JP7361263B2 - レーダ装置 - Google Patents

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Description

本開示は、レーダ装置に関する。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者又は落下物等の小物体をより広角な範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。
広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによってターゲットからの反射波の到来角（到来方向）を推定する手法（到来角推定手法。Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成である。例えば、到来角推定手法には、フーリエ法（Fourier法）、又は、高い分解能が得られる手法としてCapon法、MUSIC（Multiple Signal Classification）及びESPRIT（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
また、レーダ装置として、例えば、受信側に加え、送信側にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（MIMO（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。
特開２００８－３０４４１７号公報 特表２０１１－５２６３７１号公報
J. Li, and P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
しかしながら、レーダ装置において物標（又はターゲット）を検知する方法について十分に検討されていない。
本開示の一態様は、物標の検知性能を向上するレーダ装置を提供する。
本開示の一態様に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナを用いて、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナは、第１の方向に直線状に配置された複数の送信アンテナを含み、前記複数の送信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナ間の間隔のそれぞれは、前記第１の方向の一方の側から他方の側へ向かって広くなり、前記受信アレーアンテナは、前記第１の方向に直線状に配置された複数の受信アンテナを含み、前記複数の受信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナ間の間隔のそれぞれは、前記一方の側から前記他方の側へ向かって狭くなる。
なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本開示の一態様によれば、レーダ装置において物標の検知性能を向上できる。
本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
一実施の形態に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 一実施の形態に係るレーダ送信信号の一例を示す図 一実施の形態に係る送信切替動作の一例を示す図 一実施の形態に係るレーダ送信信号生成部の他の構成例を示すブロック図 一実施の形態に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 送受信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 一実施の形態に係るドップラ周波数とドップラ解析部の出力との関係の一例を示す図 送信位相補正の一例を示す図 一実施の形態に係るTxCALベクトルの空間スペクトル応答の一例を示す図 一実施の形態に係るTxCALベクトルの空間スペクトル応答の一例を示す図 一実施の形態に係る送受信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 一実施の形態に係る方向推定結果の一例を示す図 バリエーション１に係るレーダ装置の一部の構成例を示す図 バリエーション２に係るレーダ装置の一部の構成例を示す図 送信位相補正の一例を示す図 バリエーション２に係るTxCALベクトルの空間スペクトル応答の一例を示す図 バリエーション３に係るレーダ装置の一部の構成例を示す図 バリエーション４に係るレーダ装置の構成例を示す図 チャープパルスを用いた場合の送信信号と反射波信号の一例を示す図 バリエーション５に係る送受信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 バリエーション５に係る方向推定結果の一例を示す図 バリエーション５に係る送受信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 バリエーション５に係る方向推定結果の一例を示す図 バリエーション５に係る送受信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 バリエーション５に係る方向推定結果の一例を示す図 バリエーション５に係る送受信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 バリエーション５に係る方向推定結果の一例を示す図 バリエーション５に係る送受信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 バリエーション５に係る方向推定結果の一例を示す図
MIMOレーダは、例えば、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号（レーダ送信波）を複数の送信アンテナ（又は送信アレーアンテナと呼ぶ）から送信し、周辺物体において反射された信号（レーダ反射波）を複数の受信アンテナ（又は受信アレーアンテナと呼ぶ）を用いて受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。このような処理により、MIMOレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される複素伝搬路応答を取り出すことができ、これらの受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。
また、MIMOレーダでは、送受信アレーアンテナにおける素子間隔を適切に配置することにより、仮想的にアンテナ開口を拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。
例えば、特許文献１には、MIMOレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をずらして信号を送信する時分割多重送信を用いたMIMOレーダ（以下、「時分割多重MIMOレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重送信は、周波数多重送信又は符号多重送信と比較し、簡易な構成で実現できる。また、時分割多重送信は、送信時間の間隔を十分に広げることにより、送信信号間の直交性を良好に保つことができる。時分割多重MIMOレーダは、送信アンテナを所定の周期で逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。時分割多重MIMOレーダは、送信パルスが物体において反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、例えば、空間的なFFT（Fast Fourier Transforma）処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。
時分割多重MIMOレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、所定の周期で逐次的に切り替えていく。したがって、時分割多重送信は、周波数分割送信又は符号分割送信と比較し、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでに要する時間が長くなり得る。このため、例えば、特許文献２のように、各送信アンテナから送信信号を送信し、それらの受信位相変化からドップラ周波数（換言すると、ターゲットの相対速度）の検出を行う場合、ドップラ周波数を検出するためにフーリエ周波数解析を適用するにあたり、受信位相変化の観測の時間間隔（例えば、サンプリング間隔）が長くなる。よって、サンプリング定理を満たし、折り返し無しでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲（つまり、検出できるターゲットの相対速度範囲）が低減し得る。
また、折り返し無しでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲を超えるターゲットからの反射波信号が想定される場合、レーダ装置は、反射波信号が折り返し成分か否かを特定できず、ドップラ周波数の曖昧性（不確定性、Ambiguity）が生じ得る。
例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを所定の周期Trで逐次的に切り替えながら送信信号（送信パルス）を送信する場合、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでにTr×Ntの送信時間が必要となる。このような時分割多重送信をNc回繰り返して、ドップラ周波数の検出のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返し無しでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より、±1/（2Tr×Nt）となる。したがって、折り返し無しでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、送信アンテナ数Ntが増大するほど低減し、より低速な相対速度でもドップラ周波数の曖昧性が生じやすくなる。
折り返し無しでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲を超えるターゲットからの反射波信号が到来した場合、レーダ装置は、ターゲットのドップラ周波数を誤って検出することになる。
また、時分割多重MIMOレーダは、時分割送信において生じる送信信号の送信時間差と、ターゲットのドップラ周波数に応じた位相回転とが加わるため、これらに起因した位相補正（以下、「送信位相補正」とも呼ぶ）後に方向推定処理を行う。このため、レーダ装置は、ターゲットのドップラ周波数を誤って検出すると、誤った送信位相補正をすることになり、ターゲットの方向推定に誤差が生じ得る。
そこで、本開示に係る一態様では、折り返し無しでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲を超えたターゲットからの反射波信号が到来した場合でも、ターゲットのドップラ周波数（換言すると、相対速度）の検出、及び、方向推定（換言すると、測角）の精度を向上する方法について説明する。
以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから時分割多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成（換言すると、MIMOレーダ構成）について説明する。
［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。
レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、基準信号生成部３００と、を有する。
レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ１０８－１～１０８－Ｎｔによって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。
レーダ受信部２００は、物標（ターゲット。図示せず）において反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２－１～２０２－Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を用いて、下記の処理動作を行うことで、レーダ送信部１００と同期した処理を行う。また、レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来方向の推定を行う。
なお、物標はレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石などを含む。
基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、切替制御部１０５と、送信切替部１０６と、送信無線部１０７－１～１０７－Ｎｔと、送信アンテナ１０８－１～１０８－Ｎｔと、を有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Nt個の送信アンテナ１０８を有し、各送信アンテナ１０８は、それぞれ個別の送信無線部１０７に接続されている。
レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、y(k, M)=I(k, M)+j Q(k, M)で表される。ここで、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。また、I(k, M）及びQ(k, M)は、第M番目のレーダ送信周期における離散時刻kにおけるレーダ送信信号（k M）の同相成分（In-Phase成分）、及び、直交成分（Quadrature成分）をそれぞれ表す。
レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とを含む。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。
具体的には、符号生成部１０２は、レーダ送信周期Tr毎に、符号長Lの符号系列の符号an(M)（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。符号生成部１０２において生成される符号an(M)には、例えば、低レンジサイドローブ特性が得られる符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Barker符号、Ｍ系列符号、又は、Gold符号などが挙げられる。
変調部１０３は、符号生成部１０２から受け取るパルス符号系列（例えば、符号an(M)）に対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。
ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から受け取る変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信切替部１０６へ出力する。
図２は、レーダ送信信号生成部１０１によって生成されるレーダ送信信号の一例を示す。図２に示すように、レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間に符号長Lのパルス符号系列が含まれる。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。１つの符号には、L個のサブパルスが含まれる。また、１つのサブパルスあたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。また、レーダ送信周期Trにおける無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれる。
切替制御部１０５は、レーダ送信部１００における送信切替部１０６、及び、レーダ受信部２００における出力切替部２１１を制御する。なお、切替制御部１０５における、レーダ受信部２００の出力切替部２１１に対する制御動作についてはレーダ受信部２００の動作の説明において後述する。以下では、切替制御部１０５における、レーダ送信部１００の送信切替部１０６に対する制御動作について説明する。
切替制御部１０５は、例えば、レーダ送信周期Tr毎に、送信アンテナ１０８（換言すると、送信無線部１０７）を切り替える制御信号（以下、「切替制御信号」と呼ぶ）を送信切替部１０６に出力する。
送信切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるレーダ送信信号を、切替制御部１０５から入力される切替制御信号によって指示される送信無線部１０７へ出力する切替動作を行う。例えば、送信切替部１０６は、切替制御信号に基づいて、複数の送信無線部１０７－１～１０７－Ｎｔのうち一つを選択して切り替えて、選択した送信無線部１０７へレーダ送信信号を出力する。
第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信無線部１０７は、送信切替部１０６から出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して第ｚ番目の送信アンテナ１０８へ出力する。
第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信アンテナ１０８は、第ｚ番目の送信無線部１０７から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。
図３は、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８の切替動作の一例を示す。なお、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８の切替動作は、図３に示す例に限定されるものではない。
図３では、切替制御部１０５は、レーダ送信周期Tr毎に、第１の送信アンテナ１０８（又は送信無線部１０７－１）から第Ntの送信アンテナ１０８（又は送信無線部１０７－Ｎｔ）までを順に切り替える指示を示す切替制御信号を、送信切替部１０６に出力する。よって、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の各々において、レーダ送信信号はNp（=Nt×Tr）周期の送信間隔で送信される。
切替制御部１０５は、アンテナ切替周期Npでの送信無線部１０７の切替動作をNc回繰り返す制御を行う。
また、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図４に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図１に示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１１及びＤＡ変換部１１２を備える。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２（図１）において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログ信号（ベースバンド信号）に変換する。
［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）部２１３と、信号補正部２１４と、方向推定部２１５と、折り返し判定部２１６と、を有する。
各受信アンテナ２０２は、レーダ送信信号が物標（ターゲット）において反射した反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。
受信無線部２０３は、増幅器２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。受信無線部２０３は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０２から受け取る受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、直交検波により、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。
各アンテナ系統処理部２０１－ｚ（ただし、z＝1～Naの何れか）の信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、相関演算部２１０と、出力切替部２１１と、ドップラ解析部２１２－１～２１２－Ｎｔと、を有する。
ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。
ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、例えば、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。
以下の説明では、I信号Iz(k, M)及びQ信号Qz(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時刻kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号xz(k, M)＝Iz(k, M)+j Qz(k, M)と表す（ただし、z＝1～Naの何れか）。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Trが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。ここで、ｊは虚数単位である。
第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７における相関演算部２１０は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値Iz(k, M)及びQz(k, M)を含む離散サンプル値xz(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号an(M)（ただし、z=1,…,Na、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１０は、離散サンプル値xz(k, M)と、パルス符号an(M)とのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値ACz(k, M)は、次式に基づき算出される。
Figure 0007361263000001
上式において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。
相関演算部２１０は、例えば、式（１）に従って、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。
なお、相関演算部２１０は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１０の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１０は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図５に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わない。
これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１０による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する出力切替部２１１、ドップラ解析部２１２、ＣＦＡＲ部２１３、信号補正部２１４、方向推定部２１５及び折り返し判定部２１６の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。
出力切替部２１１は、切替制御部１０５から入力される切替制御信号に基づいて、レーダ送信周期Tr毎の相関演算部２１０の出力を、Nt個のドップラ解析部２１２のうちの一つに選択的に切り替えて出力する。以下、一例として、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]における切替制御信号をNtビットの情報［bit1(M), bit2(M), … ,bitNt(M)］で表す。例えば、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第NDビット（ただし、ND=1～Ntの何れか）が‘１’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を選択（換言するとＯＮ）する。一方、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第NDビットが‘０’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を非選択（換言するとＯＦＦ）とする。出力切替部２１１は、選択したドップラ解析部２１２に対して、相関演算部２１０から入力される相関演算値ACz(k, M)を出力する。
例えば、図３に示す送信無線部１０７（又は送信アンテナ１０８）の切替動作に対応するNtビットの切替制御信号を以下に示す
[bit1(1), bit2(1), … ,bitNt(1)] = [1, 0, …, 0]
[bit1(2), bit2(2), … ,bitNt(2)] = [0, 1, …, 0]
…
[bit1(Nt), bit2(Nt), … ,bitNt(Nt)] = [0, 0, …, 1]
上記のように、各ドップラ解析部２１２は、Np（=Nt×Tr）周期で順次選択される（換言すると、ＯＮとなる）。例えば、切替制御信号は、上記内容をNc回繰り返す。
第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７は、Nt個のドップラ解析部２１２を有する。
ドップラ解析部２１２は、出力切替部２１１からの出力（例えば、相関演算値ACz(k, M)）に対して、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析において高速フーリエ変換（FFT）処理を適用できる。
例えば、第ｚ番目の信号処理部２０７の第ND番目のドップラ解析部２１２における第ｗ番目の出力は、次式に示すように、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数応答FT_CIz (ND)(k, fs, w)を示す。また、FFTサイズはNcであり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲は、(-Nc/2)+1,…,0,…,Nc/2である。また、ND=1～Ntであり、k=1，…, （Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは１以上の整数である。また、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
Figure 0007361263000002
なお、FFT処理の際、ドップラ解析部２１２は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。
なお、以下の説明では、Na個のアンテナ系統処理部２０１の各々において同様の処理を施して得られた第ｗ番目の出力を、次式のように仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）は、後述する、ＣＦＡＲ部２１３におけるピーク検出処理、信号補正部２１４における補正処理、又は、方向推定部２１５における方向推定処理等の説明に用いる。
Figure 0007361263000003
図１において、ＣＦＡＲ部２１３は、ドップラ解析部２１２からの出力を用いて、ＣＦＡＲ処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える離散時刻のインデックスk_cfar及びドップラ周波数のインデックスfs_cfarを抽出する。
例えば、ＣＦＡＲ部２１３は、各アンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａのドップラ解析部２１３の出力FT_CIz (ND) (ｋ,fs, w)を用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。例えば、ＣＦＡＲ部２１３は、第1～第Na番目のアンテナ系統処理部２０１の信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１２の出力FT_CI1 (1)（k, fs, w）、FT_CI2 (1)（k, fs, w）、…、FT_CINa (Nt)（k, fs, w）を電力加算し、電力加算値に基づいて、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。
ＣＦＡＲ部２１３は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfarを信号補正部２１４に出力する。
なお、レーダ装置１０は、ＣＦＡＲ処理を行わずに、方向推定部２１５において方向推定処理を行ってもよい。
以上、ＣＦＡＲ部２１３の動作例について説明した。
図１において、信号補正部２１４は、ＣＦＡＲ部２１３から出力される距離インデックスｋ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarに基づいて、ｗ番目の仮想受信アレーベクトルh（ｋ_cfar、fs_cfar, w）に対するアレーアンテナ間偏差補正及び時分割送信に起因する送信位相補正を行う。例えば、信号補正部２１４は、次式のように、ｗ番目の仮想受信アレーベクトルh（ｋ_cfar、fs_cfar, w）に補正係数を乗算し、補正仮想受信アレーベクトルhaftercal（ｋ_cfar、fs_cfar, w）を算出する。
Figure 0007361263000004
ここで、記号「°」はアダマール積（ベクトル要素毎の積）を表す。
式（４）において、CVAはアレー補正ベクトルを示し、次式のようなNa×Nt個の要素からなる。
Figure 0007361263000005
式（５）において、h_cal[z][ND]は、ND番目の送信アンテナ間及びｚ番目の受信アンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値を示す。ここで、上付き添え字のTはベクトル転置を表す。
また、式（４）において、CTX（fs）は送信位相補正ベクトルを示し、次式のようなNa×Nt個の要素からなる。
Figure 0007361263000006
送信アンテナ１０８を時分割で切り替えることにより、ドップラ周波数インデックスfsに依存した位相回転が発生する。TxCAL(1)（fs）,…,TxCAL(Nt)（fs）は、この位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に他の送信アンテナの位相を一致させる送信位相補正係数である。CTX（fs）は、例えば、各Txcal（ND）（fs）（ここで、ND=1～Nt）を受信アンテナ数Na個分繰り返すベクトルを成す。なお、複数の送信アンテナ１０８から時分割で送信信号が送信されない場合、送信位相補正係数は不要となる。
例えば、図３のように、Tx#1（例えば、第１の送信アンテナ１０８）から、送信周期Tr毎に順次、Tx#2（例えば、第２の送信アンテナ１０８）,…,Tx#Nt（例えば、第Ntの送信アンテナ１０８）のように切り替わる場合に、Tx#1の送信タイミングを位相基準とした場合、TxCAL(1)（fs）は、次式となる。
Figure 0007361263000007
信号補正部２１４は、例えば、補正仮想受信アレーベクトルhaftercal（k_cfar、fs_cfar, w）、距離インデックスｋ_cfar、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfarを方向推定部２１５に出力する。
以上、信号補正部２１４の動作例について説明した。
図１において、方向推定部２１５は、信号補正部２１４からの出力に基づいて、以下のような方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１５は、方向推定評価関数値PH（θu, k_cfar, fs_cfar, w）における方位方向θuを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値として出力する。
なお、方向推定評価関数値PH（θu, kcfar, fs_cfar, w）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献２に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、Nt×Na個の仮想受信アレーが等間隔dHで直線状に配置される場合、ビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
Figure 0007361263000008
式（８）において、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θu)は、方位方向θuの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトル（例えば、Nt×Na個の要素を有する列ベクトル）を示す。
仮想受信アレーの方向ベクトルa(θu)（例えば、式（８）を参照）は、送受信アレーアンテナの配置に依存して決定される。
例えば、図６に示すように、送信アンテナ数Nt=3（例えば、Tx#1、Tx#2及びTx#3）、及び、受信アンテナ数Na=4（例えば、Rx#1、Rx#2、Rx#3及びRx#4）とし、Nt×Na（=12）個の仮想受信アレー（例えば,VA#1～VA#12）が等間隔ｄHで直線状に配置される場合について説明する。図６の場合、仮想受信アレーの方向ベクトルa(θu)は、例えば、次式のように表される。
Figure 0007361263000009
また、方位方向θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたベクトルである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
なお、上述した時刻情報ｋは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換するには次式を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C0は光速度を表す。
Figure 0007361263000010
また、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数インデックスfsを相対速度成分vd(fs)に変換するには、次式が用いられてよい。ここで、λは送信無線部１０７から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。また、Δfは、ドップラ解析部２１２におけるFFT処理でのドップラ周波数間隔である。例えば、本実施の形態では、Δf=１／（NtNcTr）である。
Figure 0007361263000011
以上、方向推定部２１５の動作例について説明した。
図１において、折り返し判定部２１６は、方向推定部２１５から入力される情報に基づいて、ドップラ周波数の折り返しの有無を判定する。折り返し判定部２１６は、例えば、到来時刻情報（換言すると、距離情報）、ドップラ周波数情報（換言すると、相対速度情報）に加え、及び、ドップラ周波数の折り返しの有無を示す情報を含む測位結果を出力する。なお、折り返し判定部２１６におけるドップラ周波数の折り返しの有無の判定方法の一例については後述する。
［レーダ装置１０の動作例］
上述したレーダ装置１０の動作例について説明する。
図７は、ドップラ解析部２１２に入力されるドップラ周波数成分の信号（横軸に相当）に対する、ドップラ解析部２１２から出力されるドップラ周波数インデックス（縦軸に相当）の関係の一例を示す。
ドップラ解析部２１２において検出されたドップラ周波数がサンプリング定理を満たすドップラ周波数範囲（例えば、-1/(2Nt×Tr)～1/(2Nt×Tr)の範囲）を超える場合、ドップラ解析部２１２では、図７に示すように、(-Nc/2)～(Nc/2+1)の範囲内で折り返されたドップラ周波数インデックスfsが出力される。
ここで、以下の範囲（例えば、「一次折り返し範囲」と呼ぶ）のドップラ周波数fdが折り返されて検出されたドップラ周波数インデックスを「fs_alias1」と呼ぶ。
-1/(Nt×Tr) ＜ fd ＜ -1/(2Nt×Tr)、又は、1/(2Nt×Tr) ＜ fd ＜ 1/(Nt×Tr)
この場合、信号補正部２１４は、例えば、ドップラ周波数インデックスfs_alias1に基づいて、送信位相補正係数TxCAL(fs)をTxCAL(1)（fs_alias1）,…, TxCAL(Nt)（fs_alias1）に設定する。
しかし、この送信位相補正は、本来のドップラ周波数インデックス（以下、fs_trueと表す）ではなく、一次折り返し範囲内のドップラ周波数が折り返されたドップラ周波数インデックスfs_alias1に基づいているので、誤った位相補正である。
例えば、図８は、ドップラ周波数の折り返しが無い場合の送信位相補正、及び、一次折り返し範囲におけるドップラ周波数の折り返しが有る場合の送信位相補正の一例を示す。
図８は、一例として、折り返し有りの場合に、ドップラ解析部２１２で検出されるドップラ周波数fs_trueが、-Nc～-Nc/2の範囲（換言すると、一次折り返し範囲）内に含まれる例を示す。換言すると、図８では、ドップラ周波数インデックスfs_alias1が0～(Nc/2)-1の範囲内に折り返されて検出される。よって。図８に示すfs_alias1は正の値である。
信号補正部２１４は、例えば、送信位相補正係数TxCAL(fs)に基づいて、送信アンテナ１０８の切り替え時間差によって生じる位相差が送信アンテナ１０８間でゼロとなるような位相回転量を設定する。
例えば、図８の折り返し無しの場合、信号補正部２１４では、ドップラ周波数インデックスfs_trueに応じて、送信位相補正係数TxCAL(fs_true)は、折り返していないドップラ周波数の信号に対して位相回転量を設定し、基準送信アンテナの位相（例えば、ドップラ周波数インデックスfs=0に相当）に一致させることができる。
一方、図８の折り返し有りの場合、本来のドップラ周波数インデックスfs_trueは、fs_alias1-Nｃに相当する。しかし、信号補正部２１４では、折り返したドップラ周波数fs_alias1に応じて、送信位相補正係数TxCAL(fs_alias1)は、折り返したドップラ周波数の信号に対して位相回転量を設定する。よって、図８では、信号補正部２１４において、折り返し有りの場合、送信位相補正係数TxCAL(fs_alias1)は、一次折り返し範囲内の本来のドップラ周波数インデックスfs_trueを-Ncに一致させる位相回転量を設定する。
よって、fs_alias1が正の場合、信号補正部２１４では、ドップラサンプリング周期において、位相を更に２πだけ進める補正（換言すると、図８に示すドップラ周波数インデックスにおいて+Nc分加える補正)が不足している。換言すると、fs_alias1が正の場合、信号補正部２１４では、ドップラサンプリング周期において、基準送信アンテナの位相から２π遅らせた誤った補正（換言すると、ドップラ周波数インデックスfsにおいて-Nc分誤った補正）が行われることになる。つまり、図８の折り返しが有る場合には、送信位相補正誤差として、－２πの位相誤差（又は-Nc分のドップラ周波数インデックスの誤差）が含まれる。
このように、図８に示す送信位相補正では、信号補正部２１４は、ドップラ周波数の折り返しが有る場合、送信アンテナ１０８の切り替え時間差によって生じる位相差が-２πになるように誤って補正してしまう。換言すると、図８に示すように、fs_alias1が正の場合、信号補正部２１４は、送信位相補正係数TxCALによる補正（例えば、負の方向への補正）に加え、TxCALによる補正と逆方向（例えば、正の方向）のNc分の位相回転を付与した場合には、基準送信アンテナの位相に一致させることができる。
また、fs_alias1が負の場合（図示せず）は、図８に示すfs_alias1が正の場合と逆に、ドップラサンプリング周期において２π位相を進めた誤った補正（換言すると、ドップラ周波数インデックスで+Nc分誤った補正）となる。
したがって、信号補正部２１４において、本来のドップラ周波数に対して送信位相補正を行うには、送信位相補正係数TxCAL(1)（fs_alias1）,…, TxCAL(Nt)（fs_alias1）に対して、次式のように時分割送信において生じた時間差を考慮した、折り返しドップラ周波数（例えば、fs_alias1）用の追加位相補正係数TxCAL_ALIAS(ND)（fs_alias1）が更に必要となる。ここでND=1,…, Ntである。
Figure 0007361263000012
式（１２）において、sign(x)は実数ｘの正負の符号（－又は＋）を返す関数である。
ただし、折り返しドップラ周波数用の追加位相補正係数TxCAL_ALIAS(ND)（fs_alias1）を用いるには、レーダ装置１０（例えば、折り返し判定部２１６）は、ドップラ解析部２１２において検出されたドップラ周波数が折り返されて検出されたドップラ周波数であるか否かを判定する必要がある。
そこで、本開示の一実施例では、折り返し判定部２１６において、ドップラ解析部２１２で検出されたドップラ周波数が折り返されて検出されたドップラ周波数であるか否かを判定できるMIMOアレー配置例を示す。
ここで、仮に、折り返しドップラ周波数用の追加位相補正係数TxCAL_ALIAS(ND)（fs_alias1）を用いない場合、方向推定部２１５は、次式のような送信位相補正誤差が含まれた状態で方向推定処理を行うことになる。
Figure 0007361263000013
一例として、送信アンテナ数Nt=3とし、受信アンテナ数Na=4とする場合、Tx#1、Tx#2、及び、Tx#3の順に送信アンテナ１０８を切り替える場合、方向推定部２１５は、次式のような送信位相補正誤差が含まれた状態で方向推定処理を行うことになる。
fs_alias1が正の場合：
Figure 0007361263000014
 fs_alias1が負の場合：
Figure 0007361263000015
また、例えば、Tx#1からTx#Ntの順に送信アンテナ１０８を切り替える場合、方向推定部２１５は、次式のような送信位相補正誤差が含まれた状態で方向推定処理を行うことになる。
fs_alias1が正の場合：
Figure 0007361263000016
 fs_alias1が負の場合：
Figure 0007361263000017
これらの送信位相補正誤差による方向推定誤差の影響は、例えば、仮想受信アレーの配置を一方の端（例えば、図６の右端）から他方の端（例えば、図６の左端）への方向に順に見た場合の、仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８に対応する送信位相補正誤差（例えば、式（１３）を参照）を並べて構成されるTxCALベクトル（例えば、TxCALVecと表す）を、空間フーリエ変換することにより調べることができる。
一例として、図６に示す仮想受信アレー配置を、例えば、右端から左端の順に並べた場合の仮想アンテナ素子は、VA#1,VA#2,VA#3,VA#4,VA#5,VA#6,VA#7,VA#8,VA#9,VA#10,VA#11,VA#12となる。また、これらに対応した順番で、仮想受信アレーの受信信号を得るために使用された送信アンテナの送信アンテナ番号は、Tx#1,Tx#1,Tx#1,Tx#1,Tx#2,Tx#2,Tx#2,Tx#2,Tx#3,Tx#3,Tx#3,Tx#3となる。よって、図６の場合（例えば、式(１４)又は式（１５）の場合）、TxCALベクトルは、次式で示される。
Figure 0007361263000018
図９は、このようなTxCALベクトル（TxCALVec）に対して空間フーリエ変換して得られる空間スペクトル応答の一例を示す。図９に示すように、fs_alias1が正の場合、ピーク方向が０度方向よりも負の領域に現れ、fs_alias1が負の場合、ピーク方向が０度方向よりも正の領域に現れることが確認できる。
また、図１０は、折り返しが無いドップラ周波数インデックス、及び、折り返しが有る場合（例えば、fs_alias1の場合）のドップラ周波数インデックスに対して、方向推定部２１５においてフーリエ法を用いた場合の空間スペクトル応答の一例を示す。図１０に示すように、折り返しが無いドップラ周波数インデックスの場合、正面方向（例えば、０度方向）に存在するターゲットに対してピークが現れる。一方、折り返しが有る場合（fs_alias1が正の場合）、TxCALベクトルの空間スペクトル応答（例えば、図９を参照）を反映して、ピーク方向が０度から-９度程度ずれていることが確認できる。
このように、ドップラ周波数の折り返しが有る場合にはTxCALベクトルTxCALVecの空間スペクトル応答（換言すると、空間フーリエ応答、又は、空間周波数スペクトル応答と呼ぶ）に応じて、方向推定結果におけるピークレベルが変動する。ただし、図１０では、折り返しが無い場合の方向推定における空間スペクトルのピークレベルに対して、折り返しが有る場合の方向推定における空間スペクトルのピークレベルは、同程度である。
そこで、本開示の一実施例では、例えば、TxCALベクトルTxCALVecの空間スペクトル応答において、ドップラ周波数の折り返しが無い場合と比較して、ドップラ周波数の折り返しが有る場合のピークレベルが大きく落ち込むようなアレーアンテナ配置を用いる。これにより、折り返し判定部２１６は、ターゲットのドップラ周波数が折り返した信号か否かを判定できる。
［MIMOアレー配置条件］
以下、MIMOアレー配置の条件の一例について説明する。
TxCALベクトルTxCALVecの空間スペクトルにおいて、折り返しが無い場合と比較して、折り返しが有る場合のピークレベルが大きく落ち込むようなアレーアンテナ配置（例えば、MIMOアレー配置）は、例えば、TxCALVecの各要素にそれぞれ対応する送信アンテナ１０８に対する送信位相補正誤差の変動（換言すると、位相変化）が、式（１８）のように一定周期にならないようにする配置である。換言すると、本開示の一実施例に係る送受信アレーアンテナ配置は、送信位相補正誤差の変動がランダム性を有するような配置である。
例えば、仮想受信アレー配置の並び（例えば、一方の端から他方の端への方向への並び）において、時分割切り替えによって、送信信号の送信に使用される送信アンテナ１０８が一定になる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、送信信号の送信に使用される送信アンテナ１０８が順次切り替わる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの高周波成分）とが混在するようなMIMOアレー配置とする。このようなMIMOアレー配置は、例えば、以下の（条件１）を満たす。
（条件１）
例えば、直線状に配置されたNt個の送信アンテナ１０８を含む送信アレーアンテナにおいて、隣り合う送信アンテナ１０８間のアンテナ間隔（換言すると、素子間隔）をDTx(1,2), DTx(2,3),…, DTx(Nt-1,Nt)とする。ここで、例えば、DTx(1,2)は、Tx#1とTx#2との間のアンテナ間隔を表す。以下、同様である。
また、例えば、直線状に配置されたNa個の受信アンテナ２０２を含む受信アレーアンテナにおいて、隣り合う受信アンテナ２０２間のアンテナ間隔（換言すると、素子間隔）をDRx(1,2), DRx(2,3),…, DRx(Na-1,Na)とする。ここで、例えば、DRx(1,2)は、Rx#1とRx#2との間のアンテナ間隔を表す。以下、同様である。
例えば、送信アレーアンテナにおけるアンテナ間隔は、一方の端点（換言すると、アレー端点）から他方のアレー端点まで徐々に拡がるように設定される。一方、受信アレーアンテナにおけるアンテナ間隔は、一方のアレー端点から他方のアレー端点まで徐々に狭めるように設定される。すなわち、送信アレーアンテナ及び受信アレーアンテナの各々におけるアンテナ間隔は、以下の関係を有する。
DTx(1,2) ≧ DTx(2,3) ≧ … ≧ DTx(Nt-1,Nt)
DRx(1,2) ≦ DRx(2,3) ≦ … ≦ DRx(Na-1,Na)
または、送信アレーアンテナにおけるアンテナ間隔は、一方のアレー端点から他方のアレー端点まで徐々に狭めるように設定される。一方、受信アレーアンテナにおけるアンテナ間隔は、一方のアレー端点から他方のアレー端点まで徐々に拡がるように設定される。すなわち、送信アレーアンテナ及び受信アレーアンテナの各々におけるアンテナ間隔は、以下の関係を有する。
DTx(1,2) ≦ DTx(2,3) ≦ … ≦ DTx(Nt-1,Nt)
DRx(1,2) ≧ DRx(2,3) ≧ … ≧ DRx(Na-1,Na)
このように、送信アレーアンテナに含まれる複数の送信アンテナ１０８において隣り合う送信アンテナ間のアンテナ間隔のそれぞれは、送信アレーアンテナが配置される方向（例えば、水平方向等）の一方の側から他方の側へ向かって広くなる。また、受信アレーアンテナに含まれる複数の受信アンテナ２０２において隣り合う送信アンテナ間のアンテナ間隔のそれぞれは、上記一方の側から他方の側へ向かって狭くなる。
なお、同一（換言すると、等号関係）のアンテナ間隔が連続すると、空間周波数スペクトル成分に周期性が現れやすくなる。このため、等号関係となるアンテナ間隔は、例えば、連続して２回以内と設定してもよい。なお、等号関係となるアンテナ間隔が連続する回数は２回以内に限定されない。
図１１は、（条件１）を満たすMIMOアレー配置、及び、仮想受信アレー配置の一例を示す。図１１では、送信アンテナ数Nt=3であり、受信アンテナ数Na=3である。なお、送信アンテナ数Nt及び受信アンテナ数Naは、図１１に示す例に限定されない。
仮想受信アレー配置は、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０８の位置（例えば、給電点の位置）、及び、受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２の位置（例えば、給電点の位置）から、次式のように表すことができる。
Figure 0007361263000019
式（１９）において、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０８の位置座標を（XT_#n,YT_#n）（n=1,…, Nt）とし、受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２の位置座標を（XR_#m,YR_#m）（m=1,…, Na）とする。また、仮想受信アレーアンテナを構成する仮想アンテナ素子の位置座標を（XV_#k,YV_#k）（k=1,..,, Nt×Na）とする。
なお、式（１９）では、VA#1を仮想受信アレーの位置基準（0,0）として表している。
図１１に示す送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０８（Tx#1、Tx#2及びTx#3）の位置座標は、Tx#1の位置座標（XT_#1,YT_#1）を基準として、Tx#2の位置座標（XT_#2,YT_#2）=（XT_#1+DH,YT_#1）、Tx#3の位置座標（XT_#3,YT_#3）=（XT_#1+5DH,YT_#1）と表される。
また、図１１に示す受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２（例えば、Rx#1、Rx#2及びRx#3）の位置座標は、Rx#1の位置座標（XR_#1,YR_#1）を基準として、Rx#2の位置座標（XR_#2,YR_#2）=（XR_#1+2DH,YR_#1）、Rx#3の位置座標（XR_#3,YR_#3）=（XR_#1+3DH,YR_#1）と表される。
ここで、図１１では、Tx#1とTx#2とのアンテナ間隔DTx(1,2)はDHであり、Tx#2とTx#3とのアンテナ間隔DTx(2,3)は4DHである。また、図１１では、Rx#1とRx#2とのアンテナ間隔DRx(1,2)は2DHであり、Rx#2とRx#3とのアンテナ間隔DRx(2,3)はDHである。
よって、図１１に示す送受信アンテナ配置では、DTx(1,2) ≦ DTx(2,3)、かつ、DRx(1,2)≧ DRx(2,3)であるので、上述した（条件１）を満たす。
このような送受信アレーアンテナの配置により、仮想受信アレーVA#1～VA#9の位置座標（XV_#1,YV_#1）～（XV_#9,YV_#9）は、それぞれ以下のようになる。
（0,0）, （DH, 0）, （5DH, 0）, （2DH, 0）, （3DH, 0）, （7DH, 0）, （3DH, 0）, （4DH,0）, （8DH, 0）
なお、x番目の仮想受信アレーの受信信号を得るために使用された送信アンテナの送信アンテナ番号は、例えば、mod(x-1, Nt)+1で算出できる。mod(x, y)は剰余演算子であり、ｘをｙで割った場合の余りを出力する。
図１１の場合、仮想受信アレーの各仮想アンテナ素子VA#1～VA#9の受信信号を得るために使用された送信アンテナの送信アンテナ番号は、それぞれ、Tx#1, Tx#2, Tx#3, Tx#1, Tx#2, Tx#3, Tx#1, Tx#2, Tx#3となる。
また、図１１に示す仮想受信アレー配置を、例えば、左端から右端への方向に順に並べた場合の仮想アンテナ素子は、VA#1,VA#2,VA#4,VA#5(VA#7も重複),VA#8,VA#3,VA#6,VA#9となる。また、この順番の仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用された送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1, Tx#2, Tx#1, Tx#1(Tx#2も重複), Tx#2, Tx#3, Tx#3, Tx#3となる。
例えば、図１１に示す仮想受信アレー配置を一方の端（例えば、左端）から他方の端（例えば、右端）への方向に順に見た場合、各仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#3が３回連続する部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、Tx#1,Tx#2が順次切り替わる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの高周波成分）とが混在した並びとなる。
例えば、TxCALベクトル（TxCALVec）は、上述した仮想受信アレーの受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８に対応する順番で並べられた送信位相補正誤差（例えば、式（１３）を参照）から成る。これにより、ドップラ周波数の折り返しが発生した場合、TxCALベクトル（TxCALVec）に基づく方向推定誤差が発生することになる。
図１２は、図１１に示す送受信アンテナ配置において、方向推定部２１５の到来方向推定アルゴリズムとしてビームフォーマ法を用いた場合の方向推定結果の一例を示す。図１２では、ターゲット真値を水平０度とした場合の水平方向±90度範囲での到来方向推定評価関数値の出力をプロットしている。また、図１２では、MIMOアレー配置においてDH =0.5λとする。
図１２に示すように、ドップラ周波数の折り返し無しの場合（換言すると、送信位相補正誤差が無い場合）と比較して、ドップラ周波数の折り返し有りの場合（換言すると、送信位相補正誤差が有る場合）は、フーリエ法による方向推定における空間スペクトルのピークレベルは4.5dB程度低減していることが確認できる。
例えば、折り返し判定部２１６は、次式のような、空間スペクトルのピークレベル(例えば、PH(θu, k_cfar, fs_cfar, w)の最大値)を仮想受信アレーベクトルの電力値（例えば、PowerFT(k_cfar, fs_cfar, w)）で正規化して得られる正規化ピーク電力値を指標に用いてよい。例えば、折り返し判定部２１６は、正規化ピーク電力値と所定値Lev_Aliasとを比較し、ドップラ周波数の折り返しの有無の判定を行う。なお、正規化ピーク電力値は、0から１の範囲で出力されるので、所定値Lev_Aliasは１以下の正数に設定されてよい。
Figure 0007361263000020
なお、仮想受信アレーベクトルの電力値であるPowerFT(k_cfar, fs_cfar, w)は、例えば、次式のようにｗ番目の補正仮想受信アレーベクトルhaftercal（ｋ、fs, w）を用いて算出される。
Figure 0007361263000021
式（２０）に示すように、折り返し判定部２１６は、正規化ピーク電力値が所定値Lev_Aliasよりも小さい場合、ドップラ周波数の折り返し有りと判定する。一方、折り返し判定部２１６は、正規化ピーク電力値が所定値Lev_Alias以上の場合、ドップラ周波数の折り返し無しと判定する。
例えば、図１１に示すMIMOアレー配置例の場合、ドップラ周波数の折り返しが有る場合には、正規化電力ピーク値は、0.4以下となる。よって、例えば、Lev_Aliasを0.5（又は、0.5前後）に設定することにより、折り返し判定部２１６は、ドップラ周波数の折り返しの有無の判定精度を向上できる。
また、折り返し判定部２１６は、例えば、測位結果として、到来時刻情報及びドップラ周波数情報に加え、ドップラ周波数の折り返しの有無を示す情報を出力してよい。
また、ドップラ周波数情報に関して、例えば、ドップラ周波数の折り返し無しと判定された場合、ドップラ周波数インデックスfsがそのまま出力されてよい。一方、ドップラ周波数の折り返し有りと判定された場合、ドップラ周波数インデックスfs＞０の場合にはfs-Ncに変換されたドップラ周波数インデックスが出力され、ドップラ周波数インデックスfs＜０の場合、fs＋Ncに変換されたドップラ周波数インデックスが出力される。これにより、レーダ装置１０は、ドップラ周波数（相対速度）を正しく検出できる。
以上のように、レーダ装置１０において、送信アレーアンテナは、所定の方向に直線状に配置された複数の送信アンテナ１０８を含み、複数の送信アンテナ１０８において隣り合う送信アンテナ間の間隔のそれぞれは、送信アンテナが直線状に配置される方向の一方の側から他方の側へ向かって広くなるように設計される。また、レーダ装置１０において、受信アレーアンテナは、所定の方向に直線状に配置された複数の受信アンテナ２０２を含み、複数の受信アンテナ２０２において隣り合う送信アンテナ間の間隔のそれぞれは、受信アンテナが直線状に配置される方向の一方の側から他方の側へ向かって狭くなるように設計される。
このような送受信アンテナの配置により、仮想受信アレー配置の並び（例えば、一方の端から他方の端への方向への並び）において、時分割切り替えによって、送信信号の送信に使用される送信アンテナ１０８が一定になる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、送信信号の送信に使用される送信アンテナ１０８が順次切り替わる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの高周波成分）とが混在するようなMIMOアレー配置が得られる。これにより、例えば、TxCALVecの各要素にそれぞれ対応する送信アンテナ１０８に対する送信位相補正誤差は、一定になる部分と順次変動する部分が混在することになり、ランダム性が高められる。よって、レーダ装置１０の送受信アレーアンテナの配置に対応する送信位相誤差ベクトル（例えば、TxCALVec）の空間周波数スペクトルにおけるピークレベルを低減できる。換言すると、上記送受信アレーアンテナ配置によって、送信位相補正誤差の変動が一定周期にならず、ランダム性を高められる。
この送受信アレーアンテナ配置により、ドップラ周波数の折り返しが有る場合（換言すると、送信位相補正誤差が有る場合）と、ドップラ周波数の折り返しが無い場合（換言すると、送信位相補正誤差が無い場合）との間において、方向推定結果の空間スペクトル応答におけるピークレベルに差が生じる。よって、レーダ装置１０（例えば、レーダ受信部２００の折り返し判定部２１６）は、反射波信号の空間スペクトルに基づいて、反射波信号のドップラ解析２１２におけるドップラ周波数の折り返しの有無を判定できる。
よって、レーダ装置１０は、例えば、折り返し無しでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲を超えるターゲットからの反射波信号が到来した場合でも、ターゲットのドップラ周波数（換言すると、相対速度）の検出誤差を低減できる。このため、レーダ装置は、正しいドップラ周波数に基づいて送信位相補正できるので、ターゲットの方向推定の検出誤差を低減できる。
よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、ターゲットの検知性能を向上できる。
なお、仮想受信アレー配置は、送信アレーアンテナと受信アレーアンテナとの間の位置関係とは依存関係がない。このため、送信アレーアンテナと受信アレーアンテナとの間のの位置関係は、図１１に示す配置に限定されず、任意に設定してよい。また、このことは、以下で説明する他の送受信アンテナ配置においても同様である。
また、図１１に示す送信アレーアンテナ及び受信アレーアンテナの配置における水平方向（図１１では横方向）の配置を、垂直方向（図１１では縦方向）の配置（換言すると、９０度回転させた配置）としてもよく、図１１の配置と同様の効果が得られる。また、このことは、以下で説明する他の送受信アンテナ配置においても同様である。
また、図１１に示す送信アレーアンテナの配置と受信アレーアンテナの配置とを入れ替えてもよい。換言すると、図１１に示す受信アレーアンテナの配置を送信アレーアンテナの配置とし、図１１に示す送信アレーアンテナの配置を、受信アレーアンテナの配置としてもよい。送受信アレーアンテナの配置をを入れ替えても、得られる仮想受信アレー配置は同一配置となるため、同様の効果が得られる。このことは、他の送受信アンテナ配置においても同様である。
（一実施の形態のバリエーション１）
図１に示すレーダ装置１０の方向推定部２１５及び折り返し判定部２１６の構成の代わりに、図１３に示す構成例を用いてもよい。図１３は、図１に示すレーダ装置１０の構成例のうち、信号補正部２１４に後続する構成の他の例を示す。
図１３では、レーダ装置１０は、方向推定部２１５及び折り返し判定部２１６に加え、スイッチ２１７、折り返し位相補正部２１８、折り返し信号方向推定部２１９、及び、スイッチ２２０を備える。
スイッチ２１７及びスイッチ２２０は、折り返し判定部２１６から折り返し無しの判定結果が入力される場合、経路ａ及びa'にそれぞれ切り替え、折り返し判定部２１６から折り返し有りの判定結果が入力される場合、経路ｂ及びb'にそれぞれ切り替える。
例えば、図１３に示す折り返し判定部２１６において、ドップラ周波数の折り返し無しと判定された場合、レーダ装置１０は、方向推定部２１５において推定された方向推定値（例えば、空間スペクトル応答のピーク方向及びピーク電力値）を、折り返し位相補正部２１８及び折り返し信号方向推定部２１９を介さずに測位結果として出力する。
一方、図１３に示す折り返し判定部２１６において、ドップラ周波数の折り返し有りと判定された場合、折り返し位相補正部２１８及び折り返し信号方向推定部２１９は、ドップラ周波数の折り返しにより信号補正部２１４で発生した送信位相補正誤差を補正した方向推定値（フーリエ空間スペクトルのピーク方向およびピーク電力値）を算出する。
例えば、折り返し位相補正部２１８は、次式に示すように、信号補正部２１４から出力される補正仮想受信アレーベクトルhaftercal（k_cfar、fs_cfar, w）の各要素に対して、折り返されて検出されたドップラ周波数用の追加位相補正ベクトルCTxAlias（fs_cfar）の各要素を乗算し、折り返しドップラ用仮想受信アレーベクトルhTxAlias（k_cfar, fs_cfar, w）を算出する。ここで、ND=1,..,, Ntである。
Figure 0007361263000022
式（２２）において、CTxAlias（fs_cfar）は折り返し用追加位相補正ベクトルであり、次式のように、Na×Nt個の要素から成る。
Figure 0007361263000023
式（２３）において、各TxCAL_ALIAS（ND）（fs_cfar）は、受信アンテナ数Na個分繰り返すベクトルを成す。また、TxCAL_ALIAS(ND)（fs_cfar）は式（１２）に示す値である。
折り返し信号方向推定部２１９は、折り返し位相補正部２１８から入力される、ドップラ折り返し用仮想受信アレーベクトルhTxAlias（ｋ_cfar、fs_cfar, w）に基づいて、方向推定処理部２１５と同様な方向推定処理を行う。折り返し信号方向推定部２１９は、方向推定値結果（例えば、フーリエ空間スペクトルのピーク方向及びピーク電力値）を算出し、測位結果として出力する。
以上のように、レーダ装置１０は、ドップラ周波数の折り返しが有る場合、反射波信号の受信位相を補正し、補正後の反射波信号を用いて方向推定を行う。これにより、レーダ装置１０は、信号補正部２１４で発生したドップラ周波数の折り返しによる位相補正誤差に基づいて、方向推定値の推定精度を向上できる。
（一実施の形態のバリエーション２）
レーダ装置１０において、折り返し判定部２１６が正規化ピーク電力値に基づいて折り返し判定を行う動作について説明したが、折り返し判定部２１６の動作はこれに限定されない。
例えば、図１に示すレーダ装置１０の折り返し判定部２１６の構成の代わりに、図１４に示す構成例を用いてもよい。図１４は、図１に示すレーダ装置１０の構成例のうち、信号補正部２１４に後続する構成の他の例を示す。
図１４では、レーダ装置１０は、図１の方向推定部２１５に加え、折り返し判定部２１６ａ、折り返し位相補正部２１８ａ、及び、折り返し信号方向推定部２１９ａを備える。
折り返し位相補正部２１８ａは、例えば、式（２２）に示すように、信号補正部２１４からの出力である補正仮想受信アレーベクトルhaftercal（k_cfar、fs_cfar, w）の各要素に対して、折り返されて検出されたドップラ周波数用の追加位相補正ベクトルCTxAlias（fs_cfar）の各要素を乗算し、折り返しドップラ用仮想受信アレーベクトルhTxAlias（k_cfar、fs_cfar, w）を算出する。
折り返し信号方向推定部２１９ａは、折り返し位相補正部２１８ａから入力される、折り返しドップラ用仮想受信アレーベクトルhTxAlias（k_cfar , fs_cfar, w）に基づいて、方向推定処理部２１５と同様の方向推定処理を行い、算出した方向推定値を折り返し判定部２１６ａに出力する。
折り返し判定部２１６ａは、例えば、方向推定部２１５で算出された方向推定評価関数値PH（θ, k_cfar, fs_cfar, w）のピーク電力レベルと、折り返し信号方向推定部２１９で算出された方向推定評価関数値PH＿Alias（θ, k_cfar, fs_cfar, w）のピーク電力レベルとを比較する。例えば、折り返し判定部２１６ａは、次式のように、双方のピーク電力レベル間のレベルが所定より大きい場合、ドップラ周波数の折り返し有りと判定する。一方、折り返し判定部２１６ａは、双方のピーク電力レベル間のレベルが所定以下の場合、ドップラ周波数の折り返し無しと判定する。ここで、Lev_PHは所定係数値であり、正数値を設定する。
Figure 0007361263000024
折り返し判定部２１６ａは、測位結果として、例えば、到来時刻情報、ドップラ周波数情報、及び、方向推定情報に加え、ドップラ周波数の折り返しの有無の情報を出力してよい。
ここで、ドップラ周波数情報に関して、ドップラ周波数の折り返し無しと判定された場合、fsがそのまま出力され、ドップラ周波数の折り返し有りと判定された場合、ドップラ周波数インデックスfs＞０の場合にはfs-Ncに変換されたドップラ周波数インデックスが出力され、ドップラ周波数インデックスfs＜０の場合、fs＋Ncに変換されたドップラ周波数インデックスが出力されてよい。これにより、レーダ装置１０は、ドップラ周波数（相対速度）の検出精度を向上できる。
また、方向推定情報に関して、ドップラ周波数の折り返し無しと判定された場合、方向推定部２１５において算出された方向推定値が出力され、ドップラ周波数の折り返し有りと判定された場合、折り返し信号方向推定部２１９ａにおいて算出された方向推定値が出力されてよい。
以上のように、レーダ装置１０は、反射波信号のドップラ解析におけるドップラ周波数の折り返しに関する位相補正を行った反射波信号に基づいて物標の方向を推定する方向推定（例えば、折り返し信号方向推定部２１９ａによる処理）を行い、上記位相補正を行わない反射波信号に基づいて物標の方向を推定する方向推定（例えば、方向推定部２１５による処理）を行う。そして、レーダ装置１０は、双方の方向推定の結果の比較に基づいて、反射波信号のドップラ解析における折り返しの有無を判定する。
この動作により、レーダ装置１０では、ドップラ解析部２１２において折り返し無しで検出できるドップラ周波数範囲を超えたドップラ周波数を有するレーダ反射波を受信した場合でも、ドップラ周波数（相対速度）及び方向推定の検出誤差を低減できる。
ここで、正規化ピーク電力値は、例えば、受信品質（例えば、SNR：Signal to Noise Ratio）に依存して変動する。例えば、受信SNRが低いほど、正規化ピーク電力値が小さくなる傾向がある。そのため、図１に示す折り返し判定部２１６において正規化ピーク電力値に基づいて折り返し判定を行う場合には、受信SNRに応じて所定値Lev_Aliasが適切に設定される必要がある。これに対して、図１４に示す折り返し判定部２１６ａは、方向推定部２１５における方向推定評価関数値と、折り返し信号方向推定部２１９ａにおける方向推定評価関数値との比較結果に基づいて折り返し判定を行う。このため、折り返し判定部２１６ａは、受信SNRに依らず（例えば、受信SNRが低い場合でも）、折り返し判定の精度を向上できる。
また、折り返し判定部２１６ａは、方向推定部２１５における方向推定評価関数値と折り返し信号方向推定部２１９ａにおける方向推定評価関数値との比較結果に基づいて折り返し判定を行うため、例えば、フーリエ法以外のCAPON法、MUSIC法、又は、ESPRIT法等の方向推定アルゴリズムを適用できる。
（一実施の形態のバリエーション３）
上述した一実施の形態では、ドップラ解析部２１２において折り返して検出されるドップラ周波数の範囲が「一次折り返し範囲」の場合について説明した。しかし、レーダ装置１０は、レーダ反射波のドップラ周波数fdが、一次折り返し範囲を超えたドップラ周波数範囲（以下、「二次折り返し範囲」と呼ぶ）を含む場合にも適用できる。
ここで、以下の二次折り返し範囲のドップラ周波数fdが折り返されて検出されたドップラ周波数インデックスを「fs_alias2」と呼ぶ。
-3/(2Nt×Tr) ＜ fd ＜-1/(Nt×Tr)、又は、1/(Nt×Tr) ＜ fd ＜ 3/(2Nt×Tr)
この場合、信号補正部２１４は、例えば、ドップラ周波数インデックスfs_alias2に基づいて、送信位相補正係数TxCAL(fs)を、TxCAL(1)（fds_alias2）,…, TxCAL(Nt)（fs_alias2）に設定する。
しかし、この送信位相補正は、本来のドップラ周波数インデックス（以下、fs_trueと表す）ではなく、二次折り返し範囲内のドップラ周波数が折り返されたドップラ周波数インデックスfs_alias2に基づいているので、誤った位相補正である。
例えば、図１５は、ドップラ周波数の折り返しが無い場合の送信位相補正、及び、二次折り返し範囲におけるドップラ周波数の折り返しが有る場合の送信位相補正の一例を示す。
図１５は、一例として、折り返し有りの場合に、ドップラ解析部２１２で検出されるドップラ周波数fs_trueが、Nc-1～(3Nc/2)-1の範囲（換言すると、二次折り返し範囲）内に含まれる例を示す。換言すると、図１５では、ドップラ周波数インデックスfs_alias2が0～(Nc/2)-1の範囲内に折り返されて検出される。よって、図１５に示すfs_alias2は正の値である。
信号補正部２１４は、例えば、送信位相補正係数TxCAL(fs)によって、送信アンテナ１０８の切り替え時間差によって生じる位相差が送信アンテナ１０８間でゼロとなるような位相回転量を設定する。
例えば、図１５の折り返し無しの場合、信号補正部２１４では、ドップラ周波数インデックスfs_trueに応じて、送信位相補正係数TxCAL(fs_true)は、折り返していないドップラ周波数の信号に対して位相回転量を設定し、基準送信アンテナの位相（例えば、ドップラ周波数インデックスfs=0に相当）に一致させることができる。
一方、図１５の折り返し有りの場合、本来のドップラ周波数インデックスfs_trueは、fs_alias2+Nｃに相当する。しかし、信号補正部２１４では、折り返したドップラ周波数fs_alias2に応じて、送信位相補正係数TxCAL(fs_alias2)は、折り返したドップラ周波数の信号に対して位相回転量を設定する。よって、図１５では、信号補正部２１４において、折り返し有りの場合、送信位相補正係数TxCAL(fs_alias1)は、一次折り返し範囲内の本来のドップラ周波数インデックスfs_trueをNcに一致させる位相回転量を設定する。
よって、fs_alias2が正の場合、信号補正部２１４では、ドップラサンプリング周期において、位相を更に２πだけ遅らせる補正（換言すると、図１５に示すドップラ周波数インデックスにおいて-Nc分加える補正）が不足している。換言すると、fs_alias2が正の場合、信号補正部２１４では、ドップラサンプリング周期において、基準送信アンテナの位相から位相を２π進めた誤った補正（換言すると、ドップラ周波数インデックスfsにおいて+Nc分誤った補正）が行われることになる。つまり、図１５の折り返しが有る場合には、送信位相補正誤差として、＋２πの位相誤差（又は+Nc分のドップラ周波数インデックスの誤差）が含まれる。
このように、図１５に示す送信移動補正では、信号補正部２１４は、ドップラ周波数の折り返しが有る場合、送信アンテナ１０８の切り替え時間差によって生じる位相差が+２πとなるように誤って補正してしまう。換言すると、図１５に示すように、fs_alias2が正の場合、信号補正部２１４は、送信位相補正係数TxCALによる補正（例えば、負の方向への補正）に加え、TxCALによる補正と同じ方向（例えば、負の方向）のNc分の位相回転を付与した場合には、基準送信アンテナの位相に一致させることができる。
また、fs_alias2が負の場合（図示せず）は、ドップラサンプリング周期において位相を更に２πだけ進める補正(換言すると、ドップラ周波数インデックスにおいて+Nc分加える補正)が不足している。換言すると、fs_alias2が負の場合は、図１５に示すfs_alias2が正の場合と逆に、ドップラサンプリング周期において２π位相を遅らせた誤った補正（換言すると、ドップラ周波数インデックスで-Nc分誤った補正）となる。
したがって、信号補正部２１４において、本来のドップラ周波数に対して送信位相補正を行うには、送信位相補正係数TxCAL(1)（fs_alias2）,…, TxCAL(Nt)（fs_alias2）に対して、次式のように時分割送信において生じた時間差を考慮した、折り返しドップラ周波数（例えば、fs_alias2）用の追加位相補正係数TxCAL_2ndALIAS(ND)（fs_alias2）が更に必要となる。ここでND=1,…, Ntである。
Figure 0007361263000025
式（２５）において、sign(x)は実数ｘの正負の符号（－又は＋）を返す関数である。
ただし、折り返しドップラ周波数用の追加位相補正係数TxCAL_2ndALIAS(ND)（fs_alias2）を用いるには、レーダ装置１０（例えば、折り返し判定部２１６）は、ドップラ解析部２１２において検出されたドップラ周波数が二次折り返されて検出されたドップラ周波数であるか否かを判定する必要ある。
そこで、本開示の一実施例では、折り返し判定部２１６において、ドップラ解析部２１２で検出されたドップラ周波数が折り返されて検出されたドップラ周波数（例えば、一次折り返し及び二次折り返しの何れか一方）であるか否かを判定できるMIMOアレー配置例を示す。
ここで、仮に、折り返しドップラ周波数用の追加位相補正係数TxCAL_2ndALIAS(ND)（fs_alias2）を用いない場合、方向推定部２１５は、次式のような送信位相補正誤差が含まれた状態で方向推定処理を行うことになる。
Figure 0007361263000026
一次折り返し範囲でドップラ周波数が折り返す場合（例えば、式（１３）を参照）と比較すると、式（２６）に示す送信位相補正誤差は、正負の符号が異なるのみである。
したがって、例えば、本開示の一実施例では、一次折り返し範囲におけるTxCALベクトルTxCALVecの空間スペクトル応答において、ドップラ周波数の折り返しが無い場合と比較して、ドップラ周波数の折り返しが有る場合のピークレベルが大きく落ち込むようなアレーアンテナ配置を用いる。これにより、レーダ装置１０は、一次折り返し範囲及び二次折り返し範囲の双方においてターゲットのドップラ周波数が折り返した信号か否かを判定できる。
一例として、送信アンテナ数Nt=3とし、受信アンテナ数Na=4とする場合、Tx#1、Tx#2及びTx#3の順に送信アンテナ１０８を切り替える場合、方向推定部２１５は、次式のような送信位相補正誤差が含まれた状態で方向推定処理を行うことになる。
fs_alias2が正の場合：
Figure 0007361263000027
 fs_alias2が負の場合：
Figure 0007361263000028
また、例えば、Tx#1からTx#Ntの順に送信アンテナ１０８を切り替える場合、方向推定部２１５は、次式のような送信位相補正誤差が含まれた状態で方向推定処理を行うことになる。
fs_alias2が正の場合：
Figure 0007361263000029
 fs_alias2が負の場合：
Figure 0007361263000030
これらの送信位相補正誤差による方向推定誤差の影響は、仮想受信アレーの配置を一方の端から他方の端への方向に順に見た場合の、仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８に対応する送信位相補正誤差（例えば、式（２６）を参照）を並べて構成されるTxCALベクトル（TxCALVec）を、空間フーリエ変換することにより調べることができる。
一例として、図６に示す仮想受信アレー配置を、例えば、右端から左端の方向へ順に並べた場合の仮想アンテナ素子は、VA#1,VA#2,VA#3,VA#4,VA#5,VA#6,VA#7,VA#8,VA#9,VA#10,VA#11,VA#12となる。また、これらに対応した順番で、仮想受信アレーの受信信号を得るために使用された送信アンテナの送信アンテナ番号は、Tx#1,Tx#1,Tx#1,Tx#1,Tx#2,Tx#2,Tx#2,Tx#2,Tx#3,Tx#3,Tx#3,Tx#3となる。よって、図６の場合（例えば、式（２７）又は式（２８）の場合）、TxCALベクトルは、次式で示される。
Figure 0007361263000031
図１６は、このようなTxCALベクトル（TxCALVec）に対して空間フーリエ変換して得られる空間スペクトル応答の一例を示す。図１６に示すように、fs_alias2が正の場合、ピーク方向が０度方向よりも正の領域に現れ、fs_alias2が負の場合、ピーク方向が０度方向よりも負の領域に現れることが確認できる。例えば、図１６（二次折り返し範囲に関する例）と、図９（一次折り返し範囲に関する例）とを比較すると、fs_alias2が正の場合（又は負の場合）の空間スペクトル応答は、fs_alias1が負の場合（又は正の場合）の空間スペクトル応答と一致する。
次に、一次折り返し範囲に加え、二次折り返し範囲を含めた折り返し判定を可能とするレーダ装置１０の構成例について説明する。
図１７は、図１に示すレーダ装置１０の構成例のうち、信号補正部２１４に後続する構成の他の例を示す。
図１７では、レーダ装置１０は、図１の方向推定部２１５に加え、一次折り返し位相補正部２２１、二次折り返し位相補正部２２２、一次折り返し信号方向推定部２２３、二次折り返し信号方向推定部２２４、及び、折り返し判定部２１６ｂを備える。
一次折り返し位相補正部２２１は、例えば、式（２２）で示すように、信号補正部２１４から出力される補正仮想受信アレーベクトルhaftercal（k_cfar, fs_cfar, w）の各要素に対して、一次折り返されて検出されたドップラ周波数用の追加位相補正ベクトルCTxAlias（fs_cfar）の各要素（例えば、式（２３）を参照）を乗算し、一次折り返しドップラ用仮想受信アレーベクトルhTxAlias（k_cfar、fs_cfar, w）を算出する。
二次折り返し位相補正部２２２は、信号補正部２１４から出力される補正仮想受信アレーベクトルhaftercal（k_cfar, fs_cfar, w）の各要素に対して、二次折り返されて検出されたドップラ周波数用の追加位相補正ベクトルCTx_2ndAlias（fs_cfar）の各要素を乗算し、式（３２）に示す二次折り返しドップラ用仮想受信アレーベクトルhTx_2ndAlias（k_cfar, fs_cfar, w）を算出する。ここで、ND=1,…, Ntである。
Figure 0007361263000032
式（３２）において、CTx_2ndAlias（fs_cfar）は折り返し用追加位相補正ベクトルであり、次式のようなNa×Nt個の要素から成る。
Figure 0007361263000033
式（３３）において、各TxCAL_2ndALIAS（ND）（fs_cfar）は、受信アンテナ数Na個分繰り返すベクトルを成す。また、TxCAL_2ndALIAS(ND)（fs_cfar）は式（２５）に示す値である。
一次折り返し信号方向推定部２２３は、一次折り返し位相補正部２２１から入力される、折り返しドップラ用仮想受信アレーベクトルhTxAlias（k_cfar, fs_cfar, w）に基づいて、方向推定処理部２１５と同様な方向推定処理を行う。一次折り返し信号方向推定部２２３は、方向推定結果を折り返し判定部２１６ｂに出力する。
二次折り返し信号方向推定部２２４は、二次折り返し位相補正部２２２から入力される、折り返しドップラ用仮想受信アレーベクトルhTx_2ndAlias（k_cfar, fs_cfar, w）に基づいて、方向推定処理部２１５と同様な方向推定処理を行う。二次折り返し位相補正部２２２は、方向推定結果を折り返し判定部２１６ｂに出力する。
折り返し判定部２１６ｂは、例えば、方向推定部２１５で算出された方向推定評価関数値PH（θu, k_cfar, fs_cfar, w）のピーク電力レベルと、一次折り返し信号方向推定部２２３で算出された方向推定評価関数値PH_Alias（θu, k_cfar, fs_cfar, w）のピーク電力レベルと、二次折り返し信号方向推定部２２４で算出された方向推定評価関数値PH_2ndAlias（θu, k_cfar, fs_cfar, w）のピーク電力レベルとを比較する。そして、折り返し判定部２１６ｂは、比較結果に基づいて、ドップラ周波数の折り返しの有無（又は、一次折り返し及び二次折り返し）を判定する。
例えば、折り返し判定部２１６ｂは、次式のように、一次折り返し信号方向推定部２２３で算出された方向推定評価関数値PH_Alias（θu, k_cfar, fs_cfar, w）のピーク電力レベルと、他のピーク電力レベルとの間のレベルが所定より大きい場合、一次折り返し有りと判定する。ここで、所定係数値Lev_PHは正数値を設定する。
Figure 0007361263000034
Figure 0007361263000035
また、例えば、折り返し判定部２１６ｂは、次式のように、二次折り返し信号方向推定部２２４で算出された方向推定評価関数値PH_2ndAlias（θu, k_cfar, fs_cfar, w）のピーク電力レベルと、他のピーク電力レベルとの間のレベルが所定より大きい場合、二次折り返し有りと判定する。ここで、所定係数値Lev_PHは正数値を設定する。
Figure 0007361263000036
Figure 0007361263000037
また、折り返し判定部２１６ｂは、上記の式（３４）～式（３７）で示した一次折り返し有りの判定条件、二次折り返し有りの判定条件を何れも満たさない場合、ドップラ周波数の折り返し無しと判定する。
折り返し判定部２１６ｂは、測位結果として、例えば、到来時刻情報、ドップラ周波数情報、及び、方向推定情報に加え、一次折り返し及び二次折り返しの少なくとも一つの有無の情報を出力してよい。
ここで、ドップラ周波数情報に関して、例えば、ドップラ周波数の折り返し無しと判定された場合、ドップラ周波数インデックスfsがそのまま出力されてよい。また、一次折り返し有りと判定された場合、ドップラ周波数インデックスfs＞０の場合にはfs-Ncに変換されたドップラ周波数インデックスが出力され、ドップラ周波数インデックスfs＜０の場合、fs＋Ncに変換されたドップラ周波数インデックスが出力されてよい。また、二次折り返し有りと判定された場合、ドップラ周波数インデックスfs＞０の場合にはfs+Ncに変換されたドップラ周波数インデックスが出力され、ドップラ周波数インデックスfs＜０の場合、fs-Ncに変換されたドップラ周波数インデックスが出力されてよい。これにより、レーダ装置１０は、ドップラ周波数（相対速度）を正しく検出できる。
また、方向推定情報に関して、ドップラ周波数の折り返し無しと判定された場合、方向推定部２１５において算出された方向推定値が出力されてよい。また、一次折り返し有りと判定された場合、一次折り返し信号方向推定部２２３において算出された方向推定値が出力され、二次折り返し有りと判定された場合、二次折り返し信号方向推定部２２４において算出された方向推定値が出力されてよい。
以上のように、レーダ装置１０は、折り返しが有るドップラ周波数の信号に対する方向推定において、一次折り返しに関する位相補正を行った反射波信号、及び、二次折り返しに関する位相補正を行った反射波信号に基づいて物標の方向を推定する方向推定をそれぞれ行う。
これにより、レーダ装置１０では、ドップラ解析部２１２において折り返し無しで検出できるドップラ周波数範囲を超えたドップラ周波数を有するレーダ反射波を受信した場合において、一次折り返し範囲に加え、二次折り返し範囲までドップラ範囲を拡大して、ドップラ周波数（相対速度）又は方向推定の検出誤差を低減できる。
（一実施の形態のバリエーション４）
上記実施の形態では、レーダ送信部１００において、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いる場合について説明したが、変調方式はこれに限定されない。例えば、本開示は、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。
図１８は、チャープパルス（例えば、fast chirp modulation）を用いたレーダ方式を適用した場合のレーダ装置１０ａの構成図の一例を示す。なお、図１８において、図１と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
まず、レーダ送信部１００ａにおける送信処理について説明する。
レーダ送信部１００ａにおいて、レーダ送信信号生成部４０１は、変調信号発生部４０２及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）４０３を有する。
変調信号発生部４０２は、例えば、図１９に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、レーダ送信周期をＴrとする。
ＶＣＯ４０３は、変調信号発生部４０２から出力されるレーダ送信信号に基づいて、周波数変調信号（換言すると、周波数チャープ信号）を送信無線部１０７へ出力する。周波数変調信号は、送信無線部１０７において増幅され、送信切替部１０６において切り替えられた送信アンテナ１０８から空間に放射される。例えば、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の各々において、レーダ送信信号はNp（=Nt×Tr）周期の送信間隔で送信される。
方向性結合部４０４は、周波数変調信号の一部の信号を取り出して、レーダ受信部２００ｂの各受信無線部５０１（ミキサ部５０２）に出力する。
次に、レーダ受信部２００ａにおける受信処理について説明する。
レーダ受信部２００ａの受信無線部５０１は、ミキサ部５０２において、受信した反射波信号に対して、送信信号である周波数変調信号（方向性結合部４０４から入力される信号）をミキシングし、ＬＰＦ５０３を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が取り出される。例えば、図１９に示すように、送信信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。
ＬＰＦ５０３から出力された信号は、信号処理部２０７ａにおいて、Ａ／Ｄ変換部２０８ａによって離散サンプルデータに変換される。
Ｒ－ＦＦＴ部５０４は、送信周期Tr毎に、所定の時間範囲（レンジゲート）において得られたNdata個の離散サンプルデータをFFT処理する。これにより、信号処理部２０７ａでは、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、FFT処理の際、Ｒ－ＦＦＴ部５０４は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
ここで、第M番目のチャープパルス送信によって得られる第z番目の信号処理部２０７ｂにおけるＲ－ＦＦＴ部５０４から出力されるビート周波数スペクトラム応答をAC_RFTz（fb, M）で表す。ここで、fbはFFTのインデックス番号（ビン番号）であり、fb＝0,…,Ndata/2である。周波数インデックスfbが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（換言すると、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。
第z番目の信号処理部２０７ａにおける出力切替部２１１は、上記実施の形態と同様、切替制御部１０５から入力される切替制御信号に基づいて、レーダ送信周期Tr毎のＲ－ＦＦＴ部５０４の出力を、Nt個のドップラ解析部２１２のうちの一つに選択的に切り替えて出力する。
以下、一例として、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]における切替制御信号をNtビットの情報［bit1(M), bit2(M), … ,bitNt(M)］で表す。例えば、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第ND番目のビットbitND(M)（ただし、ND=1～Ntの何れか）が‘１’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を選択（換言するとＯＮ）する。一方、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第ND番目のビットbitND(M)が‘０’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を非選択（換言するとＯＦＦ）とする。出力切替部２１１は、選択したドップラ解析部２１２に対して、Ｒ－ＦＦＴ部５０４から入力される信号を出力する。
上記のように、各ドップラ解析部２１２の選択は、Np（=Nt×Tr）周期で順次ＯＮとなる。切替制御信号は、上記内容をNc回繰り返す。
第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７ａは、Nt個のドップラ解析部２１２を有する。
ドップラ解析部２１２は、出力切替部２１１からの出力に対して、ビート周波数インデックスｆｂ毎にドップラ解析を行う。
例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析において高速フーリエ変換（FFT）処理を適用できる。
例えば、第z番目の信号処理部２０７ａの第ND番目のドップラ解析部２１２における第ｗ番目の出力は、次式に示すように、ビート周波数インデックスfbにおけるドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数応答FT_CIz ND(fb, fs, w)を示す。また、FFTサイズはNcであり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲は、(-Nc/2)+1,…,0,…,Nc/2である。なお、ND＝１～Ntであり、wは１以上の整数である。また、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
Figure 0007361263000038
信号処理部２０７ａ以降のＣＦＡＲ部２１３、信号補正部２１４、方向推定部２１５及び折り返し判定部２１６の処理は、上記実施の形態で説明した離散時刻ｋをビート周波数インデックスｆｂで置き換えた動作となるので、詳細な説明を省略する。
以上の構成及び動作により、本バリエーションでも、上記実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、後述する一実施の形態のバリエーションにおいても、同様に、レーダ送信信号として周波数チャープ信号を適用でき、符号化パルス信号を用いた場合と同様の効果が得られる。
また、上述したビート周波数インデックスｆｂは、距離情報に変換して出力されてもよい。ビート周波数インデックスｆｂを距離情報R(fb)に変換するには次式を用いればよい。ここで、Bwは周波数変調して生成される周波数チャープ信号の周波数変調帯域幅を表し、C0は光速度を表す。
Figure 0007361263000039
（一実施の形態のバリエーション５）
本開示の一実施例に係る送受信アンテナ配置（又は仮想受信アレー配置）は、図１１に示す配置に限らない。
例えば、上述した（条件１）を満たす他の送受信アンテナ配置であればよい。
または、（条件１）に加え、以下の（条件２）を満たす送受信アンテナ配置でもよい。
（条件２）
例えば、送信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔は、受信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔より大きく、かつ、受信アレーアンテナの開口長以下に設定される。
また、例えば、受信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔は、送信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔より大きく、かつ、送信アレーアンテナの開口長以下に設定される。
ここで、送信アレーアンテナの開口長は送信アレーアンテナにおけるアンテナ間隔の総和であり、受信アレーアンテナの開口長は受信アレーアンテナにおけるアンテナ間隔の総和である。
以下、（条件１）及び（条件２）の少なくとも一つを満たすMIMOアレー配置例、及び、仮想受信アレー配置例を示す。
＜配置例１＞
図２０は、配置例１に係るMIMOアレー配置及び仮想受信アレー配置の一例を示す。図２０では、送信アンテナ数Nt=3であり、受信アンテナ数Na=4である。なお、送信アンテナ数Nt及び受信アンテナ数Naは、図２０に示す例に限定されない。
図２０では、Tx#1とTx#2とのアンテナ間隔DTx(1,2)はDHであり、Tx#2とTx#3とのアンテナ間隔DTx(2,3)は3DHである。また、図２０では、Rx#1とRx#2とのアンテナ間隔DRx(1,2)は3DHであり、Rx#2とRx#3とのアンテナ間隔DRx(2,3)は2DHであり、Rx#3とRx#4とのアンテナ間隔DRx(3,4)はDHである。また、図２０では、送信アレーアンテナの開口長は4DHであり、受信アレーアンテナの開口長は6DHである。
よって、図２０に示す送受信アンテナ配置では、DTx(1,2) ≦ DTx(2,3)、かつ、DRx(1,2)≧ DRx(2,3) ≧ DRx(3,4)であるので、上述した（条件１）を満たす。
また、図２０に示す送受信アンテナ配置では、送信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DTx(2,3)=3DH）は、受信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DRx(3,4)=DH）より大きく、かつ、受信アレーアンテナの開口長6DH以下に設定される。また、例えば、受信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DRx(1,2)=3DH）は、送信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DTx(1,2)=DH）より大きく、かつ、送信アレーアンテナの開口長4DH以下に設定される。よって、図２０に示す送受信アンテナ配置では、上述した（条件２）を満たす。
このような送信アレーアンテナの配置、および受信アレーアンテナの配置により、仮想受信アレーアンテナVA#1～VA#12が得られる。
図２０に示す仮想受信アレー配置を、例えば、左端から右端への方向に順に並べた場合の仮想アンテナ素子は、VA#1,VA#2,VA#4,VA#3(VA#5も重複),VA#7,VA#8(VA#10も重複),VA#6(VA#11も重複),VA#9,VA#12となる。また、この順番の仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1, Tx#2, Tx#1, Tx#2(Tx#3も重複), Tx#1, Tx#1(Tx#2も重複), Tx#2(Tx#3も重複), Tx#3, Tx#3となる。
例えば、図２０に示す仮想受信アレー配置を一方の端（例えば、左端）から他方の端（例えば、右端）への方向に順に見た場合、各仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#3が３回連続する部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、Tx#1, Tx#2が順次切り替わる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの高周波成分）とが混在した並びとなる。
例えば、TxCALベクトル（TxCALVec）は、上述した仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８に対応する順番で並べられた送信位相補正誤差（例えば、式（１３）又は式（２５）等）から成る。これにより、ドップラ周波数の折り返しが発生した場合、TxCALベクトル（TxCALVec）に基づく方向推定誤差が発生する。
図２１は、図２０に示す送受信アンテナ配置において、方向推定部２１５の到来方向推定アルゴリズムとしてビームフォーマ法を用いた場合の方向推定結果の一例を示す。図２１では、ターゲット真値を水平０度とした場合の水平方向±90度範囲での到来方向推定評価関数値の出力をプロットしている。また、図２１では、MIMOアレー配置においてDH =0.5λとする。
図２１に示すように、ドップラ周波数の折り返し無しの場合（換言すると、送信位相補正誤差が無い場合）と比較して、ドップラ周波数の折り返し有りの場合（換言すると、送信位相補正誤差が有る場合）は、フーリエ法による方向推定における空間スペクトルのピークレベルは5.1dB程度低減していることが確認できる。
＜配置例２＞
図２２は、配置例２に係るMIMOアレー配置及び仮想受信アレー配置の一例を示す。図２２では、送信アンテナ数Nt=3であり、受信アンテナ数Na=4である。なお、送信アンテナ数Nt及び受信アンテナ数Naは、図２２に示す例に限定されない。
図２２では、Tx#1とTx#2とのアンテナ間隔DTx(1,2)は3DHであり、Tx#2とTx#3とのアンテナ間隔DTx(2,3)は2DHである。また、図２２では、Rx#1とRx#2とのアンテナ間隔DRx(1,2)はDHであり、Rx#2とRx#3とのアンテナ間隔DRx(2,3)はDHであり、Rx#3とRx#4とのアンテナ間隔DRx(3,4)は4DHである。また、図２２では、送信アレーアンテナの開口長は5DHであり、受信アレーアンテナの開口長は6DHである。
よって、図２２に示す送受信アンテナ配置では、DTx(1,2) ≧ DTx(2,3)、かつ、DRx(1,2)≦ DRx(2,3) ≦ DRx(3,4)であるので、上述した（条件１）を満たす。
また、図２２に示す送受信アンテナ配置では、送信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DTx(1,2)=3DH）は、受信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DRx(1,2)=DRx(2,3)=DH）より大きく、かつ、受信アレーアンテナの開口長6DH以下に設定される。また、例えば、受信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DRx(3,4)=4DH）は、送信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DTx(2,3)=2DH）より大きく、かつ、送信アレーアンテナの開口長5DH以下に設定される。よって、図２２に示す送受信アンテナ配置では、上述した（条件２）を満たす。
このような送信アレーアンテナの配置、および受信アレーアンテナの配置により、仮想受信アレーアンテナVA#1～VA#12が得られる。
図２２に示す仮想受信アレー配置を、例えば、左端から右端への方向に順に並べた場合の仮想アンテナ素子は、VA#1,VA#4,VA#7,VA#2,VA#5,VA#3(VA#8も重複),VA#6(VA#10も重複),VA#9,VA#11,VA#12となる。また、この順番の仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1, Tx#1, Tx#1, Tx#2, Tx#2, Tx#2(Tx#3も重複), Tx#1(Tx#3も重複), Tx#3, Tx#2, Tx#3となる。
例えば、図２２に示す仮想受信アレー配置を一方の端（例えば、左端）から他方の端（例えば、右端）への方向に順に見た場合、各仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1,Tx#2が3回連続する部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、Tx#1～Tx#3が切り替わる部分（空間周波数スペクトル高周波成分）とが混在した配置となる。
例えば、TxCALベクトル（TxCALVec）は、上述した仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８に対応する順番で並べられた送信位相補正誤差（例えば、式（１３）又は式（２５）等）から成る。これにより、ドップラ周波数の折り返しが発生した場合、TxCALベクトル（TxCALVec）に基づく方向推定誤差が発生する。
図２３は、図２２に示す送受信アンテナ配置において、方向推定部２１５の到来方向推定アルゴリズムとしてビームフォーマ法を用いた場合の方向推定結果の一例を示す。図２３では、ターゲット真値を水平０度とした場合の水平方向±90度範囲での到来方向推定評価関数値の出力をプロットしている。また、図２３では、MIMOアレー配置においてDH =0.5λとする。
図２３に示すように、ドップラ周波数の折り返し無しの場合（換言すると、送信位相補正誤差が無い場合）と比較して、ドップラ周波数の折り返し有りの場合（換言すると、送信位相補正誤差が有る場合）は、フーリエ法による方向推定における空間スペクトルのピークレベルは4.6dB程度低減していることが確認できる。
＜配置例３＞
図２４は、配置例３に係るMIMOアレー配置及び仮想受信アレー配置の一例を示す。図２４では、送信アンテナ数Nt=4であり、受信アンテナ数Na=4である。なお、送信アンテナ数Nt及び受信アンテナ数Naは、図２４に示す例に限定されない。
図２４では、Tx#1とTx#2とのアンテナ間隔DTx(1,2)はDHであり、Tx#2とTx#3とのアンテナ間隔DTx(2,3)は2DHであり、Tx#3とTx#4とのアンテナ間隔DTx(3,4)は3DHである。また、図２４では、Rx#1とRx#2とのアンテナ間隔DRx(1,2)は4DHであり、Rx#2とRx#3とのアンテナ間隔DRx(2,3)は3DHであり、Rx#3とRx#4とのアンテナ間隔DRx(3,4)はDHである。また、図２４では、送信アレーアンテナの開口長は6DHであり、受信アレーアンテナの開口長は8DHである。
よって、図２４に示す送受信アンテナ配置では、DTx(1,2) ≦ DTx(2,3) ≦ DTx(3,4)、かつ、DRx(1,2) ≧ DRx(2,3) ≧ DRx(3,4)であるので、上述した（条件１）を満たす。
また、図２４に示す送受信アンテナ配置では、送信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DTx(3,4)=3DH）は、受信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DRx(3,4)=DH）より大きく、かつ、受信アレーアンテナの開口長8DH以下に設定される。また、例えば、受信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DRx(1,2)=4DH）は、送信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DTx(1,2)=DH）より大きく、かつ、送信アレーアンテナの開口長6DH以下に設定される。よって、図２４に示す送受信アンテナ配置では、上述した（条件２）を満たす。
このような送信アレーアンテナの配置、および受信アレーアンテナの配置により、仮想受信アレーアンテナVA#1～VA#16が得られる。
図２４に示す仮想受信アレー配置を、例えば、左端から右端への方向に順に並べた場合の仮想アンテナ素子は、VA#1,VA#2,VA#3,VA#5,VA#6,VA#4,VA#9(VA#7も重複),VA#10(VA#13も重複),VA#14,VA#8(VA#11も重複),VA#15,VA#12,VA#16となる。また、この順番の仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1, Tx#2, Tx#3, Tx#1, Tx#2, Tx#4, Tx#1(Tx#3も重複), Tx#1(Tx#2も重複), Tx#2, Tx#3(Tx#4も重複), Tx#3, Tx#4, Tx#4となる。
例えば、図２４に示す仮想受信アレー配置を一方の端（例えば、左端）から他方の端（例えば、右端）への方向に順に並べた場合、各仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#3, Tx#4がそれぞれ２回連続する部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、Tx#1～#4が切り替わる部分（空間周波数スペクトル高周波成分）とが混在した並びとなる。
例えば、TxCALベクトル（TxCALVec）は、上述した仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８に対応する順番で並べられた送信位相補正誤差（例えば、式（１３）又は式（２５）等）から成る。これにより、ドップラ周波数の折り返しが発生した場合、TxCALベクトル（TxCALVec）に基づく方向推定誤差が発生する。
図２５は、図２４に示す送受信アンテナ配置において、方向推定部２１５の到来方向推定アルゴリズムとしてビームフォーマ法を用いた場合の方向推定結果の一例を示す。図２５では、ターゲット真値を水平０度とした場合の水平方向±90度範囲での到来方向推定評価関数値の出力をプロットしている。また、図２５では、MIMOアレー配置においてDH =0.5λとする。
図２５に示すように、ドップラ周波数の折り返し無しの場合（換言すると、送信位相補正誤差が無い場合）と比較して、ドップラ周波数の折り返し有りの場合（換言すると、送信位相補正誤差が有る場合）は、フーリエ法による方向推定における空間スペクトルのピークレベルは7.5dB程度低減していることが確認できる。
＜配置例４＞
図２６は、配置例４に係るMIMOアレー配置及び仮想受信アレー配置の一例を示す。図２６では、送信アンテナ数Nt=4であり、受信アンテナ数Na=6である。なお、送信アンテナ数Nt及び受信アンテナ数Naは、図２６に示す例に限定されない。
図２６では、Tx#1とTx#2とのアンテナ間隔DTx(1,2)は5DHであり、Tx#2とTx#3とのアンテナ間隔DTx(2,3)は5DHであり、Tx#3とTx#4とのアンテナ間隔DTx(3,4)は4DHである。また、図２６では、Rx#1とRx#2とのアンテナ間隔DRx(1,2)はDHであり、Rx#2とRx#3とのアンテナ間隔DRx(2,3)はDHであり、Rx#3とRx#4とのアンテナ間隔DRx(3,4)は2DHであり、Rx#4とRx#5とのアンテナ間隔DRx(4,5)は2DHであり、Rx#5とRx#6とのアンテナ間隔DRx(5,6)は3DHである。また、図２６では、送信アレーアンテナの開口長は14DHであり、受信アレーアンテナの開口長は9DHである。
よって、図２６に示す送受信アンテナ配置では、DTx(1,2) ≧ DTx(2,3) ≧ DTx(3,4)、かつ、DRx(1,2) ≦ DRx(2,3) ≦ DRx(3,4) ≦ DRx(4,5)≦ DRx(5,6)であるので、上述した（条件１）を満たす。
また、図２６に示す送受信アンテナ配置では、送信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DTx(1,2)=DTx(2,3)=5DH）は、受信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DRx(1,2)=DRx(2,3)=DH）より大きく、かつ、受信アレーアンテナの開口長9DH以下に設定される。一方、例えば、受信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DRx(5,6)=3DH）は、送信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DTx(3,4)=4DH）より小さいため、上述した（条件２）は満たさない。
このような送信アレーアンテナの配置、および受信アレーアンテナの配置により、仮想受信アレーアンテナVA#1～VA#24が得られる。
図２６に示す仮想受信アレー配置を、例えば、左端から右端への方向に順に並べた場合の仮想アンテナ素子は、VA#1,VA#5,VA#9,VA#13,VA#2,VA#6(VA#17も重複),VA#10,VA#14(VA#21も重複),VA#3,VA#7(VA#18も重複),VA#11,VA#4(VA#15,VA#22も重複),VA#8,VA#12(VA#19も重複),VA#16,VA#23,VA#20,VA#24となる。また、この順番の仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1, Tx#1, Tx#1, Tx#1, Tx#2, Tx#1(Tx#2も重複), Tx#2, Tx#1(Tx#2も重複), Tx#3, Tx#2(Tx#3も重複), Tx#3,Tx#2(Tx#3,Tx#4も重複),Tx#4, Tx#3(Tx#4も重複), Tx#4, Tx#3, Tx#4, Tx#4となる。
例えば、図２６に示す仮想受信アレー配置を一方の端（例えば、左端）から他方の端（例えば、右端）への方向に順に並べた場合、各仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1が4回連続する部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、Tx#2～#4が切り替わる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの高周波成分）とが混在した並びとなる。
例えば、TxCALベクトル（TxCALVec）は、上述した仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８に対応する順番で並べられた送信位相補正誤差（例えば、式（１３）又は式（２５）等）から成る。これにより、ドップラ周波数の折り返しが発生した場合、TxCALベクトル（TxCALVec）に基づく方向推定誤差が発生する。
図２７は、図２６に示す送受信アンテナ配置において、方向推定部２１５の到来方向推定アルゴリズムとしてビームフォーマ法を用いた場合の方向推定結果の一例を示す。図２７では、ターゲット真値を水平０度とした場合の水平方向±90度範囲での到来方向推定評価関数値の出力をプロットしている。また、図２７では、MIMOアレー配置においてDH =0.5λとする。
図２７に示すように、ドップラ周波数の折り返し無しの場合（換言すると、送信位相補正誤差が無い場合）と比較して、ドップラ周波数の折り返し有りの場合（換言すると、送信位相補正誤差が有る場合）は、フーリエ法による方向推定における空間スペクトルのピークレベルは3.6dB程度低減していることが確認できる。
＜配置例５＞
図２８は、配置例５に係るMIMOアレー配置及び仮想受信アレー配置の一例を示す。図２８では、送信アンテナ数Nt=4であり、受信アンテナ数Na=4である。なお、送信アンテナ数Nt及び受信アンテナ数Naは、図２８に示す例に限定されない。
図２８では、Tx#1とTx#2とのアンテナ間隔DTx(1,2)は2DHであり、Tx#2とTx#3とのアンテナ間隔DTx(2,3)はDHであり、Tx#3とTx#4とのアンテナ間隔DTx(3,4)は2DHである。また、図２８では、Rx#1とRx#2とのアンテナ間隔DRx(1,2)はDHであり、Rx#2とRx#3とのアンテナ間隔DRx(2,3)は3DHであり、Rx#3とRx#4とのアンテナ間隔DRx(3,4)は4DHである。また、図２８では、送信アレーアンテナの開口長は5DHであり、受信アレーアンテナの開口長は8DHである。
よって、図２８に示す送受信アンテナ配置では、DRx(1,2) ≦ DRx(2,3) ≦ DRx(3,4)ではあるが、DTx(1,2) ≧ DTx(2,3) 、DTx(2,3)≦ DTx(3,4)であるため、上述した（条件１）は満たさない。
一方、図２８に示す送受信アンテナ配置では、送信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DTx(1,2)=DTx(3,4)=2DH）は、受信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DRx(1,2)=DH）より大きく、かつ、受信アレーアンテナの開口長8DH以下に設定される。また、例えば、受信アレーアンテナの最大のアンテナ間隔（DRx(3,4)=4DH）は、送信アレーアンテナの最小のアンテナ間隔（DTx(2,3)=DH）より大きく、かつ、送信アレーアンテナの開口長5DH以下に設定される。よって、図２８に示す送受信アンテナ配置では、上述した（条件２）を満たす。
このような送信アレーアンテナの配置、および受信アレーアンテナの配置により、仮想受信アレーアンテナVA#1～VA#16が得られる。
図２８に示す仮想受信アレー配置を、例えば、左端から右端への方向に順に並べた場合の仮想アンテナ素子は、VA#1,VA#5,VA#2,VA#3(VA#6も重複),VA#7(VA#9も重複),VA#4,VA#8(VA#10も重複),VA#11,VA#13,VA#12,VA#14,VA#15,VA#16となる。また、この順番の仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1, Tx#1, Tx#2, Tx#2(Tx#3も重複), Tx#1(Tx#3も重複), Tx#4, Tx#2(Tx#4も重複), Tx#3, Tx#1, Tx#4, Tx#2, Tx#3, Tx#4となる。
例えば、図２８に示す仮想受信アレー配置を一方の端（例えば、左端）から他方の端（例えば、右端）への方向に順に並べた場合、各仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８の送信アンテナ番号は、Tx#1, Tx#2がそれぞれ２回連続する部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、Tx#1～#4が切り替わる部分（空間周波数スペクトル高周波成分）とが混在した並びとなる。
例えば、TxCALベクトル（TxCALVec）は、上述した仮想アンテナ素子の受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８に対応する順番で並べられた送信位相補正誤差（例えば、式（１３）又は式（２５）等）から成る。これにより、ドップラ周波数の折り返しが発生した場合、TxCALベクトル（TxCALVec）に基づく方向推定誤差が発生する。
図２９は、図２８に示す送受信アンテナ配置において、方向推定部２１５の到来方向推定アルゴリズムとしてビームフォーマ法を用いた場合の方向推定結果の一例を示す。図２９では、ターゲット真値を水平０度とした場合の水平方向±90度範囲での到来方向推定評価関数値の出力をプロットしている。また、図２９では、MIMOアレー配置においてDH =0.5λとする。
図２９に示すように、ドップラ周波数の折り返し無しの場合（換言すると、送信位相補正誤差が無い場合）と比較して、ドップラ周波数の折り返し有りの場合（換言すると、送信位相補正誤差が有る場合）は、フーリエ法による方向推定における空間スペクトルのピークレベルは7dB程度低減していることが確認できる。
このように配置例５に係るMIMOアレー配置は、上述した（条件１）は満たさなくとも、上述した（条件２）を満たすことにより、仮想受信アレー配置の並び（例えば、一方の端から他方の端への方向への並び）において、時分割切り替えによって、送信信号の送信に使用される送信アンテナ１０８が一定になる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの低周波成分）と、送信信号の送信に使用される送信アンテナ１０８が順次切り替わる部分（換言すると、空間周波数スペクトルの高周波成分）とが混在するようなMIMOアレー配置が得られる。これにより、例えば、TxCALVecの各要素にそれぞれ対応する送信アンテナ１０８に対する送信位相補正誤差は、一定になる部分と順次変動する部分が混在することになり、ランダム性が高められる。よって、レーダ装置１０の送受信アレーアンテナの配置に対応する送信位相誤差ベクトル（例えば、TxCALVec）の空間周波数スペクトルにおけるピークレベルを低減できる。換言すると、上記送受信アレーアンテナ配置によって、送信位相補正誤差の変動が一定周期にならず、ランダム性を高められる。
以上、上述した（条件１）及び（条件２）の少なくとも１つを満たす送受信アンテナ配置として、配置例１～配置例５について説明した。
バリエーション５により、例えば、仮想受信アレー配置を一方の端から他方の端の方向に順に並べた仮想アンテナ素子の順番において、受信信号を得るために使用される送信アンテナ１０８（例えば、送信アンテナ番号）が切り替わりやすく、TxCALVecの各要素にそれぞれ対応する送信アンテナ１０８に対する送信位相補正誤差の変動が一定周期にならず、ランダム性を高める。よって、レーダ装置１０の送受信アレーアンテナの配置に対応する送信位相誤差ベクトル（例えば、TxCALVec）の空間周波数スペクトルにおけるピークレベルを低減できる。
以上、本開示に係る一実施の形態について説明した。
［他の実施の形態］
図１に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
送信アンテナ数Nt及び受信アンテナ数Naは上述した例に限定されず、他の値でもよい。また、間隔DV及びDHは、0.5λに限定されず、例えば、0.5λ以上、かつ、１λ以下の値でもよい。
また、送受信アンテナ配置は、上述した例に限定されない。例えば、（条件１）又は（条件２）を満たす送受信アンテナ配置であれば他の配置でもよい。換言すると、例えば、TxCALVecの各要素にそれぞれ対応する送信アンテナ１０８に対する送信位相補正誤差の変動がランダムになる送受信アンテナ配置であれば、他の配置でもよい。
レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記録媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
上述の実施の形態においては、各構成要素に用いる「・・・部」という表記は、「・・・回路（circuitry）」、「・・・デバイス」、「・・・ユニット」、又は、「・・・モジュ－ル」といった他の表記に置換されてもよい。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
本開示はソフトウェア、ハ－ドウェア、又は、ハ－ドウェアと連携したソフトウェアで実現することが可能である。上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、部分的に又は全体的に、集積回路であるＬＳＩとして実現され、上記実施の形態で説明した各プロセスは、部分的に又は全体的に、一つのＬＳＩ又はＬＳＩの組み合わせによって制御されてもよい。ＬＳＩは個々のチップから構成されてもよいし、機能ブロックの一部または全てを含むように一つのチップから構成されてもよい。ＬＳＩはデータの入力と出力を備えてもよい。ＬＳＩは、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、ス－パ－ＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路、汎用プロセッサ又は専用プロセッサで実現してもよい。また、ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。本開示は、デジタル処理又はアナログ処理として実現されてもよい。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
本開示は、通信機能を持つあらゆる種類の装置、デバイス、システム（通信装置と総称）において実施可能である。通信装置の、非限定的な例としては、電話機（携帯電話、スマ－トフォン等）、タブレット、パ－ソナル・コンピュ－タ－（ＰＣ）（ラップトップ、デスクトップ、ノ－トブック等）、カメラ（デジタル・スチル／ビデオ・カメラ等）、デジタル・プレ－ヤ－（デジタル・オ－ディオ／ビデオ・プレ－ヤ－等）、着用可能なデバイス（ウェアラブル・カメラ、スマ－トウオッチ、トラッキングデバイス等）、ゲ－ム・コンソ－ル、デジタル・ブック・リ－ダ－、テレヘルス・テレメディシン（遠隔ヘルスケア・メディシン処方）デバイス、通信機能付きの乗り物又は移動輸送機関（自動車、飛行機、船等）、及び上述の各種装置の組み合わせがあげられる。
通信装置は、持ち運び可能又は移動可能なものに限定されず、持ち運びできない又は固定されている、あらゆる種類の装置、デバイス、システム、例えば、スマ－ト・ホ－ム・デバイス（家電機器、照明機器、スマ－トメ－タ－又は計測機器、コントロ－ル・パネル等）、自動販売機、その他ＩｏＴ（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ）ネットワ－ク上に存在し得るあらゆる「モノ（Things）」をも含む。
通信には、セルラ－システム、無線ＬＡＮシステム、通信衛星システム等によるデータ通信に加え、これらの組み合わせによるデータ通信も含まれる。また、通信装置には、本開示に記載される通信機能を実行する通信デバイスに接続又は連結される、コントロ－ラやセンサ等のデバイスも含まれる。例えば、通信装置の通信機能を実行する通信デバイスが使用する制御信号やデータ信号を生成するような、コントロ－ラやセンサが含まれる。
また、通信装置には、上記の非限定的な各種装置と通信を行う、あるいはこれら各種装置を制御する、インフラストラクチャ設備、例えば、基地局、アクセスポイント、その他あらゆる装置、デバイス、システムが含まれる。
＜本開示のまとめ＞
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナを用いて、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナは、第１の方向に直線状に配置された複数の送信アンテナを含み、前記複数の送信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナ間の間隔のそれぞれは、前記第１の方向の一方の側から他方の側へ向かって広くなり、前記受信アレーアンテナは、前記第１の方向に直線状に配置された複数の受信アンテナを含み、前記複数の受信アンテナにおいて隣り合う送信アンテナ間の間隔のそれぞれは、前記一方の側から前記他方の側へ向かって狭くなる。
本開示の一実施例において、前記複数の送信アンテナにおける隣り合う送信アンテナ間の最大の間隔は、前記複数の受信アンテナにおける隣り合う受信アンテナ間の最小の間隔より大きく、かつ、前記受信アレーアンテナの開口長以下であり、前記複数の受信アンテナにおける隣り合う受信アンテナ間の最大の間隔は、前記複数の送信アンテナにおける隣り合う送信アンテナ間の最小の間隔より大きく、かつ、前記送信アレーアンテナの開口長以下である。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナを用いて、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナに含まれる複数の送信アンテナにおける隣り合う送信アンテナ間の最大の間隔は、前記受信アレーアンテナに含まれる複数の受信アンテナにおける隣り合う受信アンテナ間の最小の間隔より大きく、かつ、前記受信アレーアンテナの開口長以下であり、前記複数の受信アンテナにおける隣り合う受信アンテナ間の最大の間隔は、前記複数の送信アンテナにおける隣り合う送信アンテナ間の最小の間隔より大きく、かつ、前記送信アレーアンテナの開口長以下である。
本開示の一実施例において、前記レーダ受信回路は、前記反射波信号に対する方向推定結果の空間スペクトルに基づいて、前記反射波信号のドップラ解析におけるドップラ周波数の折り返しの有無を判定する。
本開示の一実施例において、前記レーダ受信回路は、前記折り返しが有る場合、前記反射波信号の受信位相を補正し、位相補正後の前記反射波信号に基づいて方向推定を行う。
本開示の一実施例において、前記レーダ受信回路は、前記反射波信号のドップラ解析におけるドップラ周波数の折り返しに関する位相補正を行った前記反射波信号に基づいて前記ターゲットの方向を推定する第１の方向推定を行い、前記位相補正を行わない前記反射波信号に基づいて前記ターゲットの方向を推定する第２の方向推定を行い、前記第１の方向推定の結果と前記第２の方向推定の結果との比較に基づいて、前記反射波信号のドップラ解析における折り返しの有無を判定する。
本開示の一実施例において、前記折り返しには、一次折り返し及び二次折り返しが含まれ、前記レーダ受信回路は、前記第１の方向推定において、前記一次折り返しに関する位相補正を行った前記反射波信号及び前記二次折り返しに関する位相補正を行った前記反射波信号に基づいて前記ターゲットの方向を推定する方向推定をそれぞれ行う。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナを用いて、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記レーダ受信回路は、前記反射波信号に対する方向推定結果の空間スペクトルに基づいて、前記反射波信号のドップラ解析におけるドップラ周波数の折り返しの有無を判定する。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナを用いて、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記レーダ受信回路は、前記反射波信号のドップラ解析におけるドップラ周波数の折り返しに関する位相補正を行った前記反射波信号に基づいて前記ターゲットの方向を推定する第１の方向推定を行い、前記位相補正を行わない前記反射波信号に基づいて前記ターゲットの方向を推定する第２の方向推定を行い、前記第１の方向推定の結果と前記第２の方向推定の結果との比較に基づいて、前記反射波信号のドップラ解析における折り返しの有無を判定する。
本開示は、目標を検知するレーダ装置として好適である。
１０，１０ａ レーダ装置
１００，１００ａ レーダ送信部
１０１，４０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４，５０３ ＬＰＦ
１０５ 切替制御部
１０６，１０６ａ 送信切替部
１０７，１０７ａ 送信無線部
１０８ 送信アンテナ
１１１ 符号記憶部
１１２ ＤＡ変換部
２００，２００ａ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３，５０１ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７，２０７ａ 信号処理部
２０８，２０８ａ，２０９ ＡＤ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 出力切替部
２１２ ドップラ解析部
２１３ ＣＦＡＲ部
２１４ 信号補正部
２１５ 方向推定部
２１６，２１６ａ，２１６ｂ 折り返し判定部
２１７，２２０ スイッチ
２１８，２１８ａ 折り返し位相補正部
２１９，２１９ａ 折り返し信号方向推定部
２２１ 一次折り返し位相補正部
２２２ 二次折り返し位相補正部
２２３ 一次折り返し信号方向推定部
２２４ 二次折り返し信号方向推定部
３００ 基準信号生成部
４０２ 変調信号発生部
４０３ ＶＣＯ
４０４ 方向性結合部
５０２ ミキサ部
５０４ Ｒ－ＦＦＴ部

Claims (5)

  1. 送信アレーアンテナに含まれる複数の送信アンテナを時分割切り替えによって、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、
    受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、
    を具備し、
    前記複数の送信アンテナは、第１点から第１の方向に、間隔Ｄ Ｈ の整数倍の間隔で配置され、前記間隔Ｄ Ｈ は０．５λ以上１λ以下であり、前記λは前記レーダ信号のキャリア周波数の波長であり、
    前記複数の送信アンテナの隣り合う送信アンテナ間の第１の複数の間隔は、前記第１点寄りの間隔と同じまたは前記第１点寄りの間隔より狭く、かつ、前記第１の方向へ向かって狭くなり、
    前記受信アレーアンテナは、第２点から前記第１の方向に前記間隔Ｄ Ｈ の整数倍の間隔で配置された複数の受信アンテナを含み、
    前記複数の受信アンテナの隣り合う受信アンテナ間の第２の複数の間隔は、前記第２点寄りの間隔と同じまたは前記第２点寄りの間隔より広く、かつ、前記第１の方向へ向かって広くなり、
    前記第１の複数の間隔うちの少なくとも２つの連続する間隔が同じである、または、前記第２の複数の間隔うちの少なくとも２つの連続する間隔が同じであり、
    前記第１の複数の間隔のうちの最大の間隔は、前記第２の複数の間隔のうちの最小の間隔より大きく、かつ、前記受信アレーアンテナの開口長以下である、または、前記第２の複数の間隔のうち最大の間隔は、前記第１の複数の間隔のうちの最小の間隔より大きく、かつ、前記送信アレーアンテナの開口長以下であり、
    前記レーダ受信回路は、前記反射波信号に対する方向推定結果の空間スペクトルのピークレベルに基づいて、前記反射波信号のドップラ解析におけるドップラ周波数の折り返しの有無を判定する、
    レーダ装置。
  2. 送信アレーアンテナに含まれる複数の送信アンテナを時分割切り替えによって、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、
    受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、
    を具備し、
    前記複数の送信アンテナは、第１点から第１の方向に配置され、間隔Ｄ Ｈ の整数倍の間隔で配置され、前記間隔Ｄ Ｈ は０．５λ以上１λ以下であり、前記λは前記レーダ信号のキャリア周波数の波長であり、
    前記複数の送信アンテナの隣り合う送信アンテナ間の第１の複数の間隔は、前記第１点寄りの間隔と同じまたは前記第１点寄りの間隔より広く、かつ、前記第１の方向へ向かって広くなり、
    前記受信アレーアンテナは、第２点から前記第１の方向に前記間隔Ｄ Ｈ の整数倍の間隔で配置された複数の受信アンテナを含み、
    前記複数の受信アンテナの隣り合う受信アンテナ間の第２の複数の間隔は、前記第２点寄りの間隔と同じまたは前記第２点寄りの間隔より狭く、かつ、前記第１の方向へ向かって狭くなり、
    前記第１の複数の間隔うちの少なくとも２つの連続する間隔が同じである、または、前記第２の複数の間隔うちの少なくとも２つの連続する間隔が同じであり、
    前記第１の複数の間隔のうちの最大の間隔は、前記第２の複数の間隔のうちの最小の間隔より大きく、かつ、前記受信アレーアンテナの開口長以下であり、または、前記第２の複数の間隔のうち最大の間隔は、前記第１の複数の間隔のうちの最小の間隔より大きく、かつ、前記送信アレーアンテナの開口長以下であり、
    前記レーダ受信回路は、前記反射波信号に対する方向推定結果の空間スペクトルのピークレベルに基づいて、前記反射波信号のドップラ解析におけるドップラ周波数の折り返しの有無を判定する、
    レーダ装置。
  3. 前記レーダ受信回路は、前記折り返しが有る場合、前記反射波信号の受信位相を補正し、位相補正後の前記反射波信号に基づいて方向推定を行う、
    請求項１または２に記載のレーダ装置。
  4. 前記レーダ受信回路は、前記反射波信号のドップラ解析におけるドップラ周波数の折り返しに関する位相補正を行った前記反射波信号に基づいて前記ターゲットの方向を推定する第１の方向推定を行い、前記位相補正を行わない前記反射波信号に基づいて前記ターゲットの方向を推定する第２の方向推定を行い、前記第１の方向推定の結果の空間スペクトルの第１のピークレベルと前記第２の方向推定の結果の空間スペクトルの第２のピークレベルとの比較に基づいて、前記反射波信号のドップラ解析における折り返しの有無を判定する、
    請求項１または２に記載のレーダ装置。
  5. 前記折り返しには、一次折り返し及び二次折り返しが含まれ、
    前記レーダ受信回路は、前記第１の方向推定において、前記一次折り返しに関する位相補正を行った前記反射波信号及び前記二次折り返しに関する位相補正を行った前記反射波信号に基づいて前記ターゲットの方向を推定する方向推定をそれぞれ行う、
    請求項４に記載のレーダ装置。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113811786A (zh) * 2019-05-17 2021-12-17 三菱电机株式会社 天线装置及雷达装置
JP2021139762A (ja) * 2020-03-05 2021-09-16 株式会社東芝 レーダ装置及び送受信方法
CN115963452B (zh) * 2022-12-14 2023-09-22 广东纳睿雷达科技股份有限公司 增益相位自检的雷达收发组件及控制方法、控制器

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005257384A (ja) 2004-03-10 2005-09-22 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置およびアンテナ装置
WO2007083479A1 (ja) 2006-01-23 2007-07-26 Murata Manufacturing Co., Ltd. レーダ装置
JP2007333656A (ja) 2006-06-16 2007-12-27 Murata Mfg Co Ltd レーダ装置
CN104849696A (zh) 2015-04-27 2015-08-19 中南大学 一种mimo雷达天线阵稀疏布阵方法
WO2018154748A1 (ja) 2017-02-27 2018-08-30 三菱電機株式会社 レーダ装置
US20180267160A1 (en) 2017-03-20 2018-09-20 David Slemp Frequency Modulated Continuous Wave Antenna System
US20180301801A1 (en) 2015-05-26 2018-10-18 Communication Components Antenna Inc. A simplified multi-band multi-beam base-station antenna architecture and its implementation
CN109343053A (zh) 2018-11-26 2019-02-15 上海瀚唯科技有限公司 4d毫米波雷达系统空间信息感知方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4545174B2 (ja) 2007-06-11 2010-09-15 三菱電機株式会社 レーダ装置
DE102008038365A1 (de) 2008-07-02 2010-01-07 Adc Automotive Distance Control Systems Gmbh Fahrzeug-Radarsystem und Verfahren zur Bestimmung einer Position zumindest eines Objekts relativ zu einem Fahrzeug
JP6172390B2 (ja) * 2014-05-29 2017-08-02 トヨタ自動車株式会社 アレーアンテナ装置
JP2019053760A (ja) 2018-11-22 2019-04-04 株式会社東芝 セキュリティデータ管理システムによる管理方法及び管理システム

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005257384A (ja) 2004-03-10 2005-09-22 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置およびアンテナ装置
WO2007083479A1 (ja) 2006-01-23 2007-07-26 Murata Manufacturing Co., Ltd. レーダ装置
JP2007333656A (ja) 2006-06-16 2007-12-27 Murata Mfg Co Ltd レーダ装置
CN104849696A (zh) 2015-04-27 2015-08-19 中南大学 一种mimo雷达天线阵稀疏布阵方法
US20180301801A1 (en) 2015-05-26 2018-10-18 Communication Components Antenna Inc. A simplified multi-band multi-beam base-station antenna architecture and its implementation
WO2018154748A1 (ja) 2017-02-27 2018-08-30 三菱電機株式会社 レーダ装置
US20180267160A1 (en) 2017-03-20 2018-09-20 David Slemp Frequency Modulated Continuous Wave Antenna System
CN109343053A (zh) 2018-11-26 2019-02-15 上海瀚唯科技有限公司 4d毫米波雷达系统空间信息感知方法

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