WO2020189457A1 - レーダ装置及び送受信アレーアンテナ - Google Patents

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WO2020189457A1
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健太 岩佐
岸上　高明
四方　英邦
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H01Q21/293—Combinations of different interacting antenna units for giving a desired directional characteristic one unit or more being an array of identical aerial elements

Definitions

  • This disclosure relates to a radar device and a transmission / reception array antenna.
  • the transmitting branch is also equipped with multiple antenna elements (array antennas) as a radar device, and beam scanning is performed by signal processing using the transmitting and receiving array antennas (MIMO (Multiple Input Multiple Output) radar).
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • a virtual reception array antenna (hereinafter referred to as a virtual reception array) equal to the product of the number of transmission antenna elements and the number of reception antenna elements at the maximum is obtained.
  • a virtual reception array equal to the product of the number of transmission antenna elements and the number of reception antenna elements at the maximum.
  • the effective aperture length of the array antenna can be expanded with a small number of elements, and the angular resolution can be improved.
  • the MIMO radar can also be applied to two-dimensional beam scanning in the vertical and horizontal directions (for example, Patent Document 1 and Non-Patent Document 1). reference).
  • the detection performance of the radar device may deteriorate.
  • the non-limiting examples of the present disclosure contribute to the provision of a radar device capable of improving detection performance.
  • the radar device uses a transmitting array antenna to transmit a radar signal, and a receiving array antenna to receive a reflected wave signal reflected by the target.
  • the transmitting array antenna and the receiving array antenna are arranged on a two-dimensional plane by the first axis and the second axis, and the receiving array antenna includes a plurality of receiving antenna trains.
  • Each of the receiving antenna trains includes a first number of antennas, and among the first number of antennas included in each of the receiving antenna trains, adjacent antennas have a first spacing in the first axis direction.
  • the transmitting array antenna is arranged in the second axis direction so as to be isolated between the second, and the transmitting array antenna is arranged in the second axis direction at an interval of the first number of times of the second interval.
  • Each of the transmitting antenna rows includes a plurality of antennas, and the plurality of antennas included in each of the transmitting antenna rows are located at the same position in the second axial direction and in the first axial direction.
  • the antennas included in the transmitting antenna trains that are adjacent to each other in the second axial direction are arranged at different positions in the first axial direction.
  • the detection performance of the radar device can be improved.
  • Block diagram showing a configuration example of the radar device according to the first embodiment Block diagram showing a configuration example of the radar device according to the first embodiment
  • the figure which shows an example of the power distribution when the virtual reception array which concerns on variation 1 of Embodiment 1 is weighted.
  • the figure which shows the comparison of the directivity pattern by the 2D beam which concerns on the variation 1 of Embodiment 1 and the comparative example The figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 2 of Embodiment 1.
  • the figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 2 of Embodiment 1. The figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 2 of Embodiment 1.
  • the figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 2 of Embodiment 1. The figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 2 of Embodiment 1.
  • the figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 3 of Embodiment 1. The figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 3 of Embodiment 1.
  • the figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 4 of Embodiment 1. The figure which shows the transmission antenna arrangement example which concerns on variation 5 of Embodiment 1.
  • the figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 5 of Embodiment 1. The figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 5 of Embodiment 1.
  • the figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 5 of Embodiment 1. The figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 5 of Embodiment 1.
  • the figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 6 of Embodiment 1. The figure which shows the antenna arrangement example which concerns on variation 6 of Embodiment 1.
  • Block diagram showing a configuration example of a radar device according to a third embodiment Block diagram showing a configuration example of a radar device according to a fourth embodiment The figure which shows an example of the transmission signal and the reflected wave signal when a chirp pulse is
  • a pulse radar device that repeatedly transmits a pulse wave.
  • the received signal of the wide-angle pulse radar device that detects a vehicle / pedestrian in a wider range is a plurality of reflections from a target (for example, a vehicle) existing at a short distance and a target (for example, a pedestrian) existing at a long distance. It tends to be a mixed signal of waves. Therefore, (1) the radar transmitter is required to transmit a pulse wave or a pulse-modulated wave having an autocorrelation characteristic (hereinafter referred to as a low-range sidelobe characteristic) having a low range sidelobe, and (2).
  • the radar receiver is required to have a configuration having a wide reception dynamic range.
  • the first is to scan a pulse wave or modulated wave mechanically or electronically using a directional beam with a narrow angle (for example, a beam width of about several degrees) to transmit a radar wave, and directional the narrow angle. It is configured to receive reflected waves using a sex beam. In this configuration, many scans are performed in order to obtain high resolution, so that, for example, the followability to a target moving at a higher speed tends to deteriorate.
  • a narrow angle for example, a beam width of about several degrees
  • the second method is to receive the reflected wave by an array antenna composed of multiple antennas (antenna elements) and estimate the arrival angle of the reflected wave by a signal processing algorithm based on the received phase difference with respect to the element spacing (antenna spacing).
  • DOE Direction of Arrival
  • the arrival direction estimation method includes Fourier transform based on matrix operation, Capon method and LP (Linear Prediction) method based on inverse matrix operation, or MUSIC (Multiple Signal Classification) and ESPRIT (Estimation of Signal Parameters) based on eigenvalue operation. viaRotativeInvarianceTechniques).
  • MIMO radar transmits multiplexed signals using time division, frequency division, or code division from a plurality of transmitting antennas, receives signals reflected by peripheral objects by a plurality of receiving antennas, and receives signals from each of the received signals. , The multiplexed transmission signal is separated and received.
  • the configuration of the antenna element in the MIMO radar is a configuration using one antenna element (hereinafter referred to as a single antenna) and a configuration in which a plurality of antenna elements (or a sub-array element) are used to form a sub-array (hereinafter referred to as a sub-array). It is roughly divided into).
  • the characteristics have a wider directivity than when a sub array is used, but the antenna gain is relatively low. Therefore, in order to improve the received SNR (Signal to Noise Ratio) for the radar reflected wave, more addition processing is performed in the received signal processing, or the radar reflected wave is received by using more antenna elements. ..
  • SNR Signal to Noise Ratio
  • the physical size of the antenna is larger than when the single antenna is used, and the antenna gain in the main beam direction can be improved.
  • the physical size of the sub-array is equal to or larger than the wavelength at the radio frequency (carrier frequency) of the transmission signal.
  • the MIMO radar can be applied not only to one-dimensional scanning (angle measurement) in the vertical or horizontal direction but also to two-dimensional beam scanning in the vertical and horizontal directions.
  • a MIMO radar that can scan a long-range two-dimensional beam mounted on a vehicle has a high resolution in the horizontal direction equivalent to that of a MIMO radar that scans a beam in one dimension in the horizontal direction, and also estimates a vertical angle.
  • Ability is required.
  • each of the transmitting antenna element and the receiving antenna element when the antenna elements are arranged at equal intervals in the horizontal direction and the vertical direction at about half a wavelength, the antenna elements are adjacent to each other, so that the antenna elements are sub-arrayed due to physical restrictions. It is difficult to increase the antenna gain. In other words, when a sub-array is used for the transmitting antenna element or the receiving antenna element, it is difficult to arrange the antenna elements at intervals narrower than the size of the sub-array (for example, one wavelength or more).
  • the radar device increases the probability of erroneously detecting (false detection) a false peak caused by the grating lobe as a target (target) within the detection angle range, and the detection performance of the radar device deteriorates. ..
  • the probability of false positives is reduced and a desired directivity pattern can be realized by increasing the opening length of the virtual reception array and suppressing the occurrence of unnecessary grating lobes.
  • at least one of the transmitting antenna element and the receiving antenna element is configured by using a sub-array, and the directivity gain of the antenna element can be improved.
  • a configuration example of a radar device will be described before the arrangement of a plurality of transmitting antennas (for example, transmitting sub-array) and a plurality of receiving antennas (for example, receiving sub-array).
  • a plurality of transmission antennas are switched by time division to transmit different time-division-multiplexed radar transmission signals, and in the reception branch, each transmission signal is separated and received.
  • the configuration of is described.
  • the configuration of the radar device is not limited to this, and in the transmission branch, different transmission signals frequency-division-multiplexed are transmitted from a plurality of transmission antennas, and in the reception branch, each transmission signal is separated and received. It may be configured.
  • the radar device may be configured to transmit code-division multiple access transmission signals from a plurality of transmission antennas at the transmission branch and perform reception processing at the reception branch.
  • FIG. 1A is a block diagram showing a configuration example of the radar device 10 according to the present embodiment.
  • the radar device 10 has, for example, a radar transmission unit (transmission branch) 100, a radar reception unit (reception branch) 200, and a reference signal generation unit 300.
  • the radar transmission unit 100 generates a high frequency (radio frequency: Radio Frequency) radar signal (radar transmission signal) based on the reference signal output from the reference signal generation unit 300. Then, the radar transmission unit 100 uses a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antennas 108-1 to 108-Nt (see, for example, FIG. 1B described later) to transmit a radar transmission signal at a predetermined transmission cycle. Send.
  • radio frequency Radio Frequency
  • the radar receiving unit 200 includes a plurality of receiving antennas 202-1 to 202-Na (see, for example, FIG. 1B described later) for the reflected wave signal in which the radar transmitting signal is reflected on a target (target, not shown). Receive using the reception array antenna.
  • the radar receiving unit 200 performs the following processing operation using the reference signal output from the reference signal generating unit 300 to perform processing synchronized with the radar transmitting unit 100. Further, the radar receiving unit 200 processes the reflected wave signal received by each receiving antenna 202, for example, detects the presence or absence of a target or estimates the arrival direction of the reflected wave signal.
  • the target is an object to be detected by the radar device 10, and includes, for example, a vehicle (including four wheels and two wheels), a person, a block, a curb, and the like.
  • the reference signal generation unit 300 is connected to each of the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200.
  • the reference signal generation unit 300 supplies a reference signal as a reference signal to the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200, and synchronizes the processing of the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200.
  • FIG. 1B is a block diagram showing a more detailed configuration example of the radar device 10 shown in FIG. 1A. Details of each component will be described with reference to FIG. 1B.
  • the radar transmission unit 100 includes a radar transmission signal generation unit 101, a switching control unit 105, a transmission switching unit 106, a transmission radio unit 107-1 to 107-Nt, and a transmission antenna 108-1 to 108-Nt.
  • a radar transmission signal generation unit 101 a radar transmission signal generation unit 101
  • a switching control unit 105 a transmission switching unit 106
  • a transmission radio unit 107-1 to 107-Nt a transmission radio unit 107-1 to 107-Nt
  • a transmission antenna 108-1 to 108-Nt have. That is, the radar transmission unit 100 has Nt transmission antennas 108, and each transmission antenna 108 is connected to an individual transmission radio unit 107.
  • the radar transmission signal generation unit 101 generates a timing clock obtained by multiplying the reference signal output from the reference signal generation unit 300 by a predetermined number of times, and generates a radar transmission signal based on the generated timing clock. Then, the radar transmission signal generation unit 101 repeatedly outputs the radar transmission signal in a predetermined radar transmission cycle (Tr).
  • j represents the imaginary unit
  • k represents the discrete time
  • M represents the ordinal number of the radar transmission cycle.
  • I (k, M) and Q (k, M) are in-phase components (In-Phase components) and orthogonal components of the radar transmission signal (kM) at the discrete time k in the Mth radar transmission cycle. Represents (Quadrature component) respectively.
  • the radar transmission signal generation unit 101 includes a code generation unit 102, a modulation unit 103, and an LPF (Low Pass Filter) 104.
  • LPF Low Pass Filter
  • the code is generated by the code generating unit 102 a n (M), for example, code that low range side lobe characteristics can be obtained is used.
  • Examples of the code sequence include a Barker code, an M-sequence code, a Gold code, and the like.
  • Pulse Shift Keying pulse code sequence output from the code generator 102 (e.g., code a n (M)) pulse modulation on (e.g., amplitude modulation, ASK (Amplitude Shift Keying), pulse shift keying) or phase Modulation (Phase Shift Keying) is performed, and the modulated signal is output to the LPF104.
  • code generator 102 e.g., code a n (M)
  • pulse modulation on e.g., amplitude modulation, ASK (Amplitude Shift Keying), pulse shift keying) or phase Modulation (Phase Shift Keying
  • the LPF 104 outputs a signal component below a predetermined limiting band among the modulated signals output from the modulation unit 103 to the transmission switching unit 106 as a baseband radar transmission signal.
  • FIG. 2 shows an example of a radar transmission signal generated by the radar transmission signal generation unit 101.
  • a pulse code sequence having a code length L is included between the code transmission sections Tw.
  • a pulse code sequence is transmitted during the code transmission section Tw, and the remaining section (Tr-Tw) is a non-signal section.
  • One code contains L subpulses.
  • Nu samples are included in the no-signal section (Tr-Tw) in the radar transmission cycle Tr.
  • the switching control unit 105 controls the transmission switching unit 106 in the radar transmitting unit 100 and the output switching unit 211 in the radar receiving unit 200.
  • the control operation of the radar receiving unit 200 with respect to the output switching unit 211 in the switching control unit 105 will be described later in the description of the operation of the radar receiving unit 200.
  • the control operation of the radar transmission unit 100 with respect to the transmission switching unit 106 in the switching control unit 105 will be described.
  • the switching control unit 105 outputs a control signal (hereinafter, referred to as “switching control signal”) for switching the transmission antenna 108 (in other words, the transmission radio unit 107) to the transmission switching unit 106 for each radar transmission cycle Tr. ..
  • the transmission switching unit 106 performs a switching operation of outputting the radar transmission signal output from the radar transmission signal generation unit 101 to the transmission radio unit 107 instructed by the switching control signal output from the switching control unit 105. For example, the transmission switching unit 106 selects and switches one of a plurality of transmission radio units 107-1 to 107-Nt based on the switching control signal, and outputs a radar transmission signal to the selected transmission radio unit 107. To do.
  • carrier frequency Radio Frequency: RF
  • FIG. 3 shows an example of the switching operation of the transmitting antenna 108 according to the present embodiment.
  • the switching operation of the transmitting antenna 108 according to the present embodiment is not limited to the example shown in FIG.
  • the switching control unit 105 transmits the first transmitting antenna 108 (or transmitting radio unit 107-1) to the Nt transmitting antenna 108 (or transmitting radio unit 107-Nt) for each radar transmission cycle Tr.
  • the switching control unit 105 controls to repeat the switching operation of the transmission radio unit 107 in the antenna switching cycle Np Nc times.
  • each transmission radio unit 107 may be provided with different transmission delays ⁇ 1, ⁇ 2, ..., ⁇ Nt at the transmission start time to start the transmission of the radar transmission signal.
  • the Doppler frequency is introduced by introducing a transmission phase correction coefficient in consideration of transmission delays ⁇ 1, ⁇ 2,..., ⁇ Nt in the processing of the radar receiver 200 described later. It is possible to suppress the influence of different phase rotations in the received signal.
  • the radar transmission unit 100 may include the radar transmission signal generation unit 101a shown in FIG. 4 instead of the radar transmission signal generation unit 101.
  • the radar transmission signal generation unit 101a does not have the code generation unit 102, the modulation unit 103, and the LPF 104 shown in FIG. 1B, but instead includes the code storage unit 111 and the DA conversion unit 112.
  • the code storage unit 111 stores in advance the code sequence generated by the code generation unit 102 (FIG. 1B), and sequentially reads out the stored code sequence in a cyclic manner.
  • the DA conversion unit 112 converts the code sequence (digital signal) output from the code storage unit 111 into an analog signal (baseband signal).
  • the radar receiving unit 200 includes Na receiving antennas 202 to form an array antenna.
  • the radar receiving unit 200 includes Na antenna system processing units 211-1 to 201-Na, a CFAR (Constant False Alarm Rate) unit 213, and a direction estimation unit 214.
  • Each receiving antenna 202 receives a reflected wave signal which is a radar transmission signal reflected on a target, and outputs the received reflected wave signal to the corresponding antenna system processing unit 201 as a receiving signal.
  • Each antenna system processing unit 201 has a receiving radio unit 203 and a signal processing unit 207.
  • the receiving radio unit 203 includes an amplifier 204, a frequency converter 205, and an orthogonal detector 206.
  • the receiving radio unit 203 generates a timing clock obtained by multiplying the reference signal output from the reference signal generation unit 300 by a predetermined number, and operates based on the generated timing clock.
  • the amplifier 204 amplifies the received signal output from the receiving antenna 202 to a predetermined level
  • the frequency converter 205 frequency-converts the received signal in the high frequency band into the base band band
  • the orthogonal detector 206 frequency-converts the received signal.
  • the orthogonal detection converts the received signal in the base band band into the received signal in the base band band including the I signal and the Q signal.
  • the I signal is input from the orthogonal detector 206 to the AD conversion unit 208, and the Q signal is input from the orthogonal detector 206 to the AD conversion unit 209.
  • the AD conversion unit 208 converts the I signal into digital data by sampling the baseband signal including the I signal at discrete times.
  • the AD conversion unit 209 converts the Q signal into digital data by sampling the baseband signal including the Q signal at discrete times.
  • the Mth radar transmission cycle Tr [M] as the output of the AD converters 208 and 209 is used by using the I signal I z (k, M) and the Q signal Q z (k, M).
  • j is an imaginary unit.
  • correlation calculation section 210 performs a discrete sample values x z (k, M), a sliding correlation operation between a pulse code a n (M).
  • the correlation calculation value AC z (k, M) of the sliding correlation calculation at the discrete time k in the Mth radar transmission cycle Tr [M] is calculated based on the following equation.
  • the range ie, the range of k
  • the radar device 10 does not perform processing by the correlation calculation unit 210 during the period when the radar transmission signal wraps around (at least a period of less than ⁇ 1). Therefore, it is possible to perform measurement without the influence of wraparound.
  • the measurement range (range of k) is limited, the measurement range (k range) is similarly processed for the processes of the output switching unit 211, the Doppler analysis unit 212, the CFAR unit 213, and the direction estimation unit 214 described below. A process that limits the range) may be applied. As a result, the amount of processing in each component can be reduced, and the power consumption in the radar receiving unit 200 can be reduced.
  • the output switching unit 211 selectively selects the output of the correlation calculation unit 210 for each radar transmission cycle Tr as one of the Nt Doppler analysis units 212 based on the switching control signal input from the switching control unit 105. Switch to and output.
  • the switching control signal in the Mth radar transmission cycle Tr [M] is represented by Nt bit information [bit1 (M), bit2 (M),..., bitNt (M)].
  • the output switching unit 211 sets the ND
  • the second Doppler analysis unit 212 is selected (in other words, ON).
  • the output switching unit 211 does not select (in other words, the NDth Doppler analysis unit 212). OFF).
  • the output switching unit 211 outputs the correlation calculation value ACz (k, M) input from the correlation calculation unit 210 to the selected Doppler analysis unit 212.
  • Nt bit switching control signal corresponding to the switching operation of the transmitting radio unit 107 (or transmitting antenna 108) shown in FIG. 3 is shown below.
  • [bit1 (1), bit2 (1),..., bitNt (1)] [1, 0,..., 0]
  • [bit1 (2), bit2 (2),..., bitNt (2)] [0, 1,..., 0]
  • [bit1 (Nt), bit2 (Nt),..., bitNt (Nt)] [0, 0,..., 1]
  • Np Nt ⁇ Tr
  • the switching control signal repeats the above contents Nc times.
  • the Doppler analysis unit 212 performs Doppler analysis on the output from the output switching unit 211 (for example, the correlation calculation value AC z (k, M)) every discrete time k. For example, when Nc is a power value of 2, Fast Fourier Transform (FFT) processing can be applied in Doppler analysis.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the Doppler analysis unit 212 may multiply the window function coefficient of, for example, a Han window or a Hamming window. By using the window function coefficient, the side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed.
  • the CFAR unit 213 performs CFAR processing (in other words, adaptive threshold value determination) using the output from the Doppler analysis unit 212, extracts the discrete time index k_cfar and the Doppler frequency index fs_cfar that give peak signals, and then extracts Output to the direction estimation unit 214.
  • CFAR processing in other words, adaptive threshold value determination
  • the radar device 10 may perform the direction estimation process in the direction estimation unit 214 without performing the CFAR process. That is, the radar receiving unit 200 may be configured by omitting the CFAR unit 213.
  • the direction estimation unit 214 performs a target direction estimation process using the output from each Doppler analysis unit 212 based on the information output from the CFAR unit 213 (for example, the time index k_cfar and the Doppler frequency index fs_cfar). ..
  • the direction estimation unit 214 generates a virtual reception array correlation vector h (k, fs, w) as shown in the equation (3), and performs the direction estimation process.
  • the following is a summary of the w-th outputs from the Doppler analysis units 212-1 to 212-Nt obtained by performing the same processing in each signal processing unit 207 of the antenna system processing units 211-1 to 201-Na.
  • the virtual reception array correlation vector h (k, fs, w) is used in the process of estimating the direction of the reflected wave signal from the target based on the phase difference between the reception antennas 202.
  • the virtual reception array correlation vector h (k, fs, w) becomes h (k_cfar, fs_cfar, w) using the index of the peak signal extracted by CFAR processing.
  • the virtual reception array correlation vector h (k_cfar, fs_cfar, w) is a column vector containing Na ⁇ Nt elements.
  • TxCAL (1) (fs), ..., TxCAL (Nt) (fs) corrects the phase rotation and transmits phase correction to match the phase of the reference transmitting antenna. It is a coefficient.
  • the transmission phase correction coefficient is as follows. It is represented by.
  • transmission phase correction coefficient TxCAL shown in Equation (5) (ND) (fs ) May be multiplied by the correction coefficient ⁇ TxCAL (ND) (f) of the equation (6) to obtain a new transmission phase correction coefficient TxCAL (ND) (fs).
  • the ND of ⁇ TxCAL (ND) (fs) is the reference transmitting antenna number used as the phase reference.
  • the virtual reception array correlation vector h _after_cal (k, f s , w) corrected for the deviation between antennas is a column vector consisting of Na ⁇ Nt elements.
  • each element of the virtual reception array correlation vector h _after_cal (k, f s , w) is expressed as h 1 (k, fs, w),..., h Na ⁇ Nt (k, fs, w). It is used to explain the direction estimation process.
  • the direction estimation unit 214 uses the virtual reception array correlation vector h _after_cal (k, f s , w) to perform direction estimation processing based on the phase difference of the reflected wave signals between the reception antennas 202.
  • Direction estimation unit 214 for example, the direction estimation evaluation function value P H ( ⁇ , k, fs , w) and calculating the spatial profile of the azimuth theta made variable within a predetermined angular range in, maximum peak of the calculated spatial profile Are extracted in descending order, and the azimuth direction of the maximum peak is used as the estimated value of the arrival direction.
  • the evaluation function value P H ( ⁇ , k, fs , w) are those of various by arrival direction estimation algorithm.
  • an estimation method using an array antenna disclosed in Non-Patent Document 2 may be used.
  • the beamformer method can be expressed as equations (8) and (9).
  • Other methods such as Capon and MUSIC are also applicable.
  • ⁇ u indicates the direction vector of the virtual reception array with respect to the incoming wave in the azimuth direction ⁇ u .
  • ⁇ u is obtained by changing the azimuth range in which the arrival direction is estimated by a predetermined azimuth interval ⁇ 1 .
  • floor (x) is a function that returns the maximum integer value that does not exceed the real number x.
  • the position vector of the target (target) P T those relative to the origin O is defined as r PT.
  • the projection point obtained by projecting the position vector r PT of the target P T on the XZ plane is P T '.
  • the azimuth ⁇ is defined as the angle between the straight line OP T'and the Z axis ( ⁇ > 0 if the X coordinate of the target P T is positive).
  • the elevation angle ⁇ is the target P T, 'in a plane containing, target P T, the origin O and the projected point P T' origin O and the projection point P T angle and being defined (object of a line connecting the If the Y coordinate of the mark P T is positive, ⁇ > 0).
  • n va 1,..., Nt ⁇ Na.
  • the position vectors S 2 , ..., Sn va of the other antenna elements in the virtual reception array are the elements of the transmitting antenna 109 and the receiving antenna 202 existing in the XY plane with reference to the position vector S 1 of the first antenna element. It is determined while maintaining the relative arrangement of the virtual receive array determined from the interval.
  • the origin O may be aligned with the physical position of the first receiving antenna 202.
  • the second antenna element is based on the received signal at the first antenna element of the virtual reception array.
  • the phase difference d (r PT , 2,1) of the received signal is expressed by Eq. (10).
  • ⁇ x, y> is an inner product operator of the vector x and the vector y.
  • the position vector of the second antenna element based on the position vector of the first antenna element of the virtual reception array is expressed by the equation (11) as the inter-element vector D (2,1).
  • n va (r) 1, ..., Nt ⁇ Na
  • n va (t) 1,..., Nt ⁇ Na
  • the position vector of the n va (t) th antenna element based on the position vector of the n va (r) th antenna element of the virtual reception array is used as the inter-element vector D (n va (t) , It is expressed by equation (13) as n va (r) ).
  • reception at the n va (t) th antenna element based on the received signal at the n va (r) th antenna element of the virtual reception array.
  • the signal phase difference d (r PT , n va (t) , n va (r) ) is the unit vector (r PT /
  • the direction estimation unit 214 uses all or a part of such inter-element vectors to form a virtual surface-arranged array antenna on the assumption that the antenna element virtually exists at the position indicated by the inter-element vector, and is in two dimensions. Performs direction estimation processing. That is, the direction estimation unit 214 performs the arrival direction estimation process using a plurality of virtual antenna elements interpolated by the antenna elements constituting the virtual reception array.
  • the direction estimation unit 214 may select one of the overlapping antenna elements in a fixed manner in advance. Alternatively, the direction estimation unit 214 may perform addition averaging processing using the received signals of all the overlapping virtual antenna elements.
  • nqth element-to-element vector constituting the virtual plane-arranged array antenna is expressed as D (n va (nq) (t) , n va (nq) (r) ).
  • n q 1, ..., N q .
  • the direction estimation unit 214 uses h 1 (k, fs, w),..., h Na ⁇ N (k, fs, w), which are elements of the virtual reception array correlation vector h _after_cal (k, fs, w). Is used to generate the virtual surface arrangement array antenna correlation vector h VA (k, fs, w) shown in Eq. (14).
  • the virtual plane arrangement array direction vector a VA ( ⁇ u, ⁇ v) is shown in Eq. (15).
  • the direction estimation unit 214 calculates a unit vector (r PT /
  • the direction estimation unit 214 uses the virtual surface arrangement array antenna correlation vector h VA (k, fs, w) and the virtual surface arrangement array direction vector a VA ( ⁇ u, ⁇ v) in the horizontal and vertical directions. Performs two-dimensional direction estimation processing.
  • the direction estimation unit 214 uses the virtual surface arrangement array antenna correlation vector h VA (k, fs, w) and the virtual surface arrangement array direction vector a VA ( ⁇ u, ⁇ v). Is used to calculate the two-dimensional spatial profile in the vertical and horizontal directions using the two-dimensional direction estimation evaluation function represented by the equation (17).
  • the direction estimation unit 214 sets the azimuth angle and the elevation angle direction, which are the maximum or maximum values of the calculated two-dimensional space profile, as the arrival direction estimation values.
  • the direction estimation unit 214 uses the virtual surface arrangement array antenna correlation vector h VA (k, fs, w) and the virtual surface arrangement array direction vector a VA ( ⁇ u, ⁇ v) to Capon.
  • a high resolution arrival direction estimation algorithm such as the method or the MUSIC method may be applied. As a result, the amount of calculation is increased, but the angular resolution can be improved.
  • the direction estimation unit 214 has described the case where the estimation process is performed in the two-dimensional direction as shown in the three-dimensional coordinate system of FIG. 6, but the estimation is not limited to this, and the estimation is performed in the one-dimensional direction corresponding to the two-dimensional coordinate system. It can also be applied when performing processing.
  • the direction estimation process of the MIMO radar using a plurality of antennas in the radar transmitting unit 100 and the radar receiving unit 200 has been described here, either one of the radar transmitting unit 100 and the radar receiving unit 200 has a plurality of antennas. The case is also applicable.
  • the time information k described above may be converted into distance information and output. Equation (18) may be used when converting the time information k into the distance information R (k).
  • Tw represents the code transmission section
  • L represents the pulse code length
  • C 0 represents the speed of light.
  • the Doppler frequency information may be converted into a relative velocity component and output. Equation (19) may be used when converting the Doppler frequency fs ⁇ into the relative velocity component v d (fs).
  • ⁇ is the wavelength of the carrier frequency of the RF signal.
  • FIG. 7A and 7B are diagrams showing an arrangement example of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 according to the present embodiment.
  • the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 are located at positions that are an integral multiple of the basic spacing d H along the first axis and an integral multiple of the basic spacing d V along the second axis. Be placed.
  • the transmitting antenna 108 for example, the transmitting array antenna
  • the receiving antenna 202 for example, the receiving array antenna
  • the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 are arranged on a two-dimensional plane with the first axis and the second axis.
  • the arrangement of the transmitting antenna 108 (transmission array arrangement) and the arrangement of the receiving antenna 202 (reception array arrangement) may be reversed from the arrangement shown in FIGS. 7A and 7B.
  • the arrangement of the transmitting antenna 108 may be the arrangement of the receiving antenna 202 shown in FIG. 7B
  • the arrangement of the receiving antenna 202 may be the arrangement of the transmitting antenna 108 shown in FIG. 7A. The same applies to other embodiments and variations described later.
  • the transmitting array antenna has a plurality of “transmitting antenna rows” having a plurality of antennas arranged at the same position in the second axis direction and at different positions in the first axis direction. I have one.
  • a plurality of transmitting antenna trains are arranged in rows of p t ( pt ⁇ 2) at intervals of n s ⁇ d V in the second axis direction.
  • the coordinates of the first transmitting antenna row in the second axis direction are y t0
  • the transmitting antenna rows for example, the first transmitting antenna row and the second transmitting antenna row which are two consecutively arranged antenna rows
  • the antennas are arranged so as to be offset in the first axis direction.
  • the antennas included in the transmitting antenna trains adjacent to each other in the second axis direction include one or more antennas arranged at different positions in the first axis direction (in other words, at least one antenna in the first axis direction). Antenna placement positions do not overlap).
  • the receiving antenna 202 shown in FIG. 7B there is a “reception antenna array” including n s antennas arranged at basic intervals d H in the first axis direction and at basic intervals d V in the second axis direction.
  • P r (p r ⁇ 2) are repeatedly arranged in the first axis direction.
  • adjacent antennas are arranged with a basic spacing of d H in the first axis direction and a basic spacing of d V in the second axis direction.
  • the receiving antenna 202 shown in FIG. 7B is arranged in a serrated manner.
  • the antenna 1 system of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 has the points (white circles, shaded circles) shown in FIGS. 7A and 7B as the phase centers, and the first axis direction (for example, the horizontal direction) and the second axis.
  • the aperture length can be widened in the direction (for example, the vertical direction) to narrow the beam width in the horizontal direction and the vertical direction, and the antenna gain can be improved.
  • one antenna system may be configured by using a sub-array antenna. Further, the side lobe may be suppressed by applying an array weight to the sub-array antenna.
  • FIG. 8 shows an example of a sub array antenna.
  • the distance between the sub array antenna elements in the sub array antenna is set to about half a wavelength ( ⁇ / 2).
  • one antenna system is composed of (a) one element in the first axis direction and four elements in the second axis direction, (b) one element in the first axis direction.
  • it is composed of 6 sub-array antenna elements in the 2nd axis direction, (c) a case where it is composed of 1 element in the 1st axis direction and 8 elements in the 2nd axis direction is shown.
  • the configuration of the sub-array antenna is not limited to the configuration shown in FIG.
  • One antenna system may be configured with a size whose aperture length is expanded so as not to physically interfere with adjacent antenna elements. As a result, the antenna gain can be increased.
  • One antenna system of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 may be configured by, for example, a sub-array antenna so as to form a beam pattern suitable for the viewing angle of the radar device 10.
  • a sub-array antenna so as to form a beam pattern suitable for the viewing angle of the radar device 10.
  • FOV field of view
  • the beam pattern of one antenna system of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 is wider in the horizontal direction and is vertical.
  • the angle may be narrower in the direction.
  • the antenna configuration shown in (c) has the narrowest angle, and a sub-array antenna configuration arranged in the vertical direction (in other words, the second axis direction) may be applied.
  • ⁇ Variation 1> 9A and 9B show an example of antenna arrangement according to variation 1.
  • n s of antennas included in the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row are arranged for every d H in the first axis direction. Further, in FIG. 9A, the coordinates in the first axial direction between the antenna included in the first transmitting antenna train and the antenna included in the third transmitting antenna are the same.
  • the n s antennas included in the second transmitting antenna train are arranged at intervals of (n s + 1) d H in the first axis direction.
  • the antennas included in the second transmitting antenna train are arranged in the first axis direction in two regions divided by (n s + 1) times the basic spacing d H. ..
  • floor (n s / 2) antennas are arranged every d H
  • Antennas are arranged every d H.
  • the function floor (x) indicates a floor function that returns the maximum integer value that does not exceed x
  • the function ceil (x) indicates a ceiling function that returns the smallest integer value greater than or equal to x. Shown.
  • the antennas included in the two transmitting antenna trains that are not adjacent to each other in the second axial direction among the three transmitting antenna rows are arranged at intervals d H in the first axial direction.
  • the number of antennas arranged in one of the two divided regions and the other of the two regions in the second transmitting antenna train are arranged in two regions divided at a double interval.
  • the number of antennas arranged in is almost the same as the number of antennas arranged in one of the two divided regions (for example, floor (n s / 2)) in the second transmitting antenna train.
  • the number of antennas arranged on the other of the two regions for example, ceil (n s / 2) pieces) whether are the same, or the difference is 1.
  • the transmitting antenna train is divided and arranged in the first axis direction at intervals of (n s + 1) times the basic interval d H by the number of antennas that are close to symmetry.
  • the second transmission antenna array is a position that does not overlap in n s pieces of first transmitting antenna array and the third transmission antenna array and a first axial direction (in other words, different positions) Placed in.
  • the receiving antenna array number is p r pieces. Therefore, the total number of receiving antennas 202 shown in FIG. 9B is p r n s .
  • adjacent antennas are arranged at d H intervals in the first axis direction and at d H intervals in the second axis direction.
  • FIGS. 9A and 9B an example of the antenna arrangement shown in FIGS. 9A and 9B and an example of the arrangement of the virtual reception array composed of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 will be described.
  • FIG. 10A is the minimum configuration in the antenna arrangement of variation 1.
  • FIG. 10B is an example in which the receiving antenna 202 (receiving antenna row) is extended in the first axis direction from the minimum configuration of FIG. 10A.
  • the value of n s is an odd number
  • the second transmitting antenna sequence includes an area in which an odd number (1) antenna is arranged and an area in which an even number (2) antennas are arranged.
  • An example of being divided and arranged in is shown.
  • the second transmitting antenna array is symmetrically arranged by dividing the same number of antennas.
  • FIG. 10D is an example in which the number of antennas included in the receiving antenna array is increased from the minimum configuration of FIG. 10A.
  • n s and p r are not limited to the examples of FIGS. 10A to 10D, and other values may be used.
  • n s antennas are densely arranged at d H intervals in the first axis direction, and p r antennas are arranged.
  • the receiving antenna trains of are arranged at intervals of n s ⁇ d H in the first axis direction.
  • the virtual antenna elements can be densely arranged at d H intervals in the first axis direction in the virtual reception array arrangement.
  • each transmit antenna array is the second axis direction are arranged in n s ⁇ d V interval, n s number of antennas included in each receiving antenna row, second axial Are placed at DV intervals.
  • the virtual reception array arrangement allows dense arrangement of virtual antenna elements at d V intervals in a second axial direction.
  • each antenna system of the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row has an aperture length of d H or less in the first axis direction and an aperture length of 2 n s ⁇ d v or less in the second axis direction. It is configurable.
  • the second antenna row of the transmitting antenna 108 is arranged at a position different from that of the other transmitting antenna rows in the first axis direction.
  • other antennas for example, the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row
  • each antenna system of the second antenna row of the transmitting antenna 108 can be configured with an aperture length of d H or less in the first axis direction and an arbitrary size in the second axis direction.
  • each antenna system of the receiving antenna array can be configured with an aperture length of d H or less in the first axis direction and an arbitrary size in the second axis direction.
  • one antenna system may be configured by using a sub array antenna, or an array weight may be applied to the sub array antenna to suppress side lobes.
  • FIG. 11A shows a sub-array antenna (in other words, the white circles and shaded circles in each figure) as the phase center of one antenna system in the antenna arrangement example of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 shown in FIG. 10B.
  • a configuration example using the configuration shown in FIG. 8A is shown.
  • the transmitting antennas 108 can be arranged in a size that does not physically interfere with each other.
  • Tx1, Tx2, Tx5 and Tx6 is, d H below the first axis direction, may be configured in a second axial direction to a size less than 4d V.
  • Tx3 and Tx4 are configured to have the same size as other antennas (Tx1, Tx2, Tx5 and Tx6), but the size is not limited to this, and any size (for example, for example) in the second axis direction is used. it may be composed of a 5d V or more of the size).
  • the receiving antenna 202 is configured to have the same size (for example, 4d V ) as Tx1, Tx2, Tx5, and Tx6, but is not limited to this, and is configured to have a size that does not physically interfere with each other. May be good.
  • a non-feeding element may be further arranged with respect to the antenna arrangement of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 shown in FIG. 11A.
  • the non-feeding element may be arranged, for example, at the position shown in FIG. 11B, and is not limited to this, and may be arranged at a position and size that do not physically interfere with each antenna.
  • FIGS. 12A and 12B are examples of directivity patterns formed by the beamformer method using the two-dimensional virtual reception array extending in the first axis direction and the second axis direction shown in FIG. 10B. Shown. 12A and 12B are examples of directivity patterns in the 0 degree (zenith) direction in the first axis direction and the second axis direction, and are equivalent to the case where the incoming wave arrives from the zenith direction.
  • FIG. 12A shows a two-dimensional directivity pattern in the first axis (eg, Azimuth) direction and the second axis (eg, Elevation) direction.
  • FIG. 12B shows a degenerate directivity pattern in each of the first axis and the second axis.
  • the radar device 10 may form a beam by weighting the signal received in the virtual reception array.
  • FIG. 13 shows an example in which the reception signal of the virtual reception array corresponding to the antenna arrangement example of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 shown in FIG. 10B is weighted according to the Taylor window to form a directivity pattern by the beamformer method. Is shown.
  • FIG. 13B shows a two-dimensional directivity pattern of the first axis (for example, Azimuth) and the second axis (for example, Elevation) when the configuration shown in FIG. 13A is used.
  • FIG. 13C shows a degenerate directivity pattern in each of the first axis and the second axis.
  • the side lobe level can be reduced although the main lobe width is larger than that of, for example, FIGS. 12A and 12B. ..
  • FIG. 14 shows an example of a transmitting antenna, a receiving antenna, and a virtual receiving array as an antenna arrangement for comparison with the variation 1.
  • the number is the same as 8).
  • the transmitting antennas are arranged at equal intervals of d V in the second axis direction
  • the receiving antennas are arranged at equal intervals of d H in the first axis direction. Therefore, as shown in FIG. 14, the virtual reception array composed of the transmitting antenna and the receiving antenna is arranged at equal intervals of d H and d V.
  • each transmit antenna are arranged in a d V intervals in a second axial direction, the antenna elements of the transmitting antenna, it is difficult to the second axis direction constitutes by expanding the size or d V ..
  • the receiving antenna shown in FIG. 14 can be configured in an arbitrary size in the second axis direction as in FIG. 10B.
  • 15A and 15B show an example of a directivity pattern formed by a beamformer method using a two-dimensional virtual reception array extending in the first axis direction and the second axis direction shown in FIG. 15A and 15B are examples of directivity patterns in the 0 degree (zenith) direction in the first axis direction and the second axis direction, and are equivalent to the case where the incoming wave arrives from the zenith direction.
  • FIG. 15A shows a two-dimensional directivity pattern in the first axis (for example, Azimuth) direction and the second axis (for example, Elevation) direction
  • FIG. 15B shows degeneracy in each of the first axis and the second axis.
  • the directivity pattern is shown.
  • FIG. 16A and 16B are views in which the directivity pattern shown in FIG. 12B (in the case of the antenna arrangement of FIG. 10B, arrangement example 1) and the directivity pattern shown in FIG. 15B (comparative example) are superimposed and displayed. is there.
  • FIG. 16A shows a comparison of directivity patterns in the first axis (Azimuth) direction
  • FIG. 16B shows a comparison of directivity patterns in the second axis (Elevation) direction.
  • the beam width is the same in the case of variation 1 (arrangement example 1) and in the comparative example. Further, as shown in FIG. 16A, it can be seen that in variation 1, the maximum side lobe level is about 1.8 dB lower than that in the comparative example. Further, as shown in FIG. 16B, in the directivity pattern in the second axis direction, the beam width is the same in the case of variation 1 and in the comparative example. Further, as shown in FIG. 16B, the maximum side lobe level is almost the same in the variation 1 and the comparative example.
  • the directivity gain of the antenna is improved by increasing the size of one antenna system of the transmitting antenna 108 or the receiving antenna 202 without deteriorating the directivity pattern (in other words, beam performance) due to the virtual reception array. it can.
  • Variation 2 is an arrangement example similar to Variation 1, and the configuration of the transmitting antenna row of the transmitting antenna 108 is different from that of Variation 1.
  • each transmit antenna sequence of transmit antenna 108 has n s antennas.
  • the antennas included in the three transmitting antenna trains adjacent to each other in the second axis direction are arranged so as to be offset in the first axis direction. In other words, the antennas included in the three adjacent transmitting antenna trains are arranged at different positions in the first axis direction.
  • FIG. 17 shows an arrangement example of the transmitting antenna 108 according to the variation 2.
  • the arrangement of the receiving antenna 202 in the variation 2 is the same as that of the variation 1 (see, for example, FIG. 9B).
  • Transmission antenna 108 has a p t transmit antennas columns are arranged in n s ⁇ d V interval in a second axial direction. Further, each transmitting antenna train has n s antennas arranged in the first axis direction.
  • each transmitting antenna sequence is divided and arranged at intervals of p tm n s + 1 in the first axis direction.
  • floor (n s / 2) antennas are arranged every d H in one area where each transmitting antenna sequence is divided and arranged, and ceil (n s / 2) antennas are arranged in the other area.
  • Antennas are placed every d H.
  • 18A, 18B, and 18C show an arrangement example of a virtual receiving array composed of the transmitting antenna 108, the receiving antenna 202, and the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 according to the variation 2.
  • n s antennas are arranged at d H intervals in the first axis direction.
  • the third transmit antenna array (p tm 1), in the first axial direction, (in other words, outside the first transmitting antenna array) apart intervals 3d H placement Will be done.
  • the second transmission antenna array (p tm 2), in the first axial direction, (in other words, outside the first transmit antenna array and the third transmission antenna array) apart intervals 5d H placement Will be done. That is, the three transmitting antenna rows (for example, three transmitting antenna rows arranged consecutively) adjacent to each other in the second axis direction in FIG. 18A include antennas arranged at different positions in the first axis direction.
  • the first to third transmitting antenna trains are arranged at different positions in the first axial direction.
  • n s antennas are arranged at d H intervals in the first axis direction.
  • the third transmit antenna array (p tm 1), in the first axial direction, (in other words, outside the first transmitting antenna array) apart distance 4d H placement Will be done.
  • the second transmission antenna array (p tm 2), in the first axial direction, (in other words, outside the first transmit antenna array and the third transmission antenna array) apart intervals 6d H placement Will be done.
  • all the antennas are arranged at different positions in the first axis direction, but at least one antenna may be arranged at different positions in the first axis direction. Further, there may be antennas not shown in FIGS. 18A, 18B, and 18C, which are arranged at the same position in the first axis direction.
  • Figure 18A in any of the antenna arrangement of FIG. 18B and FIG. 18C, in the vicinity of the center of the virtual reception array arrangement, d H, can be densely arranged virtual antenna element at d V intervals.
  • the transmitting antennas 108 may be configured in a size that does not physically interfere with each other.
  • the antennas included in each transmitting antenna row are arranged at different positions in the first axis direction, they are d H or less in the first axis direction and in the second axis direction. It can be configured in any size.
  • the number of adjacent transmitting antenna rows in which the antennas are arranged at different positions in the first axis direction in the second axis direction is not limited to three, and may be four or more.
  • Variation 3 is an arrangement example similar to Variation 2, and the configuration of the antenna array of the transmitting antenna 108 is different from that of Variation 2.
  • the antennas included in the transmitting antenna rows adjacent to each other in the second axis direction are arranged at different positions on the first axis.
  • 19A, 19B, 19C and 19D show an arrangement example of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 according to the variation 3 and the virtual receiving array composed of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202.
  • the arrangement of the receiving antenna 202 in the variation 3 is the same as that of the variation 1 (see, for example, FIG. 9B).
  • An example of antenna arrangement when the antennas included in the first and third transmitting antenna trains are arranged side by side (in other words, at the same position) on the first axis is shown.
  • the first and third transmitting antenna trains and the second transmitting antenna train are arranged at different positions in the first axial direction.
  • An example of antenna arrangement is shown when the antennas are arranged side by side (in other words, at the same position).
  • the first and third transmitting antenna trains and the second transmitting antenna train are arranged at different positions in the first axial direction.
  • An example of antenna arrangement when the antennas included in the first and third transmitting antenna trains are arranged side by side (in other words, at the same position) on the first axis is shown.
  • the first and third transmitting antenna trains and the second transmitting antenna train are arranged at different positions in the first axial direction.
  • An example of antenna arrangement is shown.
  • the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row have a configuration in which the arrangement of the antennas is inverted on the first axis, and some antennas are arranged side by side on the first axis. Placed (in other words, in the same position).
  • the first and third transmitting antenna trains and the second transmitting antenna train are arranged at different positions in the first axial direction.
  • the first and third transmitting antenna trains include antennas arranged at the same position and antennas arranged at different positions in the first axis direction.
  • any of the antenna arrangement of Figure 19A ⁇ FIG 19D in the vicinity of the center of the virtual reception array arrangement, d H, it can be densely arranged virtual antenna element at d V intervals.
  • the transmitting antennas 108 may be configured in a size that does not physically interfere with each other.
  • the antennas included in the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row and arranged at the same position in the first axial direction are in the first axial direction. It can be configured with a size of d H or less and 2 n s d V or less in the second axis direction. Further, for example, in FIGS.
  • the antenna included in the second transmitting antenna train can be configured to have a size of d H or less in the first axis direction and an arbitrary size in the second axis direction. Is. Further, for example, in FIG. 19D, the antennas included in the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row and arranged at different positions from the other antennas in the first axis direction are d H in the first axis direction.
  • it can be configured with an arbitrary size in the second axis direction.
  • Variation 4 is an arrangement example similar to Variation 3, and the configuration of the antenna array of the transmitting antenna 108 is different from that of Variation 3.
  • Variation 4 does not include, for example, antennas arranged at d H intervals on the first axis (in other words, densely arranged antennas) in each transmitting antenna array.
  • each transmit antenna array includes antennas or more away 2d H interval on the first axis.
  • the antennas included in the transmitting antenna rows adjacent to each other in the second axis direction are arranged at different positions in the first axis direction.
  • 20A and 20B show an arrangement example of a virtual reception array composed of the transmission antenna 108 and the reception antenna 202, and the transmission antenna 108 and the reception antenna 202 according to the variation 4.
  • the arrangement of the receiving antenna 202 in the variation 4 is the same as that of the variation 1 (see, for example, FIG. 9B).
  • An example of antenna arrangement when they are arranged side by side on the first axis is shown.
  • the first and third transmitting antenna trains and the second transmitting antenna train are arranged at different positions in the first axial direction.
  • An example of antenna arrangement when the antennas of the third antenna row are arranged side by side on the first axis is shown.
  • the first and third transmitting antenna trains and the second transmitting antenna train are arranged at different positions in the first axial direction.
  • d H in the vicinity of the center of the virtual reception array arrangement, can be densely arranged virtual antenna element at d V intervals.
  • the transmitting antenna 108 may be configured in a size that does not physically interfere with each other.
  • the antennas included in the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row have a size of d H or less in the first axis direction and 2 n s d V or less in the second axis direction. It can be configured with.
  • the antenna included in the second transmitting antenna train can be configured to have a size of d H or less in the first axis direction and an arbitrary size in the second axis direction.
  • Variation 5 is an arrangement example similar to Variation 2 and Variation 3, and the configuration of the antenna array of the transmitting antenna 108 is different from Variation 2 and Variation 3.
  • the number of antennas constituting each transmitting antenna sequence is not limited to n s .
  • the configuration of each transmitting antenna array is the same as that of any of the variations 1 to 4, for example.
  • variation 5 is not limited to the number of antennas ( ns ) in the transmitting antenna array shown in FIG. 17 of variation 2.
  • the antennas included in the transmitting antenna array may be arranged in regions separated by an interval of p tm n s + 1 in the first axis direction.
  • 22A to 22D show an arrangement example of a virtual reception array composed of the transmission antenna 108, the reception antenna 202, and the transmission antenna 108 and the reception antenna 202 according to the variation 5.
  • the arrangement of the receiving antenna 202 in the variation 5 is the same as that of the variation 1 (see, for example, FIG. 9B).
  • FIG. 22B the same number of antennas as each transmitting antenna row in FIG. 22A is provided, and the antennas are arranged at different positions on the first axis as in variation 2.
  • each antenna is arranged at a different position on the first axis.
  • any of the antenna arrangement of Figure 22A ⁇ FIG 22D in the vicinity of the center of the virtual reception array arrangement, d H, it can be densely arranged virtual antenna element at d V intervals.
  • the transmitting antennas 108 may be configured in a size that does not physically interfere with each other.
  • the antennas included in the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row of FIGS. 22A and 22C have a size of d H or less in the first axis direction and 2 n s d V or less in the second axis direction. It is configurable. Further, the antennas included in the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row of FIGS. 22B and 22D and the antennas included in the second transmitting antenna row of FIGS. 22A to 22D are in the first axial direction. It can be configured with any size below d H in the second axis direction. In FIG.
  • all the antennas are arranged at different positions in the first axis direction, but at least one antenna may be arranged at different positions in the first axis direction. Further, there may be an antenna not shown in FIG. 22D, which is arranged at the same position in the first axis direction.
  • Variation 6 is an arrangement example similar to Variations 1 to 5, and the number of transmitting antenna rows of the transmitting antenna 108 is different.
  • each transmitting antenna array is the same as that of any of variations 1 to 5.
  • FIGS. 23A to 23C show an arrangement example of the transmitting antenna 108 and an arrangement example of the virtual reception array when the number of transmitting antenna rows pt is different based on the configuration of the variation 1 shown in FIG. 10B.
  • the arrangement of the receiving antenna 202 in variation 6 is the same as that of variation 1 (see, for example, FIG. 9B).
  • the virtual antenna elements can be densely arranged at intervals of d H and d V near the center of the virtual reception array arrangement.
  • the antennas included in the transmitting antenna rows adjacent to each other on the second axis are arranged on the first axis different from each other. Therefore, the transmitting antenna 108 can be configured to have a size of d H or less in the first axis direction and 2 n s d V or less in the second axis direction.
  • FIGS. 23A to 23C an example is shown for variation 1 in the case of p t > 3, but the present invention is not limited to this, and other variations (for example, any of variations 2 to 5) have p t > 3. The same effect can be obtained when this is done.
  • the transmitting antenna 108 having the antenna arrangement according to variations 1 to 6 is referred to as one “transmitting antenna group”, and the receiving antenna 202 having the antenna arrangement according to variations 1 to 6 is referred to as one “receiving antenna group”.
  • Variation 7 describes, for example, a case where a plurality of transmitting antenna groups and / or receiving antenna groups are provided.
  • each antenna is expanded to a size that does not physically interfere, and while improving antenna gain, a large number of transmitting antenna groups or By using the receiving antenna group, the aperture length of the virtual receiving array can be expanded and the resolution can be improved.
  • FIG. 24A shows an example in which a plurality of transmitting antenna groups are arranged based on the configuration of the antenna arrangement of variation 1 shown in FIG. 10B.
  • FIG. 24B shows an example in which a plurality of receiving antenna groups are arranged based on the configuration of the antenna arrangement of variation 1 shown in FIG. 10B.
  • FIG. 24C shows an arrangement example of a virtual reception array composed of the transmitting antenna 108 shown in FIG. 24A and the receiving antenna 202 shown in FIG. 24B.
  • the aperture length of the transmitting antenna group shown in FIG. 24A in the first axis direction is D t1
  • the aperture length in the second axis direction is D t2
  • the aperture length of the receiving antenna group shown in FIG. 24B is D in the first axis direction.
  • a reference point (for example, the position of the corresponding antenna in each transmitting antenna group) of the first transmitting antenna group and the second transmitting antenna group is D r1 + in the first axis direction. Arranged at intervals of 1.
  • a reference point (for example, the position of the corresponding antenna in each receiving antenna group) of the first receiving antenna group and the second receiving antenna group is D t2 + in the second axis direction. Arranged at intervals of D r2 + 1.
  • the virtual antenna elements can be densely arranged at intervals of d H and d V near the center of the virtual reception array arrangement shown in FIG. 24C.
  • FIG. 25A shows an example in which a plurality of transmitting antenna groups are arranged based on the configuration of the antenna arrangement of variation 1 shown in FIG. 10A.
  • FIG. 25B shows an example in which a plurality of receiving antenna groups are arranged based on the configuration of the antenna arrangement of variation 1 shown in FIG. 10A. In FIG. 25B, it has four receiving antenna groups.
  • FIG. 25C shows an arrangement example of a virtual reception array composed of the transmitting antenna 108 shown in FIG. 25A and the receiving antenna 202 shown in FIG. 25B.
  • the aperture length of the transmitting antenna group shown in FIG. 25A in the first axis direction is D t1
  • the aperture length in the second axis direction is D t2
  • the aperture length of the receiving antenna group shown in FIG. 25B is D in the first axis direction.
  • a certain reference point of the first transmitting antenna group and the second transmitting antenna group is arranged at an interval of D r1 + 1 in the first axis direction. Further, in FIG. 25A, the total aperture length of the first transmitting antenna group and the second transmitting antenna group is defined as D tg1 .
  • certain reference points of the first and third receiving antenna groups and the second and fourth receiving antenna groups are arranged at intervals of D t2 + D r2 + 1 in the second axis direction.
  • certain reference points of the first and second receiving antenna groups and the third and fourth receiving antenna groups are arranged at intervals of D tg 1 + 1 in the first axis direction.
  • the virtual antenna elements can be densely arranged at d H and d V intervals near the center of the virtual reception array arrangement shown in FIG. 25C.
  • the present invention is not limited to this, and other variations (for example, any of variations 2 to 6). Based on the above, the same effect can be obtained when a plurality of transmitting antenna groups or receiving antenna groups are provided. Further, the distance between the transmitting antenna group and the receiving antenna group is not limited to the above-mentioned example.
  • the virtual antenna elements are densely arranged in the virtual reception array composed of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 by the antenna arrangement of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 described above. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to prevent the generation of unnecessary grating lobes while increasing the opening length of the virtual reception array. As a result, the radar device 10 can reduce the probability of false detection and form a desired directivity pattern.
  • At least one of the transmitting antenna element and the receiving antenna element can be configured by using the sub-array element by the antenna arrangement of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 described above. Thereby, the directivity gain of the transmitting antenna 108 or the receiving antenna 202 can be improved.
  • the detection performance in the radar device 10 can be improved.
  • the first transmitting antenna row and the third transmitting antenna row have the same arrangement pattern as in FIGS. 22A and 22C, the first transmitting antenna row (third transmitting antenna row) and the second transmitting antenna row are used.
  • the two rows of the transmitting antenna rows of the above can be repeatedly arranged as one set.
  • FIG. 1B Since the radar device according to the present embodiment has the same basic configuration as the radar device 10 according to the first embodiment, FIG. 1B will be referred to and described.
  • the configuration of the antenna arrangement capable of suppressing the performance deterioration of the arrival direction estimation and improving the gains of the transmitting antenna 108 and the receiving antenna 202 has been illustrated.
  • the radar device 10 (for example, the radar transmitter 100) uses a plurality of antennas included in the transmitting antenna 108 (for example, a transmitting antenna train or a transmitting antenna group) to transmit a transmitting beam (for example, a transmitting beam). The case of controlling the directivity) will be described.
  • the radar device 10 can supply power to the plurality of transmitting antennas 108 by controlling the phase and power, and can be used as one transmitting antenna. As a result, the radar device 10 can control the directivity of the transmission beam, and the plurality of transmission antennas 108 can be used as high gain antennas.
  • a configuration suitable for detecting a long distance (in other words, a long distance) as compared with the case where signals are independently divided (separated) from a plurality of transmitting antennas 108 and transmitted. It becomes.
  • the division (separation) here is intended that the MIMO radar can divide a plurality of transmission signals by time division, code division, frequency division, etc. and treat them as a plurality of signals.
  • the arrangement of the Nt transmitting antenna 108 and the Na receiving antenna 202 in the radar device 10 and an example of the control method will be described below.
  • the radar device 10 can simultaneously supply power to Tx1 to Tx6 of the transmitting antenna 108 shown in FIG. 11 by controlling the phase and power, and can be treated as one transmitting antenna as shown in FIG. 26A.
  • the virtual receiving array configuration shown in FIG. 26A is different from the virtual receiving array arrangement shown in FIG. 10B.
  • the reception virtual array arrangement in FIG. 26A shows the phase center of the antenna.
  • the transmitting antenna 108 a plurality of sub-arrays are combined to form the phase center (1 point) shown in the transmitting antenna arrangement in the upper part of FIG. 26A.
  • the virtual reception array shown in FIG. 26A it depends on the arrangement of the phase center rather than the size of the sub-array of the transmitting antenna. Therefore, even if the arrangement of the receiving antennas in FIG. 10B is not expanded, one transmitting antenna ⁇ the receiving antenna With eight antennas, the virtual reception array shown in the lower part of FIG. 26A can be formed.
  • the radar device 10 can control the directivity of the transmitted beam, narrow the beam widths in the first axis direction and the second axis direction, and improve the directivity gain.
  • unnecessary radiation can be reduced in the wide-angle direction as compared with the case where signals are independently divided (separated) from the transmitting antenna 108 and transmitted, so that the configuration is suitable for long-distance detection. is there.
  • the aperture length of the virtual reception array shown in FIG. 26A is wide in the first axis direction and narrow in the second axis direction, the antenna has a resolution in the first axis direction. Note that beam formation (synthesis) is intended to synthesize and transmit a plurality of Tx beams.
  • FIG. 26B shows an example in which the transmitting antenna shown in FIG. 26A is used as one transmitting antenna group and two transmitting antenna groups are provided.
  • the transmitting antenna group is arranged at an interval of D r1 + 1 from each reference point in the first axis direction.
  • the radar device 10 controls the directivity of the transmission beam for each transmission antenna group by using a plurality of antennas included in the transmission antenna group, and sets each of the first transmission antenna group and the second transmission antenna group.
  • the signals are treated independently (in other words, divided) as two transmitting antennas. As a result, the directional gain can be improved.
  • the virtual receiving array is configured as shown in FIG. 26B.
  • the radar device 10 may scan the directivity of the transmission beam. For example, the radar device 10 feeds power to each transmission antenna 108 while controlling the phase and power, scans the transmission beam on the first axis, and transmits a signal for each transmission region. At this time, the radar device 10 may divide the transmission beams having different transmission regions according to time or sign, and independently estimate the arrival direction using the array direction vectors of the different transmission regions.
  • the antenna arrangement is not limited to this, and any of the antenna arrangements of variations 1 to 7 of the first embodiment is applied. You can.
  • the radar device 10 switches and controls between a beamforming operation (or mode) for controlling the directivity of the transmitting antenna 108 and an operation (or mode) for transmitting signals independently from the transmitting antenna 108. May be good.
  • a beamforming operation or mode
  • an operation or mode for transmitting signals independently from the transmitting antenna 108.
  • the radar device 10 may switch the operation mode according to the scene in which the radar is used.
  • a plurality of operation modes may be included in one frame of radar operation. In each figure, there may be an antenna (not shown).
  • the configuration of the radar device according to one aspect of the present disclosure is not limited to the configuration shown in FIG. 1B.
  • the configuration of the radar device 10a shown in FIG. 27 may be used.
  • the configuration of the radar receiving unit 200 is the same as that of FIG. 1B, so that the detailed configuration is omitted.
  • the transmission switching unit 106 selectively switches the output from the radar transmission signal generation unit 101 to any one of the plurality of transmission radio units 107.
  • the output (radar transmission signal) from the radar transmission signal generation unit 101 is subjected to transmission radio processing by the transmission radio unit 107a to switch transmission.
  • the unit 106a selectively switches the output of the transmission radio unit 107a to any one of the plurality of transmission antennas 108.
  • FIG. 28 shows an example of a configuration diagram of a radar device 10b when a radar method using a chirp pulse (for example, fast chirp modulation) is applied.
  • a radar method using a chirp pulse for example, fast chirp modulation
  • the radar transmission signal generation unit 401 has a modulation signal generation unit 402 and a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 403.
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • the modulation signal generation unit 402 periodically generates a sawtooth-shaped modulation signal, for example, as shown in FIG. 29.
  • the radar transmission cycle be Tr.
  • the VCO 403 outputs a frequency modulation signal (in other words, a frequency chirp signal) to the transmission radio unit 107 based on the radar transmission signal output from the modulation signal generation unit 402.
  • the directional coupling unit 404 takes out a part of the frequency modulation signal and outputs it to each receiving radio unit 501 (mixer unit 502) of the radar receiving unit 200b.
  • the receiving radio unit 501 of the radar receiving unit 200b mixes the frequency modulation signal (signal input from the directional coupling unit 404), which is a transmission signal, with the received reflected wave signal in the mixer unit 502, and sets the LPF503. Let it pass. As a result, a beat signal having a frequency corresponding to the delay time of the reflected wave signal is extracted. For example, as shown in FIG. 29, the difference frequency between the frequency of the transmission signal (transmission frequency modulation wave) and the frequency of the reception signal (reception frequency modulation wave) is obtained as the beat frequency.
  • the signal output from the LPF503 is converted into discrete sample data by the AD conversion unit 208b in the signal processing unit 207b.
  • the R-FFT unit 504 performs FFT processing on N data discrete sample data obtained in a predetermined time range (range gate) for each transmission cycle Tr. As a result, the signal processing unit 207b outputs a frequency spectrum in which a peak appears at the beat frequency according to the delay time of the reflected wave signal (radar reflected wave). At the time of FFT processing, the R-FFT unit 504 may be multiplied by a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window. By using the window function coefficient, the side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed.
  • a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window.
  • the beat frequency spectrum response output from the R-FFT unit 504 of the z-th signal processing unit 207b obtained by the M-th chirp pulse transmission is represented by AC_RFT z (fb, M).
  • the output switching unit 211 in the z-th signal processing unit 207b is, for example, the R-FFT unit 504 for each radar transmission cycle Tr based on the switching control signal input from the switching control unit 105, as in the first embodiment. Is selectively switched to one of Nt Doppler analysis units 212 and output.
  • the switching control signal in the Mth radar transmission cycle Tr [M] is represented by Nt bit information [bit 1 (M), bit 2 (M), ..., bit Nt (M)].
  • Nt bit information [bit 1 (M), bit 2 (M), ..., bit Nt (M)].
  • the output The switching unit 211 selects (in other words, ON) the NDth Doppler analysis unit 212.
  • the output switching unit 211 is the NDth Doppler analysis unit. 212 is not selected (in other words, OFF).
  • the output switching unit 211 outputs a signal input from the R-FFT unit 504 to the selected Doppler analysis unit 212.
  • the switching control signal repeats the above contents Nc times.
  • the transmission start time of the transmission signal in each transmission radio unit 107 does not have to be synchronized with the periodic Tr.
  • transmission delay delta 1 which different transmission start time, delta 2, ..., provided delta Nt, may start the transmission of the radar transmission signal.
  • the Doppler analysis unit 212 performs Doppler analysis for each beat frequency index fb with respect to the output from the output switching unit 211.
  • FFT fast Fourier transform
  • the w-th output in the ND-th Doppler analysis unit 212 of the z-th signal processing unit 207b as shown in the following equation, the Doppler frequency response of the Doppler frequency index f u in the beat frequency index fb FT_CI z (ND ) (Fb, f u , w) is shown.
  • ND 1 to Nt
  • ND 1 to Nt
  • w is an integer of 1 or more.
  • j is an imaginary unit
  • z 1 to Na.
  • the processing of the signal correction unit 213, the CFAR unit 213, and the direction estimation unit 214 after the signal processing unit 207b is detailed because, for example, the discrete time k described in the first embodiment is replaced with the beat frequency index fb. The explanation is omitted.
  • the beat frequency index fb described above may be converted into distance information and output.
  • R (fb) the distance information
  • Bw represents the frequency modulation bandwidth of the frequency chirp signal generated by frequency modulation
  • C 0 represents the optical velocity.
  • the basic intervals d H and d V may be values of 0.5 wavelength or more and 1 wavelength or less.
  • the radar transmitting unit 100 and the radar receiving unit 200 may be individually arranged at physically separated locations. .. Further, in the radar receiving unit 200 (see, for example, FIGS. 1B, 27, and 28), the direction estimation unit 214 and the other constituent units may be individually arranged at physically separated locations.
  • the radar device 10 has, for example, a CPU (Central Processing Unit), a recording medium such as a ROM (Read Only Memory) storing a control program, and a working memory such as a RAM (Random Access Memory).
  • a CPU Central Processing Unit
  • ROM Read Only Memory
  • RAM Random Access Memory
  • the functions of the above-mentioned parts are realized by the CPU executing the control program.
  • the hardware configuration of the radar device 10 is not limited to such an example.
  • each functional unit of the radar device 10 may be realized as an IC (Integrated Circuit) which is an integrated circuit.
  • Each functional unit may be individually integrated into one chip, or may be integrated into one chip so as to include a part or all thereof.
  • each functional block used in the description of each of the above embodiments is typically realized as an LSI which is an integrated circuit.
  • the integrated circuit may control each functional block used in the description of the above embodiment and may include an input terminal and an output terminal. These may be individually integrated into one chip, or may be integrated into one chip so as to include a part or all of them.
  • LSI here, it may be referred to as IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of making an integrated circuit is not limited to LSI, and may be realized by using a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor that can reconfigure the connection or setting of the circuit cells inside the LSI may be used.
  • the radar device uses a transmitting array antenna to transmit a radar signal, and a receiving array antenna to receive a reflected wave signal reflected by the target.
  • the transmitting array antenna and the receiving array antenna are arranged on a two-dimensional plane by the first axis and the second axis, and the receiving array antenna includes a plurality of receiving antenna trains.
  • Each of the receiving antenna trains includes a first number of antennas, and among the first number of antennas included in each of the receiving antenna trains, adjacent antennas have a first spacing in the first axis direction.
  • the transmitting array antenna is arranged in the second axis direction so as to be isolated between the second, and the transmitting array antenna is arranged in the second axis direction at an interval of the first number of times of the second interval.
  • Each of the transmitting antenna rows includes a plurality of antennas, and the plurality of antennas included in each of the transmitting antenna rows are located at the same position in the second axial direction and in the first axial direction.
  • the antennas included in the transmitting antenna trains that are adjacent to each other in the second axial direction are arranged at different positions in the first axial direction.
  • the antenna included in the three transmitting antenna trains adjacent to each other in the second axis direction including the transmitting antenna trains adjacent to each other in the second axis direction is the first. They are arranged at different positions in the axial direction.
  • each of the plurality of transmitting antenna trains includes at least two or more antennas arranged at the first interval in the first axial direction.
  • the transmitting array antenna includes three or more transmitting antenna trains, and of the three or more transmitting antenna trains, two transmitting antenna trains that are not adjacent to each other in the second axis direction.
  • the antennas included in the above are arranged in the first axis direction at the first interval, and the antenna included in the remaining one transmitting antenna row among the three or more transmitting antenna rows is in the first axis direction. In at least one of the two regions divided by the first interval multiplied by the number multiple of the first number plus one, the first interval is arranged.
  • the number of antennas arranged in one of the two regions is the same as the number of antennas arranged in the other of the two regions, or the difference is 1.
  • the plurality of transmitting antenna trains arranged in the second axis direction constitute one transmitting antenna group
  • the transmitting array antenna is a plurality of transmitting antennas arranged in the first axis direction. It has the transmitting antenna group.
  • the plurality of receiving antenna trains arranged in the first axis direction constitute one receiving antenna group, and the receiving array antenna has a plurality of the receiving antenna groups.
  • the radar transmission circuit controls a transmission beam using the transmission array antenna.
  • the first interval and the second interval are values of 0.5 wavelength or more and one wavelength or less.
  • At least one of the transmitting antenna and the receiving antenna includes a plurality of sub-array elements.
  • the transmission / reception array antenna includes a transmission array antenna and a reception array antenna, and the transmission array antenna and the reception array antenna are on a two-dimensional plane by the first axis and the second axis.
  • the receiving array antenna includes a plurality of receiving antenna trains, each of the receiving antenna trains includes a first number of antennas, and the first number of antennas included in each of the receiving antenna trains.
  • adjacent antennas are arranged so as to be separated from each other by a first interval in the first axis direction and a second interval in the second axis direction, and the transmission array antenna is arranged in the second axis direction by the second.
  • each of the transmitting antenna trains includes a plurality of antennas, and the plurality of antennas included in each of the transmitting antenna trains.
  • Antennas included in the transmitting antenna trains arranged at the same position in the second axial direction and different positions in the first axial direction and adjacent to each other in the second axial direction are different in the first axial direction. Placed in position.
  • the present disclosure is suitable as a radar device for detecting a wide-angle range.
  • 10,10b Radar device 100 100a, 100b Radar transmitter 200, 200b Radar receiver 300 Reference signal generator 101, 101a, 401 Radar transmission signal generator 102 Code generator 103 Modulation unit 104, 503 LPF 105 Switching control unit 106, 106a Transmission switching unit 107, 107a Transmission radio unit 108 Transmission antenna 111 Code storage unit 112 DA conversion unit 201 Antenna system processing unit 202 Reception antenna 203, 501 Reception radio unit 204 Amplifier 205 Frequency converter 206 Orthogonal detection Instrument 207, 207b Signal processing unit 208, 208b, 209 AD conversion unit 210 Correlation calculation unit 211 Output switching unit 212 Doppler analysis unit 213 CFAR unit 214 Direction estimation unit 402 Modulation signal generation unit 403 VCO 404 Directional coupling part 502 Mixer part

Landscapes

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Abstract

受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナ列を含み、各受信アンテナ列のそれぞれは第１の個数のアンテナを含み、各受信アンテナ列のそれぞれに含まれる第１の個数のアンテナのうち、隣り合うアンテナは第１軸方向に第１の間隔、第２軸方向に第２の間隔離れて配置される。送信アレーアンテナは、第２軸方向に、第２の間隔の第１の個数倍の間隔で配置された複数の送信アンテナ列を含み、各送信アンテナ列のそれぞれは複数のアンテナを含み、各送信アンテナ列のそれぞれに含まれる複数のアンテナは、第２軸方向について同じ位置、及び、第１軸方向について異なる位置にそれぞれ配置される。第２軸方向において隣り合う送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向において異なる位置に配置される。

Description

レーダ装置及び送受信アレーアンテナ
　本開示は、レーダ装置及び送受信アレーアンテナに関する。
　近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）をより広角な範囲で検知するレーダ装置（以下、「広角レーダ装置」と呼ぶ）の開発が求められている。
　また、レーダ装置として、受信ブランチに加え、送信ブランチにも複数のアンテナ素子（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。
　ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナ（以下、仮想受信アレーと呼ぶ）を構成できる。これにより、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を拡大し、角度分解能を向上できる。
　また、垂直方向又は水平方向の一次元走査以外にも、垂直方向及び水平方向の２次元におけるビーム走査を行う場合にもＭＩＭＯレーダが適用可能である（例えば、特許文献１及び非特許文献１を参照）。
特表２０１７－５３４８８１号公報
P. P. Vaidyanathan, P. Pal,Chun-Yang Chen, "MIMO radar with broadband waveforms: Smearing filter banks and 2D virtual arrays,"IEEE Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, pp.188 - 192, 2008. Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling, Cadzow.J.A., Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992, Page(s): 64-79
　送受信ブランチのアンテナ配置によっては、レーダ装置の検出性能が劣化してしまう場合がある。
　本開示の非限定的な実施例は、検出性能を向上できるレーダ装置の提供に資する。
　本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナを用いて、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナは第１軸及び第２軸による２次元平面上に配置され、前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナ列を含み、各受信アンテナ列のそれぞれは第１の個数のアンテナを含み、前記各受信アンテナ列のそれぞれに含まれる前記第１の個数のアンテナのうち、隣り合うアンテナは前記第１軸方向に第１の間隔、前記第２軸方向に第２の間隔離れて配置され、前記送信アレーアンテナは、前記第２軸方向に、前記第２の間隔の前記第１の個数倍の間隔で配置された複数の送信アンテナ列を含み、各送信アンテナ列のそれぞれは複数のアンテナを含み、前記各送信アンテナ列のそれぞれに含まれる前記複数のアンテナは、前記第２軸方向について同じ位置、及び、前記第１軸方向について異なる位置にそれぞれ配置され、前記第２軸方向において隣り合う前記送信アンテナ列に含まれるアンテナは、前記第１軸方向において異なる位置に配置される。
　なお、これらの包括的または具体的な実施例は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
　本開示の一実施例によれば、レーダ装置の検出性能を向上できる。
　本開示の一実施例における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図 実施の形態１に係る送信アンテナの切替制御の一例を示す図 実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 実施の形態１に係る方向推定部の動作説明に用いる３次元座標系を示す図 実施の形態１に係る送信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１に係る受信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１に係るサブアレーアンテナ構成の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る送信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る受信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係るサブアレーアンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係るサブアレーアンテナ及び無給電素子の配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る２次元ビームによる指向性パターンの一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る２次元ビームによる指向性パターンを１次元に縮退した一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーにウェイトをかけた場合の電力分布の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーにウェイトをかけた場合の２次元ビームによる指向性パターンの一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーにウェイトをかけた場合の２次元ビームによる指向性パターンを１次元に縮退した一例を示す図 実施の形態１の比較例に係るアンテナ配置の一例を示す図 実施の形態１の比較例に係る２次元ビームによる指向性パターンの一例を示す図 実施の形態１の比較例に係る２次元ビームによる指向性パターンを１次元に縮退した一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１と比較例に係る２次元ビームによる指向性パターンの比較を示す図 実施の形態１のバリエーション１と比較例に係る２次元ビームによる指向性パターンの比較を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション３に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション３に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション３に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション３に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション４に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション４に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション５に係る送信アンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション５に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション５に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション５に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション５に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション６に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション６に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション６に係るアンテナ配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション７に係る送信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション７に係る受信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション７に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション７に係る送信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション７に係る受信アンテナの配置例を示す図 実施の形態１のバリエーション７に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 実施の形態２に係る送信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 実施の形態２に係る送信アンテナ及び仮想受信アレーの配置例を示す図 実施の形態３に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 実施の形態４に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 チャープパルスを用いた場合の送信信号及び反射波信号の一例を示す図
　例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。より広角な範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダ装置の受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号になりやすい。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。
　広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。
　一つ目は、パルス波又は変調波を狭角（例えば、数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。この構成では、高分解能を得るためには多くの走査を行うことになるので、例えば、より高速移動するターゲットに対する追従性が劣化しやすくなる。
　二つ目は、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成である。この構成では、送信ブランチでの送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、受信ブランチにおいて到来角を推定できるので、走査時間の短縮化が図れ、１つ目の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくCapon法及びLP（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくMUSIC（Multiple Signal Classification）及びESPRIT（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
　また、ＭＩＭＯレーダは、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号を複数の送信アンテナから送信し、周辺物体で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、受信信号の各々から、多重された送信信号を分離して受信する。
　また、ＭＩＭＯレーダにおけるアンテナ素子の構成は、１つのアンテナ素子を用いる構成（以下、単体アンテナと呼ぶ）と、複数のアンテナ素子（又はサブアレー素子と呼ぶ）を用いてサブアレー化した構成（以下、サブアレーと呼ぶ）とに大別される。
　単体アンテナを用いる場合は、サブアレーを用いる場合と比較して、広い指向性を有する特性になる一方、アンテナ利得が相対的に低くなる。そのため、レーダ反射波に対する受信SNR（Signal to Noise Ratio）を向上するには、受信信号処理において、より多くの加算処理を行うか、又は、より多くのアンテナ素子を用いてレーダ反射波を受信する。
　一方、サブアレーを用いる場合は、単体アンテナを用いる場合と比較して、アンテナの物理的なサイズが大きくなり、メインビーム方向のアンテナ利得を向上できる。例えば、サブアレーの物理的なサイズは、送信信号の無線周波数（キャリア周波数）における波長程度以上となる。
　上述したように、ＭＩＭＯレーダは、垂直方向又は水平方向の一次元走査（測角）以外にも、垂直方向及び水平方向の２次元におけるビーム走査を行う場合にも適用可能である。
　例えば、車両に搭載される長距離用の２次元ビームを走査可能なＭＩＭＯレーダでは、水平方向に１次元にビーム走査を行うＭＩＭＯレーダと同等の水平方向の高い分解能に加え、垂直方向の角度推定能力が要望される。
　しかしながら、送信アンテナ素子及び受信アンテナ素子の各々において、アンテナ素子を水平方向及び垂直方向に半波長程度で等間隔に配置する場合、アンテナ素子が隣接しているため、物理的制約からアンテナ素子をサブアレー化してアンテナ利得を高利得化することが困難である。換言すると、送信アンテナ素子又は受信アンテナ素子にサブアレーを用いる場合、サブアレーのサイズ（例えば、１波長以上）よりも狭い間隔にはアンテナ素子の配置が困難である。
　一方、アンテナを不等間隔に配置し、アンテナ素子間隔を１波長以上に拡げることにより、アンテナ素子をサブアレー化することも可能である（例えば、特許文献１を参照）。しかしながら、仮想受信アレーのアンテナ素子間隔が１波長以上になることによって、角度方向のグレーティングローブ又はサイドローブ成分が発生しやすくなる。このため、レーダ装置は、検知角度範囲内においてグレーティングローブに起因する偽のピークを誤ってターゲット（物標）として検出（誤検出）する確率が増加し、レーダ装置の検出性能が劣化してしまう。
　本開示に係る一実施例は、仮想受信アレーの開口長を拡大し、不要なグレーティングローブの発生を抑えることにより、誤検出の確率を低減し、所望の指向性パターンを実現可能とする。また、本開示に係る他の実施例は、送信アンテナ素子及び受信アンテナ素子の少なくとも１つを、サブアレーを用いて構成し、アンテナ素子の指向性利得を向上可能とする。
　以下、本開示の一実施例に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
　以下、複数の送信アンテナ（例えば、送信サブアレー）及び複数の受信アンテナ（例えば、受信サブアレー）の配置の説明の前に、レーダ装置の構成例について説明する。
　例えば、レーダ装置の送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナを時分割で切り替えて、時分割多重された異なるレーダ送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行うＭＩＭＯレーダの構成について説明する。なお、レーダ装置の構成は、これに限定されず、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから周波数分割多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成でもよい。また、同様に、レーダ装置の構成は、送信ブランチで複数の送信アンテナから符号分割多重された送信信号を送出し、受信ブランチで、受信処理を行う構成でもよい。
　なお、以下に説明する実施の形態は一例であり、本開示は以下の実施の形態により限定されるものではない。
　［実施の形態１］
　［レーダ装置の構成］
　図１Ａは、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成例を示すブロック図である。
　レーダ装置１０は、例えば、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、基準信号生成部３００と、を有する。
　レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から出力されるリファレンス信号に基づいて高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ１０８－１～１０８－Ｎｔ（例えば、後述する図１Ｂを参照）によって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。
　レーダ受信部２００は、レーダ送信信号が物標（ターゲット。図示せず）に反射した反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２－１～２０２－Ｎａ（例えば、後述する図１Ｂを参照）を含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から出力されるリファレンス信号を用いて、下記の処理動作を行うことで、レーダ送信部１００と同期した処理を行う。また、レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来方向の推定を行う。なお、物標はレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石などを含む。
　基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。
　図１Ｂは、図１Ａに示すレーダ装置１０のより詳細な構成例を示すブロック図である。図１Ｂを用いて各構成部の詳細を説明する。
　［レーダ送信部１００の構成］
　レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、切替制御部１０５と、送信切替部１０６と、送信無線部１０７－１～１０７－Ｎｔと、送信アンテナ１０８－１～１０８－Ｎｔと、を有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Nt個の送信アンテナ１０８を有し、各送信アンテナ１０８は、それぞれ個別の送信無線部１０７に接続されている。
　レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から出力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、例えば、y(k, M)=I(k, M)+j Q(k, M)で表される。ここで、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。また、I(k, M）及びQ(k, M)は、第M番目のレーダ送信周期における離散時刻kにおけるレーダ送信信号（k M）の同相成分（In-Phase成分）、及び、直交成分（Quadrature成分）をそれぞれ表す。
　レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とを含む。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。
　符号生成部１０２は、レーダ送信周期Tr毎に、符号長Lの符号系列の符号an(M)（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。符号生成部１０２において生成される符号an(M)には、例えば、低レンジサイドローブ特性が得られる符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Barker符号、Ｍ系列符号、又は、Gold符号などが挙げられる。
　変調部１０３は、符号生成部１０２から出力されるパルス符号系列（例えば、符号an(M)）に対してパルス変調（例えば、振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。
　ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から出力される変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信切替部１０６へ出力する。
　図２は、レーダ送信信号生成部１０１によって生成されるレーダ送信信号の一例を示す。図２に示すように、レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間に符号長Lのパルス符号系列が含まれる。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。１つの符号には、L個のサブパルスが含まれる。また、１つのサブパルスあたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。また、レーダ送信周期Trにおける無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれる。
　切替制御部１０５は、レーダ送信部１００における送信切替部１０６、及び、レーダ受信部２００における出力切替部２１１を制御する。なお、切替制御部１０５における、レーダ受信部２００の出力切替部２１１に対する制御動作についてはレーダ受信部２００の動作の説明において後述する。以下では、切替制御部１０５における、レーダ送信部１００の送信切替部１０６に対する制御動作について説明する。
　切替制御部１０５は、例えば、レーダ送信周期Tr毎に、送信アンテナ１０８（換言すると、送信無線部１０７）を切り替える制御信号（以下、「切替制御信号」と呼ぶ）を送信切替部１０６に出力する。
　送信切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるレーダ送信信号を、切替制御部１０５から出力される切替制御信号によって指示される送信無線部１０７へ出力する切替動作を行う。例えば、送信切替部１０６は、切替制御信号に基づいて、複数の送信無線部１０７－１～１０７－Ｎｔのうち一つを選択して切り替えて、選択した送信無線部１０７へレーダ送信信号を出力する。
　第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信無線部１０７は、送信切替部１０６から出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して、周波数変換を行いキャリア周波数（Radio Frequency：RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して第ｚ番目の送信アンテナ１０８へ出力する。
　第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信アンテナ１０８は、第ｚ番目の送信無線部１０７から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。
　図３は、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８の切替動作の一例を示す。なお、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８の切替動作は、図３に示す例に限定されるものではない。
　図３では、切替制御部１０５は、レーダ送信周期Tr毎に、第１の送信アンテナ１０８（又は送信無線部１０７－１）から第Ntの送信アンテナ１０８（又は送信無線部１０７－Ｎｔ）までを順に切り替える指示を示す切替制御信号を、送信切替部１０６に出力する。よって、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の各々において、レーダ送信信号はNp（=Nt×Tr）周期の送信間隔で送信される。
　切替制御部１０５は、アンテナ切替周期Npでの送信無線部１０７の切替動作をNc回繰り返す制御を行う。
　なお、各送信無線部１０７における送信信号の送信開始時刻は、周期Trに同期させなくてもよい。例えば、各送信無線部１０７では、送信開始時刻に異なる送信遅延Δ1, Δ2,…,ΔNtを設けて、レーダ送信信号の送信を開始してもよい。このような送信遅延Δ1, Δ2,…,ΔNtを設ける場合、後述するレーダ受信部２００の処理において、送信遅延Δ1, Δ2,…,ΔNtを考慮した送信位相補正係数を導入することにより、ドップラ周波数によって受信信号において異なる位相回転になる影響を抑制できる。このような送信遅延Δ1, Δ2,…,ΔNtを測定毎に可変することで、他のレーダ装置（図示せず）からの干渉がある場合又は他のレーダ装置に干渉を与える場合に、他レーダ間で干渉の影響を相互にランダマイズ化する効果が得られる。
　また、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図４に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図１Ｂに示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１１及びＤＡ変換部１１２を備える。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２（図１Ｂ）において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログ信号（ベースバンド信号）に変換する。
　［レーダ受信部２００の構成］
　図１Ｂにおいて、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）部２１３と、方向推定部２１４と、を有する。
　各受信アンテナ２０２は、物標（ターゲット）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
　各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。
　受信無線部２０３は、増幅器２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。受信無線部２０３は、基準信号生成部３００から出力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０２から出力される受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、直交検波により、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。
　各アンテナ系統処理部２０１－ｚ（ただし、z＝1～Naの何れか）の信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、相関演算部２１０と、出力切替部２１１と、ドップラ解析部２１２－１～２１２－Ｎｔと、を有する。
　ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。
　ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、例えば、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。
　以下の説明では、I信号Iz(k, M)及びQ信号Qz(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時刻kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号xz(k, M)＝Iz(k, M)+j Qz(k, M)と表す（ただし、z＝1～Naの何れか）。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Trが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。ここで、ｊは虚数単位である。
　第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７における相関演算部２１０は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値Iz(k, M)及びQz(k, M)を含む離散サンプル値xz(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号an(M)（ただし、z=1,…,Na、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１０は、離散サンプル値xz(k, M)と、パルス符号an(M)とのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値ACz(k, M)は、次式に基づき算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、アスタリスク（*）は複素共役演算子を表す。
　相関演算部２１０は、例えば、式（１）に従って、k=1,…,(Nr+Nu)Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。
　なお、相関演算部２１０は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１０の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１０は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図５に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わなくてもよい。
　これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１０による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する出力切替部２１１、ドップラ解析部２１２、ＣＦＡＲ部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。
　出力切替部２１１は、切替制御部１０５から入力される切替制御信号に基づいて、レーダ送信周期Tr毎の相関演算部２１０の出力を、Nt個のドップラ解析部２１２のうちの一つに選択的に切り替えて出力する。以下、一例として、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]における切替制御信号をNtビットの情報［bit1(M), bit2(M), … ,bitNt(M)］で表す。例えば、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第NDビット（ただし、ND=1～Ntの何れか）が‘１’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を選択（換言するとＯＮ）する。一方、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第NDビットが‘０’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を非選択（換言するとＯＦＦ）とする。出力切替部２１１は、選択したドップラ解析部２１２に対して、相関演算部２１０から入力される相関演算値ACz(k, M)を出力する。
　例えば、図３に示す送信無線部１０７（又は送信アンテナ１０８）の切替動作に対応するNtビットの切替制御信号を以下に示す。
　[bit1(1), bit2(1), … ,bitNt(1)] = [1, 0, …, 0]
　[bit1(2), bit2(2), … ,bitNt(2)] = [0, 1, …, 0]
　…
　[bit1(Nt), bit2(Nt), … ,bitNt(Nt)] = [0, 0, …, 1]
　上記のように、各ドップラ解析部２１２は、Np（=Nt×Tr）周期で順次選択される（換言すると、ＯＮとなる）。例えば、切替制御信号は、上記内容をNc回繰り返す。
　第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７は、Nt個のドップラ解析部２１２を有する。
　ドップラ解析部２１２は、出力切替部２１１からの出力（例えば、相関演算値ACz(k, M)）に対して、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析において高速フーリエ変換（ＦＦＴ:Fast Fourier Transform）処理を適用できる。
　第ｚ番目の信号処理部２０７の第ND番目のドップラ解析部２１２における第ｗ番目の出力は、次式に示すように、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数応答FT_CIz (ND)(k, fs, w) を示す。なお、ND=1～Ntであり、k=1，…, （Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは１以上の整数である。また、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、FFT処理の際、ドップラ解析部２１２は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数 ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
　以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。
　ＣＦＡＲ部２１３は、ドップラ解析部２１２からの出力を用いて、ＣＦＡＲ処理（換言すると、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える離散時刻のインデックスk_cfar及びドップラ周波数のインデックスfs_cfarを抽出し、方向推定部２１４に出力する。
　なお、レーダ装置１０は、CFAR処理を行わずに、方向推定部２１４において方向推定処理を行ってもよい。つまり、ＣＦＡＲ部２１３を省略してレーダ受信部２００を構成してもよい。
　方向推定部２１４は、ＣＦＡＲ部２１３から出力される情報（例えば、時間インデックスk_cfar、及び、ドップラ周波数インデックスfs_cfar）に基づいて、各ドップラ解析部２１２からの出力を用いてターゲットの方向推定処理を行う。
　例えば、方向推定部２１４は、式（３）に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）を生成し、方向推定処理を行う。
　以下では、アンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１２－１～２１２－Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（３）（式（４））に示すような送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ(k，fs，w）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ(k，fs，w）は、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、z=1，…，Naであり、ND＝1，…，Ntである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、CFAR処理を行う場合、仮想受信アレー相関ベクトルｈ(k，fs，w）はCFAR処理によって抽出したピーク信号のインデックスを用いてｈ(k_cfar，fs_cfar，w）となる。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k_cfar, fs_cfar, w）は、Na×Nt個の要素を含む列ベクトルである。
　また、レーダ装置１０では、送信アンテナ１０８を時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数fsにおいて異なる位相回転が発生する。式（３）及び式（４）において、TxCAL(1)(fs)，…，TxCAL(Nt)(fs)は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。
　例えば、図３に示す送信無線部１０７（又は送信アンテナ１０８）の切替動作に対応する、第１の送信アンテナ１０８（ND=1）を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　なお、各送信無線部１０７の送信信号の送信開始時刻に異なる送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けた場合、式（５）に示す送信位相補正係数TxCAL(ND)(fｓ)に式（６）の補正係数ΔTxCAL （ND）(f)を乗算し、新たな送信位相補正係数TxCAL（ND）(fs)としてよい。これにより、ドップラ周波数によって異なる位相回転の影響を除去できる。ここで、ΔTxCAL （ND）(fs)のNDは、位相基準とする基準送信アンテナ番号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図１Ｂにおいて、方向推定部２１４は、第１の信号処理部２０７～第Naの信号処理部２０７から出力されるｗ番目のドップラ解析部２１２の仮想受信アレー相関ベクトルh(k,fs,w)に対して、送信アンテナ間及び受信アレーアンテナ間の移相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値hcal[b]を乗算することで、アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k,fs,w)を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k,fs,w)は式（７）で表される。なお、b=1,…,(Nt×Na)である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k,fs,w)は、Na×Nt個の要素からなる列ベクトルである。以下では、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k,fs,w)の各要素をh1(k,fs,w),…,hNa×Nt(k,fs,w)と表記して、方向推定処理の説明に用いる。
　方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k,fs,w)を用いて、受信アンテナ２０２間の反射波信号の位相差に基づいて方向推定処理を行う。
　方向推定部２１４は、例えば、方向推定評価関数値PH(θ,k,fs,w)における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値とする。
　なお、評価関数値PH(θ,k,fs,w)は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば、非特許文献２に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。例えばビームフォーマ法は式（８）及び式（９）のように表すことができる。他にも、Capon, MUSIC等の手法も同様に適用可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、aH(θu)は、方位方向θuの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。また、θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたものである。例えば、θuは以下のように設定される。
　θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
　NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
　ここでfloor(x)は、実数xを超えない最大の整数値を返す関数である。
　上述した方向推定部２１４の処理を図６に示す３次元座標系に適応し、２次元方向に推定処理を行う場合について説明する。
　図６は、原点Oを基準とした物標（ターゲット）PTの位置ベクトルをrPTと定義する。また、図６では、物標PTの位置ベクトルrPTをXZ平面に射影した射影点をPT’とする。この場合、方位角θは、直線O-PT’とZ軸とのなす角度と定義される（物標PTのX座標が正の場合、θ>0）。また、仰角φは、物標PT、原点O及び射影点PT’を含む平面内での、物標PT、原点O及び射影点PT’を結ぶ線の角度と定義される（物標PTのY座標が正の場合、φ>0）。なお、以下では、XY平面内に送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２を配置する場合を一例として説明を行う。
　原点Oを基準とした、仮想受信アレーにおける第nva番目のアンテナ素子の位置ベクトルをSnvaと表記する。ここで、nva=1,…, Nt×Naである。
　また、仮想受信アレーにおける第１番目（nva=1）のアンテナ素子の位置ベクトルS１は、第１番目の受信アンテナ２０２の物理的な位置と原点Oとの位置関係に基づいて決定される。仮想受信アレーにおける他のアンテナ素子の位置ベクトルS２,…,Snvaは、第１番目のアンテナ素子の位置ベクトルS１を基準に、ＸＹ平面内に存在する送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２の素子間隔から決定される仮想受信アレーの相対的な配置を保持した状態で決定される。なお、原点Oを第１番目の受信アンテナ２０２の物理的な位置と一致させてもよい。
　レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標PTからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーの第１番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第２番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(rPT,2,1)は、式（１０）で示される。ここで、<x,y>はベクトルx及びベクトルyの内積演算子である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　なお、仮想受信アレーの第１番目のアンテナ素子の位置ベクトルを基準とした、第２番目のアンテナ素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(2,1)として式（１１）で表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　同様に、レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標PTからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーの第nva (r)番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第nva (t)番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(rPT, nva (t),nva (r))は、式（１２）で示される。ここで、nva (r)＝1,…, Nt×Na、nva (t)＝1,…, Nt×Naである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　なお、仮想受信アレーの第nva (r)番目のアンテナ素子の位置ベクトルを基準とした、第nva (t)番目のアンテナ素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(nva (t),nva (r))として式（１３）で表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　式（１２）及び式（１３）に示すように、仮想受信アレーの第nva (r)番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第nva (t)番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(rPT,nva (t), nva (r))は、遠方界に存在する物標PTの方向を示す単位ベクトル（rPT/|rPT|）及び素子間ベクトルD(nva (t), nva (r))に依存する。
　また、仮想受信アレーが同一平面内に存在する場合、素子間ベクトルD(nva (t),nva (r))は同一平面上に存在する。方向推定部２１４は、このような素子間ベクトルの全て又は一部を用いて、素子間ベクトルが示す位置に仮想的にアンテナ素子が存在するとして、仮想面配置アレーアンテナを構成し、２次元における方向推定処理を行う。すなわち、方向推定部２１４は、仮想受信アレーを構成するアンテナ素子に対する補間処理によって補間された複数の仮想的なアンテナ素子を用いて到来方向推定処理を行う。
　なお、方向推定部２１４は、仮想的なアンテナ素子が重複する場合、重複するアンテナ素子のうちの一つのアンテナ素子を予め固定的に選択してもよい。または、方向推定部２１４は、重複する全ての仮想的なアンテナ素子での受信信号を用いて加算平均処理を施してもよい。
　以下、Nq個の素子間ベクトル群を用いて、仮想面配置アレーアンテナを構成した場合における、ビームフォーマ法を用いた２次元における方向推定処理について説明する。
　ここで、仮想面配置アレーアンテナを構成する第nq番目の素子間ベクトルをD(nva(nq) (t),nva(nq) (r))と表す。ここで、nq＝1,…,Nqである。
　例えば、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k, fs, w)の各要素であるh1(k, fs, w),…,hNa×N(k, fs, w)を用いて、式（１４）に示す仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルhVA(k, fs, w)を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　仮想面配置アレー方向ベクトルaVA(θu, φv)を式（１５）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　仮想受信アレーがXY平面内に存在する場合、物標PTの方向を示す単位ベクトル(rPT/|rPT|)と、方位角θ及び仰角φとの関係を式（１６）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　方向推定部２１４は、垂直方向及び水平方向の２次元空間プロファイルを算出する各角度方向θu,φvに対して、式（１６）を用いて単位ベクトル(rPT/|rPT|)を算出する。
　さらに、方向推定部２１４は、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルhVA(k,fs,w)、及び、仮想面配置アレー方向ベクトルaVA(θu,φv)を用いて、水平方向及び垂直方向の２次元方向推定処理を行う。
　ビームフォーマ法を用いた２次元における方向推定処理では、方向推定部２１４は、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルhVA(k,fs,w)及び仮想面配置アレー方向ベクトルaVA(θu,φv)を用いて、式（１７）で示される２次元における方向推定評価関数を用いて垂直方向及び水平方向の２次元空間プロファイルを算出する。方向推定部２１４は、算出した２次元空間プロファイルの最大値又は極大値となる方位角及び仰角方向を到来方向推定値とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　なお、方向推定部２１４は、ビームフォーマ法以外にも、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルhVA(k, fs, w)及び仮想面配置アレー方向ベクトルaVA(θu, φv)を用いて、Capon法又はMUSIC法などの高分解能到来方向推定アルゴリズムを適用してもよい。これにより、演算量は増加するが、角度分解能を向上できる。
　また、方向推定部２１４では、図６の３次元座標系に示すように２次元方向に推定処理を行う場合について説明したが、これに限らず、２次元座標系に対応した１次元方向に推定処理を行う場合にも適応可能である。
　また、ここでは、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００における複数のアンテナを用いるＭＩＭＯレーダの方向推定処理について説明したが、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のいずれか一方が複数のアンテナを有する場合についても同様に適応可能である。
　以上、方向推定部２１４の動作について説明した。
　なお、上述した時刻情報kは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換する際には式（１８）を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C0は光速度を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　また、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数fsΔφを相対速度成分vd(fs)に変換する際には式（１９）が用いられてよい。ここで、λはRF信号のキャリア周波数の波長である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　［レーダ装置１０におけるアンテナ配置例］
　以上の構成を有するレーダ装置１０におけるNt個の送信アンテナ１０８及びNa個の受信アンテナ２０２の配置について説明する。
　図７Ａ及び図７Ｂは、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２の配置例を示す図である。
　なお、図７Ａ及び図７Ｂでは、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２は、第１軸に沿って基本間隔dHの整数倍、及び、第２軸に沿って基本間隔dVの整数倍の位置に配置される。換言すると、送信アンテナ１０８（例えば、送信アレーアンテナ）及び受信アンテナ２０２（例えば、受信アレーアンテナ）は、第１軸及び第２軸による２次元平面上に配置される。ここで、第１軸と第２軸とは直交していることが望ましいが、これに限らない。
　また、送信アンテナ１０８の配置（送信アレー配置）及び受信アンテナ２０２の配置（受信アレー配置）は、図７Ａ及び図７Ｂに示す配置と逆でもよい。換言すると、送信アンテナ１０８の配置を図７Ｂに示す受信アンテナ２０２の配置とし、受信アンテナ２０２の配置を図７Ａに示す送信アンテナ１０８の配置としてもよい。後述する他の実施の形態及びバリエーションにおいても同様である。
　図７Ａに示す送信アンテナ１０８の配置において、送信アレーアンテナは、第２軸方向について同じ位置、及び、第１軸方向について異なる位置にそれぞれ配置された複数のアンテナを有する「送信アンテナ列」を複数個有する。
　図７Ａに示すように、複数の送信アンテナ列は、第２軸方向にns×dVの間隔でpt（pt≧2）列配置される。例えば、図７Ａにおいて、第１の送信アンテナ列の第２軸方向の座標をyt0とすると、第n（n=1～pt）の送信アンテナ列の第２軸方向の座標は、yt0+(n-1)nsとなる。
　また、図７Ａに示すように、第２軸方向において隣り合う送信アンテナ列（例えば、連続して配置される２つのアンテナ列である第１の送信アンテナ列と第２の送信アンテナ列）に含まれるアンテナは、第１軸方向にそれぞれずらして配置される。換言すると、第２軸方向に隣り合う送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向において互いに異なる位置に配置されるアンテナを１つ以上含む（換言すると、第１軸方向において、少なくとも１つのアンテナの配置位置が重複しない）。
　また、図７Ｂに示す受信アンテナ２０２の配置において、第１軸方向に基本間隔dH、第２軸方向に基本間隔dV毎に配置されたns個のアンテナを含む「受信アンテナ列」が第１軸方向にpr（pr≧2）個繰り返して配置される。換言すると、各受信アンテナ列に含まれるns個のアンテナのうち、隣り合うアンテナは、第１軸方向に基本間隔dH、第２軸方向に基本間隔dV離れて配置される。図７Ｂに示す受信アンテナ２０２は、鋸歯状に配置される。
　例えば、図７Ａ及び図７Ｂの第１軸方向を水平方向とし、第２軸方向を垂直方向とする場合について説明する。この場合、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２のアンテナ１系統は、図７Ａ及び図７Ｂに示す点（白丸、網掛け丸）を位相中心として、第１軸方向（例えば、水平方向）及び第２軸方向（例えば、垂直方向）に開口長を広げて水平方向及び垂直方向のビーム幅を絞り、アンテナ利得を向上できる。例えば、アンテナ１系統は、サブアレーアンテナを用いて構成されてもよい。また、サブアレーアンテナにアレーウェイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。
　図８は、サブアレーアンテナの一例を示す。
　図８に示すように、サブアレーアンテナにおけるサブアレーアンテナ素子の間隔を半波長（λ/2）程度とする。図８では、アンテナ１系統が、例えば、（ａ）第１軸方向に１素子、第２軸方向に４素子のサブアレーアンテナ素子で構成される場合、（ｂ）第１軸方向に１素子、第２軸方向に６素子のサブアレーアンテナ素子で構成される場合、（ｃ）第１軸方向に１素子、第２軸方向に８素子のサブアレーアンテナ素子で構成された場合を示す。
　なお、サブアレーアンテナの構成は、図８に示す構成に限らない。アンテナ１系統は、隣り合うアンテナ素子に物理的に干渉しない程度に開口長を拡大したサイズによって構成されてよい。これにより、アンテナ利得を高利得化できる。
　送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２のアンテナ１系統は、例えば、レーダ装置１０の視野角に適したビームパターンを形成するようにサブアレーアンテナで構成されてよい。例えば、レーダ装置１０の視野角（FOV：field of view）が垂直方向に狭角である場合、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２のアンテナ１系統のビームパターンは、水平方向について、より広角とし、垂直方向について、より狭角としてよい。例えば、図８では、（ｃ）に示すアンテナ構成が最も狭角であり、垂直方向（換言すると、第２軸方向）に並べたサブアレーアンテナ構成が適用されてよい。
　以下、レーダ装置１０におけるNt個の送信アンテナ１０８及びNa個の受信アンテナ２０２のアンテナ配置に関するバリエーション１～７についてそれぞれ説明する。
　＜バリエーション１＞
　図９Ａ及び図９Ｂは、バリエーション１に係るアンテナ配置例を示す。
　図９Ａに示す送信アンテナ１０８の配置において、送信アンテナ列数は３（pt=3）である。また、各送信アンテナ列は、第１軸方向にns個のアンテナ（換言すると同数のアンテナ）をそれぞれ有する。よって、図９Ａに示す送信アンテナ１０８の総数は3ns個である。
　例えば、図９Ａでは、第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列に含まれる各アンテナは、第１軸方向にdH毎にns個配置される。また、図９Ａでは、第１の送信アンテナ列に含まれるアンテナと第３の送信アンテナに含まれるアンテナとの間の第１軸方向の座標は同じである。
　また、図９Ａでは、第２の送信アンテナ列に含まれるns個のアンテナは、第１軸方向に（ns+1）dH間隔離れて配置される。換言すると、図９Ａでは、第２の送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向に、基本間隔dHの（ns+1）倍の間隔で分割される２つの領域に配置される。第２の送信アンテナ列において分割される一方の領域には、例えば、floor(ns/2)個のアンテナがdH毎に配置され、他方の領域には、例えば、ceil(ns/2)個のアンテナがdH毎に配置される。ここで、関数floor(x)は、xを超えない最大の整数値を返す床（floor）関数を示し、関数ceil(x)は、x以上の最小の整数値を返す天井（ceiling）関数を示す。
　このように、図９Ａにおいて、３個の送信アンテナ列のうち、第２軸方向において隣り合わない２つの送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向に間隔dHで配置される。
　また、３個の送信アンテナ列のうち、残りの第２の送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向において、間隔dHの（ns+1）（例えば、（nsに１を加えた個数）倍の間隔で分割される２つの領域に配置される。また、第２の送信アンテナ列において、分割された２つの領域の一方に配置されるアンテナ数と、２つの領域の他方に配置されるアンテナ数とはほぼ同じである。例えば、第２の送信アンテナ列において、分割された２つの領域の一方に配置されるアンテナ数（例えば、floor(ns/2)個）と、２つの領域の他方に配置されるアンテナ数（例えば、ceil(ns/2)個）とは同じであるか、あるいは、差分が１である。このように、図９Ａに示す第２の送信アンテナ列は、第１軸方向において、基本間隔dHの（ns+1）倍の間隔で対称に近いアンテナ数で分割して配置される。
　また、図９Ａに示すように、第２の送信アンテナ列は、ns個の第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列と第１軸方向において重複しない位置（換言すると、異なる位置）に配置される。
　図９Ｂに示す受信アンテナ２０２の配置において、受信アンテナ列数はpr個である。よって、図９Ｂに示す受信アンテナ２０２の総数はprns個である。また、各受信アンテナ列に含まれるns個のアンテナのうち、隣り合うアンテナは第１軸方向にdH間隔、第２軸方向にdH間隔離れて配置される。
　以下、図９Ａ及び図９Ｂに示すアンテナ配置の例、及び、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーの配置例について説明する。
　図１０Ａは、ns=2、pr＝2の場合のアンテナ配置例を示す。図１０Ａは、バリエーション１のアンテナ配置における最小構成である。
　図１０Ｂは、ns=2、pr=4の場合のアンテナ配置例を示す。図１０Ｂは、図１０Ａの最小構成から、受信アンテナ２０２（受信アンテナ列）を第１軸方向に拡張した例である。
　図１０Ｃは、ns=3、pr＝2の場合のアンテナ配置例を示す。図１０Ｃは、nsの値が奇数であり、第２の送信アンテナ列が、奇数個（１個）のアンテナが配置される領域と、偶数個（２個）のアンテナが配置される領域とに分割して配置される例を示する。換言すると、図１０Ａ、図１０Ｂ及び図１０Ｄのようにnsの値が偶数の場合、第２の送信アンテナ列は、同数のアンテナが分割して対称的に配置される。
　図１０Ｄは、ns=4、pr＝2の場合のアンテナ配置例を示す。図１０Ｄは、図１０Ａの最小構成から、受信アンテナ列に含まれるアンテナ数を増加した例である。
　なお、ns及びprの値は図１０Ａ～図１０Ｄの例に限らず、他の値でもよい。
　ここで、図１０Ａ～図１０Ｄにおいて、例えば、第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列では、第１軸方向にns個のアンテナがdH間隔で密に配置され、pr個の受信アンテナ列が、第１軸方向にns×dH間隔で配置される。これにより、図１０Ａ～図１０Ｄに示すアンテナ配置では、仮想受信アレー配置において、第１軸方向にdH間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　また、図１０Ａ～図１０Ｄにおいて、例えば、各送信アンテナ列は、第２軸方向にns×dV間隔で配置され、各受信アンテナ列に含まれるns個のアンテナが、第２軸方向にdV間隔で配置される。これにより、図１０Ａ～図１０Ｄに示すアンテナ配置では、仮想受信アレー配置において、第２軸方向にdV間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　また、図１０Ａ～図１０Ｄにおいて、送信アンテナ１０８の第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列は、第２軸方向に2ns×dv間隔離れて配置される。また、第２軸方向において、第１の送信アンテナ列と第３の送信アンテナ列の間には、他のアンテナ（例えば、第２の送信アンテナ列のアンテナ）が配置されない。よって、第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列の各アンテナ系統は、第１軸方向にdH以下の開口長、及び、第２軸方向に2ns×dv以下の開口長で構成可能である。
　また、図１０Ａ～図１０Ｄにおいて、送信アンテナ１０８の第２のアンテナ列は、第１軸方向において他の送信アンテナ列と異なる位置に配置される。換言すると、第２軸方向において、第２の送信アンテナ列が配置される第１軸の座標には、他のアンテナ（例えば、第１の送信アンテナ列および第３の送信アンテナ列）が配置されない。よって、送信アンテナ１０８の第２のアンテナ列の各アンテナ系統は、第１軸方向にdH以下の開口長、及び、第２軸方向に任意のサイズで構成可能である。
　また、図１０Ａ～図１０Ｄにおいて、受信アンテナ２０２の受信アンテナ列に含まれるns×pr個のアンテナは、第１軸方向において、dH間隔で異なる位置にそれぞれ配置される。換言すると、第２軸方向において、受信アンテナ列に含まれる各アンテナが配置される第１軸の座標には、他のアンテナが配置されない。よって、受信アンテナ列の各アンテナ系統は、第１軸方向にdH以下の開口長、及び、第２軸方向に任意のサイズで構成可能である。
　例えば、アンテナ１系統は、サブアレーアンテナを用いて構成してもよく、サブアレーアンテナにアレーウェイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。
　一例として、図１１Ａは、図１０Ｂに示す送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２のアンテナ配置例における配置位置（換言すると、各図の白丸、網掛け丸）をアンテナ１系統の位相中心として、サブアレーアンテナ（例えば、図８の（ａ）に示す構成）を用いた構成例を示す。
　図１１Ａにおいて、送信アンテナ１０８は、物理的に互いに干渉しないサイズで配置可能である。例えば、Tx1、Tx2、Tx5及びTx6は、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に4dV以下のサイズで構成されてよい。また、図１１Ａでは、Tx3及びTx4は、他のアンテナ（Tx1、Tx2、Tx5及びTx6）と同様のサイズで構成しているが、これに限らず、第２軸方向において任意のサイズ（例えば、5dV以上のサイズ）で構成されてもよい。
　また、図１１Ａにおいて、受信アンテナ２０２は、Tx1、Tx2、Tx5及びTx6と同様のサイズ（例えば、4dV）で構成されるが、これに限らず、物理的に互いに干渉しないサイズで構成されてもよい。
　他の例として、図１１Ｂに示すように、図１１Ａに示す送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２のアンテナ配置に対して、更に、無給電素子が配置されてもよい。無給電素子は、例えば、図１１Ｂに示す位置に配置してもよく、これに限らず、各アンテナと物理的に干渉しない位置及びサイズで配置されてもよい。無給電素子が設置されることにより、例えば、アンテナの放射、インピーダンス整合、又は、アイソレーション等の電気的特性の影響を一様化する効果が得られる。
　次に、図１２Ａ及び図１２Ｂは、図１０Ｂに示す第１軸方向及び第２軸方向に延在する二次元的な仮想受信アレーを用いたビームフォーマ法によって形成される指向性パターンの一例を示す。図１２Ａ及び図１２Ｂは、第１軸方向及び第２軸方向の０度（天頂）方向の指向性パターンの一例であり、到来波が天頂方向から到来した場合と等しい。
　図１２Ａは、第１軸（例えば、Azimuth）方向及び第２軸（例えば、Elevation）方向における２次元的な指向性パターンを示す。図１２Ｂは、第１軸及び第２軸のそれぞれの軸において縮退させた指向性パターンを示す。ここでは、基本間隔dH=0.5λ、dV=0.5λの場合について示すが、dH及びdVの値はこれらに限らない。
　また、レーダ装置１０は、仮想受信アレーで受信した信号にウェイトをかけてビーム形成してもよい。例えば、図１３は、図１０Ｂに示す送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２のアンテナ配置例に対応する仮想受信アレーの受信信号に、テイラー窓に従うウェイトをかけてビームフォーマ法による指向性パターンを構成する例を示す。図１３Ｂは、図１３Ａに示す構成を用いた場合の第１軸（例えば、Azimuth）及び第２軸（例えば、Elevation）の２次元的な指向性パターンを示す。図１３Ｃは、第１軸及び第２軸のそれぞれの軸において縮退させた指向性パターンを示す。
　図１３Ｂ及び図１３Ｃに示すように、仮想受信アレーで受信した信号にウェイトをかけることにより、例えば、図１２Ａ及び図１２Ｂと比較して、メインローブ幅は太くなるものの、サイドローブレベルを低減できる。
　＜比較例＞
　図１４は、バリエーション１との比較のためのアンテナ配置として、送信アンテナ、受信アンテナ及び仮想受信アレーの一例を示す。図１４では、例えば、図１０Ｂに示すアンテナ配置と比較するため、送信アンテナ及び受信アンテナの素子数を、図１０Ｂに示す送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２の素子数（例えば、Nt=6、Na=8）と同数とする。図１４では、送信アンテナは第2軸方向にdVの間隔で等間隔に配置され、受信アンテナは第１軸方向にdHの間隔で等間隔に配置される。よって、図１４に示すように、送信アンテナ及び受信アンテナによって構成される仮想受信アレーはdH、dVの間隔で等間隔に配置される。
　図１４では、各送信アンテナは第２軸方向にdV間隔で配置されるため、送信アンテナの各アンテナ素子は、第２軸方向にdV以上にサイズを拡げて構成することは困難である。なお、図１４に示す受信アンテナについては、図１０Ｂと同様に第２軸方向に任意のサイズで構成可能である。
　図１５Ａ及び図１５Ｂは、図１４に示す第１軸方向及び第２軸方向に延在する二次元的な仮想受信アレーを用いたビームフォーマ法によって形成される指向性パターンの一例を示す。図１５Ａ及び図１５Ｂは、第１軸方向及び第２軸方向の０度（天頂）方向の指向性パターンの一例であり、到来波が天頂方向から到来した場合と等しい。
　図１５Ａは、第１軸（例えば、Azimuth）方向及び第２軸（例えば、Elevation）方向の２次元的な指向性パターンを示し、図１５Ｂは第１軸及び第２軸のそれぞれの軸において縮退させた指向性パターンを示す。ここでは、基本間隔dH=0.5λ、dV=0.5λの場合について示す。
　また、図１６Ａ及び図１６Ｂは、図１２Ｂに示す指向性パターン（図１０Ｂのアンテナ配置の場合、配置例１）と、図１５Ｂに示す指向性パターン（比較例）とを重ねて表示した図である。図１６Ａは、第１軸（Azimuth）方向における指向性パターンの比較を示し、図１６Ｂは、第２軸（Elevation）方向における指向性パターンの比較を示す。
　図１６Ａに示すように、第１軸方向の指向性パターンにおいて、バリエーション１の場合（配置例１）と比較例とで同等のビーム幅である。また、図１６Ａに示すように、バリエーション１では、比較例に比べ、最大サイドローブレベルが1.8dB程度低いことが分かる。また、図１６Ｂに示すように、第２軸方向の指向性パターンにおいて、バリエーション１の場合と比較例とで同等のビーム幅である。また、図１６Ｂに示すように、最大サイドローブレベルは、バリエーション１と比較例とでほぼ同じである。
　バリエーション１によれば、仮想受信アレーによる指向性パターン（換言すると、ビーム性能）を劣化させることなく、送信アンテナ１０８又は受信アンテナ２０２のアンテナ１系統のサイズを大きくしてアンテナの指向性利得を向上できる。
　＜バリエーション２＞
　バリエーション２は、バリエーション１と類似した配置例であり、送信アンテナ１０８の送信アンテナ列の構成がバリエーション１と異なる。
　バリエーション２では、例えば、送信アンテナ１０８の各送信アンテナ列はns個のアンテナを有する。また、バリエーション２では、第２軸方向に隣り合う３つの送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向にそれぞれずらして配置される。換言すると、隣り合う３つの送信アンテナ列に含まれる各アンテナは、第１軸方向において互いに異なる位置に配置される。
　図１７は、バリエーション２に係る送信アンテナ１０８の配置例を示す。なお、バリエーション２における受信アンテナ２０２の配置については、バリエーション１（例えば、図９Ｂを参照）と同様である。
　送信アンテナ１０８は、第２軸方向にns×dV間隔で配置されるpt個の送信アンテナ列を有する。また、各送信アンテナ列は、第１軸方向に配置されたns個のアンテナを有する。
　また、第２軸方向において隣り合う３つの送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向にそれぞれずらして配置される。例えば、各送信アンテナ列は、第１軸方向にptmns+1の間隔で分割して配置される。例えば、各送信アンテナ列が分割して配置される一方の領域にはfloor(ns/2)個のアンテナがdH毎に配置され、他方の領域にはceil(ns/2)個のアンテナがdH毎に配置される。ここで、ptm=0～pr-1の整数である。
　図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃは、バリエーション２に係る送信アンテナ１０８、受信アンテナ２０２、及び、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーの配置例を示す。
　図１８Ａは、ns=2、pr＝4、pt=3であり、第１の送信アンテナ列のptm=0、第２の送信アンテナ列のptm=2、第３の送信アンテナ列のptm=1の場合のアンテナ配置例を示す。図１８Ａに示すように、第１の送信アンテナ列（ptm=0）では、第１軸方向にns個のアンテナがdH間隔で配置される。また、図１８Ａに示すように、第３の送信アンテナ列（ptm=1）は、第１軸方向において、3dHの間隔離れて（換言すると、第１の送信アンテナ列の外側に）配置される。また、第２の送信アンテナ列（ptm=2）は、第１軸方向において、5dHの間隔離れて（換言すると、第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列の外側に）配置される。つまり、図１８Ａの第２軸方向に隣り合う３つの送信アンテナ列（例えば、連続して配置される３つの送信アンテナ列）は、第１軸方向において、異なる位置に配置されるアンテナを含む。
　図１８Ｂは、ns=2、pr＝4、pt=3であり、各送信アンテナ列のptm=1の場合のアンテナ配置例を示す。図１８Ｂに示すように、第１～第３の送信アンテナ列は、第１軸方向において、互いに異なる位置に配置される。
　図１８Ｃは、ns=3、pr＝4、pt=3であり、第１の送信アンテナ列のptm=0、第２の送信アンテナ列のptm=2、第３の送信アンテナ列のptm=1の場合を示す。図１８Ｃに示すように、第１の送信アンテナ列（ptm=0）では、第１軸方向にns個のアンテナがdH間隔で配置される。また、図１８Ｃに示すように、第３の送信アンテナ列（ptm=1）は、第１軸方向において、4dHの間隔離れて（換言すると、第１の送信アンテナ列の外側に）配置される。また、第２の送信アンテナ列（ptm=2）は、第１軸方向において、6dHの間隔離れて（換言すると、第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列の外側に）配置される。なお、図１８Ａ、図１８Ｂ、図１８Ｃでは、全てのアンテナが第１軸方向において異なる位置に配置されているが、少なくとも１つのアンテナが第１軸方向において異なる位置に配置されればよい。また、図１８Ａ、図１８Ｂ、図１８Ｃに示されないアンテナであって、第１軸方向において同じ位置に配置されるアンテナがあってもよい。
　図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃの何れのアンテナ配置においても、仮想受信アレー配置の中央付近において、dH、dV間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　また、図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃでは、送信アンテナ１０８は、互いに物理的に干渉しないサイズで構成されてよい。例えば、図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃでは、各送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向において異なる位置にそれぞれ配置されるので、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に任意の大きさで構成可能である。
　なお、バリエーション２では、第２軸方向において、隣り合う３つの送信アンテナ列に含まれる各アンテナが第１軸方向において互いに異なる位置に配置される場合について説明した。しかし、第２軸方向において、各アンテナが第１軸方向において互いに異なる位置に配置される、隣り合う送信アンテナ列の数は、３個に限らず、４個以上でもよい。
　＜バリエーション３＞
　バリエーション３は、バリエーション２と類似した配置例であり、送信アンテナ１０８のアンテナ列の構成がバリエーション２と異なる。
　バリエーション３では、例えば、送信アンテナ１０８の送信アンテナ列のうち、第２軸方向において隣り合う送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸上において互いに異なる位置に配置される。
　図１９Ａ、図１９Ｂ、図１９Ｃ及び図１９Ｄは、バリエーション３に係る送信アンテナ１０８、受信アンテナ２０２の、及び、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーの配置例を示す。なお、バリエーション３における受信アンテナ２０２の配置については、バリエーション１（例えば、図９Ｂを参照）と同様である。
　図１９Ａは、ns=2、pr＝4、pt=3であり、第１及び第３の送信アンテナ列のptm=1、第２の送信アンテナ列のptm=0であり、第１及び第３の送信アンテナ列に含まれるアンテナが第１軸上に並んで（換言すると同じ位置に）配置される場合のアンテナ配置例を示す。図１９Ａに示すように、第１及び第３の送信アンテナ列と、第２の送信アンテナ列とは、第１軸方向において、互いに異なる位置に配置される。
　図１９Ｂは、ns=2、pr＝4、pt=3であり、各送信アンテナ列のptm=1であり、第１及び第３の送信アンテナ列に含まれるアンテナが第１軸上に並んで（換言すると同じ位置に）配置される場合のアンテナ配置例を示す。図１９Ｂに示すように、第１及び第３の送信アンテナ列と、第２の送信アンテナ列とは、第１軸方向において、互いに異なる位置に配置される。
　図１９Ｃは、ns=3、pr＝4、pt=3であり、第１及び第３の送信アンテナ列のptm=1、第２の送信アンテナ列のptm=0であり、第１及び第３の送信アンテナ列に含まれるアンテナが第１軸上に並んで（換言すると同じ位置に）配置される場合のアンテナ配置例を示す。図１９Ｃに示すように、第１及び第３の送信アンテナ列と、第２の送信アンテナ列とは、第１軸方向において、互いに異なる位置に配置される。
　図１９Ｄは、ns=3、pr＝4、pt=3であり、第１及び第３の送信アンテナ列のptm=1、第２の送信アンテナ列のptm=0である場合のアンテナ配置例を示す。図１９Ｄに示すように、第１の送信アンテナ列と第３の送信アンテナ列とは、第１軸においてアンテナの配置を反転させた構成であり、一部のアンテナが第１軸上に並んで（換言すると同じ位置に）配置される。図１９Ｄに示すように、第１及び第３の送信アンテナ列と、第２の送信アンテナ列とは、第１軸方向において、互いに異なる位置に配置される。第１及び第３の送信アンテナ列には、第１軸方向において、互いに同じ位置に配置されるアンテナと互いに異なる位置に配置されるアンテナを含む。
　図１９Ａ～図１９Ｄの何れのアンテナ配置においても、仮想受信アレー配置の中央付近において、dH、dV間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　また、図１９Ａ、図１９Ｂ、図１９Ｃ及び図１９Ｄでは、送信アンテナ１０８は、互いに物理的に干渉しないサイズで構成されてよい。例えば、図１９Ａ、図１９Ｂ、図１９Ｃ及び図１９Ｄでは、第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列に含まれ、第１軸方向の同じ位置に配置されるアンテナは、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に2nsdV以下の大きさで構成可能である。また、例えば、図１９Ａ、図１９Ｂ、図１９Ｃ及び図１９Ｄでは、第２の送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に任意の大きさで構成可能である。また、例えば、図１９Ｄでは、第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列に含まれ、第１軸方向において他のアンテナと異なる位置に配置されるアンテナは、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に任意の大きさで構成可能である。
　＜バリエーション４＞
　バリエーション４は、バリエーション３と類似した配置例であり、送信アンテナ１０８のアンテナ列の構成がバリエーション３と異なる。
　バリエーション４では、例えば、各送信アンテナ列において、第１軸上にdH間隔で配置されるアンテナ（換言すると、密配置されるアンテナ）を含まない。換言すると、バリエーション４では、各送信アンテナ列には、第１軸上において2dH間隔以上離れたアンテナが含まれる。
　また、バリエーション４では、バリエーション３と同様、第２軸方向において隣り合う送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向において互いに異なる位置に配置される。
　図２０Ａ及び図２０Ｂは、バリエーション４に係る送信アンテナ１０８、受信アンテナ２０２、及び、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーの配置例を示す。なお、バリエーション４における受信アンテナ２０２の配置については、バリエーション１（例えば、図９Ｂを参照）と同様である。
　図２０Ａは、ns=3、pr＝4、pt=3であり、各送信アンテナ列のアンテナは互いに2dHの間隔で配置され、第１及び第３のアンテナ列に含まれるアンテナが第１軸上に並んで配置される場合のアンテナ配置例を示す。図２０Ａに示すように、第１及び第３の送信アンテナ列と、第２の送信アンテナ列とは、第１軸方向において、互いに異なる位置に配置される。
　図２０Ｂはns=4、pr＝3、pt=3であり、各送信アンテナ列のアンテナは互いに、例えば、左側から2dH、3dH、2dHの間隔で配置され、第１及び第３のアンテナ列のアンテナが第１軸上に並んで配置される場合のアンテナ配置例を示す。図２０Ｂに示すように、第１及び第３の送信アンテナ列と、第２の送信アンテナ列とは、第１軸方向において、互いに異なる位置に配置される。
　図２０Ａ及び図２０Ｂの何れのアンテナ配置においても、仮想受信アレー配置の中央付近において、dH、dV間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　また、図２０Ａ及び図２０Ｂでは、送信アンテナ１０８は、互いに物理的に干渉しないサイズで構成されてよい。例えば、図２０Ａ及び図２０Ｂでは、第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に2nsdV以下の大きさで構成可能である。また、例えば、図２０Ａ及び図２０Ｂでは、第２の送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に任意の大きさで構成可能である。
　＜バリエーション５＞
　バリエーション５は、バリエーション２及びバリエーション３と類似した配置例であり、送信アンテナ１０８のアンテナ列の構成がバリエーション２及びバリエーション３と異なる。
　バリエーション５では、送信アンテナ１０８において、各送信アンテナ列を構成するアンテナ数はnsに限定されない。また、バリエーション５では、各送信アンテナ列の構成は、例えば、バリエーション１～４の何れかと同様である。
　例えば、バリエーション５では、バリエーション２の図１７に示す送信アンテナ列のアンテナ数（ns個）に限定されない。例えば、図２１に示すように、送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向にptmns+1の間隔で離れた領域にそれぞれ配置されてよい。ここで、ptm=0～pr-1の整数である。
　図２２Ａ～図２２Ｄは、バリエーション５に係る送信アンテナ１０８、受信アンテナ２０２、及び、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーの配置例を示す。なお、バリエーション５における受信アンテナ２０２の配置については、バリエーション１（例えば、図９Ｂを参照）と同様である。
　図２２Ａはns=2、pr＝3、pt=3であり、第１及び第３の送信アンテナ列では２個のアンテナが第１軸上にdH間隔で配置され、第２の送信アンテナ列では４個の送信アンテナが第１軸方向にptmns+1の間隔で分割して配置されている。ここで、ptm=2である。また、図２２Ａでは、第１の送信アンテナ列と第３の送信アンテナ列とは第１軸上に同じ座標に並んで配置される。
　図２２Ｂでは、図２２Ａの各送信アンテナ列と同数のアンテナを有し、バリエーション２のように、第１軸において、各アンテナがそれぞれ互いに異なる位置に配置される。
　図２２Ｃはns=3、pr＝3、pt=3であり、第１及び第３の送信アンテナ列では３個のアンテナが第１軸上に2dH間隔で配置され、第２の送信アンテナ列では、４個の送信アンテナが第１軸方向にptmns+1の間隔で２個のアンテナずつ分割して配置されている。ここで、ptm=2である。また、図２２Ｃでは、第１の送信アンテナ列と第２の送信アンテナ列とは第１軸上に同じ座標に並んで配置される。
　図２２Ｄでは、図２２Ｃの各送信アンテナ列と同数のアンテナ列を有し、バリエーション２のように、第１軸において、各アンテナがそれぞれ互いに異なる位置に配置される。
　図２２Ａ～図２２Ｄの何れのアンテナ配置においても、仮想受信アレー配置の中央付近において、dH、dV間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　また、図２２Ａ～図２２Ｄでは、送信アンテナ１０８は、互いに物理的に干渉しないサイズで構成されてよい。例えば、図２２Ａ及び図２２Ｃの第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に2nsdV以下の大きさで構成可能である。また、図２２Ｂ及び図２２Ｄの第１の送信アンテナ列及び第３の送信アンテナ列に含まれるアンテナ、及び、図２２Ａ～図２２Ｄの第２の送信アンテナ列に含まれるアンテナは、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に任意の大きさで構成可能である。なお、図２２Ｄでは、全てのアンテナが第１軸方向において異なる位置に配置されているが、少なくとも１つのアンテナが第１軸方向において異なる位置に配置されればよい。また、図２２Ｄに示されないアンテナであって、第１軸方向において同じ位置に配置されるアンテナがあってもよい。
　＜バリエーション６＞
　バリエーション６は、バリエーション１～５と類似した配置例であり、送信アンテナ１０８の送信アンテナ列数が異なる。
　バリエーション６では、送信アンテナ１０８において、送信アンテナ列数pt>3の場合について説明する。なお、各送信アンテナ列の構成はバリエーション１～５の何れかと同様である。
　一例として、図２３Ａ～図２３Ｃは、図１０Ｂに示すバリエーション１の構成に基づいて、送信アンテナ列数ptが異なる場合の送信アンテナ１０８の配置例、及び、仮想受信アレーの配置例を示す。なお、バリエーション６における受信アンテナ２０２の配置については、バリエーション１（例えば、図９Ｂを参照）と同様である。
　図２３Ａはpt=4、図２３Ｂはpt=5、図２３Ｃはpt=7の場合について示す。なお、図２３Ａ～図２３Ｃにおいて、各送信アンテナ１０８は、図１０Ｂに示す送信アンテナ列を繰り返した場合について示している。
　図２３Ａ～図２３Ｃの何れのアンテナ配置においても、仮想受信アレー配置の中央付近において、dH、dV間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　また、図２３Ａ～図２３Ｃでは、第２軸において隣り合う送信アンテナ列に含まれるアンテナが互いに異なる第１軸上に配置される。このため、送信アンテナ１０８は、第１軸方向にdH以下、第２軸方向に2nsdV以下の大きさで構成可能である。
　バリエーション６によれば、各アンテナの利得を向上しつつ、中央付近がdH、dV間隔で配置された仮想受信アレーの配置を第２軸方向に拡張でき、第２軸方向の分解能を向上できる。
　なお、図２３Ａ～図２３Ｃではバリエーション１に関してpt>3の場合について一例を示したが、これに限定されず、他のバリエーション（例えば、バリエーション２～５の何れか）においてpt>3とした場合も同様の効果が得られる。
　＜バリエーション７＞
　バリエーション７では、バリエーション１～６に係るアンテナ配置の送信アンテナ１０８を１つの「送信アンテナ群」とし、バリエーション１～６に係るアンテナ配置の受信アンテナ２０２を１つの「受信アンテナ群」とする。
　バリエーション７では、例えば、送信アンテナ群及び受信アンテナ群の何れか、又は、その両方を複数備える場合について説明する。
　バリエーション７によれば、他のバリエーション（例えば、バリエーション１～６の何れか）と同様に、各アンテナを物理的に干渉しないサイズに拡大し、アンテナ利得を向上しつつ、多数の送信アンテナ群又は受信アンテナ群を用いることで、仮想受信アレーの開口長を拡大し、分解能を向上できる。
　一例として、図２４Ａは、図１０Ｂに示すバリエーション１のアンテナ配置の構成に基づいて、複数の送信アンテナ群が配置される例を示す。また、図２４Ｂは、図１０Ｂに示すバリエーション１のアンテナ配置の構成に基づいて、複数の受信アンテナ群が配置される例を示す。また、図２４Ｃは、図２４Ａに示す送信アンテナ１０８及び図２４Ｂに示す受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーの配置例を示す。
　ここで、図２４Ａに示す送信アンテナ群の第１軸方向の開口長をDt1、第２軸方向の開口長をDt2、図２４Ｂに示す受信アンテナ群の第１軸方向の開口長をDr1、第２軸方向の開口長をDr2とする。
　また、図２４Ａにおいて、第１の送信アンテナ群、及び、第２の送信アンテナ群のある基準点（例えば、各送信アンテナ群内の対応するアンテナの位置）は、第１軸方向にDr1+1の間隔で配置される。また、図２４Ｂにおいて、第１の受信アンテナ群、及び、第２の受信アンテナ群のある基準点（例えば、各受信アンテナ群内の対応するアンテナの位置）は、第２軸方向にDt2+Dr2+1の間隔で配置される。
　これによって、図２４Ｃに示す仮想受信アレー配置の中央付近において、dH、dV間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　同様に、他の例として、図２５Ａは、図１０Ａに示すバリエーション１のアンテナ配置の構成に基づいて、複数の送信アンテナ群が配置される例を示す。また、図２５Ｂは、図１０Ａに示すバリエーション１のアンテナ配置の構成に基づいて、複数の受信アンテナ群が配置される例を示す。図２５Ｂでは、４つの受信アンテナ群を有する。また、図２５Ｃは、図２５Ａに示す送信アンテナ１０８及び図２５Ｂに示す受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーの配置例を示す。
　ここで、図２５Ａに示す送信アンテナ群の第１軸方向の開口長をDt1、第２軸方向の開口長をDt2、図２５Ｂに示す受信アンテナ群の第１軸方向の開口長をDr1、第２軸方向の開口長をDr2とする。
　また、図２５Ａにおいて、第１の送信アンテナ群、及び、第２の送信アンテナ群のある基準点は、第１軸方向にDr1+1の間隔で配置される。また、図２５Ａにおいて、第１の送信アンテナ群及び第２の送信アンテナ群の全体の開口長をDtg1とする。
　また、図２５Ｂにおいて、第１及び第３の受信アンテナ群、及び、第２及び第４の受信アンテナ群のある基準点は、第２軸方向にDt2+Dr2+1の間隔で配置される。また、図２５Ｂにおいて、第１及び第２の受信アンテナ群、及び、第３及び第４の受信アンテナ群のある基準点は、第１軸方向にDtg1+1の間隔で配置される。
　これによって、図２５Ｃに示す仮想受信アレー配置の中央付近において、dH、dV間隔で仮想アンテナ素子を密配置できる。
　なお、ここでは、バリエーション１のアンテナ配置に基づいて、送信アンテナ群又は受信アンテナ群を複数備える場合について説明したが、これに限定されず、他のバリエーション（例えば、バリエーション２～６の何れか）に基づいて、送信アンテナ群又は受信アンテナ群を複数備える場合についても同様の効果が得られる。また、送信アンテナ群及び受信アンテナ群の間隔についても上述した例に限定されない。
　以上、バリエーション１～７について説明した。
　このように、本実施の形態では、上述した送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２のアンテナ配置によって、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーにおいて、仮想アンテナ素子が密配置される。よって、本実施の形態によれば、仮想受信アレーの開口長を拡大しつつ、不要なグレーティングローブの発生を防止できる。これにより、レーダ装置１０は、誤検出の確率を低減し、所望の指向性パターンを形成できる。
　また、本実施の形態では、上述した送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２のアンテナ配置によって、送信アンテナ素子及び受信アンテナ素子の少なくとも１つを、サブアレー素子を用いて構成できる。これにより、送信アンテナ１０８又は受信アンテナ２０２の指向性利得を向上できる。
　換言すると、本実施の形態によれば、仮想受信アレーにおいてグレーティングローブの発生を防止でき、かつ、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２においてサブアレー構成を可能とする。よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０における検出性能を向上できる。
　なお、図２２Ａ、図２２Ｃのように、第１の送信アンテナ列と第３の送信アンテナ列が同じ配置パターンである場合は、第１の送信アンテナ列（第３の送信アンテナ列）、第２の送信アンテナ列、の２列を１つのセットとして繰り返して配置することができる。
　また、図２２Ｂ、図２２Ｄのように、第１の送信アンテナ列、第２の送信アンテナ列、および、第３の送信アンテナ列の全てが異なる配置パターンである場合、第１の送信アンテナ列、第２の送信アンテナ列、第３の送信アンテナ列、第２の送信アンテナ列、第１の送信アンテナ列、第２の送信アンテナ列、・・、というように、第１の送信アンテナ列、第２の送信アンテナ列、第３の送信アンテナ列、第２の送信アンテナ列、の４列を１つのセットとして繰り返し配置することができる。なお、各図において、図示されないアンテナがあってもよい。
　（実施の形態２）
　本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１Ｂを援用して説明する。
　実施の形態１では、到来方向推定の性能劣化を抑制して、送信アンテナ１０８及び受信アンテナ２０２の利得を向上可能なアンテナ配置の構成について例示した。本実施の形態では、レーダ装置１０（例えば、レーダ送信部１００）が、送信アンテナ１０８（例えば、送信アンテナ列又は送信アンテナ群）に含まれる複数のアンテナを用いて送信ビーム（例えば、送信ビームの指向性）を制御する場合について説明する。
　複数の送信アンテナ１０８によってビームを形成する場合、レーダ装置１０は、複数の送信アンテナ１０８に対して、位相及び電力を制御して給電し、１つの送信アンテナとして使用可能である。これによって、レーダ装置１０は、送信ビームの指向性を制御でき、複数の送信アンテナ１０８を高利得アンテナとして使用できる。
　したがって、本実施の形態によれば、複数の送信アンテナ１０８からそれぞれ独立に信号を分割（分離）して送信した場合と比較して、長距離（換言すると、遠距離）の検知に適した構成となる。なお、ここでの分割（分離）とは、MIMOレーダでは複数の送信信号を時分割、符号分割、周波数分割などで分割して複数の信号として扱うことができることを意図している。
　レーダ装置１０におけるNt個の送信アンテナ１０８及びNa個の受信アンテナ２０２の配置、及び、制御方法の一例について、以下に説明する。
　例えば、実施の形態１のバリエーション１の図１０Ｂに示すアンテナ配置において、図１１に示すようにサブアレーアンテナ素子を含む送信アンテナ１０８が配置される場合について説明する。
　例えば、レーダ装置１０は、図１１に示す送信アンテナ１０８のTx1～Tx6に対して、位相及び電力を制御して同時に給電し、図２６Ａに示すように、１つの送信アンテナとして取り扱うことができる。
　例えば、受信アンテナ２０２が図１０Ｂと同様のアンテナ配置の場合、図１０Ｂの仮想受信アレー配置と異なり、図２６Ａに示す仮想受信アレー構成となる。なお、図２６Ａの受信仮想アレー配置は、アンテナの位相中心を示している。
　また、送信アンテナ１０８は、複数のサブアレーが合成されて、図２６Ａの上段の送信アンテナ配置に示す位相中心(1点)となる。なお、図２６Ａに示す仮想受信アレーの形成において、送信アンテナのサブアレーの大きさではなく、位相中心の配置に依存するので、図１０Ｂの受信アンテナ配置を広げなくとも、送信アンテナ１個×受信アンテナ８個で図２６Ａの下段に示す仮想受信アレーを形成することができる。
　これによって、レーダ装置１０は、送信ビームの指向性を制御でき、第１軸方向及び第２軸方向のビーム幅を狭め、指向性利得を向上できる。図２６Ａの例では、送信アンテナ１０８からそれぞれ独立に信号を分割（分離）して送信される場合と比較して、広角の方向に不要放射を減らせるので、長距離の検知に適した構成である。また、図２６Ａに示す仮想受信アレーの開口長は、第１軸方向に広く、第２軸方向に狭いため、第１軸方向に分解能を有するアンテナである。なお、ビーム形成(合成)とは、複数のTxのビームを合成して送信することを意図する。
　次に、実施の形態１のバリエーション７のように、送信アンテナ群を複数用いる場合について説明する。
　図２６Ｂは、例えば、図２６Ａに示す送信アンテナを１つの送信アンテナ群として、２つの送信アンテナ群を備える例を示す。図２６Ｂにおいて、送信アンテナ群は第１軸方向にそれぞれの基準点からDr1+1の間隔で配置される。
　例えば、レーダ装置１０は、送信アンテナ群に含まれる複数のアンテナを用いて、送信アンテナ群毎の送信ビームの指向性を制御し、第１の送信アンテナ群及び第２の送信アンテナ群の各々を２つの送信アンテナとして信号を独立に（換言すると、分割して）扱う。これにより、指向性利得を向上できる。
　例えば、受信アンテナ２０２が図１０Ｂと同様のアンテナ配置である場合、図２６Ｂに示すような仮想受信アレーの構成となる。
　また、レーダ装置１０は、送信ビームの指向性を走査してもよい。例えば、レーダ装置１０は、各送信アンテナ１０８に対する位相及び電力を制御しつつ給電し、送信ビームを第１軸上に走査し、送信領域毎に信号を送信する。この際、レーダ装置１０は、送信領域の異なる送信ビームを、時間又は符号によって分割し、異なる送信領域のアレー方向ベクトルを用いてそれぞれ独立に到来方向推定を行ってもよい。
　また、ここでは、送信アンテナ群毎に送信ビームの指向性を制御する場合について説明したが、アンテナ配置はこれに限らず、実施の形態１のバリエーション１～７の何れかのアンテナ配置が適用されてよい。
　また、レーダ装置１０は、送信アンテナ１０８の指向性を制御するビームフォーミング動作（又はモード）と、送信アンテナ１０８からそれぞれ独立に信号を送信する動作（又はモード）との間で切り替えて制御してもよい。例えば、図２６Ａ又は図２６Ｂに示すアンテナ配置において、複数の送信アンテナ１０８から信号を独立に送信する場合は、より短距離（又は近距離）及びより広角な検知に適している。一方、ビームフォーミング動作の場合は、より長距離（又は遠距離）及びより狭角な検知に適している。そのため、レーダ装置１０は、レーダを用いるシーンに応じて動作モードを切り替えてよい。または、レーダ動作の１フレーム中に複数の動作モードが含まれてもよい。なお、各図において、図示されないアンテナがあってもよい。
　（実施の形態３）
　本開示の一態様に係るレーダ装置の構成は、図１Ｂに示す構成に限定されない。例えば、図２７に示すレーダ装置１０ａの構成を用いてもよい。なお、図２７において、レーダ受信部２００の構成は、図１Ｂと同様であるので詳細な構成を省略している。
　図１に示すレーダ装置１０では、レーダ送信部１００において、送信切替部１０６によって、レーダ送信信号生成部１０１からの出力を複数の送信無線部１０７の何れか一つに選択的に切り替える。これに対して、図２７に示すレーダ装置１０ａでは、レーダ送信部１００ａにおいて、レーダ送信信号生成部１０１からの出力（レーダ送信信号）は、送信無線部１０７ａによって送信無線処理を施され、送信切替部１０６ａによって、送信無線部１０７ａの出力を複数の送信アンテナ１０８の何れか一つに選択的に切り替える。
　図２７に示すレーダ装置１０ａの構成でも、実施の形態１及び２と同様の効果が得られる。
　（実施の形態４）
　実施の形態１～３の各々では、レーダ送信部１００（又はレーダ送信部１００ａ）において、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いる場合について説明したが、変調方式はこれに限定されない。例えば、本開示は、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。
　図２８は、チャープパルス（例えば、fast chirp modulation）を用いたレーダ方式を適用した場合のレーダ装置１０ｂの構成図の一例を示す。なお、図２８において、図１Ｂと同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
　まず、レーダ送信部１００ｂにおける送信処理について説明する。
　レーダ送信部１００ｂにおいて、レーダ送信信号生成部４０１は、変調信号発生部４０２及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）４０３を有する。
　変調信号発生部４０２は、例えば、図２９に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、レーダ送信周期をTrとする。
　ＶＣＯ４０３は、変調信号発生部４０２から出力されるレーダ送信信号に基づいて、周波数変調信号（換言すると、周波数チャープ信号）を送信無線部１０７へ出力する。周波数変調信号は、送信無線部１０７において増幅され、送信切替部１０６において切り替えられた送信アンテナ１０８から空間に放射される。例えば、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の各々において、レーダ送信信号はNp（=Nt×Tr）周期の送信間隔で送信される。
　方向性結合部４０４は、周波数変調信号の一部の信号を取り出して、レーダ受信部２００ｂの各受信無線部５０１（ミキサ部５０２）に出力する。
　次に、レーダ受信部２００ｂにおける受信処理について説明する。
　レーダ受信部２００ｂの受信無線部５０１は、ミキサ部５０２において、受信した反射波信号に対して、送信信号である周波数変調信号（方向性結合部４０４から入力される信号）をミキシングし、ＬＰＦ５０３を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が取り出される。例えば、図２９に示すように、送信信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。
　ＬＰＦ５０３から出力された信号は、信号処理部２０７ｂにおいて、ＡＤ変換部２０８ｂによって離散サンプルデータに変換される。
　Ｒ－ＦＦＴ部５０４は、送信周期Tr毎に、所定の時間範囲（レンジゲート）において得られたＮｄａｔａ個の離散サンプルデータをＦＦＴ処理する。これにより、信号処理部２０７ｂでは、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、ＦＦＴ処理の際、Ｒ－ＦＦＴ部５０４は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
　ここで、第Ｍ番目のチャープパルス送信によって得られる、第ｚ番目の信号処理部２０７ｂのＲ－ＦＦＴ部５０４から出力されるビート周波数スペクトラム応答をAC_RFTｚ（fb, M）で表す。ここで、fbはＦＦＴのインデックス番号（ビン番号）であり、fb＝0,…, Ndata/2である。周波数インデックスfbが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（換言すると、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。
　第ｚ番目の信号処理部２０７ｂにおける出力切替部２１１は、例えば、実施の形態１と同様、切替制御部１０５から入力される切替制御信号に基づいて、レーダ送信周期Tr毎のＲ－ＦＦＴ部５０４の出力を、Nt個のドップラ解析部２１２のうちの一つに選択的に切り替えて出力する。
　以下、一例として、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]における切替制御信号をNtビットの情報［bit1(M), bit2(M), … ,bitNt(M)］で表す。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第ND番目のビットbitND(M)（ただし、ND=1～Ntの何れか）が‘１’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を選択（換言するとＯＮ）する。一方、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の切替制御信号において、第ND番目のビットbitND(M)が‘０’である場合、出力切替部２１１は、第ND番目のドップラ解析部２１２を非選択（換言するとＯＦＦ）とする。出力切替部２１１は、選択したドップラ解析部２１２に対して、Ｒ－ＦＦＴ部５０４から入力される信号を出力する。
　上記のように、各ドップラ解析部２１２の選択は、Np（=Nt×Tr）周期で順次ＯＮとなる。切替制御信号は、上記内容をNc回繰り返す。
　なお、各送信無線部１０７における送信信号の送信開始時刻は、周期Trに同期させなくてもよい。例えば、各送信無線部１０７では、送信開始時刻に異なる送信遅延Δ1, Δ2,…,ΔNtを設けて、レーダ送信信号の送信を開始してもよい。
　第ｚ（z=1,…,Na）番目の信号処理部２０７ｂは、Nt個のドップラ解析部２１２を有する。
　ドップラ解析部２１２は、出力切替部２１１からの出力に対して、ビート周波数インデックスｆｂ毎にドップラ解析を行う。
　例えば、Ncが２のべき乗値である場合、ドップラ解析において高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理を適用できる。
　第ｚ番目の信号処理部２０７ｂの第ND番目のドップラ解析部２１２における第ｗ番目の出力は、次式に示すように、ビート周波数インデックスfbにおけるドップラ周波数インデックスfuのドップラ周波数応答FT_CIz (ND)(fb, fu, w)を示す。なお、ND=1～Ntであり、ND＝１～Ntであり、wは１以上の整数である。また、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　信号処理部２０７ｂ以降の信号補正部２１３、ＣＦＡＲ部２１３及び方向推定部２１４の処理は、例えば、実施の形態１で説明した離散時刻ｋをビート周波数インデックスｆｂで置き換えた動作となるので、詳細な説明を省略する。
　以上の構成及び動作により、本実施の形態でも、実施の形態１～３の各々と同様の効果が得られる。
　また、上述したビート周波数インデックスｆｂは、距離情報に変換して出力されてもよい。ビート周波数インデックスｆｂを距離情報R(fb)に変換するには次式を用いればよい。ここで、Bwは周波数変調して生成される周波数チャープ信号の周波数変調帯域幅を表し、C0は光速度を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　以上、本開示の一実施例に係る実施の形態について説明した。
　なお、上記実施の形態、及び、各バリエーションに係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。
　また、上記実施の形態では、一例として、基本間隔dH=0.5λ、dV=0.5λの場合について説明したが、これらの値に限定されない。例えば、基本間隔dH及びdVは、0.5波長以上、かつ、１波長以下の値でもよい。
　また、レーダ装置１０，１０ａ，１０ｂ（例えば、図１Ｂ、図２７、図２８を参照）において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、レーダ受信部２００（例えば、図１Ｂ、図２７、図２８を参照）において、方向推定部２１４と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
　レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記録媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
　以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
　上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
　また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル　プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
　さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
　以上の説明において、各構成要素に用いる「・・・部」という表記は、「・・・回路（circuitry）」、「・・・デバイス」、「・・・ユニット」、又は、「・・・モジュール」といった他の表記に置換されてもよい。
　＜本開示のまとめ＞
　本開示の一実施例に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナを用いて、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナは第１軸及び第２軸による２次元平面上に配置され、前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナ列を含み、各受信アンテナ列のそれぞれは第１の個数のアンテナを含み、前記各受信アンテナ列のそれぞれに含まれる前記第１の個数のアンテナのうち、隣り合うアンテナは前記第１軸方向に第１の間隔、前記第２軸方向に第２の間隔離れて配置され、前記送信アレーアンテナは、前記第２軸方向に、前記第２の間隔の前記第１の個数倍の間隔で配置された複数の送信アンテナ列を含み、各送信アンテナ列のそれぞれは複数のアンテナを含み、前記各送信アンテナ列のそれぞれに含まれる前記複数のアンテナは、前記第２軸方向について同じ位置、及び、前記第１軸方向について異なる位置にそれぞれ配置され、前記第２軸方向において隣り合う前記送信アンテナ列に含まれるアンテナは、前記第１軸方向において異なる位置に配置される。
　本開示の一実施例において、前記送信アレーアンテナにおいて、前記第２軸方向において隣り合う前記送信アンテナ列を含む前記第２軸方向に隣り合う３つの送信アンテナ列に含まれるアンテナは、前記第１軸方向において異なる位置にそれぞれ配置される。
　本開示の一実施例において、前記複数の送信アンテナ列の各々は、少なくとも、前記第１軸方向に前記第１の間隔で配置される２つ以上のアンテナを含む。
　本開示の一実施例において、前記送信アレーアンテナは、３つ以上の前記送信アンテナ列を含み、前記３つ以上の送信アンテナ列のうち、前記第２軸方向において隣り合わない２つの送信アンテナ列に含まれるアンテナは、前記第１軸方向に前記第１の間隔で配置され、前記３つ以上の送信アンテナ列のうち、残りの１つの送信アンテナ列に含まれるアンテナは、前記第１軸方向において、前記第１の間隔に、前記第１の個数に１を加えた個数倍を乗算した間隔で分割される２つの領域の少なくとも１つの領域において前記第１の間隔で配置される。
　本開示の一実施例において、前記２つの領域の一方に配置されるアンテナ数と、前記２つの領域の他方に配置されるアンテナ数とは同じであるか、あるいは、差分が１である。
　本開示の一実施例において、前記第２軸方向に配置された前記複数の送信アンテナ列は１つの送信アンテナ群を構成し、前記送信アレーアンテナは、前記第１軸方向に配置された複数の前記送信アンテナ群を有する。
　本開示の一実施例において、前記第１軸方向に配置された前記複数の受信アンテナ列は１つの受信アンテナ群を構成し、前記受信アレーアンテナは、複数の前記受信アンテナ群を有する。
　本開示の一実施例において、前記レーダ送信回路は、前記送信アレーアンテナを用いて送信ビームを制御する。
　本開示の一実施例において、前記第１の間隔及び前記第２の間隔は、０．５波長以上、かつ、１波長以下の値である。
　本開示の一実施例において、前記送信アンテナ及び前記受信アンテナの少なくとも１つは、複数のサブアレー素子を含む。
　本開示の一実施例に係る送受信アレーアンテナは、送信アレーアンテナと、受信アレーアンテナと、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナは第１軸及び第２軸による２次元平面上に配置され、前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナ列を含み、各受信アンテナ列のそれぞれは第１の個数のアンテナを含み、前記各受信アンテナ列のそれぞれに含まれる前記第１の個数のアンテナのうち、隣り合うアンテナは前記第１軸方向に第１の間隔、前記第２軸方向に第２の間隔離れて配置され、前記送信アレーアンテナは、前記第２軸方向に、前記第２の間隔の前記第１の個数倍の間隔で配置された複数の送信アンテナ列を含み、各送信アンテナ列のそれぞれは複数のアンテナを含み、前記各送信アンテナ列のそれぞれに含まれる前記複数のアンテナは、前記第２軸方向について同じ位置、及び、前記第１軸方向について異なる位置にそれぞれ配置され、前記第２軸方向において隣り合う前記送信アンテナ列に含まれるアンテナは、前記第１軸方向において異なる位置に配置される。
　２０１９年３月２０日出願の特願２０１９－０５３７３７の日本出願に含まれる明細書図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
　１０，１０ｂ　レーダ装置
　１００，１００ａ，１００ｂ　レーダ送信部
　２００，２００ｂ　レーダ受信部
　３００　基準信号生成部
　１０１，１０１ａ，４０１　レーダ送信信号生成部
　１０２　符号生成部
　１０３　変調部
　１０４，５０３　ＬＰＦ
　１０５　切替制御部
　１０６，１０６ａ　送信切替部
　１０７，１０７ａ　送信無線部
　１０８　送信アンテナ
　１１１　符号記憶部
　１１２　ＤＡ変換部
　２０１　アンテナ系統処理部
　２０２　受信アンテナ
　２０３，５０１　受信無線部
　２０４　増幅器
　２０５　周波数変換器
　２０６　直交検波器
　２０７，２０７ｂ　信号処理部
　２０８，２０８ｂ，２０９　ＡＤ変換部
　２１０　相関演算部
　２１１　出力切替部
　２１２　ドップラ解析部
　２１３　ＣＦＡＲ部
　２１４　方向推定部
　４０２　変調信号発生部
　４０３　ＶＣＯ
　４０４　方向性結合部
　５０２　ミキサ部

Claims (11)

  1. 　送信アレーアンテナを用いて、レーダ信号を送信するレーダ送信回路と、
    　受信アレーアンテナを用いて、前記レーダ信号がターゲットにて反射された反射波信号を受信するレーダ受信回路と、
    　を具備し、
    　前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナは第１軸及び第２軸による２次元平面上に配置され、
    　前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナ列を含み、
    　前記複数の受信アンテナ列のそれぞれは第１の個数のアンテナを含み、前記第１の個数のアンテナのうち、隣り合うアンテナは前記第１軸方向に第１の間隔、前記第２軸方向に第２の間隔離れて配置され、
    　前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナ列を含み、
    　前記複数の送信アンテナ列は、前記第２軸方向に、前記第２の間隔の前記第１の個数倍の間隔で配置され、
    　前記複数の送信アンテナ列のそれぞれは複数のアンテナを含み、
    　前記複数のアンテナのそれぞれは、前記第２軸方向について同じ位置、及び、前記第１軸方向について異なる位置に配置され、
    　前記複数の送信アンテナ列のうち、前記第２軸方向にて連続して配置される２つの送信アンテナ列は、前記第１軸方向にて異なる位置に配置されるアンテナを少なくとも１つ含む、
    　レーダ装置。
  2. 　前記複数の送信アンテナ列のうち、前記第２軸方向にて連続して配置される３つの送信アンテナ列は、前記第１軸方向にて異なる位置に配置されるアンテナを少なくとも１つ含む、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 　前記複数の送信アンテナ列の各々は、少なくとも、前記第１軸方向に前記第１の間隔で配置される２つ以上のアンテナを含む、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  4. 　前記送信アレーアンテナは、３つ以上の前記送信アンテナ列を含み、
    　前記３つ以上の送信アンテナ列のうち、前記第２軸方向にて隣り合わない２つの送信アンテナ列に含まれるアンテナは、前記第１軸方向に前記第１の間隔で配置され、
    　前記３つ以上の送信アンテナ列のうち、残りの１つの送信アンテナ列に含まれるアンテナは、前記第１軸方向にて、前記第１の間隔に、前記第１の個数に１を加えた個数倍を乗算した間隔で分割される２つの領域の少なくとも１つの領域において前記第１の間隔で配置される、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  5. 　前記２つの領域の一方に配置されるアンテナ数と、前記２つの領域の他方に配置されるアンテナ数とは同じであるか、あるいは、差分が１である、
    　請求項４に記載のレーダ装置。
  6. 　前記第２軸方向に配置された前記複数の送信アンテナ列は１つの送信アンテナ群を構成し、
    　前記送信アレーアンテナは、前記第１軸方向に配置された複数の前記送信アンテナ群を有する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  7. 　前記第１軸方向に配置された前記複数の受信アンテナ列は１つの受信アンテナ群を構成し、
    　前記受信アレーアンテナは、複数の前記受信アンテナ群を有する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  8. 　前記レーダ送信回路は、前記送信アレーアンテナを用いて送信ビームを制御する、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  9. 　前記第１の間隔及び前記第２の間隔は、０．５波長以上、かつ、１波長以下の値である、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  10. 　前記送信アンテナ及び前記受信アンテナの少なくとも１つは、複数のサブアレー素子を含む、
    　請求項１に記載のレーダ装置。
  11. 　送信アレーアンテナと、
    　受信アレーアンテナと、
    　を具備し、
    　前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナは第１軸及び第２軸による２次元平面上に配置され、
    　前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナ列を含み、
    　前記複数の受信アンテナ列のそれぞれは第１の個数のアンテナを含み、前記第１の個数のアンテナのうち、隣り合うアンテナは前記第１軸方向に第１の間隔、前記第２軸方向に第２の間隔離れて配置され、
    　前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナ列を含み、
    　前記複数の送信アンテナ列は、前記第２軸方向に、前記第２の間隔の前記第１の個数倍の間隔で配置され、
    　前記複数の送信アンテナ列のそれぞれは複数のアンテナを含み、
    　前記複数のアンテナのそれぞれは、前記第２軸方向について同じ位置、及び、前記第１軸方向について異なる位置に配置され、
    　前記複数の送信アンテナ列のうち、前記第２軸方向にて連続して配置される２つの送信アンテナ列は、前記第１軸方向にて異なる位置に配置されるアンテナを少なくとも１つ含む、
    　送受信アレーアンテナ。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4365622A1 (en) * 2021-06-29 2024-05-08 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Estimation device and estimation method
JP2023011202A (ja) * 2021-07-12 2023-01-24 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010212946A (ja) * 2009-03-10 2010-09-24 Toshiba Corp アンテナ装置、レーダ装置
US20160134323A1 (en) * 2014-11-12 2016-05-12 Sony Corporation Array antennas including non-uniform antenna elements
JP2017058359A (ja) * 2015-09-17 2017-03-23 パナソニック株式会社 レーダ装置
JP2017130791A (ja) * 2016-01-20 2017-07-27 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 送信装置、受信装置、送信方法、および受信方法
US10014887B1 (en) * 2017-02-14 2018-07-03 Movandi Corporation Outphasing transmitters with improved wireless transmission performance and manufacturability
JP2018170571A (ja) * 2017-03-29 2018-11-01 セコム株式会社 アンテナ装置及びレーダ装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4737165B2 (ja) * 2006-10-31 2011-07-27 株式会社村田製作所 レーダの物標検知方法、およびこの物標検知方法を用いたレーダ装置
EP2963442B1 (en) * 2014-07-04 2016-11-30 Denso Corporation Radar apparatus
DE102014219113A1 (de) 2014-09-23 2016-03-24 Robert Bosch Gmbh MIMO-Radarvorrichtung zum entkoppelten Bestimmen eines Elevationswinkels und eines Azimutwinkels eines Objekts und Verfahren zum Betreiben einer MIMO-Radarvorrichtung
JP6396244B2 (ja) * 2015-03-25 2018-09-26 パナソニック株式会社 レーダ装置
WO2018051288A1 (en) * 2016-09-16 2018-03-22 Uhnder, Inc. Virtual radar configuration for 2d array
US10684354B2 (en) * 2016-12-05 2020-06-16 Echodyne Corp. Antenna subsystem with analog beam-steering transmit array and digital beam-forming receive array
JP7000293B2 (ja) 2018-10-10 2022-01-19 ヤフー株式会社 予測装置、予測方法、及び予測プログラム

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010212946A (ja) * 2009-03-10 2010-09-24 Toshiba Corp アンテナ装置、レーダ装置
US20160134323A1 (en) * 2014-11-12 2016-05-12 Sony Corporation Array antennas including non-uniform antenna elements
JP2017058359A (ja) * 2015-09-17 2017-03-23 パナソニック株式会社 レーダ装置
JP2017130791A (ja) * 2016-01-20 2017-07-27 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 送信装置、受信装置、送信方法、および受信方法
US10014887B1 (en) * 2017-02-14 2018-07-03 Movandi Corporation Outphasing transmitters with improved wireless transmission performance and manufacturability
JP2018170571A (ja) * 2017-03-29 2018-11-01 セコム株式会社 アンテナ装置及びレーダ装置

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