JP2022010323A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】サブアレーアンテナ構成の場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現すること。
【解決手段】レーダ装置において、複数の送信アンテナは、第１方向において直線状に配置され、複数の受信アンテナは、第１方向において直線状に配置され、複数の送信アンテナの各々は、第１方向に直交する第２方向に１列に配置された複数の送信アンテナ素子を含み、複数の受信アンテナの各々は、第１方向に直交する第２方向に１列に配置された複数の受信アンテナ素子を含み、送信アレーアンテナの送信アンテナピッチは、第１方向において、１波長以上であり、受信アレーアンテナの受信アンテナピッチは、第１方向において、１波長以上であり、送信アレーアンテナの送信アンテナピッチと受信アレーアンテナの受信アンテナピッチとの差の絶対値は、第１方向において、０．５波長以上、０．７５波長以下である。
【選択図】図６

Description

本開示は、レーダ装置に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置の開発が求められている。

例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。

広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。

一つ目は、パルス波又は変調波を狭角（数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。この構成では、高分解能を得るためには多くの走査が必要となるので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。

二つ目は、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成である。この構成では、レーダ送信部での送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、レーダ受信部において到来角を推定できるので、走査時間の短縮化が図れ、１つ目の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくＣａｐｏｎ法及びＬＰ（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。

また、レーダ装置として、レーダ受信部に加え、レーダ送信部にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯレーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献２を参照）。

特表２０１１－５２６３７０号公報

Budisin, S.Z., "New complementary pairs of sequences," Electron. Lett., 1990, 26, (13), pp.881-883 Jian Li, Stoica, Petre, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007

ところで、アレーアンテナの指向性利得を高めるために、アレーアンテナを構成するアンテナ素子（以下、アレー素子と呼ぶ）の各々が更に複数のアンテナ素子から構成されるサブアレーアンテナを用いることがある。

アレーアンテナの素子間隔は、アレー素子のサイズよりも狭い間隔に配置困難である。しかしながら、サブアレーアンテナ構成を用いる場合、アレー素子のサイズが大きくなるので、サブアレーアンテナ間の間隔を広げる必要があり、アレーアンテナによる指向性パターン上に、グレーティングローブが発生する可能性がある。

本開示の一態様は、サブアレーアンテナ構成の場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現することができるレーダ装置を提供する。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナと、受信アレーアンテナと、レーダ信号を前記送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナを含み、前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナを含み、前記複数の送信アンテナは、第１の方向の直線上に配置され、前記複数の受信アンテナは、前記第１の方向の直線上に配置され、前記送信アレーアンテナの送信アンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、前記受信アレーアンテナの受信アンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、前記送信アレーアンテナの送信アンテナピッチと前記受信アレーアンテナの受信アンテナピッチとの差の絶対値は、前記第１の方向において、０．５波長以上、０．７５波長以下である。
本開示の別の一態様に係るレーダ装置は、第１のアレーアンテナと、第２のアレーアンテナと、レーダ信号を前記第１のアレーアンテナおよび前記第２のアレーアンテナの一方を用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記第１のアレーアンテナおよび前記第２のアレーアンテナの他方を用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記第１のアレーアンテナは、複数の第１のアンテナを含み、前記第２のアレーアンテナは、複数の第２のアンテナを含み、前記複数の第１のアンテナは、第１の方向の直線上に配置され、前記複数の第２のアンテナは、前記第１の方向の直線上に配置され、前記第１のアレーアンテナの第１のアンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、前記第２のアレーアンテナの第２のアンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、前記第１のアレーアンテナの第１のアンテナピッチと前記第２のアレーアンテナの第２のアンテナピッチとの差の絶対値は、前記第１の方向において、０．５波長以上、０．７５波長以下である。
本開示のさらに別の一態様に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナと、受信アレーアンテナと、レーダ信号を前記送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナを含み、前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナを含み、前記複数の送信アンテナは、第１の方向の直線上に配置され、前記複数の受信アンテナは、前記第１の方向の直線上に配置され、前記送信アレーアンテナの送信アンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、前記受信アレーアンテナの受信アンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、前記送信アレーアンテナの送信アンテナピッチと前記受信アレーアンテナの受信アンテナピッチとの差の絶対値は、前記第１の方向において、グレーティングローブが発生しないピッチである。
本開示のさらに別の一態様に係るレーダ装置は、第１のアレーアンテナと、第２のアレーアンテナと、レーダ信号を前記第１のアレーアンテナおよび前記第２のアレーアンテナの一方を用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記第１のアレーアンテナおよび前記第２のアレーアンテナの他方を用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記第１のアレーアンテナは、複数の第１のアンテナを含み、前記第２のアレーアンテナは、複数の第２のアンテナを含み、前記複数の第１のアンテナは、第１の方向の直線上に配置され、前記複数の第２のアンテナは、前記第１の方向の直線上に配置され、前記第１のアレーアンテナの第１のアンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、前記第２のアレーアンテナの第２のアンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、前記第１のアレーアンテナの第１のアンテナピッチと前記第２のアレーアンテナの第２のアンテナピッチとの差の絶対値は、前記第１の方向において、グレーティングローブが発生しないピッチである。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、サブアレーアンテナ構成の場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。

本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

サブアレー素子の構成例を示す図 サブアレー素子から成るアレーアンテナの構成例を示す図 本開示の一実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本開示の一実施の形態に係るレーダ送信信号の一例を示す図 本開示の一実施の形態に係るレーダ送信信号生成部の他の構成を示すブロック図 本開示の一実施の形態に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 本開示の一実施の形態に係る送信アレー、受信アレー及び仮想受信アレーのアンテナ配置を示す図 本開示の一実施の形態に係る指向性パターンを示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション１に係る送信アレー、受信アレー及び仮想受信アレーのアンテナ配置を示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション１に係る水平方向の指向性パターンを示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション１に係る垂直方向の指向性パターンを示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション２に係る送信アレー、受信アレー及び仮想受信アレーのアンテナ配置を示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション２に係る水平方向の指向性パターンを示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション２に係る垂直方向の指向性パターンを示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション３に係る送信アレー、受信アレー及び仮想受信アレーのアンテナ配置を示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション３に係る水平方向の指向性パターンを示す図 本開示の一実施の形態のバリエーション３に係る垂直方向の指向性パターンを示す図例を示す図

［本開示の一態様をするに至った経緯］
図１Ａは、サブアレー構成のアンテナ素子（以下、サブアレー素子と呼ぶこともある）の一例を示す。図１Ａに示すサブアレー素子は、２×２の４個のアンテナ素子から構成される。また、図１Ａに示す一例では、サブアレー素子のサイズを水平方向及び垂直方向の双方とも０．８波長とする。

図１Ｂは、図１Ａに示すサブアレー素子を直列に４個並べて構成されるアレーアンテナの一例を示す。図１Ｂに示すように、各サブアレー素子のサイズが０．８波長（図１Ａを参照）であるので、サブアレー素子間の間隔として１波長程度以上の間隔を採る必要がある。

例えば、メインローブの±９０°の範囲内にグレーティングローブを発生させないためのアレー素子間隔（所望の素子間隔）は０．５波長である。図１Ｂに示すアレーアンテナでは、サブアレー素子の素子間隔が１波長程度以上となるので、所望の素子間隔が設定困難であり、メインローブの±９０°の範囲内にグレーティングローブが発生してしまうことになる。

このように、サブアレー素子のサイズが０．５波長以上の場合、アレーアンテナの素子間隔を０．５波長にすることが困難である可能性がある。よって、メインローブの±９０°の範囲内に不要なグレーティングローブが発生し、測角時に虚像が発生することになり、誤検出の要因となる。

ここで、特許文献１には、幅d=1波長程度となるサブアレー素子を用いたアレーアンテナ構成が開示されている。特許文献１では、送信アンテナTx0, Tx1の素子間隔を６波長とし、受信アンテナRX0,RX1,RX2,RX3の素子間隔を１．５波長±（λ/8）としている（λは１波長を表す）。また、特許文献１では、送信アンテナTx0，Tx1を時分割で切り替えてレーダ送信信号が送信され、各送信アンテナTx0,Tx1から送信されたレーダ送信信号に対して、受信アンテナRX0,RX1,RX2,RX3で受信信号を取得する構成を備えている。

このような構成により、受信アレーアンテナで取得される受信信号には、送信アンテナの位置が変わることによる位相変化が重畳されるため、仮想的に受信アンテナの開口長が増大する効果が得られる。以下では、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置によって実効的な開口長が増大する仮想的な受信アレーアンテナを「仮想受信アレー」と呼ぶ。

しかしながら、特許文献１では、受信アレーアンテナの素子間隔は１．５波長±λ/8であるため、メインビーム方向から４０°程度ずれた方向にグレーティングローブが発生してしまう。

本開示に係る一態様は、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現する。

以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

［レーダ装置の構成］
図２は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。

レーダ装置１０は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００と、基準信号生成部３００と、を有する。

レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ１０６－１～１０６－Ｎｔによって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。

レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２－１～２０２－Ｎａから成る受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を用いて、各アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、ターゲットの有無検出、方向推定などを行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両又は人を含む。

基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に共通に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。

［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１－１～１０１－Ｎｔと、送信無線部１０５－１～１０５－Ｎｔと、送信アンテナ１０６－１～１０６－Ｎｔとを有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６を有し、各送信アンテナ１０６は、それぞれ個別のレーダ送信信号生成部１０１及び送信無線部１０５に接続されている。

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、r_ｚ(k, M)=I_ｚ(k, M)+jQ_ｚ(k, M)で表される。ここで、ｚは各送信アンテナ１０６に対応する番号を表し、ｚ＝１，…，Ｎｔである。また、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。

各レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とから構成される。以下、第ｚ番目（z=1，…，Nt）の送信アンテナ１０６に対応するレーダ送信信号生成部１０１－ｚにおける各構成部について説明する。

具体的には、符号生成部１０２は、レーダ送信周期Tr毎に、符号長Lの符号系列の符号a(z)_n（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。各符号生成部１０２－１～１０２－Ntにおいて生成される符号a(z)_n（z=1，…，Nt）には、互いに低相関又は無相関となる符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Walsh-Hadamard符号、Ｍ系列符号、Gold符号などが挙げられる。

変調部１０３は、符号生成部１０２から受け取る符号a(z)_nに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。

ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から受け取る変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信無線部１０５へ出力する。

第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信無線部１０５は、第ｚ番目のレーダ送信信号生成部１０１から出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して第ｚ番目の送信アンテナ１０６へ出力する。

第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信アンテナ１０６は、第ｚ番目の送信無線部１０５から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。

図３は、レーダ送信部１００のＮｔ個の送信アンテナ１０６から送信されるレーダ送信信号を示す。符号送信区間Tw内には符号長Lのパルス符号系列が含まれる。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。１つのパルス符号（a(z)_n）あたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部１０３におけるサンプリングレートは、（No×L）/Twである。また、無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれるものとする。

なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図４に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図２に示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１１及びＤＡ変換部１１２を備える。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２（図２）において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。

［レーダ受信部２００の構成］
図２において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、方向推定部２１４と、を有する。

各受信アンテナ２０２は、ターゲット（物体）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。

各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。

受信無線部２０３は、増幅部２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。受信無線部２０３は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０２から受け取る受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。

信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、分離部２１０－１～２１０－Ｎｔと、を有する。

ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。

ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。

以下の説明では、I信号Ir(k, M)及びQ信号Qr(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号x(k, M)＝Ir(k, M)+jQr(k, M)と表す。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Tｒが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。ここで、ｊは虚数単位である。

信号処理部２０７は、送信アンテナ１０６の個数分の系統数に等しいＮｔ個の分離部２１０を含む。各分離部２１０は、相関演算部２１１と、加算部２１２と、ドップラー周波数解析部２１３と、を有する。以下、第ｚ（z=1,…,Nt）番目の分離部２１０の構成について説明する。

相関演算部２１１は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値Ir(k, M)及びQr(k, M)を含む離散サンプル値x(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号a(z)_n（ただし、z=1,…,Nt、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１１は、離散サンプル値x(k, M)と、パルス符号a(z)_nとのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値AC_(z)(k, M)は、次式に基づき算出される。

上式において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。

相関演算部２１１は、例えば、式（１）に従って、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。

なお、相関演算部２１１は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１１の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１１は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図５に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わないこととなる。

これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１１による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１２、ドップラー周波数解析部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。

加算部２１２は、第M番目のレーダ送信周期Trの離散時刻k毎に相関演算部２１１から受け取る相関演算値AC_(z)(k, M)を用いて、所定回数（Np回）のレーダ送信周期Trの期間（Tr×Np）に渡って、相関演算値AC_(z)(k, M)を加算（コヒーレント積分）する。期間（Tr×Np）に渡る加算数Npの加算（コヒーレント積分）処理は次式で表される。

ここで、CI_(z)(k, m)は相関演算値の加算値（以下、相関加算値と呼ぶこともある）を表し、Npは１以上の整数値であり、ｍは加算部２１２における加算回数Npを１個の単位とした場合における加算回数の序数を示す１以上の整数である。また、z=1,…,Ntである。

加算部２１２は、レーダ送信周期Trを単位として得られた相関演算部２１１の出力を一つの単位として、Np回の加算を行う。つまり、加算部２１２は、相関演算値AC_(z)(k, Np(m-1)+1)～AC_(z)（k, Np×m）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえて加算した相関値CI_(z)（k, m）を離散時刻ｋ毎に算出する。これにより、加算部２１２は、相関演算値のNp回に渡る加算の効果により、ターゲットからの反射波信号が高い相関を有する範囲において、反射波信号のSNRを向上させることができる。よって、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上させることができる。

なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算回数Npの加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃う条件が必要である。つまり、加算回数Npは、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これはターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラー周波数の変動量が大きく、高い相関を有する時間期間が短くなるためである。この場合、加算回数Npは小さい値となるため、加算部２１２での加算による利得向上効果が小さくなる。

ドップラー周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１２のNc個の出力であるCI_(z)(k, Nc(w-1)+1)～CI_(z)（k，Nc×w）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラー周波数解析部２１３は、次式に示すように、2Nf個の異なるドップラー周波数fsΔΦに応じた位相変動Φ(fs)＝2πfs（Tr×Np）ΔΦを補正した上で、コヒーレント積分を行う。

ここで、FT_CI_(z) ^Nant(k, fs, w)は、ドップラー周波数解析部２１３における第ｗ番目の出力であり、第Nant番目のアンテナ系統処理部２０１における離散時刻ｋでのドップラー周波数fsΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、Nant=1～Naであり、fs=-Nf+1,…,0,…,Nfであり、k＝１，…, （Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは１以上の整数であり、ΔΦは位相回転単位である。

これにより、各アンテナ系統処理部２０１は、離散時刻ｋ毎の2Nf個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CI_(z) ^Nant(k, -Nf+1,w),…, FT_CI_(z) ^Nant(k, Nf-1, w)を、レーダ送信周期間Tｒの複数回Np×Ncの期間（Tr×Np×Nc）毎に得る。なお、ｊは虚数単位であり、z=1,…,Ntである。

ΔΦ＝1/Ncとした場合、上述したドップラー周波数解析部２１３の処理は、サンプリング間隔Tm＝（Tr×Np）、サンプリング周波数ｆm=1/Tmで加算部２１２の出力を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理していることと等価である。

また、Nfを２のべき乗の数に設定することで、ドップラー周波数解析部２１３では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。この際、Nf>Ncとなる場合には、q＞Ncとなる領域においてCI_(z)（k、Nc(w-1)+q）=0とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。

また、ドップラー周波数解析部２１３において、ＦＦＴ処理を行わずに、上式（３）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラー周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１２のNc個の出力であるCI_(z)(k, Nc(w-1)+q+1)に対して、fs=-Nf+1,…,0,…,Nf-1に対応する係数exp[-j2πf_sT_rN_pqΔφ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q＝0～Nc－１である。

なお、以下の説明では、Na個のアンテナ系統処理部２０１の各々において同様の処理を施して得られた第ｗ番目の出力FT_CI_(z) ¹(k, fs, w), FT_CI_(z) ²(k, fs, w),…, FT_CI_(z) ^Na(k, fs, w)をまとめたものを、次式のように仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,Ntであり、b＝１, …, Naである。

以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。

方向推定部２１４は、アンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａから出力されるｗ番目のドップラー周波数解析部２１３の仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）に対してアレー補正値h_cal_[y]を用いてアンテナ系統処理部２０１間の位相偏差及び振幅偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）は次式で表される。なお、y＝1,…,(Nt×Na)である。

そして、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）を用いて、受信アンテナ２０２間の反射波信号の位相差に基づいて、水平方向及び垂直方向の方向推定処理を行う。方位推定部２１４は、方向推定評価関数値P(θ, φ，k, fs, w）における方位方向θ及び仰角方向Φを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向及び仰角方向を到来方向推定値とする。

なお、評価関数値P(θ, φ，k, fs, w）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。

（参考非特許文献１）Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79

例えばビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。

ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θ_u, φ_v)は、方位方向θ_u、仰角方向φ_vの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。

以上のように、方向推定部２１４は、算出された第ｗ番目の到来方向推定値、離散時刻ｋ、ドップラー周波数fsΔΦ及び角度θ_uを、レーダ測位結果として出力する。

ここで、方向ベクトルa(θ_u, φ_v)は、方位θ_u方向及び仰角方向φ_vからレーダ送信信号に対する反射波が到来した場合の仮想受信アレーの複素応答を要素とした（Nt×Na）次の列ベクトルである。仮想受信アレーの複素応答a（θ_u, φ_v）は、アンテナ間の素子間隔によって幾何光学的に算出される位相差を表す。

また、θ_uは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β₁で変化させたものである。例えば、θ_uは以下のように設定される。
θ_u＝θmin + uβ₁、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β₁]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。

また、φ_vは到来方向推定を行う仰角範囲内を所定の仰角間隔β₂で変化させたものである。例えば、φ_vは以下のように設定される。
φ_v＝φmin + vβ₂、v=0,…, NV
NV=floor[(φmax-φmin)/β₂]+1

なお、本実施の形態では、後述する仮想受信アレー配置VA#1,…, VA#(Nt×Na)に基づいて仮想受信アレーの方向ベクトルが予め算出されているものとする。仮想受信アレーの方向ベクトルの要素は、後述する仮想受信アレー配置番号順VA#1,…, VA#(Nt×Na)にアンテナ間の素子間隔で幾何光学的に算出される位相差を表す。

また、上述した時刻情報ｋは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換する際には次式を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C₀は光速度を表す。

また、ドップラー周波数情報（fsΔΦ）は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラー周波数fsΔΦを相対速度成分vd(fs)に変換する際には次式を用いて変換することができる。ここで、λは送信無線部１０７から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。

［レーダ装置１０におけるアンテナ配置］
以上の構成を有するレーダ装置１０におけるＮｔ個の送信アンテナ１０６及びＮａ個の受信アンテナ２０２の配置について説明する。

図６は、Ｎｔ＝２個の送信アンテナ１０６（Tx#1、Tx#2）から構成される送信アレーのアンテナ配置、Ｎａ＝３個の受信アンテナ２０２（Rx#1、Rx#2、Rx#3）から構成される受信アレーのアンテナ配置、及び、これらの送受信アレーアンテナに基づいて構成される仮想受信アレー（素子数：Nt×Na＝６個）のアンテナ配置を示す。

送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の各々は、２個のアンテナ素子を含むサブアレー素子を用いて構成される。

また、サブアレー素子のサイズ（幅）をD_subarryとし、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しない所望のアンテナ素子間隔をDeとする。図６では、サブアレー素子のサイズD_subarryは所望のアンテナ素子間隔Deよりも大きい（D_subarry＞De）。なお、所望のアンテナ素子間隔Deとしては、0.5波長以上0.75波長以下の値を用いる

また、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔をDtとし、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔をDrとする。例えば、図６では、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtを1.5λ（１．５波長）とし、受信アンテナのサブアレー素子間隔Drを1λ（１波長）とする。つまり、サブアレー素子間隔Dt,Drは、１波長（λ）程度以上となる。

本実施の形態では、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しない所望のアンテナ素子間隔Deよりもサブアレー素子のサイズD_subarryが広い場合（D_subarry＞De）。この場合、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの間で次式に示す関係を満たすように、送信アレー及び受信アレーを配置する。
｜Dt - Dr | = De (１０)

すなわち、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの差の絶対値は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。

図６は、一例として、De＝λ/2とし、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dt=1.5λとし、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dr=λとなる場合を示す。

この場合、図６に示すように、仮想受信アレーの中心付近（端部以外）の素子間隔が、所望のアンテナ素子間隔De（=|Dt-Dr|=λ/2）となる。すなわち、仮想受信アレーでは、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しないアレー配置が得られる。

図７は、図６に示す送受信アレーアンテナ配置（De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=λの場合）における指向性パターン（フーリエビームパターン。メインビーム：０°方向）を示す。図７に示すように、メインビーム方向から±９０°の角度範囲においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。

このようにして、本実施の形態では、送信アンテナ１０６から構成される送信アレーアンテナの素子間隔と、受信アンテナ２０２から構成される受信アレーアンテナの素子間隔との差（絶対値）が、グレーティングローブが発生しない所望の素子間隔と等しくなるように、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２が配置される。

こうすることで、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置関係に従って構成される仮想受信アレーの素子間隔をグレーティングローブが発生しない所望の素子間隔に設定することができる。これにより、方向推定部２１４における方向推定処理を行う際に、グレーティングローブによる誤検出の発生を除去することができる。

よって、本実施の形態によれば、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。

なお、図６では、水平方向の到来方向推定を行うために、水平方向にアレーアンテナを直線状に配置する構成を一例として示した。しかし、本実施の形態は、垂直方向の到来方向推定を行うために、垂直方向にアレーアンテナを直線状に配置する場合でも、同様にして、垂直方向において、グレーティングローブが発生しない所望の素子間隔の仮想受信アレーを配置することができる。

（バリエーション１）
バリエーション１では、水平方向及び垂直方向の双方の到来方向推定を行う場合について説明する。

送信アレー素子又は受信アレー素子が垂直方向及び水平方向の２次元に配置される。

図８は、Ｎｔ＝６個の送信アンテナ１０６（Tx#1～Tx#6）から構成される送信アレーのアンテナ配置、Ｎａ＝３個の受信アンテナ２０２（Rx#1、Rx#2、Rx#3）から構成される受信アレーのアンテナ配置、及び、これらの送受信アレーアンテナに基づいて構成される仮想受信アレー（素子数：Nt×Na＝１８個）のアンテナ配置を示す。

図８では、送信アレーは、水平方向に２個、垂直方向に３個の２次元に各サブアレー素子が配置されている。

また、図８においてサブアレー素子の水平方向におけるサイズをD_subarryとし、サブアレー素子の垂直方向におけるサイズをDe以下とする。つまり、アンテナ素子のサイズは、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔De以下である。

図８では、一例として、所望のアンテナ素子間隔De＝λ／２とし、送信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dtを1.5λとし、送信アレーアンテナの垂直方向の素子間隔をDeとする。また、受信アンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dr=λとする。

この場合、図８に示すように、水平方向において、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの差の絶対値は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。また、図８に示すように、垂直方向において、送信アレーアンテナの素子間隔は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。

これにより、図８に示すように、水平方向において、仮想受信アレーの中心付近（端部以外）の素子間隔が、所望のアンテナ素子間隔De（=|Dt-Dr|=λ/2）となる。

また、図８に示すように、垂直方向において、仮想受信アレーの素子間隔は、送信アレーの垂直方向の素子間隔と同様、所望のアンテナ素子間隔Deとなる。

すなわち、仮想受信アレーでは、水平方向及び垂直方向の何れでも、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しないアレー配置が得られる。

方向推定部２１４において水平方向及び垂直方向の到来方向推定を行う場合には、次式に示すように、方位方向θ_u及び仰角方向φ_vを可変にして、方向推定評価関数値Ｐ（θ_u、φ_v、ｋ、ｆｓ、ｗ）を算出し、その最大値が得られる方位方向、仰角方向を到来方向推定値DOA(k,fs,w)とする。

ここで、u=1,…,NUである。なお、arg max P(x)は関数値P(x)が最大となる定義域の値を出力値とする演算子である。

なお、評価関数値Ｐ（θ_u、φ_v、ｋ、ｆｓ、ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば上述した参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。例えばビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。

ここで上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θ_u,φ_v)は、方位方向θ_u及び仰角方向φ_vの到来波に対する方向ベクトルを示す。

図９Ａ及び図９Ｂは、図８に示す送受信アレーアンテナ配置（De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=1λの場合）の水平方向及び垂直方向における指向性パターン（フーリエビームパターン。メインビーム：０°方向）をそれぞれ示す。

図９Ａに示すように、水平方向において、メインビーム方向から±９０°の角度範囲においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。また、図９Ｂに示すように、垂直方向においてもグレーティングローブが発生しないビームパターンが形成されることが分かる。

このような送受信アレーアンテナの配置を用いることで、方向推定部２１４における方向推定処理を行う際に、水平方向及び垂直方向の双方においてグレーティングローブによる誤検出の発生を除去することができる。

よって、バリエーション１によれば、２次元に配置された、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。

なお、図８では、サブアレー素子の水平方向のサイズがD_subarry（＞De）である場合について説明したが、バリエーション１は、サブアレー素子の垂直方向のサイズがD_subarry（＞De）である場合にも同様に適用できる。この場合、送信アレーの垂直方向の配置において、送信アレーアンテナの素子間隔と、受信アレーアンテナの素子間隔との差（絶対値）が、グレーティングローブが発生しない所望の素子間隔と等しくなるように、送信アレーを配置すればよい。

（バリエーション２）
バリエーション２では、水平方向及び垂直方向の双方の到来方向推定を行う他の例について説明する。

具体的には、送信アレーアンテナにおいて、水平方向の素子間隔をDt（＞De）とし、垂直方向の素子間隔を所望のアンテナ素子間隔Deとする場合、送信アレーアンテナにおいて、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられた２つのサブアレー素子配列が、水平方向に所望のアンテナ素子間隔Deと同一の間隔分ずれて配置される。

図１０は、Ｎｔ＝６個の送信アンテナ１０６（Tx#1～Tx#6）から構成される送信アレーのアンテナ配置、Ｎａ＝３個の受信アンテナ２０２（Rx#1、Rx#2、Rx#3）から構成される受信アレーのアンテナ配置、及び、これらの送受信アレーアンテナに基づいて構成される仮想受信アレー（素子数：Nt×Na＝１８個）のアンテナ配置を示す。

図１０では、送信アレーは、水平方向に２個、垂直方向に３個の２次元に各サブアレー素子が配置されている。

また、図１０においてサブアレー素子の水平方向におけるサイズをD_subarryとし、サブアレー素子の垂直方向におけるサイズをDe以下とする。つまり、アンテナ素子のサイズは、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔De以下である。

図１０では、図８と同様、所望のアンテナ素子間隔De＝λ／２とし、送信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dtを1.5λとし、送信アレーアンテナの垂直方向の素子間隔をDeとする。また、受信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dr=λとする。

バリエーション１（図８）と同様、図１０に示すように、水平方向において、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの差の絶対値は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。また、図１０に示すように、垂直方向において、送信アレーアンテナの素子間隔は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。

更に、図１０では、送信アレーアンテナの垂直方向においてアンテナ素子間隔De離れた送信アンテナ１０６同士（垂直方向に隣接する送信アンテナ１０６同士）が、水平方向においてアンテナ素子間隔Deと同一間隔ずれて配置される。換言すると、送信アレーアンテナにおいて、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられた２つのサブアレー素子配列が、水平方向に所望の素子間隔と同一間隔ずれて配置される。

例えば、図１０に示す送信アンテナTx#1、Tx#2の配列（すなわち、サブアレー素子配列。以下同様）と、当該配列に垂直方向で隣接する送信アンテナT#3、Tx#4の配列とは、アンテナ素子間隔Deと同一間隔ずれて配置されている。同様に、送信アンテナTx#3、Tx#4の配列と、当該配列に垂直方向で隣接する送信アンテナT#5、T#6の配列とは、水平方向にアンテナ素子間隔Deと同一間隔ずれて配置されている。

図１０では、水平方向において、仮想受信アレーの中心付近（端部以外）の素子間隔が、所望のアンテナ素子間隔De（=|Dt-Dr|=λ/2）となる。また、図１０に示すように、垂直方向において、仮想受信アレーの素子間隔は、送信アレーの垂直方向の素子間隔と同様、所望のアンテナ素子間隔Deとなる。すなわち、仮想受信アレーでは、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しないアレー配置が得られる。

更に、図１０に示すように、仮想受信アレーの垂直方向において、中央（２段目）のアレー素子の配列が、他のアレー素子（１段目及び３段目）のアレー素子の配列と比較して、水平方向にDeずれて配置される。これにより、図１０では、バリエーション１（図８）と比較して、仮想受信アレーが配置される２次元平面におけるアンテナ素子の間隔がより密接になる。これにより、仮想受信アレーでは、サイドローブレベルの低減が可能となる。

図１１Ａ及び図１１Ｂは、図１０に示す送受信アレーアンテナ配置（De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=λの場合）の水平方向及び垂直方向における指向性パターン（フーリエビームパターン。メインビーム：０°方向）をそれぞれ示す。

図１１Ａに示すように、水平方向において、メインビーム方向から±９０°の角度範囲においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。また、図１１Ｂに示すように、垂直方向においてもグレーティングローブが発生しないビームパターンが形成されることが分かる。

更に、バリエーション１（図９Ａ）と比較すると、図１１Ａに示すように、水平方向の指向性パターンにおいてサイドローブレベルが低減されていることが分かる。

このような送受信アレーアンテナの配置を用いることで、方向推定部２１４における方向推定処理を行う際に、水平方向及び垂直方向の双方において、グレーティングローブ及びサイドローブによる誤検出の発生を除去することができる。

よって、バリエーション２によれば、２次元に配置された、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生、及び、サイドローブレベルを抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。

（バリエーション３）
バリエーション３では、水平方向及び垂直方向の双方の到来方向推定を行う他の例について説明する。

具体的には、送信アレーアンテナにおいて、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられたサブアレー素子配列の間隔が所望のアンテナ素子間隔Deに定数αを乗算した間隔であり、かつ、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられた２つのサブアレー素子配列が、水平方向に所望のアンテナ素子間隔Deに定数βを乗算した間隔ずれて配置される。

図１２は、Ｎｔ＝６個の送信アンテナ１０６（Tx#1～Tx#6）から構成される送信アレーのアンテナ配置、Ｎａ＝３個の受信アンテナ２０２（Rx#1、Rx#2、Rx#3）から構成される受信アレーのアンテナ配置、及び、これらの送受信アレーアンテナに基づいて構成される仮想受信アレー（素子数：Nt×Na＝１８個）のアンテナ配置を示す。

図１２では、送信アレーは、水平方向に２個、垂直方向に３個の２次元に各サブアレー素子が配置されている。

また、図１２においてサブアレー素子の水平方向におけるサイズをD_subarryとし、サブアレー素子の垂直方向におけるサイズをDe以下とする。つまり、アンテナ素子のサイズは、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔De以下である。

図１２は、図８と同様、所望のアンテナ素子間隔De＝λ／２とし、送信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dt=1.5λとし、受信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dr=λとする。また、受信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dr=λとする。

バリエーション１、２（図８、図１０）と同様、図１２に示すように、水平方向において、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの差の絶対値は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。

一方、図１２に示すように、垂直方向において、送信アレーアンテナの素子間隔は、所望のアンテナ素子間隔Deに定数αを乗算した間隔αDeとなる。

また、図１２では、送信アレーアンテナの垂直方向において素子間隔αDe離れた送信アンテナ１０６同士（垂直方向に隣接する送信アンテナ１０６同士）が、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deに定数βを乗算した間隔βDeずれて配置される。換言すると、送信アレーアンテナにおいて、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられた２つのサブアレー素子配列が、水平方向に所望の素子間隔のβ倍の間隔ずれて配置される。

例えば、図１２に示す送信アンテナTx#1、Tx#2の配列と、当該配列に垂直方向で隣接する送信アンテナT#3、Tx#4の配列とは、間隔βDeずれて配置されている。同様に、送信アンテナTx#3、Tx#4の配列と、当該配列に垂直方向で隣接する送信アンテナT#5、T#6の配列とは、水平方向に間隔βDeずれて配置されている。

例えば、α=(3)^0.5/2≒0.866であり、β=0.5である。

図１２では、水平方向において、仮想受信アレーの中心付近（端部以外）の素子間隔が、所望のアンテナ素子間隔De（=|Dt-Dr|=λ/2）となる。

また、図１２に示すように、垂直方向において、仮想受信アレーの素子間隔は、送信アレーの垂直方向の素子間隔と同様、αDe（＝(3)^0.5De）となる。

すなわち、仮想受信アレーでは、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しないアレー配置が得られる。

更に、図１２に示すように、仮想受信アレーの垂直方向において、中央（２段目）のアレー素子の配列が、他のアレー素子（１段目及び３段目）のアレー素子の配列と比較して、水平方向にβDe（＝0.5De）ずれて配置される。

これにより、図１２では、バリエーション２（図１０）と同様、バリエーション１（図８）と比較して、仮想受信アレーが配置される２次元平面におけるアンテナ素子の間隔がより密接になる。これにより、仮想受信アレーでは、サイドローブレベルの低減が可能となる。

ここで、図１２に示すように、仮想受信アレーの中心付近では、仮想受信アレーが配置される２次元平面において隣接する３個のアンテナ素子のそれぞれの間隔が所望のアンテナ素子間隔Deとなる。換言すると、仮想受信アレーが配置される２次元平面において隣接する３個のアレー素子を結ぶ直線は、１辺をアンテナ素子間隔Deとする正三角形を形成する。正三角形格子配置は、同じ開口長の方形格子配置に比べ、グレーティングローブ抑圧性能が高いため、バリエーション２と比較して、グレーティングローブ、サイドローブのレベルをより低減させることができる。

つまり、定数α、βは、垂直方向及び水平方向の２次元において隣接する３個のアレー素子の互いの素子間隔が所望のアンテナ素子間隔De（１辺をDeとする正三角形状）となるように設定されればよい。

図１３Ａ及び図１３Ｂは、図１２に示す送受信アレーアンテナ配置（De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=1λ、α=(3)^0.5/2、β=0.5）の水平方向及び垂直方向における指向性パターン（フーリエビームパターン。メインビーム：０°方向）をそれぞれ示す。

図１３Ａに示すように、水平方向において、メインビーム方向から±９０°の角度範囲においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。また、図１３Ｂに示すように、垂直方向においてもグレーティングローブが発生しないビームパターンが形成されることが分かる。

更に、バリエーション１（図９Ａ）と比較すると、図１３Ａに示すように、水平方向の指向性パターンにおいてサイドローブレベルが低減されていることが分かる。

また、バリエーション２（図１１Ａ）と比較すると、図１３Ａに示すように、水平方向の指向性パターンのうち、メインローブに最も近接した方向（図１３Ａでは±３０°方向）に現れるサイドローブレベルが低減されていることが分かる。

このような送受信アレーアンテナの配置を用いることで、方向推定部２１４における方向推定処理を行う際に、水平方向及び垂直方向の双方において、グレーティングローブ及びサイドローブによる誤検出の発生を除去することができる。

よって、バリエーション３によれば、２次元に配置された、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生、及び、サイドローブレベルを抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。

以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。

なお、上記実施の形態、及び、各変形例に係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。

また、上記実施の形態では、送信アンテナ１０６の個数Ｎｔ＝２又は３、及び、受信アンテナ２０２の個数Ｎａ＝３の場合について例示した。しかし、送信アンテナ１０６の個数Ｎｔ及び受信アンテナ２０２の個数Ｎａは、これらの個数に限定されるものではない。

また、上記実施の形態では、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２が２個のアンテナ素子から成るサブアレー素子である場合について説明したが、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の各々を構成するアンテナ素子は、３個以上の素子から構成されてもよい。

また、上記実施の形態のバリエーション１～３において、送信アレーアンテナが水平方向及び垂直方向の２次元に配置され、受信アレーアンテナが水平方向の１次元に配置される場合について説明した。しかし、本開示は、受信アレーアンテナが２次元に配置され、送信アレーアンテナが１次元に配置されてもよい。この場合、上述した送信アレーアンテナにおけるサブアレー素子の配置を、受信アレーアンテナにおけるサブアレー素子の配置に適用すればよい。

また、上記実施の形態では、アンテナ素子のサイズが、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔De以下である場合について説明したが、アンテナ素子のサイズは、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、水平方向において所望のアンテナ素子間隔De以下であってもよい。この場合、上述した送受信アレーアンテナにおけるサブアレー素子の配置について、水平方向と垂直方向とを入れ替えればよい。

また、上記実施の形態では、符号化パルスレーダを用いる場合について説明したが、本開示は、チャープ（Chirp）パルスレーダのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。

また、図２に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。

なお、レーダ装置において、レーダ送信部で、複数の送信アンテナから符号分割多重された異なる送信信号を送出し、レーダ受信部で、各送信信号を分離して受信処理を行う構成を示したが、レーダ装置の構成は、これに限定されず、レーダ送信部で、複数の送信アンテナから周波数分割多重された異なる送信信号を送出し、レーダ受信部で、各送信信号を分離して受信処理を行う構成でもよい。また、同様に、レーダ装置の構成は、レーダ送信部で複数の送信アンテナから時分割多重された送信信号を送出し、レーダ受信部で、受信処理を行う構成でもよく、上記実施の形態と同様な効果が得られる。

また、レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。

＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、所定の送信周期にてレーダ信号を送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナは、それぞれ、複数のサブアレー素子を含み、前記複数のサブアレー素子は、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナにおいて、第１の方向の直線上に配置され、前記各サブアレー素子は、複数のアンテナ素子を含み、前記サブアレー素子のサイズは、前記第１の方向において、所望のアンテナ素子間隔より大きく、前記送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔と、前記受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔との差の絶対値は、前記所望のアンテナ素子間隔と同一である。

また、本開示のレーダ装置において、前記所望のアンテナ素子間隔は、0.5波長以上、0.75波長以下である。

また、本開示のレーダ装置において、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの何れか一方において、前記複数のサブアレー素子は、さらに、前記第１の方向に直交する第２の方向に配置され、前記サブアレー素子のサイズは、前記第１の方向において前記所望のアンテナ素子間隔より大きく、前記第２の方向において前記所望のアンテナ素子間隔以下である場合、前記第１の方向において、前記送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔と、前記受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔との差の絶対値は前記所望のアンテナ素子間隔と同一であり、前記第２の方向において、前記サブアレー素子の間隔は、前記所望のアンテナ素子間隔と同一である。

また、本開示のレーダ装置において、前記第２の方向に配置された前記複数のサブアレー素子は、前記第１の方向に前記所望のアンテナ素子間隔と同一の間隔がシフトされて配置される。

また、本開示のレーダ装置において、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの何れか一方において、前記複数のサブアレー素子は、さらに、前記第１の方向に直交する第２の方向に配置され、前記サブアレー素子のサイズは、前記第１の方向において前記所望のアンテナ素子間隔より大きく、前記第２の方向において前記所望のアンテナ素子間隔以下である場合、前記第１の方向において、前記送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔と、前記受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔との差の絶対値は前記所望の素子間隔と同一であり、前記第２の方向において、前記サブアレー素子の間隔は、前記所望のアンテナ素子間隔の（（√３）／２）倍の長さであり、前記第２の方向に配置された前記複数のサブアレー素子は、前記第１の方向に前記所望のアンテナ素子間隔の（１／２）倍の間隔がシフトされて配置される。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態（各バリエーション）について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態（各バリエーション）における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力と出力を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。

１０ レーダ装置
１００ レーダ送信部
２００ レーダ受信部
３００ 基準信号生成部
４００ 制御部
１０１，１０１ａ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４ ＬＰＦ
１０５ 送信無線部
１０６ 送信アンテナ
１１１ 符号記憶部
１１２ ＤＡ変換部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７ 信号処理部
２０８，２０９ ＡＤ変換部
２１０ 分離部
２１１ 相関演算部
２１２ 加算部
２１３ ドップラー周波数解析部
２１４ 方向推定部

Claims (12)

1. 送信アレーアンテナと、
   受信アレーアンテナと、
   レーダ信号を前記送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、
   前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、
   を具備し、
   前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナを含み、
   前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナを含み、
   前記複数の送信アンテナは、第１の方向にて第１の送信アンテナピッチで直線状に配置された第１の送信アンテナと、第１の方向と直交する第２の方向にて第２の送信アンテナピッチで配置された１つ以上の第２の送信アンテナとを含み、
   前記１つ以上の第２の送信アンテナの前記第１の方向での位置は、前記第１の送信アンテナの内の１つのアンテナの位置から前記第１の方向にて第３の送信アンテナピッチで離れた位置であり、
   前記複数の受信アンテナは、前記第１の方向にて受信アンテナピッチで直線状に配置され、
   前記受信アンテナピッチが前記第１の送信アンテナピッチよりも狭く、
   前記第１の送信アンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、
   前記複数の送信アンテナのそれぞれの長辺の長さは、前記第３の送信アンテナピッチよりも大きい、
   レーダ装置。
2. 前記受信アレーアンテナの前記受信アンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上である、
   請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとが、複数の仮想受信アンテナを有する仮想受信アレーアンテナを実現し、
   前記仮想受信アレーアンテナの仮想受信アンテナピッチが、前記第１の方向において、０．５波長以上、０．７５波長以下であるものを含む、
   請求項１又は２に記載のレーダ装置。
4. 前記送信アレーアンテナの前記第１の送信アンテナピッチと前記受信アレーアンテナの前記受信アンテナピッチとの差の絶対値は、前記第１の方向において、０．５波長以上、０．７５波長以下である、
   請求項１ないし３のいずれか一項に記載のレーダ装置。
5. 前記送信アレーアンテナの前記第１の送信アンテナピッチと前記受信アレーアンテナの前記受信アンテナピッチとの差の絶対値は、前記第１の方向において、０．５波長である、
   請求項１ないし３のいずれか一項に記載のレーダ装置。
6. 前記波長は、前記レーダ信号の周波数によって定まる、
   請求項１から５までのいずれか１項に記載のレーダ装置。
7. 第１のアレーアンテナと、
   第２のアレーアンテナと、
   レーダ信号を前記第１のアレーアンテナおよび前記第２のアレーアンテナの一方を用いて送信するレーダ送信部と、
   前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記第１のアレーアンテナおよび前記第２のアレーアンテナの他方を用いて受信するレーダ受信部と、
   を具備し、
   前記第１のアレーアンテナは、複数の第１のアンテナを含み、
   前記第２のアレーアンテナは、複数の第２のアンテナを含み、
   前記複数の第１のアンテナは、第１の方向にて第１のアンテナピッチで直線状に配置された第１のアンテナグループと、第１の方向と直交する第２の方向にて第２のアンテナピッチで配置された１つ以上の第２のアンテナグループとを含み、
   前記１つ以上の第２のアンテナグループの第１の方向での位置は、前記第１のアンテナグループの内の１つのアンテナの位置から第１の方向にて第３のアンテナピッチで離れた位置であり、
   前記複数の第２のアンテナは、前記第１の方向にて第４のアンテナピッチで直線状に配置され、
   前記第４のアンテナピッチが前記第１のアンテナピッチよりも狭く、
   前記第１のアンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上であり、
   前記複数の第１のアンテナのそれぞれの長辺の長さは、前記第３のアンテナピッチよりも大きい、
   レーダ装置。
8. 前記第２のアレーアンテナの前記第４のアンテナピッチは、前記第１の方向において、１波長以上である、
   請求項７に記載のレーダ装置。
9. 前記第１のアレーアンテナと前記第２のアレーアンテナとが、複数の仮想受信アンテナを有する仮想受信アレーアンテナを実現し、
   前記仮想受信アレーアンテナの仮想受信アンテナピッチが、前記第１の方向において、０．５波長以上、０．７５波長以下であるものを含む、
   請求項７又は８に記載のレーダ装置。
10. 前記第１のアレーアンテナの前記第１のアンテナピッチと前記第２のアレーアンテナの前記第４のアンテナピッチとの差の絶対値は、前記第１の方向において、０．５波長以上、０．７５波長以下である、
    請求項７ないし９のいずれか一項に記載のレーダ装置。
11. 前記第１のアレーアンテナの前記第１のアンテナピッチと前記第２のアレーアンテナの前記第４のアンテナピッチとの差の絶対値は、前記第１の方向において、０．５波長である、
    請求項７ないし９のいずれか一項に記載のレーダ装置。
12. 前記波長は、前記レーダ信号の周波数によって定まる、
    請求項７から１１までのいずれか一項に記載のレーダ装置。

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