WO2010122860A1 - レーダ装置およびアンテナ装置 - Google Patents

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WO2010122860A1
WO2010122860A1 PCT/JP2010/054599 JP2010054599W WO2010122860A1 WO 2010122860 A1 WO2010122860 A1 WO 2010122860A1 JP 2010054599 W JP2010054599 W JP 2010054599W WO 2010122860 A1 WO2010122860 A1 WO 2010122860A1
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WO
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antenna
reception
array
transmission
radar apparatus
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Application number
PCT/JP2010/054599
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English (en)
French (fr)
Inventor
和喜 稲見
隆雅 安藤
Original Assignee
三菱電機株式会社
株式会社デンソー
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/93—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes
    • G01S13/931—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of land vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays

Definitions

  • the present invention relates to a radar apparatus that detects a direction in which at least a target exists by transmitting and receiving continuous waves, and an antenna apparatus suitable for use in the radar apparatus.
  • a radar device that detects a target by transmitting and receiving continuous waves (radar waves) is mounted on an automobile.
  • radar waves continuous waves
  • the direction in which a target for example, a roadside object such as a guardrail or a preceding vehicle
  • an array antenna configured by arranging a plurality of antenna elements at predetermined equal intervals is used as a receiving antenna (see, for example, Patent Document 1).
  • the on-vehicle radar device since the traveling speed of the vehicle is faster than the distance to the vehicle that is one of the detection targets, the on-vehicle radar device exists at a position away from the vehicle (for example, about 100 m to 200 m). It is necessary to detect the orientation of the target, and the antenna elements are arranged so that the beam width can be narrowed, that is, the main lobe of the array antenna can be sharpened.
  • the angle range in which the azimuth where the target exists can be detected is narrowed (hereinafter, the angle range is narrow, but the target existing at a position away from the vehicle). It is difficult to detect other vehicles that are interrupted forward from the side of the host vehicle at an early stage.
  • a wider angular range is maintained while maintaining a state in which a target existing at a position away from the vehicle can be detected (that is, the detection capability in the normal detection area is maintained).
  • wide-angle range is required to be capable of detecting the orientation of a target.
  • the first array antenna in which a plurality of antenna elements are arranged at the first arrangement interval is set to be narrower than the first arrangement interval.
  • a method using a receiving antenna provided with a second array antenna in which a plurality of antenna elements are arranged at a second arrangement interval is also conceivable. In fact, if this method is used, it is possible to detect the azimuth in a wide angle range in addition to the normal detection area.
  • this method has a problem that the area of the receiving antenna increases and the cost increases.
  • the restriction on the installation location is very large, it is difficult to increase the area of the receiving antenna.
  • the present invention has been made in view of the above, and is a radar capable of detecting the azimuth of a target in a wider angle range in addition to the normal detection area without increasing the area of the receiving antenna. It is an object of the present invention to provide a device and an antenna device applicable to the radar device.
  • a radar apparatus includes a transmitter that generates a search wave composed of continuous waves, a transmission antenna that radiates the search wave into space, and an object of the search wave.
  • An antenna unit having a receiving antenna for receiving a reflected wave from a target, a receiving unit for outputting a signal obtained by down-converting a received signal from the receiving antenna into a predetermined frequency band, and a signal output from the receiving unit.
  • a signal processing unit that performs predetermined frequency analysis and outputs one or more information of a distance to the target, a relative speed with the target, and an orientation in which the target exists, As the detection area of the target, a first detection area that is a shorter distance than a preset setting distance and a wider angle than a preset setting angle, and a far distance than the preset distance, and ,
  • the reception antenna When the reception antenna is divided into a second detection area that is an area inside the set angle, the reception antenna includes a plurality of reception antennas as an array antenna, and among the plurality of reception antennas, A reception first array that searches for the first detection area using a predetermined number of adjacent antennas and a reception second array that searches for the second detection area using all of the plurality of antennas are configured.
  • the transmission antenna is shared for exploring the first and second detection areas, and the radiation pattern of the transmission antenna includes a second null of a radiation pattern by the transmission antenna and a reception pattern by the second reception array.
  • the radiation pattern of the transmitting antenna includes a difference in level between the first null of the radiation pattern and the first null. Characterized in that is within the value.
  • the radar apparatus it is possible to provide a radar apparatus capable of detecting the azimuth of the target in a wider angle range in addition to the normal detection area without increasing the area of the receiving antenna. There is an effect that can be.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration of a radar apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an overview of the antenna substrate in the radar apparatus of the present embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a cross-sectional structure of the radar apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating antenna gains obtained by the transmission antenna and the reception antenna.
  • FIG. 5 is a diagram showing the concept of null filling.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of antenna gains for long and wide-angle middle.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a transmission / reception combined gain lower limit value, a null width, and a minimum null width.
  • FIG. 8 is a graph showing the relationship between the detection distance and the allowable null width.
  • FIG. 9 is a flowchart showing a processing procedure of the target detection process in the present embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a sub-flow of the long detection process.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a sub-flow of the wide-angle middle detection process.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the concept of extending the frequency modulation width.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the concept of narrowing the filter band.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration of a radar apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the radar apparatus according to the present embodiment is an FM-CW radar apparatus, and includes an antenna unit 10, a transmission unit 20, a local signal (hereinafter referred to as “LO signal”) amplification unit 30, and a reception unit 40. And a signal processing unit 50.
  • the transmission unit 20, the LO signal amplification unit 30, and the reception unit 40 constitute a transmission / reception circuit.
  • the antenna unit 10 is disposed in the front stage of the transmission / reception circuit, and the signal processing unit 50 is disposed in the rear stage.
  • an antenna unit 10 includes a transmission antenna 12 that constitutes an antenna transmission channel (CH) and a reception antenna 14 that constitutes an antenna reception channel group (CH1, CH2,..., CH8).
  • the reception channel CH1 includes antennas 14 1 and 14 2
  • the reception channel CH2 includes antennas 14 3 and 14 4
  • the reception channel CH3 includes antennas 14 9 and 14 10
  • the reception channel CH4 includes antennas 14 11 and 14 12 , respectively.
  • the reception channels CH5 to CH8 are configured by antennas 14 5 to 14 8 , respectively.
  • the configuration of the antenna unit 10 in FIG. 1 shows an example thereof, and is not limited to these configurations.
  • the antennas 14 1 to 14 12 constituting the transmission antenna 12 and the reception antenna 14 do not have to be single antennas, and may be array antennas having a plurality of antenna elements. Absent.
  • the transmission unit 20 includes an oscillator 21 that outputs a predetermined modulation signal necessary as a radar device, an amplifier 22 that amplifies the output of the oscillator 21, a distributor 23 that distributes the output of the amplifier 22, and an output terminal connected to the transmission antenna 12.
  • the amplifier 24 amplifies the output of the distributor 23.
  • the amplifier 24 is, for example, a high-frequency amplifier having a frequency multiplication function (in FIG. 1, a double amplifier is illustrated). If a high-frequency amplifier having a frequency multiplying function is used, the design frequency of the transmission / reception circuit section is set to, for example, 1 / the frequency of the exploration wave (hereinafter referred to as “radar wave”) radiated into the space through the transmission antenna 12. Since it can be reduced to 2 (in the case of a double amplifier), there is an advantage that the design of the transmission / reception circuit section becomes easy.
  • the LO signal amplifier 30 includes an amplifier 32 that amplifies the LO signal supplied via the distributor 23 of the transmitter 20.
  • the reception unit 40 includes a mixer 42 that is connected to the reception antenna 14 and that down-converts the reception signal of the reception antenna 14 based on the LO signal input via the distributor 23 of the transmission unit 20.
  • the mixer 42 is provided for each reception channel.
  • an LO signal distribution circuit 44 which is a LO signal supply (distribution) circuit to the mixer 42, is configured, and the arrangement position of the mixer 42 in the signal line 46 connecting the antenna unit 10 and the signal processing unit 50 is determined.
  • the signal electrical lengths between the amplifier 32 of the LO signal amplification unit 30 and the mixers 42 1 and 42 2 are L1 and L2, respectively, and the receiving antennas and mixers 42 1 corresponding to the reception CH1 and CH2 are respectively used.
  • the signal line 46 for transmitting signals from the reception channels 5 to 8 is arranged in the center, and the signal lines 46 for transmitting signals from the reception channels 1 and 2 and reception channels 3 and 4 are arranged on both sides.
  • the reception CH1 and 2 and the reception CH3 and 4 are configured symmetrically, but the phase relationship regarding the reception signal is opposite to the reception CH5 to 8 because When the signals of the reception CH1, 2 and reception CH3, 4 leak into the reception CH5-8, the leakage signal acts so as to be canceled. Therefore, as shown in the drawing, a configuration in which the reception CHs 5 to 8 are arranged in the center and the reception CHs 1 and 2 and the reception CHs 3 and 4 are arranged on both sides thereof is a preferable configuration.
  • the signal processing unit 50 is connected to the mixer 42 and amplifies the signal after down-conversion.
  • the signal processing unit 50 sequentially switches a signal corresponding to each reception CH that has passed through the video amplifier 51 and outputs the signal to the AD converter 53.
  • the video amplifier 51 includes an amplifier circuit 56 (56 1 , 56 2 ,...) That amplifies the signal down-converted by the mixer 42, and band-limits the output signal of the amplifier circuit 56 and outputs it to the multiplexer 52.
  • Filters 58 (58 1 , 58 2 ,...) are provided.
  • the microcomputer 54 has processing means (for example, a fast Fourier transform (FFT) process or the like for data fetched via the AD converter 53) (for example, , DSP) and the like.
  • FFT fast Fourier transform
  • the configuration shown in FIG. 1 is a schematic configuration diagram.
  • components such as a filter inserted between the mixer 42 of the receiving unit 40 and the video amplifier 51 of the signal processing unit 50, the microcomputer 54 and the oscillator 21.
  • the components such as a control circuit (Application Specific Integrated Circuit: ASIC) that controls the oscillator 21 are omitted.
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • the video amplifier 51, the multiplexer 52, and the AD converter 53 are included in the signal processing unit 50, but one of these is evicted from the signal processing unit 50 to the receiving unit 40. It does not matter as a structure provided.
  • the millimeter wave band or microwave band high-frequency signal generated by the oscillator 21 and amplified by the amplifier 23 is distributed by the distributor 23 and input to the amplifier 24 and the amplifier 32 of the LO signal amplifier.
  • the amplifier 24 generates a transmission signal using the high-frequency signal from the distributor 23 and transmits it as a radar wave via the transmission antenna 12.
  • Radar waves that is, reflected waves transmitted from the transmission antenna 12 and reflected by the target are received by the reception antenna 14 and input to the mixer 42.
  • Each mixer 42 provided for each reception CH generates a beat signal by mixing the LO signal from the amplifier 32 with the reception signal input from the reception antenna 14.
  • These beat signals are input in parallel to the video amplifier 51 for each reception channel, amplified and band-limited by the video amplifier 51, then sequentially switched by the multiplexer 52, and further sampled by the A / D converter 53. And input to the microcomputer 54.
  • the A / D converter 53 performs sampling processing on the combined output of the predetermined CH selected from the reception CH1 to CH8 during one modulation period of the radar wave, that is, for each of the upstream and downstream sections of the radar wave.
  • the microcomputer 54 uses the sampling data from the A / D converter 53 to calculate, for example, target direction information, relative distance information between the host vehicle and the target, and relative speed information between the host vehicle and the target. Then, the information is output to a vehicle controller (not shown).
  • FIG. 2 is a diagram showing an overview of the antenna substrate in the radar apparatus of the present embodiment.
  • a plurality of antenna elements (patch antennas) formed in a rectangular shape are arranged on the antenna substrate 64 in a predetermined pattern. These antenna elements are connected by a strip line (not shown). Further, these strip lines are guided so as to be combined at the respective feeding points of the transmitting antenna and the receiving antenna not shown.
  • each antenna element has a rectangular shape, but any shape such as a polygonal shape, a circular shape, or an elliptical shape can be used.
  • antenna element groups (hereinafter referred to as “linear arrays”) arranged at equal intervals in the vertical direction to the space (first direction: up and down direction on the paper) Are arranged at predetermined intervals (0.7 ⁇ : ⁇ is the wavelength of the transmission signal) in the example of FIG.
  • linear arrays four columns on the right side of the page constitute a transmission CH, and the remaining 12 columns constitute a reception CH (reception CH group).
  • the central four-row linear array constitutes the receiving CHs 5 to 8 in the receiving CH group with each one column as a CH unit.
  • the linear array of 8 columns on both sides configures reception CH1 to CH4 in the reception CH group with 2 columns as a CH unit. That is, two arrays of the leftmost linear array outputs on the paper surface are combined to form a reception CH1, and two arrays of linear arrays adjacent to the reception CH1 (linear arrays between the reception CH1 and CH5) have two arrays. Combined to form reception CH2. Also, two arrays of linear arrays output adjacent to the right side of reception CH8 are combined into two reception CH3 to form reception CH3, and two arrays of linear arrays output adjacent to the right side of reception CH3 are combined into two reception CH4. Configure.
  • the two-array combination in the reception channels 1 to 4 is realized on the antenna substrate 64.
  • the antenna substrate 64 can be easily connected to the later-described transmitter circuit substrate and receiver circuit substrate.
  • a hole of a waveguide structure (a waveguide hole described later) is required for connection to the transmitter circuit board and the receiver circuit board, two-array synthesis is realized by the antenna substrate 64. The advantage that there is no need to provide a plurality of waveguide holes is obtained.
  • the horizontal element spacing is shown as 0.7 ⁇ as an example of this embodiment, but the element spacing does not have to be 0.7 ⁇ .
  • widening the element spacing is advantageous in terms of gain, but the first null position moves inward (0 ° direction) and affects the detection distance in the front direction. Absent.
  • the element spacing is narrowed, the antenna aperture area is reduced and the antenna gain is reduced.
  • the horizontal element spacing is preferably within a range of ⁇ 20% (0.56 ⁇ to 0.84 ⁇ ) with respect to 0.7 ⁇ , and more preferably ⁇ 10% (0.63 ⁇ to 0.77 ⁇ ). It is more preferable if it is within the range.
  • an array configuration in which signals are synthesized using reception CH5 to CH8 is defined as a reception first array
  • reception CH1 An array configuration in which signals are synthesized using all of CH8 (second reception CH) is defined as a reception second array.
  • a process for detecting a target at a short distance (for example, within 10 m) or a medium distance (for example, within 60 m) at a wide angle (hereinafter referred to as “wide angle middle detection process” or “ “Wide-angle middle” for short) and processing to detect long distance targets (for example, 60m or more) (hereinafter "long detection” or “long” for short) are defined.
  • the first array is used, and the reception second array is used in the long detection process. That is, the antenna device applied to the radar device of the present embodiment constitutes a far and near array antenna, switches between two reception patterns for reception according to the detection distance of the target, and Some array antennas are configured to be used in common regardless of the target detection distance.
  • the signal processing unit 50 When the second receiving array is used, the signal processing unit 50 combines the two outputs of the reception CH5 and CH6 by analog signal processing or digital signal processing (this combined reception CH is referred to as reception CH9 for convenience). hereinafter) that is, as to constitute two rows of linear array of antenna 14 5 and the antenna 14 6 synthesizes the output of the receiving CH7 and CH8 (for convenience the synthesized received CH, referred to as receiving CH10) that is, constituting a linear array of two rows of antennas 14 7 and the antenna 14 8. That is, the second reception array is configured using the signals of the six reception channels CH1, CH2, CH9, CH10, CH3, and CH4, each of which is a linear array in which two antenna outputs are combined.
  • the signal processing unit 50 performs long detection processing by frequency analysis, which will be described later, using reception signals (beat signals) from six reception CHs synthesized by two arrays.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a cross-sectional structure of the radar apparatus according to the present embodiment.
  • the cross-sectional structure includes an antenna unit, a transmission unit, a LO signal amplification unit, and a reception unit mounted on a circuit board.
  • the antenna substrate 64 (see FIG. 2) on which the transmission antenna and the reception antenna are formed is fixed to the mother substrate 62 using an adhesive 88, for example.
  • the transmission unit 20, the LO signal amplification unit 30, and the reception unit 40 are joined via BGA balls (solder balls) 76 on the upper surface side. Be placed.
  • each component (the amplifier 24 is illustrated in FIG. 3) constituting the transmission unit 20 is arranged on the upper side of the transmission unit circuit board 66.
  • the amplifier 32 constituting the LO signal amplification unit 30 is arranged on the upper side of the LO signal amplification unit circuit board 68.
  • the transmitter circuit board 66 and the signal amplifier circuit board 68 are provided with lids 72 and 74 so as to cover the components of the transmitter 20 and the LO signal amplifier 30, respectively.
  • the lid bodies 72 and 74 enable hermetic sealing of the high-frequency circuit components, and can prevent emission and incidence of unnecessary high-frequency signals.
  • each component constituting the receiving unit 40 (in FIG. 3, receiving circuit components such as chip resistors 84 and 86 are shown in addition to the mixer 42) is on the lower surface side (mother board 62 side) of the receiving unit circuit board 70. ). Further, the BGA balls 76 are arranged at a predetermined interval equal to or less than 1 ⁇ 4 of the effective wavelength ⁇ in the dielectric substrate for the high-frequency signal processed by the receiver 40, and the BGA balls 76 are connected to the ground conductor of the receiver circuit board 70 and the mother substrate 62. Connected to the ground conductor, the receiving circuit component is surrounded by the BGA ball 76 and the grounding conductors of the receiver circuit board 70 and the mother board 62.
  • the mixer 42 is configured to be covered with the receiving unit circuit board 70 and the BGA ball 76, and the receiving circuit component can be sealed without using the lid, and the electromagnetic shielding (shielding) of the receiving circuit component can be achieved.
  • the electromagnetic shielding shielding
  • the reception unit 40 is also configured such that each component is arranged on the upper surface side of the reception unit circuit board 70 and a lid (lid) is provided thereon. May be.
  • the electrical connection between the amplifier 24 of the transmission unit 20 and the transmission antenna is provided in the transmission antenna power supply pad 90 provided on the antenna substrate 64 and in the antenna substrate 64 and connected to the transmission antenna power supply pad 90.
  • This is realized by the coaxial signal line 94 and the waveguide hole 80 provided immediately above the coaxial signal line 94.
  • the power supply pad 90 for the transmission antenna and the transmission unit 20 are arranged on a substantially straight line via a coaxial transmission line and a waveguide structure hole, thereby facilitating the wiring structure and transmission. It is also effective in reducing loss.
  • the electrical connection between the mixer 42 of the receiving unit 40 and the receiving antenna is provided in the receiving antenna power supply pad 92 provided on the antenna substrate 64 and the antenna substrate 64, and is connected to the receiving antenna power supply pad 92.
  • This is realized by the coaxial signal line 96, the waveguide hole 81 provided immediately above the coaxial signal line 96, and the signal line 98 disposed in the receiver circuit board 70 and electrically connected to one end of the mixer 42. ing.
  • the receiving antenna power supply pad 92 and one end of the signal line 98 are arranged in a substantially straight line via the coaxial signal transmission unit and the waveguide structure signal transmission unit, and the antenna unit and the transmission In addition to facilitating the connection structure with the part, it is effective in reducing transmission loss.
  • the electrical connection between the mixer 42 of the receiver 40 and the amplifier 32 of the LO signal amplifier 30 is provided in the receiver circuit board 70 and is electrically connected to the other end of the mixer 42.
  • the signal line 82 is provided in the mother board 62 and electrically connected to the amplifier 32 and the mixer 42 via the BGA ball 76.
  • the mother board 62 As the mother board 62, the antenna board 64, the transmitter circuit board 66, the LO signal amplifier circuit board 68, and the receiver circuit board 70, various boards such as a resin board and a ceramic board having excellent high frequency transmission characteristics are used.
  • a ceramic board that is easy to design a high-frequency circuit and can be easily downsized is used. Is preferred.
  • the mother substrate 62 uses a resin substrate that is less expensive than the ceramic substrate
  • the antenna substrate 64 and the receiver circuit substrate 70 use a resin substrate that has a lower loss in terms of high-frequency signals than the mother substrate 62. Is preferred.
  • the mother board 62, the antenna board 64, and the receiver circuit board 70 are made of a resin board and are joined together so that the coefficients of linear expansion when the boards are joined can be made close to each other. Therefore, the bonding reliability against thermal stress in a thermal environment in which an automobile is used is improved as compared with a ceramic substrate that is a brittle material. As a result, the package size of the receiver circuit board 70 can be increased, so that the receiver having a reception CH of 6CH or more is configured with an integrated high-frequency (particularly, millimeter wave of 60 GHz or more) package. Can do.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an antenna gain due to a transmission antenna (transmission array) and an antenna gain due to a reception antenna (reception first array and reception second array).
  • the waveform shown by the solid line is the antenna gain by the transmission array
  • the waveform shown by the alternate long and short dash line is the antenna gain by the reception first array (first reception CH)
  • the waveform shown by the broken line is the reception gain.
  • the antenna gain by the first reception array is formed by the reception CHs 5 to 8 (four arrays in the center) and is an antenna gain used in the wide-angle middle detection process, and thus has a wider-angle directivity. is doing.
  • the antenna gain by the second receiving array is an antenna gain formed by the receiving CHs 1 to 8 (a linear array of 12 columns in which two antennas are combined) and used in the long detection process. Compared to the above, it has a narrow directivity (a large gain and a narrow reception beam width).
  • the antenna gain by the transmission array is an antenna gain formed by the transmission CH (linear array of all four columns on the transmission side), and has a directivity narrower than the antenna gain of the reception second array as shown in the figure. Yes. Further, in the antenna gain by the transmission array, the second null of the transmission array and the first null of the reception second array are matched, and the gain between the first null of the transmission array and the first side lobe of the transmission array is obtained. The first null of the transmission array is filled so that the difference is within a predetermined value (for example, 5 dB).
  • the first reason for matching the second null of the transmission array and the first null of the reception second array is to secure a transmission / reception combining gain in the long detection process
  • the second reason is as follows: This is to ensure the D / U ratio in the long detection process.
  • the second reception array having a narrow reception beam width is used.
  • the detection distance of the target is determined by the product of the gain of the transmission array and the gain of the reception array (reception second array) (hereinafter referred to as “transmission / reception combination gain”)
  • the transmission / reception combination gain outside the detection range is It is preferable to reduce as much as possible. For this reason, by matching the second null of the transmission array outside the detection range with the first null of the reception second array, conversely, the transmission / reception combined gain within the detection range is increased.
  • the detection area of the long detection process is assumed to be ⁇ 20 °, for example, and the angle (azimuth) of the second null of the transmission array and the first null of the reception second array is assumed to be ⁇ 30 °.
  • the detection area is set to ⁇ 20 °, for example, due to the nature of signal processing, a reflected signal from a target of 30 °, for example, appears as a received signal at an angular position of about ⁇ 10 ° (30 ° reflected). The signal is folded with respect to the 20 ° position). Therefore, when this 30 ° transmission / reception combined gain is large, it becomes a D / U ratio (Desire Undesire ratio) and adversely affects signal processing. Therefore, as described above, the second null of the transmission array is matched with the first null of the reception second array.
  • the first null of the transmission array is filled so that the gain difference between the first null of the transmission array and the first side lobe of the transmission array is within a predetermined value (for example, 5 dB).
  • a predetermined value for example, 5 dB.
  • the gist of using the side lobe (first side lobe) of the transmission array is used in the wide-angle middle detection process.
  • the reason for this is to secure a detection distance in the 0 ° direction in the long detection process sharing the transmission array (when only the main lobe of the transmission array is used, the gain in the 0 ° direction decreases, and the 0 ° direction Detection distance is shortened).
  • the detection distance at the null angle near the first side lobe located on the main lobe side with respect to the first side lobe
  • gain control of the transmission antenna hereinafter referred to as “null filling” is performed so as to fill the first null of the transmission array.
  • FIG. 5 is a diagram showing the concept of null filling.
  • the left figure is a radiation pattern when no null filling is performed
  • the right figure is a radiation pattern when null filling is performed.
  • a null (first null) in the vicinity of ⁇ 20 ° is filled, and a gain of ⁇ 20 ° to slightly over ⁇ 30 ° is substantially flat.
  • the transmission / reception combining gain in the wide-angle middle detection process is ensured, the blind area is eliminated, and a wide angle can be realized.
  • null filling technique is a publicly known technique, and is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 58-118971. Therefore, detailed description thereof is omitted here.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the antenna gain formed based on the above-described concept.
  • the waveform shown in the left diagram is the antenna gain of the transmission array (wide-angle middle / long), and the waveform shown in the upper center diagram is the antenna gain (for long mode) of the second receiving array.
  • the waveform shown in the figure is the antenna gain (for wide angle middle) of the first receiving array. Therefore, the transmit / receive combined gain for long is the sum of the gains of the waveforms shown in the left diagram and the center upper diagram (upper diagram on the right), and the transmit / receive combined gain for the wide angle middle is the waveforms shown in the left diagram and the center lower diagram. Of the gain (lower right diagram).
  • the gain switching of the long detection process and the wide-angle middle detection process is realized by appropriately switching between the reception first array and the reception second array in which the array gain is appropriately set. .
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a transmission / reception composite gain lower limit value, a null width, and a null minimum width.
  • the transmission / reception combined gain lower limit value will be described.
  • the broken line shown in the figure indicates the lower limit value of the transmission / reception combined gain (transmission / reception combined gain lower limit value).
  • the transmission / reception combined gain lower limit value means a gain level at which the target cannot be detected when the transmission / reception combined gain further decreases. Since the signal received by the receiving unit becomes smaller as the target is farther away, the transmission / reception combined gain lower limit value here can be defined as the transmission / reception combined gain at the maximum detection distance of the wide-angle middle detection process.
  • the null width can be defined as the angle (angle width) between the intersection points with the transmission / reception combined gain lower limit value drawn on the transmission / reception combined gain waveform.
  • the intersection on the inner side (0 ° direction side) is further defined as a “null inner angle”. This null inner angle is a parameter required when determining an “allowable null width” described later.
  • FIG. 4B shows the concept of the minimum null width.
  • the detection distance of the wide-angle portion for example, ⁇ 20 ° to slightly over ⁇ 30 °
  • the nulling sacrifices the detection distance in the 0 ° azimuth of the long detection process.
  • the width of the null does not need to be less than that if a narrow target (for example, a motorcycle, a bicycle, etc.) can be detected. Therefore, the null width in the transmission / reception combined gain for the wide-angle middle is allowed to be less than the minimum width so that a narrow target such as a motorcycle or a bicycle is not completely included in the null width.
  • a minimum width allowable null width
  • FIG. 8 is a graph showing the relationship between the detection distance and the allowable null width.
  • the horizontal axis indicates the distance (detection distance)
  • the vertical axis indicates the above-described allowable null width
  • the change state with the null inner angle as a parameter. The following two points become clear from the figure. (1)
  • the allowable null width decreases as the detection distance increases (distant).
  • the allowable null width decreases as the absolute value of the null inner angle decreases.
  • the allowable null width can be determined by the maximum detection distance in the wide-angle middle detection process and the inner angular position (null inner angle) of the first null of the transmission array.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the processing procedure of the target detection processing in the present embodiment.
  • 10 and 11 are diagrams showing a subflow (subroutine) read from the flow of FIG.
  • the target detection process is started at predetermined time intervals after the radar apparatus is started.
  • step S10 when the target detection process is activated, the oscillator 21 is activated and transmission of radar waves is started in step S10.
  • step S11 a sampling value obtained by sampling the beat signal through the AD converter 53 is acquired.
  • step S12 when a desired number of sampling values are acquired, the transmission of radar waves is stopped by stopping the oscillator 21.
  • step S13 a predetermined frequency analysis (for example, FFT processing) is performed, and the power spectrum (frequency spectrum) of the beat signal is obtained for each of the upstream and downstream sections.
  • a predetermined frequency analysis for example, FFT processing
  • step S14 the long detection process described above is executed.
  • a spectrum corresponding to the result of frequency analysis of the received signals from the second reception array (reception CH1 to CH8) is generated, and a process of detecting a target is executed based on the spectrum.
  • step S140 a peak frequency component (hereinafter referred to as “frequency peak”) present on the spectrum obtained using the received CH1 to CH8 signals is detected.
  • the frequency peak detected in step S140 represents the distance to the target candidate that reflected the radar wave (that is, the target candidate that may be the target) (that is, the target candidate that reflected the radar wave). ).
  • step S141 based on the specific spectrum calculated
  • the null of the second receiving array with a narrow half-value angle is used, and the MUSIC (Multiple Signal Classification) spectrum (the peak point of the MUSIC spectrum serves as an index indicating the direction in which the target candidate exists) from the specific spectrum.
  • the orientation analysis is performed using the well-known MUSIC method for
  • step S142 the power difference and angle difference between the frequency peak obtained from the beat signal in the upstream section and the frequency peak obtained from the beat signal in the downstream section in step S140 are preliminarily permitted. If it is determined whether or not both are within the range, and both peaks are within the allowable range, pair matching that recognizes both peaks as probable target candidates (hereinafter referred to as “provisional targets”) is performed. Execute. In this pair matching, only the recognized target is detected by a known method in the FM-CW radar device, for example, the distance to the target, the relative speed between the target and the vehicle, The target information is generated according to the direction in which the target exists, and the process returns to the target detection process.
  • step S15 when returning to the target detection process (that is, FIG. 9), in step S15, the above-described wide-angle middle detection process is executed.
  • this wide-angle middle detection process a spectrum corresponding to the result of frequency analysis of the received signals from the first reception array (reception CH5 to CH8) is generated, and a process for detecting a target is executed based on the spectrum.
  • step S150 a frequency peak present on the spectrum (wide-angle spectrum) obtained using the received CH5 to CH8 signals is detected (ie, Detect target candidates).
  • step S151 an azimuth analysis for estimating the azimuth in which the target candidate detected in step S150 exists is executed.
  • the azimuth analysis is performed using the MUSIC method as in the long detection process.
  • step S152 the power difference and angle difference between the frequency peak obtained from the beat signal in the upstream section and the frequency peak obtained from the beat signal in the downstream section in step S150 are defined in advance. If both peaks are within the allowable range as a result of the determination, pair matching for recognizing both peaks as a temporary target is executed.
  • a combination of frequency peaks based on reflected waves from the same target existing in the wide-angle area is extracted according to a pre-defined condition, and the combination of the frequency peaks is converted to a temporary target. And target information is generated for each temporary target.
  • step S16 the result detected in the long detection process in step S14 and the result detected in the wide-angle middle detection process in step S15 are superimposed.
  • the detection result superimposing process is executed.
  • step S17 the temporary target detected in the current measurement cycle (hereinafter referred to as “current cycle target”) is detected as the temporary target detected in the previous measurement cycle (hereinafter referred to as “previous cycle target”). ), And whether or not the history can be connected continuously for a predetermined number of times or more. If the history can be connected, the temporary target that can be connected to the history is determined as a fixed target (that is, an object). A well-known target specifying process is executed that is recognized as a probable target.
  • a combination of the current cycle target and the previous cycle target is estimated, and any one of the combined targets (hereinafter referred to as “corresponding candidates”) is determined.
  • the predicted position of the current cycle target corresponding to the previous cycle target and the predicted speed (hereinafter referred to as “prediction”). Value)).
  • the position difference and speed difference between them are obtained, and the position difference is smaller than a preset upper limit position difference. Only when the speed difference is smaller than the preset upper speed difference, the corresponding candidate is assumed to have a history connection.
  • a probability indicating the possibility of being a target is given to the fixed target according to the number of times history connection has been made, etc., the relative speed with respect to the fixed target, and the position of the fixed target
  • a process for specifying and segmenting a preceding vehicle or a roadside object for example, a guardrail or the like is executed.
  • step S18 the target information of the confirmed target recognized in step S17 is transmitted to a predetermined vehicle controller, and the target detection process is terminated (that is, the current cycle is terminated).
  • the radar apparatus according to the present embodiment has been described above, and the details of the target detection process that is the main part of the radar apparatus according to the present embodiment have been described.
  • a mixer is provided for each reception CH, and simultaneous reception of required CHs (hereinafter referred to as “direct simultaneous reception”) without switching each subarray (each CH). (Hereinafter referred to as “direct simultaneous reception method”).
  • direct simultaneous reception method simultaneous reception of required CHs
  • the radar apparatus according to the present embodiment can further improve performance with respect to frequency resolution and high frequency noise.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the concept of extending the frequency modulation width, which is one of the performance improvement methods in the radar apparatus of the present embodiment.
  • a typical frequency modulation width in a conventional radar apparatus is, for example, 0.5 ms as shown on the left side of the figure.
  • the frequency modulation width of the radar apparatus of this embodiment is, for example, 1.5 ms, which is three times as long.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the concept of narrowing the filter band, which is another method for improving the performance of the radar apparatus according to the present embodiment.
  • a single mixer down-converts a plurality of CH signals. Therefore, as an analog filter characteristic of a typical radar apparatus, for example, a filter characteristic of 200 kHz ⁇ the number of CHs. Things are needed.
  • the radar apparatus according to the present embodiment adopts the direct simultaneous reception method, it is possible to narrow down (narrow the band) of the filter (see FIG. 1) provided for each CH. That is, in the radar apparatus of the present embodiment, the filter band for each CH can be set to 200 kHz, for example. As a result, in the radar apparatus according to the present embodiment, it is possible to reduce the high frequency noise and improve the SN ratio.
  • the transmission antenna shares one transmission array regardless of the target detection distance, and the reception antenna uses the target detection distance. Accordingly, the two receiving arrays for reception (the first receiving array and the second receiving array) are switched for use. On the other hand, these two receiving arrays are configured to share some antennas (subarrays) and do not use switches or the like to switch between the first receiving array and the second receiving array. The switching between the first receiving array and the second receiving array is performed instantaneously. Further, both the reception first array and the reception second array are configured to be able to simultaneously receive the required CH without switching each sub-array (each CH) forming the two reception arrays.
  • the radar apparatus of the present embodiment it is possible to detect a target existing at a position away from the vehicle (that is, while maintaining the target detection performance in a long-distance area (with long detection processing). Realization))), it becomes possible to quickly detect the target in a wide-angle area having a wider angle range than the normal angle range (realization in the wide-angle middle detection process).
  • a target existing at a position away from the vehicle that is, while maintaining the target detection performance in a long-distance area (with long detection processing). Realization)
  • an interrupted vehicle that suddenly appears in front of the host vehicle is detected earlier, and an accurate position of a target existing at a long distance is detected. It becomes possible to achieve both.
  • the radar apparatus is realized by defining the combination of antenna elements or subarrays without changing the arrangement interval of the antenna elements constituting the array antenna or adding the antenna elements. Yes.
  • the above-described functions can be realized without increasing the antenna area (opening area) compared to the antenna unit applied to the conventional radar apparatus. Is possible.
  • the second null of the radiation pattern by the transmission array and the first null of the reception pattern by the reception second array are matched (not necessarily completely matched). Therefore, the transmission / reception combined gain in the long detection process is ensured, and the D / U ratio in the long detection process can be ensured.
  • a form using the first side lobe of the radiation pattern by the transmission array is adopted for widening the wide-angle middle detection process. Since the first null of the transmission array is filled using this technique, it is possible to eliminate the blind area in the wide-angle middle detection process while ensuring the transmission / reception combined gain in the wide-angle middle detection process.
  • the gain difference between the first null of the transmission array and the first side lobe of the transmission array is predetermined. Since the value is within the range (for example, within 5 dB), it is possible to widen the angle in the wide angle middle detection process without greatly affecting the detection performance of the long detection process.
  • the antenna substrate side has a coaxial structure
  • the transmission circuit substrate side has a waveguide structure
  • these structural portions are roughly Since they are arranged in a straight line, the connection structure between the antenna unit and the transmission unit is facilitated, and the coupling loss between the antenna unit and the transmission unit is reduced.
  • the antenna substrate and the reception circuit board are connected to each other with a coaxial structure on the antenna substrate side and a waveguide structure on the reception circuit board side. Since they are arranged in a substantially straight line, the connection structure between the antenna unit and the receiving unit is facilitated, and the coupling loss between the antenna unit and the receiving unit is reduced.
  • circuit components are mounted on individual circuit boards, then lids and balls are attached and packaged, so mounting on the mother board becomes easy. At the same time, an effect of facilitating connection with the antenna substrate can be obtained.
  • the circuit components are mounted on the lower surface side of the individual circuit board, then balled and packaged, so that mounting on the mother board is easy.
  • the connection with the antenna substrate is facilitated, and an effect of hermetically sealing without providing a lid is obtained.
  • each constituent element may be arranged on the upper surface side of the receiving unit circuit board, and a lid may be provided on the upper part, and the same effect can be obtained.
  • the LO signal amplification unit that distributes the LO signal to the mixer of the reception unit is mounted on a circuit board different from the circuit equipment of the other transmission units. Since it is packaged with a lid and a ball, even after arranging a transmission package and a reception package with a low degree of freedom of arrangement due to restrictions with the antenna circuit board, regarding the connection with the mixer of the reception package, The effect that it can carry out easily using the empty space of a mother board
  • the radar apparatus employs a direct simultaneous reception method that enables simultaneous reception of the required CH without switching each subarray (each CH), so that the frequency resolution is improved and high frequency noise is reduced. The effect of being reduced is obtained.
  • the direct simultaneous reception method can be used to narrow the filter band, so that high-frequency noise can be reduced and the S / N ratio can be improved. Is obtained.
  • the present invention is not limited to the above-mentioned embodiment, and can be implemented in various modes without departing from the gist of the present invention. It is possible.
  • the linear array is arranged at equal intervals in the vertical direction.
  • the arrangement is not limited to the linear array arranged at equal intervals, and is arranged at unequal intervals. It doesn't matter.
  • the first receiving array (wide-angle middle and long shared) is configured using a linear array of four central rows, but is not limited to the central four rows.
  • the center three rows or the center five rows may be used.
  • it does not necessarily need to be in the center portion, and may be configured using four columns on the left side or four columns on the right side.
  • each one-row linear array need not have an array configuration, and may be configured as a single antenna element.
  • the process of detecting a short-range or medium-range target at a wide angle is classified as a wide-angle middle detection process
  • the process of detecting a long-range target is classified as a long detection process.
  • the present invention provides a wide angle middle detection process for detecting a target that is closer than a preset set distance and that is present in an area (first detection area) that is wider than a preset set angle.
  • a process for detecting a target that is farther than a preset set distance and is present in an area (second detection area) inside a preset set angle is set as a process. What is necessary is just to be divided.
  • MUSIC is used as the direction analysis method.
  • the direction analysis method is not limited to this.
  • a direction using DBF Digital Beam Forming
  • Analysis may be performed.
  • the present invention can be applied to various radar devices such as a pre-crash safety system (so-called PCS), an adaptive cruise control system (so-called ACC), forward collision warning (so-called FCW), lane change warning (so-called LCW), etc. It is.
  • PCS pre-crash safety system
  • ACC adaptive cruise control system
  • FCW forward collision warning
  • LCW lane change warning
  • the present invention provides a radar apparatus and an antenna apparatus that can detect the azimuth of a target in a wider angle range in addition to the normal detection area without increasing the area of the receiving antenna. Useful.

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Abstract

　垂直方向に等間隔に配置され、水平方向に所定の間隔で配置されたリニアアレイの右側４列が送信ＣＨを構成し、残りの１２列が受信ＣＨ群を構成する。受信ＣＨ群を構成するリニアアレイのうち、中央４列のリニアアレイは、各１列をＣＨ単位として受信ＣＨ５～８を構成し、両側８列（片側４列ずつ）のリニアアレイは２列ずつをＣＨ単位として受信ＣＨ１～４を構成する。受信ＣＨ５～８にて受信第１アレイが構成され、受信ＣＨ１～８にて受信第２アレイが構成される。広角ミドル検知処理では、受信第１アレイを用いて信号合成し、ロング検知処理では受信第２アレイを用いて信号合成する。送信アレイによる放射パターンは、送信アレイの第２ナルと受信第２アレイの第１ナルとを一致させ、且つ、送信アレイの第１ナルと送信アレイの第１サイドローブとの間の利得差が所定値以内となるように、送信アレイの第１ナルが埋められる。

Description

レーダ装置およびアンテナ装置
　本発明は、連続波を送受信して、少なくとも物標が存在する方位を検出するレーダ装置および、当該レーダ装置に用いて好適なアンテナ装置に関する。
　従来より、連続波（レーダ波）を送受信することで、物標を検出するレーダ装置が、自動車に搭載されている。そして、この種のレーダ装置（車載用レーダ装置）では、物標（例えば、ガードレール等の路側物や、先行車両）が存在している方位を検出して、物標の位置を正確に特定するために、複数のアンテナ素子を予め規定された等間隔に配置することで構成したアレイアンテナを受信アンテナとして用いることがなされている（例えば、特許文献１参照）。
特開平８－１８１５３７号公報
　ところで、車載用レーダ装置では、検出対象の一つである車両までの距離に比して、車両の走行速度が速いため、車両から離れた位置（例えば、１００ｍから２００ｍ程度まで）に存在している物標の方位を検出する必要があり、ビーム幅を細く絞る、すなわち、アレイアンテナのメインローブを鋭くすることが可能となるようにアンテナ素子が配置されている。
　このため、一般的な車載用レーダ装置では、物標が存在している方位を検出可能な角度範囲が狭くなり（以下、この角度範囲については狭いものの、車両から離れた位置に存在する物標を検知可能な検知エリアを「通常検知エリア」と称する）、自車両の側方から前方に割り込んでくるような他車両を早期に検出することが困難であった。
　つまり、従来の車載用レーダ装置では、車両から離れた位置に存在する物標の検出を可能とした状態を維持したまま（すなわち、通常検知エリアにおける探知能力を維持したまま）、より広い角度範囲（以下「広角角度範囲」と称する）にて、物標の方位を検出可能な能力が求められている。
　そこで、通常検知エリアに加え、広角角度範囲での方位検出を可能とするため、例えば第１配置間隔にて複数のアンテナ素子を配置した第１アレイアンテナと、第１配置間隔よりも狭く設定された第２配置間隔にて複数のアンテナ素子を配置した第２アレイアンテナとを設けた受信アンテナを用いる手法が考えられる。実際、この手法を用いれば、通常検知エリアに加えて、広角角度範囲での方位検出が可能となる。
　しかしながら、この手法では、受信アンテナの面積が大きくなり、コストが増加するという問題があった。特に、車載用レーダ装置では、設置場所に対する制約が非常に大きいため、受信アンテナの面積を大きくすることは困難であった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、受信アンテナの面積を増大させること無く、通常検知エリアに加えて、より広い角度範囲にて、物標の存在する方位を検出可能なレーダ装置および、当該レーダ装置に適用可能なアンテナ装置を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるレーダ装置は、連続波からなる探査波を生成する送信部と、前記探査波を空間に放射する送信アンテナおよび当該探査波の物標からの反射波を受信する受信アンテナを具備するアンテナ部と、前記受信アンテナからの受信信号を所定の周波数帯にダウンコンバートした信号を出力する受信部と、前記受信部から出力された信号に対して所定の周波数解析を行って前記物標までの距離、前記物標との相対速度、前記物標が存在する方位のうちの１つ以上の情報を出力する信号処理部と、を備え、前記物標の検知エリアとして、予め設定された設定距離よりも近距離、且つ、予め設定された設定角よりも広角のエリアである第１の検知エリアと、前記設定距離よりも遠距離、且つ、前記設定角の内側のエリアである第２の検知エリアとに区分されるとき、前記受信アンテナは、アレイアンテナとして受信用の複数のアンテナを具備するとともに、前記受信用の複数のアンテナのうちの隣接する所定数のアンテナを用いて前記第１の検知エリアを探査する受信第１アレイと、前記複数のアンテナの全てを用いて前記第２の検知エリアを探査する受信第２アレイと、が構成され、前記送信アンテナは、前記第１、第２の検知エリアの探査用として共用され、前記送信アンテナの放射パターンは、前記送信アンテナによる放射パターンの第２ナルと前記受信第２アレイによる受信パターンの第１ナルとが概略一致しており、前記送信アンテナの放射パターンの第１サイドローブと、当該放射パターンの第１ナルとのレベル差が所定値以内にあることを特徴とする。
　本発明にかかるレーダ装置によれば、受信アンテナの面積を増大させること無く、通常検知エリアに加えて、より広い角度範囲にて、物標の存在する方位を検出可能なレーダ装置を提供することができるという効果を奏する。
図１は、本発明の実施の形態にかかるレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。 図２は、本実施の形態のレーダ装置におけるアンテナ基板の概観を示す図である。 図３は、本実施の形態にかかるレーダ装置の一断面構造を示す模式図である。 図４は、送信アンテナおよび受信アンテナによる各アンテナ利得を示す図である。 図５は、ナルフィリングの概念を示す図である。 図６は、ロング用および広角ミドル用の各アンテナ利得の一例を示す図である。 図７は、送受合成利得下限値、ナル幅およびナルの最小幅を説明する図である。 図８は、検知距離と許容ナル幅との関係を示すグラフである。 図９は、本実施の形態における物標検出処理の処理手順を示したフローチャートである。 図１０は、ロング検出処理のサブフローを示す図である。 図１１は、広角ミドル検出処理のサブフローを示す図である。 図１２は、周波数変調幅の延伸の概念を説明する図である。 図１３は、フィルタ帯域の狭帯域化の概念を説明する図である。
　以下に添付図面を参照して、本発明にかかるレーダ装置およびアンテナ装置の実施の形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
＜実施の形態＞
　図１は、本発明の実施の形態にかかるレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。図１において、本実施の形態にかかるレーダ装置は、ＦＭ－ＣＷ方式のレーダ装置であり、アンテナ部１０、送信部２０、ローカル信号（以下「ＬＯ信号」と表記）増幅部３０、受信部４０、および信号処理部５０を備えて構成されている。送信部２０、ＬＯ信号増幅部３０、および受信部４０は、送受信回路を構成し、この送受信回路の前段部にアンテナ部１０が配置され、後段部に信号処理部５０が配置されている。
　つぎに、図１に示すレーダ装置の各構成部の詳細について説明する。図１において、アンテナ部１０は、アンテナ系の送信チャネル（ＣＨ）を構成する送信アンテナ１２および、アンテナ系の受信チャネル群（ＣＨ１，ＣＨ２，…，ＣＨ８）を構成する受信アンテナ１４を備えている。ここで、受信チャネルＣＨ１はアンテナ１４１，１４２、受信チャネルＣＨ２はアンテナ１４３，１４４、受信チャネルＣＨ３はアンテナ１４９，１４１０、受信チャネルＣＨ４はアンテナ１４１１，１４１２でそれぞれ構成されている。一方、受信チャネルＣＨ５～ＣＨ８は、それぞれアンテナ１４５～１４８で構成されている。ただし、図１のアンテナ部１０の構成は、その一例を示すものであり、それらの構成に限定されるものではない。また、図１において、送信アンテナ１２および受信アンテナ１４を構成するアンテナ１４１～１４１２は、それぞれが単一のアンテナである必要はなく、複数のアンテナ素子を具備するアレイアンテナであっても構わない。
　送信部２０は、レーダ装置として必要な所定の変調信号を出力する発振器２１、発振器２１の出力を増幅する増幅器２２、増幅器２２の出力を分配する分配器２３および、出力端が送信アンテナ１２に接続され、分配器２３の出力を増幅する増幅器２４を備えている。なお、増幅器２４は、例えば周波数逓倍機能を有する高周波増幅器（図１では２逓倍増幅器を例示）である。周波数逓倍機能を有する高周波増幅器を用いるようにすれば、送信アンテナ１２を通じて空間に放射される探査波（以下「レーダ波」という）の周波数に対して、送受信回路部の設計周波数を、例えば１／２（２逓倍増幅器の場合）に低下させることができるので、送受信回路部の設計が容易になるという利点が得られる。
　ＬＯ信号増幅部３０は、送信部２０の分配器２３を介して供給されたＬＯ信号を増幅する増幅器３２を備えている。
　受信部４０は、受信アンテナ１４に接続され、送信部２０の分配器２３を介して入力されたＬＯ信号に基づき、受信アンテナ１４の受信信号をダウンコンバートするミクサ４２を備えている。なお、ミクサ４２は、各受信ＣＨ毎に設けられる構成である。また、受信部４０では、ミクサ４２に対するＬＯ信号の供給（分配）回路であるＬＯ信号分配回路４４が構成され、アンテナ部１０と信号処理部５０とを結ぶ信号線路４６におけるミクサ４２の配置位置が調整されて、ミクサ４２に対するＬＯ信号の供給経路長（ＬＯ信号＝Ｌ１，Ｌ２…に相当）およびミクサ４２に対するＲＦ信号の供給経路長（ＲＦ信号＝Ｄ１，Ｄ２…に相当）が各受信ＣＨ間で等距離となるようにしている（以下必要に応じて「受信ＣＨの等長配線化」と称する）。
　ここで、受信ＣＨの等長配線化の概念について説明する。図１に示すように、ＬＯ信号増幅部３０の増幅器３２とミクサ４２１，４２２との間の信号電気長をそれぞれＬ１，Ｌ２とし、受信ＣＨ１，ＣＨ２に対応する各受信アンテナとミクサ４２１，４２２との間の信号電気長をそれぞれＤ１，Ｄ２とすると、ミクサ４２１，４２２は、ＬＯ信号に対しては「Ｌ１＝Ｌ２」、ＲＦ信号に対しては「Ｄ１＝Ｄ２」の関係を満足するように配置されている。その他のミクサについても同様である。このような等長配線化の概念に基づいて各ミクサを配置するようにすれば、各ＣＨ間の利得偏差および振幅偏差を低減することが可能となる。
　なお、図１では、受信ＣＨ５～８からの信号を伝送する信号線路４６を中央に配置し、受信ＣＨ１，２および受信ＣＨ３，４からの信号を伝送する信号線路４６を両側に配置するようにしているが、必ずしもこの構成に限定されるものではない。ただし、図示のように構成した場合、受信ＣＨ１，２と受信ＣＨ３，４とは対称形に構成される一方で、受信ＣＨ５～８に対しては受信信号に関する位相関係が逆の関係にあるので、受信ＣＨ１，２および受信ＣＨ３，４の信号が受信ＣＨ５～８に漏れ込む場合には、その漏れ込み信号がキャンセルされるように作用する。したがって、図示のように、受信ＣＨ５～８を中央に配置し、その両側に受信ＣＨ１，２および受信ＣＨ３，４を配置する構成が好ましい構成となる。
　信号処理部５０は、ミクサ４２に接続されてダウンコンバート後の信号を増幅するビデオ増幅器（ＡＭＰ）５１、ビデオ増幅器５１を通過した各受信ＣＨに対応する信号を順次切り替えてＡＤコンバータ５３に出力するマルチプレクサ（MUltipleXer：ＭＵＸ）５２、マルチプレクサ５２の出力をアナログ－ディジタル変換するＡＤコンバータ（ＡＤＣ）５３および、ＡＤコンバータ５３の出力に基づき、物標に関する一つ以上の情報を生成して出力するマイコン５４を備えている。ここで、ビデオ増幅器５１には、ミクサ４２によってダウンコンバートされた信号を増幅する増幅回路５６（５６１，５６２，…）および、増幅回路５６の出力信号に帯域制限を行ってマルチプレクサ５２に出力するフィルタ５８（５８１，５８２，…）が設けられている。また、マイコン５４には、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵなどの基本的な要素に加え、ＡＤコンバータ５３を介して取り込んだデータに対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理等を実行可能な処理手段（例えば、ＤＳＰ）などが設けられる。
　なお、図１に示す構成は概略の構成図であり、例えば受信部４０のミクサ４２と信号処理部５０のビデオ増幅器５１との間に挿入されるフィルタなどの構成要素や、マイコン５４と発振器２１との間に挿入され、発振器２１の制御を行う制御回路（Application Specific Integrated Circuit：ＡＳＩＣ）などの構成要素を省略している。
　また、図１に示す構成では、ビデオ増幅器５１、マルチプレクサ５２およびＡＤコンバータ５３を信号処理部５０に備える構成としているが、これらのうちの一つずつを信号処理部５０から追い出して受信部４０に備える構成としても構わない。
　つぎに、図１のように構成されたレーダ装置の概略の動作について図１を参照して説明する。発振器２１で生成され、増幅器２３で増幅したミリ波帯またはマイクロ波帯の高周波信号は、分配器２３によって分配され、増幅器２４およびＬＯ信号増幅部の増幅器３２に入力される。増幅器２４は、分配器２３からの高周波信号を用いて送信信号を生成し、送信アンテナ１２を介してレーダ波として送信する。
　送信アンテナ１２から送出され、物標にて反射されたレーダ波（すなわち、反射波）は、受信アンテナ１４で受信され、ミクサ４２に入力される。受信ＣＨ毎に設けられている各ミクサ４２は、受信アンテナ１４から入力された受信信号に増幅器３２からのＬＯ信号を混合することによりビート信号を生成する。これらのビート信号は、各受信ＣＨ毎、ビデオ増幅器５１に並列に入力され、ビデオ増幅器５１にて増幅および帯域制限された後、マルチプレクサ５２にて順次切り替えられ、さらにＡ／Ｄコンバータ５３にてサンプリングされ、マイコン５４に入力される。ここで、Ａ／Ｄコンバータ５３は、レーダ波の一変調周期の間、すなわちレーダ波の上り区間および下り区間毎に受信ＣＨ１～ＣＨ８の中から選択された所定ＣＨの合成出力に対してサンプリング処理を実行する。マイコン５４は、Ａ／Ｄコンバータ５３からのサンプリングデータを用いて、例えば物標の方位情報、自車両と物標との間の相対距離情報、自車両と物標との相対速度情報などを演算し、当該情報を図示しない車両制御器などに出力する。
　図２は、本実施の形態のレーダ装置におけるアンテナ基板の概観を示す図である。図２において、アンテナ基板６４には、矩形状に形成された複数個のアンテナ素子（パッチアンテナ）が所定のパターンで配置されている。これらのアンテナ素子は、図示を省略したストリップ線路で接続される。また、それらのストリップ線路は、図示を省略した送信アンテナおよび受信アンテナの各給電点で合成されるように導かれる。なお、図２では、各アンテナ素子の形状を矩形状としているが多角形状、円形、楕円形状等の任意の形状のものを用いることができる。
　また、本実施の形態のアンテナ基板６４では、空間に対する垂直方向（第１の方向：紙面上下方向）に等間隔に配置されたアンテナ素子群（以下「リニアアレイ」という）を水平方向（第２の方向：紙面左右方向）に所定の間隔（同図の例では０．７λ：λは送信信号の波長）で配置している。これらのリニアアレイのうち、紙面右側の４列が送信ＣＨを構成し、残りの１２列が受信ＣＨ（受信ＣＨ群）を構成する。さらに、受信ＣＨ群を構成するリニアアレイのうち、中央４列のリニアアレイは、各１列をＣＨ単位として受信ＣＨ群における受信ＣＨ５～８を構成する。一方、受信ＣＨ群を構成するリニアアレイのうち、両側８列（片側４列ずつ）のリニアアレイは、２列ずつをＣＨ単位として受信ＣＨ群における受信ＣＨ１～４を構成する。すなわち、紙面最左側２列のリニアアレイの出力が２アレイ合成されて受信ＣＨ１を構成し、受信ＣＨ１に隣接する２列のリニアアレイ（受信ＣＨ１とＣＨ５の間のリニアアレイ）の出力が２アレイ合成されて受信ＣＨ２を構成する。また、受信ＣＨ８の右側に隣接する２列のリニアアレイの出力が２アレイ合成されて受信ＣＨ３を構成し、受信ＣＨ３の右側に隣接する２列のリニアアレイの出力が２アレイ合成されて受信ＣＨ４を構成する。なお、受信ＣＨ１～４での２アレイ合成は、アンテナ基板６４上において実現される。２アレイ合成をアンテナ基板６４にて実現することにより、アンテナ基板６４と、後述する送信部回路基板および受信部回路基板との接続が容易となる。特に、送信部回路基板および受信部回路基板との接続には、導波管構造の穴（後述する導波管穴）が必要であるため、２アレイ合成をアンテナ基板６４にて実現することにより、導波管穴を複数設ける必要がないという利点が得られる。
　なお、図２では、本実施の形態の一例として水平方向の素子間隔を０．７λとして示しているが、素子間隔が０．７λである必要はない。ただし、素子間隔を広くすると、利得の面では有利になるが、第１ナルの位置が内側（０°方向）に移動して正面方向の検知距離に影響が及ぶので、広すぎる素子間隔は好ましくない。逆に、素子間隔を狭くすると、アンテナ開口面積が小さくなり、アンテナ利得が小さくなる。特に、素子間隔を０．５λ以下にするとアレイファクタによるナルは生じないので、ナルフィリングを行う必要はないという利点はあるが、正面方向のアンテナ利得が小さく、アンテナ素子数の増加が不可避となるので、狭すぎる素子間隔は好ましくない。よって、水平方向の素子間隔は、０．７λを基準として±２０％（０．５６λ～０．８４λ）の範囲内にあることが好ましく、さらに±１０％の（０．６３λ～０．７７λ）の範囲内にあればより好ましい。
　上記のように構成された受信ＣＨにおいて、本実施の形態のレーダ装置では、受信ＣＨ５～ＣＨ８（第１の受信ＣＨ）を用いて信号合成するアレイ構成を受信第１アレイと定義し、受信ＣＨ１～ＣＨ８の全て（第２の受信ＣＨ）を用いて信号合成するアレイ構成を受信第２アレイと定義する。なお、詳細は後述するが、本実施の形態のレーダ装置では、近距離（例えば１０ｍ以内）もしくは中距離（例えば６０ｍ以内）の物標を広角に検知する処理（以下「広角ミドル検知処理」もしくは略して「広角ミドル」という）と、遠距離（例えば６０ｍ以上）の物標を検知する処理（以下「ロング検知処理」もしくは略して「ロング」という）とを定義し、広角ミドル検知処理では受信第１アレイを使用し、ロング検知処理では受信第２アレイを用いる。すなわち、本実施の形態のレーダ装置に適用されるアンテナ装置は、遠近兼用のアレイアンテナを構成すると共に、物標の探知距離に応じて受信用の２つの受信パターンを切り替えて使用し、且つ、一部のアレイアンテナは物標の探知距離に依らず共用して使用する構成としている。
　なお、受信第２アレイを使用する際は、信号処理部５０において、受信ＣＨ５とＣＨ６の出力をアナログ信号処理またはディジタル信号処理にて２アレイ合成する（この合成した受信ＣＨを便宜上、受信ＣＨ９と呼ぶ）ことで、アンテナ１４５とアンテナ１４６からなる２列のリニアアレイを構成すると共に、受信ＣＨ７とＣＨ８の出力を合成する（この合成した受信ＣＨを便宜上、受信ＣＨ１０と呼ぶ）ことで、アンテナ１４７とアンテナ１４８の２列からなるリニアアレイを構成する。すなわち、２つのアンテナの出力をそれぞれ２アレイ合成したリニアアレイからなる、ＣＨ１、ＣＨ２、ＣＨ９、ＣＨ１０、ＣＨ３、ＣＨ４の６つの受信ＣＨの信号を用いて、受信第２アレイを構成する。信号処理部５０は、２アレイ合成した６つの受信ＣＨからの受信信号（ビート信号）を用いて後述の周波数解析によるロング検出処理を行う。
　図３は、本実施の形態にかかるレーダ装置の一断面構造を示す模式図であり、詳細には、回路基板に搭載されたアンテナ部、送信部、ＬＯ信号増幅部、受信部を含む断面構造の一例を示している。図３において、送信アンテナおよび受信アンテナが形成されたアンテナ基板６４（図２参照）は、例えば接着剤８８を用いてマザー基板６２と固着される。固着されたマザー基板６２では、アンテナ基板６４側を下面側とするとき、その上面側において、送信部２０、ＬＯ信号増幅部３０、受信部４０がＢＧＡボール（半田ボール）７６を介して接合され配置される。
　送信部２０では、送信部２０を構成する各構成要素（図３では増幅器２４を図示）が送信部回路基板６６の上部側に配置される。ＬＯ信号増幅部３０では、ＬＯ信号増幅部３０を構成する増幅器３２がＬＯ信号増幅部回路基板６８の上部側に配置される。また、送信部回路基板６６および信号増幅部回路基板６８には、送信部２０およびＬＯ信号増幅部３０の各構成要素を覆うようにそれぞれ蓋体（リッド）７２，７４が設けられており、これら蓋体７２，７４により、高周波回路部品の気密封止が可能となると共に、不要な高周波信号の出射および入射の抑止が可能となる。
　受信部４０では、受信部４０を構成する各構成要素（図３ではミクサ４２に加え、チップ抵抗８４，８６などの受信回路部品を図示）が受信部回路基板７０の下面側（マザー基板６２側）に配置される。また、ＢＧＡボール７６は、受信部４０で処理される高周波信号について誘電体基板内実効波長λの１／４以下の所定の間隔で配置され、受信部回路基板７０の接地導体およびマザー基板６２の接地導体と接続されて、受信回路部品の周囲を、ＢＧＡボール７６と受信部回路基板７０およびマザー基板６２の接地導体とで取り囲む構造をなしている。その結果、ミクサ４２は、受信部回路基板７０およびＢＧＡボール７６に覆われた構成となり、蓋体を用いずに受信回路部品の封止が可能となると共に、受信回路部品の電磁遮蔽（シールド）がなされ、送信部２０あるいはＬＯ信号増幅部３０から出射して受信部４０に入射する可能性のある不要波の影響を小さくできるという効果も得られる。
　なお、受信部４０においても、送信部２０およびＬＯ信号増幅部３０と同様に、受信部回路基板７０の上面側に各構成要素を配置し、その上部に蓋体（リッド）を設けるように構成してもよい。
　また、送信部２０の増幅器２４と送信アンテナとの電気的接続は、アンテナ基板６４に設けられた送信アンテナ用給電パッド９０、アンテナ基板６４内に設けられ、送信アンテナ用給電パッド９０に接続される同軸信号線９４、および同軸信号線９４の直上に設けられた導波管穴８０によって実現している。この構成により、送信アンテナ用給電パッド９０と送信部２０とは、同軸構造の伝送線と導波管構造の穴とを介して概略直線上に並ぶ配置となり、配線構造が容易になると共に、伝送損失の低減にも効果がある。
　また、受信部４０のミクサ４２と受信アンテナとの電気的接続は、アンテナ基板６４に設けられた受信アンテナ用給電パッド９２、アンテナ基板６４内に設けられ、受信アンテナ用給電パッド９２に接続される同軸信号線９６、同軸信号線９６の直上に設けられた導波管穴８１および、受信部回路基板７０内に配設され、ミクサ４２の一端と電気的に接続される信号線路９８によって実現している。この構成により、受信アンテナ用給電パッド９２と信号線路９８の一端とは、同軸構造の信号伝送部と導波管構造の信号伝送部とを介して概略直線上に並ぶ配置となり、アンテナ部と送信部との接続構造が容易になると共に、伝送損失の低減にも効果がある。
　さらに、受信部４０のミクサ４２とＬＯ信号増幅部３０の増幅器３２との電気的接続は、受信部回路基板７０内に配設され、ミクサ４２の他端と電気的に接続される信号線路８３ならびに、マザー基板６２内に配設され、ＢＧＡボール７６を介して増幅器３２およびミクサ４２と電気的に接続される信号線路８２によって実現している。上述したように、送信アンテナと送信部２０との接続および受信アンテナと受信部４０との電気的接続をマザー基板６２の両端側で実現しているので、マザー基板６２の中央部には大きな領域（誘電体領域）が生じている。したがって、ミクサ４２と増幅器３２との電気的接続は、この領域を利用して行うことができるので、自由度の高い配線設計を行うことができる。
　なお、マザー基板６２、アンテナ基板６４、送信部回路基板６６、ＬＯ信号増幅部回路基板６８、および受信部回路基板７０としては、高周波伝送特性に優れた樹脂基板やセラミック基板など種々の基板を用いることができるが、特に、送信部回路基板６６、ＬＯ信号増幅部回路基板６８など高出力の高周波回路部品を搭載する基板においては、高周波回路の設計に容易で且つ小型化が容易なセラミック基板が好適である。また、マザー基板６２においては、セラミック基板に比べて安価な樹脂基板を用いると共に、アンテナ基板６４、受信部回路基板７０においては、マザー基板６２よりも高周波信号について低損失な樹脂基板を用いるのが好適である。なお、マザー基板６２、アンテナ基板６４、および受信部回路基板７０を樹脂基板で構成し、一体的に接合することにより、各基板間を接合する際の線膨張係数を近いものとすることができるので、自動車が使用される熱環境下での熱応力に対する接合信頼性が脆性材料であるセラミック基板に比べて向上する。これにより、受信部回路基板７０のパッケージサイズを大きくすることができるので、受信ＣＨが６ＣＨ以上となる受信部を、一体化された高周波（特に、６０ＧＨｚ以上のミリ波）パッケージにて構成することができる。
　つぎに、本実施の形態のレーダ装置におけるアンテナ利得（送信系および受信系）について説明する。図４は、送信アンテナ（送信アレイ）によるアンテナ利得および受信アンテナ（受信第１アレイおよび受信第２アレイ）によるアンテナ利得を示す図である。図４において、実線で示した波形は送信アレイによるアンテナ利得であり、一点鎖線で示した波形は受信第１アレイ（第１の受信ＣＨ）によるアンテナ利得であり、破線で示した波形は受信第２アレイ（第２の受信ＣＨ）によるアンテナ利得である。
　上述したように、受信第１アレイによるアンテナ利得は、受信ＣＨ５～８（中央４列のリニアアレイ）によって形成され、広角ミドル検知処理において用いられるアンテナ利得であるため、より広角な指向性を有している。一方、受信第２アレイによるアンテナ利得は、受信ＣＨ１～８（各アンテナを２アレイ合成した全１２列のリニアアレイ）によって形成され、ロング検知処理において用いられるアンテナ利得であるため、受信第１アレイに比べて狭い指向性（利得が大きく、受信ビーム幅が狭い）を有している。
　また、送信アレイによるアンテナ利得は、送信ＣＨ（送信側全４列のリニアアレイ）によって形成されるアンテナ利得であり、図示のように受信第２アレイのアンテナ利得よりも狭い指向性を有している。また、送信アレイによるアンテナ利得では、送信アレイの第２ナルと受信第２アレイの第１ナルとを一致させ、且つ、送信アレイの第１ナルと送信アレイの第１サイドローブとの間の利得差が所定値（例えば５ｄＢ）以内となるように、送信アレイの第１ナルを埋めるようにしている。
　ここで、送信アレイの第２ナルと受信第２アレイの第１ナルとを一致させている第１の理由は、ロング検知処理における送受合成利得を確保するためであり、第２の理由は、ロング検知処理におけるＤ／Ｕ比を確保するためである。
　ロング検知処理においては、検知エリアは広角である必要がないため、受信ビーム幅の狭い受信第２アレイを用いている。その一方で、物標の検知距離は送信アレイの利得と受信アレイ（受信第２アレイ）との利得との積（以下「送受合成利得」という）で決まるため、検知範囲外の送受合成利得は可能な限り低減させることが好ましい。このため、検知範囲外にある送信アレイの第２ナルと受信第２アレイの第１ナルとを一致させることで、逆に、検知範囲内にある送受合成利得を高めるようにしている。
　また、ロング検知処理の検知エリアを例えば±２０°と仮定し、また、送信アレイの第２ナルおよび受信第２アレイの第１ナルの角度（方位）を±３０°と仮定する。一方、検知エリアを例えば±２０°に設定した場合、信号処理の性質上、例えば３０°の物標からの反射信号が約－１０°の角度位置に受信信号となって現れる（３０°の反射信号が２０°の位置を基準に折り返される）。したがって、この３０°の送受合成利得が大きい場合には、Ｄ／Ｕ比（Desire to Undesire ratio）となって信号処理に悪影響を与える。そこで、上述のように、送信アレイの第２ナルと受信第２アレイの第１ナルとを一致させるようにしている。
　また、送信アレイの第１ナルと送信アレイの第１サイドローブとの間の利得差が所定値（例えば５ｄＢ）以内となるように、送信アレイの第１ナルを埋めるようにしている第１の理由は、広角ミドル検知処理における送受合成利得を確保するためであり、第２の理由は、広角ミドル検知処理における広角化（ブラインド領域の解消）のためである。
　本実施の形態のレーダ装置では、広角ミドル検知処理においては、送信アレイのサイドローブ（第１サイドローブ）を利用することを一つの要旨としている。この理由は、送信アレイを共用するロング検知処理において、０°方向の検知距離を確保するためである（送信アレイのメインローブのみを利用した場合、０°方向の利得が低下し、０°方向の検知距離が短くなる）。その一方で、送信アレイの第１サイドローブを利用する場合、第１サイドローブ近傍のナル（第１サイドローブよりもメインローブ側にある）の角度における検知距離が低下してしまう。そこで、本実施の形態では、送信アレイの第１ナルを埋めるように送信アンテナの利得制御（以下「ナルフィリング」という）を行うこととしている。
　図５は、ナルフィリングの概念を示す図である。図５において、左図はナルフィリングを行わない場合の放射パターンであり、右図はナルフィリングを行った場合の放射パターンである。図示のように、±２０°付近にあるナル（第１ナル）が埋められ、±２０°～±３０°強の利得が概略フラットになっている。その結果、広角ミドル検知処理における送受合成利得が確保され、ブラインド領域が解消されて広角化の実現が可能となる。
　なお、ナルフィリングの技術は公知技術であり、例えば特開昭５８－１１８９７１号公報において開示されているため、ここでの詳細な説明は省略する。
　図６は、上述した概念に基づいて形成されたアンテナ利得の一例を示す図である。図６において、左方図に示す波形は送信アレイのアンテナ利得（広角ミドル・ロング共用）であり、中央上段図に示す波形は受信第２アレイのアンテナ利得（ロングモード用）であり、中央下段図に示す波形は受信第１アレイのアンテナ利得（広角ミドル用）である。したがって、ロング用の送受合成利得は左方図および中央上段図に示す各波形の利得和（右方上段図）となり、広角ミドル用の送受合成利得は左方図および中央下段図に示す各波形の利得和（右方下段図）となる。これらの各図から明らかなように、ロング検知処理および広角ミドル検知処理の利得切替は、アレイ利得が適切に設定された受信第１アレイと受信第２アレイとを適宜切り替えることで実現している。
　また、図７は、送受合成利得下限値、ナル幅およびナルの最小幅を説明する図である。まず、送受合成利得下限値について説明する。同図（ａ）の上段部には、広角ミドル検知処理における送受合成利得の一例を示している。ここで、同図中に示す破線は送受合成利得の下限値（送受合成利得下限値）を示している。この送受合成利得下限値は、送受合成利得がこれ以上低下すると物標の検知が不可能となる利得レベルを意味している。なお、受信部で受信される信号は、遠方の物標ほど小さくなるので、ここでいう送受合成利得下限値は、広角ミドル検知処理の最大検知距離における送受合成利得として定義することができる。
　つぎに、ナル幅について説明する。同図（ａ）の下段部では、上段部で示した送受合成利得波形に生じているナルの部分を拡大して示している。同図に示すように、ナル幅は、送受合成利得波形上に引いた送受合成利得下限値との交点間の角度（角度幅）として定義することができる。なお、ここでは、ナル幅を規定する２つの交点のうち、内側（０°方向側）にある交点を「ナル内側角度」としてさらに定義しておく。このナル内側角度は、後述する「許容ナル幅」を決める際に必要となるパラメータである。
　つぎに、ナルの最小幅について説明する。同図（ｂ）には、ナルの最小幅の概念を示している。上述したように、本実施の形態のレーダ装置では、送信アレイの第１ナルを埋めるナルフィリングを行うことにより、広角ミドル検知処理における広角部分（例えば±２０°～±３０°強）の検知距離を確保することとしている。一方、第１ナルを完全に埋めるナルフィリングを行うことは困難である。また、ナルフィリングによって、ロング検知処理の０°方位における検知距離が犠牲になる。その一方で、ナルの幅は小幅な物標（例えばバイク、自転車等）が検知可能であれば、それ以下にする必要はない。そこで、広角ミドル用の送受合成利得におけるナル幅は、バイク、自転車等の小幅物標がナル幅内に完全に含まれてしまうことはないような最小幅以下のナルは許容することとする。このような最小幅（許容ナル幅）を規定することで、ロング検知処理の０°方位における検知距離の低下を抑制することができる。
　図８は、検知距離と許容ナル幅との関係を示すグラフである。図８において、横軸は距離（検知距離）、縦軸は前述した許容ナル幅を示し、ナル内側角度をパラメータとしてその変化の様子を示している。同図からつぎの２点が明らかとなる。
（１）検知距離が大きく（遠く）なるほど許容ナル幅が小さくなる。
（２）ナル内側角度の絶対値が小さくなるほど許容ナル幅が小さくなる。
　これらのことから、許容ナル幅は、広角ミドル検知処理における最大探知距離と、送信アレイの第１ナルにおける内側の角度位置（ナル内側角度）とによって決定することが可能となる。
　つぎに、信号処理部５０が実行する物標検出処理の詳細について図９～図１１の各図面を参照して説明する。ここで、図９は、本実施の形態における物標検出処理の処理手順を示したフローチャートである。また、図１０および図１１は、図９のフローから読み出されるサブフロー（サブルーチン）を示す図である。なお、この物標検出処理は、レーダ装置の起動後、予め規定された時間間隔毎に起動される。
　図９において、物標検出処理が起動されると、ステップＳ１０にて、発振器２１が起動してレーダ波の送信を開始する。ステップＳ１１では、ＡＤコンバータ５３を介してビート信号をサンプリングしたサンプリング値を取得する。続く、ステップＳ１２では、所望数のサンプリング値を取得すると、発振器２１を停止することにより、レーダ波の送信を停止する。
　そして、ステップＳ１３では、所定の周波数解析（例えばＦＦＴ処理）を実行し、上り区間および下り区間毎にビート信号のパワースペクトル（周波数スペクトル）を求める。
　続く、ステップＳ１４では、上述したロング検出処理を実行する。このロング検出処理では、受信第２アレイ（受信ＣＨ１～ＣＨ８）による受信信号を周波数解析した結果に相当するスペクトルを生成し、そのスペクトルに基づいて、物標を検出する処理が実行される。
　具体的に、このロング検出処理では、図１０に示すように、ステップＳ１４０では、受信ＣＨ１～ＣＨ８の信号を用いて求めたスペクトル上に存在するピーク周波数成分（以下「周波数ピーク」という）を検出する。なお、このステップＳ１４０で検出される周波数ピークは、レーダ波を反射した物標候補（すなわち、物標である可能性があるもの）までの距離を表す（すなわち、レーダ波を反射した物標候補を検出する）。
　そして、ステップＳ１４１では、ステップＳ１３にて求めた特定スペクトルに基づき、ステップＳ１４０にて検出した物標候補が存在する方位を推定する方位解析を実行する。ただし、本実施形態では、半値角の狭い受信第２アレイのナルを利用し、特定スペクトルからＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）スペクトル（ＭＵＳＩＣスペクトルのピーク点が物標候補の存在する方位を表す指標となる）を求める周知のＭＵＳＩＣ法を用いて方位解析を実行する。
　さらに、ステップＳ１４２では、ステップＳ１４０にて、上り区間のビート信号から求めた周波数ピークと、下り区間のビート信号から求めた周波数ピークとの両ピークの電力差、および角度差が予め規定された許容範囲内であるか否かを判定し、その判定の結果、両ピークとも許容範囲内であれば、その両ピークを確からしい物標候補（以下「仮物標」という）として認識するペアマッチングを実行する。なお、このペアマッチングでは、認識した仮物標に対してのみ、ＦＭ－ＣＷ方式のレーダ装置における周知の手法により、例えば仮物標までの距離，仮物標と自車両との相対速度、仮物標が存在する方位に従って、物標情報を生成して、物標検出処理へと戻る。
　ここで、物標検出処理（すなわち、図９）へと戻ると、ステップＳ１５では、上述した広角ミドル検出処理を実行する。この広角ミドル検出処理では、受信第１アレイ（受信ＣＨ５～ＣＨ８）による受信信号を周波数解析した結果に相当するスペクトルを生成し、そのスペクトルに基づいて、物標を検出する処理が実行される。
　具体的に、図１１に示すように、広角ミドル検出処理では、ステップＳ１５０では、受信ＣＨ５～ＣＨ８の信号を用いて求めたスペクトル（広角用スペクトル）上に存在する周波数ピークを検出する（すなわち、物標候補を検出する）。
　続く、ステップＳ１５１では、ステップＳ１５０にて検出した物標候補が存在する方位を推定する方位解析を実行する。なお、本実施形態では、ロング検出処理と同様にＭＵＳＩＣ法を用いて方位解析を実行する。
　さらに、ステップＳ１５２では、ステップＳ１５０にて、上り区間のビート信号から求められた周波数ピークと、下り区間のビート信号から求められた周波数ピークとの両ピークの電力差、および角度差が予め規定された許容範囲内であるか否かを判定し、その判定の結果、両ピークとも許容範囲内であれば、その両ピークを仮物標として認識するペアマッチングを実行する。
　そして、この広角ミドル検出処理では、予め規定された条件に従って、広角エリア内に存在している同一物標からの反射波に基づく周波数ピークの組合せを抽出し、その周波数ピークの組合せを仮物標として認識し、仮物標毎に物標情報を生成する。
　ここで、物標検出処理（すなわち、図９）へと戻り、ステップＳ１６では、ステップＳ１４でのロング検出処理で検出した結果と、ステップＳ１５での広角ミドル検出処理で検出した結果とを重畳する検出結果重畳処理を実行する。
　続く、ステップＳ１７では、今回の測定サイクルで検出された仮物標（以下「今回サイクル物標」という）が、前回以前の測定サイクルで検出された仮物標（以下「前回サイクル物標」という）と、予め規定された規定回数以上連続して履歴を接続可能であるか否かを判定し、履歴を接続可能であれば、その履歴接続可能な仮物標を確定物標（すなわち、物標として確からしいもの）として認識する周知の物標特定処理を実行する。
　具体的に、本実施形態の物標特定処理では、今回サイクル物標と前回サイクル物標との組合せを推定し、その組み合わせた物標（以下「対応候補」とする）のいずれか一つを抽出し、その抽出した対応候補中の前回サイクル物標に対応する物標情報に基づいて、その前回サイクル物標に対応する今回サイクル物標の予測位置、および予測速度（以下、これらを「予測値」とする）を算出する。さらに、予測値と、対応候補中の今回サイクル物標から求めた位置、および速度とに基づき、両者の位置差分、および速度差分を求め、その位置差分が予め設定されている上限位置差より小さく、かつ速度差分が予め設定されている上限速度差分よりも小さい場合にのみ、その対応候補は、履歴接続があるものとする。
　さらに、この物標特定処理では、履歴接続できた回数等に従って、確定物標に対して物標である可能性を示す確率を付与したり、確定物標との相対速度および確定物標の位置に基づいて、先行車両や路側物（例えば、ガードレール等）を特定しセグメント化する処理が実行される。
　そして、ステップＳ１８では、ステップＳ１７にて認識された確定物標の物標情報を、所定の車両制御器に送信して、本物標検出処理を終了する（すなわち、今回サイクルを終了する）。
　以上、本実施の形態のレーダ装置の構成および動作を説明し、さらに本実施の形態のレーダ装置の要部である物標検出処理の詳細について説明した。なお、本実施の形態のレーダ装置では、上述したように、各受信ＣＨ毎にミクサを設けるようにして、各サブアレイ（各ＣＨ）を切り替えることなく所要ＣＨの同時受信（以下「ダイレクト同時受信」という）が可能となる構成（以下「ダイレクト同時受信方式」という）を採用している。このため、本実施の形態のレーダ装置では、周波数分解能および高周波ノイズに関して、更なる性能改善が可能である。
　図１２は、本実施の形態のレーダ装置における性能改善手法の一つである周波数変調幅の延伸の概念を説明する図である。従来のレーダ装置における典型的な周波数変調幅は、同図の左側に示すように例えば０．５ｍｓである。一方、本実施の形態のレーダ装置の周波数変調幅は、例えば１．５ｍｓであり、３倍の時間となっている。このような周波数変動幅の延伸を行うことにより、二つの効果が得られるが、一つはビート信号のサンプリング点数を多く取得でき、周波数分解能が向上、つまり探知距離の分解能が上がるという効果が得られる。もう一つは、分解能帯域幅が小さくなり高周波ノイズの低減に効果的である。　
　図１３は、本実施の形態のレーダ装置にかかる性能改善手法の他の一つであるフィルタ帯域の狭帯域化の概念を説明する図である。ダイレクト同時受信方式を採用しない従来のレーダ装置では、一つのミクサが複数のＣＨの信号をダウンコンバートするため、典型的なレーダ装置のアナログフィルタの特性として、例えば２００ｋＨｚ×ＣＨ数分のフィルタ特性のものが必要となる。一方、本実施の形態のレーダ装置では、ダイレクト同時受信方式を採用しているため、各ＣＨ毎に設けたフィルタ（図１参照）の帯域を絞る（狭帯域化）ことが可能となる。すなわち、本実施の形態のレーダ装置では、各ＣＨ毎のフィルタの帯域を、例えば２００ｋＨｚとすることが可能となる。その結果、本実施の形態のレーダ装置では、高周波ノイズを低減することができ、ＳＮ比が向上するという効果が得られる。
　以上説明したように、本実施の形態のレーダ装置によれば、送信アンテナにおいては、物標の探知距離に関わらず、一の送信アレイを共用すると共に、受信アンテナにおいては、物標の探知距離に応じて受信用の２つの受信アレイ（受信第１アレイおよび受信第２アレイ）を切り替えて使用するように構成されている。その一方で、これら２つの受信アレイは、一部のアンテナ（サブアレイ）を共用して使用する構成であり、且つ、受信第１アレイと受信第２アレイとの切替にスイッチ等を用いていないので、受信第１アレイと受信第２アレイとの切替は瞬時に行われる。また、受信第１アレイおよび受信第２アレイの双方共に、２つの受信アレイを形成する各サブアレイ（各ＣＨ）を切り替えることなく所要ＣＨの同時受信が可能となるように構成されている。
　したがって、本実施の形態のレーダ装置によれば、車両から離れた位置に存在する物標検出を可能としたまま（即ち、遠距離エリアでの物標検出性能を維持したまま（ロング検知処理での実現））、通常角度範囲よりも、より広い角度範囲である広角エリアにて物標検出を迅速に行うことが可能となる（広角ミドル検知処理での実現）。この結果、本実施の形態のレーダ装置によれば、例えば自車両の前方に急に現れた割込車両をより早期に検出することと、遠距離に存在する物標の正確な位置を検出することとを両立することが可能となる。
　しかも、本実施の形態のレーダ装置では、アレイアンテナを構成するアンテナ素子の配置間隔を変更したり、アンテナ素子を追加したりすることなく、アンテナ素子あるいはサブアレイの組合せを規定することにより実現している。
　このため、本実施の形態のレーダ装置に適用されるアンテナ部では、従来のレーダ装置に適用されるアンテナ部と比較して、アンテナ面積（開口面積）を増大させることなく、上述した機能の実現が可能となる。
　また、本実施の形態のレーダ装置によれば、送信アレイによる放射パターンの第２ナルと受信第２アレイによる受信パターンの第１ナルとを一致（完全に一致している必要はない）させているので、ロング検知処理における送受合成利得が確保されるとともに、ロング検知処理におけるＤ／Ｕ比の確保が可能となる。
　また、本実施の形態のレーダ装置によれば、広角ミドル検知処理の広角化のため、送信アレイによる放射パターンの第１サイドローブを利用する形態を採用しているが、その際に、ナルフィリングの手法を用いて送信アレイの第１ナルを埋めるようにしているので、広角ミドル検知処理における送受合成利得を確保しつつ、広角ミドル検知処理におけるブラインド領域の解消が可能となる。
　また、本実施の形態のレーダ装置によれば、送信アレイの第１ナルを埋めるナルフィリングを行う際に、送信アレイの第１ナルと送信アレイの第１サイドローブとの間の利得差が所定値以内（例えば５ｄＢ以内）となるようにしているので、ロング検知処理の検知性能に大きな影響を与えることなく、広角ミドル検知処理での広角化が可能となる。
　また、本実施の形態のレーダ装置によれば、アンテナ基板と送信回路基板との接続に関し、アンテナ基板側は同軸構造、送信回路基板側は導波管構造とし、且つ、これらの構造部が概略直線上に並ぶように配置しているので、アンテナ部と送信部との接続構造が容易になり、アンテナ部と送信部との結合損失も低減されるという効果が得られる。
　また、本実施の形態のレーダ装置によれば、アンテナ基板と受信回路基板との接続に関しても、アンテナ基板側は同軸構造、受信回路基板側は導波管構造とし、且つ、これらの構造部が概略直線上に並ぶように配置しているので、アンテナ部と受信部との接続構造が容易になり、アンテナ部と受信部との結合損失も低減されるという効果が得られる。
　また、本実施の形態のレーダ装置に適用される送信部では、回路部品を個別の回路基板に実装後、リッド、ボール付けして、パッケージ化しているので、マザー基板への搭載が容易になるとともに、アンテナ基板との接続も容易になるという効果が得られる。
　また、本実施の形態のレーダ装置に適用される受信部では、回路部品を個別の回路基板の下面側に実装後、ボール付けして、パッケージ化しているので、マザー基板への搭載が容易になり、且つ、アンテナ基板との接続が容易になるとともに、リッドを設けずに気密封止することができるという効果が得られる。なお、受信部においても、送信部と同様に、受信部回路基板の上面側に各構成要素を配置し、その上部にリッドを設けるように構成してもよく、同様な効果が得られる。
　また、本実施の形態のレーダ装置では、送信系の回路部品のうち、ＬＯ信号を受信部のミクサに分配するＬＯ信号増幅部を他の送信部の回路備品とは別の回路基板に実装後、リッド、ボール付けしてパッケージ化しているので、アンテナ回路基板との制約で配置の自由度の小さい送信パッケージと受信パッケージとを配置した後であっても、受信パッケージのミクサとの接続に関し、マザー基板の空きスペースを利用して容易に行うことができるという効果が得られる。
　また、本実施の形態のレーダ装置では、各サブアレイ（各ＣＨ）を切り替えることなく所要ＣＨの同時受信を可能とするダイレクト同時受信方式を採用しているので、周波数分解能が向上し、高周波ノイズが低減されるという効果が得られる。
　また、本実施形態のレーダ装置では、ダイレクト同時受信方式を採用により、フィルタの帯域を狭帯域化することができるので、高周波ノイズを低減することができ、ＳＮ比を向上させることができという効果が得られる。
　以上、本発明のレーダ装置にかかる一実施形態について説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施することが可能である。
　例えば、上記実施の形態によるアンテナ素子の配列では、垂直方向に等間隔に配置されたリニアアレイとしているが、等間隔に配列されたリニアアレイに限定されるものではなく、不等間隔に配列しても構わない。
　例えば、上記実施の形態による受信アレイの配列では、中央４列のリニアアレイを用いて受信第１アレイ（広角ミドル、ロング共用）を構成しているが、中央４列に限定されるものではなく、中央３列であっても、中央５列であっても構わない。また、必ずしも中央部にある必要はなく、左側の４列、あるいは右側の４列を用いて構成しても構わない。また、各１列のリニアアレイは、アレイ構成でなくてもよく、単一のアンテナ素子として構成されていても構わない。
　また、上記実施の形態では、近距離もしくは中距離の物標を広角に検知する処理を広角ミドル検知処理とし、遠距離の物標を検知する処理をロング検知処理として、それぞれ区分しているが、これらの区分は一例を示したものに過ぎない。本発明は、予め設定された設定距離よりも近距離であり、且つ、予め設定された設定角よりも広角のエリア（第１の検知エリア）に存在する物標を検出する処理を広角ミドル検知処理とし、予め設定された設定距離よりも遠距離であり、且つ、予め設定された設定角の内側のエリア（第２の検知エリア）に存在する物標を検出する処理をロング検知処理として、区分されていればよい。
　また、上記実施の形態の物標検出処理では、方位解析の手法として、ＭＵＳＩＣを用いたが、方位解析の手法は、これに限るものではなく、例えば、ＤＢＦ（Digital Beam Forming）を用いて方位解析を行ってもよい。
　なお、本発明は、プリクラッシュセーフティシステム（いわゆるＰＣＳ）、アダプティブクルーズコントロールシステム（いわゆるＡＣＣ）、フォワードコリジョンウォーニング（いわゆるＦＣＷ）、レーンチェンジウォーニング（いわゆるＬＣＷ）など、種々のレーダ装置への適用が可能である。
　以上のように、本発明は、受信アンテナの面積を増大させること無く、通常検知エリアに加えて、より広い角度範囲にて、物標の存在する方位を検出可能とするレーダ装置およびアンテナ装置として有用である。
　１０　アンテナ部
　１２　送信アンテナ
　１４　受信アンテナ
　２０　送信部
　２１　発振器
　２２，２４，３２　増幅器
　２３　分配器
　３０　ＬＯ信号増幅部
　４０　受信部
　４２　ミクサ
　４４　ＬＯ信号分配回路
　４６，８２，８３，９８　信号線路
　５０　信号処理部
　５１　ビデオ増幅器
　５２　マルチプレクサ
　５３　ＡＤコンバータ
　５４　マイコン
　６２　マザー基板
　６４　アンテナ基板
　６６　送信部回路基板
　６８　ＬＯ信号増幅部回路基板
　７０　受信部回路基板
　７２，７４　蓋体
　７６　ＢＧＡボール
　８０，８１　導波管穴
　８４，８６　チップ抵抗
　８８　接着剤
　９０　送信アンテナ用給電パッド
　９２　受信アンテナ用給電パッド
　９４，９６　同軸信号線

Claims (15)

  1. 　連続波からなる探査波を生成する送信部と、
    　前記探査波を空間に放射する送信アンテナおよび当該探査波の物標からの反射波を受信する受信アンテナを具備するアンテナ部と、
    　前記受信アンテナからの受信信号を所定の周波数帯にダウンコンバートした信号を出力する受信部と、
    　前記受信部から出力された信号に対して所定の周波数解析を行って前記物標までの距離、前記物標との相対速度、前記物標が存在する方位のうちの１つ以上の情報を出力する信号処理部と、
    　を備え、
    　前記物標の検知エリアとして、予め設定された設定距離よりも近距離、且つ、予め設定された設定角よりも広角のエリアである第１の検知エリアと、前記設定距離よりも遠距離、且つ、前記設定角の内側のエリアである第２の検知エリアとに区分されるとき、
    　前記受信アンテナは、アレイアンテナとして受信用の複数のアンテナを具備するとともに、前記受信用の複数のアンテナのうちの隣接する所定数のアンテナを用いて前記第１の検知エリアを探査する受信第１アレイと、前記複数のアンテナの全てを用いて前記第２の検知エリアを探査する受信第２アレイと、が構成され、
    　前記送信アンテナは、前記第１、第２の検知エリアの探査用として共用され、
    　前記送信アンテナの放射パターンは、前記送信アンテナによる放射パターンの第２ナルと前記受信第２アレイによる受信パターンの第１ナルとが概略一致しており、
    　前記送信アンテナの放射パターンの第１サイドローブと、当該放射パターンの第１ナルとのレベル差が所定値以内にあることを特徴とするレーダ装置。
  2. 　前記送信アンテナの放射パターンの第１サイドローブは、前記第１の検知エリアには含まれ、且つ、前記第２の検知エリアには含まれないことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 　前記送信アンテナは、アレイアンテナとして送信用の複数のアンテナを具備し、前記送信用の複数のアンテナの全てを用いて前記第１および第２の検知エリアに前記探査波を照射する送信アレイが構成されるとともに、
    　前記受信アンテナと共に、同一のアンテナ基板に搭載されていることを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
  4. 　前記送信部は、当該送信部を構成する回路部品を個別の送信回路基板に実装後、リッド、ボール付けされてパッケージ化され、前記送信アンテナおよび前記受信アンテナが搭載されたアンテナ基板を接合したマザー基板に搭載されていることを特徴とする請求項１～３の何れか１項に記載のレーダ装置。
  5. 　前記受信部は、当該受信部を構成する回路部品を個別の受信回路基板に実装後、リッド、ボール付されてパッケージ化され、前記マザー基板に搭載されていることを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
  6. 　前記受信部は、当該受信部を構成する回路部品を個別の回路基板に実装後、当該回路部品側にボール付されてパッケージ化され、前記マザー基板に搭載されていることを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
  7. 　前記アンテナ基板側は同軸構造、前記送信回路基板側は導波管構造とされ、且つ、これらの構造部が前記マザー基板に設けられた導波管穴を介して概略直線上に並ぶように配置されていることを特徴とする請求項５または６に記載のレーダ装置。
  8. 　前記アンテナ基板側は同軸構造、前記受信回路基板側は導波管構造とされ、且つ、これらの構造部が前記マザー基板に設けられた導波管穴を介して概略直線上に並ぶように配置されていることを特徴とする請求項５～７の何れか１項に記載のレーダ装置。
  9. 　前記受信部では、前記受信アンテナを構成する各アンテナ毎に一つの受信チャネルが構成され、当該受信チャネル毎にミクサが配置されていると共に、前記各ミクサに給電するローカル信号を増幅する増幅器と対応する前記ミクサとの間の信号電気長と、前記受信アンテナと対応する前記ミクサとの間の信号電気長との和が概略同一となるように前記ミクサが配置されていること特徴とする請求項１～８の何れか１項に記載のレーダ装置。
  10. 　前記受信第２アレイを構成するアンテナ間の水平方向の間隔は前記探査波の波長の０．５６倍から０．８４倍の間に設定されていることを特徴とする請求項１～９の何れか１項に記載のレーダ装置。
  11. 　前記第１ナルと前記第１サイドローブとのレベル差が５ｄＢ以内であることを特徴とする請求項１～１０の何れか１項に記載のレーダ装置。
  12. 　前記第１ナルの最小幅は、検知対象である物標のうちの小幅な物標に基づいて定められていることを特徴とする請求項１～１１の何れか１項に記載のレーダ装置。
  13. 　前記送信アレイを構成するアンテナ間の水平方向の間隔は前記受信第２アレイを構成するアンテナ間の水平方向の間隔と同程度に設定されていることを特徴とする請求項３～１２の何れか１項に記載のレーダ装置。
  14. 　前記送信アレイおよび前記受信アレイを構成する各アンテナは、垂直方向に等間隔に配置されているリニアアレイであることを特徴とする請求項３～１３の何れか１項に記載のレーダ装置。
  15. 　第１の方向に配列された複数の送信用アンテナ素子を有するアンテナ素子群を前記第１の方向に直交する第２の方向に複数配列してなる送信アンテナと、前記第１の方向に配列された複数の受信用アンテナ素子を有するアンテナ素子群を前記第２の方向に複数配列してなる受信アンテナと、を具備し、前記送信アンテナから空間に放射された探査波の物標からの反射波を受信した前記受信アンテナの受信信号に基づいて前記物標の検知処理を行うレーダ装置に適用されるアンテナ装置において、
    　前記受信アンテナは、
    　前記受信用の複数のアンテナ素子群のうち、隣接する所定数のアンテナ素子群を用いて、予め設定された設定距離よりも近距離、且つ、予め設定された設定角よりも広角のエリアである第１の検知エリアを探査する受信第１アレイと、
    　前記複数のアンテナ素子群の全てを用いて、前記設定距離よりも遠距離、且つ、前記設定角の内側のエリアである第２の検知エリアを探査する受信第２アレイと、
    　が構成され、
    　前記送信アンテナは、前記第１、第２の検知エリアの探査用として共用され、
    　前記送信アンテナの放射パターンは、前記送信アンテナによる放射パターンの第２ナルと前記受信第２アレイによる受信パターンの第１ナルとが概略一致し、前記送信アンテナの放射パターンの第１サイドローブと、当該放射パターンの第１ナルとのレベル差が所定値以内にあるように給電されることを特徴とするアンテナ装置。
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