JP2019164114A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】アンテナ１素子あたりの開口長を大きくでき、仮想受信アレーの開口長を拡大できるレーダ装置の提供。【解決手段】送信アレーアンテナ及び受信アレーアンテナの一方は、第１のアンテナ群と第２のアンテナ群とを含み、第１のアンテナ群は、各アンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って第１の配置間隔毎に配置された１つ以上の第１のアンテナ素子と１つの共用アンテナ素子とを含み、第２のアンテナ群は、複数の第２のアンテナ素子と１つの共用アンテナ素子とを含み、各アンテナ素子の位相中心が第１軸方向とは異なる第２軸方向に沿って２列に第２の配置間隔毎に配置され、２列それぞれに含まれるアンテナ素子の位相中心は第２軸方向における位置が互いに異なる。【選択図】図９Ａ

Description

本開示は、レーダ装置に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。

また、レーダ装置として、受信ブランチに加え、送信ブランチにも複数のアンテナ素子（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。

ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナ（以下、仮想受信アレーと呼ぶ）を構成できる。これにより、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を増大させる効果がある。

また、垂直方向又は水平方向の一次元走査以外にも、垂直方向及び水平方向の二次元におけるビーム走査を行う場合にもＭＩＭＯレーダが適用可能である（例えば、特許文献１、非特許文献１を参照）。

特表２０１７−５３４８８１号公報

P. P. Vaidyanathan, P. Pal, Chun-Yang Chen, "MIMO radar with broadband waveforms: Smearing filter banks and 2D virtual arrays, "IEEE Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, pp.188 -192, 2008. Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling, Cadzow.J.A., Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992, Page(s): 64-79

本開示の一態様は、アンテナ１素子あたりの開口長を大きくでき、仮想受信アレーの開口長を拡大できるレーダ装置の提供に資する。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、レーダ信号を送信アレーアンテナから送信するレーダ送信回路と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信アレーアンテナから受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、第１のアンテナ群と第２のアンテナ群とを含み、前記第１のアンテナ群は、各アンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って第１の配置間隔毎に配置された１つ以上の第１のアンテナ素子と１つの共用アンテナ素子とを含み、前記第２のアンテナ群は、複数の第２のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、各アンテナ素子の位相中心が前記第１軸方向とは異なる第２軸方向に沿って２列に第２の配置間隔毎に配置され、前記２列それぞれに含まれるアンテナ素子の位相中心は前記第２軸方向における位置が互いに異なり、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの他方は、位相中心が、前記第１軸方向に沿って、前記第１の配置間隔に基づいた第１の列数、前記第１の配置間隔よりも小さい第３の配置間隔毎に配置され、前記第２軸方向に沿って、前記第２の配置間隔よりも大きい第４の配置間隔毎に配置された、複数の第３のアンテナ素子を含む、構成を採る。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、レーダ信号を送信アレーアンテナから送信するレーダ送信回路と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信アレーアンテナから受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、第１のアンテナ群と第２のアンテナ群とを含み、前記第１のアンテナ群は、１つの共用アンテナ素子である、または、各アンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って配置された１以上の第１のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、前記第２のアンテナ群は、複数の第２のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、前記第１軸方向とは異なる第２軸方向における各アンテナ素子の位相中心の位置が互いに異なり、前記複数の第２のアンテナ素子の少なくとも１つの位相中心と前記１つの共用アンテナ素子の位相中心とは、前記第１軸方向における位置が等しく、前記第２軸方向に第２の配置間隔毎に１列以上に配置される構成を採る。

なお、これらの包括的又は具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、又は、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム及び記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、本開示の一態様は、アンテナ１素子あたりの開口長を大きくでき、仮想受信アレーの開口長を拡大できるレーダ装置を提供できる。

本開示の一態様における更なる利点及び効果は、明細書及び図面から明らかにされる。かかる利点及び／又は効果は、いくつかの実施の形態並びに明細書及び図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つ又はそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

実施の形態１に係るレーダ装置の構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ送信部の構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図 実施の形態１に係る制御部による送信アンテナの時分割切替動作の一例を示す図 実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部の他の構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ受信部の構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ装置のレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 実施の形態１に係る方向推定部の動作説明に用いる三次元座標系を示す図 実施の形態１に係る送信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１に係る受信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１に係る仮想受信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る送信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る受信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す図 比較例に係る送信アンテナの配置の一例を示す図 比較例に係る仮想受信アンテナの配置の一例を示す図 比較例に係る仮想受信アレーによる指向性パターンの第２軸方向に沿った断面図の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係る送信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係る受信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アンテナの配置の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる指向性パターンの一例を示す図 実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる指向性パターンの一例を示す図 実施の形態２に係る送信アレーアンテナのアンテナ素子の配置の一例を示す図 実施の形態２に係る受信アレーアンテナのアンテナ素子の配置の一例を示す図 実施の形態２に係る仮想受信アレーの配置の一例を示す図 実施の形態２に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す図 実施の形態２のバリエーション１に係る送信アレーアンテナのアンテナ素子の配置の一例を示す図 実施の形態２のバリエーション１に係る受信アレーアンテナのアンテナ素子の配置の一例を示す図 実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレーの配置の一例を示す図 実施の形態２のバリエーション２に係る送信アレーアンテナのアンテナ素の配置の一例を示す図 実施の形態２のバリエーション２に係る受信アレーアンテナのアンテナ素子の配置の一例を示す図 実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーの配置の一例を示す図 実施の形態２のバリエーション２に係るアンテナ素子のサイズ１１３ｋ、２１５ｋの一例を示す図 実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる指向性パターンの第１軸方向に沿った断面図の一例を示す図 実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる指向性パターンの第２軸方向に沿った断面図の一例を示す図

例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。

広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。

一つ目の構成は、パルス波又は変調波を狭角（数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。この構成では、高分解能を得るためには走査回数が増加するので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。

二つ目の構成は、受信ブランチにおいて、複数のアンテナ（複数のアンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ素子間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival (ＤＯＡ) estimation）を用いる構成である。この構成では、送信ブランチでの送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、受信ブランチにおいて到来角を推定できるので、走査時間の短縮化を図ることができ、１つ目の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくＣａｐｏｎ法及びＬＰ（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。

また、受信ブランチに加え、送信ブランチでも複数のアンテナ素子を用いてビーム走査を行うＭＩＭＯレーダは、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号を複数の送信アンテナ素子から送信し、周辺物体で反射された信号を複数の受信アンテナ素子で受信し、受信信号の各々から、多重された送信信号を分離して受信する。

さらに、ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナ（仮想受信アレー）を構成できる。これにより、送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積で示される伝搬路応答を得ることができ、送受信アンテナ素子間隔を適切に配置することで、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を仮想的に拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。

ここで、ＭＩＭＯレーダにおけるアンテナ素子構成として、１つのアンテナ素子を用いる構成（以下、単体アンテナと呼ぶ）と、複数のアンテナ素子をサブアレー化した構成（以下、サブアレーと呼ぶ）とに大別される。

単体アンテナを用いた場合は、サブアレーを用いた場合と比較して、広い指向性を有する特性となるが、アンテナ利得は相対的に低くなる。そのため、反射波信号の受信ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）を向上させるためには、受信信号処理において、例えば、より多くの加算処理を行うか、或いは、単体アンテナを複数用いてアンテナを構成することになる。

一方、サブアレーを用いた場合は、単体アンテナを用いた場合と比較して、１つのサブアレーには、複数のアンテナ素子が含まれるため、アンテナとしての物理的なサイズが大きくなり、メインビーム方向のアンテナ利得を高めることができる。具体的には、サブアレーの物理的なサイズは、送信信号の無線周波数（キャリア周波数）における波長程度以上となる。

また、ＭＩＭＯレーダは垂直方向又は水平方向の一次元走査を行う場合以外に、垂直方向及び水平方向の二次元におけるビーム走査を行う場合にも適用可能である（例えば、特許文献１、非特許文献１を参照）。

しかしながら、非特許文献１のように送信アンテナ素子と受信アンテナ素子とのそれぞれにおいて、アンテナ素子を水平方向及び垂直方向に半波長程度で等間隔に配置する場合、アンテナ素子が隣接しているため物理的制約からアンテナ素子をサブアレー化してアンテナ利得を高利得化するのが困難である。

一方、アンテナ素子をサブアレー化するためにアンテナ間隔を１波長以上拡げるほど、角度方向のグレーティングローブ又はサイドローブ成分が発生し、誤検出の確率が増大する。

また、ＭＩＭＯレーダに対して小型化かつ低コスト化を図るために送受信ブランチのアンテナ素子数の制約（例えば、送信４アンテナ素子程度／受信４アンテナ素子程度）がある場合、より多くのアンテナ素子を用いて反射波信号の受信ＳＮＲを向上させることが困難であり、また、ＭＩＭＯレーダによる面的な仮想受信アレーにおいて垂直方向及び水平方向の開口長が制約される。

以上より、垂直方向及び水平方向に半波長程度の素子間隔で等間隔に送信アンテナ素子及び受信アンテナ素子を配置した場合、アンテナ素子が隣接しているためアンテナ素子１素子あたりの開口長を大きくしてアンテナ素子を高利得化するのが困難である。一方、アンテナ素子間隔を拡げるほどグレーティングローブがメインローブの近くに発生し、誤検出の確率が増大する。

（実施の形態１）
本開示に係る一態様では、アンテナ素子をサブアレー化して反射波信号の受信ＳＮＲを向上させ、仮想受信アレーを半波長程度に等間隔に配置し、グレーティングローブ又はサイドローブ成分を抑圧する。本開示の一態様によれば、誤検出の確率を増大させず、アンテナ１素子あたりの開口長を大きくして高利得化しつつ、仮想受信アレーを等間隔に配置し、仮想受信アレーにおける開口長を拡大できるレーダ装置を提供できる。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

複数の送信アンテナ（送信サブアレー）及び複数の受信アンテナ（受信サブアレー）の配置の説明に先立ち、レーダ装置の構成について説明する。具体的には、レーダ装置の送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナを時分割で切り替えて、時分割多重された異なるレーダ送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行うＭＩＭＯレーダの構成について説明する。しかし、レーダ装置の構成は、これに限定されず、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから周波数分割多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成でもよい。また、同様に、レーダ装置の構成は、送信ブランチで複数の送信アンテナから符号分割多重された送信信号を送出し、受信ブランチで、受信処理を行う構成でもよい。

なお、以下に説明する実施の形態は一例であり、本開示は以下の実施の形態により限定されるものではない。

［レーダ装置１０の構成］
図１は、実施の形態１に係るレーダ装置１０の構成の一例を示すブロック図である。レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチまたはレーダ送信回路とも称する）１００と、レーダ受信部（受信ブランチまたはレーダ受信回路とも称する）２００と、基準信号生成部（基準信号生成回路）３００と、制御部（制御回路）４００と、を有する。

レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取る基準信号に基づいて高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔを時分割で切り替えて、レーダ送信信号を送信する。

レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）において反射されたレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ素子＃１〜＃Ｎａを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取る基準信号を用いて、下記の処理動作を行うことで、レーダ送信部１００と同期した処理を行う。レーダ受信部２００は、各受信アンテナ素子２０２において受信した反射波信号を信号処理し、少なくともターゲットの有無検出又は方向推定を行う。なお、ターゲットは、レーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（２輪、３輪、及び４輪を含む）又は人を含む。

基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。

制御部４００は、レーダ送信部１００が生成するパルス符号、レーダ送信部１００による可変ビーム制御において設定する位相、及び、レーダ送信部１００が信号を増幅するレベルを、レーダ送信周期Tr毎に設定する。そして、制御部４００は、パルス符号を指示する制御信号（符号制御信号）、位相を指示する制御信号（位相制御信号）、及び、送信信号の増幅レベルを指示する制御信号（送信制御信号）を、レーダ送信部１００に出力する。また、制御部４００は、レーダ送信部１００における送信サブアレー＃１〜＃Ｎの切替（レーダ送信信号の出力切替）タイミングを指示する出力切替信号を、レーダ受信部２００に出力する。

［レーダ送信部１００の構成］
図２は、実施の形態１に係るレーダ送信部１００の構成の一例を示すブロック図である。レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部（レーダ送信信号生成回路）１０１と、送信周波数変換部（送信周波数変換回路）１０５と、電力分配器（電力分配回路）１０６と、送信増幅部（送信増幅回路）１０７と、送信アレーアンテナ１０８と、を有する。

なお、以下では、符号化パルスレーダを用いたレーダ送信部１００の構成を一例として示すが、これに限定されず、例えば、ＦＭ−ＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダの周波数変調を用いたレーダ送信信号に対しても同様に適用可能である。

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取る基準信号を所定数倍したタイミングクロック（クロック信号）を生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、制御部１００からの所定のレーダ送信周期Tr毎の符号制御信号に基づいて、レーダ送信周期Trにてレーダ送信信号を繰り返し出力する。

レーダ送信信号は、y(k_t,M)=I(k_T,M)+jQ(k_t,M)で表される。ここで、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Ｍはレーダ送信周期の序数を表す。また、I(k_T,M)及びQ(k_T,M)は、第M番目のレーダ送信周期における離散時刻k_Tにおけるレーダ送信信号(k_T,M)の同相成分（In-Phase成分）、及び直交成分（Quadrature成分）をそれぞれ表す。

レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部（符号生成回路）１０２と、変調部（変調回路）１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とを含む。

符号生成部１０２は、レーダ送信周期Tr毎の符号制御信号に基づいて、第M番目のレーダ送信周期における符号長Lの符号系列の符号a_n(M)（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。符号生成部１０２において生成される符号a_n(M)には、低レンジサイドローブ特性が得られるパルス符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Ｂａｒｅｒ符号、M系列符号、Ｇｏｌｄ符号が挙げられる。なお、符号生成部１０２で生成される符号a_n(M)は、同一の符号であっても、異なる符号が含まれる符号であってもよい。

変調部１０３は、符号生成部１０２から出力される符号a_n(M)に対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。

ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から出力される変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信周波数変換部１０５へ出力する。

送信周波数変換部１０５は、ＬＰＦ１０４から出力されるベースバンドのレーダ送信信号を，所定のキャリア周波数（ＲＦ:Radio Frequency）帯でのレーダ送信信号に周波数変換する。

電力分配器１０６は、送信周波数変換部１０５から出力される無線周波数帯のレーダ送信信号をＮｔ個に分配し、各送信増幅部１０７へ出力する。

送信増幅部１０７（１０７−１〜１０７−Ｎｔ）は、制御部４００から指示されるレーダ送信周期Tr毎の送信制御信号に基づいて、出力されるレーダ送信信号を所定レベルに増幅して出力するか、或いは送信出力をオフとする。

送信アレーアンテナ１０８は、Ｎｔ個の送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔ（１０８−１〜１０８−Ｎｔ）を有する。各送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔは、それぞれ、個別の送信増幅部１０７−１〜１０７−Ｎｔに接続され、個別の送信増幅部１０７−１〜１０７−Ｎｔから出力されるレーダ送信信号を送信する。

図３は、実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図である。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr−Tw）は無信号区間となる。符号送信区間Tw内には符号長Lパルス符号系列が含まれる。１つの符号には、L個のサブパルスが含まれる。また、１つのサブパルスあたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルが含まれる。また、レーダ送信周期Trにおける無信号区間（Tr−Tw）には、Nu個のサンプルが含まれる。

図４は、制御部４００による各送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔの時分割切替動作の一例を示す。図４において、制御部４００は、レーダ送信周期Tr毎に、送信アンテナ素子＃１から送信アンテナ素子＃Ｎｔまで順に、各送信アンテナ素子からの出力を切り替える指示をする制御信号（符号制御信号、送信制御信号）をレーダ送信部１００へ出力する。また、制御部４００は、各送信サブアレーの送信出力期間を（Tr×Nb）とし、全ての送信サブアレーの送信出力期間（Tr×Np）=（Tr×Nb×Nt）の切替動作を、Nc回繰り返す制御を行う。また、後述するレーダ受信部２００は、制御部４００の切替動作に基づいて測位処理を行う。

例えば、送信アンテナ素子＃１からレーダ送信信号を送信する場合、制御部４００は、送信アンテナ素子＃１に接続された送信増幅部１０７−１に対して、入力信号を所定レベルに増幅するように指示する送信制御信号を出力し、送信アンテナ素子＃１に接続されていない送信増幅部１０７−２〜１０７−Ｎｔに対して、送信出力をオフとするように指示する送信制御信号を出力する。

同様に、送信アンテナ素子＃２からレーダ送信信号を送信する場合、制御部４００は、送信アンテナ素子＃２に接続された送信増幅部１０７−２に対して、入力信号を所定レベルに増幅するように指示する送信制御信号を出力し、送信アンテナ素子＃２に接続されていない送信増幅部１０７に対して、送信出力をオフとするように指示する送信制御信号を出力する。

以降、制御部４００は、送信アンテナ素子＃３〜＃Ｎｔに対して同様の制御を順に行う。以上、制御部４００によるレーダ送信信号の出力切替動作について説明した。

［レーダ送信部１００の他の構成］
図５は、実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部１０１の他の構成の一例を示すブロック図である。レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図５に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図２に示される符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに図５に示される符号記憶部（符号記憶回路）１１１及びＤＡ変換部（ＤＡ変換回路）１１２を備える。

符号記憶部１１１は、図２に示される符号生成部１０２において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。

ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログのベースバンド信号に変換する。

［レーダ受信部２００の構成］
図６は、実施の形態１に係るレーダ受信部２００の構成の一例を示すブロック図である。レーダ受信部２００は、受信アレーアンテナ２０２と、Ｎａ個のアンテナ素子系統処理部（アンテナ素子系統処理回路）２０１（２０１−１〜２０１−Ｎａ）と、方向推定部（方向推定回路）２１４と、を有する。

受信アレーアンテナ２０２は、Ｎａ個の受信アンテナ素子＃１〜＃Ｎａ（２０２−１〜２０２−Ｎａ）を有する。Ｎａ個の受信アンテナ素子２０２−１〜２０２−Ｎａは、測定ターゲット（物体）を含む反射物体に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、それぞれ、対応するアンテナ素子系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａへ受信信号として出力する。

各アンテナ素子系統処理部２０１（２０１−１〜２０１−Ｎａ）は、受信無線部（受信無線回路）２０３と、信号処理部（信号処理回路）２０７とを有する。受信無線部２０３及び信号処理部２０７は、基準信号生成部３００から受け取る基準信号を所定数倍したタイミングクロック（基準クロック信号）を生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作することにより、レーダ送信部１００との同期を確保する。

受信無線部２０３は、増幅器（増幅回路）２０４と、周波数変換器（周波数変換回路）２０５と、直交検波器（直交検波回路）２０６と、を有する。具体的には、第z番目の受信無線部２０３において、増幅器２０４は、第z番目の受信アンテナ素子＃ｚから受け取る受信信号を所定レベルに増幅する。ここで、z=1,…,Nrである。次いで、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換する。次いで、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。

各信号処理部２０７は、第１のＡＤ変換部（ＡＤ変換回路）２０８、第２のＡＤ変換部（ＡＤ変換回路）２０９と、相関演算部（相関演算回路）２１０と、加算部（加算回路）２１１と、出力切替部（出力切替回路）２１２と、Ｎｔ個のドップラ解析部（ドップラ解析回路）２１３−１〜２１３−Ｎｔと、を有する。

第１のＡＤ変換部２０８は、直交検波器２０６からＩ信号を入力する。第１のＡＤ変換部２０８は、Ｉ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Ｉ信号をデジタルデータに変換する。

第２のＡＤ変換部２０９は、直交検波器２０６からＱ信号を入力する。第２のＡＤ変換部２０９は、Ｑ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Ｑ信号をデジタルデータに変換する。

ここで、第１のＡＤ変換部２０８及び第２のＡＤ変換部２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。

図７は、実施の形態１に係るレーダ装置１０のレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す。以下の説明では、I信号I_z(k,M)及びQ信号Q_z(k,M)を用いて、第１のＡＤ変換部２０８及び第２のＡＤ変換部２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号x_z(k,M)=I_z(k,M)+jQ_z(k,M)と表す。また、以下では、離散時刻kは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Trが終了する前までのサンプル点であるk=(N_r+N_u)N_s/N_oまで周期的に計測を行う。すなわち、k=1,…,(N_r+N_u)N_s/N_oとなる。ここでjは虚数単位である。

第z番目の信号処理部２０７において、相関演算部２１０は、レーダ送信周期Tr毎に、第１のＡＤ変換部２０８及び第２のＡＤ変換部２０９から受け取る離散サンプル値x_z(k,M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号a_n(M)（ただし、z=1,…,Na、n＝1,…,L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１０は、離散サンプル値x_z(k,M)と、パルス符号a_n(M)とのスライディング相関演算を行う。例えば、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値AC_z(k,M)は、式（１）に基づき算出される。

式（１）において、アスタリスク（*）は複素共役演算子を表す。

相関演算部２１０は、例えば、式（１）に従って、k=1,…,(N_r+N_u)N_s/N_oの期間に亘って相関演算を行う。

なお、相関演算部２１０は、k=1,…,(N_r+N_u)N_s/N_oに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。限定することにより、相関演算部２１０における演算処理量が低減される。例えば、相関演算部２１０は、k=N_s(L+1),…,(N_r+N_u)N_s/N_o−N_sLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図７に示されるように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わない。

上述の構成により、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１０による処理が行われない。したがって、レーダ装置１０は、回り込みの影響を排除して測定できる。また、測定レンジ（kの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１１、出力切替部２１２、ドップラ解析部２１３、及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（kの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。

第z番目の信号処理部２０７において、加算部２１１は、制御部４００から出力される出力切替信号に基づいて、第N_D番目の送信アンテナ素子＃Ｎ_Ｄから連続的に送信されるレーダ送信周期Trの複数回Nbの期間（Tr×Nb）を単位として、離散時刻k毎に相関演算部２１０から受け取る相関演算値AC_z(k,M)を用いて、加算（コヒーレント積分）処理を行う。ここで、N_D=1,…,Nt、z=1,…,Naである。

期間（Tr×Nb）に亘る加算（コヒーレント積分）処理は次の式（２）で表される。

ここで、CI_z ^(ND)(k,m)は相関演算値の加算値（以下、相関加算値と呼ぶ）を表し、mは加算部２１１における加算回数の序数を示す１以上の整数である。また、z=1,…,Naである。

なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃うことが条件となる。つまり、加算回数は、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これは、ターゲットの想定最大移動速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数の変動量が大きく、高い相関を有する時間期間が短くなるため、Np（=N×Nb）は小さい値となり、加算部２１１での加算による利得向上効果が小さくなるためである。

第z番目の信号処理部２０７において、出力切替部２１２は、制御部４００から出力される出力切替信号に基づいて、第N_Dの送信アンテナ素子から連続的に送信されるレーダ送信周期Trの複数回Nbの期間（Tr×Nb）を単位に加算した、離散時間ｋ毎の加算結果CI_z ^(ND)(k,m)を、第N_Dのドップラ解析部２１３−Ｎ_Ｄに択一的に切り替えて出力する。ここで、N_D=1,…,Nt、z=1,…,Naである。

各信号処理部２０７は、送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔと同数のＮｔ個のドップラ解析部２１３−１〜２１３−Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３（２１３−１〜２１３−Ｎｔ）は、離散時間ｋ毎に得られた加算部２１１のN_C個の出力であるCI_z ^(ND)(k,N_C(w−1)+1)〜CI_z ^(ND)(k,N_C×w)を一単位として、離散時間kのタイミングを揃えてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラ解析部２１３は、以下の式（３）に示すように、２Nf個の異なるドップラ周波数f_sΔΦに応じた位相変動Φ(f_s)=2πf_s(T_r×N_b)ΔΦを補正した後に、コヒーレント積分を行う。

ここで、FT_CI_z ^(ND)(k,f_s,w)は、第z番目の信号処理部２０７における第N_D番目のドップラ解析部２１３−Ｎ_Ｄにおける第w番目の出力であり、加算部２１１の第N_D番目の出力に対する、離散時間kでのドップラ周波数f_sΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、N_D=1,…,Ntであり、f_s=−Nf+1,…,0,Nfであり、k=1,…,(Nr+Nu)Ns/Noであり、wは自然数であり、ΔΦは位相回転単位であり、jは虚数単位であり、z=1,…,Naである。

これにより、各信号処理部２０７は、離散時間k毎の2Nf個のドップラ周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CI_z ^(ND)(k,−Nf+1,w),…,FT_CI_z ^(ND)(k,Nf−1,w)を、レーダ送信周期間Trの複数回Nb×Ncの期間（Tr×Nb×Nc）毎に得る。

ΔΦ=1/N_cとした場合、上述したドップラ解析部２１３の処理は、サンプリング間隔T_m=(Tr×N_p)、サンプリング周波数f_m=1/T_mで加算部２１１の出力を離散フーリエ変換（DFT）処理していることと等価である。

また、Nfを２のべき乗の数に設定することで、ドップラ解析部２１３は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ:Fast Fourier Transform）処理を適用でき、演算処理量を削減できる。なお、Nf>Ncでは、q>Ncとなる領域においてCI_z ^(ND)(k,Nc(w−1)+1)=0とするゼロ埋め処理を行うことで、ドップラ解析部２１３は、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を削減できる。

また、ドップラ解析部２１３において、ＦＦＴ処理の代わりに、上述の式（３）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラ解析部２１３は、離散時刻k毎に得られた加算部２１１のNc個の出力であるCI_z ^(ND)(k,Nc(w−1)+q+1)に対して、f_s=−Nf+1,…,0,Nf−に対応する係数exp[−j2πf_sT_rN_bqΔΦ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q=0,…,N_c−1である。

なお、以下の説明では、第１番目のアンテナ素子系統処理部２０１−１の信号処理部２０７から第Na番目のアンテナ系統処理部２０１−Ｎａの信号処理部２０７の各々において同様の処理を施して得られた第w番目の出力FT_CI_z ⁽¹⁾(k,f_s,w),…,FT_CI_z ^(Na)(k,f_s,w)を、次の式（４）（又は式（５））のように仮想受信アレー相関ベクトルh(k,f_s,w)として表記する。

仮想受信アレー相関ベクトルh(k,f_s,w)は、送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔの数Ntと受信アンテナ素子＃１〜＃Ｎａの数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh(k,f_s,w)は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ素子＃１〜＃Ｎａ間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,Naであり、N_D=1,…,Ntである。

また、上述の式（４）及び式（５）では、各送信サブアレーからの送信時間差に起因するドップラ周波数（f_sΔΦ）毎の位相回転が補正されている。すなわち、第１の送信サブアレー（N_D＝1）を基準として、第N_Dの送信サブアレーからのドップラ周波数（f_sΔΦ）成分の受信信号FT_CI_z ^(Na)(k,f_s,w)に対し、exp[−j2πf_sΔΦ(N_D−1)T_rN_b]が乗算されている。

以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。

方向推定部２１４は、第1番目のアンテナ素子系統処理部２０１−１の信号処理部２０７ないし第Na番目のアンテナ素子系統処理部２０１−Ｎａの信号処理部２０７から出力されるw番目のドップラ解析部２１３の仮想受信アレー相関ベクトルh(k,f_s,w)に対して、以下の式（６）で表されるように、送信アレーアンテナ１０８間及び受信アレーアンテナ２０２間の移相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値h_cal[b]を乗算することで、アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)を算出する。なお、b=1,…,(Nt×Na)である。

アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)は、Na×Nr個の要素からなる列ベクトルである。以下では、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)の各要素をh₁(k,fs,w),…,h_Na×Nr(k,fs,w)と表記して、方向推定処理の説明に用いる。

次いで、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k,f_s,w)を用いて、受信アンテナ２０２間の反射波信号の位相差に基づいて反射波信号の到来方向の推定処理を行う。

方向推定部２１４は、方向推定評価関数値P_H(θ,k,fs,w)における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向の推定値とする。

なお、評価関数値P_H(θ,k,fs,w)は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば非特許文献２に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。

例えば、ビームフォーマ法は、以下の式（７）及び式（８）のように表すことができる。

ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a_H(θ_u)は、方位方向θ_uの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示すまた、θ_uは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β₁で変化させたものである。例えば、θ_uは以下のように設定される。

ここでfloor(x)は、実数xを超えない最大の整数値を返す関数である。

なお、ビームフォーマ法に代えて、Ｃａｐｏｎ、ＭＵＳＩＣといった手法も同様に適用可能である。

図８は、実施の形態１に係る方向推定部２１４の動作説明に用いる三次元座標系を示す。方向推定部２１４の処理を図８に示される三次元座標系に適応することにより二次元方向に推定処理を行う場合について、以下説明する。

図８において、原点Oを基準とした物標（ターゲット）P_Tの位置ベクトルをr_PTと定義する。また、図８では、物標P_Tの位置ベクトルr_PTをＸＺ平面に射影した射影点をP_T’とする。この場合、方位角θは、直線O-P_T’とＺ軸とのなす角度と定義される（物標P_TのＸ座標が正の場合、θ>0）。また、仰角φは、物標P_T、原点O及び射影点P_T’を含む平面内での、物標P_T、原点O及び射影点P_T’を結ぶ線の角度と定義される（物標P_TのＹ座標が正の場合、φ>0）。なお、以下では、ＸＹ平面内に送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２を配置する場合を一例として説明を行う。

原点Oを基準とした、仮想受信アレーにおける第n_va番目のアンテナ素子の位置ベクトルをSn_vaと表記する。ここで、n_va=1,…, Nt×Naである。

仮想受信アレーにおける第１番目（n_va=1）のアンテナ素子の位置ベクトルS_１は、第1番目の受信アンテナ素子Ｒｘ＃１の物理的な位置と原点Oとの位置関係に基づいて決定される。仮想受信アレーにおける他のアンテナ素子の位置ベクトルS_２,…,Sn_vaは、第1番目のアンテナ素子の位置ベクトルS_１を基準に、ＸＹ平面内に存在する送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２の素子間隔から決定される仮想受信アレーの相対的な配置を保持した状態で決定される。なお、原点Oを第1番目の受信アンテナ素子Ｒｘ＃１の物理的な位置と一致させてもよい。

レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標P_Tからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーの第1番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第2番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(r_PT,2,1)は、以下の式（９）で示される。ここで、<x,y>はベクトルx及びベクトルyの内積演算子である。

なお、仮想受信アレーの第1番目のアンテナ素子の位置ベクトルを基準とした、第2番目のアンテナ素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(2,1)として次の式（１０）で表す。

同様に、レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標P_Tからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーの第n_va ^(r)番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第n_va ^(t)番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(r_PT, n_va ^(t),n_va ^(r))は、以下の式（１１）で示される。ここで、n_va ^(r)＝1,…, Nt×Na、n_va ^(t)＝1,…, Nt×Naである。

なお、仮想受信アレーの第n_va ^(r)番目のアンテナ素子の位置ベクトルを基準とした、第n_va ^(t)番目のアンテナ素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(n_va ^(t),n_va ^(r))として次の式（１２）に表す。

上述の式（１１）及び式（１２）に示すように、仮想受信アレーの第n_va ^(r)番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第n_va ^(t)番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(r_PT,n_va ^(t), n_va ^(r))は、遠方界に存在する物標P_Tの方向を示す単位ベクトル（r_PT/|r_PT|）及び素子間ベクトルD(n_va ^(t),n_va ^(r))に依存する。

また、仮想受信アレーが同一平面内に存在する場合、素子間ベクトルD(n_va ^(t),n_va ^(r))は同一平面上に存在する。方向推定部２１４は、このような素子間ベクトルの全て又は一部を用いて、素子間ベクトルが示す位置に仮想的にアンテナ素子が存在するものとして、仮想面配置アレーアンテナを構成し、二次元における方向推定処理を行う。すなわち、方向推定部２１４は、仮想受信アレーを構成するアンテナ素子に対する補間処理によって補間された複数の仮想的なアンテナを用いて到来方向推定処理を行う。

なお、方向推定部２１４は、仮想的なアンテナ素子が重複する場合、重複するアンテナ素子のうちの一つのアンテナ素子を予め固定的に選択してもよい。又は、方向推定部２１４は、重複する全ての仮想的なアンテナ素子での受信信号を用いて加算平均処理を施してもよい。

以下、N_q個の素子間ベクトル群を用いて、仮想面配置アレーアンテナを構成した場合における、ビームフォーマ法を用いた二次元における方向推定処理について説明する。

ここで、仮想面配置アレーアンテナを構成する第nq番目の素子間ベクトルをD(n_va(nq) ^(t),n_va(nq) ^(r))と表す。ここで、nq＝1,…,N_qである。

方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}(k, fs, w)の各要素であるh₁(k, fs, w),…,h_Na×N(k, fs, w)を用いて、以下の式（１３）に示す仮想面配置アレーアンテナ素子相関ベクトルh_VA(k, fs, w)を生成する。

仮想面配置アレー方向ベクトルa_VA(θu, φv)を、次の式（１４）に示す。

仮想受信アレーがＸＹ平面内に存在する場合、物標P_Tの方向を示す単位ベクトル(r_PT/|r_PT|)と、方位角θ及び仰角φとの関係を次の式（１５）に示す。

方向推定部２１４は、垂直方向及び水平方向の二次元空間プロファイルを算出する各角度方向θu,φvに対して、上述の式（１５）を用いて単位ベクトル(r_PT/|r_PT|)を算出する。

さらに、方向推定部２１４は、仮想面配置アレーアンテナ素子相関ベクトルh_VA(k,fs,w)、及び、仮想面配置アレー方向ベクトルa_VA(θu,φv)を用いて、水平方向及び垂直方向の二次元方向推定処理を行う。

例えば、ビームフォーマ法を用いた二次元における方向推定処理では、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルh_VA(k,fs,w)及び仮想面配置アレー方向ベクトルa_VA(θu,φv)を用いて、次の式（１６）で示される二次元における方向推定評価関数を用いて垂直方向及び水平方向の二次元空間プロファイルを算出し、二次元空間プロファイルの最大値又は極大値となる方位角及び仰角方向を到来方向の推定値とする。

なお、方向推定部２１４は、ビームフォーマ法以外にも、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルh_VA(k, fs, w)及び仮想面配置アレー方向ベクトルa_VA(θu, φv)を用いて、Capon法又はMUSIC法などの高分解能到来方向推定アルゴリズムを適用してもよい。これにより、演算量は増加するが、角度分解能を高めることができる。

なお、上述した離散時間kは、距離情報に変換して出力されてもよい。離散時間kを距離情報R(k)に変換する際には次の式（１７）を用いればよい。

ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C₀は光速度を表す。

また、ドップラ周波数情報は、相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数fsΔΦを相対速度成分v_d(f_s)に変換する際には次の式（１８）を用いて変換できる。

ここで、λは送信周波数変換部１０５から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。

［レーダ装置１０におけるアンテナ素子配置］
以上の構成を有するレーダ装置１０の送信アレーアンテナ１０８のNt個の送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃Ｎｔ及び受信アレーアンテナ２０２のNa個の受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃Ｎａの配置について説明する。

Nt個の送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔ及びNa個の受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃Ｎａの各々は、水平方向及び垂直方向において一定の規則にしたがって配置される。なお、以下の送信アンテナの配置と受信アンテナの配置とは、それぞれ、送信アンテナと受信アンテナとに限定されるものではない。言い換えると、送信アンテナの配置と受信アンテナの配置とを入れ替えても、同様の仮想受信アレーが得られる。したがって、送信アンテナの配置と受信アンテナの配置とを入れ替えてもよい。また、送信アンテナの配置と受信アンテナの配置とを、左右反転、上下反転、又はともに回転させてもよい。

図９Ａ及び図９Ｂは、それぞれ、実施の形態１に係る送信アンテナの配置及び受信アンテナの配置を示す。図９Ｃは実施の形態１に係る仮想受信アンテナの配置の一例を示す。ここで、図９の座標はアンテナ素子の位相中心を示す。

第１軸は第１の間隔d_Hを基本の単位とし、第２軸は第２の間隔d_Vを基本の単位として、それぞれ基本の単位の整数倍で示される座標の位置にアンテナ素子を配置する。一例において、レーダ送信信号で用いられる波長を基準として、例えば、第１の間隔d_H及び第２の間隔d_Vは、それぞれ、例えば、0.3波長以上2波長以下であり、半波長程度であり、又は半波長に等しい。ここで、第１軸及び第２軸は、図８に示されるＸＹ平面上にあってもよく、また、互いに直交するように配置されてもよい。

図９Ａに示される送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃Ｎｔは、第１のアンテナ群Ｇ１と第２のアンテナ群Ｇ２とを含む。第１のアンテナ群Ｇ１は、p_t1個のアンテナ素子（少なくとも１つの第１のアンテナ素子）を含む。第２のアンテナ群Ｇ２は、p_t2個のアンテナ素子（複数の第２のアンテナ素子）を含む。

第１のアンテナ群Ｇ１について、第i番目のアンテナ素子の、図９Ａの白丸で示される位相中心の座標をTx1_iとすると、Tx1_iは、次の式（１９）で表される。

ここで、iは１からp_t1までの整数である。式（１９）によって、第１のアンテナ群Ｇ１は、p_r1間隔で、アンテナ素子が配置されることがわかる。

また、第２のアンテナ群Ｇ２について、第j番目のアンテナ素子の、図９Ａの白丸で示される位相中心の座標をTx2_jとすると、Tx2_jは、次の式（２０）で表される。

ここで、jは１からp_t2までの整数である。式（２０）より、第２のアンテナ群Ｇ２は、第１軸方向にp_tHシフトして、第２軸方向にジグザグ（zigzag）状にアンテナ素子が配置されることがわかる。

なお、後述するが、ｘ_ｃ、ｙ_ｃは第１のアンテナ群Ｇ１と第２のアンテナ群Ｇ２とが共用するアンテナ素子の番号を示す値である。例えば、図９Ａでは、第１のアンテナ群Ｇ１の第１アンテナ素子と第２のアンテナ群Ｇ２の第１アンテナ素子とが共用されるので、ｘ_ｃ＝１、ｙ_ｃ＝１である。

第２のアンテナ群Ｇ２は第２軸方向に第２の間隔おきに第１軸方向にx_sシフトして配置される。第２軸方向に密集していないため、アンテナ素子をサブアレー化して隣接するアンテナ素子に物理的に干渉しない程度に開口長を拡大し、アンテナ利得を高利得化することが可能である。

上述の式（１９）及び式（２０）から、x_c及びy_cは、第１のアンテナ群Ｇ１と第２のアンテナ群Ｇ２とが共用するアンテナ素子の位置関係を表すことがわかる。具体的には、上述の式（１９）及び式（２０）から、次の式（２１）が導かれる。

即ち、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃Ｎｔの第１のアンテナ群Ｇ１の第x_c番目のアンテナ素子と第２のアンテナ群Ｇ２の第y_c番目のアンテナ素子とは共通のアンテナ素子であり、Tx1_xc=Tx2_ycとなる。つまり、第１のアンテナ群Ｇ１の第x_cのアンテナ素子（図９Ａではx_c＝1）と第２のアンテナ群Ｇ２の第y_cのアンテナ素子（図９Ａではy_c＝1）とが共有される形で、第１のアンテナ群Ｇ１と第２のアンテナ群Ｇ２とが交差する。したがって、送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔの総数Ntとp_t1とp_t2との間には、Nt=p_t1+p_t2-1の関係が成立する。

一例として、図９ＡのＴｘ＃１について説明する。第１のアンテナ群Ｇ１の第１番目のアンテナ素子の位相中心の座標Tx1_i＝1については、y_c=1、i=1を上述の式（１９）に代入することによって、次の式（１９−１）が得られる。

次に、第２のアンテナ群Ｇ２の第１番目のアンテナ素子の位相中心の座標Tx2_ｊ＝1については、x_c=1、y_c=1、j=1を上述の式（２０）に代入することによって、次の式（２０−１）が得られる。

したがって、第１のアンテナ群Ｇ１の第１番目のアンテナ素子の位相中心の座標Tx1_i＝1と第２のアンテナ群Ｇ２の第１番目のアンテナ素子の位相中心の座標Tx2_ｊ＝1とは、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１の位相中心の座標に等しい。

同様に、第２のアンテナ群の第２番目のアンテナ素子の位相中心の座標Tx2_ｊ＝2は、
x_c=1、y_c=1、j=2を上述の式（２０）に代入することによって、次の式（２０−２）として示すことができる。

ここで、第２のアンテナ群Ｇ２の第１軸方向のシフト量x_sが1である場合、次の式（２０−３）としてあらわすことができる。

図９Ｂに示される受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃Ｎａ（複数の第３のアンテナ素子）の第j行目の第i列目のアンテナ素子の位相中心の座標をRx1_ijとすると、Rx1_ijは、次の式（２２）で表される。

ここで、iは１からp_r1までの整数、jは１からp_r2までの整数である。受信アンテナ素子＃１〜＃Ｎａの総数Naとp_r1とp_r2との間には、Na=p_r1×p_r2の関係が成立する。

上述の式（１９）〜式（２２）中の定数は、それぞれ、(x_t0,y_t0)が送信アンテナ素子群の原点座標、(x_r0,y_r0)が受信アンテナ群の原点座標、p_t1が送信アンテナ第１軸方向配置数（p_t1≧１）、p_t2が送信アンテナ第２軸方向配置数（p_t2＞１）、p_r1が受信アンテナ第１軸方向配置数（第１の列数）（p_r1＞１）、p_r2が受信アンテナ第２軸方向配置数（p_r2≧１）、x_cが送信アンテナ第２のアンテナ群の繰り返し点（共用のアンテナ素子の第１軸方向での位置）（１≦x_c≦p_t1）、y_cが送信アンテナの第１のアンテナ群Ｇ１の繰り返し点（１≦y_c≦p_t2）、x_sが送信アンテナ第２のアンテナ群Ｇ２の第１軸方向のシフト量（1≦x_s＜p_r1）、を示し、全て整数である。なお、p_r1は、送信アンテナの第１のアンテナ群Ｇ１のアンテナ素子間隔に等しい。

図９Ａ、図９Ｂに示される送受信アンテナによって形成される仮想受信アレーは図９Ｃに示されるように構成される。仮想受信アレーの仮想アンテナ素子は、全部でNt×Na個である。仮想アンテナ素子が第１軸方向に連続してp_t1×p_r1個配置された仮想受信アレーが、第２軸方向に等間隔にp_r2列配置される。また、仮想アンテナ素子が第２軸方向に連続してp_t2×p_r2個配置された仮想受信アレーが、第１軸方向に等間隔にp_r1-1列配置される。

図９Ａに示される実施の形態１に係るアンテナ配置では、送信アレーアンテナ１０８ａの第２のアンテナ群Ｇ２のアンテナ素子Ｔｘ＃１及びＴｘ＃ｐ_ｔ１＋１〜Ｔｘ＃Ｎｔは、位相中心の第１軸座標がx_t0、x_t0+p_tHの2か所となるように、ジグザグ（zigzag）状に配置される。第２のアンテナ群Ｇ２のアンテナ素子Ｔｘ＃１及びＴｘ＃ｐ_ｔ１＋１〜Ｔｘ＃Ｎｔの位相中心は、第２の間隔d_Vで等間隔に配置されていない。しかしながら、仮想受信アレーにおいては、仮想アンテナ素子の位相中心を第２の間隔d_Vで等間隔に配置できる。このため、仮想受信アレーによって形成されるビーム幅、つまり分解能は仮想受信アレーの第１軸方向および第２軸方向における最大開口長に依存する。

＜実施の形態１のバリエーション１＞
図１０Ａは、実施の形態１のバリエーション１に係る送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃Ｎｔの配置の一例を示す。図１０Ｂは、実施の形態１のバリエーション１に係る受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃Ｎａの配置の一例を示す。図１０Ｃは、実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アンテナの配置の一例を示す。

図１０Ａ及び図１０Ｂに示される一例において、上述の式（１９）〜式（２２）中の各定数は、それぞれ、(x_t0,y_t0)＝(1,1)、(x_r0,y_r0)＝(1,1)、p_t1＝1、p_t2＝4、p_r1＝8、p_r2＝1、x_c＝1、y_c＝1、x_s＝1である。また、第１軸と第２軸は互いに直交する。

図１０Ａにおいて、送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔの総数Ntは４であり、それぞれの送信アンテナ素子を、Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃４で表す。第１のアンテナ群Ｇ１は、Ｔｘ＃１（少なくとも１つの第１のアンテナ素子）を含む。第２のアンテナ群Ｇ２は、Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃４（複数の第２のアンテナ素子）を含む。図１０Ｂにおいて、受信アンテナ素子＃１〜＃Ｎａ（複数の第３のアンテナ素子）の総数Naは８であり、それぞれの受信アンテナ素子を、Ｒｘ＃１〜Ｒｘ＃８で表す。

以下、図１０Ａ及び図１０Ｂに示されるアンテナ素子配置の特徴を説明する。

（１）アンテナ素子の開口長
図１１は、実施の形態１のバリエーション１に係るアンテナ素子のサイズの一例を示す。図１０Ａ及び図１０Ｂに示されるアンテナ素子の配置の場合、アンテナ素子のサイズを、例えば、図１１に示されるように規定できる。ここで、アンテナ素子のサイズ１１３ｃ、２１５ｃは隣接するアンテナ素子に干渉しないサイズである。

図１１に示されるように、送信アレーアンテナ１０８ｃのアンテナ素子は、第２軸方向において、ジグザグ（zigzag）状に配置されるため、第１軸方向にd_H以下の開口長、第２軸方向に2×d_V以下の開口長で形成される。受信アレーアンテナ２０２ｃのアンテナ素子は、第１軸方向に、直線状に配置されるため、第１軸方向にd_H以下の開口長で形成され、第２軸方向には隣接するアンテナ素子がなく、任意の開口長（図１１に示される一例においては、4×d_V）で形成することができる。

送信アレーアンテナ１０８ｃのアンテナ素子を第１軸方向及び第２軸方向に、それぞれ、基本間隔d_H、d_Vで直線状に等間隔配置した場合、送信アレーアンテナのアンテナ素子のサイズは、第２軸方向にd_Vである。これに対して、本開示の構成においては、例えば、図１１に示されるように、送信アレーアンテナ１０８ｃは、第２軸方向に２列（ジグザグ状）に配置され、受信アレーアンテナ２０２ｃは、第１軸方向に１行（直線状）に配置される。当該構成により、送信アレーアンテナ１０８ｃのアンテナ素子のサイズ１１３ｃを第２軸方向に２d_Vまで拡大し、受信アレーアンテナ２０２ｃのアンテナ素子のサイズ２１５ｃを第２軸方向に４d_Vまで拡大できる。アンテナ素子のサイズの拡大によって、本開示の構成においては、高いアンテナ利得を得ることができる。

アンテナ素子はサブアレーアンテナ素子を用いて構成し、サブアレーアンテナにアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

（２）仮想受信アレーが形成するビームパターン
図１２Ａは、実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す。図１２Ｂは、実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す。

具体的には、図１０Ｃに示される仮想受信アレーを用いたビームフォーマ法によって形成される二次元のビームパターンにおいて、図１２Ａは、第２軸方向0度での第１軸方向に沿った断面図を示す。また、同ビームパターンにおいて、図１２Ｂは、第１軸方向0度での第２軸方向に沿った断面図を示す。図１２Ａ及び図１２Ｂには、d_H＝0.5波長、d_V＝0.6波長の場合が示されている。

図１０Ｃに示されるように、仮想受信アレーは、第１軸方向の開口長が8×d_Hであり、第２軸方向の開口長が3×d_Vであり、仮想アンテナ素子が等間隔に配置されている。これにより、図１２Ａ及び図１２Ｂに示されるように、グレーティングの生じないビームを形成できる。

＜比較例＞
実施の形態１のバリエーション１との比較のために、比較例において、送信アンテナ4素子を第２軸方向に並べて配置する場合を説明する。図１３は、比較例に係る送信アンテナ素子の配置の一例を示す。図１４は、比較例に係る仮想アンテナ素子の配置の一例を示す。図１５は、比較例に係る仮想受信アレーによる指向性パターンの第２軸方向に沿った断面図の一例を示す。

例えば、送信アンテナのアンテナ素子のサイズを拡大した場合、図１３に示されるように、隣接するアンテナ素子と干渉しないように、送信アンテナを、第２軸方向に2×d_V以上の間隔を空けて配置する。

受信アンテナが図１０Ｂに示されるように配置されている場合、仮想受信アレーは図１４に示される配置となる。その結果、仮想受信アレーも第２軸方向に２×d_V以上の間隔で配置されるため、図１０Ｃと比較して、粗となる。なお、図１０Ｃは、第２軸方向に１d_Vの間隔で配置される。図１４に示される仮想受信アレーによって受信されるビームは図１５の破線で示されるようにグレーティングローブを含み、誤検出の確率が高まる。

＜実施の形態１のバリエーション２＞
実施の形態１のバリエーション２では、バリエーション１と同じ仮想受信アレーの素子数で、より高い分解能を得ることのできるアンテナ配置と、それを用いた到来方向推定手法とについて説明する。

図１６Ａは、実施の形態１のバリエーション２に係る送信アンテナの素子Ｔｘ＃１〜＃Ｎｔの配置の一例を示す。図１６Ｂは、実施の形態１のバリエーション２に係る受信アンテナの素子Ｒｘ＃１〜＃Ｎａの配置の一例を示す。図１６Ｃは、実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アンテナの配置の一例を示す。なお、仮想受信アンテナの素子数は３２で、バリエーション１と同じである。

図１６Ａ及び１６Ｂに示される一例において、上述の式（１９）〜式（２２）中の各定数は、それぞれ、(x_ｔ0,y_ｔ0)＝(1,1)、(x_r0,y_r0)＝(1,1)、p_t1＝4、p_t2＝5、p_r1＝2、p_r2＝2、x_c＝2、y_c＝2、x_s＝1である。第１軸と第２軸は互いに直交する。

図１６Ａにおいて、送信アレーアンテナ１０８ｅのアンテナ素子の総数Ntは８であり、送信アレーアンテナ１０８ｅのアンテナ素子をＴｘ＃１〜Ｔｘ＃８で表す。第１のアンテナ群Ｇ１は、Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃４（少なくとも１つの第１のアンテナ素子）を含む。第２のアンテナ群Ｇ２は、Ｔｘ＃５、Ｔｘ＃２、及びＴｘ＃６〜Ｔｘ＃８（複数の第２のアンテナ素子）を含む。図１６Ｂにおいて、受信アレーアンテナ２０２ｅのアンテナ素子（複数の第３のアンテナ素子）の総数Naは４であり、受信アレーアンテナ２０２ｅのアンテナ素子をＲｘ＃１〜Ｒｘ＃４で表す。

以下、図１６Ａ及び図１６Ｂに示されるアンテナ配置を説明する。

（１）アンテナ素子の開口長
図１７は、実施の形態１のバリエーション２に係るアンテナ素子のサイズ１１３ｆ、２１５ｆの一例を示す。図１６Ｃに示す仮想受信アレーを得るために、つまり、図１６Ｃにおいて、仮想受信アレーの第１軸方向及び第２軸方向のアンテナ素子間隔が、それぞれ、1×d_V及び1×d_Hとなるように、図１６Ａ及び図１６Ｂに示されるように、アンテナ素子を配置する。

図１６Ａ及び図１６Ｂに示されるアンテナ配置の場合、アンテナ素子のサイズ１１３、２１５を、例えば、図１７に示すように規定できる。ここで、アンテナ素子のサイズ１１３ｆ、２１５ｆは隣接するアンテナ素子に干渉しないサイズである。

送信アレーアンテナ１０８ｆのアンテナ素子は、第１軸方向にd_H以下の開口長、第２軸方向に2×d_V以下の開口長で形成される。また、受信アレーアンテナ２０２ｆのアンテナ素子は第１軸方向にd_H以下の開口長、第２軸方向には5×d_V以下の開口長で形成される。

送信アレーアンテナ１０８ｆのアンテナ素子を第１軸方向及び第２軸方向に、それぞれ、1×d_H間隔及び1×d_V間隔で、１列及び１行（直線状）に等間隔配置した場合、アンテナ素子のサイズを第１軸方向及び第２軸方向に、ぞれぞれ、d_H及びd_Vより大きくできない。これに対して、図１７に示すように、送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２ｆのアンテナ素子は、サイズを第１軸方向及び第２軸方向に、ぞれぞれ、d_H及びd_Vよりも大きくなるように拡大できるため、高いアンテナ利得を得ることができる。

なお、図１７で示したアンテナ素子はサブアレーアンテナを用いて構成し、サブアレーアンテナにアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。つまり、図１７のアンテナ素子をサブアレーアンテナに置き換え、サブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子を用いて構成される。

（２）仮想受信アレーが形成するビームパターン
図１８Ａは、実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す。図１８Ｂは、実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す。

具体的には、図１６Ｃに示される仮想受信アレーの全てのアンテナ素子を用いたビームフォーマ法によって形成される二次元のビームパターンにおいて、図１８Ａは、第２軸方向0度での第１軸方向に沿った断面図を示す。また、図１８Ｂは、第１軸方向0度での第２軸方向に沿った断面図を示す。図１８Ａ及び図１８Ｂには、d_H=0.5波長、d_V=0.68波長の場合が示されている。

図１６Ｃに示されるように、仮想受信アレーは、第１軸方向の開口長が7×d_H（ＶＡ＃１〜ＶＡ＃８、ＶＡ＃１７〜ＶＡ＃２４）であり、第２軸方向の開口長が9×d_V（ＶＡ＃９、ＶＡ＃４、ＶＡ＃１１、ＶＡ＃１４、ＶＡ＃１５、ＶＡ＃２５、ＶＡ＃２０、ＶＡ＃２７、ＶＡ＃３０、ＶＡ＃３１）である。仮想アンテナが1×d_Vまたは1×d_Hの間隔で等間隔に配置されている。これにより、図１８Ａ及び図１８Ｂに示されるように、グレーティングの生じないビームを形成できる。

図１９Ａは、実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレー（図１６Ｃ）の第１軸方向に等間隔に配置された仮想受信アレー（ＶＡ＃１〜ＶＡ＃８、ＶＡ＃１７〜ＶＡ＃２４）による一次元ビームによる指向性パターンの一例を示す。

図１６Ｃに示される仮想受信アレーＶＡ＃１〜ＶＡ＃３２のうち、第１軸方向に等間隔に配置された仮想受信アレーＶＡ＃１〜ＶＡ＃８、もしくは仮想受信アレーＶＡ＃１７〜ＶＡ＃２４を用いる場合、7×d_Hの開口長として、例えば、図１９Ａに示される第１軸方向の一次元のビームパターンが形成される。

図１９Ｂは、実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレーの第２軸方向に等間隔に配置された仮想受信アレーによる一次元ビームによる指向性パターンの一例を示す。

図１６Ｃに示される仮想受信アレーＶＡ＃１〜ＶＡ＃３２のうち、第１軸方向の場合と同様に、第２軸方向に等間隔に配置された仮想受信アレーＶＡ＃９、ＶＡ＃４、ＶＡ＃１１、ＶＡ＃１４、ＶＡ＃１５、ＶＡ＃２５、ＶＡ＃２０、ＶＡ＃２７、ＶＡ＃３０、ＶＡ＃３１を用いると、9×d_Vの開口長として、例えば、図１９Ｂに示される第２軸方向の一次元のビームパターンが形成される。

実施の形態１のバリエーション１に係る図１２Ａ及び図１２Ｂと同バリエーション２に係る図１９Ａ及び図１９Ｂとを比較することにより、次のことが判る。図１０Ｃに示される同数の等間隔に密に仮想受信アレーが配置されている実施の形態１のバリエーション１に比べて、図１６Ｃに示される同バリエーション２は、仮想受信アレーの形成するビーム幅が小さく、より高い角度分解能が得られる。

一方、図１８Ａ及び図１８Ｂに示される実施の形態１のバリエーション２は、図１２Ａ及び図１２Ｂに示される実施の形態１のバリエーション１よりも、二次元ビームのサイドローブレベルが高い。

そこで、まず、実施の形態１のバリエーション２のアンテナ配置において、図１８Ａ及び図１８Ｂに示される二次元のビームを用いて粗く到来方向を推定する。次いで、推定された到来波のある角度付近で、同バリエーション２のアンテナ配置において、図１９Ａ及び図１９Ｂに示される一次元のビームを形成する仮想受信アレーを用いて精密に到来方向を推定してもよい。

このような推定プロセスによって、図１８Ａ及び図１８Ｂに示される二次元のビームに比べてサイドローブの低い図１９Ａ及び図１９Ｂに示される一次元のビームによって誤検出の確率を減らし、より精密な角度推定が可能である。また、図１９Ａ及び図１９Ｂに示される一次元のビームでは確定することが困難な２個以上のターゲットの位置を推定可能となり、さらに、計算量を削減できる。

以上、実施の形態１に係るアンテナ配置の例としてバリエーション１及びバリエーション，２について説明した。

このように、実施の形態１では、レーダ装置１０は、送信アレーアンテナ１０８の複数の送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔを切り替えてレーダ送信信号を送信するレーダ送信部１００と、レーダ送信信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を、送信アレーアンテナ２０２の複数の受信アンテナ素子＃１〜＃Ｎａを用いて受信するレーダ受信部２００と、を具備する。また、実施の形態１では、送信アンテナ素子＃１〜＃Ｎｔ及び受信アンテナ素子＃１〜＃Ｎａを上述の規則で配置する。

これにより、送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２を、例えば、サブアレー化によって、アンテナ素子のサイズを拡大し、アンテナ利得を向上させることができる。また、アンテナ配置によって第１の間隔d_H及び第２の間隔d_Vの等間隔に配置された仮想受信アレーを構成でき、角度サイドローブ又はグレーティングローブ成分を抑圧できる。

実施の形態１によれば、送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２のサイズを、例えば、サブアレー化によって拡大し、反射波信号の受信ＳＮＲを向上させ、仮想受信アレーの形成するビームパターンにおけるサイドローブ又はグレーティングローブを抑圧できるＭＩＭＯレーダを構成できる。

（実施の形態２）
実施の形態１において、第２のアンテナ群として、例えば、図９Ａの第２のアンテナ群Ｇ２のように、ジグザグ状に２列で配置されている構成を例示した。図９Ａに示されるように、第１列のアンテナTx2₁と第２列のアンテナTx2₂とは、第２軸方向に第２の間隔を隔てて配置され、第１軸方向に第１の間隔のx_s倍を隔てて配置されている。さらに、第１軸の座標において、アンテナTx2₁とアンテナTx1₁との間にアンテナTx2₂が配置されている。

これに代えて、第２のアンテナ群のアンテナ素子が、第１軸上における配置の範囲を広げた配置について説明する。つまり、第２のアンテナ群のアンテナ素子は、第２軸座標が全て異なる位置に配置される。さらに、第２のアンテナ群の少なくとも２個のアンテナ素子は、第１軸座標が同じ位置に配置される。これにより、実施の形態１と比較して、送信アレーアンテナを構成するアンテナ素子の開口長を第２軸方向に広げて配置でき、アンテナ素子の高利得化が可能となるといった効果を得ることができる。

なお、以下に説明する実施の形態２とそのバリエーション１および２において、アンテナ素子をサブアレー構成としてもよく、特にアンテナ素子のサイズが第２軸方向に2×d_V以上の場合に効率よく仮想受信アレーを構成できる。

実施の形態２では、実施の形態１と比較して送信アンテナ素子のサイズを第２軸方向に大きくした場合に、誤検出の確率が低減され、効率のよい仮想受信アレーを構成するアンテナ配置と、それを用いた到来方向推定手法とについて説明する。

図２０Ａは、実施の形態２に係る送信アレーアンテナ１０８ｇのアンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃Ｎｔの配置の一例を示す。図２０Ｂは、実施の形態２に係る受信アレーアンテナ２０２ｇのアンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃Ｎａの配置の一例を示す。図２０Ｃは、実施の形態２に係る仮想受信アレー５００ｇの配置の一例を示す。

図２０Ａから図２０Ｃにおいては、送信アレーアンテナ１０８ｇのアンテナ素子数Ｎｔ＝６、受信アレーアンテナ２０２ｇのアンテナ素子数Ｎａ＝８、仮想受信アレー５００ｇの素子数は４８である場合が、一例として示されている。図２０Ａおよび図２０Ｂに示される第１軸と第２軸とは、互いに直交する。

図２０Ａにおいて、送信アレーアンテナ１０８ｇのアンテナ素子をＴｘ＃１〜Ｔｘ＃６で表す。第１のアンテナ群Ｇ１は、Ｔｘ＃１（少なくとも１つの第１のアンテナ素子）を含む。第２のアンテナ群Ｇ２は、Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃６（複数の第２のアンテナ素子）を含む。

図２０Ａに示されるように、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃６は、第２の方向に第２の間隔毎に配置される。換言すると、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃６は、それぞれが、異なる第２軸座標に配置される。さらに、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃４は、それぞれ、第１軸方向に第１の間隔を隔てて配置され、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１，Ｔｘ＃２の第１軸座標が、それぞれ、Ｔｘ＃５，Ｔｘ＃６の第１軸座標に等しい。

図２０Ｂにおいて、受信アンテナ素子（複数の第３のアンテナ素子）を、Ｒｘ＃１〜Ｒｘ＃８で表す。図２０Ｂに示されるように、受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜Ｒｘ＃８は、第１軸方向に第１の間隔で等間隔に配置される。

図２０Ａおよび図２０Ｂに示されるアンテナ素子の配置を用いた場合、図２０Ｃに示される仮想受信アレー５００ｇの構成、即ち、第１軸方向および第２軸方向のアンテナ素子間隔が、それぞれ、1×d_V及び1×d_Hとなる領域を含む仮想受信アレー５００ｇの構成が得られる。

図２１は、実施の形態２に係るアンテナ素子のサイズ１１３、２１５の一例を示す。

図２０Ａおよび図２０Ｂに示されるアンテナ配置の場合、アンテナ素子のサイズ１１３、２１５を、例えば、図２１に示されるように規定できる。ここで、アンテナ素子のサイズ１１３、２１５は隣接するアンテナ素子に干渉しないサイズである。

図２１において、送信アレーアンテナ１０８ｈのアンテナ素子のサイズ１１３ｈは、第１軸方向にd_H以下の開口長、第２軸方向に4×d_V以下の開口長で形成される。また、受信アレーアンテナ２０２ｈのアンテナ素子のサイズ２１５ｈ、は第１軸方向にd_H以下の開口長、第２軸方向には任意の開口長で形成される。

図２１に示されるアンテナ素子は、それぞれ、複数のアンテナ素子を用いるサブアレーアンテナを用いて構成してもよい。さらに、サブアレーアンテナにアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

なお、送信アレーアンテナ１０８ｈは、複数のアンテナ素子によってビーム形成してもよい。例えば、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃６に位相を制御して給電して、１送信アンテナ素子、８受信アンテナ素子によって８個の仮想受信アレー素子を構成する。

例えば、図２１に示される送信アンテナ１０８ｈにおいて、開口長が第１軸方向にd_H程度、第２軸方向に4×d_V程度としたアンテナ素子を、それぞれ、サブアレーアンテナで構成する場合、サブアレーアンテナを密に構成することができるので、ビーム形成した場合にサイドローブレベルの低いビームを形成することが可能である。

このように、本開示のアンテナ配置とアンテナ素子のサブアレー構成によって、送信アンテナ１０８をひとつの高利得アンテナとして用いることができる。また、時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、多重数が少なくなることから送信周期が小さくなり、そのためドップラ解析部によって解析可能である最大ドップラ速度を大きくすることができる。したがって、上述の一例は送信アンテナ素子からそれぞれ独立に信号を送信した場合に比べて、長距離、高速物体の検知に適した構成となる。

＜実施の形態２のバリエーション１＞
実施の形態２のバリエーション１では、実施の形態２と比較して、受信アンテナの第１軸方向の間隔を広く配置することで仮想受信アレーの開口長を拡げ、高い分解能が得られるアンテナ配置について説明する。

図２２Ａは、実施の形態２のバリエーション１に係る送信アレーアンテナ１０８ｉのアンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃Ｎｔの配置の一例を示す。図２２Ｂは、実施の形態２のバリエーション１に係る受信アレーアンテナ２０２ｉのアンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃Ｎａの配置の一例を示す。図２２Ｃは、実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレー５００ｉの配置の一例を示す。

図２２Ａから図２２Ｃにおいては、送信アレーアンテナ１０８ｉのアンテナ素子数Ｎｔ＝５、受信アレーアンテナ２０２ｉのアンテナ素子数Ｎａ＝６、仮想受信アレー５００ｉの素子数は３０である場合が、一例として示されている。図２２Ａおよび図２２Ｂに示される第１軸と第２軸とは、互いに直交する。

図２２Ａにおいて、送信アレーアンテナ１０８ｉのアンテナ素子をＴｘ＃１〜Ｔｘ＃５で表す。第１のアンテナ群Ｇ１は、Ｔｘ＃１（少なくとも１つの第１のアンテナ素子）を含む。第２のアンテナ群Ｇ２は、Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃５（複数の第２のアンテナ素子）を含む。

図２２Ａに示されるように、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃５は、第２の方向に第２の間隔毎に配置される。換言すると、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃５は、それぞれが、異なる第２軸座標に配置される。さらに、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃４は、それぞれ、第１軸方向に第１の間隔を隔てて配置され、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１の第１軸座標が、Ｔｘ＃５の第１軸座標に等しい。

図２２Ｂにおいて、受信アンテナ素子（複数の第３のアンテナ素子）を、Ｒｘ＃１〜Ｒｘ＃６で表す。図２２Ｂに示されるように、受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜Ｒｘ＃６は、第１軸方向に2×d_Hの間隔で等間隔に配置され、第２軸方向に、5×d_Vの間隔で配置される。

図２２Ａおよび図２２Ｂに示されるアンテナ素子の配置を用いる場合、図２２Ｃに示される仮想受信アレー５００ｉの構成、即ち、隣接する仮想アンテナ素子が式（２３）に示す間隔ｉｎｔｅｒｖａｌ以下の間隔で並ぶ仮想受信アレー５００ｇの構成が得られる。

図２２Ａおよび図２２Ｂに示されるアンテナ配置の場合、アンテナ素子のサイズを、例えば、図２１に示される実施の形態２のアンテナ素子のサイズ１１３、２１５と同様に規定できる。

例えば、図２２Ａに示される送信アレーアンテナ１０８ｉのアンテナ素子は、第１軸方向にd_H以下の開口長、第２軸方向に4×d_V以下の開口長で形成される。また、図２２Ｂに示される受信アレーアンテナ２０２ｉのアンテナ素子は、第１軸方向に2×d_H以下の開口長、第２軸方向には5×d_HV以下の開口長で形成される。

図２２Ａに示されるアンテナ素子は、それぞれ、複数のアンテナ素子を用いるサブアレーアンテナを用いて構成してもよい。さらに、サブアレーアンテナにアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

実施の形態２のバリエーション１によれば、図２２Ａおよび図２２Ｂに示される構成によって、図２２Ｃに示される仮想受信アレー５００ｉを構成する。これにより、送信アレーアンテナ素子の第２軸方向の開口長を大きくすることができ、さらに、受信アレーアンテナ素子の第１軸方向の開口長を実施の形態２よりも大きくすることができる。

＜実施の形態２のバリエーション２＞
実施の形態２のバリエーション２のアンテナ配置は、実施の形態のバリエーション１のアンテナ配置を一部含むようなアンテナ配置を採る。実施の形態２のバリエーション１で得られる効果に加えて、分解能の向上と、時分割ＭＩＭＯの場合に、ドップラ解析部によって解析可能である最大ドップラ速度の向上の効果が得られる。

図２３Ａは、実施の形態２のバリエーション２に係る送信アレーアンテナ１０８ｊのアンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃Ｎｔの配置の一例を示す。図２３Ｂは、実施の形態２のバリエーション２に係る受信アレーアンテナ２０２ｊのアンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃Ｎａの配置の一例を示す。図２３Ｃは、実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレー５００ｊの配置の一例を示す。

図２３Ａにおいて、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃５は、図２２Ａに示される実施の形態２のバリエーション１の送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃５と同じ構成を採る。また、図２３Ａにおいて、第１のアンテナ群Ｇ１は、送信アンテナ素子Ｔｘ＃４、Ｔｘ＃６、Ｔｘ＃７、Ｔｘ＃８を含み、第２のアンテナ群Ｇ２は、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃５を含む。

図２３Ｂにおいて、受信アンテナ素子Ｒｘ＃１，Ｒｘ＃２，Ｒｘ＃４，Ｒｘ＃５，Ｒｘ＃６は、図２２Ｂに示される実施の形態２のバリエーション１の受信アンテナ素子Ｒｘ＃１，Ｒｘ＃２，Ｒｘ＃４，Ｒｘ＃５，Ｒｘ＃６と同じ構成を採る。また、図２３Ｂにおいて、仮想受信アレーの仮想アンテナ素子が重複する位置に構成されるように、受信アンテナ素子Ｒｘ＃３の第１軸座標および第２軸座標は、それぞれ、他の受信アンテナ素子Ｒｘ＃１，Ｒｘ＃２，Ｒｘ＃４，Ｒｘ＃５，Ｒｘ＃６のいずれの第１軸座標および第２軸座標とも異なる。

図２３Ｃに示す仮想受信アレーにおいて、仮想アンテナ素子ＶＡ＃６の位置には、送信アンテナ素子Ｔｘ＃２と受信アンテナ素子Ｒｘ＃３とによって構成される仮想アンテナ素子と、送信アンテナ素子Ｔｘ＃３と受信アンテナ素子Ｒｘ＃２とによって構成される仮想アンテナ素子とが重複して構成される。したがって、仮想アンテナ素子ＶＡ＃６の位置では、重複する仮想アンテナ素子に対応して、２つの受信信号が存在する。２つの受信信号の一方を用いて到来方向推定を行ってもよく、その平均値を用いてに到来方向推定を行ってもよく、また、その和を用いて到来方向推定を行ってもよい。仮想アンテナの位置が重複することから、重複する２つの受信信号に到来角による位相差はない。また、重複する２つの受信信号を用いてドップラ解析を行ってもよい。

図２４は、実施の形態２のバリエーション２に係るアンテナ素子のサイズ１１３ｋ、２１５ｋの一例を示す。

図２４に示されるように、アンテナサイズ１１３ｋ、２１５ｋを、例えば、実施の形態２および実施の形態２のバリエーション１と同様に規定できる。ここで、アンテナ素子のサイズ１１３ｋ、２１５ｋは隣接するアンテナ素子に干渉しないサイズである。

なお、図２４では送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃８および受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃６のサイズが、同一である。しかしながら、隣接するアンテナに干渉しないサイズであれば、送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜＃８および受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃６のサイズは、異なってもよい。また、送信アンテナ素子および受信アンテナ素子は、サブアレーアンテナを用いて構成してもよく、サブアレーアンテナにアレーウエイトをかけてサイドローブを抑制してもよい。

例えば、受信アンテナ素子Ｒｘ＃１〜＃６は、それぞれ、第１軸方向に２素子、第２軸方向に４素子のサブアレーで構成してもよい。さらに、送信アンテナ素子Ｔｘ＃６〜＃８は、第１軸方向に3×d_H、第２軸方向に8×d_Vの開口長のサブアレーで構成してもよい。図２３の構成と比較して、送信アンテナ１０８ｋのビームパターンが狭角になり、正面方向のアンテナ利得が上がることからＳＮＲが向上する。

図２５Ａは、図２３Ｃに示される実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレー５００ｊによる二次元ビーム（メインビーム：水平０°、垂直０°方向）の指向性パターンであって第１軸方向に沿った断面図の一例を示す。図２５Ｂは、実施の形態２のバリエーション２に係る仮想受信アレーによる二次元ビームの指向性パターンであって第２軸方向に沿った断面図の一例を示す。

実施の形態２のバリエーション２では、実施の形態２のバリエーション１と比較して、仮想受信アレー５００ｊが疎に配置されることから、サイドローブレベルが高い。そこで、実施の形態１のバリエーション２の説明において上述したように、第１軸方向および第２軸方向の到来方向推定を独立して行う手法と組み合わせることで、サイドローブレベルの高さによる誤検出の確率への影響を抑制してもよい。例えば、図２３Ｃに示す仮想受信アレー５００ｊによって、第１軸方向および第２軸方向に精密に到来方向推定を行い、ある閾値を超えた角度に対して２次元ビームを用いた精密な到来方向推定を行う。これにより、サイドローブレベルの高さによる誤検出の確率への影響を抑制でき、さらに、到来方向推定に求められる計算量を削減できる。

なお、実施の形態２および実施の形態２のバリエーション１と同様に、送信アレーアンテナ１０８ｊに含まれる複数の送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃８の一部を多重して使用してもよい。例えば、送信アレーアンテナ１０８ｊに含まれる複数の送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃８のうち、送信アンテナＴｘ＃１〜Ｔｘ＃５の５個の送信アンテナを多重して使用してもよい。これにより、第２軸方向（垂直方向）の角度推定性能を維持し、アンテナの多重数を削減できる。また、例えば、送信アレーアンテナ１０８ｊに含まれる複数の送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃８のうち、送信アンテナＴｘ＃４，Ｔｘ＃６，Ｔｘ＃７，Ｔｘ＃８の４個の送信アンテナを多重して使用してもよい。これにより、第１軸方向（水平方向）の角度推定性能を維持しつつ、アンテナの多重数を削減できる。時分割多重ＭＩＭＯレーダの場合、アンテナの多重数が少ない程、送信周期がより小さい信号をドップラ解析部２１３で解析でき、ドップラ解析部２１３で解析可能である最大速度をより大きくすることができる。

また、複数の送信アンテナ素子Ｔｘ＃１〜Ｔｘ＃８に含まれる複数のアンテナ素子によってビーム形成してもよい。

（他の実施の形態）
実施の形態１において、第２のアンテナ群として、第２軸方向に第２の間隔毎に配置され、アンテナ素子毎に第１軸方向に前記第１の間隔のx_s倍を隔てて配置された構成を例示した。これに代えて、第２のアンテナ群として、第２軸方向に第２の間隔毎に配置され、N個周期で第１軸方向に第１の間隔のx_s,j倍を隔てて配置された構成も考えられる。

具体的には、実施の形態１の説明に記載の式（２０）において、p_tHに代えて、１からp_t2までの整数jに対して、次の式（２４）で規定されるp'_tHを用いる構成も考えられる。

ここで、Nは2よりも大きくp_r1以下の整数であり、j=0,1,…,N-1に対して、x_s,jは、それぞれ、0以上p_r1未満の整数である。

例えば、N=p_r1であり、x_s,j=jである場合、送信アレーアンテナ１０８のアンテナ素子は、第２軸方向にN×d_Vの開口長を有する。したがって、送信アレーアンテナ１０８のアンテナ素子を基本間隔d_H、d_Vで直線的に等間隔配置した場合に比べて、送信アレーアンテナ１０８及び受信アレーアンテナ２０２のアンテナ素子のサイズを拡大でき、高いアンテナ利得を得ることができる。また、仮想受信アレーを半波長程度に等間隔に配置することにより、グレーティングローブ又はサイドローブ成分を抑圧できる。

以上、図面を参照しながら各種の実施の形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施の形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上記各実施の形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力と出力を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラム可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。例えば、バイオ技術の適用が可能性としてありえる。

本開示のレーダ装置は、レーダ信号を送信アレーアンテナから送信するレーダ送信回路と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信アレーアンテナから受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、第１のアンテナ群と第２のアンテナ群とを含み、前記第１のアンテナ群は、各アンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って第１の配置間隔毎に配置された１つ以上の第１のアンテナ素子と１つの共用アンテナ素子とを含み、前記第２のアンテナ群は、複数の第２のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、各アンテナ素子の位相中心が前記第１軸方向とは異なる第２軸方向に沿って２列に第２の配置間隔毎に配置され、前記２列それぞれに含まれるアンテナ素子の位相中心は前記第２軸方向における位置が互いに異なり、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの他方は、位相中心が、前記第１軸方向に沿って、前記第１の配置間隔に基づいた第１の列数、前記第１の配置間隔よりも小さい第３の配置間隔毎に配置され、前記第２軸方向に沿って、前記第２の配置間隔よりも大きい第４の配置間隔毎に配置された、複数の第３のアンテナ素子を含む。

本開示のレーダ装置において、前記第１の配置間隔は、第１の間隔のp_r1倍に等しく、前記第２の配置間隔は、第２の間隔に等しく、前記第１の列数は、前記p_r1に等しく、前記第３の配置間隔は、前記第１の間隔に等しく、前記第４の配置間隔は、前記第２の間隔のp_t2倍に等しく、前記第２のアンテナ群の前記２列は互いに、前記第１軸上で、前記第１の間隔のx_s倍、異なる位置に配置され、前記p_r1は、1よりも大きい整数であり、前記p_t2は、1よりも大きい整数であり、前記x_sは、0よりも大きく前記p_r1よりも小さい整数である。

本開示のレーダ装置において、前記x_sが1に等しい。

本開示のレーダ装置において、前記１つ以上の第１のアンテナ素子の素子数が1に等しい。

本開示のレーダ装置において、前記複数の第３のアンテナ素子の素子数が前記第１の列数に等しい。

本開示のレーダ装置において、前記複数の第３のアンテナ素子の素子数が前記第１の列数よりも大きい。

本開示のレーダ装置において、前記第１の間隔及び前記第２の間隔は、前記レーダ信号の波長を基準として、0.3波長以上2波長以下である。

本開示のレーダ装置において、前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群とがＴ字もしくは十字型に配置される。

本開示のレーダ装置において、前記第１軸方向と前記第２軸方向とは互いに直交する。

本開示のレーダ装置は、レーダ信号を送信アレーアンテナから送信するレーダ送信回路と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信アレーアンテナから受信するレーダ受信回路と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、第１のアンテナ群と第２のアンテナ群とを含み、前記第１のアンテナ群は、１つの共用アンテナ素子である、または、各アンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って配置された１以上の第１のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、前記第２のアンテナ群は、複数の第２のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、前記第１軸方向とは異なる第２軸方向における各アンテナ素子の位相中心の位置が互いに異なり、前記複数の第２のアンテナ素子の少なくとも１つの位相中心と前記１つの共用アンテナ素子の位相中心とは、前記第１軸方向における位置が等しく、前記第２軸方向に第２の配置間隔毎に１列以上に配置される。

本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置に好適であり、例えば、車両に搭載することができる。

１０ レーダ装置
１００ レーダ送信部
１０１，１０１ａ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４ ＬＰＦ
１０５ 送信周波数変換部
１０６ 電力分配器
１０７ 送信増幅部
１０８ 送信アレーアンテナ
１０８−１，…，１０８−Ｎｔ 送信アンテナ素子
１１１ 符号記憶部
１１２ ＤＡ変換部
１１３ 送信アンテナ素子のサイズ
２００ レーダ受信部
２０１−１，…，２０１−Ｎａ アンテナ素子系統処理部
２０２ 受信アレーアンテナ
２０２−１，…，２０２−Ｎａ 受信アンテナ素子
２０３ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７ 信号処理部
２０８ 第１のＡＤ変換部
２０９ 第２のＡＤ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 加算部
２１２ 出力切替部
２１３−１，…，２１３−Ｎｔ ドップラ解析部
２１４ 方向推定部
２１５ 受信アンテナ素子のサイズ
３００ 基準信号生成部
４００ 制御部
５００ 仮想受信アレー

Claims (10)

1. レーダ信号を送信アレーアンテナから送信するレーダ送信回路と、
   前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信アレーアンテナから受信するレーダ受信回路と、
   を具備し、
   前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、第１のアンテナ群と第２のアンテナ群とを含み、
   前記第１のアンテナ群は、各アンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って第１の配置間隔毎に配置された１つ以上の第１のアンテナ素子と１つの共用アンテナ素子とを含み、
   前記第２のアンテナ群は、複数の第２のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、各アンテナ素子の位相中心が前記第１軸方向とは異なる第２軸方向に沿って２列に第２の配置間隔毎に配置され、
   前記２列それぞれに含まれるアンテナ素子の位相中心は前記第２軸方向における位置が互いに異なり、
   前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの他方は、位相中心が、前記第１軸方向に沿って、前記第１の配置間隔に基づいた第１の列数、前記第１の配置間隔よりも小さい第３の配置間隔毎に配置され、前記第２軸方向に沿って、前記第２の配置間隔よりも大きい第４の配置間隔毎に配置された、複数の第３のアンテナ素子を含む、
   レーダ装置。
2. 前記第１の配置間隔は、第１の間隔のp_r1倍に等しく、
   前記第２の配置間隔は、第２の間隔に等しく、
   前記第１の列数は、前記p_r1に等しく、
   前記第３の配置間隔は、前記第１の間隔に等しく、
   前記第４の配置間隔は、前記第２の間隔のp_t2倍に等しく、
   前記第２のアンテナ群の前記２列は互いに、前記第１軸上で、前記第１の間隔のx_s倍、異なる位置に配置され、
   前記p_r1は、1よりも大きい整数であり、前記p_t2は、1よりも大きい整数であり、前記x_sは、0よりも大きく前記p_r1よりも小さい整数である、
   請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記x_sが1に等しい、請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記１つ以上の第１のアンテナ素子の素子数が１に等しい、請求項２又は３に記載のレーダ装置。
5. 前記複数の第３のアンテナ素子の素子数が前記第１の列数に等しい、請求項２から４のいずれか一項に記載のレーダ装置。
6. 前記複数の第３のアンテナ素子の素子数が前記第１の列数よりも大きい、請求項２から４のいずれか一項に記載のレーダ装置。
7. 前記第１の間隔及び前記第２の間隔は、前記レーダ信号の波長を基準として、0.3波長以上2波長以下である、請求項２から６のいずれか一項に記載のレーダ装置。
8. 前記第１のアンテナ群と前記第２のアンテナ群とがＴ字もしくは十字型に配置される、請求項１から７のいずれか一項に記載のレーダ装置。
9. 前記第１軸方向と前記第２軸方向とは互いに直交する、請求項１から８のいずれか一項に記載のレーダ装置。
10. レーダ信号を送信アレーアンテナから送信するレーダ送信回路と、
    前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信アレーアンテナから受信するレーダ受信回路と、
    を具備し、
    前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの一方は、第１のアンテナ群と第２のアンテナ群とを含み、
    前記第１のアンテナ群は、１つの共用アンテナ素子である、または、各アンテナ素子の位相中心が第１軸方向に沿って配置された１以上の第１のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、
    前記第２のアンテナ群は、複数の第２のアンテナ素子と前記１つの共用アンテナ素子とを含み、前記第１軸方向とは異なる第２軸方向における各アンテナ素子の位相中心の位置が互いに異なり、
    前記複数の第２のアンテナ素子の少なくとも１つの位相中心と前記１つの共用アンテナ素子の位相中心とは、前記第１軸方向における位置が等しく、前記第２軸方向に第２の配置間隔毎に１列以上に配置される、
    レーダ装置。

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