JP7452310B2

JP7452310B2 - レーダ装置とその制御方法

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Publication number: JP7452310B2
Application number: JP2020127485A
Authority: JP
Inventors: 祥剛大塩
Original assignee: Omron Corp
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 2020-07-28
Filing date: 2020-07-28
Publication date: 2024-03-19
Anticipated expiration: 2040-07-28
Also published as: DE102021116914A1; JP2022024731A

Description

本発明は、例えばミリ波センサ等を用いたレーダ装置とその制御方法に関する。

特許文献１においては、干渉元レーダの方式によらず、干渉の発生時にはこれを確実に検出するために、以下の構成を有する、従来例１に係るＦＭＣＷ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｅｄＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＷａｖｅ）レーダが開示されている。

従来例１に係るＦＭＣＷレーダは、ビート信号Ｂをオーバーサンプリングしたサンプリングデータ（振幅）を用い、サンプリングデータそのものではなく、その変化量の絶対値｜ＶＤ｜としきい値ＴＨとの比較によって、干渉の発生を判定する。つまり、干渉が発生するとビート信号に広帯域の信号が重畳されることによってビート信号の信号波形が乱れた（振幅が急峻に変化する）ものとなることを利用して判定を行っている。このため、干渉波の送信元レーダの形式によらず、また、干渉波の振幅が小さい場合であっても、干渉の発生を確実に検出することができ、更に、ビート信号Ｂに低周波ノイズが重畳している場合に、干渉が発生していると誤検出してしまうことも確実に防止できるという利点を有している。

また、特許文献２においては、受信された信号内の干渉のタイプを求めるための干渉分類器を備える自動車レーダシステムを提供するために、以下の構成を有する従来例２に係る自動車レーダシステムが開示されている。

従来例２に係る自動車レーダシステムは、１つ又は複数の他のユーザによって生成されたバースト雑音、周波数チャープ信号、又はそれらの組み合わせを含む雑音信号を受信する受信機と、複数の異なる周波数掃引信号を生成する信号発生器と、各周波数掃引信号を受信雑音信号と結合して周波数掃引信号毎に結合信号を生成する信号結合器と、該周波数チャープ信号を含む受信雑音信号に対応する結合信号の雑音レベルを求める干渉分類器と、干渉分類器によって求められた雑音レベルに従って複数の周波数掃引信号を選択するように動作可能なセレクタと、出力レーダ波形として送信される、選択された複数の周波数掃引信号を含む掃引パターンを求める制御ユニットとを備える。

特開２００６－３００５５０号公報特開２０１１－２４７８９２号公報

すなわち、上述の従来例に係るレーダ装置では、ターゲット信号と干渉信号の受信電力差に着目し、得られたビート信号波形に対して、干渉信号検出用しきい値を設定し、干渉発生区間を検出していた。

しかし、環境やシーンによってターゲット信号の受信電力が変化するため、アプリケーションに応じて、干渉信号検出用しきい値の決定を目的とする測定が別途必要という課題があった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、アプリケーションに応じて、干渉信号検出用しきい値の決定を目的とする測定が不要なレーダ装置とその制御方法を提供することにある。

本発明に係るレーダ装置は、
送信チャープ信号を含む無線信号を送信する無線送信部と、前記送信チャープ信号を含む無線信号が物標で反射された後、前記反射された受信チャープ信号を含む無線信号を受信する無線受信部とを備えるレーダ装置であって、
前記無線受信部は、
前記受信された受信チャープ信号を含む無線信号と、前記送信チャープ信号を含む無線信号とを混合することで、ビート信号を検出し、
前記ビート信号を所定の通過帯域幅で帯域通過フィルタリングし、
前記帯域通過フィルタリングされたビート信号に対して、前記無線受信部の熱雑音電圧に基づいて決定されるしきい値を用いて、前記受信された無線信号における干渉信号の有無を検出する。

従って、本発明に係るレーダ装置等によれば、アプリケーションに応じて、干渉信号検出用しきい値の決定を目的とする測定が不要なレーダ装置とその制御方法を提供することができる。

実施形態に係るレーダ装置１００の構成例を示すブロック図である。図１のレーダ装置１００で用いるチャープ信号の周波数変化波形図を示すグラフである。図１のレーダ装置１００で用いるバンドパスフィルタの利得周波数特性を示す図である。（ａ）は図１のレーダ装置１００において、近距離からの反射波の場合のビート信号の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）はその場合の距離スペクトル（周波数スペクトル）を示す図である。（ａ）は図１のレーダ装置１００において、遠距離からの反射波の場合のビート信号の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）はその場合の距離スペクトル（周波数スペクトル）を示す図である。図１のレーダ装置１００により実行される受信信号処理を示すフローチャートである。図１のレーダ装置１００により実行されるサンプル単位でのしきい値判定を用いて干渉信号検出処理を示す概略説明図である。図１のレーダ装置１００において干渉信号の検出前における（ａ）ビート信号ｂ（ｔ）と（ｂ）スペクトルＢ（ｆ）を示す図である。図１のレーダ装置１００において干渉信号の検出後にサンプルデータを０に置換したときにおける（ａ）ビート信号ｂ’（ｔ）と（ｂ）スペクトルＢ’（ｆ）を示す図である。図１のレーダ装置１００における干渉信号の検出処理における、干渉信号の受信電圧Ｖｉ（ｒ）と、熱雑音の平均電圧Ｖｎと、ターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）との関係を示す図である。変形例に係るレーダ装置におけるバンドパスフィルタ２４Ａの構成例を示すブロック図である。比較例に係る一般的なレーダ装置におけるローパスフィルタの利得周波数特性を示す図である。（ａ）は比較例に係るレーダ装置において、近距離からの反射波の場合のビート信号の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）はその場合の距離スペクトル（周波数スペクトル）を示す図である。（ａ）は比較例に係るレーダ装置において、遠距離からの反射波の場合のビート信号の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）はその場合の距離スペクトル（周波数スペクトル）を示す図である。

以下、添付図面を参照して、比較例及び実施形態に係る、ＦＣＭ方式を用いたレーダ装置とその制御方法の実施形態について説明する。なお、この実施形態により本発明が限定されるものではない。

(発明者の知見）
図９は比較例に係る一般的なレーダ装置におけるローパスフィルタの利得周波数特性を示す図である。一般的なレーダ装置では、送信チャープ信号を含む無線信号と、受信チャープ信号を含む無線信号とを混合した後に得られるビート信号を、図９のフィルタ特性を有するローパスフィルタを用いてフィルタリングしている。

図１０Ａ（ａ）は比較例に係るレーダ装置において、近距離からの反射波の場合のビート信号の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）はその場合の距離スペクトル（周波数スペクトル）を示す図である。また、図１０Ｂ（ａ）は比較例に係るレーダ装置において、遠距離からの反射波の場合のビート信号の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）はその場合の距離スペクトル（周波数スペクトル）を示す図である。ここで、「近距離」及び「遠距離」は、図７を参照して詳細後述すように、干渉信号の受信電圧と、熱雑音の平均電圧Ｖｎと、ターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）により決まり、本実施形態では、「近距離」は例えば概ね２～７ｍ程度であり、「遠距離」は例えば概ね１０ｍ以上である。これらは一例の値である。

図９のローパスフィルタを用いてチャープ信号を含む反射波信号を受信した場合、反射体までの距離によらず、ビート信号の電圧は受信値のままとなり、受信信号電圧が熱雑音電圧よりも高くなる場合が発生し、しきい値を一意に決定できない。前記のローパスフィルタの目的は、折り返し雑音（エイリアシング）の除去や、所望帯域への制限にあるからである。

すなわち、レーダ信号処理の分野では、ＳＮＲ（信号対雑音比）を推測するときに、熱雑音レベルを計算する。しかし、一般的に、熱雑音レベルと比較して、近距離物体からの反射波の受信レベルが同等又は上回るため、近距離にある反射体（物標）からの反射波の変動を考慮したしきい値設定にしなければならない。そのため、熱雑音電圧のみではしきい値の決定が困難だった。

（実施形態）
図１は実施形態に係るレーダ装置１００の構成例を示すブロック図である。以下、レーダ装置１００の構成例について説明する。

上述の課題を解決するために、本発明の実施形態では、
（Ａ）送信チャープ信号を含む無線信号と、受信チャープ信号を含む無線信号とを混合した後に得られるビート信号を、図９のフィルタ特性を用いてフィルタリングするローパスフィルタを、図２Ｂのフィルタ特性を有するバンドパスフィルタ２４－１～２４－Ｎ（総称して、符号２４を付す）に置き換え、
（Ｂ）無線受信部２における熱雑音電圧Ｖｎ（又は相当するデジタル値）に基づいて、干渉信号検出のためにビート信号ｂ（ｔ）と比較するしきい値Ｖ_ＴＨを決定したことを特徴とする。

ここで、各バンドパスフィルタ２４は、近距離からの反射波を除去する。また、熱雑音レベルは、ボルツマン定数ｋと、装置構成の導体の温度Ｔと、雑音帯域幅ｆ_ＢＡＮＤと、雑音指数ＮＦから求めることができる。それにより、アプリケーションに寄らず、シミュレーション上で予めしきい値を決定できるようになった。

以下、実施形態及び変形例に係るレーダ装置１００について以下に説明する。なお、以下の実施形態及び変形例は一例であって、本発明の一実施形態であって、これに限定されない。

図１において、レーダ装置１００は、例えばＦＣＭ（ＦａｓｔＣｈｉｒｐＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式を用いて、物標との距離及び相対速度を推定する。ＦＣＭ方式では、周波数が連続的に変化する複数のチャープ信号が繰り返される送信チャープ信号を、物標に対して無線送信して、検出範囲内に存在する各物標との距離及び相対速度を検出する。具体的には、ＦＣＭ方式は、チャープ信号Ｓｔを生成する変調信号と物標による送信信号の反射波を受信して得られる受信信号とから生成されたビート信号ｂ（ｔ）に対して２次元高速フーリエ変換処理（以下、２次元ＦＦＴ処理という）を実行して物標との距離及び相対速度を推定する。なお、２次元ＦＦＴ処理は、距離ＦＦＴ処理及び速度ＦＦＴ処理の２回のＦＦＴ処理を含む。

図２Ａは、図１のレーダ装置１００で用いるチャープ信号の周波数変化波形図を示すグラフである。図２Ａに示すように、チャープ信号は、時間経過とともに、チャープ勾配Δｆ［Ｈｚ／ｓ］で上昇する。

図２Ｂは図１のレーダ装置１００で用いるバンドパスフィルタの利得周波数特性を示す図である。図２Ｂに示すように、バンドパスフィルタ２４の利得は、例えば。利得Ｇｍｉｎから上昇して、通過帯域の正規化下限周波数ｆｍｉｎで最大利得Ｇｍａｘを有し、当該通過帯域内で当該最大利得Ｇｍａｘを保持した後、正規化上限周波数ｆｍａｘから所定の周波数ｆｍまでに低下する周波数特性を有する。すなわち、バンドパスフィルタ２４は、ビート信号ｂ（ｔ）の主成分を通過させる所定の通過帯域幅を有する。

図１において、レーダ装置１００は、無線送信部１と、無線受信部２と、信号処理部３とを備える。ここで、無線送信部１は、送信制御部１０と、変調信号生成部１１と、発振器１２と、電力増幅器１３と、送信アンテナ１４とを備える。また、無線受信部２は、１個以上のＮ個の受信アンテナ２１－１～２１－Ｎ（以下、総称して符号２１を付す）と、複数Ｎ個の低雑音増幅器２２－１～２２－Ｎ（以下、総称して符号２２を付す）と、複数Ｎ個の混合器２３－１～２３－Ｎ（以下、総称して符号２３を付す）と、複数Ｎ個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４－１～２４－Ｎ（以下、総称して符号２４を付す）と、複数Ｎ個のＡＤ変換器（ＡＤＣ）２５－１～２５－Ｎ（以下、総称して符号２５を付す）とを備える。さらに、信号処理部３は、複数Ｎ個の干渉検出部３１－１～３１－Ｎ（以下、総称して符号３１を付す）と、複数Ｎ個の距離及び速度推定部３２－１～３２－Ｎ（以下、総称して符号３２を付す）と、到来角度推定部３３とを備える。

無線送信部１の送信制御部１０は、所定の送信間隔Ｔ_ｎを有する送信間隔信号Ｓｉを発生して変調信号生成部１１に出力する。変調信号生成部１１は、例えば図２Ａに示す鋸波形状などの三角波形状で周波数が変化する変調信号（チャープ信号）を生成し、発振器１２に出力する。発振器１２は、変調信号に従って、前記送信間隔Ｔｎを有する送信チャープ信号を含む無線信号Ｓｔを生成して、電力増幅器１３を介して送信アンテナ１４に出力されて、送信チャープ信号を含む無線信号Ｓｔが送信アンテナ１４から物標に向けて放射される。なお、発振器１２からの送信チャープ信号を含む無線信号Ｓｔは無線受信部２の混合器２３にも分配される。

無線受信部２では、アレーアンテナを構成する複数Ｎ個の受信アンテナ２１は、反射体である物標からの反射波である、送信チャープ信号を含む無線信号Ｓｔを、受信チャープ信号を含む無線信号Ｓｒとして受信し、当該無線信号Ｓｒを、低雑音増幅器２２を介して混合器２３に出力する。各混合器２３は、各低雑音増幅器２２からの無線信号に含まれる受信チャープ信号を含む無線信号Ｓｒと、発振器１２からの送信チャープ信号を含む無線信号Ｓｔとを混合して、各バンドパスフィルタ２４に出力する。各バンドパスフィルタ２４は、上述の図２Ｂの帯域通過特性を有してフィルタリングを行うことで、ビート周波数を有するビート信号ｂ（ｔ）を検出して各ＡＤ変換器２５に出力する。各ＡＤ変換器２５は入力されるビート信号ｂ（ｔ）をデジタル形式のビート信号にＡＤ変換して信号処理部３の各干渉検出部３１に出力する。

なお、図１に示す受信アンテナ２１等の個数Ｎは、例えば１以上である。本実施形態において、距離の推定、又は速度の推定は１個の受信アンテナ２１で可能であるが、到来角度の推定まで行なう場合、２個以上の受信アンテナ２１が必要である。

信号処理部３は、例えば、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）、ＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ）、入出力ポート等を含むマイクロコンピュータで構成され、レーダ装置１００の全体を制御する。

干渉検出部３１は、詳細後述するように、ビート信号ｂ（ｔ）の瞬時電圧に対して、所定のしきい値Ｖ_ＴＨを用いて干渉信号の有無をサンプル単位で判定し、ビート信号ｂ（ｔ）において干渉のあるサンプルデータをゼロに置換し、ゼロ置換処理後のビート信号ｂ’（ｔ）を生成して距離及び速度推定部３２に出力する。

各距離及び速度推定部３２は、各干渉検出部３１から出力されるビート信号ｂ’（ｔ）に対してそれぞれ公知の２次元ＦＦＴ処理（距離ＦＦＴ処理及び速度ＦＦＴ処理）を行い、かかる２次元ＦＦＴ処理の結果に基づいて物標の距離及び相対速度を演算して到来角度推定部３３に出力する。

到来角度推定部３３は、複数の受信チャープ信号を含む無線信号Ｓｒ又はそれに基づいて生成されたビート信号ｂ’（ｔ）に基づいて、所定の公知の到来角度演算処理により物標の到来角度を推定する。例えば、各到来角度推定部３３は、受信アンテナ２１で受信された複数個の受信信号に基づく複数個のビート信号ｂ’（ｔ）の周波数スペクトルそれぞれの同一距離ビンのピークの位相の違いにより物標の到来角度を推定する。なお、同一距離ビンのピークの位相の違いにより、同一距離ビンに複数の物標（反射体）が存在することが検出された場合、それら複数の物標それぞれについて角度推定を行う。なお、到来角度推定部３３における角度の推定は、例えば、ＥＳＰＲＩＴ（ＥｓｔｉｍａｔｉｏｎｏｆＳｉｇｎａｌＰａｒａｍｅｔｅｒｓｖｉａＲｏｔａｔｉｏｎａｌＩｎｖａｒｉａｎｃｅＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）、ＤＢＦ（ＤｉｇｉｔａｌＢｅａｍＦｏｒｍｉｎｇ）、又はＭＵＳＩＣ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＳｉｇｎａｌＣｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）などの公知の推定方式を用いて実行される。

到来角度推定部３３は、演算した物標で反射された無線信号の到来角度に加えて、各距離及び速度推定部３２において推定された、物標との距離及び相対速度に係る情報を他制御装置２００に出力する。なお、図１において、他制御装置２００は、他のレーダ装置、又は、当該レーダ装置１００及び他のレーダ装置を統括的に制御する制御装置である。

図３Ａ（ａ）は、図１のレーダ装置１００において、近距離からの反射波の場合のビート信号の電圧波形を示すグラフであり、図３Ａ（ｂ）はその場合の距離スペクトル（周波数スペクトル）を示す図である。また、図３Ｂ（ａ）は、図１のレーダ装置１００において、遠距離からの反射波の場合のビート信号の電圧波形を示すグラフであり、図３Ｂ（ｂ）はその場合の距離スペクトル（周波数スペクトル）を示す図である。また、図４は図１のレーダ装置１００により実行される受信信号処理を示すフローチャートであり、図５は図１のレーダ装置１００により実行されるサンプル単位でのしきい値判定を用いて干渉信号検出処理を示す概略説明図である。さらに、図６Ａは図１のレーダ装置１００において干渉信号の検出前における（ａ）ビート信号ｂ（ｔ）と（ｂ）スペクトルＢ（ｆ）を示す図であり、図６Ｂは図１のレーダ装置１００において干渉信号の検出後にサンプルデータを０に置換したときにおける（ａ）ビート信号ｂ’（ｔ）と（ｂ）スペクトルＢ’（ｆ）を示す図である。また、図７は図１のレーダ装置１００における干渉信号の検出処理における、干渉信号の受信電圧Ｖｉ（ｒ）と、熱雑音の平均電圧Ｖｎと、ターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）との関係を示す図である。

以下、図４～図７を参照して、図４の受信信号処理について以下に説明する。

図４のステップＳ１において、干渉検出部３１は、ボルツマン定数ｋと、装置を構成する導体の温度Ｔと、雑音帯域幅ｆ_ＢＡＮＤと、雑音指数ＮＦから熱雑音電圧Ｖｎを算出し、熱雑音電圧Ｖｎの定数α倍を干渉信号検出用しきい値Ｖ_ＴＨとする。ここで、しきい値Ｖ_ＴＨの設定方法について以下に説明する。

熱雑音信号ｎ（ｔ）は次式で表される。

ｎ（ｔ）＝Ｖｎ・ｐ（ｔ）（１）

ここで、ｔは時間指標であり、熱雑音の平均電圧Ｖｎは次式で表される。

（２）

また、ｐ（ｔ）は標準正規分布に従う乱数信号であり、ｋはボルツマン定数［Ｊ／Ｋ］であり、Ｔは装置構成の導体の温度［Ｋ］であり、ｆ_ＢＡＮＤはサンプリングレートＮｓ［ｓｐｓ］に基づいて決定される雑音帯域幅［Ｈｚ］である。さらに、雑音指数ＮＦ［ｄＢ］は無線受信部２の仕様値を用いてもよいし、無線受信部２の入力信号の信号対雑音電力比ＳＮＲｉｎ［ｄＢ］、及び無線受信部２の出力信号の信号対雑音電力比ＳＮＲｏｕｔ［ｄＢ］を用いて次式で算出してもよい。

（３）

そして、干渉信号を検出するためのしきい値Ｖ_ＴＨは次式で定義される。

Ｖ_ＴＨ＝αＶｎ（４）

ここで、本実施形態では、無線受信部２において、ローパスフィルタに代えてバンドパスフィルタ２４を用いるので、図７を参照して後述するように、干渉信号がないターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）が熱雑音電圧Ｖｎ以下になること（本実施形態では、このときの距離を「遠距離」という）を前提としている。ここで、熱雑音電圧Ｖｎは正規分布に従っており、
（１）正規分布の±３σ以下の電圧となる確率は９９．７３％であり、
（２）正規分布の±４σ以下の電圧となる確率は９９．９９％である。
なお、定数αは例えば概ね３～４程度であり、これは一例の値である。

次いで、図４のフローチャートの説明に戻り、図４のステップＳ２において、無線送信部１から送信チャープ信号を含む無線信号を送信し、無線受信部２でチャープ信号を含む無線信号を受信する。ステップＳ３では、無線受信部２は、送信チャープ信号を含む無線信号と、受信チャープ信号を含む無線信号とを混合器２３により混合し、バンドパスフィルタ２４により帯域通過フィルタリングを行い、ＡＤ変換器２５によりＡＤ変換して、ビート信号ｂ（ｔ）を生成する。生成されたビート信号ｂ（ｔ）は、図５に示すように、ターゲット信号ｓ（ｔ）と、熱雑音信号ｎ（ｔ）と、干渉信号ｉ（ｔ）との加算結果で構成される。

さらに、干渉検出部３１は、ビート信号ｂ（ｔ）の瞬時電圧に対して、前記しきい値Ｖ_ＴＨを用いたしきい値判定によって干渉信号の有無をサンプル単位で判定し、ビート信号ｂ（ｔ）における干渉信号のあるサンプルデータをゼロに置換し、ゼロ置換処理後のビート信号ｂ’（ｔ）を生成する（Ｓ４）。ここで、干渉検出部３１の処理について以下に説明する。

本実施形態では、サンプル単位でのしきい値判定において、ビート信号ｂ（ｔ）の各サンプルの絶対値電圧｜ｂ（ｔ）｜に基づいて、次式によりしきい値判定し、干渉の有無を検出する。

（５）

すなわち、干渉信号があるときは、Ｅ（ｔ）＝１となり、干渉信号がないときは、Ｅ（ｔ）＝０となる。

また、干渉信号を検出したときは、次式に示すように、干渉信号があるサンプルデータを０に置換することで干渉信号の影響を大幅に低減し、ＳＮＲを改善する。なお、ＡＤ変換を行わないときは、例えばビート信号の、干渉信号がある検出時間期間において、ビート信号を０に置換すればよい。

（６）

図６Ａに示すように、干渉信号の検出前では、ビート信号ｂ（ｔ）において干渉信号が存在しており、それをＦＦＴ（Fast Fourier Transformation）処理を行って距離スペクトルＢ（ｆ）に変換したときもいまだ、低ＳＮＲとなっている。しかし、図６Ｂに示すように、干渉検出部３１による干渉検出及びゼロ置換処理により、処理後のビート信号ｂ’（ｔ）において干渉信号が大幅に軽減され、距離スペクトルＢ’（ｆ）におけるターゲット信号に対応する距離に対応するパワーが増大されて高ＳＮＲとなることがわかる。

前記ステップＳ４の処理後のステップＳ５において、距離及び速度推定部３２は、ゼロ置換処理後のビート信号ｂ’（ｔ）から、上述のように距離及び速度を推定する。次いで、ステップＳ６において、到来角度推定部３３は、各受信アンテナ２１の位相差から、上述のように到来角度を推定し、当該受信信号処理を終了する。

さらに、本実施形態における「近距離」及び「遠距離」を定義するために、干渉信号の受信電圧Ｖｉ（ｒ）と、熱雑音の平均電圧Ｖｎと、ターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）との関係について以下に説明する。

ターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）は次式で算出される。

（７）

（８）

ここで、Ｐｓ（ｒ）は無線受信部１で受信される受信信号の電力であり、Ｇ_Ｔｘは送信アンテナ１４の利得［ｄＢ］であり、Ｇ_Ｒｘは受信アンテナ２１の利得［ｄＢ］である。また、Ｐ_Ｔは無線送信部１の空中線電力［ｄＢ］であり、σは反射体の平均有効反射断面積［ｄＢｍ^２］であり、λは波長［ｍ］であり、ｒはレーダ装置１００と反射体との間の距離［ｍ］である。

上記の式（８）から明らかなように、ターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）は距離ｒの４乗で減衰することがわかる。

次いで、干渉信号の受信電圧Ｖｉ（ｒ）は次式で算出される。

（９）

（１０）

上記の式（１０）から明らかなように、干渉信号の受信電圧Ｖｉ（ｒ）は距離ｒの２乗で減衰する。

本実施形態において、干渉信号を検出するための条件は、ターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）が、次式に示すように、熱雑音信号の平均電圧Ｖｎを十分に又は実質的に、電圧マージンＶｍａｒｇｉｎを有して下回ることであり、これを満たす距離が本実施形態における「遠距離」に対応する。すなわち、「遠距離」は例えば図７の距離ｒ_２以上の距離に対応し、「近距離」は例えば図７の距離ｒ_１以下の距離に対応する。

（１１）

ここで、φは例えば約１０以上の定数であり、これは一例の値である。

本実施形態に係る遠距離用レーダ装置１００の最小検出距離ｒ_ｍｉｎは次式で算出される。ここで、最小検出距離ｒ_ｍｉｎは概ね１０ｍ程度である。

（１２）

（１３）

（１４）

なお、本実施形態で用いるバンドパスフィルタ２４における正規化下限周波数ｆ_ｍｉｎは次式で算出される。

（１５）

ここで、干渉信号の最大検出距離ｒ_ｍａｘは次式で表される。

（１６）

ここで、ｃは光速［ｍ／ｓ］であり、Δｆはチャープ勾配［Ｈｚ／ｓ］である。

以上説明したように、本実施形態では、無線受信部２においてバンドパスフィルタ２４を備えることで、近距離からの反射波のパワーをフィルタリングで抑制することで、ターゲット信号の受信電圧Ｖｓ（ｒ）が熱雑音の平均電圧Ｖｎよりも十分に低くなる（図７）。これにより、熱雑音の平均電圧Ｖｎをもとに、干渉信号を検出するためのしきい値Ｖ_ＴＨを一意に決定することができる。

また、本実施形態における距離及び速度推定部３２及び到来角度推定部３３は、信号処理により距離ＦＦＴ、速度ＦＦＴ、角度ＦＦＴを行って、熱雑音に埋もれたビート信号ｂ（ｔ）を抽出することができる。当該信号処理によるＳＮＲの改善量ＳＮＲ_{ｉｍｐｒｏｖｅ}［ｄＢ］は次式で算出される。

ここで、Ｎ_{ｓａｍｐｌｅ}は１チャープ信号当たりのサンプル数であり、Ｎ_{ｃｈｉｒｐ}はチャープ数であり、Ｎ_Ｒｘは受信アンテナ２１の素子数Ｎである。

（実施形態の効果）
以上説明したように、本実施形態に係るレーダ装置１００によれば、無線受信部２においてローパスフィルタに代えてバンドパスフィルタ２４を備え、干渉検出部３１により熱雑音電圧Ｖｎから決定されたしきい値Ｖ_ＴＨを用いて干渉信号を検出したので、アプリケーションによらず、干渉信号の有無を決定できる。

また、干渉信号があるサンプルデータを０に置換することで、図６Ａと図６Ｂとの比較から明らかのように、距離ＦＦＴ処理後の距離スペクトルにおいてターゲット信号のＳＮＲを大幅に改善させることができる。

さらに、前記置換処理後の受信信号を用いて、距離推定、速度推定及び到来角度推定を行うことで、従来技術と比較して高精度な推定を行うことができる。特に、干渉が発生した場合に、干渉の影響を除去させてＳＮＲの低下を軽減し、正確に位置推定及び速度推定できる。ここで、例えばレーダ装置１００を自動車に適用することで、ユーザは、反射物体の正確な位置情報（距離及び相対速度、方位）を得ることができ、自動運転の補助や交通事故の発生低減に繋がる。

さらに、本実施形態によれば、以下の特有の効果を有する。
（１）演算コストを軽減でき、処理速度を高速化できる。
（２）干渉信号の検出に、平均化処理や相関値、尤度の算出が不要であり、試験コストを軽減できる。
（３）実験をしなくても、シミュレーション上で検証可能である。
（４）干渉信号に依存せず、しきい値Ｖ_ＴＨの決定が使用周波数に依存しないので、広帯域干渉と狭帯域干渉のともに適用可能である。
（５）対象とする反射体の物標が複数でも検出可能である。

（変形例）
図８は変形例に係るレーダ装置におけるバンドパスフィルタ２４Ａの構成例を示すブロック図である。以上の実施形態では、無線受信部２においてバンドパスフィルタ２４を備えているが、本発明はこれに限らず、これに代えて、図８に示すように、バンドパスフィルタ２４Ａを備えてもよい。すなわち、各バンドパスフィルタ２４Ａ－１～２４Ａ－Ｎはそれぞれ、従来のローパスフィルタ４１－１～４１－Ｎに、ハイパスフィルタ４２－１～４２－Ｎを付加する構成を有する。

以上の実施形態では、送信チャープ信号は、周波数が連続的に増加する（すなわち、アップチャープ）場合を示したが、周波数が連続的に減少する（すなわち、ダウンチャープ）チャープ信号であってもよい。また、それらの組み合わせであってもよい。

以上の実施形態では、ＦＣＭ方式を用いたレーダ装置について説明したが、本発明はこれに限らず、ＦＭＣＷ変調方式又はパルス圧縮変調方式を用いたレーダ装置に適用可能である。

以上の実施形態では、物標の位置及び相対速度を推定しているが、本発明はこれに限らず、物標の相対速度のみを推定するように構成してもよい。

以上の実施形態に対してさらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神又は範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

以上詳述したように、本発明に係るレーダ装置とその制御方法によれば、アプリケーションに応じてしきい値の決定を目的とする測定が不要なレーダ装置とその制御方法を提供することができる。特に、レーダ間の干渉を軽減しつつ、位置および速度推定をより正確に行うことができる。これにより、ユーザは、反射物体である物標の正確な位置情報（距離及び相対速度、到来角度である方位）を得ることができ、自動運転の補助や交通事故の発生低減に繋がる。

本発明に係るレーダ装置は、例えば道路監視向けミリ波レーダにおいて、干渉対策を実現するための技術手段に適用することができる。アプリケーションとしては、信号機や交通標識などに当該レーダ装置を取り付け、車両の位置と速度を検出し、渋滞緩和のためのトラフィックカウンタを行なうことができる。また、本発明は、ミリ波センサを搭載するレーダ装置（ＦＣＭ変調方式やＦＭＣＷ変調方式、パルス圧縮変調方式）の干渉検出機能に適用可能であり、例えば気象、船舶、航空機用途など遠距離用レーダに適用可能である。

１無線送信部
２無線受信部
１０送信制御部
１１変調信号生成部
１２発振器
１３電力増幅器
１４送信アンテナ
２１，２１－１～２１－Ｎ受信アンテナ
２２，２２－１～２２－Ｎ低雑音増幅器
２３，２３－１～２３－Ｎ混合器
２４，２４－１～２４－Ｎバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２５，２５－１～２５－ＮＡＤ変換器（ＡＤＣ）
３１，３１－１～３１－Ｎ干渉検出部
３２，３２－１～３２－Ｎ距離及び速度推定部
３３到来角度推定部
１００レーダ装置
２００他制御装置

Claims

送信チャープ信号を含む無線信号を送信する無線送信部と、前記送信チャープ信号を含む無線信号が物標で反射された後、前記反射された受信チャープ信号を含む無線信号を受信する無線受信部とを備えるレーダ装置であって、
前記無線受信部は、
前記受信された受信チャープ信号を含む無線信号と、前記送信チャープ信号を含む無線信号とを混合することで、ビート信号を検出し、
前記ビート信号を所定の通過帯域幅で帯域通過フィルタリングし、
前記帯域通過フィルタリングされたビート信号に対して、前記無線受信部の熱雑音電圧に基づいて決定されるしきい値を用いて、前記受信された無線信号における干渉信号の有無を検出する、
レーダ装置。
前記しきい値は、前記無線受信部の熱雑音電圧の所定数倍に設定される、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記無線受信部はさらに、前記受信された無線信号において干渉信号があるときに、前記ビート信号を０に置換する、
請求項１又は２に記載のレーダ装置。
前記無線受信部は、前記帯域通過フィルタリングされたビート信号をＡＤ変換し、前記ＡＤ変換後のビート信号に対してサンプル単位で、前記しきい値を用いて、前記受信された無線信号における干渉信号の有無を検出する、
請求項１～３のうちのいずれか１つに記載のレーダ装置。
前記無線受信部はさらに、前記受信された無線信号において干渉信号があるサンプルデータを０に置換する、
請求項４に記載のレーダ装置。
前記無線受信部は、前記０に置換されたビート信号又は前記０に置換されたサンプルデータに基づいて、前記物標との距離をさらに推定する、
請求項３又は５に記載のレーダ装置。
前記無線受信部は、受信チャープ信号をそれぞれ含む複数の無線信号を受信し、前記受信された複数の無線信号に基づいて、前記物標の到来角度を推定する、
請求項１～６のうちのいずれか１つに記載のレーダ装置。
前記送信チャープ信号は、連続的に変化する周波数を有する、
請求項１～７のうちのいずれか１つに記載のレーダ装置。
送信チャープ信号を含む無線信号を送信する無線送信部と、前記送信チャープ信号を含む無線信号が物標で反射された後、前記反射された受信チャープ信号を含む無線信号を受信する無線受信部とを備えるレーダ装置の制御方法であって、
前記受信された受信チャープ信号を含む無線信号と、前記送信チャープ信号を含む無線信号とを混合することで、ビート信号を検出するステップと、
前記ビート信号を所定の通過帯域幅で帯域通過フィルタリングするステップと、
前記帯域通過フィルタリングされたビート信号に対して、前記無線受信部の熱雑音電圧に基づいて決定されるしきい値を用いて、前記受信された無線信号における干渉信号の有無を検出するステップと、
を含むレーダ装置の制御方法。
前記しきい値は、前記無線受信部の熱雑音電圧の所定数倍に設定される、
請求項９に記載のレーダ装置の制御方法。
前記受信された無線信号において干渉信号があるときに、前記ビート信号を０に置換するステップをさらに含む、
請求項９又は１０に記載のレーダ装置の制御方法。
前記干渉信号の有無を検出するステップは、前記帯域通過フィルタリングされたビート信号をＡＤ変換し、前記ＡＤ変換後のビート信号に対してサンプル単位で、前記しきい値を用いて、前記受信された無線信号における干渉信号の有無を検出することをさらに含む、
請求項９～１１のうちのいずれか１つに記載のレーダ装置の制御方法。
前記受信された無線信号において干渉信号があるサンプルデータを０に置換するステップをさらに含む、
請求項１２に記載のレーダ装置の制御方法。
前記０に置換されたビート信号又は前記０に置換されたサンプルデータに基づいて、前記物標との距離を推定するステップをさらに含む、
請求項１１又は１３に記載のレーダ装置の制御方法。
受信チャープ信号をそれぞれ含む複数の無線信号を受信し、前記受信された複数の無線信号に基づいて、前記物標の到来角度を推定するステップをさらに含む、
請求項９～１４のうちのいずれか１つに記載のレーダ装置の制御方法。
前記送信チャープ信号は、連続的に変化する周波数を有する、
請求項９～１５のうちのいずれか１つに記載のレーダ装置の制御方法。