JP5726852B2 - 送信信号と受信信号とを分離しかつ妨害放射を抑制する装置を持つレーダシステム及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、自動車における運転者援助システムに使用するためのレーダシステムに関する。レーダシステムは、送信信号と受信信号とを分離しかつ妨害放射を抑制するための本発明による装置及び方法を持っている。

自動車は、運転者援助システムを備えるようになっており、このシステムはセンサシステムにより周辺を検出し、こうして確認される交通状況から車両の自動的な反応を誘導し、かつ／又は運転者に指図又は警告することができる。その際快適機能と安全機能とが区別される。

快適機能として、現在の開発ＦＳＲＡ（フルスピードレンジアダプティブクルーズコントロール）が重要な役割を果たす。交通状況が許す限り、自己速度が運転者により規定される希望速度に制御され、そうでない場合自己速度が交通状況に合わされる。

快適さを高めるほかに、将来は安全機能がますます大きい役割を果たし、非常状況において制動距離の減少が重要な役割を果たすであろう。適当な運転者援助機能の選択幅は、制動遅れ時間を減少するため制動機の自動的な前充填から、改善された制動援助（ＢＡＳ＋）を経て自動的な非常制動まで及んでいる。

上述した種類の運転者援助システムのために、現在圧倒的にレーダセンサが使用されている。レーダセンサは悪い天候条件でも確実に動作し、物体からの間隔のほかに、ドップラ効果を介してその相対速度も直接測定することができる。

しかしこれらのレーダセンサは現在まだ高価であり、その検出性能は完全でなく、そのことが特に安全機能のためには非常に重大である。即ち理由として、典型的に次のことがあげられる。
物体の側方位置を正確に求めるために、多くの異なる方向における放射ローブが必要である。これは、センサに統合されて並列に又はほぼ並列に動作せしめられる複数のなるべく平面構造の送信アンテナ及び／又は受信アンテナにより、ますます実現される。アンテナが互いに影響を及ぼさないようにするため、これらのアンテナは非常によく分離又は絶縁されねばならないが、これは今まで費用のかかる回路技術によっても満足できるように達せられない。例として２４ＧＨｚ−ＵＷＢセンサ（ＵＷＢ＝超広帯域）があげられる。即ち非常に限定された周波数許容のため、非常に僅かな送信出力しか放射されず、それにより本来の送信アンテナを介して不十分な絶縁により意図せずに放射される電力が、送信アンテナを介して放射される電力と同じ大きさとなり、それが物体の方位角評価の際問題を生じ、また個々の角度範囲における感度低下を生じる可能性がある。
複数のアンテナを使用する場合、複数の並列な受信バスが設けられ、それがアナログ及びディジタル信号処理のための高い費用を生じる。
別のシステムにより行われる妨害結合又は放射は、レーダ周波数範囲又は電子評価装置の低周波部分が動作する範囲において、不正確な検出従って誤反応に至る可能性がある。

本発明の課題は、自動車のために妨害放射を抑制するレーダシステム及び方法を提示することである。

この課題は、基本的に請求項１〜１４に記載のレーダシステムにより解決される。

特に妨害放射の抑制は、送信信号と受信信号との分離又は絶縁を意味し、それにより物体の側方位置の正確な算定及び感度低下の回避が行われる。更に妨害入射の抑制も含まれている。

本発明の利点は、特に高周波電子装置及びアナログ及びディジタル信号処理の部品に対する少ない要求、従ってレーダシステムの少ない費用、及び改善される検出品質から生じる。

レーダシステムの第１実施例を示す。 いわゆる周波数ランプから成る送信信号及び受信信号の周波数を示す。 一次ＤＦＴ（左）の前及び一次ＤＦＴ（右）の前に２つの物体が存在する場合検出される信号を示す。 ちょうど物体が存在する距離ゲート４にあって周波数ランプを越えて回転する複素数スペクトル値を示す。 二次ＤＦＴ後の二次元複素数スペクトルを示す。 ４つの受信アンテナにおける異なる位相位置及びその方位角との関係を示す。 三次元ＤＦＴの前のデータ（左）及びその後の三次元複素数スペクトル（右）を示す。 強い５００ｋＨｚ結合のため、偶然反転あり及びなしの関係する距離ゲート６にある受信チャネルのドップラスペクトルを示す。 受信アンテナを介して意図せずに放射される電力付き及びなしの送信アンテナ線図を示す。 レーダシステムの第２実施例を示す。 レーダシステムの第３実施例を示す。 レーダシステムの第４実施例を示す。

さてレーダシステムに実施例により本発明を説明する。実施例で説明される本発明及び示される数値例は、２４ＧＨｚレーダに関する。しかしこれは本発明を２４ＧＨｚに限定するのではなく、本発明は高周波レーダシステムに対して保護を請求しており、当業者は他の周波数例えば７７ＧＨｚでも実施することができる。

図１による実施例
図１に大まかに示されている実施例が考察される。レーダシステムは、送信信号を放射する１つの送信アンテナ１．１と、物体において反射される送信信号を同時に受信する複数の受信アンテナ１．２とを持っている。

以下４つの受信アンテナを持つ実施例が示されるが、任意の複数の受信アンテナと少なくとも１つの受信アンテナによっても直ちに実施可能である。

すべてのアンテナ（送信アンテナ及び受信アンテナ）は、高さ及び方位において同じ放射形状を持っている。４つの受信アンテナは１つの面内にあり、それぞれ同じ側方間隔即ち水平間隔ｄを持っている。

送信信号は、制御電圧Ｖ_{Ｓｔｅｕｅｒ}を介して周波数を変化できる２４ＧＨｚ範囲の高周波発振器１．３から得られる。制御電圧は制御手段１．９において発生される。アンテナにより受信される信号は、実数値ミキサ１．５において、同様に発振器１．３の信号と、低周波範囲へ低減混合される。このため発振器信号の位相は、切換え可能なインバータ１．４を介して１８０°だけ回転されるか、又は不変にされる（切換え可能なインバータの制御は制御手段１．９から行われる）。それから受信信号は、図示した伝達関数を持つ帯域フィルタ１．６、増幅器１．７及びＡ／Ｄ変換器１．８を通り、続いてディジタル信号処理装置１．１０において更に処理される。

物体からの距離を測定できるようにするため、図２に示すように、高周波発振器従って送信信号の周波数が非常に速く直線的に変化される（例えば１６μｓに１８７．５ＭＨｚだけ）。その際周波数ランプが論じられる。周波数ランプは周期的に反復され（例えばすべて２０μｓ）。従ってこの数値例では、全部で１０２４個の周波数ランプがある。

個々の物体の受信信号は、混合後従ってＡ／Ｄ変換器においても、各周波数ランプ及び４つの受信チャネルの各々にたいしても正弦波振動である。これは図２により次のように説明することができる。即ち物体がレーダシステムに対して半径方向相対速度０を持っていると、送信される信号と受信される信号との周波数差Δｆは一定であり、信号伝搬時間Δｔに比例し、従って半径方向距離Δｒ＝ｃ・Δｔ／２に比例する。ここでｃは光の速度であり、係数１／２は、伝搬時間Δｔが波の往復に関するものであることを考慮している。周波数差Δｆは、例えば上記の設計ではΔｆ＝２ｒ／ｃ・１８７．５ＭＨｚ／１６μｓ＝ｒ・７８．１２５ｋＨｚ／ｍになる。受信される信号は、各受信チャネルにおいて発振周波数従って送信周波数と混合されるので、混合後周波数Δｆを持つそれぞれ１つの正弦波状振動が生じる。この周波数はＭＨｚ範囲にあり、（半径方向）相対速度が消失しない場合更に２倍周波数だけ偏移せしめられるが、この２倍周波数はｋＨｚ範囲にのみあり、従って物体距離により周波数成分に対して近似的に無視することができる。複数の物体が存在すると、受信信号は異なる周波数の複数の正弦波状振動の重畳である。

各周波数ランプの期間中にすべて４つの受信チャネルにおいて、Ａ／Ｄ変換器の受信信号が、例えば５１２回それぞれ例えば２５ｎｓの間隔で（従って４０ＭＨｚで）走査される（図２参照）。図２からわかるように、信号走査は、物体からの受信信号が関心のある距離範囲に到達する時間範囲においてのみ意味がある。従ってランプ開始後、少なくとも最大に関心のある距離に相当する伝搬時間を待たねばならない（２００ｍの最大距離では、これが１．２５μｓに相当する）。

それから各周波数ランプ及び各受信チャネルの例えば５１２個の走査値にわたって、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の形で離散フーリエ変換（ＤＦＴ）が行われる。それにより異なる周波数を生じる異なる距離にある物体を分離することができる（図３参照。左は、２つの物体が存在する場合ＤＦＴ前の信号、右はＤＦＴ後の信号。ここでｋは１０２４個の周波数ランプにわたる制御変数、ｍは４つの受信チャネルＲＸｍにわたる制御変数である）。ＤＦＴの離散した周波数支持個所ｊの各々は距離ｒに相当し、従ってパルスレーダと同じように距離ゲートと称することもできる。即ち上記の解釈において、距離ゲートは２つの間隔従って１ｍの幅を持っている（ｒ．７８．１２５ｋＨｚ／ｍ＝１／（１２．８μｓ）から生じる）。物体が存在する距離ゲートにおいて、ＤＦＴに電力ピークが現れる。走査される受信信号は実数値であり、アナログ帯域フィルタ１．５の上部移行範囲は例えば８．７６４ＭＨｚの周波数帯域幅を持っている（１１２個の周波支持個所の範囲に相当する）ので、この数値例では５１２個の離散した周波数支持個所のうち２００個のみが処理可能である。注意すべきことは、フィルタの任意の狭さの移行範囲は実現不可能なことである。フィルタ１．５は小さい周波数を減衰し、従って増幅器１．６及びＡ／Ｄ変換器１．７の過負荷を回避するため、近い物体の受信信号を減衰する（アンテナにおいて受信される信号は、物体間隔の減少と共に強くなる）。

例えば１０２４個の周波数ランプ（ｋ＝０．１，・・・，１０２３）にわたって、各受信チャネルｍ（ｍ＝０，１，２，３）において各距離ゲートｊ（従って例えば２００個の考察される周波数支持個所の各々）のために、複素数スペクトル値ｅ（ｊ、ｋ、ｍ）が生じる。距離ゲートに相当する距離にちょうど１つの物体があると、複素数スペクトル値が、この距離ゲートｊにおいて例えば１０２４個の周波数ランプにわたって２倍周波数で回転する。なぜならば、周波数ランプから周波数ランプへ、（ｍｍ範囲又はそれ以下にある）距離従って対応する振動の位相位置が、一様に変化するからである。例えば図４に示される周波数ランプ当たり４５°の位相変化が、物体のλ／（８．２）＝０．７８ｍｍの距離変化に相当し、この数値例における波長はλ＝ｃ／２４．１５ＧＨｚ＝１２．４ｍｍであり、分母にある係数２は波の往復運動を考慮し、それからｖ_ｒｅｌ＝０．７８ｍｍ／２０μｓ＝１４０ｋｍ／ｈの相対速度が生じる。各受信チャネル及び各距離ゲートのために、例えば１０２４個の周波数ランプに生じる複素数スペクトル値について、二次ＤＦＴが計算されることによって、同じ距離ゲートにおいて異なる相対速度を持つ複数の物体が分離される。この二次ＤＦＴの各離散周波数支持個所ｌは、１組のドップラ周波数に相当する。ドップラ周波数の走査のため、その走査周波数の未知の整数倍まで、この周波数支持個所を求めることができ、それにより物体の１組の相対速度ｖ_ｒｅｌを求めることができるので、二次ＤＦＴの離散周波数支持個所を相対速度ゲートと称することができる。ここで考察される説明では、可能な相対速度の組から、道路交通のために有意義又は可能な１つの相対速度のみが存在する（図５参照）。二次ＤＦＴは相対速度を求めるために役立つだけでなく、その積分により検出感度も高め、１０２４個の周波数ランプではほぼ１０・ｌｏｇ_１０（１０２４）＝３０ｄＢだけ高める。

相対速度のためのこの二次ＤＦＴにより、各受信チャネルに対して二次元複素数スペクトルが生じ、個々の素子は距離−相対速度ゲートと称することができ、物体によりそれぞれ対応する距離−相対速度ゲートにおける電力ピークが現れる（図５参照）。

最後に４つの受信チャネルからの情報が、（４つの受信アンテナに）融合される。送信アンテナから発して個々の物体で反射される波は、方位角αに関係して異なる位相位置φ（ｍ）で４つの受信アンテナｍ，ｍ＝０，１，２，３に達する。なぜならば、物体と受信アンテナとの距離は少し相違しているからである。即ち受信アンテナの水平な等距離のため、位相差が４つの受信アンテナにわたって直線的に増大又は減少しているからである（図６参照）。場合によっては一定で従って補償可能な位相ずれとは別に、これらの位相差は二次ＤＦＴ後まで維持されるので、４つの受信チャネルを介して各距離−相対速度ゲートにおいてディジタルビーム形成を行うことができる。そのため直線的に増大する位相を持つ１組の複素係数と乗算される４つの受信チャネルの複素数値にわたって和が形成される。即ちそれぞれの係数の組の直線的位相変化に関係して、異なる放射方向を持つ放射ローブが生じる。これらの放射ローブの放射幅は、個々の受信アンテナの放射ローブより著しく小さい。上述した加算は例えば８点ＤＦＴにより行われ、その際４つの受信チャネルの４つの値は４つの零により補足される。即ちこのＤＦＴの離散周波数値は異なる方位角に相当し、従って角度ゲートｎ（例えばｎ＝０．１，・・・７）と称することができる。

方位角のためこの三次ＤＦＴによれば、三次元複素数スペクトルが生じ、個々の素子は距離−相対速度−角度−ゲートと称することができ、物体によりそれぞれ対応する距離−相対速度−角度−ゲートに出力ピークが現れる。これを図７に示す。その左側に三次元ＤＦＴの前のデータが示され、右側にその後のデータが示されている。従って出力ピークを求めることにより、物体及びその程度即ち距離、相対速度（万一のあいまいさを別として）、及び方位角を求めることができる。出力ピークはＤＦＴ窓形成により隣接する素子にもレベルを持つので、このレベルに関係して補間により、ゲート幅より著しく正確に物体寸法を求めることができる。注意すべきことは、一方では十分な物体分離を行うため出力ピークが幅広くなりすぎないように、他方では強く反射する物体の存在する所で弱く反射する物体も確認できるようにするため、窓スペクトルのサイドローブも大きくなりすぎないように、３つのＤＦＴの窓関数が選ばれることである。出力ピークの高さから、第４の物体寸法としてその反射断面も評価することができ、この反射断面は、物体がレーダ波をどんな強さで反射するかを示す。物体の上述した検出及び対応する物体寸法の算定は測定サイクルを表し、周辺の瞬間画像を供給する。これは例えばすべて３０ｍｓで周期的に反復される。

実際のレーダシステムでは、レーダ周波数範囲（例えば２４ＧＨｚ）又は電子評価装置の低周波部分が動作又は感応する（例えば５０Ｈｚ〜１ＧＨｚの範囲）範囲の妨害結合又は妨害入射が起こる。これらの妨害は、他のシステム又はレーダシステム自体により生じることがある。その例は次の通りである。
同じ高周波範囲で動作するレーダシステムの入射。これらの入社は受信アンテナを越えて入り込む。
低周波範囲にある他のシステム（例えば車両外の無線システム又は車両内の他のシステム）により行われる入射又は結合であって、理想的に遮蔽されないハウジング又は車両側導線を介して入り込む。
レーダシステム自体により生じる妨害信号（例えば電圧調整器のクロック）であって、低周波受信チャネルへ結合する。

特別な手段がないと、これらすべての妨害により、実際には全く存在しない物体が検出され、それにより運転者援助システムが誤って反応することがある。例えば電圧調整器の５００ｋＨｚクロックが４つの受信チャネルすべてに一様に結合すると、（三次ＤＦＴ後）三次元スペクトルに電力ピークが生じて、６ｍの距離、０°の方位角及び０ｋｍ／ｈの相対速度で物体検出を行う。レーダシステムによりＦＳＲＡ（フルスピードレンジレーダ）機能が行われると、これは次のことを意味する。即ち非常に小さい間隔で先行する同じ速度の車両が誤って永続的に検出され、十分大きい間隔を得るため自己車両が先行車両に合わせて制動される。しかしこの幽霊物体の間隔及び相対速度は常に不変なので（自己車両とほぼ同じ強さで制動される）、それがほとんど停止するまで制動され、これは当然容認されず、安全の面でも危険になる。

この問題を回避するため、混合のために使用される発振器信号の位相が、切換え可能なインバータ１．４によりランプからランプへ偶然に１８０°だけ回転されるか、又は不変のままにされる。即ち各ランプ内で、切換え可能なインバータの選択された設定は不変である。それにより受信信号の位相は混合後同じように変化し、従って１８０°だけ回転されるか又は回転されない。反転が行われた周波数ランプに対して、これは後で例えば一次ＤＦＴ後に再び修正されねばならない。そのためそれぞれの値が−１を乗算される（１８０°の逆回転に相当する）。それから物体における反射の結果生じる有効信号が、３つのＤＦＴを経て再びコヒーレントに積分される。即ち適当な距離−相対速度−角度ゲートにおける電力ピークを持つ偶然の反転なしと同じ三次元スペクトルが生じる。

例えば電圧調整器の５００ｋＨｚクロックによる低周波受信チャネルへの結合は、位相変化の修正前にランプにわたってコヒーレントであるが、修正後ランプからランプへ−１又は＋１との偶然乗算によりコヒーレントでなくなるので、二次及び三次のＤＦＴにおいて行われる積分によって、ランプを介してもはや電力ピークには至らず、その電力はすべての離散周波数支持個所へ偶然に分配され、従って白色雑音を表す。即ちこの雑音は、三次元スペクトルで、６ｍに対する距離ゲートのすべての素子に、またそれぞれ１−２の先行距離ゲート及び後続距離ゲートにおいて弱められた形で現れ、他の距離ゲートの素子には高められた雑音は現れない。なぜならば、各ランプ内の結合にコヒーレントに作用し、こうして一次ＤＦＴによりまだ雑音に変換されないからである。結合による雑音は、上述した構成例（全部で１０２４個のランプ）では、位相変化なしで発生するであろう出力ピークより約１０・ｌｏｇ１０（１０２４）≒３０ｄＢ下にある。これが図８において強い５００ｋＨｚ結合について示されている。この雑音が（図８に示すように）システム雑音より上にあると、レーダシステムの感度低下が生じるであろう。しかし回路の適当なレイアルトにより、ものように強い過結合を回避することができる。

別の上述した妨害結合又は妨害入射に対して同じ原理が当てはまる。即ち偶然反転により、妨害結合は少数の距離ゲートにおいて場合によっては高められる雑音のみを生じる（それにより発生される雑音がシステム雑音より上にある限り）けれども、幽霊物体を生じない。

図１０による実施例２
図１による実施例では、今まで電力が送信アンテナ１．１のみを介してのみ放射される理想的な場合が考察された。しかし実際には受信アンテナ１．２を介しても電力が放射される。なぜならば、ミキサ１．５は理想的には絶縁せず、従って発振器から発するミキサの入力電力の一部が、ミキサを通って受信アンテナへ漏れ、そこで放射されるからである。

いわゆるＩＳＭ帯域で動作する２４ＧＨｚ狭帯域レーダについては、発信器から送信アンテナへ与えられる電力は、少なくともミキサへ与えられる電力と同じ大きさである。ミキサは典型的に約２０ｄＢの絶縁を持っているので、受信アンテナを介して放射される電力は、（送信アンテナからの）本来の送信電力に比べて無視できる。２４ＧＨ帯域レーダいわゆるＵＷＢレーダに対して、非常に僅かな送信電力の放射しか許さない非常に限定的な周波数許容が当てはまり、それにより本来の受信アンテナを介して不十分な絶縁により望ましくないように放射される電力が、送信アンテナを介して放射される電力と似た大きさである。図１による装置では、これにより、上述した両方の電力成分を考慮する合成アンテナ線図において、強い落込みが生じ（図９参照）、それにより特定の方位においてレーダの感度が非常に低下するので、この方位角では、少なくとも弱く反射する物体はもはや検出されず、従って見落とされる。

さて次の実施例は、複数の送信アンテナと少なくとも１つの受信アンテナを持つレーダシステムのために容易に実施可能であり、１つの受信アンテナ及び４つの送信アンテナを持つ構成について説明される。

従って今や図１０に示されるレーダシステムが考察される。このレーダシステムは、最初のレーダシステム（実施例１）とは、大体において次の点で相違している。即ち（４つの代わりに）ただ１つの受信アンテナしかないが、その代わりに１つの面にある（１つの代わりに）４つの等間隔の送信アンテナがある。４つの送信アンテナはマルチプレクサ１０．１１を介して順次作動せしめられる。即ち各ランプにおいて、それぞれ１つのアンテナのみが送信し、その際ランプからランプへそれぞれ次のアンテナへ切換えが行われる。全部で同じ数のランプ（１０２４個）では、各送信アンテナで２５６個のランプが放射される。信号評価は、更に上述のものに対して２つの小さい相違を持つ三次元ＤＦＴから成っている。即ち一方では、二次ＤＦＴは長さ２５６しか持っていない。他方では、物体の消滅しない相対速度は、４つの順次に駆動される送信アンテナからの受信信号の直線的位相ずれを生じる。この直線的位相ずれが物体の方位角による直線的位相ずれに重畳される。相対速度が二次ＤＦＴから求められるので、それにより生じる位相ずれは、例えば三次ＤＦＴの前又は後でも除去される。

図１０によるレーダシステムは、ランプにわたる位相変化なしのＵＷＢ運転の際送信アンテナ線図において受信アンテナを介して意に反して放射される電力のため強い落込みが生じる、という欠点を更に持っている。受信アンテナを介して放射されるこの電力が角度の形成を著しく誤らせ、従って物体の方位角の誤った測定をひき起こす、という問題も生じる。その理由は次の通りである。即ち送信アンテナから放射されて物体で反射される電力は、物体の方位角に関係して、受信される信号に、４つの送信アンテナにわたる直線的位相ずれを生じる（これは図６と同じように説明される）。受信アンテナにより放射されて物体で反射される電力は、受信信号において、使用される送信アンテナとは無関係な位相を持っている。従って受信信号は、送信アンテナにわたる位相ずれを持つ成分と一定の成分から成っているので、和はもはや送信アンテナにわたる直線位相ずれを持たず、従って直線的位相ずれの仮定に基く方位角形成は誤差を生じる。

上述した両方の問題（送信アンテナ線図における落込み）は、混合のために使用される発振器信号の位相を、切換え可能なインバータ１０．４によりランプからランプへ１８０°だけ回転させるか又は不変にすることによって、再び回避することができる。即ち各ランプ内で、インバータの選択される設定は一定のままである。ランプにわたって見ると、それにより受信アンテナを介して放射される電力は互いに関連せしめられず、従って送信アンテナを介して放射される電力に対してコヒーレントでなくなる。受信アンテナを介して放射されて物体で反射される電力は、受信信号において対応する距離ゲートにおいて再び小さい雑音としてのみ作用する。この雑音は、位相変化なしで（従って１０２４個のランプにわたる二次及び三次ＤＦＴによりコヒーレントな積分の際）生じる電力より、約１０・ｌｏｇ_１０（１０２４）≒３０ｄＢ下にある。

図１１による実施例３
さて次の実施例は、複数の送信アンテナ及び少なくとも１つの受信アンテナを持つレーダシステムのために容易に実施可能であり、１つの受信アンテナ及び２つの送信アンテナを持つ構成について説明される。

さて図１１に示されるレーダシステムを考察する。このレーダシステムは実施例２によるレーダシステムとは次の点で相違している。
（４つの送信アンテナの代わりに）２つの送信アンテナしか存在しない。
両方の送信アンテナは同時に作動せしめられ、従って１０２４個のランプの各々が同時に両方のアンテナで送信される（それによりマルチプレクサはない）。
切換え可能なインバータ１１．４は、（発振器とミキサとの間ではなく）両方の送信アンテナの１つの前に設けられる。

切換え可能なインバータ１１．４により、第１の送信アンテナの信号の位相は、ランプからランプへ交互に０°及び１８０°だけ変化される。従って１つ置きのランプで信号が反転され、その間では不変である。即ち第２の送信アンテナの信号は、位相を変化されない。第１の送信アンテナの信号の交代する位相により、この送信アンテナによる受信信号は、ランプにわたって半分のランプ繰返し周波数（従って２５ｋＨｚ）で変調される。それにより受信信号は二次ＤＦＴ後そのドップラ周波数を２５ｋＨｚだけ移相されている。第２の送信アンテナによる受信信号は、ドップラにおいて移相されない。相対速度が例えば５ｋＨｚの２倍周波数に相当する物体に対して、二次ＤＦＴ後に第２の送信アンテナからの受信信号について、５ｋＨｚにおいて電力ピークが生じ、第１の送信アンテナからの受信信号について、３０ｋＨｚにおいて電力ピークが生じる。それにより二次ＤＦＴ後に第１及び第２の送信アンテナから生じる成分が、周波数について分離される。第１の送信アンテナの成分を２５ｋＨｚだけ戻し、続いて角度成形のため三次ＤＦＴを行うことができる（ここでは例えば長さ２のＤＦＴ）。

決定された交代する位相変化の代わりに、それを偶然にも行うこともできるであろう。しかしその場合二次ＤＦＴを２回、即ち１回は位相変化の修正付きで、また１回は位相変化の修正なしで求めねばならないだろう。位相修正を考慮したＤＦＴでは、第１の送信アンテナから生じる受信信号は電力ピークをもたらし、第２の送信アンテナから生じる受信信号は約３０ｄＢその下にある雑音を発生するであろう。位相修正を考慮しないＤＦＴでは、事情がちょうど逆にされるであろう。それにより両方の成分の分離も可能になるであろう。

図１２による実施例４
さて次の実施例は、少なくとも１つの送信アンテナ及び複数の受信アンテナを持つレーダシステムのために容易に実施可能であり、１つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナを持つ構成について説明する。

最後に、図１２に示す簡単なレーダシステムを考察する。実施例２による先のレーダシステムとは、原理的に次の点で相違している。
（２つの代わりに）１つの送信アンテナのみがあり、その代わりに（１つの代わりに）２つの受信アンテナがある。
両方の受信アンテナの同時に受信される信号は、ミキサの後で加算器１２．１１において加算され、その際まず第１の受信アンテナに属する信号が、切換え可能なインバータ１２．４を通過する（加算により続いて１つの受信信号のみが必要である）。

切換え可能なインバータ１２．４により、今や第１の受信アンテナからのミキサ出力信号の位相が、ランプからランプへ交互に０°及び１８０°変化される。先の実施例３と同じように、二次ＤＦＴ後第１の受信アンテナから生じる信号成分が、二重周波数でランプ繰返し周波数の半分だけ移相されており、従って第２の受信アンテナの移相されない信号成分から分離可能である。

最後の注
切換え可能なインバータの位相位置の０°と１８０°との間の偶然の変化は、長さ３１のフィードバックされる２進シフトレジスタにより行われる。即ちシフトレジスタの出力が１に等しいと、反転が行われ、０に対しては反転されない。それにより両方の状態は平均して同じ頻度で現れ、順次に続く状態（従ってランプからランプへのそのつどの位相変化）は非常によい近似で相関されないので、位相変化により生じる雑音は、三次元スペクトルにおいて非常によい近似で白色である。シフトレジスタは完全に偶然のプロセスを示さないので（例えば出力例は２^Ｌの周期を持ち、ここでＬはシフトレジスタの長さである）、もっと正確には擬似プロセスでもある。

実際の物体はしばしば広がっており、物体の各部分がレーダシステムに対して同じ相対速度を持っているのではない（特に近接範囲における動的状況において）。これにより、１つの実際の物体から、物体の異なる部分に属する距離、方位角及び相対速度の異なる程度の複数の検出が生じる可能性がある。従ってここで物体を話題にする場合、実際の物体の部分も問題である。

最後に述べるべきことは、上述した考察がもちろん他のシステム構築例えば２つの送信アンテナ及び４つの送信アンテナを持つシステムにも適用されることである。

Claims (10)

1. 自動車用レーダシステムのための妨害放射を抑制する方法であって、
   １つの測定サイクルにおいて、１つ又は複数の実質的に同じ高周波個別送信信号が放射され、これらの個別送信信号の時間間隔が、平均して、特に物体の相対速度を求めかつ検出感度を高めるため、最大に関心のある距離に対応する受信される信号の伝搬時間より大きく、
   受信される信号が高周波送信信号と混合され、それにより個別受信信号の列を表す低周波受信信号が生じ、
   順次に続く低周波個別受信信号にわたって、個別送信信号及び／又は混合のために使用される高周波個別送信信号及び／又は低周波個別受信信号自体の位相位置が変化されることによって、個別受信信号の位相位置が変化され、
   放射される信号の周波数経過が、同じ傾斜の直線的周波数ランプの１つ又は複数の列を含み、位相位置の変化がランプ単位に行われ、
   自身により又は他のシステムにより行われる妨害結合又は妨害放射が、レーダ周波数範囲又は電子評価装置の低周波部分が動作するか感応する範囲において、信号処理の際物体から受信する信号に対して関連付けられることなく挙動し、従って妨害結合又は妨害放射の大部分が抑制されるようにするために、位相位置の変化が利用され、個別送信信号及び／又は混合のために使用される高周波送信信号及び／又は低周波個別受信信号の位相位置の変化が、決定的又は擬似偶然的又は偶然的な方式で行われるか、又は決定的又は偶然的又は擬似偶然的な成分から構成され、これらの信号が選択的に反転され、従って位相を１８０°回転されるか又は不変にされるか、或いは交互に０°及び１８０°だけ変化されることによって、位相位置の変化が行われ、
   信号処理手段において、低周波個別受信信号について、例えば、反転された位相位置が再度反転される前に、一次ＤＦＴが行なわれ、その後二次ＤＦＴが行なわれ、この二次ＤＦＴにおいて有効成分に相関しかつ妨害成分に相関しない積分が行われ、その結果妨害成分が雑音としてのみ現れ、従って誤った物体検出及び／又は物体寸法の著しく誤りのある算定に至らない、
   方法。
2. 放射される信号の振幅経過が、短いパルスの１つ又は複数の列を含み、位相位置の変化がパルス単位に行われる、請求項１に記載の方法。
3. 異なるアンテナにより同時に送信及び受信する際、位相位置の変化により、例えば受信バスの理想的でない分離又は完全でない後方絶縁により受信アンテナを介して意図せずに送信されて混合のために使用される高周波送信信号の成分が、送信アンテナを介して送信される信号から、物体における反射及び受信後、信号処理手段において少なくとも大幅に分離される、請求項１又は２に記載の方法。
4. 複数の送信及び／又は受信用アンテナがあって、異なる組合わせで並列又は直列に使用され、アンテナの異なる組合わせにおいてこれらの組合わせから、物体における反射により、レーダシステムに対するこれらの物体の角度が算定され、位相位置の変化により、角度算定における誤りが少なくとも大幅に回避される、請求項３に記載の方法。
5. 送信アンテナ及び送信アンテナを介して放射される電力の重畳により、著しく減少した検出感度を持つ角度範囲とならないように、位相位置の変化が行われる、請求項３に記載の方法。
6. 複数のアンテナで同時に送信が行われ、異なるアンテナの個別送信信号の相対位相位置が変化され、それにより異なるアンテナの個別送信信号が同じアンテナで受信された際、それらの個別送信信号が少なくとも近似的に分離可能である、請求項１から５までのいずれか１つに記載の方法。
7. ２つのアンテナで同時に送信が行われ、両方のアンテナの個別送信信号の相対位相位置が、偶然に又は擬似偶然に又は個別送信信号単位で交互に０°及び１８０°だけ変化される、請求項６に記載の方法。
8. 複数のアンテナで同時に受信が行われ、アンテナの受信信号が高周波数範囲又は低周波数範囲で加算され、加算の際異なるアンテナの個別受信信号の相対位相位置が変化され、それにより異なるアンテナの受信信号が、後で信号処理手段において少なくとも近似的に再び分離可能であり、その結果受信信号の処理の一部が共通なバスで行われる、請求項１から７までのいずれか１つに記載の方法。
9. それぞれ１つの個別受信信号の評価の前又は評価の際又は評価の後に、使用された位相位置変化が修正される、請求項１から８までのいずれか１つに記載の方法。
10. 請求項１から９までのいずれか１つに記載の方法により妨害放射の影響を抑制する自動車用周辺検出レーダシステムであって、
    複数のアンテナを含むことができかつ送信信号を放射する送信手段、複数のアンテナを含むことができかつ物体において反射される送信信号を受信する受信手段、及び受信される信号を処理する信号処理手段を含み、
    １つの測定サイクルにおいて、実質的に同じ高周波の個別送信信号の１列又は複数列が放射され、
    これらの個別送信信号の時間間隔が、平均して、特に物体の相対速度を算定しかつ検出感度を高めるため、最大に関心のある距離に対応する受信される信号の伝搬時間より大きく、
    受信される信号が高周波送信信号と混合され、それにより個別受信信号の列を表す低周波受信信号が生じるものにおいて、
    更に個別受信信号の位相回転手段が設けられ、位相回転手段により、個別送信信号及び／又は混合のため使用される高周波個別送信信号及び／又は低周波受信信号自体の位相位置が変化され、個別送信信号及び／又は混合のために使用される高周波送信信号及び／又は低周波個別受信信号の位相位置の変化が、決定的又は擬似偶然的又は偶然的な方式で行われるか、又は決定的又は偶然的又は擬似偶然的な成分から構成され、これらの信号が選択的に反転され、従って位相を１８０°回転されるか又は不変にされるか、或いは交互に０°及び１８０°だけ変化されることによって、位相位置の変化が行われ、
    更に信号処理手段が設けられ、信号処理手段において、低周波個別受信信号について、例えば、反転された位相位置が再度反転される前に、一次ＤＦＴが行なわれ、その後二次ＤＦＴが行なわれ、この二次ＤＦＴにおいて有効成分に相関しかつ妨害成分に相関しない積分が行われ、その結果妨害成分が雑音としてのみ現れ、従って誤った物体検出及び／又は物体寸法の著しく誤りのある算定に至らない、
    ことを特徴とする、レーダシステム。

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