CN110286376B - 雷达装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种雷达装置，在该雷达装置中，发送阵列天线及接收阵列天线的一方包含第1天线组和第2天线组，第1天线组包含各天线元件的相位中心沿第1轴方向每隔第1配置间隔配置的一个以上的第1天线元件和一个共用天线元件，第2天线组包含多个第2天线元件和一个共用天线元件，各天线元件的相位中心沿与第1轴方向不同的第2轴方向每隔第2配置间隔配置为2列，2列各自中包含的天线元件的相位中心在第2轴方向中的位置彼此不同。

Description

雷达装置
技术领域
本发明涉及雷达装置。
背景技术
近年来，在开展使用了包含可得到高分辨率的微波或毫米波的短波长的雷达发送信号的雷达装置的研究。此外，为了提高户外的安全性，除车辆以外，还需要开发在广角范围内探测包含行人的物体(目标)的雷达装置(广角雷达装置)。
此外，作为雷达装置，提出了除接收分支之外，在发送分支中也包括多个天线元件(阵列天线)，通过使用了发送接收阵列天线的信号处理进行波束扫描的结构(有时也称为MIMO(Multiple Input Multiple Output；多输入多输出)雷达)(例如，参照非专利文献1)。
在MIMO雷达中，通过在发送接收阵列天线中的天线元件的配置上下功夫，可以构成最大与发送天线元件数和接收天线元件数之积相等的虚拟的接收阵列天线(以下，称为虚拟接收阵列)。由此，有通过较少的元件数使阵列天线的有效的孔径长度增大的效果。
此外，除垂直方向或水平方向的一维扫描以外，MIMO雷达也可适用于进行垂直方向及水平方向的二维中的波束扫描的情况(例如，参照专利文献1、非专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特表2017－534881号公报
非专利文献
非专利文献1：P.P.Vaidyanathan，P.Pal，Chun-Yang Chen，"MIMO radar withbroadband waveforms：Smearing filter banks and 2D virtual arrays，"IEEEAsilomar Conference on Signals，Systems and Computers，pp.188-192，2008.
非专利文献2：Direction-of-arrival estimation using signal subspacemodeling，Cadzow.J.A.，Aerospace and Electronic Systems，IEEE Transactions onVolume：28，Issue：1Publication Year：1992，Page(s)：64–79
发明内容
本发明的一方式，有助于提供可以增大每一天线元件的孔径长度、可以扩大虚拟接收阵列的孔径长度的雷达装置。
本发明的一方式的雷达装置采用的结构包括：雷达发送电路，从发送阵列天线发送雷达信号；以及雷达接收电路，从接收阵列天线接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的一方包含第1天线组和第2天线组，所述第1天线组包含各天线元件的相位中心沿第1轴方向每隔第1配置间隔配置的一个以上的第1天线元件和一个共用天线元件，所述第2天线组包含多个第2天线元件和所述一个共用天线元件，各天线元件的相位中心沿与所述第1轴方向不同的第2轴方向每隔第2配置间隔配置为2列，所述2列各自中包含的天线元件的相位中心在所述第2轴方向中的位置彼此不同，所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的另一方包含多个第3天线元件，所述第3天线元件的相位中心沿所述第1轴方向每隔小于所述第1配置间隔的第3配置间隔配置基于所述第1配置间隔的第1列数，并沿所述第2轴方向每隔大于所述第2配置间隔的第4配置间隔配置。
再者，这些概括性的或具体的方式，可作为系统、方法、集成电路、计算机程序、或存储介质来实现，也可以通过系统、装置、方法、集成电路、计算机程序和存储介质的任意的组合来实现。
根据本发明的一方式，本发明的一方式能够提供可以增大每一天线元件的孔径长度、可以扩大虚拟接收阵列的孔径长度的雷达装置。
从说明书和附图中将清楚本发明的一方式中的更多的优点和效果。这些优点和/或效果可以由几个实施方式和说明书及附图所记载的特征来分别提供，不需要为了获得一个或一个以上的同一特征而提供全部特征。
附图说明
图1表示实施方式1的雷达装置的结构的一例子的框图。
图2表示实施方式1的雷达发送单元的结构的一例子的框图。
图3表示实施方式1的雷达发送信号的一例子的图。
图4表示实施方式1的控制单元的发送天线的时分切换动作的一例子的图。
图5表示实施方式1的雷达发送信号生成单元的另一结构的一例子的框图。
图6表示实施方式1的雷达接收单元的结构的一例子的框图。
图7表示实施方式1的雷达装置的雷达发送信号的发送定时、以及测量范围的一例子的图。
图8表示用于实施方式1的方向估计单元的动作说明的三维坐标系的图。
图9A表示实施方式1的发送天线的配置的一例子的图。
图9B表示实施方式1的接收天线的配置的一例子的图。
图9C表示实施方式1的虚拟接收天线的配置的一例子的图。
图10A表示实施方式1的变更1的发送天线的配置的一例子的图。
图10B表示实施方式1的变更1的接收天线的配置的一例子的图。
图10C表示实施方式1的变更1的虚拟接收天线的配置的一例子的图。
图11表示实施方式1的变更1的天线元件的大小的一例子的图。
图12A表示实施方式1的变更1的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第1轴方向的截面图的一例子的图。
图12B表示实施方式1的变更1的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第2轴方向的截面图的一例子的图。
图13表示比较例的发送天线的配置的一例子的图。
图14表示比较例的虚拟接收天线的配置的一例子的图。
图15表示比较例的虚拟接收阵列的指向性图案的沿第2轴方向的截面图的一例子的图。
图16A表示实施方式1的变更2的发送天线的配置的一例子的图。
图16B表示实施方式1的变更2的接收天线的配置的一例子的图。
图16C表示实施方式1的变更2的虚拟接收天线的配置的一例子的图。
图17表示实施方式1的变更2的天线元件的大小的一例子的图。
图18A表示实施方式1的变更2的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第1轴方向的截面图的一例子的图。
图18B表示实施方式1的变更2的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第2轴方向的截面图的一例子的图。
图19A表示实施方式1的变更2的虚拟接收阵列的指向性图案的一例子的图。
图19B表示实施方式1的变更2的虚拟接收阵列的指向性图案的一例子的图。
图20A表示实施方式2的发送阵列天线的天线元件的配置的一例子的图。
图20B表示实施方式2的接收阵列天线的天线元件的配置的一例子的图。
图20C表示实施方式2的虚拟接收阵列的配置的一例子的图。
图21表示实施方式2的天线元件的大小的一例子的图。
图22A表示实施方式2的变更1的发送阵列天线的天线元件的配置的一例子的图。
图22B表示实施方式2的变更1的接收阵列天线的天线元件的配置的一例子的图。
图22C表示实施方式2的变更1的虚拟接收阵列的配置的一例子的图。
图23A表示实施方式2的变更2的发送阵列天线的天线元件的配置的一例子的图。
图23B表示实施方式2的变更2的接收阵列天线的天线元件的配置的一例子的图。
图23C表示实施方式2的变更2的虚拟接收阵列的配置的一例子的图。
图24表示实施方式2的变更2的天线元件的大小113k、215k的一例子的图。
图25A表示实施方式2的变更2的虚拟接收阵列的指向性图案的沿第1轴方向的截面图的一例子的图。
图25B表示实施方式2的变更2的虚拟接收阵列的指向性图案的沿第2轴方向的截面图的一例子的图。
具体实施方式
例如，作为雷达装置，已知反复发送脉冲波的脉冲雷达装置。在广角范围内探测车辆/行人的广角脉冲雷达的接收信号为混合了来自近距离内存在的目标(例如车辆)和远距离中存在的目标(例如行人)的多个反射波的信号。因此，(1)在雷达发送单元中，需要发送具有较低的距离旁瓣的自相关特性(以下，称为低距离旁瓣特性)的脉冲波或脉冲调制波的结构，(2)在雷达接收单元中，需要具有较宽的接收动态范围的结构。
作为广角雷达装置的结构，列举以下2个结构。
第一结构是，使用窄角(几度左右的波束宽度)的指向性波束，机械式或电子式扫描脉冲波或调制波并发送雷达波，使用宽角的指向性波束接收反射波的结构。在这种结构中，为了得到高分辨率而增加扫描次数，所以对高速移动的目标的跟随性劣化。
第二结构是，在接收分支中，通过由多个天线(多个天线元件)构成的阵列天线接收反射波，使用基于相对天线元件间隔的接收相位差，根据信号处理算法估计反射波的到来角的方法(Direction of Arrival(DOA)estimation；到达方向估计)的结构。在这种结构中，即使稀疏了发送分支中的发送波束的扫描间隔，也可以在接收分支中估计到来角，所以可以实现扫描时间的缩短，与第一结构比较，可以提高跟随性。例如，在到来方向估计方法中，可列举基于矩阵运算的傅立叶变换、基于逆矩阵运算的Capon法及LP(LinearPrediction；线性预测)法、或基于特征值运算的MUSIC(Multiple SignalClassification；多信号分类)及ESPRIT(Estimation of Signal Parameters viaRotational Invariance Techniques；用旋转不变技术估计信号参数)。
此外，除接收分支之外，即使在发送分支中使用多个天线元件进行波束扫描的MIMO雷达也从多个发送天线元件发送使用时分、频分或码分复用的信号，用多个接收天线元件接收在周围物体中反射的信号，从各个接收信号中分离并接收复用的发送信号。
而且，在MIMO雷达中，通过在发送接收阵列天线中的天线元件的配置上下功夫，可以构成最大与发送天线元件数和接收天线元件数之积相等的虚拟的接收阵列天线(虚拟接收阵列)。由此，可以得到以发送天线元件数和接收天线元件数之积表示的传播路径响应，通过适当地配置发送接收天线元件间隔，可以通过较少的元件数虚拟地扩大阵列天线的有效的孔径长度，实现角度分辨率的提高。
这里，作为MIMO雷达中的天线元件结构，大致分为使用一个天线元件的结构(以下，称为单体天线)、和将多个天线元件子阵列化的结构(以下，称为子阵列)。
使用单体天线的情况，与使用子阵列的情况比较，为具有较宽的指向性的特性，但天线增益相对降低。因此，为了提高反射波信号的接收SNR(Signal to Noise Ratio；信噪比)，在接收信号处理中，例如，进行更多的加法处理，或者使用多个单体天线构成天线。
另一方面，使用子阵列的情况下，与使用单体天线的情况比较，在一个子阵列中，包含多个天线元件，所以作为天线的物理性大小变大，可以提高主波束方向的天线增益。具体地说，子阵列的物理性大小为发送信号的无线频率(载波频率)中的波长范围以上。
此外，MIMO雷达除了进行垂直方向或水平方向的一维扫描的情况以外，在进行垂直方向及水平方向的二维中的波束扫描的情况下也可适用(例如，参照专利文献1、非专利文献1)。
然而，像非专利文献1那样，在发送天线元件和接收天线元件的每个中，将天线元件在水平方向及垂直方向以半波长左右等间隔配置的情况下，由于天线元件邻接，所以因物理性的限制而难以将天线元件形成子阵列并使天线增益成为高增益。
另一方面，为了将天线元件形成子阵列而将天线间隔越扩大到1波长以上，越会产生角度方向的栅瓣或旁瓣分量，误检测的几率增大。
此外，在为了对于MIMO雷达实现小型化并且低成本而有发送接收分支的天线元件数的限制(例如，发送4天线元件左右/接收4天线元件左右)的情况下，难以使用更多的天线元件来提高反射波信号的接收SNR，此外，在MIMO雷达的平面性的虚拟接收阵列中垂直方向及水平方向的孔径长度被限制。
由以上，在垂直方向及水平方向上以半波长左右的元件间隔等间隔配置了发送天线元件及接收天线元件的情况下，因天线元件邻接，所以难以增大天线元件的每个元件的孔径长度而使天线元件获得高增益。另一方面，越扩大天线元件间隔，越在主瓣的附近产生栅瓣，误检测的几率增大。
(实施方式1)
在本发明的一方式中，将天线元件形成子阵列而提高反射波信号的接收SNR，将虚拟接收阵列以半波长左右等间隔地配置，抑制栅瓣或旁瓣分量。根据本发明的一方式，可以提供不增大误检测的几率，增大每一个天线元件的孔径长度而得到高增益，并且将虚拟接收阵列等间隔配置，能够扩大虚拟接收阵列中的孔径长度的雷达装置。
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。再者，在实施方式中，对相同的结构要素附加相同的标号，其说明因重复而省略。
在说明多个发送天线(发送子阵列)及多个接收天线(接收子阵列)的配置之前，说明雷达装置的结构。具体地说，说明在雷达装置的发送分支中，将多个发送天线时分方式切换，发送被时分复用的不同的雷达发送信号，在接收分支中，将各发送信号分离并进行接收处理的MIMO雷达的结构。但是，雷达装置的结构不限定于此，也可以是在发送分支中，从多个发送天线发送被频分复用的不同的发送信号，在接收分支中，将各发送信号分离并进行接收处理的结构。此外，同样，雷达装置的结构也可以是，在发送分支中从多个发送天线发送码分复用的发送信号，在接收分支中进行接收处理的结构。
再者，以下说明的实施方式是一例子，本发明不由以下的实施方式限定。
[雷达装置10的结构]
图1是表示实施方式1的雷达装置10的结构的一例子的框图。雷达装置10具有雷达发送单元(也称为发送分支或雷达发送电路)100、雷达接收单元(也称为接收分支或雷达接收电路)200、基准信号生成单元(基准信号生成电路)300、以及控制单元(控制电路)400。
雷达发送单元100基于从基准信号生成单元300接受的基准信号生成高频(无线频率：Radio Frequency)的雷达信号(雷达发送信号)。然后，雷达发送单元100将多个发送天线元件#1～#Nt时分切换，发送雷达发送信号。
雷达接收单元200用多个接收天线元件#1～#Na接收在目标(未图示)中反射的雷达发送信号即反射波信号。雷达接收单元200用从基准信号生成单元300接受的基准信号，通过进行下述的处理动作，进行与雷达发送单元100同步的处理。雷达接收单元200对各接收天线元件202中接收的反射波信号进行信号处理，至少进行目标的有无检测或方向估计。再者，目标是雷达装置10检测的对象的物体，例如，包含车辆(包含2轮、3轮、以及4轮)或人。
基准信号生成单元300分别连接到雷达发送单元100及雷达接收单元200。基准信号生成单元300将基准信号供给到雷达发送单元100及雷达接收单元200，使雷达发送单元100及雷达接收单元200的处理同步。
控制单元400对每个雷达发送周期Tr设定雷达发送单元100生成的脉冲码、雷达发送单元100的可变波束控制中设定的相位、以及雷达发送单元100放大信号的电平。然后，控制单元400将指示脉冲码的控制信号(码控制信号)、指示相位的控制信号(相位控制信号)、以及指示发送信号的放大电平的控制信号(发送控制信号)输出到雷达发送单元100。此外，控制单元400将指示雷达发送单元100中的发送子阵列#1～#N的切换(雷达发送信号的输出切换)定时的输出切换信号输出到雷达接收单元200。
[雷达发送单元100的结构]
图2是表示实施方式1的雷达发送单元100的结构的一例子的框图。雷达发送单元100具有雷达发送信号生成单元(雷达发送信号生成电路)101、发送变频单元(发送变频电路)105、功率分配器(功率分配电路)106、发送放大单元(发送放大电路)107、以及发送阵列天线108。
再者，以下，作为一例子表示使用了编码脉冲雷达的雷达发送单元100的结构，但不限定于此，例如，对于使用了FM－CW(Frequency Modulated Continuous Wave；调频连续波)雷达的调频的雷达发送信号，同样可适用。
雷达发送信号生成单元101生成为从基准信号生成单元300接受的基准信号的规定倍数的定时时钟(时钟信号)，基于生成的定时时钟生成雷达发送信号。然后，雷达发送信号生成单元101基于来自控制单元100的每个规定的雷达发送周期Tr的码控制信号，在雷达发送周期Tr中反复输出雷达发送信号。
雷达发送信号以y(kt，M)＝I(kT，M)+jQ(kt，M)表示。其中，j表示虚数单位，k表示离散时刻，M表示雷达发送周期的序数。此外，I(kT，M)及Q(kT，M)分别表示第M雷达发送周期中的离散时刻kT中的雷达发送信号(kT，M)的同相分量(In-Phase分量)以及正交分量(Quadrature分量)。
雷达发送信号生成单元101包括码生成单元(码生成电路)102、调制单元(调制电路)103、以及LPF(Low Pass Filter；低通滤波器)104。
码生成单元102基于每个雷达发送周期Tr的码控制信号，生成第M雷达发送周期中的码长L的码序列的码an(M)(n＝1，…，L)(脉冲码)。在码生成单元102中生成的码an(M)中，使用可得到低距离旁瓣特性的脉冲码。作为码序列，例如，可列举Barer码、M序列码、Gold码。再者，码生成单元102中生成的码an(M)可以是相同的码，也可以是包含不同码的码。
调制单元103对于从码生成单元102输出的码an(M)进行脉冲调制(振幅调制、ASK(Amplitude Shift Keying；幅移键控)、脉冲移位键控)或相位调制(PSK：Phase ShiftKeying；相移键控)，将调制信号输出到LPF104。
LPF104将从调制单元103输出的调制信号之中、规定的限制频带以下的信号分量作为基带的雷达发送信号输出到发送变频单元105。
发送变频单元105将从LPF104输出的基带的雷达发送信号，变频为规定的载波频率(RF：Radio Frequency)频带中的雷达发送信号。
功率分配器106将从发送变频单元105输出的无线频带的雷达发送信号分配为Nt个，输出到各发送放大单元107。
发送放大单元107(107－1～107－Nt)基于从控制单元400指示的每个雷达发送周期Tr的发送控制信号，将输出的雷达发送信号放大到规定电平并输出、或将发送输出设为关断。
发送阵列天线108有Nt个发送天线元件#1～#Nt(108－1～108－Nt)。各发送天线元件#1～#Nt分别连接到各自的发送放大单元107－1～107－Nt，发送从各自的发送放大单元107－1～107－Nt输出的雷达发送信号。
图3是表示实施方式1的雷达发送信号的一例子的图。在各雷达发送周期Tr之中，在码发送区间Tw的期间发送脉冲码序列，剩余的区间(Tr－Tw)为无信号区间。在码发送区间Tw内包含码长L脉冲码序列。在一个码中，包含L个子脉冲。此外，每一个子脉冲，通过施以使用了No个样本的脉冲调制，在各码发送区间Tw内，包含Nr(＝No×L)个样本。此外，在雷达发送周期Tr中的无信号区间(Tr－Tw)内，包含Nu个样本。
图4表示控制单元400的各发送天线元件#1～#Nt的时分切换动作的一例子。在图4中，控制单元400在每个雷达发送周期Tr内，以发送天线元件#1至发送天线元件#Nt的顺序，将进行切换来自各发送天线元件的输出的指示的控制信号(码控制信号、发送控制信号)输出到雷达发送单元100。此外，控制单元400将各发送子阵列的发送输出期间设为(Tr×Nb)，进行将全部的发送子阵列的发送输出期间(Tr×Np)＝(Tr×Nb×Nt)的切换动作反复Nc次的控制。此外，后述的雷达接收单元200基于控制单元400的切换动作进行定位处理。
例如，在从发送天线元件#1发送雷达发送信号的情况下，控制单元400对于连接到发送天线元件#1的发送放大单元107－1，输出指示的发送控制信号以将输入信号放大到规定电平，对于未连接到发送天线元件#1的发送放大单元107－2～107－Nt，输出指示的发送控制信号以将发送输出设为关断。
同样，在从发送天线元件#2发送雷达发送信号的情况下，控制单元400对于连接到发送天线元件#2的发送放大单元107－2，输出指示的发送控制信号以将输入信号放大到规定电平，对于未连接到发送天线元件#2的发送放大单元107，输出指示的发送控制信号以将发送输出设为关断。
之后，控制单元400对于发送天线元件#3～#Nt顺序地进行同样的控制。以上，说明了控制单元400的雷达发送信号的输出切换动作。
[雷达发送单元100的另一结构]
图5是表示实施方式1的雷达发送信号生成单元101的另一结构的一例子的框图。雷达发送单元100也可以包括图5所示的雷达发送信号生成单元101a，取代雷达发送信号生成单元101。雷达发送信号生成单元101a没有图2所示的码生成单元102、调制单元103及LPF104，取而代之包括图5所示的码存储单元(码存储电路)111及DA转换单元(DA转换电路)112。
码存储单元111预先存储图2所示的码生成单元102中生成的码序列，循环地顺序读出存储的码序列。
DA转换单元112将从码存储单元111输出的码序列(数字信号)转换为模拟的基带信号。
[雷达接收单元200的结构]
图6是表示实施方式1的雷达接收单元200的结构的一例子的框图。雷达接收单元200具有接收阵列天线202、Na个天线元件系统处理单元(天线元件系统处理电路)201(201－1～201－Na)、以及方向估计单元(方向估计电路)214。
接收阵列天线202具有Na个接收天线元件#1～#Na(202－1～202－Na)。Na个接收天线元件202－1～202－Na接收在包含测量目标(物体)的反射物体中反射的雷达发送信号即反射波信号，将接收的反射波信号作为接收信号分别输出到对应的天线元件系统处理单元201－1～201－Na。
各天线元件系统处理单元201(201－1～201－Na)具有无线接收单元(无线接收电路)203和信号处理单元(信号处理电路)207。无线接收单元203及信号处理单元207生成为从基准信号生成单元300接受的基准信号的规定倍数的定时时钟(基准时钟信号)，通过基于生成的定时时钟动作，确保与雷达发送单元100的同步。
无线接收单元203具有放大器(放大电路)204、变频器(变频电路)205、以及正交检波器(正交检波电路)206。具体地说，在第z无线接收单元203中，放大器204将从第z接收天线元件#z接受的接收信号放大至规定电平。其中，z＝1，…，Nr。接着，变频器205将高频频带的接收信号变频为基带频带。接着，正交检波器206将基带频带的接收信号转换为包含了I信号及Q信号的基带频带的接收信号。
各信号处理单元207具有第1AD转换单元(AD转换电路)208、第2AD转换单元(AD转换电路)209、相关运算单元(相关运算电路)210、加法单元(加算电路)211、输出切换单元(输出切换电路)212、以及Nt个多普勒分析单元(多普勒分析电路)213－1～213－Nt。
第1AD转换单元208从正交检波器206输入I信号。第1AD转换单元208对于包含I信号的基带信号，通过进行离散时间中的采样，将I信号转换为数字数据。
第2AD转换单元209从正交检波器206输入Q信号。第2AD转换单元209对于包含Q信号的基带信号，通过进行离散时间中的采样，将Q信号转换为数字数据。
这里，在第1AD转换单元208及第2AD转换单元209的采样中，每个雷达发送信号中的一个子脉冲的时间Tp(＝Tw/L)，进行Ns个离散样本。即，每1子脉冲的过采样数为Ns。
图7表示实施方式1的雷达装置10的雷达发送信号的发送定时、以及测量范围的一例子。在以下的说明中，将使用I信号Iz(k，M)及Q信号Qz(k，M)，作为第1AD转换单元208及第2AD转换单元209的输出的第M雷达发送周期Tr[M]的离散时间k中的基带的接收信号表示为复数信号xz(k，M)＝Iz(k，M)+jQz(k，M)。此外，以下，离散时刻k以雷达发送周期(Tr)开始的定时设为基准(k＝1)，信号处理单元207在至雷达发送周期Tr结束前为止的样本点即至k＝(Nr+Nu)Ns/No为止周期性地进行计量。即，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。其中，j是虚数单位。
在第z信号处理单元207中，相关运算单元210对每个雷达发送周期Tr进行从第1AD转换单元208及第2AD转换单元209接受的离散样本值xz(k，M)与雷达发送单元100中发送的码长L的脉冲码an(M)(其中，z＝1，…，Na、n＝1，…，L)之间的相关运算。例如，相关运算单元210进行离散样本值xz(k，M)与脉冲码an(M)之间的滑动相关运算。例如，第M雷达发送周期Tr[M]中的离散时刻k的滑动相关运算的相关运算值ACz(k，M)基于式(1)计算。
Figure BDA0001987908940000121
式(1)中，星号(*)表示复数共轭运算符。
例如，相关运算单元210根据式(1)，在整个k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No的期间进行相关运算。
再者，相关运算单元210不限定于对k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No进行相关运算的情况，也可以根据作为雷达装置10的测量对象的目标的存在范围，限定测量范围(即，k的范围)。通过限定，相关运算单元210中的运算处理量降低。例如，相关运算单元210也可以将测量范围限定为k＝Ns(L+1)，…，(Nr+Nu)Ns/No－NsL。这种情况下，如图7所示，雷达装置10在相当于码发送区间Tw的时间区间内不进行测量。
根据上述的结构，即使在雷达发送信号直接地绕入雷达接收单元200的情况下，在雷达发送信号绕入的期间(至少低于τ1的期间)内也不进行相关运算单元210的处理。因此，雷达装置10排除绕入的影响而可以测量。此外，在限定测量范围(k的范围)的情况下，对于以下说明的加法单元211、输出切换单元212、多普勒分析单元213、以及方向估计单元214的处理，适用同样地限定了测量范围(k的范围)的处理即可。由此，可以削减各结构单元中的处理量，可以降低雷达接收单元200中的功耗。
在第z信号处理单元207中，加法单元211基于从控制单元400输出的输出切换信号，将从第ND发送天线元件#ND连续地发送的雷达发送周期Tr的多次Nb的期间(Tr×Nb)设为单位，使用在每个离散时刻k从相关运算单元210接受的相关运算值ACz(k，M)，进行加法(相干积分)处理。其中，ND＝1，…，Nt，z＝1，…，Na。
整个期间(Tr×Nb)内的加法(相干积分)处理以下式(2)表示。
Figure BDA0001987908940000122
其中，CIz (ND)(k，m)表示相关运算值的加法值(以下，称为相关加法值)，m是表示加法单元211中的加法次数的序数的1以上的整数。此外，z＝1，…，Na。
再者，要得到理想的加法增益，在相关运算值的加法区间中，相关运算值的相位分量在某个程度的范围内一致成为条件。即，优选加法次数基于作为测量对象的目标的假定最大移动速度来设定。这是因为，目标的假定最大移动速度越大，来自目标的反射波中包含的多普勒频率的变动量越大，具有较强相关的时间期间越短，所以Np(＝N×Nb)为较小的值，加法单元211中的相加产生的增益提高效果减小。
在第z信号处理单元207中，输出切换单元212基于从控制单元400输出的输出切换信号，将以从第ND发送天线元件连续地发送的雷达发送周期Tr的多次Nb的期间(Tr×Nb)为单位相加的、每个离散时间k的加法结果CIz (ND)(k，m)择一地切换输出到第ND多普勒分析单元213－ND。其中，ND＝1，…，Nt，z＝1，…，Na。
各信号处理单元207具有与发送天线元件#1～#Nt同数的Nt个多普勒分析单元213－1～213－Nt。多普勒分析单元213(213－1～213－Nt)将在每个离散时间k得到的加法单元211的NC个输出即CIz (ND)(k，NC(w－1)+1)～CIz (ND)(k，NC×w)设为一单位，对齐离散时间k的定时进行相干积分。例如，如以下的式(3)所示，多普勒分析单元213在校正了与2Nf个不同的多普勒频率fsΔΦ对应的相位变动Φ(fs)＝2πfs(Tr×Nb)ΔΦ后，进行相干积分。
Figure BDA0001987908940000131
其中，FT_CIz (ND)(k，fs，w)是第z信号处理单元207中的第ND多普勒分析单元213－ND中的第w输出，表示对加法单元211的第ND输出的、离散时间k中的多普勒频率fsΔΦ的相干积分结果。其中，ND＝1，…，Nt，fs＝－Nf+1，…，0，Nf，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No，w为自然数，ΔΦ为相位旋转单位，j为虚数单位，z＝1，…，Na。
由此，各信号处理单元207在雷达发送周期间Tr的多次Nb×Nc的期间(Tr×Nb×Nc)的每个期间得到与每个离散时间k的2Nf个多普勒频率分量对应的相干积分结果即FT_CIz (ND)(k，－Nf+1，w)，…，FT_CIz (ND)(k，Nf－1，w)。
在设为ΔΦ＝1/Nc的情况下，上述多普勒分析单元213的处理等价于将加法单元211的输出以采样间隔Tm＝(Tr×Np)、采样频率fm＝1/Tm进行离散傅立叶变换(DFT)处理。
此外，通过将Nf设为2的乘方的数，多普勒分析单元213可以适用快速傅立叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)处理，可以削减运算处理量。再者，在Nf>Nc中，通过在q>Nc的区域中进行设为CIz (ND)(k，Nc(w－1)+1)＝0的零填充处理，多普勒分析单元213同样可以适用FFT处理，可以削减运算处理量。
此外，在多普勒分析单元213中，取代FFT处理，也可以进行逐次地运算上述的式(3)所示的积和运算的处理。即，多普勒分析单元213也可以对于在每个离散时刻k得到的加法单元211的Nc个输出即CIz (ND)(k，Nc(w－1)+q+1)，生成与fs＝－Nf+1，…，0，Nf－对应的系数exp[－j2πfsTrNbqΔΦ]，逐次地进行积和运算处理。其中，q＝0，…，Nc－1。
再者，在以下的说明中，将在从第1天线元件系统处理单元201－1的信号处理单元207至第Na天线系统处理单元201－Na的信号处理单元207的每一个中施以同样的处理得到的第w输出FT_CIz (1)(k，fs，w)，…，FT_CIz (Na)(k，fs，w)，如下式(4)(或式(5))那样作为虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)表述。
Figure BDA0001987908940000141
Figure BDA0001987908940000151
Figure BDA0001987908940000152
虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)包含发送天线元件#1～#Nt的数Nt和接收天线元件#1～#Na的数Na之积即Nt×Na个元素。虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)用于后述的、对于来自目标的反射波信号进行基于接收天线元件#1～#Na间的相位差的方向估计的处理的说明。其中，z＝1，…，Na，ND＝1，…，Nt。
此外，在上述的式(4)及式(5)中，起因于来自各发送子阵列的发送时间差的每个多普勒频率(fsΔΦ)的相位旋转被校正。即，将第1发送子阵列(ND＝1)作为基准，对来自第ND发送子阵列的多普勒频率(fsΔΦ)分量的接收信号FT_CIz (Na)(k，fs，w)，乘以exp[－j2πfsΔΦ(ND－1)TrNb]。
以上，说明了信号处理单元207的各结构单元中的处理。
方向估计单元214对于从第1天线元件系统处理单元201－1的信号处理单元207至第Na天线元件系统处理单元201－Na的信号处理单元207输出的第w多普勒分析单元213的虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)，如以下的式(6)表示的那样，通过乘以校正发送阵列天线108间及接收阵列天线202间的相移偏差及振幅偏差的阵列校正值hcal[b]，计算校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)。再者，b＝1，…，(Nt×Na)。
Figure BDA0001987908940000153
校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)是Na×Nr个元素构成的列向量。以下，将虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)的各元素表述为h1(k，fs，w)，...，hNa×Nr(k，fs，w)，用于方向估计处理的说明。
接着，方向估计单元214使用虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)，基于接收天线202间的反射波信号的相位差进行反射波信号的到来方向的估计处理。
方向估计单元214使方向估计评价函数值PH(θ，k，fs，w)中的方位方向θ设为在规定的角度范围内可变而计算空间分布，将算出的空间分布的极大峰值按从大到小的顺序提取规定数，将极大峰值的方位方向设为到来方向的估计值。
再者，评价函数值PH(θ，k，fs，w)因到来方向估计算法而有各种值。例如也可以用使用了非专利文献2中公开的阵列天线的估计方法。
例如，波束成形法可以如以下的式(7)及式(8)那样表示。
PH(θu，k，fs，w)＝|aH(θu)Hh_after_cal(k，fs，w)|2    (7)
Figure BDA0001987908940000161
其中，上标H是埃尔米特转置运算符。此外，aH(θu)表示相对方位方向θu的到来波的虚拟接收阵列的方向向量，而θu是在进行到来方向估计的方位范围内以规定的方位间隔β1变化的值。例如，θu如以下那样设定。
θu＝θmin+uβ1、u＝0，…，NU
NU＝floor[(θmax-θmin)/β1]+1    (9)
其中，floor(x)是返回不超过实数x的最大整数值的函数。
再者，取代波束成形法，所谓Capon、MUSIC的方法也同样可适用。
图8表示用于实施方式1的方向估计单元214的动作说明的三维坐标系。以下说明通过将方向估计单元214的处理适应于图8所示的三维坐标系，在二维方向上进行估计处理的情况。
在图8中，将原点O作为基准的目标物体(目标)PT的位置向量定义为rPT。此外，在图8中，将目标物体PT的位置向量rPT投影在XZ平面上的投影点设为PT’。这种情况下，方位角θ被定义为直线O-PT’和Z轴形成的角度(目标物体PT的X坐标为正的情况下，θ>0)。此外，仰角
Figure BDA0001987908940000172
被定义为在包含目标物体PT、原点O及投影点PT’的平面内的、连接目标物体PT、原点O及投影点PT’的线的角度(目标物体PT的Y坐标为正的情况下，
Figure BDA0001987908940000173
)。再者，以下，将在XY平面内配置发送阵列天线108及接收阵列天线202的情况作为一例子进行说明。
将原点O作为基准的、虚拟接收阵列中的第nva天线元件的位置向量表述为Snva。其中，nva＝1，…，Nt×Na。
基于第1接收天线元件Rx#1的物理位置和原点之间的位置关系确定虚拟接收阵列中的第1(nva＝1)天线元件的位置向量S1。虚拟接收阵列中的其他的天线元件的位置向量S2，…，Snva以第1天线元件的位置向量S1为基准，在保持了由XY平面内存在发送阵列天线108及接收阵列天线202的元件间隔确定的虚拟接收阵列的相对的配置的状态下被确定。再者，也可以使原点O与第1接收天线元件Rx#1的物理位置一致。
在雷达接收单元200接收来自远方存在的目标物体PT的反射波的情况下，以虚拟接收阵列的第1天线元件中的接收信号作为基准的、第2天线元件中的接收信号的相位差d(rPT，2，1)按以下的式(10)表示。其中，<x，y>是向量x及向量y的内积运算符。
Figure BDA0001987908940000171
再者，将以虚拟接收阵列的第1天线元件的位置向量为基准的、第2天线元件的位置向量设为元件间向量D(2，1)用下式(11)表示。
D(2，1)＝S2-S1    (11)
同样，在雷达接收单元200接收来自远方存在的目标物体PT的反射波的情况下，以虚拟接收阵列的第nva (r)天线元件中的接收信号为基准的、第nva (t)天线元件中的接收信号的相位差d(rPT，nva (t)，nva (r))按以下的式(12)表示。其中，nva (r)＝1，…，Nt×Na、nva (t)＝1，…，Nt×Na。
Figure BDA0001987908940000181
再者，将以虚拟接收阵列的第nva (r)天线元件的位置向量为基准的、第nva (t)天线元件的位置向量作为元件间向量D(nva (t)，nva (r))表示为下式(13)。
Figure BDA0001987908940000182
如上述的式(12)及式(13)所示，以虚拟接收阵列的第nva (r)天线元件中的接收信号为基准的、第nva (t)天线元件中的接收信号的相位差d(rPT，nva (t)，nva (r))依赖于表示在远方存在的目标物体PT的方向的单位向量(rPT/|rPT|)以及元件间向量D(nva (t)，nva (r))。
此外，在同一平面内存在虚拟接收阵列的情况下，在同一平面上存在元件间向量D(nva (t)，nva (r))。方向估计单元214使用这样的元件间向量的全部或一部分，假设在元件间向量所示的位置虚拟地存在天线元件，构成虚拟平面阵列天线，进行二维中的方向估计处理。即，方向估计单元214使用通过对构成虚拟接收阵列的天线元件的插值处理所插值的多个虚拟的天线进行到来方向估计处理。
再者，在虚拟的天线元件重复的情况下，方向估计单元214也可以预先固定地选择重复的天线元件之中的一个天线元件。或者，方向估计单元21也可以使用重复的全部虚拟天线元件中的接收信号施以加法平均处理。
以下，说明使用Nq个元件向量群，构成虚拟平面阵列天线的情况中的、使用了波束成形法的二维中的方向估计处理。
这里，将构成虚拟平面阵列天线的第nq元件间向量表示为D(nva(nq) (t)，nva(nq) (r))。其中，nq＝1，…，Nq。
方向估计单元214使用虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)的各元素即h1(k，fs，w)，…，hNa×N(k，fs，w)，生成以下的式(14)所示的虚拟平面阵列天线元件相关向量hVA(k，fs，w)。
Figure BDA0001987908940000191
将虚拟平面阵列方向向量
Figure BDA0001987908940000192
表示为下式(15)。
Figure BDA0001987908940000193
在XY平面内存在虚拟接收阵列的情况下，将表示目标物体PT的方向的单位向量(rPT/|rPT|)与方位角θ及仰角
Figure BDA0001987908940000195
之间的关系表示为下式(16)。
Figure BDA0001987908940000194
对于计算垂直方向及水平方向的二维空间分布的各角度方向θu、
Figure BDA0001987908940000196
方向估计单元214使用上述的式(16)计算单位向量(rPT/|rPT|)。
而且，方向估计单元214使用虚拟平面阵列天线元件相关向量hVA(k，fs，w)、以及虚拟平面阵列方向向量
Figure BDA0001987908940000197
进行水平方向及垂直方向的二维方向估计处理。
例如，在使用波束成形法的二维中的方向估计处理中，使用虚拟平面阵列天线相关向量hVA(k，fs，w)及虚拟平面阵列方向向量
Figure BDA0001987908940000198
使用以下式(17)所示的二维中的方向估计评价函数计算垂直方向及水平方向的二维空间分布，将作为二维空间分布的最大值或极大值的方位角及仰角方向设为到来方向的估计值。
PVA(θu，Φv，k，fs，w)＝|aVA(θu，Φv)HhVA(k，fs，w)|2    (17)
再者，除波束成形法以外，方向估计单元214也可以使用虚拟平面阵列天线相关向量hVA(k，fs，w)及虚拟平面阵列方向向量
Figure BDA0001987908940000199
适用Capon法或MUSIC法等的高分辨率到来方向估计算法。由此，运算量增加，但可以提高角度分辨率。
再者，上述的离散时间k也可以转换为距离信息并输出。在将离散时间转换为距离信息R(k)时使用下式(18)即可。
Figure BDA0001987908940000201
其中，Tw表示码发送区间，L表示脉冲码长度，C0表示光速。
此外，多普勒频率信息也可以转换为相对速度分量并输出。在将多普勒频率fsΔΦ转换为相对速度分量vd(fs)时可以使用下式(19)转换。
Figure BDA0001987908940000202
其中，λ是从发送变频单元105输出的RF信号的载波频率的波长。
[雷达装置10中的天线元件配置]
说明具有以上结构的雷达装置10的发送阵列天线108的Nt个发送天线元件Tx#1～#Nt及接收阵列天线202的Na个接收天线元件Rx#1～#Na的配置。
Nt个发送天线元件#1～#Nt及Na个接收天线元件Rx#1～#Na的每一个在水平方向及垂直方向中按照一定的规则来配置。再者，以下的发送天线的配置和接收天线的配置没有分别限定为发送天线和接收天线。换句话说，即使调换发送天线的配置和接收天线的配置，也可得到同样的虚拟接收阵列。因此，也可以调换发送天线的配置和接收天线的配置。此外，也可以将发送天线的配置和接收天线的配置左右反转、上下反转、或一同旋转。
图9A及图9B分别表示实施方式1的发送天线的配置及接收天线的配置。图9C表示实施方式1的虚拟接收天线的配置的一例子。这里，图9的坐标表示天线元件的相位中心。
第1轴将第1间隔dH设为基本的单位，第2轴将第2间隔dV设为基本的单位，在以各个基本单位的整数倍所示的坐标的位置配置天线元件。在一例子中，将在雷达发送信号中使用的波长作为基准，例如，第1间隔dH及第2间隔dV分别例如为0.3波长以上2波长以下，为半波长左右，或与半波长相等。这里，第1轴及第2轴也可以在图8所示的XY平面上，此外，也可以彼此正交那样配置。
图9A所示的发送天线元件Tx#1～#Nt包含第1天线组G1和第2天线组G2。第1天线组G1包含pt1个天线元件(至少一个第1天线元件)。第2天线组G2包含pt2个天线元件(多个第2天线元件)。
对于第1天线组G1，若将第i天线元件的、以图9A的白圈所示的相位中心的坐标设为Tx1i，则Tx1i以下式(20)表示。
Tx1i＝{xt0+(i-1)pr1，yt0+yc-1}    (20)
其中，i为从1至pt1的整数。根据式(20)，可知第1天线组G1以pr1间隔配置天线元件。
此外，对于第2天线组G2，若将第j天线元件的、以图9A的白圈所示的相位中心的坐标设为Tx2j，则Tx2j以下式(21)表示。
Tx2j＝{xt0+(xc-1)pr1+ptH，yt0+j-1}
Figure BDA0001987908940000211
其中，j为从1至pt2的整数。从式(21)可知，第2天线组G2在第1轴方向上偏移ptH，在第2轴方向上之字(zigzag)状地配置天线元件。
再者，虽然将后述，但xc、yc是表示第1天线组G1和第2天线组G2共用的天线元件号的值。例如，在图9A中，第1天线组G1的第1天线元件和第2天线组G2的第1天线元件被共用，所以xc＝1、yc＝1。
第2天线组G2在第2轴方向上每隔第2间隔向第1轴方向偏移xs地配置。由于在第2轴方向上不密集，所以可将天线元件设为子阵列化并将孔径长度扩大到对邻接的天线元件没有物理性干扰的程度，使天线增益成为高增益。
从上述的式(20)及式(21)可知，xc及yc表示第1天线组G1和第2天线组G2共用的天线元件的位置关系。具体地说，从上述的式(20)及式(21)，导出下式(22)。
Tx1xc＝{xt0+(xc-1)pr1+ptH，yt0+yc-1}＝Tx2yc    (22)
即，发送天线元件Tx#1～#Nt的第1天线组G1的第xc天线元件和第2天线组G2的第yc天线元件是共同的天线元件，Tx1xc＝Tx2yc。即，第1天线组G1的第xc的天线元件(图9A中xc＝1)和第2天线组G2的第yc的天线元件(图9A中yc＝1)为共享的方式，第1天线组G1和第2天线组G2交叉。因此，在发送天线元件#1～#Nt的总数Nt与pt1和pt2之间，Nt＝pt1+pt2-1的关系成立。
作为一例子，说明图9A的Tx#1。对于第1天线组G1的第1天线元件的相位中心的坐标Tx1i＝1，通过将yc＝1、i＝1代入上述的式(20)，得到下式(20－1)。
Tx11＝{xt0+(1-1)pr1，yt0+1-1}＝{xt0，yt0}    (20-1)
接着，对于第2天线组G2的第1天线元件的相位中心的坐标Tx2j＝1，通过将xc＝1、yc＝1、j＝1代入上述的式(21)，得到下式(21－1)。
Tx21＝{xt0+(1-1)pr1+0，yt0+1-1}＝{xt0，yt0}
ptH＝0(|1-1|＝0＝偶数)    (21-1)
因此，第1天线组G1的第1天线元件的相位中心的坐标Tx1i＝1和第2天线组G2的第1天线元件的相位中心的坐标Tx2j＝1与发送天线元件Tx#1的相位中心的坐标相等。
同样，第2天线组的第2天线元件的相位中心的坐标Tx2j＝2，通过将xc＝1、yc＝1、j＝2代入上述的式(21)，可以作为下式(21－2)表示。
Tx22＝{xt0+(1-1)pr1+xs，yt0+2-1}＝{xt0+xs，yt0+1}
ptH＝xs(|1-2|＝1＝奇数)    (21-2)
这里，在第2天线组G2的第1轴方向的偏移量xs为1的情况下，可以作为下式(21－3)表示。
Tx22＝{xt0+1，yt0+1}    (21-3)
若将图9B所示的接收天线元件Rx#1～#Na(多个第3天线元件)的第j行第i列天线元件的相位中心的坐标设为Rx1ij，则Rx1ij以下式(22)表示。
Rx1ij＝{xr0+(i-1)，yr0+(j-1)pt2}    (23)
其中，i为从1至pr1的整数，j为从1至pr2的整数。在接收天线元件#1～#Na的总数Na与pr1和pr2之间，Na＝pr1×pr2的关系成立。
上述的式(20)～式(23)中的常数分别是：(xt0，yt0)表示发送天线元件组的原点坐标，(xr0，yr0)表示接收天线组的原点坐标，pt1表示发送天线第1轴方向配置数(pt1≧1)，pt2表示发送天线第2轴方向配置数(pt2＞1)，pr1表示接收天线第1轴方向配置数(第1列数)(pr1＞1)，pr2表示接收天线第2轴方向配置数(pr2≧1)，xc表示发送天线第2天线组的反复点(共用的天线元件的第1轴方向中的位置)(1≦xc≦pt1)，yc表示发送天线第1天线组G1的反复点(1≦yc≦pt2)，xs表示发送天线第2天线组G2的第1轴方向的偏移量(1≦xs＜pr1)，全部为整数。再者，pr1与发送天线的第1天线组G1的天线元件间隔相等。
由图9A、图9B所示的发送接收天线形成的虚拟接收阵列如图9C所示那样构成。虚拟接收阵列的虚拟天线元件全部为Nt×Na个。第1轴方向上连续配置pt1×pr1个虚拟天线元件的虚拟接收阵列在第2轴方向上等间隔地配置pr2列。此外，第2轴方向上连续配置pt2×pr2个虚拟天线元件的虚拟接收阵列在第1轴方向上等间隔地配置pr1-1列。
在图9A所示的实施方式1的天线配置中，发送阵列天线108a的第2天线组G2的天线元件Tx#1及Tx#pt1+1～Tx#Nt之字(zigzag)状地配置，以使相位中心的第1轴坐标在xt0、xt0+ptH这两个地方。第2天线组G2的天线元件Tx#1及Tx#pt1+1～Tx#Nt的相位中心没有以第2间隔dV等间隔地配置。然而，在虚拟接收阵列中，可以将虚拟天线元件的相位中心按第2间隔dV等间隔地配置。因此，由虚拟接收阵列形成的波束宽度、即分辨率取决于虚拟接收阵列的第1轴方向和第2轴方向中的最大孔径长度。
＜实施方式1的变更1＞
图10A表示实施方式1的变更1的发送天线元件Tx#1～#Nt的配置的一例子。图10B表示实施方式1的变更1的接收天线元件Rx#1～#Na的配置的一例子。图10C表示实施方式1的变更1的虚拟接收天线的配置的一例子。
在图10A及图10B所示的一例子中，上述的式(20)～式(23)中的各常数分别是(xt0，yt0)＝(1，1)、(xr0，yr0)＝(1，1)、pt1＝1、pt2＝4、pr1＝8、pr2＝1、xc＝1、yc＝1、xs＝1。此外，第1轴和第2轴彼此正交。
在图10A中，发送天线元件#1～#Nt的总数Nt是4，将各个发送天线元件用Tx#1～Tx#4表示。第1天线组G1包含Tx#1(至少一个第1天线元件)。第2天线组G2包含Tx#1～Tx#4(多个第2天线元件)。在图10B中，接收天线元件#1～#Na(多个第3天线元件)的总数Na是8，将各个接收天线元件用Rx#1～Rx#8表示。
以下，说明图10A及图10B所示的天线元件配置的特征。
(1)天线元件的孔径长度
图11表示实施方式1的变更1的天线元件的大小的一例子。在图10A及图10B所示的天线元件的配置的情况下，可以将天线元件的大小例如像图11所示那样规定。这里，天线元件的大小113c、215c为对邻接的天线元件没有干扰的大小。
如图11所示，发送阵列天线108c的天线元件第2轴方向中之字(zigzag)状地配置，所以在第1轴方向上以dH以下的孔径长度形成，在第2轴方向上以2×dV以下的孔径长度形成。接收阵列天线202c的天线元件在第1轴方向上直线状地配置，所以在第1轴方向上以dH以下的孔径长度形成，在第2轴方向上没有邻接的天线元件，可以以任意的孔径长度(图11所示的一例子中，为4×dV)形成。
在将发送阵列天线108c的天线元件分别在第1轴方向及第2轴方向上以基本间隔dH、dV直线状等间隔配置的情况下，发送阵列天线的天线元件的大小在第2轴方向上为dV。与此相对，在本发明的结构中，例如，如图11所示，发送阵列天线108c在第2轴方向上配置为2列(之字状)，接收阵列天线202c在第1轴方向上配置1行(直线状)。根据该结构，可以将发送阵列天线108c的天线元件的大小113c在第2轴方向上扩大至2dV，将接收阵列天线202c的天线元件的大小215c在第2轴方向上扩大至4dV。通过扩大天线元件的大小，在本发明的结构中，可以得到较高的天线增益。
天线元件使用子阵列天线元件构成，也可以在子阵列天线中附加阵列权重而抑制旁瓣。
(2)虚拟接收阵列形成的波束图案
图12A表示实施方式1的变更1的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第1轴方向的截面图的一例子。图12B表示实施方式1的变更1的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第2轴方向的截面图的一例子。
具体地说，在根据使用了图10C所示的虚拟接收阵列的波束成形法形成的二维的波束图案中，图12A表示在第2轴方向为0度下的沿第1轴方向的截面图。此外，在该波束图案中，图12B表示在第1轴方向为0度下的沿第2轴方向的截面图。在图12A及图12B中，表示dH＝0.5波长、dV＝0.6波长的情况。
如图10C所示，虚拟接收阵列等间隔地配置第1轴方向的孔径长度为8×dH、第2轴方向的孔径长度为3×dV的虚拟天线元件。由此，如图12A及图12B所示，可以形成不产生光栅的波束。
＜比较例＞
为了与实施方式1的变更1比较，在比较例中，说明将发送天线4元件在第2轴方向上并排配置的情况。图13表示比较例的发送天线元件的配置的一例子。图14表示比较例的虚拟天线元件的配置的一例子。图15表示比较例的虚拟接收阵列的指向性图案的沿第2轴方向的截面图的一例子。
例如，在扩大了发送天线的天线元件的大小的情况下，如图13所示，将发送天线在第2轴方向上空出2×dV以上的间隔来配置，使得与邻接的天线元件没有干扰。
在接收天线如图10B所示那样配置的情况下，虚拟接收阵列为图14所示配置。其结果，虚拟接收阵列也在第2轴方向上以2×dV以上的间隔配置，所以与图10C比较，间隔变粗。再者，图10C中，在第2轴方向上以1dV的间隔配置。通过图14所示的虚拟接收阵列接收的波束如图15的虚线所示那样包含栅瓣，误检测的几率升高。
＜实施方式1的变更2＞
在实施方式1的变更2中，说明以与变更1相同的虚拟接收阵列的元件数，可以得到更高的分辨率的天线配置和使用它的到来方向估计方法。
图16A表示实施方式1的变更2的发送天线的素子Tx#1～#Nt的配置的一例子。图16B表示实施方式1的变更2的接收天线的素子Rx#1～#Na的配置的一例子。图16C表示实施方式1的变更2的虚拟接收天线的配置的一例子。再者，虚拟接收天线的元件数为32，与变更1相同。
在图16A及图16B所示的一例子中，上述的式(20)～式(23)中的各常数分别是(xt0，yt0)＝(1，1)、(xr0，yr0)＝(1，1)、pt1＝4、pt2＝5、pr1＝2、pr2＝2、xc＝2、yc＝2、xs＝1。第1轴和第2轴彼此正交。
在图16A中，发送阵列天线108e的天线元件的总数Nt是8，将发送阵列天线108e的天线元件以Tx#1～Tx#8表示。第1天线组G1包含Tx#1～Tx#4(至少一个第1天线元件)。第2天线组G2包含Tx#5、Tx#2、以及Tx#6～Tx#8(多个第2天线元件)。在图16B中，接收阵列天线202e的天线元件(多个第3天线元件)的总数Na是4，将接收阵列天线202e的天线元件以Rx#1～Rx#4表示。
以下，说明图16A及图16B所示的天线配置。
(1)天线元件的孔径长度
图17表示实施方式1的变更2的天线元件的大小113f、215f的一例子。为了得到图16C所示的虚拟接收阵列，即，在图16C中，如图16A及图16B所示配置天线元件，以使虚拟接收阵列的第1轴方向及第2轴方向的天线元件间隔分别为1×dV及1×dH。
在图16A及图16B所示的天线配置的情况下，可以将天线元件的大小113、215例如像图17所示那样规定。这里，天线元件的大小113f、215f为对邻接的天线元件没有干扰的大小。
发送阵列天线108f的天线元件在第1轴方向上以dH以下的孔径长度形成，在第2轴方向上以2×dV以下的孔径长度形成。此外，接收阵列天线202f的天线元件在第1轴方向上以dH以下的孔径长度形成、在第2轴方向上以5×dV以下的孔径长度形成。
在将发送阵列天线108f的天线元件分别在第1轴方向及第2轴方向上以1×dH间隔及1×dV间隔等间隔配置为1列及1行(直线状)的情况下，无法将天线元件的大小分别在第1轴方向及第2轴方向上大于dH及dV。与此相对，如图17所示，发送阵列天线108及接收阵列天线202f的天线元件可以将大小扩大，使得在第1轴方向及第2轴方向上分别大于dH及dV，所以可以得到较高的天线增益。
再者，图17所示的天线元件使用子阵列天线构成，也可以在子阵列天线中附加阵列权重而抑制旁瓣。即，将图17的天线元件置换为子阵列天线，使用多个天线元件构成子阵列天线。
(2)虚拟接收阵列形成的波束图案
图18A表示实施方式1的变更2的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第1轴方向的截面图的一例子。图18B表示实施方式1的变更2的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第2轴方向的截面图的一例子。
具体地说，在根据使用了图16C所示的虚拟接收阵列的全部天线元件的波束成形法所形成的二维的波束图案中，图18A表示第2轴方向为0度的沿第1轴方向的截面图。此外，图18B表示第1轴方向为0度的沿第2轴方向的截面图。在图18A及图18B中，表示dH＝0.5波长、dV＝0.68波长的情况。
如图16C所示，虚拟接收阵列是第1轴方向的孔径长度为7×dH(VA#1～VA#8、VA#17～VA#24)，第2轴方向的孔径长度为9×dV(VA#9、VA#4、VA#11、VA#14、VA#15、VA#25、VA#20、VA#27、VA#30、VA#31)。虚拟天线以1×dV或1×dH的间隔等间隔地配置。由此，如图18A及图18B所示，可以形成不产生光栅的波束。
图19A表示在实施方式1的变更2的虚拟接收阵列(图16C)的第1轴方向上等间隔地配置的虚拟接收阵列(VA#1～VA#8、VA#17～VA#24)的一维波束产生的指向性图案的一例子。
在图16C所示的虚拟接收阵列VA#1～VA#32之中，使用第1轴方向上等间隔地配置的虚拟接收阵列VA#1～VA#8、或虚拟接收阵列VA#17～VA#24的情况下，作为7×dH的孔径长度，例如形成图19A所示的第1轴方向的一维的波束图案。
图19B表示在实施方式1的变更2的虚拟接收阵列的第2轴方向上等间隔地配置的虚拟接收阵列的一维波束产生的指向性图案的一例子。
在图16C所示的虚拟接收阵列VA#1～VA#32之中，与第1轴方向的情况同样，若使用在第2轴方向上等间隔地配置的虚拟接收阵列VA#9、VA#4、VA#11、VA#14、VA#15、VA#25、VA#20、VA#27、VA#30、VA#31，则作为9×dV的孔径长度，例如形成图19B所示的第2轴方向的一维的波束图案。
通过将实施方式1的变更1的图12A及图12B与该变更2的图19A及图19B进行比较，可清楚以下事实。与图10C所示的相同数的等间隔密集地配置虚拟接收阵列的实施方式1的变更1相比，图16C所示的该变更2中，虚拟接收阵列形成的波束宽度减小，可得到更高的角度分辨率。
另一方面，图18A及图18B所示的实施方式1的变更2的二维波束的旁瓣电平(level)高于图12A及图12B所示的实施方式1的变更1的二维波束的旁瓣电平。
因此，首先，在实施方式1的变更2的天线配置中，使用图18A及图18B所示的二维的波束粗略估计到来方向。接着，在估计出的到来波的某个角度附近，在该变更2的天线配置中，也可以使用形成了图19A及图19B所示的一维波束的虚拟接收阵列精密地估计到来方向。
通过这样的估计过程，相比图18A及图18B所示的二维的波束，通过旁瓣较低的图19A及图19B所示的一维波束而降低误检测的几率，可进行更精密的角度估计。此外，在图19A及图19B所示的一维波束中可估计难以确定的2个以上的目标的位置，而且可以削减计算量。
以上，作为实施方式1的天线配置的例子说明了变更1及变更2。
这样，在实施方式1中，雷达装置10包括：切换发送阵列天线108的多个发送天线元件#1～#Nt并发送雷达发送信号的雷达发送单元100；以及使用发送阵列天线202的多个接收天线元件#1～#Na接收在目标中反射了雷达发送信号的反射波信号的雷达接收单元200。此外，在实施方式1中，按上述规则配置发送天线元件#1～#Nt及接收天线元件#1～#Na。
由此，例如，通过将发送阵列天线108及接收阵列天线202子阵列化，可以扩大天线元件的大小，提高天线增益。此外，通过天线配置可以构成第1间隔dH及第2间隔dV的等间隔地配置的虚拟接收阵列，可以抑制角度旁瓣或栅瓣分量。
根据实施方式1，例如，将发送阵列天线108及接收阵列天线202的大小通过子阵列化而扩大，可以构成提高反射波信号的接收SNR、能够抑制虚拟接收阵列的形成的波束图案中的旁瓣或栅瓣的MIMO雷达。
(实施方式2)
在实施方式1中，作为第2天线组，例如，如图9A的第2天线组G2那样，例示了之字状地以2列配置的结构。如图9A所示，第1列的天线Tx21和第2列的天线Tx22在第2轴方向上隔开第2间隔地配置，在第1轴方向上隔开第1间隔的xs倍地配置。而且，在第1轴的坐标中，在天线Tx21和天线Tx11之间配置天线Tx22。
取而代之，说明第2天线组的天线元件扩大配置在第1轴上的配置的范围。即，第2天线组的天线元件配置在第2轴坐标全部不同的位置。而且，第2天线组的至少2个天线元件配置在第1轴坐标相同的位置。由此，与实施方式1比较，可以将构成发送阵列天线的天线元件的孔径长度在第2轴方向上扩大配置，可以得到高增益的天线元件的效果。
再者，在以下说明的实施方式2和其变更1及2中，也可以将天线元件设为子阵列结构，特别是在天线元件的大小在第2轴方向上为2×dV以上的情况下可以高效率构成虚拟接收阵列。
在实施方式2中，说明与实施方式1比较，将发送天线元件的大小在第2轴方向上增大的情况下，构成误检测的几率降低、效率好的虚拟接收阵列的天线配置，以及使用它的到来方向估计方法。
图20A表示实施方式2的发送阵列天线108g的天线元件Tx#1～#Nt的配置的一例子。图20B表示实施方式2的接收阵列天线202g的天线元件Rx#1～#Na的配置的一例子。图20C表示实施方式2的虚拟接收阵列500g的配置的一例子。
从图20A到图20C中，作为一例子表示了发送阵列天线108g的天线元件数Nt＝6、接收阵列天线202g的天线元件数Na＝8、虚拟接收阵列500g的元件数为48的情况。图20A和图20B所示的第1轴和第2轴彼此正交。
在图20A中，将发送阵列天线108g的天线元件以Tx#1～Tx#6表示。第1天线组G1包含Tx#1(至少一个第1天线元件)。第2天线组G2包含Tx#1～Tx#6(多个第2天线元件)。
如图20A所示，发送天线元件Tx#1～Tx#6在第2方向上每隔第2间隔配置。换句话说，发送天线元件Tx#1～Tx#6分别配置在不同的第2轴坐标上。而且，发送天线元件Tx#1～Tx#4分别在第1轴方向上隔开第1间隔配置，发送天线元件Tx#1，Tx#2的第1轴坐标分别与Tx#5、Tx#6的第1轴坐标相等。
在图20B中，将接收天线元件(多个第3天线元件)以Rx#1～Rx#8表示。如图20B所示，接收天线元件Rx#1～Rx#8在第1轴方向上以第1间隔等间隔地配置。
在使用图20A和图20B所示的天线元件的配置的情况下，得到如图20C所示的虚拟接收阵列500g的结构，即，包含了第1轴方向和第2轴方向的天线元件间隔分别1×dV及1×dH的区域的虚拟接收阵列500g的结构。
图21表示实施方式2的天线元件的大小113、215的一例子。
在图20A和图20B所示的天线配置的情况下，例如，可以将天线元件的大小113、215像图21所示那样规定。这里，天线元件的大小113、215为对邻接的天线元件没有干扰的大小。
在图21中，发送阵列天线108h的天线元件的大小113h在第1轴方向上以dH以下的孔径长度形成，在第2轴方向上以4×dV以下的孔径长度形成。此外，接收阵列天线202h的天线元件的大小215h在第1轴方向上以dH以下的孔径长度形成，在第2轴方向上以任意的孔径长度形成。
图21所示的天线元件也可以分别使用多个天线元件的子阵列天线构成。而且，也可以在子阵列天线中附加阵列权重而抑制旁瓣。
再者，发送阵列天线108h也可以通过多个天线元件进行波束形成。例如，对发送天线元件Tx#1～Tx#6控制相位并供电，通过1发送天线元件、8接收天线元件构成8个虚拟接收阵列元件。
例如，在图21所示的发送天线108h中，分别由子阵列天线构成孔径长度在第1轴方向设为dH左右、在第2轴方向上设为4×dV左右的天线元件的情况下，由于可以密集地构成子阵列天线，所以在波束形成的情况下可形成旁瓣电平低的波束。
这样，根据本发明的天线配置和天线元件的子阵列结构，可以将发送天线108用作一个高增益天线。此外，在时分复用MIMO雷达的情况下，发送周期因复用数变少而减小，由此可以增大可由多普勒分析单元分析的最大多普勒速度。因此，上述的一例子与从发送天线元件分别独立地发送信号的情况相比，成为适合探测长距离、高速物体的结构。
＜实施方式2的变更1＞
在实施方式2的变更1中，说明与实施方式2比较，通过将接收天线的第1轴方向的间隔加宽配置而扩大虚拟接收阵列的孔径长度，得到较高的分辨率的天线配置。
图22A表示实施方式2的变更1的发送阵列天线108i的天线元件Tx#1～#Nt的配置的一例子。图22B表示实施方式2的变更1的接收阵列天线202i的天线元件Rx#1～#Na的配置的一例子。图22C表示实施方式2的变更1的虚拟接收阵列500i的配置的一例子。
在图22A到图22C中，作为一例子表示了发送阵列天线108i的天线元件数Nt＝5、接收阵列天线202i的天线元件数Na＝6、虚拟接收阵列500i的元件数为30的情况。图22A和图22B所示的第1轴和第2轴彼此正交。
在图22A中，将发送阵列天线108i的天线元件以Tx#1～Tx#5表示。第1天线组G1包含Tx#1(至少一个第1天线元件)。第2天线组G2包含Tx#1～Tx#5(多个第2天线元件)。
如图22A所示，发送天线元件Tx#1～Tx#5在第2方向上每隔第2间隔配置。换句话说，发送天线元件Tx#1～Tx#5分别配置在不同的第2轴坐标上。而且，发送天线元件Tx#1～Tx#4分别在第1轴方向上隔开第1间隔配置，发送天线元件Tx#1的第1轴坐标与Tx#5的第1轴坐标相等。
在图22B中，将接收天线元件(多个第3天线元件)以Rx#1～Rx#6表示。如图22B所示，接收天线元件Rx#1～Rx#6在第1轴方向上以2×dH的间隔等间隔地配置，在第2轴方向上以5×dV的间隔配置。
在使用图22A和图22B所示的天线元件的配置的情况下，得到图22C所示的虚拟接收阵列500i的结构，即，邻接的虚拟天线元件以式(24)所示的间隔(interval)以下的间隔排列的虚拟接收阵列500g的结构。
Figure BDA0001987908940000311
在图22A和图22B所示的天线配置的情况下，例如，可以将天线元件的大小同样规定为图21所示的实施方式2的天线元件的大小113、215。
例如，图22A所示的发送阵列天线108i的天线元件在第1轴方向上以dH以下的孔径长度形成、在第2轴方向上以4×dV以下的孔径长度形成。此外，图22B所示的接收阵列天线202i的天线元件在第1轴方向上以2×dH以下的孔径长度形成、在第2轴方向上以5×dHV以下的孔径长度形成。
图22A所示的天线元件也可以分别使用多个天线元件的子阵列天线构成。而且，也可以在子阵列天线中附加阵列权重而抑制旁瓣。
根据实施方式2的变更1，通过图22A和图22B所示的结构，构成图22C所示的虚拟接收阵列500i。由此，可以增大发送阵列天线元件的第2轴方向的孔径长度，而且，可以比实施方式2增大接收阵列天线元件的第1轴方向的孔径长度。
＜实施方式2的变更2＞
实施方式2的变更2的天线配置采用包含了一部分实施方式的变更1的天线配置那样的天线配置。除了在实施方式2的变更1中得到的效果以外，在分辨率的提高、以及时分MIMO的情况下，得到提高可由多普勒分析单元分析的最大多普勒速度的效果。
图23A表示实施方式2的变更2的发送阵列天线108j的天线元件Tx#1～#Nt的配置的一例子。图23B表示实施方式2的变更2的接收阵列天线202j的天线元件Rx#1～#Na的配置的一例子。图23C表示实施方式2的变更2的虚拟接收阵列500j的配置的一例子。
在图23A中，发送天线元件Tx#1～Tx#5采用与图22A所示的实施方式2的变更1的发送天线元件Tx#1～Tx#5相同的结构。此外，在图23A中，第1天线组G1包含发送天线元件Tx#4、Tx#6、Tx#7、Tx#8，第2天线组G2包含发送天线元件Tx#1～Tx#5。
在图23B中，接收天线元件Rx#1、Rx#2、Rx#4、Rx#5、Rx#6采用与图22B所示的实施方式2的变更1的接收天线元件Rx#1、Rx#2、Rx#4、Rx#5、Rx#6相同的结构。此外，在图23B中，接收天线元件Rx#3的第1轴坐标和第2轴坐标分别与其他接收天线元件Rx#1、Rx#2、Rx#4、Rx#5、Rx#6的任何一个的第1轴坐标和第2轴坐标不同，以使虚拟接收阵列的虚拟天线元件构成在重复的位置。
在图23C所示的虚拟接收阵列中，在虚拟天线元件VA#6的位置，重复构成由发送天线元件Tx#2和接收天线元件Rx#3构成的虚拟天线元件、以及由发送天线元件Tx#3和接收天线元件Rx#2构成的虚拟天线元件。因此，在虚拟天线元件VA#6的位置，对应于重复的虚拟天线元件，存在2个接收信号。可以使用2个接收信号的一方进行到来方向估计，也可以使用其平均值进行到来方向估计，此外，还可以使用其和进行到来方向估计。因虚拟天线的位置重复，所以在重复的2个接收信号中没有到来角造成的相位差。此外，也可以使用重复的2个接收信号进行多普勒分析。
图24表示实施方式2的变更2的天线元件的大小113k、215k的一例子。
如图24所示，例如，可以与实施方式2和实施方式2的变更1同样地规定天线大小113k、215k。这里，天线元件的大小113k、215k为对邻接的天线元件没有干扰的大小。
再者，图24中发送天线元件Tx#1～#8和接收天线元件Rx#1～#6的大小相同。然而，如果是对邻接的天线没有干扰的大小，则发送天线元件Tx#1～#8和接收天线元件Rx#1～#6的大小也可以不同。此外，发送天线元件和接收天线元件可以使用子阵列天线构成，也可以在子阵列天线中附加阵列权重而抑制旁瓣。
例如，接收天线元件Rx#1～#6也可以分别由第1轴方向上2元件、第2轴方向上4元件的子阵列构成。而且，发送天线元件Tx#6～#8也可以由第1轴方向上3×dH、第2轴方向上8×dV的孔径长度的子阵列构成。与图23的结构比较，发送天线108k的波束图案为窄角，正面方向的天线增益提高，所以SNR提高。
图25A表示图23C所示的实施方式2的变更2的虚拟接收阵列500j的二维波束(主波束：水平0°、垂直0°的方向)的指向性图案即沿第1轴方向的截面图的一例子。图25B表示实施方式2的变更2的虚拟接收阵列的二维波束的指向性图案即沿第2轴方向的截面图的一例子。
在实施方式2的变更2中，与实施方式2的变更1比较，因虚拟接收阵列500j稀疏地配置，所以旁瓣电平较高。因此，在实施方式1的变更2的说明中如上述，通过与独立进行第1轴方向和第2轴方向的到来方向估计的方法组合，也可以抑制旁瓣电平的高度造成的对误检测的几率的影响。例如，通过图23C所示的虚拟接收阵列500j，在第1轴方向和第2轴方向上精密地进行到来方向估计，对于超过某个阈值的角度进行使用了二维波束的精密的到来方向估计。由此，可以抑制旁瓣电平的高度造成的对误检测的几率的影响，而且可以削减在到来方向估计上要求的计算量。
再者，与实施方式2和实施方式2的变更1同样，也可以将发送阵列天线108j中包含的多个发送天线元件Tx#1～Tx#8的一部分复用使用。例如，在发送阵列天线108j中包含的多个发送天线元件Tx#1～Tx#8之中，也可以将发送天线Tx#1～Tx#5的5个发送天线复用使用。由此，维持第2轴方向(垂直方向)的角度估计性能，可以削减天线的复用数。此外，例如，在发送阵列天线108j中包含的多个发送天线元件Tx#1～Tx#8之中，也可以将发送天线Tx#4、Tx#6、Tx#7、Tx#8的4个发送天线复用使用。由此，维持第1轴方向(水平方向)的角度估计性能，并且可以削减天线的复用数。在时分复用MIMO雷达的情况下，天线的复用数越少，多普勒分析单元213中可以分析发送周期越小的信号，可以使多普勒分析单元213中可分析的最大速度更大。
此外，也可以由多个发送天线元件Tx#1～Tx#8中包含的多个天线元件进行波束形成。
(其他实施方式)
在实施方式1中，作为第2天线组，例示了在第2轴方向上每隔第2间隔配置、对每个天线元件在第1轴方向上隔开所述第1间隔的xs倍的间隔配置的结构。取而代之，作为第2天线组，也可以考虑在第2轴方向上每隔第2间隔配置、在N个周期内第1轴方向上隔开第1间隔的xs，j倍间隔配置的结构。
具体地说，在实施方式1的说明中记载的式(21)中，取代ptH，对从1至pt2的整数j，也可考虑使用以下式(25)规定的p'tH的结构。
p'tH＝xs,j(其中，j是|yc-j|为N的整数倍的0以上低于N的整数)    (25)
其中，N是大于2且pr1以下的整数，对于j＝0，1，…，N-1，xs，j分别是0以上、低于pr1的整数。
例如，在N＝pr1，xs，j＝j的情况下，发送阵列天线108的天线元件在第2轴方向上具有N×dV的孔径长度。因此，与将发送阵列天线108的天线元件按基本间隔dH、dV直线地等间隔配置的情况相比，可以扩大发送阵列天线108及接收阵列天线202的天线元件的大小，可以得到较高的天线增益。此外，通过将虚拟接收阵列以半波长左右等间隔配置，可以抑制栅瓣或旁瓣分量。
以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在权利要求书所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外，在不脱离发明的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成要素任意地组合。
在上述各实施方式中，通过使用硬件构成的例子说明了本发明，但在与硬件的协同中即使用软件也可实现本发明。
此外，用于上述实施方式的说明中的各功能块被作为集成电路即LSI来实现。集成电路控制上述实施方式的说明中使用的各功能块，也可以包括输入和输出。它们既可以单独地由一个芯片构成，也可以包含一部分或全部地由一个芯片构成。这里，设为LSI，但根据集成程度的不同，有时也被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、特大LSI(Ultra LSI)。
此外，集成电路的方法不限于LSI，也可以用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后可编程的FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)，或者使用可重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器(ReconfigurableProcessor)。
而且，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术，如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。例如，还存在着适用生物技术等的可能性。
本发明的雷达装置包括：雷达发送电路，从发送阵列天线发送雷达信号；以及雷达接收电路，从接收阵列天线接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的一方包含第1天线组和第2天线组，所述第1天线组包含各天线元件的相位中心沿第1轴方向每隔第1配置间隔配置的一个以上的第1天线元件和一个共用天线元件，所述第2天线组包含多个第2天线元件和所述一个共用天线元件，各天线元件的相位中心沿与所述第1轴方向不同的第2轴方向每隔第2配置间隔配置为2列，所述2列各自中包含的天线元件的相位中心在所述第2轴方向中的位置彼此不同，所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的另一方包含多个第3天线元件，所述第3天线元件的相位中心沿所述第1轴方向每隔小于所述第1配置间隔的第3配置间隔配置基于所述第1配置间隔的第1列数，并沿所述第2轴方向每隔大于所述第2配置间隔的第4配置间隔配置。
本发明的雷达装置中，所述第1配置间隔等于第1间隔的pr1倍，所述第2配置间隔等于第2间隔，所述第1列数等于所述pr1，所述第3配置间隔等于所述第1间隔，所述第4配置间隔等于所述第2间隔的pt2倍，所述第2天线组的所述2列彼此在所述第1轴上配置在所述第1间隔的xs倍的不同的位置，所述pr1是大于1的整数，所述pt2是大于1的整数，所述xs是大于0小于所述pr1的整数。
本发明的雷达装置中，所述xs等于1。
本发明的雷达装置中，所述一个以上的第1天线元件的元件数等于1。
本发明的雷达装置中，所述多个第3天线元件的元件数等于所述第1列数。
本发明的雷达装置中，所述多个第3天线元件的元件数大于所述第1列数。
本发明的雷达装置中，所述第1间隔及所述第2间隔将所述雷达信号的波长作为基准，为0.3波长以上2波长以下。
本发明的雷达装置中，所述第1天线组和所述第2天线组配置为T字或十字形。
本发明的雷达装置中，所述第1轴方向和所述第2轴方向彼此正交。
本发明的雷达装置包括：从发送阵列天线发送雷达信号雷达发送电路；以及从接收阵列天线接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号的雷达接收电路，所述第1天线组为一个共用天线元件，或包含各天线元件的相位中心沿第1轴方向配置的1以上的第1天线元件和所述一个共用天线元件，所述第2天线组包含多个第2天线元件和所述一个共用天线元件，与所述第1轴方向不同的第2轴方向中的各天线元件的相位中心的位置彼此不同，所述多个第2天线元件的至少一个相位中心和所述一个共用天线元件的相位中心在所述第1轴方向中的位置相等，在所述第2轴方向上每隔第2配置间隔配置为1列以上。
工业实用性
本发明适合探测广角范围的雷达装置，例如，可以装载在车辆上。
标号说明
10 雷达装置
100 雷达发送单元
101，101a 雷达发送信号生成单元
102 码生成单元
103 调制单元
104 LPF
105 发送变频单元
106 功率分配器
107 发送放大单元
108 发送阵列天线
108－1，…，108－Nt 发送天线元件
111 码存储单元
112 DA转换单元
113 发送天线元件的大小
200 雷达接收单元
201－1，…，201－Na 天线元件系统处理单元
202 接收阵列天线
202－1，…，202－Na 接收天线元件
203 无线接收单元
204 放大器
205 变频器
206 正交检波器
207 信号处理单元
208 第1AD转换单元
209 第2AD转换单元
210 相关运算单元
211 加法单元
212 输出切换单元
213－1，…，213－Nt 多普勒分析单元
214 方向估计单元
215 接收天线元件的大小
300 基准信号生成单元
400 控制单元
500 虚拟接收阵列

Claims (12)

1.雷达装置，包括：
雷达发送电路，进行从发送阵列天线所包含的多个发送天线元件的每个发送天线元件发送雷达信号的控制；以及
雷达接收电路，针对接收阵列天线所包含的多个接收天线元件的每个接收天线元件控制接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，
所述发送阵列天线包含第1天线组和第2天线组，
所述第1天线组包含各发送天线元件的相位中心沿第1轴方向每隔第1配置间隔配置的一个以上的第1天线元件和一个共用天线元件，
所述第2天线组包含多个第2天线元件和所述一个共用天线元件，各天线元件的相位中心沿与所述第1轴方向不同的第2轴方向每隔第2配置间隔配置为2列，
所述2列各自中包含的天线元件的相位中心在所述第2轴方向中的位置彼此不同，
所述接收阵列天线包含多个第3天线元件，将各接收天线元件的相位中心沿所述第1轴方向每隔小于所述第1配置间隔的第3配置间隔配置基于所述第1配置间隔的第1列数，并沿所述第2轴方向每隔大于所述第2配置间隔的第4配置间隔配置而构成多个所述第3天线元件。
2.如权利要求1所述的雷达装置，
所述第1配置间隔等于第1间隔的pr1倍，
所述第2配置间隔等于第2间隔，
所述第1列数等于所述pr1，
所述第3配置间隔等于所述第1间隔，
所述第4配置间隔等于所述第2间隔的pt2倍，
所述第2天线组的所述2列彼此在所述第1轴上配置在所述第1间隔的xs倍的不同的位置，
所述pr1是大于1的整数，所述pt2是大于1的整数，所述xs是大于0小于所述pr1的整数。
3.如权利要求2所述的雷达装置，
所述xs等于1。
4.如权利要求2所述的雷达装置，
所述一个以上的第1天线元件的元件数等于1。
5.如权利要求2所述的雷达装置，
所述多个第3天线元件的元件数等于所述第1列数。
6.如权利要求2所述的雷达装置，
所述多个第3天线元件的元件数大于所述第1列数。
7.如权利要求2所述的雷达装置，
所述第1间隔及所述第2间隔以所述雷达信号的波长作为基准，为0.3波长以上2波长以下。
8.如权利要求1所述的雷达装置，
所述第1天线组和所述第2天线组配置为T字或十字形。
9.如权利要求1所述的雷达装置，
所述第1轴方向和所述第2轴方向彼此正交。
10.雷达装置，包括：
雷达发送电路，进行从发送阵列天线所包含的多个发送天线元件的每个发送天线元件发送雷达信号的控制；以及
雷达接收电路，针对接收阵列天线所包含的多个接收天线元件的每个接收天线元件控制接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，
所述发送阵列天线包含第1天线组和第2天线组，
所述第1天线组为一个共用天线元件，或包含各发送天线元件的相位中心沿第1轴方向配置的1以上的第1天线元件和所述一个共用天线元件，
所述第2天线组包含多个第2天线元件和所述一个共用天线元件，与所述第1轴方向不同的第2轴方向中的各天线元件的相位中心的位置彼此不同，
所述多个第2天线元件的至少一个相位中心和所述一个共用天线元件的相位中心在所述第1轴方向中的位置相等，在所述第2轴方向上每隔第2配置间隔配置为1列以上。
11.雷达装置，包括：
雷达发送电路，进行从发送阵列天线所包含的多个发送天线元件的每个发送天线元件发送雷达信号的控制；以及
雷达接收电路，针对接收阵列天线所包含的多个接收天线元件的每个接收天线元件控制接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，
所述接收阵列天线包含第1天线组和第2天线组，
所述第1天线组包含各接收天线元件的相位中心沿第1轴方向每隔第1配置间隔配置的一个以上的第1天线元件和一个共用天线元件，
所述第2天线组包含多个第2天线元件和所述一个共用天线元件，各天线元件的相位中心沿与所述第1轴方向不同的第2轴方向每隔第2配置间隔配置为2列，
所述2列各自中包含的天线元件的相位中心在所述第2轴方向中的位置彼此不同，
所述发送阵列天线包含多个第3天线元件，将各发送天线元件的相位中心沿所述第1轴方向每隔小于所述第1配置间隔的第3配置间隔配置基于所述第1配置间隔的第1列数，并沿所述第2轴方向每隔大于所述第2配置间隔的第4配置间隔配置而构成多个所述第3天线元件。
12.雷达装置，包括：
雷达发送电路，进行从发送阵列天线所包含的多个发送天线元件的每个发送天线元件发送雷达信号的控制；以及
雷达接收电路，针对接收阵列天线所包含的多个接收天线元件的每个接收天线元件控制接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，
所述接收阵列天线包含第1天线组和第2天线组，
所述第1天线组为一个共用天线元件，或包含各接收天线元件的相位中心沿第1轴方向配置的1以上的第1天线元件和所述一个共用天线元件，
所述第2天线组包含多个第2天线元件和所述一个共用天线元件，与所述第1轴方向不同的第2轴方向中的各天线元件的相位中心的位置彼此不同，
所述多个第2天线元件的至少一个相位中心和所述一个共用天线元件的相位中心在所述第1轴方向中的位置相等，在所述第2轴方向上每隔第2配置间隔配置为1列以上。
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