JP2017026604A - レーダシステム - Google Patents

Abstract

【課題】高い距離分解能を有するレーダベースの駐車システムを提供する。【解決手段】レーダシステムは、発振器を送信第１重複部分３１５及び送信第１重複部分の瞬時周波数に対応する送信第２重複部分を有する送信レーダ信号を発生するように制御するよう構成された送信機コントローラを備える。送信機コントローラは、送信第１ランプ周波数部分と送信第２ランプ周波数部分との間で発振器を第１動作モードから第２動作モードに再設定するように構成される。レーダシステムは、送信レーダ信号が反射されたものを表す受信レーダ信号を受信し、送信第１重複部分３１５、送信第２重複部分、受信第１重複部分３２４及び受信第２重複部分の組み合わせに基づいて複合重複部分を提供するように構成された受信機コントローラも備える。【選択図】図３ｃ

Description

本発明は、レーダシステム、例えば自動車用途における反射物体までの距離の決定に使用し得るレーダシステムに関する。

自動車レーダシステムは交通安全性及び運転快適性を高め得る。第１世代の自動車レーダは自動クルーズ制御及び駐車支援用途を対象にしていた。

本発明の第１の態様によれば、レーダシステムが提供され、該レーダシステムは、
（ａ）送信機コントローラを備え、前記送信機コントローラは発振器が送信レーダ信号を発生するように前記発振器を制御するよう構成され、前記送信レーダ信号は、
前記送信レーダ信号の周波数が時間とともに増加又は減少する送信第１ランプ周波数部分、
前記送信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と反対に変化する送信第１戻り周波数部分、及び
前記送信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と同様に変化する送信第２ランプ周波数部分を備え、
前記送信第１ランプ周波数部分は、送信第１重複部分及び送信第１非重複部分を含み、
前記送信第２ランプ周波数部分は、前記送信第１周波数重複部分の瞬時周波数に対応する送信第２重複部分及び送信第２非重複部分を含み、且つ
前記送信機コントローラは、前記発振器を前記送信第１ランプ周波数部分と前記送信第２ランプ周波数部分との間で第１動作モードから第２動作モードに再設定するよう構成され、且つ
（ｂ）受信機コントローラを備え、前記受信機コントローラは、前記送信レーダ信号の反射バージョンを表す受信レーダ信号を受信するように構成され、前記受信レーダ信号は、
前記受信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と同様に変化する受信第１ランプ周波数部分、
前記受信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と反対に変化する受信第１戻り周波数部分、及び
前記受信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と同様に変化する受信第２ランプ周波数部分を備え、且つ
前記受信レーダ信号は、
前記送信第１重複部分と同時に受信される受信第１重複部分、及び前記送信第１非重複部分と同時に受信される受信第１非重複部分、
前記送信第２重複部分と同時に受信される受信第２重複部分、及び前記送信第２非重複部分と同時に受信される受信第２非重複部分を含み、
前記受信機コントローラは、
前記送信第１重複部分、前記送信第２重複部分、前記受信第１重複部分及び前記受信第２重複部分の組み合わせに基づいて複合重複部分を提供し、
前記送信第１非重複部分及び前記受信第１非重複部分の組み合わせに基づいて複合第１部分を提供し、
前記送信第２非重複部分及び前記受信第２非重複部分の組み合わせに基づいて複合第２部分を提供し、
前記複合重複部分、前記複合第１部分及び前記複合第２部分に基づいて出力信号を提供するよう構成されている。

一以上の実施形態では、前記送信機コントローラは、前記送信レーダ信号の第１ランプ周波数部分を提供するために前記発振器を第１動作モードで動作するよう構成される。前記送信機コントローラは、前記送信レーダ信号の第２ランプ周波数部分提供するために前記発振器を第２動作モードで動作するよう構成される。

一以上の実施形態では、前記複合重複部分を提供するために、前記受信機コントローラは、
前記送信第１重複部分を前記受信第１重複部分と乗算して第１重複部分を提供し、
前記送信第２重複部分を前記受信第２重複部分と乗算して第２重複部分を提供し、
前記第１重複部分にウィンドウ関数を適用してウィンドウ処理された第１重複部分を提供し、
前記第２重複部分にウィンドウ関数を適用してウィンドウ処理された第２重複部分を提供し、
前記ウィンドウ処理された第１重複部分を前記ウィンドウ処理された第２重複部分と組み合わせる、
ように構成される。

一以上の実施形態では、前記受信機コントローラは、前記ウィンドウ処理された第１重複部分を前記ウィンドウ処理された第２重複部分に加算することによって前記ウィンドウ処理された第１重複部分を前記ウィンドウ処理された第２重複部分と組み合わせるように構成される。

一以上の実施形態では、前記複合重複部分を提供するために、前記受信機コントローラは、
前記送信第１重複部分を前記受信第１重複部分と乗算して第１重複部分を提供し、
前記送信第２重複部分を前記受信第２重複部分と乗算して第２重複部分を提供し、
前記第２重複部分の静定第２重複部分を決定し、ここで前記静定第２重複部分は静定周波数値を有し、前記静定第２重複部分は第２静定周波数範囲を有する前記送信レーダ信号に対応するものであり、
前記第１重複部分の静定第１重複部分を決定し、ここで前記静定第１重複部分は静定周波数値を有し、前記静定第１重複部分は第１静定周波数範囲を有する前記送信第１重複部分に対応し、前記第１静定周波数範囲は前記″静定周波数範囲と同じであり、
前記静定第１重複部分にウィンドウ関数を適用してウィンドウ処理された静定第１重複部分を提供し、
前記静定第２重複部分にウィンドウ関数を適用してウィンドウ処理された静定第２重複部分を提供し、
前記ウィンドウ処理された静定第１重複部分を前記ウィンドウ処理された静定第２重複部分と組み合わせる、
ように構成される。

一以上の実施形態では、前記受信機コントローラは、前記ウィンドウ処理された整定第１重複部分と前記ウィンドウ処理された整定第２重複部分を加算することによって前記ウィンドウ処理された整定第１重複部分と前記ウィンドウ処理された整定第２重複部分を組み合わせるように構成される。

一以上の実施形態では、前記受信機コントローラは、前記送信第１非重複部分と前記受信第１非重複部分を乗算することによって前記複合第１部分を提供するように構成される。

一以上の実施形態では、前記受信機コントローラは、前記送信第１非重複部分と前記受信第１非重複部分を乗算し、その乗算結果から非静定部分を除去することによって前記複合第１部分を提供するように構成される。

一以上の実施形態では、前記受信機コントローラは、前記送信第２非重複部分と前記受信第２非重複部分を乗算することによって前記複合第２部分を提供するように構成される。

一以上の実施形態では、前記送信機コントローラは、前記送信レーダ信号が、前記送信レーダ信号の周波数がほぼ一定に維持される送信第１定周波数部分も含むように、前記発振器を制御するように構成され、
前記送信第１定周波数部分は前記送信第１戻り周波数部分の後で、前記送信第２ランプ周波数部分の前に位置する。

一以上の実施形態では、前記送信機コントローラは、前記送信第１定周波数部分中に前記発振器を前記第１動作モードから前記第２動作モードへ再設定するように構成される。

一以上の実施形態では、前記送信機コントローラは、前記送信第１定周波数部分の持続時間を少なくとも前記送信レーダ信号と前記受信レーダ信号との間の時間差に設定するように構成される。この時間差は、飛行時間とも称される。

一以上の実施形態では、前記送信機コントローラは、前記送信レーダシステムが、前記送信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と反対に変化する送信第２戻り周波数分も含むように、前記発振器を制御するように構成され、
前記送信第２戻り周波数部分は前記送信第２ランプ周波数部分の後に位置する。

一以上の実施形態では、前記送信レーダ信号は複数のチャープを含んでよい。各チャープは、（ｉ）送信第１ランプ周波数部分、（ｉｉ）送信第１戻り周波数部分、（ｉｉｉ）送信第２ランプ周波数部分、及び（ｉｖ）送信第２戻り周波数部分を含んでよい。

一以上の実施形態では、前記受信機コントローラは更に、前記出力信号に基づいて反射物体までの距離を決定するように構成される。

本発明の他の態様によれば、本明細書に開示された任意のレーダシステムを構成する集積回路が提供される。

本明細書に開示される任意のレーダシステム又は本明細書に開示される任意のＩＣよりなる自動車レーダシステムも提供され得る。

本開示は様々な変更や代替が可能であるが、その詳細は一例として図面に示され、以下に詳細に記載される。しかしながら、記載の実施形態を超える他の実施形態も可能である。添付の請求の範囲の精神及び範囲に含まれるすべての変更実施形態、同等実施形態及び代替実施形態もカバーされる。

以上の考察は現在又は将来の請求項セットの範囲に含まれるすべての模範的な実施形態又はすべての実装例を表現することを意図していない。図面もそれに続く詳細な説明も様々な模範的な実施形態を例証している。様々な模範的な実施形態は添付図面と関連する以下の詳細な説明を参酌するとより完全に理解することができる。

一以上の実施形態がほんの一例として添付図面を参照して以下に説明される。

レーダシステムの模範的な実施形態を概略的に示す。 Ｎ個の周波数ランプのＦＭＣＷチャープシーケンスを示す。 送信レーダ信号、受信レーダ信号及び中間周波数信号の模範的な実施形態を示す。 送信レーダ信号、受信レーダ信号及び中間周波数信号の模範的な実施形態を示す。 送信レーダ信号、受信レーダ信号及び中間周波数信号の模範的な実施形態を示す。 第１アクイジションインターバルからのサンプルと第２アクイジションインターバルからの信号を組み合わせる方法の模範的な実施形態を概略的に示す。 単一コーナー反射器で試験したシステムに関する、距離（水平軸）に対する電力（垂直軸）のプロット曲線を示す。 単一コーナー反射器で試験したシステムに関する、距離（水平軸）に対する電力（垂直軸）のプロット曲線を示す。 ２つのコーナー反射器で試験したシステムに関する、距離（水平軸）に対する電力（垂直軸）のプロット曲線を示す。 ２次元ＦＦＴを概略的に示す。

自動車駐車支援システムは超音波センサ及び／又はカメラセンサに基づき得る。自動車製造業者は超音波センサをレーダセンサと置き換えることを模索している。超音波センサは音波を通すために車体外壁に穴をあける必要がある。これらの穴は審美的に不快であり、天候や土埃にさらされ得る。さらに、これらのセンサは車体外壁と同じ色にペイントされるため、自動車製造業者は種々のセンサの用意しておかなければならない。

後ろ向きカメラも駐車支援として使用され得る。このようなシステムでは、車の背後のエリアのライブビューが車のセンターコンソールに表示される。これは費用のかかるケーブル敷設を必要とする。さらに、カメラとカメラ前方の物体との間の距離を正確に推定することが難しい。

有利には、レーダセンサは車体外壁の背後に取り付けることができる。その結果として、審美的不満が解消される。さらに、レーダセンサは天候の影響や土埃にさらされないため、超音波センサより信頼性が高い。

レーダベースの駐車システムの重要な要件は極めて高い距離分解能にある。実際的制限のために、既知のレーダシステムは満足な距離分解能を提供し得ない。例えば、レーダベースの駐車支援用途はコストエフェクティブに実現することが難しい広帯域幅の波形を必要とする。本明細書に開示する一以上の実施形態はこの帯域幅を増大することができる。

図１はレーダシステム１００を概略的に示す。このレーダシステム１００は３つの主要部、即ち送信部１１０と、受信部１２０と、制御及び処理部１３０を備える。以下で述べるように、特定の波形原理に従って変調された送信レーダ信号１０２が所定の搬送周波数（例えば７９ＧＨｚ）で送信される。

送信部１１０は送信機コントローラ１１１を備え、このコントローラは高周波数チャープ発生器とも称される。送信機コントローラ１１１は発振器を制御し、この発振器は本例ではフェーズロックループ（ＰＬＬ）１１２を含む。ＰＬＬ１１２は周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）を発生するように制御され、この周波数変調連続波は送信レーダ信号１０２と称される。本例では、送信レーダ信号１０２は電力増幅器１１４で増幅され、アンテナ出力コネクタ（図示せず）を介して送信空中線又はアンテナ（図示せず）に供給され、レーダ信号として送信される。

反射物体が存在すると、受信レーダ信号１０４が一以上の空中線またはアンテナ（図示せず）により受信され、一以上のアンテナ入力コネクタを介して受信部１２０に入力する。図には１つの受信機が示されているが、システムは異なる数、例えば２又は３以上の受信機を備え得る。受信レーダ信号１０４は低雑音増幅器１２５で増幅され、受信レーダ信号１０４を送信レーダ信号１４１のコピーと混合するミクサ１２４によってダウンコンバートされる。本例では、ミクサ１２４の出力端に得られるダウンコンバート信号はハイパスフィルタ１２１でフィルタ処理され、可変利得増幅器１２３で増幅され、その後ローパスフィルタ１２７でフィルタ処理される。ローパスフィルタ１２７の出力信号は中間周波数（ＩＦ）信号１０６と称され、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１２２でディジタル化される。

本例では、ＡＤＣ１２２の出力はサンプルレートコンバータ１２８で処理され、その後ディジタル信号プロセッサ１３１へ入力として供給される。ディジタル信号プロセッサ１３１は受信機コントローラの一例であり、制御及び処理部１３０の一部を構成する。制御及び処理部１３０はプログラムメモリ１３２及びデータメモリ１３３も含む。レーダシステムからの出力はコントローラエリアネットワーク（ＣＡＮ）バス等のシステムインタフェース１６０を用いて自動車内の他の電子機器と通信することができる。

要するに、カーレーダシステム（自動車応用分野の例として「カー」という語を使用する）では、特定の波形原理に従って変調された信号が所定の搬送周波数で送信される。反射信号はアナログ受信機によりベースバンド信号にダウンコンバートされ、システムのディジタル部で処理される。これらの処理ステップにおいて、物体までの距離、相対視線速度、即ち物体が自動車に近づく速度及び物体と自動車の成す角度のうちの一つ以上が計算される。

上述したように、上記の変調システムは周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）を使用する。ＦＭＣＷはその正確さ及びロバスト性のために自動車レーダシステムに適した波形である。特に、短持続時間の周波数チャープのシーケンスを送信する実装例は非ゼロ相対視線速度で移動する物体を検出するのに好適な特性を持っている。

ＦＭＣＷベースのレーダシステムでは、反射物体までの視線距離は周波数ランプの勾配と物体までの飛行時間とで決まるビート周波数で振動する正弦波に変換される。その正弦波の周波数を推定することはディジタルベースバンドまでであり、いくつかの実施例ではこれは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により行うことができる。

図２は、送信レーダ信号２０２及び受信レーダ信号２０４のＮ個の周波数ランプのＦＭＣＷチャープシーケンスを示す。瞬時周波数が図２の垂直軸に示され、時間が水平軸に示されている。各チャープの周波数は搬送周波数（ｆｃ）２０６と最大周波数（ｆｍａｘ）２０８との間で変化する。各チャープはＴ_{ｃｈｉｒｐ}の持続時間と、チャープの周波数が増加するランプ期間Ｔ_ｒａｍｐを有する。いくつかの例では、チャープの周波数が減少するランプ期間を使用することができる。

搬送周波数（ｆｃ）２０６と最大周波数ｆｍａｘ（２０８）との差は１チャープあたりのランプの帯域幅（Δｆ）であり、ＰＬＬの性能により制限され得る。例えば、ＰＬＬの周波数レンジは、レーダシステムに割り当てられる周波数スペクトルに適した複数のハードウェア構成のうちの一つを選択することにより設定され得る。結果として、チャープの帯域幅（Δｆ）は使用するハードウェア構成の帯域幅により制限され得る。

図２から明らかにように、受信レーダ信号２０４は送信レーダ信号２０２に対して時間的に遅延する。この時間遅延はレーダシステムと反射物体との間の順方向と逆方向の伝搬時間に起因する。

ＦＭＣＷシステムでは、送信レーダ信号２０２及び受信レーダ信号２０４の周波数領域プロットの勾配で示されるように、増加する又は減少する周波数を有する正弦波が送信される。送信レーダ信号２０２と受信レーダ信号２０４との間の瞬時周波数差は周波数ランプの持続時間の少なくとも一部分の間一定である。

図１につき上で述べたように、ダウンコンバージョン処理において送信レーダ信号２０２が受信レーダ信号２０４（送信レーダ信号２０２が時間遅延されたもの）と混合される。レーダシステムと反射物体との相対速度がゼロである場合、受信レーダ信号２０４は、送信レーダ信号２０２が減衰され、時間遅延され且つ位相回転されたものになる。ダウンコンバージョンとその後のローパスフィルタリング処理の結果はビート周波数で振動する正弦波になる。ビート周波数は、反射物体距離Ｄ、ランプの開始及び停止周波数間の差Δｆ（図２参照）及びランプの持続時間ｔ_ｒａｍｐによって決まる。

ここで、ｃ０は光の速度に等しい。

相対速度がゼロでない場合には、対応するドップラー周波数がビート周波数に加わる。しかしながら、このシステムでは、チャープの持続時間が極めて短く（例えば１００μｓ未満）、周波数偏移が少なくとも数十ＭＨｚである。結果として、ドップラー周波数はビート周波数に比較して極めて小さく、距離の計算において無視され得る。しかしながら、ドップラー成分は、受信された周波数ランプの位相を変化させる。相対視線速度を計算するためには周知の技術である２次元高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が使用されている。この技術は図７を参照して以下で更に説明される。

ＦＭＣＷレーダシステムでは、距離とビート周波数の関係は線形である。ビート周波数は反射物体までの距離の増加とともに増加する。実際には、レーダシステムの視野内には複数の反射が存在し得る。この場合には、ダウンコンバージョン処理の出力は、複数の反射物体までの距離に対応するビート周波数で振動する正弦波の合計になる。

距離分解能
レーダ視野内の２つの反射物体の照射はＡＤＣの入力に、それぞれのビート周波数で振動する２つの正弦波の合計からなるＩＦ（中間周波数）信号を生じる。レーダシステムの分解能は、これらの２つの物体がどのぐらい接近するまでレーダシステムで２つの別個の物体として知覚できるかで決まる。ＦＭＣＷレーダシステム技術では、周波数領域応答の第１ゼロクロス帯域幅を分解能の尺度として使用する。この帯域幅と分解能（メートル単位）との関係が以下で説明される。

ゼロクロス帯域幅はＴ_ＦＦＴの逆数に等しく、ここでＴ_ＦＦＴは各周波数ランプにおけるアクイジションインターバルの持続時間である。アクイジションインターバル及びＴ_ＦＦＴは図３ａから３ｃを参照して以下で説明される。よって、第２の反射物体のビート周波数は、別個に識別可能にするために、第１の反射物体のビート周波数より少なくともＴ_ＦＦＴ ^−１Ｈｚ高い又は低い必要がある。これは、ビート周波数が、送信信号がレーダシステムの分解能距離であるＤ_ＲＥＳメートルを走行するのに要する追加の時間Δτ内にＴ_ＦＦＴ ^−１Ｈｚだけ増加する必要があるという要件に変わる。この追加の時間は、次の式により与えられる。

ビート周波数の増加又は減少は、次のように書き表される。

ビート周波数のこの増加は少なくともＴ_ＦＦＴ ^−１Ｈｚでなければならない。よって、

式（４）から、Ｄ_ＲＥＳは、次のようになる。

式（５）から、ＦＭＣＷレーダシステムの距離分解能はサンプリングインターバル中の周波数ランプの帯域幅（Δｆ）に反比例することになる。

図３ａ，３ｂ及び３ｃはすべて、送信レーダ信号３０２、受信レーダ信号３０４及び中間周波数（ＩＦ）信号３０６を示す。送信レーダ信号３０２は図１のＰＬＬにより供給される。受信レーダ信号３０４は図１の受信部により受信される。ＩＦ信号３０６は図１のＡＤＣに供給され得る。このように、ＩＦ信号３０６は送信レーダ信号３０２と受信レーダ信号３０４の積をフィルタ処理したものとなる。送信レーダ信号３０２の特徴は図３ａに表示されている。受信レーダ信号３０４の特徴は図３ｂに表示されている。図３ｃは主として送信レーダ信号３０２と受信レーダ信号３０４の重複部分について説明するために使用される。

送信レーダ信号３０２と受信レーダ信号３０４との間の時間遅延は図３ａ−３ｃに記号τ（３１１）で示され、反射物体までのレーダ信号の往復飛行時間を表す。

図３ａを参照すると、送信レーダ信号３０２は２つのサブランプを有し、それらは送信第１上昇周波数部分３０７及び送信第２上昇周波数部分３０８と称される。送信レーダ信号３０２の周波数はこれらの２つの部分中に時間とともに増加する。図から明らかなように、送信第１上昇周波数部分３０７は搬送周波数から上昇を開始し、周波数がΔｆだけ増加したとき上昇を停止する。図２の波形につき述べたと同様に、ΔｆはＰＬＬのハードウェアによって課される制限である。しかしながら、図２の波形と対照的に、送信第１下降周波数部分３０９後に、高周波数チャープ発生器は、例えばＰＬＬが異なるハードウェア設定を利用するようにして、ＰＬＬを第１動作モードから第２動作モードに再設定する。

その後、ＰＬＬが第２動作モードであるとき、送信第２上昇周波数部分３０８は周波数を更にΔｆに等しい量だけ増加する。以下で検討するように、異なるＰＬＬ設定を用いる２つのサブランプの使用によってサンプリングインターバル中の複合周波数ランプの帯域幅を増加することができる。よって、上記の方程式（５）に従って、ＦＭＣＷレーダシステムの距離分解能（Ｄ_ＲＥＳ）は有利に縮小される。これは、Ｄ_ＲＥＳは周波数ランプの帯域幅に反比例するためである。

このように、ＰＬＬは送信レーダ信号３０２の第１上昇周波数部分３０７を供与するために第１動作モードで動作し、送信レーダ信号３０２の第２上昇周波数部分３０８を供与するために第２動作モードで動作する。従って、波形発生器ＰＬＬが第１動作モードにある際にＰＬＬのスイープ帯域にフィットしない周波数偏差を有する第２周波数ランプを使用することができる。

以下でより詳細に検討するように、送信第１上昇周波数部分３０７及び送信第２上昇周波数部分３０８は、それらが重複するように制御することができる。その際、重複部分は、送信第１上昇周波数部分３０７の終点と送信第２上昇周波数部分３０８の始点との間の位相歪が低減されるように処理することができる。

図３の送信レーダ信号３０２は下記の部分：
送信レーダ信号３０２の周波数が時間とともに増加する送信第１上昇周波数部分３０７；
送信レーダ信号３０２の周波数が時間とともに減少する送信第１下降周波数部分３０９；
送信レーダ信号３０２の周波数がほぼ一定に維持される送信第１定周波数部分３１０；
送信レーダ信号３０２の周波数が時間とともに増加する送信第２上昇周波数部分３０８；及び
送信レーダ信号３０２の周波数が時間とともに減少する送信第２下降周波数部分３１２；
を含む。

いくつかの例では、ＰＬＬは、送信第１下降周波数部分３０９後に再設定される。この理由のために、ほぼ一定の周波数部分３１０はＴ_{ｓｗｉｔｃｈ}とも称される。

送信第１上昇周波数部分３０７と送信第２上昇周波数部分３０８との間に一時的に生じる送信第１下降周波数部分３０９のために、送信第２上昇周波数部分３０８の出発周波数が送信第１上昇周波数部分３０７の終了周波数より低くなる。その結果、送信第１上昇周波数部分３０７の周波数範囲と送信第２上昇周波数部分３０８の周波数範囲に重複が生じる。この周波数範囲の重複は図３ａにＦ_{ｓｈｉｆｔ}（３１３）として示されている。図３ａの時間軸上で、この重複する周波数範囲は送信第１上昇周波数部分３０７の送信第１重複部分３１５及び送信第２上昇周波数部分３０８の送信第２重複部分３１６に相当する。よって、送信第１上昇周波数部分３０７は送信第１非重複部分３１４も含み、送信第２上昇周波数部分３０８は送信第２非重複部分３１７も含む。

送信第１重複部分３１５の周波数範囲は送信第２周波数重複部分３１６の周波数範囲に対応する。送信第１非重複部分３１４の周波数範囲は送信第１重複部分３１５の周波数範囲より大きい。送信第２非重複部分３１７の周波数範囲は送信第２重複部分３１６の周波数範囲より大きい。

送信第２下降周波数部分３１２は次のチャープの開始のためにチャープの瞬時周波数を搬送周波数（ｆｃ）に戻すことができ、リセット位相と見なすことができる。送信第２下降周波数部分３１２中に、ＰＬＬは第１動作モードに戻るように再設定される。送信レーダ信号３０２が搬送周波数に戻るとき、リセット位相中に送信レーダ信号３０２に小さな段差が存在し得る。この段差はアクイジションインターバル中に生じないため、この段差のために有意の信号処理を行う必要はない。

次に図３ｂを参照して受信レーダ信号３０４につき説明する。受信レーダ信号３０４は送信レーダ信号３０２が反射されたものを表す。従って、受信レーダ信号３０４は送信レーダ信号３０２と同様の部分を含む。具体的には、受信レーダ信号３０４は、
受信レーダ信号３０４の周波数が時間とともに増加する受信第１上昇周波数部分３１８；
受信レーダ信号３０４の周波数が時間とともに減少する受信第１下降周波数部分３１９；
受信レーダ信号３０４の周波数がほぼ一定に維持される受信第１定周波数部分３２０；
受信レーダ信号３０４の周波数が時間とともに増加する受信第２上昇周波数部分３２１；及び
受信レーダ信号３０４の周波数が時間とともに減少する受信第２下降周波数部分３２２；
を含む。

送信レーダ信号３０２と同様に、受信レーダ信号３０４は受信第１非重複部分３２３と受信第１重複部分３２４を含む。また、受信第２上昇周波数部分３２１は受信第２重複部分３２５と受信第２非重複部分３２６を含む。これらの部分の各々は送信レーダ信号３０２の同等の名称の部分に対応する時間に受信されるものと考えられる。

次に図３ｃを参照してＩＦ信号３０６について説明する。上述したように、ＩＦ信号３０６は送信レーダ信号３０２と受信レーダ信号３０４との積である。

整定部分（Ｔ_{ｓｅｔｔｌｅ}）３３１がチャープの開始時に発生する。ＩＦ信号３０６は整定部分３３１中にそのビート周波数レベル（ｆ_ｂｅａｔ）まで増加するが、送信レーダ信号３０２及び受信レーダ信号３０４の周波数はゼロ周波数レベルから増加する。ＩＦ信号３０６のこの整定部分（Ｔ_{ｓｅｔｔｌｅ}）３３１は不安定部分の一例であり、第１アクイジションインターバル３３５から除外される。

第１アクイジションインターバル３３５は、ＩＦ信号３０６がそのビート周波数レベル３２４に到達し初期整定時間が経過した後に、開始する。ＩＦ信号３０６はそのビート周波数に到達した時点で整定した周波数値に到達したと言える。従来知られているように、ＤＳＰは初期整定時間が経過したこと、及び信号は（レーダの最大距離に基づく）所定の時間内に「受信機に戻った」ことを決定することができる。ＰＬＬもリニア動作に整定するために若干の時間を要し得る。いくつかの例では、この処理のために数マイクロ秒が留保され得る。正確なタイミングがレーダ内のタイミング発生器によって生成され得る。その後、第１アクイジションインターバル３３５は、送信レーダ信号３０２が下降（送信第１下降周波数部分３０９）を開始するまで続く。第１アクイジションインターバル３３５の持続時間はＴ_ＦＦＴと称することができる。送信レーダ信号３０２が下降し、受信レーダ信号３０４がまだ上昇しているとき、両システムの周波数レベル間の差は一定でないため、ＩＦ信号３０６はもはやそれより前のように反射物体までの距離を表さない。送信第１下降周波数部分３０９の持続時間は、図４を参照して以下で詳述するように、重複部分を許容可能な方法で組み合わせ可能にするために、送信レーダ信号３０２と受信レーダ信号３０４との間に十分な周波数の重複が生じるように設定することができる。

こうして、送信第１非重複部分３１４及び受信第１非重複部分３２３の組み合わせを含むＩＦ信号３０６の複合第１部分３３７が提供される。この例では、複合第１部分３３７は、送信第１非重複部分３１４と受信第１非重複部分３２３の乗算（例えば図１のミクサによる）の結果を含み、非整定部分３３１は乗算の結果から除去する。また、第１アクイジションインターバル３３５は、送信第１重複部分３１５の一部分及び受信第１重複部分３２４の一部分の組み合わせを含む。特に、第１アクイジションインターバル３３５は、非整定送信第２重複部分３３２と同じ周波数範囲を有する送信第１重複部分３１５の第１部分３３３と、第１部分３３３が送信される同じ時間に受信される受信第１重複部分３２４の一部分との組み合わせを含む。

送信第１下降周波数部分３０９後に、送信レーダ信号３０２が送信第１定周波数部分３１０を開始する。送信第１定周波数部分３１０の持続時間はレーダ信号の飛行時間τ（３１１）以上とすることができる。この例では、送信第１定周波数部分３１０の持続時間は飛行時間τ（３１１）と同じとする。こうすると、受信レーダ信号３０４は、送信レーダ信号３０２が定値から離れるとき、同じ定値に降下する。この瞬時に、受信レーダ信号３０４の周波数は送信レーダ信号３０２の周波数と同じになるため、ＩＦ信号のビート周波数はゼロになる。

その後、送信第２上昇周波数部分３０８の開始時に別の整定部分（Ｔ_{ｓｅｔｔｌｅ}）が存在し、この部分の間にＩＦ信号３０６が正しいビート周波数値３２４に整定する。ＩＦ信号３０６が整定すると、第２アクイジションインターバル３２７が上述した第１アクイジションインターバル３３５と同様に始まる。送信第２重複部分３１６は送信第２上昇周波数部分３０８の開始時に開始し、整定部分（Ｔ_{ｓｅｔｔｌｅ}）３３２の終了後の一定期間後に終了する。即ち、送信第２重複部分３１６と整定部分（Ｔ_{ｓｅｔｔｌｅ}）３３２は同時に開始するが、送信第２重複部分３１６は整定部分（Ｔ_settle）３３２より長い。従って、送信第２重複部分３１６は、整定送信第２重複部分３２８ａと非整定第２重複部分３３２とからなる。受信第２重複部分３２５も同様に、対応する整定送信第２重複部分と同時に発生する整定受信第２重複部分を含み得る。

こうして、送信第２非重複部分３１７と受信第２非重複部分３２６を含む、ＩＦ信号３０６の複合第２部分３３８が得られる。この例では、複合第２部分３３８は、送信第２非重複部分３１７と受信第２非重複部分３２６の乗算（例えば図１のミクサによる）の結果を含む。

ここで、送信第１上昇周波数部分３０７に戻り説明すると、送信第１重複部分３１５は整定送信第２重複部分３２８ａと同じ周波数範囲に対応する整定送信第１重複部分３２９ａを有する、ということができる。しかし、送信第１重複部分３１５の残部は整定している。

以上の記載から理解されるように、第１アクイジションインターバル３３５は整定送信第１重複部分３２９ａで終了し、第２アクイジションインターバル３２７はその開始時（整定部分Ｔ_{ｓｅｔｔｌｅ}のために受信第２上昇周波数部分３２１の開始時ではない）に整定送信第２重複部分３２８ａを有する。送信レーダ信号３０２の整定送信第１重複部分３２９ａと整定送信第２重複部分３２８ａは同じ周波数範囲を有する。

整定送信第１重複部分３２９ａの持続時間の間、受信第１上昇周波数部分３１８は整定受信第１重複部分３２９ｂを規定する。同様に、整定送信第２重複部分３２８ａの持続時間の間、受信第２上昇周波数部分３２１は整定受信第２重複部分３２８ｂを規定する。

ＩＦ信号３０６は、整定送信第１重複部分３２９ａと整定受信第１重複部分３２９ｂとの積である整定第１重複部分３２９ｃを含む。ＩＦ信号３０６の整定第１重複部分３２９ｃは、整定送信第１重複部分３２９ａ及び整定受信第１重複部分３２９ｂと同じ期間（図３ｃに３２９で示されている）に対応する。ＩＦ信号３０６の整定第１重複部分３２９ｃは第１整定周波数範囲（Ｆ_{ｓｅｔｔｌｅｄ}３３４）を有する送信レーダ信号３０２に相当する。

同様に、ＩＦ信号３０６は、整定送信第２重複部分３２８ａと整定受信第２重複部分３２３ｂとの積である整定第２重複部分３２８ｃを含む。ＩＦ信号３０６の整定第２重複部分３２８ｃは、整定送信第２重複部分３２８ａ及び整定受信第２重複部分３２８ｂと同じ期間（図３ｃに３２８で示されている）に対応する。ＩＦ信号３０６の整定第２重複部分３２８ｃは、第１整定周波数範囲と同じである第２整定周波数範囲（Ｆ_{ｓｅｔｔｌｅｄ}３３４）を有する送信レーダ信号３０２に相当する。

整定重複部分の各々は図３ｃに太線で示されている。

図３ａから３ｃの勾配を反転又は逆転したシステムを提供することもできること勿論である。従って、図３ａから３ｃに示す上昇チャープは下降チャープにすることができ、逆も同様である。即ち、送信第１上昇周波数部分は送信ランプ周波数部分の一例である。送信第１ランプ周波数部分の間、送信レーダ信号の周波数は時間とともに増加又は減少する。それゆえ、本明細書において上昇周波数部分と記述する部分はすべて、その周波数が送信第１ランプ周波数と同様に変化するランプ周波数部分の例と見なすことができる。同様に本明細書において下降周波数部分と記述する部分はすべて、その周波数が送信第１ランプ周波数と反対に変化する戻り周波数部分の例と見なすことができる。

また、本例では送信レーダ信号３０２は複数のチャープを含み、各チャープは（ｉ）送信第１上昇周波数部分３０７、（ｉｉ）送信第１下降周波数部分３０９、（ｉｉｉ）送信第１定周波数部分３１０、（ｉｖ）送信第２上昇周波数部分３０８及び（ｖ）送信第２下降周波数部分３１２を含む。同様に、受信レーダ信号３０４は複数のチャープを含み、各チャープは（ｉ）受信第１上昇周波数部分３１８、（ｉｉ）受信第１下降周波数部分３１９、（ｉｉｉ）受信第１定周波数部分３２０、（ｉｖ）受信第２上昇周波数部分３２１及び（ｖ）受信第２下降周波数部分３２２を含む。

図４を参照して以下で論じるように、複合重複部分は整定送信第１重複部分３２９ａ、整定受信第１重複部分３２９ｂ、整定送信第２重複部分３２８ａ、及び整定受信第２重複部分３２８ｂの組み合わせに基づいて決定することができる。

ディジタル領域では、２組のサンプル（一つは第１アクイジションインターバル３３５に対応し、他の一つは第２アクイジションインターバル３２７に対応する）が複合ランプに対して得られる。結合すると、２組のサンプルは単一構成のＰＬＬにより得られる帯域幅（Δｆ）のほぼ２倍のＦＭＣＷ周波数ランプに相当する。しかしながら、第１アクイジションインターバル３３５の最終サンプルと第２アクイジションインターバル３２７の第１サンプルとの間に位相不連続が存在する可能性がある。この位相不連続は結合サンプリングインターバルの周波数スペクトルを歪ませ得る。

位相不連続の導出
第１アクイジションインターバル３３５の最終サンプルのＩＦ信号３０６の位相（ラジアン単位）は、単一の反射物体の場合に、次の式で与えられる。

送信第１下降周波数部分３０９（リセット位相と称される）中に、送信周波数ランプの瞬時周波数はＦ_{ｓｈｉｆｔ}だけ低下し、少なくともτ秒の間一定のままになる。それゆえ、ＩＦ信号３０６の位相はτ秒後に２π（ｆ_ｃ＋ΔＦ−Ｆ_{ｓｈｉｆｔ}）τになる。定周波数期間後に、送信周波数は再び増加する。τ中、受信ＩＦ信号は最初次式で表される。

（Ｔ_ｒａｍｐ＋Ｔ_{ｒｅｓｅｔ}＋Ｔ_{ｓｗｉｔｃｈ}＋τ）秒において、ＩＦ信号は次式で表される。

τ秒後、受信信号の周波数も増加するため、ビート周波数で振動する成分が加わる。次の（Ｔ_{ｒｅｓｅｔ}−τ）秒中、ＩＦ信号は次式で表される。

第２アクイジションインターバルの第１サンプルにおける信号は、次の式で与えられる。

方程式６の位相を方程式１０の位相と比較すると、位相不連続は、次の式で与えられる。

この位相不連続は飛行時間に依存するため距離依存である。ＦＭＣＷシステムではこの依存は周波数に変換される。

理論的には、方程式１１の位相は、Ｆ_{ｓｈｉｆｔ}＝（Δｆ／Ｔ_ｒａｍｐ）Ｔ_{ｓｅｔｔｌｅ}を選択することによってゼロにすることができる。しかしながら、送信機及び受信機チェーンのトランジェントのために小さな偏差が起こり得る。これらのトランジェントは第１アクイジションインターバルの終点と第２アクイジションインターバルの始点との間で小さな振幅及び位相のジャンプを生じ得る。

位相不連続によるスペクトル歪み
位相不連続がＦＭＣＷレーダシステムに及ぼす影響を理解するには、最初に、一つの連続周波数ランプが等しい長さの第１及び第２アクイジションインターバルに分割されるシナリオについて考察するのが有用である。図１のＦＭＣＷシステムにおいて、距離はＩＦ信号の周波数の大きさにより表される。従って、距離はＩＦ信号の周波数スペクトルを評価することによって推定される。２つのアクイジションインターバルの組み合わせは時間領域又は周波数領域で行うことができる。ここでは、周波数領域での組み合わせについて説明する。アクイジションインターバルの長さはゼロパディングにより２倍程度にされる。第１インターバルはゼロを後付けすることによりパディングされ、第２インターバルはゼロを前付けすることによりパディングされる。

各（ゼロパディングされた）アクイジションインターバルの周波数は等しい。第２アクイジションインターバルのスペクトルの位相は第１インターバルのスペクトルの位相と比較してシフトする。この位相シフトは第１インターバルの時間シフト及び異なる開始周波数に起因する。

従って、この位相シフトはアクイジションインターバルの持続時間とスペクトルが評価される周波数とに依存する。両スペクトルが加算される場合、それらはある周波数でコヒーレントに加算し、他の周波数で破壊的に加算する。この場合には、両スペクトルは単一反射物体に対応するスペクトルのピーク振幅でコヒーレントに加算する。第１及び第２アクイジションインターバルのスペクトルはそれぞれｘ_１（ｎ）及びｘ_２（ｎ）である。この場合、第２スペクトルは次式で与えられる。

ここで、ビート信号がそのスペクトルピークになる周波数においてＦ_ｂｅａｔ＝（Ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}／２Ｎ）ｎになり、ｃｏｓ項が１になり、建設的加算が生じる。ｎ＝ｎ＋１のとき、次のようになる。

従って、破壊的加算は極大の右（又は左）側の一つのサンプルに起こる。この破壊的加算はスペクトル応答の幅を減少させ、よって分解能を増加させる。方程式１２内に別の位相項が存在する場合には、コヒーレント加算は周波数シフトを生じ、その結果スペクトル歪を生じる。

図３ａから３ｃの例示的な実施形態に戻り説明すると、周波数シフトＦ_{ｓｈｉｆｔ}３１３は第１アクイジションインターバル３３５の終点と第２アクイジションインターバル３２７の始点との間に位相不連続を生じ得る。即ち、上述のシナリオでは、所望のコヒーレントで破壊的な加算パターンは失われる。第１アクイジションインターバル３３５と第２アクイジションインターバル３２７を補正なしに単に組み合わせるだけでは分解能の損失及び不所望なゴーストターゲットの形成を生じ得ることが確かめられた。

方程式１１の位相不連続は距離依存であることを思い出されたい。即ち、第１反射物体は、レーダまで第１の反射物体と異なる距離にある第２反射物体により引き起こされる位相シフトと異なる位相シフトを引き起こす。距離はＦＭＣＷシステムにおいてビート周波数に変換される。従って、方程式１１の線形位相関係が周波数領域におけるビート周波数の線形位相シフトに変換される。

以上の記載から、図３は２つの連続するサブランプを有する模範的な実施形態に関するものであることは理解されよう。本レーダシステムは一連のＦＭＣＷ波形を使用し得る。各周波数ランプはＰＬＬを再設定し得る短い時間インターバルで分離された２つの連続する周波数サブランプからなる。第２アクイジションインターバルの始点における第２サブランプの瞬時周波数は第１アクイジションインターバルの終点における瞬時周波数に近い。瞬時周波数は送信機コントローラ（波形発生器の一例である）により正確に制御でき、高度に予測可能である。

時間領域ソリューション
図４は、第１アクイジションインターバルからのサンプルを第２アクイジションインターバルからの信号と時間領域でどのように結合することができるかその模範的な実施形態を概略的に示す。他の例では、この結合／補正技術を周波数領域で適用してもよい。この処理は図１のＤＳＰによって実行することができ、このＤＳＰは受信機コントローラの一例である。

図４は、第１サンプリングインターバルブロック４２５を含む第１データブロック４４２を示す。第１サンプリングインターバルブロック４２５は、図３ａから３ｃに示されるように、第１アクイジションインターバル中にＩＦ信号から採取されるサンプルに対応する。図４は第２サンプリングインターバルブロック４２７を含む第２データブロック４４３も示す。第２サンプリングインターバルブロック４２７は、図３ａから３ｃに示されるように、第２アクイジションインターバル中にＩＦ信号から採取されるサンプルに対応する。

本例では、ＤＳＰはＩＦ信号から第１サンプリングインターバルブロック４２５及び第２サンプリングインターバルブロック４２７を分離し、ゼロブロック４４０，４４１を詰め込んで第１データブロック４４２及び第２データブロック４４３を形成する。ゼロブロック４４０，４４１の各々は第１サンプリングインターバルブロック４２５及び第２サンプリングインターバルブロック４２７と同じ長さ／持続時間（Ｎ）を有する。第１サンプリングインターバルブロック４２５には第１ゼロブロック４４０が後付けされる。第２サンプリングインターバルブロック４２７には第２ゼロブロック４４１が前付けされる。

上述したように、第１サンプリングインターバルブロック４２５の終了部は整定第１重複部分４２９ｃを含み、第２サンプリングインターバルブロック４２７の開始部は整定第２重複部分４２８ｃを含む。

ＤＳＰは次にタイムシフト処理４４２を第１データブロック４４２に適用し、第１ゼロブロック４４０のいくつかのゼロを除去する。除去されるゼロの数に相当する持続時間は整定第１重複部分４２９及び整定第２重複部分４２８の持続時間に対応する。

重複するサンプルの数（Ｎ_{ｏｖｅｒｌａｐ}）は次のように計算することができる。

ここで、Ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は図１に示すＡＤＣのサンプリング周波数に等しい。

ＤＳＰはその後、ウィンドウ処理４４６をＩＦ信号の静定第１重複部分４２９ｃに適用してウィンドウ処理された静定第１重複部分４２９ｄを生成し、第２ウィンドウ処理４４５をＩＦ信号の静定第２重複部分に適用してウィンドウ処理された静定第２重複部分４２８ｄを生成する。この例では、三角窓関数を使用する。しかしながら、他のウィンドウ関数を使用することもできることは理解されよう。第１ウィンドウ処理４４６の出力は処理された第１データブロック４４２ａである。第２ウィンドウ処理４４５の出力は処理された第２データブロック４４３ａである。

ＤＳＰはその後、処理された第１データブロック４４２ａと処理された第２データブロック４４３ａを結合し、本例では加算する。これは図４に加算器４４７として概略的に示されている。この加算処理は出力信号４７２を生成し、この出力信号４７２は、
・送信第１非重複部分と受信第１非重複部分の組み合わせに基づく複合第１部分４７４；
・ウィンドウ処理された静定第１重複部分４２９ｄとウィンドウ処理された静定第２重複部分４２８ｄの組み合わせの結果である複合重複部分４７０（これは、（ｉ）送信第１重複部分、（ｉｉ）送信第２重複部分、（ｉｉｉ）受信第１重複部分及び（ｉｖ）受信第２重複部分の組み合わせの一例であり、その理由はウィンドウ処理された静定第１重複部分４２９ｄ及びウィンドウ処理された静定第２重複部分４２８ｄはこれら４つの部分から導出されるためである）；及び
・送信第２非重複部分と受信第２非重複部分の組み合わせに基づく複合第２部分４７６；
を含む。

その後、出力信号４７２に基づいて一以上の反射物体までの距離を決定することができる。

既に適用したゼロパディング処理及びタイムシフト処理のために、この加算処理は、重複サンプルの加算及び新しいサンプリングインターバル１（４２５）へのサンプリングインターバル２（４２７）の残りのサンプルの付加とみなすことができる。

必要に応じ、新しいアクイジションインターバルをサンプリングインターバル１（４２５）の長さ（Ｎ）の２倍に増加させるために更なるゼロパディングを適用することができる。これらの追加のゼロ４４４は処理された第２データブロック４４３ａの終わりに、第２サンプリングインターバルブロック４２７の後に含めることができる。

新しいアクイジションインターバル（加算器４４７の出力）はその後、それが単一の周波数ランプであるかのように処理することができる。従って、次のステップでは、ＤＳＰは追加のウィンドウ処理、例えばチェビシェフウィンドウを使用することができる。得られるウィンドウ処理された信号はその後第１アクイジションインターバル（Ｎ）の２倍の長さのＦＦＴによって周波数領域に変換することができる。後続の処理ステップにおいて、第２のＦＦＴを複数のチャープ信号に亘って実行し、図７を参照して説明されるようにドップラー周波数を推定することができる。

図４につき上述した重複技術は新チャープの開始時に起こり得るトランジェント効果を低減することができる。

測定結果
図３及び図４につき上述した技術をレーダフロントエンドに実装し、試験した。試験は無響室内で実行した。結果は図５ａ、図５ｂ及び図６に示され、以下で検討される。

図５ａ及び図５ｂは水平軸の距離に対する垂直軸の電力のプロット曲線を示す。測定値は約１．２ｍの距離にある単一のコーナー反射器で試験されたシステムについて示されている。図５ｂは約１．２ｍの距離におけるプロット曲線を拡大した領域を示す。

第１の曲線５５２は５００ＭＨｚチャープ、例えば図２に示されるチャープに対する結果を示す。

第２のプロット５５４は２つの複合５００ＭＨｚチャープ、例えば図３ａから３ｃに示されるチャープであるが図４につき述べた位相補正なしの場合に対する結果を示す。

第３の曲線５５６は２つの複合５００ＭＨｚチャープ、例えば図３ａから３ｃに示されるチャープであるが図４につき述べた位相補正ありの場合に対する結果を示す。

第２及び第３のプロット５５４，５５６は１ＧＨｚチャープをエミュレートするために２つの５００ＭＨｚチャープを用いて測定した結果を示す。２５．６μｓの単一のアクイジションインターバルを使用し、７０ｄＢのサイドロープ及び４２０ＭＨｚの有効チャープ帯域幅を有するチェビシェフウィンドウを使用した。

図５ｂは３ｄＢ指標を含み、これは第１の曲線５５２の分解能は０．５５ｍであり、第３の曲線５５６の分解能はもっと良く、０．３１ｍであることを示している。単一の１ＧＨｚチャープの対応する分解能は０．２８ｍである。図５ｂは、第３の曲線５５６は第２の曲線５５４よりも正確なコーナー反射器までの距離の指示をもたらすことも示している。

図６は水平軸の距離に対する垂直軸の電力のプロット曲線を示す。測定値は約０．８ｍと１．２ｍの位置で近接する２つのコーナー反射器に対する結果を示す。

図５と同様に、第１の曲線６６２は５００ＭＨｚチャープに対する結果を示し、第２のプロット６６４は位相補正なしの２つの複合５００ＭＨｚチャープに対する結果を示し、第３の曲線６６６は位相補正ありの２つの複合５００ＭＨｚチャープに対する結果を示す。

図６から明らかなように、第３の曲線６６６は２つのピーク（２つのコーナー反射器を正確に表す）を示すが、第２のプロット６６４は誤った結果，例えばゴースト、第３ターゲットを示す。更に、第１の曲線６６２（単一の５００ＭＨｚチャープを表す）は両反射器を分離することはできない。

相対視線速度
上述したように、二次元高速フーリエ変換（ＦＦＴ）は相対視線速度を計算するために使用できる。

図７は２次元ＦＦＴを概略的に示す。第１のステップ７０２において、各受信チャープはＦＦＴ処理によって周波数領域に変換され、行単位に記憶される。第２のステップ７０４において、ＦＦＴ処理が一列内の全サンプルに対して実行される。この処理は、全ての列に対して実行される。

本明細書に開示する一以上の例は、レーダ波形発生器における複数のレーダ波形を連結することによって距離分解能を向上させる技術に関する。例えば、自動車レーダシステムのための広帯域幅エミュレーションは複数周波数ランプの連結によって得ることができる。距離分解能の向上を目的として、２つの周波数ランプを開始周波数をずらして単一のランプに組み合わせる周波数変調連続波形技術を開示している。

上述したように、距離依存の線形位相補正項を第２周波数ランプに対応するサンプルに適用することができる。この補正は時間領域でのタイムシフトにより実現できる。このとき、第２ランプに対応するサンプルを第１ランプの最終サンプルと部分的に重複させることができる。得られるベクトルはその後ウィンドウ処理し、周波数領域に変換することができる。

本明細書に開示する例は、波形発生器ＰＬＬ内の電圧制御発振器の制限により生じ得るチャープ帯域幅の制限に起因する分解能の制限に対処することができる。これらの例は、等しい周波数勾配及び持続時間を有するが開始周波数が異なるＦＭＣＷ周波数ランプの連結に起因して生じる位相歪みにも対処する。チャープ信号の開始及び終了時における、例えばトランジェントに起因する小さな振幅偏差にも対処することができる。

レーダシステムの距離分解能の向上を目的として２以上の周波数ランプが単一の周波数ランプに結合されたＦＭＣＷベースのレーダシステムが開示されている。本明細書に開示されたＦＭＣＷベースのレーダシステムは、一連の周波数ランプを送信することができ、その単一ランプは複数のサブランプからなる。これらの複数のサブランプの各々は前サブランプの終了時の周波数に近い開始周波数を有することができる。これらの複数のサブランプの送信の間に、ＰＬＬはフィルタバンクを切り替えることができる。２つの連続する周波数サブランプ間の位相不連続を除去するために、レーダシステムのディジタルベースバンドでの位相補正技術を使用することができる。第２送信周波数サブランプは、第１サブランプの終了時の期間の瞬時周波数に等しい瞬時周波数を有する期間をそのアクイジションインターバルの開始時に有するという技術がもたらされる。第１チャープアクイジションインターバルの最後の部分を第２インターバルの最初の部分に加算するというディジタル信号処理技術を使用することができる。この加算はウィンドウ関数で加重加算することができる。

上述した図中の命令及びフローチャートステップは、特定の順序が明記されていない限り、任意の順序で実行することができる。また、一つの模範的な命令／方法のセットについて説明したが、当業者なら本明細書中の材料を様々に組み合わせることにより他の様々な例を生成することもでき、それらの例もこの詳細な説明で与えられる文脈内に含まれることは理解されよう。

いくつかの模範的な実施形態では、上述した命令及び方法ステップのセットは、実行可能な命令セットでプログラムされ制御されるコンピュータ又はマシンで実行される実行可能な命令セットとして具体化される機能及びソフトウェア命令として実装される。このような命令は実行時にプロセッサ（例えば一以上のＣＰＵ）にロードされる。プロセッサという語は、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、プロセッサモジュール又はサブシステム（一以上のマイクロプロセッサ又はマイクロコントローラを含む）、又は他の制御装置又はコンピュータ装置を含む。プロセッサは単一コンポーネントも複数コンポーネントも意味する。

他の例では、本明細書に示す命令／方法のセット及びそれらと関連するデータ及び命令はそれぞれの記憶装置に格納され、これらの記憶装置は一以上の非トランジェントマシン又はコンピュータ可読記憶媒体又はコンピュータ使用可能記憶媒体として実装される。このようなコンピュータ可読又はコンピュータ使用可能記憶媒体は物品（又は製品）の一部分と見なすことができる。物品又は製品は製造された任意の単一コンポーネント又は複数コンポーネントを意味する。ここで定義される非トランジェントマシン又はコンピュータ使用可能媒体は信号を除外するが、これらの媒体は信号及び／又は他のトランジェント媒体からの情報を受信し処理することができる。

本明細書で論じられた材料の模範的な実施形態は、ネットワーク、コンピュータ、又はデータベース装置及び／又はサービスによって全体的に又は部分的に実装することができる。これらは、クラウド、インターネット、イントラネット、デスクトップ、プロセッサ、ルックアップテーブル、マイクロコントローラ、コンシューマ機器、インフラストラクチャ、又は他の許可装置又はサービスを含むことができる。本明細書及び請求の範囲で使用できるように、以下の包括的な定義が与えられる。

一例では、本明細書に記載された一以上の命令又はステップは自動化される。用語「自動化される」又は「自動的に」（及びその変形）は、コンピュータ及び／又は機械的／電気的装置を用いて、人の介在、観察、努力及び／又は決定を必要としない、制御動作を意味する。

コンポーネントを結合するというのは、それらを直接的に又は間接的に結合又は接続することを意味することに留意されたい。間接的結合の場合には、結合するという２つのコンポーネントの間に追加のコンポーネントが存在する可能性がある。

本明細書において、模範的な実施形態が様々な細部の一選択セットで提示されているが、当業者なら、これらの細部の異なる選択セットを含む多くの他の実施形態を実施しうることは理解されよう。以下の請求項はすべての可能な実施形態をカバーすることが意図されている。

Claims (15)

1. （ａ）送信機コントローラを備え、前記送信機コントローラは発振器が送信レーダ信号を発生するように前記発振器を制御するように構成され、前記送信レーダ信号は、
   前記送信レーダ信号の周波数が時間とともに増加又は減少する送信第１ランプ周波数部分、
   前記送信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と反対に変化する送信第１戻り周波数部分、及び
   前記送信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と同様に変化する送信第２ランプ周波数部分を備え、
   前記送信第１ランプ周波数部分は、送信第１重複部分及び送信第１非重複部分を含み、
   前記送信第２ランプ周波数部分は、前記送信第１周波数重複部分の瞬時周波数に対応する送信第２重複部分及び送信第２非重複部分を含み、且つ
   前記送信機コントローラは、前記発振器を前記送信第１ランプ周波数部分と前記送信第２ランプ周波数部分との間で第１動作モードから第２動作モードに再設定するように構成され、且つ
   （ｂ）受信機コントローラを備え、前記受信機コントローラは前記送信レーダ信号が反射されたものを表す受信レーダ信号を受信するように構成され、前記受信レーダ信号は、
   前記受信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と同様に変化する受信第１ランプ周波数部分、
   前記受信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と反対に変化する受信第１戻り周波数部分、及び
   前記受信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と同様に変化する受信第２ランプ周波数部分を備え、
   前記受信レーダ信号は、
   前記送信第１重複部分と同時に受信される受信第１重複部分、及び前記送信第１非重複部分と同時に受信される受信第１非重複部分、
   前記送信第２重複部分と同時に受信される受信第２重複部分、及び前記送信第２非重複部分と同時に受信される受信第２非重複部分を含み、且つ
   前記受信機コントローラは、
   前記送信第１重複部分、前記送信第２重複部分、前記受信第１重複部分及び前記受信第２重複部分の組み合わせに基づいて複合重複部分を提供し、
   前記送信第１非重複部分及び前記受信第１非重複部分の組み合わせに基づいて複合第１部分を提供し、
   前記送信第２非重複部分及び前記受信第２非重複部分の組み合わせに基づいて複合第２部分を提供し、
   前記複合重複部分、前記複合第１部分及び前記複合第２部分に基づいて出力信号を提供するように構成されている、
   レーダシステム。
2. 前記送信機コントローラは、前記送信レーダ信号の前記第１ランプ周波数部分を提供するために前記発振器を前記第１動作モードで動作するように構成され、且つ前記送信レーダ信号の前記第２ランプ周波数部分を提供するために前記発振器を前記第２動作モードで動作するように構成されている、請求項１記載のレーダシステム。
3. 前記複合重複部分を提供するために、前記受信機コントローラは、
   前記送信第１重複部分を前記受信第１重複部分と乗算して第１重複部分を提供し、
   前記送信第２重複部分を前記受信第２重複部分と乗算して第２重複部分を提供し、
   前記第１重複部分にウィンドウ関数を適用してウィンドウ処理された第１重複部分を提供し、
   前記第２重複部分にウィンドウ関数を適用してウィンドウ処理された第２重複部分を提供し、
   前記ウィンドウ処理された第１重複部分を前記ウィンドウ処理された第２重複部分と組み合わせる、
   ように構成されている、
   請求項１又は２記載のレーダシステム。
4. 前記受信機コントローラは、前記ウィンドウ処理された第１重複部分を前記ウィンドウ処理された第２重複部分に加算することによって前記ウィンドウ処理された第１重複部分を前記ウィンドウ処理された第２重複部分と組み合わせるように構成されている、請求項３記載のレーダシステム。
5. 前記複合重複部分を提供するために、前記受信機コントローラは、
   前記送信第１重複部分を前記受信第１重複部分と乗算して第１重複部分を提供し、
   前記送信第２重複部分を前記受信第２重複部分と乗算して第２重複部分を提供し、
   前記第２重複部分の静定第２重複部分を決定し、ここで前記静定第２重複部分は静定周波数値を有し、前記静定第２重複部分は第２静定周波数範囲を有する前記送信レーダ信号に対応するものであり、
   前記第１重複部分の静定第１重複部分を決定し、ここで前記静定第１重複部分は第１静定周波数範囲を有する前記送信第１重複部分に対応し、前記第１静定周波数範囲は前記第２静定周波数範囲と同じであり、
   前記静定第１重複部分にウィンドウ関数を適用してウィンドウ処理された静定第１重複部分を提供し、
   前記静定第２重複部分にウィンドウ関数を適用してウィンドウ処理された静定第２重複部分を提供し、
   前記ウィンドウ処理された静定第１重複部分を前記ウィンドウ処理された静定第２重複部分と組み合わせる、
   ように構成されている、
   請求項１又は２記載のレーダシステム。
6. 前記受信機コントローラは、前記ウィンドウ処理された整定第１重複部分と前記ウィンドウ処理された整定第２重複部分を加算することによって前記ウィンドウ処理された整定第１重複部分と前記ウィンドウ処理された整定第２重複部分を組み合わせるように構成されている、請求項５記載のレーダシステム。
7. 前記受信機コントローラは、前記送信第１非重複部分と前記受信第１非重複部分を乗算することによって前記複合第１部分を提供するように構成されている、請求項１乃至６のいずれか一項に記載のレーダシステム。
8. 前記受信機コントローラは、前記送信第１非重複部分と前記受信第１非重複部分を乗算し、その乗算結果から非静定部分を除去することによって前記複合第１部分を提供するように構成されている、請求項１乃至７のいずれか一項に記載のレーダシステム。
9. 前記受信機コントローラは、前記送信第２非重複部分と前記受信第２非重複部分を乗算することによって前記複合第２部分を提供するように構成されている請求項１乃至８のいずれか一項に記載のレーダシステム。
10. 前記送信機コントローラは、前記送信レーダ信号が、前記送信レーダ信号の周波数がほぼ一定に維持される送信第１定周波数部分も含むように、前記発振器を制御するように構成され、
    前記送信第１定周波数部分は前記送信第１戻り周波数部分の後で、前記送信第２ランプ周波数部分の前に位置する、
    請求項１乃至９のいずれか一項に記載のレーダシステム。
11. 前記送信機コントローラは、前記送信第１定周波数部分中に前記発振器を前記第１動作モードから前記第２動作モードへ再設定するように構成されている、請求項１０記載のレーダシステム。
12. 前記送信機コントローラは、前記送信第１定周波数部分の持続時間を少なくとも前記送信レーダ信号と前記受信レーダ信号との間の時間差に設定するように構成されている、請求項１０又は１１記載のレーダシステム。
13. 前記送信機コントローラは、前記送信レーダシステムが、前記送信レーダ信号の周波数が前記送信第１ランプ周波数部分と反対に変化する送信第２戻り周波数分も含むように、前記発振器を制御するように構成され、
    前記送信第２戻り周波数部分は前記送信第２ランプ周波数部分の後に位置する、
    請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のレーダシステム。
14. 前記受信機コントローラは更に、前記出力信号に基づいて反射物体までの距離を決定するように構成されている、請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のレーダシステム。
15. 請求項１乃至１４のいずれか一項に記載のレーダシステムを構成する集積回路。