=1/(TrNt)=1/(TrNDM)となる。ドップラシフト部１０４は、例えば、ドップラシフト間隔を、Δfdmaxよりも小さい間隔で設定してよい。このようなドップラシフト量を与える位相回転φは、例えば、-π≦φ<πの範囲で設定可能である。
　なお、以下のドップラシフト部１０４の動作に関する説明において、-π≦φ<πの範囲を超える位相回転φ０が付与される場合、-πからπの範囲で同位相となる位相回転φ０＋2παが付与されてよい。ここで、αは、-π≦φ０＋2πα<πとなる整数値である。
　また、ドップラシフト部１０４が設定するドップラ多重信号に付与するドップラ多重間隔は、例えば、次式(3)に示すΔfdを単位に設定されてよい。ここで、δ＞０で、δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。δを正の整数とすることで、後述するCFAR部２１０における処理を簡易化する効果が得られる。なお、以下では、δを正の整数の場合を示すが、これに限定されず、正の実数を用いてもよい。
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　また、式(3)において、δをδ＞１となる正の整数とする場合、ドップラ多重信号が割り当てられないドップラシフト量（例えば、以下のドップラシフト量の設定例において用いる図における「×」印で示すドップラシフト量）が複数ある。この場合、例えば、それらのドップラシフト量が等間隔にならないドップラ多重信号の割り当てにより、レーダ装置１０が検出可能なドップラ周波数範囲fdを-1/(2Tr)≦fd＜1/(2Tr)の範囲に設定できる。
　以下、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト量の設定例について説明する。
　＜ドップラシフト量の設定例１＞
　図９は、送信アンテナ数Nt=3、NPL1=2、NPL2=1の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図９において、Tx#1及びTx#2はPL1偏波送信アンテナであり、Tx#3はPL2偏波送信アンテナである。
　なお、ドップラシフト量の設定例１では、図９に示すように、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd=1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(4Tr)とし、δ=1を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図９に示す例では、第１～第３のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１、１０４－２及び１０４－３）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=2πDOP1×Tr=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-1/(4Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=2πDOP2×Tr=-π(m-1)/2を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=0を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=2πDOP3×Tr=0を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図９において、各送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#3に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラ多重間隔）のパターンは、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 3)=Δfd、Δfd(3,1)=2Δfdである。よって、図９において送信アンテナ数Nt=3の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)≠Δfd(3,1)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図９において、送信アンテナのうち、PL1偏波となる送信アンテナTx#1、Tx#2間のドップラシフト間隔は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 1)=3Δfdである。よって、PL1偏波アンテナ数NPL1=2の各PL1偏波アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(1, 2)≠Δfd(2, 1)）、PL1偏波アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図９において、送信アンテナのうち、PL2偏波となる送信アンテナ数Tx#3は、NPL2=1であるため、PL2偏波アンテナによるSIMOレーダ構成であり、ドップラ多重送信となる関係とならないケースであるため、考慮不要である。
　以上より、図９に示す例は、条件１を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図９において、NPL1(=2)≠NPL2(=1)である。例えば、図９に示す例では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンとが異なる。
　よって、図９に示す例は、条件２の(2)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、図１０は、図９に示すドップラシフト量の設定により、PL1偏波を左旋円偏波(LC)とし、PL2偏波を右旋円偏波(RC)とした送信アンテナ部１０５を用いて、受信アンテナ部２０２に、LC偏波（PL1偏波）アンテナを用いる場合のドップラ解析部２０９の出力における受信信号の例を示す。
　図１０は、或る距離インデックスにおける物標反射波のドップラ解析部２０９の出力を示す。例えば、物標反射波には、fdtargetのドップラ周波数が含まれる。したがって、図１０に示すように、レーダ装置１０は、図９に示すドップラシフト量からfdtarget分のドップラシフトを受けた信号を受信する。
　ここで、レーダ送信波が物標に反射した反射波が、多数の散乱波を含む場合あるいは多数の反射回数となる反射波である場合、反射波には、多様な偏波が含まれ得る。このため、レーダ装置１０における受信信号の受信レベルは、異なる偏波送信アンテナ（例えば、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナ）に対応する受信信号間で差が大きくなりにくい。よって、レーダ装置１０は、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号、及び、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号を、ほぼ同程度の受信レベルで受信する。
　例えば、図９に示すドップラシフト量の設定の場合、受信アンテナの偏波（例えば、LC偏波（PL1偏波））に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、図１０の（ａ）のような受信信号が得られる。図１０の（ａ）に示すように、送信アンテナTx#1（PL1偏波）、Tx#2（PL1偏波）及びTx#3（PL2偏波）のそれぞれに対応する受信信号の受信レベルはほぼ同程度である。
　また、例えば、レーダ送信波が物標により正反射（例えば、凹凸の少ない面からの鏡面反射）した反射波をレーダ装置１０が受信する場合（例えば、１回正反射）の受信レベルは、偏波送信アンテナ間で異なり得る。例えば、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）の受信アンテナと同一偏波の信号となる。その一方で、例えば、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）の受信アンテナと交差偏波の信号となる。そのため、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号と比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となり得る。例えば、受信SNRによっては、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、ノイズレベル以下となり、レーダ装置１０では、ドップラ周波数のピーク検出が困難になる。
　例えば、図９に示すドップラシフト量の設定の場合、受信アンテナの偏波（例えば、LC偏波（PL1偏波））に対してRC偏波（PL2偏波）が交差偏波となる、物標反射波を含む場合、図１０の（ｂ）のような受信信号が得られる。図１０の（ｂ）に示すように、送信アンテナTx#3（PL2偏波）に対応する受信信号の受信レベルは、送信アンテナTx#1及びTx#2（PL1偏波）に対応する受信信号の受信レベルと比較して小さくなる。
　また、例えば、レーダ送信波が物標により正反射した反射波が、更に、路面などで正反射した反射波をレーダ装置１０が受信する場合（例えば、２回正反射）の受信レベルは、偏波送信アンテナ間で異なり得る。例えば、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）の受信アンテナと同一偏波の信号となる。その一方で、例えば、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）の受信アンテナと交差偏波の信号となる。そのため、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号と比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となり得る。例えば、受信SNRによっては、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナからの受信信号は、ノイズレベル以下となり、レーダ装置１０では、ドップラ周波数のピーク検出が困難になる。
　例えば、図９に示すドップラシフト量の設定の場合に、受信アンテナの偏波（例えば、LC偏波（PL1偏波））に対してLC偏波（PL1偏波）が交差偏波となる、物標反射波を含む場合、図１０の（ｃ）のような受信信号が得られる。図１０の（ｃ）に示すように、送信アンテナTx#1及びTx#2（PL1偏波）に対応する受信信号の受信レベルは、送信アンテナTx#3（PL2偏波）に対応する受信信号の受信レベルと比較して小さくなる。
　例えば、図１０の（ａ）に示すように、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナ（Tx#3）、及び、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナ（Tx#1及びTx#2）のそれぞれに対応する受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、図１０の（ａ）では、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナ及びLC偏波（PL1偏波）送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#3から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　また、図１０の（ｂ）及び図１０の（ｃ）に示すように、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合（図１０の（ｂ））と、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合（図１０の（ｃ））とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２の(2)を満たすドップラ多重信号）を受信する。例えば、レーダ装置１０は、図１０の（ｂ）では、ドップラシフト間隔Δfd(1, 2)又はΔfd(2, 1)の２つのドップラ周波数成分の信号を受信し、図１０の（ｃ）では、１つのドップラ周波数成分の信号を受信する。
　このように、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ピークの数）に基づいて、PL1偏波(LC偏波)送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波(RC偏波)送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、後述するドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、LC偏波（PL1偏波）のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　また、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナは１アンテナ送信である。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、RC偏波の受信信号に対するドップラ多重信号の分離処理を行わなくてもよい。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd＜1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　＜ドップラシフト量の設定例２＞
　図１１は、送信アンテナ数Nt=4、NPL1=2、NPL2=2の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図１１において、Tx#1及びTx#2はPL1偏波送信アンテナであり、Tx#3及びTx#4はPL2偏波送信アンテナである。
　なお、ドップラシフト量の設定例２では、図１１に示すように、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd=1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(5Tr)とし、δ=1を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図１１に示す例では、第１～第４のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１～１０４－４）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-3/(10Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=-3π(m-1)/5を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=-1/(10Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=-π(m-1)/5を付与して出力する。
　第４のドップラシフト部１０４は、例えば、第４番目の送信アンテナTx#4に対してドップラシフト量DOP4=3/(10Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ4(m)=3π(m-1)/5を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図１１において、各送信アンテナTx#1～Tx#4に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 3)=Δfd、Δfd(3, 4)=2Δfd、Δfd(4, 1)=Δfdである。よって、図１１において送信アンテナ数Nt=4の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)=Δfd(4, 1)≠Δfd(3, 4)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１１において、送信アンテナのうち、PL1偏波となる送信アンテナTx#1、Tx#2間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 1)=4Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナ数NPL1=2の各PL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(1, 2)≠Δfd(2, 1）、PL1偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１１において、送信アンテナのうち、PL2偏波となる送信アンテナTx#3、Tx#4間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(3, 4)=2Δfd、Δfd(4, 3)=3Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナ数NPL2=2の各PL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(3, 4)≠Δfd(4, 3)）、PL2偏波アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　以上より、図１１に示す例は、条件１を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図１１において、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 1)=4Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#4間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(3, 4)=2Δfd、Δfd(4, 3)=3Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2間のドップラシフト量、及び、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#4間のドップラシフト量には、異なるドップラシフト間隔が含まれる。
　例えば、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2間のドップラシフト量の最大DDM間隔はΔfd(2, 1)=4Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#4間のドップラシフト量の最大DDM間隔はΔfd(4, 3)=3Δfdであり、互いに異なる。
　同様に、例えば、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2間のドップラシフト量の最小DDM間隔はΔfd(1, 2)=Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#4間のドップラシフト量の最小DDM間隔はΔfd(3, 4)=2Δfdであり、互いに異なる。
　このように、図１１に示す例では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンとが異なる。
　以上より、図１１に示す例は、条件２の(1)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、図１２は、図１１に示すドップラシフト量の設定により、PL1偏波を左旋円偏波(LC)とし、PL2偏波を右旋円偏波(RC)とした送信アンテナ部１０５を用いて、受信アンテナ部２０２に、LC偏波（PL1偏波）アンテナを用いる場合のドップラ解析部２０９の出力における受信信号の例を示す。
　図１２は、或る距離インデックスにおける物標反射波のドップラ解析部２０９の出力を示す。例えば、物標反射波には、fdtargetのドップラ周波数が含まれる。したがって、図１２に示すように、レーダ装置１０は、図１１に示すドップラシフト量からfdtarget分のドップラシフトを受けた信号を受信する。
　ここで、レーダ送信波が物標に反射した反射波が、多数の散乱波を含む場合あるいは多数の反射回数となる反射波である場合、反射波には、多様な偏波が含まれ得る。このため、レーダ装置１０における受信信号の受信レベルは、異なる偏波送信アンテナ（例えば、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナ）に対応する受信信号間で差が大きくなりにくい。よって、レーダ装置１０は、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号、及び、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号を、ほぼ同程度の受信レベルで受信する。
　例えば、図１１に示すドップラシフト量の設定の場合、受信アンテナの偏波（例えば、LC偏波（PL1偏波））に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、図１２の（ａ）のような受信信号が得られる。図１２の（ａ）に示すように、送信アンテナTx#1、Tx#2（PL1偏波）、Tx#3、Tx#4（PL2偏波）のそれぞれに対応する受信信号の受信レベルはほぼ同程度である。
　また、例えば、レーダ送信波が物標により正反射（例えば、凹凸の少ない面からの鏡面反射）した反射波をレーダ装置１０が受信する場合（例えば、１回正反射）の受信レベルは、偏波送信アンテナ間で異なり得る。例えば、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、受信アンテナと同一偏波の信号となる。その一方で、例えば、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）の受信アンテナと交差偏波の信号となる。そのため、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号と比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となり得る。例えば、受信SNRによっては、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、ノイズレベル以下となり、レーダ装置１０では、ドップラ周波数のピーク検出が困難になる。
　例えば、図１１に示すドップラシフト量の設定の場合に、受信アンテナの偏波（例えば、LC偏波（PL1偏波））に対してRC偏波（PL2偏波）が交差偏波となる、物標反射波を含む場合、図１２の（ｂ）のような受信信号が得られる。図１２の（ｂ）に示すように、送信アンテナTx#3及びTx#4（PL2偏波）に対応する受信信号の受信レベルは、送信アンテナTx#1及びTx#2（PL1偏波）に対応する受信信号の受信レベルと比較して小さくなる。
　また、例えば、レーダ送信波が物標により正反射した反射波が、更に、路面などで正反射した反射波をレーダ装置１０が受信する場合（例えば、２回正反射）の受信レベルは、偏波送信アンテナ間で異なり得る。例えば、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）の受信アンテナと同一偏波の信号となる。その一方で、例えば、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、LC偏波（PL1偏波）の受信アンテナと交差偏波の信号となる。そのため、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナに対応する受信信号は、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナに対応する受信信号と比較して小さい受信レベル（アンテナの交差偏波識別度に依存し、例えば、10dB以上小さい受信レベル）となり得る。例えば、受信SNRによっては、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナからの受信信号は、ノイズレベル以下となり、レーダ装置１０では、ドップラ周波数のピーク検出が困難になる。
　例えば、図１１に示すドップラシフト量の設定の場合に、受信アンテナの偏波（例えば、LC偏波（PL1偏波））に対してLC偏波（PL1偏波）が交差偏波となる、物標反射波を含む場合、図１２の（ｃ）のような受信信号が得られる。図１２の（ｃ）に示すように、送信アンテナTx#1及びTx#2（PL1偏波）に対応する受信信号の受信レベルは、送信アンテナTx#3及びTx#4（PL2偏波）に対応する受信信号の受信レベルと比較して小さくなる。
　例えば、図１２の（ａ）に示すように、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナ（Tx#3及びTx#4）、及び、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナ（Tx#1及びTx#2）のそれぞれに対応する受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、図１２の（ａ）では、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナ及びLC偏波（PL1偏波）送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1、Tx#2、Tx#3及びTx#4から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　また、図１２の（ｂ）及び図１２の（ｃ）に示すように、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合（図１２の（ｂ））と、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合（図１２の（ｃ））とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２の(1)を満たすドップラ多重信号）を受信する。例えば、レーダ装置１０は、図１２の（ｂ）では、ドップラシフ間隔Δfd(1, 2)又はΔfd(2, 1)の２つのドップラ周波数成分の信号を受信し、図１２の（ｃ）では、ドップラシフ間隔Δfd(3, 4)又はΔfd(4, 3)の２つのドップラ周波数成分の信号を受信する。
　このように、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ピークの間隔）に基づいて、PL1偏波(LC偏波)送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波(RC偏波)送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、後述するドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、LC偏波（PL1偏波）のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、LC偏波（PL1偏波）送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　同様に、例えば、RC偏波（PL2偏波）のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、RC偏波（PL2偏波）送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd＜1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　以上、ドップラシフト量の設定例１及び設定例２について説明した。以下、異なるドップラ設定例について説明する。なお、設定例１及び設定例２では、PL1偏波をLC偏波とし、PL2偏波をRC偏波として説明したが、これに限定されない。例えば、PL1偏波とPL2偏波とが直交する関係の偏波を用いる場合、何れかの送信偏波アンテナからの送信信号が、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む現象が発生する。以下の設定例では、PL1偏波及びPL2偏波を用いて説明する。
　＜ドップラシフト量の設定例３＞
　図１３は、送信アンテナ数Nt=6、NPL1=3、NPL2=3の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図１３において、Tx#1、Tx#2及びTx#4はPL1偏波送信アンテナであり、Tx#3、Tx#5及びTx#6はPL2偏波送信アンテナである。
　なお、ドップラシフト量の設定例３では、図１３に示すように、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd= 1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(7Tr)とし、δ=1を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図１３に示す例では、第１～第６のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１～１０４－６）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-5/(14Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=-5π(m-1)/7を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=-3/(14Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=-3π(m-1)/7を付与して出力する。第４のドップラシフト部１０４は、例えば、第４番目の送信アンテナTx#4に対してドップラシフト量DOP4=-1/(14Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ4(m)=-π(m-1)/7を付与して出力する。第５のドップラシフト部１０４は、例えば、第５番目の送信アンテナTx#5に対してドップラシフト量DOP5=3/(14Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ5(m)=3π(m-1)/7を付与して出力する。第６のドップラシフト部１０４は、例えば、第６番目の送信アンテナTx#6に対してドップラシフト量DOP6=5/(14Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ6(m)=5π(m-1)/7を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図１３において、各送信アンテナTx#1～Tx#6に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(5, 6)=Δfd(6, 1)=Δfd、Δfd(4, 5)=2Δfdである。よって、図１３において送信アンテナ数Nt=6の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(5, 6)=Δfd(6, 1)≠Δfd(4, 5)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１３において、送信アンテナのうち、PL1偏波となる送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 4)=2Δfd、Δfd(4, 1)=4Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナ数NPL1=3の各PL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(1, 2)≠Δfd(2, 4)≠Δfd(4, 1)）、PL1偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１３において、送信アンテナのうち、PL2偏波となる送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(3, 5)=3Δfd、Δfd(5, 6)=Δfd、Δfd(6, 3)=3Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナ数NPL2=3の各PL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(3, 5)=Δfd(6, 3)≠Δfd(5, 6)）、PL2偏波アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　以上より、図１３に示す例は、条件１を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図１３において、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 4)=2Δfd、Δfd(4, 1)=4Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(3, 5)=3Δfd、Δfd(5, 6)=Δfd、Δfd(6, 3)=3Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4間のドップラシフト量、及び、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6間のドップラシフト量には、異なるドップラシフト間隔が含まれる。
　例えば、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4間のドップラシフト量の間隔には2Δfd及び4Δfdが含まれるが、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6間のドップラシフト量の間隔には2Δfd及び4Δfdが含まれない。
　また、例えば、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6間のドップラシフト量の最大DDM間隔は3Δfdであるが、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4間のドップラシフト量の間隔には3Δfdが含まれない。
　このように、図１３に示す例では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンとが異なる。
　以上より、図１３に示す例は、条件２の(1)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナ（Tx#1、Tx#2及びTx#4）、及び、PL2偏波送信アンテナ（Tx#3、Tx#5及びTx#6）のそれぞれに対応する受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1～Tx#6から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　また、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合と、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２の(1)を満たすドップラ多重信号）を受信する。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ピークの間隔）に基づいて、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、後述するドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、PL1偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL1偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　同様に、例えば、PL2偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL2偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd＜1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　＜ドップラシフト量の設定例４＞
　図１４は、送信アンテナ数Nt=6、NPL1=3、NPL2=3の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図１４において、Tx#1、Tx#4及びTx#6はPL1偏波送信アンテナであり、Tx#2、Tx#3及びTx#5はPL2偏波送信アンテナである。
　なお、ドップラシフト量の設定例４では、図１４に示すように、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd=1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(8Tr)とし、δ=2を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図１４に示す例では、第１～第６のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１～１０４－６）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-1/(4Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=-π(m-1)/2を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=-1/(8Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=-π(m-1)/4を付与して出力する。
　第４のドップラシフト部１０４は、例えば、第４番目の送信アンテナTx#4に対してドップラシフト量DOP4=0を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ4(m)=0を付与して出力する。
　第５のドップラシフト部１０４は、例えば、第５番目の送信アンテナTx#5に対してドップラシフト量DOP5=1/(8Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ5(m)=π(m-1)/4を付与して出力する。
　第６のドップラシフト部１０４は、例えば、第６番目の送信アンテナTx#6に対してドップラシフト量DOP6=1/(4Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ6(m)=π(m-1)/2を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図１４において、各送信アンテナTx#1～Tx#6に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 2)=2Δfd、Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)=Δfd(5, 6)=Δfd、Δfd(6, 1)=2Δfdである。よって、図１４において送信アンテナ数Nt=6の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)=Δfd(5, 6)≠Δfd(1, 2)=Δfd(6, 1)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１４において、送信アンテナのうち、PL1偏波となる送信アンテナTx#1、Tx#4及びTx#6の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 4)=4Δfd、Δfd(4, 6)=2Δfd、Δfd(6, 1)=2Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナ数NPL1=3の各PL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(1, 4)≠Δfd(4, 6)=Δfd(6, 1)）、PL1偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１４において、送信アンテナのうち、PL2偏波となる送信アンテナTx#2、Tx#3及びTx#5の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(2, 3)=Δfd、Δfd(3, 5)=2Δfd、Δfd(5, 2)=5Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナ数NPL2=3の各PL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(2, 3)≠Δfd(3, 5)≠Δfd(5, 2)）、PL2偏波アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　以上より、図１４に示す例は、条件１を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図１４において、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#4及びTx#6間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 4)=4Δfd、Δfd(4, 6)=2Δfd、Δfd(6, 1)=2Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#2、Tx#3及びTx#5間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(2, 3)=Δfd、Δfd(3, 5)=2Δfd、Δfd(5, 2)=5Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#4及びTx#6間のドップラシフト量、及び、PL2偏波送信アンテナTx#2、Tx#3及びTx#5間のドップラシフト量には、異なるドップラシフト間隔が含まれる。
　例えば、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#4及びTx#6間のドップラシフト量の間隔には4Δfdが含まれるが、PL2偏波送信アンテナTx#2、Tx#3及びTx#5間のドップラシフト量の間隔には4Δfdが含まれない。
　また、例えば、PL2偏波送信アンテナTx#2、Tx#3及びTx#5間のドップラシフト量の最大DDM間隔はΔfd及び5Δfdが含まれるが、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#4及びTx#6間のドップラシフト量にはΔfd及び5Δfdが含まれない。
　このように、図１４に示す例では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンとが異なる。
　以上より、図１４に示す例は、条件２の(1)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナ（Tx#1、Tx#4及びTx#6）、及び、PL2偏波送信アンテナ（Tx#2、Tx#3及びTx#5）のそれぞれに対応する受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1～Tx#6から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　また、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合と、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２の(1)を満たすドップラ多重信号）を受信する。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ピークの間隔）に基づいて、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、後述するドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、PL1偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL1偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　同様に、例えば、PL2偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL2偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd＜1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　＜ドップラシフト量の設定例５＞
　図１５は、送信アンテナ数Nt=6、NPL1=3、NPL2=3の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図１５において、Tx#1、Tx#2及びTx#4はPL1偏波送信アンテナであり、Tx#3、Tx#5及びTx#6はPL2偏波送信アンテナである。
　なお、ドップラシフト量の設定例５では、図１５に示すように、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd=1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(8Tr)とし、δ=2を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図１５に示す例では、第１～第６のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１～１０４－６）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-3/(8Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=-3π(m-1)/4を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=-1/(4Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=-π(m-1)/2を付与して出力する。
　第４のドップラシフト部１０４は、例えば、第４番目の送信アンテナTx#4に対してドップラシフト量DOP4=-1/(8Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ4(m)=-π(m-1)/4を付与して出力する。
　第５のドップラシフト部１０４は、例えば、第５番目の送信アンテナTx#5に対してドップラシフト量DOP5=0を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ5(m)=0を付与して出力する。
　第６のドップラシフト部１０４は、例えば、第６番目の送信アンテナTx#6に対してドップラシフト量DOP6=1/(8Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ6(m)=π(m-1)/4を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図１５において、各送信アンテナTx#1～Tx#6に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)=Δfd(5, 6)=Δfd、Δfd(6, 1)=3Δfdである。よって、図１５において送信アンテナ数Nt=6の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)=Δfd(5, 6)≠Δfd(6, 1)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１５において、送信アンテナのうち、PL1偏波となる送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 4)=2Δfd、Δfd(4, 1)=5Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナ数NPL1=3の各PL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(1, 2)≠Δfd(2, 4)=Δfd(4, 1)）、PL1偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１５において、送信アンテナのうち、PL2偏波となる送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(3, 5)=2Δfd、Δfd(5, 6)=Δfd、Δfd(6, 3)=5Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナ数NPL2=3の各PL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(3, 5)≠Δfd(5, 6)≠Δfd(6, 3)）、PL2偏波アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　以上より、図１５に示す例は、条件１を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図１５において、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4間のドップラシフト量は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 4)=2Δfd、Δfd(4, 1)=5Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6間のドップラシフト量は、Δfd(3, 5)=2Δfd、Δfd(5, 6)=Δfd、Δfd(6, 3)=5Δfdである。このように、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4間のドップラシフト量、及び、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6間のドップラシフト量には、同一のドップラシフト間隔の組み合わせが含まれるが、ドップラ周波数領域におけるPL1偏波とPL2偏波との間のドップラシフト間隔の順序が異なる。
　例えば、図１５において、PL1偏波送信アンテナTx#1、Tx#2及びTx#4のそれぞれに割り当てられるドップラシフト量の各間隔の順序は、Δfd、2Δfd、5Δfdの順である。また、図１５において、PL2偏波送信アンテナTx#3、Tx#5及びTx#6のそれぞれに割り当てられるドップラシフト量の各間隔の順序は、2Δfd、Δfd、5Δfdの順である。よって、図１５では、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナに対して、同一のドップラシフト間隔の組み合わせ（例えば、Δfd、2Δfd、5Δfd）が含まれるが、それらの間隔の順序は偏波間で互いに異なる。例えば、図１５において、例えば、PL1偏波送信アンテナ間のドップラシフト間隔、又は、PL2偏波送信アンテナ間のドップラシフト間隔をドップラ周波数領域において巡回シフトさせても、偏波間においてドップラシフト量は一致しない。
　このように、図１５に示す例では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンとが異なる。
　以上より、図１５に示す例は、条件２の(3)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナ（Tx#1、Tx#2及びTx#4）、及び、PL2偏波送信アンテナ（Tx#3、Tx#5及びTx#6）のそれぞれに対応する受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1～Tx#6から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　また、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合と、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２の(3)を満たすドップラ多重信号）を受信する。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ドップラシフト間隔の順序）に基づいて、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、後述するドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、PL1偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL1偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　同様に、例えば、PL2偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL2偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd＜1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　＜ドップラシフト量の設定例６＞
　図１６は、送信アンテナ数Nt=5、NPL1=3、NPL2=2の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図１６において、Tx#3、Tx#4及びTx#5はPL1偏波送信アンテナであり、Tx#1及びTx#2はPL2偏波送信アンテナである。
　なお、ドップラシフト量の設定例６では、図１６に示すように、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd=1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(6Tr)とし、δ=1を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図１６に示す例では、第１～第５のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１～１０４－５）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-1/(3Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=-2π(m-1)/3を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=-1/(6Tr)を付与するため、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=-π(m-1)/3を付与して出力する。
　第４のドップラシフト部１０４は、例えば、第４番目の送信アンテナTx#4に対してドップラシフト量DOP4=0を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ4(m)=0を付与して出力する。
　第５のドップラシフト部１０４は、例えば、第５番目の送信アンテナTx#5に対してドップラシフト量DOP5=1/(6Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ5(m)=π(m-1)/3を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図１６において、各送信アンテナTx#1～Tx#5に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)=Δfd、Δfd(5, 1)=2Δfdである。よって、図１６において送信アンテナ数Nt=5の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)≠Δfd(5, 1)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１６において、送信アンテナのうち、PL1偏波となる送信アンテナTx#3、Tx#4及びTx#5の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(3, 4)=Δfd、Δfd(4, 5)=Δfd、Δfd(5, 3)=4Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナ数NPL1=3の各PL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)≠Δfd(5, 3)）、PL1偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１６において、送信アンテナのうち、PL2偏波となる送信アンテナTx#1及びTx#2の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 1)=5Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナ数NPL2=2の各PL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(1, 2)≠Δfd(2, 1)）、PL2偏波アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　以上より、図１６に示す例は、条件１を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図１６において、PL1偏波送信アンテナTx#3、Tx#4及びTx#5間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(3, 4)=Δfd、Δfd(4, 5)=Δfd、Δfd(5, 3)=4Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#1及びTx#2間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 2)=Δfd、Δfd(2, 1)=5Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナTx#3、Tx#4及びTx#5間のドップラシフト量、及び、PL2偏波送信アンテナTx#1及びTx#2間のドップラシフト量には、異なるドップラシフト間隔が含まれる。
　例えば、PL1偏波送信アンテナTx#3、Tx#4及びTx#5間のドップラシフト量の間隔には4Δfdが含まれるが、PL2偏波送信アンテナTx#1及びTx#2間のドップラシフト量の間隔には4Δfdが含まれない。
　また、例えば、PL2偏波送信アンテナTx#1及びTx#2間のドップラシフト量の間隔には5Δfdが含まれるが、PL1偏波送信アンテナTx#3、Tx#4及びTx#5間のドップラシフト量の間隔には5Δfdが含まれない。
　また、図１６において、PL1偏波とPL2偏波とでドップラ多重数（又は、送信アンテナ数）は異なる（NPL1≠NPL2）。
　このように、図１６に示す例では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンとが異なる。
　以上より、図１６に示す例は、条件２の(1)及び(2)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナ（Tx#3、Tx#4及びTx#5）、及び、PL2偏波送信アンテナ（Tx#1及びTx#2）のそれぞれに対応する受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1～Tx#5から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　また、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合と、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２の(1)及び(2)を満たすドップラ多重信号）を受信する。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ドップラシフト間隔、又は、ピークの数）に基づいて、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、後述するドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、PL1偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL1偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　同様に、例えば、PL2偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL2偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd＜1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　以上、ドップラシフト量の設定例について説明した。
　なお、ドップラシフト量の設定は、上述した設定例１～６に限定されない。例えば、送信アンテナ数Nt（又は、ドップラ多重数）、PL1偏波送信アンテナ数NPL1、PL2偏波送信アンテナ数NPL2、及び、ドップラシフト間隔の少なくとも一つは他の値でもよい。
　また、ドップラシフト部１０４において、Nt個の送信アンテナから送信されるレーダ送信信号に対してドップラシフト量DOPnを付与する位相回転Φn(m)は、次式(4)のように表されてよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、Φ0は初期位相であり、ΔΦ0は基準ドップラシフト位相である。
　例えば、送信アンテナ数Nt=3を用いてドップラ多重送信する場合、第１番目のドップラシフト部１０４は、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるレーダ送信信号（例えばチャープ信号）に対して、送信周期Tr毎に、次式(5)のように位相回転Φ1(m)を付与する。第１番目のドップラシフト部１０４の出力は、例えば、第１番目の送信アンテナ（Tx#1）から出力される。ここで、cp(t)は、送信周期毎のチャープ信号を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、例えば、第２番目のドップラシフト部１０４は、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるレーダ送信信号（例えば、チャープ信号）に対して、送信周期Tr毎に、次式(6)のように位相回転Φ2(m)を付与する。第２番目のドップラシフト部１０４の出力は、例えば、第２番目の送信アンテナ（Tx#2）から出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　同様に、例えば、第３番目のドップラシフト部１０４は、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるレーダ送信信号（例えば、チャープ信号）に対して、送信周期Tr毎に、次式(7)のように位相回転Φ3(m)を付与する。第３番目のドップラシフト部１０４の出力は、例えば、第３番目の送信アンテナ（Tx#3）から出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　以上、ドップラシフト量の設定例について説明した。
　次に、上述したドップラシフト部１０４の動作に対応する、CFAR部２１０、及び、ドップラ多重分離部２１１の動作例について説明する。
　［CFAR部２１０の動作例］
　例えば、CFAR部２１０は、レーダ送信部１００からのレーダ送信信号に対する反射波信号を受信するために、以下の動作例１又は動作例２の動作を行ってよい。
　なお、以下の説明では、受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナが同一の偏波の受信アンテナを含む場合のCFAR部２１０の動作例について説明する。受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナが異なる偏波の受信アンテナを含む場合のCFAR部２１０の動作例については後述する。
　＜CFAR部２１０の動作例１＞
　動作例１では、ドップラシフト部１０４において、式(3)に示すδの値が正の整数に設定される場合のCFAR部２１０の動作例について説明する。
　この場合、ドップラ多重信号に割り当てられるドップラシフト量の間隔には、Δfdの間隔、又は、Δfdの整数倍の間隔が使用される。そのため、ドップラ多重される各信号は、ドップラ解析部２０９のドップラ周波数領域の出力において、Δfdの間隔で折り返したように検出され得る。このような性質を利用すると、例えば、CFAR部２１０の動作を以下のように簡易化できる。
　CFAR部２１０は、例えば、ドップラ解析部２０９の出力のCFAR処理対象のドップラ周波数範囲のうち、レーダ送信信号にそれぞれ付与されるドップラシフト量の各間隔の単位となる範囲（例えば、Δfdの範囲）毎の反射波信号の受信電力を加算した電力加算値に対して閾値を用いて、ドップラピークを検出する。
　例えば、CFAR部２１０は、第１～第Ｎａ番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２０９の出力に対して、式(8)に示すように、Δfdの間隔（例えば、NΔfdに対応）で、式(9)に示す電力値PowerqFT(fb, fs)を加算した電力加算値PowerDDM(fb, fsddm)を算出して、CFAR処理を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、fsddm=-Nc/2,～,-Nc/2+NΔfd-1であり、NΔfdは、Δfdの間隔に含まれるドップラ周波数インデックス数を表し、NΔfd= round(Δfd/(1/(TrNc))である。また、round(x)は実数ｘを四捨五入して整数値を出力する演算子である。
　なお、CFAR処理の動作については、例えば、非特許文献２に開示された動作に基づいてよく、詳細な動作例の説明を省略する。
　これにより、CFAR部２１０におけるCFAR処理対象のドップラ周波数範囲を、全範囲のドップラ周波数インデックス範囲fs（例えば、-Nc/2～Nc/2-1の範囲）から、Δfdの範囲に狭めることができるので、CFAR処理の演算量を、1/(Nt+δ)=1/(NDM+δ)に削減できる。
　そして、CFAR部２１０は、例えば、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfsddm_cfar、及び、受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)）をドップラ多重分離部２１１へ出力する。ここで、ndm =1～NDM+δの整数である。
　＜CFAR部２１０の動作例２＞
　動作例２では、ドップラシフト部１０４において、式(3)に示すδの値が正の整数でない実数値に設定される場合のCFAR部２１０の動作例について説明する。
　CFAR部２１０は、例えば、第１～第Ｎａ番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２０９の出力に基づいて、式(9)の電力加算値を算出し、距離インデックス毎にレーダ送信信号に設定されるドップラシフト間隔に合致する電力ピークを、適応的な閾値処理（CFAR処理）により検出してよい。
　そして、CFAR部２１０は、例えば、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、レーダ送信信号に設定されるドップラシフト間隔に合致する電力ピークにおけるドップラ周波数インデックスfs_cfar(ndm)、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfar(ndm)の受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar(ndm))をドップラ多重分離部２１１へ出力する。ここで、ndm =1～NDM+δの整数である。
　以上、CFAR部２１０の動作例について説明した。
　なお、後述するドップラ多重分離部２１１の動作例では、一例として、CFAR部２１０における動作例１による出力を用いる場合について説明するが、これに限定されず、CFAR部２１０における動作例２による出力を用いてもよい。CFAR部２１０における動作例２による出力を用いる場合、CFAR部２１０における動作例１におけるドップラ周波数インデックスfsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfdの代わりに、ドップラ周波数インデックスfs_cfar(ndm)を出力する点が異なるが、これ以外は同様の動作となり、同様の効果が得られる。
　［ドップラ多重分離部２１１の動作例］
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラシフト部１０４において、式(3)に示すδの値が正の整数に設定される場合に、CFAR部２１０から入力される距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfsddm_cfar、及び、受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)）に基づいて、以下の動作を行う。ただし、ndm=1～NDM+δの整数である。
　なお、以下の説明では、受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナが同一の偏波の受信アンテナを含む場合のドップラ多重分離部２１１の動作例について説明する。受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナが異なる偏波の受信アンテナを含む場合のドップラ多重分離部２１１の動作例については後述する。
　図１７は、ドップラ多重分離部２１１におけるドップラ多重信号の分離動作の例を示すフローチャートである。なお、以下では、物標のドップラ速度は、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲内であることを想定する。
　＜ステップA-1＞
　ドップラ多重分離部２１１は、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合を想定して、Nt個（＝NDM個）のドップラ多重信号に対するドップラ多重分離処理を行う。
　＜ステップA-2＞
　この場合、例えば、CFAR部２１０から入力される距離インデックスfb_cfarにおけるNDM+δ個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)に、NDM個の不等間隔となるドップラ多重信号が含まれることが想定される。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)における受信電力（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)）（例えば、ndm=1～NDM+δの整数）を比較して、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)が送信時に付与されるドップラシフト間隔に合致するか否かを判定する（例えば、「NDM個ドップラシフト間隔合致判定」と呼ぶ）。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスの受信レベルと、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスと異なるδ個の他のドップラ周波数インデックスの受信レベルとの差（又は、受信レベル比)が大きく異なる（例えば、差分が閾値以上となる、あるいは、受信レベル比が閾値以上となる）か否かを判定する（例えば、「NDM個ドップラ多重信号受信レベル差判定」と呼ぶ）。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの判定に基づいて-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲におけるドップラ多重信号に対応するドップラ周波数及び送信アンテナを決定する。
　なお、不等間隔となるドップラ多重信号を分離するドップラ多重分離部２１１の動作例は、例えば、特許文献７に開示されるため、ここではその動作の詳細についての説明は省略する。
　例えば、ドップラ多重分離部２１１は、NDM個ドップラシフト間隔合致判定、及び、NDM個ドップラ多重信号受信レベル差判定の双方の条件（例えば、ステップA-2の条件）を満たすか否かを判断する。例えば、NDM個ドップラシフト間隔合致判定において、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)が送信時に付与されるドップラシフト間隔に合致すると判定され、かつ、NDM個ドップラ多重信号受信レベル差判定において、該当の受信レベル差が閾値以上と判定される場合、ステップA-2の条件を満たす。
　ドップラ多重分離部２１１は、ステップA-2の条件を満たす場合、ステップA-3の処理を行い、ステップA-2の条件を満たさない場合、受信アンテナの偏波に対してPL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合を想定して、ステップB-1の処理を行ってよい。
　＜ステップA-3＞
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)のうち、受信レベルの小さいδ個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の高い上位NDM個のドップラ周波数インデックスとの関係に基づいて、送信されるNt個のドップラ多重信号のドップラシフト量DOP1, DOP2,～,DOPNtと、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex(fb_cfar）=（fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２へ出力する。
　ここで、fdemul_Tx#nは、第ｎ番目の送信アンテナ（Tx#n）から送信されるレーダ送信信号に対する反射波信号のドップラ周波数インデックスを示す。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力を方向推定部２１２に出力する。
　なお、レーダ送信部１００のドップラシフト部１０４において送信アンテナ部１０５の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量は既知である。このため、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex(fb_cfar）が示すドップラ周波数と、レーダ送信部１００においてに各送信アンテナに付与されるドップラシフト量との差分が、物標のドップラ周波数となる。したがって、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、分離インデックス情報DDM_RXindex(fb_cfar）の代わりに、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲で推定される物標のドップラ周波数を、方向推定部２１２へ出力してもよい。この場合、方向推定部２１２は、ドップラ多重分離部２１１から入力される物標のドップラ周波数と、レーダ送信部１００のドップラシフト部１０４において各送信アンテナに付与されるドップラシフト量とに基づいて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex(fb_cfar）を生成することにより、同様の動作が可能となる。
　＜ステップB-1＞
　ドップラ多重分離部２１１は、受信アンテナの偏波に対してPL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合を想定して、NPL1個のドップラ多重信号に対するドップラ多重分離処理を行う。
　＜ステップB-2＞
　この場合、例えば、CFAR部２１０から入力される距離インデックスfb_cfarにおけるNDM+δ個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)に、PL1偏波送信アンテナからのNPL1個のドップラ多重信号が含まれていることが想定される。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)における受信電力（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)）（例えば、ndm=1～NDM+δの整数）を比較して、受信電力の上位NPL1個のドップラ周波数インデックスfsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)が送信時にPL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト間隔に合致するか否かを判定する（例えば、「PL1偏波ドップラシフト間隔合致判定」と呼ぶ）。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、受信電力の上位NPL1個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の上位NPL1個のドップラ周波数インデックスと異なる（NDM+δ-NPL1）個の他のドップラ周波数インデックスの受信レベルとの差（又は、受信レベル比)が大きく異なる（例えば、差分が閾値以上となる、又は、受信レベル比が閾値以上となる）か否かを判定する（例えば、「PL1偏波ドップラ多重信号受信レベル差判定」と呼ぶ）。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの判定に基づいて-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲におけるドップラ多重信号に対応するドップラ周波数及び送信アンテナを決定する。
　なお、不等間隔となるドップラ多重信号を分離するドップラ多重分離部２１１の動作例は、例えば、特許文献７に開示されるため、ここではその動作の詳細についての説明は省略する。
　例えば、ドップラ多重分離部２１１は、PL1偏波ドップラシフト間隔合致判定、及び、PL1偏波ドップラ多重信号受信レベル差判定の双方の条件（例えば、ステップB-2の条件）を満たすか否かを判断する。例えば、PL1偏波ドップラシフト間隔合致判定において、受信電力の上位NPL1個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)が送信時にPL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト間隔に合致すると判定され、かつ、PL1偏波ドップラ多重信号受信レベル差判定において、該当の受信レベル差が閾値以上と判定される場合、ステップB-2の条件を満たす。
　ドップラ多重分離部２１１は、ステップB-2の条件を満たす場合、ステップB-3の処理を行い、ステップB-2の条件を満たさない場合、受信アンテナの偏波に対してPL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合を想定して、ステップC-1の処理を行ってよい。
　なお、NPL1個＝１の場合、PL1偏波ドップラシフト間隔合致判定処理は行われなくてもよい。
　＜ステップB-3＞
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)のうち、受信レベルの小さいNDM+δ-NPL1個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の高い上位NPL1個のドップラ周波数インデックスとの関係に基づいて、送信されるNt個のドップラ多重信号のドップラシフト量DOP1, DOP2,～,DOPNtと、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex_PL1(fb_cfar）=(fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２へ出力する。
　ここで、fdemul_Tx#nは、第ｎ番目の送信アンテナ（Tx#n）から送信されるレーダ送信信号に対する反射波信号のドップラ周波数インデックスを示す。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力を方向推定部２１２に出力する。
　なお、レーダ送信部１００のドップラシフト部１０４において送信アンテナ部１０５の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量は既知である。このため、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex_PL1(fb_cfar）が示すドップラ周波数と、レーダ送信部１００においてに各送信アンテナに付与されるドップラシフト量との差分が、物標のドップラ周波数となる。したがって、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、分離インデックス情報DDM_RXindex_PL1(fb_cfar）の代わりに、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲で推定される物標のドップラ周波数を、方向推定部２１２へ出力してもよい。この場合、方向推定部２１２は、ドップラ多重分離部２１１から入力される物標のドップラ周波数と、レーダ送信部１００のドップラシフト部１０４において各送信アンテナに付与されるドップラシフト量とに基づいて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex_PL1(fb_cfar）を生成することにより、同様の動作が可能となる。
　または、ドップラ多重分離部２１１は、Nt個の送信アンテナのうち、PL1偏波が送信されるNPL1個の送信アンテナからのドップラ多重信号のドップラシフト量と、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号のPL1偏波分離インデックス情報をDDM_Rxindex_PL1(fb_cfar）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２に出力してもよい。
　＜ステップC-1＞
　ドップラ多重分離部２１１は、受信アンテナの偏波に対してPL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合を想定して、NPL2個のドップラ多重信号に対するドップラ多重分離処理を行う。
　＜ステップC-2＞
　この場合、例えば、CFAR部２１０から入力される距離インデックスfb_cfarにおけるNDM+δ個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)に、PL2偏波送信アンテナからのNPL2個のドップラ多重信号が含まれていることが想定される。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)における受信電力（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)）（例えば、ndm=1～NDM+δの整数）を比較して、受信電力の上位NPL2個のドップラ周波数インデックスfsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)が送信時にPL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト間隔に合致するか否かを判定する（例えば、「PL2偏波ドップラシフト間隔合致判定」と呼ぶ）。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、受信電力の上位NPL2個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の上位NPL2個のドップラ周波数インデックスと異なる（NDM+δ-NPL2）個の他のドップラ周波数インデックスの受信レベルとの差（又は、受信レベル比）が大きく異なる（例えば、差分が閾値以上となる、又は、受信レベル比が閾値以上となる）か否かを判定する（例えば、「PL2偏波ドップラ多重信号受信レベル差判定」と呼ぶ）。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの判定に基づいて-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲におけるドップラ周波数及び送信アンテナを決定する。
　なお、不等間隔となるドップラ多重信号を分離するドップラ多重分離部２１１の動作例は、例えば、特許文献７に開示されるため、ここではその動作の詳細についての説明は省略する。
　例えば、ドップラ多重分離部２１１は、PL2偏波ドップラシフト間隔合致判定、及び、PL2偏波ドップラ多重信号受信レベル差判定の双方の条件（例えば、ステップC-2の条件）を満たすか否かを判断する。例えば、PL2偏波ドップラシフト間隔合致判定において、受信電力の上位NPL2個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)が送信時にPL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト間隔に合致すると判定され、かつ、PL2偏波ドップラ多重信号受信レベル差判定において、該当の受信レベル差が閾値以上と判定される場合、ステップC-2の条件を満たす。
　ドップラ多重分離部２１１は、ステップC-2の条件を満たす場合、ステップC-3の処理を行ってよい。また、ドップラ多重分離部２１１は、ステップC-2の条件を満たさない場合、受信信号が雑音成分又は干渉成分であると判定し、方向推定部２１２への出力を行わなくてもよい（ステップD）。
　なお、NPL2個＝１の場合、PL2偏波ドップラシフト間隔合致判定処理は行われなくてもよい。
　＜ステップC-3＞
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)のうち、受信レベルの小さいNDM+δ-NPL2個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の高い上位NPL2個のドップラ周波数インデックスとの関係に基づいて、送信されるNt個のドップラ多重信号のドップラシフト量DOP1, DOP2,～,DOPNtと、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PL2(fb_cfar）=(fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２へ出力する。
　ここで、fdemul_Tx#nは、第ｎ番目の送信アンテナ（Tx#n）から送信されるレーダ送信信号に対する反射波信号のドップラ周波数インデックスを示す。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力を方向推定部２１２に出力する。
　なお、レーダ送信部１００のドップラシフト部１０４において送信アンテナ部１０５の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量は既知である。このため、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex_PL2(fb_cfar）が示すドップラ周波数と、レーダ送信部１００において各送信アンテナに付与されるドップラシフト量との差分が、物標のドップラ周波数となる。したがって、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、分離インデックス情報DDM_RXindex_PL2(fb_cfar）の代わりに、-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲で推定される物標のドップラ周波数を、方向推定部２１２へ出力してもよい。この場合、方向推定部２１２は、ドップラ多重分離部２１１から入力される物標のドップラ周波数と、レーダ送信部１００のドップラシフト部１０４において各送信アンテナに付与されるドップラシフト量とに基づいて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex_PL2(fb_cfar）を生成することにより、同様の動作が可能となる。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、Nt個の送信アンテナのうち、PL2偏波が送信されるNPL2個の送信アンテナからのドップラ多重信号のドップラシフト量と、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号のPL2偏波分離インデックス情報をDDM_Rxindex_PL2(fb_cfar）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２に出力してもよい。
　以上、ドップラ多重分離部２１１の動作例について説明した。
　なお、CFAR部２１０から入力される距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfsddm_cfar、及び、受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)）が複数ある場合、ドップラ多重分離部２１１は、それぞれの距離インデックス、ドップラ周波数インデックス及び、受信電力情報に対して、上述したドップラ多重分離の動作を複数回行ってよい。
　［方向推定部２１２の動作例］
　次に、図５に示す方向推定部２１２の動作例について説明する。
　なお、以下の説明では、受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナが同一の偏波の受信アンテナを含む場合の方向推定部２１２の動作例について説明する。受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナが異なる偏波の受信アンテナを含む場合の方向推定部２１２の動作例については後述する。
　方向推定部２１２は、例えば、ドップラ多重分離部２１１から入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（DDM_Rxindex(fb_cfar)=(fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt)又はDDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）)、及び、これらの距離及びドップラ分離インデックスに対応するドップラ解析部２０９の出力に基づいて、物標の方向推定処理を行う。ここで、例えば、q=1又は2である。
　以下、方向推定部２１２の動作例１及び動作例２について説明する。
　＜方向推定部２１２の動作例１＞
　例えば、方向推定部２１２は、距離インデックスfb_cfar及びドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）に基づいて、ドップラ解析部２０９の出力を抽出し、次式(10)に示すような方向推定部２１２の仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を生成し、方向推定処理を行う。
　方向推定部２１２の仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))は、式(10)に示すように、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。方向推定部２１２は、仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を用いて、物標からの反射波信号に対して各送受アンテナ間の位相差に基づく方向推定を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式(10)において、hcal[b]は、送信アンテナ間及び受信アンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。b=1～(Nt×Na)の整数である。
　方向推定部２１２は、例えば、偏波送信アンテナ毎の方向推定処理を行うため、仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))から、同一偏波の送信アンテナに対応する受信信号を抽出する。
　例えば、PL1偏波送信アンテナがTx#1及びTx#3であり、PL2偏波送信アンテナがTx#2及びTx#4であり、NPL1=2、NPL2=2、Nt=4であり、受信アンテナ数Na=4の場合、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL1、及び、PL2偏波の送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL2は、次式(11)及び式(12)のような16(=Nt×Na)次の列ベクトルで表されてよい。ここで、上付き文字のＴはベクトル転置を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　方向推定部２１２は、例えば、PL1偏波送信アンテナからの受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL1の要素が１となる要素インデックスを用いて、仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))から当該要素インデックスの要素成分を抽出し、当該要素インデックスの小さい順に並べた列ベクトルを、PL1偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL1(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))として生成する。例えば式(11)に示す送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL2は、第１～第４及び第９～第１２番目の要素インデックスにおける要素が１である。この場合、方向推定部２１２は、仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))から、第１～第４及び第９～第１２番目の要素インデックスの順に要素成分を抽出し、PL1偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL1(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を生成する。
　また、方向推定部２１２は、例えば、PL2偏波送信アンテナからの受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL2の要素が１となる要素インデックスを用いて、仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar)) から当該要素インデックスの要素成分を抽出し、当該要素インデックスの小さい順に並べた列ベクトルを、PL2偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL2(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar））として生成する。ここで、hPL1(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))は、NPL1×Na個の要素を含む列ベクトルであり、h PL2(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))は、NPL2×Na個の要素を含む列ベクトルである。例えば、式(12)に示す送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL2は、第５～第８及び第１３～第１６番目の要素インデックスにおける要素が１である。この場合、方向推定部２１２は、仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))から、第５～第８及び第１３～第１６番目の要素インデックスの順に要素成分を抽出し、PL2偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL2(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を生成する。
　方向推定部２１２は、例えば、PL1偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL1(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))、及び、PL2偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL2(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を用いて、方向推定評価関数PH-PLq(θu, fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))における方位方向θuを所定の角度範囲内で可変してそれぞれの送信偏波毎の空間プロファイルを算出する。ここで、q=1及び2である。
　方向推定部２１２は、算出したPLq偏波毎の空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を、PLq偏波の到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力してよい。ここでq=1及び2である。
　なお、方向推定評価関数値PH-PLq(θu, fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
　例えば、PLq偏波送信アンテナによる仮想受信アンテナ数がNPLq×Na個であり、等間隔dHで直線状に配置される場合、ビームフォーマ法は次式(13)のように表すことができる。ビームフォーマ法の他にも、Capon、MUSICといった手法も同様に適用可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　式(13)において、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、式(13)において、aPLq(θu)は、レーダ送信信号の中心周波数fcにおける方位方向θuの到来波に対するPLq偏波送信アンテナによる仮想受信アレーの方向ベクトルを示し、式(14)で表されるように、NPLq×Naの要素を有する列ベクトルである。式(14)において、λは、中心周波数fcの場合のレーダ送信信号（例えば、チャープ信号）の波長であり、λ=C0/fcである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　また、方位方向θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたベクトルである。例えば、θuは以下のように設定される。
　θu＝θmin + uβ1、整数u=0～ NU
　NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
　ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
　また、上述した例では、方向推定部２１２が到来方向推定値として方位方向を算出する例について説明したが、これに限定されず、仰角方向の到来方向推定、又は、矩形の格子状に配置されたMIMOアンテナを用いることにより、方位方向及び仰角方向の到来方向推定も可能である。例えば、方向推定部２１２は、異なる偏波送信アンテナ毎に、到来方向推定値として方位方向及び仰角方向を算出して、測位出力としてもよい。
　以上の動作により、レーダ装置１０の方向推定部２１２は、例えば、測位出力として、距離インデックスfb_cfar、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）=(fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）における異なる偏波送信アンテナ毎の到来方向推定値を出力してよい。また、方向推定部２１２は、更に、測位出力として、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）を出力してよい。
　また、方向推定部２１２は、例えば、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）に基づいて、物標のドップラ周波数推定値を出力してもよい。
　また、距離インデックスfb_cfarは、式(1)を用いて距離情報に変換して出力されてもよい。
　また、ドップラ多重分離部２１１から入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）=（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt）)が複数ある場合、方向推定部２１２は、それらに対して、上述した処理と同様に到来方向推定値を算出し、測位結果を出力してもよい。
　＜方向推定部２１２の動作例２＞
　例えば、方向推定部２１２は、距離インデックスfb_cfar及びドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar)に基づいて、ドップラ解析部２０９の出力を抽出し、方向推定部２１２の仮想受信アレー相関ベクトルhPLq(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar))を生成し、方向推定処理を行う。ここで、q=1又は2である。方向推定部２１２は、例えば、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）と一致するｑに対応する偏波（PLq偏波）の方向推定処理を行う。
　例えば、方向推定部２１２は、PLq偏波送信アンテナからのレーダ送信信号に対応する受信信号に基づく方向推定処理を行うため、PLq偏波の送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPLqの要素が１となる要素インデックスを用いて、仮想受信アレー相関ベクトルh(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq (fb_cfar)) から当該要素インデックスの要素成分を抽出し、当該要素インデックスの小さい順に並べた列ベクトルを、hPLq(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq (fb_cfar))として生成する。ここで、hPLq(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq (fb_cfar))は、NPLq×Na個の要素を有する列ベクトルである。
　方向推定部２１２は、例えば、PLq偏波送信アンテナに対応する受信信号による仮想受信アレー相関ベクトルhPLq(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq (fb_cfar))を用いて、方向推定評価関数PH-PLq(θu, fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq (fb_cfar))における方位方向θuを所定の角度範囲内で可変してそれぞれの送信偏波毎の空間プロファイルを算出する。ここでq=1又は2である。
　方向推定部２１２は、算出したPLq偏波送信アンテナに対応する受信信号に基づく空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向をPLq偏波送信の到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力してよい。
　なお、方向推定評価関数値PH-PLq(θu, fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq (fb_cfar))は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
　また、上述した例では、方向推定部２１２が到来方向推定値として方位方向を算出する例について説明したが、これに限定されず、仰角方向の到来方向推定、又は、矩形の格子状に配置されたMIMOアンテナを用いることにより、方位方向及び仰角方向の到来方向推定も可能である。例えば、方向推定部２１２は、異なる偏波の送信アンテナ毎に、到来方向推定値として方位方向及び仰角方向を算出して、測位出力としてもよい。
　以上の動作により、レーダ装置１０の方向推定部２１２は、例えば、測位出力として、距離インデックスfb_cfar、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）=(fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）におけるPLq偏波送信アンテナからの受信信号に基づいて、PLq偏波送信の到来方向推定値を出力してよい。また、方向推定部２１２は、更に、測位出力として、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq (fb_cfar）を出力してよい。
　また、方向推定部２１２は、例えば、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）に基づいて、物標のドップラ周波数推定値を出力してもよい。
　また、距離インデックスfb_cfarは、式(1)を用いて距離情報に変換して出力されてもよい。
　また、ドップラ多重分離部２１１から入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）=（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt）)が複数ある場合、方向推定部２１２は、それらに対して、上述した処理と同様に到来方向推定値を算出し、測位結果を出力してもよい。
　以上、方向推定部２１２の動作例１及び動作例２について説明した。
　方向推定部２１２は、以上のような動作により、ドップラ多重分離部２１１の分離動作に応じた出力に基づいて方向推定処理を行うことができる。例えば、方向推定部２１２は、受信アンテナの偏波に対し交差偏波となる物標反射波を含まない場合、受信アンテナの偏波に対しPL2が交差偏波となる物標反射波を含む場合、及び、受信アンテナの偏波に対しPL1が交差偏波となる物標反射波を含む場合のそれぞれに応じたドップラ多重分離部２１１の出力に基づいて、方向推定処理を行うことができる。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、方向推定部２１２は、送信アンテナに含まれる偏波毎の方向推定処理を行うことが可能となる。また、例えば、受信アンテナの偏波に対してPL2が交差偏波となる物標反射波を含む場合、方向推定部２１２は、PL１偏波送信の方向推定処理を行うことが可能となる。また、例えば、受信アンテナの偏波に対してPL1が交差偏波となる物標反射波を含む場合、方向推定部２１２は、PL2偏波送信の方向推定処理を行うことが可能となる。
　このような方向推定部２１２の動作により、送信偏波毎の方向推定処理結果、又は、反射波の状況に応じて、一部の送信偏波に対する方向推定結果が得られ、送信偏波に依存した方向推定結果が得られる。送信偏波により物標からの反射波の応答は変動し得るため、レーダ装置１０は、このようなに送信偏波に依存した方向推定結果に基づいて、物標の検出性能又は識別性能を向上できる。
　以上、方向推定部の動作例について説明した。
　以上のように本実施の形態では、レーダ装置１０は、不等間隔ドップラ多重を用いる偏波MIMOレーダにおいて、異なる偏波の送信アンテナを用いる場合に、或る偏波の送信アンテナからの反射波の受信レベルに対して、別の偏波の送信アンテナからの反射波の受信レベルが大きく減衰するような反射波を受信する場合でも、ドップラ多重分離が可能とり、物標検出性能の劣化、又は、ドップラ周波数の誤推定又は測角性能の劣化を抑制できる。
　例えば、上述した条件１及び条件２を満たす場合、レーダ装置１０では、検出可能なドップラ周波数範囲fdが-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)の範囲となり、等間隔ドップラ多重において検出可能なドップラ周波数範囲-1/(2Nt×Tr)≦fd ＜ 1/(2Nt×Tr)よりも拡大できる。
　よって、本実施の形態によれば、不等間隔ドップラ多重送信を用いた偏波MIMOレーダの検出性能を向上できる。
　また、本実施の形態では、レーダ装置１０は、複数の偏波（例えば、PL1偏波及びPL2偏波）の何れか一方の偏波を用いて、レーダ送信信号が物標に反射した反射波信号を受信する受信アンテナを備える。そして、レーダ装置１０は、受信アンテナで受信した反射波信号に基づいて、方向推定を行う。これにより、レーダ装置１０は、受信アンテナの偏波と交差偏波の関係となる反射波を含む場合でも、ドップラ多重信号に対応する送信アンテナを判別でき、ドップラ周波数の曖昧性を解決できる。また、本実施の形態では、受信アンテナが同一偏波の受信アンテナであっても、ドップラ多重分離が可能となるため、レーダ受信部２００において異なる種類の偏波受信アンテナを付加的に用いなくてよく、受信アンテナ数を削減できる。
　（実施の形態１の変形例１）
　実施の形態では、一例として、受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナが、同一の偏波の受信アンテナである場合のCFAR部２１０、ドップラ多重分離部２１１、及び、方向推定部２１２の動作例について説明した。
　受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナには、異なる偏波の受信アンテナが含まれてもよい。実施の形態１の変形例１では、受信アンテナ部２０２の複数の受信アンテナが異なる偏波の受信アンテナを含む場合のCFAR部、ドップラ多重分離部、及び、方向推定部の動作例について説明する。
　例えば、複数の受信アンテナに異なる偏波の受信アンテナが含まれる場合、異なる偏波毎に物標反射波の受信レベルが大きく異なる場合があり得る。このため、例えば、レーダ装置１０は、異なる偏波の受信アンテナに対応するドップラ解析部２０９の出力に対して個別に、CFAR処理、ドップラ分離処理、及び、方向推定処理を行ってよい。
　なお、方向推定処理は、複数の偏波の受信アンテナによるドップラ分離処理の出力を用いて行われてもよい。
　以下では、一例として、受信アンテナ部２０２の受信アンテナRx#1～Rx#Naに、少なくとも２つの異なる偏波の受信アンテナが含まれる場合について説明する。
　例えば、２つの異なる偏波を「RxPL1偏波」及び「RxPL2偏波」と表記する。また、Na個の受信アンテナのうち、RxPL1偏波の受信アンテナ数をNRxPL1個とし、RxPL2偏波の受信アンテナ数をNRxPL2個とする。ここで、NRxPL1+NRxPL2=Naである。
　図１８は、実施の形態１の変形例１に係るレーダ装置１０のうち、レーダ受信部２００ａのCFAR部２１０ａ、ドップラ多重分離部２１１ａ、及び、方向推定部２１２ａの構成例を示すブロック図である。
　図１８では、一例として、受信アンテナRx#1～Rx#NRxPL1がRxPL1偏波受信アンテナであり、Rx#NRxPL1+1～Rx#NaがRxPL2偏波受信アンテナである。なお、受信アンテナの番号と偏波との関係は図１８に示す例に限定されない。
　また、図１８に示すように、同一偏波の受信アンテナ毎のピーク検出結果を用いたドップラ多重分離が可能であり、また、２つの異なる偏波の受信アンテナ間の電力加算演算が行われなくてもよいので、レーダ受信部２００ａにおける演算量の削減効果が得られる。
　例えば、Na個のドップラ解析部２０９の出力のうち、第１～第NRxPL1のドップラ解析部２０９の出力は、RxPL1偏波受信アンテナの受信信号に対応し、RxPL1偏波の受信信号に対するCFAR処理を行う第１CFAR部２１０ａ－１に入力される。
　また、例えば、Na個のドップラ解析部２０９の出力のうち、第Rx#NRxPL1+1～第Naのドップラ解析部２０９の出力は、RxPL2偏波受信アンテナの受信信号に対応し、RxPL2偏波の受信信号に対するCFAR処理を行う第２CFAR部２１０ａ－２に入力される。
　第１CFAR部２１０ａ－１の動作は、例えば、図５のCFAR部２１０と比較して、第1～第NRxPL1のドップラ解析部２０９の出力が第１CFAR部２１０ａ－１に入力される点が異なり、式(9)の代わりに、次式(15)を用いて、電力加算値を算出する点が異なり、これ以外の動作は、上述したCFAR部２１０の動作と同様でよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　第２CFAR部２１０ａ－２の動作は、例えば、図５のCFAR部２１０と比較して、第NRxPL1+1～第Naのドップラ解析部２０９の出力が第２CFAR部２１０ａ－２に入力される点が異なり、式(9)の代わりに、次式(16)を用いて、電力加算値を算出する点が異なり、これ以外の動作は、上述したCFAR部２１０の動作と同様でよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　第１ドップラ多重分離部２１１ａ－１は、例えば、式(3)に示すδが正の整数に設定される場合、第１CFAR部２１０ａ－１から入力される距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)、及び、受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)）に基づいて、RxPL１偏波受信アンテナの受信信号に対するドップラ多重信号の分離動作を行う。なお、ndm=1～NDM+δの整数である。第１ドップラ多重分離部２１１ａ－１の動作は、図５のドップラ多重分離部２１１と比較して、式（15）に基づく受信電力情報を用いる点が異なり、これ以外の動作は、ドップラ多重分離部２１１の動作と同様でよい。
　第２ドップラ多重分離部２１１ａ－２は、例えば、式(3)に示すδが正の整数に設定される場合、第２CFAR部２１０ａ－２から入力される距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)、及び、受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)）に基づいて、RxPL2偏波受信アンテナの受信信号に対するドップラ多重信号の分離動作を行う。なお、ndm=1～NDM+δの整数である。第２ドップラ多重分離部２１１ａ－２は、図５のドップラ多重分離部２１１と比較して、式（16）に基づく受信電力情報を用いる点が異なり、これ以外の動作は、ドップラ多重分離部２１１の動作と同様でよい。
　次に、第１方向推定部２１２ａ－１及び第２方向推定部２１２ａ－２の動作例について説明する。
　以下では、第１方向推定部２１２ａ－１及び第２方向推定部２１２ａ－２を、「第ｙ方向推定部２１２ａ」として表記して一括して説明する。ここで、y=1又は2である。
　第ｙ方向推定部２１２ａは、例えば、第ｙドップラ多重分離部２１１ａから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（DDM_Rxindex(fb_cfar）=（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt）又はDDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）、及び、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力に基づいて、物標の方向推定処理を行う。ここで、q=1又は2である。
　以下、第ｙ方向推定部２１２ａの動作例１及び動作例２について説明する。
　＜第ｙ方向推定部２１２ａの動作例１＞
　例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、第ｙドップラ多重分離部２１１ａから入力される情報である距離インデックスfb_cfar及びドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）に基づいて、ドップラ解析部２０９の出力を抽出し、次式(17)及び式(18)に示すような第ｙ方向推定部２１２ａの仮想受信アレー相関ベクトルhRxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を生成し、方向推定処理を行う。ここで、y=1又は2である。
　第ｙ方向推定部２１２ａの仮想受信アレー相関ベクトルhRxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))は、式(17)及び式(18)に示すように、送信アンテナ数NtとRxPLy偏波の受信アンテナ数NRxPLyとの積であるNt×NRxPLy個の要素を含む。第ｙ方向推定部２１２ａは、仮想受信アレー相関ベクトルhRxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を用いて、物標からの反射波信号に対して各送受アンテナ間の位相差に基づく方向推定を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　式(17)において、hcalRxPL1[bRxPL1]は、送信アンテナ間及び受信アンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。bRxPL1=1～(Nt×NRxPL1)の整数である。また、式(18)において、hcalRxPL2[bRxPL2]は、送信アンテナ間及び受信アンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。bRxPL2=1～(Nt×NRxPL2)の整数である。
　第ｙ方向推定部２１２ａは、例えば、偏波送信アンテナ毎の方向推定処理を行うため、仮想受信アレー相関ベクトルhRxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))から、同一偏波の送信アンテナに対応する受信信号を抽出する。抽出のために以下の動作を行う。例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL1,RxPLyの要素が１となる要素インデックスを用いて、仮想受信アレー相関ベクトルhRxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))から当該要素インデックスの要素成分を抽出し、当該要素インデックスの小さい順に並べた列ベクトルを、PL1偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL1, RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))として生成する。また、第ｙ方向推定部２１２ａは、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL2,RxPLyの要素が１となる要素インデックスを用いて、仮想受信アレー相関ベクトルhRxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))から当該要素インデックスの要素成分を抽出し、当該要素インデックスの小さい順に並べた列ベクトルを、PL2偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL2, RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))として生成する。ここで、hPL1, RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))は、NPL1×NRxPLy個の要素を有する列ベクトルであり、hPL2, RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))は、NPL2×NRxPLy個の要素を有する列ベクトルである。
　ここで、PLq偏波の送信アンテナから送信された送信信号に対応する、RxPLy偏波の受信アンテナの受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPLq,RxPLyは、各送信アンテナ及び受信アンテナの偏波に基づいて設定される。
　例えば、PL1偏波送信アンテナがTx#1及びTx#3であり、PL2偏波送信アンテナがTx#2及びTx#4であり、NPL1=2、NPL2=2、Nt=4であり、受信アンテナ数Na=4、NRxPL1=2、NRxPL2=2である場合に、RxPL1偏波受信アンテナがRx#1及びRx#2で、RxPL2偏波受信アンテナがRx#3及びRx#4の場合について説明する。
　この場合、RxPL1偏波受信アンテナの受信信号から、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL1, RxPL1、及び、RxPL1偏波受信アンテナの受信信号から、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL2, RxPL1は、次式(19)、式(20)のような16(=Nt×Na)次の列ベクトルで表されてよい。また、RxPL2偏波受信アンテナの受信信号から、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL1, RxPL2、及び、RxPL2偏波受信アンテナの受信信号から、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPL2, RxPL2は、次式(21)及び式(22)のような16(=Nt×Na)次の列ベクトルで表されてよい。ここで、上付き文字のＴはベクトル転置を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　第ｙ方向推定部２１２ａは、例えば、PL1偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL1, RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))及びPL2偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL2, RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を用いて、方向推定評価関数PH-PLq, RxPLy(θu, fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))における方位方向θuを所定の角度範囲内で可変してそれぞれの送信偏波毎の空間プロファイルを算出する。ここで、q=1及び2である。
　第ｙ方向推定部２１２ａは、算出したPLq偏波毎の空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を、PLq偏波毎のRxPLy偏波の受信アンテナによる到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力してよい。ここで、q=1及び2である。
　なお、方向推定評価関数値PH-PLq, RxPL1(θu, fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
　例えば、PLq偏波送信アンテナによる仮想受信アンテナ数がNPLq×NRxPL1個であり、等間隔dHで直線状に配置される場合、ビームフォーマ法は次式(23)のように表すことができる。ビームフォーマ法の他にも、Capon、MUSICといった手法も同様に適用可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　式(23)において、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、式(23)において、aPLq,RxPLy(θu)は、レーダ送信信号の中心周波数fcにおける方位方向θuの到来波に対するPLq偏波送信アンテナとRxPLy偏波の受信アンテナによる仮想受信アレーの方向ベクトルを示し、式(24)で表されるように、NPLq×NRxPLyの要素を有する列ベクトルである。式(24)において、λは、中心周波数fcの場合のレーダ送信信号（例えば、チャープ信号）の波長であり、λ=C0/fcである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　また、方位方向θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたベクトルである。例えば、θuは以下のように設定される。
　θu＝θmin + uβ1、整数u=0～ NU
　NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
　ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
　また、上述した例では、第ｙ方向推定部２１２ａが到来方向推定値として方位方向を算出する例について説明したが、これに限定されず、仰角方向の到来方向推定、又は、矩形の格子状に配置されたMIMOアンテナを用いることにより、方位方向及び仰角方向の到来方向推定も可能である。例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、異なる偏波送信アンテナ毎に、RxPLy偏波の受信アンテナによる到来方向推定値として方位方向及び仰角方向を算出して、測位出力としてもよい。
　以上の動作により、第ｙ方向推定部２１２ａは、例えば、測位出力として、第ｙドップラ多重分離部２１１ａから入力される情報である距離インデックスfb_cfar、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）=(fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）における異なる偏波送信アンテナ毎に、RxPLy偏波の受信アンテナによる到来方向推定値を出力してよい。また、第ｙ方向推定部２１２ａは、更に、測位出力として、距離インデックスfb_cfar、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）を出力してよい。
　また、第ｙ方向推定部２１２ａは、例えば、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）に基づいて、物標のドップラ周波数推定値を出力してもよい。
　また、距離インデックスfb_cfarは、式(1)を用いて距離情報に変換して出力されてもよい。
　また、第ｙドップラ多重分離部２１１ａから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex(fb_cfar）=（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt）)が複数ある場合、第ｙ方向推定部２１２ａは、それらに対して、上述下処理と同様に到来方向推定値を算出し、測位結果を出力してもよい。
　＜第ｙ方向推定部２１２ａの動作例２＞
　例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、第ｙドップラ多重分離部２１１ａから入力される距離インデックスfb_cfar及びドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）に基づいて、ドップラ解析部２０９の出力を抽出し、PLq偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルh PLq,RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar))を生成し、方向推定処理を行う。ここで、q=1又は2である。第ｙ方向推定部２１２ａは、例えば、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）と一致するｑに対応する偏波（PLq偏波）の方向推定処理を行う。
　例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、PLq偏波の送信アンテナからのレーダ送信信号に対応する、RxPLｙ偏波の受信アンテナで受信された受信信号に基づく方向推定処理を行うため、PLq偏波の送信アンテナに対応する受信信号を抽出する送信偏波アンテナ抽出ベクトルSPPLq,RxPLyの要素が１となる要素インデックスを用いて、仮想受信アレー相関ベクトルhRxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar))（例えば、式(17)又は式(18)）から当該要素インデックスの要素成分を抽出し、当該要素インデックスの小さい順に並べた列ベクトルを、PLq偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPLq,RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar))として生成できる。ここで、hPLq, RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar))は、NPLq×NRxPLy個の要素を有する列ベクトルである。
　第ｙ方向推定部２１２ａは、PLq偏波の送信アンテナから送信され、RxPLｙ偏波の受信アンテナで受信された受信信号による仮想受信アレー相関ベクトルhPLq, RxPLy(fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar))を用いて、方向推定評価関数PH-PLq,RxPLy(θu, fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar))における方位方向θuを所定の角度範囲内で可変して、PLq送信偏波の空間プロファイルを算出する。ここで、q=1又は2である。
　第ｙ方向推定部２１２ａは、算出したPLq偏波送信アンテナに対応する受信信号に基づく空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向をPLq偏波送信され、RxPLy偏波受信された場合の到来方向推定値（例えば、測位出力）として測位出力してよい。
　なお、方向推定評価関数値PH-PLq,RxPLy(θu, fb_cfar, DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar))は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されるアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
　また、上述した例では、第ｙ方向推定部２１２ａが到来方向推定値として方位方向を算出する例について説明したが、これに限定されず、仰角方向の到来方向推定、又は、矩形の格子状に配置されたMIMOアンテナを用いることにより、方位方向及び仰角方向の到来方向推定も可能である。例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、異なる偏波の送信アンテナ毎に、RxPLy偏波の受信アンテナによる到来方向推定値として方位方向及び仰角方向を算出して、測位出力としてもよい。
　以上の動作により、第ｙ方向推定部２１２ａは、例えば、第ｙドップラ多重分離部２１１ａから入力される距離インデックスfb_cfar、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）=(fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）におけるPLq偏波送信アンテナからの受信信号に基づいて、PLq偏波送信に対するRxPLｙ偏波の受信アンテナによる到来方向推定値を測位出力として出力してよい。また、第ｙ方向推定部２１２ａは、更に、測位出力として、距離インデックスfb_cfar、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq (fb_cfar）を出力してよい。
　また、方向推定部２１２ａは、例えば、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）に基づいて、物標のドップラ周波数推定値を出力してもよい。
　また、距離インデックスfb_cfarは、式(1)を用いて距離情報に変換して出力されてもよい。
　また、ドップラ多重分離部２１１から入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）=（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt）)が複数ある場合、第ｙ方向推定部２１２ａは、それらに対して、上述した処理と同様に到来方向推定値を算出し、測位結果を出力してもよい。
　以上、第ｙ方向推定部２１２ａの動作例１及び動作例２について説明した。
　第ｙ方向推定部２１２ａは、以上のような動作により、送信偏波毎のRxPLy偏波受信アンテナによる方向推定処理の結果、又は、反射波の状況に応じて、一部の送信偏波に対するRxPLy偏波受信アンテナによる方向推定結果を得ることができ、送信偏波アンテナ及び受信偏波アンテナに依存した方向推定結果を得ることができる。送信偏波及び受信偏波により物標からの反射波の応答は変動し得るため、レーダ装置１０は、このようなに送受偏波に依存した方向推定結果に基づいて、物標の検出性能又は識別性能を向上できる。
　なお、ここでは、第ｙ方向推定部２１２ａは、第ｙドップラ多重分離部２１１ａから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（DDM_Rxindex(fb_cfar）=（fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt）又はDDM_Rxindex_PLq(fb_cfar）)と、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力に基づいて、物標の方向推定処理を行う場合について説明したが、これに限定されない。
　例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、第１ドップラ多重分離部２１１ａ－１から入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（DDM_Rxindex(fb_cfar)=(fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt)又はDDM_Rxindex_PLq(fb_cfar)）と、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力、及び、第２ドップラ多重分離部２１１ａ－２から入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ多重信号の分離インデックス情報（DDM_Rxindex(fb_cfar)=(fdemul_Tx#1, fdemul_Tx#2,～，fdemul_Tx#Nt)又はDDM_Rxindex_PLq(fb_cfar)）と、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力とに基づいて、物標の方向推定処理を行ってもよい。
　例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、第１ドップラ多重分離部２１１ａ－１から入力される情報を用いて、PL1偏波の送信アンテナから送信され、RxPL1偏波の受信アンテナで受信された受信信号による仮想受信アレー相関ベクトルhPL1, RxPL1(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を算出する。また、第ｙ方向推定部２１２ａは、第２ドップラ多重分離部２１１ａ－２から入力される情報を用いて、PL2偏波の送信アンテナから送信され、RxPL2偏波の受信アンテナで受信された受信信号による仮想受信アレー相関ベクトルhPL2, RxPL2(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を算出する。そして、第ｙ方向推定部２１２ａは、仮想受信アレー相関ベクトルhPL1, RxPL1(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))及び仮想受信アレー相関ベクトルhPL2, RxPL2(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))に基づいて、物標の方向推定処理を行ってもよい。
　又は、例えば、第ｙ方向推定部２１２ａは、第１ドップラ多重分離部２１１ａ－１から入力される情報を用いて、PL2偏波の送信アンテナから送信され、RxPL1偏波の受信アンテナで受信された受信信号による仮想受信アレー相関ベクトルhPL2, RxPL1(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を算出する。また、第ｙ方向推定部２１２ａは、第２ドップラ多重分離部２１１ａ－２から入力される情報を用いて、PL1偏波の送信アンテナから送信され、RxPL2偏波の受信アンテナで受信された受信信号による仮想受信アレー相関ベクトルhPL1, RxPL2(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))を算出する。そして、第ｙ方向推定部２１２ａは、仮想受信アレー相関ベクトルhPL2, RxPL1(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))及びhPL1, RxPL2(fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar))に基づいて、物標の方向推定処理を行ってもよい。
　（実施の形態１の変形例２）
　実施の形態１では、送信アンテナ部１０５のNt個の送信アンテナを用いて不等間隔ドップラ多重送信され、また、ドップラシフト部１０４によってドップラシフト量が付与されるドップラ多重信号が、条件１及び条件２を満たすドップラ多重送信（DDM)を用いてNt個の送信アンテナから同時多重送信される動作について説明したが、これに限定されない。
　実施の形態１の変形例２では、例えば、送信アンテナ部１０５のNt個の送信アンテナを用いて不等間隔ドップラ多重送信され、また、ドップラシフト部１０４によってドップラシフト量が付与されるドップラ多重信号は、条件１を満たさず、条件２を満たすドップラ多重送信（DDM)を用いてNt個の送信アンテナから同時多重送信されてもよい。
　このようなドップラシフト部１０４におけるドップラシフト量の設定により、例えば、ドップラ多重分離部２１１における＜ステップB-1＞又は＜ステップC-1＞の動作において、等間隔のドップラ多重信号のドップラ多重分離動作を含む点が異なる。
　ここで、想定する物標のドップラ周波数範囲が、以下のような検出可能なドップラ周波数範囲内であれば、レーダ装置１０は、既存の等間隔ドップラ多重信号の分離動作により、ドップラ多重信号の分離が可能となる。
　例えば、ドップラシフト部１０４によってドップラシフト量が付与されるドップラ多重信号が条件１を満たさないケースの例として、以下の３つのケースが挙げられる。
　（ケース１）
　PL1偏波及びPL2偏波のそれぞれにおいて等間隔のドップラ多重の場合（ただし、NPL1≧2、NPL2≧2）。この場合の検出可能なドップラ周波数範囲fdは、-1/(2 max(NPL1, NPL2）Tr)≦fd ＜ 1/(2 max(NPL1, NPL2）Tr)の範囲となる。ここで、max(NPL1 、NPL2）は、NPL1 及びNPL2のうち大きい値を返す関数である（なお、NPL1及びNPL2が等しい場合は、何れの値を出力してもよい）。
　（ケース２）
　PL1偏波において不等間隔ドップラ多重であり、PL2偏波において等間隔のドップラ多重である場合（ただし、NPL1≧2、NPL2≧2）。この場合の検出可能なドップラ周波数範囲fdは、-1/(2 NPL2Tr)≦fd ＜ 1/(2 NPL2Tr)の範囲となる。
　（ケース３）
　PL1偏波において等間隔のドップラ多重であり、PL2偏波において不等間隔ドップラ多重である場合（ただし、NPL1≧2、NPL2≧2）。この場合の検出可能なドップラ周波数範囲fdは、-1/(2 NPL1Tr)≦fd ＜ 1/(2 NPL1 Tr )の範囲となる。
　例えば、条件１及び条件２を満たす場合、検出可能な物標のドップラ周波数範囲fdは、-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)である。その一方で、条件２を満たす場合、条件１及び条件２を満たす場合と比較して、検出可能な物標のドップラ周波数範囲fdは狭まるが、ケース１～３の何れのケースでも、既存の等間隔ドップラ多重におけるドップラ検出範囲である-1/(2Nt×Tr)≦fd ＜ 1/(2Nt×Tr)よりもドップラ検出可能範囲を拡大できる。
　このように、条件２を満たすドップラ多重送信（DDM)を用いることにより、実施の形態１と同様の効果が得られる。例えば、不等間隔ドップラ多重を用いる偏波MIMOレーダにおいて、異なる偏波の送信アンテナを用いる場合に、或る偏波の送信アンテナからの反射波受信レベルに対して、別の偏波の送信アンテナからの反射波受信レベルが大きく減衰する反射波を受信する状況でも、レーダ装置１０は、ドップラ多重分離が可能とり、物標検出性能の劣化、又は、ドップラ周波数の誤推定又は測角性能の劣化を抑制できる。
　以下、変形例２における、ドップラシフト部１０４のドップラシフト量の設定例について説明する。
　＜ドップラシフト量の設定例７＞
　設定例７では、PL1偏波に対して不等間隔ドップラ多重であり、PL2偏波に対して等間隔ドップラ多重である場合について説明する。
　図１９は、送信アンテナ数Nt=4、NPL1=2、NPL2=2の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図１９において、Tx#1及びTx#3はPL1偏波送信アンテナであり、Tx#2及びTx#4はPL2偏波送信アンテナである。
　なお、ドップラシフト量の設定例７において、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd= 1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(6Tr)とし、δ=2を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図１９に示す例では、第１～第４のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１～１０４－４）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-1/(3Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=-2π(m-1)/3を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=-1/(6Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=-π(m-1)/3を付与して出力する。
　第４のドップラシフト部１０４は、例えば、第４番目の送信アンテナTx#4に対してドップラシフト量DOP4=1/(6Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ4(m)=π(m-1)/3を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図１９において、各送信アンテナTx#1～Tx#4に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)=Δfd、Δfd(3, 4)=Δfd(4, 1)=2Δfdである。よって、図１９において送信アンテナ数Nt=4の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(1, 2)=Δfd(2, 3)≠Δfd(3, 4)=Δfd(4, 1)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１９において、送信アンテナのうち、PL1偏波となる送信アンテナTx#1及びTx#3の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 3)=2Δfd、Δfd(3, 1)=4Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナ数NPL1=2の各PL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(1, 3)≠Δfd(3, 1)）、PL1偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図１９において、送信アンテナのうち、PL2偏波となる送信アンテナTx#2及びTx#4の間のドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(2, 4)=3Δfd、Δfd(4, 2)=3Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナ数NPL2=2の各PL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔であるため（Δfd(2, 4)=Δfd(4, 2)）、PL2偏波送信アンテナによる等間隔ドップラ多重送信（等間隔DDM送信）となる。
　以上より、図１９に示す例は、条件１を満たさないドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図１９において、PL1偏波送信アンテナTx#1及びTx#3間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 3)=2Δfd、Δfd(3, 1)=4Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#2及びTx#4間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(2, 4)=Δfd(4, 2)=3Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナTx#1及びTx#3間のドップラシフト量、及び、PL2偏波送信アンテナTx#2及びTx#4間のドップラシフト量には、異なるドップラシフト間隔が含まれる。
　例えば、PL1偏波送信アンテナTx#1及びTx#3間のドップラシフト量の間隔には2Δfd及び4Δfdが含まれるが、PL2偏波送信アンテナTx#2及びTx#4間のドップラシフト量の間隔には2Δfd及び4Δfdが含まれない。
　また、例えば、PL2偏波送信アンテナTx#2及びTx#4間のドップラシフト量の最大DDM間隔は3Δfdであるが、PL1偏波送信アンテナTx#1及びTx#3間のドップラシフト量の間隔には3Δfdが含まれない。
　このように、図１９に示す例では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンとが異なる。
　以上より、図１９に示す例は、条件２の(1)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナ（Tx#1及びTx#3）、及び、PL2偏波送信アンテナ（Tx#2及びTx#4）のそれぞれに対応する受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1～Tx#4から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０（例えば、ドップラ多重分離部２１１）は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　また、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合と、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２の(1)を満たすドップラ多重信号）を受信する。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ピークの間隔）に基づいて、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、ドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、PL1偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL1偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、物標のドップラ周波数fdを-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)の範囲で確定でき、ドップラ多重信号を分離可能となり、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる
　また、例えば、PL2偏波のドップラ多重信号は、等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL2偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを-1/(4Tr)≦fd ＜ 1/(4Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　＜ドップラシフト量の設定例８＞
　設定例８では、PL1偏波に対して等間隔ドップラ多重であり、PL2偏波に対して不等間隔ドップラ多重である場合について説明する。
　図２０は、送信アンテナ数Nt=4、NPL1=2、NPL2=2の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図２０において、Tx#1及びTx#3はPL1偏波送信アンテナであり、Tx#2及びTx#4はPL2偏波送信アンテナである。
　なお、ドップラシフト量の設定例８において、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd= 1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(6Tr)とし、δ=2を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図２０に示す例では、第１～第４のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１～１０４－４）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-1/(3Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=-2π(m-1)/3を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=0を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=0を付与して出力する。
　第４のドップラシフト部１０４は、例えば、第４番目の送信アンテナTx#4に対してドップラシフト量DOP4=1/(3Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ4(m)=2π(m-1)/3を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図２０において、各送信アンテナTx#1～Tx#4に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 2)=Δfd(4, 1)=Δfd、Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=2Δfdである。よって、図２０において送信アンテナ数Nt=4の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(1, 2)=Δfd(4, 1)≠Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図２０において、送信アンテナのうち、PL1偏波となる送信アンテナTx#1及びTx#3の間のドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 3)=3Δfd、Δfd(3, 1)=3Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナ数NPL1=2の各PL1偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔であるため（Δfd(1, 3)=Δfd(3, 1)）、PL1偏波送信アンテナによる等間隔ドップラ多重送信（等間隔DDM送信）となる。
　また、図２０において、送信アンテナのうち、PL2偏波となる送信アンテナTx#2及びTx#4の間のドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(2, 4)=4Δfd、Δfd(4, 2)=2Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナ数NPL2=2の各PL2偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(2, 4)≠Δfd(4, 2)）、PL2偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　以上より、図２０に示す例は、条件１を満たさないドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図２０において、PL1偏波送信アンテナTx#1及びTx#3間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 3)=Δfd(3, 1)=3Δfdであり、PL2偏波送信アンテナTx#2及びTx#4間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(2, 4)=4Δfd、Δfd(4, 2)=2Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナTx#1及びTx#3間のドップラシフト量、及び、PL2偏波送信アンテナTx#2及びTx#4間のドップラシフト量には、異なるドップラシフト間隔が含まれる。
　例えば、PL1偏波送信アンテナTx#1及びTx#3間のドップラシフト量の間隔には3Δfdが含まれるが、PL2偏波送信アンテナTx#2及びTx#4間のドップラシフト量の間隔には3Δfdが含まれない。
　また、例えば、PL2偏波送信アンテナTx#2及びTx#4間のドップラシフト量の最大DDM間隔には2Δfd、4Δfdが含まれるが、PL1偏波送信アンテナTx#1及びTx#3間のドップラシフト量の間隔には2Δfd、4Δfdが含まれない。
　このように、図２０に示す例では、PL1偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンと、PL2偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量のパターンとが異なる。
　以上より、図２０に示す例は、条件２の(1)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナ（Tx#1及びTx#3）、及び、PL2偏波送信アンテナ（Tx#2及びTx#4）のそれぞれに対応する受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1～Tx#4から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０（例えば、ドップラ多重分離部２１１）は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　また、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合と、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２の(1)を満たすドップラ多重信号）を受信する。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ピークの間隔）に基づいて、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、ドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、PL1偏波のドップラ多重信号は、等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL1偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを-1/(4Tr)≦fd ＜ 1/(4Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　また、例えば、PL2偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL2偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、物標のドップラ周波数fdを-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)の範囲で確定でき、ドップラ多重信号を分離可能となり、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　（実施の形態１の変形例３）
　実施の形態１では、異なる偏波の送信偏波として、直交偏波の関係となるPL1偏波及びPL2偏波の２つの偏波の例を用いて説明したが、これに限定されず、偏波の数は３つ以上でもよい。例えば、直交偏波の関係となるPL1偏波及びPL2偏波の２つの偏波に加え、PL1偏波及びPL2偏波と異なる他の偏波の送信アンテナを用いてもよい。
　例えば、レーダ装置１０（例えば、偏波MIMOレーダ）は、直交偏波の関係となる２つの偏波を含む３つ以上の異なる偏波の送信アンテナを含むNt個の送信アンテナを用いてよい。
　以下では、第１の偏波をPL1偏波と記載し、第２の偏波をPL2偏波と記載する。第ｑの偏波をPLq偏波と記載する。また、直交偏波となる関係の異なる偏波の組み合わせは、例えば、PL1偏波及びPL2偏波とし、右旋円偏波と左旋円偏波、水平偏波と垂直偏波、右斜め４５°偏波と左斜め４５°偏波を用いてよい。
　また、送信アンテナ数Nt≧4とする。例えば、ドップラ多重数NDDM≧４とする。
　また、送信アンテナには、NPL1個のPL1偏波アンテナ、及び、NPL2個のPL2偏波アンテナを含む。この場合、NPL1 + NPL2＜Ntとなる。
　レーダ装置１０は、例えば、Nt個の送信アンテナを用いて、不等間隔ドップラ多重送信を行う。
　また、レーダ装置１０は、互いに交差偏波となるPL1偏波及びPL2偏波の送信アンテナ、及び、PL1偏波及びPL2偏波と異なる偏波の送信アンテナを含むNt個の送信アンテナに対して、後述する条件１ａ及び条件２ａを満たすドップラ多重送信（DDM）を用いてNt個の送信アンテナから同時多重送信を行う。
　条件１ａ及び条件２ａは、例えば、直交偏波の関係となるPL1偏波及びPL2偏波の２つの偏波に加え、PL1偏波及びPL2偏波と異なる他の偏波の送信アンテナを含む場合の条件である。例えば、直交偏波の関係となるPL1偏波及びPL2偏波の２つの偏波の送信アンテナ以外に、他の異なる偏波の送信アンテナを含まない場合には、条件１ａ及び条件２ａは、条件１及び条件２と等価な条件となる。
　例えば、直交偏波の関係となるPL1偏波及びPL2偏波による送信アンテナそれぞれからのレーダ送信信号に対応する反射波は、受信アンテナ部２０２に対して互いに交差偏波の関係となるため、受信信号の受信レベルが大きく異なるケースがあり得る。その一方で、Nt個の送信アンテナのうち、PL1偏波アンテナ及びPL2偏波アンテナと異なる他の偏波の送信アンテナは、PL1偏波及びPL2偏波とは直交偏波の関係とはならない。このため、他の偏波の送信アンテナからのレーダ送信信号に対応する反射波は、PL1偏波及びPL2偏波の送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルに対して、受信信号の受信レベルが大きく異なりにくい。
　よって、例えば、条件１ａでは、条件１の「PL１偏波アンテナによる不等間隔ドップラ多重」の代わりに、「PL2偏波を除く偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重（ただし、NPL1≧2の場合に考慮し、NPL1=1では考慮不要）」とする条件を適用してよい。同様に、条件１ａでは、条件１の「PL2偏波アンテナによる不等間隔ドップラ多重」の代わりに、「PL1偏波を除く偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重（ただし、NPL1≧2の場合に考慮し、NPL2=1では考慮不要）」とする条件を適用してよい。
　また、例えば、条件２ａでは、条件２の「PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラ多重信号間」の代わりに、「PL2偏波アンテナを除く偏波送信アンテナ（例えば、（Nt-NPL1）個の送信アンテナ）、及び、PL1偏波アンテナを除く偏波送信アンテナ（例えば、（Nt-NPL2）個の送信アンテナ）のそれぞれに割り当てられるドップラ多重信号間」とする条件を適用してよい。
　以上より、条件１ａ及び条件２ａは、以下のように規定されてよい。
　＜条件１ａ＞
　PL2偏波を除く偏波送信アンテナによる不等間隔DDM（ただし、NPL1≧2の場合に考慮し、NPL1=1では考慮不要）、
　PL1偏波を除く偏波送信アンテナによる不等間隔DDM（ただし、NPL2≧2の場合に考慮し、NPL2=1では考慮不要）
　となるようにPL1偏波及びPL2偏波のそれぞれにドップラ多重信号が割り当てられる。
　＜条件２ａ＞
　PL2偏波を除く偏波送信アンテナ（例えば、（Nt- NPL2）個の送信アンテナ）、及び、PL1偏波を除く偏波送信アンテナ（例えば、（Nt-NPL1）個の送信アンテナ）のそれぞれに割り当てられるドップラ多重信号間において、下記の何れか一つの条件を満たす。
　(1)異なるドップラシフト間隔を含む。
　(2)PL1偏波とPL2偏波のドップラ多重数（＝送信アンテナ数）が異なる（NPL1≠NPL2）。
　(3)Nt-NPL1 ≧3、Nt-NPL2 ≧3の場合に、PL2偏波を除く偏波送信アンテナ及びPL1偏波を除く偏波送信アンテナのそれぞれのドップラシフト間隔において、同一のドップラシフト間隔を含む場合に、ドップラシフト間隔の順序が異なる。
　例えば、条件１ａでは、ドップラ周波数軸上で、PL2偏波送信アンテナと異なる偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔は不等間隔に設定される。同様に、条件１ａでは、ドップラ周波数軸上で、PL1偏波送信アンテナと異なる偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔は不等間隔に設定される。
　また、例えば、条件２ａの(1)では、PL2偏波送信アンテナと異なる偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）には、PL1偏波送信アンテナと異なる偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔と異なる間隔が含まれてよい。条件２ａの(1)の例として、PL2偏波を除く偏波送信アンテナ、及び、PL1偏波を除く偏波送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラ多重信号間において、最大ドップラシフト間隔が異なるケース、最小ドップラシフト間隔が異なるケース、又は、最大でも最小でもないドップラシフト間隔が異なるケースが挙げられる。
　また、条件２ａの(2)の例として、PL1偏波送信アンテナあるいはPL2偏波送信アンテナの何れかが１個となりSIMO（Single-Input Multiple Output）レーダ構成となるケース（NPL1=1及びNPL2≧2の場合、NPL1≧2及びNPL2=1の場合）と、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナが２個以上で、それぞれの各偏波送信アンテナでMIMOレーダ構成となるケース（NPL1≧2及びNPL2≧2で、NPL1≠NPL2）が挙げられる。
　また、例えば、条件２ａの(3)では、PL2偏波送信アンテナと異なる偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔の組み合わせと、PL1偏波送信アンテナと異なる偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔の組み合わせとが同一であり、ドップラ周波数範囲において、PL2偏波送信アンテナと異なる偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔の順序と、PL1偏波送信アンテナと異なる偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の各間隔の順序とが異なる。
　例えば、PL1偏波を除く偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の間隔をドップラ周波数軸の小さい方から順に並べた配列（例えば、第１の配列）に含まれる各間隔の組み合わせと、PL2偏波を除く偏波送信アンテナに割り当てられるドップラシフト量の間隔をドップラ周波数軸の小さい方から順に並べた配列（例えば、第２の配列）に含まれる各間隔の組み合わせとが一致し、かつ、第１の配列と第２の配列とは、円順列において異なる配列である。
　条件２ａの(3)を満たす場合、PL2偏波を除く偏波送信アンテナのドップラシフト間隔、及び、PL1偏波を除く偏波送信アンテナのドップラシフト間隔は、何れか一方をドップラ周波数領域において巡回シフトしても一致しない。
　以下、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト量の設定例について説明する。
　＜ドップラシフト量の設定例９＞
　図２１は、送信アンテナ数Nt=7、NPL1=3、NPL2=3、NPL3=1の場合の送信ドップラ周波数に対するドップラシフト量のパターンの設定例を示す。図２１において、Tx#1、Tx#4及びTx#6はPL1偏波アンテナであり、Tx#2、Tx#3及びTx#5はPL2偏波アンテナであり、Tx#3はPL3偏波アンテナである。例えば、PL1偏波とPL2偏波とは互いに直交偏波の関係となる偏波とする。
　なお、ドップラシフト量の設定例９では、図２１に示すように、ドップラシフト部１０４におけるドップラシフト間隔の基本単位をΔfd= 1/(Tr×(NDM＋δ))=1/(8Tr)とし、δ=1を設定するが、δの値はこれに限定されない。δは正の整数でもよく、正の実数でもよい。
　図２１に示す例では、第１～第７のドップラシフト部１０４（又は、ドップラシフト部１０４－１～１０４－７）は、以下の動作を行ってよい。
　第１のドップラシフト部１０４は、例えば、第１番目の送信アンテナTx#1に対してドップラシフト量DOP1=-1/(2Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ1(m)=-π(m-1)を付与して出力する。
　第２のドップラシフト部１０４は、例えば、第２番目の送信アンテナTx#2に対してドップラシフト量DOP2=-1/(4Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ2(m)=-π(m-1)/2を付与して出力する。
　第３のドップラシフト部１０４は、例えば、第３番目の送信アンテナTx#3に対してドップラシフト量DOP3=-1/(8Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ3(m)=-π(m-1)/4を付与して出力する。
　第４のドップラシフト部１０４は、例えば、第４番目の送信アンテナTx#4に対してドップラシフト量DOP4=0を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ4(m)=0を付与して出力する。
　第５のドップラシフト部１０４は、例えば、第５番目の送信アンテナTx#5に対してドップラシフト量DOP5=1/(8Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ5(m)=π(m-1)/4を付与して出力する。
　第６のドップラシフト部１０４は、例えば、第６番目の送信アンテナTx#6に対してドップラシフト量DOP6=1/(4Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ6(m)=π(m-1)/2を付与して出力する。
　第７のドップラシフト部１０４は、例えば、第７番目の送信アンテナTx#7に対してドップラシフト量DOP7=3/(8Tr)を付与するために、チャープ信号の送信周期Tr毎に位相回転Φ7(m)=3π(m-1)/4を付与して出力する。
　以下では、Tx#n1及びTx#n2に付与するドップラシフト量の間隔をドップラシフト間隔「Δfd(n1, n2)」と表記する。
　図２１において、各送信アンテナTx#1～Tx#7に付与されるドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(1, 2)=2Δfd、Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)=Δfd(5, 6)=Δfd(6, 7)=Δfd(7, 1)=Δfdである。よって、図２１において送信アンテナ数Nt=7の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（例えば、Δfd(2, 3)=Δfd(3, 4)=Δfd(4, 5)=Δfd(5, 6)=Δfd(6, 7)=Δfd(7, 1)≠Δfd(1, 2)）、不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図２１において、送信アンテナのうち、PL2偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#1、Tx#4、Tx#6及びTx#7の間のドップラシフト量の間隔は、Δfd(1, 4)=4Δfd、Δfd(4, 6)=2Δfd、Δfd(6, 7)=Δfd(7, 1)=Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナを除く送信アンテナ数（Nt-NPL2）=4の各偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(1, 4)≠Δfd(4, 6)≠Δfd(6, 7)=Δfd(7, 1)）、PL2偏波送信アンテナを除く偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　また、図２１において、送信アンテナのうち、PL1偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#2、Tx#3、Tx#5及びTx#7の間のドップラシフト量の間隔（ドップラシフト間隔）は、Δfd(2, 3)=Δfd、Δfd(3, 5)=Δfd(5, 7)=2Δfd、Δfd(7, 2)=3Δfdである。よって、PL1偏波送信アンテナを除く送信アンテナ数（Nt-NPL1）=4の各偏波送信アンテナに付与されるドップラシフト量の間隔は、全て同一の間隔ではなく、不等間隔を含むため（Δfd(2, 3)≠Δfd(3, 5)=Δfd(5, 7)≠Δfd(7, 2)）、PL1偏波送信アンテナを除く偏波送信アンテナによる不等間隔ドップラ多重送信（不等間隔DDM送信）となる。
　以上より、図２１に示す例は、条件１ａを満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　また、図２１において、PL2偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#1、Tx#4、Tx#6及びTx#7間のドップラシフト量は、Δfd(1, 4)=4Δfd、Δfd(4, 5)=2Δfd、Δfd(6, 7)=Δfd(7, 1)=Δfdであり、PL1偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#2、Tx#3、Tx#5及びTx#7間のドップラシフト量は、Δfd(2, 3)=Δfd、Δfd(3, 5)=Δfd(5, 7)=2Δfd、Δfd(7, 2)=3Δfdである。よって、PL2偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#1、Tx#4、Tx#6及びTx#7間のドップラシフト量、及び、PL1偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#2、Tx#3、Tx#5及びTx#7間のドップラシフト量には、異なるドップラシフト間隔が含まれる。
　例えば、PL2偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#1、Tx#4、Tx#6及びTx#7間のドップラシフト量の間隔には4Δfdが含まれるが、PL1偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#2、Tx#3、Tx#5及びTx#7間のドップラシフト量の間隔には4Δfdが含まれない。
　また、例えば、PL1偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#2、Tx#3、Tx#5及びTx#7間のドップラシフト量の最大DDM間隔は3Δfdであるが、PL2偏波送信アンテナを除く送信アンテナTx#1、Tx#4、Tx#6及びTx#7間のドップラシフト量の間隔には3Δfdが含まれない。
　以上より、図２１に示す例は、条件２ａの(1)を満たすドップラシフト量のパターンの設定例である。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含まない場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナ（Tx#1、Tx#4及びTx#6）、及び、PL2偏波送信アンテナ（Tx#2、Tx#3及びTx#5）のそれぞれからの受信信号を、ほぼ同レベルで受信する。ここで、PL1偏波送信アンテナ、PL2偏波送信アンテナ及びPL3偏波送信アンテナから構成されるNt本の送信アンテナTx#1～Tx#7から送信される信号は不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信される。よって、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作に基づいてドップラ多重信号を分離可能となる。
　また、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合と、PL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合とで互いに異なるドップラ多重信号（例えば、条件２ａの(1)を満たすドップラ多重信号）を受信する。
　例えば、受信アンテナの偏波に対して交差偏波となる物標反射波を含む場合、レーダ装置１０は、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合と、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベルが低下する場合とで、互いに異なるパターンのドップラ周波数成分を含む反射波信号を受信する。
　これにより、レーダ装置１０は、例えば、検出したドップラ周波数のピーク（例えば、ピークの間隔）に基づいて、PL1偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したか、PL2偏波送信アンテナに対応する受信信号の受信レベル低下が発生したかを、ドップラ多重分離部２１１において判別可能となる。
　例えば、PL2偏波を除く偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL2偏波送信アンテナを除く偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　同様に、例えば、PL1偏波を除く偏波のドップラ多重信号は、不等間隔ドップラ多重となるドップラシフト間隔を用いてドップラ多重送信されている。よって、例えば、ドップラ多重分離部２１１による判別結果により、受信信号が、PL1偏波送信アンテナを除く偏波送信アンテナによる送信信号に対応する受信信号であると判別された場合、レーダ装置１０は、既存のドップラ多重信号の分離動作を用いて、ドップラ多重信号を分離可能となる。
　このようなドップラ多重分離部２１１の動作により、レーダ装置１０は、物標のドップラ周波数fdを、-1/(2Tr)≦fd ＜ 1/(2Tr)の範囲で確定でき、それぞれのドップラ多重信号に対する送信アンテナを対応付けた出力を得ることができる。
　以上、ドップラシフト量の設定例について説明した。
　［ドップラ多重分離部２１１の動作例］
　例えば、直交偏波の関係となるPL1偏波及びPL2偏波の２つの偏波に加え、PL1偏波及びPL2偏波と異なる他の偏波の送信アンテナを用いる場合、上述したドップラシフト部１０４において付与されるドップラ多重信号は、以下のようなドップラ多重分離部２１１の動作によって分離が可能となる。以下では、変形例３に係るドップラ多重分離部２１１の動作のうち、実施の形態１と異なる動作について説明する。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラシフト部１０４において、式(3)に示すδが正の整数に設定される場合に、CFAR部２１０から入力される距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)、及び、受信電力情報（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)）に基づいて、ドップラ多重分離を行う。ただし、ndm=1～NDM+δの整数である。
　変形例３では、図１７に示すドップラ多重分離部２１１におけるドップラ多重信号の分離動作のうち、ステップBの動作及びステップCの動作が以下のように実施の形態１の動作と異なる。
　＜ステップB-1＞
　ドップラ多重分離部２１１は、受信アンテナの偏波に対してPL2偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合を想定して、（Nt-NPL2）個のPL2偏波を除く偏波のドップラ多重信号に対するドップラ多重分離処理を行う。
　＜ステップB-2＞
　この場合、例えば、CFAR部２１０から入力される距離インデックスfb_cfarにおけるNDM+δ個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)に、PL2偏波の送信アンテナを除く送信アンテナからのNt-NPL2個のドップラ多重信号が含まれていることが想定される。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)における受信電力（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)）（例えば、ndm=1～NDM+δの整数）を比較して、受信電力の上位Nt-NPL2個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)が送信時にPL2偏波送信アンテナを除く送信アンテナに付与されるドップラシフト間隔に合致するか否かを判定する（例えば、「PL2偏波送信アンテナを除くドップラシフト間隔合致判定」）。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、受信電力の上位Nt-NPL2個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の上位Nt-NPL2個のドップラ周波数インデックスと異なる（NDM+δ-(Nt-NPL2)）個の他のドップラ周波数インデックスの受信レベルとの差(又は、受信レベル比)が大きく異なる（例えば、差分が閾値以上となる、又は、受信レベル比が閾値以上となる）か否かを判定する（例えば、「PL2偏波送信アンテナを除くドップラ多重信号受信レベル差判定」と呼ぶ）。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの判定に基づいて-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲におけるドップラ多重信号に対応するドップラ周波数及び送信アンテナを決定する。
　なお、不等間隔となるドップラ多重信号を分離するドップラ多重分離部２１１の動作例は、例えば、特許文献７に開示されているため、ここではその動作の詳細についての説明は省略する。
　例えば、ドップラ多重分離部２１１は、PL2偏波送信アンテナを除くドップラシフト間隔合致判定、及び、PL2偏波送信アンテナを除くドップラ多重信号受信レベル差判定の双方の条件（例えば、ステップB-2の条件）を満たすか否かを判断する。ドップラ多重分離部２１１は、ステップB-2の条件を満たす場合、ステップB-3の処理を行い、ステップB-2の条件を満たさない場合、受信アンテナの偏波に対してPL1偏波が交差偏波となる物標反射波を含む場合を想定して、ステップC-1の処理を行ってよい。
　＜ステップB-3＞
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)のうち、受信レベルの小さいNDM＋δ-（Nt-NPL2）個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の高い上位Nt-NPL2個のドップラ周波数インデックスとの関係に基づいて、送信されるNt個のドップラ多重信号のドップラシフト量DOP1, DOP2, ～, DOPNtと、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex_PL1(fb_cfar）=(fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２へ出力する。
　ここで、fdemul_Tx#nは、第ｎ番目の送信アンテナ（Tx#n）から送信されるレーダ送信信号に対する反射波信号のドップラ周波数インデックスを示す。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力を方向推定部２１２に出力する。
　または、ドップラ多重分離部２１１は、Nt個の送信アンテナのうち、PL1偏波が送信されるNPL1個のドップラ多重信号のドップラシフト量と、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号のPL1偏波分離インデックス情報をDDM_Rxindex_PL1(fb_cfar）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２に出力してもよい。
　＜ステップC-1＞
　ドップラ多重分離部２１１は、受信アンテナの偏波に対してPL1が交差偏波となる物標反射波を含む場合を想定して、Nt-NPL1個のPL1偏波を除く偏波のドップラ多重信号に対するドップラ多重分離処理を行う。
　＜ステップC-2＞
　この場合、例えば、CFAR部２１０から入力される距離インデックスfb_cfarにおけるNDM+δ個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar +(ndm-1)×NΔfd)に、PL1偏波送信アンテナを除く送信アンテナからのNt-NPL1個のドップラ多重信号が含まれていることが想定される。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)における受信電力（PowerFT(fb_cfar, fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)）（例えば、ndm=1～NDM+δの整数）を比較して、受信電力の上位Nt-NPL1個のドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)が送信時に、PL1偏波送信アンテナを除く送信アンテナに付与されるドップラシフト間隔に合致するか否かを判定する（例えば、「PL1偏波送信アンテナを除くドップラシフト間隔合致判定」と呼ぶ）。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、受信電力の上位Nt-NPL1個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の上位Nt-NPL1個のドップラ周波数インデックスと異なる（NDM+δ-(Nt-NPL1)）個の他のドップラ周波数インデックスの受信レベルとの差(又は、受信レベル比)が大きく異なる（例えば、差分が閾値以上となる、又は、受信レベル比が閾値以上となる）か否かを判定する（例えば、「PL1偏波送信アンテナを除くドップラ多重信号受信レベル差判定」と呼ぶ）。
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの判定に基づいて-1/(2Tr) ≦ fd ＜1/(2Tr)の範囲におけるドップラ周波数及び送信アンテナを決定する。
　なお、不等間隔となるドップラ多重信号を分離するドップラ多重分離部２１１の動作例は、例えば、特許文献７に開示されるため、ここではその動作の詳細についての説明は省略する。
　ドップラ多重分離部２１１は、PL1偏波送信アンテナを除くドップラシフト間隔合致判定、及び、PL1偏波送信アンテナを除くドップラ多重信号受信レベル差判定の双方の条件（例えば、ステップC-2の条件）を満たすか否かを判断する。ドップラ多重分離部２１１は、ステップC-2の条件を満たす場合、ステップC-3の処理を行ってよい。また、ドップラ多重分離部２１１は、ステップC-2の条件を満たさない場合、受信信号が雑音成分又は干渉成分であると判定し、方向推定部２１２への出力を行わなくてもよい（ステップD）。
　＜ステップC-3＞
　ドップラ多重分離部２１１は、例えば、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)のうち、受信レベルの小さいNDM＋δ-（Nt-NPL1）個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の高い上位Nt-NPL1個のドップラ周波数インデックスとの関係に基づいて、送信されるNt個のドップラ多重信号のドップラシフト量DOP1, DOP2,～, DOPNtと、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_Rxindex_PL2(fb_cfar）=(fdemul_Tx#1,～,fdemul_Tx#NDM）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２へ出力する。
　ここで、fdemul_Tx#nは、第ｎ番目の送信アンテナ（Tx#n）から送信されるレーダ送信信号に対する反射波信号のドップラ周波数インデックスを示す。
　また、ドップラ多重分離部２１１は、例えば、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部の出力を方向推定部２１２に出力する。
　または、ドップラ多重分離部２１１は、Nt個の送信アンテナのうち、PL2偏波が送信されるNPL2個のドップラ多重信号のドップラシフト量と、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号のPL2偏波分離インデックス情報をDDM_Rxindex_PL2(fb_cfar）として、距離インデックスfb_cfarと共に、方向推定部２１２に出力してもよい。
　以上、ドップラ多重分離部２１１の動作例について説明した。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では、異なる偏波の送信アンテナを含むNt個の送信アンテナを用いる偏波MIMOレーダにおいて、レーダ装置１０は、不等間隔ドップラ多重送信を用いてNt個の全ての送信アンテナを用いて同時に多重送信し、ドップラシフト部１０４により、少なくとも条件２（「条件１及び条件２」、又は、「条件２」）を満たすドップラ多重信号を送信する場合について説明した。これにより、実施の形態１では、送信偏波アンテナ間で反射波受信レベルが大きく異なる場合でも、ドップラ多重分離部２１１において送信偏波アンテナの判別が可能となり、ドップラ多重信号の分離が可能となるので、不等間隔ドップラ多重送信を用いた偏波MIMOレーダの検出性能の劣化を抑制できる。
　このように送信偏波アンテナ間で反射波受信レベルが大きく異なる場合に、ドップラ多重分離部２１１において、送信偏波アンテナの判別を可能とし、ドップラ多重信号の分離を可能とする方法は、実施の形態１にて説明した方法に限定されない。
　本実施の形態では、異なる偏波の送信アンテナから送信される送信信号に対して、互いに送信周期を時間的にずらして、同一偏波の複数の送信アンテナによって不等間隔ドップラ多重送信する方法について説明する。
　例えば、本実施の形態において、PL1偏波送信アンテナから送信信号が送信されるタイミングと、PL2偏波送信アンテナから送信信号が送信されるタイミングとが異なってよい。
　このような方法により、送信偏波アンテナ間で反射波受信レベルが大きく異なる場合でも、送信周期毎の送信アンテナの偏波は既知であるため、レーダ装置は、送信偏波アンテナの判別が可能となる。よって、同一偏波の複数の送信アンテナでの反射波受信レベルは大きく異なりにくく、不等間隔ドップラ多重送信のドップラ分離が可能となり、不等間隔ドップラ多重送信を用いた偏波MIMOレーダの検出性能の劣化を抑制できる。
　図２２は、本実施の形態におけるレーダ装置１００ｃの構成図を示す。以下、図２２を用いて、レーダ装置１００ｃの動作例について説明する。なお、図２２において、実施の形態１（例えば、図５）と同様の構成には同一の符号を付する。また、本実施の形態では、実施の形態１と異なる動作について主に説明する。
　例えば、図２２に示すレーダ装置１０ｂには、図５に示すレーダ装置１０に対して、レーダ送信部１００ｂにおいて送信切替制御部３０１及び送信切替部３０２が追加され、レーダ受信部２００ｂにおいて出力切替部４０１が追加されている。
　図２２は、Nt個の送信アンテナを用いる偏波MIMOレーダであり、送信アンテナ部１０５のNt個の送信アンテナには、互いに直交偏波となる関係のPL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナが含まれる。以下では、第qの偏波を「PLq偏波」と記載する。
　直交偏波となる関係の異なる偏波の組み合わせは、例えば、(PL1, PL2)の偏波として、右旋円偏波と左旋円偏波、水平偏波と垂直偏波、右斜め４５°偏波と左斜め４５°偏波を用いてよい。
　また、送信アンテナ部１０５には、PL1偏波送信アンテナ数NPL1≧2、PL2偏波送信アンテナ数NPL2≧2の送信アンテナが含まれる。例えば、送信アンテナ数Nt=NPL1 + NPL2 ≧４でもよい。
　以下の例では、NPL1=NPL2とし、ドップラ多重数をNDM=NPL1=NPL2とし、時分割送信毎に各送信アンテナに付与されるドップラシフト量は同一である場合について説明するが、これに限定されず、時分割送信毎に各送信アンテナに付与されるドップラシフト量は異なってもよい。
　また、NPL1=NPL2の場合に限定されず、NPL1≠NPL2でもよい。NPL1≠NPL2の場合、時分割送信毎にドップラ多重数が変化してもよく、第１番目の送信周期におけるドップラ多重数NDM1をNDM1＝NPL1とし、第２番目の送信周期におけるドップラ多重数NDM2をNDM2＝NPL2としてよい。
　また、以下では、時分割多重数を「NTM」と表す。NTMは、例えば、Nt個の送信アンテナに互いに直交偏波となる関係のPL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナが含まれる場合、NTM=2に設定されてよい。例えば、時分割多重数NTMは、送信アンテナに含まれる偏波数に等しく設定してもよい。
　以下では、一例として、NDM=NPL1=NPL2とし、送信アンテナ部１０５に含まれる送信アンテナの数NtがNt=NDM×NTMとなるドップラ多重数NDMと時分割多重数NTMとを用いる場合について説明する。
　［レーダ送信部１００ｂの構成例］
　送信切替制御部３０１は、レーダ送信周期（Tr）毎に、時間多重で用いる、送信アンテナ部１０５内の送信アンテナの切り替えを指示する時分割多重インデックス「TM_INDEX」を生成し、時分割多重インデックスTM_INDEXを送信切替部３０２及び出力切替部４０１に出力する。
　ここで、TM_INDEX=1, 2, ～, NTMである。例えば、ｍ番目の送信周期において、TM_INDEX=MOD（m-1, NTM）＋１である。ここで、MOD（x, y）はモジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。
　図２２に示すレーダ送信部１００ｂは、例えば、ドップラ多重数をNDMとする場合、NDM個のドップラシフト部１０４－１～１０４－ＮＤＭを備える。また、レーダ送信部１００ｂは、ドップラシフト部１０４と同数のNDM個の送信切替部３０２を備える。
　各ドップラシフト部１０４は、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、所定のドップラシフト量DOPndmを付与するために、所定の位相回転φndmを付与して、位相回転を付与したチャープ信号を、対応する送信切替部３０２に出力する。ここで、ndm=1,～, NDMである。
　第ndm番目の送信切替部３０２は、時分割多重インデックスTM_INDEXの指示に従って、第ndm番目のドップラシフト部１０４の出力を、第｛（ndm-1）×NTM＋TM_INDEX｝番目の送信アンテナに切り替えて出力する。
　以上のようなドップラシフト部１０４及び送信切替部３０２の動作により、送信アンテナ部１０５のNt個の送信アンテナのうち、第ｎ番目の送信アンテナからは、レーダ送信信号生成部１０１の出力に対して、第floor[(n-1)/NTM]+1番目のドップラシフト部１０４によるドップラシフトDOPfloor[(n-1)/ NTM]+1が付与された信号が、第floor[(n-1)/ NTM]+1番目の送信切替部３０２により時分割多重インデックスTM_INDEXがmod(ｎ-1, NTM)+1となるときに出力される。
　ここで、送信切替部３０２は、時分割多重インデックスTM_INDEX毎に送信アンテナの偏波が切り替わるように出力する。例えば、NTM=2の場合、送信切替部３０２は、送信アンテナ部１０５のNt個の送信アンテナのうち、TM_INDEX=1では、PL1偏波送信アンテナから送信信号が出力されるように切り替え、TM_INDEX＝２では、PL2偏波送信アンテナから送信信号が出力されるように切り替える。
　したがって、送信切替部３０２の動作において、NTM=2の場合、Nt個の送信アンテナのうち、送信アンテナ（例えば、Tx#n）を表すｎが、奇数となる送信アンテナはPL1偏波送信アンテナを表し、ｎが偶数となる送信アンテナは、PL２偏波送信アンテナを表してよい。
　例えば、Nt=6の送信アンテナ、ドップラ多重数NDM=3、時分割多重数NTM=2とした場合について説明する。この場合、NDM=NPL1=NPL2=3であり、PL1偏波送信アンテナ及びPL2偏波送信アンテナはそれぞれ３個含まれる。また、３（＝NDM）個のドップラシフト部１０４は、チャープ信号に対して、それぞれドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3を付与する。また、３（＝NDM）個の送信切替部３０２のそれぞれの時分割多重インデックスTM_INDEXは２（＝NTM）個の要素からなる。
　この場合、例えば、第１番目の送信アンテナ（Tx#1）は、PL1偏波送信アンテナであり、送信周期Tr毎に以下の信号を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　ここで、cp(t)は送信周期Tr毎のチャープ信号を表す。また、ドップラシフト部１０４における位相回転φndm（m）を付与する際の乗算値を次式(26)に示すΛndm(m)と表記し、送信信号が無い場合はゼロとしてよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　同様に、例えば、第２番目の送信アンテナ（Tx#2）は、PL2偏波送信アンテナであり、送信周期Tr毎に以下の信号を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　同様に、例えば、第３番目の送信アンテナ（Tx#3）は、PL1偏波送信アンテナであり、送信周期Tr毎に以下の信号を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　同様に、例えば、第４番目の送信アンテナ（Tx#4）は、PL2偏波送信アンテナであり、送信周期Tr毎に以下の信号を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　同様に、例えば、第５番目の送信アンテナ（Tx#5）は、PL1偏波送信アンテナであり、送信周期Tr毎に以下の信号を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　同様に、例えば、第６番目の送信アンテナ（Tx#6）は、PL2偏波送信アンテナであり、送信周期Tr毎に以下の信号を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　また、レーダ送信部１００ｂは、チャープパルス送信回数がNTMの整数倍（Ncode倍）となるように信号送信する。例えば、NC=NTM×Ncodeとする。
　［レーダ受信部２００ｂの構成例］
　次に、図２２に示すレーダ受信部２００ｂの構成例について説明する。
　第ｚ番目の信号処理部２０６ｂにおいて、出力切替部４０１は、送信切替制御部３０１から入力される時分割多重インデックスTM_INDEXに基づいて、送信周期Tr毎のビート周波数解析部２０８の出力を、NTM個のドップラ解析部２０９－１～２０９－ＮＴＭのうち、TM_INDEX番目のドップラ解析部２０９に選択的に切り替えて出力する。例えば、出力切替部４０１は、第ｍ番目の送信周期Trにおいて、TM_INDEX番目のドップラ解析部２０９を選択する。
　第ｚ番目の信号処理部２０６ｂはNTM個のドップラ解析部２０９を有する。
　第ｚ番目の信号処理部２０６ｂにおける第ntm番目のドップラ解析部２０９には、出力切替部４０１により、NTM回の送信周期毎（NTM×Tr）にデータが入力される。そのため、第ntm番目のドップラ解析部２０９は、NC回の送信周期のうち、Ncode回の送信周期のデータを用いてドップラ解析を行う。ここで、ntm=1,～,NTMである。
　また、ドップラ解析部２０９は、Ncodeが２のべき乗値である場合、次式(32)に示すようなFFT（高速フーリエ変換）処理を適用することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　ここで、FFTサイズはNcodeであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±1/(2 NTM×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は１/（Ncode× NTM×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs=-Ncode/2,～,0,～, Ncode/2-1である。
　なお、Ncodeが２のべき乗でない場合、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のFFTサイズとしてFFT処理が可能である。また、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよく、窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
　CFAR部２１０ｂは、全ての信号処理部２０６ｂの第１～第NTM番目のドップラ解析部２０９の出力を用いて、ＣＦＡＲ処理（例えば、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
　CFAR部２１０ｂは、例えば、距離軸及びドップラ周波数軸（相対速度に相当）からなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行ってよい。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献１に開示されている処理が適用されてよい。
　ドップラシフト部１０４の動作において、例えば式（3）の中の「Tr」を「(NTM×Tr)」に置き換えた式で表されるΔfdを単位にドップラシフト量が設定されてよい。この場合、例えば、δを正の整数に設定すると、ドップラシフト量の間隔には、Δfdの間隔又はΔfdの整数倍の間隔が使用され、ドップラ多重される各信号は、ドップラ解析部２０９の出力のドップラ周波数領域において、Δfdの間隔で折り返したように検出され得る。このような性質を利用すると、例えば、CFAR部２１０ｂの動作を以下のように簡易化できる。
　CFAR部２１０ｂは、例えば、ドップラ解析部２０９から出力されるCFAR処理対象のドップラ周波数範囲のうち、レーダ送信信号にそれぞれ付与されるドップラシフト量の各間隔の単位となる範囲（例えば、Δfdの範囲）毎の反射波信号の受信電力を加算した電力加算値に対して閾値を用いて、ドップラピークを検出する。
　例えば、CFAR部２１０ｂは、第１～第Na番目の信号処理部２０６ｂの第ntm 番目のドップラ解析部２０９からの出力に対して、次式(33)に示すように、Δfdの間隔（例えば、NΔfdに対応）で、式(34)に示す電力値PowerqFTntm(fb, fs)を加算した電力加算値PowerDDM ntm(fb, fsddm)を算出して、CFAR処理を行う。ここで、fsddm=-Ncode/2,～,-Ncode/2+NΔfd-1であり、NΔfd= round(Δfd/(1/(TrNTMNcode))である。また、round(x)は実数ｘを四捨五入して整数値を出力する演算子である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
　これにより、CFAR部２１０ｂにおけるCFAR処理対象のドップラ周波数の範囲を、全範囲のドップラ周波数インデックス範囲fs（例えば、-Ncode/2～Ncode/2-1の範囲）から、Δfdの範囲に狭めることができるので、CFAR処理の演算量を、1/(NDM+δ)に削減できる。
　CFAR部２１０ｂは、例えば、適応的に閾値を設定し、第１～第Na番目の信号処理部２０６ｂの第ntm番目のドップラ解析部２０９からの出力に対して、それぞれ閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar,ntm、ドップラ周波数インデックスfsddm_cfar, ntm、及び、第ntm 番目のドップラ解析部２０９からの受信電力情報（PowerFTntm(fb_cfar, fsddm_cfar+(ndm-1)×NΔfd)）をドップラ多重分離部２１１ｂへ出力する。ここで、ndm =1～NDM+δの整数であり、ntm=1,～, NTMの整数である。
　ドップラ多重分離部２１１ｂは、CFAR部２１０ｂから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar,ntm、ドップラ周波数インデックスfs_cfar,ntm、及び、受信電力情報PowerFTntm(fb_cfar,ntm, fs_cfar,ntm)）に基づいて、ntm番目のドップラ解析部２０９からの出力を用いて、送信アンテナ部１０５の各送信アンテナから送信される送信信号を分離する。
　以下、ドップラ多重分離部２１１ｂの動作について、ドップラシフト部１０４の動作とともに説明する。
　第１～第ＮＤＭのドップラシフト部１０４は、入力されるチャープ信号に対して、異なるドップラシフト量DOP1,DOP2,～,DOPNDMをそれぞれ付与する。ここで、ドップラシフト量DOP1,DOP2,～,DOPNDMの各間隔（ドップラシフト間隔）は、例えば、実施の形態１と同様、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲を等間隔に分割した値ではなく、不等間隔に分割した間隔でもよい（例えば、少なくとも一つのドップラ間隔が異なってよい）。
　なお、実施の形態１では、ドップラ多重数を送信アンテナ数に等しい場合（例えば、Nt=NDM）について説明した。これに対して、本実施の形態では、ドップラ多重に対して時分割多重を併用するので、ドップラ多重数NDMは、送信アンテナ数Ntより少ない多重数となる（例えば、Nt＞NDM）。
　例えば、本実施の形態では時分割多重が行われるため、送信アンテナ毎の送信周期は（NTM×Tr）となる。したがって、本実施の形態では、実施の形態１で用いる式（3）の中の「Tr」を「(NTM×Tr)」で置き換えた式を用いてよい。また、時分割多重を行う送信周期（NTM×Tr）では同一の位相回転とする場合、時分割多重を行う送信周期間（NTM×Tr）において同じ位相回転φndm（m）が繰り返して出力されてよい。
　例えば、第ｎｄｍ番目のドップラシフト部１０４は、入力される第ｍ番目のチャープ信号に対して、異なるドップラシフト量DOPndmとなる、次式(35)のような位相回転φndm（m）を付与する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　なお、本実施の形態におけるドップラ多重分離部２１１ｂは、TM_INDEX毎（ntm=1,～,NTM）に同一偏波送信アンテナを用いてドップラ多重された送信信号の反射波受信信号が含まれる、TM_INDEX毎のドップラ解析部２０９の出力から、ドップラ多重信号を分離するドップラ多重分離処理を行う。
　CFAR部２１０ｂから入力される距離インデックスfb_cfar,ntmにおけるNDM+δ個のドップラ周波数インデックスfsddm_cfar,ntm +(ndm-1)×NΔfd)には、例えば、NDM個の不等間隔となるドップラ多重信号が含まれている。
　例えば、ドップラ多重分離部２１１ｂは、ドップラ周波数インデックスfsddm_cfar,ntm+(ndm-1)×NΔfd)における受信電力（PowerFTntm (fb_cfar,ntm, fsddm_cfar,ntm+(ndm-1)×NΔfd)）（例えば、ndm=1～NDM+δの整数）を比較して、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスfsddm_cfar,ntm+(ndm-1)×NΔfd)が送信時に付与したドップラシフト間隔に合致するか否かを判定する（例えば、「NDM個ドップラシフト間隔合致判定」と呼ぶ）。
　また、例えば、ドップラ多重分離部２１１ｂは、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスの受信レベルと、受信電力の上位NDM個のドップラ周波数インデックスと異なるδ個の他のドップラ周波数インデックスの受信レベルとの差（又は、受信レベル比）が大きく異なる（例えば、差分が閾値以上となる、又は、受信レベル比が閾値以上となる）か否かを判定する（例えば、「NDM個ドップラ多重信号受信レベル差判定」と呼ぶ）。
　ドップラ多重分離部２１１ｂは、例えば、これらの判定に基づいて-1/(2 NTMTr) ≦ fd ＜1/(2 NTMTr)の範囲におけるドップラ多重信号に対応するドップラ周波数及び送信アンテナを決定する。
　なお、不等間隔となるドップラ多重信号を分離するドップラ多重分離部２１１ｂの動作例は、例えば、特許文献７に開示されるため、ここではその動作の詳細についての説明は省略する。
　例えば、ドップラ多重分離部２１１ｂは、ntm番目のドップラ解析部２０９の出力から、PLntm偏波送信アンテナからのドップラ多重信号を分離するドップラ多重分離処理を行う。ここで、ドップラ多重分離部２１１ｂは、例えば、CFAR部２１０ｂから入力される情報に基づいて、ドップラ周波数インデックス(fsddm_cfar,ntm+(ndm-1)×NΔfd)のうち、受信レベルの小さいδ個のドップラ周波数インデックスと、受信電力の高い上位NDM個のドップラ周波数インデックスとの関係に基づいて、送信されるNt個のドップラ多重信号のドップラシフト量DOP1, DOP2, ～, DOPNtと、ドップラ周波数インデックスとを対応づけて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindexntm(fb_cfar,ntm）=（fdemul_Tx# ntm,～,fdemul_Tx#{(NDM-1)NTM+ntm}）として、距離インデックスfb_cfar,ntmと共に、方向推定部２１２ｂへ出力する。
　ここで、fdemul_Tx#nは、第ｎ番目の送信アンテナ（Tx#n）から送信されるレーダ送信信号に対する反射波信号のドップラ周波数インデックスを示す。ここで、ndm =1～NDM+δの整数であり、ntm=1,～, NTMの整数である。
　また、ドップラ多重分離部２１１ｂは、例えば、これらの距離及びドップラ分離インデックスに該当するドップラ解析部２０９の出力を方向推定部２１２ｂに出力する。
　なお、レーダ送信部１００ｂのドップラシフト部１０４において送信アンテナ部１０５の各送信アンテナに付与されるドップラシフト量は既知である。このため、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindexntm(fb_cfar）が示すドップラ周波数と、レーダ送信部１００ｂにおいて各送信アンテナに付与されるドップラシフト量との差分が、物標のドップラ周波数となる。したがって、ドップラ多重分離部２１１ｂは、例えば、分離インデックス情報DDM_RXindexntm(fb_cfar）の代わりに、-1/(2 NTM Tr) ≦ fd ＜1/(2 NTM Tr)の範囲で推定される物標のドップラ周波数を、方向推定部２１２ｂへ出力してもよい。この場合、方向推定部２１２ｂは、ドップラ多重分離部２１１ｂから入力された物標のドップラ周波数と、レーダ送信部１００ｂのドップラシフト部１０４において各送信アンテナに付与されるドップラシフト量とに基づいて、ドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindex(fb_cfar）を生成することにより、同様の動作が可能となる。
　以上のようにして、ドップラ多重分離部２１１ｂは、ドップラ多重信号を分離できる。
　以上、ドップラ多重分離部２１１ｂの動作例について説明した。
　図２２において、方向推定部２１２ｂは、例えば、ドップラ多重分離部２１１ｂから入力される情報（例えば、距離インデックスfb_cfar,ntm 及びドップラ多重信号の分離インデックス情報DDM_RXindexntm(fb_cfar,ntm）)、及び、これらの距離及びドップラ分離インデックスに対応するドップラ解析部２０９の出力に基づいて、物標の方向推定処理を行う。
　例えば、方向推定部２１２ｂは、第ntm番目のドップラ解析部２０９の出力から、距離インデックスfb_cfar,ntm、及び、分離インデックス情報DDM_RXindex ntm (fb_cfar,ntm）に対応する出力を抽出し、PLntm偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPLntm（fb_cfar,ntm, DDM_Rxindex(fb_cfar,ntm））を生成し、方向推定処理を行う。
　ここで、hPLntm（fb_cfar,ntm, DDM_Rxindex(fb_cfar,ntm））は、NPLntm×Na個の要素を有する列ベクトルである。
　例えば、方向推定部２１２ｂは、第１番目のドップラ解析部２０９の出力から、距離インデックスfb_cfar,1、及び、分離インデックス情報DDM_RXindex 1 (fb_cfar,1）に対応する出力を抽出し、PL1偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL1（fb_cfar,1, DDM_Rxindex(fb_cfar,1））を生成してよい。また、例えば、方向推定部２１２ｂは、第２番目のドップラ解析部２０９の出力から、距離インデックスfb_cfar,2、及び、分離インデックス情報DDM_RXindex2(fb_cfar,2）に対応する出力を抽出し、PL2偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL2（fb_cfar,2, DDM_Rxindex(fb_cfar,2））を生成してよい。
　方向推定部２１２ｂは、例えば、PL1偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL1（fb_cfar,1, DDM_Rxindex(fb_cfar,1））及びPL2偏波送信アンテナによる仮想受信アレー相関ベクトルhPL2（fb_cfar,2, DDM_Rxindex(fb_cfar,2））を用いて、方向推定評価関数PH-PLq（θu, fb_cfar, DDM_Rxindex(fb_cfar））における方位方向θuを所定の角度範囲内で可変してそれぞれの送信偏波毎の空間プロファイルを算出する。ここで、q=1及び2である。
　方向推定部２１２ｂは、算出した送信偏波毎の空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を、それぞれPLq偏波送信の到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力してよい。ここで、q=1及び2である。
　以降の方向推定部２１２ｂの動作は、実施の形態１における方向推定部２１２の動作と同様であるため、その動作例の説明を省略する。
　以上のように、本実施の形態では、ドップラ多重と時分割多重とを併用する構成により、実施の形態１と同様の効果に加え、同時に多重送信する信号数を増大でき、送信アンテナ数が増大したMIMOアレー構成への適応が可能になる。また、本実施の形態では、例えば、偏波送信アンテナ数が２種類以上の送信偏波アンテナに対しても、NTMの増加により、同様に、MIMOアレー構成への適用が可能になる。
　例えば、偏波送信アンテナ毎に送信周期が分かれるため、レーダ装置１００ｃは、受信アンテナの偏波と交差偏波の関係となる反射波を受信する場合でもドップラ多重信号の分離が可能となる。例えば、レーダ装置１００ｃにおいて検出可能なドップラ周波数の範囲は、実施の形態１と比較して1/NTMであるが、何れのケースでも、等間隔DDMのドップラ検出範囲-1/(2Nt×Tr)≦fd ＜ 1/(2Nt×Tr)よりも拡大できる（ただしNt≧４以上）。
　以上、本開示の各実施の形態について説明した。
　［他の実施の形態］
　なお、本開示の一実施例に係るレーダ装置において、レーダ送信部及びレーダ受信部は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、本開示の一実施例に係るレーダ受信部において、方向推定部と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
　また、本開示の一実施例において用いた、送信アンテナ数Nt、受信アンテナ数Na、ドップラ多重数NDM、PLq偏波送信アンテナ数NPLq、偏波数、ドップラシフト量、ドップラシフト間隔といったパラメータの数値は一例であり、それらの値に限定されない。
　本開示の一実施例に係るレーダ装置は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
　以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
　また、上述した実施の形態における「・・・部」という表記は、「・・・回路（circuitry）」、「・・・アッセンブリ」、「・・・デバイス」、「・・・ユニット」、又は、「・・・モジュール」といった他の表記に置換されてもよい。
　上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
　また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル　プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
　さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
　＜本開示のまとめ＞
　本開示の一実施例に係るレーダ装置は、第１の偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の偏波と異なる第２の偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラシフト量に対応する位相回転が付与された送信信号を、前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔であり、前記第１の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第１のパターンと、前記第２の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第２のパターンと、が異なる。
　本開示の一実施例において、前記第１のパターン及び前記第２のパターンは、前記ドップラ多重間隔に関し、前記第１の送信アンテナによるドップラ多重間隔のうち少なくとも１つは、前記第２の送信アンテナによるドップラ多重間隔と異なる。
　本開示の一実施例において、前記第１のパターン及び前記第２のパターンは、送信アンテナの数に関し、前記第１の送信アンテナの数と、前記第２の送信アンテナの数とは異なる。
　本開示の一実施例において、前記第１のパターン及び前記第２のパターンは、ドップラ多重数に関し、前記第１の偏波を用いるドップラ多重数と、前記第２の偏波を用いるドップラ多重数とは異なる。
　本開示の一実施例において、前記第１のパターン及び前記第２のパターンは、前記ドップラシフト量の間隔の順序に関し、前記第１の送信アンテナによる複数の第１のドップラ多重間隔と、前記第２の送信アンテナによる複数のドップラ多重間隔と、が同じであり、前記第１の送信アンテナによる前記複数のドップラ多重間隔の前記ドップラ周波数軸上での順序は、前記第２の送信アンテナによる前記複数のドップラ多重間隔の前記ドップラ周波数軸上での順序と異なる。
　本開示の一実施例において、前記ドップラ周波数軸上で、前記第１の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔は不等間隔である。
　本開示の一実施例において、前記ドップラ周波数軸上で、前記第２の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔は不等間隔である。
　本開示の一実施例において、前記第１の偏波及び前記第２の偏波の何れか一方の偏波を用いて、前記送信信号が物標に反射した反射波信号を受信する受信アンテナと、前記反射波信号に基づいて方向推定を行う方向推定回路と、を更に具備する。
　本開示の一実施例において、前記第１の偏波を用いる第１の受信アンテナ、及び、前記第２の偏波を用いる第２の受信アンテナを含み、前記送信信号が物標に反射した反射波信号を受信する複数の受信アンテナと、前記第１の受信アンテナ及び前記第２の受信アンテナそれぞれで受信した前記反射波信号に対して個別に方向推定を行う方向推定回路と、を更に具備する。
　本開示の一実施例に係るレーダ装置は、第１の偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の偏波と異なる第２の偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラシフト量に対応する位相回転が付与された送信信号を、前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記第１の送信アンテナから前記送信信号が送信されるタイミングと、前記第２の送信アンテナから前記送信信号が送信されるタイミングとが異なる。
　本開示の一実施例において、前記第１の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔であり、前記第２の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔である。
　本開示の一実施例において、前記第１の送信アンテナに割り当てられる前記ドップラシフト量は、前記第２の送信アンテナに割り当てられる前記ドップラシフト量と同一のドップラシフト量を含む。
　本開示の一実施例において、前記第１の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第３のパターンと、前記第２の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第４のパターンとが異なる。
　本開示の一実施例に係るレーダ装置は、第１の偏波を放射する第１の送信アンテナ、前記第１の偏波と異なる第２の偏波を放射する第２の送信アンテナ、および、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナと偏波の異なる第３の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラシフト量に対応する位相回転が付与された送信信号を、前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備し、前記複数の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔であり、前記ドップラ周波数軸上で、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量に関する第５のパターンと、前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量に関する第６のパターンと、が異なる。
　本開示の一実施例において、前記第５のパターン及び前記第６のパターンは、前記ドップラ多重間隔に関し、前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによるドップラ多重間隔のうち少なくとも１つは、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによるドップラ多重間隔と異なる。
　本開示の一実施例において、前記第５のパターン及び前記第６のパターンは、前記ドップラシフト量の間隔の順序に関し、前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる複数のドップラ多重間隔と、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる複数のドップラ多重間隔と、が同じであり、前記第２の送信アンテナ及び第３の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔の前記ドップラ周波数軸上での順序は、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔の前記ドップラ周波数軸上での順序と異なる。
　本開示の一実施例において、前記ドップラ周波数軸上で、前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔は不等間隔である。
　本開示の一実施例において、前記ドップラ周波数軸上で、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔は不等間隔である。
　２０２２年６月３０日出願の特願２０２２－１０５８５５の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
　１０，１０ｂ　レーダ装置
　１００，１００ｂ　レーダ送信部
　１０１　レーダ送信信号生成部
　１０２　変調信号発生部
　１０３　ＶＣＯ
　１０４　ドップラシフト部
　１０５　送信アンテナ部
　２００，２００ａ　レーダ受信部
　２０１　アンテナ系統処理部
　２０２　受信アンテナ部
　２０３　受信無線部
　２０４　ミキサ部
　２０５　ＬＰＦ
　２０６，２０６ｂ　信号処理部
　２０７　ＡＤ変換部
　２０８　ビート周波数解析部
　２０９　ドップラ解析部
　２１０，２１０ａ，２１０ｂ　ＣＦＡＲ部
　２１１，２１１ａ，２１１ｂ　ドップラ多重分離部
　２１２，２１２ａ，２１２ｂ　方向推定部
 

 

Claims (18)

  1. 　第１の偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の偏波と異なる第２の偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、
    　前記複数の送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラシフト量に対応する位相回転が付与された送信信号を、前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
    　を具備し、
    　前記複数の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔であり、
    　前記第１の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第１のパターンと、前記第２の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第２のパターンと、が異なる、
    　レーダ装置。
  2. 　前記第１のパターン及び前記第２のパターンは、前記ドップラ多重間隔に関し、
    　前記第１の送信アンテナによるドップラ多重間隔のうち少なくとも１つは、前記第２の送信アンテナによるドップラ多重間隔と異なる、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 　前記第１のパターン及び前記第２のパターンは、送信アンテナの数に関し、
    　前記第１の送信アンテナの数と、前記第２の送信アンテナの数とは異なる、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  4. 　前記第１のパターン及び前記第２のパターンは、ドップラ多重数に関し、
    　前記第１の偏波を用いるドップラ多重数と、前記第２の偏波を用いるドップラ多重数とは異なる、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  5. 　前記第１のパターン及び前記第２のパターンは、前記ドップラシフト量の間隔の順序に関し、
    　前記第１の送信アンテナによる複数の第１のドップラ多重間隔と、前記第２の送信アンテナによる複数のドップラ多重間隔と、が同じであり、
    　前記第１の送信アンテナによる前記複数のドップラ多重間隔の前記ドップラ周波数軸上での順序は、前記第２の送信アンテナによる前記複数のドップラ多重間隔の前記ドップラ周波数軸上での順序と異なる、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  6. 　前記ドップラ周波数軸上で、前記第１の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔は不等間隔である、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  7. 　前記ドップラ周波数軸上で、前記第２の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔は不等間隔である、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  8. 　前記第１の偏波及び前記第２の偏波の何れか一方の偏波を用いて、前記送信信号が物標に反射した反射波信号を受信する受信アンテナと、
    　前記反射波信号に基づいて方向推定を行う方向推定回路と、を更に具備する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  9. 　前記第１の偏波を用いる第１の受信アンテナ、及び、前記第２の偏波を用いる第２の受信アンテナを含み、前記送信信号が物標に反射した反射波信号を受信する複数の受信アンテナと、
    　前記第１の受信アンテナ及び前記第２の受信アンテナそれぞれで受信した前記反射波信号に対して個別に方向推定を行う方向推定回路と、を更に具備する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  10. 　第１の偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の偏波と異なる第２の偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、
    　前記複数の送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラシフト量に対応する位相回転が付与された送信信号を、前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
    　を具備し、
    　前記第１の送信アンテナから前記送信信号が送信されるタイミングと、前記第２の送信アンテナから前記送信信号が送信されるタイミングとが異なる、
    　レーダ装置。
  11. 　前記第１の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔であり、前記第２の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔である、
    　請求項１０に記載のレーダ装置。
  12. 　前記第１の送信アンテナに割り当てられる前記ドップラシフト量は、前記第２の送信アンテナに割り当てられる前記ドップラシフト量と同一のドップラシフト量を含む、
    　請求項１０に記載のレーダ装置。
  13. 　前記第１の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第３のパターンと、前記第２の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量の第４のパターンとが異なる、
    　請求項１０に記載のレーダ装置。
  14. 　第１の偏波を放射する第１の送信アンテナ、前記第１の偏波と異なる第２の偏波を放射する第２の送信アンテナ、および、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナと偏波の異なる第３の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、
    　前記複数の送信アンテナのそれぞれに割り当てられるドップラシフト量に対応する位相回転が付与された送信信号を、前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
    　を具備し、
    　前記複数の送信アンテナによるドップラ多重間隔は、ドップラ周波数軸上で不等間隔であり、
    　前記ドップラ周波数軸上で、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量に関する第５のパターンと、前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナに対して割り当てられるドップラシフト量に関する第６のパターンと、が異なる、
    　レーダ装置。
  15. 　前記第５のパターン及び前記第６のパターンは、前記ドップラ多重間隔に関し、
    　前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによるドップラ多重間隔のうち少なくとも１つは、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによるドップラ多重間隔と異なる、
    　請求項１４に記載のレーダ装置。
  16. 　前記第５のパターン及び前記第６のパターンは、前記ドップラシフト量の間隔の順序に関し、
    　前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる複数のドップラ多重間隔と、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる複数のドップラ多重間隔と、が同じであり、
    　前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔の前記ドップラ周波数軸上での順序は、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔の前記ドップラ周波数軸上での順序と異なる、
    　請求項１４に記載のレーダ装置。
  17. 　前記ドップラ周波数軸上で、前記第２の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔は不等間隔である、
    　請求項１４に記載のレーダ装置。
  18. 　前記ドップラ周波数軸上で、前記第１の送信アンテナ及び前記第３の送信アンテナによる前記ドップラ多重間隔は不等間隔である、
    　請求項１４に記載のレーダ装置。
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