JP7361266B2

JP7361266B2 - レーダ装置

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Publication number: JP7361266B2
Application number: JP2019124568A
Authority: JP
Inventors: 健太岩佐; 英邦四方
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2018-09-28
Filing date: 2019-07-03
Publication date: 2023-10-16
Anticipated expiration: 2039-07-03
Also published as: JP2020056780A

Description

本開示は、レーダ装置に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。

また、レーダ装置として、受信ブランチに加え、送信ブランチにも複数のアンテナ素子（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている。

ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナ（以下、仮想受信アレー、または仮想受信アレーアンテナと呼ぶ）を構成できる。これにより、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を増大させる効果がある。

米国特許第９８６９７６２号明細書

本開示の一態様は、アンテナ１素子あたりの開口長および仮想受信アレーアンテナの開口長を拡大できる、改善されたレーダ装置の提供に資する。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、レーダ信号を送信アレーアンテナから送信するレーダ送信回路と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信アレーアンテナから受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、ｍ個のアンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って第１の間隔Ｄ_ｔで等間隔に配置される第１のアンテナ素子群を含み（ｍは１以上の整数）、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの他方は、（ｎ+１）個のアンテナ素子の位相中心が前記第１軸方向に沿って第２の間隔D_r(n)で配置される第２のアンテナ素子群を含む（ｎは１以上の整数）、前記第１の間隔Ｄ_ｔは式（１ａ）を満たし、

ここで、ｄ_Ｈは第１の基本間隔を示し、ｎ_ｔは１以上の整数、
前記第２の間隔D_r(n)は、式（１ｂ）を満たし、

ここで、Ｎ_ａは、1≦n＜N_a-1を満たす整数であり、
ｎ_ｒは、式（１ｃ）を満たす、

構成を採る。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、アンテナ１素子あたりの開口長および仮想受信アレーアンテナの開口長を拡大できる、改善されたレーダ装置を提供できる。

本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

実施の形態１に係るレーダ装置の構成の一例を示すブロック図実施の形態１に係るレーダ送信部の構成の一例を示すブロック図実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図実施の形態１に係る制御部による送信アンテナの時分割切替動作の一例を示す図実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部の他の構成の一例を示すブロック図実施の形態１に係るレーダ受信部の構成の一例を示すブロック図実施の形態１に係るレーダ装置のレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図実施の形態１に係る方向推定部の動作説明に用いる三次元座標系を示す図実施の形態１に係るアンテナ配置の一例を示す図実施の形態１に係るサブアレーアンテナ構成の一例を示す図実施の形態１のバリエーション１に係るアンテナ配置の一例を示す図実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナによる１次元ビームによる指向性パターンの一例を示す図実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナにウエイトをかけた場合の１次元ビームによる指向性パターンの一例を示す図実施の形態１の比較例１に係るアンテナの配置の一例を示す図実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナによる１次元ビームによる指向性パターンの一例と比較例１に係る仮想受信アレーアンテナによる１次元ビームによる指向性パターンの一例との比較を示す図実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナにウエイトをかけた場合の１次元ビームによる指向性パターンの一例と比較例１に係る仮想受信アレーアンテナによる１次元ビームによる指向性パターンの一例との比較を示す図実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナ配置の一例を示す図実施の形態１のバリエーション３に係るアンテナ配置の一例を示す図実施の形態１のバリエーション４に係るアンテナ配置の一例を示す図実施の形態１のバリエーション５に係るアンテナ配置の一例を示す図実施の形態１のバリエーション５に係る仮想受信アレーアンテナによる１次元ビームによる指向性パターンの一例を示す図実施の形態２に係るアンテナ配置の一例を示す図実施の形態２に係る各アンテナ素子のサイズの一例を示す図実施の形態２に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す図実施の形態２に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す図実施の形態２の比較例２に係るアンテナの配置の一例を示す図実施の形態２に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例と比較例２に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例との比較を示す図実施の形態２に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例と比較例２に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例との比較を示す図実施の形態２のバリエーション１に係る送信アレーアンテナおよび受信アレーアンテナの配置の一例を示す図実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナの配置の一例を示す図実施の形態２のバリエーション１に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す図実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す図実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す図実施の形態２のバリエーション２に係る送信アレーアンテナおよび受信アレーアンテナの配置の一例を示す図実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーアンテナの配置の一例を示す図実施の形態２のバリエーション２に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す図実施の形態２のバリエーション２に係るアンテナ素子のサイズがアンテナ素子毎に異なる場合の一例を示す図実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す図実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す図実施の形態２のバリエーション３に係る送信アレーアンテナおよび受信アレーアンテナの配置の一例を示す図実施の形態２のバリエーション３に係る仮想受信アレーアンテナの配置の一例を示す図実施の形態２のバリエーション３に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す図実施の形態２のバリエーション３に係るアンテナ素子のサイズがアンテナ素子毎に異なる場合の一例を示す図実施の形態２のバリエーション３に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す図実施の形態２のバリエーション３に係る仮想受信アレーアンテナによる２次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す図実施の形態３に係る送受信アレーアンテナの配置及び仮想受信アレーアンテナの配置の一例を示す図実施の形態３に係る送受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図実施の形態３に係る仮想受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図実施の形態３に係る送受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図実施の形態３に係る仮想受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図実施の形態３に係る送受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図実施の形態３に係る仮想受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図実施の形態４に係るレーダ装置の構成の一例を示すブロック図実施の形態５に係るレーダ装置の構成の一例を示すブロック図実施の形態５に係るレーダ装置が用いるチャープパルスの一例を示す図

例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。

広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。

一つ目の構成は、パルス波又は変調波を狭角（数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。この構成では、高分解能を得るためには走査回数が増加するので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。

二つ目の構成は、受信ブランチにおいて、複数のアンテナ（複数のアンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ素子間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival (ＤＯＡ) estimation）を用いる構成である。この構成では、送信ブランチでの送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、受信ブランチにおいて到来角を推定できるので、走査時間の短縮化を図ることができ、１つ目の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくＣａｐｏｎ法及びＬＰ（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。

また、受信ブランチに加え、送信ブランチでも複数のアンテナ素子を用いてビーム走査を行うＭＩＭＯレーダは、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号を複数の送信アンテナ素子から送信し、周辺物体で反射された信号を複数の受信アンテナ素子で受信し、受信信号の各々から、多重された送信信号を分離して受信する。

さらに、ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナ（仮想受信アレー、又は、仮想受信アレーアンテナ）を構成できる。これにより、送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積で示される伝搬路応答を得ることができ、送受信アンテナ素子間隔を適切に配置することで、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を仮想的に拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。

ここで、ＭＩＭＯレーダにおけるアンテナ素子構成として、１つのアンテナ素子を用いる構成（以下、単体アンテナと呼ぶ）と、複数のアンテナ素子をサブアレー化した構成（以下、サブアレー、またはサブアレーアンテナ構成と呼ぶ）とに大別される。

単体アンテナを用いた場合は、サブアレーを用いた場合と比較して、広い指向性を有する特性となるが、アンテナ利得は相対的に低くなる。そのため、反射波信号の受信ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）を向上させるためには、受信信号処理において、例えば、より多くの加算処理を行うか、或いは、単体アンテナを複数用いてアンテナを構成することになる。

一方、サブアレーを用いた場合は、単体アンテナを用いた場合と比較して、１つのサブアレーには、複数のアンテナ素子が含まれるため、アンテナとしての物理的なサイズが大きくなり、メインビーム方向のアンテナ利得を向上させることができる。具体的には、サブアレーの物理的なサイズは、送信信号の無線周波数（キャリア周波数）における波長程度以上となる。

また、ＭＩＭＯレーダは垂直方向又は水平方向の１次元走査を行う場合以外に、垂直方向及び水平方向の２次元のビーム走査を行う場合にも適用可能である（例えば、特許文献１を参照）。

２次元にビーム走査が行われるＭＩＭＯレーダとして、例えば、車載用途などに用いられる長距離用のＭＩＭＯレーダがある。長距離用のＭＩＭＯレーダにおいては、水平方向に１次元にビーム走査を行うＭＩＭＯレーダと同等の水平方向の高い分解能が求められるのに加え、垂直方向の角度推定能力も求められる。

例えば、低コスト化等の要請から、ＭＩＭＯレーダに対して送受信ブランチのアンテナ数の制約（例えば、送信４アンテナ素子程度および／または受信４アンテナ素子程度）がある場合、より多くのアンテナ素子を用いて反射波信号の受信ＳＮＲを向上させることが困難である。さらに、２次元にビーム走査が行われるＭＩＭＯレーダは、１次元ビーム走査を行うＭＩＭＯレーダと比較して、ＭＩＭＯレーダによる仮想受信アレーアンテナの開口長も制約され、水平方向の分解能が低下する。

垂直方向の角度推定能力を向上させるために、例えば、アレーアンテナを構成するアンテナ素子（以下、アレー素子と呼ぶ）の各々が更に複数のアンテナ素子から構成されるサブアレーアンテナ構成を用いることにより。アレーアンテナの指向性利得を向上させることがある。しかしながら、送信アンテナ素子と受信アンテナ素子とのいずれについても、アンテナ素子を水平方向及び垂直方向に半波長程度で等間隔に配置する場合、隣接するアンテナ素子との間隔も半波長程度となる。したがって、隣接するアンテナ素子との物理的な干渉による物理的制約から、アンテナ素子のサイズを半波長程度よりも大きくすることが困難であり、アンテナ素子をサブアレー化するのが困難である。

一方、アンテナ素子をサブアレー化するためにアンテナを不等間隔に配置し、隣接するアンテナ間の間隔を１波長以上拡げることも可能である（特許文献１を参照）。しかしながら、隣接するアンテナ間の間隔を１波長以上拡げると、仮想受信アレーアンテナの間隔が１波長以上に拡がり、角度方向のグレーティングローブ又はサイドローブ成分が発生し、レーダ装置による誤検出の確率が増大する。

誤検出の少ないＭＩＭＯレーダを実現するためには、形成するビームのサイドローブが低くなるような仮想受信アレーアンテナの構成が求められる。サイドローブを低くするために、仮想受信アレーアンテナにおいてアンテナ素子を水平方向および垂直方向に半波長程度で等間隔に配置するのが望ましい。そこで、アンテナ素子を１波長以上の一定間隔で配置しつつ、仮想受信アレーアンテナを半波長の間隔で配置する構成も提案されている（特許文献１を参照）。しかしながら、仮想受信アレーアンテナを半波長の間隔で配置する以上、アンテナ数の制約によって仮想受信アレーアンテナの開口長が制限される。また、アンテナ素子間隔を拡げるほどグレーティングローブがメインローブの近くに発生し、誤検出の確率が増大する。

＜実施の形態１＞
本開示の一態様によれば、仮想受信アレーアンテナの開口長を拡げつつ、不要なグレーティングローブの発生を抑えることができるレーダ装置が提供される。また、アンテナ素子にサブアレーアンテナ構成を用いて、アンテナ素子の指向性利得を向上できるレーダ装置が提供される。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

なお、以下に説明する実施の形態は一例であり、本開示は以下の実施の形態により限定されるものではない。

［レーダ装置１０の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成の一例を示すブロック図である。レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチまたはレーダ送信回路とも称する）１００と、レーダ受信部（受信ブランチまたはレーダ受信回路とも称する）２００と、基準信号生成部（基準信号生成回路）３００と、制御部（制御回路）４００と、を有する。

レーダ装置１０は、例えば、時分割多重方式を用いたＭＩＭＯレーダである。即ち、レーダ装置１０のレーダ送信部１００において、複数の送信アンテナが時分割で切り替えられ、時分割多重された異なるレーダ送信信号が送出される。また、レーダ装置１０のレーダ受信部２００において、時分割多重された各送信信号を分離することにより受信処理が行われる。しかしながら、レーダ装置１０の構成は、これに限定されない。例えば、レーダ装置１０のレーダ送信部１００において、複数の送信アンテナから周波数分割多重された異なる送信信号が送出され、レーダ受信部１００において、周波数分割多重された各送信信号を分離することにより受信処理が行われる構成でもよい。また、同様に、例えば、レーダ装置１０のレーダ送信部１００において、複数の送信アンテナから符号分割多重された異なる送信信号が送出され、レーダ受信部１００において、符号分割多重された各送信信号を分離することにより受信処理が行われる構成でもよい。以下においては、時分割多重方式を用いるレーダ装置１０を例にとって説明する。

レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取る基準信号に基づいて高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ｔを時分割で切り替えて、レーダ送信信号を送信する。

レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）において反射されたレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ａを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取る基準信号を用いて、下記の処理動作を行うことで、レーダ送信部１００と同期した処理を行う。レーダ受信部２００は、各受信アンテナ素子２０２において受信した反射波信号を信号処理し、少なくともターゲットの有無検出又は方向推定を行う。なお、ターゲットは、レーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（２輪、３輪、及び４輪を含む）又は人を含む。

基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。

制御部４００は、レーダ送信部１００が生成するパルス符号、レーダ送信部１００による可変ビーム制御において設定する位相、及び、レーダ送信部１００が信号を増幅するレベルを、レーダ送信周期T_r毎に設定する。そして、制御部４００は、パルス符号を指示する制御信号（符号制御信号）、位相を指示する制御信号（位相制御信号）、及び、送信信号の増幅レベルを指示する制御信号（送信制御信号）を、レーダ送信部１００に出力する。また、制御部４００は、レーダ送信部１００における送信サブアレー＃１～＃Ｎの切替（レーダ送信信号の出力切替）タイミングを指示する出力切替信号を、レーダ受信部２００に出力する。

［レーダ送信部１００の構成］
図２は、本実施の形態に係るレーダ送信部１００の構成の一例を示すブロック図である。レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部（レーダ送信信号生成回路）１０１と、送信周波数変換部（送信周波数変換回路）１０５と、電力分配器（電力分配回路）１０６と、送信増幅部（送信増幅回路）１０７と、送信アレーアンテナ１０８と、を有する。

なお、以下では、符号化パルスレーダを用いたレーダ送信部１００の構成を一例として示すが、これに限定されず、例えば、ＦＭ－ＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダの周波数変調を用いたレーダ送信信号に対しても同様に適用可能である。

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取る基準信号を所定数倍したタイミングクロック（クロック信号）を生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、制御部４００からの所定のレーダ送信周期T_r毎の符号制御信号に基づいて、レーダ送信周期T_rにてレーダ送信信号を繰り返し出力する。

レーダ送信信号は、y(k_t,M)=I(k_T,M)+jQ(k_t,M)で表される。ここで、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Ｍはレーダ送信周期の序数を表す。また、I(k_T,M)及びQ(k_T,M)は、第M番目のレーダ送信周期における離散時刻k_Tにおけるレーダ送信信号(k_T,M)の同相成分（In-Phase成分）、及び直交成分（Quadrature成分）をそれぞれ表す。

レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部（符号生成回路）１０２と、変調部（変調回路）１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とを含む。

符号生成部１０２は、レーダ送信周期T_r毎の符号制御信号に基づいて、第M番目のレーダ送信周期における符号長Lの符号系列の符号a_n(M)（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。符号生成部１０２において生成される符号a_n(M)には、低レンジサイドローブ特性が得られるパルス符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Ｂａｒｅｒ符号、M系列符号、Ｇｏｌｄ符号が挙げられる。なお、符号生成部１０２で生成される符号a_n(M)は、同一の符号であっても、異なる符号が含まれる符号であってもよい。

変調部１０３は、符号生成部１０２から出力される符号a_n(M)に対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、またはパルスシフトキーイング）又は位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。

ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から出力される変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信周波数変換部１０５へ出力する。

送信周波数変換部１０５は、ＬＰＦ１０４から出力されるベースバンドのレーダ送信信号を、所定のキャリア周波数（ＲＦ:Radio Frequency）帯でのレーダ送信信号に周波数変換する。

電力分配器１０６は、送信周波数変換部１０５から出力される無線周波数帯のレーダ送信信号をＮ_ｔ個に分配し、各送信増幅部１０７へ出力する。

送信増幅部１０７（１０７－１～１０７－Ｎ_ｔ）は、制御部４００から指示されるレーダ送信周期T_r毎の送信制御信号に基づいて、出力されるレーダ送信信号を所定レベルに増幅して出力するか、或いは送信出力をオフとする。

送信アレーアンテナ１０８は、Ｎ_ｔ個の送信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ｔ（１０８－１～１０８－Ｎ_ｔ）を有する。各送信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ｔは、それぞれ、個別の送信増幅部１０７－１～１０７－Ｎ_ｔに接続され、個別の送信増幅部１０７－１～１０７－Ｎ_ｔから出力されるレーダ送信信号を送信する。

図３は、実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図である。各レーダ送信周期T_rのうち、符号送信区間T_wの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（T_r－T_w）は無信号区間となる。符号送信区間T_w内には符号長Lパルス符号系列が含まれる。１つの符号には、L個のサブパルスが含まれる。また、１つのサブパルスあたり、N_o個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間T_w内には、N_r（=N_o×L）個のサンプルが含まれる。また、レーダ送信周期T_rにおける無信号区間（T_r－T_w）には、Nu個のサンプルが含まれる。

図４は、制御部４００による各送信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ｔの時分割切替動作の一例を示す。図４において、制御部４００は、レーダ送信周期T_r毎に、送信アンテナ素子＃１から送信アンテナ素子＃Ｎ_ｔまで順に、各送信アンテナ素子からの出力を切り替える指示をする制御信号（符号制御信号、送信制御信号）をレーダ送信部１００へ出力する。また、制御部４００は、各送信サブアレーの送信出力期間を（T_r×N_b）とし、全ての送信サブアレーの送信出力期間（T_r×N_p）=（T_r×N_b×N_t）の切替動作を、N_c回繰り返す制御を行う。また、後述するレーダ受信部２００は、制御部４００の切替動作に基づいて測位処理を行う。

例えば、送信アンテナ素子＃１からレーダ送信信号を送信する場合、制御部４００は、送信アンテナ素子＃１に接続された送信増幅部１０７－１に対して、入力信号を所定レベルに増幅するように指示する送信制御信号を出力し、送信アンテナ素子＃１に接続されていない送信増幅部１０７－２～１０７－Ｎ_ｔに対して、送信出力をオフとするように指示する送信制御信号を出力する。

同様に、送信アンテナ素子＃２からレーダ送信信号を送信する場合、制御部４００は、送信アンテナ素子＃２に接続された送信増幅部１０７－２に対して、入力信号を所定レベルに増幅するように指示する送信制御信号を出力し、送信アンテナ素子＃２に接続されていない送信増幅部１０７に対して、送信出力をオフとするように指示する送信制御信号を出力する。

以降、制御部４００は、送信アンテナ素子＃３～＃Ｎ_ｔに対して同様の制御を順に行う。以上、制御部４００によるレーダ送信信号の出力切替動作について説明した。

［レーダ送信部１００の他の構成］
図５は、実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部１０１の他の構成の一例を示すブロック図である。レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図５に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図２に示される符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに図５に示される符号記憶部（符号記憶回路）１１１及びＤＡ変換部（ＤＡ変換回路）１１２を備える。

符号記憶部１１１は、図２に示される符号生成部１０２において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。

ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログのベースバンド信号に変換する。

［レーダ受信部２００の構成］
図６は、本実施の形態に係るレーダ受信部２００の構成の一例を示すブロック図である。レーダ受信部２００は、受信アレーアンテナ２０２と、Ｎ_ａ個のアンテナ素子系統処理部（アンテナ素子系統処理回路）２０１（２０１－１～２０１－Ｎ_ａ）と、方向推定部（方向推定回路）２１４と、を有する。

受信アレーアンテナ２０２は、Ｎ_ａ個の受信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ａ（２０２－１～２０２－Ｎ_ａ）を有する。Ｎ_ａ個の受信アンテナ素子２０２－１～２０２－Ｎ_ａは、測定ターゲット（物体）を含む反射物体に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、それぞれ、対応するアンテナ素子系統処理部２０１－１～２０１－Ｎ_ａへ受信信号として出力する。

各アンテナ素子系統処理部２０１（２０１－１～２０１－Ｎ_ａ）は、受信無線部（受信無線回路）２０３と、信号処理部（信号処理回路）２０７とを有する。受信無線部２０３及び信号処理部２０７は、基準信号生成部３００から受け取る基準信号を所定数倍したタイミングクロック（基準クロック信号）を生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作することにより、レーダ送信部１００との同期を確保する。

受信無線部２０３は、増幅器（増幅回路）２０４と、周波数変換器（周波数変換回路）２０５と、直交検波器（直交検波回路）２０６と、を有する。具体的には、第z番目の受信無線部２０３において、増幅器２０４は、第z番目の受信アンテナ素子＃ｚから受け取る受信信号を所定レベルに増幅する。ここで、z=1,…,N_rである。次いで、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換する。次いで、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。

各信号処理部２０７は、第１のＡＤ変換部（ＡＤ変換回路）２０８、第２のＡＤ変換部（ＡＤ変換回路）２０９と、相関演算部（相関演算回路）２１０と、加算部（加算回路）２１１と、出力切替部（出力切替回路）２１２と、Ｎ_ｔ個のドップラ解析部（ドップラ解析回路）２１３－１～２１３－Ｎ_ｔと、を有する。

第１のＡＤ変換部２０８は、直交検波器２０６からＩ信号を入力する。第１のＡＤ変換部２０８は、Ｉ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Ｉ信号をデジタルデータに変換する。

第２のＡＤ変換部２０９は、直交検波器２０６からＱ信号を入力する。第２のＡＤ変換部２０９は、Ｑ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Ｑ信号をデジタルデータに変換する。

ここで、第１のＡＤ変換部２０８及び第２のＡＤ変換部２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間T_p（=T_w/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。

図７は、実施の形態１に係るレーダ装置１０のレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す。以下の説明では、I信号I_z(k,M)及びQ信号Q_z(k,M)を用いて、第１のＡＤ変換部２０８及び第２のＡＤ変換部２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期T_r[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号x_z(k,M)=I_z(k,M)+jQ_z(k,M)と表す。また、以下では、離散時刻kは、レーダ送信周期（T_r）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期T_rが終了する前までのサンプル点であるk=(N_r+N_u)N_s/N_oまで周期的に計測を行う。すなわち、k=1,…,(N_r+N_u)N_s/N_oとなる。ここでjは虚数単位である。

第z番目の信号処理部２０７において、相関演算部２１０は、レーダ送信周期T_r毎に、第１のＡＤ変換部２０８及び第２のＡＤ変換部２０９から受け取る離散サンプル値x_z(k,M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号a_n(M)（ただし、z=1,…,N_a、n＝1,…,L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１０は、離散サンプル値x_z(k,M)と、パルス符号a_n(M)とのスライディング相関演算を行う。例えば、第M番目のレーダ送信周期T_r[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値AC_z(k,M)は、式（１）に基づき算出される。

式（１）において、アスタリスク（*）は複素共役演算子を表す。

相関演算部２１０は、例えば、式（１）に従って、k=1,…,(N_r+N_u)N_s/N_oの期間に亘って相関演算を行う。

なお、相関演算部２１０は、k=1,…,(N_r+N_u)N_s/N_oに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。限定することにより、相関演算部２１０における演算処理量が低減される。例えば、相関演算部２１０は、k=N_s(L+1),…,(N_r+N_u)N_s/N_o－N_sLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図７に示されるように、レーダ装置１０は、符号送信区間T_wに相当する時間区間では測定を行わない。

上述の構成により、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１０による処理が行われない。したがって、レーダ装置１０は、回り込みの影響を排除して測定できる。また、測定レンジ（kの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１１、出力切替部２１２、ドップラ解析部２１３、及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（kの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。

第z番目の信号処理部２０７において、加算部２１１は、制御部４００から出力される出力切替信号に基づいて、第N_D番目の送信アンテナ素子＃Ｎ_Ｄから連続的に送信されるレーダ送信周期T_rの複数回N_bの期間（T_r×N_b）を単位として、離散時刻k毎に相関演算部２１０から受け取る相関演算値AC_z(k,M)を用いて、加算（コヒーレント積分）処理を行う。ここで、N_D=1,…,N_t、z=1,…,N_aである。

期間（T_r×N_b）に亘る加算（コヒーレント積分）処理は次の式（２）で表される。

ここで、CI_z ^(ND)(k,m)は相関演算値の加算値（以下、相関加算値と呼ぶ）を表し、mは加算部２１１における加算回数の序数を示す１以上の整数である。また、z=1,…, N_aである。

なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃うことが条件となる。つまり、加算回数は、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これは、ターゲットの想定最大移動速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数の変動量が大きく、高い相関を有する時間期間が短くなるため、N_p（=N×N_b）は小さい値となり、加算部２１１での加算による利得向上効果が小さくなるためである。

第z番目の信号処理部２０７において、出力切替部２１２は、制御部４００から出力される出力切替信号に基づいて、第N_Dの送信アンテナ素子から連続的に送信されるレーダ送信周期T_rの複数回N_bの期間（T_r×N_b）を単位に加算した、離散時間ｋ毎の加算結果CI_z ^(ND)(k,m)を、第N_Dのドップラ解析部２１３－Ｎ_Ｄに択一的に切り替えて出力する。ここで、N_D=1,…,N_t、z=1,…,N_aである。

各信号処理部２０７は、送信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ｔと同数のＮ_ｔ個のドップラ解析部２１３－１～２１３－Ｎ_ｔを有する。ドップラ解析部２１３（２１３－１～２１３－Ｎ_ｔ）は、離散時間ｋ毎に得られた加算部２１１のN_c個の出力であるCI_z ^(ND)(k,N_C(w－1)+1)～CI_z ^(ND)(k,N_C×w)を一単位として、離散時間kのタイミングを揃えてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラ解析部２１３は、以下の式（３）に示すように、２N_f個の異なるドップラ周波数f_sΔΦに応じた位相変動Φ(f_s)=2πf_s(T_r×N_b)ΔΦを補正した後に、コヒーレント積分を行う。

ここで、FT_CI_z ^(ND)(k,f_s,w)は、第z番目の信号処理部２０７における第N_D番目のドップラ解析部２１３－Ｎ_Ｄにおける第w番目の出力であり、加算部２１１の第N_D番目の出力に対する、離散時間kでのドップラ周波数f_sΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、N_D=1,…,N_tであり、f_s=－N_f+1,…,0,N_fであり、k=1,…,(N_r+Nu)Ns/N_oであり、wは自然数であり、ΔΦは位相回転単位であり、jは虚数単位であり、z=1,…,N_aである。

これにより、各信号処理部２０７は、離散時間k毎の2N_f個のドップラ周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CI_z ^(ND)(k,－N_f+1,w),…,FT_CI_z ^(ND)(k,N_f－1,w)を、レーダ送信周期間T_rの複数回N_b×N_cの期間（T_r×N_b×N_c）毎に得る。

ΔΦ=1/N_cとした場合、上述したドップラ解析部２１３の処理は、サンプリング間隔T_m=(T_r×N_p)、サンプリング周波数f_m=1/T_mで加算部２１１の出力を離散フーリエ変換（DFT）処理していることと等価である。

また、N_fを２のべき乗の数に設定することで、ドップラ解析部２１３は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ:Fast Fourier Transform）処理を適用でき、演算処理量を削減できる。なお、N_f>N_cでは、q>N_cとなる領域においてCI_z ^(ND)(k,N_c(w－1)+1)=0とするゼロ埋め処理を行うことで、ドップラ解析部２１３は、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を削減できる。

また、ドップラ解析部２１３において、ＦＦＴ処理の代わりに、上述の式（３）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラ解析部２１３は、離散時刻k毎に得られた加算部２１１のN_c個の出力であるCI_z ^(ND)(k,N_c(w－1)+q+1)に対して、f_s=－N_f+1,…,0,N_f－に対応する係数exp[－j2πf_sT_rN_bqΔΦ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q=0,…,N_c－1である。

なお、以下の説明では、第１番目のアンテナ素子系統処理部２０１－１の信号処理部２０７から第Ｎ_ａ番目のアンテナ系統処理部２０１－Ｎ_ａの信号処理部２０７の各々において同様の処理を施して得られた第w番目の出力FT_CI_z ⁽¹⁾(k,f_s,w),…,FT_CI_z ^(Na)(k,f_s,w)を、次の式（４）（又は式（５））のように仮想受信アレー相関ベクトルh(k,f_s,w)として表記する。

仮想受信アレー相関ベクトルh(k,f_s,w)は、送信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ｔの数N_tと受信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ａの数Ｎ_ａとの積であるN_t×N_a個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh(k,f_s,w)は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ素子＃１～＃Ｎ_ａ間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,N_aであり、N_D=1,…,N_tである。

また、上述の式（４）及び式（５）では、各送信サブアレーからの送信時間差に起因するドップラ周波数（f_sΔΦ）毎の位相回転が補正されている。すなわち、第１の送信サブアレー（N_D＝1）を基準として、第N_Dの送信サブアレーからのドップラ周波数（f_sΔΦ）成分の受信信号FT_CI_z ^(Na)(k,f_s,w)に対し、exp[－j2πf_sΔΦ(N_D－1)T_rN_b]が乗算されている。

以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。

方向推定部２１４は、第1番目のアンテナ素子系統処理部２０１－１の信号処理部２０７ないし第Ｎ_ａ番目のアンテナ素子系統処理部２０１－Ｎ_ａの信号処理部２０７から出力されるw番目のドップラ解析部２１３の仮想受信アレー相関ベクトルh(k,f_s,w)に対して、以下の式（６）で表されるように、送信アレーアンテナ１０８間及び受信アレーアンテナ２０２間の移相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値h_cal[b]を乗算することで、アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)を算出する。なお、b=1,…,(N_t×N_a)である。

アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)は、N_a×N_r個の要素からなる列ベクトルである。以下では、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)の各要素をh₁(k,f_s,w),…,h_Na×Nr(k,f_s,w)と表記して、方向推定処理の説明に用いる。

次いで、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)を用いて、受信アレーアンテナ２０２間の反射波信号の位相差に基づいて反射波信号の到来方向の推定処理を行う。

方向推定部２１４は、方向推定評価関数値P_H(θ,k,f_s,w)における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向の推定値とする。

なお、評価関数値P_H(θ,k,f_s,w)は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば、公知のアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。

例えば、ビームフォーマ法は、以下の式（７）及び式（８）のように表すことができる。

ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a_H(θ_u)は、方位方向θ_uの到来波に対する仮想受信アレーアンテナの方向ベクトルを示すまた、θ_uは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β₁で変化させたものである。例えば、θ_uは以下のように設定される。

ここでfloor(x)は、実数xを超えない最大の整数値を返す関数である。

なお、ビームフォーマ法に代えて、Ｃａｐｏｎ、ＭＵＳＩＣといった手法も同様に適用可能である。

図８は、実施の形態１に係る方向推定部２１４の動作説明に用いる三次元座標系を示す。方向推定部２１４の処理を図８に示される三次元座標系に適応することにより２次元方向に推定処理を行う場合について、以下説明する。

図８において、原点Oを基準とした物標（ターゲット）P_Tの位置ベクトルをr_PTと定義する。また、図８では、物標P_Tの位置ベクトルr_PTをＸＺ平面に射影した射影点をP_T’とする。この場合、方位角θは、直線O-P_T’とＺ軸とのなす角度と定義される（物標P_TのＸ座標が正の場合、θ>0）。また、仰角φは、物標P_T、原点O及び射影点P_T’を含む平面内での、物標P_T、原点O及び射影点P_T’を結ぶ線の角度と定義される（物標P_TのＹ座標が正の場合、φ>0）。なお、以下では、ＸＹ平面内に送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２を配置する場合を一例として説明を行う。

原点Oを基準とした、仮想受信アレーアンテナにおける第n_va番目のアンテナ素子の位置ベクトルをSn_vaと表記する。ここで、n_va=1,…, N_t×N_aである。

仮想受信アレーアンテナにおける第１番目（n_va=1）のアンテナ素子の位置ベクトルS_１は、第1番目の受信アンテナ素子Ｒｘ＃１の物理的な位置と原点Oとの位置関係に基づいて決定される。仮想受信アレーアンテナにおける他のアンテナ素子の位置ベクトルS_２,…,Sn_vaは、第1番目のアンテナ素子の位置ベクトルS_１を基準に、ＸＹ平面内に存在する送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２の素子間隔から決定される仮想受信アレーアンテナの相対的な配置を保持した状態で決定される。なお、原点Oを第1番目の受信アンテナ素子Ｒｘ＃１の物理的な位置と一致させてもよい。

レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標P_Tからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーアンテナの第1番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第2番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(r_PT,2,1)は、以下の式（９）で示される。ここで、<x,y>はベクトルx及びベクトルyの内積演算子である。

なお、仮想受信アレーアンテナの第1番目のアンテナ素子の位置ベクトルを基準とした、第2番目のアンテナ素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(2,1)として次の式（１０）で表す。

同様に、レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標P_Tからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーアンテナの第n_va ^(r)番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第n_va ^(t)番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(r_PT, n_va ^(t),n_va ^(r))は、以下の式（１１）で示される。ここで、n_va ^(r)＝1,…, N_t×N_a、n_va ^(t)＝1,…, N_t×N_aである。

なお、仮想受信アレーアンテナの第n_va ^(r)番目のアンテナ素子の位置ベクトルを基準とした、第n_va ^(t)番目のアンテナ素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(n_va ^(t),n_va ^(r))として次の式（１２）に表す。

上述の式（１１）及び式（１２）に示すように、仮想受信アレーアンテナの第n_va ^(r)番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第n_va ^(t)番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(r_PT,n_va ^(t), n_va ^(r))は、遠方界に存在する物標P_Tの方向を示す単位ベクトル（r_PT/|r_PT|）及び素子間ベクトルD(n_va ^(t),n_va ^(r))に依存する。

また、仮想受信アレーアンテナが同一平面内に存在する場合、素子間ベクトルD(n_va ^(t),n_va ^(r))は同一平面上に存在する。方向推定部２１４は、このような素子間ベクトルの全て又は一部を用いて、素子間ベクトルが示す位置に仮想的にアンテナ素子が存在するものとして、仮想面配置アレーアンテナを構成し、２次元における方向推定処理を行う。すなわち、方向推定部２１４は、仮想受信アレーアンテナを構成するアンテナ素子に対する補間処理によって補間された複数の仮想的なアンテナを用いて到来方向推定処理を行う。

なお、方向推定部２１４は、仮想的なアンテナ素子が重複する場合、重複するアンテナ素子のうちの一つのアンテナ素子を予め固定的に選択してもよい。又は、方向推定部２１４は、重複する全ての仮想的なアンテナ素子での受信信号を用いて加算平均処理を施してもよい。

以下、N_q個の素子間ベクトル群を用いて、仮想面配置アレーアンテナを構成した場合における、ビームフォーマ法を用いた２次元における方向推定処理について説明する。

ここで、仮想面配置アレーアンテナを構成する第n_q番目の素子間ベクトルをD(n_va(nq) ^(t),n_va(nq) ^(r))と表す。ここで、n_q＝1,…,N_qである。

方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)の各要素であるh₁(k,f_s,w),…,h_Na×N(k,f_s,w)を用いて、以下の式（１３）に示す仮想面配置アレーアンテナ素子相関ベクトルh_VA(k,f_s,w)を生成する。

仮想面配置アレー方向ベクトルa_VA(θ_u,φ_v)を、次の式（１４）に示す。

仮想受信アレーアンテナがＸＹ平面内に存在する場合、物標P_Tの方向を示す単位ベクトル(r_PT/|r_PT|)と、方位角θ及び仰角φとの関係を次の式（１５）に示す。

方向推定部２１４は、垂直方向及び水平方向の２次元空間プロファイルを算出する各角度方向θ_u,φ_vに対して、上述の式（１５）を用いて単位ベクトル(r_PT/|r_PT|)を算出する。

さらに、方向推定部２１４は、仮想面配置アレーアンテナ素子相関ベクトルh_VA(k,f_s,w)、及び、仮想面配置アレー方向ベクトルa_VA(θ_u,φ_v)を用いて、水平方向及び垂直方向の２次元方向推定処理を行う。

例えば、ビームフォーマ法を用いた２次元における方向推定処理では、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルh_VA(k,f_s,w)及び仮想面配置アレー方向ベクトルa_VA(θ_u,φ_v)を用いて、次の式（１６）で示される２次元における方向推定評価関数を用いて垂直方向及び水平方向の２次元空間プロファイルを算出し、２次元空間プロファイルの最大値又は極大値となる方位角及び仰角方向を到来方向の推定値とする。

なお、方向推定部２１４は、ビームフォーマ法以外にも、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルh_VA(k,f_s,w)及び仮想面配置アレー方向ベクトルa_VA(θ_u,φ_v)を用いて、Capon法又はMUSIC法などの高分解能到来方向推定アルゴリズムを適用してもよい。これにより、演算量は増加するが、角度分解能を高めることができる。

なお、上述した離散時間kは、距離情報に変換して出力されてもよい。離散時間kを距離情報R(k)に変換する際には次の式（１７）を用いればよい。

ここで、T_wは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C₀は光速度を表す。

また、ドップラ周波数情報は、相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数f_sΔΦを相対速度成分v_d(f_s)に変換する際には次の式（１８）を用いて変換できる。

ここで、λは送信周波数変換部１０５から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。

方向推定部２１４から得られた結果を、車両に搭載された車両制御部（図示せず）に出力する。車両制御部は、方向推定結果を用いて、車両の制御を行う。

［レーダ装置１０におけるアンテナ配置］
以上の構成を有するレーダ装置１０における送信アレーアンテナ１０８および受信アレーアンテナ２０２の配置について説明する。

図９は、実施の形態１に係るアンテナ配置の一例を示す図である。送信アレーアンテナ１０８を構成する送信アンテナ素子の総数N_tは3以上であり、受信アレーアンテナ２０２を構成する受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは4以上である。送信アレーアンテナ１０８および受信アレーアンテナ２０２のいずれも、第１軸方向に沿って配置される。図９において、例えば、第１軸方向および第２軸方向は、それぞれ水平方向および垂直方向である。

ここで、第１軸方向の基本間隔を、d_H（半波長程度）とする。図９に示されるように、N_t個の送信アンテナ素子Tx#1～Tx#N_tは、第１軸に沿って第１の間隔D_tで等間隔に配置される。D_tは、基本間隔d_Hの正の整数倍である。即ち、ある正の整数n_tにより、D_t＝n_t×d_Hと表される。なお、N_t個の送信アンテナ素子Tx#1～Tx#N_tを送信アンテナ素子群、送信アンテナ群と呼ぶ。

また、図９に示されるように、Ｎ_ａ個の受信アンテナ素子Rx#1～Rx#N_aは、それぞれ、隣の受信アンテナ素子との間隔D_r(1)～D_r(N_a-1)で不等間隔に配置される。間隔D_r(n)（1≦n≦N_a-1）は、受信アンテナ素子Rx#nの右隣の受信アンテナ素子Rx#n+1との間隔を表し、D_r(n)=(n_r(n)×n_t＋1)d_Hと表される。ここで、n_r＝[n_r(1),n_r(2),…,n_r(N_a-1)]は、中央に位置する１つまたは２つの値を１とし、その両隣に０または１ずつ増加させた値の列が対称に並ぶ数列である。N_a=4の場合、例えば、n_r=[2,1,2]である。N_a=5の場合、例えば、n_r=[2,1,1,2]である。N_a=6の場合、例えば、n_r=[2,1,1,1,2]、n_r=[2,2,1,2,2]、またはn_r=[3,2,1,2,3]である。1≦n＜N_a-1を満たす正の整数nに対して、n_r(n)=n_r(N_a-n)が成り立ち、D_r(n)についても、同様にD_r(n)=D_r(N_a-n)が成り立つ。つまり、図９の受信アレーアンテナ２０２の配置は、中央部分が狭い間隔であり、端部は広い間隔である。なお、Ｎ_ａ個の受信アンテナ素子Rx#1～Rx#N_aを受信アンテナ素子群、または、受信アンテナ群と呼ぶ。

受信アレーアンテナ１０８および受信アレーアンテナ２０２は、図９に示す点を位相中心として、アンテナ素子の開口長（図示なし）を第１軸方向および第２軸方向に拡げることができる。これにより、水平方向および垂直方向のビーム幅を絞り、高いアンテナ利得を得ることができる。各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、さらに、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

図１０は、実施の形態１に係るサブアレーアンテナ構成の一例を示す図である。図１０に示される第１軸方向および第２軸方向は、例えば、それぞれ、水平方向および垂直方向である。

図１０に示されるように、サブアレーアンテナ素子の間隔を半波長程度として、アンテナ素子には、様々なサブアレーアンテナ構成を用いることができる。例えば、（ａ）第１軸方向１素子、第２軸方向に４素子のサブアレーアンテナ構成を用いた場合、（ｂ）第１軸方向１素子、第２軸方向１０素子のサブアレーアンテナ構成を用いた場合、（ｃ）第１軸方向２素子、第２軸方向４素子のサブアレーアンテナ構成を用いた場合、（ｄ）第１軸方向２素子、第２軸方向１０素子のサブアレーアンテナ構成を用いた場合などが考えられる。さらに、サブアレーアンテナ構成は、図１０に示す構成に限らず、アンテナ素子のサイズが隣接するアンテナ素子に物理的に干渉しない程度に開口長を拡大してもよい。開口長を拡大することにより、アンテナ利得を向上させることが可能である。

レーダ装置１０における素子数がN_t個の送信アレーアンテナ１０８及び素子数がＮ_ａ個の受信アレーアンテナ２０２が第１軸に沿って配置される場合について、以下に複数の例を示す。

＜実施の形態１のバリエーション１＞
本実施の形態のバリエーション１では、送信アンテナ素子の数が４個、受信アンテナ素子の数が４個の場合のアンテナ配置と、それを用いた到来方向推定手法とについて説明する。

図１１は、実施の形態１のバリエーション１に係るアンテナ配置の一例を示す図である。図１１に示される第１軸方向および第２軸方向は、例えば、それぞれ、水平方向および垂直方向である。なお、第１軸方向に垂直な破線によって区切られた間隔は、第１軸方向の基本間隔d_Hを表す。以降の図においても、同様の破線によって第１軸方向の基本間隔d_Hが表される場合がある。送信アレーアンテナ１０８ａの配置および受信アレーアンテナ２０２ａの配置によって、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１の配置が構成される。

図１１において、送信アレーアンテナ１０８ａを構成する送信アンテナ素子の総数N_tは４個であり、４個の送信アンテナ素子は、それぞれ、Tx#1～Tx#4で示される。送信アンテナ素子Tx#1～Tx#4は、第１軸方向にD_t＝2×d_Hの間隔で等間隔に配置される。ここで、第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。受信アレーアンテナ２０２ａを構成する受信アンテナ素子Rxの総数Ｎ_ａは４個であり、４個の受信アンテナ素子は、それぞれ、Rx#1～Rx#4で示される。受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4は第１軸方向にD_r=[5,3,5]×d_Hの間隔で配置される。図１１に示される例においては、n_r=[2,1,2]である。

図１１に示される送信アレーアンテナ１０８ａおよび受信アレーアンテナ２０２ａのアンテナ素子に、図１０に示されるサブアレーアンテナ構成を用いることにより、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１の広い開口長を確保してビーム幅を絞り、サブアレーアンテナによる高いアンテナ利得を得ることができる。

ここで、送信アレーアンテナ１０８ａの開口長は、第１軸方向に2×d_H以下、第２軸方向に任意の長さで構成してもよい。また、受信アレーアンテナ２０２ａの開口長は、第１軸方向に3×d_H以下、第２軸方向に任意の長さで構成してもよい。さらに、各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

例えば、レーダ装置１０に求められる視野角（FOV）が、水平方向に広角かつ垂直方向に狭角である場合、送信アレーアンテナ１０８ａおよび受信アレーアンテナ２０２ａの各アンテナ素子のビームパターンも同様に、水平方向に広角かつ垂直方向に狭角となることが望ましい。したがって、各アンテナ素子は、例えば、図１０における（ｂ）に示される垂直方向に並べたサブアレーアンテナ構成を用いることが考えられる。

また、例えば、高速道路上などの遠距離検知に用いるレーダ装置１０には、水平方向に狭角であるFOVが求められる。この場合、送信アレーアンテナ１０８ａおよび受信アレーアンテナ２０２ａの各アンテナ素子は、例えば、図１０における（ｃ）または（ｄ）に示されるように、水平方向にサブアレーアンテナ素子を並べる構成を採ることが考えられる。

同様に、送信アレーアンテナ１０８ａおよび受信アレーアンテナ２０２ａの各アンテナ素子は、レーダ装置の視野角に適したビームパターンを形成するようなサブアレーアンテナ構成を用いることが望ましい。

図１２Ａは、実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１による１次元ビームによる指向性パターンの一例を示す。図１１に示される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１を用いたビームフォーマ法により、図１２Ａに示される指向性パターンが第１軸方向に形成される。図１２Ａに示される指向性パターンは、受信アレーアンテナ２０２ａへの到来波が第１軸方向０度（天頂）から到来した場合のものである。

図１２Ｂは、実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１にウエイトをかけた場合の１次元ビームによる指向性パターンの一例を示す。レーダ装置１０は、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１で受信した信号にウエイトをかけてビーム形成してもよい。例えば、ＶＡ＃１～ＶＡ＃１６の受信信号に図１２Ｂに示される仮想受信アレーウエイトをかけると、メインローブ幅は太くなるが、図１２Ｂに示されるビームパターンにように、サイドローブレベルを下げたビームを形成できる。

＜比較例１＞
実施の形態１のバリエーション１に関して、比較例１を検討する。

図１３は、実施の形態１の比較例１に係るアンテナの配置の一例を示す。図１３に示される比較例１においては、送信アレーアンテナ１０８ｂの４つの送信アンテナ素子Tx#1～Tx#4は、d_Hの間隔で等間隔に配置される。また、受信アレーアンテナ２０２ｂの４つの受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4は、4×d_Hの間隔で等間隔に配置される。

図１３に示されるように、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#4および受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4によって構成される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ２には、１６個の仮想アンテナが、d_Hの間隔で等間隔に配置される。比較例１の仮想受信アレーアンテナＶＡＡ２の第１軸方向の開口長は、15×d_Hであり、実施の形態１のバリエーション１の仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１の第１軸方向の開口長19×d_Hよりも小さい。このように、比較例１においては、実施の形態１のバリエーション１と比較すると、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ２の第１軸方向の開口長を広げることが困難である。

図１４Ａは、実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１による１次元ビームによる指向性パターンの一例と比較例１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ２による１次元ビームによる指向性パターンの一例との比較を示す。バリエーション１と比較例１とは、いずれも同数の送信アンテナ素子および受信アンテナ素子を使用している。

バリエーション１の指向性パターンにおいては、比較例１と比較して、より幅の狭いメインローブのビームが形成される。即ち、バリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１は、比較例１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ２よりも分解能の高い仮想受信アレー構成である。

なお、図１４Ａに示されるように、バリエーション１の指向性パターンにおける広角側のサイドローブは、比較例１のサイドローブと比較して高くなる。しかしながら、例えば、水平方向の視野角を絞っている場合、広角側は、視野角のより外側に位置するので、サイドローブの高さの影響は、小さくなり、無視してもよい。

図１４Ｂは、実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１にウエイトをかけた場合の１次元ビームによる指向性パターンの一例と比較例１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ２による１次元ビームによる指向性パターンの一例との比較を示す。

図１４Ｂに示されるように、実施の形態１のバリエーション１は、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１にウエイトをかけることにより、比較例１と同等のメインローブ幅およびサイドローブレベルが確保できる。さらに、比較例１と比較して、実施の形態１のバリエーション１においては、送信アレーアンテナ１０８ａおよび受信アレーアンテナ２０２ａのアンテナ素子間の間隔が広い。

したがって、実施の形態１のバリエーション１においては、各アンテナ素子の開口長を水平方向により広げて送信アレーアンテナ１０８ａおよび受信アレーアンテナ２０２ａを構成することにより、より高いアンテナ利得を得ることができる。即ち、実施の形態１のバリエーション１においては、アンテナ利得を上げつつ比較例１と同等の指向性パターンを得ることができる。

＜実施の形態１のバリエーション２＞
本実施の形態のバリエーション２のアンテナ配置は、本実施の形態のバリエーション１と類似のアンテナ配置である。送信アレーアンテナ１０８ｃのアンテナ素子の総数が３個、受信アレーアンテナ２０２ｃのアンテナ素子の総数が５個の場合のアンテナ配置について説明する。

図１５は、実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナ配置の一例を示す。図１５に示される第１軸方向および第２軸方向は、例えば、それぞれ、水平方向および垂直方向である。送信アレーアンテナ１０８ｃおよび受信アレーアンテナ２０２ｃの配置によって、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ３の配置が構成される。

図１５において、送信アンテナ素子の総数N_tは３個であり、それぞれ、Tx#1～Tx#3で示される。送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3は、D_t＝2×d_Hの間隔で第１軸方向に等間隔に配置される。ここで、第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは５個であり、それぞれ、Rx#1～Rx#5で示される。受信アンテナ素子Rx#1～Rx#5は、D_r=[5,3,3,5]×d_Hの間隔で第１軸方向に配置される。これは、n_r=[2,1,1,2]の場合に相当する。

実施の形態１のバリエーション２においても、バリエーション１と同様に、図１５に示される点を位相中心として、送信アレーアンテナ１０８ｃおよび受信アレーアンテナ２０２ｃの各アンテナ素子の開口長を第１軸方向および第２軸方向に拡げることができる。これにより、水平方向および垂直方向のビーム幅を絞りつつ、高いアンテナ利得を得ることができる。各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、さらに、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

＜実施の形態１のバリエーション３＞
本実施の形態のバリエーション３のアンテナ配置は、本実施の形態のバリエーション１と類似のアンテナ配置である。送信アレーアンテナ１０８ｄのアンテナ素子の総数が３個、受信アレーアンテナ２０２ｄのアンテナ素子の総数が４個の場合のアンテナ配置について説明する。

図１６は、実施の形態１のバリエーション３に係るアンテナ配置の一例を示す。図１６に示される第１軸方向および第２軸方向は、例えば、それぞれ、水平方向および垂直方向である。送信アレーアンテナ１０８ｄおよび受信アレーアンテナ２０２ｄの配置によって、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ４の配置が構成される。

図１６において、送信アンテナ素子の総数N_tは３個であり、それぞれ、Tx#1～Tx#3で示される。送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3は、D_t＝2×d_Hの間隔で第１軸方向に等間隔に配置される。ここで、第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは４個であり、それぞれ、Rx#1～Rx#4で示される。受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4は、D_r=[5,3,5]×d_Hの間隔で第１軸方向に配置される。これは、n_r=[2,1,2]の場合に相当する。

実施の形態１のバリエーション３においても、バリエーション１と同様に、図１６に示される点を位相中心として、送信アレーアンテナ１０８ｄおよび受信アレーアンテナ２０２ｄの各アンテナ素子の開口長を第１軸方向および第２軸方向に拡げることができる。これにより、水平方向および垂直方向のビーム幅を絞り、高いアンテナ利得を得ることができる。各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、さらに、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

＜実施の形態１のバリエーション４＞
本実施の形態のバリエーション４のアンテナ配置は、本実施の形態のバリエーション３と類似のアンテナ配置である。送信アレーアンテナ１０８ｅおよび受信アレーアンテナ２０２ｅにおいて、アンテナ素子間の間隔が異なる場合のアンテナ配置について説明する。

図１７は、実施の形態１のバリエーション４に係るアンテナ配置の一例を示す。図１７に示される第１軸方向および第２軸方向は、例えば、それぞれ、水平方向および垂直方向である。送信アレーアンテナ１０８ｅおよび受信アレーアンテナ２０２ｅの配置によって、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ５の配置が構成される。

図１７において、送信アンテナ素子の総数N_tは３個であり、それぞれ、Tx#1～Tx#3で示される。送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3は、D_t＝d_Hの間隔で第１軸方向に等間隔に配置される。ここで、第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは４個であり、それぞれ、Rx#1～Rx#4で示される。受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4は、D_r=[3,2,3]×d_Hの間隔で第１軸方向に配置される。これは、n_r=[2,1,2]の場合に相当する。

実施の形態１のバリエーション４においても、バリエーション３と同様に、図１７に示される点を位相中心として、送信アレーアンテナ１０８ｅおよび受信アレーアンテナ２０２ｅの各アンテナ素子の開口長を第１軸方向および第２軸方向に拡げることができる。これにより、水平方向および垂直方向のビーム幅を絞りつつ、高いアンテナ利得を得ることができる。各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、さらに、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

図１７に示されるように、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ５において、仮想アンテナVA#6の位置には、送信アンテナ素子Tx#3と受信アンテナ素子Rx#2によって構成される仮想アンテナと、送信アンテナ素子Tx#1と受信アンテナ素子Rx#3によって構成される仮想アンテナとが重複して構成される。したがって、仮想アンテナVA#6の位置では、２つの受信信号が存在する。レーダ装置１０は、到来方向推定においては、２つの受信信号のうち一方を用いてもよく、その平均値を用いてもよく、その和を用いてもよい。仮想受信アンテナの位置が重複することから、重複する２つの信号に到来角による位相差はないことに留意する。

このため、レーダ装置１０が時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、レーダ装置１０は、重複する仮想アンテナが受信する２つの受信信号を用いてドップラ解析を行ってもよい。図６に示されるドップラ解析部２１３で解析する信号の送信周期を小さくすることにより、ドップラ解析部２１３が解析可能な最大速度を大きくすることができる。

＜実施の形態１のバリエーション５＞
本実施の形態のバリエーション５のアンテナ配置は、本実施の形態のバリエーション３と類似のアンテナ配置である。送信アレーアンテナ１０８ｆおよび受信アレーアンテナ２０２ｆにおいて、アンテナ素子間の間隔が異なる場合のアンテナ配置について説明する。

図１８は、実施の形態１のバリエーション５に係るアンテナ配置の一例を示す。図１８に示される第１軸方向および第２軸方向は、例えば、それぞれ、水平方向および垂直方向である。送信アレーアンテナ１０８ｆおよび受信アレーアンテナ２０２ｆの配置によって、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ６の配置が構成される。

図１８において、送信アンテナ素子の総数N_tは３個であり、それぞれ、Tx#1～Tx#3で示される。送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3は、D_t＝3×d_Hの間隔で第１軸方向に等間隔に配置される。ここで、第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは４個であり、それぞれ、Rx#1～Rx#4で示される。受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4は、D_r=[7,4,7]×d_Hの間隔で第１軸方向に配置される。これは、n_r=[2,1,2]の場合に相当する。

実施の形態１のバリエーション５においても、バリエーション３と同様に、図１８に示される点を位相中心として、送信アレーアンテナ１０８ｆおよび受信アレーアンテナ２０２ｆの各アンテナ素子の開口長を第１軸方向および第２軸方向に拡げることができる。これにより、水平方向および垂直方向のビーム幅を絞りつつ、高いアンテナ利得を得ることができる。各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、さらに、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

図１９は、実施の形態１のバリエーション５に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ６による１次元ビームによる指向性パターンの一例を示す。図１９に示される指向性パターンは、受信アンテナへの到来波が第１軸方向０度（天頂）から到来した場合の、第１軸方向に形成される指向性パターンである。

実施の形態１のバリエーション５は、水平方向の視野角（FOV）が狭い場合に適している。実施の形態１のバリエーション５は、例えば、水平方向の視野角が３０度程度の長距離用のレーダに使用できる。送信アレーアンテナ１０８ｆおよび受信アレーアンテナ２０２ｆの各アンテナ素子に対してサブアレーアンテナ構成を用いることで、水平方向及び垂直方向の指向性を絞ることができる。

図１９に示されるように、実施の形態１のバリエーション５においては、メインローブに比べて－３．４ｄＢ程度のサイドローブが生じる。しかしながら、各アンテナ素子にサブアレーアンテナ構成を用いて、第１軸方向の指向性を絞ることにより、サイドローブの影響を小さくすることができる。また、最尤推定法などの、サイドローブの影響の少ない到来方向推定手法を用いてもよい。

以上、実施の形態１に係るアンテナ配置の例としてバリエーション１、バリエーション２、バリエーション３、バリエーション４、およびバリエーション５について説明した。

このように、実施の形態１では、レーダ装置１０は、送信アレーアンテナ１０８の複数の送信アンテナ素子#1～#N_tからレーダ送信信号を多重して送信するレーダ送信部１００と、レーダ送信信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を、送信アレーアンテナ２０２の複数の受信アンテナ素子#1～#N_aを用いて受信するレーダ受信部２００と、を具備する。また、本実施の形態では、送信アンテナ素子#1～#N_tおよび受信アンテナ素子#1～#N_aを上述のように配置する。

実施の形態１によれば、送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２のアンテナ素子の開口長を、例えば、サブアレー化によって拡大し、アンテナ利得を向上させ、反射波信号の受信ＳＮＲを向上させることができる。また、実施の形態１によれば、不要なグレーティングローブの発生が抑えられ、ＭＩＭＯレーダによる誤検出リスクを低減することができる。さらに、実施の形態１によれば、仮想受信アレーアンテナの形成するビームパターンにおけるメインローブ幅の狭いＭＩＭＯレーダを構成できる。

なお、送信アンテナおよび受信アンテナに対して、ダミーアンテナ素子を設置してもよい。ここで、ダミーアンテナ素子とは、構成するアンテナ素子が他のアンテナ素子と物理的に類似の構成をとり、レーダ信号の送受信に用いられないアンテナである。例えば、アンテナ素子間などやアンテナ素子の外側の領域にダミーアンテナ素子を設置してもよい。ダミーアンテナ素子を設置することによって、例えば、アンテナの放射、インピーダンス整合、アイソレーションといった電気的特性の影響を一様化する効果が得られる。

（実施の形態２－２次元配置）
本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。

本実施の形態では、各アンテナ素子にサブアレーアンテナ構成を用いて、アンテナ素子の指向性利得を高め、２次元の方向に仮想受信アレーアンテナの開口長を拡げ、不要なグレーティングローブの発生を抑えることで誤検出リスクを低減し、所望の指向性パターンを実現することができる、レーダ装置１０を提供する。

［レーダ装置１０におけるアンテナ配置］
実施の形態２においては、実施の形態１の送信アレーアンテナ１０８および受信アレーアンテナ２０２のアンテナ配置を含み、２次元の方向に配置されるアンテナ配置と、そのアンテナ配置を用いた到来方向推定手法について説明する。２次元の方向にアンテナ素子を配置することによって、２次元の到来方向推定が可能となる。

図２０は、実施の形態２に係るアンテナ配置の一例を示す図を示す。図２０に示される第１軸方向および第２軸方向は、例えば、それぞれ、水平方向および垂直方向である。なお、第１軸方向に垂直な破線によって区切られた間隔は、第１軸方向の基本間隔d_Hを表す。また、第２軸方向に垂直な破線によって区切られた間隔は、第２軸方向の基本間隔d_Vを表す。以降の図においても、同様の破線によって、第１軸方向と第２軸方向のそれぞれの基本間隔が表される場合がある。図２０において、送信アレーアンテナ１０８ｇを構成する送信アンテナ素子の総数N_tは６個である。受信アレーアンテナ２０２ｇを構成する受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは８個であり、８個の受信アンテナ素子は、それぞれ、Rx#1～Rx#8で示される。送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6および受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8によって構成される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ７の仮想アンテナの総数は４８であり、それぞれ、VA#1～VA#48で示される。ここで、第１軸方向と第２軸方向とは直交する。第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。また、第２軸方向の基本間隔d_Vは、例えば、d_V=0.68λである。

図２０において、送信アンテナ素子Tx#1～#3と受信アンテナ素子Rx#1～#4の配置は、実施の形態１のバリエーション３と同じ配置である。即ち、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3は、D_t＝d_Hの間隔で第１軸方向に等間隔に配置される。また、受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4は、D_r=[3,2,3]×d_Hの間隔で第１軸方向に配置される。これは、n_r=[2,1,2]の場合に相当する。さらに、送信アンテナ素子Tx#4～Tx#6は、送信アンテナ素子Tx#1～#3と同様に配置される。また、受信アンテナ素子Rx#5～Rx#8は、受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4と同様に配置される。

送信アンテナ素子Tx#4～Tx#6と受信アンテナ素子Rx#5～Tx#8の配置は、それぞれ、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3と受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4に対して、第１軸方向および第２軸方向にずらして配置してもよい。例えば、図２０に示されるように、送信アンテナ素子Tx#4～Tx#6は、それぞれ、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3に対して、第１軸方向にd_Hの間隔、第2軸方向にd_Vの間隔ずらして配置される。また、受信アンテナ素子Rx#5～Rx#8は、それぞれ、受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4に対して、第１軸方向にd_Hの間隔、第２軸方向に2d_Vの間隔ずらして配置される。

送信アレーアンテナ１０８ｇおよび受信アレーアンテナ２０２ｇの各アンテナ素子は、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6および受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8の位置を中心として、隣接するアンテナ素子に物理的に干渉しない程度に開口長を拡大してもよい。開口長を拡大することにより、アンテナ利得を向上させることが可能である。

また、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、サブアレーアンテナ構成を用いて、送信アレーアンテナ１０８ｇおよび受信アレーアンテナ２０２ｇの各アンテナ素子を構成してもよい。

図２１は、実施の形態２に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す。例えば、図２１に示されるように、各アンテナ素子には、第２軸方向に、４素子からなるサブアレーアンテナ構成を用いてもよい。レーダ装置１０の視野角（FOV）が水平方向に広角、垂直方向に狭角である場合、送信アレーアンテナ１０８ｇおよび受信アレーアンテナ２０２ｇの各アンテナ素子のビームパターンも、同様に水平方向に広角、垂直方向に狭角となることが望ましい。したがって、図１０における（ｂ）に示されるように、サブアレーアンテナ素子を垂直方向に並べたサブアレーアンテナ構成が考えられる。このように、送信アレーアンテナ１０８ｇおよび受信アレーアンテナ２０２ｇの各アンテナ素子には、レーダ装置１０の視野角に適したビームパターンを形成するようなサブアレーアンテナ構成を用いることが望ましい。

各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

図２２Ａは、実施の形態２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ７による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す。

図２２Ｂは、実施の形態２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ７による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す。

これらの指向性パターンの特徴については、図２４Ａおよび図２４Ｂを参照して後述する。

なお、時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、送信アレーアンテナ１０８ｇの全てのアンテナ素子を多重しなくてもよい。例えば、図２０に示される送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3の３個の送信アンテナ素子に対して多重してもよい。これによって、仮想受信アレー数は少なくなり、第１軸方向（水平方向）の角度推定性能を維持し、アンテナ多重数を削減することができる。

時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、アンテナ多重数が少なくなることがら送信周期を短くすることができ、そのため、ドップラ解析部２１３によって解析可能である最大ドップラ速度を大きくすることができる。したがって、全てのアンテナ素子を多重して送信アンテナ素子からそれぞれ独立に信号を送信する構成と比較して、高速物体の検知に適した構成とすることができる。

また、送信アレーアンテナ１０８ｇの複数のアンテナ素子を１素子のアンテナ素子として用いてビームを形成してもよい。例えば、送信アンテナ素子Tx#1,Tx#4に位相を制御して給電し、１つの送信アンテナ素子として用いる。送信アンテナ素子Tx#2,Tx#5と、送信アンテナ素子Tx#3,Tx#6も、それぞれ、同様に位相制御して給電し、１つの送信アンテナ素子として用いる。これにより、位相中心が2×d_Hの間隔で第１軸上に配置された、合計３つの送信アンテナ素子として扱うことができる。

複数の送信アンテナ素子を１つのアンテナ素子として用いて送信ビームを形成することで、各送信アンテナ素子から独立に信号を送信する場合と比較して、第１軸方向（水平方向）の視野角が狭くなるが、正面方向の利得が向上する。さらに、上述の全てのアンテナ素子を多重しない場合と同様、送信アンテナ素子の多重数が３になる。例えば、時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、多重数が少ない分、送信周期を小さくすることができ、ドップラ解析部２１３によって解析可能な最大ドップラ速度を大きくすることができる。したがって、上述の一例は送信アンテナ素子からそれぞれ独立に信号を送信する構成と比較して、レーダ装置１０による検知距離を伸ばすことができ、また、高速移動物体のレーダ装置１０による検知性能を向上させることができる。

＜比較例２＞
図２３は、実施の形態２の比較例２に係るアンテナ配置の一例を示す図である。

比較例２において、送信アレーアンテナ１０８ｈを構成する送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6は、第１軸方向にd_Hの間隔で、第２軸方向にd_Vの間隔で、等間隔に配置される。また、受信アレーアンテナ２０２ｈを構成する受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8は、第１軸方向に3×d_Hの間隔で、第２軸方向に2×d_Vの間隔で、等間隔に配置される。送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6および受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8によって構成される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ８の仮想アンテナの総数は４８であり、それぞれ、VA#1～VA#48で示される。仮想受信アレーアンテナＶＡＡ８において、48個の仮想アンテナVA#1～VA#48は、第１軸方向にd_Hの間隔で、第２軸方向にd_Vの間隔で、等間隔に配置される。

比較例２において、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6は、それぞれ、隣接するアンテナに物理的に干渉しないように、第１軸方向および第２軸方向に、それぞれ、d_H以下およびd_V以下の開口長で構成することが求められる。したがって、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6は、いずれも、図２１に示されるようなサブアレーアンテナ構成を用いることはできず、単一のアンテナ素子で構成することが求められる。即ち、実施の形態２において、送信アンテナ１素子にサブアレーアンテナ構成を用いたが、比較例２においては、送信アンテナ１素子にサブアレーアンテナ構成を用いることは困難である。

また、比較例２において、受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8は、それぞれ、第１軸方向および第２軸方向に、それぞれ、3×d_H以下および2×d_V以下の開口長で構成する場合、隣接するアンテナに物理的に干渉しないようにすることができる。したがって、受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8には、それぞれ、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、さらに、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。しかしながら、比較例２においては、実施の形態２と比較して、受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8の第２軸方向の開口長を広げられる範囲が狭い。

図２４Ａは、実施の形態２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ７による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例と比較例２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ８による２次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例との比較を示す。図２４Ｂは、実施の形態２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ７による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例と比較例２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ８による２次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例との比較を示す。

実施の形態２では、比較例２と同数の送信アンテナ素子および受信アンテナ素子が用いられている。しかしながら、図２４Ａに示されるように、実施の形態２の構成によって、比較例２の構成と比較して、メインローブ幅の狭いビームを形成することができる。したがって、実施の形態２のアンテナ配置によって、比較例２と比較して、第１軸方向（水平方向）の分解能が高い仮想受信アレー構成が得られる。

さらに、図２４Ｂに示されるように、実施の形態２のビーム形状は、比較例２のビーム形状と比較して、略同様のビーム形状である。しかしながら、実施の形態２においては、比較例２と比較して、送信アンテナ素子および受信アンテナ素子の位相中心の水平方向の間隔が大きい分、送信アレーアンテナ１０８ｈおよび受信アレーアンテナ２０２ｈのアンテナ１素子の開口長を水平方向により広げて構成することが可能である。したがって、実施の形態２のアンテナ配置によって、比較例２と比較して、アンテナ利得を上げつつ、第２軸方向（垂直方向）に同等の性能を有する指向性パターンを得ることができる。

＜実施の形態２のバリエーション１＞
実施の形態２のバリエーション１においては、実施の形態１の送信アレーアンテナ１０８および受信アレーアンテナ２０２のアンテナ配置を含み、２次元の方向に配置されるアンテナ配置と、そのアンテナ配置を用いた到来方向推定手法について説明する。実施の形態２のバリエーション１においても、実施の形態２と同様、２次元の方向にアンテナ素子を配置することによって、２次元の到来方向推定が可能となる。

図２５Ａは、実施の形態２のバリエーション１に係る送信アレーアンテナ１０８ｉおよび受信アレーアンテナ２０２ｉの配置の一例を示す。

図２５Ａにおいて、送信アレーアンテナ１０８ｉを構成する送信アンテナ素子の総数Ntは６個であり、６個の送信アンテナ素子は、それぞれ、Tx#1～Tx#6で示される。受信アレーアンテナ２０２ｉを構成する受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは８個であり、８個の受信アンテナ素子は、それぞれ、Rx#1～Rx#8で示される。ここで、第１軸方向と第２軸方向とは直交する。第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。また、第２軸方向の基本間隔d_Vは、例えば、d_V=0.68λである。

図２５Ａに示されるように、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6の配置は、実施の形態２の送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6の配置と同じ配置である。即ち、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3は、D_t＝d_Hの間隔で第１軸方向に等間隔に配置される。さらに、送信アンテナ素子Tx#4～Tx#6は、それぞれ、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3に対して、第１軸方向にd_Hの間隔、第2軸方向にd_Vの間隔ずらして、送信アンテナ素子Tx#1～#3と同様に配置される。

また、受信アンテナ素子Rx#3～Rx#6の配置は、実施の形態１のバリエーション３の受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4の配置と同じ配置である。即ち、受信アンテナ素子Rx#3～Rx#6は、D_r=[5,3,5]×d_Hの間隔で第１軸方向に配置される。これは、n_r=[2,1,2]の場合に相当する。

また、受信アンテナ素子Rx#1,Rx#2およびRx#7,Rx#8は、それぞれ、受信アンテナ素子Rx#4,Rx#5と同様の間隔、即ち、3×d_Hの間隔で第１軸方向に配置される。さらに、受信アンテナ素子Rx#1,Rx#2およびRx#7,Rx#8の配置は、受信アンテナ素子Rx#4,Rx#5に対して第１軸方向、および第２軸方向にずらして配置してもよい。例えば、図２５Ａに示すように、受信アンテナ素子Rx#1,Rx#2は、受信アンテナ素子Rx#4, Rx#5に対して、第１軸方向にd_Hの間隔、第２軸方向に-2d_Vの間隔ずらして配置される。一方、受信アンテナ素子Rx#7, Rx#8は、受信アンテナ素子Rx#4, Rx#5に対して、第１軸方向に-d_Hの間隔、第２軸方向に2d_Vの間隔ずらして配置される。

送信アレーアンテナ１０８ｉおよび受信アレーアンテナ２０２ｉの各アンテナ素子は、図２５Ａに示される送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6および受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8の位置を位相中心として、隣接するアンテナに物理的に干渉しない程度に開口長を拡大してもよい。開口長を拡大することにより、アンテナ利得を向上させることが可能である。

図２５Ｂは、実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ９の配置の一例を示す。図２５Ｂに示される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ９は、図２５Ａに示される送信アレーアンテナ１０８ｉおよび受信アレーアンテナ２０２ｉに基づく仮想受信アレーアンテナである。送信アレーアンテナ１０８ｉの送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6および受信アレーアンテナ２０２ｉの受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8によって構成される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ９の仮想アンテナの総数は４８であり、４８個の仮想アンテナは、それぞれ、VA#1～VA#48で示される。

図２６は、実施の形態２のバリエーション１に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す。例えば、図２６に示されるように、各アンテナ素子には、第２軸方向に４素子からなるサブアレーアンテナ構成を用いてもよい。レーダ装置１０の視野角（FOV）が水平方向に広角、垂直方向に狭角である場合、送信アレーアンテナ１０８ｉおよび受信アレーアンテナ２０２ｉの各アンテナ素子のビームパターンも、同様に水平方向に広角、垂直方向に狭角となることが望ましい。したがって、図１０における（ｂ）に示されるように、アンテナ素子を垂直方向に並べたサブアレーアンテナ構成が考えられる。このように、送信アレーアンテナ１０８ｉおよび受信アレーアンテナ２０２ｉの各アンテナ素子には、レーダ装置１０の視野角に適したビームパターンを形成するようなサブアレーアンテナ構成を用いることが望ましい。

図２７Ａは、図２５Ｂに示す実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ９による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す。図２７Ｂは、実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ９による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す。

図２７Ａに示されるように、実施の形態２のバリエーション１の指向性パターンは、図２２Ａに示される実施の形態２と比較して、第１軸方向（水平方向）のメインローブ幅が広い。したがって、水平方向の角度推定の性能は、実施の形態２の方が実施の形態２のバリエーション１よりも優れている。一方、図２７Ｂに示されるように、実施の形態２のバリエーション１の指向性パターンは、図２２Ｂに示される実施の形態２と比較して、第２軸方向（垂直方向）のメインローブ幅が広い。したがって、垂直方向の角度推定の性能は、実施の形態２のバリエーション１の方が実施の形態２よりも優れている。

なお、時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、実施の形態２と同様、送信アレーアンテナ１０８の全てのアンテナ素子を多重しなくてもよい。例えば、図２５Ａに示される送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3の３個の送信アンテナ素子を多重してもよい。また、実施の形態２と同様、送信アレーアンテナ１０８の複数のアンテナ素子を１つのアンテナ素子として用いてビームを形成してもよい。

例えば、送信アンテナ素子Tx#1, Tx#4に位相を制御して給電し、１つの送信アンテナとして用いる。送信アンテナ素子Tx#2, Tx#5と、送信アンテナ素子Tx#3, Tx#6も、それぞれ、同様に位相制御して給電し、１つの送信アンテナとして用いる。これにより、位相中心が2×d_Hの間隔で第１軸上に配置された、合計３つからなる送信アンテナとして扱うことができる。これらの構成により、実施の形態２のバリエーション１においても、実施の形態２と同様の効果が得られる。

＜実施の形態２のバリエーション２＞
実施の形態２のバリエーション２においては、実施の形態１の送信アレーアンテナ１０８および受信アレーアンテナ２０２のアンテナ配置を含み、２次元の方向に配置されるアンテナ配置と、そのアンテナ配置を用いた到来方向推定手法について説明する。実施の形態２のバリエーション２においても、実施の形態２と同様、２次元の方向にアンテナ素子を配置することによって、２次元の到来方向推定が可能となる。実施の形態２のバリエーション２は、実施の形態２および実施の形態２のバリエーション１と比較して、アンテナ素子数は同一で、アンテナ配置が異なる。

上述のように、実施の形態２のバリエーション２においては、実施の形態２のバリエーション１のアンテナ構成を一部含むようなアンテナ構成を有するので、実施の形態２のバリエーション１の効果と同等の効果が得られる。さらに、実施の形態２のバリエーション２においては、分解能の向上の効果も得られる。

図２８Ａは、実施の形態２のバリエーション２に係る送信アレーアンテナ１０８ｊおよび受信アレーアンテナ２０２ｊの配置の一例を示す。

図２８Ａにおいて、送信アレーアンテナ１０８ｊを構成する送信アンテナ素子の総数N_tは６個であり、６個の送信アンテナ素子は、それぞれ、Tx#1～Tx#6で示される。受信アレーアンテナ２０２ｊを構成する受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは８個であり、８個の受信アンテナ素子は、それぞれ、Rx#1～Rx#8で示される。ここで、第１軸方向と第２軸方向とは直交する。第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。また、第２軸方向の基本間隔d_Vは、例えば、d_V=0.68λである。

図２８Ａに示されるように、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3の配置と、送信アンテナ素子Tx#4～Tx#6の配置とは、それぞれ、実施の形態１のバリエーション３の送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3の配置と同じ配置である。即ち、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3と、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3とは、それぞれ、D_t＝2×d_Hの間隔で第１軸方向に等間隔に配置される。さらに、送信アンテナ素子Tx#4～Tx#6は、それぞれ、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#3に対して、第１軸方向にd_Hの間隔、第2軸方向にd_Vの間隔ずらして配置される。

また、図２８Ａに示されるように、受信アンテナ素子Rx#4～Rx#7の配置は、それぞれ、実施の形態１のバリエーション３の受信アンテナ素子Rx#1～Rx#4の配置と同じ配置である。即ち、受信アンテナ素子Rx#4～Rx#7は、D_r=[5,3,5]×d_Hの間隔で第１軸方向に配置される。これは、n_r=[2,1,2]の場合に相当する。さらに、受信アンテナ素子Rx#1～Rx#3およびRx#8は、受信アンテナ素子Rx#4～Rx#7が配置される第２軸座標と異なる第２軸座標上にd_Vの間隔で配置される。受信アンテナ素子Rx#1とRx#8は、同じ第１軸座標上に配置され、Rx#2とRx#3とRx#5とRx#1とRx#8とは、それぞれ異なる第１軸座標上に、d_Hの間隔で配置される。

送信アレーアンテナ１０８ｊおよび受信アレーアンテナ２０２ｊのアンテナ素子は、図２８Ａに示される送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6および受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8の位置を位相中心として、隣接するアンテナに物理的に干渉しない程度に開口長を拡大してもよい。開口長を拡大することにより、アンテナ利得を向上させることが可能である。さらに、各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

図２８Ｂは、実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１０の配置の一例を示す。図２８Ｂに示される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１０は、図２８Ａに示される送信アレーアンテナ１０８ｊおよび受信アレーアンテナ２０２ｊに基づく仮想受信アレーアンテナである。送信アレーアンテナ１０８ｊの送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6および受信アレーアンテナ２０２ｊの受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8によって構成される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１０の仮想アンテナの総数は４８であり、４８個の仮想アンテナは、それぞれ、VA#1～VA#48で示される。

図２９Ａは、実施の形態２のバリエーション２に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す。図２９Ｂは、実施の形態２のバリエーション２に係るアンテナ素子のサイズがアンテナ素子毎に異なる場合の一例を示す。

例えば、図２９Ａに示されるように、各アンテナ素子には、第２軸方向に４素子からなるサブアレーアンテナ構成を用いてもよい。レーダ装置１０の視野角（FOV）が水平方向に広角、垂直方向に狭角である場合、送信アレーアンテナ１０８ｊおよび受信アレーアンテナ２０２ｊの各アンテナ素子のビームパターンも、同様に水平方向に広角、垂直方向に狭角となることが望ましい。したがって、図１０における（ｂ）に示されるように、アンテナ素子を垂直方向に並べたサブアレーアンテナ構成が考えられる。このように、送信アレーアンテナ１０８ｊおよび受信アレーアンテナ２０２ｊの各アンテナ素子には、レーダ装置１０の視野角に適したビームパターンを形成するようなサブアレーアンテナ構成が用いられることが望ましい。

図２９Ａにおいて、全てのアンテナ素子は、同様のサブアレーアンテナ構成を用いている。さらに、アンテナ素子毎に、隣接するアンテナに干渉しない範囲で構成を変えてもよい。例えば、図２９Ｂに示すように、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6は、第１軸方向に２素子、第２軸方向に４素子のサブアレーで構成してもよく、受信アンテナ素子Rx#4、#6、#7は、第１軸方向に３素子、第２軸方向に８素子のサブアレーで構成してもよい。図２９Ａに示される構成と図２９Ｂに示される構成とを比較すると、図２９Ａに示される構成においては、各アンテナ素子のビームパターンが広角であることから、広い視野角（FOV）を確保でき、図２９Ｂに示される構成においては、正面方向のアンテナ利得が向上し、ＳＮＲが向上する。

図３０Ａは、図２８Ｂに示す実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１０による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す。図３０Ｂは、実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１０による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す。

図３０Ａに示される指向性パターンは、図２７Ａに示される実施の形態２のバリエーション１と比較して、第１軸方向（水平方向）のメインローブ幅が同等である。また、図３０Ｂに示される指向性パターンは、図２７Ｂに示される実施の形態２のバリエーション１と比較して、第２軸方向（垂直方向）のメインローブ幅が狭い。したがって、実施の形態２のバリエーション２の構成を用いると、実施の形態１のバリエーション１の構成と比較して、レーダ装置１０の垂直方向の角度推定の性能を向上させることができる。

実施の形態２のバリエーション２に係る構成と第１軸方向および第２軸方向の到来方向推定を独立して行う手法と組み合わせることによって、実施の形態２のバリエーション１に比べて高いサイドローブレベルがもたらしうる誤検出の確率を低減し、到来方向推定の精度を向上できる。例えば、図２８Ｂに示す仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１０によって、第１軸方向および第２軸方向に精密に到来方向推定を行い、ある閾値を超えた角度に対して２次元ビームを用いた、より精密な到来方向推定を行う。これによって、レーダ装置１０による誤検出の確率を低減し、到来方向推定の精度を向上できる。また、到来方向推定の計算量も削減できる。

なお、時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、実施の形態２のバリエーション１と同様、送信アレーアンテナ１０８ｊの全ての素子アンテナを多重しなくてもよい。例えば、図２８Ａに示される送信アンテナ素子Tx#4～Tx#6の３個の送信アンテナ素子を多重してもよい。また、実施の形態２と同様、送信アレーアンテナ１０８ｊの複数のアンテナ素子を１つのアンテナ素子として用いてビームを形成してもよい。これらの構成により、実施の形態２のバリエーション２においても、実施の形態２と同様の効果が得られる。

＜実施の形態２のバリエーション３＞
実施の形態２のバリエーション３においては、実施の形態１の送信アレーアンテナ１０８および受信アレーアンテナ２０２のアンテナ配置を含み、２次元の方向に配置されるアンテナ配置と、そのアンテナ配置を用いた到来方向推定手法について説明する。実施の形態２のバリエーション３においても、実施の形態２と同様、２次元の方向にアンテナ素子を配置することによって、２次元の到来方向推定が可能となる。

本実施の形態のバリエーション３のアンテナ配置は、実施の形態２のバリエーション２のアンテナ配置を一部変更させたアンテナ配置である。実施の形態２のバリエーション２の効果に加えて、時分割ＭＩＭＯの場合にドップラ解析部２１３によって解析可能である最大ドップラ速度の向上の効果が得られる。

図３１Ａは、実施の形態２のバリエーション３に係る送信アレーアンテナ１０８ｋおよび受信アレーアンテナ２０２ｋの配置の一例を示す。

図３１Ａにおいて、送信アレーアンテナ１０８ｋを構成する送信アンテナ素子の総数N_tは６個であり、６個の送信アンテナ素子は、それぞれ、Tx#1～Tx#6で示される。受信アレーアンテナ２０２ｋを構成する受信アンテナ素子の総数Ｎ_ａは８個であり、８個の受信アンテナ素子は、それぞれ、Rx#1～Rx#8で示される。ここで、第１軸方向と第２軸方向とは直交する。第１軸方向の基本間隔d_Hは、例えば、d_H=0.5λである。また、第２軸方向の基本間隔d_Vは、例えば、d_V=0.68λである。

図３１Ａに示されるアンテナ配置は、送信アンテナ素子Tx#3の配置を除いて、図２８Ａに示される実施の形態２のバリエーション２のアンテナ配置と同様である。換言すると、実施の形態２のバリエーション３においては、実施の形態２のバリエーション２を基準として、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6のうち送信アンテナ素子Tx#3が、第１軸方向および第２軸方向に、変則的にそれぞれd_H、d_Vずつずらして配置される。

ここで、送信アレーアンテナ１０８ｋおよび受信アレーアンテナ２０２ｋの各アンテナ素子は、図３１Ａに示されるアンテナ素子の位置を位相中心として、図１０に示されるように開口長を拡げることにより、ビーム幅を絞り、高いアンテナ利得を得ることができる。また、各アンテナ素子のサイズを隣接するアンテナに物理的に干渉しない程度に拡げることにより、各アンテナ素子の開口長を拡げてもよい。さらに、各アンテナ素子には、サブアレーアンテナ構成を用いてもよく、サブアレーアンテナ素子にアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

図３１Ｂは、実施の形態２のバリエーション３に係る仮想受信アレーアンテナの配置の一例を示す。図３１Ｂに示される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１１は、図３１Ａに示される送信アレーアンテナ１０８ｋおよび受信アレーアンテナ２０２ｋに基づく仮想受信アレーアンテナである。送信アレーアンテナ１０８ｋの送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6および受信アレーアンテナ２０２ｋの受信アンテナ素子Rx#1～Rx#8によって構成される仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１１の仮想アンテナの総数は４７であり、４７個の仮想アンテナは、それぞれ、VA#1～VA#47で示される。

図３１Ｂに示されるように、仮想受信アレーアンテナVA#6において、仮想アンテナVA#6の位置には、送信アンテナ素子Tx#3と受信アンテナ素子Rx#2によって構成される仮想アンテナと、送信アンテナ素子Tx#2と受信アンテナ素子Rx#3によって構成される仮想アンテナとが重複して構成される。したがって、仮想アンテナVA#6の位置では、２つの受信信号が存在する。レーダ装置１０は、到来方向推定においては、２つの受信信号のうち一方を用いてもよく、その平均値を用いてもよく、その和を用いてもよい。仮想受信アンテナの位置が重複することから、重複する２つの信号に到来角による位相差はないことに留意する。

実施の形態１のバリエーション４に示されるように、これらの重複する仮想受信アレーアンテナの信号を用いることで、ドップラ解析部２１３が解析可能な最大速度を大きくすることができる。

図３２Ａは、実施の形態２のバリエーション３に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す。図３２Ｂは、実施の形態２のバリエーション３に係るアンテナ素子のサイズがアンテナ素子毎に異なる場合の一例を示す。

例えば、図３２Ａに示されるように、各アンテナ素子には、第２軸方向に４素子からなるサブアレーアンテナ構成を用いてもよい。レーダ装置１０の視野角（FOV）が水平方向に広角、垂直方向に狭角である場合、送信アレーアンテナ１０８ｋおよび受信アレーアンテナ２０２ｋの各アンテナ素子のビームパターンも、同様に水平方向に広角、垂直方向に狭角となることが望ましい。したがって、図１０における（ｂ）に示されるように、アンテナ素子を垂直方向に並べたサブアレーアンテナ構成が考えられる。このように、送信アレーアンテナ１０８および受信アレーアンテナ２０２の各アンテナ素子には、レーダ装置１０の視野角に適したビームパターンを形成するようなサブアレーアンテナ構成を用いることが望ましい。

図３２Ａにおいて、全てのアンテナ素子には、同様のサブアレーアンテナ構成を用いている。しかしながら、アンテナ素子毎に、隣接するアンテナに干渉しない範囲で構成を変えてもよい。例えば、図３２Ｂに示すように、送信アンテナ素子Tx#1～Tx#6は、第１軸方向に２素子、第２軸方向に４素子のサブアレーで構成してもよく、受信アンテナ素子Rx#4、#6、#7は、第１軸方向に３素子、第２軸方向に８素子のサブアレーで構成してもよい。図３２Ａに示される構成と図３２Ｂに示される構成とを比較すると、図３２Ａに示される構成においては、各アンテナ素子のビームパターンが広角であることから、広い視野角（FOV）を確保でき、図３２Ｂに示される構成においては、正面方向のアンテナ利得が向上し、ＳＮＲが向上する。

図３３Ａは、図３１Ｂに示す実施の形態２のバリエーション３に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１１による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す。図３３Ｂは、図３１Ｂに示す実施の形態２のバリエーション３に係る仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１１による２次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す。

図３３Ａおよび図３３Ｂに示されるように、実施の形態２のバリエーション３の指向性パターンは、それぞれ、図３０Ａおよび図３０Ｂに示される実施の形態２のバリエーション２と指向性パターンに類似する。実施の形態２のバリエーション３の指向性パターンは、実施の形態２のバリエーション２の指向性パターンと比較して、メインローブ幅が第１軸方向に０．５度程度小さく、第２軸方向に０．４度程度大きい。また、実施の形態２のバリエーション３の指向性パターンは、実施の形態２のバリエーション２の指向性パターンと比較して、最大サイドローブレベルが約１．３ｄＢ低い。したがって、実施の形態２のバリエーション３の構成を用いると、実施の形態２のバリエーション２と比較して、誤検出の確率を小さくすることができる。

実施の形態２のバリエーション２の説明で上述したように、実施の形態２のバリエーション３に係る構成と第１軸方向および第２軸方向の到来方向推定を独立して行う手法と組み合わせることによって、誤検出の確率を低減し、到来方向推定の精度を向上できる。例えば、図３１Ｂに示す仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１１によって、第１軸方向および第２軸方向に精密に到来方向推定を行い、ある閾値を超えた角度に対して２次元ビームを用いたより精密な到来方向推定を行う。これによって、レーダ装置１０による誤検出の確率を低減し、到来方向推定の精度を向上できる。また、到来方向推定に必要な計算量も削減できる。

なお、時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、実施の形態２のバリエーション１およびバリエーション２と同様、送信アレーアンテナ１０８ｋの全てのアンテナ素子を多重しなくてもよい。例えば、図３１Ａに示される送信アンテナ素子Tx#4～Tx#6の３個の送信アンテナ素子を多重してもよい。また、実施の形態２と同様、送信アレーアンテナ１０８ｋの複数のアンテナ素子を１つのアンテナ素子として用いてビームを形成してもよい。これらの構成により、実施の形態２のバリエーション３においても、実施の形態２と同様の効果が得られる。

図３１Ｂに示されるように、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１１において、仮想アンテナVA#6の位置には、送信アンテナ素子Tx#3と受信アンテナ素子Rx#2によって構成される仮想アンテナと、送信アンテナ素子Tx#2と受信アンテナ素子Rx#3によって構成される仮想アンテナとが重複して構成される。したがって、仮想アンテナVA#6の位置では、２つの受信信号が存在する。レーダ装置１０は、到来方向推定においては、２つの受信信号のうち一方を用いてもよく、その平均値を用いてもよく、その和を用いてもよい。仮想受信アンテナの位置が重複することから、重複する２つの信号に到来角による位相差はないことに留意する。

時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、この重複する２つの信号を用いてドップラ解析を行っても良い。ドップラ解析部２１３で解析する信号の送信周期を小さくすることにより、図６に示されるドップラ解析部２１３で解析可能な最大速度を大きくすることができる。

以上、実施の形態２に係るアンテナ配置の例として、実施の形態２に加えて、バリエーション１、バリエーション２、およびバリエーション３について説明した。

このように、実施の形態２では、レーダ装置１０は、送信アレーアンテナ１０８の複数の送信アンテナ素子Tx#1～Tx#N_tからレーダ送信信号を多重して送信するレーダ送信部１００と、レーダ送信信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を、送信アレーアンテナ２０２の複数の受信アンテナ素子Rx#1～Rx#N_aを用いて受信するレーダ受信部２００と、を具備する。また、実施の形態２においては、実施の形態１の送信アレーアンテナおよび受信アレーアンテナの構成を含む送信アンテナ素子Tx#1～Tx#N_tおよび受信アンテナ素子Rx#1～Rx#N_aを２次元の方向に配置する。

これにより、送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２を、例えば、サブアレー化によって、各アンテナ素子のサイズを拡大させ、アンテナ利得を向上させることができる。

実施の形態２によれば、実施の形態１の効果を奏し、２次元の到来方向推定が可能であるＭＩＭＯレーダを構成できる。

なお、送信アンテナおよび受信アンテナに加えて、レーダ装置１０にダミーアンテナ素子を設置してもよい。ここで、ダミーアンテナ素子とは、構成するアンテナ素子が他のアンテナ素子と物理的に類似の構成をとり、レーダ装置１０によるレーダ信号の送受信には用いられないアンテナである。例えば、アンテナ素子間などやアンテナ素子の外側の領域にダミーアンテナ素子を設置してもよい。ダミーアンテナ素子を設置することによって、例えば、アンテナの放射、インピーダンス整合、アイソレーションといった電気的特性の影響を一様化する効果が得られる。

＜実施の形態３＞
本実施の形態３に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。

本実施の形態３では、各アンテナ素子にサブアレーアンテナ構成を用いて、アンテナ素子の指向性利得を高め、２次元の方向に仮想受信アレーアンテナの開口長を拡げ、不要なグレーティングローブの発生を抑えることで誤検出リスクを低減し、所望の指向性パターンを実現することができる、レーダ装置１０を提供する。

［レーダ装置１０におけるアンテナ配置］
本実施の形態３においては、実施の形態１および実施の形態２に係る送信アレーアンテナ１０８を１つの「送信アンテナ群」とし、実施の形態１および実施の形態２に係る受信アレーアンテナ２０２を１つの「受信アンテナ群」とする。また、以下の説明では、送信アレーアンテナと、受信アレーアンテナとは、まとめて、「送受信アレーアンテナ」と記載される場合がある。

本実施の形態３においては、他の実施の形態と同様に、各アンテナを物理的に干渉しないサイズに拡大し、アンテナ利得を向上し、多数の送信アンテナ群又は受信アンテナ群を用いることで、仮想受信アレーアンテナの開口長を拡大し、分解能を向上できる。

図３４は、本実施の形態３に係る送受信アレーアンテナの配置及び仮想受信アレーアンテナの配置の一例を示す図である。図３４は、一例として、図１１の送信アレーアンテナ１０８ａを１つの送信アンテナ群とし、第１軸方向に２つの群を配置した送信アレーアンテナ１０８Ｌとすることで、拡張した仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１２を得る。

送信アンテナ群の開口長を、第１軸方向にＤ_Ｔ１とし、受信アンテナ群の開口長を、第１軸方向にＤ_Ｒ１とし、各送信アンテナ群の間隔を、第１軸上にＤ_Ｒ１＋ｄ_Ｈとする。これによって、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１２は、図３４に示すように、図１１に示す仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１を１つの群とした仮想受信アレーアンテナ群を、第１軸方向に２つ連接した構成である。

図３５Ａは、本実施の形態３に係る送受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図である。図３５Ｂは、本実施の形態３に係る仮想受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図である。２次元配置の一例として、図３５Ａ、図３５Ｂは、図２０に示したアンテナ配置の構成に基づいて、複数の送信アンテナ群および複数の受信アンテナ群が配置される例を示す。図３５Ａにおいて、４つの送信アンテナ群が、第１軸方向に２列、第２軸方向に２列配置され、４つの受信アンテナ群が第１軸方向に２列、第２軸方向に２列配置される。各アンテナ群の第１軸方向の開口長、第２軸方向の開口長、アンテナ群の間隔を考慮して、送信アレーアンテナ１０８ｍ、受信アレーアンテナ２０２ｍとすることで、図３５Ｂの仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１３を得ることができる。

ここで、送信アンテナ群の開口長を、第１軸方向にＤ_Ｔ１、第２軸方向にＤ_Ｔ２とし、受信アンテナ群の開口長を、第１軸方向にＤ_Ｒ１、第２軸方向にＤ_Ｒ２とし、各送信アンテナ群の間隔を、第１軸上にＤ_Ｒ１＋ｄ_Ｈ、第２軸方向に２×Ｄ_Ｒ２とし、各受信アンテナ群の間隔を、第１軸方向にＤ_Ｔ１+Ｄ_Ｒ１-ｄ_Ｈ、第２軸方向に２×Ｄ_Ｒ２とする。これによって、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１３は、図３５Ｂに示すように、図２０に示した仮想受信アレーアンテナＶＡＡ７を１つの群とした仮想受信アレーアンテナ群を、第１軸方向に４列、第２軸方向に４列配置した構成である。

図３６Ａは、本実施の形態３に係る送受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図である。図３６Ｂは、本実施の形態３に係る仮想受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図である。２次元配置の別の一例である図３６Ａは、図２５Ａに示した実施の形態２のバリエーション１のアンテナ配置において、送信アレーアンテナ１０８ｉを１つの送信アンテナ群、受信アレーアンテナ２０２ｉを１つの受信アンテナ群として、複数の送信アンテナ群および複数の受信アンテナ群が配置される例を示す。送信アレーアンテナ１０８ｎは、送信アンテナ群が第１軸方向に２列、第２軸方向に２列の計４組配置された構成であり、受信アレーアンテナ２０２ｎは、受信アンテナ群が１組配置された構成である。

ここで、受信アンテナ群の開口長は、第１軸方向にＤ_Ｒ１とし、第２軸方向にＤ_Ｒ２とし、送信アンテナ群は、第１軸上にＤ_Ｒ１＋ｄ_Ｈの間隔、第２軸方向にＤ_Ｒ２の間隔で配置される。これによって、図３６Ｂに示す仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１４は、図２５Ｂに示した仮想受信アレーアンテナＶＡＡ９を１つの群とした仮想受信アレーアンテナ群を、４組配置した構成となる。

図３７Ａは、本実施の形態３に係る送受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図である。図３７Ｂは、本実施の形態３に係る仮想受信アレーアンテナの配置の他の一例を示す図である。２次元配置の別の一例である図３７Ａは、図２５Ａに示したバリエーション１のアンテナ配置において、送信アレーアンテナ１０８ｉを１つの送信アンテナ群、受信アレーアンテナ２０２ｉを１つの受信アンテナ群として、４つの送信アンテナ群および２つの受信アンテナ群が配置される例を示す。送信アレーアンテナ１０８ｐでは、送信アンテナ群が第１軸方向に２列、第２軸方向に２列の計４組配置される。受信アレーアンテナ２０２ｐでは、受信アンテナ群が２組配置される。

ここで、各受信アンテナ群の開口長を、第１軸方向にＤ_Ｒ１、第２軸方向にＤ_Ｒ２とし、各送信アンテナ群を第１軸上にＤ_Ｒ１＋ｄ_Ｈの間隔、第２軸方向に２×Ｄ_Ｒ２の間隔で配置する。また、第２の受信アンテナ群は第１軸方向に６ｄ_Ｈオフセットして配置し、第２軸方向にＤ_Ｒ２の間隔で配置される。このため、第1の受信アンテナ群の受信アンテナ素子Rx#3と、第２の受信アンテナ群の受信アンテナ素子Rx#3とは、第１軸方向に６ｄ_Ｈオフセットして配置され、第１の受信アンテナ群の受信アンテナ素子Rx#7、Rx#8と、第２の受信アンテナ群の受信アンテナ素子Rx#1、Rx#2とは、第２軸上において、同じ位置に配置される。これによって、仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１５は、図３７Ｂに示す構成となる。仮想受信アレーアンテナＶＡＡ１５は、図２５Ｂに示した仮想受信アレーアンテナＶＡＡ９を１つの群とした仮想受信アレーアンテナ群を、８組配置した構成となる。

なお、ここでは、実施の形態１および実施の形態２で示したアレーアンテナの配置に基づいて、送信アンテナ群および受信アンテナ群を複数備える場合について説明したが、これに限定されず本開示のアレーアンテナ配置以外のアレーアンテナ配置に基づいて送信アンテナ群又は受信アンテナ群を複数備える場合についても同様の効果が得られる。また、送信アンテナ群及び受信アンテナ群の間隔についても上述した例に限定されない。

＜実施の形態４＞
図３８は、本実施の形態４に係るレーダ装置１０ａの構成の一例を示すブロック図である。本開示のレーダ装置１０の構成は、図１に示した構成に限定されない。例えば、図３８に示すレーダ装置１０ａの構成を用いてもよい。なお、図３８において、図１及び図２と同様の構成については、同一の符番を付し、説明を省略する。また、図３８において、レーダ受信部２００の構成は、図６と同様であるので詳細な構成を省略している。

図１に示したレーダ装置１０では、例えば、図２のレーダ送信部１００において、制御部４００が、送信制御信号によって、複数の送信増幅部１０７の出力レベルを調整することによって、レーダ送信信号を出力する送信増幅部１０７が選択的に切り替えられる。レーダ送信信号生成部１０１は、制御部４００からの所定のレーダ送信周期T_r毎の符号制御信号に基づいて、レーダ送信周期T_rにてレーダ送信信号を繰り返し出力する。これに対して、図３８に示すレーダ装置１０ａでは、レーダ送信部１００ａにおいて、レーダ送信信号生成部１０１からの出力（レーダ送信信号）は、送信無線部１０７ａによって送信無線処理を施され、切替制御部４１０からの切替制御信号に従い、送信切替部１０９によって、送信無線部１０７ａの出力を複数の送信アンテナ１０８の何れか一つに選択的に切り替える。なお、レーダ送信信号生成部１０１は、図２の制御部４００とは異なり、切替制御部４１０から切替制御信号は入力されていない。

図３８に示すレーダ装置１０ａの構成でも、他の実施の形態と同様の効果が得られる。

＜実施の形態５＞
実施の形態１～３の各々では、レーダ送信部１００又は１００ａにおいて、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いる場合について説明したが、変調方式はこれに限定されない。例えば、本開示は、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。

図３９は、本実施の形態５に係るレーダ装置１０ｂの構成の一例を示すブロック図である。図４０は、本実施の形態５に係るレーダ装置１０ｂが用いるチャープパルスの一例を示す図である。図３９は、チャープパルス（例えば、fast chirp modulation）を用いたレーダ方式を適用した場合のレーダ装置１０ｂの構成図の一例を示す。なお、図３９において、図１、図２、図６、図３８と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

まず、レーダ送信部１００ｂにおける送信処理について説明する。レーダ送信部１００ｂにおいて、レーダ送信信号生成部４０１は、変調信号発生部４０２及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）４０３を有する。

変調信号発生部４０２は、例えば、図４０に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、レーダ送信周期をT_rとする。

ＶＣＯ４０３は、変調信号発生部４０２から出力されるレーダ送信信号に基づいて、周波数変調信号（換言すると、周波数チャープ信号）を送信無線部１０７ａへ出力する。周波数変調信号は、送信無線部１０７ａにおいて増幅され、切替制御部４１０が出力する切替制御信号に従い、送信切替部１０９において切り替えられた送信アンテナ１０８から空間に放射される。例えば、第１の送信アンテナ１０８から第N_tの送信アンテナ１０８の各々において、レーダ送信信号は、N_p（= N_t×T_r）周期の送信間隔で送信される。

方向性結合部４０４は、周波数変調信号の一部の信号を取り出して、レーダ受信部２００ｂのアンテナ素子系統処理部２０１－１～Ｎ_ａの各受信無線部５０１（ミキサ部５０２）に出力する。

次に、レーダ受信部２００ｂにおける受信処理について説明する。レーダ受信部２００ｂのアンテナ素子系統処理部２０１－１～Ｎ_ａのそれぞれにおいて、受信無線部５０１に含まれるミキサ部５０２が、受信した反射波信号に対して、送信信号である周波数変調信号（方向性結合部４０４から入力される信号）をミキシングし、ミキシングされた信号が、受信無線部５０１に含まれるＬＰＦ５０３を通過する。これにより、反射波信号の遅延時間に応じたビート周波数を有するビート信号がＬＰＦ５０３の出力として取り出される。例えば、図４０に示すように、送信信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。

ＬＰＦ５０３から出力された信号は、信号処理部２０７ｂのＡ／Ｄ変換部２０８ｂによって離散サンプルデータに変換される。

Ｒ－ＦＦＴ（Range - Fast Fourier Transform）部５０４は、送信周期T_r毎に、所定の時間範囲（レンジゲート）において得られたＮ_ｄａｔａ個の離散サンプルデータをＦＦＴ処理する。これにより、信号処理部２０７ｂでは、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。これにより、ターゲットまでの距離を算出することができる。なお、ＦＦＴ処理において、Ｒ－ＦＦＴ部５０４は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、周波数スペクトラムにおいて、ビート周波数に現れるピークの周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。

ここで、第Ｍ番目のチャープパルス送信によって得られる、第ｚ番目の信号処理部２０７ｂのＲ－ＦＦＴ部５０４から出力されるビート周波数スペクトラム応答をAC_RFT_ｚ（f_b, M）で表す。ここで、f_bはＦＦＴのインデックス番号（ビン番号）であり、f_b＝0,…, N_data/2である。周波数インデックスf_bが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（換言すると、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。

第ｚ番目の信号処理部２０７ｂにおける出力切替部２１２は、例えば、図３８に示したレーダ装置１０ａと同様に、切替制御部４１０から入力される切替制御信号に基づいて、レーダ送信周期T_r毎のＲ－ＦＦＴ部５０４の出力を、N_t個のドップラ解析部２１３のうちの一つに選択的に切り替えて出力する。

以下、一例として、第M番目のレーダ送信周期T_r[M]における切替制御信号をN_tビットの情報［bit₁(M), bit₂(M), … ,bit_Nt(M)］で表す。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期T_r[M]の切替制御信号において、第N_D番目のビットbit_ND(M)（ただし、N_D=1～N_tの何れか）が‘１’である場合、出力切替部２１２は、第N_D番目のドップラ解析部２１３を選択（換言するとＯＮ）する。一方、第M番目のレーダ送信周期T_r [M]の切替制御信号において、第N_D番目のビットbit_ND(M)が‘０’である場合、出力切替部２１２は、第N_D番目のドップラ解析部２１３を非選択（換言するとＯＦＦ）とする。出力切替部２１２は、選択したドップラ解析部２１３に対して、Ｒ－ＦＦＴ部５０４から入力される信号を出力する。

上記のように、各ドップラ解析部２１３の選択は、N_p（= N_t×T_r）周期で順次ＯＮとなる。切替制御信号は、上記内容をN_c回繰り返す。

なお、各送信無線部１０７ａにおける送信信号の送信開始時刻は、周期T_rに同期させなくてもよい。例えば、各送信無線部１０７ａでは、送信開始時刻に異なる送信遅延Δ₁, Δ₂,…,Δ_Ntを設けて、レーダ送信信号の送信を開始してもよい。

第ｚ（z=1,…, Ｎ_ａ）番目の信号処理部２０７ｂは、N_t個のドップラ解析部２１３を有する。

ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１２からの出力に対して、ビート周波数インデックスｆｂ毎にドップラ解析を行う。

例えば、N_cが２のべき乗値である場合、ドップラ解析において高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理を適用できる。

第ｚ番目の信号処理部２０７ｂの第N_D番目のドップラ解析部２１３における第ｗ番目の出力は、式（１９）に示すように、ビート周波数インデックスf_bにおけるドップラ周波数インデックスf_uのドップラ周波数応答FT_CI_z ^(ND)(f_b, f_u, w)を示す。なお、N_D=1～N_tであり、ND＝１～N_tであり、wは１以上の整数である。また、jは虚数単位であり、z=1～Ｎ_ａである。

信号処理部２０７ｂ以降の方向推定部２１４の処理は、例えば、実施の形態１で説明した離散時刻ｋをビート周波数インデックスｆｂで置き換えた動作となるので、詳細な説明を省略する。

以上の構成及び動作により、本実施の形態５でも、実施の形態１～３の各々と同様の効果が得られる。

また、上述したビート周波数インデックスｆｂは、距離情報に変換して出力されてもよい。ビート周波数インデックスｆｂを距離情報R(f_b)に変換するには式（２０）を用いればよい。ここで、B_wは周波数変調して生成される周波数チャープ信号の周波数変調帯域幅を表し、C₀は光速度を表す。

以上、本開示の一実施例に係る実施の形態について説明した。なお、上記実施の形態、及び、各バリエーションに係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。

また、上記実施の形態では、一例として、基本間隔d_H=0.5λ、d_V=0.5λの場合について説明したが、これらの値に限定されない。例えば、基本間隔d_H及びd_Vは、0.5波長以上、かつ、１波長以下の値でもよい。また、上記の実施の形態において、「アンテナ群」という表記は、例えば、「アンテナ素子群」等の別の表記に置き換えられてよい。

また、レーダ装置１０，１０ａ，１０ｂ（例えば、図１、図３８、図３９を参照）において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、レーダ受信部２００（例えば、図１、図３８、図３９を参照）において、方向推定部２１４と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。

レーダ装置１０，１０ａ，１０ｂは、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記録媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０，１０ａ，１０ｂのハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０，１０ａ，１０ｂの各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。また、レーダ装置１０，１０ａ，１０ｂは、図示しないが、例えば、車両（自動車、自動２輪、自転車、工事車両、フォークリフト）、電車、船舶といった、移動物体に搭載することができ、例えば、信号機、路側装置(Road Side Unit)といった静止物体に搭載することができる。

以上、図面を参照しながら各種の実施の形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施の形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上記各実施の形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

以上の説明において、各構成要素に用いる「・・・部」という表記は、「・・・回路（circuitry）」、「・・・デバイス」、「・・・ユニット」、又は、「・・・モジュール」といった他の表記に置換されてもよい。

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるLSIとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力と出力を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラム可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。例えば、バイオ技術の適用が可能性としてありえる。

本開示のレーダ装置は、レーダ信号を送信アレーアンテナから送信するレーダ送信回路と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信アレーアンテナから受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、ｍ個のアンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って第１の間隔Ｄ_ｔで等間隔に配置される第１のアンテナ素子群を含み（ｍは１以上の整数）、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの他方は、（ｎ+１）個のアンテナ素子の位相中心が前記第１軸方向に沿って第２の間隔D_r(n)で配置される第２のアンテナ素子群を含む（ｎは１以上の整数）、前記第１の間隔Ｄ_ｔは式（１ａ）を満たし、

ここで、Ｎ_ａは、1≦n＜Ｎ_ａ-1を満たす整数であり、
n_rは、式（１ｃ）を満たす。

本開示のレーダ装置において、前記第１の基本間隔は、０．５波長以上０．８波長以下である。

本開示のレーダ装置において、前記送信アレーアンテナおよび受信アレーアンテナの少なくとも１つは、複数のサブアレー素子を含む。

本開示のレーダ装置において、前記送信アレーアンテナおよび前記受信アレーアンテナの一方は、前記第１軸方向と直交する第２軸方向に沿って第３の間隔で、前記第１のアンテナ素子群を複製配置した、第３のアンテナ素子群を含み、前記第３の間隔は、第２の基本間隔の整数倍であり、前記第２の基本間隔は、０．５波長以上０．８波長以下であり、前記送信アレーアンテナおよび前記受信アレーアンテナの他方は、前記第２軸方向に沿って第４の間隔で、前記第２のアンテナ素子群を複製配置した、第４のアンテナ素子群を含み、前記第４の間隔は、前記第２の基本間隔の整数倍である。

本開示のレーダ装置において、前記送信アレーアンテナおよび前記受信アレーアンテナの一方は、前記第１軸方向に沿って第５の間隔で、前記第１のアンテナ素子群及び前記第３のアンテナ素子群を複製配置した、第５のアンテナ素子群を含み、前記第１のアンテナ素子群の開口長がＤ_Ｔ１、前記第２のアンテナ素子群の開口長がＤ_Ｒ１である場合、前記第５の間隔は、前記第２のアンテナ素子群の開口長Ｄ_Ｒ１に基本間隔ｄ_Ｈを加算した値であり、前記送信アレーアンテナおよび前記受信アレーアンテナの他方は、前記第１軸方向に沿って第６の間隔で、前記第２のアンテナ素子群及び前記第４のアンテナ素子群を複製配置した、第６のアンテナ素子群を含み、前記第６の間隔は、前記第１のアンテナ素子群の開口長Ｄ_Ｔ１と前記第１のアンテナ素子群の開口長Ｄ_Ｒ１との合算から基本間隔ｄ_Ｈを減算した値である。

本開示の移動物体は、本開示のレーダ装置を搭載する。

本開示の静止物体は、本開示のレーダ装置を搭載する。

本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。

１０，１０ａ，１０ｂレーダ装置
１００，１００ａ，１００ｂレーダ送信部
１０１，１０１ａ，４０１レーダ送信信号生成部
１０２符号生成部
１０３変調部
１０４ＬＰＦ
１０５送信周波数変換部
１０６電力分配器
１０７送信増幅部
１０７ａ送信無線部
１０８送信アレーアンテナ
１０９送信切替部
１１１符号記憶部
１１２ＤＡ変換部
２００レーダ受信部
２０１アンテナ素子系統処理部
２０２受信アレーアンテナ
２０３受信無線部
２０４増幅器
２０５周波数変換器
２０６直交検波器
２０７信号処理部
２０８，２０９ＡＤ変換部
２１０相関演算部
２１１加算部
２１２出力切替部
２１３ドップラ解析部
２１４方向推定部
３００基準信号生成部
４００制御部
４０２変調信号発生部
４０３ＶＣＯ
４０４方向性結合部
４１０切替制御部
５０１受信無線部
５０２ミキサ部
５０３ＬＰＦ
５０４Ｒ－ＦＦＴ部

Claims

レーダ信号を送信する送信アレーアンテナを有するレーダ送信部と、
前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信する受信アレーアンテナを有するレーダ受信部と、
を具備し、
前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、複数個のアンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って第１の間隔Ｄ_ｔで等間隔に配置される第１のアンテナ素子群を含み、
前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの他方は、N_a個のアンテナ素子の位相中心が前記第１軸方向に沿って第２の間隔D_r(n)で配置される第２のアンテナ素子群を含み、
前記第２のアンテナ素子群のうち、中央に位置する２つまたは３つのアンテナの前記第２の間隔D _r (n)は、前記第１の間隔Ｄ _ｔよりもd _H 広く、
前記第１の間隔Ｄ_ｔは式（１）を満たし、

ここで、ｄ_Ｈは第１の基本間隔を示し、ｎ_ｔは２以上の整数であり、
前記第２の間隔D_r(n)は、式（２）を満たし、

ここで、N_aは、1≦n＜N_a-1を満たす整数であり、ｎは１以上の整数であり、
n_rは、n_rの中央に位置する値の両隣に０または１ずつ増加させた値の列が対称に並ぶ数列であり、かつ、前記第２の間隔D _r (n)は、中央に位置する値が狭い間隔であり、端部に位置する値は広い間隔であり、
n_rは、式（３）を満たす、

レーダ装置。
前記第１の基本間隔は、０．５波長以上０．８波長以下である、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信アレーアンテナおよび受信アレーアンテナの少なくとも１つは、複数のサブアレー素子を含む、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信アレーアンテナおよび前記受信アレーアンテナの一方は、前記第１軸方向と直交する第２軸方向に沿って第３の間隔で、前記第１のアンテナ素子群を複製配置した、第３のアンテナ素子群を含み、
前記第３の間隔は、第２の基本間隔の整数倍であり、
前記第２の基本間隔は、０．５波長以上０．８波長以下であり、
前記送信アレーアンテナおよび前記受信アレーアンテナの他方は、前記第２軸方向に沿って第４の間隔で、前記第２のアンテナ素子群を複製配置した、第４のアンテナ素子群を含み、
前記第４の間隔は、前記第２の基本間隔の整数倍である、
請求項１から３のいずれか一項に記載のレーダ装置。
前記送信アレーアンテナおよび前記受信アレーアンテナの一方は、前記第１軸方向に沿って第５の間隔で、前記第１のアンテナ素子群及び前記第３のアンテナ素子群を複製配置した、第５のアンテナ素子群を含み、
前記第１のアンテナ素子群の開口長がＤ_Ｔ１、前記第２のアンテナ素子群の開口長がＤ_Ｒ１である場合、
前記第５の間隔は、前記第２のアンテナ素子群の開口長Ｄ_Ｒ１に基本間隔ｄ_Ｈを加算した値であり、
前記送信アレーアンテナおよび前記受信アレーアンテナの他方は、前記第１軸方向に沿って第６の間隔で、前記第２のアンテナ素子群及び前記第４のアンテナ素子群を複製配置した、第６のアンテナ素子群を含み、
前記第６の間隔は、前記第１のアンテナ素子群の開口長Ｄ_Ｔ１と前記第１のアンテナ素子群の開口長Ｄ_Ｒ１との合算から基本間隔ｄ_Ｈを減算した値である、
請求項４に記載のレーダ装置。
請求項１から５のいずれか一項に記載のレーダ装置を搭載した、移動物体。
請求項１から５のいずれか一項に記載のレーダ装置を搭載した、静止物体。