JP2011526370A - 重なる送信アンテナ及び受信アンテナを有するレーダシステム - Google Patents

Abstract

自動車の周辺検出用レーダシステムであって、１つ又は複数の送信アンテナにより送信信号を放射する送信手段、物体において反射される送信信号を１つ又は複数の受信アンテナにより受信する受信手段、及び受信した信号を処理する信号処理手段を有するものにおいて、プレーナ技術で実現されて平らな面に設けられている送信アンテナ及び受信アンテナがあり、これらの送信アンテナ及び受信アンテナがそれぞれ少なくとも近似的に同じ放射特性を持ち、これらの送信アンテナの放射特性がこれらの受信アンテナの放射特性に対して異なっていることができ、これらの送信アンテナ及び受信アンテナの異なる組み合わせから受信信号が取得され、信号処理手段においてこれらの受信信号から、物体のために空間方向Ｒにおけるその角度位置が評価され、その際個々の物体の受信信号が空間方向Ｒにおけるこの物体の角度位置に従って互いに異なる位相位置を持っていることが利用され、これらの送信アンテナ及び受信アンテナの少なくとも２つが、空間方向Ｒに関して一致することなく重なり、この重なりがこれらの送信アンテナ及び受信アンテナの次の配置又は構成の少なくとも１つによって実現される
ａ）アンテナが空間方向Ｒに対して直角な空間方向Ｓに関して互いにずれており、特に水 平な空間方向Ｒのために送信アンテナが受信アンテナの上に設けられている
ｂ）送信アンテナ及び／又は受信アンテナが空間方向Ｒに関して斜めの形状を持っているｃ）アンテナが空間方向Ｒに関して互いにはまり合っている
ｄ）放射するか又は受信する素子が少なくとも２つの送信アンテナ又は受信アンテナによ り共通に使用される
ことを特徴とする。

Description

本発明は、自動車における運転者援助システムに使用するためのレーダシステムに関する。レーダシステムは、本発明によれば、特に方位方向の角度測定の際あいまいさを減少又は回避するために重なる送信アンテナ及び受信アンテナを持っている。

自動車は運転者援助システムを備えるようになっており、このシステムはセンサシステムにより周囲を検出し、こうして検出される交通状況から、車両の自動的な反応を誘導し、かつ／又は運転者に指図特に警告する。その際快適機能と安全機能が区別される。

快適機能として、現在の開発ではＦＳＲＡ（全速力範囲適応経済速度走行制御）が最も重要な役割を果たしている。車両は、交通状況が許す場合、自己速度を運転者により規定される希望速度に制御し、他の場合には自己速度が交通状況に自動的に合わされる。

快適さの向上のほかに、安全機能がますます強く重視され、非常状況において制動距離又は停止距離が最も重要な役割を果たす。適当な運転援助機能の多様性は、制動遅れ時間を減少するため制動機の自動的な予備充填（Ｐｒｅｆｉｌｌ）から、改善された制動援助（ＢＡＳ＋）を経て自動的な非常制動までに及んでいる。

上述した種類の運転者援助システムのために、現在主としてレーダセンサが使用される。レーダセンサは悪い気象条件でも確実に動作し、物体からの間隔のほかに、ドップラ効果を介してその放射状相対速度も直接測定することができる。その際送信周波数として２４及び７７ＧＨｚが使用される。

このようなレーダシステムのアンテナは、ますますプレーナ技術で構成されるようになっている。なぜならば、これは費用及び大きさに関して利点を持っているからである。方位方向における角度を求めるため、送信及び受信に対して複数の水平にずれた個別アンテナが使用され、受信信号の位相が評価される。ＦＳＲＡ及び衝突警告のような長距離機能の実現のために、個別アンテナのずれが十分大きく、それにより物体の側方位置を十分正確に求めることができる。個別アンテナの公知の配置では、これらのアンテナが最大でその間隔と同じ幅である。この配置の欠点は、方位決定にあいまいさが生じて、状況の誤った解釈を生じることがあり、それが特に安全機能にとって危険なことである。

本発明の課題は、角度検出を改善された自動車用の安価でこじんまりしたレーダアンテナシステムを利用可能にすることである。

この課題は、原則的に請求項１〜８に記載のレーダシステムにより解決される。改善は送信アンテナ及び受信アンテナの特別な配置によって行われ、少なくとも２つのアンテナが複数の素子から成っている。本発明の有利な構成では、送信アンテナ及び／又は受信アンテナとしてパッチアンテナが使用され、アンテナは互いに接続される個々のアンテナ素子（例えばパッチ）を含んでいる。以下詳細に説明するように、個々の垂直ずれ又は傾斜又ははまり合い又は共通使用により、個別アンテナの幅がその相互間隔より大きくされる。

本発明の利点は、方位角検出の際あいまいさの減少又は回避により生じ、それにより状況の誤った解釈が回避され、このことは安全にとって特に重要である。本発明によるレーダシステムは１つ又は複数の送信アンテナにより送信信号を放射する送信手段及び物体において反射される送信信号を１つ又は複数の受信アンテナにより受信する受信手段を含み、少なくとも１つの送信アンテナが位相中心を持つ複数の素子を含み、少なくとも１つの送信手段が位相中心を持つ複数の素子を含んでいる。更に受信した信号を処理する信号処理手段が設けられている。少なくとも１つの送信アンテナ及び受信アンテナは、プレーナ技術で実現されて平らな面に設けられている。これらの送信アンテナ及び受信アンテナがそれぞれ少なくとも近似的に同じ放射特性を持っている。しかしこれらの送信アンテナの放射特性がこれらの受信アンテナの放射特性に対して異なっていることができる。

これらの送信アンテナ及び受信アンテナの異なる組合わせから受信信号が取得される。各組合わせにおいてそれぞれ１つの送信アンテナ及び受信アンテナが動作する。受信信号は、それぞれ送信アンテナから出て受信アンテナにより受信される反射信号から生じる。各組合わせに、基準点から送信アンテナ及び受信アンテナの位置中心へ向く２つのベクトルの和として定義されている相対位相中心を対応させることができる。

信号処理手段においてこれらの受信信号から、物体のために空間方向Ｒ（例えば水平）におけるその角度位置が誘導される。個々の物体の受信信号が空間方向Ｒにおけるこの物体の角度位置に従って互いに異なる位相位置を持っている。本発明によるレーダシステムは、少なくとも２つの送信アンテナ及び受信アンテナが、空間方向Ｒに関して一致することなく重なることを特徴としている。従って送信及び受信に対して共通なアンテナが問題ではない。この重なりがこれらの送信アンテナ及び受信アンテナの次の配置又は構成の少なくとも１つによって実現される。アンテナが空間方向Ｒに対して直角な空間方向Ｓに関して互いにずれており、例えば水平な空間方向Ｒのために送信アンテナが受信アンテナの上に設けられている送信アンテナ及び／又は受信アンテナが空間方向Ｒに関して斜めの形状を持ち、例えばそれぞれのプレーナアンテナの列及び／又は行が空間方向Ｒに対して平行又は直角ではなく、斜めに即ち０°＜｜α｜＜９０°の角αをなして設けられている。アンテナが図２４に特別な実施形態で示されているように、空間方向Ｒに関して互いにはまり合っている。放射するか又は受信する素子が少なくとも２つの送信アンテナ又は受信アンテナにより共通に使用される。

本発明の有利な構成では、空間方向Ｒに関する角度評価の際あいまいさ効果を回避又は減少するために、適当に狭い放射特性のために適当な幅のアンテナが必要とされることによって、空間方向Ｒに関して少なくとも２つの送信アンテナ及び受信アンテナの重なりが生じる。

本発明の特別な構成では、レーダシステムの送信アンテナ及び受信アンテナが空間方向Ｒに関して斜めの形状を持ち、その際送信アンテナが受信アンテナに向かって傾けられている。

レーダシステムの有利な構成では、複数の送信アンテナ（個数Ｎ_Ｓ）及び空間方向Ｒに関してこれらＮ_Ｓ個の送信アンテナの外側送信アンテナ外にない複数の受信アンテナ（個数Ｎ_Ｅ）が、それぞれ少なくとも近似的に同じ放射特性を持ち、かつこの空間方向Ｒにおける位相中心に関してそれぞれ少なくとも近似的に等間隔に設けられている。送信アンテナは、空間方向ＲにおいてこれらのＮ_Ｓ個の送信アンテナの相互間隔がＮ_Ｅ個の受信アンテナの相互間隔より係数Ｎ_Ｅ又はＮ_Ｅ−１だけ大きく、それにより１つの送信アンテナとこの空間方向Ｒに等間隔に設けられて少なくとも近似的に同じ放射特性を持つ最大でＮ_Ｓ・Ｎ_Ｅ個の受信アンテナを持つ装置が合成されるように、設けられている。

空間方向Ｒに関してのＮ_Ｓ個の送信アンテナの幅及び／又はＮ_Ｅ個の受信アンテナの幅が、Ｎ_Ｅ個の受信アンテナの相互間隔より特に係数２だけ大きいのがよい。それによりこれらのアンテナの狭い放射特性が生じるので、空間方向Ｒに関して角度形成におけるあいまいさの効果が減少されるか又は少なくとも大幅に回避される。

レーダシステムの有利な構成では、Ｎ_Ｓ個の送信アンテナとＮ_Ｅ個の受信アンテナとの異なる組合わせから受信信号が取得される。その際送信アンテナ及び受信アンテナのこれらの組合わせの相対位相中心が、空間方向Ｒに関して少なくとも近似的に等間隔の所にある。この場合送信アンテナ及び受信アンテナの相対位相中心が、基準点からそれぞれの送信アンテナ及びそれぞれの受信アンテナの位相中心への両方のベクトルの和として定義される。空間方向Ｒにおいて相対位相中心の位置に関して規定されている、送信アンテナ及び受信アンテナのこれらの組合わせの列が考察される時、空間方向Ｒに対して直角な空間方向Ｓに関して、送信アンテナ及び受信アンテナのこれらの組合わせの相対位相中心の位置が、周期長Ｐで周期的に変化する。このようなアンテナ配置の構成例が図１３に符号１３．１で示されている。物体の受信信号が、空間方向Ｓにおけるその角度位置に従って、こうして規定される送信アンテナ及び受信アンテナの組合わせにわたって周期長Ｐで周期的に交番する位相成分を持ち、それにより特にこの空間方向Ｓに対して、物体の角度位置及び／又はレーダシステムの誤調節の表出が可能であることが、信号処理手段において利用される。

空間方向Ｒが水平であり、空間方向Ｓが垂直である。本発明によるレーダシステムの別の構成では、信号処理手段において、くぐり抜け可能又は乗り越え可能な特に静止物体を検出するために、１つの尺度が使用される。この尺度は、受信信号において１つの仰角のみから生じる状態に対する少なくとも１つの偏差を利用し、その際道路表面の反映特性に関連して、量及び／又は値が物体距離について濾波され、かつ／又はこの尺度の距離に関係する変化が道路表面上の物体の高さの少なくとも粗い評価のために使用される。

本発明によるレーダシステムの別の有利な構成では、送信アンテナ及び受信アンテナの異なる組合わせから受信信号が取得され、その際使用される送信アンテナ及び受信アンテナが少なくとも近似的に同じ放射特性を持ち、これらの送信アンテナの放射特性がこれらの受信アンテナの放射特性に対して相違していてもよい。空間方向Ｒに関して、送信アンテナ及び受信アンテナから成るこれらの組合わせの相対位相中心の位置が、周期長Ｑで周期的に等間隔ラスタだけ変化する。信号処理手段において空間方向Ｒにおける物体の位置を求めるために、空間方向Ｒにおいて相対位相中心の位置に関して規定されている送信アンテナ及び受信アンテナの組合わせの列が考察される時、物体の受信信号が、空間方向Ｒにおけるその角度位置に従って、線形位相成分のほかに周期長Ｑで交番する位相成分を持っていることが、利用される。受信信号の線形位相成分は、空間方向Ｒにおける精密であるがあいまいな角度決定を可能にし、交代する位相成分は大ざっぱであるが明確な角度決定を可能にする。両方の位相成分により、角度は一義的にかつ高解像度で求めることができる。

レーダシステムの第１実施例を示す。 第１実施例について、いわゆる周波数ランプから成る送信信号及び受信信号の周波数、及びその際順次制御されるアンテナ組合わせを示す。 第１のＤＦＴ（左）の前及び第１のＤＦＴ（右）の後に２つの物体が存在する場合走査される信号を示す。 物体がちょうど存在する距離ゲート４において周波数ランプにわたって回転する複素スペクトル値を示す。 第２のＤＦＴ後の２次元複素数スペクトルを示す。 アンテナ装置の第１実施例について、個別アンテナとセンサと方位角α_ＡＺ＜０において大きく離れかつセンサに対して静止している物体との間で異なる波長を示す。 ２つの送信アンテナ及び４つの受信アンテナを持つアンテナ装置の第１実施例と等価な１つの送信アンテナ及び８つの受信アンテナを持つアンテナ装置を示す。 この等価装置について、個別アンテナと遠く離れかつセンサに対して静止している物体との間で異なる波長を示す。 上記のアンテナ装置について、（センサに対して静止している）物体がちょうど存在する距離−相対速度ゲート（９．０）においてアンテナ組合わせにわたって回転する複素数スペクトル値を示す。 第３のＤＦＴ後のスペクトルの値を示す。 ３次元ＤＦＴの前（左）のデータ及びその後（右）の３次元複素数スペクトル（右）を示す。 レーダシステムの第２実施例を示す。 第２実施例について、すべてのアンテナ組合わせの並列制御の際における送信信号及び受信信号の周波数を示す。 レーダシステムの第３実施例を示す。 レーダシステムの第４実施例を示す。 第４実施例のアンテナ装置について、個別アンテナと大きく離れかつセンサに対して静止している物体との間で異なる波長を、仰角α_Ｅｌ＞０と方位角α_ＡＺ＝０との間で相違する波長を示す。 図１４に示す状態について、（センサに対して静止している）物体がちょうど存在する距離−相対速度ゲート（９．０）においてアンテナ組合わせにわたって回転する複素スペクトル値を示す。 ＤＦＴ長さＮ＝１６の半分だけ離れている２つの出力ピークを持つ第３のＤＦＴ後のスペクトルの値をｎ＝２及びｎ＝１０において示す。 複素面において、第４実施例の仰角測定能力のための関係を変換する関係を示す。 道路表面の反映作用を示す。 状態Ｖの相対虚数部分を示す。 車両（平均高さｈ_Ｏ＝０．５ｍ、垂直寸法０．３ｍ）、橋（平均高さｈ_Ｏ＝５ｍ、垂直寸法０．３ｍ）、及びセンサ高さｈ_Ｓ＝０．５ｍについて、それぞれ距離ｒにわたる状態Ｖの絶対虚数部分を示す。 ｄ＝３λ／２に対して生じる位相差Δφと方位角α_ＡＺとの関係Δφ＝３π・ｓｉｎ（α_ＡＺ）を示す。 方位検出範囲−１９．５・・・＋１９．５を持つ理想的なアンテナダイヤグラムを示す。 少なくとも１５ｄＢの外部抑制を持つ検出範囲のために実現可能なアンテナダイヤグラムを示す。 レーダシステムの第５実施例のアンテナ装置を示す。 レーダシステムの第６実施例のアンテナ装置を示す。 レーダシステムの第７実施例のアンテナ装置を示す。 レーダシステムの第８実施例のアンテナ装置を示す。 レーダシステムの第８実施例の別のアンテナ装置を示す。 レーダシステムの第９実施例のアンテナ装置を示す。 レーダシステムの第１０実施例のアンテナ装置を示す。 レーダシステムの第１１実施例のアンテナ装置を示す。 適当な肩部により方位範囲−１９．５・・・＋１９．５外でも感度を持つアンテナダイヤグラムを示す。 第１１実施例について、ＤＦＴ長Ｎ＝１６の半分だけ離れた２つの出力ピークを持つ第３のＤＦＴ後におけるスペクトルの値の推移をｎ＝２及びｎ＝０において示す。

さてレーダシステムの構成及びそのアンテナの配置により本発明を以下に説明する。まず注意すべきことは、広がっている物体が明らかに問題でない限り、図、ダイヤグラム及び推論において点状物体から出発する。

図１による実施例
まず図１に大まかに示されているレーダシステムの構成例が考察される。レーダシステムは、送信信号を放射する２つの送信アンテナＴＸ０及びＴＸ１と、物体において反射される送信信号を受信する４つの受信アンテナＲＸ０〜ＲＸ３を持っている。アンテナは、平らな基板１．１上にプレーナ技術でパッチアンテナとして構成され、この基板は水平方向及び垂直方向に関して図に示すように向けられている。すべてのアンテナ（送信アンテナ及び受信アンテナ）は高度及び方位において同じ放射特性を持っている。４つの受信アンテナ（従ってその位相中心従って放射中心）はそれぞれ同じ横方向即ち水平相互間隔ｄ＝λ／２＝６．２ｍｍを持ち、λ＝ｃ／２４．１５ＧＨｚ＝１２．４ｍｍは放射される信号の平均波長である。両方の送信アンテナの水平相互間隔は４倍の大きさ、従って４ｄ＝２λである。

マルチプレクサ１．３及び１．４を介して、両方の送信アンテナの１つ及び４つの受信アンテナの１つをそれぞれ選択することができる。

そのつど選択される送信アンテナで放射される送信信号は、２４ＧＨｚ範囲にある高周波発振器１．２から得られ、この発振器は制御電圧Ｖ_{ｓｔｅｕｅｒ}を介して周波数を変化することができる。制御電圧は制御手段１．９において発生される。そのつど選択される受信アンテナにより受信される信号は、実数ミキサ１．５において、同様に発振器１．２の信号と低周波範囲へ入るように混合される。それから受信信号は、図示した伝達関数を持つ帯域通過フィルタ１．６、増幅器１．７及びＡ／Ｄ変換器１．８を通り、続いてディジタル信号処理装置１．１０において更に処理される。

物体からの距離を測定できるようにするため、図２に示すように、高周波発振器従って送信信号の周波数は、非常に速やかに線形に変化される（８μｓに１８７．５ＭＨｚだけ）。その際周波数ランプについて述べられる。周波数ランプは周期的に反復され（すべて１０μｓ）、全部で２０４８の周波数ランプがある。周波数ランプにわたって、２つの送信アンテナと４つの受信アンテナから成る８つの組合わせが、ＴＸ０／ＲＸ０，ＴＸ０／ＲＸ１，ＴＸ０／ＲＸ２，ＴＸ０／ＲＸ３，ＴＸ１／ＲＸ０，ＴＸ１／ＲＸ１，ＴＸ１／ＲＸ２及びＴＸ１／ＲＸ３のシーケンスで周期的に反復され、各周波数ランプの前でそれぞれ次の組合わせが選択される。図２において、ｋは各アンテナ組合わせに対して２４０８／８＝２５６の周波数ランプについての制御変数であり、ｍ＝４・ｍ_ＴＸ＋ｍ_ＲＸはアンテナ組合わせＴＸｍ_ＴＸ／ＲＸｍ_ＲＸについての制御変数である。

個々の物体の受信信号は、混合後従って各周波数ランプ及び８つのアンテナ組合わせの各々のためのＡ／Ｄ変換器においても、正弦波振動である。これは図２により次のように説明することができる。即ち物体がレーダシステムに対して放射状相対速度０を持っていると、送信される信号と受信される信号との周波数差Δｆは一定であり、信号伝搬時間Δｔ従って放射状距離ｒ＝ｃ・Δｔ／２に比例し、ここでｃは光速度であり、係数１／２は伝搬時間Δｔが波の往復に関係することを考慮している。即ち周波数差Δｆは、上記の設計ではΔｆ＝２ｒ／ｃ・１８７．５ＭＨｚ／８μｓ＝ｒ・１５６．２５０ｋＨｚ／ｍとなる。受信される信号は発振器周波数従って送信周波数と実数値で混合されるので、混合後周波数Δｆを持つ正弦波状振動が生じる。この周波数はＭＨｚ範囲にあり、消滅しない放射状相対速度の場合まだ二重周波数だけずらされるが、この二重周波数はｋＨｚ範囲にのみあり、従って周波数成分に対して物体距離により近似的に無視することができる。複数の物体があると、受信信号は異なる周波数の複数の正弦波振動の重畳である。

各周波数ランプの期間中に、Ａ／Ｄ変換器における受信信号は２５６回それぞれ２５ｎｓ（従って４０ＭＨｚ）の間隔で走査される（図２参照）。図２からわかるように、信号走査は、物体からの受信信号が受信可能な距離範囲に達する時間範囲においてのみ有意義であり、従ってランプ開始後少なくとも最大に受信可能な距離に相当する伝搬時間を待たねばならない（最大に受信可能な１５０ｍの距離では、これは１μｓに相当する）。

それから各周波数ランプの２５６走査値にわたって、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の形の離散形フーリエ変換（ＤＦＴ）が形成される。それにより異なる周波数を生じる異なる距離にある物体を分離することができる（図３参照、２つの物体が存在する場合左の信号はＤＦＴ前、右の信号はＤＦＴ後）。ＤＦＴの離散した周波数チェックポイントｊの各々は距離ｒに相当し、従ってパルスレーダと同様に距離ゲートとも称することができる。即ち上記の設計では、距離ゲートはちょうど間隔従って１ｍの幅を持っている（ｒ・１５６．２５０ｋＨｚ／ｍ＝１／（６．４μｓ）から生じる）。物体が存在する距離ゲートにおいて、ＤＦＴに出力ピークが生じる。走査される受信信号は実数であり、図１のアナログ帯域フィルタ１．５の上部移行範囲は８．７５ＭＨｚの周波数帯域幅を持っている（５６の周波数チェックポイントの範囲に相当する）ので、２５６の離散周波数チェックポイントの１００のみが更に処理可能である（注意すべきことは、フィルタの任意に狭い移行範囲は実現不可能なことである。フィルタ１．５は小さい周波数従って近い物体の受信信号を減衰して、増幅器１．６及びＡ／Ｄ変換器１．７の過制御を回避する（アンテナで受信される信号は、減少する物体間隔と共に強くなる）。

２５６の周波数ランプ（ｋ＝０．１，・・・，２５５）にわたって、各距離ゲートｊ（従って１００の考察される周波数チェックポイントの各々）について８つのアンテナ組合わせ（ｍ＝０．１，・・・７）の各々に複素スペクトル値ｅ（ｊ，ｋ，ｍ）が生じる。１つの距離ゲートに相当する距離に正確に１つの物体があると、この距離ゲートにおいて複素スペクトル値が、各アンテナ組合わせの２５６の周波数ランプにわたって二重周波数で回転する。なぜならば、周波数ランプから周波数ランプへ距離（ｍｍ範囲又はそれ以上）従って対応する振動の位相位置が均一に変化するからである（図４参照。そこに示される周波数ランプ毎に４５°の位相変化は物体のλ／（８・２）＝０．７８ｍｍの距離減少に相当し、平均波長はλ＝ｃ／２４．１５ＧＨｚ＝１２．４ｍｍであり、分母の係数２は波の往復を考慮し、それからｖ_ｒｅｌ＝０．７８ｍｍ／８０μｓ＝３５ｋｍ／ｈの放射状相対速度が生じる。即ち放射状相対速度の正の符号は接近と定義されている）。同じ距離ゲートにおいて異なる放射状相対速度を持つ複数の物体は、２５６の周波数ランプに生じる複素スペクトル値にわたる各アンテナ組合わせ及び各距離ゲートに対して第２のＤＦＴが計算されることによって、分離される。この第２のＤＦＴの離散した各周波数チェックポイントは１組の二重周波数に相当し（二重周波数の走査のため、それはその走査周波数の未知の整数倍までのみ求めることができる）、従って物体の１組の放射状相対速度ｖ_ｒｅｌに相当するので、第２のＤＦＴの離散周波数チェックポイントを相対速度ゲートと称することができる。即ち放射状相対速度に対して、これから用語を簡単化するため、付加語“放射状”が省略される。第２のＤＦＴは相対速度を求めるのに役立つだけでなく、その積分により検出感度も−２５６の周波数ランプでは約１０・ｌｏｇ_１０（２５６）＝２４ｄＢだけ高める。

相対速度のためこの第２のＤＦＴ後、各アンテナ組合わせに対して二次元複素数スペクトルが生じ、個々のセルは距離−相対速度ゲートと称することができ、物体により、それぞれ対応する距離−相対速度ゲートに出力ピークが現れる（図５参照）。

最後に８つのアンテナ組合わせから情報が融合される。両方の送信アンテナから出て個々の物体で反射される波は、異なる相対位相位置を持つ方位角α_Ａｚに関係して４つの受信アンテナへ達する。なぜならば、物体と送信アンテナ及び受信アンテナとの間の距離は少し相違しているからである。今やこれが詳細に説明され、考察される物体はまずセンサに対して静止しており、即ちそれが相対速度０を持っている。図６に垂直投影で、アンテナの位相中心、及びセンサに対して大きく離れて静止している物体までのビーム路が、方位角α_Ａｚ＜０（正のα_Ａｚは基板面に対する垂直面の右を意味する）及び仰角α_Ｅｌ（基板面に対して水平な垂直面における）で示されている。即ち物体は、ビーム路が平行であると仮定できるほど遠く離れており、即ち物体はアンテナ装置のフラウンホーファー領域にある。送信アンテナＴＸｍ_ＴＸから物体へかつ逆に受信アンテナＲＸｍ_ＲＸへのアンテナ組合わせｍ＝４・ｍ_ＴＸ＋ｍ_ＲＸのための距離ｒ（ｍ）は次式で与えられ

ここでｒ_ＲＰはアンテナ基板上の基準点ＲＰから物体への距離、ａは基準点と送信アンテナＴＸ０との水平間隔である。この関係式から、間隔がアンテナ組合わせの数ｍと共に直線的に変化することがわかる。量（２ａ＋ｄ／２＋ｍ・ｄ）は基準点ＲＰに対するアンテナ組合わせｍのいわゆる相対位相中心の水平間隔を示し、基準点に対する送信アンテナ及び受信アンテナの水平間隔から成る和である（ここで送信アンテナと受信アンテナの組合わせの相対位相中心は、基準点から送信アンテナ及び受信アンテナの位相中心への両方のベクトルの和と定義されている）。

アンテナ組合わせｍ＝０．１，・・・，７の受信波とアンテナ組合わせｍ＝０の受信波との位相差φ（ｍ）−φ（０）は、異なる距離ｒ（ｍ）に基いて次式となり

従ってアンテナ組合わせの数ｍと共に直線的に変化する。異なるアンテナ組合わせで受信される信号の振幅は一定である。なぜならば、すべてのアンテナは同じ放射特性を持ち、遠く離れた物体に対するアンテナの間隔は、レベルの考察に対して無視できるほど僅かしか相違していないからである。

直ちにわかるように、図７ｂによる垂直投影を持つ図７ａのアンテナ装置に対して、今まで考察した図１の装置と同じ関係が、距離ｒ（ｍ）及び位相差φ（ｍ）−φ（０）に対して生じる。即ち図７ａによる装置は１つだけの送信アンテナＴＸ０と８つの等間隔受信アンテナＲＸ０−ＲＸ７を持ち、アンテナ組合わせｍ＝ｍ_ＲＸは今や送信アンテナ及び受信アンテナＲＸｍ_ＲＸから形成される。アンテナ組合わせの一致する個別アンテナ及び一致する位相関係のため、両方のアンテナ装置は角度測定能力に関して等価である。しかしここに紹介される図１の装置は、図７ａによる従来の装置と比較してほぼ半分の寸法しか持たず、それによりセンサの大きさが著しく減少する、という利点を持っている。

８つのアンテナ組合わせｍにわたって直線的に増大又は減少しかつ方位角に関係する位相差φ（ｍ）−φ（０）は、場合によっては可能な一定の従って補償可能な位相ずれを別として、第２のＤＦＴの後まで維持される。即ち距離−相対速度ゲート（ｊ，ｌ）に１つの物体しか存在しないと、そこの複素スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）は、８つのアンテナ組合わせｍ＝０．１，・・・，７にわたって方位角に関係する一定の回転速度（例として図８ａ参照）で回転する。従って各距離−相対速度ゲートにおいて、方位方向に対してディジタルビーム形成を行うことができる。そのため直線的に変化する位相を持つ１組の複素係数をそれぞれ乗算される８つのアンテナ組合わせに対する複素数値にわたって和を形成する。即ちそれぞれの係数の組の直線的位相変化に関係して、異なる放射方向を持つ放射ローブが生じる。これらの放射ローブの放射幅は個別アンテナの放射幅より著しく小さい。上述した加算は１６点ＤＦＴにより実現され、８つのアンテナ組合わせの８つの値は８つの０により補足される。このＤＦＴの離散周波数値ｎ＝０．１，・・・１５は、隣接するアンテナ組合わせの間の異なる位相差Δφ＝φ（ｍ）−φ（ｍ−１）＝２π・ｎ／１６に相当し、従って異なる位相角α_Ａｚ＝ａｒｃｓｉｎ（Δφ・λ／（２πｄ））＝ａｒｃｓｉｎ（ｎ・λ／（１６ｄ））に相当し、従って角度ゲートと称することができる。図８ｂには、図８ａに記載の状態に対する第３のＤＦＴのスペクトルの推移ｗ（ｊ，ｌ，ｎ）が数値で示される。この図８ａに記載の状態は方位角α_Ａｚ＝１４．５°をなす物体に関する（π／ｒに相当する４５°の隣接するアンテナ組合わせの図示した位相差に対して、ｎ＝２が対応し、ｄ＝λ／２に対して方位角α_Ａｚ＝ａｒｃｓｉｎ（π／４）＝１４．５°が対応する）。第３のＤＦＴは方位角を求めるために用いられるだけでなく、その積分によって８つのアンテナ組合わせの場合検出感度を約１０・ｌｏｇ_１０（８）＝９ｄＢだけ高める。

これまで方位角を求めるために、物体が相対速度０を持っていると仮定した。そうでない場合、アンテナ組合わせの間の位相は更に相対速度に比例して直線的に変化する。なぜならば、図２による８つの順次に続くアンテナ組合わせの受信信号は、それぞれ１０μｓの時間的ずれを持ち、この時間中に距離が少し変化するからである。それぞれ第３のＤＦＴが１つの距離−相対速度ゲート従って特定の相対速度に属しているので、８つのアンテナ組合わせにわたって相対速度により発生される直線的位相変化を、第３のＤＦＴの前又は後に補償することができる。ＤＦＴの前の補償の際、複素入力値の位相を移動し、ＤＦＴの後の補償の際出力値に属する離散周波数値ｎを移動せねばならない。相対速度の上述したあいまいさのため、この補償はあいまいな相対速度のために使用される仮定に従って異なる方位角を生じる。

（アンテナ組合わせにわたって相対速度により発生される直線的位相変化の補償を含めて）方位角のこの第３のＤＦＴの後に、三次元複素数スペクトルが生じ、その際個々のセルを距離−相対速度−角ゲートと称することができ、物体によりそれぞれ対応する距離−相対速度−角ゲートに出力ピークを生じることができる（図９参照。左は三次元ＤＦＴ前のデータ、右はその後のデータ）。従って出力ピークを求めることによって、物体を検出し、その尺度即ち距離、（場合によっては存在するあいまいさを別として）相対速度及び方位角（相対速度の各あいまいさ仮定に対応する値。図９参照）を求めることができる。出力ピークはＤＦＴ窓変換により隣接セルにもレベルを持つので、このレベルに関係して補間により物体寸法をゲート幅より著しく正確に求めることができる。注意すべきことは、出力ピークが（十分な物体分離のために）幅広くなりすぎないけれども、（強く反射する物体の存在するところで弱く反射する物体も検出できるようにするため）、窓スペクトルの二次ローブも高くなりすぎないように、３つのＤＦＴの窓関数が選ばれることである。出力ピークの高さから、第４の物体尺度として、物体がレーダ波をどんな強さで反射するかを示す物体の反射断面も評価することができる。

物体の上述した検出及び対応する物体尺度の決定は１つの測定サイクルを示し、周辺の現在の画像を与える。即ちこれは例えばすべて３０ｍｓ周期的に反復される。周辺状況を判断するために、順次に続くサイクルを越えて瞬間画像が追跡され、濾波され、評価される。その理由は特に次の通りである。
幾つかの量は１つのサイクルにおいて直接求められるのではなく、順次に続くサイクルにわたる変化からのみ求められる（例えば縦加速度及び横速度）。
物体の運動は複数のサイクルにわたってもっともらしくされ、その結果一層強固で確実な周辺記述が生じる。こうして例えば順次に続くサイクルにわたって生じる距離の変化が測定される（放射状）相対速度に合わされ、それにより周辺記述における冗長性従って付加的な確実性が生じる。
複数のサイクルにわたる時間的濾波による測定雑音の減少。

追跡及び順次に続くサイクルにわたる物体検出の濾波は追尾（トラッキング）と称される。その際各物体について、現在のサイクルの追尾される物体寸法から次のサイクルについての値が予測される。これらの予測は、次のサイクルにおいてスナップショットとして検出される物体及びその物体寸法と比較されて、これらを互いに対応させる。それから同じ物体に属する予測された物体寸法と測定された物体寸法とが融合され、それから現在の追尾される物体寸法が生じ、それにより順次に続くサイクルにわたって濾波される値を示す。１つのサイクルにおいて特定の物体寸法が一義的に求められない場合、追尾の際異なる仮定が考慮される。追尾される物体及び追尾される物体寸法から、それぞれの運転者援助機能のための周辺状況が分析され、かつ解釈され、それから重要な物体従って適当な動作を推論する。

図１０による実施例２
図１によるセンサの今まで考察した実施例は、８つのアンテナ組合わせが順次に作動せしめられ、即ち常に１つのアンテナ組合わせでのみ受信が行われ、これはシステム感度に不利な影響を及ぼす。この欠点を図１０による装置が除去する。両方の送信アンテナＴＸ０及びＴＸ１が並列に作動せしめられ、４つの受信アンテナＲＸ０〜ＲＸ３の信号は並列に評価される。そのため高周波発振器１０．２の出力信号は出力分割器１０．２を経て同時に両方の送信アンテナへ印加され、受信側にディジタル信号処理手段４まで並列なチャネルがある。それにより各周波数ランプにおいて両方の送信アンテナが使用され、すべて４つの受信アンテナの信号が評価され、周波数ランプ及び周波数ランプ中の走査は、今や時間的に係数４だけ延ばされており、即ち今や５１２の周波数ランプがそれぞれ３２μｓの持続時間を持ち、すべて４０μｓ周期的に反復され、２５６の値の操作が１０ＭＨｚ従ってすべて１００ｎｓで行われる（図１１参照）。

受信信号において両方の送信アンテナの成分を分離できるようにするため、送信アンテナＴＸ１の前に開閉可能なインバータ１０．４がある（開閉可能なインバータの駆動は制御手段１０．９から行われる）。開閉可能なインバータは１つ置きの周波数ランプを動作させ、即ち送信アンテナＴＸ１の位相位置は、１つおきの周波数ランプにおいて他の周波数ランプに対して１８０°移動される。それにより物体において反射されるＴＸ１の送信信号により発生されている受信信号の位相は、物体の相対速度による変化に加えて、周波数ランプから周波数ランプへ１８０°だけ変化する。それによりＴＸ１から生じるこれらの受信信号は、第２のＤＦＴ前に、周期長２を持つ１８０°の付加的な位相変調を持ち、それにより第２のＤＦＴにおいて、スペクトルの半分のＤＦＴ長従って１２．５ｋＨｚの移動が生じる。

さて第２のＤＦＴは長さ５１２（５１２の周波数ランプが存在する）を持ち、４つの受信チャネル及び各距離ゲートについて求められる。ＴＸ１の位相変調により物体は、第２のＤＦＴにおいて各受信チャネル及び対応する距離ゲートに、１２．５ｋＨｚの間隔で２つの出力ピークを発生する。即ち相対速度に相当する周波数における出力ピークは送信アンテナＴＸ０から生じ、１２．５ｋＨｚだけずれた出力ピークは送信アンテナＴＸ１から生じる。それにより両方の送信アンテナから生じる成分は分離されている。

（４つの受信アンテナの）４つの受信チャネルの各々に対して、第２のＤＦＴの下半分（０〜１２．５ｋＨｚ）がＴＸ０のために使用され、上半分（１２．５ｋＨｚ〜２５ｋＨｚ）がＴＸ１のために使用され、上半分が１２．５ｋＨｚだけ下方へ下半分と同じ二重周波数範囲０〜１２．５ｋＨｚへ移動されることによって、第３のＤＦＴに対して８つのアンテナ組合わせが生じる。それにより最初の実施例１におけるように再び２５６の相対速度ゲートのみが存在する。第３のＤＦＴ後最初の装置に対するただ１つの相違として、相対速度に対して異なる仮定がもはや異なる方位角を意味せず、常に同じ方位角が生じる（図９による三次元ＤＦＤＴのデータ直方体において、方位角において相対速度範囲０〜２８０ｋｍ／ｈに属する値が常に有効であるということのみが変わっている）。その理由は、８つのアンテナ組合わせの受信信号の間に時間的ずれがもはや存在しないからである。

ＴＸ１の上述した１８０°の交代する位相変化のかわりに、それを偶然に形成することもできる。即ち周波数ランプから周波数ランプへ、開閉可能なインバータの状態が偶然に決定される。その場合第２のＤＦＴは２回決定され、１回は位相変化の修正付きで、１回はその修正なしで決定される。位相修正により計算されるＤＦＴでは、送信アンテナＴＸ１から発する受信信号は出力ピークへ至るが、送信アンテナＴＸ０から発する受信信号は約２７ｄＢだけその下にある雑音を発生するであろう。即ち位相修正なしで計算されるＤＦＴでは、状態がちょうど取り違えられるであろう。それにより両方の成分の分離も可能であろう。相対速度の明確範囲は２倍になるであろう。

４つの受信チャネルの使用により、システム感度が６ｄＢだけ高まる。なぜならば、帯域フィルタ１０．６の帯域幅は最初の実施例と比べて係数４だけ減少されているからである（周波数ランプの期間中の走査は係数４だけ遅い。なぜならば、周波数ランプはこの係数だけ長いからである）。二次ＤＦＴの２倍の長さ５１２のため、更に３ｄＢだけ高い積分ゲインが生じる。周波数ランプの期間中に送信アンテナ毎に変わらずに多くの出力が放射される場合、全体として９ｄＢだけシステム感度の上昇が生じる。（例えば１つの供給源から２つのアンテナへの同時供給のため、又は許可規定のため全送信出力が限定されているため）、送信アンテナ当たりの送信出力が半分になると、６ｄＢだけシステム感度が上昇する。

最後に言及すべきことは、ここで考察される図１０の実施例において、４つの並列なＡ／Ｄ変換器を、マルチプレクサを前に接続されるただ１つのＡ／Ｄ変換器に代えることもできることである。即ちこのＡ／Ｄ変換器は、図１による実施例におけるのと同じ４０ＭＨｚの同じクロックで動作するであろう。

図１２による装置
今まで考察された図１及び図１０による装置では、受信アンテナの上に送信アンテナが設けられていた。なぜならば、１つの面に設ける場合（従って送信アンテナを下方へ押付けられている場合）、パッチが接触することになるが、これは実現不可能である。送信アンテナと受信アンテナを上下に設けることにより、これらのアンテナは、所定のセンサ高さにおいて、１つの面に設ける場合の約半分の高さとすることができ、その結果仰角方向において放射集束が少なくなり、従ってアンテナゲインが小さくなる。それにより一方では垂直検出範囲が増大し、それが特定の機能にとって不利なことがあり（例えば橋が停止している車両と区別困難なことがあるため）、他方ではシステム感度が低下する。

アンテナの配置におけるこの制限は、少なくとも１つのアンテナを送信にも受信にも利用することによって、回避することができる。図１２は例として１つの配置を示し、右のアンテナが送信アンテナＴＸ１及び受信アンテナＲＸ３として利用される。即ち受信アンテナ相互の水平間隔は引続きｄ＝λ／２であり、送信アンテナの水平間隔は引続き４ｄ＝２λである。

右のアンテナが同時に送信アンテナ及び受信アンテナとして動作できず、時間的にのみその機能が送信アンテナと受信アンテナとの間で交代することが可能である場合、送信アンテナＴＸ１及び受信アンテナＲＸ３から成る８つのアンテナ組合わせは不可能なので、７つのアンテナ組合わせのみが存在する。即ちその場合三次ＤＦＴのために、８つのアンテナ組合わせの信号が０にセットされる。他の場合即ち右のアンテナが同時に送信アンテナ及び受信アンテナとして動作できる場合、全部で８つのアンテナ組合わせが可能である。

１つのアンテナを送信にも受信にも利用できるようにするため、このアンテナを交互に又は永続的にＨＦ車両及び受信ミキサに接続せねばならない。即ちこれは例えば接続素子１２．１１のための次の実施例で実現される。
マルチプレクサ。アンテナはその機能を時間的に送信アンテナと受信アンテナとの間で交代できるが、同時に送信及び受信できない。マルチプレクサでは典型的に３ｄＢの範囲にある出力損失が起こる。
サーキュレータは、出力損失なしに同時の送信及び受信を可能にするが、非常に高価である。
カップラ構造（例えばリングカップラ又はウィルキンソン分割器）も同様に同時の送信及び受信を可能にするが、出力損失（３〜４ｄＢ）を伴い、印刷構造のみから成るので、その費用は無視できる。

使用される接続素子において出力損失が起こり、これが適当に異なる送信出力によっては補償されない場合、異なるアンテナ組合わせの受信信号は同じレベルを持たない。これは角度形成過程において（例えばディジタルビーム形成の場合）考慮し、かつ場合によっては補償すべきである。

図１２による例において、右及び左のアンテナをそれぞれ同時の送信及び受信に利用できない場合、水平に等間隔の相対位相中心を持つ９つのアンテナ組合わせが形成される。

すべてのアンテナがその周囲において基板上でできるだけ同じような状態を見るようにするため、外部アンテナＴＸ０及びＴＸ１／ＲＸ３の左又は右にも、ｄ＝λ／２の間隔で有効アンテナ（従って８つのパッチを持つアンテナ列）と同じ構造を持ついわゆる盲アンテナを設けることができるであろう。この場合これらの盲アンテナは適合して終らされるであろう。それによりすべてのアンテナがそれぞれの隣接アンテナにより同じように（特に結合により）影響され、これは角度形成法にとって隣接アンテナによる異なる影響より危険でない。

図１３による実施例
今まで考察された実施例は、すべて物体の方位角を測定する可能性のみを持ち、仰角を測定することができない。しかし仰角測定の可能性は多くの機能のために有利であり、特に車道に静止している物体に反応して、これらを車道より上にある物体（橋、標識）又は車道にある小さい物体（例えばコーラ容器）及び（例えば平らでない板継ぎ目による）道路表面の反射から区別することができる。

仰角を測定又は評価できるようにするため、アンテナ組合わせの相対位相中心が異なる垂直位置を持たねばならない（送信アンテナ及び受信アンテナの組合わせの相対位相中心は、ここでは基準点から送信アンテナ及び受信アンテナの位相中心への両方のベクトルの和として定義される）。今考慮されている図１３のアンテナ装置では、両方の受信アンテナＲＸ１及びＲＸ３型が２つの受信アンテナＲＸ０及びＲＸ２に対してｓ＝λ／２だけ下方へずれている。即ちそうしないと、図１３による実施例は図１による最初の実施例とは相違しなくなる。

図１４には、水平投影で（従って基板１３．１を側方からみて）、アンテナの位相中心及びセンサに対して大きく離れて静止している物体へのビーム路が、方位角α_Ａｚ＝０及び仰角α_Ｅｌ＞０（正のα_Ｅｌは上を意味する）で示されている（物体は、ビーム路が平行であると仮定できるほど大きく離れており、即ち物体はアンテナ装置のブラウンホーファー領域にある）。送信アンテナＴＸｍ_ＴＸから物体まで及び逆に受信アンテナＲＸｍ_ＲＸまでのアンテナ組合わせｍ＝４・ｍＴＸ＋ｍＲＸの距離ｒ（ｍ）は次にようになる。

ここでｒ_ＲＰはアンテナ基板上の基準点ＲＰから物体への距離、ｂは基準点と送信アンテナとの垂直間隔、ｃは送信アンテナと両方の上部受信アンテナＲＸ０及びＲＸ２との垂直ずれ、ｍｏｄ（．，２）は２に対するモジュロ関数である。量（２ｂ＋ｃ＋ｍｏｄ（ｍ、２）・ｓ）は基準点ＲＰに対するアンテナ組合わせｍの相対位相中心の垂直間隔を示し、基準点に対する送信アンテナ及び受信アンテナの垂直間隔の合計である。

下部受信アンテナに対するアンテナ組合わせｍ＝１，３，５，７のための受信波従って受信信号と上部受信アンテナに対するアンテナ組合わせｍ＝０，２，４，６のための受信波従って受信信号との位相差ΔφＥｌ＝φ（１）−φ（０）は、異なる距離ｒ（ｍ）のため

となる。

従って受信信号の位相φ（ｍ）は、アンテナ組合わせの番号ｍ＝０，１，・・・，７について周期長２でこの値λφ_Ｅｌだけ交代する。さて一般に消滅しないまだ１つの方位角α_Ａｚが考察される場合、受信信号の位相φ（ｍ）はアンテナ組合わせｍについて直線的に変化するなお１つの成分を持ち、全体で次のようになる。

対応する距離−相対速度ゲート（ｊ、ｌ）にこの１つの物体のみがある限り、そこの複素数値ｖ（ｊ、ｌ、ｍ）は二次ＤＦＴ後８つのアンテナ組合わせｍ＝０．１，・・・，７について次のようになる。

ここでＫはこれらの値の一定値、ｅｘｐは指数関数である。小さい負の仰角α_Ｅｌに対して生じる図１５ａの例は、図８ａに示す最初の実施例１の推移ｖ（９，０，ｍ）と比較して、今や１つ置きのベクトルが位相Δφ_Ｅｌだけずれていることを示す。

三次ＤＦＴにおいて形成されるｖ（ｊ，ｌ，ｍ）のスペクトルｗ（ｊ，ｌ，ｍ）を次に説明するように変化する。偶数ｍ＝０，２，・・・に対してこの係数は値１を持ち、奇数ｍ＝１，３，・・・に対して値ｅｘｐ［−ｊ・２π／λ・ｓｉｎ（α_Ｅｌ）・ｓ］を持つ。周期長２で交代するこの係数のスペクトルＦ（ｎ）は、（変換式から容易に誘導できるように）２つの出力ピーク、ＤＦＴ長Ｎと乗算される両方の値の平均値を持つ周波数ｎ＝０における１つの出力ピーク

及び半分のＤＦＴ長従って半分のＤＦＴ長と乗算される両方の値の差を持つ周波数ｎ＝Ｎ／２における第２の出力ピークを持っている。

全スペクトルｗ（ｊ，ｌ，ｎ）は、方位角α_Ａｚに対応する周波数ｎ_Ａｚにおいて出力ピークを持つ最初のスペクトルとＦ（ｎ）との重畳によって生じる。即ち全スペクトルは、最初の周波数ｎ_Ａｚ及び半分のＤＦＴ長だけ離れた周波数ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２における２つの出力ピークを持ち、これら両方の出力ピークの複素スペクトル値の比に対して次式が成立する。

図１５ｂは、図１５ａに示すｖ（９，０，ｍ）の推移に対するスペクトルｗ（９，０，ｎ）の値を例として示す。即ちα_Ａｚ＝１４．５°に対するｎ＝ｎ_Ａｚ＝２における出力ピークのほかに、ｎ＝１０における第２の出力ピークがあり、従ってＤＦＴ長Ｎ＝１６の半分離れている。

比ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ）／ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２）から仰角α_Ｅｌが求められる。そのため上記の関係式の右の頂が図１６により次にように書き換えられる。

仰角α_Ｅｌにより解像くことによってΔ_φＥｌε］−π，π［・に対して次式が生じる。

従ってΔ_φＥｌに相当する範囲］−ａｒｃｓｊｎ（λ／（２ｓ）＋ａｒｃｓｉｎ（λ／（２ｓ）［における仰角が一義的に求められる（例において考察される場合ｓ＝λ／２従って］−９０°，＋９０°［）。もちろんそれは、方位角α_Ａｚに対する周波数値ｎ_Ａｚが既知であるという前提においてのみ有効である。しかし１つの物体に対して一般に半分のＤＦＴ長間隔を持つ２つの出力ピークを持つので、それぞれ異なる仰角を持つ方位角に対して２つの仮定がある。追尾（従って複数のサイクルにわたる物体の観察）により、自己の車両が動く場合、一般にどの仮定が正しいものであるか一般にわかる。なぜならば、仮定に対してのみ物体の有意義な推移が生じるからである。

理想的な状態（雑音がなく点状に反射する物体）のために、上記の関数においてａｒｃｔａｎ関数の偏角は実数値であるが、他の状態に対しては一般に虚数成分がある。これは次の関係式の使用によって無視される。

ここでＲｅ及びＩｍはそれぞれの偏角の実数部分及び虚数部分である。

距離−相対速度ゲートに１つの方位角において異なる仰角から複数の反射（大きく延びた物体の場合及び／又は道路表面における反映のため等）があると、これらを仰角を求める上記の式によって分解従って分離することができない。即ち量ｊ・ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２）／ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ）にある重要な複素数成分によって、著しく異なる仰角からの反射がなければならないことだけを知ることができる。

仰角を測定又は評価するための図示した手掛かりを、方位角のためのディジタルビーム形成へ仰角のためのモノパルス方式が含まれているように解釈することもできる（モノパルス方式は、２つのずれたアンテナ（群）の位相比較によって角度を求めるものである）。この手掛かりは、一方では等間隔受信アンテナに基くすべての評価方法（例えばＤＦＴによる簡単なディジタルビーム形成のような）を維持でき、他方では方位角に対して精度の低下がなく、かつ分離能力に対して僅かな低下しかない、という利点を持っている（後者は、物体に対して水平面外の位置が可能である時、ＤＦＴ長の半分に相当する方位角間隔を持つ物体においてのみ適用される）。即ちアンテナ組合わせについて水平な相互ずれなしに２つの群を上下に持つ、方位角及び仰角の同時測定を行う従来の手掛かりでは、方位角に対して同じ数のアンテナ組合わせで、精度及び分離能力が半分になる。

注意すべきことは、アンテナ組合わせの周期的な垂直ずれを、原則的に２より大きい周期長Ｐでも形成できることである。水平面外の物体により、スペクトルに一般にそれぞれ間隔Ｎ／Ｐを持つＰ個の出力ピークが生じ、ここでＮはディジタルビーム形成のＤＦＴ長である。即ちこれらの出力ピークの値から再び仰角を求めることができ、その際仰角を介して物体の分離も可能である。このような手掛かりにより、（方位及び高度のための）２つのディジタルビーム形成がＤＦＴにおいて重畳される。

強調すべきことは、高度測定可能性のためここに紹介された手掛かりが価格において実質的に中立なことである。

実際の周辺において仰角測定のために考慮すべきことは、道路表面が反映する特性を持っていることである。これが図１７に示されている。物体は送信出力を直接のやり方及び道路表面で反映されるやり方で受信する。物体で反射されてセンサにより受信される出力に対して、同様に２つのやり方がある。即ちそれによりセンサが、実際の物体に加えて、実際の物体とほぼ同じ（放射状）距離を持つけれども実際の物体の高さｈ。だけ道路表面の下にある反映物体を見る。道路表面より上にあるセンサの高さｈ_ｓに関係して、実際の物体及び反映物体は仰角の異なる値を持ち、その差は距離の増大と共に減少する。実際の物体及び反映物体からの受信信号の位相は一般に異なっている。なぜならば、これらの位相差はその距離で少し相違するからである。即ちこの位相差は実際の物体の距離ｒにわたって変化する。上述した効果は、実際の物体が道路表面より高い所にあるほど、それだけ強く現れる。

少なくとも大きく離れた物体に対して、実際の物体及び反映物体は同じ距離−相対速度ゲートに存在する。即ちこれらは同じ方位角を持つが、異なる仰角を持っている。受信アンテナの垂直ずれについて例として前に考察された周期長２に対して、両方の物体を解像することができない。即ち反射重心は平均して道路表面のほぼ高さにある。しかし比Ｖ＝ｊ・ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２）／ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ）における著しい複素数成分により、著しく異なる仰角に物体が存在せねばならないことがわかる。実際の物体の受信信号と反映物体の受信信号との位相差は距離にわたって変化するので、距離にわたって、比Ｖの複素数成分従って以後Ｖの相対虚数部分と称される量Ｉｍ（Ｖ）／｜Ｖ｜も変化する。Ｖの相対虚数部分の距離に関係する変化は、実際の物体が道路表面より高い所にあるほど、それだけ大きくなる。近傍範囲を別として、この判定基準を、車道上の重要な物体（例えば車両及び歩行者）とくぐり抜け可能な物体（従って例えば橋標識のように車道の上方にある物体）との区別に利用することができる。例えばＶの相対虚数部分の特定の距離に関係する変化から、くぐり抜け可能な物体を推論することができる。図１８ａは例として、車両（平均高さｈ_ｏ＝０．５ｍ、垂直寸法０．３ｍ）及び橋（平均高さｈ_ｏ＝５ｍ、垂直寸法０．３ｍ）に対して、距離ｒにわたる比Ｖの相対虚数部分を示し、センサ高さｈ_ｓ＝０．５ｍである。

更にこの判定基準を、近傍範囲においても、車道上の重要な高くなっている物体（例えば車両及び歩行者と道路上にある比較的小さく従って乗り越え可能な物体（例えば飲物缶）及び（例えばずれた板継ぎ目による）道路表面の凹凸を区別するために使用することができる。全く又は僅かしか隆起しない車道上の物体に対して、Ｖの相対虚数部分の距離に関係する変化は、著しく隆起した物体に対するより小さい。更に近傍範囲において、実際に測定される仰角も利用することができる。なぜならば、仰角ビーム集束により、実際の隆起した物体の反射は、その反映物体の反射より著しく大きいので、実際の物体の実際の角度が近似的に測定され、それから近似的に実際の高さが求められるからである。

比Ｖ＝ｊ・ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２）／ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ）の相対虚数部分のほかに、原則的に、反射のみの場合仰角から生じる比に対する少なくとも１つの偏差を利用する他の尺度も使用して、それからくぐり抜け又は乗り越え可能な物体を識別するための基準を誘導することができる。例えば比Ｖの絶対虚数部分Ｉｍ（Ｖ）のみを使用することもできる。この尺度Ｉｍ（Ｖ）の値、特に物体距離について濾波された尺度、及びその距離に関する変化は、実際の物体が道路表面の上方で高い所にあるほど、それだけ大きくなる。物体距離について値の濾波は直線的であるか（例えば距離部分についての平均値）又は非直線的であってもよい（例えば距離部分についての最大値）。例として図１８ｂは、車両（平均高さｈ_ｏ＝０．５ｍ、垂直寸法０．３ｍ）に対する距離ｒについて比Ｖの虚数部分を示し、センサ高さｈ_ｓ＝０．５ｍである。

更に１つの尺度だけでなく、反射のみの場合仰角から生じる比に対する少なくとも１つの偏差を利用する複数の尺度を使用して、それからくぐり抜け又は乗り越え可能な物体を識別する組合わせ判定基準を誘導することも当然可能である。

仰角測定可能性は、仰角方向におけるセンサの誤調節の検出及び場合によっては修正又はその仰角方向の監視にも使用することができる。実際の仰角方向を求めるため、十分大きく離れた動く物体のみが適している。なぜならば、動く物体（車両）は、僅かな特別の場合を別として、自己の車両とほぼ同じ高さにあり、十分な距離においては道路の反映が測定される仰角に僅かな影響しか及ぼさないからである。即ち実際の物体及び反映物体の仰角は僅かしか相違しないからである（両方の物体がどの程度離れていなければならないかは、仰角方向を求めるために必要な精度に関係している）。これに反し静止物体は適していない。なぜならば、このような物体は、（車道上又はその上方に）異なる仰角で存在することがあるからである）。

遠く離れた動く物体に対して平均して０°ではない仰角を測定する場合、センサは測定されたこの平均仰角の周りに誤方向を示す。なぜならば、他の車両が自己の車両に対して平均してほぼ水平方向にあり、従って実際の仰角０°の所にあるからである。例えばセンサは、＋２°の測定される平均仰角に対して（物体はセンサに対して車道より２°だけ上にある）２°だけ下方を見る。

複数の物体の測定される仰角についての平均は、直線的に従って例えば重み付けされる平均値形成により行うことができるが、測定列におけるアウトライアーの影響を少なくする非直線平均が一層よく適している。例として中央値があげられる。

仰角方向を求めるために使用される動く物体において測定される仰角にあるアウトライアーは、例えば次の手段により大部分を既に原理的に回避することができる。
自己の車両の車道上を動く物体のみが取られる。従って自己の車道に対して高くずれた他の車道は影響を及ぼさない。
トンネルの天井及び橋の下側における反映によって、仰角測定に誤りが生じる。しかしこれは、たいていの場合、比Ｖ＝ｊ・ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２）／ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ）における重要な複素数成分により知ることができる。従ってこのような物体は利用されない。このような物体を検出すると、安全のため特定の期間平均化のため物体を全く利用することができない。
システムになお別のトンネル検出機構がある場合、トンネルが検出されると、原則的に物体を使用することができない。

仰角におけるセンサの誤方向がわかっていると、これを容易に除外修正することができる。そのため８つのアンテナ組合わせにわたって生じる値のうち１つおきの値だけが、三次ＤＦＴの前に適当な位相値だけ回される。

図２１〜２６による実施例５〜１０
今まで考察された実施例は、個別アンテナ毎に（従って送信アンテナ及び受信アンテナ毎に）１つの列のみを持ち、それにより水平方向（方位）に非常に幅広く放射する。このような装置は典型的に近接範囲センサのために使用される。なぜならば、これらのセンサは広い水平検出範囲を持たねばならないが、その代りに大きいレンジを持っていなくてよい。受信アンテナの水平相互間隔ｄ＝λ／２は、隣接するアンテナ組合わせの位相差λφ＝π・ｓｉｎ（α_Ａｚ）と方位範囲］−９０°，＋９０°［にある方位仰角α_Ａｚの対応が一義的であるように、小さく選ばれている（アンテナが垂直にずれている場合仰角により生じる位相ずれはここでは考慮しない）。

遠隔範囲センサのために、近接範囲センサと比べて、一層大きいレンジ従って高いシステム感度及び方位角の高い測定精度及び分離可能性の要求がある。その代りに水平検出範囲は限定されていてもよい。これらの要求を実現するために、アンテナの相互間隔が増大される（例えば今までの設計と比べて係数３だけ増大されるので、受信アンテナの間隔はｄ＝３λ／２であり、送信アンテナの間隔は４ｄ＝６λである）。それにより一方では、複数の列を持つアンテナ従って方位方向における一層強い集束が実現され、その結果一層高いアンテナゲイン従って一層高いシステム感度が生じ（限られた方位検出範囲を犠牲にして）、また他方では、隣接するアンテナ組合わせの方位角による位相差Δφ＝２πｄ／λ・ｓｉｎ（α_Ａｚ）が適当に一層強く現れ、それにより方位角の測定精度及び分離可能性が高まる。

ｄ＝３π／２に対して生じる位相差λφと方位角α_Ａｚとの関係λφ＝３π・そｍ）α_Ａｚ）が図１９に示されている。即ち方位角範囲−９０°・・・９０°に６πの位相差が対応している。しかし位相は２πの未知の整数倍までしか測定できないので、あいまいさが生じる。こうして例えば方位角−４１．８°と＋４１．８°の間で区別することができない。なぜならば、これらの方位角は位相差Δφ＝０で測定されるからである。

最大２πの位相差の変化が対応するように限定された方位検出範囲のみを、送信及び／又は受信用の個別アンテナが持っている場合、これらのあいまいさが回避される。上記の数値例に対して、この要求は方位検出範囲−１９．５・・・＋１９．５により満たされる。図２０ａには、この範囲外の方位角に対していかなる放射又はいかなる受信も抑制する理想的なアンテナダイヤグラムが示されている。厳密な検出限界及び範囲外の完全な抑制を持つこのようなアンテナダイヤグラムは、実際には生じることができない。図２０ｂは、方位−１９．５・・・＋１９．５外で少なくとも１５ｄＢの抑制を持つ実現可能なアンテナダイヤグラムを示す。送信及び受信用のアンテナがこのようなアンテナダイヤグラムを持っている限り、システム面に２倍の値３０ｄＢの抑制が生じる。それにより非常に強く反射する物体に対してしか、方位角に対するあいまいさが生じる可能性はない。

送信及び／又は受信用アンテナの適当に限定された方位検出範囲により方位角のあいまいさを大幅に防止するため、水平に見て、これらのアンテナの幅は、水平に順次に続く受信アンテナの間隔ｄの少なくとも約２倍の大きさでなければならない。この要求を満たすために、プレーナアンテナに対して次の５つの異なる手掛かりが紹介される。
送信アンテナが、垂直に見て受信アンテナとは異なる面（従って異なる範囲）に設けられている。即ちこれらのアンテナは重なっている（例として図２１参照）。それにより送信アンテナの水平幅は、水平に順次に続く受信アンテナの間隔ｄより４倍まで大きく選ぶことができる。図２１による例では、送信アンテナのみが必要とされる狭い方位検出範囲を持つが、受信アンテナはそうではない。それにより一層強く反射する物体に対して、方位角に対するあいまいさがまだ生じる可能性がある。注意すべきことは、送信アンテナの形状及び放射特性が受信アンテナの形状及び放射特性に対して原理的に相違していてもよいことの例を、図２１が示していることである。
水平に順次に続く受信アンテナは交互に垂直にずらされて、Ｅ個の異なる垂直面にある。図２２に示す例では、２つの面があり、従って交互のずれは周期長２を持っている。両方の受信アンテナＲＸ０及びＲＸ２は、他の２つの受信アンテナＲＸ１及びＲＸ３より上の面にある。受信アンテナのためにＥ個の異なる面を使用すると、その水平幅は水平に順次に続く受信アンテナの間隔ｄよりＥ倍まで大きく選ぶことができる。受信アンテナの垂直ずれにより、上述した仰角測定能力が潜在的に生じる。
送信アンテナ及び／及び受信アンテナは垂直でなく、水平面に対して斜めに設けられている（例として図２３参照。そこでは斜めのアンテナが送信及び受信のために使用される。）それによりアンテナの水平幅をその間隔よりほぼ任意に大きくすることができる。絶対の近接範囲を別として、０°の範囲にある仰角に対して、従ってほぼ水平面にある物体に対してのみ、放射特性の大きい集束が得られるが、そこにはシステムの視点から重要なすべての物体がある。０°とは著しく相違する仰角に対して、水平方向に僅かなビーム集束しか行われず、それはせいぜい絶対の近接範囲において道路より上にある物体に対して不利に作用するだけである。０°とは著しく相違する仰角に対する一層少ないビーム集束は、システム面において、送信アンテナ及び受信アンテナを異なる方向に（一方を右へ、他方を左へ）傾斜させることによって、原理的に回避することができる。
アンテナは水平方向に互いにはまり合わされている（例として図２４ａ及び図２４ｂ参照。そこでは受信アンテナが互いにはまり合わされている）。それによりアンテナの水平幅を、その間隔の２倍までの大きさにすることができる。はまり合いにより、図２４ａによる装置では、垂直方向にアンテナのずれが生じ、従って上述した仰角測定可能性を生じるが、図２４ｂによるアンテナ装置ではそうではない。両方の例に示す側方からのはまり合いの代わりに、上又は下からもはまり合いを行うことができる。
放射素子又は受信素子は、少なくとも２つのアンテナにより共通に利用される（例として図２５参照。そこではそれぞれ２つの隣接する受信アンテナにより３つのパッチ列が一緒に利用され、その受信される出力は３つのアンテナへ分割される。それにより理論的に、アンテナをその間隔よりほぼ任意に幅広くすることができるが、特に高周波接続線の交差部は実現困難なので、実際にはその場合分配回路網はますます複雑になる。

アンテナを配置するための上述した手掛かりなしでは、アンテナの間隔に相当するその水平幅しか実現されず、それにより方位角にあいまいさが強く現れすぎるであろう。

なお述べておくべきことは、遠隔範囲センサ用の上述したアンテナ装置は常に２つの送信アンテナを外部に持ち、それによりセンサの有効アパーチャはその幅に対してほぼ２倍にされ、それにより２４ＧＨｚ範囲でも、長距離機能用センサが容認できるセンサの大きさで実現される。２００ｍの距離まで物体から受信信号を受信できるために、実施例１及び２の設計とは異なり、線形周波数変調は半分の周波数偏移即ち９３．７５ＭＨｚしか持っていない。

特に水平方向におけるアンテナの重なりを実現するための上述した方法は、近接範囲センサのためにも適用可能である。図１０による実施例は、受信アンテナの上に送信アンテナを設ける例である（即ちアンテナは垂直に見て異なる面にある）。図２６には送信アンテナと受信アンテナの水平はまり合いが示され、このはまり合いにより、送信アンテナとそれぞれ隣接する受信アンテナとの間にｄ／２＝λ／４の間隔を実現することができ、それにより送信アンテナと受信アンテナを大体において１つの面に配置するにもかかわらず、図１２の配置３におけるように共通な送信アンテナ及び受信アンテナは必要でない。

図２７による実施例１１
遠隔範囲センサにおける方位角測定のあいまいさを減少又は回避するための上述した手段は限られた方位検出範囲に帰着した。しかしセンサにより長距離機能及び短距離機能を同時に実現しようとすれば、広い方位検出範囲が要求される（例えば−８０°・・・＋８０°）。これは、図２７による実施例について説明される次の手掛かりによって実現される。

図２３によるアンテナ構成に対して、今や考察される図２７の構成では、２つの相違点がある。一方では個別アンテナは、方位範囲−１９．５・・・＋１９．５外でも、アンテナダイヤグラムにある適当な肩部により著しく放射又は受信を行う（図２８参照）。このような肩部は、パッチが、個別アンテナの水平方向に見て中間の範囲において、他の範囲より著しく多く放射することによって形成可能であり、それにより狭いアンテナダイヤグラムと広いアンテナダイヤグラムが重ねられ（このような手掛かりにより、大きいレンジが必要とされる中間範囲におけるアンテナゲイン従ってシステム感度が比較的僅かしか低下しない）。そして他方では、２つの受信アンテナＲＸ０とＲＸ２が、受信アンテナの平均水平ずれｄ＝３λ／２より係数１２だけ小さい水平距離ｔ＝λ／８だけ右へずらされている。それにより８つのアンテナ組合わせの相対位相中心は水平方向に等間隔ではなく、等間隔ラスタに対して周期長２で交代するずれを持っている。従ってセンサに対して大きく離れた所で静止している物体に対して、方位角α_Ａｚにおいて受信信号の位相φ（ｍ）は、アンテナ組合わせｍ＝０，１，・・・，７にわたって直線的な成分に加えて、周期長２で交代する成分を持ち、図７ｂと同じように次のようになる。

対応する距離−相対速度ゲート（ｊ，ｌ）にこの１つの物体がある限り、そこの複素数値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）は、二次ＤＦＴ後８つのアンテナ組合わせｍ＝０．１，・・・７について

となり、ここでＫはこれらの値の一定の値である。

それにより前に考察された仰角測定可能性におけるのと全く同じ状態が、個々の受信アンテナの周期長２で交代する垂直ずれによって得られる。個々の受信アンテナの周期長２

Ｔにおいて形成されるｖ（ｊ，ｌ，ｍ）のスペクトルｗ（ｊ，ｌ，ｎ）は２つの出力ピーク、即ち方位角α_Ａｚに対応する周波数ｎ_Ａｚにおける出力ピークと、半分のＤＦＴ長だけ離れた周波数ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２における出力ピークとを持ち、これら２つの出力ピークのスペクトル値の比に対して次式が成立する。

図２９は、ＤＦＴ長Ｎ−１６の半分だけ離れてｎ＝０及びｎ＝１０の所にある２つの出力ピークを持つスペクトルｗ（ｊ，ｌ，ｎ）の値の推移を示す。

受信範囲＋９°・・・＋９０°におけるすべての方位角α_Ａｚに対して、ここで考察されるｔ＝λ／８において、比ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ）／ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２）の値は１より大きい。それにより方位角α_Ａｚに属する周波数値ｎ＝ｎ_Ａｚ）は、大きい方の出力ピークの位置として求められる。従って図２９の例ではｎ_Ａｚ＝２が生じる。もちろんそれにより方位角α_Ａｚはまだ一義的には決まっていない。なぜならば、各ｎ＝ｎ_Ａｚに対してα_Ａｚの３つの異なる値が対応しているからであり、図２９の例ではなお３つの方位角α_Ａｚ＝４．７°，４８．６°及び−３５．７°が問題になる。（方位角測定能力の上述した推論と同じように、上記の関係式を変形することにより、方位角を比ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ）／ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２）からも求めることができる。

ｔ＝λ／８についてこの関係式は全方位検出範囲−９０°・・・＋９０°にわたって一義的である（２π／λ・ｓｉｎ（α_Ａｚ）・ｔε］−π／４，π／４［のため）ので、それにより３つの問題となる方位角のうち正しい方位角を求めることができ、方位角算定は距離−相対速度ゲートにおいて個々の物体に対して一義的であり、この一義性は受信アンテナの交代する水平ずれにわたって生じる（このずれがないと、３つの異なる方位角を区別することができないであろう）。

１つの距離−相対速度ゲートに、２つの周波数値ｎ及びｎ＋Ｎ／２に対応する異なる方位角で複数の物体の反射があると、一般にこれらをもはや分離することができない。即ち量ｊ・ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ＋Ｎ／２）／ｗ（ｊ，ｌ，ｎ_Ａｚ）にある一般に重要な複素数成分により、複数のこのような物体があることを知って、特定の可能な仮定を誘導できるだけである。これらの仮定のうちどれが正しいかを大抵はもっともらしさの考察によって知ることができる。その例は次の通りである。
追尾（従って複数のサイクルにわたる物体の観察）により、センサに対して動く物体の場合、一般に複数の可能な仮定のうちどれが正しいかがわかる（例えば同じ周波数値ｎ及びｎ＋Ｎ／２への融合が一時的にのみ行われ、大抵は１つの仮定に対してのみ物体の場所の有意義な推移が生じる）。
図２８に示すような個別アンテナダイヤグラムによって、高いアンテナゲインを持つ中間範囲からの物体は、小さいアンテナゲイン（肩部）を持つ外側範囲からの物体より一般に著しく高いレベルを持っているので、中間範囲及び外側範囲に物体が存在する場合、中間の物体がレベルにおいて優勢であり、従って正しい方位角で検出され、これが機能の観点から十分である。なぜならば、この中間の物体が重要な物体だからである。

今まで考察した図２７の例は、受信アンテナに垂直ずれを持たず、従って仰角測定能力を持っていない。原理的にはこのような垂直ずれを重畳することもできる。垂直ずれ及び水平ずれに対して異なる周期長を選ぶと、その作用は直ちに分けられるので、ただ１つの物体に対する方位角及び仰角を距離−相対速度ゲートにおいて一義的に求めることができる。周期長が同じ場合適当なもっともらしさの考察が必要である。

広く放射する距離範囲センサにおける方位角の一義的な測定のための上述した手掛かりを、高解像度であるがあいまいなディジタル方位ビーム形成へ、個別物体に対して一義的であるけれども大まかな方位角算定のためのモノパルス法が含まれているように、解釈することもできる。この手掛かりは、一方では等間隔受信アンテナに基くすべての評価方法（例えばＤＦＴによる簡単なディジタルビーム形成）を維持でき、他方では方位角に対して精度の低下を持たずかつ分離能力の僅かな低下しか持たない、という利点を持っている（後者は同じ周波数値ｎで出力ピークを生じる物体においてのみ）。両方の出力ピークのうち大きい方の出力ピークから出力ピークをできるだけ正確に求めるため、既に前述したように、隣接する出力値で補間を行い、それから補間される最大値を求めることができる。

述べておくべきことは、アンテナ組合わせの周期的な水平ずれを原則的に２より大きい周期長でも形成できることである。その場合物体により、スペクトル中に、一般にそれぞれ間隔Ｎ／Ｑを持つＱ個の出力ピークが生じ、ここでＮはディジタルビーム形成のＤＦＴ長である。これらの出力ピークの値から、再び方位角を一義的に求めることができ、しかも同じ周波数値ｎにおいて出力ピークを発生する物体の分離が可能になる。このような手掛かりによって、ＤＦＴにおいて２つのディジタルビーム形成が重畳される。一方のビーム形成は精密であるがあいまいであり、他方のビーム形成は個別物体に対して一義的であるが大まかである。強調すべきことは、長レンジ機能及び長レンジ機能を実現するためセンサに対してここに紹介される手がかりが実質的に高価でも安価でもないことである。

最後の注
述べておくべきことは、上記の例について示した本発明による考察及び実施例が一般的な設計及びパラメータ設定に転用され、即ち異なる数値（例えばアンテナの水平及び垂直間隔のための数値）へも適用可能なことである。従って式及び図には、具体的な数値のほかに、一般的なパラメータもしばしば示されている。

Claims (8)

1. 自動車の周辺検出用レーダシステムであって、１つ又は複数の送信アンテナにより送信信号を放射する送信手段、物体において反射される送信信号を１つ又は複数の受信アンテナにより受信する受信手段、及び受信した信号を処理する信号処理手段を有するものにおいて、
   プレーナ技術で実現されて平らな面に設けられている送信アンテナ及び受信アンテナがあり、
   これらの送信アンテナ及び受信アンテナがそれぞれ少なくとも近似的に同じ放射特性を持ち、これらの送信アンテナの放射特性がこれらの受信アンテナの放射特性に対して異なっていることができ、
   これらの送信アンテナ及び受信アンテナの異なる組合わせから受信信号が捕取得され、
   信号処理手段においてこれらの受信信号から、物体のために空間方向Ｒにおけるその角度位置が評価され、その際個々の物体の受信信号が空間方向Ｒにおけるこの物体の角度位置に従って互いに異なる位相位置を持っていることが利用され、
   これらの送信アンテナ及び受信アンテナの少なくとも２つが、空間方向Ｒに関して一致することなく重なり、この重なりがこれらの送信アンテナ及び受信アンテナの次の配置又は構成の少なくとも１つによって実現される
   ａ）アンテナが空間方向Ｒに対して直角な空間方向Ｓに関して互いにずれており、特に水 平な空間方向Ｒのために送信アンテナが受信アンテナの上に設けられている
   ｂ）送信アンテナ及び／又は受信アンテナが空間方向Ｒに関して斜めの形状を持っている
   ｃ）アンテナが空間方向Ｒに関して互いにはまり合っている
   ｄ）放射するか又は受信する素子が少なくとも２つの送信アンテナ又は受信アンテナによ り共通に使用される
   ことを特徴とする、レーダシステム。
2. 空間方向Ｒに関する角度評価の際あいまいさ効果を回避又は減少するために、適当に狭い放射特性のために適当な幅のアンテナが必要とされることによって、空間方向Ｒに関して少なくとも２つの送信アンテナ及び受信アンテナの重なりが生じる、請求項１に記載のレーダシステム。
3. 送信アンテナ及び受信アンテナが空間方向Ｒに関して斜めの形状を持ち、その際送信アンテナが受信アンテナに向かって傾けられている、上記請求項の１つに記載のレーダシステム。
4. 複数の送信アンテナ（個数Ｎ_Ｓ）及び空間方向Ｒに関してこれらＮ_Ｓ個の送信アンテナの外側送信アンテナ外にない複数の受信アンテナ（個数Ｎ_Ｅ）が、それぞれ少なくとも近似的に同じ放射特性を持ち、かつこの空間方向Ｒにおける位相中心に関してそれぞれ少なくとも近似的に等間隔に設けられ、この空間方向ＲにおいてこれらのＮ_Ｓ個の送信アンテナの相互間隔がＮ_Ｅ個の受信アンテナの相互間隔より係数Ｎ_Ｅ又はＮ_Ｅ−１だけ大きく、それにより１つの送信アンテナとこの空間方向Ｒに等間隔に設けられて少なくとも近似的に同じ放射特性を持つ最大でＮ_Ｓ・Ｎ_Ｅ個の受信アンテナを持つ装置が合成される、上記請求項の１つに記載のレーダシステム。
5. 空間方向Ｒに関してのＮ_Ｓ個の送信アンテナの幅及び／又はＮ_Ｅ個の受信アンテナの幅が、Ｎ_Ｅ個の受信アンテナの相互間隔より大きい、請求項４に記載のレーダシステム。
6. Ｎ_Ｓ個の送信アンテナとＮ_Ｅ個の受信アンテナとの異なる組合わせから受信信号が取得され、各組合わせのため相対位相中心が、基準点からそれぞれの送信アンテナ及びそれぞれの受信アンテナの位相中心への両方のベクトルの和として定義され、送信アンテナ及び受信アンテナのこれらの組合わせの相対位相中心が、空間方向Ｒに関して少なくとも近似的に等間隔の所にあり、
   空間方向Ｒにおいて相対位相中心の位置に関して規定されている、送信アンテナ及び受信アンテナのこれらの組合わせの列が考察される時、空間方向Ｒに対して直角な空間方向Ｓに関して、送信アンテナ及び受信アンテナのこれらの組合わせの相対位相中心の位置が、周期長Ｐで周期的に変化し、
   物体の受信信号が、空間方向Ｓにおけるその角度位置に従って、こうして規定される送信アンテナ及び受信アンテナの組合わせにわたって周期長Ｐで周期的に交番する位相成分を持ち、それにより特にこの空間方向Ｓに対して、物体の角度位置及び／又はレーダシステムの誤調節の表出が可能であることが、信号処理手段において利用される
   請求項４又は５に記載のレーダシステム。
7. 空間方向Ｒが水平であり、空間方向Ｓが垂直であり、信号処理手段において、くぐり抜け可能又は乗り越え可能な特に静止物体を検出するために、受信信号において１つの仰角のみから生じる状熊に対する少なくとも１つの偏差を利用する尺度が使用され、道路表面の反映特性に関連して、量及び／又は値が物体距離について濾波され、かつ／又はこの尺度の距離に関係する変化が道路表面上の物体の高さの少なくとも粗い評価のために使用される、請求項６に記載のレーダシステム。
8. 送信アンテナ及び受信アンテナの異なる組合わせから受信信号が取得され、各組合わせに対して相対位相中心が、それぞれの送信アンテナ及びそれぞれの受信アンテナの基準点から位相中心への両方のベクトルの和として定義され、
   使用される送信アンテナ及び受信アンテナが少なくとも近似的に同じ放射特性を持ち、これらの送信アンテナの放射特性がこれらの受信アンテナの放射特性に対して相違していてもよく、
   空間方向Ｒに関して、送信アンテナ及び受信アンテナから成るこれらの組合わせの相対位相中心の位置が、周期長Ｑで周期的に等間隔ラスタだけ変化し、
   信号処理手段において空間方向Ｒにおける物体の位置を求めるために、空間方向Ｒにおいて相対位相中心の位置に関して規定されている送信アンテナ及び受信アンテナの組合わせの列が考察される時、物体の受信信号が、空間方向Ｒにおけるその角度位置に従って、線形位相成分のほかに周期長Ｑで交番する位相成分を持っていることが、利用される、請求項１〜３の１つに記載のレーダシステム。

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